センサ装置
【課題】比較的少ない素子数で、２つの値の差分を取るとともに感度を向上させることができるセンサ装置を提供する。
【解決手段】出力部４は、第１の入力部Ｉｎ１への入力に応じた大きさの電流を供給電流としてトランジスタＴｒ８に流すとともに第２の入力部Ｉｎ２への入力に応じた大きさの電流を排出電流としてトランジスタＴｒ６に流す第１の動作状態と、第１の入力部Ｉｎ１への入力に応じた大きさの電流を排出電流としてトランジスタＴｒ５に流すとともに第２の入力部Ｉｎ２への入力に応じた大きさの電流を供給電流としてトランジスタＴｒ８に流す第２の動作状態とを周期的に切り替える。出力コンデンサＣ１は供給電流が排出電流よりも大きければ両電流の差分で充電され、供給電流が排出電流よりも小さければ両電流の差分を放電する。
【解決手段】出力部４は、第１の入力部Ｉｎ１への入力に応じた大きさの電流を供給電流としてトランジスタＴｒ８に流すとともに第２の入力部Ｉｎ２への入力に応じた大きさの電流を排出電流としてトランジスタＴｒ６に流す第１の動作状態と、第１の入力部Ｉｎ１への入力に応じた大きさの電流を排出電流としてトランジスタＴｒ５に流すとともに第２の入力部Ｉｎ２への入力に応じた大きさの電流を供給電流としてトランジスタＴｒ８に流す第２の動作状態とを周期的に切り替える。出力コンデンサＣ１は供給電流が排出電流よりも大きければ両電流の差分で充電され、供給電流が排出電流よりも小さければ両電流の差分を放電する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、物理量あるいは化学量を検出して電圧信号を出力するセンサ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部と、センサ部の出力を検出する検出回路とを備えたセンサ装置が知られている。
【０００３】
図１５（ａ）に示す検出回路３は、それぞれトランジスタＴｒ１１、Ｔｒ１２と当該トランジスタＴｒ１１、Ｔｒ１２に流す電流の大きさを決めるコンデンサＣ１１、Ｃ１２とを有した第１および第２のカレントコピアＣＣ１、ＣＣ２を有している。カレントコピアＣＣ１、ＣＣ２は、入力フェーズと出力フェーズとの２種類の動作状態で動作するものであって、入力フェーズで流した電流を出力フェーズにも流すという機能を有する。ここでは、第１のカレントコピアＣＣ１は制御信号φ１、φ１ＳがＨ（ハイ）レベルのときに入力フェーズ、Ｌ（ロー）レベルのときに出力フェーズで動作し、第２のカレントコピアＣＣ２は制御信号φ２、φ２ＳがＨレベルのときに入力フェーズ、Ｌレベルのときに出力フェーズで動作する。
【０００４】
ここに、第１および第２の各カレントコピアＣＣ１、ＣＣ２は、センサ部からの電流Ｉｉｎをそれぞれ流すように構成されており、且つセンサ部と第２のカレントコピアＣＣ２との間には制御信号φ２、φ２ＳがＨレベルのときにオンするスイッチＱ１０が挿入されている。なお、センサ部からは制御信号φ１がＨレベルのときにのみ電流Ｉｉｎが引き込まれ、第２のカレントコピアＣＣ２からの出力電流を流すスイッチＱ１１は制御信号φ３がＨレベルのときにオンし、回路中に設けた定電流源Ｉ０は制御信号φ４がＨレベルのときに動作する。
【０００５】
上述した構成によれば、図１５（ｂ）に示すように制御信号φ１、φ１ＳがＨレベルの第１の期間Ｔ１にセンサ部からの第１の電流Ｉ１が第１のカレントコピアＣＣ１に記憶され、制御信号φ１、φ２、φ２ＳがＨレベルの第２の期間Ｔ２には、センサ部からの第２の電流Ｉ２が第１のカレントコピアＣＣ１に第１の電流Ｉ１だけ引き抜かれることにより、第２のカレントコピアＣＣ２に第１の電流Ｉ１と第２の電流Ｉ２との差分が記憶され、制御信号φ３がＨレベルの第３の期間Ｔ３に第２のカレントコピアＣＣ２に記憶されている電流が出力電流Ｉｏｕｔとして取り出されることになる。なお、制御信号φ４は、上述のすべてのフェーズでＨレベルとなる。
【０００６】
すなわち、上述したセンサ装置を用いれば、第１の期間Ｔ１に取り込んだセンサ部の出力と、第２の期間Ｔ２に取り込んだセンサ部の出力との差分を、第３の期間Ｔ３に取り出すことができる。一例として、センサ部から物理量あるいは化学量の変化に相当するセンサ電流以外にオフセット電流が出力される場合に、第１の期間Ｔ１にセンサ部からオフセット電流のみを入力し、第２の期間Ｔ２にセンサ部からオフセット電流およびセンサ電流を入力するようにすれば、第３の期間Ｔ３においてオフセット電流を除いたセンサ電流のみを取り出すことができる（たとえば特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−２９８９４６号公報（第０００４−０００５段落、図１０）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、上述したセンサ装置では、各コンデンサＣ１１、Ｃ１２はトランジスタＴｒ１１、Ｔｒ１２に流す電流値をそれぞれ保持するためのものであって、センサ部の出力が一定であれば各コンデンサＣ１１、Ｃ１２の充電期間を延長しても検出回路３の出力が大きくなることはない。すなわち、上記センサ装置の検出回路３は感度の向上には寄与しておらず、センサ部において物理量あるいは化学量の変化に応じて取り出される電気量の変化が小さい場合には、検出回路３の他に信号を増幅する回路が別途必要となり回路を構成する素子数が増えることとなる。素子数が増えると、回路が複雑化したり、熱雑音の増加等によりＳＮ比が低下したりする問題がある。
【０００８】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであって、比較的少ない素子数で、２つの値の差分を取るとともに感度を向上させることができるセンサ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１の発明では、それぞれ物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部の出力を入力可能な第１および第２の入力部と、両入力部への入力に基づいて電圧を出力する出力部とを備え、出力部は、いずれか一方の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流として流す電流供給手段と、電流供給手段に直列に接続され、いずれか一方の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流供給手段との接続点から排出電流として引き抜く電流引抜手段と、電流引抜手段に並列に接続され、前記供給電流が前記排出電流よりも大きければ両電流の差分で充電され、前記供給電流が前記排出電流よりも小さければ両電流の差分を放電し、両端電圧が出力電圧として取り出される出力コンデンサとを有し、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流とするとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を排出電流とする第１の動作状態と、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を排出電流とするとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流とする第２の動作状態とを周期的に切り替えることを特徴とする。
【００１０】
この構成によれば、第１の動作状態では、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流とするとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を排出電流として出力コンデンサの充放電が行われ、第２の動作状態では、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を排出電流とするとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流として出力コンデンサの充放電が行われることになるので、第１の動作状態と第２の動作状態とで出力コンデンサが逆極性に充放電されることとなり、第１および第２の動作状態が周期的に切り替えられることによって、各動作状態で出力コンデンサの両端電圧の変化量としてそれぞれ現れる２つの値の差分を取ることができる。しかも、各動作状態における出力コンデンサの充電時間は動作状態を切り替える周期によって決まるので、入力部への入力が一定でも、前記周期を大きくすれば出力電圧は大きくなる。すなわち、信号を増幅する回路を別途設けることなく、動作状態を切り替える周期を大きくするだけで出力部のゲインは大きくなり、たとえば、センサ部において物理量あるいは化学量の変化に応じて取り出される電気量の変化が小さい場合に、前記周期を大きくすることで感度を向上させることができる。
【００１１】
請求項２の発明では、それぞれ物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部の出力を入力可能な第１および第２の入力部と、両入力部への入力に基づいて電圧を出力する出力部とを備え、出力部は、入力側トランジスタおよび出力側トランジスタからなり入力側トランジスタに流れる電流と同じ大きさの電流を出力側トランジスタに流すカレントミラーと、出力側トランジスタに直列に接続され両端電圧が出力電圧として取り出される出力コンデンサと、出力コンデンサと並列に接続される電流制限素子とを有し、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を入力側トランジスタに流すとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流制限素子に流す第１の動作状態と、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流制限素子に流すとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を入力側トランジスタに流す第２の動作状態とを周期的に切り替えることを特徴とする。
【００１２】
この構成によれば、第１の動作状態では、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を入力側トランジスタに流すとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流制限素子に流すことにより出力コンデンサの充放電が行われ、第２の動作状態では、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流制限素子に流すとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を入力側トランジスタに流すことにより出力コンデンサの充放電が行われることになるので、第１の動作状態と第２の動作状態とで出力コンデンサが逆極性に充放電されることとなり、第１および第２の動作状態が周期的に切り替えられることによって、各動作状態で出力コンデンサの両端電圧の変化量としてそれぞれ現れる２つの値の差分を取ることができる。しかも、各動作状態における出力コンデンサの充電時間は動作状態を切り替える周期によって決まるので、入力部への入力が一定でも、前記周期を大きくすれば出力電圧は大きくなる。すなわち、信号を増幅する回路を別途設けることなく、動作状態を切り替える周期を大きくするだけで出力部のゲインは大きくなり、たとえば、センサ部において物理量あるいは化学量の変化に応じて取り出される電気量の変化が小さい場合に、前記周期を大きくすることで感度を向上させることができる。
【００１３】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記出力部が、前記動作状態を切り替える周期を変更する周期変更手段を有することを特徴とする。
【００１４】
この構成によれば、周期変更手段によって動作状態を切り替える周期を変更することができるので、センサ部からの出力に応じて、十分な出力電圧の変化が得られるように出力部のゲインを調整することができる。
【００１５】
請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれか発明において、一方の前記入力部への入力を入切する切り離し用のスイッチと、両入力部間に挿入された短絡用のスイッチとを備え、両スイッチが、前記出力部による前記動作状態の切り替えに同期して交互にオンすることを特徴とする。
【００１６】
この構成によれば、一方の動作状態においては、切り離し用のスイッチがオフ、短絡用のスイッチがオンとなるので、両入力部間が短絡され、出力部に固有の回路オフセットが出力部の出力電圧として現れる。他方の動作状態においては、切り離し用のスイッチがオン、短絡用のスイッチがオフとなるので、各入力部への入力の差分に相当する相当するセンサ出力成分と、回路オフセットとが出力電圧として現れる。ここで、前記一方の動作状態において、前記他方の動作状態とは逆極性の回路オフセットが出力電圧として現れているので、回路オフセット同士が相殺することにより、前記他方の動作状態の終了時点では、上記回路オフセットの影響を取り除いてセンサ出力成分のみを出力電圧として取り出すことができる。
【００１７】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかの発明において、前記出力部が、前記出力コンデンサに接続された第１および第２のスイッチング素子を具備しており、前記第１の動作状態では第１のスイッチング素子をオンとするとともに第２のスイッチング素子をオフとし、前記第２の動作状態では第１のスイッチング素子をオフとするとともに第２のスイッチング素子をオンとすることにより前記動作状態を切り替える切替手段を有し、切替手段が、動作状態を切り替える際に、第１および第２のスイッチング素子の一方のオンオフ状態を切り替えるタイミングが、他方のオンオフ状態を切り替えるタイミングに対して所定の遅延時間だけ遅れていることを特徴とする。
【００１８】
この構成によれば、第１のスイッチング素子のオンオフ状態を切り替えるタイミングと、第２のスイッチング素子のオンオフ状態を切り替えるタイミングとがずれることとなり、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とでオンオフ状態が同時に切り替わることを回避することができる。そのため、第１および第２のスイッチング素子のオンオフ状態が切り替わるときに各スイッチング素子でそれぞれ発生するノイズが互いに重畳することを回避でき、ノイズピークの発生を抑制することができる。結果的に、出力コンデンサから取り出される出力部の出力電圧に対する第１および第２のスイッチング素子で発生したノイズの影響を低減できる。
【００１９】
請求項６の発明は、請求項１ないし請求項５のいずれかの発明において、前記出力部が、前記出力コンデンサに接続された第１および第２のスイッチング素子を具備しており、前記第１の動作状態では第１のスイッチング素子をオンとするとともに第２のスイッチング素子をオフとし、前記第２の動作状態では第１のスイッチング素子をオフとするとともに第２のスイッチング素子をオンとすることにより前記動作状態を切り替える切替手段と、第１および第２のスイッチング素子と出力コンデンサとの間に挿入され、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際と第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際との少なくとも一方においてオフになる分離スイッチとを有することを特徴とする。
【００２０】
この構成によれば、第１および第２のスイッチング素子と出力コンデンサとの間に挿入された分離スイッチが、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際と第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際との少なくとも一方においてオフになるので、第１および第２のスイッチング素子のオンオフ状態が切り替わるときに第１および第２のスイッチング素子は出力コンデンサから分離されることとなる。そのため、第１および第２のスイッチング素子のオンオフ状態が切り替わるときに各スイッチング素子でそれぞれ発生するノイズが出力コンデンサに流れ込むことを回避でき、結果的に、出力コンデンサから取り出される出力部の出力電圧に対する第１および第２のスイッチング素子で発生したノイズの影響を低減できる。
【００２１】
請求項７の発明は、請求項１ないし請求項６のいずれかの発明において、前記出力部が、半導体素子を構成要素に含み、当該半導体素子が持つ1／ｆノイズコーナー周波数よりも短い周期で前記動作状態を切り替えることを特徴とする。
【００２２】
この構成によれば、出力部が、構成要素の半導体素子が持つ1／ｆノイズコーナー周波数よりも短い周期で動作状態を切り替えるから、１／ｆノイズの出力電圧への影響を抑えることができる。なお、ここでいう１／ｆノイズコーナー周波数は、所定温度で１／ｆノイズ強度と熱雑音強度とがほぼ等しくなる周波数である。
【００２３】
請求項８の発明は、請求項1ないし請求項７のいずれかの発明において、前記センサ部が、赤外線の受光量を検出し電気量に変換する赤外線センサであることを特徴とする。
【００２４】
この構成によれば、センサ部での赤外線の受光量が小さくセンサ部から取り出される電気量の変化が小さい場合でも、十分な出力電圧の変化が得られるように出力部のゲインを設定し、十分な感度を確保することができる。
【００２５】
請求項９の発明は、請求項１ないし請求項８のいずれかの発明において、前記入力部が、前記センサ部の出力を択一的に出力するセレクタを介して複数のセンサ部に接続されていることを特徴とする。
【００２６】
この構成によれば、複数のセンサ部を入力部に接続することによって、１個の出力部を複数のセンサ部で共用することができるので、各センサ部に個別に出力部を設ける場合に比べてセンサ装置の構成が単純になる。
たとえば複数のセンサ部間での出力の差分を取ることが可能となる。
【００２７】
請求項１０の発明は、請求項１ないし請求項９のいずれかの発明において、前記各入力部には、検出対象となる物理量あるいは化学量の変化を受ける検出用の前記センサ部の出力と、検出対象となる物理量あるいは化学量の変化を受けない参照用のセンサ部の出力とがそれぞれ入力されることを特徴とする。
【００２８】
この構成によれば、検出用のセンサ部の出力と検出用のセンサ部の出力との差分を各動作状態においてそれぞれ取り出すことができる。その結果、センサ部の温度特性や、センサ部の経年変化等によるオフセット成分を取り除いた出力電圧を得ることができる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明は、第１の動作状態と第２の動作状態とで出力コンデンサが逆極性に充放電されることになるので、第１および第２の動作状態が周期的に切り替えられることにより、各動作状態で出力コンデンサの両端電圧の変化量としてそれぞれ現れる２つの値の差分を取ることができる。しかも、信号を増幅する回路を別途設けることなく動作状態を切り替える周期を大きくするだけで出力部のゲインは大きくなるので、たとえば、センサ部において物理量あるいは化学量の変化に応じて取り出される電気量の変化が小さい場合に、前記周期を大きくすることで感度を向上させることができるという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
（実施形態１）
本実施形態のセンサ装置１は、図６（ａ）に示すように、物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部２と、センサ部２の出力を検出する検出回路３とを具備している。検出回路３は、図１に示すように、それぞれセンサ部２の出力が入力される第１および第２の入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２と、両入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２への入力に基づいて電圧を出力する出力部４と、両入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２間に挿入された短絡用のスイッチＳＷ１と、第１の入力部Ｉｎ１への入力を入切する切り離し用のスイッチＳＷ２とを備える。本実施形態ではセンサ部２の一例として、赤外線を受光することによる温度上昇に応じて電気量を変化させる赤外線センサであって、前記電気量の変化に応じた電圧値の変化を出力するものを用いる。
【００３１】
以下ではまず、出力部４の基本構成および基本動作について図２ないし図５を参照して説明する。なお、図２ないし図５に示す例では、短絡用、切り離し用の両スイッチＳＷ１、ＳＷ２を省略している。
【００３２】
図２に示すように、第１、第２の入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２には、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の各ゲートがそれぞれ接続される。両トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２には直流電圧ＶＤＤが印加されており、両トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２はソース電位が等しくなるようにそれぞれのソースを共通の定電流源５に接続している。これにより、各トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２に流れるドレイン電流は、それぞれのゲート電圧の大きさ、つまりセンサ部２から入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２への入力の大きさに従って決定され、定電流源５から供給される電流が第１および第２の入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２への入力の比に応じて各トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２に分配されることになる。
【００３３】
トランジスタＴｒ１のドレインは、第１のカレントミラーＭ１の入力側となるトランジスタＴｒ３を通して接地点ＧＮＤに接続され、トランジスタＴｒ２のドレインは、第２のカレントミラーＭ２の入力側となるトランジスタＴｒ４を通して接地点ＧＮＤに接続される。具体的には、各トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４はいずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ドレインおよびゲートを各トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のドレインにそれぞれ接続する形で、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のソース−ドレインと直列にドレイン−ソースを接続している。これにより、各トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２に流れるドレイン電流はそれぞれ各トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のドレイン電流となる。
【００３４】
トランジスタＴｒ３を入力側とした第１のカレントミラーＭ１の出力側のトランジスタＴｒ５は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートおよびソースがトランジスタＴｒ３のゲートおよびソースにそれぞれ接続され、トランジスタＴｒ４を入力側とした第２のカレントミラーＭ２の出力側のトランジスタＴｒ６は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートおよびソースがトランジスタＴｒ４のゲートおよびソースにそれぞれ接続されている。これにより、各トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のドレイン電流と同じ大きさのドレイン電流がそれぞれ対応する各トランジスタＴｒ５、Ｔｒ６に流れることになる。
【００３５】
トランジスタＴｒ５のドレインは、スイッチング素子Ｑ１を介してトランジスタＴｒ７に接続され、スイッチング素子Ｑ３を介してトランジスタＴｒ８に接続されている。また、トランジスタＴｒ６のドレインは、スイッチング素子Ｑ２を介してトランジスタＴｒ８に接続され、スイッチング素子Ｑ４を介してトランジスタＴｒ７に接続されている。
【００３６】
トランジスタＴｒ７、Ｔｒ８はそれぞれＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、トランジスタＴｒ７を入力側、トランジスタＴｒ８を出力側とする第３のカレントミラーＭ３を形成している。すなわち、トランジスタＴｒ７のゲートおよびソースはトランジスタＴｒ８のゲートおよびソースにそれぞれ接続されている。各トランジスタＴｒ７、Ｔｒ８は、ドレインが上述したスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を通してそれぞれトランジスタＴｒ５、Ｔｒ６のドレインに接続される。ここで、トランジスタＴｒ７のソース−ドレインとスイッチング素子Ｑ１とトランジスタＴｒ５のドレイン−ソースとの直列回路、およびトランジスタＴｒ８のソース−ドレインとスイッチング素子Ｑ２とトランジスタＴｒ６のドレイン−ソースとの直列回路には、それぞれ直流電圧ＶＤＤが印加される。
【００３７】
さらに、出力側のトランジスタＴｒ８のドレインと接地点ＧＮＤとの間には、出力コンデンサＣ１が接続されており、この出力コンデンサＣ１の両端電圧が出力電圧として取り出されるようになっている。本実施形態では、トランジスタＴｒ８のドレインと出力コンデンサＣ１との間に検出スイッチＳＷ３が挿入されており、当該検出スイッチＳＷ３がオフの期間にオンするリセットスイッチＳＷ４を介して出力コンデンサＣ１に対し直流電圧ＶＤＤよりも低いリセット電圧ＶＲＥ（たとえば直流電圧ＶＤＤの１／２）が印加されるようになっている。ここで、検出スイッチＳＷ３とリセットスイッチＳＷ４とは、センサ部２の出力を検出する前に一旦、検出スイッチＳＷ３がオフ、リセットスイッチＳＷ４がオンとなり出力電圧をリセット電圧ＶＲＥにリセットし、センサ部２の出力を検出する際にリセットスイッチＳＷ４がオフ、検出スイッチＳＷ３がオンするように制御されており、これにより、出力電圧はリセット電圧ＶＲＥを基準にセンサ部２の出力に応じて変化する。
【００３８】
ところで、上述したスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はトランジスタＴｒ７、Ｔｒ８とトランジスタＴｒ５、Ｔｒ６との間の接続状態を切り替える切替手段６を構成しており、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はいずれもスイッチ信号φ１によってオンオフ制御され、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４はいずれもスイッチ信号φ２によってオンオフ制御される。具体的には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートにスイッチ信号φ１、φ２が入力されることにより、対応するスイッチ信号φ１、φ２がＨ（ハイ）レベルのときにオンし、Ｌ（ロー）レベルのときにオフする。
【００３９】
ここにおいて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４とが同時にオンすることのないように、図２（ｂ）に示すように互いに逆位相のスイッチ信号φ１、φ２がスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートに入力される。以下では、スイッチ信号φ１がＨレベルでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンの状態を第１の動作状態、スイッチ信号φ２がＨレベルでスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオンの状態を第２の動作状態という。スイッチ信号φ１、φ２は図示しない制御回路から出力されるものであって、本実施形態では、第１および第２の各動作状態が同一時間ずつ周期的に繰り返されるように、スイッチ信号φ１、φ２を周期的に切り替えるものとする。
【００４０】
次に、第１および第２の各動作状態における出力部４の基本動作について説明する。ここでは、出力コンデンサＣ１は上述した検出スイッチＳＷ３およびリセットスイッチＳＷ４の動作によりリセット電圧ＶＲＥに充電されているものとする。
【００４１】
第１の動作状態においては、トランジスタＴｒ１のドレイン電流は、第１および第３のカレントミラーＭ１、Ｍ３によって、トランジスタＴｒ８のドレイン電流の大きさを決定し、トランジスタＴｒ２のドレイン電流は、第２のカレントミラーＭ２によってトランジスタＴｒ６のドレイン電流の大きさを決定する。ここで、出力コンデンサＣ１にはトランジスタＴｒ６が電流制限素子として並列に接続される。これにより、トランジスタＴｒ８は、第１の入力部Ｉｎ１への入力に応じた大きさの電流を供給電流としてトランジスタＴｒ６と出力コンデンサＣ１との並列回路に流す電流供給手段として機能し、トランジスタＴｒ６は、第２の入力部Ｉｎ２への入力に応じた大きさの電流をトランジスタＴｒ８との接続点から排出電流として引き抜く電流引抜手段として機能する。
【００４２】
したがって、トランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ２のドレイン電流よりも大きければ、トランジスタＴｒ８のドレイン電流（供給電流）がトランジスタＴｒ６のドレイン電流（排出電流）よりも大きくなり、トランジスタＴｒ８とトランジスタＴｒ６とのドレイン電流の差分が出力コンデンサＣ１に流れ込み、出力コンデンサＣ１が充電されて出力電圧は増加する。これとは逆に、トランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ２のドレイン電流よりも小さければ、トランジスタＴｒ８のドレイン電流がトランジスタＴｒ６のドレイン電流よりも小さくなり、トランジスタＴｒ６とトランジスタＴｒ８とのドレイン電流の差分が出力コンデンサＣ１から引き抜かれ、出力コンデンサＣ１が放電して出力電圧は減少する。
【００４３】
すなわち、出力部４は入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２への入力電圧を電流に変換するトランスコンダクタンスアンプとしての機能を有し、この電流の大きさによって出力コンデンサＣ１を充電あるいは放電し、出力電圧を増加あるいは減少させる。
【００４４】
一方、第２の動作状態においては、トランジスタＴｒ１のドレイン電流は、第１のカレントミラーＭ１によって、トランジスタＴｒ５のドレイン電流の大きさを決定し、トランジスタＴｒ２のドレイン電流は、第２および第３のカレントミラーＭ２、Ｍ３によってトランジスタＴｒ８のドレイン電流の大きさを決定する。ここで、出力コンデンサＣ１にはトランジスタＴｒ５が電流制限素子として並列に接続される。これにより、トランジスタＴｒ８は、第２の入力部Ｉｎ２への入力に応じた大きさの電流を供給電流としてトランジスタＴｒ５と出力コンデンサＣ１との並列回路に流す電流供給手段として機能し、トランジスタＴｒ５は、第１の入力部Ｉｎ１への入力に応じた大きさの電流をトランジスタＴｒ８との接続点から排出電流として引き抜く電流引抜手段として機能する。
【００４５】
したがって、トランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ２のドレイン電流よりも大きければ、トランジスタＴｒ８のドレイン電流（供給電流）がトランジスタＴｒ５のドレイン電流（排出電流）よりも小さくなり、トランジスタＴｒ５とトランジスタＴｒ８とのドレイン電流の差分が出力コンデンサＣ１から引き抜かれ、出力コンデンサＣ１が放電して出力電圧は減少する。これとは逆に、トランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ２のドレイン電流よりも小さければ、トランジスタＴｒ８のドレイン電流がトランジスタＴｒ５のドレイン電流よりも大きくなり、トランジスタＴｒ８とトランジスタＴｒ５とのドレイン電流の差分が出力コンデンサＣ１に流れ込み、出力コンデンサＣ１が充電されて出力電圧は増加する。
【００４６】
なお、第１および第２の各動作状態において、出力コンデンサＣ１の両端電圧が飽和することがないように、出力コンデンサＣ１の容量値や、各スイッチ信号φ１、φ２の周期や、直流電圧ＶＤＤの大きさなどが設定される。
【００４７】
要するに、第１の動作状態では、第１の入力部Ｉｎ１への入力に応じた大きさの電流を供給電流とするとともに第２の入力部Ｉｎ２への入力に応じた大きさの電流を排出電流として出力コンデンサＣ１の充放電が行われ、第２の動作状態では、第１の入力部Ｉｎ１への入力に応じた大きさの電流を排出電流とするとともに第２の入力部Ｉｎ２への入力に応じた大きさの電流を供給電流として出力コンデンサＣ１の充放電が行われることになる。
【００４８】
ところで、上述した第１および第２の動作状態が交互に繰り返されると、各動作状態で出力コンデンサＣ１の両端電圧の変化量としてそれぞれ現れる２つの値の減算が行われることになる。
【００４９】
すなわち、たとえばトランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ２のドレイン電流よりも大きい場合には、第１の動作状態では上述したように出力コンデンサＣ１が充電されて出力電圧が増加する。そして、トランジスタＴｒ１およびトランジスタＴｒ２の各ドレイン電流の大小関係を固定したままで動作状態が第２の動作状態に切り換わると、出力コンデンサＣ１が放電して出力電圧が減少する。ここで、仮に両動作状態においてトランジスタＴｒ１のドレイン電流とトランジスタＴｒ２のドレイン電流との差が一定であるとすれば、第１の動作状態で出力コンデンサＣ１に流入する電荷量と第２の動作状態で出力コンデンサＣ１から放出される電荷量とは等しくなり、その結果、第１の動作状態において出力電圧がリセット電圧ＶＲＥからΔＶだけ増加した場合に、第２の動作状態において出力電圧はΔＶだけ減少してリセット電圧ＶＲＥに戻ることとなる。
【００５０】
ところで、上述した図２の例では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４からなる切替手段６は、上述したように第３のカレントミラーＭ３を構成するトランジスタＴｒ７、Ｔｒ８の各ドレインとトランジスタＴｒ５、Ｔｒ６の各ドレインとの接続関係を入れ替える位置に配置されているが、この構成に代えて、図３に示すようにトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の各ドレインとトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４の各ドレインとの接続関係を入れ替える位置に配置されていてもよい。
【００５１】
図３の構成では、トランジスタＴｒ７のドレインとトランジスタＴｒ５のドレイン、トランジスタＴｒ８のドレインとトランジスタＴｒ６のドレインとがそれぞれ直接接続されており、第１の動作状態（スイッチ信号φ１がＨレベル）で、トランジスタＴｒ１のドレインとトランジスタＴｒ３のドレイン、トランジスタＴｒ２のドレインとトランジスタＴｒ４のドレインとがそれぞれ接続され、第２の動作状態（スイッチ信号φ２がＨレベル）で、トランジスタＴｒ１のドレインとトランジスタＴｒ４のドレイン、トランジスタＴｒ２のドレインとトランジスタＴｒ３のドレインとがそれぞれ接続される。この構成でも、出力部４は上述した出力部４と同様に動作する。
【００５２】
また、出力部４の各カレントミラーＭ１〜Ｍ３は、図４に示すようにトランジスタをカスコード接続した構成であってもよい。第１のカレントミラーＭ１を例として図４のカレントミラーＭ１〜Ｍ３の具体構成を説明すると、入力側のトランジスタＴｒ３にトランジスタＴｒ３’が直列に接続され、出力側のトランジスタＴｒ５にトランジスタＴｒ５’が直列に接続されている。ここで、トランジスタＴｒ３’、Ｔｒ５’は、ドレインおよびゲートを各トランジスタＴｒ３、Ｔｒ５のソースにそれぞれ接続する形で、トランジスタＴｒ３、Ｔｒ５のドレイン−ソースと直列にドレイン−ソースを接続している。なお、図３および図４では、出力電圧をリセットするための回路（リセット電圧ＶＲＥ、検出スイッチＳＷ３、リセットスイッチＳＷ４）の図示を省略している。
【００５３】
さらにまた、上記図２の例ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はいずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されているが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はＰチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよく、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴとＰチャネルＭＯＳＦＥＴとの組み合わせで各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を形成してもよい。後者の場合、図５のようにＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（図中Ｑ１）とＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（図中Ｑ１’）とを逆直列に接続し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２においてはＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートにスイッチ信号φ１を入力し、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４においてはＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートにスイッチ信号φ２を入力すればよい。なお、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴあるいはＰチャネルＭＯＳＦＥＴ単独でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を構成する場合は、ゲート−ソース間にスイッチ信号φ１、φ２により十分な電位差を生じさせるため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のソース電位によっていずれかを選択する。
【００５４】
次に、上述した出力部の基本構成および基本動作を前提として、本実施形態の検出回路３の構成および動作について図１および図６を参照して説明する。
【００５５】
本実施形態のセンサ装置１は、図２の基本構成に加えて図１に示すように両入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２間に挿入された短絡用のスイッチＳＷ１と、第１の入力部Ｉｎ１への入力を入切する切り離し用のスイッチＳＷ２とを備えるものである。
【００５６】
スイッチＳＷ１、ＳＷ２はそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、両スイッチＳＷ１、ＳＷ２は第１および第２の動作状態の切り替えに同期して交互にオンするように、短絡用のスイッチＳＷ１のゲートにスイッチ信号φ１、切り離し用のスイッチＳＷ２のゲートにスイッチ信号φ２がそれぞれ入力される。つまり、スイッチ信号φ１がＨレベルにある第１の動作状態においてはスイッチＳＷ１がオン、スイッチＳＷ２がオフとなり、スイッチ信号φ２がＨレベルにある第２の動作状態においてはスイッチＳＷ２がオン、スイッチＳＷ１がオフとなる。
【００５７】
また、図６（ａ）に示すように、第１の入力部Ｉｎ１はセンサ部２に接続されており、第２の入力部Ｉｎ２は基準電圧Ｖｒｅｆ（ＶＤＤ＞Ｖｒｅｆ＞ＧＮＤ）に接続されている。これにより、短絡用のスイッチＳＷ１がオン、切り離し用のスイッチＳＷ２がオフとなる第１の動作状態においては、第１および第２の両入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２に基準電圧Ｖｒｅｆが入力されることになり、切り離し用のスイッチＳＷ２がオン、短絡用のスイッチＳＷ１がオフとなる第２の動作状態においては、第１および第２の各入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２にセンサ部２の出力と基準電圧Ｖｒｅｆとのそれぞれが入力されることになる。ここに、基準電圧Ｖｒｅｆは赤外線を受光していない状態でのセンサ部２の出力と同じ大きさに設定される。したがって、センサ部２の出力と基準電圧Ｖｒｅｆとの差分は、赤外線を受光したことによるセンサ部２の出力変化に相当し、言い換えればセンサ部２での赤外線受光量に相当する。
【００５８】
ところで、出力部４からセンサ部２の出力変化のみに対応する電圧を出力することができればセンサ装置１としての検出精度は高くなるが、実際には、トランジスタサイズの不一致や各トランジスタで発生する直流ノイズレベルのばらつき等により、センサ部２の出力変化に相当するセンサ出力成分以外に、出力部４に固有の回路オフセットが出力部４の出力電圧に重畳することが多い。本実施形態のセンサ装置１は、以下に説明する動作により上記回路オフセットの影響を取り除いた出力電圧を得ることができるものである。
【００５９】
すなわち、第１の動作状態においては第１および第２の両入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２に基準電圧Ｖｒｅｆが入力されるから、両入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２への入力は同一となる。そのため、理想的には供給電流と排出電流との大きさが同一となって出力コンデンサＣ１の両端電圧（出力電圧）は変化しないが、実際には、トランジスタサイズの不一致や各トランジスタで発生する直流ノイズレベルのばらつきにより供給電流と排出電流との均衡が崩れ出力コンデンサＣ１の両端電圧が変化する。たとえば、トランジスタＴｒ５のドレイン電流がトランジスタＴｒ６のドレイン電流よりも大きくなれば、図６（ｂ）に示すように出力コンデンサＣ１が充電されて出力電圧が増加する。このとき出力電圧の変化として現れる成分が回路オフセットＶｏｆｆである。
【００６０】
その後、第２の動作状態に移行すると、第１および第２の各入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２にセンサ部２の出力と基準電圧Ｖｒｅｆとのそれぞれが入力されることになるから、第１の入力部Ｉｎ１への入力（センサ部２の出力）に応じた大きさの電流を排出電流とするとともに第２の入力部Ｉｎ２への入力（基準電圧Ｖｒｅｆ）に応じた大きさの電流を供給電流として出力コンデンサＣ１の充放電が行われることになる。ここで、トランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ２のドレイン電流よりも大きければ、トランジスタＴｒ８のドレイン電流（供給電流）がトランジスタＴｒ５のドレイン電流（排出電流）よりも小さくなり、図６（ｂ）のように出力コンデンサＣ１が放電されて出力電圧は減少する。ここで、このときの出力電圧の変化には、センサ部２の出力と基準電圧Ｖｒｅｆとの差分に相当するセンサ出力成分Ｖｓｉｇだけでなく、回路オフセットＶｏｆｆも含まれる。ただし、先の第１の動作状態において、第２の動作状態とは逆極性の回路オフセットＶｏｆｆが出力電圧として現れているので、回路オフセットＶｏｆｆ同士が相殺することにより、第２の動作状態の終了時点では、上記回路オフセットＶｏｆｆの影響を取り除いてセンサ出力成分Ｖｓｉｇのみを出力電圧として取り出すことができる。
【００６１】
また、上述したようにセンサ部２と検出回路３との接続関係を一対一とする構成に限らず、たとえば図７（ａ）に示すように１個の検出回路３に対して複数のセンサ部２を接続するようにしてもよい。この場合、第１の入力部Ｉｎ１はセンサ部２の出力を択一的に出力するセレクタ７を介して複数のセンサ部２に接続される。セレクタ７は、それぞれ各センサ部２と第１の入力部Ｉｎ１との間に挿入される複数個のスイッチ要素８を有し、各スイッチ要素８を１個ずつ順番にオンすることにより、入力部Ｉｎ１に接続するセンサ部２を択一的に切り替えるものである。このように複数のセンサ部２を順次接続する場合には、接続するセンサ部２を切り替える毎に出力電圧をリセット電圧ＶＲＥにリセットするようにしてもよい。ここで、各スイッチ要素８はそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートに入力された図７（ｂ）のスイッチ信号φＡ、φＢ、φＣ、…がＨレベルの期間にオンする。スイッチ信号φＡ、φＢ、φＣ、…は、スイッチ信号φ１、φ２の１周期ごとに異なるスイッチ信号φＡ、φＢ、φＣ、…がＨレベルとなるように制御回路によって切り替えられる。
【００６２】
ところで、上述した出力部４では、出力コンデンサＣ１の充電時間がスイッチ信号φ１、φ２の周期によって決まるので、第１の入力部Ｉｎ１へのセンサ部２の出力を一定とした場合の出力コンデンサＣ１の両端電圧（出力電圧）は、図８に示すようにスイッチ信号φ１、φ２の周期に依存して変化し、スイッチ信号φ１、φ２の周期が大きくなるほど出力電圧が大きくなる。センサ部２の出力を一定とした場合の出力コンデンサＣ１の両端電圧は出力部４のゲインに相当するから、結果的に、スイッチ信号φ１、φ２の周期が大きくなるほど出力部４のゲインは大きくなる。
【００６３】
要するに、本実施形態は、スイッチ信号φ１、φ２の周期の設定を変えることにより出力部４のゲインを任意に設定することができるという利点がある。そのため、本実施形態のセンサ装置１は、センサ部２において物理量あるいは化学量の変化に応じて取り出される電気量の変化量が小さい場合に、十分な出力電圧の変化が得られるように出力部４のゲインを設定し、十分な感度を確保することができる。
【００６４】
たとえばセンサ部２として、周知のＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）技術を用いたセンサ素子のように微小なセンサ素子を用いる場合にも有用である。つまり、この種のセンサ素子では、赤外線の受光量の変化に応じて取り出される電気量の変化量も比較的小さいが、本実施形態のセンサ装置１では、スイッチ信号φ１、φ２の周期の設定により出力部４のゲインを大きく設定しておけば、センサ部２の出力の変化量が小さくても出力電圧としては十分な変化量を確保することができる。さらに、上述したように回路オフセットＶｏｆｆを取り除くことができるので、出力部４のゲインを大きくしても高いＳＮ比を確保することができる。
【００６５】
また、センサ部２は、製造工程での形状ばらつき等により、同じ環境下で同一の物理量変化を受けたとしても、出力する電気量の変化量がばらつくことがある。そこで、本実施形態では、出力部４のゲインを調整することにより、センサ部２で検出する物理量の変化量に対する出力電圧の変化量を一律に設定できるようにしている。
【００６６】
すなわち、本実施形態の出力部４は、スイッチ信号φ１、φ２の周期を変更する周期変更手段（図示せず）を具備しており、周期変更手段でスイッチ信号φ１、φ２の周期を変化させることによって出力部４のゲインを変化させることができる。したがって、出力部４に実際に接続するセンサ部２に合わせてスイッチ信号φ１、φ２の周期を変化させ出力部４のゲインを調整することにより、センサ部２で検出する物理量の変化量に対する出力電圧の変化量を一律に設定できる。具体的には、センサ部２がたとえばＭＥＭＳ技術により形成された複数画素の赤外線センサの場合では、出荷前に、センサ部２に赤外線を一切照射しない状態でセンサ部２の出力を検出回路３に入力し、出力電圧が所定の基準値となるようにスイッチ信号φ１、φ２の周期を調整すればよい。
【００６７】
さらにまた、通常、回路内のトランジスタでは図９のようにオンオフ周波数の逆数に強度が依存する１／ｆノイズが発生する。そのため、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および各スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオンオフ制御するスイッチ信号φ１、φ２の周波数（以下、スイッチング周波数という）は、出力電圧への１／ｆノイズの影響に関係する。１／ｆノイズの出力電圧への影響を小さく抑えるためには、第１および第２の両動作状態における出力電圧の差分を１／ｆノイズの変化時間より十分に早くとることが望ましい。具体的には、図９に示すトランジスタの１／ｆノイズコーナー周波数ｆｃ（所定温度で１／ｆノイズ強度と熱雑音強度とがほぼ等しくなる周波数）がたとえば１００Ｈｚ程度であった場合、スイッチング周波数ｆｓｗをその１０〜１００倍とすることで、１／ｆノイズの出力電圧への影響を抑えることができる。
【００６８】
（実施形態２）
本実施形態のセンサ装置１は、切替手段６を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Q４のオンオフ状態が切り替わるときに各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で発生するノイズに関して出力部４の出力電圧への影響を抑制する構成を採用した点が実施形態１のセンサ装置１と相違する。
【００６９】
周知のように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に電圧が掛かった状態でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフ状態が切り替わるときには、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれノイズが発生する。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はＭＯＳＦＥＴからなるので、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンの期間に蓄積されたチャネル電荷の放出が主な原因となり、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン、ソースの双方にそれぞれノイズが発生する。ここで、切替手段６を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には出力コンデンサＣ１に接続されたスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が含まれており、これらのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３で発生するノイズが出力コンデンサＣ１に流れ込むと、出力コンデンサＣ１から取り出される出力電圧が前記ノイズの影響を受けることとなる。
【００７０】
そこで、本実施形態では出力電圧に対するノイズの影響を抑制するために、両スイッチ信号φ１、φ２のＨレベル・Ｌレベルが同一タイミングで切り替わる実施形態１の構成（図２（ｂ）参照）に代えて、図１０に示すように一方のスイッチ信号φ１のＨ（ハイ）レベル・Ｌ（ロー）レベルが切り替わるタイミングから所定の遅延時間ｔｄだけ遅れて他方のスイッチ信号φ２のＨレベル・Ｌレベルが切り替わる構成を採用する。各スイッチ信号φ１、φ２自体は同一の周期でそれぞれ周期的にＨレベル・Ｌレベルが切り替わっており、遅延時間ｔｄは各スイッチ信号φ１、φ２の切り替えの半周期よりも短く設定される。これにより、スイッチ信号φ２でオンオフ制御される（第２の）スイッチング素子Ｑ３のオンオフ状態が切り替わるタイミングは、スイッチ信号φ１でオンオフ制御される（第１の）スイッチング素子Ｑ２のオンオフ状態が切り替わるタイミングに対して遅延時間ｔｄだけ遅れることとなる。
【００７１】
この構成によれば、出力コンデンサＣ１に接続された両スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオンオフ状態が同時に切り替わることはなく、したがって、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオンオフ状態が切り替わるときに各スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３でそれぞれ発生するノイズが互いに重畳して出力コンデンサＣ１に流れ込むことを回避でき、ノイズピークの発生を抑制することができる。これにより、出力コンデンサＣ１から取り出される出力電圧に対してのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３で発生するノイズの影響を低減することができる。
【００７２】
ところで、本実施形態の他の例として、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３と出力コンデンサＣ１との間に挿入された検出スイッチＳＷ３を、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際と第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際との少なくとも一方においてオフする分離スイッチとして機能させることが考えられる。
【００７３】
すなわち、検出スイッチＳＷ３をスイッチ信号φ３によってオンオフ制御される（スイッチ信号φ３がＨレベルのときにオンし、Ｌレベルのときにオフする）構成とし、図１１に示すようにスイッチ信号φ３をスイッチ信号φ１、φ２と同期させることで、上記構成を実現することができる。なお、リセットスイッチＳＷ４においては、スイッチ信号φ３と別のスイッチ信号によって検出スイッチＳＷ３とは独立して制御されるものとする。
【００７４】
具体的には、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際（つまり、スイッチ信号φ１：ＨレベルからＬレベル、スイッチ信号φ２：ＬレベルからＨレベル）にＬレベルになるスイッチ信号φ３ａと、第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際（つまり、スイッチ信号φ１：ＬレベルからＨレベル、スイッチ信号φ２：ＨレベルからＬレベル）にＬレベルになるスイッチ信号φ３ｂと、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際および第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際の両方でＬレベルになるスイッチ信号φ３ｃとの３種類のスイッチ信号φ３が考えられる。
【００７５】
このように、検出スイッチＳＷ３を分離スイッチとして用いれば、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際と第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際との少なくとも一方において、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３と出力コンデンサＣ１との間に挿入されている検出スイッチＳＷ３がオフになるので、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオンオフ状態が切り替わるときにこれらのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は出力コンデンサＣ１から分離されることとなる。そのため、これらのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオンオフ状態が切り替わるときに各スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３でそれぞれ発生するノイズが出力コンデンサＣ１に流れ込むことを回避でき、結果的に、出力コンデンサＣ１から取り出される出力電圧に対してのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３で発生するノイズの影響を低減することができる。
【００７６】
また、図１２に示すように、スイッチ信号φ１のＨレベル・Ｌレベルが切り替わるタイミングから所定の遅延時間ｔｄだけ遅れてスイッチ信号φ２のＨレベル・Ｌレベルが切り替わる構成と、検出スイッチＳＷ３を分離スイッチとして機能させる構成との両方を組み合わせてもよい。この場合、検出スイッチＳＷ３をオフとする（つまりスイッチ信号φ３ａ〜φ３ｃをＬレベルとする）期間は、両方のスイッチ信号φ１、φ２のＨレベル・Ｌレベルが切り替わるタイミングに跨るように設定する。
【００７７】
その他の構成および機能は実施形態１と同様である。
【００７８】
（実施形態３）
本実施形態のセンサ装置１は、図１３に示すように、第１および第２の各入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２にそれぞれ個別のセンサ部２を接続している点が実施形態１のセンサ装置１と相違する。
【００７９】
この構成によれば、第１および第２の各動作状態において、両センサ部２の出力の差分に応じた大きさの電流で出力コンデンサＣ１の充放電が行われるので、出力電圧においては、両センサ部２が共通して持つ不要な信号成分は除去されることになる。ここで、両センサ部２が共通して持つ不要な信号成分には、たとえば熱雑音や共通の製造プロセスに起因する形状ばらつきなどがある。したがって、両センサ部２間の出力の差分のみを感度よく検出することができる。
【００８０】
本実施形態においては、第１の入力部Ｉｎ１に対して赤外線の変化を受ける検出用のセンサ部２を接続し、第２の入力部Ｉｎ２に対して赤外線の変化を受けない（つまり赤外線の入射が遮断された）参照用のセンサ部２を接続することが望ましい。参照用のセンサ部２と検出用のセンサ部２とは、出力の整合をとるため同一基板上に同一の加工プロセスにより形成される。この構成では、参照用のセンサ部２の出力に対する相対的な検出用のセンサ部２の出力を得ることができ、結果的に、センサ部２の実装された基板温度等に依存したオフセット成分を取り除いた出力電圧を得ることができる。
【００８１】
また、図７に示した例と同様に、図１４（ａ）のように入力部Ｉｎ１に対してセレクタ７を介して複数のセンサ部２を接続してもよい。この場合、複数のセンサ部２のうちセンサ部２を２つずつ選択して各入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２にそれぞれ接続する構成のセレクタ７を用いてもよいが、第１の入力部Ｉｎ１に対してはセレクタ７を介して複数の検出用のセンサ部２を接続し、第２の入力部Ｉｎ２に対しては参照用のセンサ部２を接続することが望ましい。ここで、第１の入力部Ｉｎ１と検出用の各センサ部２との間にそれぞれ挿入される各スイッチ要素８はＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートに入力された図１４（ｂ）のスイッチ信号φＡ、φＢ、…がＨレベルの期間にオンする。スイッチ信号φＡ、φＢ、…は、スイッチ信号φ１、φ２の１周期ごとに異なるスイッチ信号φＡ、φＢ、…がＨレベルとなるように制御回路によって択一的に切り替えられる。第２の入力部Ｉｎ２と参照用のセンサ部２との間に挿入されるスイッチ要素８はＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、論理和回路９を介してゲートに入力されたスイッチ信号φＡ、φＢ、…のいずれかがＨレベルの期間にオンする。
【００８２】
その他の構成および機能は実施形態１と同様である。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明の実施形態１の構成を示す概略回路図である。
【図２】同上の基本構成を示す概略回路図である。
【図３】同上の他の例を示す概略回路図である。
【図４】同上のさらに他の例を示す概略回路図である。
【図５】同上のさらに他の例の要部を示す概略回路図である。
【図６】（ａ）は同上のセンサ装置の構成を示すブロック図、（ｂ）は（ａ）の動作を示すタイムチャートである。
【図７】（ａ）は同上のセンサ装置の他の構成を示すブロック図、（ｂ）は（ａ）の動作を示すタイムチャートである。
【図８】スイッチ信号の周期と出力電圧との関係を示す説明図である。
【図９】スイッチング周波数と１／ｆノイズ強度との関係を示す説明図である。
【図１０】本発明の実施形態２の動作を示すタイムチャートである。
【図１１】同上の他の例の動作を示すタイムチャートである。
【図１２】同上のさらに他の例の動作を示すタイムチャートである。
【図１３】本発明の実施形態３の構成を示すブロック図である。
【図１４】（ａ）は同上のセンサ装置の他の構成を示すブロック図、（ｂ）は（ａ）の動作を示すタイムチャートである。
【図１５】（ａ）は従来例を示す概略回路図、（ｂ）は（ａ）の動作を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
【００８４】
１ センサ装置
２ センサ部
４ 出力部
６ 切替手段
７ セレクタ
Ｃ１ 出力コンデンサ
Ｉｎ１ 第１の入力部
Ｉｎ２ 第２の入力部
Ｍ３ カレントミラー
Ｑ２ （第１の）スイッチング素子
Ｑ３ （第２の）スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ
ＳＷ３ 検出スイッチ（分離スイッチ）
Ｔｒ５、Ｔｒ６ トランジスタ（電流引抜手段）
Ｔｒ７ （入力側）トランジスタ
Ｔｒ８ （出力側）トランジスタ（電流供給手段）
ｔｄ 遅延時間
【技術分野】
【０００１】
本発明は、物理量あるいは化学量を検出して電圧信号を出力するセンサ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部と、センサ部の出力を検出する検出回路とを備えたセンサ装置が知られている。
【０００３】
図１５（ａ）に示す検出回路３は、それぞれトランジスタＴｒ１１、Ｔｒ１２と当該トランジスタＴｒ１１、Ｔｒ１２に流す電流の大きさを決めるコンデンサＣ１１、Ｃ１２とを有した第１および第２のカレントコピアＣＣ１、ＣＣ２を有している。カレントコピアＣＣ１、ＣＣ２は、入力フェーズと出力フェーズとの２種類の動作状態で動作するものであって、入力フェーズで流した電流を出力フェーズにも流すという機能を有する。ここでは、第１のカレントコピアＣＣ１は制御信号φ１、φ１ＳがＨ（ハイ）レベルのときに入力フェーズ、Ｌ（ロー）レベルのときに出力フェーズで動作し、第２のカレントコピアＣＣ２は制御信号φ２、φ２ＳがＨレベルのときに入力フェーズ、Ｌレベルのときに出力フェーズで動作する。
【０００４】
ここに、第１および第２の各カレントコピアＣＣ１、ＣＣ２は、センサ部からの電流Ｉｉｎをそれぞれ流すように構成されており、且つセンサ部と第２のカレントコピアＣＣ２との間には制御信号φ２、φ２ＳがＨレベルのときにオンするスイッチＱ１０が挿入されている。なお、センサ部からは制御信号φ１がＨレベルのときにのみ電流Ｉｉｎが引き込まれ、第２のカレントコピアＣＣ２からの出力電流を流すスイッチＱ１１は制御信号φ３がＨレベルのときにオンし、回路中に設けた定電流源Ｉ０は制御信号φ４がＨレベルのときに動作する。
【０００５】
上述した構成によれば、図１５（ｂ）に示すように制御信号φ１、φ１ＳがＨレベルの第１の期間Ｔ１にセンサ部からの第１の電流Ｉ１が第１のカレントコピアＣＣ１に記憶され、制御信号φ１、φ２、φ２ＳがＨレベルの第２の期間Ｔ２には、センサ部からの第２の電流Ｉ２が第１のカレントコピアＣＣ１に第１の電流Ｉ１だけ引き抜かれることにより、第２のカレントコピアＣＣ２に第１の電流Ｉ１と第２の電流Ｉ２との差分が記憶され、制御信号φ３がＨレベルの第３の期間Ｔ３に第２のカレントコピアＣＣ２に記憶されている電流が出力電流Ｉｏｕｔとして取り出されることになる。なお、制御信号φ４は、上述のすべてのフェーズでＨレベルとなる。
【０００６】
すなわち、上述したセンサ装置を用いれば、第１の期間Ｔ１に取り込んだセンサ部の出力と、第２の期間Ｔ２に取り込んだセンサ部の出力との差分を、第３の期間Ｔ３に取り出すことができる。一例として、センサ部から物理量あるいは化学量の変化に相当するセンサ電流以外にオフセット電流が出力される場合に、第１の期間Ｔ１にセンサ部からオフセット電流のみを入力し、第２の期間Ｔ２にセンサ部からオフセット電流およびセンサ電流を入力するようにすれば、第３の期間Ｔ３においてオフセット電流を除いたセンサ電流のみを取り出すことができる（たとえば特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−２９８９４６号公報（第０００４−０００５段落、図１０）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、上述したセンサ装置では、各コンデンサＣ１１、Ｃ１２はトランジスタＴｒ１１、Ｔｒ１２に流す電流値をそれぞれ保持するためのものであって、センサ部の出力が一定であれば各コンデンサＣ１１、Ｃ１２の充電期間を延長しても検出回路３の出力が大きくなることはない。すなわち、上記センサ装置の検出回路３は感度の向上には寄与しておらず、センサ部において物理量あるいは化学量の変化に応じて取り出される電気量の変化が小さい場合には、検出回路３の他に信号を増幅する回路が別途必要となり回路を構成する素子数が増えることとなる。素子数が増えると、回路が複雑化したり、熱雑音の増加等によりＳＮ比が低下したりする問題がある。
【０００８】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであって、比較的少ない素子数で、２つの値の差分を取るとともに感度を向上させることができるセンサ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１の発明では、それぞれ物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部の出力を入力可能な第１および第２の入力部と、両入力部への入力に基づいて電圧を出力する出力部とを備え、出力部は、いずれか一方の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流として流す電流供給手段と、電流供給手段に直列に接続され、いずれか一方の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流供給手段との接続点から排出電流として引き抜く電流引抜手段と、電流引抜手段に並列に接続され、前記供給電流が前記排出電流よりも大きければ両電流の差分で充電され、前記供給電流が前記排出電流よりも小さければ両電流の差分を放電し、両端電圧が出力電圧として取り出される出力コンデンサとを有し、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流とするとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を排出電流とする第１の動作状態と、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を排出電流とするとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流とする第２の動作状態とを周期的に切り替えることを特徴とする。
【００１０】
この構成によれば、第１の動作状態では、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流とするとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を排出電流として出力コンデンサの充放電が行われ、第２の動作状態では、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を排出電流とするとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流として出力コンデンサの充放電が行われることになるので、第１の動作状態と第２の動作状態とで出力コンデンサが逆極性に充放電されることとなり、第１および第２の動作状態が周期的に切り替えられることによって、各動作状態で出力コンデンサの両端電圧の変化量としてそれぞれ現れる２つの値の差分を取ることができる。しかも、各動作状態における出力コンデンサの充電時間は動作状態を切り替える周期によって決まるので、入力部への入力が一定でも、前記周期を大きくすれば出力電圧は大きくなる。すなわち、信号を増幅する回路を別途設けることなく、動作状態を切り替える周期を大きくするだけで出力部のゲインは大きくなり、たとえば、センサ部において物理量あるいは化学量の変化に応じて取り出される電気量の変化が小さい場合に、前記周期を大きくすることで感度を向上させることができる。
【００１１】
請求項２の発明では、それぞれ物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部の出力を入力可能な第１および第２の入力部と、両入力部への入力に基づいて電圧を出力する出力部とを備え、出力部は、入力側トランジスタおよび出力側トランジスタからなり入力側トランジスタに流れる電流と同じ大きさの電流を出力側トランジスタに流すカレントミラーと、出力側トランジスタに直列に接続され両端電圧が出力電圧として取り出される出力コンデンサと、出力コンデンサと並列に接続される電流制限素子とを有し、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を入力側トランジスタに流すとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流制限素子に流す第１の動作状態と、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流制限素子に流すとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を入力側トランジスタに流す第２の動作状態とを周期的に切り替えることを特徴とする。
【００１２】
この構成によれば、第１の動作状態では、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を入力側トランジスタに流すとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流制限素子に流すことにより出力コンデンサの充放電が行われ、第２の動作状態では、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流制限素子に流すとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を入力側トランジスタに流すことにより出力コンデンサの充放電が行われることになるので、第１の動作状態と第２の動作状態とで出力コンデンサが逆極性に充放電されることとなり、第１および第２の動作状態が周期的に切り替えられることによって、各動作状態で出力コンデンサの両端電圧の変化量としてそれぞれ現れる２つの値の差分を取ることができる。しかも、各動作状態における出力コンデンサの充電時間は動作状態を切り替える周期によって決まるので、入力部への入力が一定でも、前記周期を大きくすれば出力電圧は大きくなる。すなわち、信号を増幅する回路を別途設けることなく、動作状態を切り替える周期を大きくするだけで出力部のゲインは大きくなり、たとえば、センサ部において物理量あるいは化学量の変化に応じて取り出される電気量の変化が小さい場合に、前記周期を大きくすることで感度を向上させることができる。
【００１３】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記出力部が、前記動作状態を切り替える周期を変更する周期変更手段を有することを特徴とする。
【００１４】
この構成によれば、周期変更手段によって動作状態を切り替える周期を変更することができるので、センサ部からの出力に応じて、十分な出力電圧の変化が得られるように出力部のゲインを調整することができる。
【００１５】
請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれか発明において、一方の前記入力部への入力を入切する切り離し用のスイッチと、両入力部間に挿入された短絡用のスイッチとを備え、両スイッチが、前記出力部による前記動作状態の切り替えに同期して交互にオンすることを特徴とする。
【００１６】
この構成によれば、一方の動作状態においては、切り離し用のスイッチがオフ、短絡用のスイッチがオンとなるので、両入力部間が短絡され、出力部に固有の回路オフセットが出力部の出力電圧として現れる。他方の動作状態においては、切り離し用のスイッチがオン、短絡用のスイッチがオフとなるので、各入力部への入力の差分に相当する相当するセンサ出力成分と、回路オフセットとが出力電圧として現れる。ここで、前記一方の動作状態において、前記他方の動作状態とは逆極性の回路オフセットが出力電圧として現れているので、回路オフセット同士が相殺することにより、前記他方の動作状態の終了時点では、上記回路オフセットの影響を取り除いてセンサ出力成分のみを出力電圧として取り出すことができる。
【００１７】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかの発明において、前記出力部が、前記出力コンデンサに接続された第１および第２のスイッチング素子を具備しており、前記第１の動作状態では第１のスイッチング素子をオンとするとともに第２のスイッチング素子をオフとし、前記第２の動作状態では第１のスイッチング素子をオフとするとともに第２のスイッチング素子をオンとすることにより前記動作状態を切り替える切替手段を有し、切替手段が、動作状態を切り替える際に、第１および第２のスイッチング素子の一方のオンオフ状態を切り替えるタイミングが、他方のオンオフ状態を切り替えるタイミングに対して所定の遅延時間だけ遅れていることを特徴とする。
【００１８】
この構成によれば、第１のスイッチング素子のオンオフ状態を切り替えるタイミングと、第２のスイッチング素子のオンオフ状態を切り替えるタイミングとがずれることとなり、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とでオンオフ状態が同時に切り替わることを回避することができる。そのため、第１および第２のスイッチング素子のオンオフ状態が切り替わるときに各スイッチング素子でそれぞれ発生するノイズが互いに重畳することを回避でき、ノイズピークの発生を抑制することができる。結果的に、出力コンデンサから取り出される出力部の出力電圧に対する第１および第２のスイッチング素子で発生したノイズの影響を低減できる。
【００１９】
請求項６の発明は、請求項１ないし請求項５のいずれかの発明において、前記出力部が、前記出力コンデンサに接続された第１および第２のスイッチング素子を具備しており、前記第１の動作状態では第１のスイッチング素子をオンとするとともに第２のスイッチング素子をオフとし、前記第２の動作状態では第１のスイッチング素子をオフとするとともに第２のスイッチング素子をオンとすることにより前記動作状態を切り替える切替手段と、第１および第２のスイッチング素子と出力コンデンサとの間に挿入され、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際と第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際との少なくとも一方においてオフになる分離スイッチとを有することを特徴とする。
【００２０】
この構成によれば、第１および第２のスイッチング素子と出力コンデンサとの間に挿入された分離スイッチが、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際と第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際との少なくとも一方においてオフになるので、第１および第２のスイッチング素子のオンオフ状態が切り替わるときに第１および第２のスイッチング素子は出力コンデンサから分離されることとなる。そのため、第１および第２のスイッチング素子のオンオフ状態が切り替わるときに各スイッチング素子でそれぞれ発生するノイズが出力コンデンサに流れ込むことを回避でき、結果的に、出力コンデンサから取り出される出力部の出力電圧に対する第１および第２のスイッチング素子で発生したノイズの影響を低減できる。
【００２１】
請求項７の発明は、請求項１ないし請求項６のいずれかの発明において、前記出力部が、半導体素子を構成要素に含み、当該半導体素子が持つ1／ｆノイズコーナー周波数よりも短い周期で前記動作状態を切り替えることを特徴とする。
【００２２】
この構成によれば、出力部が、構成要素の半導体素子が持つ1／ｆノイズコーナー周波数よりも短い周期で動作状態を切り替えるから、１／ｆノイズの出力電圧への影響を抑えることができる。なお、ここでいう１／ｆノイズコーナー周波数は、所定温度で１／ｆノイズ強度と熱雑音強度とがほぼ等しくなる周波数である。
【００２３】
請求項８の発明は、請求項1ないし請求項７のいずれかの発明において、前記センサ部が、赤外線の受光量を検出し電気量に変換する赤外線センサであることを特徴とする。
【００２４】
この構成によれば、センサ部での赤外線の受光量が小さくセンサ部から取り出される電気量の変化が小さい場合でも、十分な出力電圧の変化が得られるように出力部のゲインを設定し、十分な感度を確保することができる。
【００２５】
請求項９の発明は、請求項１ないし請求項８のいずれかの発明において、前記入力部が、前記センサ部の出力を択一的に出力するセレクタを介して複数のセンサ部に接続されていることを特徴とする。
【００２６】
この構成によれば、複数のセンサ部を入力部に接続することによって、１個の出力部を複数のセンサ部で共用することができるので、各センサ部に個別に出力部を設ける場合に比べてセンサ装置の構成が単純になる。
たとえば複数のセンサ部間での出力の差分を取ることが可能となる。
【００２７】
請求項１０の発明は、請求項１ないし請求項９のいずれかの発明において、前記各入力部には、検出対象となる物理量あるいは化学量の変化を受ける検出用の前記センサ部の出力と、検出対象となる物理量あるいは化学量の変化を受けない参照用のセンサ部の出力とがそれぞれ入力されることを特徴とする。
【００２８】
この構成によれば、検出用のセンサ部の出力と検出用のセンサ部の出力との差分を各動作状態においてそれぞれ取り出すことができる。その結果、センサ部の温度特性や、センサ部の経年変化等によるオフセット成分を取り除いた出力電圧を得ることができる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明は、第１の動作状態と第２の動作状態とで出力コンデンサが逆極性に充放電されることになるので、第１および第２の動作状態が周期的に切り替えられることにより、各動作状態で出力コンデンサの両端電圧の変化量としてそれぞれ現れる２つの値の差分を取ることができる。しかも、信号を増幅する回路を別途設けることなく動作状態を切り替える周期を大きくするだけで出力部のゲインは大きくなるので、たとえば、センサ部において物理量あるいは化学量の変化に応じて取り出される電気量の変化が小さい場合に、前記周期を大きくすることで感度を向上させることができるという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
（実施形態１）
本実施形態のセンサ装置１は、図６（ａ）に示すように、物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部２と、センサ部２の出力を検出する検出回路３とを具備している。検出回路３は、図１に示すように、それぞれセンサ部２の出力が入力される第１および第２の入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２と、両入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２への入力に基づいて電圧を出力する出力部４と、両入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２間に挿入された短絡用のスイッチＳＷ１と、第１の入力部Ｉｎ１への入力を入切する切り離し用のスイッチＳＷ２とを備える。本実施形態ではセンサ部２の一例として、赤外線を受光することによる温度上昇に応じて電気量を変化させる赤外線センサであって、前記電気量の変化に応じた電圧値の変化を出力するものを用いる。
【００３１】
以下ではまず、出力部４の基本構成および基本動作について図２ないし図５を参照して説明する。なお、図２ないし図５に示す例では、短絡用、切り離し用の両スイッチＳＷ１、ＳＷ２を省略している。
【００３２】
図２に示すように、第１、第２の入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２には、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の各ゲートがそれぞれ接続される。両トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２には直流電圧ＶＤＤが印加されており、両トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２はソース電位が等しくなるようにそれぞれのソースを共通の定電流源５に接続している。これにより、各トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２に流れるドレイン電流は、それぞれのゲート電圧の大きさ、つまりセンサ部２から入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２への入力の大きさに従って決定され、定電流源５から供給される電流が第１および第２の入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２への入力の比に応じて各トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２に分配されることになる。
【００３３】
トランジスタＴｒ１のドレインは、第１のカレントミラーＭ１の入力側となるトランジスタＴｒ３を通して接地点ＧＮＤに接続され、トランジスタＴｒ２のドレインは、第２のカレントミラーＭ２の入力側となるトランジスタＴｒ４を通して接地点ＧＮＤに接続される。具体的には、各トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４はいずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ドレインおよびゲートを各トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のドレインにそれぞれ接続する形で、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のソース−ドレインと直列にドレイン−ソースを接続している。これにより、各トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２に流れるドレイン電流はそれぞれ各トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のドレイン電流となる。
【００３４】
トランジスタＴｒ３を入力側とした第１のカレントミラーＭ１の出力側のトランジスタＴｒ５は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートおよびソースがトランジスタＴｒ３のゲートおよびソースにそれぞれ接続され、トランジスタＴｒ４を入力側とした第２のカレントミラーＭ２の出力側のトランジスタＴｒ６は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートおよびソースがトランジスタＴｒ４のゲートおよびソースにそれぞれ接続されている。これにより、各トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のドレイン電流と同じ大きさのドレイン電流がそれぞれ対応する各トランジスタＴｒ５、Ｔｒ６に流れることになる。
【００３５】
トランジスタＴｒ５のドレインは、スイッチング素子Ｑ１を介してトランジスタＴｒ７に接続され、スイッチング素子Ｑ３を介してトランジスタＴｒ８に接続されている。また、トランジスタＴｒ６のドレインは、スイッチング素子Ｑ２を介してトランジスタＴｒ８に接続され、スイッチング素子Ｑ４を介してトランジスタＴｒ７に接続されている。
【００３６】
トランジスタＴｒ７、Ｔｒ８はそれぞれＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、トランジスタＴｒ７を入力側、トランジスタＴｒ８を出力側とする第３のカレントミラーＭ３を形成している。すなわち、トランジスタＴｒ７のゲートおよびソースはトランジスタＴｒ８のゲートおよびソースにそれぞれ接続されている。各トランジスタＴｒ７、Ｔｒ８は、ドレインが上述したスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を通してそれぞれトランジスタＴｒ５、Ｔｒ６のドレインに接続される。ここで、トランジスタＴｒ７のソース−ドレインとスイッチング素子Ｑ１とトランジスタＴｒ５のドレイン−ソースとの直列回路、およびトランジスタＴｒ８のソース−ドレインとスイッチング素子Ｑ２とトランジスタＴｒ６のドレイン−ソースとの直列回路には、それぞれ直流電圧ＶＤＤが印加される。
【００３７】
さらに、出力側のトランジスタＴｒ８のドレインと接地点ＧＮＤとの間には、出力コンデンサＣ１が接続されており、この出力コンデンサＣ１の両端電圧が出力電圧として取り出されるようになっている。本実施形態では、トランジスタＴｒ８のドレインと出力コンデンサＣ１との間に検出スイッチＳＷ３が挿入されており、当該検出スイッチＳＷ３がオフの期間にオンするリセットスイッチＳＷ４を介して出力コンデンサＣ１に対し直流電圧ＶＤＤよりも低いリセット電圧ＶＲＥ（たとえば直流電圧ＶＤＤの１／２）が印加されるようになっている。ここで、検出スイッチＳＷ３とリセットスイッチＳＷ４とは、センサ部２の出力を検出する前に一旦、検出スイッチＳＷ３がオフ、リセットスイッチＳＷ４がオンとなり出力電圧をリセット電圧ＶＲＥにリセットし、センサ部２の出力を検出する際にリセットスイッチＳＷ４がオフ、検出スイッチＳＷ３がオンするように制御されており、これにより、出力電圧はリセット電圧ＶＲＥを基準にセンサ部２の出力に応じて変化する。
【００３８】
ところで、上述したスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はトランジスタＴｒ７、Ｔｒ８とトランジスタＴｒ５、Ｔｒ６との間の接続状態を切り替える切替手段６を構成しており、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はいずれもスイッチ信号φ１によってオンオフ制御され、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４はいずれもスイッチ信号φ２によってオンオフ制御される。具体的には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートにスイッチ信号φ１、φ２が入力されることにより、対応するスイッチ信号φ１、φ２がＨ（ハイ）レベルのときにオンし、Ｌ（ロー）レベルのときにオフする。
【００３９】
ここにおいて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４とが同時にオンすることのないように、図２（ｂ）に示すように互いに逆位相のスイッチ信号φ１、φ２がスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートに入力される。以下では、スイッチ信号φ１がＨレベルでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンの状態を第１の動作状態、スイッチ信号φ２がＨレベルでスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオンの状態を第２の動作状態という。スイッチ信号φ１、φ２は図示しない制御回路から出力されるものであって、本実施形態では、第１および第２の各動作状態が同一時間ずつ周期的に繰り返されるように、スイッチ信号φ１、φ２を周期的に切り替えるものとする。
【００４０】
次に、第１および第２の各動作状態における出力部４の基本動作について説明する。ここでは、出力コンデンサＣ１は上述した検出スイッチＳＷ３およびリセットスイッチＳＷ４の動作によりリセット電圧ＶＲＥに充電されているものとする。
【００４１】
第１の動作状態においては、トランジスタＴｒ１のドレイン電流は、第１および第３のカレントミラーＭ１、Ｍ３によって、トランジスタＴｒ８のドレイン電流の大きさを決定し、トランジスタＴｒ２のドレイン電流は、第２のカレントミラーＭ２によってトランジスタＴｒ６のドレイン電流の大きさを決定する。ここで、出力コンデンサＣ１にはトランジスタＴｒ６が電流制限素子として並列に接続される。これにより、トランジスタＴｒ８は、第１の入力部Ｉｎ１への入力に応じた大きさの電流を供給電流としてトランジスタＴｒ６と出力コンデンサＣ１との並列回路に流す電流供給手段として機能し、トランジスタＴｒ６は、第２の入力部Ｉｎ２への入力に応じた大きさの電流をトランジスタＴｒ８との接続点から排出電流として引き抜く電流引抜手段として機能する。
【００４２】
したがって、トランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ２のドレイン電流よりも大きければ、トランジスタＴｒ８のドレイン電流（供給電流）がトランジスタＴｒ６のドレイン電流（排出電流）よりも大きくなり、トランジスタＴｒ８とトランジスタＴｒ６とのドレイン電流の差分が出力コンデンサＣ１に流れ込み、出力コンデンサＣ１が充電されて出力電圧は増加する。これとは逆に、トランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ２のドレイン電流よりも小さければ、トランジスタＴｒ８のドレイン電流がトランジスタＴｒ６のドレイン電流よりも小さくなり、トランジスタＴｒ６とトランジスタＴｒ８とのドレイン電流の差分が出力コンデンサＣ１から引き抜かれ、出力コンデンサＣ１が放電して出力電圧は減少する。
【００４３】
すなわち、出力部４は入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２への入力電圧を電流に変換するトランスコンダクタンスアンプとしての機能を有し、この電流の大きさによって出力コンデンサＣ１を充電あるいは放電し、出力電圧を増加あるいは減少させる。
【００４４】
一方、第２の動作状態においては、トランジスタＴｒ１のドレイン電流は、第１のカレントミラーＭ１によって、トランジスタＴｒ５のドレイン電流の大きさを決定し、トランジスタＴｒ２のドレイン電流は、第２および第３のカレントミラーＭ２、Ｍ３によってトランジスタＴｒ８のドレイン電流の大きさを決定する。ここで、出力コンデンサＣ１にはトランジスタＴｒ５が電流制限素子として並列に接続される。これにより、トランジスタＴｒ８は、第２の入力部Ｉｎ２への入力に応じた大きさの電流を供給電流としてトランジスタＴｒ５と出力コンデンサＣ１との並列回路に流す電流供給手段として機能し、トランジスタＴｒ５は、第１の入力部Ｉｎ１への入力に応じた大きさの電流をトランジスタＴｒ８との接続点から排出電流として引き抜く電流引抜手段として機能する。
【００４５】
したがって、トランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ２のドレイン電流よりも大きければ、トランジスタＴｒ８のドレイン電流（供給電流）がトランジスタＴｒ５のドレイン電流（排出電流）よりも小さくなり、トランジスタＴｒ５とトランジスタＴｒ８とのドレイン電流の差分が出力コンデンサＣ１から引き抜かれ、出力コンデンサＣ１が放電して出力電圧は減少する。これとは逆に、トランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ２のドレイン電流よりも小さければ、トランジスタＴｒ８のドレイン電流がトランジスタＴｒ５のドレイン電流よりも大きくなり、トランジスタＴｒ８とトランジスタＴｒ５とのドレイン電流の差分が出力コンデンサＣ１に流れ込み、出力コンデンサＣ１が充電されて出力電圧は増加する。
【００４６】
なお、第１および第２の各動作状態において、出力コンデンサＣ１の両端電圧が飽和することがないように、出力コンデンサＣ１の容量値や、各スイッチ信号φ１、φ２の周期や、直流電圧ＶＤＤの大きさなどが設定される。
【００４７】
要するに、第１の動作状態では、第１の入力部Ｉｎ１への入力に応じた大きさの電流を供給電流とするとともに第２の入力部Ｉｎ２への入力に応じた大きさの電流を排出電流として出力コンデンサＣ１の充放電が行われ、第２の動作状態では、第１の入力部Ｉｎ１への入力に応じた大きさの電流を排出電流とするとともに第２の入力部Ｉｎ２への入力に応じた大きさの電流を供給電流として出力コンデンサＣ１の充放電が行われることになる。
【００４８】
ところで、上述した第１および第２の動作状態が交互に繰り返されると、各動作状態で出力コンデンサＣ１の両端電圧の変化量としてそれぞれ現れる２つの値の減算が行われることになる。
【００４９】
すなわち、たとえばトランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ２のドレイン電流よりも大きい場合には、第１の動作状態では上述したように出力コンデンサＣ１が充電されて出力電圧が増加する。そして、トランジスタＴｒ１およびトランジスタＴｒ２の各ドレイン電流の大小関係を固定したままで動作状態が第２の動作状態に切り換わると、出力コンデンサＣ１が放電して出力電圧が減少する。ここで、仮に両動作状態においてトランジスタＴｒ１のドレイン電流とトランジスタＴｒ２のドレイン電流との差が一定であるとすれば、第１の動作状態で出力コンデンサＣ１に流入する電荷量と第２の動作状態で出力コンデンサＣ１から放出される電荷量とは等しくなり、その結果、第１の動作状態において出力電圧がリセット電圧ＶＲＥからΔＶだけ増加した場合に、第２の動作状態において出力電圧はΔＶだけ減少してリセット電圧ＶＲＥに戻ることとなる。
【００５０】
ところで、上述した図２の例では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４からなる切替手段６は、上述したように第３のカレントミラーＭ３を構成するトランジスタＴｒ７、Ｔｒ８の各ドレインとトランジスタＴｒ５、Ｔｒ６の各ドレインとの接続関係を入れ替える位置に配置されているが、この構成に代えて、図３に示すようにトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の各ドレインとトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４の各ドレインとの接続関係を入れ替える位置に配置されていてもよい。
【００５１】
図３の構成では、トランジスタＴｒ７のドレインとトランジスタＴｒ５のドレイン、トランジスタＴｒ８のドレインとトランジスタＴｒ６のドレインとがそれぞれ直接接続されており、第１の動作状態（スイッチ信号φ１がＨレベル）で、トランジスタＴｒ１のドレインとトランジスタＴｒ３のドレイン、トランジスタＴｒ２のドレインとトランジスタＴｒ４のドレインとがそれぞれ接続され、第２の動作状態（スイッチ信号φ２がＨレベル）で、トランジスタＴｒ１のドレインとトランジスタＴｒ４のドレイン、トランジスタＴｒ２のドレインとトランジスタＴｒ３のドレインとがそれぞれ接続される。この構成でも、出力部４は上述した出力部４と同様に動作する。
【００５２】
また、出力部４の各カレントミラーＭ１〜Ｍ３は、図４に示すようにトランジスタをカスコード接続した構成であってもよい。第１のカレントミラーＭ１を例として図４のカレントミラーＭ１〜Ｍ３の具体構成を説明すると、入力側のトランジスタＴｒ３にトランジスタＴｒ３’が直列に接続され、出力側のトランジスタＴｒ５にトランジスタＴｒ５’が直列に接続されている。ここで、トランジスタＴｒ３’、Ｔｒ５’は、ドレインおよびゲートを各トランジスタＴｒ３、Ｔｒ５のソースにそれぞれ接続する形で、トランジスタＴｒ３、Ｔｒ５のドレイン−ソースと直列にドレイン−ソースを接続している。なお、図３および図４では、出力電圧をリセットするための回路（リセット電圧ＶＲＥ、検出スイッチＳＷ３、リセットスイッチＳＷ４）の図示を省略している。
【００５３】
さらにまた、上記図２の例ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はいずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されているが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はＰチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよく、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴとＰチャネルＭＯＳＦＥＴとの組み合わせで各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を形成してもよい。後者の場合、図５のようにＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（図中Ｑ１）とＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（図中Ｑ１’）とを逆直列に接続し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２においてはＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートにスイッチ信号φ１を入力し、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４においてはＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートにスイッチ信号φ２を入力すればよい。なお、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴあるいはＰチャネルＭＯＳＦＥＴ単独でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を構成する場合は、ゲート−ソース間にスイッチ信号φ１、φ２により十分な電位差を生じさせるため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のソース電位によっていずれかを選択する。
【００５４】
次に、上述した出力部の基本構成および基本動作を前提として、本実施形態の検出回路３の構成および動作について図１および図６を参照して説明する。
【００５５】
本実施形態のセンサ装置１は、図２の基本構成に加えて図１に示すように両入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２間に挿入された短絡用のスイッチＳＷ１と、第１の入力部Ｉｎ１への入力を入切する切り離し用のスイッチＳＷ２とを備えるものである。
【００５６】
スイッチＳＷ１、ＳＷ２はそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、両スイッチＳＷ１、ＳＷ２は第１および第２の動作状態の切り替えに同期して交互にオンするように、短絡用のスイッチＳＷ１のゲートにスイッチ信号φ１、切り離し用のスイッチＳＷ２のゲートにスイッチ信号φ２がそれぞれ入力される。つまり、スイッチ信号φ１がＨレベルにある第１の動作状態においてはスイッチＳＷ１がオン、スイッチＳＷ２がオフとなり、スイッチ信号φ２がＨレベルにある第２の動作状態においてはスイッチＳＷ２がオン、スイッチＳＷ１がオフとなる。
【００５７】
また、図６（ａ）に示すように、第１の入力部Ｉｎ１はセンサ部２に接続されており、第２の入力部Ｉｎ２は基準電圧Ｖｒｅｆ（ＶＤＤ＞Ｖｒｅｆ＞ＧＮＤ）に接続されている。これにより、短絡用のスイッチＳＷ１がオン、切り離し用のスイッチＳＷ２がオフとなる第１の動作状態においては、第１および第２の両入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２に基準電圧Ｖｒｅｆが入力されることになり、切り離し用のスイッチＳＷ２がオン、短絡用のスイッチＳＷ１がオフとなる第２の動作状態においては、第１および第２の各入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２にセンサ部２の出力と基準電圧Ｖｒｅｆとのそれぞれが入力されることになる。ここに、基準電圧Ｖｒｅｆは赤外線を受光していない状態でのセンサ部２の出力と同じ大きさに設定される。したがって、センサ部２の出力と基準電圧Ｖｒｅｆとの差分は、赤外線を受光したことによるセンサ部２の出力変化に相当し、言い換えればセンサ部２での赤外線受光量に相当する。
【００５８】
ところで、出力部４からセンサ部２の出力変化のみに対応する電圧を出力することができればセンサ装置１としての検出精度は高くなるが、実際には、トランジスタサイズの不一致や各トランジスタで発生する直流ノイズレベルのばらつき等により、センサ部２の出力変化に相当するセンサ出力成分以外に、出力部４に固有の回路オフセットが出力部４の出力電圧に重畳することが多い。本実施形態のセンサ装置１は、以下に説明する動作により上記回路オフセットの影響を取り除いた出力電圧を得ることができるものである。
【００５９】
すなわち、第１の動作状態においては第１および第２の両入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２に基準電圧Ｖｒｅｆが入力されるから、両入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２への入力は同一となる。そのため、理想的には供給電流と排出電流との大きさが同一となって出力コンデンサＣ１の両端電圧（出力電圧）は変化しないが、実際には、トランジスタサイズの不一致や各トランジスタで発生する直流ノイズレベルのばらつきにより供給電流と排出電流との均衡が崩れ出力コンデンサＣ１の両端電圧が変化する。たとえば、トランジスタＴｒ５のドレイン電流がトランジスタＴｒ６のドレイン電流よりも大きくなれば、図６（ｂ）に示すように出力コンデンサＣ１が充電されて出力電圧が増加する。このとき出力電圧の変化として現れる成分が回路オフセットＶｏｆｆである。
【００６０】
その後、第２の動作状態に移行すると、第１および第２の各入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２にセンサ部２の出力と基準電圧Ｖｒｅｆとのそれぞれが入力されることになるから、第１の入力部Ｉｎ１への入力（センサ部２の出力）に応じた大きさの電流を排出電流とするとともに第２の入力部Ｉｎ２への入力（基準電圧Ｖｒｅｆ）に応じた大きさの電流を供給電流として出力コンデンサＣ１の充放電が行われることになる。ここで、トランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ２のドレイン電流よりも大きければ、トランジスタＴｒ８のドレイン電流（供給電流）がトランジスタＴｒ５のドレイン電流（排出電流）よりも小さくなり、図６（ｂ）のように出力コンデンサＣ１が放電されて出力電圧は減少する。ここで、このときの出力電圧の変化には、センサ部２の出力と基準電圧Ｖｒｅｆとの差分に相当するセンサ出力成分Ｖｓｉｇだけでなく、回路オフセットＶｏｆｆも含まれる。ただし、先の第１の動作状態において、第２の動作状態とは逆極性の回路オフセットＶｏｆｆが出力電圧として現れているので、回路オフセットＶｏｆｆ同士が相殺することにより、第２の動作状態の終了時点では、上記回路オフセットＶｏｆｆの影響を取り除いてセンサ出力成分Ｖｓｉｇのみを出力電圧として取り出すことができる。
【００６１】
また、上述したようにセンサ部２と検出回路３との接続関係を一対一とする構成に限らず、たとえば図７（ａ）に示すように１個の検出回路３に対して複数のセンサ部２を接続するようにしてもよい。この場合、第１の入力部Ｉｎ１はセンサ部２の出力を択一的に出力するセレクタ７を介して複数のセンサ部２に接続される。セレクタ７は、それぞれ各センサ部２と第１の入力部Ｉｎ１との間に挿入される複数個のスイッチ要素８を有し、各スイッチ要素８を１個ずつ順番にオンすることにより、入力部Ｉｎ１に接続するセンサ部２を択一的に切り替えるものである。このように複数のセンサ部２を順次接続する場合には、接続するセンサ部２を切り替える毎に出力電圧をリセット電圧ＶＲＥにリセットするようにしてもよい。ここで、各スイッチ要素８はそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートに入力された図７（ｂ）のスイッチ信号φＡ、φＢ、φＣ、…がＨレベルの期間にオンする。スイッチ信号φＡ、φＢ、φＣ、…は、スイッチ信号φ１、φ２の１周期ごとに異なるスイッチ信号φＡ、φＢ、φＣ、…がＨレベルとなるように制御回路によって切り替えられる。
【００６２】
ところで、上述した出力部４では、出力コンデンサＣ１の充電時間がスイッチ信号φ１、φ２の周期によって決まるので、第１の入力部Ｉｎ１へのセンサ部２の出力を一定とした場合の出力コンデンサＣ１の両端電圧（出力電圧）は、図８に示すようにスイッチ信号φ１、φ２の周期に依存して変化し、スイッチ信号φ１、φ２の周期が大きくなるほど出力電圧が大きくなる。センサ部２の出力を一定とした場合の出力コンデンサＣ１の両端電圧は出力部４のゲインに相当するから、結果的に、スイッチ信号φ１、φ２の周期が大きくなるほど出力部４のゲインは大きくなる。
【００６３】
要するに、本実施形態は、スイッチ信号φ１、φ２の周期の設定を変えることにより出力部４のゲインを任意に設定することができるという利点がある。そのため、本実施形態のセンサ装置１は、センサ部２において物理量あるいは化学量の変化に応じて取り出される電気量の変化量が小さい場合に、十分な出力電圧の変化が得られるように出力部４のゲインを設定し、十分な感度を確保することができる。
【００６４】
たとえばセンサ部２として、周知のＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）技術を用いたセンサ素子のように微小なセンサ素子を用いる場合にも有用である。つまり、この種のセンサ素子では、赤外線の受光量の変化に応じて取り出される電気量の変化量も比較的小さいが、本実施形態のセンサ装置１では、スイッチ信号φ１、φ２の周期の設定により出力部４のゲインを大きく設定しておけば、センサ部２の出力の変化量が小さくても出力電圧としては十分な変化量を確保することができる。さらに、上述したように回路オフセットＶｏｆｆを取り除くことができるので、出力部４のゲインを大きくしても高いＳＮ比を確保することができる。
【００６５】
また、センサ部２は、製造工程での形状ばらつき等により、同じ環境下で同一の物理量変化を受けたとしても、出力する電気量の変化量がばらつくことがある。そこで、本実施形態では、出力部４のゲインを調整することにより、センサ部２で検出する物理量の変化量に対する出力電圧の変化量を一律に設定できるようにしている。
【００６６】
すなわち、本実施形態の出力部４は、スイッチ信号φ１、φ２の周期を変更する周期変更手段（図示せず）を具備しており、周期変更手段でスイッチ信号φ１、φ２の周期を変化させることによって出力部４のゲインを変化させることができる。したがって、出力部４に実際に接続するセンサ部２に合わせてスイッチ信号φ１、φ２の周期を変化させ出力部４のゲインを調整することにより、センサ部２で検出する物理量の変化量に対する出力電圧の変化量を一律に設定できる。具体的には、センサ部２がたとえばＭＥＭＳ技術により形成された複数画素の赤外線センサの場合では、出荷前に、センサ部２に赤外線を一切照射しない状態でセンサ部２の出力を検出回路３に入力し、出力電圧が所定の基準値となるようにスイッチ信号φ１、φ２の周期を調整すればよい。
【００６７】
さらにまた、通常、回路内のトランジスタでは図９のようにオンオフ周波数の逆数に強度が依存する１／ｆノイズが発生する。そのため、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および各スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオンオフ制御するスイッチ信号φ１、φ２の周波数（以下、スイッチング周波数という）は、出力電圧への１／ｆノイズの影響に関係する。１／ｆノイズの出力電圧への影響を小さく抑えるためには、第１および第２の両動作状態における出力電圧の差分を１／ｆノイズの変化時間より十分に早くとることが望ましい。具体的には、図９に示すトランジスタの１／ｆノイズコーナー周波数ｆｃ（所定温度で１／ｆノイズ強度と熱雑音強度とがほぼ等しくなる周波数）がたとえば１００Ｈｚ程度であった場合、スイッチング周波数ｆｓｗをその１０〜１００倍とすることで、１／ｆノイズの出力電圧への影響を抑えることができる。
【００６８】
（実施形態２）
本実施形態のセンサ装置１は、切替手段６を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Q４のオンオフ状態が切り替わるときに各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で発生するノイズに関して出力部４の出力電圧への影響を抑制する構成を採用した点が実施形態１のセンサ装置１と相違する。
【００６９】
周知のように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に電圧が掛かった状態でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフ状態が切り替わるときには、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれノイズが発生する。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はＭＯＳＦＥＴからなるので、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンの期間に蓄積されたチャネル電荷の放出が主な原因となり、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン、ソースの双方にそれぞれノイズが発生する。ここで、切替手段６を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には出力コンデンサＣ１に接続されたスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が含まれており、これらのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３で発生するノイズが出力コンデンサＣ１に流れ込むと、出力コンデンサＣ１から取り出される出力電圧が前記ノイズの影響を受けることとなる。
【００７０】
そこで、本実施形態では出力電圧に対するノイズの影響を抑制するために、両スイッチ信号φ１、φ２のＨレベル・Ｌレベルが同一タイミングで切り替わる実施形態１の構成（図２（ｂ）参照）に代えて、図１０に示すように一方のスイッチ信号φ１のＨ（ハイ）レベル・Ｌ（ロー）レベルが切り替わるタイミングから所定の遅延時間ｔｄだけ遅れて他方のスイッチ信号φ２のＨレベル・Ｌレベルが切り替わる構成を採用する。各スイッチ信号φ１、φ２自体は同一の周期でそれぞれ周期的にＨレベル・Ｌレベルが切り替わっており、遅延時間ｔｄは各スイッチ信号φ１、φ２の切り替えの半周期よりも短く設定される。これにより、スイッチ信号φ２でオンオフ制御される（第２の）スイッチング素子Ｑ３のオンオフ状態が切り替わるタイミングは、スイッチ信号φ１でオンオフ制御される（第１の）スイッチング素子Ｑ２のオンオフ状態が切り替わるタイミングに対して遅延時間ｔｄだけ遅れることとなる。
【００７１】
この構成によれば、出力コンデンサＣ１に接続された両スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオンオフ状態が同時に切り替わることはなく、したがって、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオンオフ状態が切り替わるときに各スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３でそれぞれ発生するノイズが互いに重畳して出力コンデンサＣ１に流れ込むことを回避でき、ノイズピークの発生を抑制することができる。これにより、出力コンデンサＣ１から取り出される出力電圧に対してのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３で発生するノイズの影響を低減することができる。
【００７２】
ところで、本実施形態の他の例として、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３と出力コンデンサＣ１との間に挿入された検出スイッチＳＷ３を、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際と第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際との少なくとも一方においてオフする分離スイッチとして機能させることが考えられる。
【００７３】
すなわち、検出スイッチＳＷ３をスイッチ信号φ３によってオンオフ制御される（スイッチ信号φ３がＨレベルのときにオンし、Ｌレベルのときにオフする）構成とし、図１１に示すようにスイッチ信号φ３をスイッチ信号φ１、φ２と同期させることで、上記構成を実現することができる。なお、リセットスイッチＳＷ４においては、スイッチ信号φ３と別のスイッチ信号によって検出スイッチＳＷ３とは独立して制御されるものとする。
【００７４】
具体的には、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際（つまり、スイッチ信号φ１：ＨレベルからＬレベル、スイッチ信号φ２：ＬレベルからＨレベル）にＬレベルになるスイッチ信号φ３ａと、第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際（つまり、スイッチ信号φ１：ＬレベルからＨレベル、スイッチ信号φ２：ＨレベルからＬレベル）にＬレベルになるスイッチ信号φ３ｂと、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際および第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際の両方でＬレベルになるスイッチ信号φ３ｃとの３種類のスイッチ信号φ３が考えられる。
【００７５】
このように、検出スイッチＳＷ３を分離スイッチとして用いれば、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際と第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際との少なくとも一方において、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３と出力コンデンサＣ１との間に挿入されている検出スイッチＳＷ３がオフになるので、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオンオフ状態が切り替わるときにこれらのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は出力コンデンサＣ１から分離されることとなる。そのため、これらのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオンオフ状態が切り替わるときに各スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３でそれぞれ発生するノイズが出力コンデンサＣ１に流れ込むことを回避でき、結果的に、出力コンデンサＣ１から取り出される出力電圧に対してのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３で発生するノイズの影響を低減することができる。
【００７６】
また、図１２に示すように、スイッチ信号φ１のＨレベル・Ｌレベルが切り替わるタイミングから所定の遅延時間ｔｄだけ遅れてスイッチ信号φ２のＨレベル・Ｌレベルが切り替わる構成と、検出スイッチＳＷ３を分離スイッチとして機能させる構成との両方を組み合わせてもよい。この場合、検出スイッチＳＷ３をオフとする（つまりスイッチ信号φ３ａ〜φ３ｃをＬレベルとする）期間は、両方のスイッチ信号φ１、φ２のＨレベル・Ｌレベルが切り替わるタイミングに跨るように設定する。
【００７７】
その他の構成および機能は実施形態１と同様である。
【００７８】
（実施形態３）
本実施形態のセンサ装置１は、図１３に示すように、第１および第２の各入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２にそれぞれ個別のセンサ部２を接続している点が実施形態１のセンサ装置１と相違する。
【００７９】
この構成によれば、第１および第２の各動作状態において、両センサ部２の出力の差分に応じた大きさの電流で出力コンデンサＣ１の充放電が行われるので、出力電圧においては、両センサ部２が共通して持つ不要な信号成分は除去されることになる。ここで、両センサ部２が共通して持つ不要な信号成分には、たとえば熱雑音や共通の製造プロセスに起因する形状ばらつきなどがある。したがって、両センサ部２間の出力の差分のみを感度よく検出することができる。
【００８０】
本実施形態においては、第１の入力部Ｉｎ１に対して赤外線の変化を受ける検出用のセンサ部２を接続し、第２の入力部Ｉｎ２に対して赤外線の変化を受けない（つまり赤外線の入射が遮断された）参照用のセンサ部２を接続することが望ましい。参照用のセンサ部２と検出用のセンサ部２とは、出力の整合をとるため同一基板上に同一の加工プロセスにより形成される。この構成では、参照用のセンサ部２の出力に対する相対的な検出用のセンサ部２の出力を得ることができ、結果的に、センサ部２の実装された基板温度等に依存したオフセット成分を取り除いた出力電圧を得ることができる。
【００８１】
また、図７に示した例と同様に、図１４（ａ）のように入力部Ｉｎ１に対してセレクタ７を介して複数のセンサ部２を接続してもよい。この場合、複数のセンサ部２のうちセンサ部２を２つずつ選択して各入力部Ｉｎ１、Ｉｎ２にそれぞれ接続する構成のセレクタ７を用いてもよいが、第１の入力部Ｉｎ１に対してはセレクタ７を介して複数の検出用のセンサ部２を接続し、第２の入力部Ｉｎ２に対しては参照用のセンサ部２を接続することが望ましい。ここで、第１の入力部Ｉｎ１と検出用の各センサ部２との間にそれぞれ挿入される各スイッチ要素８はＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、ゲートに入力された図１４（ｂ）のスイッチ信号φＡ、φＢ、…がＨレベルの期間にオンする。スイッチ信号φＡ、φＢ、…は、スイッチ信号φ１、φ２の１周期ごとに異なるスイッチ信号φＡ、φＢ、…がＨレベルとなるように制御回路によって択一的に切り替えられる。第２の入力部Ｉｎ２と参照用のセンサ部２との間に挿入されるスイッチ要素８はＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、論理和回路９を介してゲートに入力されたスイッチ信号φＡ、φＢ、…のいずれかがＨレベルの期間にオンする。
【００８２】
その他の構成および機能は実施形態１と同様である。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明の実施形態１の構成を示す概略回路図である。
【図２】同上の基本構成を示す概略回路図である。
【図３】同上の他の例を示す概略回路図である。
【図４】同上のさらに他の例を示す概略回路図である。
【図５】同上のさらに他の例の要部を示す概略回路図である。
【図６】（ａ）は同上のセンサ装置の構成を示すブロック図、（ｂ）は（ａ）の動作を示すタイムチャートである。
【図７】（ａ）は同上のセンサ装置の他の構成を示すブロック図、（ｂ）は（ａ）の動作を示すタイムチャートである。
【図８】スイッチ信号の周期と出力電圧との関係を示す説明図である。
【図９】スイッチング周波数と１／ｆノイズ強度との関係を示す説明図である。
【図１０】本発明の実施形態２の動作を示すタイムチャートである。
【図１１】同上の他の例の動作を示すタイムチャートである。
【図１２】同上のさらに他の例の動作を示すタイムチャートである。
【図１３】本発明の実施形態３の構成を示すブロック図である。
【図１４】（ａ）は同上のセンサ装置の他の構成を示すブロック図、（ｂ）は（ａ）の動作を示すタイムチャートである。
【図１５】（ａ）は従来例を示す概略回路図、（ｂ）は（ａ）の動作を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
【００８４】
１ センサ装置
２ センサ部
４ 出力部
６ 切替手段
７ セレクタ
Ｃ１ 出力コンデンサ
Ｉｎ１ 第１の入力部
Ｉｎ２ 第２の入力部
Ｍ３ カレントミラー
Ｑ２ （第１の）スイッチング素子
Ｑ３ （第２の）スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ
ＳＷ３ 検出スイッチ（分離スイッチ）
Ｔｒ５、Ｔｒ６ トランジスタ（電流引抜手段）
Ｔｒ７ （入力側）トランジスタ
Ｔｒ８ （出力側）トランジスタ（電流供給手段）
ｔｄ 遅延時間
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部の出力を入力可能な第１および第２の入力部と、両入力部への入力に基づいて電圧を出力する出力部とを備え、出力部は、いずれか一方の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流として流す電流供給手段と、電流供給手段に直列に接続され、いずれか一方の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流供給手段との接続点から排出電流として引き抜く電流引抜手段と、電流引抜手段に並列に接続され、前記供給電流が前記排出電流よりも大きければ両電流の差分で充電され、前記供給電流が前記排出電流よりも小さければ両電流の差分を放電し、両端電圧が出力電圧として取り出される出力コンデンサとを有し、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流とするとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を排出電流とする第１の動作状態と、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を排出電流とするとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流とする第２の動作状態とを周期的に切り替えることを特徴とするセンサ装置。
【請求項２】
それぞれ物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部の出力を入力可能な第１および第２の入力部と、両入力部への入力に基づいて電圧を出力する出力部とを備え、出力部は、入力側トランジスタおよび出力側トランジスタからなり入力側トランジスタに流れる電流と同じ大きさの電流を出力側トランジスタに流すカレントミラーと、出力側トランジスタに直列に接続され両端電圧が出力電圧として取り出される出力コンデンサと、出力コンデンサと並列に接続される電流制限素子とを有し、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を入力側トランジスタに流すとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流制限素子に流す第１の動作状態と、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流制限素子に流すとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を入力側トランジスタに流す第２の動作状態とを周期的に切り替えることを特徴とするセンサ装置。
【請求項３】
前記出力部は、前記動作状態を切り替える周期を変更する周期変更手段を有することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のセンサ装置。
【請求項４】
一方の前記入力部への入力を入切する切り離し用のスイッチと、両入力部間に挿入された短絡用のスイッチとを備え、両スイッチは、前記出力部による前記動作状態の切り替えに同期して交互にオンすることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項５】
前記出力部は、前記出力コンデンサに接続された第１および第２のスイッチング素子を具備しており、前記第１の動作状態では第１のスイッチング素子をオンとするとともに第２のスイッチング素子をオフとし、前記第２の動作状態では第１のスイッチング素子をオフとするとともに第２のスイッチング素子をオンとすることにより前記動作状態を切り替える切替手段を有し、切替手段は、動作状態を切り替える際に、第１および第２のスイッチング素子の一方のオンオフ状態を切り替えるタイミングが、他方のオンオフ状態を切り替えるタイミングに対して所定の遅延時間だけ遅れていることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項６】
前記出力部は、前記出力コンデンサに接続された第１および第２のスイッチング素子を具備しており、前記第１の動作状態では第１のスイッチング素子をオンとするとともに第２のスイッチング素子をオフとし、前記第２の動作状態では第１のスイッチング素子をオフとするとともに第２のスイッチング素子をオンとすることにより前記動作状態を切り替える切替手段と、第１および第２のスイッチング素子と出力コンデンサとの間に挿入され、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際と第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際との少なくとも一方においてオフになる分離スイッチとを有することを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項７】
前記出力部は、半導体素子を構成要素に含み、当該半導体素子が持つ1／ｆノイズコーナー周波数よりも短い周期で前記動作状態を切り替えることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項８】
前記センサ部は、赤外線の受光量を検出し電気量に変換する赤外線センサであることを特徴とする請求項1ないし請求項７のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項９】
前記入力部は、前記センサ部の出力を択一的に出力するセレクタを介して複数のセンサ部に接続されていることを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項１０】
前記各入力部には、検出対象となる物理量あるいは化学量の変化を受ける検出用の前記センサ部の出力と、検出対象となる物理量あるいは化学量の変化を受けない参照用のセンサ部の出力とがそれぞれ入力されることを特徴とする請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項１】
それぞれ物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部の出力を入力可能な第１および第２の入力部と、両入力部への入力に基づいて電圧を出力する出力部とを備え、出力部は、いずれか一方の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流として流す電流供給手段と、電流供給手段に直列に接続され、いずれか一方の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流供給手段との接続点から排出電流として引き抜く電流引抜手段と、電流引抜手段に並列に接続され、前記供給電流が前記排出電流よりも大きければ両電流の差分で充電され、前記供給電流が前記排出電流よりも小さければ両電流の差分を放電し、両端電圧が出力電圧として取り出される出力コンデンサとを有し、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流とするとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を排出電流とする第１の動作状態と、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を排出電流とするとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を供給電流とする第２の動作状態とを周期的に切り替えることを特徴とするセンサ装置。
【請求項２】
それぞれ物理量あるいは化学量を電気量に変換するセンサ部の出力を入力可能な第１および第２の入力部と、両入力部への入力に基づいて電圧を出力する出力部とを備え、出力部は、入力側トランジスタおよび出力側トランジスタからなり入力側トランジスタに流れる電流と同じ大きさの電流を出力側トランジスタに流すカレントミラーと、出力側トランジスタに直列に接続され両端電圧が出力電圧として取り出される出力コンデンサと、出力コンデンサと並列に接続される電流制限素子とを有し、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を入力側トランジスタに流すとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流制限素子に流す第１の動作状態と、第１の入力部への入力に応じた大きさの電流を電流制限素子に流すとともに第２の入力部への入力に応じた大きさの電流を入力側トランジスタに流す第２の動作状態とを周期的に切り替えることを特徴とするセンサ装置。
【請求項３】
前記出力部は、前記動作状態を切り替える周期を変更する周期変更手段を有することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のセンサ装置。
【請求項４】
一方の前記入力部への入力を入切する切り離し用のスイッチと、両入力部間に挿入された短絡用のスイッチとを備え、両スイッチは、前記出力部による前記動作状態の切り替えに同期して交互にオンすることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項５】
前記出力部は、前記出力コンデンサに接続された第１および第２のスイッチング素子を具備しており、前記第１の動作状態では第１のスイッチング素子をオンとするとともに第２のスイッチング素子をオフとし、前記第２の動作状態では第１のスイッチング素子をオフとするとともに第２のスイッチング素子をオンとすることにより前記動作状態を切り替える切替手段を有し、切替手段は、動作状態を切り替える際に、第１および第２のスイッチング素子の一方のオンオフ状態を切り替えるタイミングが、他方のオンオフ状態を切り替えるタイミングに対して所定の遅延時間だけ遅れていることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項６】
前記出力部は、前記出力コンデンサに接続された第１および第２のスイッチング素子を具備しており、前記第１の動作状態では第１のスイッチング素子をオンとするとともに第２のスイッチング素子をオフとし、前記第２の動作状態では第１のスイッチング素子をオフとするとともに第２のスイッチング素子をオンとすることにより前記動作状態を切り替える切替手段と、第１および第２のスイッチング素子と出力コンデンサとの間に挿入され、第１の動作状態から第２の動作状態に切り替わる際と第２の動作状態から第１の動作状態に切り替わる際との少なくとも一方においてオフになる分離スイッチとを有することを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項７】
前記出力部は、半導体素子を構成要素に含み、当該半導体素子が持つ1／ｆノイズコーナー周波数よりも短い周期で前記動作状態を切り替えることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項８】
前記センサ部は、赤外線の受光量を検出し電気量に変換する赤外線センサであることを特徴とする請求項1ないし請求項７のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項９】
前記入力部は、前記センサ部の出力を択一的に出力するセレクタを介して複数のセンサ部に接続されていることを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【請求項１０】
前記各入力部には、検出対象となる物理量あるいは化学量の変化を受ける検出用の前記センサ部の出力と、検出対象となる物理量あるいは化学量の変化を受けない参照用のセンサ部の出力とがそれぞれ入力されることを特徴とする請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載のセンサ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
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【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２００８−２３３０７０（Ｐ２００８−２３３０７０Ａ）
【公開日】平成２０年１０月２日（２００８．１０．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２７５５７７（Ｐ２００７−２７５５７７）
【出願日】平成１９年１０月２３日（２００７．１０．２３）
【出願人】（０００００５８３２）松下電工株式会社 (17,916)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１０月２日（２００８．１０．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１０月２３日（２００７．１０．２３）
【出願人】（０００００５８３２）松下電工株式会社 (17,916)
【Ｆターム（参考）】
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