パッシブフィルタ及び高調波電流抑制方法
【課題】対象とする高調波電流以外の高調波電流も効果的に抑制でき、且つ、コイルのインダクタンスの低減にも寄与できるパッシブフィルタを提供する。
【解決手段】パッシブフィルタ１１は、電源系統１側に接続される第１のコイル１３と、第１のコイルの負荷回路２側に接続される第２のコイル１４と、直列に接続された第３のコイルＬｆ及びコンデンサＣｆから成り、一端が第１及び第２のコイル間に接続された共振回路１２とから成る。共振回路は５次高調波電流に対する共振回路であり、第１のコイルのインダクタンスＬ１は、第２のコイルのインダクタンスＬ２より大きい。
【解決手段】パッシブフィルタ１１は、電源系統１側に接続される第１のコイル１３と、第１のコイルの負荷回路２側に接続される第２のコイル１４と、直列に接続された第３のコイルＬｆ及びコンデンサＣｆから成り、一端が第１及び第２のコイル間に接続された共振回路１２とから成る。共振回路は５次高調波電流に対する共振回路であり、第１のコイルのインダクタンスＬ１は、第２のコイルのインダクタンスＬ２より大きい。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高調波電流の発生源である負荷回路から発生する高調波電流を抑制するためのパッシブフィルタ、及び、係るパッシブフィルタを用いた高調波電流抑制方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年インバータエアコン等の利用の増大に伴い、各種負荷回路がもたらす交流電源系統の高調波障害が問題となっている。この高調波発生源である負荷回路から発生する高調波電流を抑制するため、電源系統と負荷回路との間の受電点にはパッシブフィルタが設けられる（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
特許文献１に示されたパッシブフィルタは、所謂Ｔ型フィルタである。この文献に示された回路は、交流電源系統と負荷回路との間の受電点における第１の導電線１２６に直列的に挿入された第１及び第２のコイル１４０、１４６を備えている。そして、この回路には、直列接続された第３のコイル１４２と、並列に接続されたコンデンサ１４及び抵抗１６とから成り、一端が第１のコイル１４０と第２のコイル１４６との間に接続され、他端が第２の導電線１２８に接続された直列回路を備えている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許第６５４９４３４号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に示されたようなＴ型のパッシブフィルタでは、抑制対象とする高調波電流に応じて第３のコイルとコンデンサ１４の共振周波数を決定し、この周波数の高調波電流を抑制するものであるため、他の次数の高調波電流の低減には効果が少ない。また、第３のコイル１４２のインダクタンスとしては、第１及び第２のコイル１４０、１４６の相互インダクタンスを考慮した値にしなければならないため、第３のコイル１４２の大型化が必要となる問題もあった。
【０００６】
本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、対象とする高調波電流以外の高調波電流も効果的に抑制でき、且つ、コイルのインダクタンスの低減にも寄与できるパッシブフィルタ及びそれを用いた高調波電流抑制方法を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１の発明のパッシブフィルタは、電源系統側に接続される第１のコイルと、この第１のコイルの負荷回路側に接続される第２のコイルと、直列に接続された第３のコイル及びコンデンサから成り、一端が第１及び第２のコイル間に接続された共振回路とから成るものであって、共振回路は５次高調波電流に対する共振回路であり、第１のコイルのインダクタンスＬ１は、第２のコイルのインダクタンスＬ２より大きいことを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明のパッシブフィルタは、上記において相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路である場合、第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を５．５以上としたことを特徴とする。
【０００９】
請求項３の発明のパッシブフィルタは、上記においてインダクタンスＬ１を７．２ｍＨ以上とし、インダクタンスＬ２を０．２ｍＨ以上、１．３１ｍＨ未満としたことを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明のパッシブフィルタは、請求項１において定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路である場合、第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を３．６以上としたことを特徴とする。
【００１１】
請求項５の発明のパッシブフィルタは、上記においてインダクタンスＬ１を４．０ｍＨ以上とし、インダクタンスＬ２を０．４１ｍＨ以上、１．１１ｍＨ未満としたことを特徴とする。
【００１２】
請求項６の発明の高調波電流抑制方法は、電源系統側に接続された第１のコイルと、この第１のコイルの負荷回路側に接続された第２のコイルと、直列に接続された第３のコイル及びコンデンサから成り、一端が第１及び第２のコイル間に接続された共振回路とから成るパッシブフィルタを用いて高調波電流を抑制する方法であって、共振回路を５次高調波電流に対する共振回路とすると共に、7次高調波電流を限度値以下に制限可能な第２のコイルのインダクタンスＬ２を確保しながら、第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を増大させることを特徴とする。
【００１３】
請求項７の発明の高調波電流抑制方法は、上記において相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路である場合、比Ｌ１／Ｌ２を５．５以上とし、且つ、１１次高調波電流及び１７次高調波電流を限度値以下に制限可能な第１のコイルのインダクタンスＬ１を確保することを特徴とする。
【００１４】
請求項８の発明の高調波電流抑制方法は、請求項６において定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路である場合は、比Ｌ１／Ｌ２を３．６以上とし、且つ、１１次高調波電流を限度値以下に制限可能な第１のコイルのインダクタンスＬ１を確保することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の如く、第３のコイル及びコンデンサから成る共振回路を５次高調波電流に対する共振回路とし、電源系統側に接続された第１のコイルのインダクタンスＬ１を、この第１のコイルの負荷回路側に接続された第２のコイル１のコイルのインダクタンスＬ２より大きくすることで、５次高調波電流のみならず、他の高調波電流の低減も図ることが可能となる。
【００１６】
また、各インダクタンスＬ１、Ｌ２、第３のコイルのインダクタンスＬ３の値や、比Ｌ１／Ｌ２を最適に設定することで、５次高調波電流を限度値以下としながら、７次高調波電流や１１次高調波電流、１７次高調波電流などの他の高調波電流も限度値以下に低減することができるようになる。
【００１７】
また、第２のコイルのインダクタンスＬ２を下げることになることから、第１のコイルと第２のコイルの相互インダクタンスも小さくなり、第３のコイルのインダクタンスも低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明のパッシブフィルタを用いた高調波電流抑制回路の電気回路図である。
【図２】図１中のパッシブフィルタの第３のコイルのインダクタンスＬｆを変更した場合の各高調波電流の状況を示す図である。
【図３】図１中のパッシブフィルタの第１及び第２のコイルの相互インダクタンスＭの影響を示す図である。
【図４】図１中のパッシブフィルタにおいて第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を変更した場合の各高調波電流の状況を示す図である。
【図５】図１中のパッシブフィルタの第２のコイルのインダクタンスＬ２を変化させた場合の７次高調波電流の状況を示す図である（相あたり入力電流１６Ａ以下の場合）。
【図６】図１中のパッシブフィルタの第１のコイルのインダクタンスＬ１を変化させた場合の１１次高調波電流と１７次高調波電流の状況を示す図である（相あたり入力電流１６Ａ以下の場合）。
【図７】図１中のパッシブフィルタにおいて比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の５次高調波電流の状況を示す図である（相あたり入力電流１６Ａ以下の場合）。
【図８】図１中のパッシブフィルタにおいて比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の各高調波電流の状況を示す図である（相あたり入力電流１６Ａ以下の場合）。
【図９】図１中のパッシブフィルタの第２のコイルのインダクタンスＬ２を変化させた場合の７次高調波電流の状況を示す図である（定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の場合）。
【図１０】図１中のパッシブフィルタの第１のコイルのインダクタンスＬ１を変化させた場合の１１次高調波電流の状況を示す図である（定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の場合）。
【図１１】図１中のパッシブフィルタにおいて比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の５次高調波電流の状況を示す図である（定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の場合）。
【図１２】図１中のパッシブフィルタにおいて比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の各高調波電流の状況を示す図である（定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の場合）。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて詳細に説明する。図１において１は三相交流電源系統（相電圧２２０Ｖ〜２４０Ｖ）であり、２はこの電源系統１のＲ、Ｓ、Ｔの各相の受電点に接続される負荷回路である。実施例の負荷回路２は、空気調和機の冷媒回路を構成するコンプレッサ３を駆動する電動機４を含む回路であり、この電動機４の他、整流器６、平滑用コンデンサ７、インバータ８等を備えている。
【００２０】
尚、負荷回路２としては係る空気調和機の他、給湯器の貯湯タンクを加熱する冷媒回路を構成するコンプレッサを駆動する電動機なども適用可能である。
【００２１】
電源系統１から供給される三相交流電力は整流器６により整流され、平滑用コンデンサ７にて平滑される。インバータ８はＩＧＢＴ等のスイッチング素子が２個直列接続された三つのアームから構成されている。各アームは互いに並列接続され、三相のインバータが構成されると共に、各スイッチング素子のゲートが図示しない制御装置によりＯＮ−ＯＦＦ制御され、平滑された直流電力から所定周波数の三相交流電力を生成し、電動機４を駆動する。
【００２２】
このとき、インバータ８は直流電力を矩形波の交流電力に変換するものであるため、高調波電流が発生し、電源系統１に流れ込むことになる。そこで、この電源系統１と負荷回路２の受電点Ｐ間に、本発明のパッシブフィルタ１１が接続される。本発明のパッシブフィルタ１１は、直列接続された第１のコイル１３及び第２のコイル１４と、直列接続された第３のコイルＬｆ及びコンデンサＣｆの共振回路１２とから成り、受電点Ｐと電源系統１のＲＳＴ各相の導線間にそれぞれ接続される。
【００２３】
このとき、第１のコイル１３は電源系統１側にあり、第２のコイル１４は負荷回路２側とされる。そして、共振回路１２の第３のコイルＬｆの一端が第１のコイル１３と第２のコイル１４間に接続され、各相のコンデンサＣｆの他端が相互に接続されたかたちとなる。
【００２４】
図２は共振回路１２の第３のコイルＬｆのインダクタンスＬ３を変化させた場合の、５次高調波電流Ｉ５、７次高調波電流Ｉ７、１１次高調波電流Ｉ１１、１３次高調波電流Ｉ１３、総合高調波ひずみ率ＴＨＤ、部分重み付け高調波ひずみ率ＰＷＨＤの状況を表している（１次電流Ｉ１に対する％）。測定条件は、一般的な空気調和機、又は、給湯器の回路において（以下同じ）、入力＝三相相電圧２３０Ｖ、５０Ｈz、出力ＤＣ５００Ｖ、１２ＫＷ、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１＝第２のコイル１４のインダクタンスＬ２＝３ｍＨ、第１のコイル１３及び第２のコイル１４の相互インダクタンスＭ＝０、Ｃf＝４０μＦである。この図からも明らかな如く７次高調波電流と共振するように設定した場合には、５次高調波電流はレンジ外まで大きくなっている。
【００２５】
一方、５次高調波電流と共振するように共振回路１２のコイルＬｆのインダクタンスＬ３を設定した場合に、その他の高調波電流についても総じて低減できることが分かる。そこで、本発明では共振回路１２が５次高調波電流に対する共振回路となるように第３のコイルＬｆのインダクタンスＬ３を設定した（実施例の測定条件では、ＬｆのインダクタンスＬ３＝１０．１３ｍＨ）。
【００２６】
次に、図３は第１のコイル１３及び第２のコイル１４の相互インダクタンスＭによる影響を示している。測定条件は、入力＝三相相電圧２３０Ｖ、５０Ｈz、出力１２ＫＷ、インダクタンスＬ１＝インダクタンスＬ２＝３．５ｍＨ、Ｃf＝４０μＦである。この図からも明らかな如く、コイル１３、１４の相互インダクタンスによる影響は、相互インダクタンスＭの約−２倍のコイルが共振回路１２に挿入した状態と同じと見ることができる（実施例の測定条件ではＭ＝０のときインダクタンスＬ３＝１０．１３ｍＨ）。そして、相互インダクタンスＭ＝ｋ√Ｌ１＊Ｌ２（ｋは結合係数）であるから、コイル１３又は１４のインダクタンスＬ１、Ｌ２を小さくすれば、相互インダクタンスＭが小さくなり、第３のコイルＬｆのインダクタンスＬ３を低減できることになる。
【００２７】
更に、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１と第２のコイル１４のインダクタンスＬ２の値の設定について説明する。図４は第２のコイル１４のインダクタンスＬ２に対する第１のコイル１３のインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を０／４〜４／０まで変化させた場合の各高調波電流の状況を示している。測定条件は、入力＝三相相電圧２３０Ｖ、５０Ｈz、出力ＤＣ４８３Ｖ、１１．４ＫＷ、インダクタンスＬf＝６．７６ｍＨ、Ｍ＝０、Ｃf＝６０μＦである。
【００２８】
図４から明らかな如く、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２より大きくすることで、５次高調波電流Ｉ５の他、１１次高調波電流Ｉ１１、１３次高調波電流Ｉ１３を低減させることができる。しかしながら、７次高調波電流Ｉ７は逆に増大傾向となる。即ち、７次高調波電流Ｉ７を低減するためには、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を大きくする必要がある。
【００２９】
そこで、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を増大させた場合の７次高調波電流Ｉ７の状況を図５に示す。測定条件は、入力＝三相相電圧２４０Ｖ、５０Ｈz、１６．０Ａ、インダクタンスＬ１＝９．０ｍＨ、インダクタンスＬ３＝５．４ｍＨ、Ｃf＝７６μＦである。図５（図８まで同様）ではＩＥＣ規格における公共低圧交流配電系に接続される、相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路の場合の７次高調波電流の限度値０．７７Ａが示され、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を増大させた場合の７次高調波電流Ｉ７の変化を示している。この図から明らかな如く、実施例では０．２ｍＨ≦Ｌ２とすることで、７次高調波電流Ｉ７を限度値以下に制限することが可能となる。
【００３０】
次に、１１次高調波電流Ｉ１１と１７次高調波電流Ｉ１７は５次の共振回路１２では低減できないため、第１のコイル１３で除去する必要が出てくる。そこで、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を増大させた場合の１１次高調波電流Ｉ１１と１７次高調波電流Ｉ１７の状況を図６に示す。測定条件は、入力＝三相相電圧２２０Ｖ、５０Ｈz、１５．９Ａ、インダクタンスＬ２＝０．７ｍＨ、インダクタンスＬ３＝６．６ｍＨ、Ｃf＝８４μＦである。図６でもＩＥＣ規格における公共低圧交流配電系に接続される、相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路の場合の１１次高調波電流の限度値０．３３Ａと１７次高調波電流の限度値０．１３Ａが示され、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を増大させた場合の１１次高調波電流Ｉ１１と１７次高調波電流Ｉ１７の変化を示している。この図から明らかな如く、実施例では７．２ｍＨ≦Ｌ１とすることで、１１次高調波電流Ｉ１１と、１７次高調波電流Ｉ１７を限度値以下に制限することが可能となる。
【００３１】
次に、５次高調波電流Ｉ５については、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２に対する第１のコイル１３のインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２により、共振回路１２における吸収が異なる。そこで、比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の５次高調波電流Ｉ５の状況を図７に示す。測定条件は、入力＝三相相電圧２４０Ｖ、５０Ｈz、１６．０Ａ、インダクタンスＬ１＝９．０ｍＨ、インダクタンスＬ３＝５．４ｍＨ、Ｃf＝７６μＦである。図７でもＩＥＣ規格における公共低圧交流配電系に接続される、相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路の場合の５次高調波電流の限度値１．１４Ａが示され、比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の５次高調波電流Ｉ５の変化を示している。この図から明らかな如く、５．５≦Ｌ１／Ｌ２とすることで、５次高調波電流Ｉ５を限度値以下に制限することが可能となる。
【００３２】
以上より、相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路の場合、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２に対する第１のコイル１３のインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を、５．５≦Ｌ１／Ｌ２とすることで、５次高調波電流Ｉ５を限度値以下に抑制でき、更に、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を、７．２ｍＨ≦Ｌ１とし、且つ、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を、５．５≦Ｌ１／Ｌ２、０．２ｍＨ≦Ｌ２、及び、７．２ｍＨ≦Ｌ１の関係から、０．２ｍＨ≦Ｌ２＜１．３１ｍＨとすることで、７次高調波電流Ｉ７、１１次高調波電流Ｉ１１、１７次高調波電流Ｉ１７についても限度値以下に抑制できる（図８参照。測定条件は、入力＝三相相電圧２４０Ｖ、５０Ｈz、１６．０Ａ、インダクタンスＬ１＝９．０ｍＨ、インダクタンスＬ３＝５．４ｍＨ、Ｃf＝７６μＦ）。
【００３３】
即ち、相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路の場合、上記の如く7次高調波電流Ｉ７を限度値以下に制限可能な第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を確保しながら、比Ｌ１／Ｌ２を増大させることで、７次高調波電流Ｉ７を限度値以下に抑制しながら、５次高調波電流Ｉ５の抑制が可能となる。そして、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を上記の如く確保することで、１１次高調波電流Ｉ１１、１７次高調波電流Ｉ１７についても限度値以下に抑制できるものである。
【００３４】
次に、定格入力電流が相あたり１６Ａを超え、７５Ａ以下の公共低圧交流配電系に接続される回路の場合について説明する。この場合に、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を増大させた場合の７次高調波電流Ｉ７の状況を図９に示す。測定条件は、入力＝三相相電圧２４０Ｖ、５０Ｈz、１５．９Ａ、インダクタンスＬ１＝５．０ｍＨ、インダクタンスＬ３＝５．４ｍＨ、Ｃf＝７６μＦである。図９（図１２まで同様）ではＩＥＣ規格における相あたり入力電流が１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路の場合の７次高調波電流の限度値７．２％（Ｉ７／Ｉ１）が示され、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を増大させた場合の７次高調波電流Ｉ７の変化を示している。この図から明らかな如く、実施例では０．４１ｍＨ≦Ｌ２とすることで、７次高調波電流Ｉ７を限度値以下に制限することが可能となる。
【００３５】
次に、１１次高調波電流Ｉ１１は５次の共振回路１２では低減できないため、第１のコイル１３で除去する必要が出てくる。そこで、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を増大させた場合の１１次高調波電流Ｉ１１の状況を図１０に示す。測定条件は、入力＝三相相電圧２２０Ｖ、５０Ｈz、１５．９Ａ、インダクタンスＬ２＝０．７ｍＨ、インダクタンスＬ３＝６．６ｍＨ、Ｃf＝８４μＦである。図１０でもＩＥＣ規格における、相あたり入力電流が１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路の場合の１１次高調波電流の限度値３．１％（Ｉ１１／Ｉ１）が示され、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を増大させた場合の１１次高調波電流Ｉ１１の変化を示している。この図から明らかな如く、実施例では４．０ｍＨ≦Ｌ１とすることで、１１次高調波電流Ｉ１１を限度値以下に制限することが可能となる。
【００３６】
次に、５次高調波電流Ｉ５については、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２に対する第１のコイル１３のインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２により、共振回路１２における吸収が異なる。そこで、比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の５次高調波電流Ｉ５の状況を図１１に示す。測定条件は、入力＝三相相電圧２４０Ｖ、５０Ｈz、１５．９Ａ、インダクタンスＬ１＝５．０ｍＨ、インダクタンスＬ３＝５．４ｍＨ、Ｃf＝７６μＦである。図１１でもＩＥＣ規格における相あたり入力電流が１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路の場合の５次高調波電流の限度値１０．７％（Ｉ５／Ｉ１）が示され、比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の５次高調波電流Ｉ５の変化を示している。この図から明らかな如く、３．６≦Ｌ１／Ｌ２とすることで、５次高調波電流Ｉ５を限度値以下に制限することが可能となる。
【００３７】
以上より、相あたり入力電流が１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路の場合、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２に対する第１のコイル１３のインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を、３．６≦Ｌ１／Ｌ２することで、５次高調波電流Ｉ５を限度値以下に抑制でき、更に、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を、４．０ｍＨ≦Ｌ１とし、且つ、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を、３．６≦Ｌ１／Ｌ２、０．４１ｍＨ≦Ｌ２、４．０ｍＨ≦Ｌ１の関係から、０．４１ｍＨ≦Ｌ２＜１．１１ｍＨとすることで、７次高調波電流Ｉ７、１１次高調波電流Ｉ１１、１３次高調波電流Ｉ１３についても限度値以下に抑制できる（図１２参照。測定条件は、入力＝三相相電圧２４０Ｖ、５０Ｈz、１５．９Ａ、インダクタンスＬ１＝５．０ｍＨ、インダクタンスＬ３＝５．４ｍＨ、Ｃf＝７６μＦ）。
【００３８】
即ち、相あたり入力電流が１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路の場合も、上記の如く7次高調波電流Ｉ７を限度値以下に制限可能な第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を確保しながら、比Ｌ１／Ｌ２を増大させることで、７次高調波電流Ｉ７を限度値以下に抑制しながら、５次高調波電流Ｉ５の抑制が可能となる。そして、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を上記の如く確保することで、１１次高調波電流Ｉ１１、１３次高調波電流Ｉ１３についても限度値以下に抑制できるものである。
【符号の説明】
【００３９】
１ 電源系統
２ 負荷回路
３ コンプレッサ
４ モータ
６ 整流器
７ 平滑用コンデンサ
８ インバータ
１１ パッシブフィルタ
１２ 共振回路
１３ 第１のコイル
１４ 第２のコイル
Ｌｆ 第３のコイル
Ｃｆ コンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高調波電流の発生源である負荷回路から発生する高調波電流を抑制するためのパッシブフィルタ、及び、係るパッシブフィルタを用いた高調波電流抑制方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年インバータエアコン等の利用の増大に伴い、各種負荷回路がもたらす交流電源系統の高調波障害が問題となっている。この高調波発生源である負荷回路から発生する高調波電流を抑制するため、電源系統と負荷回路との間の受電点にはパッシブフィルタが設けられる（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
特許文献１に示されたパッシブフィルタは、所謂Ｔ型フィルタである。この文献に示された回路は、交流電源系統と負荷回路との間の受電点における第１の導電線１２６に直列的に挿入された第１及び第２のコイル１４０、１４６を備えている。そして、この回路には、直列接続された第３のコイル１４２と、並列に接続されたコンデンサ１４及び抵抗１６とから成り、一端が第１のコイル１４０と第２のコイル１４６との間に接続され、他端が第２の導電線１２８に接続された直列回路を備えている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許第６５４９４３４号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に示されたようなＴ型のパッシブフィルタでは、抑制対象とする高調波電流に応じて第３のコイルとコンデンサ１４の共振周波数を決定し、この周波数の高調波電流を抑制するものであるため、他の次数の高調波電流の低減には効果が少ない。また、第３のコイル１４２のインダクタンスとしては、第１及び第２のコイル１４０、１４６の相互インダクタンスを考慮した値にしなければならないため、第３のコイル１４２の大型化が必要となる問題もあった。
【０００６】
本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、対象とする高調波電流以外の高調波電流も効果的に抑制でき、且つ、コイルのインダクタンスの低減にも寄与できるパッシブフィルタ及びそれを用いた高調波電流抑制方法を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１の発明のパッシブフィルタは、電源系統側に接続される第１のコイルと、この第１のコイルの負荷回路側に接続される第２のコイルと、直列に接続された第３のコイル及びコンデンサから成り、一端が第１及び第２のコイル間に接続された共振回路とから成るものであって、共振回路は５次高調波電流に対する共振回路であり、第１のコイルのインダクタンスＬ１は、第２のコイルのインダクタンスＬ２より大きいことを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明のパッシブフィルタは、上記において相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路である場合、第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を５．５以上としたことを特徴とする。
【０００９】
請求項３の発明のパッシブフィルタは、上記においてインダクタンスＬ１を７．２ｍＨ以上とし、インダクタンスＬ２を０．２ｍＨ以上、１．３１ｍＨ未満としたことを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明のパッシブフィルタは、請求項１において定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路である場合、第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を３．６以上としたことを特徴とする。
【００１１】
請求項５の発明のパッシブフィルタは、上記においてインダクタンスＬ１を４．０ｍＨ以上とし、インダクタンスＬ２を０．４１ｍＨ以上、１．１１ｍＨ未満としたことを特徴とする。
【００１２】
請求項６の発明の高調波電流抑制方法は、電源系統側に接続された第１のコイルと、この第１のコイルの負荷回路側に接続された第２のコイルと、直列に接続された第３のコイル及びコンデンサから成り、一端が第１及び第２のコイル間に接続された共振回路とから成るパッシブフィルタを用いて高調波電流を抑制する方法であって、共振回路を５次高調波電流に対する共振回路とすると共に、7次高調波電流を限度値以下に制限可能な第２のコイルのインダクタンスＬ２を確保しながら、第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を増大させることを特徴とする。
【００１３】
請求項７の発明の高調波電流抑制方法は、上記において相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路である場合、比Ｌ１／Ｌ２を５．５以上とし、且つ、１１次高調波電流及び１７次高調波電流を限度値以下に制限可能な第１のコイルのインダクタンスＬ１を確保することを特徴とする。
【００１４】
請求項８の発明の高調波電流抑制方法は、請求項６において定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路である場合は、比Ｌ１／Ｌ２を３．６以上とし、且つ、１１次高調波電流を限度値以下に制限可能な第１のコイルのインダクタンスＬ１を確保することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の如く、第３のコイル及びコンデンサから成る共振回路を５次高調波電流に対する共振回路とし、電源系統側に接続された第１のコイルのインダクタンスＬ１を、この第１のコイルの負荷回路側に接続された第２のコイル１のコイルのインダクタンスＬ２より大きくすることで、５次高調波電流のみならず、他の高調波電流の低減も図ることが可能となる。
【００１６】
また、各インダクタンスＬ１、Ｌ２、第３のコイルのインダクタンスＬ３の値や、比Ｌ１／Ｌ２を最適に設定することで、５次高調波電流を限度値以下としながら、７次高調波電流や１１次高調波電流、１７次高調波電流などの他の高調波電流も限度値以下に低減することができるようになる。
【００１７】
また、第２のコイルのインダクタンスＬ２を下げることになることから、第１のコイルと第２のコイルの相互インダクタンスも小さくなり、第３のコイルのインダクタンスも低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明のパッシブフィルタを用いた高調波電流抑制回路の電気回路図である。
【図２】図１中のパッシブフィルタの第３のコイルのインダクタンスＬｆを変更した場合の各高調波電流の状況を示す図である。
【図３】図１中のパッシブフィルタの第１及び第２のコイルの相互インダクタンスＭの影響を示す図である。
【図４】図１中のパッシブフィルタにおいて第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を変更した場合の各高調波電流の状況を示す図である。
【図５】図１中のパッシブフィルタの第２のコイルのインダクタンスＬ２を変化させた場合の７次高調波電流の状況を示す図である（相あたり入力電流１６Ａ以下の場合）。
【図６】図１中のパッシブフィルタの第１のコイルのインダクタンスＬ１を変化させた場合の１１次高調波電流と１７次高調波電流の状況を示す図である（相あたり入力電流１６Ａ以下の場合）。
【図７】図１中のパッシブフィルタにおいて比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の５次高調波電流の状況を示す図である（相あたり入力電流１６Ａ以下の場合）。
【図８】図１中のパッシブフィルタにおいて比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の各高調波電流の状況を示す図である（相あたり入力電流１６Ａ以下の場合）。
【図９】図１中のパッシブフィルタの第２のコイルのインダクタンスＬ２を変化させた場合の７次高調波電流の状況を示す図である（定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の場合）。
【図１０】図１中のパッシブフィルタの第１のコイルのインダクタンスＬ１を変化させた場合の１１次高調波電流の状況を示す図である（定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の場合）。
【図１１】図１中のパッシブフィルタにおいて比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の５次高調波電流の状況を示す図である（定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の場合）。
【図１２】図１中のパッシブフィルタにおいて比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の各高調波電流の状況を示す図である（定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の場合）。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて詳細に説明する。図１において１は三相交流電源系統（相電圧２２０Ｖ〜２４０Ｖ）であり、２はこの電源系統１のＲ、Ｓ、Ｔの各相の受電点に接続される負荷回路である。実施例の負荷回路２は、空気調和機の冷媒回路を構成するコンプレッサ３を駆動する電動機４を含む回路であり、この電動機４の他、整流器６、平滑用コンデンサ７、インバータ８等を備えている。
【００２０】
尚、負荷回路２としては係る空気調和機の他、給湯器の貯湯タンクを加熱する冷媒回路を構成するコンプレッサを駆動する電動機なども適用可能である。
【００２１】
電源系統１から供給される三相交流電力は整流器６により整流され、平滑用コンデンサ７にて平滑される。インバータ８はＩＧＢＴ等のスイッチング素子が２個直列接続された三つのアームから構成されている。各アームは互いに並列接続され、三相のインバータが構成されると共に、各スイッチング素子のゲートが図示しない制御装置によりＯＮ−ＯＦＦ制御され、平滑された直流電力から所定周波数の三相交流電力を生成し、電動機４を駆動する。
【００２２】
このとき、インバータ８は直流電力を矩形波の交流電力に変換するものであるため、高調波電流が発生し、電源系統１に流れ込むことになる。そこで、この電源系統１と負荷回路２の受電点Ｐ間に、本発明のパッシブフィルタ１１が接続される。本発明のパッシブフィルタ１１は、直列接続された第１のコイル１３及び第２のコイル１４と、直列接続された第３のコイルＬｆ及びコンデンサＣｆの共振回路１２とから成り、受電点Ｐと電源系統１のＲＳＴ各相の導線間にそれぞれ接続される。
【００２３】
このとき、第１のコイル１３は電源系統１側にあり、第２のコイル１４は負荷回路２側とされる。そして、共振回路１２の第３のコイルＬｆの一端が第１のコイル１３と第２のコイル１４間に接続され、各相のコンデンサＣｆの他端が相互に接続されたかたちとなる。
【００２４】
図２は共振回路１２の第３のコイルＬｆのインダクタンスＬ３を変化させた場合の、５次高調波電流Ｉ５、７次高調波電流Ｉ７、１１次高調波電流Ｉ１１、１３次高調波電流Ｉ１３、総合高調波ひずみ率ＴＨＤ、部分重み付け高調波ひずみ率ＰＷＨＤの状況を表している（１次電流Ｉ１に対する％）。測定条件は、一般的な空気調和機、又は、給湯器の回路において（以下同じ）、入力＝三相相電圧２３０Ｖ、５０Ｈz、出力ＤＣ５００Ｖ、１２ＫＷ、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１＝第２のコイル１４のインダクタンスＬ２＝３ｍＨ、第１のコイル１３及び第２のコイル１４の相互インダクタンスＭ＝０、Ｃf＝４０μＦである。この図からも明らかな如く７次高調波電流と共振するように設定した場合には、５次高調波電流はレンジ外まで大きくなっている。
【００２５】
一方、５次高調波電流と共振するように共振回路１２のコイルＬｆのインダクタンスＬ３を設定した場合に、その他の高調波電流についても総じて低減できることが分かる。そこで、本発明では共振回路１２が５次高調波電流に対する共振回路となるように第３のコイルＬｆのインダクタンスＬ３を設定した（実施例の測定条件では、ＬｆのインダクタンスＬ３＝１０．１３ｍＨ）。
【００２６】
次に、図３は第１のコイル１３及び第２のコイル１４の相互インダクタンスＭによる影響を示している。測定条件は、入力＝三相相電圧２３０Ｖ、５０Ｈz、出力１２ＫＷ、インダクタンスＬ１＝インダクタンスＬ２＝３．５ｍＨ、Ｃf＝４０μＦである。この図からも明らかな如く、コイル１３、１４の相互インダクタンスによる影響は、相互インダクタンスＭの約−２倍のコイルが共振回路１２に挿入した状態と同じと見ることができる（実施例の測定条件ではＭ＝０のときインダクタンスＬ３＝１０．１３ｍＨ）。そして、相互インダクタンスＭ＝ｋ√Ｌ１＊Ｌ２（ｋは結合係数）であるから、コイル１３又は１４のインダクタンスＬ１、Ｌ２を小さくすれば、相互インダクタンスＭが小さくなり、第３のコイルＬｆのインダクタンスＬ３を低減できることになる。
【００２７】
更に、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１と第２のコイル１４のインダクタンスＬ２の値の設定について説明する。図４は第２のコイル１４のインダクタンスＬ２に対する第１のコイル１３のインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を０／４〜４／０まで変化させた場合の各高調波電流の状況を示している。測定条件は、入力＝三相相電圧２３０Ｖ、５０Ｈz、出力ＤＣ４８３Ｖ、１１．４ＫＷ、インダクタンスＬf＝６．７６ｍＨ、Ｍ＝０、Ｃf＝６０μＦである。
【００２８】
図４から明らかな如く、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２より大きくすることで、５次高調波電流Ｉ５の他、１１次高調波電流Ｉ１１、１３次高調波電流Ｉ１３を低減させることができる。しかしながら、７次高調波電流Ｉ７は逆に増大傾向となる。即ち、７次高調波電流Ｉ７を低減するためには、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を大きくする必要がある。
【００２９】
そこで、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を増大させた場合の７次高調波電流Ｉ７の状況を図５に示す。測定条件は、入力＝三相相電圧２４０Ｖ、５０Ｈz、１６．０Ａ、インダクタンスＬ１＝９．０ｍＨ、インダクタンスＬ３＝５．４ｍＨ、Ｃf＝７６μＦである。図５（図８まで同様）ではＩＥＣ規格における公共低圧交流配電系に接続される、相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路の場合の７次高調波電流の限度値０．７７Ａが示され、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を増大させた場合の７次高調波電流Ｉ７の変化を示している。この図から明らかな如く、実施例では０．２ｍＨ≦Ｌ２とすることで、７次高調波電流Ｉ７を限度値以下に制限することが可能となる。
【００３０】
次に、１１次高調波電流Ｉ１１と１７次高調波電流Ｉ１７は５次の共振回路１２では低減できないため、第１のコイル１３で除去する必要が出てくる。そこで、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を増大させた場合の１１次高調波電流Ｉ１１と１７次高調波電流Ｉ１７の状況を図６に示す。測定条件は、入力＝三相相電圧２２０Ｖ、５０Ｈz、１５．９Ａ、インダクタンスＬ２＝０．７ｍＨ、インダクタンスＬ３＝６．６ｍＨ、Ｃf＝８４μＦである。図６でもＩＥＣ規格における公共低圧交流配電系に接続される、相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路の場合の１１次高調波電流の限度値０．３３Ａと１７次高調波電流の限度値０．１３Ａが示され、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を増大させた場合の１１次高調波電流Ｉ１１と１７次高調波電流Ｉ１７の変化を示している。この図から明らかな如く、実施例では７．２ｍＨ≦Ｌ１とすることで、１１次高調波電流Ｉ１１と、１７次高調波電流Ｉ１７を限度値以下に制限することが可能となる。
【００３１】
次に、５次高調波電流Ｉ５については、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２に対する第１のコイル１３のインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２により、共振回路１２における吸収が異なる。そこで、比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の５次高調波電流Ｉ５の状況を図７に示す。測定条件は、入力＝三相相電圧２４０Ｖ、５０Ｈz、１６．０Ａ、インダクタンスＬ１＝９．０ｍＨ、インダクタンスＬ３＝５．４ｍＨ、Ｃf＝７６μＦである。図７でもＩＥＣ規格における公共低圧交流配電系に接続される、相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路の場合の５次高調波電流の限度値１．１４Ａが示され、比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の５次高調波電流Ｉ５の変化を示している。この図から明らかな如く、５．５≦Ｌ１／Ｌ２とすることで、５次高調波電流Ｉ５を限度値以下に制限することが可能となる。
【００３２】
以上より、相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路の場合、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２に対する第１のコイル１３のインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を、５．５≦Ｌ１／Ｌ２とすることで、５次高調波電流Ｉ５を限度値以下に抑制でき、更に、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を、７．２ｍＨ≦Ｌ１とし、且つ、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を、５．５≦Ｌ１／Ｌ２、０．２ｍＨ≦Ｌ２、及び、７．２ｍＨ≦Ｌ１の関係から、０．２ｍＨ≦Ｌ２＜１．３１ｍＨとすることで、７次高調波電流Ｉ７、１１次高調波電流Ｉ１１、１７次高調波電流Ｉ１７についても限度値以下に抑制できる（図８参照。測定条件は、入力＝三相相電圧２４０Ｖ、５０Ｈz、１６．０Ａ、インダクタンスＬ１＝９．０ｍＨ、インダクタンスＬ３＝５．４ｍＨ、Ｃf＝７６μＦ）。
【００３３】
即ち、相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路の場合、上記の如く7次高調波電流Ｉ７を限度値以下に制限可能な第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を確保しながら、比Ｌ１／Ｌ２を増大させることで、７次高調波電流Ｉ７を限度値以下に抑制しながら、５次高調波電流Ｉ５の抑制が可能となる。そして、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を上記の如く確保することで、１１次高調波電流Ｉ１１、１７次高調波電流Ｉ１７についても限度値以下に抑制できるものである。
【００３４】
次に、定格入力電流が相あたり１６Ａを超え、７５Ａ以下の公共低圧交流配電系に接続される回路の場合について説明する。この場合に、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を増大させた場合の７次高調波電流Ｉ７の状況を図９に示す。測定条件は、入力＝三相相電圧２４０Ｖ、５０Ｈz、１５．９Ａ、インダクタンスＬ１＝５．０ｍＨ、インダクタンスＬ３＝５．４ｍＨ、Ｃf＝７６μＦである。図９（図１２まで同様）ではＩＥＣ規格における相あたり入力電流が１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路の場合の７次高調波電流の限度値７．２％（Ｉ７／Ｉ１）が示され、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を増大させた場合の７次高調波電流Ｉ７の変化を示している。この図から明らかな如く、実施例では０．４１ｍＨ≦Ｌ２とすることで、７次高調波電流Ｉ７を限度値以下に制限することが可能となる。
【００３５】
次に、１１次高調波電流Ｉ１１は５次の共振回路１２では低減できないため、第１のコイル１３で除去する必要が出てくる。そこで、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を増大させた場合の１１次高調波電流Ｉ１１の状況を図１０に示す。測定条件は、入力＝三相相電圧２２０Ｖ、５０Ｈz、１５．９Ａ、インダクタンスＬ２＝０．７ｍＨ、インダクタンスＬ３＝６．６ｍＨ、Ｃf＝８４μＦである。図１０でもＩＥＣ規格における、相あたり入力電流が１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路の場合の１１次高調波電流の限度値３．１％（Ｉ１１／Ｉ１）が示され、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を増大させた場合の１１次高調波電流Ｉ１１の変化を示している。この図から明らかな如く、実施例では４．０ｍＨ≦Ｌ１とすることで、１１次高調波電流Ｉ１１を限度値以下に制限することが可能となる。
【００３６】
次に、５次高調波電流Ｉ５については、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２に対する第１のコイル１３のインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２により、共振回路１２における吸収が異なる。そこで、比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の５次高調波電流Ｉ５の状況を図１１に示す。測定条件は、入力＝三相相電圧２４０Ｖ、５０Ｈz、１５．９Ａ、インダクタンスＬ１＝５．０ｍＨ、インダクタンスＬ３＝５．４ｍＨ、Ｃf＝７６μＦである。図１１でもＩＥＣ規格における相あたり入力電流が１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路の場合の５次高調波電流の限度値１０．７％（Ｉ５／Ｉ１）が示され、比Ｌ１／Ｌ２を増大させた場合の５次高調波電流Ｉ５の変化を示している。この図から明らかな如く、３．６≦Ｌ１／Ｌ２とすることで、５次高調波電流Ｉ５を限度値以下に制限することが可能となる。
【００３７】
以上より、相あたり入力電流が１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路の場合、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２に対する第１のコイル１３のインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を、３．６≦Ｌ１／Ｌ２することで、５次高調波電流Ｉ５を限度値以下に抑制でき、更に、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を、４．０ｍＨ≦Ｌ１とし、且つ、第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を、３．６≦Ｌ１／Ｌ２、０．４１ｍＨ≦Ｌ２、４．０ｍＨ≦Ｌ１の関係から、０．４１ｍＨ≦Ｌ２＜１．１１ｍＨとすることで、７次高調波電流Ｉ７、１１次高調波電流Ｉ１１、１３次高調波電流Ｉ１３についても限度値以下に抑制できる（図１２参照。測定条件は、入力＝三相相電圧２４０Ｖ、５０Ｈz、１５．９Ａ、インダクタンスＬ１＝５．０ｍＨ、インダクタンスＬ３＝５．４ｍＨ、Ｃf＝７６μＦ）。
【００３８】
即ち、相あたり入力電流が１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路の場合も、上記の如く7次高調波電流Ｉ７を限度値以下に制限可能な第２のコイル１４のインダクタンスＬ２を確保しながら、比Ｌ１／Ｌ２を増大させることで、７次高調波電流Ｉ７を限度値以下に抑制しながら、５次高調波電流Ｉ５の抑制が可能となる。そして、第１のコイル１３のインダクタンスＬ１を上記の如く確保することで、１１次高調波電流Ｉ１１、１３次高調波電流Ｉ１３についても限度値以下に抑制できるものである。
【符号の説明】
【００３９】
１ 電源系統
２ 負荷回路
３ コンプレッサ
４ モータ
６ 整流器
７ 平滑用コンデンサ
８ インバータ
１１ パッシブフィルタ
１２ 共振回路
１３ 第１のコイル
１４ 第２のコイル
Ｌｆ 第３のコイル
Ｃｆ コンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源系統側に接続される第１のコイルと、この第１のコイルの負荷回路側に接続される第２のコイルと、直列に接続された第３のコイル及びコンデンサから成り、一端が前記第１及び第２のコイル間に接続された共振回路とから成るパッシブフィルタにおいて、
前記共振回路は５次高調波電流に対する共振回路であり、前記第１のコイルのインダクタンスＬ１は、前記第２のコイルのインダクタンスＬ２より大きいことを特徴とするパッシブフィルタ。
【請求項２】
相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路である場合、前記第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する前記第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を５．５以上としたことを特徴とする請求項１に記載のパッシブフィルタ。
【請求項３】
前記インダクタンスＬ１を７．２ｍＨ以上とし、前記インダクタンスＬ２を０．２ｍＨ以上、１．３１ｍＨ未満としたことを特徴とする請求項２に記載のパッシブフィルタ。
【請求項４】
定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路である場合、前記第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する前記第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を３．６以上としたことを特徴とする請求項１に記載のパッシブフィルタ。
【請求項５】
前記インダクタンスＬ１を４．０ｍＨ以上とし、前記インダクタンスＬ２を０．４１ｍＨ以上、１．１１ｍＨ未満としたことを特徴とする請求項４に記載のパッシブフィルタ。
【請求項６】
電源系統側に接続された第１のコイルと、この第１のコイルの負荷回路側に接続された第２のコイルと、直列に接続された第３のコイル及びコンデンサから成り、一端が前記第１及び第２のコイル間に接続された共振回路とから成るパッシブフィルタを用いて高調波電流を抑制する方法であって、
前記共振回路を５次高調波電流に対する共振回路とすると共に、7次高調波電流を限度値以下に制限可能な前記第２のコイルのインダクタンスＬ２を確保しながら、前記第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する前記第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を増大させることを特徴とする高調波電流抑制方法。
【請求項７】
相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路である場合、前記比Ｌ１／Ｌ２を５．５以上とし、且つ、１１次高調波電流及び１７次高調波電流を限度値以下に制限可能な前記第１のコイルのインダクタンスＬ１を確保することを特徴とする請求項６に記載の高調波電流抑制方法。
【請求項８】
定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路である場合は、前記比Ｌ１／Ｌ２を３．６以上とし、且つ、１１次高調波電流を限度値以下に制限可能な前記第１のコイルのインダクタンスＬ１を確保することを特徴とする請求項６に記載の高調波電流抑制方法。
【請求項１】
電源系統側に接続される第１のコイルと、この第１のコイルの負荷回路側に接続される第２のコイルと、直列に接続された第３のコイル及びコンデンサから成り、一端が前記第１及び第２のコイル間に接続された共振回路とから成るパッシブフィルタにおいて、
前記共振回路は５次高調波電流に対する共振回路であり、前記第１のコイルのインダクタンスＬ１は、前記第２のコイルのインダクタンスＬ２より大きいことを特徴とするパッシブフィルタ。
【請求項２】
相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路である場合、前記第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する前記第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を５．５以上としたことを特徴とする請求項１に記載のパッシブフィルタ。
【請求項３】
前記インダクタンスＬ１を７．２ｍＨ以上とし、前記インダクタンスＬ２を０．２ｍＨ以上、１．３１ｍＨ未満としたことを特徴とする請求項２に記載のパッシブフィルタ。
【請求項４】
定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路である場合、前記第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する前記第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を３．６以上としたことを特徴とする請求項１に記載のパッシブフィルタ。
【請求項５】
前記インダクタンスＬ１を４．０ｍＨ以上とし、前記インダクタンスＬ２を０．４１ｍＨ以上、１．１１ｍＨ未満としたことを特徴とする請求項４に記載のパッシブフィルタ。
【請求項６】
電源系統側に接続された第１のコイルと、この第１のコイルの負荷回路側に接続された第２のコイルと、直列に接続された第３のコイル及びコンデンサから成り、一端が前記第１及び第２のコイル間に接続された共振回路とから成るパッシブフィルタを用いて高調波電流を抑制する方法であって、
前記共振回路を５次高調波電流に対する共振回路とすると共に、7次高調波電流を限度値以下に制限可能な前記第２のコイルのインダクタンスＬ２を確保しながら、前記第２のコイルのインダクタンスＬ２に対する前記第１のコイルのインダクタンスＬ１の比Ｌ１／Ｌ２を増大させることを特徴とする高調波電流抑制方法。
【請求項７】
相あたり入力電流が１６Ａ以下の回路である場合、前記比Ｌ１／Ｌ２を５．５以上とし、且つ、１１次高調波電流及び１７次高調波電流を限度値以下に制限可能な前記第１のコイルのインダクタンスＬ１を確保することを特徴とする請求項６に記載の高調波電流抑制方法。
【請求項８】
定格入力電流が相あたり１６Ａより大きく、７５Ａ以下の回路である場合は、前記比Ｌ１／Ｌ２を３．６以上とし、且つ、１１次高調波電流を限度値以下に制限可能な前記第１のコイルのインダクタンスＬ１を確保することを特徴とする請求項６に記載の高調波電流抑制方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１１−５０２１１（Ｐ２０１１−５０２１１Ａ）
【公開日】平成２３年３月１０日（２０１１．３．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１９８４６９（Ｐ２００９−１９８４６９）
【出願日】平成２１年８月２８日（２００９．８．２８）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年３月１０日（２０１１．３．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年８月２８日（２００９．８．２８）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]