ソレノイド駆動装置
【課題】電源電圧の変動の影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができるソレノイド駆動装置を提供する。
【解決手段】制御回路２は、電流ｉＬの目標値に応じたデューティ比を持つパルス信号ＶＥをパルス幅増減回路４に出力する。パルス幅増減回路４は、差動増幅回路５から与えられる電流ｉＬの検出値に応じた電圧ＶＯＰに基づいて、電流ｉＬの検出値が目標値に一致するようにパルス信号ＶＥのパルス幅を増減する。パルス幅増減回路４は、その増減した後の信号を駆動信号ＶＧとして出力する。主トランジスタＴ１は、その駆動信号ＶＧにより駆動される。また、制御回路２は、電源電圧ＶＢの検出値を示す検出電圧Ｖｄに応じて、電源電圧ＶＢが高くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を高くするように切り替え、電源電圧ＶＢが低くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を低くするように切り替える。
【解決手段】制御回路２は、電流ｉＬの目標値に応じたデューティ比を持つパルス信号ＶＥをパルス幅増減回路４に出力する。パルス幅増減回路４は、差動増幅回路５から与えられる電流ｉＬの検出値に応じた電圧ＶＯＰに基づいて、電流ｉＬの検出値が目標値に一致するようにパルス信号ＶＥのパルス幅を増減する。パルス幅増減回路４は、その増減した後の信号を駆動信号ＶＧとして出力する。主トランジスタＴ１は、その駆動信号ＶＧにより駆動される。また、制御回路２は、電源電圧ＶＢの検出値を示す検出電圧Ｖｄに応じて、電源電圧ＶＢが高くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を高くするように切り替え、電源電圧ＶＢが低くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を低くするように切り替える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源からソレノイドに対する給電経路に直列に介在するスイッチング素子をＰＷＭ駆動してソレノイドに流れる電流をフィードバック制御するソレノイド駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、自動車などの車両に搭載される燃料ポンプ装置においては、燃料の流量を制御するために電磁弁が用いられている。このような構成では、電磁弁のコイル、すなわちソレノイドに対して流量の目標値に応じた電流を流すことにより、所望の流量が得られるように電磁弁の開度が調整される。誘導性負荷であるソレノイドに対する通電制御の方法としては、ソレノイドに流れる電流（負荷電流）をシャント抵抗の端子電圧として検出し、その検出値をフィードバックするとともに、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）する方法が広く知られている（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−１０５６１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来技術において、ソレノイドに流れる電流は、ＰＷＭ駆動される関係上、完全に一定ではなく脈動している。すなわち、ソレノイドに流れる電流はリップル成分を含んでいる。そのような脈動する電流により駆動されるソレノイド、ひいては電磁弁は、上記リップルに応じて摺動する。従って、ソレノイドに流れる電流のリップルの振幅が小さいほど、摺動が少なくなり、電磁弁の可動部分の磨耗が抑制され、電磁弁を長期間使用することが可能となる。また、リップルの振幅が小さいほど、電流−デューティ（Ｉ−ＤＵＴＹ）特性の直線性が高まり、制御の安定性が向上する。
【０００５】
一方、流量の目標値（電磁弁の開度の目標値）、つまりソレノイドに流す目標電流値が変化する際には、リップル成分が大きいほど電磁弁の過渡応答性が向上する。これは、リップルの振幅が大きいほど、上記摺動が大きくなり、その大きな摺動の勢いを利用して電磁弁の開度が素早く変化するためである。このようなことから、ソレノイドに流れる電流は、適度な振幅のリップル成分を含んでいることが望ましい。
【０００６】
リップルの振幅は、使用するソレノイドの各種特性、電源電圧、ＰＷＭ駆動信号の周波数などにより定まる。そのため、使用するソレノイドの特性および電源電圧の定格値に応じて、制御安定性および過渡応答性が両立するような一定の駆動周波数でもってＰＷＭ制御が行われるようになっている。しかし、そのような制御において、電源電圧が大きく変化した場合、リップルの振幅も同様に大きく変化する。リップルの振幅が当初想定していたものから変化すると、制御安定性または過渡応答性が低下するおそれがある。
【０００７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源電圧の変動の影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができるソレノイド駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１に記載の手段によれば、電源からソレノイドに対する給電経路に直列に介在するスイッチング素子をＰＷＭ駆動するものであり、電流検出部、パルス信号出力部、パルス幅増減部および周波数切替部を備えている。パルス信号出力部は、ソレノイドに流す電流の目標値に応じたデューティ比を持つパルス信号を出力する。そして、パルス幅増減部は、電流検出部により検出されるソレノイドに流れる電流値が目標値に一致するようにパルス信号のパルス幅を増減し、その増減した後の信号を駆動信号としてスイッチング素子に出力する。これにより、ソレノイドに流れる電流が目標値に一致するようにスイッチング素子の駆動がフィードバック制御される（電流フィードバック制御）。
【０００９】
このような構成においては、パルス信号に従ってスイッチング素子が駆動されるため（ＰＷＭ駆動）、ソレノイドに流れる電流はリップル成分を含む。従来技術にて述べたように、そのリップルの振幅は、制御安定性と、ソレノイドにより駆動される可動部分（例えば、電磁弁の弁体）の過渡応答性とについて、所望する性能が得られる範囲の大きさであることが望ましい。そのため、使用するソレノイドの特性に応じて、上記制御安定性および過渡応答性が両立するようなリップルとなるようにパルス信号の周波数が設定されることになる。
【００１０】
電源の電圧（電源電圧）が一定であれば、基本的にはソレノイドに流れる電流のリップルの振幅が大きく変化することはない。しかし、電源電圧が変化すると、リップルの振幅も同様に変化する。そのため、電源電圧が大きく変動した場合、リップルの振幅が大きく変動し、制御安定性または過渡応答性について所望の性能が得られなくなる問題が生じる可能性がある。電源電圧およびリップルは、電源電圧が高くなるほどリップルの振幅が大きくなり、電源電圧が低くなるほどリップルの振幅が小さくなる、という関係にある。一方、パルス信号の周波数およびリップルは、パルス信号の周波数が低くなるほどリップルの振幅が大きくなり、パルス信号の周波数が高くなるほどリップルの振幅が小さくなる、という関係にある。本手段では、それらの関係に着目し、次のようにして上記問題の発生を抑制している。
【００１１】
すなわち、周波数切替部は、電源電圧に応じてパルス信号の周波数を切り替える。具体的には、周波数切替部は、電源電圧が高くなるほどパルス信号の周波数を高くするように切り替え、電源電圧が低くなるほどパルス信号の周波数を低くするように切り替える。従って、電源電圧が変化することによりリップルの振幅が増減しても、周波数切替部が上記したようにパルス信号の周波数を切り替えることにより、その振幅の増減が相殺される。つまり、本手段によれば、電源電圧が変化した場合であっても、ソレノイドに流れる電流のリップルの振幅は、制御安定性および過渡応答性について所望の性能が得られるような大きさ（つまり、元々想定された範囲内の大きさ）に維持される。従って、本手段によれば、電源電圧の変動に影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。なお、ここで言う相殺とは、電源電圧の変動に伴うリップルの増減が完全にキャンセルされる場合だけでなく、その増減の程度が小さくなる（緩和される）場合も含まれるものとする。
【００１２】
請求項２に記載の手段によれば、周波数切替部は、電源電圧に応じてパルス信号の周波数を段階的に切り替える。このようにすれば、電源電圧に対応する複数のしきい値を設け、それらしきい値を境にパルス信号の周波数を切り替えればよい。一方、電源電圧に応じてパルス信号の周波数をリニアに切り替える場合、電源電圧および周波数の関係式を用意する必要がある。本手段によれば、そのような関係式を用意することなく、容易に電源電圧の変動に応じたパルス信号の周波数切替を行うことができる。また、本手段によれば、周波数切替部がソフトウェアにより実現される場合、リニアに切り替える手法に比べて処理負荷を軽減することができるという効果も得られる。
【００１３】
請求項３に記載の手段によれば、周波数切替部は、電源電圧に応じてパルス信号の周波数を２段階に切り替える。このようにすれば、請求項２に記載した手段と同様の作用および効果が得られる。また、例えば、車両に搭載される用途（車載用途）を想定すると、電源電圧（車載バッテリの電圧）が１２Ｖ系のシステムと２４Ｖ系のシステムとの２種類のシステムが考えられる。本手段によれば、それら２種類のシステムのいずれに用いられる場合であっても、同一の回路構成のまま、２種類の電源電圧のそれぞれについてリップルの振幅が最適となるようにパルス信号の周波数切替を行うことが可能であるため、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。
【００１４】
請求項４に記載の手段によれば、電源電圧を検出する電圧検出部を備えている。そして、周波数切替部は、電圧検出部により検出される電圧値に基づいてパルス信号の周波数を切り替える。このように、実際に検出された電圧値に応じてパルス信号の周波数が切り替えられるため、電源電圧の変動に伴うリップルの増減を、周波数切替によるリップルの増減により、精度よく相殺することが可能となる。すなわち、電源電圧の変動に影響を受けることなく、最適なリップルの振幅が維持される精度が高まるという効果が得られる。
【００１５】
請求項５に記載の手段によれば、電源電圧の値とパルス信号の周波数の値とが予め対応付けられたデータテーブルが記憶される記憶部を備えている。そして、周波数切替部は、電源電圧およびデータテーブルに基づいてパルス信号の周波数を切り替える。このようにすれば、使用するソレノイドの各種特性に応じたデータテーブルを準備しておくことにより、様々な種類のソレノイドを駆動するための装置を、同一の回路構成で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すソレノイド駆動装置の概略的な構成図
【図２】ソレノイド駆動装置の各部の信号波形を示す図
【図３】電源電圧が高いときの駆動信号およびソレノイド電流を示す図
【図４】電源電圧が低いときの図３相当図
【図５】駆動周波数の異なる２種類のソレノイド電流の波形を示す図
【図６】電源電圧と駆動周波数の設定値との関係を示す図
【図７】本発明の第２の実施形態を示す図６相当図
【図８】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図
【発明を実施するための形態】
【００１７】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１〜図６を参照しながら説明する。
図１は、車両に搭載される燃料ポンプ装置に用いられる電磁弁のソレノイドを駆動するソレノイド駆動装置の概略的な構成を示している。ソレノイド駆動装置１は、主トランジスタＴ１、ダイオードＤ１、シャント抵抗Ｒ１、制御回路２、電圧検出回路３、パルス幅増減回路４、差動増幅回路５などを備えている。ソレノイド駆動装置１は、主トランジスタＴ１をＰＷＭ駆動してソレノイド６に流れる電流をフィードバック制御する。このように、ソレノイド６に対する通電が制御されることにより、電磁弁の開度、ひいては燃料の流量が所望の目標値に制御されるようになっている。
【００１８】
また、ソレノイド駆動装置１は、図示しない車載バッテリ（電源に相当）から一対の電源線７、８を介して供給される電源電圧ＶＢによりソレノイド６に対する通電を行うようになっている。詳細は後述するが、ソレノイド駆動装置１は、車載バッテリとして１０〜１６Ｖの範囲の電源電圧ＶＢを使用する１２Ｖ系システム、および、車載バッテリとして１６〜３２Ｖの範囲の電源電圧ＶＢを使用する２４Ｖ系システムのいずれにも同一の回路構成により適用可能となっている。
【００１９】
主トランジスタＴ１（スイッチング素子に相当）は、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。主トランジスタＴ１は、図示しない車載バッテリから電源電圧ＶＢを供給するための一対の電源線７、８間に、ソレノイド６およびシャント抵抗Ｒ１とともに直列に接続される。ダイオードＤ１は、還流ダイオードであり、ソレノイド６が断電された際に生じる逆起電力によるサージを抑制する。ダイオードＤ１は、主トランジスタＴ１およびソレノイド６の相互接続点（主トランジスタＴ１のドレイン）と電源線８との間に、電源線８側をアノードとして接続されている。
【００２０】
制御回路２（パルス信号出力部および周波数切替部に相当）は、例えばマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御回路２には、燃料ポンプ装置における燃料の流量を制御する外部の制御装置（図示せず）から出力される目標流量値が入力される。制御回路２は、その目標流量値に基づいてソレノイド６に流す電流の目標値を演算する。制御回路２は、演算した電流の目標値に応じたデューティ比を持つパルス信号ＶＥを、パルス幅増減回路４に対して出力する。詳細は後述するが、パルス信号ＶＥの周波数は、電圧検出回路３から与えられる検出電圧Ｖｄに応じて決定される。
【００２１】
電圧検出回路３（電圧検出部に相当）は、電源電圧ＶＢの電圧値を検出するものである。電圧検出回路３は、図示しないが、例えば電源線７、８間に設けられた分圧回路などにより構成される。電圧検出回路３は、電源電圧ＶＢに応じた検出電圧Ｖｄを制御回路２に出力する。なお、このような構成の場合、検出電圧Ｖｄが制御回路２に入力可能な範囲となるように分圧回路の分圧比を設定すればよい。
【００２２】
パルス幅増減回路４（パルス幅増減部に相当）は、制御回路２から出力されるパルス信号ＶＥのパルス幅を差動増幅回路５から出力される電圧ＶＯＰに応じて増減し、その増減後の信号を駆動信号ＶＧとして出力するものである。パルス幅増減回路４は、トランジスタＴ２、コンパレータ９、抵抗Ｒ２〜Ｒ５、コンデンサＣ１およびインバータ１０により構成されている。トランジスタＴ２は、ＰＮＰ形のバイポーラトランジスタである。トランジスタＴ２のベースには、制御回路２から出力されるパルス信号ＶＥが与えられる。トランジスタ２のエミッタは、制御用の電源電圧ＶＣ（例えば＋５Ｖ）を供給するための電源線１１に接続されている。トランジスタＴ２のコレクタは、抵抗Ｒ２、Ｒ３を介して電源線８に接続されている。
【００２３】
抵抗Ｒ２、Ｒ３の相互接続点であるノードＮ１は、抵抗Ｒ４を介してコンパレータ９の非反転入力端子に接続されている。コンデンサＣ１は、コンパレータ９の各入力端子間に接続されている。コンパレータ９の反転入力端子には、抵抗Ｒ５を介して、差動増幅回路５から出力される電圧ＶＯＰが与えられる。コンパレータ９およびインバータ１０は、電源線７、８を介して電源電圧ＶＢの供給を受けて動作する。コンパレータ９の出力端子は、インバータ１０の入力端子に接続されている。インバータ１０は、コンパレータ９の出力信号を反転し、その反転した信号を駆動信号ＶＧとして主トランジスタＴ１のゲートに出力する。
【００２４】
なお、本実施形態では、抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ１により偏差積分回路１２が構成されている。偏差積分回路１２は、差動増幅回路５から与えられる電圧ＶＯＰおよび制御回路２から与えられるパルス信号ＶＥに基づいて充放電する。また、抵抗Ｒ４の抵抗値およびコンデンサＣ１の静電容量値は、偏差積分回路１２における時定数が、パルス信号ＶＥの周期よりも長くなるように設定されている。
【００２５】
差動増幅回路５は、シャント抵抗Ｒ１の各端子電圧を入力し、それら各端子電圧の差を増幅して出力するものである。差動増幅回路５は、抵抗Ｒ６〜Ｒ９およびオペアンプ１３により構成されている。シャント抵抗Ｒ１の各端子は、それぞれ抵抗Ｒ６、Ｒ７を介して、オペアンプ１３の各入力端子に接続されている。抵抗Ｒ８は、オペアンプ１３の非反転入力端子と電源線８との間に接続されている。抵抗Ｒ９は、オペアンプ１３の出力端子と反転入力端子との間に接続されている。オペアンプ１３は、電源線７、８を介して電源電圧ＶＢの供給を受けて動作する。オペアンプ１３の出力電圧ＶＯＰは、パルス幅増減回路４に与えられる。本実施形態では、シャント抵抗Ｒ１および差動増幅回路５により、ソレノイド６に流れる電流ｉＬを検出する電流検出部１４が構成されている。
【００２６】
上記構成のソレノイド駆動装置１の概略的な動作は次のとおりである。すなわち、制御回路２は、ソレノイド６に流す電流の目標値に応じたデューティ比を持つとともに、検出電圧Ｖｄに応じた周波数を持つパルス信号ＶＥをパルス幅増減回路４に出力する。パルス幅増減回路４は、差動増幅回路５から与えられるソレノイド６に流れる電流ｉＬに応じた電圧ＶＯＰに基づいて、ソレノイド６に流れる電流値が目標値に一致するようにパルス信号ＶＥのパルス幅を増減する。そして、パルス幅増減回路４は、その増減した後の信号を駆動信号ＶＧとして出力する。主トランジスタＴ１は、その駆動信号ＶＧにより駆動される。このようにして、ソレノイド６に流れる電流ｉＬが目標値に一致するように主トランジスタＴ１がＰＷＭ駆動される。
【００２７】
続いて、上記構成の詳細な動作について図２を参照しながら説明する。
図２は、ソレノイド駆動装置１の各部の信号波形を示している。図２中、（ａ）はパルス信号ＶＥ、（ｂ）はコンパレータ９の各入力電圧、（ｃ）は駆動信号ＶＧ、（ｄ）はソレノイド６に流れる電流ｉＬを示している。
【００２８】
主トランジスタＴ１は、駆動信号ＶＧがＬレベル（電源線８の電圧レベル＝例えば０Ｖ）の期間（図２の（ｃ）参照）にオンする。主トランジスタＴ１がオンすると、電源線７、８を通じてソレノイド６に電流ｉＬが流れる。また、主トランジスタＴ１は、駆動信号ＶＧがＨレベル（電源線７の電圧レベル＝例えば１６Ｖ）の期間（図２の（ｃ）参照）にオフする。主トランジスタＴ１がオフすると、電源線７、８を通じたソレノイド６への通電が遮断され、ソレノイド６に蓄積された電磁エネルギーによりダイオードＤ１を通じて還流電流が流れる。このように、パルス状の信号である駆動信号ＶＧにより主トランジスタＴ１が駆動される（ＰＷＭ駆動される）ため、ソレノイド６に流れる電流ｉＬは一定ではなく、リップル成分を含む脈動波形となる（図２の（ｄ）参照）。電流ｉＬのリップル成分の周期は、駆動信号ＶＧ、ひいてはパルス信号ＶＥの周期と同じである。
【００２９】
ソレノイド６に流れる電流ｉＬは、シャント抵抗Ｒ１により電圧に変換され、差動増幅回路５により増幅された電圧ＶＯＰとしてパルス幅増減回路４に与えられる（図２の（ｂ）参照）。一方、パルス幅増減回路４において、トランジスタＴ２は、制御回路２から与えられるパルス信号ＶＥに応じて駆動される。すなわち、トランジスタＴ２は、パルス信号ＶＥがＬレベル（電源線８の電圧レベル＝例えば０Ｖ）の期間にオンし、Ｈレベル（電源線１１の電圧レベル＝例えば５Ｖ）の期間にオフする（図２の（ａ）参照）。トランジスタＴ２がオンしている期間、ノードＮ１の電圧Ｖｎは、電源電圧ＶＣを抵抗Ｒ２、Ｒ３により分圧した値となる。一方、トランジスタＴ２がオフしている期間、電圧Ｖｎは、電源線８の電圧（＝０Ｖ）となる。つまり、電圧Ｖｎは、パルス信号ＶＥを反転させたパルス状の波形となる。このような電圧Ｖｎが偏差積分回路１２を構成する抵抗Ｒ４の一端に印加される。
【００３０】
偏差積分回路１２は、電圧Ｖｎ（パルス信号ＶＥ）および電圧ＶＯＰに基づいて充放電動作する。そして、偏差積分回路１２のコンデンサＣ１の充放電の極性は、パルス信号ＶＥと同じ周期で反転するとともに、そのデューティ比は、電流ｉＬの目標値および検出値の差に対応した値となる。このようなコンデンサＣ１の充電電圧の極性に応じてコンパレータ９の出力信号は次のように変化する。
【００３１】
すなわち、コンデンサＣ１の抵抗Ｒ４側の端子電圧（＝コンパレータ９の非反転入力端子の電圧ＶＣＰ）が、コンデンサＣ１の抵抗Ｒ５側の端子電圧（＝コンパレータ９の反転入力端子の電圧）よりも高い期間（図２の（ｂ）参照）には、コンパレータ９の出力はＨレベル（電源線７の電圧レベル＝例えば１６Ｖ）となる。一方、コンデンサＣ１の抵抗Ｒ４側の端子電圧が、抵抗Ｒ５側の端子電圧よりも低い期間（図２の（ｂ）参照）には、コンパレータ９の出力はＬレベル（電源線８の電圧レベル＝０Ｖ）となる。このように変化するコンパレータ９の出力信号が反転された駆動信号ＶＧにより、主トランジスタＴ１がオン／オフ制御（スイッチング制御）されることにより、ソレノイド６に流れる電流ｉＬがパルス信号ＶＥのデューティ比に応じた目標値に制御される。なお、この場合、電流ｉＬはリップル成分を含むため、電流ｉＬの平均値（実効電流）が目標値（例えば１．１Ａ）となるように制御される。
【００３２】
具体的に説明すると、電流ｉＬの検出値を示す電圧ＶＯＰが、電流ｉＬの目標値を示す電圧Ｖｎより小さくなると、ソレノイド６のインダクタンス成分および偏差積分回路１２の時定数に応じた遅延時間経過後に、コンデンサＣ１の端子電圧は、コンパレータ９の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも高くなる。これにより、コンパレータ９の出力がＨレベルとなり、駆動信号ＶＧがＬレベルとなる。すると、主トランジスタＴ１がオンし、ソレノイド６に流れる電流ｉＬが増加して電圧ＶＯＰも増加する。
【００３３】
電圧ＶＯＰが電圧Ｖｎより大きくなると、ソレノイド６のインダクタンス成分および偏差積分回路１２の時定数に応じた遅延時間経過後に、コンデンサＣ１の端子電圧は、コンパレータ９の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも低くなる。これにより、コンパレータ９の出力がＬレベルとなり、駆動信号ＶＧがＨレベルとなる。すると、主トランジスタＴ１がオフし、ソレノイド６に流れる電流ｉＬが減少して電圧ＶＯＰも減少する。
【００３４】
上記した各動作が繰り返されることにより、ソレノイド６に対する通電電流がパルス信号ＶＥのデューティ比に対応した目標値にフィードバック制御される。さらに、偏差積分回路１２の充放電時定数がパルス信号ＶＥの周期よりも長く設定されているため、偏差積分回路１２の充電電圧が飽和することがない。そのため、電源電圧ＶＢが変動しても、パルス信号ＶＥのデューティ比に応じた高精度の電流フィードバック制御が行われる。
【００３５】
図３は、電源電圧ＶＢが１６Ｖであるときの駆動信号ＶＧおよび電流ｉＬの波形を示している。また、図４は、電源電圧ＶＢが１０Ｖであるときの駆動信号ＶＧおよび電流ｉＬの波形を示している。図３および図４に示すように、本実施形態の構成においては、電源電圧ＶＢの電圧値に応じて、ソレノイド６に流れる電流ｉＬのリップル成分の振幅が変化する。具体的には、電源電圧ＶＢが高くなるほど、電流ｉＬの振幅（最大値および最小値の差）は大きくなる。図３に示すように、電源電圧ＶＢが１６Ｖの場合、電流ｉＬ振幅は０．８Ａ程度となる。一方、電源電圧ＶＢが低くなるほど、電流ｉＬの振幅は小さくなる。図４に示すように、電源電圧ＶＢが１０Ｖの場合、電流ｉＬ振幅は０．６Ａ程度となる。
【００３６】
ただし、電源電圧ＶＢが高くなるほど主トランジスタＴ１がオンする期間（＝駆動信号ＶＧがＬレベルの期間）が短くなり、電源電圧ＶＢが低くなるほど主トランジスタＴ１がオンする期間が長くなる。そのため、電源電圧ＶＢが変動したとしても、ソレノイド６に流れる電流ｉＬの平均値（実効電流）は変化しない。図３および図４に示すように、電源電圧ＶＢが１６Ｖおよび１０Ｖのいずれの場合にも、電流ｉＬの平均値（実行電流）が目標値である１．１Ａ程度となっていることが分かる。
【００３７】
図５は、パルス信号ＶＥの周波数（駆動周波数）が異なる２種類の電流ｉＬの波形を例示している。図５中、実線は駆動周波数が２５０Ｈｚの場合であり、一点鎖線は駆動周波数が５００Ｈｚの場合である。図５に示すように、駆動周波数が２５０Ｈｚの場合における電流ｉＬの振幅は、駆動周波数が５００Ｈｚの場合における電流ｉＬの振幅に比べ、概ね２倍程度と大きくなっている。すなわち、駆動周波数および電流ｉＬのリップル成分の振幅は、駆動周波数が低くなるほど振幅が大きくなり、駆動周波数が高くなるほど振幅が小さくなるという関係を有することが分かる。
【００３８】
本実施形態では、上記した電源電圧ＶＢおよびリップルの振幅の関係と、駆動周波数およびリップルの振幅の関係とを考慮した上で、パルス信号ＶＥの周波数の設定を行っている。すなわち、制御回路２は、電源電圧ＶＢの検出値を示す検出電圧Ｖｄに応じて、電源電圧ＶＢが高くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を高くするように切り替え、電源電圧ＶＢが低くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を低くするように切り替える。具体的には、図６に示すように、制御回路２は、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ以下の場合、パルス信号ＶＥの周波数を第１の周波数（２５０Ｈｚ）に設定する。一方、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈを超える場合、パルス信号ＶＥの周波数を第２の周波数（３００Ｈｚ）に設定する。
【００３９】
なお、本実施形態において、上記しきい値Ｖｔｈは１６Ｖに設定されている。このしきい値Ｖｔｈの値（１６Ｖ）は、ソレノイド駆動装置１が１２Ｖ系システムに適用される場合における電源電圧ＶＢの最大値であり、２４Ｖ系システムに適用される場合における電源電圧ＶＢの最小値である。従って、制御回路２は、１２Ｖ系システムに適用される場合にはパルス信号ＶＥの周波数を第１の周波数に設定し、２４Ｖ系システムに適用される場合にはパルス信号ＶＥの周波数を第２の周波数に設定するように周波数の切替動作を行う。なお、上記した最大値および最小値は、何らかの異常に伴って電源電圧ＶＢが急激に上昇または低下するケースを考慮しない値である。
【００４０】
なお、上記第１の周波数の値は、電源電圧ＶＢが１０〜１６Ｖの範囲において、電流ｉＬのリップル成分の振幅が、制御安定性と、ソレノイド６により駆動される可動部分（例えば、電磁弁の弁体）の過渡応答性とについて、所望する性能が得られる範囲の大きさとなる値（例えば２５０Ｈｚ）に設定されている。また、上記第２の周波数の値は、電源電圧ＶＢが１６〜３２Ｖの範囲において、電流ｉＬのリップル成分の振幅が、制御安定性と過渡応答性とについて所望する性能が得られる範囲の大きさとなる値（例えば３００Ｈｚ）に設定されている。また、上記各周波数の値については、使用されるソレノイド６の各種特性をも考慮して決定されている。
【００４１】
すなわち、周波数切替部は、電源電圧に応じてパルス信号の周波数を切り替える。具体的には、周波数切替部は、電源電圧が高くなるほどパルス信号の周波数を高くするように切り替え、電源電圧が低くなるほどパルス信号の周波数を低くするように切り替える。従って、電源電圧が変化することによりリップルの振幅が増減しても、周波数切替部が上記したようにパルス信号の周波数を切り替えることにより、その振幅の増減が相殺される。つまり、本手段によれば、電源電圧が変化した場合であっても、ソレノイドに流れる電流のリップルの振幅は、制御安定性および過渡応答性について所望の性能が得られるような大きさ（つまり、元々想定された範囲内の大きさ）に維持される。従って、本手段によれば、電源電圧の変動に影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。なお、ここで言う相殺とは、電源電圧の変動に伴うリップルの増減が完全にキャンセルされる場合だけでなく、その増減の程度が小さくなる（緩和される）場合も含まれるものとする。
【００４２】
以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
ソレノイド駆動装置１は、電源電圧ＶＢに応じてパルス信号ＶＥの周波数を切り替える制御回路２を備えている。制御回路２は、電源電圧ＶＢが高くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を高くし、電源電圧ＶＢが低くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を低くするように周波数の切替動作を行う。従って、電源電圧ＶＢが変化することにより、ソレノイド６に流れる電流ｉＬのリップルの振幅が増減しても、制御回路２により上記周波数切替動作が行われることにより、その振幅の増減が相殺される。
【００４３】
すなわち、本実施形態によれば、同一のソレノイド６を同一のソレノイド駆動装置１により駆動する際、電源電圧ＶＢが変化した場合でも、電流ｉＬのリップルの振幅は、制御安定性および過渡応答性について所望の性能が得られるような大きさに維持される。このように、本実施形態のソレノイド駆動装置１は、電源電圧ＶＢの変動の影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。なお、ここで言う相殺とは、電源電圧ＶＢの変動に伴うリップルの振幅の増減が完全にキャンセルされる場合だけでなく、その増減の程度が小さくなる（緩和される）場合も含まれる。
【００４４】
具体的には、制御回路２は、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ（１６Ｖ）以下である場合には駆動周波数を第１の周波数に切り替え、しきい値Ｖｔｈを超える場合には駆動周波数を第２の周波数に切り替える。そして、第１の周波数の値および第２の周波数の値は、それぞれ１２Ｖ系システムおよび２４Ｖ系システムにおいてリップルの振幅が、制御安定性および過渡応答性について所望する性能が得られる範囲の大きさとなる値に設定されている。つまり、本実施形態のソレノイド駆動装置１は、１２Ｖ系のシステムおよび２４Ｖ系のシステムのうち、いずれのシステムに適用される場合であっても、互いに特性の異なる２つの回路を実装することなく、同一の回路構成（ハードウェア）を用いて、同一のソレノイド６に流れる電流ｉＬのリップルの振幅が最適となるようにパルス信号の周波数が切り替えられ、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。
【００４５】
制御回路２は、電圧検出回路３から出力される電源電圧ＶＢの検出値を示す検出電圧Ｖｄに基づいてパルス信号ＶＥの周波数を切り替える。つまり、制御回路２は、実際に検出される電圧値に応じてパルス信号ＶＥの周波数を切り替える。このようにすれば、電源電圧ＶＢの変動に伴うリップルの振幅の増減を、周波数切替によるリップルの振幅の増減により、精度よく相殺することが可能となる。すなわち、電源電圧ＶＢの変動に影響を受けることなく、最適なリップルの振幅が維持される精度が高まるという効果が得られる。
【００４６】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図７を参照しながら上記実施形態と異なる点を主端に説明する。
第１の実施形態では、適用する電源システム（１２Ｖ系／２４Ｖ系）に応じて、パルス信号ＶＥの周波数が２段階に切り替えられるようになっていた。この場合、電源電圧ＶＢが一定であれば、基本的にはソレノイド６に流れる電流ｉＬのリップルの振幅が大きく変化することはない。しかし、同じ電源システムであっても電源電圧ＶＢは一定であるとは限らない。例えば、車両が走行を開始した直後（始動直後）における電源電圧ＶＢの電圧値と、車両が長時間走行した後（通常時）における電源電圧ＶＢの電圧値とでは大きく異なる。このような電源電圧ＶＢの大きな変化に伴い、リップルの振幅も大きく変化する。本実施形態では、以下に示すように、このようなケースにおけるリップルの振幅の変化に対応することが可能となっている。
【００４７】
図７は、第１の実施形態における図６相当図であり、電源電圧ＶＢとパルス信号ＶＥの周波数（駆動周波数）の設定値との関係を示している。本実施形態では、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数をリニア（連続的）に切り替える手法（図６に実線で示す）と、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数を段階的に切り替える手法（図６に一点鎖線で示す）とについて説明する。
【００４８】
まず、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数をリニアに切り替える手法について説明する。この場合、例えば、下記（１）式に示すような電源電圧ＶＢおよび駆動周波数の関係式を準備する必要がある。ただし、Ｆは駆動周波数を示し、αは図６における直線の傾きを決定する定数を示し、βは駆動周波数の最小値を決定する定数を示している。
Ｆ＝α・ＶＢ＋β …（１）
【００４９】
このように、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数をリニアに切り替えれば、電源電圧ＶＢが変動した場合、その変動によるリップルの振幅の増減を精度よく相殺するように、駆動周波数を変化させることが可能となる。つまり、電源電圧ＶＢの変動に影響を受けることなく、最適なリップルの振幅が維持される精度が一層高まるという効果が得られる。
【００５０】
続いて、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数を段階的に切り替える手法について説明する。この場合、電源電圧ＶＢに対応する３つのしきい値Ｖｔｈ１（例えば７Ｖ）、しきい値Ｖｔｈ２（例えば２１Ｖ）およびしきい値Ｖｔｈ３（例えば３５Ｖ）を設ける。そして、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ１以下である場合、駆動周波数を第１の周波数（例えば２００Ｈｚ）に設定する。電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ１を超え且つしきい値Ｖｔｈ２以下である場合、駆動周波数を第２の周波数（例えば２５０Ｈｚ）に設定する。しきい値Ｖｔｈ２を超え且つしきい値Ｖｔｈ３以下である場合、駆動周波数を第３の周波数（例えば３００Ｈｚ）に設定する。電源電圧ＶＢがしきい値電圧Ｖｔｈ３を超える場合、駆動周波数を第４の周波数（例えば３５０Ｈｚ）に設定する。
【００５１】
このように、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数を段階的に切り替えれば、リニアに切り替える手法に比べ、上記した精度は若干低下するものの、上記（１）式に示したような電源電圧ＶＢおよび駆動周波数の関係式を準備する必要がないため、容易に電源電圧ＶＢに応じた周波数切替動作を行うことができる。そのため、リニアに切り替える手法に比べ、制御回路２における処理負荷が軽減されるという効果が得られる。また、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数を段階的に切り替える手法によれば、電源電圧ＶＢおよび駆動周波数の関係が一定の式により表せないような場合であっても対応することが可能となる。
【００５２】
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図８を参照しながら上記各実施形態と異なる点を主体に説明する。
図８は、第１の実施形態における図１相当図であり、本実施形態のソレノイド駆動装置の構成を示している。図８に示す本実施形態のソレノイド駆動装置２１は、図１に示したソレノイド駆動装置１に対し、電圧検出回路３が省かれている点と、制御回路２に代えて制御回路２２を備えている点とが異なっている。
【００５３】
制御回路２２（パルス信号出力部および周波数切替部に相当）は、マイクロコンピュータを主体として構成されており、基本的な構成は図１に示した制御回路２と同様である。ただし、制御回路２２は、データテーブルが記憶される記憶部２３を備えている。記憶部２３は、例えばＥＥＰＲＯＭなどのメモリにより構成される。データテーブルは、電源電圧ＶＢの電圧値とパルス信号ＶＥの周波数（駆動周波数）の値とが対応付けられたものである。そのデータテーブルは、使用するソレノイド６の各種特性、電源電圧ＶＢ、制御安定性、過渡応答性などの仕様に合わせて予め作成されている。
【００５４】
制御回路２２には、ソレノイド駆動装置２１が適用される電源システム（１２Ｖ系／２４Ｖ系）を示す信号Ｓａが与えられている。制御回路２２は、その信号Ｓａにより適用される電源システム（つまり、電源電圧ＶＢの使用範囲）を判断する。制御回路２２は、電源電圧ＶＢの使用範囲と、記憶部２３に記憶されたデータテーブルとに基づいてパルス信号ＶＥの周波数を設定する。このようにすれば、使用するソレノイド６の各種特性に応じたデータテーブルを準備しておくことにより、様々な種類のソレノイドを駆動するためのソレノイド駆動装置を、複数の特性の異なる回路を実装することなく、同一の回路構成によって実現することが可能となる。さらに、制御回路２２を構成するマイクロコンピュータのプログラムを共通化することが可能となり、製造工場におけるソフトウェア管理費用を低減することができる。
【００５５】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
電流検出部としては、図１および図８に示した電流検出部１４のような構成に限らずともよい。また、パルス幅増減部としては、図１および図８に示したパルス幅増減回路４のような構成に限らずともよい。すなわち、本発明のソレノイド駆動装置は、パルス信号ＶＥを電圧信号に変換するＤ／Ｖ変換回路と、Ｄ／Ｖ変換回路から出力される電圧信号と電流検出部から出力される電流ｉＬの検出値に相当する電圧信号との差分信号を出力する指令電圧生成回路と、上記差分信号と三角波発生回路により出力されるＰＷＭ制御の搬送波である三角波信号とを比較してＰＷＭ信号を生成するＶ／Ｄ変換回路とを備えた構成などであってもよい。
【００５６】
第１の実施形態において、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ以下である場合にパルス信号ＶＥの周波数（駆動周波数）を第１の周波数に切り替え、しきい値Ｖｔｈを超える場合に駆動周波数を第２の周波数に切り替えていたが、これに代えて、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ未満である場合に駆動周波数を第１の周波数に切り替え、しきい値Ｖｔｈ以上である場合に駆動周波数を第２の周波数に切り替えてもよい。また、第２の実施形態における駆動周波数を段階的に切り替える手法においても、上記同様に「以下」および「超える」の部分を、それぞれ「未満」および「以上」に置き換えることが可能である。また、第２の実施形態におけるしきい値は３つに限らずともよく、４つ以上設けてもよい。
【００５７】
第２の実施形態における駆動周波数をリニアに切り替える手法で用いる電源電圧ＶＢおよび駆動周波数の関係式は、上記した（１）式のような１次式に限らず、例えば２次式など適宜変更可能である。要するに、上記関係式は、使用するソレノイド６の各種特性、電源電圧ＶＢ、制御安定性、過渡応答性などの仕様に合わせて適宜作成すればよい。
【符号の説明】
【００５８】
図面中、１、２１はソレノイド駆動装置、２、２２は制御回路（パルス信号出力部、周波数切替部）、３は電圧検出回路（電圧検出部）、４はパルス幅増減回路（パルス幅増減部）、６はソレノイド、１４は電流検出部、２３は記憶部、Ｔ１は主トランジスタ（スイッチング素子）を示す。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源からソレノイドに対する給電経路に直列に介在するスイッチング素子をＰＷＭ駆動してソレノイドに流れる電流をフィードバック制御するソレノイド駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、自動車などの車両に搭載される燃料ポンプ装置においては、燃料の流量を制御するために電磁弁が用いられている。このような構成では、電磁弁のコイル、すなわちソレノイドに対して流量の目標値に応じた電流を流すことにより、所望の流量が得られるように電磁弁の開度が調整される。誘導性負荷であるソレノイドに対する通電制御の方法としては、ソレノイドに流れる電流（負荷電流）をシャント抵抗の端子電圧として検出し、その検出値をフィードバックするとともに、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）する方法が広く知られている（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−１０５６１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来技術において、ソレノイドに流れる電流は、ＰＷＭ駆動される関係上、完全に一定ではなく脈動している。すなわち、ソレノイドに流れる電流はリップル成分を含んでいる。そのような脈動する電流により駆動されるソレノイド、ひいては電磁弁は、上記リップルに応じて摺動する。従って、ソレノイドに流れる電流のリップルの振幅が小さいほど、摺動が少なくなり、電磁弁の可動部分の磨耗が抑制され、電磁弁を長期間使用することが可能となる。また、リップルの振幅が小さいほど、電流−デューティ（Ｉ−ＤＵＴＹ）特性の直線性が高まり、制御の安定性が向上する。
【０００５】
一方、流量の目標値（電磁弁の開度の目標値）、つまりソレノイドに流す目標電流値が変化する際には、リップル成分が大きいほど電磁弁の過渡応答性が向上する。これは、リップルの振幅が大きいほど、上記摺動が大きくなり、その大きな摺動の勢いを利用して電磁弁の開度が素早く変化するためである。このようなことから、ソレノイドに流れる電流は、適度な振幅のリップル成分を含んでいることが望ましい。
【０００６】
リップルの振幅は、使用するソレノイドの各種特性、電源電圧、ＰＷＭ駆動信号の周波数などにより定まる。そのため、使用するソレノイドの特性および電源電圧の定格値に応じて、制御安定性および過渡応答性が両立するような一定の駆動周波数でもってＰＷＭ制御が行われるようになっている。しかし、そのような制御において、電源電圧が大きく変化した場合、リップルの振幅も同様に大きく変化する。リップルの振幅が当初想定していたものから変化すると、制御安定性または過渡応答性が低下するおそれがある。
【０００７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源電圧の変動の影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができるソレノイド駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１に記載の手段によれば、電源からソレノイドに対する給電経路に直列に介在するスイッチング素子をＰＷＭ駆動するものであり、電流検出部、パルス信号出力部、パルス幅増減部および周波数切替部を備えている。パルス信号出力部は、ソレノイドに流す電流の目標値に応じたデューティ比を持つパルス信号を出力する。そして、パルス幅増減部は、電流検出部により検出されるソレノイドに流れる電流値が目標値に一致するようにパルス信号のパルス幅を増減し、その増減した後の信号を駆動信号としてスイッチング素子に出力する。これにより、ソレノイドに流れる電流が目標値に一致するようにスイッチング素子の駆動がフィードバック制御される（電流フィードバック制御）。
【０００９】
このような構成においては、パルス信号に従ってスイッチング素子が駆動されるため（ＰＷＭ駆動）、ソレノイドに流れる電流はリップル成分を含む。従来技術にて述べたように、そのリップルの振幅は、制御安定性と、ソレノイドにより駆動される可動部分（例えば、電磁弁の弁体）の過渡応答性とについて、所望する性能が得られる範囲の大きさであることが望ましい。そのため、使用するソレノイドの特性に応じて、上記制御安定性および過渡応答性が両立するようなリップルとなるようにパルス信号の周波数が設定されることになる。
【００１０】
電源の電圧（電源電圧）が一定であれば、基本的にはソレノイドに流れる電流のリップルの振幅が大きく変化することはない。しかし、電源電圧が変化すると、リップルの振幅も同様に変化する。そのため、電源電圧が大きく変動した場合、リップルの振幅が大きく変動し、制御安定性または過渡応答性について所望の性能が得られなくなる問題が生じる可能性がある。電源電圧およびリップルは、電源電圧が高くなるほどリップルの振幅が大きくなり、電源電圧が低くなるほどリップルの振幅が小さくなる、という関係にある。一方、パルス信号の周波数およびリップルは、パルス信号の周波数が低くなるほどリップルの振幅が大きくなり、パルス信号の周波数が高くなるほどリップルの振幅が小さくなる、という関係にある。本手段では、それらの関係に着目し、次のようにして上記問題の発生を抑制している。
【００１１】
すなわち、周波数切替部は、電源電圧に応じてパルス信号の周波数を切り替える。具体的には、周波数切替部は、電源電圧が高くなるほどパルス信号の周波数を高くするように切り替え、電源電圧が低くなるほどパルス信号の周波数を低くするように切り替える。従って、電源電圧が変化することによりリップルの振幅が増減しても、周波数切替部が上記したようにパルス信号の周波数を切り替えることにより、その振幅の増減が相殺される。つまり、本手段によれば、電源電圧が変化した場合であっても、ソレノイドに流れる電流のリップルの振幅は、制御安定性および過渡応答性について所望の性能が得られるような大きさ（つまり、元々想定された範囲内の大きさ）に維持される。従って、本手段によれば、電源電圧の変動に影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。なお、ここで言う相殺とは、電源電圧の変動に伴うリップルの増減が完全にキャンセルされる場合だけでなく、その増減の程度が小さくなる（緩和される）場合も含まれるものとする。
【００１２】
請求項２に記載の手段によれば、周波数切替部は、電源電圧に応じてパルス信号の周波数を段階的に切り替える。このようにすれば、電源電圧に対応する複数のしきい値を設け、それらしきい値を境にパルス信号の周波数を切り替えればよい。一方、電源電圧に応じてパルス信号の周波数をリニアに切り替える場合、電源電圧および周波数の関係式を用意する必要がある。本手段によれば、そのような関係式を用意することなく、容易に電源電圧の変動に応じたパルス信号の周波数切替を行うことができる。また、本手段によれば、周波数切替部がソフトウェアにより実現される場合、リニアに切り替える手法に比べて処理負荷を軽減することができるという効果も得られる。
【００１３】
請求項３に記載の手段によれば、周波数切替部は、電源電圧に応じてパルス信号の周波数を２段階に切り替える。このようにすれば、請求項２に記載した手段と同様の作用および効果が得られる。また、例えば、車両に搭載される用途（車載用途）を想定すると、電源電圧（車載バッテリの電圧）が１２Ｖ系のシステムと２４Ｖ系のシステムとの２種類のシステムが考えられる。本手段によれば、それら２種類のシステムのいずれに用いられる場合であっても、同一の回路構成のまま、２種類の電源電圧のそれぞれについてリップルの振幅が最適となるようにパルス信号の周波数切替を行うことが可能であるため、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。
【００１４】
請求項４に記載の手段によれば、電源電圧を検出する電圧検出部を備えている。そして、周波数切替部は、電圧検出部により検出される電圧値に基づいてパルス信号の周波数を切り替える。このように、実際に検出された電圧値に応じてパルス信号の周波数が切り替えられるため、電源電圧の変動に伴うリップルの増減を、周波数切替によるリップルの増減により、精度よく相殺することが可能となる。すなわち、電源電圧の変動に影響を受けることなく、最適なリップルの振幅が維持される精度が高まるという効果が得られる。
【００１５】
請求項５に記載の手段によれば、電源電圧の値とパルス信号の周波数の値とが予め対応付けられたデータテーブルが記憶される記憶部を備えている。そして、周波数切替部は、電源電圧およびデータテーブルに基づいてパルス信号の周波数を切り替える。このようにすれば、使用するソレノイドの各種特性に応じたデータテーブルを準備しておくことにより、様々な種類のソレノイドを駆動するための装置を、同一の回路構成で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すソレノイド駆動装置の概略的な構成図
【図２】ソレノイド駆動装置の各部の信号波形を示す図
【図３】電源電圧が高いときの駆動信号およびソレノイド電流を示す図
【図４】電源電圧が低いときの図３相当図
【図５】駆動周波数の異なる２種類のソレノイド電流の波形を示す図
【図６】電源電圧と駆動周波数の設定値との関係を示す図
【図７】本発明の第２の実施形態を示す図６相当図
【図８】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図
【発明を実施するための形態】
【００１７】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１〜図６を参照しながら説明する。
図１は、車両に搭載される燃料ポンプ装置に用いられる電磁弁のソレノイドを駆動するソレノイド駆動装置の概略的な構成を示している。ソレノイド駆動装置１は、主トランジスタＴ１、ダイオードＤ１、シャント抵抗Ｒ１、制御回路２、電圧検出回路３、パルス幅増減回路４、差動増幅回路５などを備えている。ソレノイド駆動装置１は、主トランジスタＴ１をＰＷＭ駆動してソレノイド６に流れる電流をフィードバック制御する。このように、ソレノイド６に対する通電が制御されることにより、電磁弁の開度、ひいては燃料の流量が所望の目標値に制御されるようになっている。
【００１８】
また、ソレノイド駆動装置１は、図示しない車載バッテリ（電源に相当）から一対の電源線７、８を介して供給される電源電圧ＶＢによりソレノイド６に対する通電を行うようになっている。詳細は後述するが、ソレノイド駆動装置１は、車載バッテリとして１０〜１６Ｖの範囲の電源電圧ＶＢを使用する１２Ｖ系システム、および、車載バッテリとして１６〜３２Ｖの範囲の電源電圧ＶＢを使用する２４Ｖ系システムのいずれにも同一の回路構成により適用可能となっている。
【００１９】
主トランジスタＴ１（スイッチング素子に相当）は、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。主トランジスタＴ１は、図示しない車載バッテリから電源電圧ＶＢを供給するための一対の電源線７、８間に、ソレノイド６およびシャント抵抗Ｒ１とともに直列に接続される。ダイオードＤ１は、還流ダイオードであり、ソレノイド６が断電された際に生じる逆起電力によるサージを抑制する。ダイオードＤ１は、主トランジスタＴ１およびソレノイド６の相互接続点（主トランジスタＴ１のドレイン）と電源線８との間に、電源線８側をアノードとして接続されている。
【００２０】
制御回路２（パルス信号出力部および周波数切替部に相当）は、例えばマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御回路２には、燃料ポンプ装置における燃料の流量を制御する外部の制御装置（図示せず）から出力される目標流量値が入力される。制御回路２は、その目標流量値に基づいてソレノイド６に流す電流の目標値を演算する。制御回路２は、演算した電流の目標値に応じたデューティ比を持つパルス信号ＶＥを、パルス幅増減回路４に対して出力する。詳細は後述するが、パルス信号ＶＥの周波数は、電圧検出回路３から与えられる検出電圧Ｖｄに応じて決定される。
【００２１】
電圧検出回路３（電圧検出部に相当）は、電源電圧ＶＢの電圧値を検出するものである。電圧検出回路３は、図示しないが、例えば電源線７、８間に設けられた分圧回路などにより構成される。電圧検出回路３は、電源電圧ＶＢに応じた検出電圧Ｖｄを制御回路２に出力する。なお、このような構成の場合、検出電圧Ｖｄが制御回路２に入力可能な範囲となるように分圧回路の分圧比を設定すればよい。
【００２２】
パルス幅増減回路４（パルス幅増減部に相当）は、制御回路２から出力されるパルス信号ＶＥのパルス幅を差動増幅回路５から出力される電圧ＶＯＰに応じて増減し、その増減後の信号を駆動信号ＶＧとして出力するものである。パルス幅増減回路４は、トランジスタＴ２、コンパレータ９、抵抗Ｒ２〜Ｒ５、コンデンサＣ１およびインバータ１０により構成されている。トランジスタＴ２は、ＰＮＰ形のバイポーラトランジスタである。トランジスタＴ２のベースには、制御回路２から出力されるパルス信号ＶＥが与えられる。トランジスタ２のエミッタは、制御用の電源電圧ＶＣ（例えば＋５Ｖ）を供給するための電源線１１に接続されている。トランジスタＴ２のコレクタは、抵抗Ｒ２、Ｒ３を介して電源線８に接続されている。
【００２３】
抵抗Ｒ２、Ｒ３の相互接続点であるノードＮ１は、抵抗Ｒ４を介してコンパレータ９の非反転入力端子に接続されている。コンデンサＣ１は、コンパレータ９の各入力端子間に接続されている。コンパレータ９の反転入力端子には、抵抗Ｒ５を介して、差動増幅回路５から出力される電圧ＶＯＰが与えられる。コンパレータ９およびインバータ１０は、電源線７、８を介して電源電圧ＶＢの供給を受けて動作する。コンパレータ９の出力端子は、インバータ１０の入力端子に接続されている。インバータ１０は、コンパレータ９の出力信号を反転し、その反転した信号を駆動信号ＶＧとして主トランジスタＴ１のゲートに出力する。
【００２４】
なお、本実施形態では、抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ１により偏差積分回路１２が構成されている。偏差積分回路１２は、差動増幅回路５から与えられる電圧ＶＯＰおよび制御回路２から与えられるパルス信号ＶＥに基づいて充放電する。また、抵抗Ｒ４の抵抗値およびコンデンサＣ１の静電容量値は、偏差積分回路１２における時定数が、パルス信号ＶＥの周期よりも長くなるように設定されている。
【００２５】
差動増幅回路５は、シャント抵抗Ｒ１の各端子電圧を入力し、それら各端子電圧の差を増幅して出力するものである。差動増幅回路５は、抵抗Ｒ６〜Ｒ９およびオペアンプ１３により構成されている。シャント抵抗Ｒ１の各端子は、それぞれ抵抗Ｒ６、Ｒ７を介して、オペアンプ１３の各入力端子に接続されている。抵抗Ｒ８は、オペアンプ１３の非反転入力端子と電源線８との間に接続されている。抵抗Ｒ９は、オペアンプ１３の出力端子と反転入力端子との間に接続されている。オペアンプ１３は、電源線７、８を介して電源電圧ＶＢの供給を受けて動作する。オペアンプ１３の出力電圧ＶＯＰは、パルス幅増減回路４に与えられる。本実施形態では、シャント抵抗Ｒ１および差動増幅回路５により、ソレノイド６に流れる電流ｉＬを検出する電流検出部１４が構成されている。
【００２６】
上記構成のソレノイド駆動装置１の概略的な動作は次のとおりである。すなわち、制御回路２は、ソレノイド６に流す電流の目標値に応じたデューティ比を持つとともに、検出電圧Ｖｄに応じた周波数を持つパルス信号ＶＥをパルス幅増減回路４に出力する。パルス幅増減回路４は、差動増幅回路５から与えられるソレノイド６に流れる電流ｉＬに応じた電圧ＶＯＰに基づいて、ソレノイド６に流れる電流値が目標値に一致するようにパルス信号ＶＥのパルス幅を増減する。そして、パルス幅増減回路４は、その増減した後の信号を駆動信号ＶＧとして出力する。主トランジスタＴ１は、その駆動信号ＶＧにより駆動される。このようにして、ソレノイド６に流れる電流ｉＬが目標値に一致するように主トランジスタＴ１がＰＷＭ駆動される。
【００２７】
続いて、上記構成の詳細な動作について図２を参照しながら説明する。
図２は、ソレノイド駆動装置１の各部の信号波形を示している。図２中、（ａ）はパルス信号ＶＥ、（ｂ）はコンパレータ９の各入力電圧、（ｃ）は駆動信号ＶＧ、（ｄ）はソレノイド６に流れる電流ｉＬを示している。
【００２８】
主トランジスタＴ１は、駆動信号ＶＧがＬレベル（電源線８の電圧レベル＝例えば０Ｖ）の期間（図２の（ｃ）参照）にオンする。主トランジスタＴ１がオンすると、電源線７、８を通じてソレノイド６に電流ｉＬが流れる。また、主トランジスタＴ１は、駆動信号ＶＧがＨレベル（電源線７の電圧レベル＝例えば１６Ｖ）の期間（図２の（ｃ）参照）にオフする。主トランジスタＴ１がオフすると、電源線７、８を通じたソレノイド６への通電が遮断され、ソレノイド６に蓄積された電磁エネルギーによりダイオードＤ１を通じて還流電流が流れる。このように、パルス状の信号である駆動信号ＶＧにより主トランジスタＴ１が駆動される（ＰＷＭ駆動される）ため、ソレノイド６に流れる電流ｉＬは一定ではなく、リップル成分を含む脈動波形となる（図２の（ｄ）参照）。電流ｉＬのリップル成分の周期は、駆動信号ＶＧ、ひいてはパルス信号ＶＥの周期と同じである。
【００２９】
ソレノイド６に流れる電流ｉＬは、シャント抵抗Ｒ１により電圧に変換され、差動増幅回路５により増幅された電圧ＶＯＰとしてパルス幅増減回路４に与えられる（図２の（ｂ）参照）。一方、パルス幅増減回路４において、トランジスタＴ２は、制御回路２から与えられるパルス信号ＶＥに応じて駆動される。すなわち、トランジスタＴ２は、パルス信号ＶＥがＬレベル（電源線８の電圧レベル＝例えば０Ｖ）の期間にオンし、Ｈレベル（電源線１１の電圧レベル＝例えば５Ｖ）の期間にオフする（図２の（ａ）参照）。トランジスタＴ２がオンしている期間、ノードＮ１の電圧Ｖｎは、電源電圧ＶＣを抵抗Ｒ２、Ｒ３により分圧した値となる。一方、トランジスタＴ２がオフしている期間、電圧Ｖｎは、電源線８の電圧（＝０Ｖ）となる。つまり、電圧Ｖｎは、パルス信号ＶＥを反転させたパルス状の波形となる。このような電圧Ｖｎが偏差積分回路１２を構成する抵抗Ｒ４の一端に印加される。
【００３０】
偏差積分回路１２は、電圧Ｖｎ（パルス信号ＶＥ）および電圧ＶＯＰに基づいて充放電動作する。そして、偏差積分回路１２のコンデンサＣ１の充放電の極性は、パルス信号ＶＥと同じ周期で反転するとともに、そのデューティ比は、電流ｉＬの目標値および検出値の差に対応した値となる。このようなコンデンサＣ１の充電電圧の極性に応じてコンパレータ９の出力信号は次のように変化する。
【００３１】
すなわち、コンデンサＣ１の抵抗Ｒ４側の端子電圧（＝コンパレータ９の非反転入力端子の電圧ＶＣＰ）が、コンデンサＣ１の抵抗Ｒ５側の端子電圧（＝コンパレータ９の反転入力端子の電圧）よりも高い期間（図２の（ｂ）参照）には、コンパレータ９の出力はＨレベル（電源線７の電圧レベル＝例えば１６Ｖ）となる。一方、コンデンサＣ１の抵抗Ｒ４側の端子電圧が、抵抗Ｒ５側の端子電圧よりも低い期間（図２の（ｂ）参照）には、コンパレータ９の出力はＬレベル（電源線８の電圧レベル＝０Ｖ）となる。このように変化するコンパレータ９の出力信号が反転された駆動信号ＶＧにより、主トランジスタＴ１がオン／オフ制御（スイッチング制御）されることにより、ソレノイド６に流れる電流ｉＬがパルス信号ＶＥのデューティ比に応じた目標値に制御される。なお、この場合、電流ｉＬはリップル成分を含むため、電流ｉＬの平均値（実効電流）が目標値（例えば１．１Ａ）となるように制御される。
【００３２】
具体的に説明すると、電流ｉＬの検出値を示す電圧ＶＯＰが、電流ｉＬの目標値を示す電圧Ｖｎより小さくなると、ソレノイド６のインダクタンス成分および偏差積分回路１２の時定数に応じた遅延時間経過後に、コンデンサＣ１の端子電圧は、コンパレータ９の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも高くなる。これにより、コンパレータ９の出力がＨレベルとなり、駆動信号ＶＧがＬレベルとなる。すると、主トランジスタＴ１がオンし、ソレノイド６に流れる電流ｉＬが増加して電圧ＶＯＰも増加する。
【００３３】
電圧ＶＯＰが電圧Ｖｎより大きくなると、ソレノイド６のインダクタンス成分および偏差積分回路１２の時定数に応じた遅延時間経過後に、コンデンサＣ１の端子電圧は、コンパレータ９の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも低くなる。これにより、コンパレータ９の出力がＬレベルとなり、駆動信号ＶＧがＨレベルとなる。すると、主トランジスタＴ１がオフし、ソレノイド６に流れる電流ｉＬが減少して電圧ＶＯＰも減少する。
【００３４】
上記した各動作が繰り返されることにより、ソレノイド６に対する通電電流がパルス信号ＶＥのデューティ比に対応した目標値にフィードバック制御される。さらに、偏差積分回路１２の充放電時定数がパルス信号ＶＥの周期よりも長く設定されているため、偏差積分回路１２の充電電圧が飽和することがない。そのため、電源電圧ＶＢが変動しても、パルス信号ＶＥのデューティ比に応じた高精度の電流フィードバック制御が行われる。
【００３５】
図３は、電源電圧ＶＢが１６Ｖであるときの駆動信号ＶＧおよび電流ｉＬの波形を示している。また、図４は、電源電圧ＶＢが１０Ｖであるときの駆動信号ＶＧおよび電流ｉＬの波形を示している。図３および図４に示すように、本実施形態の構成においては、電源電圧ＶＢの電圧値に応じて、ソレノイド６に流れる電流ｉＬのリップル成分の振幅が変化する。具体的には、電源電圧ＶＢが高くなるほど、電流ｉＬの振幅（最大値および最小値の差）は大きくなる。図３に示すように、電源電圧ＶＢが１６Ｖの場合、電流ｉＬ振幅は０．８Ａ程度となる。一方、電源電圧ＶＢが低くなるほど、電流ｉＬの振幅は小さくなる。図４に示すように、電源電圧ＶＢが１０Ｖの場合、電流ｉＬ振幅は０．６Ａ程度となる。
【００３６】
ただし、電源電圧ＶＢが高くなるほど主トランジスタＴ１がオンする期間（＝駆動信号ＶＧがＬレベルの期間）が短くなり、電源電圧ＶＢが低くなるほど主トランジスタＴ１がオンする期間が長くなる。そのため、電源電圧ＶＢが変動したとしても、ソレノイド６に流れる電流ｉＬの平均値（実効電流）は変化しない。図３および図４に示すように、電源電圧ＶＢが１６Ｖおよび１０Ｖのいずれの場合にも、電流ｉＬの平均値（実行電流）が目標値である１．１Ａ程度となっていることが分かる。
【００３７】
図５は、パルス信号ＶＥの周波数（駆動周波数）が異なる２種類の電流ｉＬの波形を例示している。図５中、実線は駆動周波数が２５０Ｈｚの場合であり、一点鎖線は駆動周波数が５００Ｈｚの場合である。図５に示すように、駆動周波数が２５０Ｈｚの場合における電流ｉＬの振幅は、駆動周波数が５００Ｈｚの場合における電流ｉＬの振幅に比べ、概ね２倍程度と大きくなっている。すなわち、駆動周波数および電流ｉＬのリップル成分の振幅は、駆動周波数が低くなるほど振幅が大きくなり、駆動周波数が高くなるほど振幅が小さくなるという関係を有することが分かる。
【００３８】
本実施形態では、上記した電源電圧ＶＢおよびリップルの振幅の関係と、駆動周波数およびリップルの振幅の関係とを考慮した上で、パルス信号ＶＥの周波数の設定を行っている。すなわち、制御回路２は、電源電圧ＶＢの検出値を示す検出電圧Ｖｄに応じて、電源電圧ＶＢが高くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を高くするように切り替え、電源電圧ＶＢが低くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を低くするように切り替える。具体的には、図６に示すように、制御回路２は、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ以下の場合、パルス信号ＶＥの周波数を第１の周波数（２５０Ｈｚ）に設定する。一方、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈを超える場合、パルス信号ＶＥの周波数を第２の周波数（３００Ｈｚ）に設定する。
【００３９】
なお、本実施形態において、上記しきい値Ｖｔｈは１６Ｖに設定されている。このしきい値Ｖｔｈの値（１６Ｖ）は、ソレノイド駆動装置１が１２Ｖ系システムに適用される場合における電源電圧ＶＢの最大値であり、２４Ｖ系システムに適用される場合における電源電圧ＶＢの最小値である。従って、制御回路２は、１２Ｖ系システムに適用される場合にはパルス信号ＶＥの周波数を第１の周波数に設定し、２４Ｖ系システムに適用される場合にはパルス信号ＶＥの周波数を第２の周波数に設定するように周波数の切替動作を行う。なお、上記した最大値および最小値は、何らかの異常に伴って電源電圧ＶＢが急激に上昇または低下するケースを考慮しない値である。
【００４０】
なお、上記第１の周波数の値は、電源電圧ＶＢが１０〜１６Ｖの範囲において、電流ｉＬのリップル成分の振幅が、制御安定性と、ソレノイド６により駆動される可動部分（例えば、電磁弁の弁体）の過渡応答性とについて、所望する性能が得られる範囲の大きさとなる値（例えば２５０Ｈｚ）に設定されている。また、上記第２の周波数の値は、電源電圧ＶＢが１６〜３２Ｖの範囲において、電流ｉＬのリップル成分の振幅が、制御安定性と過渡応答性とについて所望する性能が得られる範囲の大きさとなる値（例えば３００Ｈｚ）に設定されている。また、上記各周波数の値については、使用されるソレノイド６の各種特性をも考慮して決定されている。
【００４１】
すなわち、周波数切替部は、電源電圧に応じてパルス信号の周波数を切り替える。具体的には、周波数切替部は、電源電圧が高くなるほどパルス信号の周波数を高くするように切り替え、電源電圧が低くなるほどパルス信号の周波数を低くするように切り替える。従って、電源電圧が変化することによりリップルの振幅が増減しても、周波数切替部が上記したようにパルス信号の周波数を切り替えることにより、その振幅の増減が相殺される。つまり、本手段によれば、電源電圧が変化した場合であっても、ソレノイドに流れる電流のリップルの振幅は、制御安定性および過渡応答性について所望の性能が得られるような大きさ（つまり、元々想定された範囲内の大きさ）に維持される。従って、本手段によれば、電源電圧の変動に影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。なお、ここで言う相殺とは、電源電圧の変動に伴うリップルの増減が完全にキャンセルされる場合だけでなく、その増減の程度が小さくなる（緩和される）場合も含まれるものとする。
【００４２】
以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
ソレノイド駆動装置１は、電源電圧ＶＢに応じてパルス信号ＶＥの周波数を切り替える制御回路２を備えている。制御回路２は、電源電圧ＶＢが高くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を高くし、電源電圧ＶＢが低くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を低くするように周波数の切替動作を行う。従って、電源電圧ＶＢが変化することにより、ソレノイド６に流れる電流ｉＬのリップルの振幅が増減しても、制御回路２により上記周波数切替動作が行われることにより、その振幅の増減が相殺される。
【００４３】
すなわち、本実施形態によれば、同一のソレノイド６を同一のソレノイド駆動装置１により駆動する際、電源電圧ＶＢが変化した場合でも、電流ｉＬのリップルの振幅は、制御安定性および過渡応答性について所望の性能が得られるような大きさに維持される。このように、本実施形態のソレノイド駆動装置１は、電源電圧ＶＢの変動の影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。なお、ここで言う相殺とは、電源電圧ＶＢの変動に伴うリップルの振幅の増減が完全にキャンセルされる場合だけでなく、その増減の程度が小さくなる（緩和される）場合も含まれる。
【００４４】
具体的には、制御回路２は、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ（１６Ｖ）以下である場合には駆動周波数を第１の周波数に切り替え、しきい値Ｖｔｈを超える場合には駆動周波数を第２の周波数に切り替える。そして、第１の周波数の値および第２の周波数の値は、それぞれ１２Ｖ系システムおよび２４Ｖ系システムにおいてリップルの振幅が、制御安定性および過渡応答性について所望する性能が得られる範囲の大きさとなる値に設定されている。つまり、本実施形態のソレノイド駆動装置１は、１２Ｖ系のシステムおよび２４Ｖ系のシステムのうち、いずれのシステムに適用される場合であっても、互いに特性の異なる２つの回路を実装することなく、同一の回路構成（ハードウェア）を用いて、同一のソレノイド６に流れる電流ｉＬのリップルの振幅が最適となるようにパルス信号の周波数が切り替えられ、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。
【００４５】
制御回路２は、電圧検出回路３から出力される電源電圧ＶＢの検出値を示す検出電圧Ｖｄに基づいてパルス信号ＶＥの周波数を切り替える。つまり、制御回路２は、実際に検出される電圧値に応じてパルス信号ＶＥの周波数を切り替える。このようにすれば、電源電圧ＶＢの変動に伴うリップルの振幅の増減を、周波数切替によるリップルの振幅の増減により、精度よく相殺することが可能となる。すなわち、電源電圧ＶＢの変動に影響を受けることなく、最適なリップルの振幅が維持される精度が高まるという効果が得られる。
【００４６】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図７を参照しながら上記実施形態と異なる点を主端に説明する。
第１の実施形態では、適用する電源システム（１２Ｖ系／２４Ｖ系）に応じて、パルス信号ＶＥの周波数が２段階に切り替えられるようになっていた。この場合、電源電圧ＶＢが一定であれば、基本的にはソレノイド６に流れる電流ｉＬのリップルの振幅が大きく変化することはない。しかし、同じ電源システムであっても電源電圧ＶＢは一定であるとは限らない。例えば、車両が走行を開始した直後（始動直後）における電源電圧ＶＢの電圧値と、車両が長時間走行した後（通常時）における電源電圧ＶＢの電圧値とでは大きく異なる。このような電源電圧ＶＢの大きな変化に伴い、リップルの振幅も大きく変化する。本実施形態では、以下に示すように、このようなケースにおけるリップルの振幅の変化に対応することが可能となっている。
【００４７】
図７は、第１の実施形態における図６相当図であり、電源電圧ＶＢとパルス信号ＶＥの周波数（駆動周波数）の設定値との関係を示している。本実施形態では、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数をリニア（連続的）に切り替える手法（図６に実線で示す）と、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数を段階的に切り替える手法（図６に一点鎖線で示す）とについて説明する。
【００４８】
まず、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数をリニアに切り替える手法について説明する。この場合、例えば、下記（１）式に示すような電源電圧ＶＢおよび駆動周波数の関係式を準備する必要がある。ただし、Ｆは駆動周波数を示し、αは図６における直線の傾きを決定する定数を示し、βは駆動周波数の最小値を決定する定数を示している。
Ｆ＝α・ＶＢ＋β …（１）
【００４９】
このように、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数をリニアに切り替えれば、電源電圧ＶＢが変動した場合、その変動によるリップルの振幅の増減を精度よく相殺するように、駆動周波数を変化させることが可能となる。つまり、電源電圧ＶＢの変動に影響を受けることなく、最適なリップルの振幅が維持される精度が一層高まるという効果が得られる。
【００５０】
続いて、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数を段階的に切り替える手法について説明する。この場合、電源電圧ＶＢに対応する３つのしきい値Ｖｔｈ１（例えば７Ｖ）、しきい値Ｖｔｈ２（例えば２１Ｖ）およびしきい値Ｖｔｈ３（例えば３５Ｖ）を設ける。そして、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ１以下である場合、駆動周波数を第１の周波数（例えば２００Ｈｚ）に設定する。電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ１を超え且つしきい値Ｖｔｈ２以下である場合、駆動周波数を第２の周波数（例えば２５０Ｈｚ）に設定する。しきい値Ｖｔｈ２を超え且つしきい値Ｖｔｈ３以下である場合、駆動周波数を第３の周波数（例えば３００Ｈｚ）に設定する。電源電圧ＶＢがしきい値電圧Ｖｔｈ３を超える場合、駆動周波数を第４の周波数（例えば３５０Ｈｚ）に設定する。
【００５１】
このように、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数を段階的に切り替えれば、リニアに切り替える手法に比べ、上記した精度は若干低下するものの、上記（１）式に示したような電源電圧ＶＢおよび駆動周波数の関係式を準備する必要がないため、容易に電源電圧ＶＢに応じた周波数切替動作を行うことができる。そのため、リニアに切り替える手法に比べ、制御回路２における処理負荷が軽減されるという効果が得られる。また、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数を段階的に切り替える手法によれば、電源電圧ＶＢおよび駆動周波数の関係が一定の式により表せないような場合であっても対応することが可能となる。
【００５２】
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図８を参照しながら上記各実施形態と異なる点を主体に説明する。
図８は、第１の実施形態における図１相当図であり、本実施形態のソレノイド駆動装置の構成を示している。図８に示す本実施形態のソレノイド駆動装置２１は、図１に示したソレノイド駆動装置１に対し、電圧検出回路３が省かれている点と、制御回路２に代えて制御回路２２を備えている点とが異なっている。
【００５３】
制御回路２２（パルス信号出力部および周波数切替部に相当）は、マイクロコンピュータを主体として構成されており、基本的な構成は図１に示した制御回路２と同様である。ただし、制御回路２２は、データテーブルが記憶される記憶部２３を備えている。記憶部２３は、例えばＥＥＰＲＯＭなどのメモリにより構成される。データテーブルは、電源電圧ＶＢの電圧値とパルス信号ＶＥの周波数（駆動周波数）の値とが対応付けられたものである。そのデータテーブルは、使用するソレノイド６の各種特性、電源電圧ＶＢ、制御安定性、過渡応答性などの仕様に合わせて予め作成されている。
【００５４】
制御回路２２には、ソレノイド駆動装置２１が適用される電源システム（１２Ｖ系／２４Ｖ系）を示す信号Ｓａが与えられている。制御回路２２は、その信号Ｓａにより適用される電源システム（つまり、電源電圧ＶＢの使用範囲）を判断する。制御回路２２は、電源電圧ＶＢの使用範囲と、記憶部２３に記憶されたデータテーブルとに基づいてパルス信号ＶＥの周波数を設定する。このようにすれば、使用するソレノイド６の各種特性に応じたデータテーブルを準備しておくことにより、様々な種類のソレノイドを駆動するためのソレノイド駆動装置を、複数の特性の異なる回路を実装することなく、同一の回路構成によって実現することが可能となる。さらに、制御回路２２を構成するマイクロコンピュータのプログラムを共通化することが可能となり、製造工場におけるソフトウェア管理費用を低減することができる。
【００５５】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
電流検出部としては、図１および図８に示した電流検出部１４のような構成に限らずともよい。また、パルス幅増減部としては、図１および図８に示したパルス幅増減回路４のような構成に限らずともよい。すなわち、本発明のソレノイド駆動装置は、パルス信号ＶＥを電圧信号に変換するＤ／Ｖ変換回路と、Ｄ／Ｖ変換回路から出力される電圧信号と電流検出部から出力される電流ｉＬの検出値に相当する電圧信号との差分信号を出力する指令電圧生成回路と、上記差分信号と三角波発生回路により出力されるＰＷＭ制御の搬送波である三角波信号とを比較してＰＷＭ信号を生成するＶ／Ｄ変換回路とを備えた構成などであってもよい。
【００５６】
第１の実施形態において、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ以下である場合にパルス信号ＶＥの周波数（駆動周波数）を第１の周波数に切り替え、しきい値Ｖｔｈを超える場合に駆動周波数を第２の周波数に切り替えていたが、これに代えて、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ未満である場合に駆動周波数を第１の周波数に切り替え、しきい値Ｖｔｈ以上である場合に駆動周波数を第２の周波数に切り替えてもよい。また、第２の実施形態における駆動周波数を段階的に切り替える手法においても、上記同様に「以下」および「超える」の部分を、それぞれ「未満」および「以上」に置き換えることが可能である。また、第２の実施形態におけるしきい値は３つに限らずともよく、４つ以上設けてもよい。
【００５７】
第２の実施形態における駆動周波数をリニアに切り替える手法で用いる電源電圧ＶＢおよび駆動周波数の関係式は、上記した（１）式のような１次式に限らず、例えば２次式など適宜変更可能である。要するに、上記関係式は、使用するソレノイド６の各種特性、電源電圧ＶＢ、制御安定性、過渡応答性などの仕様に合わせて適宜作成すればよい。
【符号の説明】
【００５８】
図面中、１、２１はソレノイド駆動装置、２、２２は制御回路（パルス信号出力部、周波数切替部）、３は電圧検出回路（電圧検出部）、４はパルス幅増減回路（パルス幅増減部）、６はソレノイド、１４は電流検出部、２３は記憶部、Ｔ１は主トランジスタ（スイッチング素子）を示す。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からソレノイドに対する給電経路に直列に介在するスイッチング素子をＰＷＭ駆動して前記ソレノイドに流れる電流をフィードバック制御するソレノイド駆動装置であって、
前記ソレノイドに流れる電流を検出する電流検出部と、
前記ソレノイドに流す電流の目標値に応じたデューティ比を持つパルス信号を出力するパルス信号出力部と、
前記電流検出部により検出される電流値が前記目標値に一致するように前記パルス信号のパルス幅を増減し、その増減した後の信号を駆動信号として前記主トランジスタに出力するパルス幅増減部と、
前記電源の電源電圧が高くなるほど前記パルス信号の周波数を高くするように切り替え、前記電源電圧が低くなるほど前記パルス信号の周波数を低くするように切り替える周波数切替部と、
を備えていることを特徴とするソレノイド駆動装置。
【請求項２】
前記周波数切替部は、前記電源電圧に応じて前記パルス信号の周波数を段階的に切り替えることを特徴とする請求項１に記載のソレノイド駆動装置。
【請求項３】
前記周波数切替部は、前記電源電圧に応じて前記パルス信号の周波数を２段階に切り替えることを特徴とする請求項１または２に記載のソレノイド駆動装置。
【請求項４】
前記電源電圧を検出する電圧検出部を備え、
前記周波数切替部は、前記電圧検出部により検出される電圧値に基づいて前記パルス信号の周波数を切り替えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載のソレノイド駆動装置。
【請求項５】
前記電源電圧の値と前記パルス信号の周波数の値とが予め対応付けられたデータテーブルが記憶される記憶部を備え、
前記周波数切替部は、前記電源電圧および前記データテーブルに基づいて前記パルス信号の周波数を切り替えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載のソレノイド駆動装置。
【請求項１】
電源からソレノイドに対する給電経路に直列に介在するスイッチング素子をＰＷＭ駆動して前記ソレノイドに流れる電流をフィードバック制御するソレノイド駆動装置であって、
前記ソレノイドに流れる電流を検出する電流検出部と、
前記ソレノイドに流す電流の目標値に応じたデューティ比を持つパルス信号を出力するパルス信号出力部と、
前記電流検出部により検出される電流値が前記目標値に一致するように前記パルス信号のパルス幅を増減し、その増減した後の信号を駆動信号として前記主トランジスタに出力するパルス幅増減部と、
前記電源の電源電圧が高くなるほど前記パルス信号の周波数を高くするように切り替え、前記電源電圧が低くなるほど前記パルス信号の周波数を低くするように切り替える周波数切替部と、
を備えていることを特徴とするソレノイド駆動装置。
【請求項２】
前記周波数切替部は、前記電源電圧に応じて前記パルス信号の周波数を段階的に切り替えることを特徴とする請求項１に記載のソレノイド駆動装置。
【請求項３】
前記周波数切替部は、前記電源電圧に応じて前記パルス信号の周波数を２段階に切り替えることを特徴とする請求項１または２に記載のソレノイド駆動装置。
【請求項４】
前記電源電圧を検出する電圧検出部を備え、
前記周波数切替部は、前記電圧検出部により検出される電圧値に基づいて前記パルス信号の周波数を切り替えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載のソレノイド駆動装置。
【請求項５】
前記電源電圧の値と前記パルス信号の周波数の値とが予め対応付けられたデータテーブルが記憶される記憶部を備え、
前記周波数切替部は、前記電源電圧および前記データテーブルに基づいて前記パルス信号の周波数を切り替えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載のソレノイド駆動装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１３−２５６８４（Ｐ２０１３−２５６８４Ａ）
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６２０６６（Ｐ２０１１−１６２０６６）
【出願日】平成２３年７月２５日（２０１１．７．２５）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２５日（２０１１．７．２５）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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