ハーフブリッジ回路
【課題】低出力におけるターンオフ時のスイッチング速度を速められるようにしたハーフブリッジ回路を提供する。
【解決手段】モード１〜３において誘導性負荷Ｌの通電方向が第１方向（図示左方向）であるとき、ＭＯＳトランジスタＳ１にオフ制御信号を印加するときには、ＭＯＳトランジスタＳ２にオン制御信号を印加するまでの間に、第１方向と同一方向に通電するようにＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４に制御信号（Ｓ３＝オン制御信号：Ｓ４＝オフ制御信号）を一方向通電制御信号として印加する。モード４〜６において誘導性負荷Ｌの通電方向が第２方向（図示右方向）であるとき、ＭＯＳトランジスタＳ２にオフ制御信号を印加するときには、ＭＯＳトランジスタＳ１にオン制御信号を印加するまでの間に、第２方向と同一方向に通電するようにＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４に制御信号（Ｓ３＝オフ制御信号：Ｓ４＝オン制御信号）を一方向通電制御信号として印加する。
【解決手段】モード１〜３において誘導性負荷Ｌの通電方向が第１方向（図示左方向）であるとき、ＭＯＳトランジスタＳ１にオフ制御信号を印加するときには、ＭＯＳトランジスタＳ２にオン制御信号を印加するまでの間に、第１方向と同一方向に通電するようにＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４に制御信号（Ｓ３＝オン制御信号：Ｓ４＝オフ制御信号）を一方向通電制御信号として印加する。モード４〜６において誘導性負荷Ｌの通電方向が第２方向（図示右方向）であるとき、ＭＯＳトランジスタＳ２にオフ制御信号を印加するときには、ＭＯＳトランジスタＳ１にオン制御信号を印加するまでの間に、第２方向と同一方向に通電するようにＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４に制御信号（Ｓ３＝オフ制御信号：Ｓ４＝オン制御信号）を一方向通電制御信号として印加する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に油圧ポンプや空調機ファンなどに好適なハーフブリッジ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＭＯＳトランジスタ（主スイッチに相当）の損失を低減して効率を高めるため、ターンオン時間、ターンオフ時間を短縮することが求められている。ここで、ＭＯＳトランジスタのターンオン時間は、ゲート入力容量を高速充電することで短縮できる（例えば、非特許文献１参照）。しかし、ターンオフ時間は、ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間容量を充電する時間に応じて決定され、この特性はＭＯＳトランジスタの素子特性に依存するため、制御回路側で制御することは困難である。
【０００３】
図７は、従来のハーフブリッジ回路例を示している。この図７に示す回路では、ターンオフ時間は、主に、ＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース間容量と、ＭＯＳトランジスタを流れるドレイン電流と、駆動回路からＭＯＳトランジスタのゲートまでの間にあるゲート抵抗に応じて決定される。したがって、制御回路ＣＯＮの制御動作を改良しても、より高速にスイッチング動作させることが困難と考えられる。このため、スイッチング損失の低減効果に限界を生じている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】矢島、野口、「インダクタインパルス重畳方式による超高速スイッチング素子の駆動回路」、電気学会全国大会Ｎｏ．４、２００８年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特に、低出力においてはドレイン電流が少なく、ターンオフ時のスイッチング速度を向上できていないという課題を生じていた。
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、低出力におけるターンオフ時のスイッチング速度を速められるようにしたハーフブリッジ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１、２に係る発明は、第１および第２電源線間に第１電源および第２電源が直列接続されると共に第１および第２主スイッチが直列接続されており、第１電源および第２電源の共通接続線になる第３電源線と第１および第２主スイッチの共通接続点との間に接続された誘導性負荷を駆動するハーフブリッジ回路を対象としている。この請求項１に係る発明によれば、補助スイッチが第３電源線と第１および第２主スイッチの共通接続点との間に直列接続されると共に誘導性負荷に並列接続され、一方向通電制御信号が与えられると第３電源線および共通接続点間を何れか一方向に通電する。
【０００７】
制御手段が、第１ないし第２主スイッチの制御端子にそれぞれ制御信号を印加することで誘導性負荷を駆動するときには、誘導性負荷に通電する方向が第１方向であるとき第１主スイッチにオフ制御信号を印加するときには、第２主スイッチにオン制御信号を印加するまでの間に、第１方向と同一方向に通電するように補助スイッチに一方向通電制御信号を印加する。すると、誘導性負荷の電流値に関わらず、第１主スイッチを第１電源と短絡することができ、第１主スイッチのドレイン−ソース間容量を高速に充電することができる。
【０００８】
そして、制御手段は、誘導性負荷に通電する方向が第１方向とは逆方向である第２方向であるときに、第２主スイッチにオフ制御信号を印加するときには、第１主スイッチにオン制御信号を印加するまでの間に、第２方向と同一方向に通電するように補助スイッチに一方向通電制御信号を印加する。すると、第１主スイッチのときと同様に、第２主スイッチのドレイン−ソース間容量を高速に充電することができる。これにより、特に低出力におけるターンオフ時のスイッチング速度を速められる。
【０００９】
例えば２つのＭＯＳトランジスタを用いて補助スイッチを構成した場合、双方の補助スイッチをオンしても良いが、この場合、第１ないし第２主スイッチをオンする前に、補助スイッチをオフすると、第１電源もしくは第２電源を短絡させる虞をなくすことができ信頼性を向上できる。
【００１０】
そこで請求項２記載の発明によれば、制御手段が、補助スイッチに一方向通電制御信号を印加するときには、一方のＭＯＳトランジスタにオン制御信号を印加することで、一方のＭＯＳトランジスタのチャネルおよび他方向にＭＯＳトランジスタに逆並列接続されたダイオードを通じて一方向に通電するため、誘導性負荷に逆方向通電したときにはダイオードの逆流防止作用により逆流阻止される。このため、補助スイッチを構成するＭＯＳトランジスタのオンオフ制御信号について正確なタイミング制御が要求されなくなり、ＭＯＳトランジスタのオンオフ制御の時間的自由度が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施形態において各モードにおける通電経路を示す電流経路図
【図２】電気的構成図
【図３】各スイッチのオンオフタイミングを示すタイミングチャート
【図４】シミュレーション条件
【図５】シミュレーション結果
【図６】出力効率−負荷電力特性図
【図７】従来例を示す図１相当図
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の一実施形態について図１ないし図６を参照しながら説明する。図２は本実施形態におけるハーフブリッジ回路の電気的構成を示している。このようなハーフブリッジ回路１は、油圧ポンプや空調機ファンなどに用いる単層モータに適用できるものである。
【００１３】
図２に示すように、ハーフブリッジ回路１は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＳ１（第１主スイッチ）およびＳ２（第２主スイッチ）、補助スイッチとなるＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＳ３およびＳ４に、制御回路（制御手段）ＣＯＮを接続して構成されており、直流電圧源Ｅ１、Ｅ２の直流電源電圧を得て、制御回路ＣＯＮから各ＭＯＳトランジスタＳ１〜Ｓ４に制御信号を印加することで誘導性負荷Ｌを駆動制御する。制御回路ＣＯＮは、例えばマイクロコンピュータなどの電子回路を具備して構成される。
【００１４】
第１電源となる直流電圧源Ｅ１は例えば商用交流電源を整流、平滑して直流電圧を取得するものであり、例えば約１４０Ｖ直流電圧を出力する。同様に、第２電源となる直流電圧源Ｅ２も商用交流電源を整流、平滑して直流電圧を取得するものであり、例えば約１４０Ｖの直流電圧を出力する。
【００１５】
直流電圧源Ｅ１の低電位側ノードは直流電圧源Ｅ２の高電位側ノードとノードＮ３（第３電源線に相当）で共通接続されている。ノードＮ３の電位を基準として直流電圧源Ｅ１の正の直流電圧が第１電源線Ｎ１に与えられている。ノードＮ３の電位を基準として直流電圧源Ｅ２の負の直流電圧が第２電源線Ｎ２に与えられている。
【００１６】
第１電源線Ｎ１と第２電源線Ｎ２との間には、ＭＯＳトランジスタＳ１（第１主スイッチ）のドレイン−ソース間と、ＭＯＳトランジスタＳ２（第２主スイッチ）のドレイン−ソース間とが直列接続されている。
【００１７】
これらのＭＯＳトランジスタＳ１、Ｓ２は、それぞれ、寄生ダイオード（ボディダイオード）Ｄ１、Ｄ２が逆並列接続されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴにより構成されている。
【００１８】
ＭＯＳトランジスタＳ１のソースとＭＯＳトランジスタＳ２のドレインの共通接続ノードＮ４と、ノードＮ３との間には誘導性負荷Ｌが接続されている。また、ノードＮ３およびＮ４間には、補助スイッチとなるＭＯＳトランジスタＳ３およびＳ４が直列接続されている。これらのＭＯＳトランジスタＳ３およびＳ４は誘導性負荷Ｌに並列接続されている。これらのＭＯＳトランジスタＳ３，Ｓ４は、ソースを共通接続すると共に対称的に接続した形態で用いられている。これらのＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４は、それぞれ、ボディダイオード（寄生ダイオード）Ｄ３，Ｄ４が逆並列接続されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴにより構成され、何れか一方のみがオンしているときには、これに応じた一方向（図示右方向または図示左方向）にのみ通電可能になる。
【００１９】
例えば、ＭＯＳトランジスタＳ３がオン、ＭＯＳトランジスタＳ４がオフしているときには、電流はＭＯＳトランジスタＳ３およびダイオードＤ４の順方向を通じて図示左方向のみに通電可能となり、その逆方向の図示右方向には電流は遮断される。
【００２０】
また逆に、ＭＯＳトランジスタＳ４がオン、ＭＯＳトランジスタＳ３がオフしているときには、電流はＭＯＳトランジスタＳ４およびダイオードＤ３の順方向を通じて図示右方向のみに通電可能となり、その逆方向の図示左方向には電流は遮断される。
【００２１】
したがって、これらのＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４は、２素子合わせて一方向通電制御可能な双方向スイッチとして機能し、当該ＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４に一方向制御信号が与えられるとこれに応じた方向に通電可能となる。
【００２２】
なお、本実施形態では、ターンオフ時におけるＭＯＳトランジスタＳ１のドレインソース間寄生容量Ｃｄｓの充電速度を速めることを特徴としているため、図２には本実施形態に係る特徴を理解し易くするため、各ＭＯＳトランジスタＳ１、Ｓ２のドレインソース間寄生容量Ｃ１、Ｃ２をそれぞれ図示している。
【００２３】
上記構成の作用、動作について図１乃至図６を参照しながら説明する。図３は、各ＭＯＳトランジスタＳ１〜Ｓ４に与えられるオン制御信号、オフ制御信号のタイミングの一例を示している。この図３では、６つのモード(Mode)に分けて各動作期間を定めている。
【００２４】
以下、本実施形態の各モードにおける各ＭＯＳトランジスタのオンオフ状態を示す。
モード１：Ｓ１＝オン、Ｓ２＝オフ、Ｓ３＝オフ、Ｓ４＝オン→オフ
モード２：Ｓ１＝オフ、Ｓ２＝オフ、Ｓ３＝オフ→オン、Ｓ４＝オフ
モード３：Ｓ１＝オフ、Ｓ２＝オン、Ｓ３＝オン、Ｓ４＝オフ
モード４：Ｓ１＝オフ、Ｓ２＝オン、Ｓ３＝オン→オフ、Ｓ４＝オフ
モード５：Ｓ１＝オフ、Ｓ２＝オフ、Ｓ３＝オフ、Ｓ４＝オフ→オン
モード６：Ｓ１＝オン、Ｓ２＝オフ、Ｓ３＝オフ、Ｓ４＝オン
ＭＯＳトランジスタＳ１のオン期間（モード６、モード１）と、ＭＯＳトランジスタＳ２のオン期間（モード３、モード４）との間には、所定のデッドタイムが設けられている（モード２、モード５参照）。
【００２５】
ＭＯＳトランジスタＳ３のオンタイミング（オン制御信号の印加タイミング）は、ＭＯＳトランジスタＳ１のオフタイミング（オフ制御信号の印加タイミング）からＭＯＳトランジスタＳ２のオンタイミングまでの間であり、所謂デッドタイム期間（モード２）内に行われる。
【００２６】
この場合、ＭＯＳトランジスタＳ１のオフタイミング直後にＭＯＳトランジスタＳ３をオンすることが望ましくＭＯＳトランジスタＳ１のオフタイミングおよびＭＯＳトランジスタＳ３のオンタイミングは極力一致させることが望ましい。
【００２７】
ＭＯＳトランジスタＳ４のオンタイミングも同様に、ＭＯＳトランジスタＳ２のオフタイミングからＭＯＳトランジスタＳ１のオンタイミングまでの間であり、所謂デッドタイム期間（モード５）内に行われる。この場合、ＭＯＳトランジスタＳ２のオフタイミング直後にＭＯＳトランジスタＳ４をオンすることが望ましく、ＭＯＳトランジスタＳ２のオフタイミングおよびＭＯＳトランジスタＳ４のオンタイミングは極力一致させることが望ましい。また、ＭＯＳトランジスタＳ３のオフ制御は、モード３もしくはモード４の期間中に任意のタイミングで行えば良い。同様に、ＭＯＳトランジスタＳ４のオフ制御は、モード６もしくはモード１の期間中に任意のタイミングで行えば良い。
【００２８】
図１は、各モードにおける動作状態を示している。図１に示すように、モード１では、ＭＯＳトランジスタＳ１がオンしているため、直流電流源Ｅ１からＭＯＳトランジスタＳ１を通じて誘導性負荷Ｌに図示左方向に向けて電流が流れる。ノードＮ４の電位は、おおよそノードＮ３の電位に直流電流源Ｅ１の直流電圧を加算した電位となる。電流は、図示左方向に向けて誘導性負荷Ｌに流れるため、ＭＯＳトランジスタＳ３がオフしていればＭＯＳトランジスタＳ４がオンしてもオフしてもＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４（およびダイオードＤ３、Ｄ４）を通じた経路には電流が流れない。
【００２９】
モード２では、ＭＯＳトランジスタＳ１をオフ制御した直後にＭＯＳトランジスタＳ３をオン制御するため、直流電流源Ｅ１からＭＯＳトランジスタＳ１の寄生容量Ｃ１、ＭＯＳトランジスタＳ３およびダイオードＤ４を通じて図示左方向に向けて電流が流れる（図１の実線参照）。するとＭＯＳトランジスタＳ１の寄生容量Ｃ１を高速充電できる。
【００３０】
図３に示すように、モード５，６，１の間、ＭＯＳトランジスタＳ２はオフするためＭＯＳトランジスタＳ２のドレインソース間の寄生容量Ｃ２はモード５，６，１中に充電されている。モード２では、モード５，６，１中に蓄積された寄生容量Ｃ２の電荷がＭＯＳトランジスタＳ３およびダイオードＤ４を通じて回収（回生）される。
【００３１】
また、モード１で誘導性負荷Ｌに蓄積されたエネルギーは、モード２において誘導性負荷Ｌ−直流電流源Ｅ１−寄生容量Ｃ１の経路、誘導性負荷Ｌ−直流電流源Ｅ２−寄生容量Ｃ２の経路の両経路で還流する。モード２においてノードＮ４の電位はおおよそノードＮ３の電位と同等の電位に急峻に低下する。
【００３２】
モード３では、ＭＯＳトランジスタＳ２をオン制御することで、誘導性負荷Ｌ−直流電流源Ｅ２−ＭＯＳトランジスタＳ２（寄生ダイオードＤ２）の経路で還流電流が流れ還流モードが維持される。このモード３では寄生ダイオードＤ２に還流電流が流れる。
【００３３】
モード４では、還流モードが終了し、電流が直流電流源Ｅ２−誘導性負荷Ｌ−ＭＯＳトランジスタＳ２の経路で流れ、誘導性負荷Ｌには図示右方向に流れる。ノードＮ４の電位は、おおよそ第２電源線Ｎ２の電位と同等の電位となる。電流は、図示右方向に向けて誘導性負荷Ｌに流れるため、ＭＯＳトランジスタＳ４がオフしていればＭＯＳトランジスタＳ３がオンしてもオフしてもＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４（およびダイオードＤ３、Ｄ４）を通じた経路には電流が流れない。
【００３４】
モード５では、ＭＯＳトランジスタＳ２をオフ制御した直後にＭＯＳトランジスタＳ４をオン制御するため、直流電流源Ｅ１からダイオードＤ３−ＭＯＳトランジスタＳ４−ＭＯＳトランジスタＳ２の寄生容量Ｃ２の経路で電流が流れることで寄生容量Ｃ２を高速充電できる。
【００３５】
図３に示すように、モード２，３，４の間、ＭＯＳトランジスタＳ１はオフするためＭＯＳトランジスタＳ１のドレインソース間の寄生容量Ｃ１はこれらのモード２，３，４の間に充電されている。モード５では、モード２，３，４の間に蓄積された寄生容量Ｃ１の電荷がＭＯＳトランジスタＳ４およびダイオードＤ３を通じて回収（回生）される。したがって、寄生容量Ｃ１の蓄積エネルギーは寄生容量Ｃ１−直流電流源Ｅ１−ＭＯＳトランジスタＳ４の経路で直流電流源Ｅ１に回収される。
【００３６】
また、モード４で誘導性負荷Ｌに蓄積されたエネルギーは、モード５において誘導性負荷Ｌ−寄生容量Ｃ１−直流電流源Ｅ１の経路、誘導性負荷Ｌ−寄生容量Ｃ２−直流電流源Ｅ２の経路の２経路で還流する。モード５においてノードＮ４の電位はおおよそノードＮ３の電位と同等の電位に急峻に上昇する。
【００３７】
モード６では、ＭＯＳトランジスタＳ１をオン制御することで、誘導性負荷Ｌ−ＭＯＳトランジスタＳ１（寄生ダイオードＤ１）−直流電流源Ｅ１の経路で還流電流が流れ、還流モードが維持される。このモード６においては寄生ダイオードＤ１に還流電流が流れる。モード６の還流モードが終了すると、モード１に戻り、モード１〜モード６の６つの動作が繰り返される。
【００３８】
すなわち、従来回路（例えば図７）では、前述のモード２の動作がないため、ＭＯＳトランジスタＳ１をオフ制御するタイミングからＭＯＳトランジスタＳ２をオン制御するタイミングまでの間のデッドタイム期間において、ＭＯＳトランジスタＳ１の寄生容量Ｃ１がチャージされにくくターンオフ動作の高速化に限界を生じ、さらに、ＭＯＳトランジスタＳ２の寄生容量Ｃ２から電力を回収しにくくなっている。
【００３９】
同様に、従来回路ではモード５の動作がないため、ＭＯＳトランジスタＳ２をオフ制御するタイミングからＭＯＳトランジスタＳ１をオン制御するタイミングまでの間のデッドタイム期間において、ＭＯＳトランジスタＳ２の寄生容量Ｃ２がチャージされにくくターンオフ動作の高速化に限界を生じ、さらに、ＭＯＳトランジスタＳ１の寄生容量Ｃ１から電力を回収しにくくなっている。
【００４０】
本実施形態によれば、モード２の動作によって、ＭＯＳトランジスタＳ１の寄生容量Ｃ１をチャージし易くなりターンオフ動作を高速化できる。しかも、ＭＯＳトランジスタＳ２の寄生容量Ｃ２から直流電流源Ｅ２に電力を回収しているため電力使用効率を高くできる。
【００４１】
また、モード５の動作によって、ＭＯＳトランジスタＳ２の寄生容量Ｃ２をチャージし易くなるため、ターンオフ時のスイッチング動作を高速化できる。しかも、ＭＯＳトランジスタＳ１の寄生容量Ｃ１から直流電流源Ｅ１に電力を回収しているため電力使用効率を高くできる。
【００４２】
＜シミュレーションによる実証＞
発明者らはこれらの効果を実証するためシミュレーションを行っている。図４は、シミュレーション条件を示している。図５（ａ）は、従来回路を適用した場合の比較例となるシミュレーション結果を示し、図５（ｂ）は、本実施形態の構成に図４のシミュレーション条件を適用したときのシミュレーション結果（時間経過波形）を示している。
【００４３】
図４に示すように、直流電源源Ｅ１、Ｅ２の出力直流電圧をそれぞれ１４０［Ｖ］、スイッチング周波数を１［ＭＨｚ］、デューティを５０［％］、誘導性負荷Ｌの負荷力率を０．８、ＭＯＳトランジスタＳ１およびＳ２のそれぞれのオン抵抗を８８［ｍΩ］、ＭＯＳトランジスタＳ３およびＳ４のそれぞれのオン抵抗を１１０［ｍΩ］、ＭＯＳトランジスタＳ１、Ｓ２のそれぞれのドレインソース間寄生容量Ｃ１、Ｃ２を何れも８１０［ｐＦ］、ＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４のそれぞれのドレインソース間寄生容量Ｃ３，Ｃ４を何れも２８０［ｐＦ］、ＭＯＳトランジスタＳ１〜Ｓ４の閾値電圧Ｖｆを何れも１［Ｖ］、ＭＯＳトランジスタＳ１およびＳ２間のオンオフタイミングのデッドタイムを５０［ｎｓ］としている。
【００４４】
図５（ａ）に示す従来回路（図７）のシミュレーション結果では、寄生インダクタンスおよび寄生容量に応じた振動成分が重畳され、さらに負荷電流ｉLが損失の影響を受けており理想から離れた波形を示している。図５（ｂ）に示す本実施形態のシミュレーション結果では、入力電力を効率的に誘導性負荷Ｌに伝達する理想に近い波形を示している。図６は、効率(Efficiency)−出力特性を示している。なお、効率は、有効電力／入力電力で定義している。この図６に示すように、特に出力が５００［Ｗ］未満のときに、ターンオフ時のスイッチング損失の低減作用と電流の回生効果に応じて図１に示す回路の効率を向上できることが確認できた。
【００４５】
本実施形態によれば、モード１〜モード３において、誘導性負荷Ｌの通電方向が第１方向（図示左方向）であるとき、モード２においてＭＯＳトランジスタＳ１にオフ制御信号を印加するときには、モード３でＭＯＳトランジスタＳ２にオン制御信号を印加するまでの間に、第１方向と同一方向に通電するようにＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４に制御信号（Ｓ３＝オン制御信号：Ｓ４＝オフ制御信号）を一方向通電制御信号として印加する。すると、誘導性負荷Ｌに関わらずＭＯＳトランジスタＳ１のオフ時のドレインソース間寄生容量Ｃ１を素早く充電できる。これにより、ターンオフ時のスイッチング速度を高速化できる。
【００４６】
モード４〜モード６において、誘導性負荷Ｌの通電方向が第２方向（図示右方向）であるとき、モード５においてＭＯＳトランジスタＳ２にオフ制御信号を印加するときには、モード６においてＭＯＳトランジスタＳ１にオン制御信号を印加するまでの間に、第２方向と同一方向に通電するようにＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４に制御信号（Ｓ３＝オフ制御信号：Ｓ４＝オン制御信号）を一方向通電制御信号として印加する。すると、ＭＯＳトランジスタＳ２のオフ時のドレインソース間寄生容量Ｃ２を素早く充電できる。これにより、特にターンオフ時のスイッチング速度を高速化できる。また、スイッチング速度を向上できるためスイッチング損を低減でき、しかも、寄生容量Ｃ１、Ｃ２の蓄積電力を回生できるため、主に５００［Ｗ］未満の低出力条件において効率を向上できることがシミュレーション上でも確認できる。
【００４７】
本実施形態では、モード２ではＳ３＝オンおよびＳ４＝オフとし、モード５ではＳ４＝オンおよびＳ３＝オフとしているが、これらのモード２、モード５では何れもＳ３＝Ｓ４＝オンとしても良い。これは、各寄生容量Ｃ１、Ｃ２を素早く充電できれば良いためであり、何れのＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４をオン制御したとしても動作にほぼ影響ないことが確認されているためである。しかし、ＭＯＳトランジスタＳ１およびＳ２をオンする前に、ＭＯＳトランジスタＳ３およびＳ４をオフすると、第１電源Ｅ１もしくは第２電源Ｅ２を短絡させる虞をなくすことができ信頼性を向上できる。
【００４８】
本実施形態では、モード２では、Ｓ３＝オン、Ｓ４＝オフとしているため、電流はＭＯＳトランジスタＳ３およびダイオードＤ４を通じて第１方向（図示左方向）に通電され、モード４で誘導性負荷Ｌに逆方向通電したときにはダイオードＤ４の逆流防止作用により逆流阻止される。このため、モード３またはモード４内の何れのタイミングでＭＯＳトランジスタＳ３をオフ制御しても良くなる。したがって、ＭＯＳトランジスタＳ３のオフタイミングを厳密に制御する必要がなくなる。
【００４９】
同様に、モード５では、Ｓ３＝オフ、Ｓ４＝オンとしているため、電流はＭＯＳトランジスタＳ４およびダイオードＤ３を通じて一方向に通電され、モード６で誘導性負荷Ｌに逆方向通電したときにはダイオードＤ３の逆流防止作用により逆流阻止される。このため、モード６またはモード１内の何れのタイミングでＭＯＳトランジスタＳ４をオフ制御しても良い。したがって、ＭＯＳトランジスタＳ４のオフタイミングを厳密に制御する必要がなくなる。これによりタイミング制御の時間的自由度が向上する。
【００５０】
このようにして、低出力におけるターンオフ時のスイッチング速度を高くできると共に、ターンオン時にはＭＯＳトランジスタＳ１，Ｓ２のドレインソース間寄生容量Ｃ１，Ｃ２の蓄積電力を電源側に回生できる。
【００５１】
主スイッチ、補助スイッチとしてＭＯＳトランジスタＳ１〜Ｓ４を適用したが、発明ではその他の各種スイッチ（スイッチング素子（ＩＧＢＴなど））を適用しても良い。
【符号の説明】
【００５２】
図面中、１はハーフブリッジ回路、Ｓ１、Ｓ２はＭＯＳトランジスタ（主スイッチ）、Ｓ３、Ｓ４はＭＯＳトランジスタ（補助スイッチ）、Ｄ１〜Ｄ４はダイオード、Ｌは誘導性負荷、Ｅ１、Ｅ２は直流電流源、ＣＯＮは制御回路（制御手段）を示す。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に油圧ポンプや空調機ファンなどに好適なハーフブリッジ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＭＯＳトランジスタ（主スイッチに相当）の損失を低減して効率を高めるため、ターンオン時間、ターンオフ時間を短縮することが求められている。ここで、ＭＯＳトランジスタのターンオン時間は、ゲート入力容量を高速充電することで短縮できる（例えば、非特許文献１参照）。しかし、ターンオフ時間は、ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間容量を充電する時間に応じて決定され、この特性はＭＯＳトランジスタの素子特性に依存するため、制御回路側で制御することは困難である。
【０００３】
図７は、従来のハーフブリッジ回路例を示している。この図７に示す回路では、ターンオフ時間は、主に、ＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース間容量と、ＭＯＳトランジスタを流れるドレイン電流と、駆動回路からＭＯＳトランジスタのゲートまでの間にあるゲート抵抗に応じて決定される。したがって、制御回路ＣＯＮの制御動作を改良しても、より高速にスイッチング動作させることが困難と考えられる。このため、スイッチング損失の低減効果に限界を生じている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】矢島、野口、「インダクタインパルス重畳方式による超高速スイッチング素子の駆動回路」、電気学会全国大会Ｎｏ．４、２００８年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特に、低出力においてはドレイン電流が少なく、ターンオフ時のスイッチング速度を向上できていないという課題を生じていた。
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、低出力におけるターンオフ時のスイッチング速度を速められるようにしたハーフブリッジ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１、２に係る発明は、第１および第２電源線間に第１電源および第２電源が直列接続されると共に第１および第２主スイッチが直列接続されており、第１電源および第２電源の共通接続線になる第３電源線と第１および第２主スイッチの共通接続点との間に接続された誘導性負荷を駆動するハーフブリッジ回路を対象としている。この請求項１に係る発明によれば、補助スイッチが第３電源線と第１および第２主スイッチの共通接続点との間に直列接続されると共に誘導性負荷に並列接続され、一方向通電制御信号が与えられると第３電源線および共通接続点間を何れか一方向に通電する。
【０００７】
制御手段が、第１ないし第２主スイッチの制御端子にそれぞれ制御信号を印加することで誘導性負荷を駆動するときには、誘導性負荷に通電する方向が第１方向であるとき第１主スイッチにオフ制御信号を印加するときには、第２主スイッチにオン制御信号を印加するまでの間に、第１方向と同一方向に通電するように補助スイッチに一方向通電制御信号を印加する。すると、誘導性負荷の電流値に関わらず、第１主スイッチを第１電源と短絡することができ、第１主スイッチのドレイン−ソース間容量を高速に充電することができる。
【０００８】
そして、制御手段は、誘導性負荷に通電する方向が第１方向とは逆方向である第２方向であるときに、第２主スイッチにオフ制御信号を印加するときには、第１主スイッチにオン制御信号を印加するまでの間に、第２方向と同一方向に通電するように補助スイッチに一方向通電制御信号を印加する。すると、第１主スイッチのときと同様に、第２主スイッチのドレイン−ソース間容量を高速に充電することができる。これにより、特に低出力におけるターンオフ時のスイッチング速度を速められる。
【０００９】
例えば２つのＭＯＳトランジスタを用いて補助スイッチを構成した場合、双方の補助スイッチをオンしても良いが、この場合、第１ないし第２主スイッチをオンする前に、補助スイッチをオフすると、第１電源もしくは第２電源を短絡させる虞をなくすことができ信頼性を向上できる。
【００１０】
そこで請求項２記載の発明によれば、制御手段が、補助スイッチに一方向通電制御信号を印加するときには、一方のＭＯＳトランジスタにオン制御信号を印加することで、一方のＭＯＳトランジスタのチャネルおよび他方向にＭＯＳトランジスタに逆並列接続されたダイオードを通じて一方向に通電するため、誘導性負荷に逆方向通電したときにはダイオードの逆流防止作用により逆流阻止される。このため、補助スイッチを構成するＭＯＳトランジスタのオンオフ制御信号について正確なタイミング制御が要求されなくなり、ＭＯＳトランジスタのオンオフ制御の時間的自由度が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施形態において各モードにおける通電経路を示す電流経路図
【図２】電気的構成図
【図３】各スイッチのオンオフタイミングを示すタイミングチャート
【図４】シミュレーション条件
【図５】シミュレーション結果
【図６】出力効率−負荷電力特性図
【図７】従来例を示す図１相当図
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の一実施形態について図１ないし図６を参照しながら説明する。図２は本実施形態におけるハーフブリッジ回路の電気的構成を示している。このようなハーフブリッジ回路１は、油圧ポンプや空調機ファンなどに用いる単層モータに適用できるものである。
【００１３】
図２に示すように、ハーフブリッジ回路１は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＳ１（第１主スイッチ）およびＳ２（第２主スイッチ）、補助スイッチとなるＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＳ３およびＳ４に、制御回路（制御手段）ＣＯＮを接続して構成されており、直流電圧源Ｅ１、Ｅ２の直流電源電圧を得て、制御回路ＣＯＮから各ＭＯＳトランジスタＳ１〜Ｓ４に制御信号を印加することで誘導性負荷Ｌを駆動制御する。制御回路ＣＯＮは、例えばマイクロコンピュータなどの電子回路を具備して構成される。
【００１４】
第１電源となる直流電圧源Ｅ１は例えば商用交流電源を整流、平滑して直流電圧を取得するものであり、例えば約１４０Ｖ直流電圧を出力する。同様に、第２電源となる直流電圧源Ｅ２も商用交流電源を整流、平滑して直流電圧を取得するものであり、例えば約１４０Ｖの直流電圧を出力する。
【００１５】
直流電圧源Ｅ１の低電位側ノードは直流電圧源Ｅ２の高電位側ノードとノードＮ３（第３電源線に相当）で共通接続されている。ノードＮ３の電位を基準として直流電圧源Ｅ１の正の直流電圧が第１電源線Ｎ１に与えられている。ノードＮ３の電位を基準として直流電圧源Ｅ２の負の直流電圧が第２電源線Ｎ２に与えられている。
【００１６】
第１電源線Ｎ１と第２電源線Ｎ２との間には、ＭＯＳトランジスタＳ１（第１主スイッチ）のドレイン−ソース間と、ＭＯＳトランジスタＳ２（第２主スイッチ）のドレイン−ソース間とが直列接続されている。
【００１７】
これらのＭＯＳトランジスタＳ１、Ｓ２は、それぞれ、寄生ダイオード（ボディダイオード）Ｄ１、Ｄ２が逆並列接続されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴにより構成されている。
【００１８】
ＭＯＳトランジスタＳ１のソースとＭＯＳトランジスタＳ２のドレインの共通接続ノードＮ４と、ノードＮ３との間には誘導性負荷Ｌが接続されている。また、ノードＮ３およびＮ４間には、補助スイッチとなるＭＯＳトランジスタＳ３およびＳ４が直列接続されている。これらのＭＯＳトランジスタＳ３およびＳ４は誘導性負荷Ｌに並列接続されている。これらのＭＯＳトランジスタＳ３，Ｓ４は、ソースを共通接続すると共に対称的に接続した形態で用いられている。これらのＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４は、それぞれ、ボディダイオード（寄生ダイオード）Ｄ３，Ｄ４が逆並列接続されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴにより構成され、何れか一方のみがオンしているときには、これに応じた一方向（図示右方向または図示左方向）にのみ通電可能になる。
【００１９】
例えば、ＭＯＳトランジスタＳ３がオン、ＭＯＳトランジスタＳ４がオフしているときには、電流はＭＯＳトランジスタＳ３およびダイオードＤ４の順方向を通じて図示左方向のみに通電可能となり、その逆方向の図示右方向には電流は遮断される。
【００２０】
また逆に、ＭＯＳトランジスタＳ４がオン、ＭＯＳトランジスタＳ３がオフしているときには、電流はＭＯＳトランジスタＳ４およびダイオードＤ３の順方向を通じて図示右方向のみに通電可能となり、その逆方向の図示左方向には電流は遮断される。
【００２１】
したがって、これらのＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４は、２素子合わせて一方向通電制御可能な双方向スイッチとして機能し、当該ＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４に一方向制御信号が与えられるとこれに応じた方向に通電可能となる。
【００２２】
なお、本実施形態では、ターンオフ時におけるＭＯＳトランジスタＳ１のドレインソース間寄生容量Ｃｄｓの充電速度を速めることを特徴としているため、図２には本実施形態に係る特徴を理解し易くするため、各ＭＯＳトランジスタＳ１、Ｓ２のドレインソース間寄生容量Ｃ１、Ｃ２をそれぞれ図示している。
【００２３】
上記構成の作用、動作について図１乃至図６を参照しながら説明する。図３は、各ＭＯＳトランジスタＳ１〜Ｓ４に与えられるオン制御信号、オフ制御信号のタイミングの一例を示している。この図３では、６つのモード(Mode)に分けて各動作期間を定めている。
【００２４】
以下、本実施形態の各モードにおける各ＭＯＳトランジスタのオンオフ状態を示す。
モード１：Ｓ１＝オン、Ｓ２＝オフ、Ｓ３＝オフ、Ｓ４＝オン→オフ
モード２：Ｓ１＝オフ、Ｓ２＝オフ、Ｓ３＝オフ→オン、Ｓ４＝オフ
モード３：Ｓ１＝オフ、Ｓ２＝オン、Ｓ３＝オン、Ｓ４＝オフ
モード４：Ｓ１＝オフ、Ｓ２＝オン、Ｓ３＝オン→オフ、Ｓ４＝オフ
モード５：Ｓ１＝オフ、Ｓ２＝オフ、Ｓ３＝オフ、Ｓ４＝オフ→オン
モード６：Ｓ１＝オン、Ｓ２＝オフ、Ｓ３＝オフ、Ｓ４＝オン
ＭＯＳトランジスタＳ１のオン期間（モード６、モード１）と、ＭＯＳトランジスタＳ２のオン期間（モード３、モード４）との間には、所定のデッドタイムが設けられている（モード２、モード５参照）。
【００２５】
ＭＯＳトランジスタＳ３のオンタイミング（オン制御信号の印加タイミング）は、ＭＯＳトランジスタＳ１のオフタイミング（オフ制御信号の印加タイミング）からＭＯＳトランジスタＳ２のオンタイミングまでの間であり、所謂デッドタイム期間（モード２）内に行われる。
【００２６】
この場合、ＭＯＳトランジスタＳ１のオフタイミング直後にＭＯＳトランジスタＳ３をオンすることが望ましくＭＯＳトランジスタＳ１のオフタイミングおよびＭＯＳトランジスタＳ３のオンタイミングは極力一致させることが望ましい。
【００２７】
ＭＯＳトランジスタＳ４のオンタイミングも同様に、ＭＯＳトランジスタＳ２のオフタイミングからＭＯＳトランジスタＳ１のオンタイミングまでの間であり、所謂デッドタイム期間（モード５）内に行われる。この場合、ＭＯＳトランジスタＳ２のオフタイミング直後にＭＯＳトランジスタＳ４をオンすることが望ましく、ＭＯＳトランジスタＳ２のオフタイミングおよびＭＯＳトランジスタＳ４のオンタイミングは極力一致させることが望ましい。また、ＭＯＳトランジスタＳ３のオフ制御は、モード３もしくはモード４の期間中に任意のタイミングで行えば良い。同様に、ＭＯＳトランジスタＳ４のオフ制御は、モード６もしくはモード１の期間中に任意のタイミングで行えば良い。
【００２８】
図１は、各モードにおける動作状態を示している。図１に示すように、モード１では、ＭＯＳトランジスタＳ１がオンしているため、直流電流源Ｅ１からＭＯＳトランジスタＳ１を通じて誘導性負荷Ｌに図示左方向に向けて電流が流れる。ノードＮ４の電位は、おおよそノードＮ３の電位に直流電流源Ｅ１の直流電圧を加算した電位となる。電流は、図示左方向に向けて誘導性負荷Ｌに流れるため、ＭＯＳトランジスタＳ３がオフしていればＭＯＳトランジスタＳ４がオンしてもオフしてもＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４（およびダイオードＤ３、Ｄ４）を通じた経路には電流が流れない。
【００２９】
モード２では、ＭＯＳトランジスタＳ１をオフ制御した直後にＭＯＳトランジスタＳ３をオン制御するため、直流電流源Ｅ１からＭＯＳトランジスタＳ１の寄生容量Ｃ１、ＭＯＳトランジスタＳ３およびダイオードＤ４を通じて図示左方向に向けて電流が流れる（図１の実線参照）。するとＭＯＳトランジスタＳ１の寄生容量Ｃ１を高速充電できる。
【００３０】
図３に示すように、モード５，６，１の間、ＭＯＳトランジスタＳ２はオフするためＭＯＳトランジスタＳ２のドレインソース間の寄生容量Ｃ２はモード５，６，１中に充電されている。モード２では、モード５，６，１中に蓄積された寄生容量Ｃ２の電荷がＭＯＳトランジスタＳ３およびダイオードＤ４を通じて回収（回生）される。
【００３１】
また、モード１で誘導性負荷Ｌに蓄積されたエネルギーは、モード２において誘導性負荷Ｌ−直流電流源Ｅ１−寄生容量Ｃ１の経路、誘導性負荷Ｌ−直流電流源Ｅ２−寄生容量Ｃ２の経路の両経路で還流する。モード２においてノードＮ４の電位はおおよそノードＮ３の電位と同等の電位に急峻に低下する。
【００３２】
モード３では、ＭＯＳトランジスタＳ２をオン制御することで、誘導性負荷Ｌ−直流電流源Ｅ２−ＭＯＳトランジスタＳ２（寄生ダイオードＤ２）の経路で還流電流が流れ還流モードが維持される。このモード３では寄生ダイオードＤ２に還流電流が流れる。
【００３３】
モード４では、還流モードが終了し、電流が直流電流源Ｅ２−誘導性負荷Ｌ−ＭＯＳトランジスタＳ２の経路で流れ、誘導性負荷Ｌには図示右方向に流れる。ノードＮ４の電位は、おおよそ第２電源線Ｎ２の電位と同等の電位となる。電流は、図示右方向に向けて誘導性負荷Ｌに流れるため、ＭＯＳトランジスタＳ４がオフしていればＭＯＳトランジスタＳ３がオンしてもオフしてもＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４（およびダイオードＤ３、Ｄ４）を通じた経路には電流が流れない。
【００３４】
モード５では、ＭＯＳトランジスタＳ２をオフ制御した直後にＭＯＳトランジスタＳ４をオン制御するため、直流電流源Ｅ１からダイオードＤ３−ＭＯＳトランジスタＳ４−ＭＯＳトランジスタＳ２の寄生容量Ｃ２の経路で電流が流れることで寄生容量Ｃ２を高速充電できる。
【００３５】
図３に示すように、モード２，３，４の間、ＭＯＳトランジスタＳ１はオフするためＭＯＳトランジスタＳ１のドレインソース間の寄生容量Ｃ１はこれらのモード２，３，４の間に充電されている。モード５では、モード２，３，４の間に蓄積された寄生容量Ｃ１の電荷がＭＯＳトランジスタＳ４およびダイオードＤ３を通じて回収（回生）される。したがって、寄生容量Ｃ１の蓄積エネルギーは寄生容量Ｃ１−直流電流源Ｅ１−ＭＯＳトランジスタＳ４の経路で直流電流源Ｅ１に回収される。
【００３６】
また、モード４で誘導性負荷Ｌに蓄積されたエネルギーは、モード５において誘導性負荷Ｌ−寄生容量Ｃ１−直流電流源Ｅ１の経路、誘導性負荷Ｌ−寄生容量Ｃ２−直流電流源Ｅ２の経路の２経路で還流する。モード５においてノードＮ４の電位はおおよそノードＮ３の電位と同等の電位に急峻に上昇する。
【００３７】
モード６では、ＭＯＳトランジスタＳ１をオン制御することで、誘導性負荷Ｌ−ＭＯＳトランジスタＳ１（寄生ダイオードＤ１）−直流電流源Ｅ１の経路で還流電流が流れ、還流モードが維持される。このモード６においては寄生ダイオードＤ１に還流電流が流れる。モード６の還流モードが終了すると、モード１に戻り、モード１〜モード６の６つの動作が繰り返される。
【００３８】
すなわち、従来回路（例えば図７）では、前述のモード２の動作がないため、ＭＯＳトランジスタＳ１をオフ制御するタイミングからＭＯＳトランジスタＳ２をオン制御するタイミングまでの間のデッドタイム期間において、ＭＯＳトランジスタＳ１の寄生容量Ｃ１がチャージされにくくターンオフ動作の高速化に限界を生じ、さらに、ＭＯＳトランジスタＳ２の寄生容量Ｃ２から電力を回収しにくくなっている。
【００３９】
同様に、従来回路ではモード５の動作がないため、ＭＯＳトランジスタＳ２をオフ制御するタイミングからＭＯＳトランジスタＳ１をオン制御するタイミングまでの間のデッドタイム期間において、ＭＯＳトランジスタＳ２の寄生容量Ｃ２がチャージされにくくターンオフ動作の高速化に限界を生じ、さらに、ＭＯＳトランジスタＳ１の寄生容量Ｃ１から電力を回収しにくくなっている。
【００４０】
本実施形態によれば、モード２の動作によって、ＭＯＳトランジスタＳ１の寄生容量Ｃ１をチャージし易くなりターンオフ動作を高速化できる。しかも、ＭＯＳトランジスタＳ２の寄生容量Ｃ２から直流電流源Ｅ２に電力を回収しているため電力使用効率を高くできる。
【００４１】
また、モード５の動作によって、ＭＯＳトランジスタＳ２の寄生容量Ｃ２をチャージし易くなるため、ターンオフ時のスイッチング動作を高速化できる。しかも、ＭＯＳトランジスタＳ１の寄生容量Ｃ１から直流電流源Ｅ１に電力を回収しているため電力使用効率を高くできる。
【００４２】
＜シミュレーションによる実証＞
発明者らはこれらの効果を実証するためシミュレーションを行っている。図４は、シミュレーション条件を示している。図５（ａ）は、従来回路を適用した場合の比較例となるシミュレーション結果を示し、図５（ｂ）は、本実施形態の構成に図４のシミュレーション条件を適用したときのシミュレーション結果（時間経過波形）を示している。
【００４３】
図４に示すように、直流電源源Ｅ１、Ｅ２の出力直流電圧をそれぞれ１４０［Ｖ］、スイッチング周波数を１［ＭＨｚ］、デューティを５０［％］、誘導性負荷Ｌの負荷力率を０．８、ＭＯＳトランジスタＳ１およびＳ２のそれぞれのオン抵抗を８８［ｍΩ］、ＭＯＳトランジスタＳ３およびＳ４のそれぞれのオン抵抗を１１０［ｍΩ］、ＭＯＳトランジスタＳ１、Ｓ２のそれぞれのドレインソース間寄生容量Ｃ１、Ｃ２を何れも８１０［ｐＦ］、ＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４のそれぞれのドレインソース間寄生容量Ｃ３，Ｃ４を何れも２８０［ｐＦ］、ＭＯＳトランジスタＳ１〜Ｓ４の閾値電圧Ｖｆを何れも１［Ｖ］、ＭＯＳトランジスタＳ１およびＳ２間のオンオフタイミングのデッドタイムを５０［ｎｓ］としている。
【００４４】
図５（ａ）に示す従来回路（図７）のシミュレーション結果では、寄生インダクタンスおよび寄生容量に応じた振動成分が重畳され、さらに負荷電流ｉLが損失の影響を受けており理想から離れた波形を示している。図５（ｂ）に示す本実施形態のシミュレーション結果では、入力電力を効率的に誘導性負荷Ｌに伝達する理想に近い波形を示している。図６は、効率(Efficiency)−出力特性を示している。なお、効率は、有効電力／入力電力で定義している。この図６に示すように、特に出力が５００［Ｗ］未満のときに、ターンオフ時のスイッチング損失の低減作用と電流の回生効果に応じて図１に示す回路の効率を向上できることが確認できた。
【００４５】
本実施形態によれば、モード１〜モード３において、誘導性負荷Ｌの通電方向が第１方向（図示左方向）であるとき、モード２においてＭＯＳトランジスタＳ１にオフ制御信号を印加するときには、モード３でＭＯＳトランジスタＳ２にオン制御信号を印加するまでの間に、第１方向と同一方向に通電するようにＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４に制御信号（Ｓ３＝オン制御信号：Ｓ４＝オフ制御信号）を一方向通電制御信号として印加する。すると、誘導性負荷Ｌに関わらずＭＯＳトランジスタＳ１のオフ時のドレインソース間寄生容量Ｃ１を素早く充電できる。これにより、ターンオフ時のスイッチング速度を高速化できる。
【００４６】
モード４〜モード６において、誘導性負荷Ｌの通電方向が第２方向（図示右方向）であるとき、モード５においてＭＯＳトランジスタＳ２にオフ制御信号を印加するときには、モード６においてＭＯＳトランジスタＳ１にオン制御信号を印加するまでの間に、第２方向と同一方向に通電するようにＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４に制御信号（Ｓ３＝オフ制御信号：Ｓ４＝オン制御信号）を一方向通電制御信号として印加する。すると、ＭＯＳトランジスタＳ２のオフ時のドレインソース間寄生容量Ｃ２を素早く充電できる。これにより、特にターンオフ時のスイッチング速度を高速化できる。また、スイッチング速度を向上できるためスイッチング損を低減でき、しかも、寄生容量Ｃ１、Ｃ２の蓄積電力を回生できるため、主に５００［Ｗ］未満の低出力条件において効率を向上できることがシミュレーション上でも確認できる。
【００４７】
本実施形態では、モード２ではＳ３＝オンおよびＳ４＝オフとし、モード５ではＳ４＝オンおよびＳ３＝オフとしているが、これらのモード２、モード５では何れもＳ３＝Ｓ４＝オンとしても良い。これは、各寄生容量Ｃ１、Ｃ２を素早く充電できれば良いためであり、何れのＭＯＳトランジスタＳ３、Ｓ４をオン制御したとしても動作にほぼ影響ないことが確認されているためである。しかし、ＭＯＳトランジスタＳ１およびＳ２をオンする前に、ＭＯＳトランジスタＳ３およびＳ４をオフすると、第１電源Ｅ１もしくは第２電源Ｅ２を短絡させる虞をなくすことができ信頼性を向上できる。
【００４８】
本実施形態では、モード２では、Ｓ３＝オン、Ｓ４＝オフとしているため、電流はＭＯＳトランジスタＳ３およびダイオードＤ４を通じて第１方向（図示左方向）に通電され、モード４で誘導性負荷Ｌに逆方向通電したときにはダイオードＤ４の逆流防止作用により逆流阻止される。このため、モード３またはモード４内の何れのタイミングでＭＯＳトランジスタＳ３をオフ制御しても良くなる。したがって、ＭＯＳトランジスタＳ３のオフタイミングを厳密に制御する必要がなくなる。
【００４９】
同様に、モード５では、Ｓ３＝オフ、Ｓ４＝オンとしているため、電流はＭＯＳトランジスタＳ４およびダイオードＤ３を通じて一方向に通電され、モード６で誘導性負荷Ｌに逆方向通電したときにはダイオードＤ３の逆流防止作用により逆流阻止される。このため、モード６またはモード１内の何れのタイミングでＭＯＳトランジスタＳ４をオフ制御しても良い。したがって、ＭＯＳトランジスタＳ４のオフタイミングを厳密に制御する必要がなくなる。これによりタイミング制御の時間的自由度が向上する。
【００５０】
このようにして、低出力におけるターンオフ時のスイッチング速度を高くできると共に、ターンオン時にはＭＯＳトランジスタＳ１，Ｓ２のドレインソース間寄生容量Ｃ１，Ｃ２の蓄積電力を電源側に回生できる。
【００５１】
主スイッチ、補助スイッチとしてＭＯＳトランジスタＳ１〜Ｓ４を適用したが、発明ではその他の各種スイッチ（スイッチング素子（ＩＧＢＴなど））を適用しても良い。
【符号の説明】
【００５２】
図面中、１はハーフブリッジ回路、Ｓ１、Ｓ２はＭＯＳトランジスタ（主スイッチ）、Ｓ３、Ｓ４はＭＯＳトランジスタ（補助スイッチ）、Ｄ１〜Ｄ４はダイオード、Ｌは誘導性負荷、Ｅ１、Ｅ２は直流電流源、ＣＯＮは制御回路（制御手段）を示す。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電源および第２電源が直列接続される第１および第２電源線間に対し直列接続された第１および第２主スイッチを備え、前記第１電源および前記第２電源の共通接続線になる第３電源線と前記第１および第２主スイッチの共通接続点との間に接続された誘導性負荷を駆動するハーフブリッジ回路であって、
前記第３電源線と前記第１および第２主スイッチの共通接続点との間に直列接続されると共に前記誘導性負荷に並列接続され、一方向通電制御信号が与えられると前記第３電源線および前記共通接続点間を何れか一方向に通電する補助スイッチと、
制御回路と、を備え、
前記制御手段が前記第１ないし第２主スイッチの制御端子にそれぞれ制御信号を印加することで前記誘導性負荷を駆動するときには、
前記誘導性負荷に通電する方向が第１方向であるとき前記第１主スイッチにオフ制御信号を印加するときには、前記第２主スイッチにオン制御信号を印加するまでの間に、前記第１方向と同一方向に通電するように前記補助スイッチに一方向通電制御信号を印加し、
前記誘導性負荷に通電する方向が第１方向とは逆方向である第２方向であるときに前記第２主スイッチにオフ制御信号を印加するときには、前記第１主スイッチにオン制御信号を印加するまでの間に、前記第２方向と同一方向に通電するように前記補助スイッチに一方向通電制御信号を印加することを特徴とするハーフブリッジ回路。
【請求項２】
前記補助スイッチは、ダイオードが逆並列接続されたＭＯＳトランジスタのソースを共通接続すると共に対称接続した２つのＭＯＳトランジスタを備え、
前記制御手段が、前記補助スイッチに一方向通電制御信号を印加するときには、
一方の前記ＭＯＳトランジスタにオン制御信号を印加すると共に他方の前記ＭＯＳトランジスタにオフ制御信号を印加することで、前記一方のＭＯＳトランジスタおよび前記他方のＭＯＳに逆並列接続されたダイオードを通じて一方向に通電することを特徴とする請求項１記載のハーフブリッジ回路。
【請求項１】
第１電源および第２電源が直列接続される第１および第２電源線間に対し直列接続された第１および第２主スイッチを備え、前記第１電源および前記第２電源の共通接続線になる第３電源線と前記第１および第２主スイッチの共通接続点との間に接続された誘導性負荷を駆動するハーフブリッジ回路であって、
前記第３電源線と前記第１および第２主スイッチの共通接続点との間に直列接続されると共に前記誘導性負荷に並列接続され、一方向通電制御信号が与えられると前記第３電源線および前記共通接続点間を何れか一方向に通電する補助スイッチと、
制御回路と、を備え、
前記制御手段が前記第１ないし第２主スイッチの制御端子にそれぞれ制御信号を印加することで前記誘導性負荷を駆動するときには、
前記誘導性負荷に通電する方向が第１方向であるとき前記第１主スイッチにオフ制御信号を印加するときには、前記第２主スイッチにオン制御信号を印加するまでの間に、前記第１方向と同一方向に通電するように前記補助スイッチに一方向通電制御信号を印加し、
前記誘導性負荷に通電する方向が第１方向とは逆方向である第２方向であるときに前記第２主スイッチにオフ制御信号を印加するときには、前記第１主スイッチにオン制御信号を印加するまでの間に、前記第２方向と同一方向に通電するように前記補助スイッチに一方向通電制御信号を印加することを特徴とするハーフブリッジ回路。
【請求項２】
前記補助スイッチは、ダイオードが逆並列接続されたＭＯＳトランジスタのソースを共通接続すると共に対称接続した２つのＭＯＳトランジスタを備え、
前記制御手段が、前記補助スイッチに一方向通電制御信号を印加するときには、
一方の前記ＭＯＳトランジスタにオン制御信号を印加すると共に他方の前記ＭＯＳトランジスタにオフ制御信号を印加することで、前記一方のＭＯＳトランジスタおよび前記他方のＭＯＳに逆並列接続されたダイオードを通じて一方向に通電することを特徴とする請求項１記載のハーフブリッジ回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１３−５１８４３（Ｐ２０１３−５１８４３Ａ）
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８８９７０（Ｐ２０１１−１８８９７０）
【出願日】平成２３年８月３１日（２０１１．８．３１）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月３１日（２０１１．８．３１）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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