バッテリチャージシステム
【課題】熱問題の発生しない効率の高いバッテリチャージシステムを実現する。
【解決手段】バッテリをチャージするための回路は、スイッチを介して流れる電流を管理することができるスイッチと、前記スイッチと結合され、前記スイッチの電力損の量に従って電流を調整可能な第１増幅器と、を具備する。バッテリの電圧が所定の電圧しきい値よりも低い場合には、スイッチに関係する電力損の量に従ってチャージ電流を調整し、前記バッテリの前記電圧が、前記所定の電圧しきい値に達した場合には、前記バッテリの前記電圧に従って前記チャージ電流を調整する。
【解決手段】バッテリをチャージするための回路は、スイッチを介して流れる電流を管理することができるスイッチと、前記スイッチと結合され、前記スイッチの電力損の量に従って電流を調整可能な第１増幅器と、を具備する。バッテリの電圧が所定の電圧しきい値よりも低い場合には、スイッチに関係する電力損の量に従ってチャージ電流を調整し、前記バッテリの前記電圧が、前記所定の電圧しきい値に達した場合には、前記バッテリの前記電圧に従って前記チャージ電流を調整する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バッテリチャージシステムに関する。
【０００２】
本出願は、本明細書に全体が引用により組み込まれている２００８年１０月９日出願の米国仮出願第61/195,778号“Battery Charging Systems”の優先権を主張する。
【背景技術】
【０００３】
一般に、Ｌｉ−Ｉｏｎバッテリチャージシステムといった従来のバッテリチャージシステムは、プリチャージ期間、定電流（ＣＣ）チャージ期間、および定電圧（ＣＶ）チャージ期間の３つのチャージ期間を有する。図１に、３つの期間における従来のバッテリチャージシステムのチャージプロファイル１００を図示する。
【０００４】
図１に示すように、前記チャージプロファイル１００は、バッテリセルのチャージ電流プロファイル１０２と、バッテリセルの電圧プロファイル１０４を有する。前記チャージ電流プロファイル１０２は、上述した３つのチャージ期間中、電圧プロファイル１０４とともに変化する。前記プリチャージ期間中では、バッテリセルは、前記チャージ電流プロファイル１０２に示されるように小さいプリチャージ電流によりチャージされ、バッテリセル電圧は、前記電圧プロファイル１０４において示されるようにゆっくり増加しうる。前記バッテリセル電圧が、電圧プロファイル１０４において示されたＣＣモード電圧しきい値に達すると、バッテリチャージシステムは、ＣＣチャージ期間に移行する。ＣＣチャージ期間中では、前記バッテリセルは、前記チャージ電流プロファイル１０２に示されるように定電流でチャージされ、バッテリセル電圧は、前記電圧プロファイル１０４に示されるように急速に増加しうる。前記バッテリセル電圧が、前記電圧プロファイル１０４において示されたＣＶモード電圧しきい値まで増加すると、バッテリチャージシステムは、ＣＶチャージ期間に移行する。ＣＶチャージ期間中では、前記バッテリセルは、前記バッテリセルの電圧をＣＶモードの電圧しきい値と等しい値に一定に保ちつつ、前記チャージ電流プロファイル１０２に示されるように徐々に減少する電流によりチャージされうる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
バッテリチャージシステムにおけるチャージスイッチの電力損は、式ＩＣＣ＊（ＶＩＮ−ＶＢＡＴＴ）により表すことができる。ここで、ＩＣＣは、定電流、そして（ＶＩＮ−ＶＢＡＴＴ）は、交流（ＡＣ）電圧アダプターやユニバーサル・シリアル・バス（ＵＳＢ）ポートなどの電源電圧とバッテリセル電圧との電圧差を示している。リニアチャージャによるバッテリチャージシステムにおいては、バッテリセル電圧が相対的に低い場合には、ＩＣＣ＊（ＶＩＮ−ＶＢＡＴＴ）の値は相対的に高いため、ＣＣチャージ期間中に熱問題（thermal issue）が発生しうる。この熱問題は、バッテリチャージシステムの温度が十分に冷えるまでチャージを停止するバッテリチャージシステムの熱保護機能（thermal protection mechanism）を起動しうる。いくつかの環境下では、バッテリチャージシステムは、相対的に短期間の後にチャージを停止する。このことがひいては、バッテリチャージシステムがチャージする／チャージしない間での急速な振動をもたらす原因となり、バッテリチャージシステムの効率を低下させる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一構成において、バッテリをチャージするための回路は、スイッチを介して流れる電流を管理可能なスイッチと、前記スイッチと結合されている第１増幅器と、を具備し、前記第１増幅器は、前記スイッチに関係する電力損の量に従って前記電流を調整可能である。
【０００７】
主張される発明の主題の実施形態の特徴および利点が、以下の発明を実施するための形態が進むにつれ、また図面を参照することにより明らかとなる。同一の参照番号は同一の部分を示す。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】従来のバッテリチャージシステムのためのチャージプロファイルを図示している。
【図２】本発明の一実施形態におけるバッテリチャージシステムの一例のブロック図である。
【図３】本発明の他の実施形態におけるバッテリチャージシステムの一例のブロック図である。
【図４】本発明の一実施形態におけるバッテリチャージシステムのためのチャージプロファイルを図示している。
【図５】本発明の一実施形態におけるバッテリチャージシステムにより遂行されるフローチャートを図示している。
【図６】本発明の他の実施形態におけるバッテリチャージシステムにより遂行されるフローチャートを図示している。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
次に、本発明の実施形態について説明する。これらの実施形態とともに本発明が説明されるが、本発明をこれらの実施形態に限定する意図ではない。むしろ、添付の特許請求の範囲により定義された本発明の精神および範囲内における、代替物、修正および均等をカバーする。
【００１０】
さらに、以下の本発明の詳細な説明にしたがって本発明の理解を提供するために、多数の具体的な詳細が説明される。しかし、本発明は、これら具体的な詳細がなくても実施しうることは、通常の当業者により理解されうる。本発明の特徴を無駄にあいまいにしないように、他の例では、既知の方法、プロシージャ、コンポーネンツ、および回路は、詳しく説明していない。
【００１１】
図２は、本発明の一実施形態における電力損制御のバッテリチャージシステム２００ブロック図を例示している。
【００１２】
この実施形態において、第１基準電圧ＶＳＥＴは、例えば演算増幅器（ＯＰＡ）である増幅器２０２の非反転入力端子に提供されている。さらに、ＯＰＡ２０２の反転入力端子と出力端子は、例えばＮＭＯＳ（N-Metal-Oxide-Semiconductor）トランジスタであるトランジスタ２０６のソース端子とゲート端子にそれぞれ結合されている。加えて、抵抗器２１０が、ＮＭＯＳトランジスタ２０６のソース端子とグランド間に結合されている。
【００１３】
前記ＯＰＡ２０２の反転入力電圧は、非反転入力電圧と等しいことから、前記ＮＭＯＳトランジスタ２０６のソース電圧は、前記基準電圧ＶＳＥＴと等しい。前記ＮＭＯＳトランジスタ２０６のゲート電流および前記ＯＰＡ２０２の反転入力電流を無視すると、第１基準電流ＩＲＥＦ１は、式（１）にしたがって生成される。
【００１４】
【数１】
【００１５】
ここで、Ｒ２１０は、抵抗器２１０の抵抗を表している。
【００１６】
さらに、第２基準電圧ＶＳＥＴ’は、例えば演算増幅器（ＯＰＡ）である増幅器２０４の非反転入力端子に提供されている。一実施形態において、前記第２基準電圧ＶＳＥＴ’は、前記第１基準電圧ＶＳＥＴと等しくてよい。さらに、反転入力端子とＯＰＡ２０４の出力端子は、例えばＮＭＯＳトランジスタであるトランジスタ２０８のソース端子とゲート端子にそれぞれ結合されている。加えて、抵抗器２１２が、ＮＭＯＳトランジスタ２０８のソース端子とグランド間に結合されている。
【００１７】
同様に、前記ＯＰＡ２０４の反転入力電圧は、ＯＰＡ２０４の非反転入力電圧と等しく、従って、ＮＭＯＳトランジスタ２０８のソース電圧は、前記基準電圧ＶＳＥＴと等しくできる。前記ＮＭＯＳトランジスタ２０８のゲート電流および前記ＯＰＡ２０４の反転入力電流を無視すると、第２基準電流ＩＲＥＦ２は、式（２）にしたがって生成される。
【００１８】
【数２】
【００１９】
ここで、Ｒ212は、抵抗器２１２の抵抗を表している。
【００２０】
一実施形態において、バッテリチャージシステム２００は、例えばＰＭＯＳ（P-Metal-Oxide-Semiconductor）トランジスタであるトランジスタ２１４および２１６により構成されている第１電流ミラーを具備する。一実施形態において、ＰＭＯＳトランジスタ２１４および２１６は、マッチされたまたは同一である。前記第１電流ミラーは、ＮＭＯＳトランジスタ２０６と、例えばＰＮＰトランジスタであるトランジスタ２１８との間に結合されている。ＰＮＰトランジスタ２１８のベース端子とコレクタ端子は、グランドと結合されている。バッテリチャージシステム２００は、例えばＰＭＯＳトランジスタであるトランジスタ２２０および２２２により構成された第２電流ミラーを具備する。一実施形態において、ＰＭＯＳトランジスタ２２０および２２０は、マッチされたまたは同一である。前記第２電流ミラーは、ＮＭＯＳトランジスタ２０８と、例えばＰＮＰトランジスタであるトランジスタ２２４との間に結合されている。ＰＮＰトランジスタ２２４は、ＰＮＰトランジスタ２１８とカスケードされており、ＰＮＰトランジスタ２２４のベース端子は、ＰＮＰトランジスタ２１８のエミッタ端子に結合されている。ＰＮＰトランジスタ２２４のコレクタ端子は、グランドと結合されている。
【００２１】
ＰＮＰトランジスタ２１８および２２４のベース電流を無視すると、ＰＮＰトランジスタ２１８を介して流れる電流ＩＲＥＦ１’は、第１基準電流ＩＲＥＦ１と等しい。従って、ＰＮＰトランジスタ２１８のエミッタ−ベース間電圧ＶＥＢ１は、式（３）にしたがって与えられる。
【００２２】
【数３】
【００２３】
ここで、ＶＴは、例えば、ＰＮＰトランジスタ２１８および２２４それぞれのＰＮＰトランジスタの所与の温度における熱電圧を表している。ＩＳは、例えば、ＰＮＰトランジスタ２１８および２２４それぞれのＰＮＰトランジスタにおけるベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。
【００２４】
同様に、ＰＮＰトランジスタ２２４の前記ベース電流を無視すると、ＰＮＰトランジスタ２２４を介して流れる電流ＩＲＥＦ２’は、第２基準電流ＩＲＥＦ2と等しい。したがって、ＰＮＰトランジスタ２２４のエミッタ−ベース間電圧ＶＥＢ２は、式（４）にしたがって与えられる。
【００２５】
【数４】
【００２６】
ＰＮＰトランジスタ２１８のベース端子は、グランドに結合され、ＰＮＰトランジスタ２２４のベース端子は、ＰＮＰトランジスタ２１８のエミッタ端子と結合されているため、ＰＮＰトランジスタ２２４のエミッタ電圧ＶＡは、式（５）にしたがって与えられる。
【００２７】
【数５】
【００２８】
一実施形態において、バッテリチャージシステム２００は、例えばチャージＦＥＴ（field effect transistor）であるチャージスイッチ２５２に結合されている、例えばＰＭＯＳトランジスタであるチャージ電流センサ２３０をさらに具備する。一実施形態において、チャージＦＥＴ２５２は、ＰＭＯＳトランジスタであってよい。チャージＦＥＴ２５２のゲート端子とソース端子は、それぞれＰＭＯＳトランジスタ２３０のゲート端子とソース端子に結合されている。したがって、チャージＦＥＴ２５２およびＰＭＯＳトランジスタ２３０は、同じゲート−ソース駆動電圧を有する。一実施形態において、ＰＭＯＳトランジスタ２３０は、チャージＦＥＴ２５２よりもＫ倍小さい。したがって、ショートチャネル変調効果が無視できる場合には、電流ＩＳＥＮは、チャージ電流ＩＣＨＧよりもＫ倍小さくてよい。電流ＩＳＥＮは、式（６）にしたがって与えられる。
【００２９】
【数６】
【００３０】
バッテリチャージシステム２００は、例えばトランスコンダクタンスゲインを有する演算トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）である増幅器２３４をさらに具備する。一実施形態において、ＯＴＡ２３４の前記トランスコンダクタンスゲインは、
【００３１】
【数７】
【００３２】
に設定される。入力電圧は、ＯＴＡ２３４の非反転入力端子に提供され、前記バッテリセル２５８の電圧は、ＯＴＡ２３４の反転入力端子に提供される。前記入力電圧と前記バッテリセル２５８の電圧との電圧差は、ＯＴＡ２３４によりバイアス電流ＩＤＣに変換されうる。前記バイアス電流ＩＤＣは、式（７）にしたがって与えられる。
【００３３】
【数８】
【００３４】
ここで、ＶＩＮは、入力電圧を表している。ＶＢＡＴＴは、前記バッテリセル２５８の電圧(言い換えればバッテリセル電圧)を表している。
【００３５】
一実施形態において、例えばＰＮＰトランジスタであるトランジスタ２３２は、センシング電流ＩＳＥＮを受け取る(receiving)ために、ＰＭＯＳトランジスタ２３０と結合されている。ＰＮＰトランジスタ２３２のベース端子とコレクタ端子は、グランドに結合されている。さらに、例えばＰＮＰトランジスタであるトランジスタ２３６は、バイアス電流ＩＤＣを受け取るために、ＯＴＡ２３４に結合されている。前記ＰＮＰトランジスタ２３６は、前記ＰＮＰトランジスタ２３２とカスケードされており、ＰＮＰトランジスタ２３６のベース端子は、ＰＮＰトランジスタ２３２のエミッタ端子と結合され、ＰＮＰトランジスタ２３２のベース端子は、グランドに結合されている。
【００３６】
ＰＮＰトランジスタ２３２および２３６のベース電流を無視すると、ＰＮＰトランジスタ２３２を介して流れる電流は、センシング電流ＩＳＥＮと等しい。したがって、ＰＮＰトランジスタ２３２のエミッタ−ベース間電圧ＶＥＢ３は、式（８）にしたがって与えられる。
【００３７】
【数９】
【００３８】
ここで、ＶＴは、例えば、ＰＮＰトランジスタ２１８，２２４，２３２，および２３６のそれぞれのＰＮＰトランジスタにおける所与の温度における熱電圧を表している。ＩＳは、例えば、ＰＮＰトランジスタ２１８，２２４，２３２，および２３６それぞれのＰＮＰトランジスタにおけるベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。
【００３９】
同様に、ＰＮＰトランジスタ２３６の前記ベース電流を無視すると、ＰＮＰトランジスタ２３６を介して流れる電流は、バイアス電流ＩＤＣと等しい。したがって、ＰＮＰトランジスタ２３６のエミッタ−ベース間電圧ＶＥＢ４は、式（９）にしたがって与えられる。
【００４０】
【数１０】
【００４１】
ＰＮＰトランジスタ２３２のベース端子は、グランドと結合されており、ＰＮＰトランジスタ２３６のベース端子は、ＰＮＰトランジスタ２３２のエミッタ端子と結合されているので、ＰＮＰトランジスタ２３６のエミッタ電圧ＶＢは、式（１０）にしたがって与えられる。
【００４２】
【数１１】
【００４３】
ここで、ＰＣＨＧは、
【００４４】
【数１２】
【００４５】
であり、チャージＦＥＴ２５２の電力損を表している。
【００４６】
一実施形態において、バッテリチャージシステム２００は、チャージＦＥＴ２５２の電力損ＰＣＨＧを所定の電力損しきい値ＰＳＥＴに保つために、例えばＯＰＡである誤差増幅器２４０を具備する。ＯＰＡ２４０の非反転入力端子は、ＰＮＰトランジスタ２３６のエミッタ端子と結合されており、ＯＰＡ２４０の反転入力端子は、ＰＮＰトランジスタ２２４のエミッタ端子と結合されている。非反転入力電圧ＶＢと反転入力電圧ＶＡ間の電圧差ＶＤＥＦ１は、式（１１）にしたがって与えられる。
【００４７】
【数１３】
【００４８】
ここで、ＰＳＥＴは、
【００４９】
【数１４】
【００５０】
であり、バッテリチャージシステム２００の所定の電力損しきい値を表している。一実施形態において、所定の電力損しきい値ＰＳＥＴは、抵抗器Ｒ２１０の抵抗を調整することによりプログラムしてもよい。電圧差ＶＤＥＦ１にしたがってＯＰＡ２４０は、ダイオード２４２を介してチャージＦＥＴ２５２への第１駆動電流ＩＤＲＶ１を生成する。
【００５１】
一実施形態において、バッテリチャージシステム２００は、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴを所定の電圧しきい値に保つために、例えばＯＰＡである誤差増幅器２４４も具備する。加えて、直列に結合された抵抗器２４８と抵抗器２５０は、前記バッテリセル２５８の正極と負極間に接続されている。ＯＰＡ２４４の非反転入力端子は、抵抗器２４８と抵抗器２５０の間のノードと結合されている。それ故、ＯＰＡ２４４の非反転入力電圧ＶＣは、式（１２）にしたがって与えられる。
【００５２】
【数１５】
【００５３】
ここでＲ２４８は、抵抗器２４８の抵抗を表している。Ｒ２５０は、抵抗器２５０の抵抗を表している。加えて、基準電圧ＶＲＥＦは、ＯＰＡ２４４の反転入力端子に提供される。一実施形態において、前記基準電圧ＶＲＥＦは、式（１３）により設定される。
【００５４】
【数１６】
【００５５】
ここで、ＶＰＲＥは、所定の電圧しきい値を表している。
【００５６】
従って、非反転入力電圧ＶＣと反転入力電圧ＶＲＥＦ間の電圧差ＶＤＥＦ２は、式（１４）に従って与えられる。
【００５７】
【数１７】
【００５８】
電圧差ＶＤＥＦ２に従って、ダイオード２４６を介して、ＯＰＡ２４４は、チャージＦＥＴ２５２への第２駆動電流ＩＤＲＶ２を生成可能である。
【００５９】
さらに、抵抗器２５４は、チャージＦＥＴ２５２のゲート端子とソース端子との間に結合されている。チャージＦＥＴ２５２のソース−ゲート間電圧は、抵抗器２５４における電圧とほぼ等しい。定電流源２５６は、抵抗器２５４に定電流ＩＣＣを提供するために、抵抗器２５４と直列に結合されている。
【００６０】
チャージャ(図示せず)が、バッテリチャージシステム２００に差し込まれた(plugged)場合には、前記バッテリセル２５８の電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値より低ければ、電圧差ＶＤＥＦ２は、式（１４）に従って負値となる。したがって、ＯＰＡ２４４により生成されるチャージＦＥＴ２５２への第２駆動電流ＩＤＲＶ２は、かなり小さい。したがって、第２駆動電流ＩＤＲＶ２は、無視しうる。さらに、ダイオード２４６は、ＯＰＡ２４４の出力端子へ流れる逆電流を防止できる。したがって、チャージＦＥＴ２５２の駆動電流は、ＯＰＡ２４４により影響されない。チャージＦＥＴ２５２は、ＯＰＡ２４０から出力される第１駆動電流ＩＤＲＶ１により主に制御される。したがって、前記バッテリセル２５８は、チャージＦＥＴ２５２の定電力損制御によりチャージされる。
【００６１】
定電力損チャージ期間中において、チャージＦＥＴ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値ＰＳＥＴより大きい場合には、電圧差ＶＤＥＦ１は、式（１１）にしたがって正値となる。したがって、ＯＰＡ２４０から出力される第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、増加される。電流ＩＣＣが一定のため、抵抗器２５４での電圧降下Ｖ２５４は、式（１５）にしたがって、減少する。
【００６２】
【数１８】
【００６３】
ここで、Ｒ２５４は、抵抗器２５４の抵抗を表している。チャージＦＥＴ２５２のソース−ゲート間電圧が減少するので、したがって、チャージ電流ＩＣＨＧおよび電力損ＰＣＨＧも減少する。
【００６４】
チャージＦＥＴ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値ＰＳＥＴより低い場合には、電圧差ＶＤＥＦ１は、式（１１）にしたがって負値となる。したがって、ＯＰＡ２４０から出力される第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、減少する。電流ＩＣＣが一定のため、抵抗器２５４での電圧降下Ｖ２５４は、式（１５）にしたがって増加する。チャージＦＥＴ２５２のソース−ゲート間電圧が増加するので、したがって、チャージ電流ＩＣＨＧおよび電力損ＰＣＨＧも、増加する。
【００６５】
その結果として、電力損ＰＣＨＧは、ほぼ一定値に保たれる。したがって、定電力損チャージ期間中のバッテリチャージシステム２００において、熱問題は発生しない。
【００６６】
バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが、所定の電圧しきい値に近づく場合には、電圧差ＶＤＥＦ２は、式（１４）に従って０に近づく。したがって、ＯＰＡ２４４から出力される第２駆動電流ＩＤＲＶ２は、徐々に増加し、無視することはできなくなる。したがって、抵抗器２５４での電圧降下Ｖ２５４は、式（１６）により与えられる。
【００６７】
【数１９】
【００６８】
第２駆動電流ＩＤＲＶ２が依然として増加している場合には、電圧降下Ｖ２５４は、減少する。チャージ電流ＩＣＨＧもまた減少する。ＯＰＡ２４０の非反転入力電圧ＶＢの減少の結果、電力損ＰＣＨＧは、減少する。したがって、ＯＰＡ２４０により生成された第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、減少する。第１駆動電流ＩＤＲＶ１が減少する間は、第２駆動電流ＩＤＲＶ２が増加するので、電圧降下Ｖ２５４は、第１駆動電流ＩＤＲＶ１の減少の割には増加しない。したがって、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴ所定の電圧しきい値に近づく場合には、第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、徐々に減少する。
【００６９】
バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値と等しいかそれより大きい場合には、ＯＰＡ２４０から出力される第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、かなり小さい。したがって、第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、無視しうる。さらに、ダイオード２４２は、ＯＰＡ２４０へ流れる逆電流を防止することができる。その後、チャージＦＥＴ２５２は、ＯＰＡ２４４から出力された第２駆動電流ＩＤＲＶ２により主に制御される。したがって、前記バッテリセル２５８は、定電圧制御下においてチャージされる。よって、定電力損制御から定電圧制御への滑らかな遷移が達成される。
【００７０】
定電圧チャージ期間中において、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値以上に増加する場合には、電圧差ＶＤＥＦ２は、式（１４）に従って負値となる。したがって、ＯＰＡ２４４により生成された第２駆動電流ＩＤＲＶ２は、増加する。電流ＩＣＣは、一定なので、式（１７）により計算される抵抗器２５４における電圧降下Ｖ２５４は、減少する。
【００７１】
【数２０】
【００７２】
したがって、チャージＦＥＴ２５２のソース−ゲート間電圧は減少し、それゆえ、チャージ電流ＩＣＨＧは、減少する。チャージ電流ＩＣＨＧは減少するが、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴは、ますますゆっくりと増加する。したがって、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴは、所定の電圧しきい値ＶＰＲＥとほぼ等しく保たれる。
【００７３】
加えて、ＯＰＡ２４０とＯＰＡ２４４によりそれぞれ生成される第１駆動電流ＩＤＲＶ１と第２駆動電流ＩＤＲＶ２がほぼゼロの場合には、抵抗器２５４における電圧降下Ｖ２５４は、
【００７４】
【数２１】
【００７５】
となる。
【００７６】
それぞれのチャージャの入力電圧は、例えば４．５ｖから５．５ｖである電圧範囲内で一定値であり、
【００７７】
【数２２】
【００７８】
の値は、前記範囲の最大値、例えば５．５ｖと等しく設定される。それ故に、チャージＦＥＴ２５２は、対応する範囲内で制御(regulated)される。
【００７９】
有利には、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが、所定の電圧しきい値より低い場合には、バッテリチャージシステム２００は、チャージＦＥＴ２５２の定電力損制御が実行可能である。バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値と等しいかそれより大きい場合には、バッテリチャージシステム２００は、前記バッテリセル２５８の定電圧制御が実行可能である。例えばＵＳＢポートのＡＣアダプターである電源の入力電圧と、バッテリセル電圧との電圧差が相対的に大きい場合には、従来のバッテリチャージシステムでは、図１に図示するように、定電流チャージ期間中に熱問題が発生しうる。従来のバッテリチャージシステムと比べて、バッテリチャージシステム２００においては、たとえ電源の入力電圧とバッテリセル電圧ＶＢＡＴＴとの電圧差が相対的に大きくても、すべてのチャージ期間中で熱問題が発生しない。さらには、バッテリチャージシステム２００は、過剰にドレインした(over-drained)バッテリセルのチャージのために使用しうる。バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが相対的に低い場合には、前記バッテリセル２５８のプリチャージのためにチャージ電流も相対的に低い。加えて、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが上昇すると、チャージ電流もチャージＦＥＴ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値ＰＳＥＴに到達するまで増加する。したがって、全体のチャージスピードは、相対的に速い。
【００８０】
図３は、本発明の一実施形態に従って電力損制御されたバッテリチャージシステム３００の一例のブロックダイヤグラムを示している。図２と同じ符号の要素は、同様の機能を有し、ここでは繰り返し説明しない。図３は、図２と組み合わせて説明される。
【００８１】
図３において、例えばＮＰＮトランジスタであるトランジスタ３１８は、基準電流ＩＲＥＦ１を受け取るために、ＮＭＯＳトランジスタ２０６と結合されている。さらに、例えばＮＰＮトランジスタであるトランジスタ３２４は、基準電流ＩＲＥＦ２を受け取るために、ＮＭＯＳトランジスタ２０８と結合されている。ＮＰＮトランジスタ３１８のベース端子およびコレクタ端子は、入力電圧ＶＩＮと接続されている。ＮＰＮトランジスタ３２４のベース端子は、ＮＰＮトランジスタ３１８のエミッタ端子と接続されている。したがって、ＮＰＮトランジスタ３２４は、ＮＰＮトランジスタ３１８とカスケードされている。ＮＰＮトランジスタ３２４のコレクタ端子は、入力電圧ＶＩＮと接続されている。
【００８２】
ＮＰＮトランジスタ３１８および３２４のベース電流は、無視しうる。それゆえ、ＮＰＮトランジスタ３１８を介して流れる電流は、第１基準電流ＩＲＥＦ１と等しい。したがって、ＮＰＮトランジスタ３１８のベース−エミッタ電圧ＶＢＥ１は、式（１８）にしたがって与えられる。
【００８３】
【数２３】
【００８４】
ここで、ＶＴは、バッテリチャージシステム３００における所与の温度における、例えばＮＰＮトランジスタ３１８および３２４であるそれぞれのＮＰＮトランジスタの熱電圧を表している。ＩＳは、例えば、ＮＰＮトランジスタ３１８および３２４であるそれぞれのＮＰＮトランジスタにおけるベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。
【００８５】
同様に、ＮＰＮトランジスタ３２４の前記ベース電流は、無視できる。それゆえ、ＮＰＮトランジスタ３２４を介して流れる電流は、第２基準電流ＩＲＥＦ２と等しい。したがって、ＮＰＮトランジスタ３２４のベース−エミッタ電圧ＶＢＥ２は、式（１９）にしたがって与えられる。
【００８６】
【数２４】
【００８７】
ＮＰＮトランジスタ３１８のベース端子は、入力電圧ＶＩＮと接続され、ＮＰＮトランジスタ３２４のベース端子は、ＮＰＮトランジスタ３１８のエミッタ端子と接続されているから、ＮＰＮトランジスタ３２４のエミッタ電圧ＶＡは、式（２０）にしたがって与えられる。
【００８８】
【数２５】
【００８９】
ここで、ＰＳＥＴは、
【００９０】
【数２６】
【００９１】
であり、バッテリチャージシステム３００の所定の電力損しきい値を表している。一実施形態において、所定の電力損しきい値ＰＳＥＴは、抵抗器Ｒ２１０の抵抗を調整することによりプログラム可能である。
【００９２】
一実施形態において、バッテリチャージシステム３００は、例えばＮＭＯＳトランジスタであるトランジスタ３１４および３１６により構成された第１電流ミラーを具備する。一実施形態において、トランジスタ３１４および３１６は、マッチされたまたは同一である。第１電流ミラーは、例えば、ＰＭＯＳトランジスタ２３０とＮＰＮトランジスタであるトランジスタ３３２との間に結合されている。ＮＰＮトランジスタ３３２のベース端子およびコレクタ端子は、入力電圧ＶＩＮに接続されている。バッテリチャージシステム３００は、例えばＮＭＯＳトランジスタであるトランジスタ３２０および３２２により構成された第２電流ミラーをさらに具備する。一実施形態において、トランジスタ３２０および３２２は、マッチされたまたは同一である。第２電流ミラーは、ＯＴＡ２３４の出力端子と、例えばＮＰＮトランジスタであるトランジスタ３３６との間に結合されている。ＮＰＮトランジスタ３３６は、ＮＰＮトランジスタ３３２とカスケードされ、ＮＰＮトランジスタ３３６のベース端子は、ＮＰＮトランジスタ３３２のエミッタ端子と接続されている。ＮＰＮトランジスタ３３６のコレクタ端子は、入力電圧ＶＩＮと接続されている。
【００９３】
ＮＰＮトランジスタ３３２を介して流れる電流ＩＳＥＮ’がＮＭＯＳトランジスタ３１４を介して流れるセンシング電流ＩＳＥＮと等しい場合において、ＮＰＮトランジスタ３３２およびＮＰＮトランジスタ３３６のベース電流は、無視できる。したがって、ＮＰＮトランジスタ３３２のベース−エミッタ電圧ＶＢＥ３は、式（２１）にしたがって与えられる。
【００９４】
【数２７】
【００９５】
ここで、ＶＴは、バッテリチャージシステム３００における所与の温度での、例えば、ＮＰＮトランジスタ３１８，３２４，３３２、および３３６それぞれのトランジスタの熱電圧を表している。ＩＳは、例えば、ＮＰＮトランジスタ３１８，３２４，３３２、および３３６それぞれのトランジスタにおけるベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。
【００９６】
同様に、ＮＰＮトランジスタ３３６の前記ベース電流は無視できる。ＮＰＮトランジスタ３３６を介して流れる電流ＩＤＣ’がＮＭＯＳトランジスタ３２０を介して流れるバイアス電流ＩＤＣと等しい場合においては、ＮＰＮトランジスタ３３６のベース−エミッタ電圧ＶＢＥ４は、式（２２）にしたがって与えられる。
【００９７】
【数２８】
【００９８】
ＮＰＮトランジスタ３３２のベース端子は入力電圧ＶＩＮと接続され、ＮＰＮトランジスタ３３６のベース端子は、ＮＰＮトランジスタ３３２のエミッタ端子と接続されているので、ＮＰＮトランジスタ３２６のエミッタ電圧ＶＢは、式（２３）にしたがって与えられる。
【００９９】
【数２９】
【０１００】
ここで、ＰＣＨＧは、
【０１０１】
【数３０】
【０１０２】
であり、チャージＦＥＴ２５２の電力損を表している。
【０１０３】
一実施形態において、ＯＰＡ２４０の非反転入力端子は、ＮＰＮトランジスタ３２４のエミッタ端子と結合されている。ＯＰＡ２４０の反転入力端子は、ＮＰＮトランジスタ３３６のエミッタ端子と結合されている。したがって、非反転入力電圧ＶＢと反転入力電圧ＶＡとの間の電圧差ＶＤＥＦ１は、式（２４）にしたがって与えられる。
【０１０４】
【数３１】
【０１０５】
電圧差ＶＤＥＦ１にしたがって、ＯＰＡ２４０は、ダイオード２４２を介してチャージＦＥＴ２５２への第１駆動電流ＩＤＲＶ１を生成する。
【０１０６】
したがって、バッテリチャージシステム３００は、図２のバッテリチャージシステム２００おける、チャージＦＥＴ２５２の定電力損制御を実行する、および／または前記バッテリセル２５８の定電圧制御を実行する同じプロセスを利用可能である。
【０１０７】
図４は、本発明の一実施形態に従う、例えば図２のバッテリチャージシステム２００であるバッテリチャージシステムでの、全てのチャージプロセス中のチャージプロファイル４００を図示している。図４は、図２と組み合わせて説明される。チャージプロファイル４００は、チャージＦＥＴ２５２の電力損プロファイル４０２と、前記バッテリセル２５８のチャージ電流プロファイル４０４と、前記バッテリセル２５８の電圧プロファイル４０６と、を含む。電力損プロファイル４０２は、チャージ電流プロファイル４０４および電圧プロファイル４０６とともに変化する。
【０１０８】
チャージャがバッテリチャージシステム２００に差し込まれた場合には、前記バッテリセル２５８の電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値ＶＰＲＥより低ければ、電圧差ＶＤＥＦ２は、式（１４）にしたがって負値となる。したがって、ＯＰＡ２４４からチャージＦＥＴ２５２へ出力された第２駆動電流ＩＤＲＶ２は小さく、したがって第２駆動電流ＩＤＲＶ２は無視できる。したがって、チャージＦＥＴ２５２は、ＯＰＡ２４０により出力される第１駆動電流ＩＤＲＶ１により主に制御される。それ故、前記バッテリセル２５８は、チャージＦＥＴ２５２の定電力損制御によりチャージされる。
【０１０９】
定電力損チャージ期間中において、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが相対的に低い場合には、チャージＦＥＴ２５２の電力損ＰＣＨＧを所定の電力損しきい値ＰＳＥＴにほぼ等しく保つように、チャージ電流ＩＣＨＧも小さい。電力損ＰＣＨＧを所定の電力損しきい値ＰＳＥＴにほぼ等しく保つように、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴの増加とともに、チャージ電流も増加する。
【０１１０】
バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが図４に示す所定の電圧しきい値ＶＰＲＥに近い場合、電圧差ＶＤＥＦ２は、式（１４）にしたがってゼロに近づく。その結果、第２駆動電流ＩＤＲＶ２は、徐々に増加し、もはや無視できなくなる。同時に、ＯＰＡ２４０により生成された第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、徐々に減少する。前記バッテリセル２５８の電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値ＶＰＲＥに近づく場合には、第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、相対的に小さくなるまで減少し、無視できる。それ故、チャージＦＥＴ２５２は、ＯＰＡ２４４から出力される第２駆動電流ＩＤＲＶ２により主に制御され、前記バッテリセル２５８は、定電圧制御下においてチャージされる。
【０１１１】
定電圧チャージ期間中において、チャージ電流ＩＣＨＧは、徐々にゼロに減少する。したがって、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴは、ますますゆっくりと増加する。したがって、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴは、所定の電圧しきい値ＶＰＲＥとほぼ等しく保たれる。バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴがほぼ一定であるので、同時に、電力損ＰＣＨＧもチャージ電流ＩＣＨＧとともに減少する。
【０１１２】
図５は、本発明の一実施形態にしたがう、例えば図２のバッテリチャージシステム２００であるバッテリチャージシステムにより遂行されるオペレーションのフローチャートを図示している。図５は、図２と組み合わせて説明される。
【０１１３】
ブロック５０２において、バッテリチャージシステムは、チャージスイッチ２５２を経由した、例えば前記バッテリセル２５８であるバッテリへのチャージ電流の生成を開始する。バッテリの電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値ＶＰＲＥより少ない場合には（ブロック５０４）、チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧは、ブロック５０６で所定の電力損しきい値ＰＳＥＴと比較される。ブロック５０８では、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流ＩＣＨＧが、チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧを一定に保つように比較結果にしたがって調整される。
【０１１４】
一実施形態において、チャージスイッチ２５２への駆動電流は、比較結果にしたがって生成される。チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値ＰＳＥＴより大きい場合には、チャージ電流ＩＣＨＧは、駆動電流により減少する。チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値より小さい場合には、チャージ電流ＩＣＨＧは、駆動電流により増加する。
【０１１５】
バッテリの電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値ＶＰＲＥと等しいかそれより大きい場合には、ブロック５１０において、バッテリの電圧ＶＢＡＴＴは、所定の電圧しきい値ＶＰＲＥと比較される。ブロック５１２において、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流ＩＣＨＧは、バッテリの電圧ＶＢＡＴＴを制御する（例えば、一定に保つ、またはほぼ一定にする）ように比較結果にしたがって調整される。
【０１１６】
一実施形態において、駆動電流は、比較結果にしたがって、チャージスイッチ２５２へ生成される。バッテリの電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値ＶＰＲＥより大きい場合には、チャージ電流ＩＣＨＧは、駆動電流により減少する。
【０１１７】
図６は、本発明の一実施形態に従う、例えば、図２におけるバッテリチャージシステム２００であるバッテリチャージシステムにおいて、所定の電力損しきい値とチャージスイッチの電力損とを比較する方法のフローチャート６００を図示している。図６は、図５および図２と組み合わせて説明される。
【０１１８】
ブロック６０２において、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流とともに変化する第１電流Ｉ１が生成される。前記第１電流Ｉ１は、式（２５）により与えられる。
【０１１９】
【数３２】
【０１２０】
ここで、ＩＣＨＧは、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流を表している。Ｋは、チャージスイッチ２５２および電流センサ２３０の相対サイズを基にしたスケーリングパラメータを表している。一実施形態において、第１電流Ｉ１は、ソース端子とゲート端子が、それぞれチャージスイッチ２５２のソース端子とゲート端子に接続されている電流センサ２３０（例えば、ＰＭＯＳトランジスタ）により生成される。ＰＭＯＳトランジスタ２３０のサイズは、チャージスイッチ２５２のサイズよりＫ倍小さいので、ショートチャネル変調効果(short-channel modulation effect)が無視できる場合には、第１電流Ｉ１は、チャージ電流ＩＣＨＧよりＫ倍小さい。
【０１２１】
ブロック６０４において、チャージスイッチ２５２における電圧は、式（２６）により第２電流Ｉ２に変換される。
【０１２２】
【数３３】
【０１２３】
ここで、Ｇｍは、変換パラメータを表している。一実施形態において、第２電流Ｉ２は、チャージスイッチ２５２のソース端子とドレイン端子間に結合された、例えばＯＴＡ２３４の増幅器により生成される。ＯＴＡ２３４のトランスコンダクタンスゲインは、変換パラメータＧｍの値に設定される。
【０１２４】
ブロック６０６において、例えば、ＰＮＰトランジスタ２３２のトランジスタのエミッタとベース間の第１電圧ＶＥＢ１は、第１電流Ｉ１にしたがって式（２７）により生成される。
【０１２５】
【数３４】
【０１２６】
ここで、ＶＴ１は、所与の温度におけるＰＮＰトランジスタ２３２の熱電圧を表している。ＩＳ１は、ＰＮＰトランジスタ２３２のベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。
【０１２７】
ブロック６０８において、例えばＰＮＰトランジスタ２３６のトランジスタのエミッタとベース間の第２電圧ＶＥＢ２は、第２電流Ｉ２にしたがって式（２８）により生成される。
【０１２８】
【数３５】
【０１２９】
ここで、ＶＴ２は、所与の温度におけるＰＮＰトランジスタ２３６の熱電圧を表している。ＩＳ２は、ＰＮＰトランジスタ２３６のベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。ＩＳ２は、ＩＳ１と等しい。
【０１３０】
ブロック６１０において、例えばＰＮＰトランジスタ２１８のトランジスタのエミッタとベース間の第３電圧ＶＥＢ３は、第１基準電流ＩＲＥＦ１にしたがって式（２９）により生成される。
【０１３１】
【数３６】
【０１３２】
ここで、ＶＴ３は、所与の温度におけるＰＮＰトランジスタ２１８の熱電圧を表している。ＩＳ３は、ＰＮＰトランジスタ２１８のベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。ＶＴ３は、ＶＴ１と等しい。ＩＳ３は、ＩＳ１と等しい。
【０１３３】
ブロック６１２において、例えばＰＮＰトランジスタ２２４のトランジスタのエミッタとベース間における第４電圧ＶＥＢ４は、第２基準電流ＩＲＥＦ２にしたがって式（３０）により生成される。
【０１３４】
【数３７】
【０１３５】
ここで、ＶＴ４は、所与の温度におけるＰＮＰトランジスタ２２４の熱電圧を表している。ＩＳ４は、ＰＮＰトランジスタ２２４のベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。ＶＴ４は、ＶＴ１と等しい。ＩＳ４は、ＩＳ１と等しい。
【０１３６】
その後、ブロック６１４において、電圧差ＶＤＩＦが、式（３１）により計算される。
【０１３７】
【数３８】
【０１３８】
ここで、ＰＣＨＧは、
【０１３９】
【数３９】
【０１４０】
であり、チャージＦＥＴ２５２の電力損を表している。ＰＳＥＴは、
【０１４１】
【数４０】
【０１４２】
であり、所定の電力損しきい値を表している。
【０１４３】
ブロック６１６において、チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧは、電圧差ＶＤＩＦにしたがって所定の電力損しきい値ＰＳＥＴと比較される。電圧差ＶＤＩＦが正値の場合には、チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧは、所定の電力損しきい値ＰＳＥＴより大きい。電圧差ＶＤＩＦが負値の場合には、チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧは、所定の電力損しきい値ＰＳＥＴより小さい。
【０１４４】
したがって、例えば図２および図３のバッテリチャージシステム２００，３００であるバッテリチャージシステムがここで説明される。一実施形態において、バッテリチャージシステムは、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流を制御するチャージスイッチ２５２と、チャージスイッチ２５２と結合された第１誤差増幅器２４０と、を具備する。第１誤差増幅器２４０は、バッテリの電圧が所定の電圧しきい値より低い場合に、チャージスイッチ２５２の電力損を相対的に一定に保つようにチャージ電流を調整するために使用される。バッテリチャージシステムは、チャージスイッチ２５２と結合された第２誤差増幅器２４４も具備する。第２誤差増幅器２４４は、バッテリの電圧が所定の電圧しきい値と等しいかそれよりも大きい場合に、バッテリの電圧を相対的に一定に保つようにチャージ電流を調整するために使用される。さらに、バッテリチャージシステムは、複数のバッテリをチャージするために使用してもよい。
【０１４５】
バッテリの電圧が、所定の電圧しきい値より低い場合には、前記バッテリセル２５８は、チャージスイッチ２５２の定電力損制御によりチャージされる。第１誤差増幅器２４０は、チャージスイッチ２５２の電力損と所定の電力損しきい値を比較し、電力損の比較結果にしたがってチャージスイッチ２５２への駆動電流を生成する。チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値より大きい場合には、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流ＩＣＨＧは、駆動電流により減少する。チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値より小さい場合には、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流ＩＣＨＧは、駆動電流により増加する。
【０１４６】
バッテリセル電圧が、所定の電圧しきい値より等しいかそれより大きい場合には、前記バッテリセル２５８は、定電圧制御下でチャージされる。第２誤差増幅器２４４は、バッテリの電圧を所定の電圧しきい値と比較し、電圧の比較結果にしたがってチャージスイッチ２５２への駆動電流を生成する。バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値ＶＰＲＥより大きい場合には、チャージ電流ＩＣＨＧは、駆動電流により減少する。
【０１４７】
有利には、電源とバッテリセル電圧ＶＢＡＴＴとの電圧差が大きい場合には、全チャージ期間中においてバッテリチャージシステム２００または３００において熱問題はない。さらに、バッテリチャージシステムは、過剰にドレインしたバッテリセルのチャージのために使用しうる。バッテリの電圧がかなり低い場合には、チャージ電流は、バッテリのプリチャージのために小さい。加えて、バッテリの電圧が上昇した場合には、チャージスイッチの電力損が所定の電力損しきい値に達するまでチャージ電流も上昇する。したがって、全体のチャージスピードは速い。
【０１４８】
本明細書で、実施形態につき説明しているが、あくまで例示であり、ここで説明される本発明を利用するそれらに限定する趣旨ではない。当業者にとって、添付の特許請求の範囲で定められる本発明の精神と範囲を大きく離れることなく、多くの他の実施形態が可能であることは明白である。さらに、発明の要素は、単数で説明され、または特許請求の範囲に定められているが、単数であると明確に提示されていない限り、複数も予定しているものである。
【符号の説明】
【０１４９】
ＶＢＡＴＴ バッテリセル電圧
ＶＲＥＦ 基準電圧
ＶＳＥＴ 第１基準電圧
ＶＳＥＴ’ 第２基準電圧
ＩＣＣ 定電流
ＩＲＥＦ１ 第１基準電流
ＩＲＥＦ２ 第２基準電流
ＩＤＲＶ１ 第１駆動電流
ＩＤＲＶ２ 第２駆動電流
ＩＣＨＧ チャージ電流
ＩＳＥＮ センシング電流
ＰＣＨＧ チャージスイッチの電力損
ＰＳＥＴ 所定の電力損しきい値
ＶＰＲＥ 所定の電圧しきい値
２００ バッテリチャージシステム
２０２，２０４，２４０，２４４ ＯＰＡ（増幅器）
２３４ 演算トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）
２５２ チャージスイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バッテリチャージシステムに関する。
【０００２】
本出願は、本明細書に全体が引用により組み込まれている２００８年１０月９日出願の米国仮出願第61/195,778号“Battery Charging Systems”の優先権を主張する。
【背景技術】
【０００３】
一般に、Ｌｉ−Ｉｏｎバッテリチャージシステムといった従来のバッテリチャージシステムは、プリチャージ期間、定電流（ＣＣ）チャージ期間、および定電圧（ＣＶ）チャージ期間の３つのチャージ期間を有する。図１に、３つの期間における従来のバッテリチャージシステムのチャージプロファイル１００を図示する。
【０００４】
図１に示すように、前記チャージプロファイル１００は、バッテリセルのチャージ電流プロファイル１０２と、バッテリセルの電圧プロファイル１０４を有する。前記チャージ電流プロファイル１０２は、上述した３つのチャージ期間中、電圧プロファイル１０４とともに変化する。前記プリチャージ期間中では、バッテリセルは、前記チャージ電流プロファイル１０２に示されるように小さいプリチャージ電流によりチャージされ、バッテリセル電圧は、前記電圧プロファイル１０４において示されるようにゆっくり増加しうる。前記バッテリセル電圧が、電圧プロファイル１０４において示されたＣＣモード電圧しきい値に達すると、バッテリチャージシステムは、ＣＣチャージ期間に移行する。ＣＣチャージ期間中では、前記バッテリセルは、前記チャージ電流プロファイル１０２に示されるように定電流でチャージされ、バッテリセル電圧は、前記電圧プロファイル１０４に示されるように急速に増加しうる。前記バッテリセル電圧が、前記電圧プロファイル１０４において示されたＣＶモード電圧しきい値まで増加すると、バッテリチャージシステムは、ＣＶチャージ期間に移行する。ＣＶチャージ期間中では、前記バッテリセルは、前記バッテリセルの電圧をＣＶモードの電圧しきい値と等しい値に一定に保ちつつ、前記チャージ電流プロファイル１０２に示されるように徐々に減少する電流によりチャージされうる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
バッテリチャージシステムにおけるチャージスイッチの電力損は、式ＩＣＣ＊（ＶＩＮ−ＶＢＡＴＴ）により表すことができる。ここで、ＩＣＣは、定電流、そして（ＶＩＮ−ＶＢＡＴＴ）は、交流（ＡＣ）電圧アダプターやユニバーサル・シリアル・バス（ＵＳＢ）ポートなどの電源電圧とバッテリセル電圧との電圧差を示している。リニアチャージャによるバッテリチャージシステムにおいては、バッテリセル電圧が相対的に低い場合には、ＩＣＣ＊（ＶＩＮ−ＶＢＡＴＴ）の値は相対的に高いため、ＣＣチャージ期間中に熱問題（thermal issue）が発生しうる。この熱問題は、バッテリチャージシステムの温度が十分に冷えるまでチャージを停止するバッテリチャージシステムの熱保護機能（thermal protection mechanism）を起動しうる。いくつかの環境下では、バッテリチャージシステムは、相対的に短期間の後にチャージを停止する。このことがひいては、バッテリチャージシステムがチャージする／チャージしない間での急速な振動をもたらす原因となり、バッテリチャージシステムの効率を低下させる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一構成において、バッテリをチャージするための回路は、スイッチを介して流れる電流を管理可能なスイッチと、前記スイッチと結合されている第１増幅器と、を具備し、前記第１増幅器は、前記スイッチに関係する電力損の量に従って前記電流を調整可能である。
【０００７】
主張される発明の主題の実施形態の特徴および利点が、以下の発明を実施するための形態が進むにつれ、また図面を参照することにより明らかとなる。同一の参照番号は同一の部分を示す。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】従来のバッテリチャージシステムのためのチャージプロファイルを図示している。
【図２】本発明の一実施形態におけるバッテリチャージシステムの一例のブロック図である。
【図３】本発明の他の実施形態におけるバッテリチャージシステムの一例のブロック図である。
【図４】本発明の一実施形態におけるバッテリチャージシステムのためのチャージプロファイルを図示している。
【図５】本発明の一実施形態におけるバッテリチャージシステムにより遂行されるフローチャートを図示している。
【図６】本発明の他の実施形態におけるバッテリチャージシステムにより遂行されるフローチャートを図示している。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
次に、本発明の実施形態について説明する。これらの実施形態とともに本発明が説明されるが、本発明をこれらの実施形態に限定する意図ではない。むしろ、添付の特許請求の範囲により定義された本発明の精神および範囲内における、代替物、修正および均等をカバーする。
【００１０】
さらに、以下の本発明の詳細な説明にしたがって本発明の理解を提供するために、多数の具体的な詳細が説明される。しかし、本発明は、これら具体的な詳細がなくても実施しうることは、通常の当業者により理解されうる。本発明の特徴を無駄にあいまいにしないように、他の例では、既知の方法、プロシージャ、コンポーネンツ、および回路は、詳しく説明していない。
【００１１】
図２は、本発明の一実施形態における電力損制御のバッテリチャージシステム２００ブロック図を例示している。
【００１２】
この実施形態において、第１基準電圧ＶＳＥＴは、例えば演算増幅器（ＯＰＡ）である増幅器２０２の非反転入力端子に提供されている。さらに、ＯＰＡ２０２の反転入力端子と出力端子は、例えばＮＭＯＳ（N-Metal-Oxide-Semiconductor）トランジスタであるトランジスタ２０６のソース端子とゲート端子にそれぞれ結合されている。加えて、抵抗器２１０が、ＮＭＯＳトランジスタ２０６のソース端子とグランド間に結合されている。
【００１３】
前記ＯＰＡ２０２の反転入力電圧は、非反転入力電圧と等しいことから、前記ＮＭＯＳトランジスタ２０６のソース電圧は、前記基準電圧ＶＳＥＴと等しい。前記ＮＭＯＳトランジスタ２０６のゲート電流および前記ＯＰＡ２０２の反転入力電流を無視すると、第１基準電流ＩＲＥＦ１は、式（１）にしたがって生成される。
【００１４】
【数１】
【００１５】
ここで、Ｒ２１０は、抵抗器２１０の抵抗を表している。
【００１６】
さらに、第２基準電圧ＶＳＥＴ’は、例えば演算増幅器（ＯＰＡ）である増幅器２０４の非反転入力端子に提供されている。一実施形態において、前記第２基準電圧ＶＳＥＴ’は、前記第１基準電圧ＶＳＥＴと等しくてよい。さらに、反転入力端子とＯＰＡ２０４の出力端子は、例えばＮＭＯＳトランジスタであるトランジスタ２０８のソース端子とゲート端子にそれぞれ結合されている。加えて、抵抗器２１２が、ＮＭＯＳトランジスタ２０８のソース端子とグランド間に結合されている。
【００１７】
同様に、前記ＯＰＡ２０４の反転入力電圧は、ＯＰＡ２０４の非反転入力電圧と等しく、従って、ＮＭＯＳトランジスタ２０８のソース電圧は、前記基準電圧ＶＳＥＴと等しくできる。前記ＮＭＯＳトランジスタ２０８のゲート電流および前記ＯＰＡ２０４の反転入力電流を無視すると、第２基準電流ＩＲＥＦ２は、式（２）にしたがって生成される。
【００１８】
【数２】
【００１９】
ここで、Ｒ212は、抵抗器２１２の抵抗を表している。
【００２０】
一実施形態において、バッテリチャージシステム２００は、例えばＰＭＯＳ（P-Metal-Oxide-Semiconductor）トランジスタであるトランジスタ２１４および２１６により構成されている第１電流ミラーを具備する。一実施形態において、ＰＭＯＳトランジスタ２１４および２１６は、マッチされたまたは同一である。前記第１電流ミラーは、ＮＭＯＳトランジスタ２０６と、例えばＰＮＰトランジスタであるトランジスタ２１８との間に結合されている。ＰＮＰトランジスタ２１８のベース端子とコレクタ端子は、グランドと結合されている。バッテリチャージシステム２００は、例えばＰＭＯＳトランジスタであるトランジスタ２２０および２２２により構成された第２電流ミラーを具備する。一実施形態において、ＰＭＯＳトランジスタ２２０および２２０は、マッチされたまたは同一である。前記第２電流ミラーは、ＮＭＯＳトランジスタ２０８と、例えばＰＮＰトランジスタであるトランジスタ２２４との間に結合されている。ＰＮＰトランジスタ２２４は、ＰＮＰトランジスタ２１８とカスケードされており、ＰＮＰトランジスタ２２４のベース端子は、ＰＮＰトランジスタ２１８のエミッタ端子に結合されている。ＰＮＰトランジスタ２２４のコレクタ端子は、グランドと結合されている。
【００２１】
ＰＮＰトランジスタ２１８および２２４のベース電流を無視すると、ＰＮＰトランジスタ２１８を介して流れる電流ＩＲＥＦ１’は、第１基準電流ＩＲＥＦ１と等しい。従って、ＰＮＰトランジスタ２１８のエミッタ−ベース間電圧ＶＥＢ１は、式（３）にしたがって与えられる。
【００２２】
【数３】
【００２３】
ここで、ＶＴは、例えば、ＰＮＰトランジスタ２１８および２２４それぞれのＰＮＰトランジスタの所与の温度における熱電圧を表している。ＩＳは、例えば、ＰＮＰトランジスタ２１８および２２４それぞれのＰＮＰトランジスタにおけるベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。
【００２４】
同様に、ＰＮＰトランジスタ２２４の前記ベース電流を無視すると、ＰＮＰトランジスタ２２４を介して流れる電流ＩＲＥＦ２’は、第２基準電流ＩＲＥＦ2と等しい。したがって、ＰＮＰトランジスタ２２４のエミッタ−ベース間電圧ＶＥＢ２は、式（４）にしたがって与えられる。
【００２５】
【数４】
【００２６】
ＰＮＰトランジスタ２１８のベース端子は、グランドに結合され、ＰＮＰトランジスタ２２４のベース端子は、ＰＮＰトランジスタ２１８のエミッタ端子と結合されているため、ＰＮＰトランジスタ２２４のエミッタ電圧ＶＡは、式（５）にしたがって与えられる。
【００２７】
【数５】
【００２８】
一実施形態において、バッテリチャージシステム２００は、例えばチャージＦＥＴ（field effect transistor）であるチャージスイッチ２５２に結合されている、例えばＰＭＯＳトランジスタであるチャージ電流センサ２３０をさらに具備する。一実施形態において、チャージＦＥＴ２５２は、ＰＭＯＳトランジスタであってよい。チャージＦＥＴ２５２のゲート端子とソース端子は、それぞれＰＭＯＳトランジスタ２３０のゲート端子とソース端子に結合されている。したがって、チャージＦＥＴ２５２およびＰＭＯＳトランジスタ２３０は、同じゲート−ソース駆動電圧を有する。一実施形態において、ＰＭＯＳトランジスタ２３０は、チャージＦＥＴ２５２よりもＫ倍小さい。したがって、ショートチャネル変調効果が無視できる場合には、電流ＩＳＥＮは、チャージ電流ＩＣＨＧよりもＫ倍小さくてよい。電流ＩＳＥＮは、式（６）にしたがって与えられる。
【００２９】
【数６】
【００３０】
バッテリチャージシステム２００は、例えばトランスコンダクタンスゲインを有する演算トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）である増幅器２３４をさらに具備する。一実施形態において、ＯＴＡ２３４の前記トランスコンダクタンスゲインは、
【００３１】
【数７】
【００３２】
に設定される。入力電圧は、ＯＴＡ２３４の非反転入力端子に提供され、前記バッテリセル２５８の電圧は、ＯＴＡ２３４の反転入力端子に提供される。前記入力電圧と前記バッテリセル２５８の電圧との電圧差は、ＯＴＡ２３４によりバイアス電流ＩＤＣに変換されうる。前記バイアス電流ＩＤＣは、式（７）にしたがって与えられる。
【００３３】
【数８】
【００３４】
ここで、ＶＩＮは、入力電圧を表している。ＶＢＡＴＴは、前記バッテリセル２５８の電圧(言い換えればバッテリセル電圧)を表している。
【００３５】
一実施形態において、例えばＰＮＰトランジスタであるトランジスタ２３２は、センシング電流ＩＳＥＮを受け取る(receiving)ために、ＰＭＯＳトランジスタ２３０と結合されている。ＰＮＰトランジスタ２３２のベース端子とコレクタ端子は、グランドに結合されている。さらに、例えばＰＮＰトランジスタであるトランジスタ２３６は、バイアス電流ＩＤＣを受け取るために、ＯＴＡ２３４に結合されている。前記ＰＮＰトランジスタ２３６は、前記ＰＮＰトランジスタ２３２とカスケードされており、ＰＮＰトランジスタ２３６のベース端子は、ＰＮＰトランジスタ２３２のエミッタ端子と結合され、ＰＮＰトランジスタ２３２のベース端子は、グランドに結合されている。
【００３６】
ＰＮＰトランジスタ２３２および２３６のベース電流を無視すると、ＰＮＰトランジスタ２３２を介して流れる電流は、センシング電流ＩＳＥＮと等しい。したがって、ＰＮＰトランジスタ２３２のエミッタ−ベース間電圧ＶＥＢ３は、式（８）にしたがって与えられる。
【００３７】
【数９】
【００３８】
ここで、ＶＴは、例えば、ＰＮＰトランジスタ２１８，２２４，２３２，および２３６のそれぞれのＰＮＰトランジスタにおける所与の温度における熱電圧を表している。ＩＳは、例えば、ＰＮＰトランジスタ２１８，２２４，２３２，および２３６それぞれのＰＮＰトランジスタにおけるベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。
【００３９】
同様に、ＰＮＰトランジスタ２３６の前記ベース電流を無視すると、ＰＮＰトランジスタ２３６を介して流れる電流は、バイアス電流ＩＤＣと等しい。したがって、ＰＮＰトランジスタ２３６のエミッタ−ベース間電圧ＶＥＢ４は、式（９）にしたがって与えられる。
【００４０】
【数１０】
【００４１】
ＰＮＰトランジスタ２３２のベース端子は、グランドと結合されており、ＰＮＰトランジスタ２３６のベース端子は、ＰＮＰトランジスタ２３２のエミッタ端子と結合されているので、ＰＮＰトランジスタ２３６のエミッタ電圧ＶＢは、式（１０）にしたがって与えられる。
【００４２】
【数１１】
【００４３】
ここで、ＰＣＨＧは、
【００４４】
【数１２】
【００４５】
であり、チャージＦＥＴ２５２の電力損を表している。
【００４６】
一実施形態において、バッテリチャージシステム２００は、チャージＦＥＴ２５２の電力損ＰＣＨＧを所定の電力損しきい値ＰＳＥＴに保つために、例えばＯＰＡである誤差増幅器２４０を具備する。ＯＰＡ２４０の非反転入力端子は、ＰＮＰトランジスタ２３６のエミッタ端子と結合されており、ＯＰＡ２４０の反転入力端子は、ＰＮＰトランジスタ２２４のエミッタ端子と結合されている。非反転入力電圧ＶＢと反転入力電圧ＶＡ間の電圧差ＶＤＥＦ１は、式（１１）にしたがって与えられる。
【００４７】
【数１３】
【００４８】
ここで、ＰＳＥＴは、
【００４９】
【数１４】
【００５０】
であり、バッテリチャージシステム２００の所定の電力損しきい値を表している。一実施形態において、所定の電力損しきい値ＰＳＥＴは、抵抗器Ｒ２１０の抵抗を調整することによりプログラムしてもよい。電圧差ＶＤＥＦ１にしたがってＯＰＡ２４０は、ダイオード２４２を介してチャージＦＥＴ２５２への第１駆動電流ＩＤＲＶ１を生成する。
【００５１】
一実施形態において、バッテリチャージシステム２００は、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴを所定の電圧しきい値に保つために、例えばＯＰＡである誤差増幅器２４４も具備する。加えて、直列に結合された抵抗器２４８と抵抗器２５０は、前記バッテリセル２５８の正極と負極間に接続されている。ＯＰＡ２４４の非反転入力端子は、抵抗器２４８と抵抗器２５０の間のノードと結合されている。それ故、ＯＰＡ２４４の非反転入力電圧ＶＣは、式（１２）にしたがって与えられる。
【００５２】
【数１５】
【００５３】
ここでＲ２４８は、抵抗器２４８の抵抗を表している。Ｒ２５０は、抵抗器２５０の抵抗を表している。加えて、基準電圧ＶＲＥＦは、ＯＰＡ２４４の反転入力端子に提供される。一実施形態において、前記基準電圧ＶＲＥＦは、式（１３）により設定される。
【００５４】
【数１６】
【００５５】
ここで、ＶＰＲＥは、所定の電圧しきい値を表している。
【００５６】
従って、非反転入力電圧ＶＣと反転入力電圧ＶＲＥＦ間の電圧差ＶＤＥＦ２は、式（１４）に従って与えられる。
【００５７】
【数１７】
【００５８】
電圧差ＶＤＥＦ２に従って、ダイオード２４６を介して、ＯＰＡ２４４は、チャージＦＥＴ２５２への第２駆動電流ＩＤＲＶ２を生成可能である。
【００５９】
さらに、抵抗器２５４は、チャージＦＥＴ２５２のゲート端子とソース端子との間に結合されている。チャージＦＥＴ２５２のソース−ゲート間電圧は、抵抗器２５４における電圧とほぼ等しい。定電流源２５６は、抵抗器２５４に定電流ＩＣＣを提供するために、抵抗器２５４と直列に結合されている。
【００６０】
チャージャ(図示せず)が、バッテリチャージシステム２００に差し込まれた(plugged)場合には、前記バッテリセル２５８の電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値より低ければ、電圧差ＶＤＥＦ２は、式（１４）に従って負値となる。したがって、ＯＰＡ２４４により生成されるチャージＦＥＴ２５２への第２駆動電流ＩＤＲＶ２は、かなり小さい。したがって、第２駆動電流ＩＤＲＶ２は、無視しうる。さらに、ダイオード２４６は、ＯＰＡ２４４の出力端子へ流れる逆電流を防止できる。したがって、チャージＦＥＴ２５２の駆動電流は、ＯＰＡ２４４により影響されない。チャージＦＥＴ２５２は、ＯＰＡ２４０から出力される第１駆動電流ＩＤＲＶ１により主に制御される。したがって、前記バッテリセル２５８は、チャージＦＥＴ２５２の定電力損制御によりチャージされる。
【００６１】
定電力損チャージ期間中において、チャージＦＥＴ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値ＰＳＥＴより大きい場合には、電圧差ＶＤＥＦ１は、式（１１）にしたがって正値となる。したがって、ＯＰＡ２４０から出力される第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、増加される。電流ＩＣＣが一定のため、抵抗器２５４での電圧降下Ｖ２５４は、式（１５）にしたがって、減少する。
【００６２】
【数１８】
【００６３】
ここで、Ｒ２５４は、抵抗器２５４の抵抗を表している。チャージＦＥＴ２５２のソース−ゲート間電圧が減少するので、したがって、チャージ電流ＩＣＨＧおよび電力損ＰＣＨＧも減少する。
【００６４】
チャージＦＥＴ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値ＰＳＥＴより低い場合には、電圧差ＶＤＥＦ１は、式（１１）にしたがって負値となる。したがって、ＯＰＡ２４０から出力される第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、減少する。電流ＩＣＣが一定のため、抵抗器２５４での電圧降下Ｖ２５４は、式（１５）にしたがって増加する。チャージＦＥＴ２５２のソース−ゲート間電圧が増加するので、したがって、チャージ電流ＩＣＨＧおよび電力損ＰＣＨＧも、増加する。
【００６５】
その結果として、電力損ＰＣＨＧは、ほぼ一定値に保たれる。したがって、定電力損チャージ期間中のバッテリチャージシステム２００において、熱問題は発生しない。
【００６６】
バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが、所定の電圧しきい値に近づく場合には、電圧差ＶＤＥＦ２は、式（１４）に従って０に近づく。したがって、ＯＰＡ２４４から出力される第２駆動電流ＩＤＲＶ２は、徐々に増加し、無視することはできなくなる。したがって、抵抗器２５４での電圧降下Ｖ２５４は、式（１６）により与えられる。
【００６７】
【数１９】
【００６８】
第２駆動電流ＩＤＲＶ２が依然として増加している場合には、電圧降下Ｖ２５４は、減少する。チャージ電流ＩＣＨＧもまた減少する。ＯＰＡ２４０の非反転入力電圧ＶＢの減少の結果、電力損ＰＣＨＧは、減少する。したがって、ＯＰＡ２４０により生成された第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、減少する。第１駆動電流ＩＤＲＶ１が減少する間は、第２駆動電流ＩＤＲＶ２が増加するので、電圧降下Ｖ２５４は、第１駆動電流ＩＤＲＶ１の減少の割には増加しない。したがって、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴ所定の電圧しきい値に近づく場合には、第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、徐々に減少する。
【００６９】
バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値と等しいかそれより大きい場合には、ＯＰＡ２４０から出力される第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、かなり小さい。したがって、第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、無視しうる。さらに、ダイオード２４２は、ＯＰＡ２４０へ流れる逆電流を防止することができる。その後、チャージＦＥＴ２５２は、ＯＰＡ２４４から出力された第２駆動電流ＩＤＲＶ２により主に制御される。したがって、前記バッテリセル２５８は、定電圧制御下においてチャージされる。よって、定電力損制御から定電圧制御への滑らかな遷移が達成される。
【００７０】
定電圧チャージ期間中において、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値以上に増加する場合には、電圧差ＶＤＥＦ２は、式（１４）に従って負値となる。したがって、ＯＰＡ２４４により生成された第２駆動電流ＩＤＲＶ２は、増加する。電流ＩＣＣは、一定なので、式（１７）により計算される抵抗器２５４における電圧降下Ｖ２５４は、減少する。
【００７１】
【数２０】
【００７２】
したがって、チャージＦＥＴ２５２のソース−ゲート間電圧は減少し、それゆえ、チャージ電流ＩＣＨＧは、減少する。チャージ電流ＩＣＨＧは減少するが、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴは、ますますゆっくりと増加する。したがって、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴは、所定の電圧しきい値ＶＰＲＥとほぼ等しく保たれる。
【００７３】
加えて、ＯＰＡ２４０とＯＰＡ２４４によりそれぞれ生成される第１駆動電流ＩＤＲＶ１と第２駆動電流ＩＤＲＶ２がほぼゼロの場合には、抵抗器２５４における電圧降下Ｖ２５４は、
【００７４】
【数２１】
【００７５】
となる。
【００７６】
それぞれのチャージャの入力電圧は、例えば４．５ｖから５．５ｖである電圧範囲内で一定値であり、
【００７７】
【数２２】
【００７８】
の値は、前記範囲の最大値、例えば５．５ｖと等しく設定される。それ故に、チャージＦＥＴ２５２は、対応する範囲内で制御(regulated)される。
【００７９】
有利には、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが、所定の電圧しきい値より低い場合には、バッテリチャージシステム２００は、チャージＦＥＴ２５２の定電力損制御が実行可能である。バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値と等しいかそれより大きい場合には、バッテリチャージシステム２００は、前記バッテリセル２５８の定電圧制御が実行可能である。例えばＵＳＢポートのＡＣアダプターである電源の入力電圧と、バッテリセル電圧との電圧差が相対的に大きい場合には、従来のバッテリチャージシステムでは、図１に図示するように、定電流チャージ期間中に熱問題が発生しうる。従来のバッテリチャージシステムと比べて、バッテリチャージシステム２００においては、たとえ電源の入力電圧とバッテリセル電圧ＶＢＡＴＴとの電圧差が相対的に大きくても、すべてのチャージ期間中で熱問題が発生しない。さらには、バッテリチャージシステム２００は、過剰にドレインした(over-drained)バッテリセルのチャージのために使用しうる。バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが相対的に低い場合には、前記バッテリセル２５８のプリチャージのためにチャージ電流も相対的に低い。加えて、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが上昇すると、チャージ電流もチャージＦＥＴ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値ＰＳＥＴに到達するまで増加する。したがって、全体のチャージスピードは、相対的に速い。
【００８０】
図３は、本発明の一実施形態に従って電力損制御されたバッテリチャージシステム３００の一例のブロックダイヤグラムを示している。図２と同じ符号の要素は、同様の機能を有し、ここでは繰り返し説明しない。図３は、図２と組み合わせて説明される。
【００８１】
図３において、例えばＮＰＮトランジスタであるトランジスタ３１８は、基準電流ＩＲＥＦ１を受け取るために、ＮＭＯＳトランジスタ２０６と結合されている。さらに、例えばＮＰＮトランジスタであるトランジスタ３２４は、基準電流ＩＲＥＦ２を受け取るために、ＮＭＯＳトランジスタ２０８と結合されている。ＮＰＮトランジスタ３１８のベース端子およびコレクタ端子は、入力電圧ＶＩＮと接続されている。ＮＰＮトランジスタ３２４のベース端子は、ＮＰＮトランジスタ３１８のエミッタ端子と接続されている。したがって、ＮＰＮトランジスタ３２４は、ＮＰＮトランジスタ３１８とカスケードされている。ＮＰＮトランジスタ３２４のコレクタ端子は、入力電圧ＶＩＮと接続されている。
【００８２】
ＮＰＮトランジスタ３１８および３２４のベース電流は、無視しうる。それゆえ、ＮＰＮトランジスタ３１８を介して流れる電流は、第１基準電流ＩＲＥＦ１と等しい。したがって、ＮＰＮトランジスタ３１８のベース−エミッタ電圧ＶＢＥ１は、式（１８）にしたがって与えられる。
【００８３】
【数２３】
【００８４】
ここで、ＶＴは、バッテリチャージシステム３００における所与の温度における、例えばＮＰＮトランジスタ３１８および３２４であるそれぞれのＮＰＮトランジスタの熱電圧を表している。ＩＳは、例えば、ＮＰＮトランジスタ３１８および３２４であるそれぞれのＮＰＮトランジスタにおけるベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。
【００８５】
同様に、ＮＰＮトランジスタ３２４の前記ベース電流は、無視できる。それゆえ、ＮＰＮトランジスタ３２４を介して流れる電流は、第２基準電流ＩＲＥＦ２と等しい。したがって、ＮＰＮトランジスタ３２４のベース−エミッタ電圧ＶＢＥ２は、式（１９）にしたがって与えられる。
【００８６】
【数２４】
【００８７】
ＮＰＮトランジスタ３１８のベース端子は、入力電圧ＶＩＮと接続され、ＮＰＮトランジスタ３２４のベース端子は、ＮＰＮトランジスタ３１８のエミッタ端子と接続されているから、ＮＰＮトランジスタ３２４のエミッタ電圧ＶＡは、式（２０）にしたがって与えられる。
【００８８】
【数２５】
【００８９】
ここで、ＰＳＥＴは、
【００９０】
【数２６】
【００９１】
であり、バッテリチャージシステム３００の所定の電力損しきい値を表している。一実施形態において、所定の電力損しきい値ＰＳＥＴは、抵抗器Ｒ２１０の抵抗を調整することによりプログラム可能である。
【００９２】
一実施形態において、バッテリチャージシステム３００は、例えばＮＭＯＳトランジスタであるトランジスタ３１４および３１６により構成された第１電流ミラーを具備する。一実施形態において、トランジスタ３１４および３１６は、マッチされたまたは同一である。第１電流ミラーは、例えば、ＰＭＯＳトランジスタ２３０とＮＰＮトランジスタであるトランジスタ３３２との間に結合されている。ＮＰＮトランジスタ３３２のベース端子およびコレクタ端子は、入力電圧ＶＩＮに接続されている。バッテリチャージシステム３００は、例えばＮＭＯＳトランジスタであるトランジスタ３２０および３２２により構成された第２電流ミラーをさらに具備する。一実施形態において、トランジスタ３２０および３２２は、マッチされたまたは同一である。第２電流ミラーは、ＯＴＡ２３４の出力端子と、例えばＮＰＮトランジスタであるトランジスタ３３６との間に結合されている。ＮＰＮトランジスタ３３６は、ＮＰＮトランジスタ３３２とカスケードされ、ＮＰＮトランジスタ３３６のベース端子は、ＮＰＮトランジスタ３３２のエミッタ端子と接続されている。ＮＰＮトランジスタ３３６のコレクタ端子は、入力電圧ＶＩＮと接続されている。
【００９３】
ＮＰＮトランジスタ３３２を介して流れる電流ＩＳＥＮ’がＮＭＯＳトランジスタ３１４を介して流れるセンシング電流ＩＳＥＮと等しい場合において、ＮＰＮトランジスタ３３２およびＮＰＮトランジスタ３３６のベース電流は、無視できる。したがって、ＮＰＮトランジスタ３３２のベース−エミッタ電圧ＶＢＥ３は、式（２１）にしたがって与えられる。
【００９４】
【数２７】
【００９５】
ここで、ＶＴは、バッテリチャージシステム３００における所与の温度での、例えば、ＮＰＮトランジスタ３１８，３２４，３３２、および３３６それぞれのトランジスタの熱電圧を表している。ＩＳは、例えば、ＮＰＮトランジスタ３１８，３２４，３３２、および３３６それぞれのトランジスタにおけるベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。
【００９６】
同様に、ＮＰＮトランジスタ３３６の前記ベース電流は無視できる。ＮＰＮトランジスタ３３６を介して流れる電流ＩＤＣ’がＮＭＯＳトランジスタ３２０を介して流れるバイアス電流ＩＤＣと等しい場合においては、ＮＰＮトランジスタ３３６のベース−エミッタ電圧ＶＢＥ４は、式（２２）にしたがって与えられる。
【００９７】
【数２８】
【００９８】
ＮＰＮトランジスタ３３２のベース端子は入力電圧ＶＩＮと接続され、ＮＰＮトランジスタ３３６のベース端子は、ＮＰＮトランジスタ３３２のエミッタ端子と接続されているので、ＮＰＮトランジスタ３２６のエミッタ電圧ＶＢは、式（２３）にしたがって与えられる。
【００９９】
【数２９】
【０１００】
ここで、ＰＣＨＧは、
【０１０１】
【数３０】
【０１０２】
であり、チャージＦＥＴ２５２の電力損を表している。
【０１０３】
一実施形態において、ＯＰＡ２４０の非反転入力端子は、ＮＰＮトランジスタ３２４のエミッタ端子と結合されている。ＯＰＡ２４０の反転入力端子は、ＮＰＮトランジスタ３３６のエミッタ端子と結合されている。したがって、非反転入力電圧ＶＢと反転入力電圧ＶＡとの間の電圧差ＶＤＥＦ１は、式（２４）にしたがって与えられる。
【０１０４】
【数３１】
【０１０５】
電圧差ＶＤＥＦ１にしたがって、ＯＰＡ２４０は、ダイオード２４２を介してチャージＦＥＴ２５２への第１駆動電流ＩＤＲＶ１を生成する。
【０１０６】
したがって、バッテリチャージシステム３００は、図２のバッテリチャージシステム２００おける、チャージＦＥＴ２５２の定電力損制御を実行する、および／または前記バッテリセル２５８の定電圧制御を実行する同じプロセスを利用可能である。
【０１０７】
図４は、本発明の一実施形態に従う、例えば図２のバッテリチャージシステム２００であるバッテリチャージシステムでの、全てのチャージプロセス中のチャージプロファイル４００を図示している。図４は、図２と組み合わせて説明される。チャージプロファイル４００は、チャージＦＥＴ２５２の電力損プロファイル４０２と、前記バッテリセル２５８のチャージ電流プロファイル４０４と、前記バッテリセル２５８の電圧プロファイル４０６と、を含む。電力損プロファイル４０２は、チャージ電流プロファイル４０４および電圧プロファイル４０６とともに変化する。
【０１０８】
チャージャがバッテリチャージシステム２００に差し込まれた場合には、前記バッテリセル２５８の電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値ＶＰＲＥより低ければ、電圧差ＶＤＥＦ２は、式（１４）にしたがって負値となる。したがって、ＯＰＡ２４４からチャージＦＥＴ２５２へ出力された第２駆動電流ＩＤＲＶ２は小さく、したがって第２駆動電流ＩＤＲＶ２は無視できる。したがって、チャージＦＥＴ２５２は、ＯＰＡ２４０により出力される第１駆動電流ＩＤＲＶ１により主に制御される。それ故、前記バッテリセル２５８は、チャージＦＥＴ２５２の定電力損制御によりチャージされる。
【０１０９】
定電力損チャージ期間中において、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが相対的に低い場合には、チャージＦＥＴ２５２の電力損ＰＣＨＧを所定の電力損しきい値ＰＳＥＴにほぼ等しく保つように、チャージ電流ＩＣＨＧも小さい。電力損ＰＣＨＧを所定の電力損しきい値ＰＳＥＴにほぼ等しく保つように、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴの増加とともに、チャージ電流も増加する。
【０１１０】
バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが図４に示す所定の電圧しきい値ＶＰＲＥに近い場合、電圧差ＶＤＥＦ２は、式（１４）にしたがってゼロに近づく。その結果、第２駆動電流ＩＤＲＶ２は、徐々に増加し、もはや無視できなくなる。同時に、ＯＰＡ２４０により生成された第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、徐々に減少する。前記バッテリセル２５８の電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値ＶＰＲＥに近づく場合には、第１駆動電流ＩＤＲＶ１は、相対的に小さくなるまで減少し、無視できる。それ故、チャージＦＥＴ２５２は、ＯＰＡ２４４から出力される第２駆動電流ＩＤＲＶ２により主に制御され、前記バッテリセル２５８は、定電圧制御下においてチャージされる。
【０１１１】
定電圧チャージ期間中において、チャージ電流ＩＣＨＧは、徐々にゼロに減少する。したがって、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴは、ますますゆっくりと増加する。したがって、バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴは、所定の電圧しきい値ＶＰＲＥとほぼ等しく保たれる。バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴがほぼ一定であるので、同時に、電力損ＰＣＨＧもチャージ電流ＩＣＨＧとともに減少する。
【０１１２】
図５は、本発明の一実施形態にしたがう、例えば図２のバッテリチャージシステム２００であるバッテリチャージシステムにより遂行されるオペレーションのフローチャートを図示している。図５は、図２と組み合わせて説明される。
【０１１３】
ブロック５０２において、バッテリチャージシステムは、チャージスイッチ２５２を経由した、例えば前記バッテリセル２５８であるバッテリへのチャージ電流の生成を開始する。バッテリの電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値ＶＰＲＥより少ない場合には（ブロック５０４）、チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧは、ブロック５０６で所定の電力損しきい値ＰＳＥＴと比較される。ブロック５０８では、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流ＩＣＨＧが、チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧを一定に保つように比較結果にしたがって調整される。
【０１１４】
一実施形態において、チャージスイッチ２５２への駆動電流は、比較結果にしたがって生成される。チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値ＰＳＥＴより大きい場合には、チャージ電流ＩＣＨＧは、駆動電流により減少する。チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値より小さい場合には、チャージ電流ＩＣＨＧは、駆動電流により増加する。
【０１１５】
バッテリの電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値ＶＰＲＥと等しいかそれより大きい場合には、ブロック５１０において、バッテリの電圧ＶＢＡＴＴは、所定の電圧しきい値ＶＰＲＥと比較される。ブロック５１２において、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流ＩＣＨＧは、バッテリの電圧ＶＢＡＴＴを制御する（例えば、一定に保つ、またはほぼ一定にする）ように比較結果にしたがって調整される。
【０１１６】
一実施形態において、駆動電流は、比較結果にしたがって、チャージスイッチ２５２へ生成される。バッテリの電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値ＶＰＲＥより大きい場合には、チャージ電流ＩＣＨＧは、駆動電流により減少する。
【０１１７】
図６は、本発明の一実施形態に従う、例えば、図２におけるバッテリチャージシステム２００であるバッテリチャージシステムにおいて、所定の電力損しきい値とチャージスイッチの電力損とを比較する方法のフローチャート６００を図示している。図６は、図５および図２と組み合わせて説明される。
【０１１８】
ブロック６０２において、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流とともに変化する第１電流Ｉ１が生成される。前記第１電流Ｉ１は、式（２５）により与えられる。
【０１１９】
【数３２】
【０１２０】
ここで、ＩＣＨＧは、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流を表している。Ｋは、チャージスイッチ２５２および電流センサ２３０の相対サイズを基にしたスケーリングパラメータを表している。一実施形態において、第１電流Ｉ１は、ソース端子とゲート端子が、それぞれチャージスイッチ２５２のソース端子とゲート端子に接続されている電流センサ２３０（例えば、ＰＭＯＳトランジスタ）により生成される。ＰＭＯＳトランジスタ２３０のサイズは、チャージスイッチ２５２のサイズよりＫ倍小さいので、ショートチャネル変調効果(short-channel modulation effect)が無視できる場合には、第１電流Ｉ１は、チャージ電流ＩＣＨＧよりＫ倍小さい。
【０１２１】
ブロック６０４において、チャージスイッチ２５２における電圧は、式（２６）により第２電流Ｉ２に変換される。
【０１２２】
【数３３】
【０１２３】
ここで、Ｇｍは、変換パラメータを表している。一実施形態において、第２電流Ｉ２は、チャージスイッチ２５２のソース端子とドレイン端子間に結合された、例えばＯＴＡ２３４の増幅器により生成される。ＯＴＡ２３４のトランスコンダクタンスゲインは、変換パラメータＧｍの値に設定される。
【０１２４】
ブロック６０６において、例えば、ＰＮＰトランジスタ２３２のトランジスタのエミッタとベース間の第１電圧ＶＥＢ１は、第１電流Ｉ１にしたがって式（２７）により生成される。
【０１２５】
【数３４】
【０１２６】
ここで、ＶＴ１は、所与の温度におけるＰＮＰトランジスタ２３２の熱電圧を表している。ＩＳ１は、ＰＮＰトランジスタ２３２のベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。
【０１２７】
ブロック６０８において、例えばＰＮＰトランジスタ２３６のトランジスタのエミッタとベース間の第２電圧ＶＥＢ２は、第２電流Ｉ２にしたがって式（２８）により生成される。
【０１２８】
【数３５】
【０１２９】
ここで、ＶＴ２は、所与の温度におけるＰＮＰトランジスタ２３６の熱電圧を表している。ＩＳ２は、ＰＮＰトランジスタ２３６のベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。ＩＳ２は、ＩＳ１と等しい。
【０１３０】
ブロック６１０において、例えばＰＮＰトランジスタ２１８のトランジスタのエミッタとベース間の第３電圧ＶＥＢ３は、第１基準電流ＩＲＥＦ１にしたがって式（２９）により生成される。
【０１３１】
【数３６】
【０１３２】
ここで、ＶＴ３は、所与の温度におけるＰＮＰトランジスタ２１８の熱電圧を表している。ＩＳ３は、ＰＮＰトランジスタ２１８のベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。ＶＴ３は、ＶＴ１と等しい。ＩＳ３は、ＩＳ１と等しい。
【０１３３】
ブロック６１２において、例えばＰＮＰトランジスタ２２４のトランジスタのエミッタとベース間における第４電圧ＶＥＢ４は、第２基準電流ＩＲＥＦ２にしたがって式（３０）により生成される。
【０１３４】
【数３７】
【０１３５】
ここで、ＶＴ４は、所与の温度におけるＰＮＰトランジスタ２２４の熱電圧を表している。ＩＳ４は、ＰＮＰトランジスタ２２４のベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。ＶＴ４は、ＶＴ１と等しい。ＩＳ４は、ＩＳ１と等しい。
【０１３６】
その後、ブロック６１４において、電圧差ＶＤＩＦが、式（３１）により計算される。
【０１３７】
【数３８】
【０１３８】
ここで、ＰＣＨＧは、
【０１３９】
【数３９】
【０１４０】
であり、チャージＦＥＴ２５２の電力損を表している。ＰＳＥＴは、
【０１４１】
【数４０】
【０１４２】
であり、所定の電力損しきい値を表している。
【０１４３】
ブロック６１６において、チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧは、電圧差ＶＤＩＦにしたがって所定の電力損しきい値ＰＳＥＴと比較される。電圧差ＶＤＩＦが正値の場合には、チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧは、所定の電力損しきい値ＰＳＥＴより大きい。電圧差ＶＤＩＦが負値の場合には、チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧは、所定の電力損しきい値ＰＳＥＴより小さい。
【０１４４】
したがって、例えば図２および図３のバッテリチャージシステム２００，３００であるバッテリチャージシステムがここで説明される。一実施形態において、バッテリチャージシステムは、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流を制御するチャージスイッチ２５２と、チャージスイッチ２５２と結合された第１誤差増幅器２４０と、を具備する。第１誤差増幅器２４０は、バッテリの電圧が所定の電圧しきい値より低い場合に、チャージスイッチ２５２の電力損を相対的に一定に保つようにチャージ電流を調整するために使用される。バッテリチャージシステムは、チャージスイッチ２５２と結合された第２誤差増幅器２４４も具備する。第２誤差増幅器２４４は、バッテリの電圧が所定の電圧しきい値と等しいかそれよりも大きい場合に、バッテリの電圧を相対的に一定に保つようにチャージ電流を調整するために使用される。さらに、バッテリチャージシステムは、複数のバッテリをチャージするために使用してもよい。
【０１４５】
バッテリの電圧が、所定の電圧しきい値より低い場合には、前記バッテリセル２５８は、チャージスイッチ２５２の定電力損制御によりチャージされる。第１誤差増幅器２４０は、チャージスイッチ２５２の電力損と所定の電力損しきい値を比較し、電力損の比較結果にしたがってチャージスイッチ２５２への駆動電流を生成する。チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値より大きい場合には、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流ＩＣＨＧは、駆動電流により減少する。チャージスイッチ２５２の電力損ＰＣＨＧが所定の電力損しきい値より小さい場合には、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流ＩＣＨＧは、駆動電流により増加する。
【０１４６】
バッテリセル電圧が、所定の電圧しきい値より等しいかそれより大きい場合には、前記バッテリセル２５８は、定電圧制御下でチャージされる。第２誤差増幅器２４４は、バッテリの電圧を所定の電圧しきい値と比較し、電圧の比較結果にしたがってチャージスイッチ２５２への駆動電流を生成する。バッテリセル電圧ＶＢＡＴＴが所定の電圧しきい値ＶＰＲＥより大きい場合には、チャージ電流ＩＣＨＧは、駆動電流により減少する。
【０１４７】
有利には、電源とバッテリセル電圧ＶＢＡＴＴとの電圧差が大きい場合には、全チャージ期間中においてバッテリチャージシステム２００または３００において熱問題はない。さらに、バッテリチャージシステムは、過剰にドレインしたバッテリセルのチャージのために使用しうる。バッテリの電圧がかなり低い場合には、チャージ電流は、バッテリのプリチャージのために小さい。加えて、バッテリの電圧が上昇した場合には、チャージスイッチの電力損が所定の電力損しきい値に達するまでチャージ電流も上昇する。したがって、全体のチャージスピードは速い。
【０１４８】
本明細書で、実施形態につき説明しているが、あくまで例示であり、ここで説明される本発明を利用するそれらに限定する趣旨ではない。当業者にとって、添付の特許請求の範囲で定められる本発明の精神と範囲を大きく離れることなく、多くの他の実施形態が可能であることは明白である。さらに、発明の要素は、単数で説明され、または特許請求の範囲に定められているが、単数であると明確に提示されていない限り、複数も予定しているものである。
【符号の説明】
【０１４９】
ＶＢＡＴＴ バッテリセル電圧
ＶＲＥＦ 基準電圧
ＶＳＥＴ 第１基準電圧
ＶＳＥＴ’ 第２基準電圧
ＩＣＣ 定電流
ＩＲＥＦ１ 第１基準電流
ＩＲＥＦ２ 第２基準電流
ＩＤＲＶ１ 第１駆動電流
ＩＤＲＶ２ 第２駆動電流
ＩＣＨＧ チャージ電流
ＩＳＥＮ センシング電流
ＰＣＨＧ チャージスイッチの電力損
ＰＳＥＴ 所定の電力損しきい値
ＶＰＲＥ 所定の電圧しきい値
２００ バッテリチャージシステム
２０２，２０４，２４０，２４４ ＯＰＡ（増幅器）
２３４ 演算トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）
２５２ チャージスイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチを介して流れる電流を管理できるスイッチと、
前記スイッチに結合されている第１増幅器と、
を具備し、
前記第１増幅器は、前記スイッチに関連する電力損の量に従って、前記電流を調整可能であることを特徴とする回路。
【請求項２】
前記第１増幅器は、前記電力損の量と所定の値との比較を遂行し、前記比較結果に従って、前記スイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記第１増幅器と前記スイッチとの間に結合されたダイオードをさらに具備し、
前記ダイオードは、前記スイッチから前記第１増幅器への逆電流を防止可能であることを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項４】
前記スイッチに結合された電流源をさらに具備し、
前記電流源は、前記スイッチを介した電流を管理するための駆動電流を前記スイッチに提供可能であることを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項５】
前記第１増幅器に結合された回路構成要素をさらに具備し、
前記回路構成要素は、前記第１増幅器への第１電圧を生成可能であり、
前記第１電圧は、前記スイッチを介して流れる前記電流とともに変化する第１電流、および前記スイッチ間の電圧とともに変化する第２電流、に基づく前記電力損の量とともに変化し、
前記第１増幅器は、前記第１電圧と所定の値との比較を遂行し、前記比較の結果に従って、前記スイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項６】
前記スイッチに結合されたトランジスタをさらに具備し、
前記トランジスタは、前記第１電流を生成可能であり、
前記トランジスタの駆動電圧は、前記スイッチの駆動電圧に一致することを特徴とする請求項５に記載の回路。
【請求項７】
前記スイッチに結合された第２増幅器をさらに具備し、
前記第２増幅器は、前記スイッチ間の前記電圧を前記第２電流に変換可能であることを特徴とする請求項５に記載の回路。
【請求項８】
前記回路構成要素は、
第１トランジスタと、
ベース端子が前記第１トランジスタのエミッタ端子と接続されている第２トランジスタと、
を具備し、
前記第１電流は、前記第１トランジスタを介して流れ、
前記第２電流は、前記第２トランジスタを介して流れ、
前記第２トランジスタのエミッタ電圧は、前記第１増幅器への入力であることを特徴とする請求項５に記載の回路。
【請求項９】
スイッチを制御する方法であって、
前記スイッチを介して流れる電流を制御するステップと、
増幅器を使用し、前記スイッチに関連する電力損の量に従って前記スイッチを介して流れる前記電流を調整するステップと、
を具備することを特徴とするスイッチを制御する方法。
【請求項１０】
前記電力損の量と所定の値との比較を遂行するステップと、
前記比較の結果に従って、前記スイッチへの駆動電流を生成するステップと、
をさらに具備することを特徴とする請求項９に記載のスイッチを制御する方法。
【請求項１１】
前記スイッチから前記増幅器への逆電流を防止するステップをさらに具備することを特徴とする請求項９に記載のスイッチを制御する方法。
【請求項１２】
前記増幅器への第１電圧を生成するステップと、
前記第１電圧と所定の値との比較を遂行するステップと、
前記比較の結果に従って、前記スイッチへの駆動電流を生成するステップと、
をさらに具備し、
前記第１電圧は、前記スイッチを介して流れる前記電流とともに変化する第１電流、および前記スイッチ間の電圧とともに変化する第２電流、に基づく前記電力損の量とともに変化することを特徴とする請求項９に記載のスイッチを制御する方法。
【請求項１３】
トランジスタを使用して前記第１電流を生成するステップをさらに具備し、
前記トランジスタの駆動電圧は、前記スイッチの駆動電圧に一致することを特徴とする請求項１２に記載のスイッチを制御する方法。
【請求項１４】
前記スイッチ間の前記電圧を前記第２電流に変換するステップをさらに具備することを特徴とする請求項１２に記載のスイッチを制御する方法。
【請求項１５】
第１トランジスタを介する前記第１電流を管理すること、および第２トランジスタを介する前記第２電流を管理することにより前記第１電圧を生成するステップをさらに具備し、前記第２トランジスタベース端子は、前記第１トランジスタにエミッタ端子に接続されていることを特徴とする請求項１２に記載のスイッチを制御する方法。
【請求項１６】
バッテリチャージシステムであって、
バッテリへのチャージ電流を管理するためのチャージスイッチと、
前記チャージスイッチと結合されている第１増幅器と、
前記チャージスイッチと結合されている第２増幅器と、
を具備し、
第１増幅器は、前記バッテリの電圧が所定の電圧しきい値よりも低い場合には、前記チャージスイッチに関係する電力損の量に従って前記チャージ電流を調整可能であり、
第２増幅器は、前記バッテリの前記電圧が、前記所定の電圧しきい値に達した場合には、前記バッテリの前記電圧に従って前記チャージ電流を調整可能であることを特徴とするバッテリチャージシステム。
【請求項１７】
前記第１増幅器は、前記電力損の量と所定の値との比較を遂行し、前記比較結果に従って、前記チャージスイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１６に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項１８】
前記第２増幅器は、前記バッテリの前記電圧と前記所定の電圧しきい値との比較を遂行し、前記比較に従って、前記チャージスイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１６に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項１９】
前記第１増幅器と前記チャージスイッチとの間に結合されたダイオードをさらに具備し、
前記ダイオードは、前記チャージスイッチから前記第１増幅器への逆電流を防止可能であることを特徴とする請求項１６に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項２０】
前記第２増幅器と前記チャージスイッチとの間に結合されたダイオードをさらに具備し、
前記ダイオードは、前記チャージスイッチから前記第２増幅器への逆電流を防止可能であることを特徴とする請求項１６に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項２１】
前記第１増幅器と結合された回路構成要素をさらに具備し、
前記回路構成要素は、前記第１増幅器への第１電圧を生成可能であり、
前記第１電圧は、前記チャージスイッチを介して流れる前記チャージ電流とともに変化する第１電流、および前記チャージスイッチ間の電圧とともに変化する第２電流に基づく前記電力損の量とともに変化し、
前記第１増幅器は、前記第１電圧と所定の値との比較を遂行し、前記比較結果に従って、前記チャージスイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１６に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項２２】
前記チャージスイッチに結合されたトランジスタをさらに具備し、
前記トランジスタは、前記第１電流を生成可能であり、
前記トランジスタの駆動電圧は、前記チャージスイッチの駆動電圧と一致することを特徴とする請求項２１に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項２３】
前記チャージスイッチに結合された第３増幅器をさらに具備し、
前記第３増幅器は、前記チャージスイッチ間の前記電圧を前記第２電流に変換可能であることを特徴とする請求項２１に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項２４】
前記回路構成要素は、
第１トランジスタと、
ベース端子が、前記第１トランジスタのエミッタ端子と接続されている第２トランジスタと、
を具備し、
前記第１電流は、前記第１トランジスタを介して流れ、
前記第２電流は、前記第２トランジスタを介して流れ、
前記第２トランジスタのエミッタ電圧は、前記第１増幅器への入力であることを特徴とする請求項２１に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項１】
スイッチを介して流れる電流を管理できるスイッチと、
前記スイッチに結合されている第１増幅器と、
を具備し、
前記第１増幅器は、前記スイッチに関連する電力損の量に従って、前記電流を調整可能であることを特徴とする回路。
【請求項２】
前記第１増幅器は、前記電力損の量と所定の値との比較を遂行し、前記比較結果に従って、前記スイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記第１増幅器と前記スイッチとの間に結合されたダイオードをさらに具備し、
前記ダイオードは、前記スイッチから前記第１増幅器への逆電流を防止可能であることを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項４】
前記スイッチに結合された電流源をさらに具備し、
前記電流源は、前記スイッチを介した電流を管理するための駆動電流を前記スイッチに提供可能であることを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項５】
前記第１増幅器に結合された回路構成要素をさらに具備し、
前記回路構成要素は、前記第１増幅器への第１電圧を生成可能であり、
前記第１電圧は、前記スイッチを介して流れる前記電流とともに変化する第１電流、および前記スイッチ間の電圧とともに変化する第２電流、に基づく前記電力損の量とともに変化し、
前記第１増幅器は、前記第１電圧と所定の値との比較を遂行し、前記比較の結果に従って、前記スイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項６】
前記スイッチに結合されたトランジスタをさらに具備し、
前記トランジスタは、前記第１電流を生成可能であり、
前記トランジスタの駆動電圧は、前記スイッチの駆動電圧に一致することを特徴とする請求項５に記載の回路。
【請求項７】
前記スイッチに結合された第２増幅器をさらに具備し、
前記第２増幅器は、前記スイッチ間の前記電圧を前記第２電流に変換可能であることを特徴とする請求項５に記載の回路。
【請求項８】
前記回路構成要素は、
第１トランジスタと、
ベース端子が前記第１トランジスタのエミッタ端子と接続されている第２トランジスタと、
を具備し、
前記第１電流は、前記第１トランジスタを介して流れ、
前記第２電流は、前記第２トランジスタを介して流れ、
前記第２トランジスタのエミッタ電圧は、前記第１増幅器への入力であることを特徴とする請求項５に記載の回路。
【請求項９】
スイッチを制御する方法であって、
前記スイッチを介して流れる電流を制御するステップと、
増幅器を使用し、前記スイッチに関連する電力損の量に従って前記スイッチを介して流れる前記電流を調整するステップと、
を具備することを特徴とするスイッチを制御する方法。
【請求項１０】
前記電力損の量と所定の値との比較を遂行するステップと、
前記比較の結果に従って、前記スイッチへの駆動電流を生成するステップと、
をさらに具備することを特徴とする請求項９に記載のスイッチを制御する方法。
【請求項１１】
前記スイッチから前記増幅器への逆電流を防止するステップをさらに具備することを特徴とする請求項９に記載のスイッチを制御する方法。
【請求項１２】
前記増幅器への第１電圧を生成するステップと、
前記第１電圧と所定の値との比較を遂行するステップと、
前記比較の結果に従って、前記スイッチへの駆動電流を生成するステップと、
をさらに具備し、
前記第１電圧は、前記スイッチを介して流れる前記電流とともに変化する第１電流、および前記スイッチ間の電圧とともに変化する第２電流、に基づく前記電力損の量とともに変化することを特徴とする請求項９に記載のスイッチを制御する方法。
【請求項１３】
トランジスタを使用して前記第１電流を生成するステップをさらに具備し、
前記トランジスタの駆動電圧は、前記スイッチの駆動電圧に一致することを特徴とする請求項１２に記載のスイッチを制御する方法。
【請求項１４】
前記スイッチ間の前記電圧を前記第２電流に変換するステップをさらに具備することを特徴とする請求項１２に記載のスイッチを制御する方法。
【請求項１５】
第１トランジスタを介する前記第１電流を管理すること、および第２トランジスタを介する前記第２電流を管理することにより前記第１電圧を生成するステップをさらに具備し、前記第２トランジスタベース端子は、前記第１トランジスタにエミッタ端子に接続されていることを特徴とする請求項１２に記載のスイッチを制御する方法。
【請求項１６】
バッテリチャージシステムであって、
バッテリへのチャージ電流を管理するためのチャージスイッチと、
前記チャージスイッチと結合されている第１増幅器と、
前記チャージスイッチと結合されている第２増幅器と、
を具備し、
第１増幅器は、前記バッテリの電圧が所定の電圧しきい値よりも低い場合には、前記チャージスイッチに関係する電力損の量に従って前記チャージ電流を調整可能であり、
第２増幅器は、前記バッテリの前記電圧が、前記所定の電圧しきい値に達した場合には、前記バッテリの前記電圧に従って前記チャージ電流を調整可能であることを特徴とするバッテリチャージシステム。
【請求項１７】
前記第１増幅器は、前記電力損の量と所定の値との比較を遂行し、前記比較結果に従って、前記チャージスイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１６に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項１８】
前記第２増幅器は、前記バッテリの前記電圧と前記所定の電圧しきい値との比較を遂行し、前記比較に従って、前記チャージスイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１６に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項１９】
前記第１増幅器と前記チャージスイッチとの間に結合されたダイオードをさらに具備し、
前記ダイオードは、前記チャージスイッチから前記第１増幅器への逆電流を防止可能であることを特徴とする請求項１６に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項２０】
前記第２増幅器と前記チャージスイッチとの間に結合されたダイオードをさらに具備し、
前記ダイオードは、前記チャージスイッチから前記第２増幅器への逆電流を防止可能であることを特徴とする請求項１６に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項２１】
前記第１増幅器と結合された回路構成要素をさらに具備し、
前記回路構成要素は、前記第１増幅器への第１電圧を生成可能であり、
前記第１電圧は、前記チャージスイッチを介して流れる前記チャージ電流とともに変化する第１電流、および前記チャージスイッチ間の電圧とともに変化する第２電流に基づく前記電力損の量とともに変化し、
前記第１増幅器は、前記第１電圧と所定の値との比較を遂行し、前記比較結果に従って、前記チャージスイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１６に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項２２】
前記チャージスイッチに結合されたトランジスタをさらに具備し、
前記トランジスタは、前記第１電流を生成可能であり、
前記トランジスタの駆動電圧は、前記チャージスイッチの駆動電圧と一致することを特徴とする請求項２１に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項２３】
前記チャージスイッチに結合された第３増幅器をさらに具備し、
前記第３増幅器は、前記チャージスイッチ間の前記電圧を前記第２電流に変換可能であることを特徴とする請求項２１に記載のバッテリチャージシステム。
【請求項２４】
前記回路構成要素は、
第１トランジスタと、
ベース端子が、前記第１トランジスタのエミッタ端子と接続されている第２トランジスタと、
を具備し、
前記第１電流は、前記第１トランジスタを介して流れ、
前記第２電流は、前記第２トランジスタを介して流れ、
前記第２トランジスタのエミッタ電圧は、前記第１増幅器への入力であることを特徴とする請求項２１に記載のバッテリチャージシステム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１０−１１０２００（Ｐ２０１０−１１０２００Ａ）
【公開日】平成２２年５月１３日（２０１０．５．１３）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２００９−２３４３１２（Ｐ２００９−２３４３１２）
【出願日】平成２１年１０月８日（２００９．１０．８）
【出願人】（５００５２１８４３）オーツー マイクロ， インコーポレーテッド (138)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年５月１３日（２０１０．５．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２３４３１２（Ｐ２００９−２３４３１２）
【出願日】平成２１年１０月８日（２００９．１０．８）
【出願人】（５００５２１８４３）オーツー マイクロ， インコーポレーテッド (138)
【Ｆターム（参考）】
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