ハーモニックリジェクションミキサ及び位相調整方法
【課題】製造ばらつき等により発生するローカル信号の位相誤差を補正し、高精度なハーモニックリジェクション抑圧特性を得ることができるハーモニックリジェクションミキサ及び位相調整方法を提供すること
【解決手段】本発明にかかるハーモニックリジェクションミキサは、位相が異なる第１〜第３のローカル信号（ＬＯ）を用いて無線周波数信号の周波数を変換するハーモニックリジェクションミキサであって、第１のＬＯと第２のＬＯの位相差を検出する位相差検出回路２１と、第１のＬＯと第３のＬＯの位相差を検出する位相差検出回路２２と、位相差検出回路２１において検出された位相差が第１の位相差となるように、第２のＬＯの位相を調整する位相調整回路１１と、位相差検出回路２２において検出された位相差が第２の位相差となるように、第３のＬＯの位相を調整する位相調整回路１２と、を備えるものである。
【解決手段】本発明にかかるハーモニックリジェクションミキサは、位相が異なる第１〜第３のローカル信号（ＬＯ）を用いて無線周波数信号の周波数を変換するハーモニックリジェクションミキサであって、第１のＬＯと第２のＬＯの位相差を検出する位相差検出回路２１と、第１のＬＯと第３のＬＯの位相差を検出する位相差検出回路２２と、位相差検出回路２１において検出された位相差が第１の位相差となるように、第２のＬＯの位相を調整する位相調整回路１１と、位相差検出回路２２において検出された位相差が第２の位相差となるように、第３のＬＯの位相を調整する位相調整回路１２と、を備えるものである。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はハーモニックリジェクションミキサ及び位相調整方法に関し、特にフィードバック制御を用いたハーモニックリジェクションミキサ及びそのハーモニックリジェクションミキサにおいて用いられる位相調整方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のゲートの微細加工技術により、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）トランジスタがギガヘルツのＲＦ（Radio Frequency）帯へ適用されている。これにより、ＣＭＯＳプロセスを使用した無線システムＬＳＩが一般的に作られるようになっている。トランジスタの微細加工技術により高い動作周波数が得られる一方で微細化によるプロセスばらつきが大きくなっている。このようにして発生したプロセスばらつきによる特性劣化をどういう形で補償していくかが、アナログ高周波回路集積化の課題となってきている。
【０００３】
ここで、特に広い信号帯域を有する放送、通信システムにおける受信器の構成について説明する。図８における受信器は、アンテナ２００と、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）２０１と、ミキサ２０２と、信号源２０３と、フィルタ２０４と、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）２０５と、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）２０６とを備えている。図７に示されるように、アンテナ２００から所望信号ｆＲＦ（Ｈｚ）を受信した際に、帯域内妨害波信号としてｆＲＦ×３倍、ｆＲＦ×５倍等の高調波が妨害波信号として入ってくる場合がある。このような場合、信号源２０３から出力されるＬＯ（ローカル）信号の高調波成分（３×ｆＬＯ、５×ｆＬＯ）と妨害波信号とがミキシングして所望の受信信号帯域に落ち込んでしまう。これにより受信特性が劣化するという課題がある。
【０００４】
この課題の解決方法の一つとして、非特許文献１には、Ｆ０×ｎ倍（ｎ＝３、５）を抑圧することができるハーモニックリジェクションミキサ回路の構成が開示されている。図９を用いて非特許文献１に開示されているハーモニックリジェクションミキサ回路の構成を説明する。本図におけるハーモニックリジェクションミキサ回路は、ＬＯ（ローカル）信号源３０１と、４分周器型移相器３０２と、リミッタアンプ３０３乃至３０５と、ミキサ回路３０６乃至３０８と、利得加算器３０９乃至３１１とを備えている。また、図１０及び図１１を用いて一般的なハーモニックリジェクションミキサ回路の動作について説明する。
【０００５】
ＬＯ信号源３０１から出力されるＬＯ信号を理想的な矩形波信号とすると、矩形波信号は次の式を用いて表わされる。
【０００６】
【数１】
【０００７】
また、ＬＯ信号波形とフーリエ変換との関係は、次の式を用いて表わされる。
【０００８】
【数２】
【０００９】
このＬＯ信号とＲＦ信号との両者をミキサ回路３０６〜３０８に入力すると、図１０に示されるように、奇数倍のミキシングされた信号成分が出力される。一般的な受信器の場合、３倍（３次）、５倍（５次）の高調波の信号成分が、受信特性を劣化させる成分となる。そのため、三角関数の性質を利用し図１１及び図１２のように４５度、９０度位相差を持つＬＯ信号をＬＯ１＋√（２）×ＬＯ２＋ＬＯ３として信号をかけ合わせることにより３次、５次の信号成分がキャンセルされる。ＬＯ１は基準となるＬＯ信号であり、ＬＯ２は、ＬＯ１と４５度の位相差を持つＬＯ信号であり、ＬＯ３は、ＬＯ１と９０度の位相差を持つＬＯ信号である。
【００１０】
具体的には、ＬＯ信号として０度位相差信号をＶＬＯ＿０とし、４５度位相差信号をＶＬＯ＿４５とし、９０度位相差信号をＶＬＯ＿９０として、各ＬＯ信号の周波数成分を計算すると、次の式を用いて表わされる。
【００１１】
【数３】
【００１２】
【数４】
【００１３】
【数５】
【００１４】
これらのＬＯ信号をＬＯ１＋√（２）×ＬＯ２＋ＬＯ３の式に代入すると、
【００１５】
【数６】
【００１６】
となり、３次及び５次の成分がキャンセルされ、発生しない。
【００１７】
また、特許文献１においても、上述した方法と同様の方法により高調波を除去する装置の構成が開示されている。また、特許文献２には、多段のフィルタを用いて、素因数２及び３の少なくとも一方を約数に含む整数（２，３，４，６，８，９，・・・）倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧することができる受信器の構成について開示されている。
【００１８】
また、特許文献３には、複数のミキシング信号に、キャリアにより変調されている情報信号を乗算し、乗算された信号に加重係数をそれぞれ加えることにより、高調波成分を抑圧する乗算器デバイスの構成について開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特表２００８−５２３７３４号公報
【特許文献２】特開２０１０−１０９９１８号公報
【特許文献３】特表２００７−５３５８３０号公報
【非特許文献】
【００２０】
【非特許文献１】Jeffrey A. Weldon著、"A 1.75-GHz Highly Integrated Narrow-Band CMOS Transmitter With Harmonic-Rejection Mixers" IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.36, NO.12, DECEMBER 2001
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかし、上述した非特許文献１において、３次及び５次の成分がキャンセルされるのはノイズ、製造ばらつき等が発生しない理想的な場合である（特許文献１乃至３においても同様）。実際にはＬＳＩに集積化した場合の製造ばらつきがあるため、各ＬＯ信号に位相誤差が発生し、３次及び５次成分がキャンセルされないという問題がある。ハーモニックリジェクション抑圧比は次のように示される。以下の式においては、４５度位相差からのずれをα、振幅誤差をβとする。
【００２２】
【数７】
【００２３】
【数８】
【００２４】
図１３に、上記誤差が発生した場合のハーモニック抑圧特性をグラフに示す。ＬＳＩの製造においては、位相誤差、振幅誤差等が生じるため、これらの誤差に応じて抑圧比が劣化し、受信器としての妨害波耐性が劣化する。そのため、受信器において通信することができない場合が生じる。受信システムによって異なるものの、ハーモニックリジェクション比特性は４０〜５０ｄＢｃ以上必要である。そのため、位相誤差でみると１度未満、つまり誤差がほとんどない０．数度の精度が要求され、特性補償する回路構成が必要となってくる。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明の第１の態様にかかるハーモニックリジェクションミキサは、位相がそれぞれ異なる第１、第２、第３のローカル信号を用いて無線周波数信号の周波数を変換するハーモニックリジェクションミキサであって、前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の位相差を検出する第１の位相差検出回路と、前記第１のローカル信号と前記第３のローカル信号の位相差を検出する第２の位相差検出回路と、前記第１の位相差検出回路において検出された位相差が第１の位相差となるように、前記第２のローカル信号の位相を調整する第１の位相調整回路と、前記第２の位相差検出回路において検出された位相差が第２の位相差となるように、前記第３のローカル信号の位相を調整する第２の位相調整回路と、を備えるものである。
【００２６】
このようなハーモニックリジェクションミキサを用いることにより、第１及び第２のローカル信号における位相差と、第１及び第３のローカル信号における位相差とを調整し、位相を調整後のローカル信号を用いて、無線周波数信号の周波数を変換することができる。
【００２７】
本発明の第２の態様にかかる位相調整方法は、位相がそれぞれ異なる第１、第２、第３のローカル信号を用いて無線周波数信号の周波数を変換するハーモニックリジェクションミキサにおける前記第１、第２、第３のローカル信号の位相調整方法であって、前記第１のローカル信号と、前記第１のローカル信号と実質的に同一の位相を有する第１の基準信号との位相差に応じて定まる第１の出力電圧を算出し、前記第１のローカル信号と、前記第１のローカル信号の位相を反転させた第２の基準信号との位相差に応じて定まる第２の出力電圧を算出し、前記第１及び第２の出力電圧を用いて所定の位相差に応じて定まる第３及び第４の出力電圧を算出し、前記第１の出力電圧に応じて前記第１のローカル信号の位相を調整し、前記第３又は第４の出力電圧に応じて、前記第２又は第３のローカル信号の位相を調整するものである。
【００２８】
このような位相調整方法を用いることにより、第１及び第２のローカル信号における位相差と、第１及び第３のローカル信号における位相差とを調整し、位相を調整後のローカル信号を用いて、無線周波数信号の周波数を変換することができる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明により、製造ばらつき等により発生するローカル信号の位相誤差を補正し、高精度なハーモニックリジェクション抑圧特性を得ることができるハーモニックリジェクションミキサ及び位相調整方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】実施の形態１にかかるハーモニックリジェクションミキサの構成図である。
【図２】実施の形態１にかかるハーモニックリジェクションミキサの構成図である。
【図３】実施の形態１にかかるミキサの動作を示す図である。
【図４】実施の形態１にかかるミキサからの出力電圧を示す図である。
【図５】実施の形態２にかかるハーモニックリジェクションミキサの構成図である。
【図６】実施の形態２にかかる制御電圧値の算出処理におけるフローチャートである。
【図７】実施の形態１及び２にかかる位相調整回路の構成図である。
【図８】一般的な受信器の構成図である。
【図９】非特許文献１におけるハーモニックリジェクションミキサの構成図である。
【図１０】非特許文献１におけるミキサが生成する信号成分を示す図である。
【図１１】非特許文献１におけるハーモニックリジェクションミキサの動作原理を示す図である。
【図１２】非特許文献１におけるハーモニックリジェクションミキサの動作原理を示す図である。
【図１３】非特許文献１におけるハーモニックリジェクションミキサの特性劣化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
（実施の形態１）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１を用いて本発明の実施の形態１にかかるハーモニックリジェクションミキサの構成例について説明する。ハーモニックリジェクションミキサは、位相調整回路１１及び１２と、位相差検出回路２１及び２２と、ミキサ３１乃至３３と、利得増幅器４１乃至４３と、加算器４４とを備えている。また、ミキサ３１乃至３３は、無線周波数信号（ＲＦ）を受け取る。さらにハーモニックリジェクションミキサは、ローカル信号１（ＬＯ１）と、ＬＯ１と４５度の位相差を有するローカル信号２（ＬＯ２）と、ＬＯ１と９０度の位相差を有するローカル信号３（ＬＯ３）とを受け取る。
【００３２】
位相差検出回路２１は、ＬＯ１とＬＯ２とを受け取る。ＬＯ２は、位相調整回路１１から出力される。また、位相差検出回路２２は、ＬＯ１とＬＯ３とを受け取る。ＬＯ３は、位相調整回路１２から出力される。位相差検出回路２１は、ＬＯ１とＬＯ２との位相差を検出する。ＬＯ１とＬＯ２との位相差は、理想的には４５度であるが、ノイズ、製造ばらつき等の影響により、実際には４５度±α１（α１：位相誤差）の位相差が発生する。また、位相差検出回路２２も同様に、ＬＯ１とＬＯ３との位相差を検出する。位相差検出回路２２によって検出される位相差は、理想的には９０度であるが、実際には位相差検出回路２１と同様に９０度±α２（α２：位相誤差）の位相差が発生する。
【００３３】
位相差検出回路２１は、検出した位相差を位相調整回路１１へ出力する。位相差検出回路２１は、検出した位相差４５度±α１に関する情報を出力してもよく、位相誤差α１に関する情報を出力してもよい。同様に、位相差検出回路２２は、検出した位相差９０度±α２に関する情報もしくは位相誤差α２に関する情報を、位相調整回路１２へ出力する。
【００３４】
位相調整回路１１は、位相誤差α１を０にするように、入力されるＬＯ２の位相を調整する。位相調整回路１１は、位相を調整したＬＯ２を、ミキサ３２及び位相差検出回路２１へ出力する。また、位相調整回路１２は、位相誤差α２を０にするように、入力されるＬＯ３の位相を調整する。位相調整回路１２は、位相を調整したＬＯ３を、ミキサ３３及び位相差検出回路２２へ出力する。
【００３５】
ミキサ３１は、ＬＯ１とＲＦとをかけ合わせることにより、｜ｆＲＦ±ｆＬＯ１｜にダウンコンバートされた周波数を有する中間周波数信号１（ＩＦ１）を利得増幅器４１へ出力する。ｆＲＦは、ＲＦの周波数を示し、ｆＬＯ１は、ＬＯ１の周波数を示す。ミキサ３２は、位相調整回路１１によってＬＯ１との位相差が０になるように補正されたＬＯ２とＲＦとをかけ合わせることにより、｜ｆＲＦ±ｆＬＯ２｜にダウンコンバートされた周波数を有する中間周波数信号２（ＩＦ２）を利得増幅器４２へ出力する。ｆＬＯ２は、ＬＯ２の周波数を示す。ミキサ３３は、位相調整回路１２によって位相差が０になるように補正されたＬＯ３とＲＦとをかけ合わせることにより、｜ｆＲＦ±ｆＬＯ３｜にダウンコンバートされた周波数を有する中間周波数信号３（ＩＦ３）を利得増幅器４３へ出力する。ｆＬＯ３は、ＬＯ３の周波数を示す。
【００３６】
利得増幅器４１は、ＩＦ１の利得を１倍し、加算器４４へ出力する。利得増幅器４２は、ＩＦ２の利得を√（２）倍し、加算器４４へ出力する。利得増幅器４３は、ＩＦ３の利得を１倍し、加算器４４へ出力する。加算器４４は、それぞれ取得した信号を、ＩＦ１＋√（２）×ＩＦ２＋ＩＦ３として足し合わせることにより、３次及び５次の高調波成分が抑圧されたＩＦ信号を出力する。
【００３７】
続いて、図２を用いて本発明の実施の形態１にかかるハーモニックリジェクションミキサの詳細な構成例について説明する。ハーモニックリジェクションミキサは、ローカル信号源５１と、４分周移相器５２と、リミッタアンプ６１乃至６３と、リミッタアンプ７１乃至７７と、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５と、ミキサ３１乃至３３と、位相比較器３４及び３５と、利得増幅器４１乃至４３と、加算器４４と、フィルタ回路８１及び８２と、オペアンプ９１及び９２と、基準電圧９３及び９４と、を備えている。図１と同一の符号を付しているものは図１と同一の機能を有するため、詳細な説明を省略する。
【００３８】
ローカル信号源５１は、ローカル信号を生成し、４分周移相器５２へ出力する。４分周移相器５２は、ローカル信号源５１から受け取ったローカル信号を４分周し、０度、４５度、９０度の位相差信号をリミッタアンプ６１乃至６３へ出力する。４５度の位相差信号とは、リミッタアンプ６１へ出力する０度の位相差信号と比較して４５度の位相差を有する信号である。また、９０度の位相差信号とは、リミッタアンプ６１へ出力する０度の位相差信号と比較して９０度の位相差を有する信号である。本図においては、移相器として、４分周移相器について説明しているが、ＲＣ型のパッシブタイプの移相器を用いてもよい。
【００３９】
リミッタアンプ６１は、０度の位相差信号をリミッタアンプ７１、７４及び７６へ出力する。リミッタアンプ６２は、４５度の位相差信号をリミッタアンプ７２及び７５へ出力する。リミッタアンプ６３は、９０度の位相差信号をリミッタアンプ７３及び７７へ出力する。この時、リミッタアンプ７４乃至７７は、リミッタアンプ７１乃至７３のレプリカ回路として動作させるため、リミッタアンプ７１乃至７３と同一回路、同形状及び同特性のリミッタアンプとする。リミッタアンプ７４乃至７７は、受け取った信号の振幅を調整して、位相比較器３４及び３５へ出力する。位相比較器３４は、リミッタアンプ７４及び７５から、０度の位相差信号と４５度の位相差信号を受け取り、位相比較動作を行う。
【００４０】
ここで、位相比較器３４及び３５における位相比較動作について、図３及び図４を用いて説明する。図３に示されるように、位相比較器３４又は３５は、入力される２つの信号の周波数が同じ場合、位相差０度〜１８０度の範囲において既知の電圧を出力する。理想的には、図４に示されるように位相差が０度の場合、位相比較器３４及び３５から出力される電圧は、動作範囲の最小値Ｖｍｉｎとなる。位相差が１８０度の場合、位相比較器３４及び３５から出力される電圧は、動作範囲の最大値Ｖｍａｘとなる。位相差が９０度の場合、位相比較器３４及び３５から出力される電圧は、（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／２となる。位相差が４５度の場合、位相比較器３４及び３５から出力される電圧は、（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／４となる。位相比較器３４から出力される電圧が４５度を示す電圧である場合には、４５度の位相差信号は、０度の位相差信号と比較して、４５度の位相差が得られていることとなる。ここで、位相差が４５±α１度である場合、位相比較器３４は、既知の電圧（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／４の近傍の電圧値を出力する。位相比較器３５も同様である。
【００４１】
図２に戻り、位相比較器３４は、０度の位相差信号及び４５度の位相差信号を比較することにより求められる電圧値を、フィルタ回路８１を介してオペアンプ９１へ出力する。位相比較器３５も同様に、０度の位相差信号及び９０度の位相差信号を比較することにより求められる電圧値を、フィルタ回路８２を介してオペアンプ９２へ出力する。オペアンプ９１は、基準電圧９３であるＶＲＥＦ４５＝（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／４と位相比較器３４から出力された電圧値とを比較する。フィルタ回路８１及び８２は、余分な高調波成分を除去して、電圧値をオペアンプ９１及び９２へ出力する。オペアンプ９１は、位相調整用バラクタ容量１４に対して、位相誤差α１が０に補正されるように電圧をかける。オペアンプ９２は、基準電圧９４であるＶＲＥＦ９０＝（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／２と位相比較器３５から出力された電圧値とを比較する。オペアンプ９２は、位相調整用バラクタ容量１５に対して、位相誤差α２が０に補正されるように電圧をかける。
【００４２】
位相調整用バラクタ容量１３乃至１５は、ある基準電圧Ｖｒｅｆでの基準のバラクタ容量値Ｃｒｅｆ（Ｆ）に対し、Ｃｒｅｆ＋ΔＣと容量が大きくなれば、ＬＯ信号の位相を遅延させ、Ｃｒｅｆ−ΔＣと容量が小さくなればＬＯ信号の位相を進むように、位相調整を行うことができる。これより、オペアンプ９１は、４５度位相差信号の位相が進んでいれば、位相調整用バラクタ容量１４の容量を大きくするために、位相調整用バラクタ容量１４に対して相対的に高い電圧をかける。また、オペアンプ９１は４５度位相差信号の位相が遅れていれば、位相調整用バラクタ容量１４の容量を小さくするために、位相調整用バラクタ容量１４に対して相対的に低い電圧をかける。オペアンプ９２も同様に、位相調整用バラクタ容量１５に対してかける電圧を調整する。
【００４３】
位相調整用バラクタ容量１４は、リミッタアンプ６２から受け取った４５度位相差信号の位相を調整し、リミッタアンプ７２を介してミキサ３２へ信号を出力する。また、位相調整用バラクタ容量１５は、リミッタアンプ６３から受け取った９０度位相差信号の位相を調整し、リミッタアンプ７３を介してミキサ３３へ信号を出力する。
【００４４】
ミキサ３１乃至３３、利得増幅器４１乃至４３及び加算器４４の動作は図１と同様であるため、詳細な説明を省略する。
【００４５】
以上説明したように、位相調整用バラクタ容量１４及び１５の容量を調整するために、位相比較器３４及び３５と、オペアンプ９１及び９２とを用いることにより、４５度位相差信号及び９０度位相差信号における位相誤差が抑圧される。そのため、ミキサ３１及び３３以降の動作により、良好なハーモニックリジェクション抑圧比を得ることができる。
【００４６】
（実施の形態２）
続いて、図５を用いて本発明の実施の形態２にかかるハーモニックリジェクションミキサの構成例について説明する。図５におけるハーモニックリジェクションミキサは、ローカル信号源５１と、４分周移相器５２と、リミッタアンプ６１乃至６３と、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５と、リミッタアンプ７１乃至７３と、ミキサ３１乃至３３と、利得増幅器４１乃至４３と、加算器４４と、ＡＤＣ（アナログデジタル変換器）１０１乃至１０３と、位相誤差検出・補正回路１０４乃至１０６と、ＤＡＣ（デジタルアナログ変換器）１０７乃至１０９と、インバータ１１０及び１１１と、スイッチ１１２及び１１３とを備えている。ローカル信号源５１と、４分周移相器５２と、リミッタアンプ６１乃至６３と、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５と、リミッタアンプ７１乃至７３と、ミキサ３１乃至３３と、利得増幅器４１乃至４３と、加算器４４とは、図２のハーモニックリジェクションミキサに示されているものと同様の機能を有するため、詳細な説明を省略する。
【００４７】
本図におけるハーモニックリジェクションミキサは、位相誤差検出及び位相誤差補正を行う校正期間と、中間周波数信号を出力する通常期間とを有する。以下に、校正期間におけるハーモニックリジェクションミキサの動作について説明する。
【００４８】
校正期間においては、ミキサ３１乃至３３は、スイッチ１１３を切り替えてＲＦ信号ではなく、ＬＯ信号を受け取る。ミキサ３１乃至３３が受け取るＬＯ信号は、４分周移相器５２から出力される０度位相差信号である。
【００４９】
はじめに、０度位相差信号の位相誤差の検出及び補正を行う。この場合、スイッチ１１２はオープンな状態にされる。これより、０度位相差信号は、４分周移相器５２から、インバータ１１０及び１１１を介してミキサ３１へ出力される。また、ミキサ３１は、リミッタアンプ６１及７１を介して０度位相差信号を受け取る。
【００５０】
ミキサ３１は、インバータ１１１から出力された０度位相差信号とリミッタアンプ７１から出力された０度位相差信号の位相差に応じて定まる電圧値をＡＤＣ１０３へ出力する。ミキサ３１は、二つの０度位相差信号の位相差を比較しているため、理想的には図４において示されるＶｍｉｎの値が出力される。しかし、０度位相差信号が、リミッタアンプ６１及び７１を通過する際に発生する位相誤差等を考慮すると、Ｖｍｉｎとは異なる電圧値がＡＤＣ１０３へ出力される。
【００５１】
ＡＤＣ１０３は、ミキサ３１から出力された電圧に関する情報をデジタル信号へ変換し、電圧値を検出する。位相誤差検出・補正回路１０６は、ＡＤＣ１０３において検出される電圧値が最小になるように、位相調整用バラクタ容量１３を制御する電圧を調整する。また、位相調整用バラクタ容量１３へ出力される電圧は、ＤＡＣ１０９においてアナログ信号に変換され出力される。位相誤差検出・補正回路１０６は、ＡＤＣ１０３において検出される電圧値が最小になるように、位相誤差の補正処理を複数回繰り返す。位相誤差検出・補正回路１０６は、複数回補正処理を実行し、ＡＤＣ１０３において検出される電圧値が最小となった際に、位相調整用バラクタ容量１３へ出力した電圧値を保持する。
【００５２】
次に、１８０度位相差信号の位相誤差の検出及び補正を行う。この場合、スイッチ１１２は短絡した状態にされる。これより、４分周移相器５２から出力される０度位相差信号は、インバータ１１０及びスイッチ１１２を介してミキサ３１へ出力される。インバータ１１０において０度位相差信号の位相が反転するため、ミキサ３１は、インバータ１１０から、０度位相差信号と１８０度の位相差を有する１８０度位相差信号を受け取る。また、ミキサ３１は、リミッタアンプ６１及び７１を介して０度位相差信号を受け取る。このようにして、最小電圧値を検出した処理と同様に、最大電圧値を検出する。位相誤差検出・補正回路１０６は、ＡＤＣ１０３において検出される電圧値が最大となった際に、位相調整用バラクタ容量１３へ出力した電圧値を保持する。
【００５３】
このようにして、位相差が０度である際に出力される最小電圧値と、位相差が１８０度である際に出力される最大電圧値とを検出することにより、位相差が４５度である場合の電圧期待値を（最小電圧値＋最大電圧値）／４と算出することができる。また、位相差が９０度である場合の電圧期待値を（最小電圧値＋最大電圧値）／２と算出することができる。
【００５４】
次に、スイッチ１１２をオープンにした状態にする。このようにすることにより、ミキサ３２は、スイッチ１１３を介して０度位相差信号を受け取り、リミッタアンプ７２を介して、４５度位相差信号を受け取る。ミキサ３２は、受け取った０度位相差信号と４５度位相差信号との位相差に応じて定まる電圧値をＡＤＣ１０２へ出力する。
【００５５】
ＡＤＣ１０２は、ミキサ３２から出力された電圧に関する情報をデジタル信号へ変換し、電圧値を検出する。位相誤差検出・補正回路１０５は、ＡＤＣ１０２において検出される電圧値が、位相差が４５度である場合の電圧期待値になるように、位相調整用バラクタ容量１４を制御する電圧を調整する。また、位相調整用バラクタ容量１４へ出力される電圧は、ＤＡＣ１０８においてアナログ信号に変換され出力される。位相誤差検出・補正回路１０５は、ＡＤＣ１０２において検出される電圧値が、位相差が４５度である場合の電圧期待値になるように、位相誤差の補正処理を複数回繰り返す。位相誤差検出・補正回路１０５は、複数回補正処理を実行し、ＡＤＣ１０２において検出される電圧値が最も電圧期待値の近傍となった際に、位相調整用バラクタ容量１４へ出力した電圧値を保持する。
【００５６】
また、位相誤差検出・補正回路１０４は、ミキサ３３及びＡＤＣ１０１から出力される０度位相差信号と９０度位相差信号との位相差に応じて定まる電圧値が、位相差が９０である場合の電圧期待値になるように調整を行う。さらに、位相調整用バラクタ容量１５へ最適な電圧値を出力する。処理動作は、位相差が４５度である場合と同様の動作であるため、詳細な説明は省略する。
【００５７】
上述したような処理を実行することにより、位相誤差検出・補正回路１０４乃至１０６は、ミキサ３１乃至３３が取得するローカル信号（ＬＯ１乃至ＬＯ３）の位相誤差を０にするような電圧値（制御電圧値）を位相調整用バラクタ容量１３乃至１５へ出力することができる。位相調整用バラクタ容量１３乃至１５における制御電圧値が決定された後に、スイッチ１１３を切り替えて、ミキサ３１乃至３３は、ＲＦを受け取る。ミキサ３１乃至３３がＲＦを受け取ることにより、ハーモニックリジェクションミキサは、通常期間における動作を開始する。
【００５８】
通常期間においては、ミキサ３１乃至３３と、利得増幅器４１乃至４３と、加算器４４とは、実施の形態１における動作と同様であり、３次及び５次の高調波成分を抑圧して中間周波数信号（ＩＦ）を出力する。
【００５９】
続いて、図６を用いて本発明の実施の形態２にかかる、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５の制御電圧値の算出処理の流れについて説明する。
【００６０】
はじめに、スイッチ１１３を切り替えてＬＯ信号（０度位相差信号）をミキサ３１乃至３３へ出力することにより、ハーモニックリジェクションミキサは、校正期間における動作を開始する。これにより、ハーモニックリジェクションミキサは、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５の補正処理を開始する（Ｓ１１）。
【００６１】
次に、位相誤差検出・補正回路１０６は、０度位相差信号を用いて、電圧の最小値（Ｖｍｉｎ）を検出する（Ｓ１２）。具体的には、ミキサ３１において０度位相差信号同士を比較した結果を出力し、ＡＤＣ１０３において二つの０度位相差信号の位相差に応じた電圧値を検出する。位相誤差検出・補正回路１０６は、ＡＤＣ１０３において検出された電圧値を用いて、電圧の最小値を検出する。
【００６２】
次に、位相誤差検出・補正回路１０６は、０度位相差信号及び１８０度位相差信号を用いて、電圧の最大値（Ｖｍａｘ）を検出する（Ｓ１３）。具体的には、ミキサ３１において０度位相差信号と１８０度位相差信号とを比較した結果を出力し、ＡＤＣ１０３において０度位相差信号と１８０度位相差信号との位相差に応じた電圧値を検出する。位相誤差検出・補正回路１０６は、ＡＤＣ１０３において検出された電圧値を用いて、電圧の最大値を検出する。
【００６３】
次に、位相誤差検出・補正回路１０６は、ミキサ３１乃至３３から出力される電圧範囲を決定する（Ｓ１４）。具体的には、位相誤差検出・補正回路１０６は、最小電圧値（Ｖｍｉｎ）と、最大電圧値（Ｖｍａｘ）とを決定する。
【００６４】
次に、位相誤差検出・補正回路１０６は、位相調整用バラクタ容量１３における位相遅延容量を決定する（Ｓ１５）。具体的には、位相誤差検出・補正回路１０６は、二つの０度位相差信号の位相を比較し、位相誤差が０度もしくは０度に近くなるような制御電圧値を決定し、位相調整用バラクタ容量１３へ出力する。
【００６５】
次に、位相誤差検出・補正回路１０５は、４５度の位相差を有する場合の電圧期待値を算出する（Ｓ１６）。具体的には、位相誤差検出・補正回路１０５は、位相誤差検出・補正回路１０６において決定されたＶｍｉｎ及びＶｍａｘを用いて、（Ｖｍｉｎ＋Ｖｍａｘ）／４の値を、４５度の位相差を有する場合の電圧期待値として決定する。
【００６６】
次に、位相誤差検出・補正回路１０５は、位相調整用バラクタ容量１４における位相遅延容量を決定する（Ｓ１７）。具体的には、位相誤差検出・補正回路１０５は、０度位相差信号と４５度位相差信号との位相差に応じて出力される電圧値が、電圧期待値もしくは電圧期待値に近くなるような制御電圧値を決定する。位相誤差検出・補正回路１０５は、決定した制御電圧値を位相調整用バラクタ容量１４へ出力する。
【００６７】
次に、位相誤差検出・補正回路１０４は、９０度の位相差を有する場合の電圧期待値を算出する（Ｓ１８）。具体的には、位相誤差検出・補正回路１０４は、位相誤差検出・補正回路１０６において決定されたＶｍｉｎ及びＶｍａｘを用いて、（Ｖｍｉｎ＋Ｖｍａｘ）／２の値を電圧期待値として決定する。
【００６８】
次に、位相誤差検出・補正回路１０４は、位相調整用バラクタ容量１５における位相遅延容量を決定する（Ｓ１９）。具体的には、位相誤差検出・補正回路１０４は、０度位相差信号と９０度位相差信号との位相差に応じて出力される電圧値が、電圧期待値もしくは電圧期待値に近くなるような制御電圧値を決定する。位相誤差検出・補正回路１０４は、決定した制御電圧値を位相調整用バラクタ容量１５へ出力する。これにより、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５の制御電圧値の算出処理を終了する（Ｓ２０）。
【００６９】
以上説明したように、本発明の実施の形態２にかかるハーモニックリジェクションミキサを用いることにより、実施の形態１と同様に、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５における位相遅延容量を制御することにより、良好なハーモニック抑圧比を確保することができる。なお、図１に示す位相調整回路には、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５の他に、図７に示されるエミッタフォロワ回路が用いられてもよい。
【００７０】
図７に示すエミッタフォロワ回路においては、バイポーラトランジスタＱ１及びＱ２が、正電源電位ＶＣＣと負電源電位ＶＥＥの間に直列に接続されている。また、出力端子ＯＵＴが、正電源電位ＶＣＣ側バイポーラトランジスタＱ１のエミッタと負電源電位ＶＥＥ側バイポーラトランジスタＱ２のコレクタとに接続されている。アナログ信号がバイポーラトランジスタＱ１のベースから入力端子ＩＮを用いて入力され、バイポーラトランジスタＱ１が導通駆動する。バイポーラトランジスタＱ２のベースからバイポーラトランジスタＱ２に流れる電流を調整するために、電圧源Ｖｂｉａｓが接続されている。この電圧源Ｖｂｉａｓを変化させることにより、エミッタフォロワ回路のエミッタ電流ＩＥＥを変化させることができる。このようにして、エミッタ電流ＩＥＥを制御することにより、入力端子ＩＮに入力されたアナログ信号の位相を可変にして、出力端子ＯＵＴから出力させることができる。
【００７１】
さらに、本発明の実施の形態１と異なり、ミキサ３１乃至３３から出力される信号を用いて位相誤差を検出している。そのため、位相誤差検出・補正回路１０４乃至１０６は、通常期間において実際に信号が通過する信号ラインにおいて発生する位相誤差を解消することができる。これより、実施の形態１と比較してさらに良好なハーモニック抑圧比を確保することができる。
【００７２】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
【符号の説明】
【００７３】
１１、１２ 位相調整回路
１３〜１５ 位相調整用バラクタ容量
２１、２２ 位相差検出回路
３１〜３３ ミキサ
３４、３５ 位相比較器
４１〜４３ 利得増幅器
４４ 加算器
５１ ローカル信号源
５２ ４分周移相器
６１〜６３ リミッタアンプ
７１〜７７ リミッタアンプ
８１、８２ フィルタ回路
９１、９２ オペアンプ
９３、９４ 基準電圧
１０１〜１０３ ＡＤＣ
１０４〜１０６ 位相誤差検出・補正回路
１０７〜１０９ ＤＡＣ
１１０、１１１ インバータ
１１２、１１３ スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明はハーモニックリジェクションミキサ及び位相調整方法に関し、特にフィードバック制御を用いたハーモニックリジェクションミキサ及びそのハーモニックリジェクションミキサにおいて用いられる位相調整方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のゲートの微細加工技術により、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）トランジスタがギガヘルツのＲＦ（Radio Frequency）帯へ適用されている。これにより、ＣＭＯＳプロセスを使用した無線システムＬＳＩが一般的に作られるようになっている。トランジスタの微細加工技術により高い動作周波数が得られる一方で微細化によるプロセスばらつきが大きくなっている。このようにして発生したプロセスばらつきによる特性劣化をどういう形で補償していくかが、アナログ高周波回路集積化の課題となってきている。
【０００３】
ここで、特に広い信号帯域を有する放送、通信システムにおける受信器の構成について説明する。図８における受信器は、アンテナ２００と、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）２０１と、ミキサ２０２と、信号源２０３と、フィルタ２０４と、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）２０５と、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）２０６とを備えている。図７に示されるように、アンテナ２００から所望信号ｆＲＦ（Ｈｚ）を受信した際に、帯域内妨害波信号としてｆＲＦ×３倍、ｆＲＦ×５倍等の高調波が妨害波信号として入ってくる場合がある。このような場合、信号源２０３から出力されるＬＯ（ローカル）信号の高調波成分（３×ｆＬＯ、５×ｆＬＯ）と妨害波信号とがミキシングして所望の受信信号帯域に落ち込んでしまう。これにより受信特性が劣化するという課題がある。
【０００４】
この課題の解決方法の一つとして、非特許文献１には、Ｆ０×ｎ倍（ｎ＝３、５）を抑圧することができるハーモニックリジェクションミキサ回路の構成が開示されている。図９を用いて非特許文献１に開示されているハーモニックリジェクションミキサ回路の構成を説明する。本図におけるハーモニックリジェクションミキサ回路は、ＬＯ（ローカル）信号源３０１と、４分周器型移相器３０２と、リミッタアンプ３０３乃至３０５と、ミキサ回路３０６乃至３０８と、利得加算器３０９乃至３１１とを備えている。また、図１０及び図１１を用いて一般的なハーモニックリジェクションミキサ回路の動作について説明する。
【０００５】
ＬＯ信号源３０１から出力されるＬＯ信号を理想的な矩形波信号とすると、矩形波信号は次の式を用いて表わされる。
【０００６】
【数１】
【０００７】
また、ＬＯ信号波形とフーリエ変換との関係は、次の式を用いて表わされる。
【０００８】
【数２】
【０００９】
このＬＯ信号とＲＦ信号との両者をミキサ回路３０６〜３０８に入力すると、図１０に示されるように、奇数倍のミキシングされた信号成分が出力される。一般的な受信器の場合、３倍（３次）、５倍（５次）の高調波の信号成分が、受信特性を劣化させる成分となる。そのため、三角関数の性質を利用し図１１及び図１２のように４５度、９０度位相差を持つＬＯ信号をＬＯ１＋√（２）×ＬＯ２＋ＬＯ３として信号をかけ合わせることにより３次、５次の信号成分がキャンセルされる。ＬＯ１は基準となるＬＯ信号であり、ＬＯ２は、ＬＯ１と４５度の位相差を持つＬＯ信号であり、ＬＯ３は、ＬＯ１と９０度の位相差を持つＬＯ信号である。
【００１０】
具体的には、ＬＯ信号として０度位相差信号をＶＬＯ＿０とし、４５度位相差信号をＶＬＯ＿４５とし、９０度位相差信号をＶＬＯ＿９０として、各ＬＯ信号の周波数成分を計算すると、次の式を用いて表わされる。
【００１１】
【数３】
【００１２】
【数４】
【００１３】
【数５】
【００１４】
これらのＬＯ信号をＬＯ１＋√（２）×ＬＯ２＋ＬＯ３の式に代入すると、
【００１５】
【数６】
【００１６】
となり、３次及び５次の成分がキャンセルされ、発生しない。
【００１７】
また、特許文献１においても、上述した方法と同様の方法により高調波を除去する装置の構成が開示されている。また、特許文献２には、多段のフィルタを用いて、素因数２及び３の少なくとも一方を約数に含む整数（２，３，４，６，８，９，・・・）倍付近の周波数を有する妨害波を抑圧することができる受信器の構成について開示されている。
【００１８】
また、特許文献３には、複数のミキシング信号に、キャリアにより変調されている情報信号を乗算し、乗算された信号に加重係数をそれぞれ加えることにより、高調波成分を抑圧する乗算器デバイスの構成について開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特表２００８−５２３７３４号公報
【特許文献２】特開２０１０−１０９９１８号公報
【特許文献３】特表２００７−５３５８３０号公報
【非特許文献】
【００２０】
【非特許文献１】Jeffrey A. Weldon著、"A 1.75-GHz Highly Integrated Narrow-Band CMOS Transmitter With Harmonic-Rejection Mixers" IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.36, NO.12, DECEMBER 2001
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかし、上述した非特許文献１において、３次及び５次の成分がキャンセルされるのはノイズ、製造ばらつき等が発生しない理想的な場合である（特許文献１乃至３においても同様）。実際にはＬＳＩに集積化した場合の製造ばらつきがあるため、各ＬＯ信号に位相誤差が発生し、３次及び５次成分がキャンセルされないという問題がある。ハーモニックリジェクション抑圧比は次のように示される。以下の式においては、４５度位相差からのずれをα、振幅誤差をβとする。
【００２２】
【数７】
【００２３】
【数８】
【００２４】
図１３に、上記誤差が発生した場合のハーモニック抑圧特性をグラフに示す。ＬＳＩの製造においては、位相誤差、振幅誤差等が生じるため、これらの誤差に応じて抑圧比が劣化し、受信器としての妨害波耐性が劣化する。そのため、受信器において通信することができない場合が生じる。受信システムによって異なるものの、ハーモニックリジェクション比特性は４０〜５０ｄＢｃ以上必要である。そのため、位相誤差でみると１度未満、つまり誤差がほとんどない０．数度の精度が要求され、特性補償する回路構成が必要となってくる。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明の第１の態様にかかるハーモニックリジェクションミキサは、位相がそれぞれ異なる第１、第２、第３のローカル信号を用いて無線周波数信号の周波数を変換するハーモニックリジェクションミキサであって、前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の位相差を検出する第１の位相差検出回路と、前記第１のローカル信号と前記第３のローカル信号の位相差を検出する第２の位相差検出回路と、前記第１の位相差検出回路において検出された位相差が第１の位相差となるように、前記第２のローカル信号の位相を調整する第１の位相調整回路と、前記第２の位相差検出回路において検出された位相差が第２の位相差となるように、前記第３のローカル信号の位相を調整する第２の位相調整回路と、を備えるものである。
【００２６】
このようなハーモニックリジェクションミキサを用いることにより、第１及び第２のローカル信号における位相差と、第１及び第３のローカル信号における位相差とを調整し、位相を調整後のローカル信号を用いて、無線周波数信号の周波数を変換することができる。
【００２７】
本発明の第２の態様にかかる位相調整方法は、位相がそれぞれ異なる第１、第２、第３のローカル信号を用いて無線周波数信号の周波数を変換するハーモニックリジェクションミキサにおける前記第１、第２、第３のローカル信号の位相調整方法であって、前記第１のローカル信号と、前記第１のローカル信号と実質的に同一の位相を有する第１の基準信号との位相差に応じて定まる第１の出力電圧を算出し、前記第１のローカル信号と、前記第１のローカル信号の位相を反転させた第２の基準信号との位相差に応じて定まる第２の出力電圧を算出し、前記第１及び第２の出力電圧を用いて所定の位相差に応じて定まる第３及び第４の出力電圧を算出し、前記第１の出力電圧に応じて前記第１のローカル信号の位相を調整し、前記第３又は第４の出力電圧に応じて、前記第２又は第３のローカル信号の位相を調整するものである。
【００２８】
このような位相調整方法を用いることにより、第１及び第２のローカル信号における位相差と、第１及び第３のローカル信号における位相差とを調整し、位相を調整後のローカル信号を用いて、無線周波数信号の周波数を変換することができる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明により、製造ばらつき等により発生するローカル信号の位相誤差を補正し、高精度なハーモニックリジェクション抑圧特性を得ることができるハーモニックリジェクションミキサ及び位相調整方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】実施の形態１にかかるハーモニックリジェクションミキサの構成図である。
【図２】実施の形態１にかかるハーモニックリジェクションミキサの構成図である。
【図３】実施の形態１にかかるミキサの動作を示す図である。
【図４】実施の形態１にかかるミキサからの出力電圧を示す図である。
【図５】実施の形態２にかかるハーモニックリジェクションミキサの構成図である。
【図６】実施の形態２にかかる制御電圧値の算出処理におけるフローチャートである。
【図７】実施の形態１及び２にかかる位相調整回路の構成図である。
【図８】一般的な受信器の構成図である。
【図９】非特許文献１におけるハーモニックリジェクションミキサの構成図である。
【図１０】非特許文献１におけるミキサが生成する信号成分を示す図である。
【図１１】非特許文献１におけるハーモニックリジェクションミキサの動作原理を示す図である。
【図１２】非特許文献１におけるハーモニックリジェクションミキサの動作原理を示す図である。
【図１３】非特許文献１におけるハーモニックリジェクションミキサの特性劣化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
（実施の形態１）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１を用いて本発明の実施の形態１にかかるハーモニックリジェクションミキサの構成例について説明する。ハーモニックリジェクションミキサは、位相調整回路１１及び１２と、位相差検出回路２１及び２２と、ミキサ３１乃至３３と、利得増幅器４１乃至４３と、加算器４４とを備えている。また、ミキサ３１乃至３３は、無線周波数信号（ＲＦ）を受け取る。さらにハーモニックリジェクションミキサは、ローカル信号１（ＬＯ１）と、ＬＯ１と４５度の位相差を有するローカル信号２（ＬＯ２）と、ＬＯ１と９０度の位相差を有するローカル信号３（ＬＯ３）とを受け取る。
【００３２】
位相差検出回路２１は、ＬＯ１とＬＯ２とを受け取る。ＬＯ２は、位相調整回路１１から出力される。また、位相差検出回路２２は、ＬＯ１とＬＯ３とを受け取る。ＬＯ３は、位相調整回路１２から出力される。位相差検出回路２１は、ＬＯ１とＬＯ２との位相差を検出する。ＬＯ１とＬＯ２との位相差は、理想的には４５度であるが、ノイズ、製造ばらつき等の影響により、実際には４５度±α１（α１：位相誤差）の位相差が発生する。また、位相差検出回路２２も同様に、ＬＯ１とＬＯ３との位相差を検出する。位相差検出回路２２によって検出される位相差は、理想的には９０度であるが、実際には位相差検出回路２１と同様に９０度±α２（α２：位相誤差）の位相差が発生する。
【００３３】
位相差検出回路２１は、検出した位相差を位相調整回路１１へ出力する。位相差検出回路２１は、検出した位相差４５度±α１に関する情報を出力してもよく、位相誤差α１に関する情報を出力してもよい。同様に、位相差検出回路２２は、検出した位相差９０度±α２に関する情報もしくは位相誤差α２に関する情報を、位相調整回路１２へ出力する。
【００３４】
位相調整回路１１は、位相誤差α１を０にするように、入力されるＬＯ２の位相を調整する。位相調整回路１１は、位相を調整したＬＯ２を、ミキサ３２及び位相差検出回路２１へ出力する。また、位相調整回路１２は、位相誤差α２を０にするように、入力されるＬＯ３の位相を調整する。位相調整回路１２は、位相を調整したＬＯ３を、ミキサ３３及び位相差検出回路２２へ出力する。
【００３５】
ミキサ３１は、ＬＯ１とＲＦとをかけ合わせることにより、｜ｆＲＦ±ｆＬＯ１｜にダウンコンバートされた周波数を有する中間周波数信号１（ＩＦ１）を利得増幅器４１へ出力する。ｆＲＦは、ＲＦの周波数を示し、ｆＬＯ１は、ＬＯ１の周波数を示す。ミキサ３２は、位相調整回路１１によってＬＯ１との位相差が０になるように補正されたＬＯ２とＲＦとをかけ合わせることにより、｜ｆＲＦ±ｆＬＯ２｜にダウンコンバートされた周波数を有する中間周波数信号２（ＩＦ２）を利得増幅器４２へ出力する。ｆＬＯ２は、ＬＯ２の周波数を示す。ミキサ３３は、位相調整回路１２によって位相差が０になるように補正されたＬＯ３とＲＦとをかけ合わせることにより、｜ｆＲＦ±ｆＬＯ３｜にダウンコンバートされた周波数を有する中間周波数信号３（ＩＦ３）を利得増幅器４３へ出力する。ｆＬＯ３は、ＬＯ３の周波数を示す。
【００３６】
利得増幅器４１は、ＩＦ１の利得を１倍し、加算器４４へ出力する。利得増幅器４２は、ＩＦ２の利得を√（２）倍し、加算器４４へ出力する。利得増幅器４３は、ＩＦ３の利得を１倍し、加算器４４へ出力する。加算器４４は、それぞれ取得した信号を、ＩＦ１＋√（２）×ＩＦ２＋ＩＦ３として足し合わせることにより、３次及び５次の高調波成分が抑圧されたＩＦ信号を出力する。
【００３７】
続いて、図２を用いて本発明の実施の形態１にかかるハーモニックリジェクションミキサの詳細な構成例について説明する。ハーモニックリジェクションミキサは、ローカル信号源５１と、４分周移相器５２と、リミッタアンプ６１乃至６３と、リミッタアンプ７１乃至７７と、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５と、ミキサ３１乃至３３と、位相比較器３４及び３５と、利得増幅器４１乃至４３と、加算器４４と、フィルタ回路８１及び８２と、オペアンプ９１及び９２と、基準電圧９３及び９４と、を備えている。図１と同一の符号を付しているものは図１と同一の機能を有するため、詳細な説明を省略する。
【００３８】
ローカル信号源５１は、ローカル信号を生成し、４分周移相器５２へ出力する。４分周移相器５２は、ローカル信号源５１から受け取ったローカル信号を４分周し、０度、４５度、９０度の位相差信号をリミッタアンプ６１乃至６３へ出力する。４５度の位相差信号とは、リミッタアンプ６１へ出力する０度の位相差信号と比較して４５度の位相差を有する信号である。また、９０度の位相差信号とは、リミッタアンプ６１へ出力する０度の位相差信号と比較して９０度の位相差を有する信号である。本図においては、移相器として、４分周移相器について説明しているが、ＲＣ型のパッシブタイプの移相器を用いてもよい。
【００３９】
リミッタアンプ６１は、０度の位相差信号をリミッタアンプ７１、７４及び７６へ出力する。リミッタアンプ６２は、４５度の位相差信号をリミッタアンプ７２及び７５へ出力する。リミッタアンプ６３は、９０度の位相差信号をリミッタアンプ７３及び７７へ出力する。この時、リミッタアンプ７４乃至７７は、リミッタアンプ７１乃至７３のレプリカ回路として動作させるため、リミッタアンプ７１乃至７３と同一回路、同形状及び同特性のリミッタアンプとする。リミッタアンプ７４乃至７７は、受け取った信号の振幅を調整して、位相比較器３４及び３５へ出力する。位相比較器３４は、リミッタアンプ７４及び７５から、０度の位相差信号と４５度の位相差信号を受け取り、位相比較動作を行う。
【００４０】
ここで、位相比較器３４及び３５における位相比較動作について、図３及び図４を用いて説明する。図３に示されるように、位相比較器３４又は３５は、入力される２つの信号の周波数が同じ場合、位相差０度〜１８０度の範囲において既知の電圧を出力する。理想的には、図４に示されるように位相差が０度の場合、位相比較器３４及び３５から出力される電圧は、動作範囲の最小値Ｖｍｉｎとなる。位相差が１８０度の場合、位相比較器３４及び３５から出力される電圧は、動作範囲の最大値Ｖｍａｘとなる。位相差が９０度の場合、位相比較器３４及び３５から出力される電圧は、（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／２となる。位相差が４５度の場合、位相比較器３４及び３５から出力される電圧は、（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／４となる。位相比較器３４から出力される電圧が４５度を示す電圧である場合には、４５度の位相差信号は、０度の位相差信号と比較して、４５度の位相差が得られていることとなる。ここで、位相差が４５±α１度である場合、位相比較器３４は、既知の電圧（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／４の近傍の電圧値を出力する。位相比較器３５も同様である。
【００４１】
図２に戻り、位相比較器３４は、０度の位相差信号及び４５度の位相差信号を比較することにより求められる電圧値を、フィルタ回路８１を介してオペアンプ９１へ出力する。位相比較器３５も同様に、０度の位相差信号及び９０度の位相差信号を比較することにより求められる電圧値を、フィルタ回路８２を介してオペアンプ９２へ出力する。オペアンプ９１は、基準電圧９３であるＶＲＥＦ４５＝（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／４と位相比較器３４から出力された電圧値とを比較する。フィルタ回路８１及び８２は、余分な高調波成分を除去して、電圧値をオペアンプ９１及び９２へ出力する。オペアンプ９１は、位相調整用バラクタ容量１４に対して、位相誤差α１が０に補正されるように電圧をかける。オペアンプ９２は、基準電圧９４であるＶＲＥＦ９０＝（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／２と位相比較器３５から出力された電圧値とを比較する。オペアンプ９２は、位相調整用バラクタ容量１５に対して、位相誤差α２が０に補正されるように電圧をかける。
【００４２】
位相調整用バラクタ容量１３乃至１５は、ある基準電圧Ｖｒｅｆでの基準のバラクタ容量値Ｃｒｅｆ（Ｆ）に対し、Ｃｒｅｆ＋ΔＣと容量が大きくなれば、ＬＯ信号の位相を遅延させ、Ｃｒｅｆ−ΔＣと容量が小さくなればＬＯ信号の位相を進むように、位相調整を行うことができる。これより、オペアンプ９１は、４５度位相差信号の位相が進んでいれば、位相調整用バラクタ容量１４の容量を大きくするために、位相調整用バラクタ容量１４に対して相対的に高い電圧をかける。また、オペアンプ９１は４５度位相差信号の位相が遅れていれば、位相調整用バラクタ容量１４の容量を小さくするために、位相調整用バラクタ容量１４に対して相対的に低い電圧をかける。オペアンプ９２も同様に、位相調整用バラクタ容量１５に対してかける電圧を調整する。
【００４３】
位相調整用バラクタ容量１４は、リミッタアンプ６２から受け取った４５度位相差信号の位相を調整し、リミッタアンプ７２を介してミキサ３２へ信号を出力する。また、位相調整用バラクタ容量１５は、リミッタアンプ６３から受け取った９０度位相差信号の位相を調整し、リミッタアンプ７３を介してミキサ３３へ信号を出力する。
【００４４】
ミキサ３１乃至３３、利得増幅器４１乃至４３及び加算器４４の動作は図１と同様であるため、詳細な説明を省略する。
【００４５】
以上説明したように、位相調整用バラクタ容量１４及び１５の容量を調整するために、位相比較器３４及び３５と、オペアンプ９１及び９２とを用いることにより、４５度位相差信号及び９０度位相差信号における位相誤差が抑圧される。そのため、ミキサ３１及び３３以降の動作により、良好なハーモニックリジェクション抑圧比を得ることができる。
【００４６】
（実施の形態２）
続いて、図５を用いて本発明の実施の形態２にかかるハーモニックリジェクションミキサの構成例について説明する。図５におけるハーモニックリジェクションミキサは、ローカル信号源５１と、４分周移相器５２と、リミッタアンプ６１乃至６３と、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５と、リミッタアンプ７１乃至７３と、ミキサ３１乃至３３と、利得増幅器４１乃至４３と、加算器４４と、ＡＤＣ（アナログデジタル変換器）１０１乃至１０３と、位相誤差検出・補正回路１０４乃至１０６と、ＤＡＣ（デジタルアナログ変換器）１０７乃至１０９と、インバータ１１０及び１１１と、スイッチ１１２及び１１３とを備えている。ローカル信号源５１と、４分周移相器５２と、リミッタアンプ６１乃至６３と、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５と、リミッタアンプ７１乃至７３と、ミキサ３１乃至３３と、利得増幅器４１乃至４３と、加算器４４とは、図２のハーモニックリジェクションミキサに示されているものと同様の機能を有するため、詳細な説明を省略する。
【００４７】
本図におけるハーモニックリジェクションミキサは、位相誤差検出及び位相誤差補正を行う校正期間と、中間周波数信号を出力する通常期間とを有する。以下に、校正期間におけるハーモニックリジェクションミキサの動作について説明する。
【００４８】
校正期間においては、ミキサ３１乃至３３は、スイッチ１１３を切り替えてＲＦ信号ではなく、ＬＯ信号を受け取る。ミキサ３１乃至３３が受け取るＬＯ信号は、４分周移相器５２から出力される０度位相差信号である。
【００４９】
はじめに、０度位相差信号の位相誤差の検出及び補正を行う。この場合、スイッチ１１２はオープンな状態にされる。これより、０度位相差信号は、４分周移相器５２から、インバータ１１０及び１１１を介してミキサ３１へ出力される。また、ミキサ３１は、リミッタアンプ６１及７１を介して０度位相差信号を受け取る。
【００５０】
ミキサ３１は、インバータ１１１から出力された０度位相差信号とリミッタアンプ７１から出力された０度位相差信号の位相差に応じて定まる電圧値をＡＤＣ１０３へ出力する。ミキサ３１は、二つの０度位相差信号の位相差を比較しているため、理想的には図４において示されるＶｍｉｎの値が出力される。しかし、０度位相差信号が、リミッタアンプ６１及び７１を通過する際に発生する位相誤差等を考慮すると、Ｖｍｉｎとは異なる電圧値がＡＤＣ１０３へ出力される。
【００５１】
ＡＤＣ１０３は、ミキサ３１から出力された電圧に関する情報をデジタル信号へ変換し、電圧値を検出する。位相誤差検出・補正回路１０６は、ＡＤＣ１０３において検出される電圧値が最小になるように、位相調整用バラクタ容量１３を制御する電圧を調整する。また、位相調整用バラクタ容量１３へ出力される電圧は、ＤＡＣ１０９においてアナログ信号に変換され出力される。位相誤差検出・補正回路１０６は、ＡＤＣ１０３において検出される電圧値が最小になるように、位相誤差の補正処理を複数回繰り返す。位相誤差検出・補正回路１０６は、複数回補正処理を実行し、ＡＤＣ１０３において検出される電圧値が最小となった際に、位相調整用バラクタ容量１３へ出力した電圧値を保持する。
【００５２】
次に、１８０度位相差信号の位相誤差の検出及び補正を行う。この場合、スイッチ１１２は短絡した状態にされる。これより、４分周移相器５２から出力される０度位相差信号は、インバータ１１０及びスイッチ１１２を介してミキサ３１へ出力される。インバータ１１０において０度位相差信号の位相が反転するため、ミキサ３１は、インバータ１１０から、０度位相差信号と１８０度の位相差を有する１８０度位相差信号を受け取る。また、ミキサ３１は、リミッタアンプ６１及び７１を介して０度位相差信号を受け取る。このようにして、最小電圧値を検出した処理と同様に、最大電圧値を検出する。位相誤差検出・補正回路１０６は、ＡＤＣ１０３において検出される電圧値が最大となった際に、位相調整用バラクタ容量１３へ出力した電圧値を保持する。
【００５３】
このようにして、位相差が０度である際に出力される最小電圧値と、位相差が１８０度である際に出力される最大電圧値とを検出することにより、位相差が４５度である場合の電圧期待値を（最小電圧値＋最大電圧値）／４と算出することができる。また、位相差が９０度である場合の電圧期待値を（最小電圧値＋最大電圧値）／２と算出することができる。
【００５４】
次に、スイッチ１１２をオープンにした状態にする。このようにすることにより、ミキサ３２は、スイッチ１１３を介して０度位相差信号を受け取り、リミッタアンプ７２を介して、４５度位相差信号を受け取る。ミキサ３２は、受け取った０度位相差信号と４５度位相差信号との位相差に応じて定まる電圧値をＡＤＣ１０２へ出力する。
【００５５】
ＡＤＣ１０２は、ミキサ３２から出力された電圧に関する情報をデジタル信号へ変換し、電圧値を検出する。位相誤差検出・補正回路１０５は、ＡＤＣ１０２において検出される電圧値が、位相差が４５度である場合の電圧期待値になるように、位相調整用バラクタ容量１４を制御する電圧を調整する。また、位相調整用バラクタ容量１４へ出力される電圧は、ＤＡＣ１０８においてアナログ信号に変換され出力される。位相誤差検出・補正回路１０５は、ＡＤＣ１０２において検出される電圧値が、位相差が４５度である場合の電圧期待値になるように、位相誤差の補正処理を複数回繰り返す。位相誤差検出・補正回路１０５は、複数回補正処理を実行し、ＡＤＣ１０２において検出される電圧値が最も電圧期待値の近傍となった際に、位相調整用バラクタ容量１４へ出力した電圧値を保持する。
【００５６】
また、位相誤差検出・補正回路１０４は、ミキサ３３及びＡＤＣ１０１から出力される０度位相差信号と９０度位相差信号との位相差に応じて定まる電圧値が、位相差が９０である場合の電圧期待値になるように調整を行う。さらに、位相調整用バラクタ容量１５へ最適な電圧値を出力する。処理動作は、位相差が４５度である場合と同様の動作であるため、詳細な説明は省略する。
【００５７】
上述したような処理を実行することにより、位相誤差検出・補正回路１０４乃至１０６は、ミキサ３１乃至３３が取得するローカル信号（ＬＯ１乃至ＬＯ３）の位相誤差を０にするような電圧値（制御電圧値）を位相調整用バラクタ容量１３乃至１５へ出力することができる。位相調整用バラクタ容量１３乃至１５における制御電圧値が決定された後に、スイッチ１１３を切り替えて、ミキサ３１乃至３３は、ＲＦを受け取る。ミキサ３１乃至３３がＲＦを受け取ることにより、ハーモニックリジェクションミキサは、通常期間における動作を開始する。
【００５８】
通常期間においては、ミキサ３１乃至３３と、利得増幅器４１乃至４３と、加算器４４とは、実施の形態１における動作と同様であり、３次及び５次の高調波成分を抑圧して中間周波数信号（ＩＦ）を出力する。
【００５９】
続いて、図６を用いて本発明の実施の形態２にかかる、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５の制御電圧値の算出処理の流れについて説明する。
【００６０】
はじめに、スイッチ１１３を切り替えてＬＯ信号（０度位相差信号）をミキサ３１乃至３３へ出力することにより、ハーモニックリジェクションミキサは、校正期間における動作を開始する。これにより、ハーモニックリジェクションミキサは、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５の補正処理を開始する（Ｓ１１）。
【００６１】
次に、位相誤差検出・補正回路１０６は、０度位相差信号を用いて、電圧の最小値（Ｖｍｉｎ）を検出する（Ｓ１２）。具体的には、ミキサ３１において０度位相差信号同士を比較した結果を出力し、ＡＤＣ１０３において二つの０度位相差信号の位相差に応じた電圧値を検出する。位相誤差検出・補正回路１０６は、ＡＤＣ１０３において検出された電圧値を用いて、電圧の最小値を検出する。
【００６２】
次に、位相誤差検出・補正回路１０６は、０度位相差信号及び１８０度位相差信号を用いて、電圧の最大値（Ｖｍａｘ）を検出する（Ｓ１３）。具体的には、ミキサ３１において０度位相差信号と１８０度位相差信号とを比較した結果を出力し、ＡＤＣ１０３において０度位相差信号と１８０度位相差信号との位相差に応じた電圧値を検出する。位相誤差検出・補正回路１０６は、ＡＤＣ１０３において検出された電圧値を用いて、電圧の最大値を検出する。
【００６３】
次に、位相誤差検出・補正回路１０６は、ミキサ３１乃至３３から出力される電圧範囲を決定する（Ｓ１４）。具体的には、位相誤差検出・補正回路１０６は、最小電圧値（Ｖｍｉｎ）と、最大電圧値（Ｖｍａｘ）とを決定する。
【００６４】
次に、位相誤差検出・補正回路１０６は、位相調整用バラクタ容量１３における位相遅延容量を決定する（Ｓ１５）。具体的には、位相誤差検出・補正回路１０６は、二つの０度位相差信号の位相を比較し、位相誤差が０度もしくは０度に近くなるような制御電圧値を決定し、位相調整用バラクタ容量１３へ出力する。
【００６５】
次に、位相誤差検出・補正回路１０５は、４５度の位相差を有する場合の電圧期待値を算出する（Ｓ１６）。具体的には、位相誤差検出・補正回路１０５は、位相誤差検出・補正回路１０６において決定されたＶｍｉｎ及びＶｍａｘを用いて、（Ｖｍｉｎ＋Ｖｍａｘ）／４の値を、４５度の位相差を有する場合の電圧期待値として決定する。
【００６６】
次に、位相誤差検出・補正回路１０５は、位相調整用バラクタ容量１４における位相遅延容量を決定する（Ｓ１７）。具体的には、位相誤差検出・補正回路１０５は、０度位相差信号と４５度位相差信号との位相差に応じて出力される電圧値が、電圧期待値もしくは電圧期待値に近くなるような制御電圧値を決定する。位相誤差検出・補正回路１０５は、決定した制御電圧値を位相調整用バラクタ容量１４へ出力する。
【００６７】
次に、位相誤差検出・補正回路１０４は、９０度の位相差を有する場合の電圧期待値を算出する（Ｓ１８）。具体的には、位相誤差検出・補正回路１０４は、位相誤差検出・補正回路１０６において決定されたＶｍｉｎ及びＶｍａｘを用いて、（Ｖｍｉｎ＋Ｖｍａｘ）／２の値を電圧期待値として決定する。
【００６８】
次に、位相誤差検出・補正回路１０４は、位相調整用バラクタ容量１５における位相遅延容量を決定する（Ｓ１９）。具体的には、位相誤差検出・補正回路１０４は、０度位相差信号と９０度位相差信号との位相差に応じて出力される電圧値が、電圧期待値もしくは電圧期待値に近くなるような制御電圧値を決定する。位相誤差検出・補正回路１０４は、決定した制御電圧値を位相調整用バラクタ容量１５へ出力する。これにより、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５の制御電圧値の算出処理を終了する（Ｓ２０）。
【００６９】
以上説明したように、本発明の実施の形態２にかかるハーモニックリジェクションミキサを用いることにより、実施の形態１と同様に、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５における位相遅延容量を制御することにより、良好なハーモニック抑圧比を確保することができる。なお、図１に示す位相調整回路には、位相調整用バラクタ容量１３乃至１５の他に、図７に示されるエミッタフォロワ回路が用いられてもよい。
【００７０】
図７に示すエミッタフォロワ回路においては、バイポーラトランジスタＱ１及びＱ２が、正電源電位ＶＣＣと負電源電位ＶＥＥの間に直列に接続されている。また、出力端子ＯＵＴが、正電源電位ＶＣＣ側バイポーラトランジスタＱ１のエミッタと負電源電位ＶＥＥ側バイポーラトランジスタＱ２のコレクタとに接続されている。アナログ信号がバイポーラトランジスタＱ１のベースから入力端子ＩＮを用いて入力され、バイポーラトランジスタＱ１が導通駆動する。バイポーラトランジスタＱ２のベースからバイポーラトランジスタＱ２に流れる電流を調整するために、電圧源Ｖｂｉａｓが接続されている。この電圧源Ｖｂｉａｓを変化させることにより、エミッタフォロワ回路のエミッタ電流ＩＥＥを変化させることができる。このようにして、エミッタ電流ＩＥＥを制御することにより、入力端子ＩＮに入力されたアナログ信号の位相を可変にして、出力端子ＯＵＴから出力させることができる。
【００７１】
さらに、本発明の実施の形態１と異なり、ミキサ３１乃至３３から出力される信号を用いて位相誤差を検出している。そのため、位相誤差検出・補正回路１０４乃至１０６は、通常期間において実際に信号が通過する信号ラインにおいて発生する位相誤差を解消することができる。これより、実施の形態１と比較してさらに良好なハーモニック抑圧比を確保することができる。
【００７２】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
【符号の説明】
【００７３】
１１、１２ 位相調整回路
１３〜１５ 位相調整用バラクタ容量
２１、２２ 位相差検出回路
３１〜３３ ミキサ
３４、３５ 位相比較器
４１〜４３ 利得増幅器
４４ 加算器
５１ ローカル信号源
５２ ４分周移相器
６１〜６３ リミッタアンプ
７１〜７７ リミッタアンプ
８１、８２ フィルタ回路
９１、９２ オペアンプ
９３、９４ 基準電圧
１０１〜１０３ ＡＤＣ
１０４〜１０６ 位相誤差検出・補正回路
１０７〜１０９ ＤＡＣ
１１０、１１１ インバータ
１１２、１１３ スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相がそれぞれ異なる第１、第２、第３のローカル信号を用いて無線周波数信号の周波数を変換するハーモニックリジェクションミキサであって、
前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の位相差を検出する第１の位相差検出回路と、
前記第１のローカル信号と前記第３のローカル信号の位相差を検出する第２の位相差検出回路と、
前記第１の位相差検出回路において検出された位相差が第１の位相差となるように、前記第２のローカル信号の位相を調整する第１の位相調整回路と、
前記第２の位相差検出回路において検出された位相差が第２の位相差となるように、前記第３のローカル信号の位相を調整する第２の位相調整回路と、を備えるハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項２】
前記第１の位相差検出回路は、
前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号との位相差に応じて予め定められた電圧値を出力する第１の位相比較器を有し、
前記第２の位相差検出回路は、
前記第１のローカル信号と前記第３のローカル信号の位相差に応じて予め定められた電圧値を出力する第２の位相比較器を有する、請求項１記載のハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項３】
前記第１の位相調整回路は、
前記第１の位相比較器から出力される電圧値に応じて容量を調整する第１の可変容量ダイオードを有し、
前記第２の位相調整回路は、
前記第２の位相比較器から出力される電圧値に応じて容量を調整する第２の可変容量ダイオードを有する、請求項２記載のハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項４】
前記第１のローカル信号、前記第１の位相調整回路において位相が調整された前記第２のローカル信号又は前記第２の位相調整回路において位相が調整された前記第３のローカル信号と、前記無線周波数信号とを混合させるミキサをさらに備える、請求項２又は３に記載のハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項５】
前記第１及び第２の位相比較器は、前記ミキサと実質的に同一の特性を有するミキサである、請求項４記載のハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項６】
前記第１及び第２の位相調整回路において前記第１、第２及び第３のローカル信号の位相を調整する校正期間と、前記第１、第２及び第３のローカル信号と、前記無線周波数信号とを混合して周波数変換を行う通常期間とを切り替えるスイッチをさらに備え、
前記校正期間の場合、前記第１及び第２の位相比較器は、前記第１のローカル信号と、前記第２又は第３のローカル信号との位相差に応じて予め定められた電圧値を出力し、
前記通常期間の場合、前記第１及び第２の位相比較器は、前記ミキサとして動作する前記請求項４又は５記載のハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項７】
前記校正期間において、前記第１又は第２の位相比較器は、
２つのローカル信号の位相が実質的に同一である場合に出力する電圧値を算出し、さらに２つのローカル信号の位相差が１８０度異なる場合に出力する電圧値を算出する、請求項６記載のハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項８】
位相がそれぞれ異なる第１、第２、第３のローカル信号を用いて無線周波数信号の周波数を変換するハーモニックリジェクションミキサにおける前記第１、第２、第３のローカル信号の位相調整方法であって、
前記第１のローカル信号と、前記第１のローカル信号と実質的に同一の位相を有する第１の基準信号との位相差に応じて定まる第１の出力電圧を算出し、
前記第１のローカル信号と、前記第１のローカル信号の位相を反転させた第２の基準信号との位相差に応じて定まる第２の出力電圧を算出し、
前記第１及び第２の出力電圧を用いて所定の位相差に応じて定まる第３及び第４の出力電圧を算出し、
前記第１の出力電圧に応じて前記第１のローカル信号の位相を調整し、
前記第３又は第４の出力電圧に応じて、前記第２又は第３のローカル信号の位相を調整する、位相調整方法。
【請求項１】
位相がそれぞれ異なる第１、第２、第３のローカル信号を用いて無線周波数信号の周波数を変換するハーモニックリジェクションミキサであって、
前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の位相差を検出する第１の位相差検出回路と、
前記第１のローカル信号と前記第３のローカル信号の位相差を検出する第２の位相差検出回路と、
前記第１の位相差検出回路において検出された位相差が第１の位相差となるように、前記第２のローカル信号の位相を調整する第１の位相調整回路と、
前記第２の位相差検出回路において検出された位相差が第２の位相差となるように、前記第３のローカル信号の位相を調整する第２の位相調整回路と、を備えるハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項２】
前記第１の位相差検出回路は、
前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号との位相差に応じて予め定められた電圧値を出力する第１の位相比較器を有し、
前記第２の位相差検出回路は、
前記第１のローカル信号と前記第３のローカル信号の位相差に応じて予め定められた電圧値を出力する第２の位相比較器を有する、請求項１記載のハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項３】
前記第１の位相調整回路は、
前記第１の位相比較器から出力される電圧値に応じて容量を調整する第１の可変容量ダイオードを有し、
前記第２の位相調整回路は、
前記第２の位相比較器から出力される電圧値に応じて容量を調整する第２の可変容量ダイオードを有する、請求項２記載のハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項４】
前記第１のローカル信号、前記第１の位相調整回路において位相が調整された前記第２のローカル信号又は前記第２の位相調整回路において位相が調整された前記第３のローカル信号と、前記無線周波数信号とを混合させるミキサをさらに備える、請求項２又は３に記載のハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項５】
前記第１及び第２の位相比較器は、前記ミキサと実質的に同一の特性を有するミキサである、請求項４記載のハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項６】
前記第１及び第２の位相調整回路において前記第１、第２及び第３のローカル信号の位相を調整する校正期間と、前記第１、第２及び第３のローカル信号と、前記無線周波数信号とを混合して周波数変換を行う通常期間とを切り替えるスイッチをさらに備え、
前記校正期間の場合、前記第１及び第２の位相比較器は、前記第１のローカル信号と、前記第２又は第３のローカル信号との位相差に応じて予め定められた電圧値を出力し、
前記通常期間の場合、前記第１及び第２の位相比較器は、前記ミキサとして動作する前記請求項４又は５記載のハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項７】
前記校正期間において、前記第１又は第２の位相比較器は、
２つのローカル信号の位相が実質的に同一である場合に出力する電圧値を算出し、さらに２つのローカル信号の位相差が１８０度異なる場合に出力する電圧値を算出する、請求項６記載のハーモニックリジェクションミキサ。
【請求項８】
位相がそれぞれ異なる第１、第２、第３のローカル信号を用いて無線周波数信号の周波数を変換するハーモニックリジェクションミキサにおける前記第１、第２、第３のローカル信号の位相調整方法であって、
前記第１のローカル信号と、前記第１のローカル信号と実質的に同一の位相を有する第１の基準信号との位相差に応じて定まる第１の出力電圧を算出し、
前記第１のローカル信号と、前記第１のローカル信号の位相を反転させた第２の基準信号との位相差に応じて定まる第２の出力電圧を算出し、
前記第１及び第２の出力電圧を用いて所定の位相差に応じて定まる第３及び第４の出力電圧を算出し、
前記第１の出力電圧に応じて前記第１のローカル信号の位相を調整し、
前記第３又は第４の出力電圧に応じて、前記第２又は第３のローカル信号の位相を調整する、位相調整方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１２−６５０１７（Ｐ２０１２−６５０１７Ａ）
【公開日】平成２４年３月２９日（２０１２．３．２９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２０５５８４（Ｐ２０１０−２０５５８４）
【出願日】平成２２年９月１４日（２０１０．９．１４）
【出願人】（３０２０６２９３１）ルネサスエレクトロニクス株式会社 (8,021)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月２９日（２０１２．３．２９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月１４日（２０１０．９．１４）
【出願人】（３０２０６２９３１）ルネサスエレクトロニクス株式会社 (8,021)
【Ｆターム（参考）】
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