データを送信するシステム、データを送信する装置、およびデータのベクトルを受信する装置
【課題】高データレートを達成することと、受信機複雑度を低く保ちながら目標ダイバーシティ及び高パフォーマンスを保証する。
【解決手段】送信機側において、変調シンボルを線形結合する代数的線形プリコーダを備えることによって、ダイバーシティ低下を克服する。すなわち、プリコーディングサイズと、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルのパラメータと、達成可能なダイバーシティ次数との間の関係を求める。受信機側において、代数的格子低減が、送信機において適合された線形プリコーダ構造と共に使用され、受信機の出力において目標ダイバーシティ次数が観察されることを保証しながら、受信機の複雑度がさらに低減される。
【解決手段】送信機側において、変調シンボルを線形結合する代数的線形プリコーダを備えることによって、ダイバーシティ低下を克服する。すなわち、プリコーディングサイズと、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルのパラメータと、達成可能なダイバーシティ次数との間の関係を求める。受信機側において、代数的格子低減が、送信機において適合された線形プリコーダ構造と共に使用され、受信機の出力において目標ダイバーシティ次数が観察されることを保証しながら、受信機の複雑度がさらに低減される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には、少なくとも２つの送信アンテナと、エラー訂正符号構造(error correcting code structure)及び送信ビーム形成技法に従う符号化器とを備える送信機から、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介して、少なくとも２つの受信アンテナと、エラー訂正符号構造に従って規定される復号器とを備える受信機にデータを送信するシステムに関する。
【０００２】
以下において、チャネル資源とは、周波数帯域幅、時間インターバル、及び場合によっては、異なる空間的位置に配置される送信アンテナ及び受信アンテナによってもたらされるいくつかの空間的次元を意味する。
【０００３】
無線チャネルを介して送信される信号は、フェージング及びシャドーイングのようなチャネル変動に起因して深刻な劣化を受け、これによってチャネルを確率変数とみなすことができる。以下において、チャネル変動は、情報語の送信に必要な時間に対して遅いと考えられるが、チャネル具現化は情報語の２回の送信の間に変化していると考えられる。いわゆる擬似静的フェージングに対抗する１つの主要な方法は、時間、周波数、又は空間のいずれかにダイバーシティを提供することがである。
【０００４】
チャネルダイバーシティ次数は、送信に使用されるチャネル資源内で観察される独立したフェージング確率変数の数であると定義される。送信／受信方式は、チャネルダイバーシティ次数（フルダイバーシティ次数ともよばれる）によって上界を定められる、システムのダイバーシティ次数と呼ばれる、所与の量のダイバーシティを収集することが可能である。
【０００５】
情報語が受信機によって正確に推定されない場合、エラーイベントが生じる。所与のエラーイベントに関連付けられるエラーの確率を計算することを可能にする主要なパラメータは、送信された情報語に関連付けられる、ノイズのない受信信号と、復号された情報語に関連付けられる、再構築された、ノイズのない受信信号との間のユークリッド距離である。エラーイベントのダイバーシティ次数は、そのエラーイベントに関連付けられるユークリッド距離に含まれる独立確率変数の数として定義される。最後に、システムダイバーシティ次数は、すべての可能性のあるエラーイベント（又は等価的に、情報語のすべての可能な対）の最小ダイバーシティ次数に等しい。
【０００６】
無線リンクの受信機側及び／又は送信機側において複数のアンテナが使用される電気通信システムは、多入力多出力システムと呼ばれる（さらに、ＭＩＭＯシステムとも呼ばれる）。ＭＩＭＯシステムは、単一アンテナシステムが提供する送信容量と比較して大きな送信容量を提供することが示されている。特に、ＭＩＭＯ容量は、所与の信号対雑音比に関して、且つ好ましい無相関チャネル状態下で、送信機アンテナ又は受信機アンテナの、いずれか小さい方の数と共に増大する。したがって、ＭＩＭＯ技法は、大きなスペクトル効率を提供するか、又は代替的に、現在の電気通信システムにおいて得られるスペクトル効率と同等のスペクトル効率を得るのに必要な送信電力を低減するように意図される将来の無線システムにおいて使用される可能性が高い。このようなＭＩＭＯ技法は、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア変調技法と組み合される可能性が非常に高く、これによって、シンボル間干渉のないＭＩＭＯチャネルモデルを考慮することが可能となる。
【０００７】
ＭＩＭＯシステムの送信機は、符号化ビットストリームを複数の変調シンボルから成る空間的ストリームに変換するデジタル変調器を備え、当該デジタル変調器の入力は符号化ビットであり、当該デジタル変調器の出力はＮs≦ｍｉｎ（Ｎt，Ｎr）個の変調シンボルから成るベクトルである。したがって、システムは、送信ＭＩＭＯチャネル上でＮs個の空間的ストリームを送信すると言われる。
【０００８】
固有ベクトル送信ビーム形成方式を使用してＭＩＭＯチャネルのパフォーマンスを改善することができる。送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルの行列は、Ｎs×Ｎtビーム形成行列と、チャネルのＮt×Ｎr行列Ｈとの連結である。Ｎs×Ｎtビーム形成行列は、チャネルのＮt×Ｎr行列の固有ベクトルのうち最良のＮs個に関連付けられる固有ベクトルから導出される。したがって、送信ビーム形成技法は、受信機において複雑度の低い最適な検出を可能にする事前フィルタリングに適用するために、送信機における行列Ｈの部分的な知識を必要とする。たとえば、部分的な知識は、受信機において処理されて受信機から送信機へフィードバックされるチャネル推定値を量子化したものである。
【０００９】
固有ベクトル送信ビーム形成方式は、単一送信空間的ストリームを仮定するとフルダイバーシティ次数を達成することができる。複数の空間的ストリームがこの方式のデータレートを向上させる目的で送信されると、この方式のダイバーシティ次数は劇的に低下する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】国際公開第２００８／０２４４６２号パンフレット
【００１１】
本発明は、高データレートを達成することと、受信機複雑度を低く保ちながら目標ダイバーシティ及び高パフォーマンスを保証することとを目的とする。実際には、送信機側において変調シンボルを線形結合する代数的線形プリコーダを備えることによって、ダイバーシティ低下を克服することができる。しかしながら、このような代数的線形プリコーダは一般に、受信機側において複雑度の高い検出を伴う。
【００１２】
さらに、本発明者は、送信機にエラー訂正符号化器を備えることによって、複数の送信アンテナによってもたらされるダイバーシティの一部分から利益を得ることが可能となることを観察しており、この一部分はエラー訂正符号の符号化レートの関数である。本発明者はまた、代数的線形プリコーダを適用することが、複数の送信アンテナによってもたらされるダイバーシティ次数の一部分を復元するのに役立つことを観察しており、この一部分は、互いに結合される変調シンボルの数として定義される、プリコーディングサイズの関数である。送信機側におけるエラー訂正符号と線形プリコーダとを組み合わせることによって、プリコーディングサイズ及びエラー訂正の符号化レートを、受信機における目標ダイバーシティ次数、たとえばフルダイバーシティ次数の観察に応じて選択することができる。
【００１３】
本発明の目的は、プリコーディングサイズと、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルのパラメータと、達成可能なダイバーシティ次数との間の関係を求めることである。その結果、プリコーディングサイズを、システムの目標ダイバーシティ次数を達成するように選択することができる。
【００１４】
検出器の複雑度はプリコーディングサイズと共に増大するため、プリコーディングサイズと、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルのパラメータと、エラー訂正符号レートと、目標ダイバーシティ次数との間のこのような関係は、目標ダイバーシティ次数の達成と、受信機の複雑度の低減の達成とを可能にする最小のプリコーディングサイズを発見するのに役立つ。
【００１５】
さらに、本発明の別の目的は、代数的低減技法を使用して、同じダイバーシティ特性を保ちながら検出器の複雑度を低減することである。この仮定の下では、プリコーディングサイズが最小化されれば検出器のパフォーマンスが最適化される。
【００１６】
本発明は、少なくとも２つの送信アンテナと、エラー訂正符号構造及び送信ビーム形成技法に従う符号化器とを備える送信機から、少なくとも２つの受信アンテナと、このエラー訂正符号構造に従って規定される復号器とを備える受信機に、ＭＩＭＯチャネルを介して、データを送信するシステムに関する。本システムは、符号化器の符号化レートと、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルのパラメータと、システムの目標ダイバーシティ次数とが、互いに依存し合って選択されることを特徴とする。
【００１７】
受信機は検出器を備え、検出器の出力は符号化ビットに対する推定値である。
【００１８】
したがって、等価チャネルモデルは、デジタル変調器と、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルと、検出器との集合によって規定される。したがって、当該等価チャネルモデルの入力は符号化ビットであり、当該等価チャネルモデルの出力は符号化ビットの軟推定値又は硬推定値のいずれかである。したがって、当該等価チャネルモデルは、受信機側で、入れ子ブロックフェージングチャネルを含むものとして分解される。
【００１９】
入れ子ブロックフェージングチャネルの数学モデルは、等価チャネル係数のブロックの連結を含む。１つの符号化ビットは、１つのブロック上で送信されると仮定される。同じブロック上で送信されるすべての符号化ビットは、同じ等価チャネル係数を受ける。各等価チャネル係数は、所与のダイバーシティ次数をもたらす確率変数の１つ又は複数の具現化の結合である。等価チャネルは５つのパラメータを有する。この５つのパラメータは、空間的ストリームの数Ｎs、送信アンテナの数Ｎt、受信アンテナの数Ｎr、各ブロックの等価チャネル係数に関連付けられるダイバーシティ次数の集合Ｄ＝｛ＮtＮr，（Ｎt−１）（Ｎr−１），…，（Ｎt−Ｎs＋１）（Ｎr−Ｎs＋１）｝、及び、ブロックの長さの集合ＬＢ＝{ＬＢ（１），…，ＬＢ（ＮS）}である。連結されたブロックの数はＮsに等しく、
【００２０】
【数１】
【００２１】
であり、ここでＬはコードワード当たりの符号化ビットの数である。各ブロックは、送信される１つの空間的ストリームｉに関連付けられる。各ブロックの長さＬＢ（ｉ）は、ｉ番目の空間的ストリームに関連付けられる変調シンボル当たりのビット数から導出される。ｉ番目のブロックに関連付けられるフェージング確率変数は、Ｄ（ｉ）個の独立確率変数から成る部分集合Σ（ｉ）の結合によって規定される。ここで、整数値Ｄ（ｉ）≦ＮtＮrであり、これによって、Σ（ｉ＋１）⊂Σ（ｉ）となり、これは、∀ｉ＜ｊ，Ｄ（ｉ）≧Ｄ（ｊ）であることを意味し、Ｄ（１）＝ＮtＮrが最高ダイバーシティ次数を有すると仮定する。符号化器の符号化レートＲc、上記入れ子ブロックフェージングチャネルの５つのパラメータ、及びシステムの達成可能な目標ダイバーシティ次数δは、以下の関係によって関連付けられ、
【００２２】
【数２】
【００２３】
ここでｉは
【００２４】
【数３】
【００２５】
によって与えられ、｜Ｄ｜は集合Ｄの濃度である。
【００２６】
送信機の特性によれば、送信機は代数的線形プリコーダをさらに備え、当該代数的線形プリコーダの入力はＮs個の変調シンボルから成るベクトルであり、当該代数的線形プリコーダの出力は送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルの入力に対して与えられる。当該代数的線形プリコーダは、ｓ≦Ｎsであることを確認するプリコーディングサイズと呼ばれるパラメータｓを有し、代数的線形プリコーダは、Ｎs個の変調シンボルから成る同じベクトルのｓ個の変調シンボルを互いに線形結合してｓ個の結合変調シンボルを生成するように意図される。当該代数的線形プリコーダは、送信ビーム形成されたチャネルを介する１回の送信に関連付けられる、ｓ個の結合変調シンボル及びＮs−ｓ個の非結合変調シンボルを含むＮs個のプリコードされたシンボルから成る出力ベクトルを提供する。
【００２７】
線形プリコーダは、Ｎs個の変調シンボルから成る入力ベクトルと、Ｎs×Ｎs行列との乗算によって表現される。
【００２８】
代数的線形プリコーダの一実施の形態によれば、出力ベクトルのプリコードされたシンボルは、複数の変調シンボルから成るベクトルと、複素線形行列Ｓとの積によって得られ、なお、当該複素線形行列Ｓは以下の式によって与えられ、
【００２９】
【数４】
【００３０】
ここで、行列Ｐ1及び行列Ｐ2はＮs×Ｎs置換行列である。行列Ｓ’はｓ×ｓ行列である。ｓ個の変調シンボルから成るベクトルが、行列Ｓ’と乗算され、サイズｓ×ｓの対角雑音レイリーフェージングチャネルを通じて送信され、且つ最尤復号器によって復号される場合に、行列Ｓ’は、パフォーマンスのダイバーシティ次数がｓに等しくなることを満足する。
【００３１】
好ましくは、行列Ｐ1は恒等行列に等しくなるように選択される。置換行列Ｐ2は、出力ベクトルの結合シンボル［Ｘ（１），Ｘ（Ｎs−ｓ＋２），…，Ｘ（Ｎs）］が、複数の変調シンボルから成る上記ベクトルの変調シンボル［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ）］の線形結合となり、且つ、このような出力ベクトルの他のプリコードされたシンボルが、非結合シンボルであると共に［Ｘ（２），…，Ｘ（Ｎs−ｓ＋１）］＝［Ｚ（ｓ＋１），…，Ｚ（Ｎs）］を満たすように選択される。
【００３２】
線形プリコーダ技法のこの選択において、等価入れ子チャネルは５つのパラメータを有する。この５つのパラメータは、空間的ストリームの数Ｎs、送信アンテナの数Ｎt、受信アンテナの数Ｎr、各ブロックの等価チャネル係数に関連付けられるダイバーシティ次数の集合Ｄ＝｛ＮtＮr，（Ｎt−１）（Ｎr−１），…，（Ｎt−Ｎs＋ｓ）（Ｎr−Ｎs＋ｓ）｝、及び、ブロックの長さの集合
【００３３】
【数５】
【００３４】
である。連結されたブロックの数はＮs−ｓ＋１に等しく、
【００３５】
【数６】
【００３６】
であり、ここでＬはコードワード当たりの符号化ビットの数である。
【００３７】
符号化器の符号化レートＲc、上記入れ子ブロックフェージングチャネルの５つのパラメータ、及びシステムの達成可能な目標ダイバーシティ次数δは、以下の関係によって関連付けられ、
【００３８】
【数７】
【００３９】
ここでｉは
【００４０】
【数８】
【００４１】
によって与えられる。
【００４２】
ｓ＝１が、変調シンボルが互いに結合されないことを意味する場合、代数的線形プリコーダが含まれるシステム内の等価な入れ子チャネルは、送信機が代数的線形プリコーダを備えないシステムの同じ等価な入れ子チャネルであることに留意されたい。
【００４３】
本システムの特性によれば、各空間的ストリームに同一の変調が使用される、すなわち、∀（ｉ，ｊ），ＬＢ（ｉ）＝ＬＢ（ｊ）＝Ｌ／Ｎsである。受信機の出力において観察されるダイバーシティδ（ｓ）は、
【００４４】
【数９】
【００４５】
によって与えられる。
【００４６】
受信機は検出器を備え、検出器の出力は符号化ビットに対する推定値であり、当該検出器は、受信ベクトルによって搬送される変調シンボルから成るベクトルのｓ個の結合変調シンボルに関連付けられる符号化ビットを推定するように意図される第１の検出器ブロックと、複数の変調シンボルから成る上記ベクトルのＮs−ｓ個の非結合変調シンボルに関連付けられる符号化ビットを推定するように意図される第２の検出器ブロックとを備える。
【００４７】
好ましくは、第１の検出器は、代数的線形プリコーダＳ’によってもたらされるダイバーシティ次数を復元することを可能とし、第２の検出器は、符号化ビットに対する軟出力推定値又は硬出力推定値のいずれかを提供する線形検出器である。
【００４８】
低複雑度の検出を可能にするように意図される受信機の特性によれば、受信機において受信されるベクトルは以下の式によって与えられ、
【００４９】
【数１０】
【００５０】
ここで、Δは、対角矩形Ｎs×Ｎr行列であり、その対角値は、大きさの降順にソートされる従属非同一分布確率変数であり、Ｎ2は加法的白色ガウス雑音ベクトルである。上記受信ベクトルは以下の式によって与えられ、
【００５１】
【数１１】
【００５２】
ここで、Ｚ＝［Ｚ’；Ｚ”］は複数の変調シンボルから成るベクトルであり、Ｄはｓ×ｓ対角矩形行列であり、Ｄ’は（ＮS−ｓ）×（Ｎr−ｓ）対角矩形行列であり、Ｎ’及びＮ”は雑音ベクトルである。第１の検出器は、Ｚ’Ｓ’Ｄ＋Ｎ’を、Ｚ’に関連付けられる符号化ビットに対する推定値へ変換し、第２の検出器は、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”を、Ｚ”に関連付けられる符号化ビットに対する推定値へ変換する。
【００５３】
第１の検出器ブロックの複雑度を低減することは、以下で説明されるような代数的線形低減を使用することによって達成される。
【００５４】
本発明は、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介して、少なくとも２つの受信機アンテナを備える受信機にデータを送信する装置にも関する。当該装置は、少なくとも２つの送信アンテナと、エラー訂正符号構造に従う符号化器と、デジタル変調器とを備え、当該デジタル変調器の出力はＮs個の変調シンボルから成るベクトルである。受信機は、このエラー訂正符号構造に従って規定される復号器を備え、上記装置は、代数的線形プリコーダをさらに備えることを特徴とし、当該代数的線形プリコーダのパラメータｓはｓ≦Ｎsであることを確認するプリコーディングサイズと呼ばれる。当該代数的プリコーダは、結合変調シンボルと呼ばれる、複数の変調シンボルから成る同じベクトルのｓ個の変調シンボルを共に線形結合するように意図されると共に、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介する１回の送信に関連付けられる、複数のプリコードされたシンボルから成る出力ベクトルを提供するように意図される。
【００５５】
本発明はさらに、少なくとも２つの送信アンテナを備える送信機から、送信ビーム形成されたチャネルを介してデータのベクトルを受信する装置に関する。当該装置は、少なくとも２つの受信アンテナと、エラー訂正符号構造に従って規定される復号器と、検出器とを備え、当該検出器の出力は、符号化ビットに対する推定値である。上記受信ベクトルのいくつかの成分は、送信される複数の変調シンボルから成る同じベクトルのいくつかの変調シンボルの線形結合である。この装置は、検出器が、上記線形結合に含まれる、上記受信データベクトルによって搬送される複数の変調シンボルから成るベクトルの変調シンボルに関連付けられる符号化ビットを推定するように意図される第１の検出器ブロックと、上記線形結合に含まれない、複数の変調シンボルから成る上記ベクトルの変調シンボルに関連付けられる符号化ビットを推定するように意図される第２の検出器ブロックとを備えることを特徴とする。
【００５６】
変調シンボルの線形結合は代数的線形プリコーダによって送信機側において得られ、上記装置は、第１の検出器ブロックが、上記代数的線形プリコーダによってもたらされるダイバーシティ次数を復元することを可能とすること、及び、第２の検出器が、軟出力推定値又は硬出力推定値のいずれかを提供する線形検出器であることを特徴とする。
【００５７】
本発明の特性は、以下の一例の実施形態の説明を読むことからより明確に理解されよう。当該説明は添付図面に関連して作成されている。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介するデータ送信システムの概要を表す図である。
【図２】二値入力二値出力等価チャネルの概要を表す図である。
【図３】入れ子ブロックフェージングチャネルのブロックの連結の概要を表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５９】
データ送信システムＳＹＳＴは、Ｎt≧２個の送信アンテナを備える送信機ＴＲＤと、Ｎr≧２個の受信アンテナを備える受信機ＲＣＶと、１つのチャネルとを備える。
【００６０】
送信機ＴＲＤは、エラー訂正符号構造(error correcting code structure)に従う符号化器ＥＮＣと、デジタル変調器ＭＯＤと、送信ビーム形成技法を実施するビーム形成手段ＴｘＢＦと、好ましい一実施形態によれば、代数的線形プリコーダＡＬＰとを備える。
【００６１】
受信機ＲＣＶは、検出器ＤＥＴと、エラー訂正符号構造に従って規定される復号器ＤＥＣとを備える。
【００６２】
送信機ＴＲＤは、たとえば基地局であり、受信機ＲＣＶは、たとえば移動ユーザ機器である。
【００６３】
概略を言えば、デジタル送信は以下のように為される。すなわち、送信されるべき情報データビット｛ｂ｝が符号化器ＥＮＣにレートＲc＝Ｋ／Ｌで供給され、Ｋは入力データビット｛ｂ｝の数であり、Ｌは出力コードワード｛ｃ｝のビット数である。符号化器ＥＮＣは任意の種類のエラー訂正符号構造に従うことができ、たとえば、ＬＤＰＣ（低密度パリティチェック）符号、ターボ符号、ブロック符号（たとえばリード−ソロモン）、二値畳み込み符号等のような、任意の種類のエラー訂正符号構造に従うことができる。
【００６４】
送信システムの一変形形態は、図１に示すようなものであり、ビットインタリーバＩＮＴを使用して符号化ビットをインタリーブすると共に、受信機側においてビットデインタリーバＤＩＮＴを使用して、関連付けられるビットデインタリービングを適用することである。ビットインタリーバＩＮＴは、関連付けられる復号器ＤＥＣの出力におけるパフォーマンスが達成可能な目標ダイバーシティ次数を示すことを確実にするために、エラー訂正符号構造に従って設計される。
【００６５】
デジタル変調器ＭＯＤは、たとえばＢＰＳＫ（二値位相偏移変調）又はＱＰＳＫ（直交位相偏移変調）の変調であり、好ましくは２m値直交振幅変調（２m−ＱＡＭ）である。デジタル変調器ＭＯＤの入力は、符号化ビット｛ｃ｝であるか、又はこのような符号化ビットを本システムの変形形態に従ってインタリーブしたもの｛ｃ｝であり、出力は、Ｎs個の変調シンボルＺ（ｉ）から成るベクトルＺを形成する変調シンボルである。Ｎs個のシンボルのそれぞれに対して適用される変調は、必ずしも同じではなく、異なる数の入力ビットを有する場合がある。
【００６６】
代数的線形プリコーダＡＬＰは、数学的にはＮs×Ｎs複素行列Ｓによって表される。
【００６７】
Ｎs個の変調シンボルから成るベクトルＺは、以下の特性を満たすＮs×Ｎt行列Ｓと乗算される。
【００６８】
【数１２】
【００６９】
ここで、行列Ｐ1及び行列Ｐ2は置換行列(permutation matrix)である。行列Ｓ’は、以下の特性を満足するｓ×ｓ行列である。すなわち、ｓ個の変調シンボルから成るあるベクトルが、行列Ｓ’によってプリコードされ、サイズｓ×ｓの対角雑音レイリーフェージングチャネルを通じて送信され、最尤復号器によって復号される場合に、パフォーマンスのダイバーシティ次数がｓに等しくなるという特性である。ここで、ｓは、プリコーディングサイズと呼ばれる、正方行列Ｓ’のサイズである。換言すれば、Ｓ’はフルダイバーシティ線形プリコーダであると言われる。
【００７０】
プリコーダＡＬＰの出力は、Ｎs個のプリコードされたシンボルから成る出力ベクトルＸであり、それらのうちのｓ個は、結合変調シンボルと呼ばれるベクトルＺの変調シンボルＺ（ｉ）の線形結合であり、他のＮs−ｓ個は非結合変調シンボルと呼ばれる、同じベクトルＺの変調シンボルＺ（ｉ）に等しい。
【００７１】
その結果、複数のシンボルから成るベクトルＸが、Ｎt個のシンボルから成るベクトルＸ’を出力する送信ビーム形成方式の入力として与えられる。検出器ＤＥＴの入力は、以下によって与えられる、Ｎr個のシンボルから成るベクトルＹである。
【００７２】
【数１３】
【００７３】
ここで、ベクトルＮは長さＮrの加法的白色ガウス雑音ベクトルであり、行列Ｈは、そのエントリが独立複素ガウス確率変数であるチャネルのＮt×Ｎr行列である。
【００７４】
行列Ｈに特異値分解を適用してその固有値のうち最良のＮs個を選択すると、チャネルのチャネル行列Ｈは以下のように書かれる。
【００７５】
【数１４】
【００７６】
行列ＵはＮt×Ｎtユニタリ行列であり（Ｕ†Ｕ＝Ｉ）、
行列ＶはＮr×Ｎrユニタリ行列であり（Ｖ†Ｖ＝Ｉ）、
行列ΔHは対角矩形Ｎt×Ｎr行列であり、その対角値は、大きさの降順にソートされたｍｉｎ（Ｎt，Ｎr）特異値である。特異値はすべて従属非一様分布確率変数である。
【００７７】
式（１）によって与えられる行列Ｈは冒頭の段落で説明されているように、送信機において知られているものと仮定する。Ｎt個のプリコードされたシンボルから成るベクトルＸ’は、Ｘ’＝ＸＴと書かれる。ここで、ビーム形成行列Ｔは、行列Ｕ†の最初のＮs個の行から構築されるＮs×Ｎt行列であり、Ｕ†は行列Ｕの転置共役である。換言すれば、行列Ｔは、行列Ｈの特異値のうちの最良のＮs個に関連付けられる部分空間への投影の行列である。したがって、受信ベクトルは以下のように書き換えることができる。
【００７８】
【数１５】
【００７９】
ここで、行列Δ’は行列Ｈの特異値のうち最良のＮs個から成るＮs×Ｎr対角行列であり、ベクトルＮ2は加法的白色ガウス雑音ベクトルである。
【００８０】
ｉ番目の特異値は、関連付けられるダイバーシティ次数（Ｎt−ｉ＋１）（Ｎr−ｉ＋１）を有する。さらに、いかなる２つの特異値からなる対も、ゼロでない相関を有する。
【００８１】
図２に示すように、デジタル変調器ＭＯＤと、代数的線形プリコーダＡＬＰと、ビーム形成された手段ＴｘＢＦと、送信機アンテナ及び受信アンテナ上のチャネルと、検出器ＤＥＴとの集合は、二値入力二値出力等価チャネルＢＩＢＯＣＨと呼ばれる等価チャネルモデルを規定し、当該等価チャネルモデルの入力は符号化ビットであり、当該等価チャネルモデルの出力は符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかである。
【００８２】
したがって、エラー訂正符号ＥＮＣ構造によって、及び任意選択的にインタリーバによって、符号化ビットは、受信機において、二値入力二値出力等価チャネルＢＩＢＯＣＨ（これは、図１に示すような二値変調器ＢＭと、入れ子ブロックフェージングチャネルＮＢＦＣＨとを備えると考えることができる）を介して送信されるように考えることができる。二値変調器ＢＭは、スケーリングされたＢＰＳＫ変調を適用する。すなわち、「０」ビット値及び「１」ビット値は、２つの対立する値(opposite values)（たとえばＡ及び−Ａ）のそれぞれに関連付けられる。さらに、対応するユークリッド距離２Ａは、一方のビットの送信から他方のビットの送信まで変更することができ、これは主に、デジタル変調ＭＯＤ二値マッピングによって決まる。
【００８３】
したがって、線形プリコードがなされない場合、すなわちｓ＝１である場合には、図３に示すような、ブロックの連結を含む入れ子ブロックフェージングチャネルＮＢＦＣＨの数学モデルは、以下の５つパラメータを有する。すなわち、空間的ストリームの数Ｎs≦ｍｉｎ（Ｎt，Ｎr）、送信アンテナの数Ｎt、受信アンテナの数Ｎr、各ブロックの等価チャネル係数に関連付けられるダイバーシティ次数の集合Ｄ＝｛ＮtＮr，（Ｎt−１）（Ｎr−１），…，（Ｎt−Ｎs＋１）（Ｎr−Ｎs＋１）｝、及び、ブロックの長さの集合ＬＢ＝｛ＬＢ（１），…ＬＢ（Ｎs）｝の５つパラメータである。連結されるブロックの数はＮsに等しく、
【００８４】
【数１６】
【００８５】
であり、ここで、Ｌはコードワード当たりの符号化ビットの数である。各ブロックの長さＬＢ（ｉ）は、ｉ番目の空間的ストリームに関連付けられる変調シンボル当たりのビット数から導出される。ｉ番目のブロックに関連付けられるフェージング確率変数は、Ｄ（ｉ）個の独立確率変数の部分集合Σ（ｉ）の結合によって規定される。ここで、整数値Ｄ（ｉ）≦ＮtＮrであり、これによって、Σ（ｉ＋１）⊂Σ（ｉ）となり、これは∀ｉ＜ｊ，Ｄ（ｉ）≧Ｄ（ｊ）であることを意味し、Ｄ（１）＝ＮtＮrが最高ダイバーシティ次数を有すると仮定する。
【００８６】
このような等価チャネルモデルに従って、復号器ＤＥＣは、符号化ビット｛ｃ｝の受信されたもの
【００８７】
【数１７】
【００８８】
を情報データビット｛ｂ｝の軟推定値
【００８９】
【数１８】
【００９０】
に変換する。
【００９１】
送信機ＴＲＤの特性によれば、符号化器ＥＮＣの符号化レートＲcと、入れ子ブロックフェージングチャネルＮＢＦＣＨの５つのパラメータと、システムの達成可能な目標ダイバーシティ次数δとは、以下の関係によって関連付けられ、
【００９２】
【数１９】
【００９３】
ここでｉは
【００９４】
【数２０】
【００９５】
によって与えられ、｜Ｄ｜は集合Ｄの濃度(cardinality)である。
【００９６】
したがって、上記式は、符号化器ＥＮＣの符号化レートＲcと、チャネルの５つのパラメータ（空間的ストリームの数Ｎs、送信アンテナの数Ｎt、受信アンテナの数Ｎr、各ブロックの等価チャネル係数に関連付けられるダイバーシティ次数の集合Ｄ、及び、ブロックの長さの集合ＬＢ）と、チャネルの特異値Ｄ（ｉ）の数に関連する目標ダイバーシティ次数との間の関係を確立する。
【００９７】
実際には、変調シンボルＺ（ｉ）は、フェージング確率変数に関連付けられるチャネル欠陥ではなく、他のチャネル欠陥、たとえば加法的雑音、他の乗法的確率変数によって擾乱される場合があることに留意されたい。Ｚ（ｉ）に関連付けられるダイバーシティ次数を生成する確率変数（特異値）の集合は、Ｚ（ｉ−１）の送信に関連付けられる確率変数に、さらなるダイバーシティ次数をもたらす他の確率変数を加えたものと同じ確率変数の集合であることを述べておくことが重要である。
【００９８】
代数的線形プリコーダＡＬＰの一実施の形態によれば、置換行列(permutation matrix)Ｐ1は恒等行列に等しくなるように選択され、置換行列Ｐ2は、以下の条件を満たすように選択される。すなわち、置換行列Ｐ2は、出力ベクトルのプリコードされたシンボル［Ｘ（１），Ｘ（Ｎs−ｓ＋２），…，Ｘ（Ｎs）］が、複数の変調シンボルから成る上記ベクトルの結合変調シンボル［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ）］の線形結合となり、且つこのような出力ベクトルの他のプリコードされたシンボルが、非結合シンボルであると共に［Ｘ（２），…，Ｘ（Ｎs−ｓ＋１）］＝［Ｚ（ｓ＋１），…，Ｚ（Ｎs）］を満たすように選択される。この実施形態は、復号器出力において観察されるダイバーシティ次数を向上させる。
【００９９】
本発明者は、送信ビーム形成されたチャネルが直交することを観察した。これは、符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかを生成する検出器ＤＥＴにおいて次元ごとの処理を実施することによって、線形プリコーディングを一切行わずに、受信信号の最適な検出が達成されることを意味する。
【０１００】
ここで、線形プリコーディング、すなわちｓ＞１を仮定すると、（たとえば、後に説明するように軟出力が使用される場合に網羅的な周辺化(marginalization)を使用することによって）結合変調シンボル［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ）］が共に検出されるときに、最適な検出が達成される。検出器のこのような特性によって、以下の式によって与えられる、受信機の出力において観察されるパフォーマンスのダイバーシティを得ることが可能となる。
【０１０１】
【数２１】
【０１０２】
ここでｉは
【０１０３】
【数２２】
【０１０４】
によって与えられ、ここで、Ｄ＝｛ＮtＮr，（Ｎt−１）（Ｎr−１），…，（Ｎt−Ｎs＋ｓ）（Ｎr−Ｎs＋ｓ）｝、且つ、
【０１０５】
【数２３】
【０１０６】
である。
【０１０７】
したがって、上記式は、符号化器ＥＮＣの符号化レートＲcと、チャネルの５つのパラメータ（空間的ストリームの数Ｎs、送信アンテナの数Ｎt、受信アンテナの数Ｎr、各ブロックの等価チャネル係数に関連付けられるダイバーシティ次数の集合Ｄ、及び、ブロックの長さの集合ＬＢ）と、プリコーディングサイズｓと、チャネルの特異値の数Ｄ（ｉ）に関連する目標ダイバーシティ次数との間の関係を確立する。
【０１０８】
したがって、上記式は、符号化器ＥＮＣの符号化レートＲｃと、空間的ストリームの数Ｎsと、送信アンテナの数Ｎtと、受信アンテナの数Ｎrと、プリコーディングサイズｓとが互いに依存しており、システムの目標ダイバーシティ次数を達成するように選択することができることを確証している。
【０１０９】
プリコーディングサイズｓを増大させると、復号器によって把握されるダイバーシティが増大する（ｓ1≦ｓ2⇔δ（ｓ1）≦δ（ｓ2））。これは、線形プリコーディングを行わない（ｓ＝１）通常のビーム形成技法と比較しての、本システムの利点の１つを実証している。
【０１１０】
本システムの特性によれば、各空間的ストリームに同一の変調が使用される、すなわち、∀（ｉ，ｊ），ＬＢ（ｉ）＝ＬＢ（ｊ）＝Ｌ／Ｎsである。ここで、受信機の出力において観察されるダイバーシティδ（ｓ）は以下の式によって与えられる。
【０１１１】
【数２４】
【０１１２】
好ましくは、プリコーディングサイズｓは、以下の式に従って目標ダイバーシティ次数δtが達成されるように選択される。
【０１１３】
【数２５】
【０１１４】
検出器ＤＥＴは、上述のように受信ベクトルＹによって搬送される変調シンボルＺ（ｉ）から成るベクトルＺに関連付けられる符号化ビットに対する硬出力推定値又は軟出力推定値のいずれかを提供する。
【０１１５】
検出器ＤＥＴが符号化ビットの硬出力を提供するとき、最適な検出パフォーマンスは、最大尤度（ＭＬ）検出器から達成される。これは、尤度確率ｐ（Ｙ｜Ｚ）を最大化する、すなわち、
【０１１６】
【数２６】
【０１１７】
に従うシンボル
【０１１８】
【数２７】
【０１１９】
を発見するために、又はたとえばユークリッド距離‖Ｙ−ＺＳＴＨ‖2であるパフォーマンス指数を最小化する次のようなシンボルを発見するために、すべての可能な候補ベクトルＺにわたる全数検索が開始される場合に達成される。
【０１２０】
【数２８】
【０１２１】
その結果、ｓ個の結合シンボルに関連付けられる符号化ビットに対する推定値
【０１２２】
【数２９】
【０１２３】
が、シンボル
【０１２４】
【数３０】
【０１２５】
から得られる。
【０１２６】
検出器ＤＥＴが符号化ビットに対する軟出力を提供するとき、最適な検出パフォーマンスは、ＭＡＰ検出器から達成される。これは、すべての可能な候補ベクトルＺにわたる全数検索が、変調シンボルＺ（ｉ）から成る上記ベクトルＺに関連付けられる各符号化ビットｃjのエラー確率を最小化するパフォーマンス指数関数を最大化することによって開始される場合に達成される。たとえば、この推定値は、外因性確率又は事後確率である。最大事後確率（ＭＡＰ）検出器によって、ダイバーシティ次数δ（ｓ）を復元することが可能となる。ある符号化ビットｃjに関連する事後確率（ＡＰＰ）は、以下の網羅的な周辺化を介して計算され、
【０１２７】
【数３１】
【０１２８】
ここで、
【０１２９】
【数３２】
【０１３０】
であり、Ｎ0は雑音分散であり、Γ（ｃj＝１）は可能な候補ベクトルＺのうちでｉ番目のビットが１に等しいラベル付けを有するものの集合であり、Γはすべての可能な候補ベクトルＺの集合であり、ｆ（ｋ，Ｚ）は可能な候補ベクトルＺに関連付けられる二値ラベル付けにおけるｋ番目のビットの値である。したがって、受信ベクトルＹによって搬送される変調シンボルＺ（ｉ）から成るベクトルＺに関連付けられる符号化ビットに対する推定値
【０１３１】
【数３３】
【０１３２】
が、各符号化ビットｃjに関連する最大事後確率（ＡＰＰ）から得られる。見解として、符号化ビットｃjに関連する軟出力推定値も、以下の式によって与えられる対数尤度比（ＬＬＲ）として表されることが多い。
【０１３３】
【数３４】
【０１３４】
周辺化は
【０１３５】
【数３５】
【０１３６】
個の可能な候補ベクトルＺにわたって為され、ｍＮsが増大するとすぐに処理しにくくなる。
【０１３７】
検出器ＤＥＴの一変形形態によれば、ｓ個の結合シンボルに関連付けられる符号化ビットに対する軟出力推定値は、事前確率π（ｃj）を考慮に入れる。π（ｃj）は、上記ｓ個の結合変調シンボルの符号化ビットに関連付けられると共に復号器ＤＥＣの出力によって得られる。
【０１３８】
受信機ＲＣＶの別の特性によれば、検出器ＤＥＴは受信ベクトルＹの低複雑度・近最適検出器であり、当該低複雑度・近最適検出器は、上記受信ベクトルＹによって搬送されるＮs個の変調シンボルＺ（ｉ）から成るベクトルＺに関連付けられる符号化ビットに対する推定値を生成する。検出器は、復号後に最適な検出器と同じダイバーシティ次数を示すパフォーマンスを達成することを可能にすることができる場合に、近最適であると言われる。
【０１３９】
このような近最適検出器ＤＥＴの一実施形態によれば、検出器ＤＥＴは、ベクトルＹによって搬送される変調シンボルＺ（ｉ）から成るベクトルＺのｓ個の結合変調シンボルに関連付けられる符号化ビットを推定するように意図される第１の検出器ブロックＤＥＴ１と、複数の変調シンボルから成る上記ベクトルＺのＮs−ｓ個の非結合変調シンボルに関連付けられる符号化ビットを推定するように意図される第２の検出器ブロックＤＥＴ２とを備える。ここで、いかなる非結合シンボルも、任意の他の結合シンボル又は非結合シンボルから独立して検出されることに留意されたい。
【０１４０】
さらに、検出器ブロックＤＥＴ１の出力推定値は、パフォーマンスが一切劣化することなく、検出器ブロックＤＥＴ２の出力推定値から独立して得られる。
【０１４１】
さらに、検出器ブロックＤＥＴ２は、Ｎs−ｓ個の非結合シンボルのＮs−ｓ回の独立した検出を処理する。しかしながら、検出器ブロックＤＥＴ１の最適性、及びより包括的には検出器ＤＥＴの近最適性を保つために、ｓ個の結合シンボルを共に検出することが依然として必要である。
【０１４２】
第１の検出器ブロックＤＥＴ１の特性によれば、第１の検出器ブロックＤＥＴ１は、代数的線形プリコーダＡＬＰによって、すなわち行列Ｓ’によってもたらされる、上記ｓ個の結合変調シンボルに関連付けられる推定符号化ビットのダイバーシティ次数を復元することを可能とする。行列Ｓ’が恒等行列である場合、すなわち、線形プリコーディングが行われない場合、第１の検出器ブロックＤＥＴ１は、複数の変調シンボルから成るベクトルＺの第１の変調シンボルＺ（１）に関連付けられる符号化ビットに対する推定値を提供することに留意されたい。
【０１４３】
このような第１の検出器ブロックＤＥＴ１の一実施形態によれば、上記ｓ個の結合変調シンボルに関連付けられる符号化ビットに対する推定値は、好ましくは、以下の式によって与えられる不完全な尤度確率ｐ（Ｙs,0｜Ｚs,0）の関数の計算に基づく。
【０１４４】
【数３６】
【０１４５】
ここで、Ｎ0は雑音分散であり、Ｚs,0は複数の変調シンボルから成るベクトルＺであり、非結合シンボルは０に等しい、すなわち、Ｚs,0＝［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ），０，…，０］であり、Ｙs,0＝［Ｙ（１），…，Ｙ（ｓ），０，…，０］は、最後の（Ｎr−ｓ）の値が０に等しい受信ベクトルである。
【０１４６】
その結果、目標ダイバーシティを達成することを可能にする最小のｓ≦Ｎs値を選択することによって、このような近最適検出器ＤＥＴの複雑度が最小化される。実際には、
【０１４７】
【数３７】
【０１４８】
個ではなく、たとえば２ms個の点のみが軟出力の計算に使用されるリストに属する。
【０１４９】
第２の検出器ブロックＤＥＴ２の一実施形態によれば、検出器ブロックＤＥＴ２は線形検出器であり、その後に決定関数Ｄｅｃ（．）が続く。当該線形検出器は、硬出力推定値又は軟出力推定値のいずれかを、好ましくは、硬出力推定値の場合にはＺＦ（ゼロフォーシング）線形イコライザを使用して提供する。線形検出器は、受信シンボルに線形変換を、すなわち行列乗算を適用する。硬出力値の場合、決定関数Ｄｅｃ（）は推定された受信シンボルを一連のビットに変換することを可能にする。
【０１５０】
既に述べたように、本システムの利点は、プリコーディングサイズｓ≦Ｎsを増大させると、検出器によって把握されるダイバーシティが増大することである（ｓ1≦ｓ2⇔δ（ｓ1）≦δ（ｓ2））。残念ながら、第１の検出器ブロックＤＥＴ１が代数的線形プリコーダＡＬＰによってもたらされるダイバーシティ次数を復元することを可能にする場合、検出器ＤＥＴの複雑度は結合サイズｓの値と共に増大する。反対に、単純な線形検出器では、行列Ｓによって潜在的にもたらされるダイバーシティ次数を有効利用することができないことが証明されている。この欠点は、受信機において「代数的格子低減」技法の実施を可能にする代数的線形プリコーダを使用することによって克服される。その結果、このような受信機はダイバーシティ次数特性を保証しながら低複雑度の検出器を可能にする。
【０１５１】
このような低複雑度検出器の一実施形態によれば、検出器ＤＥＴは、以下のように定義される「代数的格子低減」技法を含む。
【０１５２】
Δ’＝Ｐ1Δとすると、
【０１５３】
【数３８】
【０１５４】
その結果、受信ベクトルＹは以下の表現を有する。
【０１５５】
【数３９】
【０１５６】
ここで、Ｚ＝［Ｚ’；Ｚ”］は複数の変調シンボルから成るベクトルであり、Ｄ及びＤ’は共に対角矩形行列であり、Ｎ’及びＮ”はいずれも雑音ベクトルである。
【０１５７】
この実施形態によれば、第１の検出器ブロックＤＥＴ１は、Ｚ’Ｓ’Ｄ＋Ｎ’の、Ｚ’に関連付けられる符号化ビットに対する推定値への変換を計算し、第２の検出器ブロックＤＥＴ２は、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”の、Ｚ”に関連付けられる符号化ビットに対する推定値への変換を計算する。
【０１５８】
ここで、ｓ×ｓ行列Ｄが以下のように分解されると仮定する。
【０１５９】
【数４０】
【０１６０】
ここで、行列ΩはＳ’Ω＝ＴuＳ’となるようなｓ×ｓ対角行列であり、行列Ｔuはｓ×ｓ基底変換行列(basis change matrix)である（そのエントリは複素整数である）。対角ｓ×ｓ行列Ψは正の実数の対角成分を有し、対角ｓ×ｓ行列Φは絶対値が単一である複数の複素成分(complex elements of unity modulus)を有する。たとえば、行列Ｓ’が、G. Rekaya、J-C. Belfiore及びE. Viterbo「A Very Efficient Reduction Tool on Fast Fading Channels」（IEEE International Symposium on Information Theory and its Applications (ISITA), Parma, Italy, October 2004）において述べられているような円分回転(cyclotomic rotation)である場合に、このような分解が可能である。
【０１６１】
受信機において、行列Ωはシステムのパフォーマンスを最適化するように選択され、行列Ｆが受信信号ＹＶ†に適用される。
【０１６２】
【数４１】
【０１６３】
フィルタリングされた受信ベクトルＹＶ†Ｆの表現では、第１の検出器ブロックＤＥＴ１は、ベクトルＺ’Ｔu＋Ｎ’Φ†Ψ-1Ｓ’†の、上記で説明されたようなＺ’に関連付けられる符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかへの変換を計算し、第２の検出器ブロックＤＥＴ２は、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”の、上記で説明されたようなＺ”に関連付けられる符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかへの変換を計算する。
【０１６４】
したがって、「代数的格子低減」技法は、任意のタイプから（たとえば、第２の検出器ブロックＤＥＴ２の複雑度を最小化するように線形軟出力又は硬出力検出器として）選択することができる第２の検出器ブロックＤＥＴ２に一切影響を与えない。
【０１６５】
第１の検出器ブロックＤＥＴ１に関して、本発明者は、
【０１６６】
【数４２】
【０１６７】
であることを観察しており、ここで、
【０１６８】
【数４３】
【０１６９】
は長さｓの複素ベクトルの集合であり、そのエントリは実数部分及び虚数部分ともに整数である。雑音ベクトルＮ’Φ†Ψ-1Ｓ’†は、独立同一分布複素ガウスではないが、そうであると仮定すると、第１の検出器ブロックＤＥＴ１の準最適性はこの近似に存在し、しかしながらこれは、復号器の出力におけるダイバーシティ次数に影響を与えずに強い複雑度低減を可能にする。
【０１７０】
ｚ’∈Γであると仮定する。ここで、Ｚ’（ｉ）はＱＡＭ変調シンボルであり、Γはｓ次元の複素ＱＡＭ変調空間である。さらに、ΓＴuをＷ∈ΩTu⇔Ｗ＝Ｚ’Ｔuを満たす点の集合であるとみなす。こうすると、上述の「代数的格子低減」技法は、受信点Ｚ’Ｔu＋Ｎ’Φ†Ψ-1Ｓ’†の周辺のΩTuに属する点Θのリストを描くこと、及びそのリストに対する周辺化を計算することによって、第１の検出器ＤＥＴ１の軟出力を計算する。等価チャネルは直交するため、点のリストは小さくても、最適な網羅的周辺化のパフォーマンスに近付くのに十分である。複雑度の低減は、システムのスペクトル効率が増大するにつれて向上する。
【０１７１】
したがって、本システムの目標ダイバーシティ次数は、複数の空間的ストリームが、プリコードされた、ビーム形成されたチャネルを介して送信される場合であっても常に達成されるが、プリコードされていないビーム形成されたチャネルでは常にそうであるとは限らない。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には、少なくとも２つの送信アンテナと、エラー訂正符号構造(error correcting code structure)及び送信ビーム形成技法に従う符号化器とを備える送信機から、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介して、少なくとも２つの受信アンテナと、エラー訂正符号構造に従って規定される復号器とを備える受信機にデータを送信するシステムに関する。
【０００２】
以下において、チャネル資源とは、周波数帯域幅、時間インターバル、及び場合によっては、異なる空間的位置に配置される送信アンテナ及び受信アンテナによってもたらされるいくつかの空間的次元を意味する。
【０００３】
無線チャネルを介して送信される信号は、フェージング及びシャドーイングのようなチャネル変動に起因して深刻な劣化を受け、これによってチャネルを確率変数とみなすことができる。以下において、チャネル変動は、情報語の送信に必要な時間に対して遅いと考えられるが、チャネル具現化は情報語の２回の送信の間に変化していると考えられる。いわゆる擬似静的フェージングに対抗する１つの主要な方法は、時間、周波数、又は空間のいずれかにダイバーシティを提供することがである。
【０００４】
チャネルダイバーシティ次数は、送信に使用されるチャネル資源内で観察される独立したフェージング確率変数の数であると定義される。送信／受信方式は、チャネルダイバーシティ次数（フルダイバーシティ次数ともよばれる）によって上界を定められる、システムのダイバーシティ次数と呼ばれる、所与の量のダイバーシティを収集することが可能である。
【０００５】
情報語が受信機によって正確に推定されない場合、エラーイベントが生じる。所与のエラーイベントに関連付けられるエラーの確率を計算することを可能にする主要なパラメータは、送信された情報語に関連付けられる、ノイズのない受信信号と、復号された情報語に関連付けられる、再構築された、ノイズのない受信信号との間のユークリッド距離である。エラーイベントのダイバーシティ次数は、そのエラーイベントに関連付けられるユークリッド距離に含まれる独立確率変数の数として定義される。最後に、システムダイバーシティ次数は、すべての可能性のあるエラーイベント（又は等価的に、情報語のすべての可能な対）の最小ダイバーシティ次数に等しい。
【０００６】
無線リンクの受信機側及び／又は送信機側において複数のアンテナが使用される電気通信システムは、多入力多出力システムと呼ばれる（さらに、ＭＩＭＯシステムとも呼ばれる）。ＭＩＭＯシステムは、単一アンテナシステムが提供する送信容量と比較して大きな送信容量を提供することが示されている。特に、ＭＩＭＯ容量は、所与の信号対雑音比に関して、且つ好ましい無相関チャネル状態下で、送信機アンテナ又は受信機アンテナの、いずれか小さい方の数と共に増大する。したがって、ＭＩＭＯ技法は、大きなスペクトル効率を提供するか、又は代替的に、現在の電気通信システムにおいて得られるスペクトル効率と同等のスペクトル効率を得るのに必要な送信電力を低減するように意図される将来の無線システムにおいて使用される可能性が高い。このようなＭＩＭＯ技法は、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア変調技法と組み合される可能性が非常に高く、これによって、シンボル間干渉のないＭＩＭＯチャネルモデルを考慮することが可能となる。
【０００７】
ＭＩＭＯシステムの送信機は、符号化ビットストリームを複数の変調シンボルから成る空間的ストリームに変換するデジタル変調器を備え、当該デジタル変調器の入力は符号化ビットであり、当該デジタル変調器の出力はＮs≦ｍｉｎ（Ｎt，Ｎr）個の変調シンボルから成るベクトルである。したがって、システムは、送信ＭＩＭＯチャネル上でＮs個の空間的ストリームを送信すると言われる。
【０００８】
固有ベクトル送信ビーム形成方式を使用してＭＩＭＯチャネルのパフォーマンスを改善することができる。送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルの行列は、Ｎs×Ｎtビーム形成行列と、チャネルのＮt×Ｎr行列Ｈとの連結である。Ｎs×Ｎtビーム形成行列は、チャネルのＮt×Ｎr行列の固有ベクトルのうち最良のＮs個に関連付けられる固有ベクトルから導出される。したがって、送信ビーム形成技法は、受信機において複雑度の低い最適な検出を可能にする事前フィルタリングに適用するために、送信機における行列Ｈの部分的な知識を必要とする。たとえば、部分的な知識は、受信機において処理されて受信機から送信機へフィードバックされるチャネル推定値を量子化したものである。
【０００９】
固有ベクトル送信ビーム形成方式は、単一送信空間的ストリームを仮定するとフルダイバーシティ次数を達成することができる。複数の空間的ストリームがこの方式のデータレートを向上させる目的で送信されると、この方式のダイバーシティ次数は劇的に低下する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】国際公開第２００８／０２４４６２号パンフレット
【００１１】
本発明は、高データレートを達成することと、受信機複雑度を低く保ちながら目標ダイバーシティ及び高パフォーマンスを保証することとを目的とする。実際には、送信機側において変調シンボルを線形結合する代数的線形プリコーダを備えることによって、ダイバーシティ低下を克服することができる。しかしながら、このような代数的線形プリコーダは一般に、受信機側において複雑度の高い検出を伴う。
【００１２】
さらに、本発明者は、送信機にエラー訂正符号化器を備えることによって、複数の送信アンテナによってもたらされるダイバーシティの一部分から利益を得ることが可能となることを観察しており、この一部分はエラー訂正符号の符号化レートの関数である。本発明者はまた、代数的線形プリコーダを適用することが、複数の送信アンテナによってもたらされるダイバーシティ次数の一部分を復元するのに役立つことを観察しており、この一部分は、互いに結合される変調シンボルの数として定義される、プリコーディングサイズの関数である。送信機側におけるエラー訂正符号と線形プリコーダとを組み合わせることによって、プリコーディングサイズ及びエラー訂正の符号化レートを、受信機における目標ダイバーシティ次数、たとえばフルダイバーシティ次数の観察に応じて選択することができる。
【００１３】
本発明の目的は、プリコーディングサイズと、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルのパラメータと、達成可能なダイバーシティ次数との間の関係を求めることである。その結果、プリコーディングサイズを、システムの目標ダイバーシティ次数を達成するように選択することができる。
【００１４】
検出器の複雑度はプリコーディングサイズと共に増大するため、プリコーディングサイズと、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルのパラメータと、エラー訂正符号レートと、目標ダイバーシティ次数との間のこのような関係は、目標ダイバーシティ次数の達成と、受信機の複雑度の低減の達成とを可能にする最小のプリコーディングサイズを発見するのに役立つ。
【００１５】
さらに、本発明の別の目的は、代数的低減技法を使用して、同じダイバーシティ特性を保ちながら検出器の複雑度を低減することである。この仮定の下では、プリコーディングサイズが最小化されれば検出器のパフォーマンスが最適化される。
【００１６】
本発明は、少なくとも２つの送信アンテナと、エラー訂正符号構造及び送信ビーム形成技法に従う符号化器とを備える送信機から、少なくとも２つの受信アンテナと、このエラー訂正符号構造に従って規定される復号器とを備える受信機に、ＭＩＭＯチャネルを介して、データを送信するシステムに関する。本システムは、符号化器の符号化レートと、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルのパラメータと、システムの目標ダイバーシティ次数とが、互いに依存し合って選択されることを特徴とする。
【００１７】
受信機は検出器を備え、検出器の出力は符号化ビットに対する推定値である。
【００１８】
したがって、等価チャネルモデルは、デジタル変調器と、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルと、検出器との集合によって規定される。したがって、当該等価チャネルモデルの入力は符号化ビットであり、当該等価チャネルモデルの出力は符号化ビットの軟推定値又は硬推定値のいずれかである。したがって、当該等価チャネルモデルは、受信機側で、入れ子ブロックフェージングチャネルを含むものとして分解される。
【００１９】
入れ子ブロックフェージングチャネルの数学モデルは、等価チャネル係数のブロックの連結を含む。１つの符号化ビットは、１つのブロック上で送信されると仮定される。同じブロック上で送信されるすべての符号化ビットは、同じ等価チャネル係数を受ける。各等価チャネル係数は、所与のダイバーシティ次数をもたらす確率変数の１つ又は複数の具現化の結合である。等価チャネルは５つのパラメータを有する。この５つのパラメータは、空間的ストリームの数Ｎs、送信アンテナの数Ｎt、受信アンテナの数Ｎr、各ブロックの等価チャネル係数に関連付けられるダイバーシティ次数の集合Ｄ＝｛ＮtＮr，（Ｎt−１）（Ｎr−１），…，（Ｎt−Ｎs＋１）（Ｎr−Ｎs＋１）｝、及び、ブロックの長さの集合ＬＢ＝{ＬＢ（１），…，ＬＢ（ＮS）}である。連結されたブロックの数はＮsに等しく、
【００２０】
【数１】
【００２１】
であり、ここでＬはコードワード当たりの符号化ビットの数である。各ブロックは、送信される１つの空間的ストリームｉに関連付けられる。各ブロックの長さＬＢ（ｉ）は、ｉ番目の空間的ストリームに関連付けられる変調シンボル当たりのビット数から導出される。ｉ番目のブロックに関連付けられるフェージング確率変数は、Ｄ（ｉ）個の独立確率変数から成る部分集合Σ（ｉ）の結合によって規定される。ここで、整数値Ｄ（ｉ）≦ＮtＮrであり、これによって、Σ（ｉ＋１）⊂Σ（ｉ）となり、これは、∀ｉ＜ｊ，Ｄ（ｉ）≧Ｄ（ｊ）であることを意味し、Ｄ（１）＝ＮtＮrが最高ダイバーシティ次数を有すると仮定する。符号化器の符号化レートＲc、上記入れ子ブロックフェージングチャネルの５つのパラメータ、及びシステムの達成可能な目標ダイバーシティ次数δは、以下の関係によって関連付けられ、
【００２２】
【数２】
【００２３】
ここでｉは
【００２４】
【数３】
【００２５】
によって与えられ、｜Ｄ｜は集合Ｄの濃度である。
【００２６】
送信機の特性によれば、送信機は代数的線形プリコーダをさらに備え、当該代数的線形プリコーダの入力はＮs個の変調シンボルから成るベクトルであり、当該代数的線形プリコーダの出力は送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルの入力に対して与えられる。当該代数的線形プリコーダは、ｓ≦Ｎsであることを確認するプリコーディングサイズと呼ばれるパラメータｓを有し、代数的線形プリコーダは、Ｎs個の変調シンボルから成る同じベクトルのｓ個の変調シンボルを互いに線形結合してｓ個の結合変調シンボルを生成するように意図される。当該代数的線形プリコーダは、送信ビーム形成されたチャネルを介する１回の送信に関連付けられる、ｓ個の結合変調シンボル及びＮs−ｓ個の非結合変調シンボルを含むＮs個のプリコードされたシンボルから成る出力ベクトルを提供する。
【００２７】
線形プリコーダは、Ｎs個の変調シンボルから成る入力ベクトルと、Ｎs×Ｎs行列との乗算によって表現される。
【００２８】
代数的線形プリコーダの一実施の形態によれば、出力ベクトルのプリコードされたシンボルは、複数の変調シンボルから成るベクトルと、複素線形行列Ｓとの積によって得られ、なお、当該複素線形行列Ｓは以下の式によって与えられ、
【００２９】
【数４】
【００３０】
ここで、行列Ｐ1及び行列Ｐ2はＮs×Ｎs置換行列である。行列Ｓ’はｓ×ｓ行列である。ｓ個の変調シンボルから成るベクトルが、行列Ｓ’と乗算され、サイズｓ×ｓの対角雑音レイリーフェージングチャネルを通じて送信され、且つ最尤復号器によって復号される場合に、行列Ｓ’は、パフォーマンスのダイバーシティ次数がｓに等しくなることを満足する。
【００３１】
好ましくは、行列Ｐ1は恒等行列に等しくなるように選択される。置換行列Ｐ2は、出力ベクトルの結合シンボル［Ｘ（１），Ｘ（Ｎs−ｓ＋２），…，Ｘ（Ｎs）］が、複数の変調シンボルから成る上記ベクトルの変調シンボル［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ）］の線形結合となり、且つ、このような出力ベクトルの他のプリコードされたシンボルが、非結合シンボルであると共に［Ｘ（２），…，Ｘ（Ｎs−ｓ＋１）］＝［Ｚ（ｓ＋１），…，Ｚ（Ｎs）］を満たすように選択される。
【００３２】
線形プリコーダ技法のこの選択において、等価入れ子チャネルは５つのパラメータを有する。この５つのパラメータは、空間的ストリームの数Ｎs、送信アンテナの数Ｎt、受信アンテナの数Ｎr、各ブロックの等価チャネル係数に関連付けられるダイバーシティ次数の集合Ｄ＝｛ＮtＮr，（Ｎt−１）（Ｎr−１），…，（Ｎt−Ｎs＋ｓ）（Ｎr−Ｎs＋ｓ）｝、及び、ブロックの長さの集合
【００３３】
【数５】
【００３４】
である。連結されたブロックの数はＮs−ｓ＋１に等しく、
【００３５】
【数６】
【００３６】
であり、ここでＬはコードワード当たりの符号化ビットの数である。
【００３７】
符号化器の符号化レートＲc、上記入れ子ブロックフェージングチャネルの５つのパラメータ、及びシステムの達成可能な目標ダイバーシティ次数δは、以下の関係によって関連付けられ、
【００３８】
【数７】
【００３９】
ここでｉは
【００４０】
【数８】
【００４１】
によって与えられる。
【００４２】
ｓ＝１が、変調シンボルが互いに結合されないことを意味する場合、代数的線形プリコーダが含まれるシステム内の等価な入れ子チャネルは、送信機が代数的線形プリコーダを備えないシステムの同じ等価な入れ子チャネルであることに留意されたい。
【００４３】
本システムの特性によれば、各空間的ストリームに同一の変調が使用される、すなわち、∀（ｉ，ｊ），ＬＢ（ｉ）＝ＬＢ（ｊ）＝Ｌ／Ｎsである。受信機の出力において観察されるダイバーシティδ（ｓ）は、
【００４４】
【数９】
【００４５】
によって与えられる。
【００４６】
受信機は検出器を備え、検出器の出力は符号化ビットに対する推定値であり、当該検出器は、受信ベクトルによって搬送される変調シンボルから成るベクトルのｓ個の結合変調シンボルに関連付けられる符号化ビットを推定するように意図される第１の検出器ブロックと、複数の変調シンボルから成る上記ベクトルのＮs−ｓ個の非結合変調シンボルに関連付けられる符号化ビットを推定するように意図される第２の検出器ブロックとを備える。
【００４７】
好ましくは、第１の検出器は、代数的線形プリコーダＳ’によってもたらされるダイバーシティ次数を復元することを可能とし、第２の検出器は、符号化ビットに対する軟出力推定値又は硬出力推定値のいずれかを提供する線形検出器である。
【００４８】
低複雑度の検出を可能にするように意図される受信機の特性によれば、受信機において受信されるベクトルは以下の式によって与えられ、
【００４９】
【数１０】
【００５０】
ここで、Δは、対角矩形Ｎs×Ｎr行列であり、その対角値は、大きさの降順にソートされる従属非同一分布確率変数であり、Ｎ2は加法的白色ガウス雑音ベクトルである。上記受信ベクトルは以下の式によって与えられ、
【００５１】
【数１１】
【００５２】
ここで、Ｚ＝［Ｚ’；Ｚ”］は複数の変調シンボルから成るベクトルであり、Ｄはｓ×ｓ対角矩形行列であり、Ｄ’は（ＮS−ｓ）×（Ｎr−ｓ）対角矩形行列であり、Ｎ’及びＮ”は雑音ベクトルである。第１の検出器は、Ｚ’Ｓ’Ｄ＋Ｎ’を、Ｚ’に関連付けられる符号化ビットに対する推定値へ変換し、第２の検出器は、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”を、Ｚ”に関連付けられる符号化ビットに対する推定値へ変換する。
【００５３】
第１の検出器ブロックの複雑度を低減することは、以下で説明されるような代数的線形低減を使用することによって達成される。
【００５４】
本発明は、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介して、少なくとも２つの受信機アンテナを備える受信機にデータを送信する装置にも関する。当該装置は、少なくとも２つの送信アンテナと、エラー訂正符号構造に従う符号化器と、デジタル変調器とを備え、当該デジタル変調器の出力はＮs個の変調シンボルから成るベクトルである。受信機は、このエラー訂正符号構造に従って規定される復号器を備え、上記装置は、代数的線形プリコーダをさらに備えることを特徴とし、当該代数的線形プリコーダのパラメータｓはｓ≦Ｎsであることを確認するプリコーディングサイズと呼ばれる。当該代数的プリコーダは、結合変調シンボルと呼ばれる、複数の変調シンボルから成る同じベクトルのｓ個の変調シンボルを共に線形結合するように意図されると共に、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介する１回の送信に関連付けられる、複数のプリコードされたシンボルから成る出力ベクトルを提供するように意図される。
【００５５】
本発明はさらに、少なくとも２つの送信アンテナを備える送信機から、送信ビーム形成されたチャネルを介してデータのベクトルを受信する装置に関する。当該装置は、少なくとも２つの受信アンテナと、エラー訂正符号構造に従って規定される復号器と、検出器とを備え、当該検出器の出力は、符号化ビットに対する推定値である。上記受信ベクトルのいくつかの成分は、送信される複数の変調シンボルから成る同じベクトルのいくつかの変調シンボルの線形結合である。この装置は、検出器が、上記線形結合に含まれる、上記受信データベクトルによって搬送される複数の変調シンボルから成るベクトルの変調シンボルに関連付けられる符号化ビットを推定するように意図される第１の検出器ブロックと、上記線形結合に含まれない、複数の変調シンボルから成る上記ベクトルの変調シンボルに関連付けられる符号化ビットを推定するように意図される第２の検出器ブロックとを備えることを特徴とする。
【００５６】
変調シンボルの線形結合は代数的線形プリコーダによって送信機側において得られ、上記装置は、第１の検出器ブロックが、上記代数的線形プリコーダによってもたらされるダイバーシティ次数を復元することを可能とすること、及び、第２の検出器が、軟出力推定値又は硬出力推定値のいずれかを提供する線形検出器であることを特徴とする。
【００５７】
本発明の特性は、以下の一例の実施形態の説明を読むことからより明確に理解されよう。当該説明は添付図面に関連して作成されている。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介するデータ送信システムの概要を表す図である。
【図２】二値入力二値出力等価チャネルの概要を表す図である。
【図３】入れ子ブロックフェージングチャネルのブロックの連結の概要を表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５９】
データ送信システムＳＹＳＴは、Ｎt≧２個の送信アンテナを備える送信機ＴＲＤと、Ｎr≧２個の受信アンテナを備える受信機ＲＣＶと、１つのチャネルとを備える。
【００６０】
送信機ＴＲＤは、エラー訂正符号構造(error correcting code structure)に従う符号化器ＥＮＣと、デジタル変調器ＭＯＤと、送信ビーム形成技法を実施するビーム形成手段ＴｘＢＦと、好ましい一実施形態によれば、代数的線形プリコーダＡＬＰとを備える。
【００６１】
受信機ＲＣＶは、検出器ＤＥＴと、エラー訂正符号構造に従って規定される復号器ＤＥＣとを備える。
【００６２】
送信機ＴＲＤは、たとえば基地局であり、受信機ＲＣＶは、たとえば移動ユーザ機器である。
【００６３】
概略を言えば、デジタル送信は以下のように為される。すなわち、送信されるべき情報データビット｛ｂ｝が符号化器ＥＮＣにレートＲc＝Ｋ／Ｌで供給され、Ｋは入力データビット｛ｂ｝の数であり、Ｌは出力コードワード｛ｃ｝のビット数である。符号化器ＥＮＣは任意の種類のエラー訂正符号構造に従うことができ、たとえば、ＬＤＰＣ（低密度パリティチェック）符号、ターボ符号、ブロック符号（たとえばリード−ソロモン）、二値畳み込み符号等のような、任意の種類のエラー訂正符号構造に従うことができる。
【００６４】
送信システムの一変形形態は、図１に示すようなものであり、ビットインタリーバＩＮＴを使用して符号化ビットをインタリーブすると共に、受信機側においてビットデインタリーバＤＩＮＴを使用して、関連付けられるビットデインタリービングを適用することである。ビットインタリーバＩＮＴは、関連付けられる復号器ＤＥＣの出力におけるパフォーマンスが達成可能な目標ダイバーシティ次数を示すことを確実にするために、エラー訂正符号構造に従って設計される。
【００６５】
デジタル変調器ＭＯＤは、たとえばＢＰＳＫ（二値位相偏移変調）又はＱＰＳＫ（直交位相偏移変調）の変調であり、好ましくは２m値直交振幅変調（２m−ＱＡＭ）である。デジタル変調器ＭＯＤの入力は、符号化ビット｛ｃ｝であるか、又はこのような符号化ビットを本システムの変形形態に従ってインタリーブしたもの｛ｃ｝であり、出力は、Ｎs個の変調シンボルＺ（ｉ）から成るベクトルＺを形成する変調シンボルである。Ｎs個のシンボルのそれぞれに対して適用される変調は、必ずしも同じではなく、異なる数の入力ビットを有する場合がある。
【００６６】
代数的線形プリコーダＡＬＰは、数学的にはＮs×Ｎs複素行列Ｓによって表される。
【００６７】
Ｎs個の変調シンボルから成るベクトルＺは、以下の特性を満たすＮs×Ｎt行列Ｓと乗算される。
【００６８】
【数１２】
【００６９】
ここで、行列Ｐ1及び行列Ｐ2は置換行列(permutation matrix)である。行列Ｓ’は、以下の特性を満足するｓ×ｓ行列である。すなわち、ｓ個の変調シンボルから成るあるベクトルが、行列Ｓ’によってプリコードされ、サイズｓ×ｓの対角雑音レイリーフェージングチャネルを通じて送信され、最尤復号器によって復号される場合に、パフォーマンスのダイバーシティ次数がｓに等しくなるという特性である。ここで、ｓは、プリコーディングサイズと呼ばれる、正方行列Ｓ’のサイズである。換言すれば、Ｓ’はフルダイバーシティ線形プリコーダであると言われる。
【００７０】
プリコーダＡＬＰの出力は、Ｎs個のプリコードされたシンボルから成る出力ベクトルＸであり、それらのうちのｓ個は、結合変調シンボルと呼ばれるベクトルＺの変調シンボルＺ（ｉ）の線形結合であり、他のＮs−ｓ個は非結合変調シンボルと呼ばれる、同じベクトルＺの変調シンボルＺ（ｉ）に等しい。
【００７１】
その結果、複数のシンボルから成るベクトルＸが、Ｎt個のシンボルから成るベクトルＸ’を出力する送信ビーム形成方式の入力として与えられる。検出器ＤＥＴの入力は、以下によって与えられる、Ｎr個のシンボルから成るベクトルＹである。
【００７２】
【数１３】
【００７３】
ここで、ベクトルＮは長さＮrの加法的白色ガウス雑音ベクトルであり、行列Ｈは、そのエントリが独立複素ガウス確率変数であるチャネルのＮt×Ｎr行列である。
【００７４】
行列Ｈに特異値分解を適用してその固有値のうち最良のＮs個を選択すると、チャネルのチャネル行列Ｈは以下のように書かれる。
【００７５】
【数１４】
【００７６】
行列ＵはＮt×Ｎtユニタリ行列であり（Ｕ†Ｕ＝Ｉ）、
行列ＶはＮr×Ｎrユニタリ行列であり（Ｖ†Ｖ＝Ｉ）、
行列ΔHは対角矩形Ｎt×Ｎr行列であり、その対角値は、大きさの降順にソートされたｍｉｎ（Ｎt，Ｎr）特異値である。特異値はすべて従属非一様分布確率変数である。
【００７７】
式（１）によって与えられる行列Ｈは冒頭の段落で説明されているように、送信機において知られているものと仮定する。Ｎt個のプリコードされたシンボルから成るベクトルＸ’は、Ｘ’＝ＸＴと書かれる。ここで、ビーム形成行列Ｔは、行列Ｕ†の最初のＮs個の行から構築されるＮs×Ｎt行列であり、Ｕ†は行列Ｕの転置共役である。換言すれば、行列Ｔは、行列Ｈの特異値のうちの最良のＮs個に関連付けられる部分空間への投影の行列である。したがって、受信ベクトルは以下のように書き換えることができる。
【００７８】
【数１５】
【００７９】
ここで、行列Δ’は行列Ｈの特異値のうち最良のＮs個から成るＮs×Ｎr対角行列であり、ベクトルＮ2は加法的白色ガウス雑音ベクトルである。
【００８０】
ｉ番目の特異値は、関連付けられるダイバーシティ次数（Ｎt−ｉ＋１）（Ｎr−ｉ＋１）を有する。さらに、いかなる２つの特異値からなる対も、ゼロでない相関を有する。
【００８１】
図２に示すように、デジタル変調器ＭＯＤと、代数的線形プリコーダＡＬＰと、ビーム形成された手段ＴｘＢＦと、送信機アンテナ及び受信アンテナ上のチャネルと、検出器ＤＥＴとの集合は、二値入力二値出力等価チャネルＢＩＢＯＣＨと呼ばれる等価チャネルモデルを規定し、当該等価チャネルモデルの入力は符号化ビットであり、当該等価チャネルモデルの出力は符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかである。
【００８２】
したがって、エラー訂正符号ＥＮＣ構造によって、及び任意選択的にインタリーバによって、符号化ビットは、受信機において、二値入力二値出力等価チャネルＢＩＢＯＣＨ（これは、図１に示すような二値変調器ＢＭと、入れ子ブロックフェージングチャネルＮＢＦＣＨとを備えると考えることができる）を介して送信されるように考えることができる。二値変調器ＢＭは、スケーリングされたＢＰＳＫ変調を適用する。すなわち、「０」ビット値及び「１」ビット値は、２つの対立する値(opposite values)（たとえばＡ及び−Ａ）のそれぞれに関連付けられる。さらに、対応するユークリッド距離２Ａは、一方のビットの送信から他方のビットの送信まで変更することができ、これは主に、デジタル変調ＭＯＤ二値マッピングによって決まる。
【００８３】
したがって、線形プリコードがなされない場合、すなわちｓ＝１である場合には、図３に示すような、ブロックの連結を含む入れ子ブロックフェージングチャネルＮＢＦＣＨの数学モデルは、以下の５つパラメータを有する。すなわち、空間的ストリームの数Ｎs≦ｍｉｎ（Ｎt，Ｎr）、送信アンテナの数Ｎt、受信アンテナの数Ｎr、各ブロックの等価チャネル係数に関連付けられるダイバーシティ次数の集合Ｄ＝｛ＮtＮr，（Ｎt−１）（Ｎr−１），…，（Ｎt−Ｎs＋１）（Ｎr−Ｎs＋１）｝、及び、ブロックの長さの集合ＬＢ＝｛ＬＢ（１），…ＬＢ（Ｎs）｝の５つパラメータである。連結されるブロックの数はＮsに等しく、
【００８４】
【数１６】
【００８５】
であり、ここで、Ｌはコードワード当たりの符号化ビットの数である。各ブロックの長さＬＢ（ｉ）は、ｉ番目の空間的ストリームに関連付けられる変調シンボル当たりのビット数から導出される。ｉ番目のブロックに関連付けられるフェージング確率変数は、Ｄ（ｉ）個の独立確率変数の部分集合Σ（ｉ）の結合によって規定される。ここで、整数値Ｄ（ｉ）≦ＮtＮrであり、これによって、Σ（ｉ＋１）⊂Σ（ｉ）となり、これは∀ｉ＜ｊ，Ｄ（ｉ）≧Ｄ（ｊ）であることを意味し、Ｄ（１）＝ＮtＮrが最高ダイバーシティ次数を有すると仮定する。
【００８６】
このような等価チャネルモデルに従って、復号器ＤＥＣは、符号化ビット｛ｃ｝の受信されたもの
【００８７】
【数１７】
【００８８】
を情報データビット｛ｂ｝の軟推定値
【００８９】
【数１８】
【００９０】
に変換する。
【００９１】
送信機ＴＲＤの特性によれば、符号化器ＥＮＣの符号化レートＲcと、入れ子ブロックフェージングチャネルＮＢＦＣＨの５つのパラメータと、システムの達成可能な目標ダイバーシティ次数δとは、以下の関係によって関連付けられ、
【００９２】
【数１９】
【００９３】
ここでｉは
【００９４】
【数２０】
【００９５】
によって与えられ、｜Ｄ｜は集合Ｄの濃度(cardinality)である。
【００９６】
したがって、上記式は、符号化器ＥＮＣの符号化レートＲcと、チャネルの５つのパラメータ（空間的ストリームの数Ｎs、送信アンテナの数Ｎt、受信アンテナの数Ｎr、各ブロックの等価チャネル係数に関連付けられるダイバーシティ次数の集合Ｄ、及び、ブロックの長さの集合ＬＢ）と、チャネルの特異値Ｄ（ｉ）の数に関連する目標ダイバーシティ次数との間の関係を確立する。
【００９７】
実際には、変調シンボルＺ（ｉ）は、フェージング確率変数に関連付けられるチャネル欠陥ではなく、他のチャネル欠陥、たとえば加法的雑音、他の乗法的確率変数によって擾乱される場合があることに留意されたい。Ｚ（ｉ）に関連付けられるダイバーシティ次数を生成する確率変数（特異値）の集合は、Ｚ（ｉ−１）の送信に関連付けられる確率変数に、さらなるダイバーシティ次数をもたらす他の確率変数を加えたものと同じ確率変数の集合であることを述べておくことが重要である。
【００９８】
代数的線形プリコーダＡＬＰの一実施の形態によれば、置換行列(permutation matrix)Ｐ1は恒等行列に等しくなるように選択され、置換行列Ｐ2は、以下の条件を満たすように選択される。すなわち、置換行列Ｐ2は、出力ベクトルのプリコードされたシンボル［Ｘ（１），Ｘ（Ｎs−ｓ＋２），…，Ｘ（Ｎs）］が、複数の変調シンボルから成る上記ベクトルの結合変調シンボル［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ）］の線形結合となり、且つこのような出力ベクトルの他のプリコードされたシンボルが、非結合シンボルであると共に［Ｘ（２），…，Ｘ（Ｎs−ｓ＋１）］＝［Ｚ（ｓ＋１），…，Ｚ（Ｎs）］を満たすように選択される。この実施形態は、復号器出力において観察されるダイバーシティ次数を向上させる。
【００９９】
本発明者は、送信ビーム形成されたチャネルが直交することを観察した。これは、符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかを生成する検出器ＤＥＴにおいて次元ごとの処理を実施することによって、線形プリコーディングを一切行わずに、受信信号の最適な検出が達成されることを意味する。
【０１００】
ここで、線形プリコーディング、すなわちｓ＞１を仮定すると、（たとえば、後に説明するように軟出力が使用される場合に網羅的な周辺化(marginalization)を使用することによって）結合変調シンボル［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ）］が共に検出されるときに、最適な検出が達成される。検出器のこのような特性によって、以下の式によって与えられる、受信機の出力において観察されるパフォーマンスのダイバーシティを得ることが可能となる。
【０１０１】
【数２１】
【０１０２】
ここでｉは
【０１０３】
【数２２】
【０１０４】
によって与えられ、ここで、Ｄ＝｛ＮtＮr，（Ｎt−１）（Ｎr−１），…，（Ｎt−Ｎs＋ｓ）（Ｎr−Ｎs＋ｓ）｝、且つ、
【０１０５】
【数２３】
【０１０６】
である。
【０１０７】
したがって、上記式は、符号化器ＥＮＣの符号化レートＲcと、チャネルの５つのパラメータ（空間的ストリームの数Ｎs、送信アンテナの数Ｎt、受信アンテナの数Ｎr、各ブロックの等価チャネル係数に関連付けられるダイバーシティ次数の集合Ｄ、及び、ブロックの長さの集合ＬＢ）と、プリコーディングサイズｓと、チャネルの特異値の数Ｄ（ｉ）に関連する目標ダイバーシティ次数との間の関係を確立する。
【０１０８】
したがって、上記式は、符号化器ＥＮＣの符号化レートＲｃと、空間的ストリームの数Ｎsと、送信アンテナの数Ｎtと、受信アンテナの数Ｎrと、プリコーディングサイズｓとが互いに依存しており、システムの目標ダイバーシティ次数を達成するように選択することができることを確証している。
【０１０９】
プリコーディングサイズｓを増大させると、復号器によって把握されるダイバーシティが増大する（ｓ1≦ｓ2⇔δ（ｓ1）≦δ（ｓ2））。これは、線形プリコーディングを行わない（ｓ＝１）通常のビーム形成技法と比較しての、本システムの利点の１つを実証している。
【０１１０】
本システムの特性によれば、各空間的ストリームに同一の変調が使用される、すなわち、∀（ｉ，ｊ），ＬＢ（ｉ）＝ＬＢ（ｊ）＝Ｌ／Ｎsである。ここで、受信機の出力において観察されるダイバーシティδ（ｓ）は以下の式によって与えられる。
【０１１１】
【数２４】
【０１１２】
好ましくは、プリコーディングサイズｓは、以下の式に従って目標ダイバーシティ次数δtが達成されるように選択される。
【０１１３】
【数２５】
【０１１４】
検出器ＤＥＴは、上述のように受信ベクトルＹによって搬送される変調シンボルＺ（ｉ）から成るベクトルＺに関連付けられる符号化ビットに対する硬出力推定値又は軟出力推定値のいずれかを提供する。
【０１１５】
検出器ＤＥＴが符号化ビットの硬出力を提供するとき、最適な検出パフォーマンスは、最大尤度（ＭＬ）検出器から達成される。これは、尤度確率ｐ（Ｙ｜Ｚ）を最大化する、すなわち、
【０１１６】
【数２６】
【０１１７】
に従うシンボル
【０１１８】
【数２７】
【０１１９】
を発見するために、又はたとえばユークリッド距離‖Ｙ−ＺＳＴＨ‖2であるパフォーマンス指数を最小化する次のようなシンボルを発見するために、すべての可能な候補ベクトルＺにわたる全数検索が開始される場合に達成される。
【０１２０】
【数２８】
【０１２１】
その結果、ｓ個の結合シンボルに関連付けられる符号化ビットに対する推定値
【０１２２】
【数２９】
【０１２３】
が、シンボル
【０１２４】
【数３０】
【０１２５】
から得られる。
【０１２６】
検出器ＤＥＴが符号化ビットに対する軟出力を提供するとき、最適な検出パフォーマンスは、ＭＡＰ検出器から達成される。これは、すべての可能な候補ベクトルＺにわたる全数検索が、変調シンボルＺ（ｉ）から成る上記ベクトルＺに関連付けられる各符号化ビットｃjのエラー確率を最小化するパフォーマンス指数関数を最大化することによって開始される場合に達成される。たとえば、この推定値は、外因性確率又は事後確率である。最大事後確率（ＭＡＰ）検出器によって、ダイバーシティ次数δ（ｓ）を復元することが可能となる。ある符号化ビットｃjに関連する事後確率（ＡＰＰ）は、以下の網羅的な周辺化を介して計算され、
【０１２７】
【数３１】
【０１２８】
ここで、
【０１２９】
【数３２】
【０１３０】
であり、Ｎ0は雑音分散であり、Γ（ｃj＝１）は可能な候補ベクトルＺのうちでｉ番目のビットが１に等しいラベル付けを有するものの集合であり、Γはすべての可能な候補ベクトルＺの集合であり、ｆ（ｋ，Ｚ）は可能な候補ベクトルＺに関連付けられる二値ラベル付けにおけるｋ番目のビットの値である。したがって、受信ベクトルＹによって搬送される変調シンボルＺ（ｉ）から成るベクトルＺに関連付けられる符号化ビットに対する推定値
【０１３１】
【数３３】
【０１３２】
が、各符号化ビットｃjに関連する最大事後確率（ＡＰＰ）から得られる。見解として、符号化ビットｃjに関連する軟出力推定値も、以下の式によって与えられる対数尤度比（ＬＬＲ）として表されることが多い。
【０１３３】
【数３４】
【０１３４】
周辺化は
【０１３５】
【数３５】
【０１３６】
個の可能な候補ベクトルＺにわたって為され、ｍＮsが増大するとすぐに処理しにくくなる。
【０１３７】
検出器ＤＥＴの一変形形態によれば、ｓ個の結合シンボルに関連付けられる符号化ビットに対する軟出力推定値は、事前確率π（ｃj）を考慮に入れる。π（ｃj）は、上記ｓ個の結合変調シンボルの符号化ビットに関連付けられると共に復号器ＤＥＣの出力によって得られる。
【０１３８】
受信機ＲＣＶの別の特性によれば、検出器ＤＥＴは受信ベクトルＹの低複雑度・近最適検出器であり、当該低複雑度・近最適検出器は、上記受信ベクトルＹによって搬送されるＮs個の変調シンボルＺ（ｉ）から成るベクトルＺに関連付けられる符号化ビットに対する推定値を生成する。検出器は、復号後に最適な検出器と同じダイバーシティ次数を示すパフォーマンスを達成することを可能にすることができる場合に、近最適であると言われる。
【０１３９】
このような近最適検出器ＤＥＴの一実施形態によれば、検出器ＤＥＴは、ベクトルＹによって搬送される変調シンボルＺ（ｉ）から成るベクトルＺのｓ個の結合変調シンボルに関連付けられる符号化ビットを推定するように意図される第１の検出器ブロックＤＥＴ１と、複数の変調シンボルから成る上記ベクトルＺのＮs−ｓ個の非結合変調シンボルに関連付けられる符号化ビットを推定するように意図される第２の検出器ブロックＤＥＴ２とを備える。ここで、いかなる非結合シンボルも、任意の他の結合シンボル又は非結合シンボルから独立して検出されることに留意されたい。
【０１４０】
さらに、検出器ブロックＤＥＴ１の出力推定値は、パフォーマンスが一切劣化することなく、検出器ブロックＤＥＴ２の出力推定値から独立して得られる。
【０１４１】
さらに、検出器ブロックＤＥＴ２は、Ｎs−ｓ個の非結合シンボルのＮs−ｓ回の独立した検出を処理する。しかしながら、検出器ブロックＤＥＴ１の最適性、及びより包括的には検出器ＤＥＴの近最適性を保つために、ｓ個の結合シンボルを共に検出することが依然として必要である。
【０１４２】
第１の検出器ブロックＤＥＴ１の特性によれば、第１の検出器ブロックＤＥＴ１は、代数的線形プリコーダＡＬＰによって、すなわち行列Ｓ’によってもたらされる、上記ｓ個の結合変調シンボルに関連付けられる推定符号化ビットのダイバーシティ次数を復元することを可能とする。行列Ｓ’が恒等行列である場合、すなわち、線形プリコーディングが行われない場合、第１の検出器ブロックＤＥＴ１は、複数の変調シンボルから成るベクトルＺの第１の変調シンボルＺ（１）に関連付けられる符号化ビットに対する推定値を提供することに留意されたい。
【０１４３】
このような第１の検出器ブロックＤＥＴ１の一実施形態によれば、上記ｓ個の結合変調シンボルに関連付けられる符号化ビットに対する推定値は、好ましくは、以下の式によって与えられる不完全な尤度確率ｐ（Ｙs,0｜Ｚs,0）の関数の計算に基づく。
【０１４４】
【数３６】
【０１４５】
ここで、Ｎ0は雑音分散であり、Ｚs,0は複数の変調シンボルから成るベクトルＺであり、非結合シンボルは０に等しい、すなわち、Ｚs,0＝［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ），０，…，０］であり、Ｙs,0＝［Ｙ（１），…，Ｙ（ｓ），０，…，０］は、最後の（Ｎr−ｓ）の値が０に等しい受信ベクトルである。
【０１４６】
その結果、目標ダイバーシティを達成することを可能にする最小のｓ≦Ｎs値を選択することによって、このような近最適検出器ＤＥＴの複雑度が最小化される。実際には、
【０１４７】
【数３７】
【０１４８】
個ではなく、たとえば２ms個の点のみが軟出力の計算に使用されるリストに属する。
【０１４９】
第２の検出器ブロックＤＥＴ２の一実施形態によれば、検出器ブロックＤＥＴ２は線形検出器であり、その後に決定関数Ｄｅｃ（．）が続く。当該線形検出器は、硬出力推定値又は軟出力推定値のいずれかを、好ましくは、硬出力推定値の場合にはＺＦ（ゼロフォーシング）線形イコライザを使用して提供する。線形検出器は、受信シンボルに線形変換を、すなわち行列乗算を適用する。硬出力値の場合、決定関数Ｄｅｃ（）は推定された受信シンボルを一連のビットに変換することを可能にする。
【０１５０】
既に述べたように、本システムの利点は、プリコーディングサイズｓ≦Ｎsを増大させると、検出器によって把握されるダイバーシティが増大することである（ｓ1≦ｓ2⇔δ（ｓ1）≦δ（ｓ2））。残念ながら、第１の検出器ブロックＤＥＴ１が代数的線形プリコーダＡＬＰによってもたらされるダイバーシティ次数を復元することを可能にする場合、検出器ＤＥＴの複雑度は結合サイズｓの値と共に増大する。反対に、単純な線形検出器では、行列Ｓによって潜在的にもたらされるダイバーシティ次数を有効利用することができないことが証明されている。この欠点は、受信機において「代数的格子低減」技法の実施を可能にする代数的線形プリコーダを使用することによって克服される。その結果、このような受信機はダイバーシティ次数特性を保証しながら低複雑度の検出器を可能にする。
【０１５１】
このような低複雑度検出器の一実施形態によれば、検出器ＤＥＴは、以下のように定義される「代数的格子低減」技法を含む。
【０１５２】
Δ’＝Ｐ1Δとすると、
【０１５３】
【数３８】
【０１５４】
その結果、受信ベクトルＹは以下の表現を有する。
【０１５５】
【数３９】
【０１５６】
ここで、Ｚ＝［Ｚ’；Ｚ”］は複数の変調シンボルから成るベクトルであり、Ｄ及びＤ’は共に対角矩形行列であり、Ｎ’及びＮ”はいずれも雑音ベクトルである。
【０１５７】
この実施形態によれば、第１の検出器ブロックＤＥＴ１は、Ｚ’Ｓ’Ｄ＋Ｎ’の、Ｚ’に関連付けられる符号化ビットに対する推定値への変換を計算し、第２の検出器ブロックＤＥＴ２は、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”の、Ｚ”に関連付けられる符号化ビットに対する推定値への変換を計算する。
【０１５８】
ここで、ｓ×ｓ行列Ｄが以下のように分解されると仮定する。
【０１５９】
【数４０】
【０１６０】
ここで、行列ΩはＳ’Ω＝ＴuＳ’となるようなｓ×ｓ対角行列であり、行列Ｔuはｓ×ｓ基底変換行列(basis change matrix)である（そのエントリは複素整数である）。対角ｓ×ｓ行列Ψは正の実数の対角成分を有し、対角ｓ×ｓ行列Φは絶対値が単一である複数の複素成分(complex elements of unity modulus)を有する。たとえば、行列Ｓ’が、G. Rekaya、J-C. Belfiore及びE. Viterbo「A Very Efficient Reduction Tool on Fast Fading Channels」（IEEE International Symposium on Information Theory and its Applications (ISITA), Parma, Italy, October 2004）において述べられているような円分回転(cyclotomic rotation)である場合に、このような分解が可能である。
【０１６１】
受信機において、行列Ωはシステムのパフォーマンスを最適化するように選択され、行列Ｆが受信信号ＹＶ†に適用される。
【０１６２】
【数４１】
【０１６３】
フィルタリングされた受信ベクトルＹＶ†Ｆの表現では、第１の検出器ブロックＤＥＴ１は、ベクトルＺ’Ｔu＋Ｎ’Φ†Ψ-1Ｓ’†の、上記で説明されたようなＺ’に関連付けられる符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかへの変換を計算し、第２の検出器ブロックＤＥＴ２は、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”の、上記で説明されたようなＺ”に関連付けられる符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかへの変換を計算する。
【０１６４】
したがって、「代数的格子低減」技法は、任意のタイプから（たとえば、第２の検出器ブロックＤＥＴ２の複雑度を最小化するように線形軟出力又は硬出力検出器として）選択することができる第２の検出器ブロックＤＥＴ２に一切影響を与えない。
【０１６５】
第１の検出器ブロックＤＥＴ１に関して、本発明者は、
【０１６６】
【数４２】
【０１６７】
であることを観察しており、ここで、
【０１６８】
【数４３】
【０１６９】
は長さｓの複素ベクトルの集合であり、そのエントリは実数部分及び虚数部分ともに整数である。雑音ベクトルＮ’Φ†Ψ-1Ｓ’†は、独立同一分布複素ガウスではないが、そうであると仮定すると、第１の検出器ブロックＤＥＴ１の準最適性はこの近似に存在し、しかしながらこれは、復号器の出力におけるダイバーシティ次数に影響を与えずに強い複雑度低減を可能にする。
【０１７０】
ｚ’∈Γであると仮定する。ここで、Ｚ’（ｉ）はＱＡＭ変調シンボルであり、Γはｓ次元の複素ＱＡＭ変調空間である。さらに、ΓＴuをＷ∈ΩTu⇔Ｗ＝Ｚ’Ｔuを満たす点の集合であるとみなす。こうすると、上述の「代数的格子低減」技法は、受信点Ｚ’Ｔu＋Ｎ’Φ†Ψ-1Ｓ’†の周辺のΩTuに属する点Θのリストを描くこと、及びそのリストに対する周辺化を計算することによって、第１の検出器ＤＥＴ１の軟出力を計算する。等価チャネルは直交するため、点のリストは小さくても、最適な網羅的周辺化のパフォーマンスに近付くのに十分である。複雑度の低減は、システムのスペクトル効率が増大するにつれて向上する。
【０１７１】
したがって、本システムの目標ダイバーシティ次数は、複数の空間的ストリームが、プリコードされた、ビーム形成されたチャネルを介して送信される場合であっても常に達成されるが、プリコードされていないビーム形成されたチャネルでは常にそうであるとは限らない。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つの送信アンテナと、エラー訂正符号構造及び送信ビーム形成技法に従う符号化器（ＥＮＣ）とを備える送信機から、
送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介して、
少なくとも２つの受信アンテナと、前記エラー訂正符号構造に従って規定される復号器とを備える受信機に
データを送信するシステムであって、
前記符号化器（ＥＮＣ）の符号化レートＲc、前記送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルのパラメータ、及び前記システムの目標ダイバーシティ次数は、互いに依存し合って選択されることを特徴とする、システム。
【請求項２】
前記送信機（ＴＲＤ）は、符号化ビットストリームを複数の変調シンボルから成る空間的ストリームに変換するデジタル変調器（ＭＯＤ）を備え、
前記デジタル変調器（ＭＯＤ）の出力はＮs個の変調シンボル（Ｚ（ｉ））から成るベクトルであり、
前記送信機（ＴＲＤ）は代数的線形プリコーダ（ＡＰＬ）をさらに備え、
前記代数的線形プリコーダのパラメータｓはｓ≦Ｎsであることを確認するプリコーディングサイズと呼ばれ、
前記代数的線形プリコーダは、結合変調シンボルと呼ばれる、複数の変調シンボルから成る同じベクトル（Ｚ）のｓ個の変調シンボル（Ｚ（ｉ））を互いに線形結合するように意図され、
前記代数的線形プリコーダは、前記送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介する１回の送信に関連付けられる複数のプリコードされたシンボル（Ｘ（ｉ））から成る出力ベクトル（Ｘ）を提供するように意図される
ことを特徴とする、請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記出力ベクトル（Ｘ）の前記プリコードされたシンボル（Ｘ（ｉ））は、複数の変調シンボルから成るベクトル（Ｚ）と、複素線形行列Ｓとの積によって得られ、
前記複素線形行列Ｓは以下の式によって与えられ、
【数１】
ここで、
行列Ｐ1及び行列Ｐ2は置換行列であり、
行列Ｓ’はｓ×ｓ行列であり、
ｓ個の変調シンボルから成るベクトルが、前記行列Ｓ’と乗算され、サイズｓ×ｓの対角雑音レイリーフェージングチャネルを通じて送信され、最尤復号器によって復号される場合に、行列Ｓ’は、パフォーマンスのダイバーシティ次数がｓに等しくなることを満足する
ことを特徴とする、請求項２に記載のシステム。
【請求項４】
前記置換行列Ｐ1は恒等行列に等しくなるように選択され、
前記置換行列Ｐ2は、
前記出力ベクトルの前記プリコードされたシンボル［Ｘ（１），Ｘ（Ｎs−ｓ＋２），…，Ｘ（Ｎs）］が、複数の変調シンボルから成る前記ベクトルの前記結合変調シンボル［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ）］の線形結合となり、
前記出力ベクトルの他の前記プリコードされたシンボルが、非結合シンボルであると共に［Ｘ（２），…，Ｘ（Ｎs−ｓ＋１）］＝［Ｚ（ｓ＋１），…，Ｚ（Ｎs）］を満たす
ように選択される、請求項３に記載のシステム。
【請求項５】
前記受信機（ＲＣＶ）は検出器（ＤＥＴ）を備え、前記検出器（ＤＥＴ）の出力は符号化ビットに対する推定値であり、
等価チャネルモデル（ＢＩＢＯＣＨ）が、前記デジタル変調器（ＭＯＤ）と、前記送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルと、前記検出器（ＤＥＴ）との集合によって規定され、
前記等価チャネルモデルの入力は符号化ビットであり、
前記等価チャネルモデルの出力は前記符号化ビットに対する軟推定値又は硬推定値のいずれかであり、
前記等価チャネルモデルは、前記受信機において、入れ子ブロックフェージングチャネル（ＮＢＦＣＨ）を備えるものとみなされ、
前記入れ子ブロックフェージングチャネル（ＮＢＦＣＨ）の数学モデルは、複数のブロックの連結を含み、
前記入れ子ブロックフェージングチャネル（ＮＢＦＣＨ）の数学モデルは、
空間的ストリームの数Ｎs≦ｍｉｎ（Ｎt，Ｎr）と、
送信アンテナの数Ｎtと、
受信アンテナの数Ｎrと、
各ブロックの等価チャネル係数に関連付けられるダイバーシティ次数の集合Ｄ＝｛ＮtＮr，（Ｎt−１）（Ｎr−１），…，（Ｎt−Ｎs＋ｓ）（Ｎr−Ｎs＋ｓ）｝と、
ブロックの長さの集合
【数２】
と
の５つパラメータを有し、
連結されたブロックの数はＮsに等しく、
【数３】
であり、ここでＬはコードワード当たりの符号化ビットの数であり、
各ブロックの長さＬＢ（ｉ）は、ｉ番目の空間的ストリームに関連付けられる変調シンボル当たりのビット数から導出され、
ｉ番目のブロックに関連付けられるフェージング確率変数は、Ｄ（ｉ）個の独立確率変数から成る部分集合Σ（ｉ）の結合によって規定され、ここで、整数値Ｄ（ｉ）≦ＮtＮrであり、
これによって、Σ（ｉ＋１）⊂Σ（ｉ）となり、これは、∀ｉ＜ｊ，Ｄ（ｉ）≧Ｄ（ｊ）であることを意味し、
Ｄ（１）＝ＮtＮrが最高ダイバーシティ次数を有すると仮定すると、前記符号化器（ＥＮＣ）の前記符号化レート（Ｒｃ）と、前記入れ子ブロックフェージングチャネル（ＮＢＦＣＨ）の前記５つのパラメータ（Ｎs，Ｎt，Ｎr，Ｄ，ＬＢ）と、前記プリコーディングサイズｓと、前記システムの前記達成可能な目標ダイバーシティ次数δとは、以下の関係によって関連付けられ、
【数４】
ここでｉは
【数５】
によって与えられ、｜Ｄ｜は前記集合Ｄの濃度である
ことを特徴とする、請求項２〜４のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項６】
前記プリコーディングサイズは１に等しく、
前記符号化器（ＥＮＣ）の前記符号化レート（Ｒｃ）と、前記入れ子ブロックフェージングチャネル（ＮＢＦＣＨ）の前記５つのパラメータ（Ｎs，Ｎt，Ｎr，Ｄ，ＬＢ）と、前記システムの前記達成可能な目標ダイバーシティ次数δとは、以下の関係によって関連付けられ、
【数６】
ここでｉは
【数７】
によって与えられ、｜Ｄ｜は前記集合Ｄの濃度であり、
Ｄ＝｛ＮtＮr，（Ｎt−１）（Ｎr−１），…，（Ｎt−Ｎs＋１）（Ｎr−Ｎs＋１）｝であり、
ＬＢ＝｛ＬＢ（１），…ＬＢ（Ｎs）｝である
ことを特徴とする、請求項５に記載のシステム。
【請求項７】
等価なＮＢＦＣＨのすべてのブロックが同じ長さＬＢ（ｉ）を有する空間的ストリームは、そのそれぞれに同一の変調が使用されることを特徴とし、かつ
前記受信機の出力において観察される、前記システムの前記ダイバーシティ次数δ（ｓ）が、
【数８】
によって与えられることと
を特徴とする、請求項５又は６に記載のシステム。
【請求項８】
前記プリコーディングサイズｓは、以下の式、すなわち
【数９】
に従って目標ダイバーシティ次数δtを達成するように選択されることを特徴とする、請求項５〜７のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項９】
前記受信機（ＲＣＶ）は検出器（ＤＥＴ）を備え、
前記検出器（ＤＥＴ）の出力は、符号化ビットに対する推定値であり、
前記検出器（ＤＥＴ）は、
受信ベクトル（Ｙ）によって搬送される変調シンボル（Ｚ（ｉ））から成るベクトル（Ｚ）の前記ｓ個の結合変調シンボルに関連付けられる前記符号化ビットを推定するように意図される第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）と、
複数の変調シンボルから成る前記ベクトル（Ｚ）の前記Ｎs−ｓ個の非結合変調シンボルに関連付けられる前記符号化ビットを推定するように意図される第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）と
を備えることを特徴とする、請求項２〜８のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項１０】
前記第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）上の前記出力推定値は、前記第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）上の前記出力推定値とは独立に得られることを特徴とする、請求項９に記載のシステム。
【請求項１１】
前記第１の検出器（ＤＥＴ１）は軟出力推定値を提供し、
ｓ個の結合シンボルに関連付けられる符号化ビットに対する前記軟出力推定値は、事前確率（π（ｃj））を考慮に入れ、
前記事前確率（π（ｃj））は、前記ｓ個の結合変調シンボルの符号化ビットに関連付けられ、
前記事前確率（π（ｃj））は、前記復号器（ＤＥＣ）の前記出力によって得られる
ことを特徴とする、請求項１０に記載のシステム。
【請求項１２】
前記第２の検出器（ＤＥＴ２）は、前記Ｎs−ｓ個の非結合シンボルのＮs−ｓ回の独立した検出を処理することを特徴とする、請求項１１に記載のシステム。
【請求項１３】
前記第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）は、前記代数的線形プリコーダ（ＡＬＰ）によってもたらされる前記ダイバーシティ次数を復元することを可能にすることを特徴とする、請求項９〜１２のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項１４】
前記ｓ個の結合変調シンボルに関連付けられる符号化ビットに対する前記推定値は、好ましくは、以下の式によって与えられる不完全な尤度確率ｐ（Ｙs,0｜Ｚs,0）の関数の計算に基づき、
【数１０】
ここで、
Ｎ0は雑音分散であり、
Ｚs,0は複数の変調シンボルから成る前記ベクトルＺであり、前記非結合シンボルは０に等しく、すなわち、Ｚs,0＝［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ），０，…，０］であり、
Ｙs,0＝［Ｙ（１），…，Ｙ（ｓ），０，…，０］は、最後の（Ｎr−ｓ）の値が０に等しい受信ベクトルである
ことを特徴する、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１５】
前記第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）は、軟出力推定値又は硬出力推定値のいずれかを提供する線形検出器であることを特徴とする、請求項９〜１４のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項１６】
前記第２の検出器（ＤＥＴ２）は軟出力推定値を提供し、
Ｎs−ｓ個の非結合シンボルに関連付けられる符号化ビットに対する前記軟出力推定値は、事前確率（π（ｃj））を考慮に入れ、
前記事前確率（π（ｃj））は、前記Ｎs−ｓ個の非結合変調シンボルの符号化ビットに関連付けられ、
前記事前確率（π（ｃj））は、前記復号器（ＤＥＣ）の前記出力によって得られる
ことを特徴とする、請求項１５に記載のシステム。
【請求項１７】
前記受信機において受信されるベクトルＹは以下の式によって与えられ、
【数１１】
ここで、前記チャネルの前記行列ＨはＨ＝ＵΔHＶと書かれ、
ＵはＮt×Ｎt且つユニタリであり、
ＶはＮr×Ｎrユニタリ行列であり、
ΔHは対角矩形Ｎt×Ｎr行列であり、その対角値は大きさの降順にソートされる従属非同一分布確率変数であり、
ビーム形成行列Ｔは、行列Ｕ†の最初のＮs個の行から構築されるＮs×Ｎt行列であり、
行列Ｕ†は前記行列Ｕの転置共役であり、
前記ベクトルＮ及びＮ2は白色ガウス雑音ベクトルであり、
前記受信ベクトルは以下の式によって与えられることを特徴とし、
【数１２】
ここで、
Ｚ＝［Ｚ’；Ｚ”］は複数の変調シンボルから成るベクトルであり、
Ｄ及びＤ’はいずれもｓ×ｓ対角矩形行列であり、
Ｎ’及びＮ”は共に雑音ベクトルであり、
前記システムは、
前記第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）が、Ｚ’Ｓ’Ｄ＋Ｎ’の、Ｚ’に関連付けられる前記符号化ビットに対する推定値への変換を計算し、
前記第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）が、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”の、Ｚ”に関連付けられる前記符号化ビットに対する推定値への変換を計算する
ことを特徴とする、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１８】
前記ｓ×ｓ行列ＤはＤ＝ΩΨΦによって分解され、
ここで、
行列ΩはＳ’Ω＝ＴuＳ’となるようなｓ×ｓ対角行列であり、
Ｔuはｓ×ｓ基底変換行列であってそのエントリは複素整数であり、
前記対角ｓ×ｓ行列Ψは正の実数の対角成分を有し、
前記対角ｓ×ｓ行列Φは、絶対値が単一である複数の複素成分を有し、
前記受信機において行列Ωは前記システムの前記パフォーマンスを最適化するように選択され、
前記受信信号ＹＶ†は以下の式によって与えられる行列Ｆによってフィルタリングされ、
【数１３】
ここで、
Ｉは恒等行列であり、
前記第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）は、ベクトルＺ’Ｔu＋Ｎ’Φ†Ψ-1Ｓ’†の、Ｚ’に関連付けられる前記符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかへの変換を計算し、
前記第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）は、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”の、Ｚ”に関連付けられる前記符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかへの変換を計算する
ことを特徴とする、請求項１７に記載のシステム。
【請求項１９】
前記送信機（ＴＲＤ）はビットインタリーバ（ＩＮＴ）を備え、
前記受信機（ＲＣＶ）はデインタリーバ（ＤＩＮＴ）を備え、
前記ビットインタリーバ（ＩＮＴ）は、関連付けられる前記復号器（ＤＥＣ）の前記出力における前記パフォーマンスが前記達成可能な目標ダイバーシティ次数を示すことを確実にするために、前記エラー訂正符号構造に従って設計される
ことを特徴とする、請求項１〜１８のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項２０】
送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介して、少なくとも２つの受信アンテナを備える受信機にデータを送信する装置であって、
前記装置（ＴＲＤ）は、
少なくとも２つの送信アンテナと、
エラー訂正符号構造及び送信ビーム形成技法に従う符号化器（ＥＮＣ）と、
符号化ビットストリームを複数の変調シンボルから成る空間的ストリームに変換するデジタル変調器（ＭＯＤ）と
を備え、
前記デジタル変調器（ＭＯＤ）の出力はＮs個の変調シンボル（Ｚ（ｉ））から成るベクトルであり、
前記受信機（ＲＣＶ）は、前記エラー訂正符号構造に従って規定される復号器（ＤＥＣ）を備える
装置において、
前記装置は代数的線形プリコーダ（ＡＰＬ）をさらに備え、
前記代数的線形プリコーダ（ＡＰＬ）のパラメータｓはｓ≦Ｎsであることを確認するプリコーディングサイズと呼ばれ、
前記代数的線形プリコーダ（ＡＰＬ）は、結合変調シンボルと呼ばれる、複数の変調シンボルから成る同じベクトル（Ｚ）のｓ個の変調シンボル（Ｚ（ｉ））を互いに線形結合するように意図され、
前記代数的線形プリコーダ（ＡＰＬ）は、前記送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介する１回の送信に関連付けられる複数のプリコードされたシンボル（Ｘ（ｉ））から成る出力ベクトル（Ｘ）を提供するように意図される
ことを特徴とする、装置。
【請求項２１】
前記出力ベクトル（Ｘ）の前記プリコードされたシンボル（Ｘ（ｉ））は、複数の変調シンボルから成るベクトル（Ｚ）と、複素線形行列Ｓとの積によって得られ、
前記複素線形行列Ｓは以下の式によって与えられ、
【数１４】
ここで、
行列Ｐ1及び行列Ｐ2は置換行列であり、
Ｓ’はｓ×ｓ行列であり、
ｓ個の変調シンボルから成るベクトルが前記行列Ｓ’と乗算され、サイズｓ×ｓの対角雑音レイリーフェージングチャネルを通じて送信され、且つ最尤復号器によって復号される場合に、Ｓ’は、前記パフォーマンスの前記ダイバーシティ次数がｓに等しくなることを満足する
ことを特徴とする、請求項２０に記載の装置。
【請求項２２】
前記置換行列Ｐ1は恒等行列に等しく、
前記置換行列Ｐ2は、
出力ベクトル（Ｘ）の前記プリコードされたシンボル［Ｘ（１），Ｘ（Ｎs−ｓ＋２），…，Ｘ（Ｎs）］が、複数の変調シンボルから成る前記ベクトル（Ｚ）の前記結合変調シンボル［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ）］の線形結合となり、
前記出力ベクトル（Ｘ）の他の前記プリコードされたシンボルが、［Ｘ（２），…，Ｘ（Ｎs−ｓ＋１）］＝［Ｚ（ｓ＋１），…，Ｚ（Ｎs）］を満たす
ように選択される
ことを特徴とする、請求項２１に記載の装置。
【請求項２３】
Ｎt≧２個の送信アンテナを備える送信機から、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介してデータのベクトル（Ｙ）を受信する装置であって、
前記装置（ＲＣＶ）は、Ｎr≧２個の受信アンテナと、前記エラー訂正符号構造に従って規定される復号器（ＤＥＣ）と、検出器（ＤＥＴ）とを備え、
前記検出器（ＤＥＴ）の出力は符号化ビットに対する推定値であり、
前記受信ベクトル（Ｙ）のｓ個の成分は、送信されるＮs個の変調シンボルから成る同じベクトル（Ｚ）のいくつかの変調シンボルの線形結合であり、
ｓはｓ≦Ｎsであることを確認する整数値である
装置において、
前記検出器（ＤＥＴ）は、
前記ｓ個の線形結合に含まれる、前記受信データベクトル（Ｙ）によって搬送される複数の変調シンボルから成る前記ベクトル（Ｚ）の前記変調シンボルに関連付けられる前記符号化ビットを推定するように意図される第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）と、
前記線形結合に含まれない、複数の変調シンボルから成る前記ベクトル（Ｚ）の前記変調シンボルに関連付けられる前記符号化ビットを推定するように意図される第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）と
を備えることを特徴とする、装置。
【請求項２４】
変調シンボルの線形結合は代数的線形プリコーダ（ＡＬＰ）によって前記送信機側において得られ、
前記第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）は、前記代数的線形プリコーダ（ＡＬＰ）によってもたらされる前記ダイバーシティ次数を復元することを可能とし、
前記第２の検出ブロック（ＤＥＴ２）は、軟出力推定値又は硬出力推定値のいずれかを提供する線形検出器であることを特徴とする、請求項２３に記載の装置。
【請求項２５】
前記受信されるベクトルＹは以下の式によって与えられることを特徴とし、
【数１５】
ここで、
前記チャネルの前記行列ＨはＨ＝ＵΔHＶと書かれ、
行列ＵはＮt×Ｎt且つユニタリであり、
行列ＶはＮr×Ｎrユニタリ行列であり、
行列ΔHは対角矩形Ｎt×Ｎr行列であり、その対角値は大きさの降順にソートされる従属非同一分布確率変数であり
ビーム形成行列Ｔは、行列Ｕ†の最初のＮs個の行から構築されるＮs×Ｎt行列であり、
行列Ｕ†は前記行列Ｕの転置共役であり、前記ベクトルＮ及びＮ2は白色ガウス雑音ベクトルであり、
前記受信ベクトルは以下の式によって与えられることを特徴とし、
【数１６】
ここで、
Ｚ＝［Ｚ’；Ｚ”］は複数の変調シンボルから成るベクトルであり、
Ｄ及びＤ’はいずれもｓ×ｓ対角矩形行列であり、
Ｎ’及びＮ”はいずれも雑音ベクトルであり、
前記システムは、
前記第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）が、Ｚ’Ｓ’Ｄ＋Ｎ’の、Ｚ’に関連付けられる前記符号化ビットに対する推定値への変換を計算し、
前記第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）が、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”の、Ｚ”に関連付けられる前記符号化ビットに対する推定値への変換を計算する
ことを特徴とする、請求項２４に記載の装置。
【請求項２６】
前記ｓ×ｓ行列ＤはＤ＝ΩΨΦによって分解され、
ここで、
ΩはＳ’Ω＝ＴuＳ’となるようなｓ×ｓ対角行列であり、
Ｔuはｓ×ｓ基底変換行列であってそのエントリは複素整数であり、
対角ｓ×ｓ行列Ψは正の実数の対角成分を有し、
対角ｓ×ｓ行列Φは絶対値が単一である複数の複素成分を有し、
前記受信機において、行列Ωは前記システムの前記パフォーマンスを最適化するように選択され、
前記受信信号ＹＶ†は以下の式によって与えられる行列Ｆによってフィルタリングされ、
【数１７】
ここで、
Ｉは恒等行列であり、
前記第１の検出器（ＤＥＴ１）は、ベクトルＺ’Ｔu＋Ｎ’Φ†Ψ-1Ｓ’†を、Ｚ’に関連付けられる前記符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかへ変換し、
前記第２の検出器（ＤＥＴ２）は、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”を、Ｚ”に関連付けられる前記符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかへ変換する
ことを特徴とする、請求項２５に記載のシステム。
【請求項１】
少なくとも２つの送信アンテナと、エラー訂正符号構造及び送信ビーム形成技法に従う符号化器（ＥＮＣ）とを備える送信機から、
送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介して、
少なくとも２つの受信アンテナと、前記エラー訂正符号構造に従って規定される復号器とを備える受信機に
データを送信するシステムであって、
前記符号化器（ＥＮＣ）の符号化レートＲc、前記送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルのパラメータ、及び前記システムの目標ダイバーシティ次数は、互いに依存し合って選択されることを特徴とする、システム。
【請求項２】
前記送信機（ＴＲＤ）は、符号化ビットストリームを複数の変調シンボルから成る空間的ストリームに変換するデジタル変調器（ＭＯＤ）を備え、
前記デジタル変調器（ＭＯＤ）の出力はＮs個の変調シンボル（Ｚ（ｉ））から成るベクトルであり、
前記送信機（ＴＲＤ）は代数的線形プリコーダ（ＡＰＬ）をさらに備え、
前記代数的線形プリコーダのパラメータｓはｓ≦Ｎsであることを確認するプリコーディングサイズと呼ばれ、
前記代数的線形プリコーダは、結合変調シンボルと呼ばれる、複数の変調シンボルから成る同じベクトル（Ｚ）のｓ個の変調シンボル（Ｚ（ｉ））を互いに線形結合するように意図され、
前記代数的線形プリコーダは、前記送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介する１回の送信に関連付けられる複数のプリコードされたシンボル（Ｘ（ｉ））から成る出力ベクトル（Ｘ）を提供するように意図される
ことを特徴とする、請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記出力ベクトル（Ｘ）の前記プリコードされたシンボル（Ｘ（ｉ））は、複数の変調シンボルから成るベクトル（Ｚ）と、複素線形行列Ｓとの積によって得られ、
前記複素線形行列Ｓは以下の式によって与えられ、
【数１】
ここで、
行列Ｐ1及び行列Ｐ2は置換行列であり、
行列Ｓ’はｓ×ｓ行列であり、
ｓ個の変調シンボルから成るベクトルが、前記行列Ｓ’と乗算され、サイズｓ×ｓの対角雑音レイリーフェージングチャネルを通じて送信され、最尤復号器によって復号される場合に、行列Ｓ’は、パフォーマンスのダイバーシティ次数がｓに等しくなることを満足する
ことを特徴とする、請求項２に記載のシステム。
【請求項４】
前記置換行列Ｐ1は恒等行列に等しくなるように選択され、
前記置換行列Ｐ2は、
前記出力ベクトルの前記プリコードされたシンボル［Ｘ（１），Ｘ（Ｎs−ｓ＋２），…，Ｘ（Ｎs）］が、複数の変調シンボルから成る前記ベクトルの前記結合変調シンボル［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ）］の線形結合となり、
前記出力ベクトルの他の前記プリコードされたシンボルが、非結合シンボルであると共に［Ｘ（２），…，Ｘ（Ｎs−ｓ＋１）］＝［Ｚ（ｓ＋１），…，Ｚ（Ｎs）］を満たす
ように選択される、請求項３に記載のシステム。
【請求項５】
前記受信機（ＲＣＶ）は検出器（ＤＥＴ）を備え、前記検出器（ＤＥＴ）の出力は符号化ビットに対する推定値であり、
等価チャネルモデル（ＢＩＢＯＣＨ）が、前記デジタル変調器（ＭＯＤ）と、前記送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルと、前記検出器（ＤＥＴ）との集合によって規定され、
前記等価チャネルモデルの入力は符号化ビットであり、
前記等価チャネルモデルの出力は前記符号化ビットに対する軟推定値又は硬推定値のいずれかであり、
前記等価チャネルモデルは、前記受信機において、入れ子ブロックフェージングチャネル（ＮＢＦＣＨ）を備えるものとみなされ、
前記入れ子ブロックフェージングチャネル（ＮＢＦＣＨ）の数学モデルは、複数のブロックの連結を含み、
前記入れ子ブロックフェージングチャネル（ＮＢＦＣＨ）の数学モデルは、
空間的ストリームの数Ｎs≦ｍｉｎ（Ｎt，Ｎr）と、
送信アンテナの数Ｎtと、
受信アンテナの数Ｎrと、
各ブロックの等価チャネル係数に関連付けられるダイバーシティ次数の集合Ｄ＝｛ＮtＮr，（Ｎt−１）（Ｎr−１），…，（Ｎt−Ｎs＋ｓ）（Ｎr−Ｎs＋ｓ）｝と、
ブロックの長さの集合
【数２】
と
の５つパラメータを有し、
連結されたブロックの数はＮsに等しく、
【数３】
であり、ここでＬはコードワード当たりの符号化ビットの数であり、
各ブロックの長さＬＢ（ｉ）は、ｉ番目の空間的ストリームに関連付けられる変調シンボル当たりのビット数から導出され、
ｉ番目のブロックに関連付けられるフェージング確率変数は、Ｄ（ｉ）個の独立確率変数から成る部分集合Σ（ｉ）の結合によって規定され、ここで、整数値Ｄ（ｉ）≦ＮtＮrであり、
これによって、Σ（ｉ＋１）⊂Σ（ｉ）となり、これは、∀ｉ＜ｊ，Ｄ（ｉ）≧Ｄ（ｊ）であることを意味し、
Ｄ（１）＝ＮtＮrが最高ダイバーシティ次数を有すると仮定すると、前記符号化器（ＥＮＣ）の前記符号化レート（Ｒｃ）と、前記入れ子ブロックフェージングチャネル（ＮＢＦＣＨ）の前記５つのパラメータ（Ｎs，Ｎt，Ｎr，Ｄ，ＬＢ）と、前記プリコーディングサイズｓと、前記システムの前記達成可能な目標ダイバーシティ次数δとは、以下の関係によって関連付けられ、
【数４】
ここでｉは
【数５】
によって与えられ、｜Ｄ｜は前記集合Ｄの濃度である
ことを特徴とする、請求項２〜４のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項６】
前記プリコーディングサイズは１に等しく、
前記符号化器（ＥＮＣ）の前記符号化レート（Ｒｃ）と、前記入れ子ブロックフェージングチャネル（ＮＢＦＣＨ）の前記５つのパラメータ（Ｎs，Ｎt，Ｎr，Ｄ，ＬＢ）と、前記システムの前記達成可能な目標ダイバーシティ次数δとは、以下の関係によって関連付けられ、
【数６】
ここでｉは
【数７】
によって与えられ、｜Ｄ｜は前記集合Ｄの濃度であり、
Ｄ＝｛ＮtＮr，（Ｎt−１）（Ｎr−１），…，（Ｎt−Ｎs＋１）（Ｎr−Ｎs＋１）｝であり、
ＬＢ＝｛ＬＢ（１），…ＬＢ（Ｎs）｝である
ことを特徴とする、請求項５に記載のシステム。
【請求項７】
等価なＮＢＦＣＨのすべてのブロックが同じ長さＬＢ（ｉ）を有する空間的ストリームは、そのそれぞれに同一の変調が使用されることを特徴とし、かつ
前記受信機の出力において観察される、前記システムの前記ダイバーシティ次数δ（ｓ）が、
【数８】
によって与えられることと
を特徴とする、請求項５又は６に記載のシステム。
【請求項８】
前記プリコーディングサイズｓは、以下の式、すなわち
【数９】
に従って目標ダイバーシティ次数δtを達成するように選択されることを特徴とする、請求項５〜７のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項９】
前記受信機（ＲＣＶ）は検出器（ＤＥＴ）を備え、
前記検出器（ＤＥＴ）の出力は、符号化ビットに対する推定値であり、
前記検出器（ＤＥＴ）は、
受信ベクトル（Ｙ）によって搬送される変調シンボル（Ｚ（ｉ））から成るベクトル（Ｚ）の前記ｓ個の結合変調シンボルに関連付けられる前記符号化ビットを推定するように意図される第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）と、
複数の変調シンボルから成る前記ベクトル（Ｚ）の前記Ｎs−ｓ個の非結合変調シンボルに関連付けられる前記符号化ビットを推定するように意図される第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）と
を備えることを特徴とする、請求項２〜８のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項１０】
前記第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）上の前記出力推定値は、前記第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）上の前記出力推定値とは独立に得られることを特徴とする、請求項９に記載のシステム。
【請求項１１】
前記第１の検出器（ＤＥＴ１）は軟出力推定値を提供し、
ｓ個の結合シンボルに関連付けられる符号化ビットに対する前記軟出力推定値は、事前確率（π（ｃj））を考慮に入れ、
前記事前確率（π（ｃj））は、前記ｓ個の結合変調シンボルの符号化ビットに関連付けられ、
前記事前確率（π（ｃj））は、前記復号器（ＤＥＣ）の前記出力によって得られる
ことを特徴とする、請求項１０に記載のシステム。
【請求項１２】
前記第２の検出器（ＤＥＴ２）は、前記Ｎs−ｓ個の非結合シンボルのＮs−ｓ回の独立した検出を処理することを特徴とする、請求項１１に記載のシステム。
【請求項１３】
前記第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）は、前記代数的線形プリコーダ（ＡＬＰ）によってもたらされる前記ダイバーシティ次数を復元することを可能にすることを特徴とする、請求項９〜１２のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項１４】
前記ｓ個の結合変調シンボルに関連付けられる符号化ビットに対する前記推定値は、好ましくは、以下の式によって与えられる不完全な尤度確率ｐ（Ｙs,0｜Ｚs,0）の関数の計算に基づき、
【数１０】
ここで、
Ｎ0は雑音分散であり、
Ｚs,0は複数の変調シンボルから成る前記ベクトルＺであり、前記非結合シンボルは０に等しく、すなわち、Ｚs,0＝［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ），０，…，０］であり、
Ｙs,0＝［Ｙ（１），…，Ｙ（ｓ），０，…，０］は、最後の（Ｎr−ｓ）の値が０に等しい受信ベクトルである
ことを特徴する、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１５】
前記第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）は、軟出力推定値又は硬出力推定値のいずれかを提供する線形検出器であることを特徴とする、請求項９〜１４のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項１６】
前記第２の検出器（ＤＥＴ２）は軟出力推定値を提供し、
Ｎs−ｓ個の非結合シンボルに関連付けられる符号化ビットに対する前記軟出力推定値は、事前確率（π（ｃj））を考慮に入れ、
前記事前確率（π（ｃj））は、前記Ｎs−ｓ個の非結合変調シンボルの符号化ビットに関連付けられ、
前記事前確率（π（ｃj））は、前記復号器（ＤＥＣ）の前記出力によって得られる
ことを特徴とする、請求項１５に記載のシステム。
【請求項１７】
前記受信機において受信されるベクトルＹは以下の式によって与えられ、
【数１１】
ここで、前記チャネルの前記行列ＨはＨ＝ＵΔHＶと書かれ、
ＵはＮt×Ｎt且つユニタリであり、
ＶはＮr×Ｎrユニタリ行列であり、
ΔHは対角矩形Ｎt×Ｎr行列であり、その対角値は大きさの降順にソートされる従属非同一分布確率変数であり、
ビーム形成行列Ｔは、行列Ｕ†の最初のＮs個の行から構築されるＮs×Ｎt行列であり、
行列Ｕ†は前記行列Ｕの転置共役であり、
前記ベクトルＮ及びＮ2は白色ガウス雑音ベクトルであり、
前記受信ベクトルは以下の式によって与えられることを特徴とし、
【数１２】
ここで、
Ｚ＝［Ｚ’；Ｚ”］は複数の変調シンボルから成るベクトルであり、
Ｄ及びＤ’はいずれもｓ×ｓ対角矩形行列であり、
Ｎ’及びＮ”は共に雑音ベクトルであり、
前記システムは、
前記第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）が、Ｚ’Ｓ’Ｄ＋Ｎ’の、Ｚ’に関連付けられる前記符号化ビットに対する推定値への変換を計算し、
前記第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）が、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”の、Ｚ”に関連付けられる前記符号化ビットに対する推定値への変換を計算する
ことを特徴とする、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１８】
前記ｓ×ｓ行列ＤはＤ＝ΩΨΦによって分解され、
ここで、
行列ΩはＳ’Ω＝ＴuＳ’となるようなｓ×ｓ対角行列であり、
Ｔuはｓ×ｓ基底変換行列であってそのエントリは複素整数であり、
前記対角ｓ×ｓ行列Ψは正の実数の対角成分を有し、
前記対角ｓ×ｓ行列Φは、絶対値が単一である複数の複素成分を有し、
前記受信機において行列Ωは前記システムの前記パフォーマンスを最適化するように選択され、
前記受信信号ＹＶ†は以下の式によって与えられる行列Ｆによってフィルタリングされ、
【数１３】
ここで、
Ｉは恒等行列であり、
前記第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）は、ベクトルＺ’Ｔu＋Ｎ’Φ†Ψ-1Ｓ’†の、Ｚ’に関連付けられる前記符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかへの変換を計算し、
前記第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）は、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”の、Ｚ”に関連付けられる前記符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかへの変換を計算する
ことを特徴とする、請求項１７に記載のシステム。
【請求項１９】
前記送信機（ＴＲＤ）はビットインタリーバ（ＩＮＴ）を備え、
前記受信機（ＲＣＶ）はデインタリーバ（ＤＩＮＴ）を備え、
前記ビットインタリーバ（ＩＮＴ）は、関連付けられる前記復号器（ＤＥＣ）の前記出力における前記パフォーマンスが前記達成可能な目標ダイバーシティ次数を示すことを確実にするために、前記エラー訂正符号構造に従って設計される
ことを特徴とする、請求項１〜１８のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項２０】
送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介して、少なくとも２つの受信アンテナを備える受信機にデータを送信する装置であって、
前記装置（ＴＲＤ）は、
少なくとも２つの送信アンテナと、
エラー訂正符号構造及び送信ビーム形成技法に従う符号化器（ＥＮＣ）と、
符号化ビットストリームを複数の変調シンボルから成る空間的ストリームに変換するデジタル変調器（ＭＯＤ）と
を備え、
前記デジタル変調器（ＭＯＤ）の出力はＮs個の変調シンボル（Ｚ（ｉ））から成るベクトルであり、
前記受信機（ＲＣＶ）は、前記エラー訂正符号構造に従って規定される復号器（ＤＥＣ）を備える
装置において、
前記装置は代数的線形プリコーダ（ＡＰＬ）をさらに備え、
前記代数的線形プリコーダ（ＡＰＬ）のパラメータｓはｓ≦Ｎsであることを確認するプリコーディングサイズと呼ばれ、
前記代数的線形プリコーダ（ＡＰＬ）は、結合変調シンボルと呼ばれる、複数の変調シンボルから成る同じベクトル（Ｚ）のｓ個の変調シンボル（Ｚ（ｉ））を互いに線形結合するように意図され、
前記代数的線形プリコーダ（ＡＰＬ）は、前記送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介する１回の送信に関連付けられる複数のプリコードされたシンボル（Ｘ（ｉ））から成る出力ベクトル（Ｘ）を提供するように意図される
ことを特徴とする、装置。
【請求項２１】
前記出力ベクトル（Ｘ）の前記プリコードされたシンボル（Ｘ（ｉ））は、複数の変調シンボルから成るベクトル（Ｚ）と、複素線形行列Ｓとの積によって得られ、
前記複素線形行列Ｓは以下の式によって与えられ、
【数１４】
ここで、
行列Ｐ1及び行列Ｐ2は置換行列であり、
Ｓ’はｓ×ｓ行列であり、
ｓ個の変調シンボルから成るベクトルが前記行列Ｓ’と乗算され、サイズｓ×ｓの対角雑音レイリーフェージングチャネルを通じて送信され、且つ最尤復号器によって復号される場合に、Ｓ’は、前記パフォーマンスの前記ダイバーシティ次数がｓに等しくなることを満足する
ことを特徴とする、請求項２０に記載の装置。
【請求項２２】
前記置換行列Ｐ1は恒等行列に等しく、
前記置換行列Ｐ2は、
出力ベクトル（Ｘ）の前記プリコードされたシンボル［Ｘ（１），Ｘ（Ｎs−ｓ＋２），…，Ｘ（Ｎs）］が、複数の変調シンボルから成る前記ベクトル（Ｚ）の前記結合変調シンボル［Ｚ（１），…，Ｚ（ｓ）］の線形結合となり、
前記出力ベクトル（Ｘ）の他の前記プリコードされたシンボルが、［Ｘ（２），…，Ｘ（Ｎs−ｓ＋１）］＝［Ｚ（ｓ＋１），…，Ｚ（Ｎs）］を満たす
ように選択される
ことを特徴とする、請求項２１に記載の装置。
【請求項２３】
Ｎt≧２個の送信アンテナを備える送信機から、送信ビーム形成されたＭＩＭＯチャネルを介してデータのベクトル（Ｙ）を受信する装置であって、
前記装置（ＲＣＶ）は、Ｎr≧２個の受信アンテナと、前記エラー訂正符号構造に従って規定される復号器（ＤＥＣ）と、検出器（ＤＥＴ）とを備え、
前記検出器（ＤＥＴ）の出力は符号化ビットに対する推定値であり、
前記受信ベクトル（Ｙ）のｓ個の成分は、送信されるＮs個の変調シンボルから成る同じベクトル（Ｚ）のいくつかの変調シンボルの線形結合であり、
ｓはｓ≦Ｎsであることを確認する整数値である
装置において、
前記検出器（ＤＥＴ）は、
前記ｓ個の線形結合に含まれる、前記受信データベクトル（Ｙ）によって搬送される複数の変調シンボルから成る前記ベクトル（Ｚ）の前記変調シンボルに関連付けられる前記符号化ビットを推定するように意図される第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）と、
前記線形結合に含まれない、複数の変調シンボルから成る前記ベクトル（Ｚ）の前記変調シンボルに関連付けられる前記符号化ビットを推定するように意図される第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）と
を備えることを特徴とする、装置。
【請求項２４】
変調シンボルの線形結合は代数的線形プリコーダ（ＡＬＰ）によって前記送信機側において得られ、
前記第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）は、前記代数的線形プリコーダ（ＡＬＰ）によってもたらされる前記ダイバーシティ次数を復元することを可能とし、
前記第２の検出ブロック（ＤＥＴ２）は、軟出力推定値又は硬出力推定値のいずれかを提供する線形検出器であることを特徴とする、請求項２３に記載の装置。
【請求項２５】
前記受信されるベクトルＹは以下の式によって与えられることを特徴とし、
【数１５】
ここで、
前記チャネルの前記行列ＨはＨ＝ＵΔHＶと書かれ、
行列ＵはＮt×Ｎt且つユニタリであり、
行列ＶはＮr×Ｎrユニタリ行列であり、
行列ΔHは対角矩形Ｎt×Ｎr行列であり、その対角値は大きさの降順にソートされる従属非同一分布確率変数であり
ビーム形成行列Ｔは、行列Ｕ†の最初のＮs個の行から構築されるＮs×Ｎt行列であり、
行列Ｕ†は前記行列Ｕの転置共役であり、前記ベクトルＮ及びＮ2は白色ガウス雑音ベクトルであり、
前記受信ベクトルは以下の式によって与えられることを特徴とし、
【数１６】
ここで、
Ｚ＝［Ｚ’；Ｚ”］は複数の変調シンボルから成るベクトルであり、
Ｄ及びＤ’はいずれもｓ×ｓ対角矩形行列であり、
Ｎ’及びＮ”はいずれも雑音ベクトルであり、
前記システムは、
前記第１の検出器ブロック（ＤＥＴ１）が、Ｚ’Ｓ’Ｄ＋Ｎ’の、Ｚ’に関連付けられる前記符号化ビットに対する推定値への変換を計算し、
前記第２の検出器ブロック（ＤＥＴ２）が、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”の、Ｚ”に関連付けられる前記符号化ビットに対する推定値への変換を計算する
ことを特徴とする、請求項２４に記載の装置。
【請求項２６】
前記ｓ×ｓ行列ＤはＤ＝ΩΨΦによって分解され、
ここで、
ΩはＳ’Ω＝ＴuＳ’となるようなｓ×ｓ対角行列であり、
Ｔuはｓ×ｓ基底変換行列であってそのエントリは複素整数であり、
対角ｓ×ｓ行列Ψは正の実数の対角成分を有し、
対角ｓ×ｓ行列Φは絶対値が単一である複数の複素成分を有し、
前記受信機において、行列Ωは前記システムの前記パフォーマンスを最適化するように選択され、
前記受信信号ＹＶ†は以下の式によって与えられる行列Ｆによってフィルタリングされ、
【数１７】
ここで、
Ｉは恒等行列であり、
前記第１の検出器（ＤＥＴ１）は、ベクトルＺ’Ｔu＋Ｎ’Φ†Ψ-1Ｓ’†を、Ｚ’に関連付けられる前記符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかへ変換し、
前記第２の検出器（ＤＥＴ２）は、Ｚ”Ｄ’＋Ｎ”を、Ｚ”に関連付けられる前記符号化ビットに対する硬推定値又は軟推定値のいずれかへ変換する
ことを特徴とする、請求項２５に記載のシステム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２００９−２６８０７７（Ｐ２００９−２６８０７７Ａ）
【公開日】平成２１年１１月１２日（２００９．１１．１２）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２００９−６７７４２（Ｐ２００９−６７７４２）
【出願日】平成２１年３月１９日（２００９．３．１９）
【出願人】（５０３１６３５２７）ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィ (175)
【氏名又は名称原語表記】ＭＩＴＳＵＢＩＳＨＩ ＥＬＥＣＴＲＩＣ Ｒ＆Ｄ ＣＥＮＴＲＥ ＥＵＲＯＰＥ Ｂ．Ｖ．
【住所又は居所原語表記】Ｃａｐｒｏｎｉｌａａｎ ４６， １１１９ ＮＳ Ｓｃｈｉｐｈｏｌ Ｒｉｊｋ， Ｔｈｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１１月１２日（２００９．１１．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−６７７４２（Ｐ２００９−６７７４２）
【出願日】平成２１年３月１９日（２００９．３．１９）
【出願人】（５０３１６３５２７）ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィ (175)
【氏名又は名称原語表記】ＭＩＴＳＵＢＩＳＨＩ ＥＬＥＣＴＲＩＣ Ｒ＆Ｄ ＣＥＮＴＲＥ ＥＵＲＯＰＥ Ｂ．Ｖ．
【住所又は居所原語表記】Ｃａｐｒｏｎｉｌａａｎ ４６， １１１９ ＮＳ Ｓｃｈｉｐｈｏｌ Ｒｉｊｋ， Ｔｈｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ
【Ｆターム（参考）】
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