ブレード構造のアレイコンバータ
“ＰＡＭＣＣ”と称される直流−パルス振幅変調（“ＰＡＭ”）電流コンバータが個々の直流電源に接続されている。幾つかの実施形態では、アレイ内の各直流電源、例えば、多重ソーラパネルにＰＡＭＣＣが提供される。ＰＡＭＣＣは、直流電流を受け取り、その出力でパルス振幅変調された電流を与える。パルスは、一連のパルスで変調された信号に対して相対的に高周波で生成される。一連のパルスで変調された信号は、低周波の正弦波、または直流を含むその他の低周波の波形の一部を表わす場合もある。ＰＡＭＣＣの出力が同様のＰＡＭＣＣの出力と並列に接続されるとき、ＰＡＭＣＣのアレイが構成され、このアレイにおいて、ＰＡＭＣＣの出力パルスは、互いに位相がずれたものとなる。本発明に従って構成されたＰＡＭＣＣのアレイは、分散型多相インバータを構成し、その結合された出力が、各ＰＡＭＣＣにより変調された電流パルス振幅の復調された総和となっている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この出願は、ブレード構造のアレイコンバータに関するものである。
この出願は、Ｋｅｒｎａｈａｎ，ｅｔ ａｌにより２００８年４月２日に出願され、発明の名称を“ＤＩＳＴＲＩＢＵＴＥＤ ＭＵＬＴＩＰＨＡＳＥ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲＳ”とする、共同所有された仮出願ではない米国出願第１２／０６１，０２５号に対する一部継続出願であり、その全体が本明細書中に援用されるとともに、その出願からの優先権が主張されるものである。
【背景技術】
【０００２】
人間活動によって引き起こされる地球温暖化や、石油および天然ガスのコスト増大および潜在的な最終的入手可能性の欠如、あるいは水力発電用の水不足に対する懸念などの多くの理由により、エネルギーを提供するコスト効率的な方法および材料に大きな関心が集まっている。関心の多くの焦点が再生可能エネルギー源、特に、光起電性パネルを使用して発電される電力に向けられている。現在のところ、ソーラ機器から得た電気容量の広範囲の使用および設置は、多くの要因によって阻まれている。現在の対応策は、効率の低さを始め、商品寿命の短さや、貧弱なビジネスモデル、あるいは先行投資を取り戻すのに、ソーラ機器を有するその設備内で十分に長い期間生活を続けなければ回収することができない可能性がある大きな前払い費用に対する消費者の抵抗に悩まされている。
【０００３】
効率性あるいはその不足は、それら問題において主要なものである。例えば、図１に示すように、従来技術においては、直列配列に構成された数多くのソーラパネルが提供されて、それらパネルからの電力が直流電流から交流電流に後で変換されるものとなっている。しかしながら、一連のパネルの効率は、直列に接続されたパネルの何れか１つの出力の低下により劇的に悪化する。出力低下の原因は、鳥の糞から、張り出した木により一連のパネルの一部に形成される影または部分的な影へと多岐にわたる。
【０００４】
図２は、グリッド接続された太陽光発電システムの一例であり、この例では、ソーラシステムにより提供される電力が、ユーティリティのグリッドシステムに引き入れられている。従来技術に係るシステム２０２の代表的な構成においては、パネルによって与えられる直流を交流の電力に変換するための単一のインバータを有する複数のパネルが示されている。本発明の例示的な実施形態の表示は、システム２０４として示されている。なお、２０４のパネルがそれぞれコンバータを含むことに留意されたい。
【０００５】
設置費用は、一部には、パネルの重量およびそれらの付随的な構造条件によって、高くなっている。また、各パネルが直列に接続されるように構成される高電圧直流回路に対して、パネルに照明が利用可能であるときはいつでも電圧が加えられるため、パネルの取付けは危険を伴う場合もある。重量と安全性の要因により、設置を行うには、チームに少なくとも２人が必要となる。
【０００６】
現在の技術においては、集中型のインバータの使用により、太陽パネルとインバータ間の分離が強いられている。多くの場合、この分離は相当な距離、複数フィートにもなる。コンダクタを介してＤＣ電力を送信するときの電力損失の主要原因が、電流の２乗×コンダクタの抵抗であり、また、低抵抗コンダクタがコストを要し、一緒に用いるのが難しいため、集中型のインバータが使用されるときには高ＤＣ電力が望ましい。高ＤＣ電圧を達成する１つの方法は、ソーラパネルを直列に配列することである。これは、一続きのソーラパネルのうち高電圧端部にあるソーラパネルが、高電圧、典型的には数百ボルト、ある場合には千ボルト近くの電圧で、その内部回路すべてを有していることを意味している。死や負傷、アーク放電および火災を防止するためには、そのようなパネルの内部回路をよく絶縁しなければならない。好ましい絶縁材料はガラスであるが、これは、ソーラパネルに対する実質的なコストおよび重量に影響を与える可能性がある。本発明は、中性の電位近傍で、その関連するソーラパネルの内部光起電力を維持する。多くの実施形態においては、光起電力ダイオードの内部セットが、中性から数十ボルト以上離れる部分はなく、それは、接地電位に非常に近いものとなる。アレイコンバータの高電圧部分は、物理的に非常に小さく、数平方インチを有し、典型的には、ソーラパネルアセンブリの背部に物理的に配置される。この配置は、何百ボルトにも耐えるためにアセンブリ前面の複数平方フィートを絶縁しなければならない従来技術モジュールと比較して、絶縁を簡素および軽量なものとすることができる。
【０００７】
ソーラパネルは、その製造業者によって少なくとも２５年間は持ちこたえるであろうと期待されている。しかしながら、今日の設置に使用されるインバータは、非常に大きくて大容量の電解コンデンサを必要とする。それらコンデンサは、最高最低気温に悩まされ、それらの寿命が、屋根の上で受けるような高温によって特に短縮される。それらコンデンサ中の液体は、そのキャニスタから最終的に漏れて、５年ほどで熟練技能者が交換しなければならないことになる。これは寿命総所有コストの増加に繋がる。電解コンデンサ３０２を含む回路例が、図３に示されている。
【０００８】
設置後でも、安全性は懸念事項である。ソーラパネルは無効化のための手段を有しておらず、火災、トルネードまたはその他の災害のときに、それらが危険となる可能性がある。例えば、消防士は、しばしば、屋根を通るのが火への最良のアクセスであることに気付いて、屋根に穴を開けることがある。消防士が消防斧でソーラパネルまたはそれに関連する配線を貫通させた場合、特に、消防士または斧が接地電位に接触した場合には、死を招く可能性がある。
【０００９】
効率を改善し、全システムの寿命を延ばし、消費者の取得コストを低下させるビジネスモデルであって、設置中または設置後に安全に操作することができるシステムの構成要素を提供するビジネスモデルを促進するための方法が必要とされている。
【発明の概要】
【００１０】
多くの従来技術システムでは、“マイクロインバータ”と称される小さなインバータがソーラパネルに接続され、それにより、完全なＤＣ−ＡＣモジュールが構成される。モジュールは、電力、例えば２２０ボルト、６０ＨｚのＡＣを負荷に与える。複数のそのようなモジュールは、並列に接続されて（付随する位相を条件に同期させて）追加的な電力容量を提供する。これに対して、本発明の実施形態では、ソーラパネルはパルス振幅電流コンバータにＤＣ電流を提供して、“ＰＡＭＣＣ”と称されるＤＣ−パルス振幅電流コンバータモジュールを構成する。単一のＰＡＭＣＣの出力は、設計電力を提供しないが、複数のＰＡＭＣＣの出力が位相をずらして合計され、それにより、電力を負荷に提供する分散多相コンバータシステムが構成される。
【００１１】
従来技術では、大容量の電解コンデンサが、直流電流を交流電流に変換するためのシステムの一部となる。従来技術の対応策は、不連続な入力電流を有し、光子を電流に変換する光電池を介して、この不連続な流れを連続的な電流の流れに変換するために、大容量のコンデンサを必要とする。本発明では、電流モード入出力により、コンデンサのサイズを電解（またはその他の揮発性液体ベース）技術の条件以下に低減することが可能になる。正弦波再構成のためのエネルギー貯蔵は、太陽光発電ダイオードからの連続モード電流入力で誘導的に行われる。これは、コンデンサの役割をパルス整形に減少させる。設計の信頼度は、半導体のマージン処理（margining）、インダクタの絶縁、コア材料のマージンおよび熱サイクルで促進される機械的応力によって影響される。電解コンデンサの技術的な制限の除去により、２５年を越える寿命が可能である。
【００１２】
モジュールグリッドインタフェースにおける高電圧は、インターフェースにおける典型的な電流を約７分の１に減少させ、抵抗に対する耐性を約５０倍向上させる。数十ミリオームから数オームにコネクタシステムを移行させることは、酸化および汚染に対する耐性を増加させながらも、接触面および材料条件を低下させる。例えば、２００Ｗ、２２０Ｖの二相アレイコンバータは、９１０ｍａを必要とし、１パーセントの電力損失につき、最大約２．４オームの配線抵抗に耐えることができる。反対に、直列に結合された３０ＶＤＣ、２００Ｗの従来のソーラパネルは、約６．６アンプを必要とし、同じ１パーセントの電力損失につき、最大約０．０４５オームの配線抵抗までしか耐えることができない。
【００１３】
アレイコンバータ構造においては、両位相についての電流パスが同じコイルを両方向に通過する。これは、両相で流れる同一の電流をもたらす。
【００１４】
電圧が境界値を超えるようなグリッド異常の検出によるものか、あるいは局所的または遠隔に発せられたシャットダウン命令によるものであるのかに関わらず、本発明のパネルは安全な状態にシャットダウンされる。この状態においては、内部ＰＶアレイが開回路となり、内部インダクタが放電され、内部電力半導体が開回路となる。この状態では、消防士の斧は、せいぜい、内部ＰＶアレイの開回路電圧、典型的には４０Ｖしか受けることはないであろう。内部ＰＶアレイの安全状態が有効であるため、電流または電圧を受ける斧に対して、２つのショートサーキットを形成する（一方を接地する）必要があるであろう。
【００１５】
アレイコンバータの平衡トポロジーにより、ダイオードアレイの正の端部は、負の端部が中性より下になる電圧とほぼ同じだけ、中性より上に位置する傾向がある。これにより、最小ストライク電位（strike potential）よりはるか下に直流アーク電圧が置かれる。ＰＶダイオードアレイにおけるＡＣ要素のほぼ完全な欠如とともに、このように内部アレイ電圧を制限することにより（連続伝導モード入力電流により）、高電圧の一続きの直流利用において見受けられる接地規格（ground specifications）への厳しい漏れ経路に対する必要性が大幅に取り除かれる。これは、ＰＶダイオードアレイのエッジとモジュールのフレーム間のモジュール構成、内部アレイの裏面およびモジュールの裏面を簡素化する。例えば、接地されたフレームと内部ＰＶダイオードアレイとの間の最大４５０Ｖの一列に接続されたパネルの漏れ条件が２ｕａである場合には、絶縁条件が２２５Ｍオームとなる。ＰＶダイオードアレイと中性との間に最大３０Ｖを有するアレイコンバータでは、同じ漏れが１５Ｍオームの絶縁しか必要としない。接地と比較してＰＶダイオードアレイの低い公称動作電圧により、低電圧火花間隙およびＭＯＶ要素の使用が可能になり、それにより、電光およびコロナ放電（アンテナ）のための接地経路およびその他の高電圧効果を改善することができる。
【００１６】
実際的な電解コンデンサは、高温の長寿命利用に基本的には適していない。既存のソーラ・インバータのトポロジーは、ＰＶダイオードアレイを電流源から電圧源に変換するとともに、エネルギーを交流波形の谷からピークに移動させるためにキャパシタンスを使用する。従来技術の手法によって要求されるキャパシタンス密度は、電解技術を必要とする。
【００１７】
この制限を理解するために、以下の点を考慮する。すなわち、アルミニウム電解コンデンサは、２つの導電性アルミ箔であって、その一方が典型的には誘電体としての酸化アルミニウムにより被覆された導電性アルミ箔と、誘電体の反対側に機械的に一致させるための電解液に浸された紙製のスペーサとにより典型的には構成されている。酸化被膜によって絶縁されたアルミ箔はアノードとなり、液体電解質およびもう一方の箔はカソードとして機能する。
【００１８】
電解質は、エチレングリコールのような蒸発を遅くするための化学薬品と結合した水溶液中のホウ酸または硼酸ナトリウムとすることができる。電解質は蒸発して、蒸発が摂氏１０度毎に倍増するため、設計寿命が時間と温度の関数となる。例えば、４５度で１５年の設計寿命を有する典型的な電解コンデンサが８５度に曝される場合、その寿命は１年未満に低下することとなる。この温度をその寿命の１２分の１（１年のうち夏の４ヶ月の間、１日に６時間）だけ受けた場合であっても、その寿命はソーラアレイの目標の２５年の２分の１未満となるであろう。なお、これは技術の固有の制限であって、トポロジーまたは回路設計とは関係がないことに留意されたい。
【００１９】
電解コンデンサを除去するには、新しいトポロジーが必要である。この新しいトポロジーは、定電流モードでＰＶダイオードアレイに接続して、ＡＣ波形の谷からピークにエネルギーを移動させるために誘導蓄電を使用しなければならない。多相パルス振幅変調システムは、それら条件を満たして、電解コンデンサ技術の必要性をなくすものとなる。
【００２０】
本発明を実施する適当なトポロジーは、任意の組合せの、１またはそれ以上のアレイコンバータにＤＣ電流を提供する１またはそれ以上のＤＣ源を含む。例えば、本発明の一実施形態では、単一のＤＣ源が複数（例えば、８）のアレイコンバータに電流を提供して、交流電源を構成する。システムからアレイコンバータを除去または設置することにより、そのシステムを構成するアレイコンバータの数を増減することができるように、時にはアレイコンバータを取り除くことが可能である。別の例示的なトポロジーでは、少なくとも幾つかのアレイコンバータが複数のＤＣ源、例えば２の光起電性パネルから電流を受け取る。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】図１は、従来技術の一例および本発明の簡単な例を示している。
【図２】図２は、グリッド接続された太陽光発電システムの一例である。
【図３】図３は、現在の技術、従来技術の一例である。
【図４】図４は、本発明に係る単一のパルス振幅変調電流コンバータの一例である。
【図５】図５は、パルス振幅変調電流コンバータを示し、再構成フィルタがグリッドの正の半分の位相において電流パルスを生成している間に、トランジスタが回路を完成してインダクタに電荷を加えている状態を示している。
【図６】図６は、パルス振幅変調電流コンバータを示し、グリッドの正の半分の位相において再構成フィルタを通って電流が流れている状態を示している。
【図７】図７は、パルス振幅変調電流コンバータを示し、再構成フィルタがグリッドの負の半分の位相において電流パルスを生成している間に、トランジスタが回路を完成してインダクタに電荷を加えている状態を示している。
【図８】図８は、パルス振幅変調電流コンバータを示し、グリッドの負の半分の位相において再構成フィルタを通って電流が流れている状態を示している。
【図９】図９は、駆動信号のタイミングと電流を関連付けている。
【図１０】図１０は、続く幾つかの図面において正弦波の電流のどの部分が詳細に検査されるのかを示している。
【図１１】図１１は、単一のパルス振幅変調電流コンバータによって与えられるパルスを示している。
【図１２】図１２は、２のパルス振幅変調電流コンバータによって与えられるパルスと、それら全体の合計電流を示している。
【図１３】図１３は、８のパルス振幅変調電流コンバータによって与えられるパルスと、それら全体の合計電流を示している。
【図１４】図１４は、単一のパルス振幅変調電流コンバータのための代替的回路を示している。
【図１５】図１５は、コンバータを無効化することができる、単一のパルス振幅変調電流コンバータのための回路を示している。
【図１６】図１６は、複数のパルス振幅変調電流コンバータに電流を与えて、共通負荷に対する電源を構成する単一の直流電源の一例である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
幾つかの用語の定義：
【表１】
【００２３】
上述したように、本発明を実施するために様々なトポロジーを使用することができる。明瞭化のために、単純化した実施形態を示すこととする。その実施形態では、複数の直流電源がそれぞれ単一のアレイコンバータに接続され、このアレイコンバータの出力が並列に接続されて、単一のシステムが形成されている。当業者であれば、その例を拡張して、その他の開示されたトポロジーに従うシステムを提供することができることを理解することであろう。
【００２４】
本発明においては、“ＰＡＭＣＣ”と称されるＤＣ−パルス振幅変調（“ＰＡＭ”）電流コンバータが個々のソーラパネル（“ＰＶ”）に接続されている。典型的には、ソーラパネルは、直列に接続された複数（例えば、７２）の個別の太陽電池からなり、各電池が、ある電流で約５ボルトを与え、その電流が、パネルに作用する光束の強度の関数となる。ＰＡＭＣＣは、ＰＶから直流（“ＤＣ”）を受け取り、その出力で、パルス振幅変調された電流を与える。パルス振幅変調された電流パルスは、典型的には不連続またはそれに近いものであり、各パルスがほぼゼロ電流から変調電流に変化して、各パルス間でほぼゼロに戻るものとなっている。パルスは、一連のパルスで変調された信号に対して相対的に高周波で生成される。一連のパルスで変調された信号は、低周波の正弦波、または直流を含むその他の低周波の波形の一部を表わす場合もある。ＰＡＭＣＣの出力が同様のＰＡＭＣＣの出力と並列に接続されるとき、ＰＡＭＣＣのアレイが構成され、このアレイにおいて、ＰＡＭＣＣの出力パルスは、互いに位相がずれたものとなる。本発明に従って構成されたＰＡＭＣＣのアレイは、分散型多相インバータを構成し、その結合された出力が、各ＰＡＭＣＣにより変調された電流パルス振幅の復調された総和となっている。各ＰＡＭＣＣにより生成された一連の不連続またはほぼ不連続なパルスで変調された信号が交流電流正弦波であった場合には、復調された連続交流電流波形がＰＡＭＣＣのアレイにより形成される。この交流電流波形は、システムにより電力が与えられるか、あるいは部分的に電力を供給する建物を指す“負荷”の両方による使用に適しているとともに、グリッドへの接続に適している。例えば、いくつかの実施形態では、複数のＰＶとＰＡＭＣＣとを組み合わせたモジュールのアレイが互いに接続されて、名目上は、分相のエジソンシステム６０Ｈｚ、２４０ボルトＡＣをホームに与える。
【００２５】
複数のＰＶプラスＰＡＭＣＣモジュールを含むアレイを説明する前に、始めに個々のＰＡＭＣＣを見ることとする。例えば、図４を参照すると、ＰＶパネルは、符号４０１で示されるダイオードおよびコンデンサにより電子的に表されている。前述したように、ソーラパネル４０１は、直流電源により置き換えることができる。ＰＡＭＣＣ（または時には“マイクロインバータ”）を含む構成要素は、まとめて単に“ＰＡＭＣＣ４００”と呼ばれる。電流は、正入力端子４０２および負入力端子４０４にＰＶ４０１によって与えられる。正入力端子４０２は、コイルＬ１・４０６と直列に接続されている。負入力端子４０４は、コイルＬ２・４０５と直列に接続されている。一実施形態においては、コイルＬ１・４０６およびＬ２・４０５は、２つの入力端子と２つの出力端子とを有する一対一トランスを構成する。そのような実施形態では、２つの電流パスにより良好な電流整合（current matching）が提供される。以下、単一のトランスのことを“Ｔ１”４０７と称することとする。スイッチＱ１・４０４、例えばＮＭＯＳ ＦＥＴは、トランスＴ１・４０７の負荷側を跨ぐように接続され、スイッチＱ１・４０４のソースが、Ｔ１・４０７出力の負端子に並列に接続されている。なお、ＰＶ４０１の負側とＰＡＭＣＣ４００の負側がフローティング、すなわち、電気的に接地されていないことに留意されたい。コントローラ４１２は、ライン４１１上のＱ１・４０４の制御ゲート（Ｑ１Ｇ）に信号を与える出力端子４１４を有する。幾つかの実施形態では、コントローラ４１２が付加的論理回路を有するマイクロプロセッサであり、プログラムによって操作される。コントローラ４１２については以下により詳細に説明する。
【００２６】
コントローラ４１２は複数の出力端子を含み、その各々が独立に操作される。４つのコントローラ４１２の出力端子４１５乃至４１８は、４本のライン１１９乃至４２２により、４つのトライアック（ＣＲ１１・４２４；ＣＲ２２・４２３；ＣＲ１２・４２５；およびＣＲ２１・４２６それぞれ）の制御端子にそれぞれ接続されている（内部接続は図示せず）。各ライン、すなわち、各トライアックは、コントローラ４１２からの制御信号によって独立に制御される。ＣＲ１１・４２４およびＣＲ２２・４２３のアノード端子は、並列にＴ１・４０７の正出力端子と接続されている。トライアックＣＲ１２・４２５およびＣＲ２１・４２６のカソード端子は、並列にＴ１・４０７の負出力端子と接続されている。トライアックＣＲ１１・４２４のカソード端子およびトライアックＣＲ１２・４２５のアノード端子は、並列にコイルＬ１２・４３０と接続されている。トライアックＣＲ２２・４２３のカソード端子およびトライアックＣＲ２１・４２６のアノード端子は、並列にコイルＬ２２・４３１と接続されている。コイルＬ１２・４３０からの端子４３４は、“位相１”（Ｐ１）出力を与えるものとして任意に指定され、コイルＬ２２・４３１からの端子４３６は、“位相２”（Ｐ２）出力を与えるものとして任意に指定される。幾つかの実施形態では、コイルＬ１２・４３０およびＬ２２・４３１は一対一トランスで具体化されている。図４に例示される実施形態においては、コイルＬ１２・４３０およびＬ２２・１３６が別個のコイルとなっている。コンデンサＣ１２・４３８は、コイルＬ１２・４３０の入力側と中性出力端子４３２を跨いでいる。別のコンデンサＣ２２は、コイルＬ２２・４３１の入力側と中性出力端子４３２を跨いでいる。別の実施形態では、中性出力端子４３２がなくて、コイルＬ１２・４３０およびＬ２２・４３１の入力端子を跨ぐ単一のコンデンサがある。この実施形態では、コンデンサの電圧定格は、コンデンサＣ２２・４４０およびＣ１２・４３８のそれの少なくとも２倍である。
【００２７】
本発明の方法は、ライン４１１および４１９乃至４２２上の制御信号によって実行される。特に、ライン４１１上の制御信号Ｑ１Ｇ、ライン４１９上の信号ＣＲ１１Ｔ、ライン４２０上の信号ＣＲ２２Ｔ、ライン４２１上の信号ＣＲ１２Ｔおよびライン４２２上の信号ＣＲ２１Ｔは、高周波周期、例えば３０ｋＨｚで、ＰＡＭＣＣ４００内のシーケンスにおいてＰＶ４０１により与えられる電流の接続および切断を行い、それは、より遅い６０サイクルパターンで変調されるＰＣＭ信号を与え、それにより、振幅が正弦波に近付くＰＡＭ信号である出力を与える。
【００２８】
図２を参照すると、初期条件は以下の通りである。すなわち、Ｑ１・４０４、ＣＲ１１・４２４、ＣＲ２２・４２３、ＣＲ１２・４２５およびＣＲ２１・４２６は遮断され、コイルＬ１・４０６、Ｌ２・４０５、Ｌ１２・４３０およびＬ２２・４３１は電流が流れておらず、太陽電池ＰＶ１乃至ＰＶｎは暗い状態にある。この状態において、グリッド交流電圧は、Ｐ１・４３４とＰ２・４３６との間に印加され、Ｌ１２・４３０、Ｃ１２・４３８、Ｃ２２・４４０およびＬ２２・４３１を通るパスを受ける。Ｌ１２・４３０およびＣ１２・４３８を含む再構成フィルタのために選択された共振周波数は、典型的には、Ｑ１・４０４のスイッチング周波数の約２分の１となるように選ばれる。Ｌ２２・４３１およびＣ２２・４４０を含む再構成フィルタのために選択される共振周波数は、典型的には、Ｌ１２・４３０およびＣ１２・４３８の再構成フィルタと同じとなるように選ばれる。一実施形態では、トランジスタＱ１・４０４が約３０ｋＨｚの規定のスイッチング周波数のために選択され、その後、再構成フィルタの共振周波数が１５ｋＨｚ用に設計される。グリッド交流電圧は典型的には６０Ｈｚであるが、些細な量の容量性無効負荷がグリッドに与えられる。
【００２９】
回路動作は、ソーラパネル４０１が十分な光に曝されてかなりの電流を生成するところから始まる。電流の存在は、Ｑ１・４０４を跨ぐ電圧の増加として観察することができる。この時点で、Ｑ１・４０４は、ライン４１１上のコントローラ４１２からの信号をＱ１ＧとＱ１Ｓとの間に加えることにより、始めはオン状態とされる。コントローラ４１２とトランジスタＱ１・４０４との間のインタフェースは、光学的に分離してトランス結合することができ、あるいはコントローラ４１２をＱ１Ｓに接続することもできる。この状態で、Ｌ１・４０６およびＬ２・４０５に電流を流すことが開始される。ＰＶ４０１を跨ぐ電圧が予め設定された値に低下するとき、コイルに電流を流す時間が、電流を計算するために測定され、通常の動作が次のグリッドゼロ交差から開始される。これは、一実施形態においては、Ｐ１が正に移りＰ２が負に移りながら、Ｐ１における電圧がＰ２よりも上側に交差する時となる。この時点では、ＣＲ１１・４２４およびＣＲ２１・４２６に電流が加えられたときに伝導するように、信号ＣＲ１１Ｔ・４１９およびＣＲ２１Ｔ・４２１がアサートされている。
【００３０】
［事例１：グリッドの正の半波長のためのＰＷＭ変調］
ＰＡＭＣＣ４００の動作を説明するにあたり、図５乃至図８を参照することとする。なお、構成要素は図４のものに対応するが、説明が不明瞭とならないように、符号を省略していることに留意されたい。しかしながら、図４により与えられる符号を引用するものとする。図５に目を向けると、Ｌ１・４０６およびＬ２・４０５には電流が流れ、Ｑ１・４０４は、パルス幅変調期間中、オフ状態とされている。オフの期間が終了した後は、Ｑ１・４０４が、電流スイッチングサイクルの終わりまでオン状態とされる。Ｑ１・４０４がオフである期間中、Ｌ１・４０６およびＬ２・４０５に予め蓄積された電流が、ＰＶ４０１に流れる電流とともに、ＣＲ１１・４２４およびＣＲ２１・４２６の入力端子に加えられ、それらは、グリッドの正の半分のサイクル全体のための信号ＣＲ１１Ｔ・４１９およびＣＲ２１Ｔ・４２１の結果として、イネーブルの状態を保持する。グリッドの正の半分のサイクルは、出力端子Ｐ１・４３４の電圧が出力端子Ｐ２・４３６の電圧より大きい状態として規定される。トライアックＣＲ１１・４２４によって伝えられる電流パルス中の電荷は、始めはコンデンサＣ１２・４３８に蓄積されて、出力端子Ｐ１・４３４に接続されるコイルＬ１２の端部と比較してコイルＬ１２・４３０の近位端で正のより大きな値となる電圧を形成する。トライアックＣＲ２１・４２６によって伝えられる電流パルス中の電荷は、始めはコンデンサＣ２２・４４０に蓄積されて、出力端子Ｐ２・４３６に接続されるコイルＬ２２の端部と比較してコイルＬ２２・４３１の近位端で負のより大きな値となる電圧を形成する。これは、Ｌ１２・４３０、Ｃ１２・４３８を含む再構成フィルタと、Ｌ２２・４３１、Ｃ２２・４４０を含む再構成フィルタの双方の初期条件となる。この時点で、再構成フィルタは、それらに伝達されるパルス幅変調された電流パルスを、図５に示すようにグリッドに伝達される電流５０５のパルス振幅変調（ＰＡＭ）の半分の正弦波に変換することとなる。
【００３１】
再構成フィルタの共振周波数は、Ｐ１・４３４およびＰ２・４３６に伝達されるパルス幅変調された電流パルスの各々について電流の正弦波の２分の１がＰ１・４３４およびＰ２・４３６に与えられるように、Ｑ１・４０４のスイッチング周波数の約２分の１となるように選ばれる。各再構成フィルタの共振周波数がそれに加えられる電流のパルス幅に依存せず、また再構成フィルタに加えられるそのときの電流パルス中の電荷が、再構成フィルタからグリッドに伝達される電流の半分の正弦波における電荷と等しくなければならないため、入力電流のパルス幅の変化は、再構成フィルタの出力の振幅の変化として反映されることとなる。再構成フィルタのインダクタ中の電流がゼロに戻るとき、再構成フィルタの周波数は、パルス幅変調電流パルスがＱ１・４０４により生成される速度の２分の１であるので、電流の次のパルスは、再構成フィルタのコンデンサに伝達される。
【００３２】
Ｑ１・４０４のオフ期間は、生成される電流パルスの幅がグリッド正弦波の形状内にあるように調整される。再構成フィルタは、この一連のパルス幅変調電流パルスを一連のパルス振幅変調電流パルスに変換し、そのパルスの振幅がグリッド正弦波の形状の対応点に追従する。
【００３３】
グリッドの半分のサイクルが、端子Ｐ２・４３６の出力に対して端子Ｐ１・４３４で正の状態を保持する限りは、“事例１：グリッドの正の半波長のためのＰＷＭ変調”から始まる上述したプロセスを繰り返すことによって、更なる電流パルスが生成される。
【００３４】
グリッド電圧の負のゼロ交差（negative zero crossing）は、Ｐ１・４３４がＰ２・４３６より正の大きな値であった後で端子Ｐ１・４３４の電圧が端子Ｐ２・４３６の電圧と等しくなる状態として規定される。負のゼロ交差の前に、Ｑ１・４０４はオン状態とされ、それにより、ＣＲ１１・４２４およびＣＲ２１・４２６から電流が除去される。この時点で、信号ＣＲ１１Ｔ・４１９およびＣＲ２１Ｔ・４２１はデアサートされ、それにより、トライアックＣＲ１１・４２４およびＣＲ２１・４２６がグリッドの負の半分のサイクル中に電流を伝導するのを防止する。負のゼロ交差の後に、端子Ｐ１・４３４の電圧が端子Ｐ２・４３６の電圧より負の大きな値になり、その後、信号ＣＲ２２Ｔ・４２０およびＣＲ１２Ｔ・４２１がアサートされ、それにより、ＣＲ２２・４２３およびＣＲ１２・４２５をイネーブル状態としてそれらに電流が加えられるときに伝導させるものとする。
【００３５】
［事例２：グリッドの負の半波長のためのＰＷＭ変調］
図６を参照すると、Ｌ１・４０６およびＬ２・４０５に電流が流れ、Ｑ１・４０４がパルス幅変調期間、オフ状態とされる。オフの期間が終了した後は、Ｑ１・４０４が、そのときの電流スイッチングサイクルの終わりまでオン状態とされる。Ｑ１・４０４がオフである期間中、Ｌ１・４０６およびＬ２・４０５に予め蓄積された電流が、ＰＶ４０１に流れる電流とともに、ＣＲ１２・４２５およびＣＲ２２・４２３の入力端子に加えられ、それらは、グリッドの負の半分のサイクル全体のための信号ＣＲ２２Ｔ・４２０およびＣＲ１２Ｔ・４２１によって、イネーブルの状態を保持する。グリッドの負の半分のサイクルは、出力端子Ｐ１・４３４の電圧が出力端子Ｐ２・４３６の電圧より大きい状態として規定される。トライアックＣＲ２２・４２３によって伝えられる電流パルス中の電荷は、始めはコンデンサＣ２２・４４０に蓄積されて、出力端子Ｐ２・４３６に接続される端部と比較してコイルＬ２２・４３１の近位端で正のより大きな値となる電圧を形成する。トライアックＣＲ１２・４２５によって伝えられる電流パルス中の電荷は、始めはＣ１２に蓄積されて、端子Ｐ１・４３４に接続される端部と比較してコイルＬ１２・４３０の近位端で正のより大きな値となる電圧を形成する。これは、Ｌ１２・４３０、Ｃ１２・４３８を含む再構成フィルタと、Ｌ２２・４３１、Ｃ２２・４４０を含む再構成フィルタの双方の初期条件となる。この時点で、再構成フィルタは、それらに伝達されるパルス幅変調電流パルスを、図４に示すようにグリッドに伝達される電流のパルス振幅変調された半分の正弦波に変換することとなる。
【００３６】
事例２の再構成フィルタは、事例１に関連して述べた構成要素と同じであるため、ここでは、その設計および動作を繰り返して説明することはしない。
【００３７】
Ｑ１・４０４のオフ期間は、生成される電流パルスの幅がグリッド正弦波の形状内にあるように調整される。再構成フィルタは、この一連のパルス幅変調電流パルスを一連のパルス振幅変調された電流パルスに変換し、そのパルスの振幅がグリッド正弦波の形状の対応点に追従する。
【００３８】
グリッドの半分のサイクルが負の状態を保持する限りは、端子Ｐ１・４３４の電圧が端子Ｐ２・４３６の電圧よりも負の大きな値となるとともに、“事例２：グリッドの負の半波長のためのＰＷＭ変調”から始まる上述したプロセスを繰り返すことによって、更なる電流パルスが生成される。
【００３９】
グリッド電圧の正のゼロ交差（positive zero crossing）は、端子Ｐ１・４３４の電圧が端子Ｐ２・４３６の電圧より負の大きな値であった後で端子Ｐ１・４３４の電圧が端子Ｐ２・４３６の電圧と等しくなる状態として規定される。正のゼロ交差の前に、Ｑ１・４０４はオン状態とされ、それにより、トライアックＣＲ１２・４２５およびＣＲ２２・４２３から電流が除去される。この時点で、信号ＣＲ１２Ｔ・４２１およびＣＲ２２Ｔ・４２０はデアサートされ、それにより、トライアックＣＲ１２・４２５およびＣＲ２２・４２３がグリッドの正の半分のサイクル中に電流を伝導するのを防止する。正のゼロ交差の後に、端子Ｐ１・４３４が端子Ｐ２・４３６より正の大きな値になるとともに、信号ＣＲ１１Ｔ・４１９およびＣＲ２１Ｔ・４２１がアサートされ、それにより、トライアックＣＲ１１・４２４およびＣＲ２１・４２６をイネーブル状態としてそれらに電流が加えられるときに伝導させるものとする。
【００４０】
グリッドが再び正となると、プロセスは、再び“事例１：グリッドの正の半波長のためのＰＷＭ変調”と表示されたセクションから始まる上述したプロセスに戻ることとなる。
【００４１】
図９は、上述したもの（Ｌ１２・４３０およびＣ１２・４３８；Ｌ２２・４３１およびＣ２２・４４０）のように、再構成フィルタによってパルス振幅変調（ＰＡＭ）電流パルスに変換された、パルス幅変調パルスの変換後の信号ダイアグラムを示している。短期間の略矩形状の電圧パルス９０２は、Ｑ１・４０４のドレイン側４５１（図４）の電圧である。符号９０８が付されたパルス幅は、ライン４１１（図４）上の信号Ｑ１Ｇのパルス幅に接近し、その周期９１０はＰＡＭＣＣ４００のスイッチング周期である。この電圧は、トランス４０７およびＰＶ４０１の電流を、トライアックＣＲ１１・４２４またはＣＲ１２・４２５を介して（上述したように、コントローラ４１２からの制御信号のそのときの状態に応じて）、再構成フィルタの１つの入力に向かわせる。曲線的な半波長整流正弦波９０４は、再構成フィルタの出力である。入力パルスのパルス幅９０８（近似的に）が増加すると、出力波形フォーム９０４の振幅が増加する。グラフの一番上の三角波フォーム９０６は、共通の時間ウィンドウ中にＰＶ・４０１を通る電流の変化を示している。出力波形９０６は、再構成フィルタに与えられる相対的に大きなパルス幅変調電流パルスとは独立に相対的に一定なＰＶ４０１の電流を維持する際の、トランス４０７の影響を示している。
【００４２】
図１０は、図１１、図１２および図１３に示されることとなるグリッド正弦波サイクルの狭小なタイムスライスを示している。
【００４３】
図１１は、単一のＰＡＭＣＣ４００のパルス振幅変調された出力電流を示している。なお、示された振幅が、サイクル例１１０１上に示すように、グリッド電圧の正のピークの近傍の小さい時間部分についてのものであることに留意されたい。個々のパルス１１０４は、スイッチング周波数の周期と等しい周期１１０６、例えば（１／３０ｋＨｚ）を有している。
【００４４】
図１２では、２つのＰＡＭＣＣ（各々がＰＡＭＣＣ４００に従う）の２の個別の電流（１２００．１および１２００．２）は、スイッチング周波数の周期の２分の１離れて、位相が合わされている。上記出力波形１２０２は、２つのＰＡＭＣＣ出力電流１２００．１および１２００．２の和である。なお、合計電流１２０２は、単一のＰＡＭＣＣ（図１１を参照）のリップルよりはるかに小さなリップルを有し、単一のインバータのリップル周波数の２倍のリップル周波数を有していることに留意されたい。合計電流１２０２は、ゼロに戻ることはない。
【００４５】
２つのＰＡＭＣＣ４００出力の電流の合計に続いて、図１３は、８のＰＡＭＣＣ（ライン１３００は代表であり、各波形には番号が付されていない）の個々の出力電流を示し、その各々が、スイッチング周波数の周期を跨いで均等に位相がずれている。例えば、３０ｋＨｚのスイッチング周波数を使用するシステムについては、周期は３３．３マイクロ秒であり、各相は、前の出力電流波形に対して、（３３．３／８）または４．１６７マイクロ秒だけ遅延される。任意の数のＰＡＭＣＣ４００をそのように合計することができる。合計数が増加するとき、それらは、より小さい数（１／（スイッチング周波数）＊ｎ；ここで、“ｎ”は合計されるＰＡＭＣＣの数である）だけ各相が遅延される。なお、図１３に示される合計電流は、個々のＰＡＭＣＣ（図１２）のリップル電流のごく一部分だけを有しており、個々のＰＡＭＣＣのリップル周波数の８倍のリップル周波数を有していることに留意されたい。各ＰＡＭＣＣ４００がグリッド正弦波上にポイントを生成している場合、ＰＡＭＣＣのセットの位相をずらして合計し、コンバータのアレイを生成する、一連のＰＡＭ電流パルスは、電流のグリッド正弦波を非常に高精度および非常に低ノイズ（リップル）で効率良く復調することとなる。任意の数のアレイコンバータを、このように位相をずらして合計することができる。ＰＡＭＣＣの数が増加するに連れて、リップル振幅が減少する一方、リップル周波数が増加する。一実施形態では、複数のＰＡＭＣＣ４００の個々の出力電流の２またはそれ以上は、互いに同調している。幾つかの実施形態では、スイッチング周波数は、グリッド周波数、例えば、米国における６０Ｈｚとは無関係となるように選択され、リップルが高調波歪みを表さないようになる。ＰＡＭＣＣ出力上で変調される信号は任意である。幾つかの実施形態では、多重信号がＰＡＭＣＣ出力上で変調され、そのような信号の１つが、例えば、任意の２またはそれ以上のＰＡＭＣＣモジュール間の通信を提供することができる。ＰＡＭＣＣ変調は、グリッド信号中の歪みを補正するために使用されることもある。
【００４６】
配列されたＰＡＭＣＣ４００の位相調整を選ぶ幾つかの方法のうちの１つは、各ＰＡＭＣＣ４００にタイミングスロット番号を予め割り当てるものであり、第１スロットがゼロ交差の後に予定され、各ＰＡＭＣＣ４００が、予め設定された（すなわち、割り当てられた）順序でそのＰＡＭ信号を発するものとされる。
【００４７】
図１４に例示される代替的な実施形態では、別のトランジスタが加えられ、Ｑ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４が、図４の回路で示して説明した単一のトランジスタＱ１・４０４に取って代わる。２つのトランジスタＱ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４を使用することには幾つかの潜在的な利点が有り、それには、各トランジスタを跨ぐ電圧を低減すること、Ｑ１・４０４のＲｄｓ＿ｏｎ条件と比較して各トランジスタのＲｄｓ＿ｏｎ（“オン”抵抗）条件をより緩和することを可能にすること、相対的に低電圧および安定したＰＶ４０１のアノードおよびカソード端部に対して各トランジスタを駆動することを可能にすることが含まれる。この構成では、Ｑ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４はともに、前述したＱ１・４０４のように同時にオンおよびオフ状態とされる。回路動作のその他の面はすべて同じままである。Ｑ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４は、異なるトランジスタ型式であり、よって、それらの制御ゲートへの個々の信号は、コントローラ１４１２によって与えられる。コントローラ１４１２は、その他の点では、図１２のコントローラ４１２と同じであり、追加の出力端子が、ライン１４０１および１４０３を介して制御ゲートＱ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４に接続されている。
【００４８】
幾つかの実施形態では、安全性、メンテナンスまたはその他の目的のためにシステムをシャットダウンすることができる。シャットダウン方法の一例が図１５に示されている。図示のように、トランジスタＴＲ１・１５０２および中継器Ｓ１・１５０４が加えられている。なお、この例は、２つのトランジスタＱ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４を含むが、同じシャットダウン対策を図４の回路に加えることができ、その場合には、２つのトランジスタＱ１ＡおよびＱ１Ｂが単一のトランジスタＱ１・４０４により置き換えられることに留意されたい。トランジスタＴＲ１・１５０２および中継器Ｓ１・１５０４は、照明されて電力を生成するＰＶ４０１に接続されている間に、ＰＡＭＣＣの安全なシャットダウンを提供する。シャットダウンプロセスは、ライン１５０６上のコントローラ１５１２からの信号ＴＲ１Ｂを与えることによって開始され、ライン１５０６は、トランジスタ１５０２の制御ゲートに接続されている。トランジスタＴＲ１・１５０２がオン状態とされるとき、ＴＲ１は、ＰＶ４０１によって生成される電流のための短いパスを形成し、それにより、ＰＶ４０１を跨ぐ電圧が小さなレベルに減少されることとなる。この時点で、Ｑ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｃ・１４０４は、コイルＬ１・４０６およびＬ２・４０５中の電流が低レベルに低下することを可能にするように電圧が加えられる。コイルＬ１およびＬ２が放電された後、中継器Ｓ１・１５０４が開放される。その際に、グリッドへのパスが開き、Ｑ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４がオフ状態とされ、その後に、ＴＲ１・１５０２がオフ状態とされる。この構成では、それ以上の電力が生成されないものとなる。
【００４９】
図１６は本発明の実施のための別の代替的トポロジーを示している。直流電源１６０２は、ライン１６１０のバス上の電流を複数のＰＡＭＣＣ１６０４．１、１６０４．ｎユニットに与える。直流電源１６０２は、例えば、バッテリ、並列の多重バッテリ（並列のバッテリの幾つかは、直列のバッテリにより構成することができる）、ＡＣ線源からＤＣ電流を与える電力供給装置など、様々な直流電源の何れかとすることができる。上述したように、ＰＡＭＣＣ１６０４．１、１６０４．ｎの電流出力は、位相がずれてバス１６１２上で合計されて、負荷１６０６にＡＣ電力を与える。負荷１６０６は外部グリッドであってもよい。
【技術分野】
【０００１】
この出願は、ブレード構造のアレイコンバータに関するものである。
この出願は、Ｋｅｒｎａｈａｎ，ｅｔ ａｌにより２００８年４月２日に出願され、発明の名称を“ＤＩＳＴＲＩＢＵＴＥＤ ＭＵＬＴＩＰＨＡＳＥ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲＳ”とする、共同所有された仮出願ではない米国出願第１２／０６１，０２５号に対する一部継続出願であり、その全体が本明細書中に援用されるとともに、その出願からの優先権が主張されるものである。
【背景技術】
【０００２】
人間活動によって引き起こされる地球温暖化や、石油および天然ガスのコスト増大および潜在的な最終的入手可能性の欠如、あるいは水力発電用の水不足に対する懸念などの多くの理由により、エネルギーを提供するコスト効率的な方法および材料に大きな関心が集まっている。関心の多くの焦点が再生可能エネルギー源、特に、光起電性パネルを使用して発電される電力に向けられている。現在のところ、ソーラ機器から得た電気容量の広範囲の使用および設置は、多くの要因によって阻まれている。現在の対応策は、効率の低さを始め、商品寿命の短さや、貧弱なビジネスモデル、あるいは先行投資を取り戻すのに、ソーラ機器を有するその設備内で十分に長い期間生活を続けなければ回収することができない可能性がある大きな前払い費用に対する消費者の抵抗に悩まされている。
【０００３】
効率性あるいはその不足は、それら問題において主要なものである。例えば、図１に示すように、従来技術においては、直列配列に構成された数多くのソーラパネルが提供されて、それらパネルからの電力が直流電流から交流電流に後で変換されるものとなっている。しかしながら、一連のパネルの効率は、直列に接続されたパネルの何れか１つの出力の低下により劇的に悪化する。出力低下の原因は、鳥の糞から、張り出した木により一連のパネルの一部に形成される影または部分的な影へと多岐にわたる。
【０００４】
図２は、グリッド接続された太陽光発電システムの一例であり、この例では、ソーラシステムにより提供される電力が、ユーティリティのグリッドシステムに引き入れられている。従来技術に係るシステム２０２の代表的な構成においては、パネルによって与えられる直流を交流の電力に変換するための単一のインバータを有する複数のパネルが示されている。本発明の例示的な実施形態の表示は、システム２０４として示されている。なお、２０４のパネルがそれぞれコンバータを含むことに留意されたい。
【０００５】
設置費用は、一部には、パネルの重量およびそれらの付随的な構造条件によって、高くなっている。また、各パネルが直列に接続されるように構成される高電圧直流回路に対して、パネルに照明が利用可能であるときはいつでも電圧が加えられるため、パネルの取付けは危険を伴う場合もある。重量と安全性の要因により、設置を行うには、チームに少なくとも２人が必要となる。
【０００６】
現在の技術においては、集中型のインバータの使用により、太陽パネルとインバータ間の分離が強いられている。多くの場合、この分離は相当な距離、複数フィートにもなる。コンダクタを介してＤＣ電力を送信するときの電力損失の主要原因が、電流の２乗×コンダクタの抵抗であり、また、低抵抗コンダクタがコストを要し、一緒に用いるのが難しいため、集中型のインバータが使用されるときには高ＤＣ電力が望ましい。高ＤＣ電圧を達成する１つの方法は、ソーラパネルを直列に配列することである。これは、一続きのソーラパネルのうち高電圧端部にあるソーラパネルが、高電圧、典型的には数百ボルト、ある場合には千ボルト近くの電圧で、その内部回路すべてを有していることを意味している。死や負傷、アーク放電および火災を防止するためには、そのようなパネルの内部回路をよく絶縁しなければならない。好ましい絶縁材料はガラスであるが、これは、ソーラパネルに対する実質的なコストおよび重量に影響を与える可能性がある。本発明は、中性の電位近傍で、その関連するソーラパネルの内部光起電力を維持する。多くの実施形態においては、光起電力ダイオードの内部セットが、中性から数十ボルト以上離れる部分はなく、それは、接地電位に非常に近いものとなる。アレイコンバータの高電圧部分は、物理的に非常に小さく、数平方インチを有し、典型的には、ソーラパネルアセンブリの背部に物理的に配置される。この配置は、何百ボルトにも耐えるためにアセンブリ前面の複数平方フィートを絶縁しなければならない従来技術モジュールと比較して、絶縁を簡素および軽量なものとすることができる。
【０００７】
ソーラパネルは、その製造業者によって少なくとも２５年間は持ちこたえるであろうと期待されている。しかしながら、今日の設置に使用されるインバータは、非常に大きくて大容量の電解コンデンサを必要とする。それらコンデンサは、最高最低気温に悩まされ、それらの寿命が、屋根の上で受けるような高温によって特に短縮される。それらコンデンサ中の液体は、そのキャニスタから最終的に漏れて、５年ほどで熟練技能者が交換しなければならないことになる。これは寿命総所有コストの増加に繋がる。電解コンデンサ３０２を含む回路例が、図３に示されている。
【０００８】
設置後でも、安全性は懸念事項である。ソーラパネルは無効化のための手段を有しておらず、火災、トルネードまたはその他の災害のときに、それらが危険となる可能性がある。例えば、消防士は、しばしば、屋根を通るのが火への最良のアクセスであることに気付いて、屋根に穴を開けることがある。消防士が消防斧でソーラパネルまたはそれに関連する配線を貫通させた場合、特に、消防士または斧が接地電位に接触した場合には、死を招く可能性がある。
【０００９】
効率を改善し、全システムの寿命を延ばし、消費者の取得コストを低下させるビジネスモデルであって、設置中または設置後に安全に操作することができるシステムの構成要素を提供するビジネスモデルを促進するための方法が必要とされている。
【発明の概要】
【００１０】
多くの従来技術システムでは、“マイクロインバータ”と称される小さなインバータがソーラパネルに接続され、それにより、完全なＤＣ−ＡＣモジュールが構成される。モジュールは、電力、例えば２２０ボルト、６０ＨｚのＡＣを負荷に与える。複数のそのようなモジュールは、並列に接続されて（付随する位相を条件に同期させて）追加的な電力容量を提供する。これに対して、本発明の実施形態では、ソーラパネルはパルス振幅電流コンバータにＤＣ電流を提供して、“ＰＡＭＣＣ”と称されるＤＣ−パルス振幅電流コンバータモジュールを構成する。単一のＰＡＭＣＣの出力は、設計電力を提供しないが、複数のＰＡＭＣＣの出力が位相をずらして合計され、それにより、電力を負荷に提供する分散多相コンバータシステムが構成される。
【００１１】
従来技術では、大容量の電解コンデンサが、直流電流を交流電流に変換するためのシステムの一部となる。従来技術の対応策は、不連続な入力電流を有し、光子を電流に変換する光電池を介して、この不連続な流れを連続的な電流の流れに変換するために、大容量のコンデンサを必要とする。本発明では、電流モード入出力により、コンデンサのサイズを電解（またはその他の揮発性液体ベース）技術の条件以下に低減することが可能になる。正弦波再構成のためのエネルギー貯蔵は、太陽光発電ダイオードからの連続モード電流入力で誘導的に行われる。これは、コンデンサの役割をパルス整形に減少させる。設計の信頼度は、半導体のマージン処理（margining）、インダクタの絶縁、コア材料のマージンおよび熱サイクルで促進される機械的応力によって影響される。電解コンデンサの技術的な制限の除去により、２５年を越える寿命が可能である。
【００１２】
モジュールグリッドインタフェースにおける高電圧は、インターフェースにおける典型的な電流を約７分の１に減少させ、抵抗に対する耐性を約５０倍向上させる。数十ミリオームから数オームにコネクタシステムを移行させることは、酸化および汚染に対する耐性を増加させながらも、接触面および材料条件を低下させる。例えば、２００Ｗ、２２０Ｖの二相アレイコンバータは、９１０ｍａを必要とし、１パーセントの電力損失につき、最大約２．４オームの配線抵抗に耐えることができる。反対に、直列に結合された３０ＶＤＣ、２００Ｗの従来のソーラパネルは、約６．６アンプを必要とし、同じ１パーセントの電力損失につき、最大約０．０４５オームの配線抵抗までしか耐えることができない。
【００１３】
アレイコンバータ構造においては、両位相についての電流パスが同じコイルを両方向に通過する。これは、両相で流れる同一の電流をもたらす。
【００１４】
電圧が境界値を超えるようなグリッド異常の検出によるものか、あるいは局所的または遠隔に発せられたシャットダウン命令によるものであるのかに関わらず、本発明のパネルは安全な状態にシャットダウンされる。この状態においては、内部ＰＶアレイが開回路となり、内部インダクタが放電され、内部電力半導体が開回路となる。この状態では、消防士の斧は、せいぜい、内部ＰＶアレイの開回路電圧、典型的には４０Ｖしか受けることはないであろう。内部ＰＶアレイの安全状態が有効であるため、電流または電圧を受ける斧に対して、２つのショートサーキットを形成する（一方を接地する）必要があるであろう。
【００１５】
アレイコンバータの平衡トポロジーにより、ダイオードアレイの正の端部は、負の端部が中性より下になる電圧とほぼ同じだけ、中性より上に位置する傾向がある。これにより、最小ストライク電位（strike potential）よりはるか下に直流アーク電圧が置かれる。ＰＶダイオードアレイにおけるＡＣ要素のほぼ完全な欠如とともに、このように内部アレイ電圧を制限することにより（連続伝導モード入力電流により）、高電圧の一続きの直流利用において見受けられる接地規格（ground specifications）への厳しい漏れ経路に対する必要性が大幅に取り除かれる。これは、ＰＶダイオードアレイのエッジとモジュールのフレーム間のモジュール構成、内部アレイの裏面およびモジュールの裏面を簡素化する。例えば、接地されたフレームと内部ＰＶダイオードアレイとの間の最大４５０Ｖの一列に接続されたパネルの漏れ条件が２ｕａである場合には、絶縁条件が２２５Ｍオームとなる。ＰＶダイオードアレイと中性との間に最大３０Ｖを有するアレイコンバータでは、同じ漏れが１５Ｍオームの絶縁しか必要としない。接地と比較してＰＶダイオードアレイの低い公称動作電圧により、低電圧火花間隙およびＭＯＶ要素の使用が可能になり、それにより、電光およびコロナ放電（アンテナ）のための接地経路およびその他の高電圧効果を改善することができる。
【００１６】
実際的な電解コンデンサは、高温の長寿命利用に基本的には適していない。既存のソーラ・インバータのトポロジーは、ＰＶダイオードアレイを電流源から電圧源に変換するとともに、エネルギーを交流波形の谷からピークに移動させるためにキャパシタンスを使用する。従来技術の手法によって要求されるキャパシタンス密度は、電解技術を必要とする。
【００１７】
この制限を理解するために、以下の点を考慮する。すなわち、アルミニウム電解コンデンサは、２つの導電性アルミ箔であって、その一方が典型的には誘電体としての酸化アルミニウムにより被覆された導電性アルミ箔と、誘電体の反対側に機械的に一致させるための電解液に浸された紙製のスペーサとにより典型的には構成されている。酸化被膜によって絶縁されたアルミ箔はアノードとなり、液体電解質およびもう一方の箔はカソードとして機能する。
【００１８】
電解質は、エチレングリコールのような蒸発を遅くするための化学薬品と結合した水溶液中のホウ酸または硼酸ナトリウムとすることができる。電解質は蒸発して、蒸発が摂氏１０度毎に倍増するため、設計寿命が時間と温度の関数となる。例えば、４５度で１５年の設計寿命を有する典型的な電解コンデンサが８５度に曝される場合、その寿命は１年未満に低下することとなる。この温度をその寿命の１２分の１（１年のうち夏の４ヶ月の間、１日に６時間）だけ受けた場合であっても、その寿命はソーラアレイの目標の２５年の２分の１未満となるであろう。なお、これは技術の固有の制限であって、トポロジーまたは回路設計とは関係がないことに留意されたい。
【００１９】
電解コンデンサを除去するには、新しいトポロジーが必要である。この新しいトポロジーは、定電流モードでＰＶダイオードアレイに接続して、ＡＣ波形の谷からピークにエネルギーを移動させるために誘導蓄電を使用しなければならない。多相パルス振幅変調システムは、それら条件を満たして、電解コンデンサ技術の必要性をなくすものとなる。
【００２０】
本発明を実施する適当なトポロジーは、任意の組合せの、１またはそれ以上のアレイコンバータにＤＣ電流を提供する１またはそれ以上のＤＣ源を含む。例えば、本発明の一実施形態では、単一のＤＣ源が複数（例えば、８）のアレイコンバータに電流を提供して、交流電源を構成する。システムからアレイコンバータを除去または設置することにより、そのシステムを構成するアレイコンバータの数を増減することができるように、時にはアレイコンバータを取り除くことが可能である。別の例示的なトポロジーでは、少なくとも幾つかのアレイコンバータが複数のＤＣ源、例えば２の光起電性パネルから電流を受け取る。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】図１は、従来技術の一例および本発明の簡単な例を示している。
【図２】図２は、グリッド接続された太陽光発電システムの一例である。
【図３】図３は、現在の技術、従来技術の一例である。
【図４】図４は、本発明に係る単一のパルス振幅変調電流コンバータの一例である。
【図５】図５は、パルス振幅変調電流コンバータを示し、再構成フィルタがグリッドの正の半分の位相において電流パルスを生成している間に、トランジスタが回路を完成してインダクタに電荷を加えている状態を示している。
【図６】図６は、パルス振幅変調電流コンバータを示し、グリッドの正の半分の位相において再構成フィルタを通って電流が流れている状態を示している。
【図７】図７は、パルス振幅変調電流コンバータを示し、再構成フィルタがグリッドの負の半分の位相において電流パルスを生成している間に、トランジスタが回路を完成してインダクタに電荷を加えている状態を示している。
【図８】図８は、パルス振幅変調電流コンバータを示し、グリッドの負の半分の位相において再構成フィルタを通って電流が流れている状態を示している。
【図９】図９は、駆動信号のタイミングと電流を関連付けている。
【図１０】図１０は、続く幾つかの図面において正弦波の電流のどの部分が詳細に検査されるのかを示している。
【図１１】図１１は、単一のパルス振幅変調電流コンバータによって与えられるパルスを示している。
【図１２】図１２は、２のパルス振幅変調電流コンバータによって与えられるパルスと、それら全体の合計電流を示している。
【図１３】図１３は、８のパルス振幅変調電流コンバータによって与えられるパルスと、それら全体の合計電流を示している。
【図１４】図１４は、単一のパルス振幅変調電流コンバータのための代替的回路を示している。
【図１５】図１５は、コンバータを無効化することができる、単一のパルス振幅変調電流コンバータのための回路を示している。
【図１６】図１６は、複数のパルス振幅変調電流コンバータに電流を与えて、共通負荷に対する電源を構成する単一の直流電源の一例である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
幾つかの用語の定義：
【表１】
【００２３】
上述したように、本発明を実施するために様々なトポロジーを使用することができる。明瞭化のために、単純化した実施形態を示すこととする。その実施形態では、複数の直流電源がそれぞれ単一のアレイコンバータに接続され、このアレイコンバータの出力が並列に接続されて、単一のシステムが形成されている。当業者であれば、その例を拡張して、その他の開示されたトポロジーに従うシステムを提供することができることを理解することであろう。
【００２４】
本発明においては、“ＰＡＭＣＣ”と称されるＤＣ−パルス振幅変調（“ＰＡＭ”）電流コンバータが個々のソーラパネル（“ＰＶ”）に接続されている。典型的には、ソーラパネルは、直列に接続された複数（例えば、７２）の個別の太陽電池からなり、各電池が、ある電流で約５ボルトを与え、その電流が、パネルに作用する光束の強度の関数となる。ＰＡＭＣＣは、ＰＶから直流（“ＤＣ”）を受け取り、その出力で、パルス振幅変調された電流を与える。パルス振幅変調された電流パルスは、典型的には不連続またはそれに近いものであり、各パルスがほぼゼロ電流から変調電流に変化して、各パルス間でほぼゼロに戻るものとなっている。パルスは、一連のパルスで変調された信号に対して相対的に高周波で生成される。一連のパルスで変調された信号は、低周波の正弦波、または直流を含むその他の低周波の波形の一部を表わす場合もある。ＰＡＭＣＣの出力が同様のＰＡＭＣＣの出力と並列に接続されるとき、ＰＡＭＣＣのアレイが構成され、このアレイにおいて、ＰＡＭＣＣの出力パルスは、互いに位相がずれたものとなる。本発明に従って構成されたＰＡＭＣＣのアレイは、分散型多相インバータを構成し、その結合された出力が、各ＰＡＭＣＣにより変調された電流パルス振幅の復調された総和となっている。各ＰＡＭＣＣにより生成された一連の不連続またはほぼ不連続なパルスで変調された信号が交流電流正弦波であった場合には、復調された連続交流電流波形がＰＡＭＣＣのアレイにより形成される。この交流電流波形は、システムにより電力が与えられるか、あるいは部分的に電力を供給する建物を指す“負荷”の両方による使用に適しているとともに、グリッドへの接続に適している。例えば、いくつかの実施形態では、複数のＰＶとＰＡＭＣＣとを組み合わせたモジュールのアレイが互いに接続されて、名目上は、分相のエジソンシステム６０Ｈｚ、２４０ボルトＡＣをホームに与える。
【００２５】
複数のＰＶプラスＰＡＭＣＣモジュールを含むアレイを説明する前に、始めに個々のＰＡＭＣＣを見ることとする。例えば、図４を参照すると、ＰＶパネルは、符号４０１で示されるダイオードおよびコンデンサにより電子的に表されている。前述したように、ソーラパネル４０１は、直流電源により置き換えることができる。ＰＡＭＣＣ（または時には“マイクロインバータ”）を含む構成要素は、まとめて単に“ＰＡＭＣＣ４００”と呼ばれる。電流は、正入力端子４０２および負入力端子４０４にＰＶ４０１によって与えられる。正入力端子４０２は、コイルＬ１・４０６と直列に接続されている。負入力端子４０４は、コイルＬ２・４０５と直列に接続されている。一実施形態においては、コイルＬ１・４０６およびＬ２・４０５は、２つの入力端子と２つの出力端子とを有する一対一トランスを構成する。そのような実施形態では、２つの電流パスにより良好な電流整合（current matching）が提供される。以下、単一のトランスのことを“Ｔ１”４０７と称することとする。スイッチＱ１・４０４、例えばＮＭＯＳ ＦＥＴは、トランスＴ１・４０７の負荷側を跨ぐように接続され、スイッチＱ１・４０４のソースが、Ｔ１・４０７出力の負端子に並列に接続されている。なお、ＰＶ４０１の負側とＰＡＭＣＣ４００の負側がフローティング、すなわち、電気的に接地されていないことに留意されたい。コントローラ４１２は、ライン４１１上のＱ１・４０４の制御ゲート（Ｑ１Ｇ）に信号を与える出力端子４１４を有する。幾つかの実施形態では、コントローラ４１２が付加的論理回路を有するマイクロプロセッサであり、プログラムによって操作される。コントローラ４１２については以下により詳細に説明する。
【００２６】
コントローラ４１２は複数の出力端子を含み、その各々が独立に操作される。４つのコントローラ４１２の出力端子４１５乃至４１８は、４本のライン１１９乃至４２２により、４つのトライアック（ＣＲ１１・４２４；ＣＲ２２・４２３；ＣＲ１２・４２５；およびＣＲ２１・４２６それぞれ）の制御端子にそれぞれ接続されている（内部接続は図示せず）。各ライン、すなわち、各トライアックは、コントローラ４１２からの制御信号によって独立に制御される。ＣＲ１１・４２４およびＣＲ２２・４２３のアノード端子は、並列にＴ１・４０７の正出力端子と接続されている。トライアックＣＲ１２・４２５およびＣＲ２１・４２６のカソード端子は、並列にＴ１・４０７の負出力端子と接続されている。トライアックＣＲ１１・４２４のカソード端子およびトライアックＣＲ１２・４２５のアノード端子は、並列にコイルＬ１２・４３０と接続されている。トライアックＣＲ２２・４２３のカソード端子およびトライアックＣＲ２１・４２６のアノード端子は、並列にコイルＬ２２・４３１と接続されている。コイルＬ１２・４３０からの端子４３４は、“位相１”（Ｐ１）出力を与えるものとして任意に指定され、コイルＬ２２・４３１からの端子４３６は、“位相２”（Ｐ２）出力を与えるものとして任意に指定される。幾つかの実施形態では、コイルＬ１２・４３０およびＬ２２・４３１は一対一トランスで具体化されている。図４に例示される実施形態においては、コイルＬ１２・４３０およびＬ２２・１３６が別個のコイルとなっている。コンデンサＣ１２・４３８は、コイルＬ１２・４３０の入力側と中性出力端子４３２を跨いでいる。別のコンデンサＣ２２は、コイルＬ２２・４３１の入力側と中性出力端子４３２を跨いでいる。別の実施形態では、中性出力端子４３２がなくて、コイルＬ１２・４３０およびＬ２２・４３１の入力端子を跨ぐ単一のコンデンサがある。この実施形態では、コンデンサの電圧定格は、コンデンサＣ２２・４４０およびＣ１２・４３８のそれの少なくとも２倍である。
【００２７】
本発明の方法は、ライン４１１および４１９乃至４２２上の制御信号によって実行される。特に、ライン４１１上の制御信号Ｑ１Ｇ、ライン４１９上の信号ＣＲ１１Ｔ、ライン４２０上の信号ＣＲ２２Ｔ、ライン４２１上の信号ＣＲ１２Ｔおよびライン４２２上の信号ＣＲ２１Ｔは、高周波周期、例えば３０ｋＨｚで、ＰＡＭＣＣ４００内のシーケンスにおいてＰＶ４０１により与えられる電流の接続および切断を行い、それは、より遅い６０サイクルパターンで変調されるＰＣＭ信号を与え、それにより、振幅が正弦波に近付くＰＡＭ信号である出力を与える。
【００２８】
図２を参照すると、初期条件は以下の通りである。すなわち、Ｑ１・４０４、ＣＲ１１・４２４、ＣＲ２２・４２３、ＣＲ１２・４２５およびＣＲ２１・４２６は遮断され、コイルＬ１・４０６、Ｌ２・４０５、Ｌ１２・４３０およびＬ２２・４３１は電流が流れておらず、太陽電池ＰＶ１乃至ＰＶｎは暗い状態にある。この状態において、グリッド交流電圧は、Ｐ１・４３４とＰ２・４３６との間に印加され、Ｌ１２・４３０、Ｃ１２・４３８、Ｃ２２・４４０およびＬ２２・４３１を通るパスを受ける。Ｌ１２・４３０およびＣ１２・４３８を含む再構成フィルタのために選択された共振周波数は、典型的には、Ｑ１・４０４のスイッチング周波数の約２分の１となるように選ばれる。Ｌ２２・４３１およびＣ２２・４４０を含む再構成フィルタのために選択される共振周波数は、典型的には、Ｌ１２・４３０およびＣ１２・４３８の再構成フィルタと同じとなるように選ばれる。一実施形態では、トランジスタＱ１・４０４が約３０ｋＨｚの規定のスイッチング周波数のために選択され、その後、再構成フィルタの共振周波数が１５ｋＨｚ用に設計される。グリッド交流電圧は典型的には６０Ｈｚであるが、些細な量の容量性無効負荷がグリッドに与えられる。
【００２９】
回路動作は、ソーラパネル４０１が十分な光に曝されてかなりの電流を生成するところから始まる。電流の存在は、Ｑ１・４０４を跨ぐ電圧の増加として観察することができる。この時点で、Ｑ１・４０４は、ライン４１１上のコントローラ４１２からの信号をＱ１ＧとＱ１Ｓとの間に加えることにより、始めはオン状態とされる。コントローラ４１２とトランジスタＱ１・４０４との間のインタフェースは、光学的に分離してトランス結合することができ、あるいはコントローラ４１２をＱ１Ｓに接続することもできる。この状態で、Ｌ１・４０６およびＬ２・４０５に電流を流すことが開始される。ＰＶ４０１を跨ぐ電圧が予め設定された値に低下するとき、コイルに電流を流す時間が、電流を計算するために測定され、通常の動作が次のグリッドゼロ交差から開始される。これは、一実施形態においては、Ｐ１が正に移りＰ２が負に移りながら、Ｐ１における電圧がＰ２よりも上側に交差する時となる。この時点では、ＣＲ１１・４２４およびＣＲ２１・４２６に電流が加えられたときに伝導するように、信号ＣＲ１１Ｔ・４１９およびＣＲ２１Ｔ・４２１がアサートされている。
【００３０】
［事例１：グリッドの正の半波長のためのＰＷＭ変調］
ＰＡＭＣＣ４００の動作を説明するにあたり、図５乃至図８を参照することとする。なお、構成要素は図４のものに対応するが、説明が不明瞭とならないように、符号を省略していることに留意されたい。しかしながら、図４により与えられる符号を引用するものとする。図５に目を向けると、Ｌ１・４０６およびＬ２・４０５には電流が流れ、Ｑ１・４０４は、パルス幅変調期間中、オフ状態とされている。オフの期間が終了した後は、Ｑ１・４０４が、電流スイッチングサイクルの終わりまでオン状態とされる。Ｑ１・４０４がオフである期間中、Ｌ１・４０６およびＬ２・４０５に予め蓄積された電流が、ＰＶ４０１に流れる電流とともに、ＣＲ１１・４２４およびＣＲ２１・４２６の入力端子に加えられ、それらは、グリッドの正の半分のサイクル全体のための信号ＣＲ１１Ｔ・４１９およびＣＲ２１Ｔ・４２１の結果として、イネーブルの状態を保持する。グリッドの正の半分のサイクルは、出力端子Ｐ１・４３４の電圧が出力端子Ｐ２・４３６の電圧より大きい状態として規定される。トライアックＣＲ１１・４２４によって伝えられる電流パルス中の電荷は、始めはコンデンサＣ１２・４３８に蓄積されて、出力端子Ｐ１・４３４に接続されるコイルＬ１２の端部と比較してコイルＬ１２・４３０の近位端で正のより大きな値となる電圧を形成する。トライアックＣＲ２１・４２６によって伝えられる電流パルス中の電荷は、始めはコンデンサＣ２２・４４０に蓄積されて、出力端子Ｐ２・４３６に接続されるコイルＬ２２の端部と比較してコイルＬ２２・４３１の近位端で負のより大きな値となる電圧を形成する。これは、Ｌ１２・４３０、Ｃ１２・４３８を含む再構成フィルタと、Ｌ２２・４３１、Ｃ２２・４４０を含む再構成フィルタの双方の初期条件となる。この時点で、再構成フィルタは、それらに伝達されるパルス幅変調された電流パルスを、図５に示すようにグリッドに伝達される電流５０５のパルス振幅変調（ＰＡＭ）の半分の正弦波に変換することとなる。
【００３１】
再構成フィルタの共振周波数は、Ｐ１・４３４およびＰ２・４３６に伝達されるパルス幅変調された電流パルスの各々について電流の正弦波の２分の１がＰ１・４３４およびＰ２・４３６に与えられるように、Ｑ１・４０４のスイッチング周波数の約２分の１となるように選ばれる。各再構成フィルタの共振周波数がそれに加えられる電流のパルス幅に依存せず、また再構成フィルタに加えられるそのときの電流パルス中の電荷が、再構成フィルタからグリッドに伝達される電流の半分の正弦波における電荷と等しくなければならないため、入力電流のパルス幅の変化は、再構成フィルタの出力の振幅の変化として反映されることとなる。再構成フィルタのインダクタ中の電流がゼロに戻るとき、再構成フィルタの周波数は、パルス幅変調電流パルスがＱ１・４０４により生成される速度の２分の１であるので、電流の次のパルスは、再構成フィルタのコンデンサに伝達される。
【００３２】
Ｑ１・４０４のオフ期間は、生成される電流パルスの幅がグリッド正弦波の形状内にあるように調整される。再構成フィルタは、この一連のパルス幅変調電流パルスを一連のパルス振幅変調電流パルスに変換し、そのパルスの振幅がグリッド正弦波の形状の対応点に追従する。
【００３３】
グリッドの半分のサイクルが、端子Ｐ２・４３６の出力に対して端子Ｐ１・４３４で正の状態を保持する限りは、“事例１：グリッドの正の半波長のためのＰＷＭ変調”から始まる上述したプロセスを繰り返すことによって、更なる電流パルスが生成される。
【００３４】
グリッド電圧の負のゼロ交差（negative zero crossing）は、Ｐ１・４３４がＰ２・４３６より正の大きな値であった後で端子Ｐ１・４３４の電圧が端子Ｐ２・４３６の電圧と等しくなる状態として規定される。負のゼロ交差の前に、Ｑ１・４０４はオン状態とされ、それにより、ＣＲ１１・４２４およびＣＲ２１・４２６から電流が除去される。この時点で、信号ＣＲ１１Ｔ・４１９およびＣＲ２１Ｔ・４２１はデアサートされ、それにより、トライアックＣＲ１１・４２４およびＣＲ２１・４２６がグリッドの負の半分のサイクル中に電流を伝導するのを防止する。負のゼロ交差の後に、端子Ｐ１・４３４の電圧が端子Ｐ２・４３６の電圧より負の大きな値になり、その後、信号ＣＲ２２Ｔ・４２０およびＣＲ１２Ｔ・４２１がアサートされ、それにより、ＣＲ２２・４２３およびＣＲ１２・４２５をイネーブル状態としてそれらに電流が加えられるときに伝導させるものとする。
【００３５】
［事例２：グリッドの負の半波長のためのＰＷＭ変調］
図６を参照すると、Ｌ１・４０６およびＬ２・４０５に電流が流れ、Ｑ１・４０４がパルス幅変調期間、オフ状態とされる。オフの期間が終了した後は、Ｑ１・４０４が、そのときの電流スイッチングサイクルの終わりまでオン状態とされる。Ｑ１・４０４がオフである期間中、Ｌ１・４０６およびＬ２・４０５に予め蓄積された電流が、ＰＶ４０１に流れる電流とともに、ＣＲ１２・４２５およびＣＲ２２・４２３の入力端子に加えられ、それらは、グリッドの負の半分のサイクル全体のための信号ＣＲ２２Ｔ・４２０およびＣＲ１２Ｔ・４２１によって、イネーブルの状態を保持する。グリッドの負の半分のサイクルは、出力端子Ｐ１・４３４の電圧が出力端子Ｐ２・４３６の電圧より大きい状態として規定される。トライアックＣＲ２２・４２３によって伝えられる電流パルス中の電荷は、始めはコンデンサＣ２２・４４０に蓄積されて、出力端子Ｐ２・４３６に接続される端部と比較してコイルＬ２２・４３１の近位端で正のより大きな値となる電圧を形成する。トライアックＣＲ１２・４２５によって伝えられる電流パルス中の電荷は、始めはＣ１２に蓄積されて、端子Ｐ１・４３４に接続される端部と比較してコイルＬ１２・４３０の近位端で正のより大きな値となる電圧を形成する。これは、Ｌ１２・４３０、Ｃ１２・４３８を含む再構成フィルタと、Ｌ２２・４３１、Ｃ２２・４４０を含む再構成フィルタの双方の初期条件となる。この時点で、再構成フィルタは、それらに伝達されるパルス幅変調電流パルスを、図４に示すようにグリッドに伝達される電流のパルス振幅変調された半分の正弦波に変換することとなる。
【００３６】
事例２の再構成フィルタは、事例１に関連して述べた構成要素と同じであるため、ここでは、その設計および動作を繰り返して説明することはしない。
【００３７】
Ｑ１・４０４のオフ期間は、生成される電流パルスの幅がグリッド正弦波の形状内にあるように調整される。再構成フィルタは、この一連のパルス幅変調電流パルスを一連のパルス振幅変調された電流パルスに変換し、そのパルスの振幅がグリッド正弦波の形状の対応点に追従する。
【００３８】
グリッドの半分のサイクルが負の状態を保持する限りは、端子Ｐ１・４３４の電圧が端子Ｐ２・４３６の電圧よりも負の大きな値となるとともに、“事例２：グリッドの負の半波長のためのＰＷＭ変調”から始まる上述したプロセスを繰り返すことによって、更なる電流パルスが生成される。
【００３９】
グリッド電圧の正のゼロ交差（positive zero crossing）は、端子Ｐ１・４３４の電圧が端子Ｐ２・４３６の電圧より負の大きな値であった後で端子Ｐ１・４３４の電圧が端子Ｐ２・４３６の電圧と等しくなる状態として規定される。正のゼロ交差の前に、Ｑ１・４０４はオン状態とされ、それにより、トライアックＣＲ１２・４２５およびＣＲ２２・４２３から電流が除去される。この時点で、信号ＣＲ１２Ｔ・４２１およびＣＲ２２Ｔ・４２０はデアサートされ、それにより、トライアックＣＲ１２・４２５およびＣＲ２２・４２３がグリッドの正の半分のサイクル中に電流を伝導するのを防止する。正のゼロ交差の後に、端子Ｐ１・４３４が端子Ｐ２・４３６より正の大きな値になるとともに、信号ＣＲ１１Ｔ・４１９およびＣＲ２１Ｔ・４２１がアサートされ、それにより、トライアックＣＲ１１・４２４およびＣＲ２１・４２６をイネーブル状態としてそれらに電流が加えられるときに伝導させるものとする。
【００４０】
グリッドが再び正となると、プロセスは、再び“事例１：グリッドの正の半波長のためのＰＷＭ変調”と表示されたセクションから始まる上述したプロセスに戻ることとなる。
【００４１】
図９は、上述したもの（Ｌ１２・４３０およびＣ１２・４３８；Ｌ２２・４３１およびＣ２２・４４０）のように、再構成フィルタによってパルス振幅変調（ＰＡＭ）電流パルスに変換された、パルス幅変調パルスの変換後の信号ダイアグラムを示している。短期間の略矩形状の電圧パルス９０２は、Ｑ１・４０４のドレイン側４５１（図４）の電圧である。符号９０８が付されたパルス幅は、ライン４１１（図４）上の信号Ｑ１Ｇのパルス幅に接近し、その周期９１０はＰＡＭＣＣ４００のスイッチング周期である。この電圧は、トランス４０７およびＰＶ４０１の電流を、トライアックＣＲ１１・４２４またはＣＲ１２・４２５を介して（上述したように、コントローラ４１２からの制御信号のそのときの状態に応じて）、再構成フィルタの１つの入力に向かわせる。曲線的な半波長整流正弦波９０４は、再構成フィルタの出力である。入力パルスのパルス幅９０８（近似的に）が増加すると、出力波形フォーム９０４の振幅が増加する。グラフの一番上の三角波フォーム９０６は、共通の時間ウィンドウ中にＰＶ・４０１を通る電流の変化を示している。出力波形９０６は、再構成フィルタに与えられる相対的に大きなパルス幅変調電流パルスとは独立に相対的に一定なＰＶ４０１の電流を維持する際の、トランス４０７の影響を示している。
【００４２】
図１０は、図１１、図１２および図１３に示されることとなるグリッド正弦波サイクルの狭小なタイムスライスを示している。
【００４３】
図１１は、単一のＰＡＭＣＣ４００のパルス振幅変調された出力電流を示している。なお、示された振幅が、サイクル例１１０１上に示すように、グリッド電圧の正のピークの近傍の小さい時間部分についてのものであることに留意されたい。個々のパルス１１０４は、スイッチング周波数の周期と等しい周期１１０６、例えば（１／３０ｋＨｚ）を有している。
【００４４】
図１２では、２つのＰＡＭＣＣ（各々がＰＡＭＣＣ４００に従う）の２の個別の電流（１２００．１および１２００．２）は、スイッチング周波数の周期の２分の１離れて、位相が合わされている。上記出力波形１２０２は、２つのＰＡＭＣＣ出力電流１２００．１および１２００．２の和である。なお、合計電流１２０２は、単一のＰＡＭＣＣ（図１１を参照）のリップルよりはるかに小さなリップルを有し、単一のインバータのリップル周波数の２倍のリップル周波数を有していることに留意されたい。合計電流１２０２は、ゼロに戻ることはない。
【００４５】
２つのＰＡＭＣＣ４００出力の電流の合計に続いて、図１３は、８のＰＡＭＣＣ（ライン１３００は代表であり、各波形には番号が付されていない）の個々の出力電流を示し、その各々が、スイッチング周波数の周期を跨いで均等に位相がずれている。例えば、３０ｋＨｚのスイッチング周波数を使用するシステムについては、周期は３３．３マイクロ秒であり、各相は、前の出力電流波形に対して、（３３．３／８）または４．１６７マイクロ秒だけ遅延される。任意の数のＰＡＭＣＣ４００をそのように合計することができる。合計数が増加するとき、それらは、より小さい数（１／（スイッチング周波数）＊ｎ；ここで、“ｎ”は合計されるＰＡＭＣＣの数である）だけ各相が遅延される。なお、図１３に示される合計電流は、個々のＰＡＭＣＣ（図１２）のリップル電流のごく一部分だけを有しており、個々のＰＡＭＣＣのリップル周波数の８倍のリップル周波数を有していることに留意されたい。各ＰＡＭＣＣ４００がグリッド正弦波上にポイントを生成している場合、ＰＡＭＣＣのセットの位相をずらして合計し、コンバータのアレイを生成する、一連のＰＡＭ電流パルスは、電流のグリッド正弦波を非常に高精度および非常に低ノイズ（リップル）で効率良く復調することとなる。任意の数のアレイコンバータを、このように位相をずらして合計することができる。ＰＡＭＣＣの数が増加するに連れて、リップル振幅が減少する一方、リップル周波数が増加する。一実施形態では、複数のＰＡＭＣＣ４００の個々の出力電流の２またはそれ以上は、互いに同調している。幾つかの実施形態では、スイッチング周波数は、グリッド周波数、例えば、米国における６０Ｈｚとは無関係となるように選択され、リップルが高調波歪みを表さないようになる。ＰＡＭＣＣ出力上で変調される信号は任意である。幾つかの実施形態では、多重信号がＰＡＭＣＣ出力上で変調され、そのような信号の１つが、例えば、任意の２またはそれ以上のＰＡＭＣＣモジュール間の通信を提供することができる。ＰＡＭＣＣ変調は、グリッド信号中の歪みを補正するために使用されることもある。
【００４６】
配列されたＰＡＭＣＣ４００の位相調整を選ぶ幾つかの方法のうちの１つは、各ＰＡＭＣＣ４００にタイミングスロット番号を予め割り当てるものであり、第１スロットがゼロ交差の後に予定され、各ＰＡＭＣＣ４００が、予め設定された（すなわち、割り当てられた）順序でそのＰＡＭ信号を発するものとされる。
【００４７】
図１４に例示される代替的な実施形態では、別のトランジスタが加えられ、Ｑ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４が、図４の回路で示して説明した単一のトランジスタＱ１・４０４に取って代わる。２つのトランジスタＱ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４を使用することには幾つかの潜在的な利点が有り、それには、各トランジスタを跨ぐ電圧を低減すること、Ｑ１・４０４のＲｄｓ＿ｏｎ条件と比較して各トランジスタのＲｄｓ＿ｏｎ（“オン”抵抗）条件をより緩和することを可能にすること、相対的に低電圧および安定したＰＶ４０１のアノードおよびカソード端部に対して各トランジスタを駆動することを可能にすることが含まれる。この構成では、Ｑ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４はともに、前述したＱ１・４０４のように同時にオンおよびオフ状態とされる。回路動作のその他の面はすべて同じままである。Ｑ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４は、異なるトランジスタ型式であり、よって、それらの制御ゲートへの個々の信号は、コントローラ１４１２によって与えられる。コントローラ１４１２は、その他の点では、図１２のコントローラ４１２と同じであり、追加の出力端子が、ライン１４０１および１４０３を介して制御ゲートＱ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４に接続されている。
【００４８】
幾つかの実施形態では、安全性、メンテナンスまたはその他の目的のためにシステムをシャットダウンすることができる。シャットダウン方法の一例が図１５に示されている。図示のように、トランジスタＴＲ１・１５０２および中継器Ｓ１・１５０４が加えられている。なお、この例は、２つのトランジスタＱ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４を含むが、同じシャットダウン対策を図４の回路に加えることができ、その場合には、２つのトランジスタＱ１ＡおよびＱ１Ｂが単一のトランジスタＱ１・４０４により置き換えられることに留意されたい。トランジスタＴＲ１・１５０２および中継器Ｓ１・１５０４は、照明されて電力を生成するＰＶ４０１に接続されている間に、ＰＡＭＣＣの安全なシャットダウンを提供する。シャットダウンプロセスは、ライン１５０６上のコントローラ１５１２からの信号ＴＲ１Ｂを与えることによって開始され、ライン１５０６は、トランジスタ１５０２の制御ゲートに接続されている。トランジスタＴＲ１・１５０２がオン状態とされるとき、ＴＲ１は、ＰＶ４０１によって生成される電流のための短いパスを形成し、それにより、ＰＶ４０１を跨ぐ電圧が小さなレベルに減少されることとなる。この時点で、Ｑ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｃ・１４０４は、コイルＬ１・４０６およびＬ２・４０５中の電流が低レベルに低下することを可能にするように電圧が加えられる。コイルＬ１およびＬ２が放電された後、中継器Ｓ１・１５０４が開放される。その際に、グリッドへのパスが開き、Ｑ１Ａ・１４０２およびＱ１Ｂ・１４０４がオフ状態とされ、その後に、ＴＲ１・１５０２がオフ状態とされる。この構成では、それ以上の電力が生成されないものとなる。
【００４９】
図１６は本発明の実施のための別の代替的トポロジーを示している。直流電源１６０２は、ライン１６１０のバス上の電流を複数のＰＡＭＣＣ１６０４．１、１６０４．ｎユニットに与える。直流電源１６０２は、例えば、バッテリ、並列の多重バッテリ（並列のバッテリの幾つかは、直列のバッテリにより構成することができる）、ＡＣ線源からＤＣ電流を与える電力供給装置など、様々な直流電源の何れかとすることができる。上述したように、ＰＡＭＣＣ１６０４．１、１６０４．ｎの電流出力は、位相がずれてバス１６１２上で合計されて、負荷１６０６にＡＣ電力を与える。負荷１６０６は外部グリッドであってもよい。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力を変換するためのシステムであって、
２またはそれ以上の直流電源と、
各直流電源に接続されるパルス振幅変調電流コンバータ（“コンバータ”）とを備え、
前記コンバータの各々が、直流電流をそれぞれの直流電源から受け取るとともに、前記コンバータの出力端子でパルス振幅変調された電流パルスを与え、
各コンバータの前記出力端子が、前記システム内のその他のコンバータすべての出力端子と並列に電気的に接続され、
少なくとも２のコンバータの前記電流パルスが、互いに位相がずれており、
前記コンバータの前記パルス出力で変調される信号が復調されるように、前記コンバータすべての前記電流パルスが合計されることを特徴とするシステム。
【請求項２】
請求項１に記載のシステムにおいて、
各コンバータの前記電流パルスが、その他のコンバータすべての前記電流パルスに対して位相がずれていることを特徴とするシステム。
【請求項３】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記信号が、６０サイクルの交流電圧であることを特徴とするシステム。
【請求項４】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記信号が、直流電圧のほぼ固定された値であることを特徴とするシステム。
【請求項５】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記信号が方形波であることを特徴とするシステム。
【請求項６】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記信号が三角波であることを特徴とするシステム。
【請求項７】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記信号がガウス波であることを特徴とするシステム。
【請求項８】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記信号が、データを伝えるための通信信号を与えることを特徴とするシステム。
【請求項９】
請求項８に記載のシステムにおいて、
前記通信信号が、所与のコンバータから前記システム内の少なくとも１のその他のコンバータにデータを与えることを特徴とするシステム。
【請求項１０】
請求項８に記載のシステムにおいて、
前記通信信号が、所与のコンバータから前記システム内のその他のコンバータのすべてにデータを与えることを特徴とするシステム。
【請求項１１】
請求項８に記載のシステムにおいて、
前記データが位相データを含むことを特徴とするシステム。
【請求項１２】
請求項８に記載のシステムにおいて、
前記データが制御コマンドを含むことを特徴とするシステム。
【請求項１３】
請求項８に記載のシステムにおいて、
前記データが動作データを含むことを特徴とするシステム。
【請求項１４】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記２またはそれ以上の直流電源が光起電性パネルであることを特徴とするシステム。
【請求項１５】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記２またはそれ以上の直流電源が風力発電機であることを特徴とするシステム。
【請求項１６】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記２またはそれ以上の直流電源が潮力発電機であることを特徴とするシステム。
【請求項１７】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記２またはそれ以上の直流電源が圧電式発電機であることを特徴とするシステム。
【請求項１８】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記２またはそれ以上の直流電源がバッテリであることを特徴とするシステム。
【請求項１９】
請求項８に記載のシステムにおいて、
前記通信信号が前記信号に重畳されることを特徴とするシステム。
【請求項２０】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記電流パルスが、前記信号の任意の歪みを低減するように修正されることを特徴とするシステム。
【請求項２１】
電力を変換するためのシステムであって、
直流電源と、
前記直流電源に接続される複数のパルス振幅変調電流コンバータ（“コンバータ”）とを備え、
前記コンバータの各々が、前記直流電源から直流電流を受け取るとともに、前記コンバータの出力端子でパルス振幅変調された電流パルスを与え、
各コンバータの前記出力端子が、前記システム内のその他のコンバータすべての出力端子と並列に電気的に接続され、
少なくとも２のコンバータの前記電流パルスが、互いに位相がずれており、
前記コンバータの前記パルス出力で変調される信号が復調されるように、前記コンバータすべての前記電流パルスが合計されることを特徴とするシステム。
【請求項２２】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
各コンバータの前記電流パルスが、その他のコンバータすべての前記電流パルスに対して位相がずれていることを特徴とするシステム。
【請求項２３】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記信号が、６０サイクルの交流電圧であることを特徴とするシステム。
【請求項２４】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記信号が、直流電圧のほぼ固定された値であることを特徴とするシステム。
【請求項２５】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記信号が方形波であることを特徴とするシステム。
【請求項２６】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記信号が三角波であることを特徴とするシステム。
【請求項２７】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記信号がガウス波であることを特徴とするシステム。
【請求項２８】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記信号が、データを伝えるための通信信号を与えることを特徴とするシステム。
【請求項２９】
請求項２８に記載のシステムにおいて、
前記通信信号が、所与のコンバータから前記システム内の少なくとも１のその他のコンバータにデータを与えることを特徴とするシステム。
【請求項３０】
請求項２８に記載のシステムにおいて、
前記通信信号が、所与のコンバータから前記システム内のその他のコンバータのすべてにデータを与えることを特徴とするシステム。
【請求項３１】
請求項２８に記載のシステムにおいて、
前記データが位相データを含むことを特徴とするシステム。
【請求項３２】
請求項２８に記載のシステムにおいて、
前記データが制御コマンドを含むことを特徴とするシステム。
【請求項３３】
請求項２８に記載のシステムにおいて、
前記データが動作データを含むことを特徴とするシステム。
【請求項３４】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記直流電源が光起電性パネルであることを特徴とするシステム。
【請求項３５】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記直流電源が風力発電機であることを特徴とするシステム。
【請求項３６】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記直流電源が潮力発電機であることを特徴とするシステム。
【請求項３７】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記直流電源が圧電式発電機であることを特徴とするシステム。
【請求項３８】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記直流電源がバッテリであることを特徴とするシステム。
【請求項３９】
請求項２８に記載のシステムにおいて、
前記通信信号が前記信号に重畳されることを特徴とするシステム。
【請求項４０】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記電流パルスが、前記信号の任意の歪みを低減するように修正されることを特徴とするシステム。
【請求項１】
電力を変換するためのシステムであって、
２またはそれ以上の直流電源と、
各直流電源に接続されるパルス振幅変調電流コンバータ（“コンバータ”）とを備え、
前記コンバータの各々が、直流電流をそれぞれの直流電源から受け取るとともに、前記コンバータの出力端子でパルス振幅変調された電流パルスを与え、
各コンバータの前記出力端子が、前記システム内のその他のコンバータすべての出力端子と並列に電気的に接続され、
少なくとも２のコンバータの前記電流パルスが、互いに位相がずれており、
前記コンバータの前記パルス出力で変調される信号が復調されるように、前記コンバータすべての前記電流パルスが合計されることを特徴とするシステム。
【請求項２】
請求項１に記載のシステムにおいて、
各コンバータの前記電流パルスが、その他のコンバータすべての前記電流パルスに対して位相がずれていることを特徴とするシステム。
【請求項３】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記信号が、６０サイクルの交流電圧であることを特徴とするシステム。
【請求項４】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記信号が、直流電圧のほぼ固定された値であることを特徴とするシステム。
【請求項５】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記信号が方形波であることを特徴とするシステム。
【請求項６】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記信号が三角波であることを特徴とするシステム。
【請求項７】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記信号がガウス波であることを特徴とするシステム。
【請求項８】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記信号が、データを伝えるための通信信号を与えることを特徴とするシステム。
【請求項９】
請求項８に記載のシステムにおいて、
前記通信信号が、所与のコンバータから前記システム内の少なくとも１のその他のコンバータにデータを与えることを特徴とするシステム。
【請求項１０】
請求項８に記載のシステムにおいて、
前記通信信号が、所与のコンバータから前記システム内のその他のコンバータのすべてにデータを与えることを特徴とするシステム。
【請求項１１】
請求項８に記載のシステムにおいて、
前記データが位相データを含むことを特徴とするシステム。
【請求項１２】
請求項８に記載のシステムにおいて、
前記データが制御コマンドを含むことを特徴とするシステム。
【請求項１３】
請求項８に記載のシステムにおいて、
前記データが動作データを含むことを特徴とするシステム。
【請求項１４】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記２またはそれ以上の直流電源が光起電性パネルであることを特徴とするシステム。
【請求項１５】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記２またはそれ以上の直流電源が風力発電機であることを特徴とするシステム。
【請求項１６】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記２またはそれ以上の直流電源が潮力発電機であることを特徴とするシステム。
【請求項１７】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記２またはそれ以上の直流電源が圧電式発電機であることを特徴とするシステム。
【請求項１８】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記２またはそれ以上の直流電源がバッテリであることを特徴とするシステム。
【請求項１９】
請求項８に記載のシステムにおいて、
前記通信信号が前記信号に重畳されることを特徴とするシステム。
【請求項２０】
請求項１に記載のシステムにおいて、
前記電流パルスが、前記信号の任意の歪みを低減するように修正されることを特徴とするシステム。
【請求項２１】
電力を変換するためのシステムであって、
直流電源と、
前記直流電源に接続される複数のパルス振幅変調電流コンバータ（“コンバータ”）とを備え、
前記コンバータの各々が、前記直流電源から直流電流を受け取るとともに、前記コンバータの出力端子でパルス振幅変調された電流パルスを与え、
各コンバータの前記出力端子が、前記システム内のその他のコンバータすべての出力端子と並列に電気的に接続され、
少なくとも２のコンバータの前記電流パルスが、互いに位相がずれており、
前記コンバータの前記パルス出力で変調される信号が復調されるように、前記コンバータすべての前記電流パルスが合計されることを特徴とするシステム。
【請求項２２】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
各コンバータの前記電流パルスが、その他のコンバータすべての前記電流パルスに対して位相がずれていることを特徴とするシステム。
【請求項２３】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記信号が、６０サイクルの交流電圧であることを特徴とするシステム。
【請求項２４】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記信号が、直流電圧のほぼ固定された値であることを特徴とするシステム。
【請求項２５】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記信号が方形波であることを特徴とするシステム。
【請求項２６】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記信号が三角波であることを特徴とするシステム。
【請求項２７】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記信号がガウス波であることを特徴とするシステム。
【請求項２８】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記信号が、データを伝えるための通信信号を与えることを特徴とするシステム。
【請求項２９】
請求項２８に記載のシステムにおいて、
前記通信信号が、所与のコンバータから前記システム内の少なくとも１のその他のコンバータにデータを与えることを特徴とするシステム。
【請求項３０】
請求項２８に記載のシステムにおいて、
前記通信信号が、所与のコンバータから前記システム内のその他のコンバータのすべてにデータを与えることを特徴とするシステム。
【請求項３１】
請求項２８に記載のシステムにおいて、
前記データが位相データを含むことを特徴とするシステム。
【請求項３２】
請求項２８に記載のシステムにおいて、
前記データが制御コマンドを含むことを特徴とするシステム。
【請求項３３】
請求項２８に記載のシステムにおいて、
前記データが動作データを含むことを特徴とするシステム。
【請求項３４】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記直流電源が光起電性パネルであることを特徴とするシステム。
【請求項３５】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記直流電源が風力発電機であることを特徴とするシステム。
【請求項３６】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記直流電源が潮力発電機であることを特徴とするシステム。
【請求項３７】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記直流電源が圧電式発電機であることを特徴とするシステム。
【請求項３８】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記直流電源がバッテリであることを特徴とするシステム。
【請求項３９】
請求項２８に記載のシステムにおいて、
前記通信信号が前記信号に重畳されることを特徴とするシステム。
【請求項４０】
請求項２１に記載のシステムにおいて、
前記電流パルスが、前記信号の任意の歪みを低減するように修正されることを特徴とするシステム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公表番号】特表２０１１−５１７２６９（Ｐ２０１１−５１７２６９Ａ）
【公表日】平成２３年５月２６日（２０１１．５．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−５０３１８８（Ｐ２０１１−５０３１８８）
【出願日】平成２１年４月２日（２００９．４．２）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００９／０３９３６８
【国際公開番号】ＷＯ２００９／１２４２２１
【国際公開日】平成２１年１０月８日（２００９．１０．８）
【出願人】（５１０２６３２０５）アレイ コンバーター，インコーポレイテッド (1)
【氏名又は名称原語表記】ＡＲＲＡＹ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ，ＩＮＣ．
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２３年５月２６日（２０１１．５．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年４月２日（２００９．４．２）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００９／０３９３６８
【国際公開番号】ＷＯ２００９／１２４２２１
【国際公開日】平成２１年１０月８日（２００９．１０．８）
【出願人】（５１０２６３２０５）アレイ コンバーター，インコーポレイテッド (1)
【氏名又は名称原語表記】ＡＲＲＡＹ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ，ＩＮＣ．
【Ｆターム（参考）】
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