リング光変調器
【目的】より小さな変調電圧振幅で高速変調可能なリング光変調器を提供することを目的とする。
【構成】実施形態のリング光変調器は、リング共振器１２０と入出力光導波路１１０とを備えている。そして、前記リング共振器を構成する閉ループ光導波路１２１の共振波長λｒにおける群屈折率をｎｇ、閉ループ光導波路１２１の周長をｌ［μｍ］、閉ループ光導波路１２１のうち光カプラ１３０として機能するリング共振器１２０の一部を除く残りの部分の導波路長をｌ’［μｍ］とするとき、光カプラ１３０の出力から入力までリング共振器１２０を周回する共振波長λｒの光に対して、電流ＯＦＦ時の共振器一周回あたりの損失ｘ［％］と光カプラのパワー結合比ｙ［％］が、所定の式（２）から式（８）までの関係を満たすことを特徴とする。
【構成】実施形態のリング光変調器は、リング共振器１２０と入出力光導波路１１０とを備えている。そして、前記リング共振器を構成する閉ループ光導波路１２１の共振波長λｒにおける群屈折率をｎｇ、閉ループ光導波路１２１の周長をｌ［μｍ］、閉ループ光導波路１２１のうち光カプラ１３０として機能するリング共振器１２０の一部を除く残りの部分の導波路長をｌ’［μｍ］とするとき、光カプラ１３０の出力から入力までリング共振器１２０を周回する共振波長λｒの光に対して、電流ＯＦＦ時の共振器一周回あたりの損失ｘ［％］と光カプラのパワー結合比ｙ［％］が、所定の式（２）から式（８）までの関係を満たすことを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、リング光変調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、コアと周囲の屈折率のコントラストが大きなシリコン（Ｓｉ）光細線導波路を利用することで、光素子の小型化が進んでいる。波長１．５５μｍ帯のＳｉ光細線導波路の典型的な断面寸法は２２０ｎｍ×４５０ｎｍであり、高屈折率差による強い光閉じ込めにより、曲率半径の小さな曲がり導波路でも放射損失を小さく抑えることができる。高度に発達したＣＭＯＳプロセス技術を応用すれば、微細な光・電子デバイスを多数集積化した光集積回路を量産可能なことから、機器間・ボード間光インターコネクションだけでなく、波長多重（ＷＤＭ：ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）技術を使ったチップ間・チップ内の大容量光配線への応用も期待されている。
【０００３】
光インターコネクションや光配線に用いるためには、最低限、光信号の送信機能と受信機能が必要である。チップ間・チップ内光配線への応用を考えると、素子の小型化、低消費電力化（高効率化）、及び高速化が重要である。受信側に関しては、Ｓｉ細線光導波路に集積化された長さ５〜１０μｍ、幅数μｍの導波路型Ｇｅ系受光素子やＩｎＧａＡｓ系受光素子で、１ｍＡ／ｍＷ前後の効率と数〜数十ＧＨｚの帯域が実現されている。
【０００４】
送信側については、間接遷移半導体であるＳｉで高効率のレーザを実現することは極めて困難なため、外部光源とＳｉ系光変調素子の組み合わせが一般的である。Ｓｉ系光変調器には、電界吸収型光変調器、マッハ・ツェンダ光変調器、リング光変調器などがあるが、チップ内の大容量光配線へ適用できる超小型（フットプリント≦１００μｍ２）の光変調器はリング光変調器のみである。
【０００５】
リング光変調器は、少なくとも一本の入出力光導波路と、少なくとも一個のリング共振器が光カプラで結合してなるもので、リング共振器を構成する光導波路のキャリア密度を変化させることにより屈折率を介して共振波長を変化させる。入射光波長が共振帯域内にある状態と共振帯域外にある状態を切り替えることにより、出力光パワーを変調することができる。
【０００６】
Ｓｉ内導波路の屈折率のキャリア密度による変化Δｎは、以下の式（１）で近似できることが知られている。
【０００７】
【数１】
【０００８】
ここで、Ｎｅは電子密度、Ｎｈは正孔密度である。係数ａｅ、ａｈは波長の二乗に比例する量で、波長１．５５μｍでは、ａｅ＝−８．８×１０−２２ｃｍ３、ａｈ＝−８．５×１０−１８ｃｍ２．４である。
【０００９】
ここで、キャリア密度を変化させる方法としては、以下の３通りに分類できる。
（ｉｉ−ａ）二つの半導体層の間に薄い絶縁膜を挟んだキャパシタ型。
（ｉｉ−ｂ）ｐｎダイオード構造の光導波路に逆方向電圧を印加して空乏化させるもの。
（ｉｉ−ｃ）ｐｉｎダイオード構造の光導波路に順方向電流を流してキャリア注入するもの。
【００１０】
（ｉｉ−ａ）のキャパシタ型と（ｉｉ−ｂ）の空乏モードの光変調器は高速であるが、変調効率が低く、変調電圧振幅は大きめになる。変調効率を上げるためには、キャリア密度の変化する領域と導波モードのオーバラップが大きくなるような不純物分布が必要で、（ｉｉ−ｃ）のｐｉｎ構造のキャリア注入型と比べて作製精度が劣ってしまう。一方、（ｉｉ−ｃ）のキャリア注入型の光変調器は、低周波では数ｍＡの電流変化（０．１Ｖ程度の電圧変化）で１０ｄＢ以上の消光比が得られるが、光導波路内のキャリア注入、排出に時間（〜１ｎｓ）を要するため、高速応答性に難があるといった問題があった。
【００１１】
かかる応答の遅いｐｉｎダイオード構造のキャリア注入型Ｓｉ光変調器を１０Ｇｂｐｓオーダーの速度で駆動する方法として、プリエンファシスが知られている。例えば、元の１０Ｇｂｐｓの駆動波形の微分波形を増幅して元の駆動波形に重畳することによりプリエンファシスのかかった駆動波形を作り出すことができる。プリエンファシスによりオン・オフ切り替え時にｉ−Ｓｉ領域内のキャリア注入・排出が加速されるので、高速応答出力波形が得られる。
【００１２】
今のところ、プリエンファシスをかけないキャリア注入型リング光変調器の変調速度の上限は４Ｇｂｐｓ（振幅１．４Ｖ）にとどまっており、従来、プリエンファシスがキャリア注入型リング光変調器を高速（１０Ｇｂｐｓ）動作させる唯一の方法となっていた。プリエンファシスには、変調電圧振幅や消費電力がかなり大きくなるといった問題がある。さらに、特殊な駆動回路が必要になるといった問題がある。さらに、素子の発熱が大きく共振特性の温度依存性で動作が不安定になりやすいといった問題がある。プリエンファシスには、これらのデメリットがあり、実用化の障害となっていた。上述のように、特に、ｐｉｎダイオード構造のキャリア注入型リング光変調器は、大きなプリエンファシスをかけないと高速動作しないという問題があった。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１３】
【非特許文献１】Ｓ．Ｍａｎｉｐａｔｒｕｎｉ ｅｔ ａｌ．，Ｏｐｔｉｃｓ Ｅｘｐｒｅｓｓ，Ｖｏｌ．１８，Ｎｏ．１７，ｐ．１８２３５，２０１０年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
本発明の実施形態は、より小さな変調電圧振幅（＜１Ｖ）で高速（〜１０Ｇｂｐｓ）変調可能なリング光変調器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
実施形態のリング光変調器は、リング共振器と入出力光導波路とを備えている。そして、リング共振器は、電流注入手段を備えたｐ−ｉ−ｎダイオード構造の閉ループ光導波路を有する。入出力光導波路は、一部が前記閉ループ光導波路の一部の近傍に位置するように配置される。互いに近傍に位置する前記閉ループ光導波路の一部と前記入出力光導波路の一部とが、前記リング共振器と前記入出力光導波路とを光学的に結合する光カプラとして機能し、前記リング共振器に注入する電流を変化させて閉ループ光導波路内のキャリア密度と実効屈折率を介して所定の共振波長λｒを変化させることにより前記入出力光導波路の一端から入力された共振波長λｒおよび前記共振波長λｒから所定の範囲内の波長の光の強度を変調する。そして、前記リング共振器を構成する閉ループ光導波路の共振波長λｒにおける群屈折率をｎｇ、前記閉ループ光導波路の周長をｌ［μｍ］、前記閉ループ光導波路のうち前記光カプラとして機能する前記リング共振器の一部を除く残りの部分の導波路長をｌ’［μｍ］とするとき、前記光カプラの出力から入力までリング共振器を周回する共振波長λｒの光に対して、電流ＯＦＦ時の共振器一周回あたりの損失ｘ［％］と光カプラのパワー結合比ｙ［％］が、以下の式（２）から式（８）までの関係を満たすことを特徴とする。
【００１６】
【数２】
【００１７】
【数３】
【００１８】
【数４】
【００１９】
【数５】
【００２０】
【数６】
【００２１】
【数７】
【００２２】
【数８】
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】第１の実施形態におけるリング光変調器の構成の一例を示す上面図が示されている。
【図２】第１の実施形態におけるリング共振器部分の構成の一例を示す断面図である。
【図３】第１の実施形態における光カプラ部分の構成の一例を示す断面図である。
【図４】第１の実施形態におけるメサ部側壁からｐ＋領域とｎ＋領域までの距離と自由キャリア吸収による光伝搬損失の関係の一例を示す図である。
【図５】第１の実施形態におけるリング光変調器の電圧印加による波長１５４９ｎｍ付近の透過スペクトルの変化を示す図である。
【図６】第１の実施形態におけるリング光変調器の波長１５４９．５９ｎｍにおける直流電圧−光出力特性を示す図である。
【図７】第１の実施形態における入出力光導波路の出射端における変調光波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】第１の実施形態におけるリング光変調器で得られる変調光信号を１０Ｇｂｐｓ伝送に最適化された光受信器で受信・等化した後のアイパターンを示す図である。
【図９】第１の実施形態における光受信器入力レベルとビット誤り率（ＢＥＲ）の関係を示す図である。
【図１０】第１の実施形態におけるリング光変調器の他の一例の構成を示す上面図である。
【図１１】第１の実施形態における円形状のリング光変調器での変調光出力波形のシミュレーション結果の一例と受信・等化後のアイパターンの一例とを示す図である。
【図１２】第１の実施形態におけるレーストラック状のリング共振器を有するリング光変調器においてメサ部と高濃度領域との距離を広げて配置した場合の光変調出力波形のシミュレーション結果の一例と受信・等化後のアイパターンの一例とを示す図である。
【図１３】第１の実施形態におけるレーストラック状のリング共振器を有するリング光変調器においてメサ部と高濃度領域との距離を狭めて配置した場合の光変調出力波形のシミュレーション結果の一例と受信・等化後のアイパターンの一例とを示す図である。
【図１４】第１の実施形態における共振器の周回損失と光カプラのパワー結合比をマトリクス状に振った場合の受光特性を示す図である。
【図１５】第１の実施形態におけるリング光変調器の製造方法の要部工程を示すフローチャートである。
【図１６】第１の実施形態におけるリング光変調器の工程断面図である。
【図１７】第２の実施形態における光変調器の周回損失およびパワー結合比を変えた場合の伝送特性の評価結果を示す図である。
【図１８】第２の実施形態におけるリング共振器の形状の一例を示す図である。
【図１９】第３の実施形態におけるリング光変調器のリング共振器部分の構成の一例を示す断面図である。
【図２０】第４の実施形態におけるリング光変調器のリング共振器部分の構成の一例を示す断面図である。
【図２１】第５の実施形態におけるリング光変調器を搭載した半導体装置の構成の一例を示す断面図である。
【図２２】第６の実施形態におけるリング光変調器の構成を示す上面概念図である。
【図２３】第６の実施形態におけるリング光変調器のリング共振器部分の断面図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
（第１の実施形態）
第１の実施形態について、以下、図面を用いて説明する。
【００２５】
図１には、第１の実施形態におけるリング光変調器の構成の一例を示す上面図が示されている。図２は、第１の実施形態におけるリング共振器部分の構成の一例を示す断面図である。図３は、第１の実施形態における光カプラ部分の構成の一例を示す断面図である。
【００２６】
図１において、リング光変調器１００は、リング共振器１２０と入出力光導波路１１０とを備えている。リング共振器１２０は、電流注入手段を備えたｐ−ｉ−ｎダイオード構造の閉ループ光導波路１２１を有する。閉ループ光導波路１２１は、一例として、平行する２本の直線部と２本の直線部を左右から半円部でつなげたレーストラック状に形成される。言い換えれば、図１におけるリング共振器１２０は、レーストラック型共振器となる。入出力光導波路１１０は、閉ループ光導波路１２１の直線部分と平行に配置される。そして、入出力光導波路１１０は、一部が閉ループ光導波路１２１の一部の近傍に位置するように配置される。互いに近傍に位置する閉ループ光導波路１２１の一部と入出力光導波路１１０の一部とが、リング共振器１２０と入出力光導波路１１０とを光学的に結合する光カプラ１３０として機能する。リング光変調器１００は、リング共振器１２０に注入する電流を変化させて閉ループ光導波路１２１内のキャリア密度と実効屈折率を介して所定の共振波長λｒを変化させることにより入出力光導波路１１０の一端から入力された共振波長λｒおよび共振波長近傍（共振波長λｒから所定の範囲内の波長）の光の強度を変調する。
【００２７】
閉ループ光導波路１２１の内側には、例えば、（ｐ＋）型半導体領域１６０が形成される。そして、閉ループ光導波路１２１の外側には、例えば、（ｎ＋）型半導体領域１７０が形成される。（ｐ＋）型半導体領域１６０上には、電極２０が形成される。一方、（ｎ＋）型半導体領域１７０上には、電極３０が形成される。また、光カプラ１３０の入出力光導波路１１０側には、（ｎ＋）型半導体領域１７２が形成される。（ｎ＋）型半導体領域１７２上には、電極３２が形成される。電極３０，３２間は導通されている。電極２０には、電圧Ｖｆが印加可能に配置される。電極３０，３２は地絡（アース）されている。
【００２８】
図１の例では、入出力光導波路１１０とリング共振器１２０（閉ループ光導波路１２１）が長さ５μｍの平行導波路からなる方向性結合器（光カプラ１３０）で結合した構成となっている。閉ループ光導波路１２１の曲線部の曲率半径Ｒは１０μｍ、光カプラ１３０での入出力光導波路１１０と閉ループ光導波路１２１間のギャップの幅は３８０ｎｍに設定する。
【００２９】
リング光変調器１００は、例えば、Ｓｉ基板１３８とシリコン酸化膜（ＳｉＯ２膜）１３６とＳｉ膜１３４とが積層されたＳＯＩ（シリコン・オン・インシュレータ）基板に形成されると好適である。例えば、ＳｉＯ２膜１３６は、厚さ３μｍで形成され光導波路の下部クラッドとなる。Ｓｉ膜１３４は、光導波路では、ｉ（イントリンシック）−Ｓｉ領域となる。また、Ｓｉ層１３４は、ｐ型の場合、アクセプタ密度＜１×１０１６ｃｍ−３となる。Ｓｉ層１３４は、入出力光導波路１１０のコアとなるメサ部４０と、閉ループ光導波路１２１のコアとなるメサ部１０とを除き、ドライエッチングにより掘り込まれている。ここでは、メサ部１０，４０が幅４５０ｎｍで形成され、メサ部１０，４０は厚さ２２０ｎｍで形成される。また、残りのスラブ部１１は、厚さ５０ｎｍで形成される。
【００３０】
このように、リング共振器１２０および入出力光導波路１１０を構成する光導波路として、シリコン（Ｓｉ）を主たる構成要素とするメサ部とメサ部の両側に位置するスラブ部とを有するリブ光導波路が用いられる。光は、このいわゆるリブ光導波路を伝搬することになる。リング共振器１２０を構成する閉ループ光導波路１２１と入出力光導波路１１０が、いずれもＳｉを主たる構成要素とするメサ部とスラブ部からなるリブ光導波路であることにより、光導波路への電流注入が容易になり、かつ変調効率を大きくすることができる。
【００３１】
また、図２に示すように、メサ部１０の両側に位置するスラブ部の一方には、キャリア密度が５×１０１９ｃｍ−３以上の（ｐ＋）型の半導体領域１６０（ｐ型の高不純物濃度領域）が設けられる。他方のスラブ部には、キャリア密度が５×１０１９ｃｍ−３以上の（ｎ＋）型の半導体領域１７０（ｎ型の高不純物濃度領域）が設けられる。そして、（ｐ＋）型の半導体領域１６０と（ｎ＋）型の半導体領域１７０の間のメサ部１０を含む領域がｐ−ｉ−ｎダイオード構造のｉ−Ｓｉ領域１４０となる。このように、閉ループ光導波路１２１は、半導体領域１６０，１７０といった電流注入手段を備えたｐ−ｉ−ｎダイオード構造となる。
【００３２】
光カプラ１３０部分でも、図３に示しように、メサ部１０，４０がｉ−Ｓｉ領域１４０の隙間を空けて配置され、メサ部１０のメサ部４０とは逆側のスラブ部１１に上述した（ｐ＋）型の半導体領域１６０が形成される。そして、メサ部４０のメサ部１０とは逆側のスラブ部１１に（ｎ＋）型の半導体領域１７２が形成される。（ｎ＋）型の半導体領域１７２も（ｎ＋）型の半導体領域１７０と同様、キャリア密度が５×１０１９ｃｍ−３以上とすると好適である。
【００３３】
ここで、次の関係を満たすようにリング光変調器１００を構成することで、小さな変調電圧振幅（＜１Ｖ）で高速（〜１０Ｇｂｐｓ）変調が可能となることを見出した。これにより、小型・低消費電力のキャリア注入型リング光変調器を実現できる。
【００３４】
リング共振器１２０を構成する閉ループ光導波路１２１の共振波長λｒにおける群屈折率をｎｇ、閉ループ光導波路１２１の周長をｌ［μｍ］、閉ループ光導波路１２１のうち光カプラ１３０として機能するリング共振器１２０の一部を除く残りの部分の導波路長をｌ’［μｍ］とする。そのとき、光カプラ１３０の出力１４２から入力１４０までリング共振器１２０を周回する共振波長λｒの光に対して、電流ＯＦＦ時の共振器一周回あたりの損失ｘ［％］と光カプラのパワー結合比ｙ［％］が、上述した式（２）から式（８）までの関係を満たすようにすればよい。
【００３５】
【数９】
【００３６】
【数１０】
【００３７】
【数１１】
【００３８】
【数１２】
【００３９】
【数１３】
【００４０】
【数１４】
【００４１】
【数１５】
【００４２】
以上の条件に設定すると、キャリアの応答速度が多少遅くても（数百ｐｓ〜１ｎｓ）、リング共振器の立ち上がりと立下りの応答を共に高速化できるので、電圧振幅の大きなプリエンファシスをかけなくても、入力光を高速に変調することができる。なお、ここで言うリング共振器は図１で示したレーストラック状のリング共振器１２０に限定されるものではなく、後述する真円形状のリング共振器なども含め、閉ループ光導波路一般で成り立つ。また、光カプラ（方向性結合器）のパワー結合比は、リング共振器の無い単独の光カプラについて定義される値とする。
【００４３】
ここで、第１の実施態様におけるより望ましい条件としては、上述した共振器一周回あたりの損失ｘ［％］と光カプラ１３０のパワー結合比ｙ［％］が、さらに以下の式（９）および式（１０）を満たすとなおよい。
【００４４】
【数１６】
【００４５】
【数１７】
【００４６】
かかる条件を満たすようにすると、ほぼ最良の特性を実現することができる。
【００４７】
ここで、結晶Ｓｉからなる典型的なｐｉｎダイオードを想定した場合、１０Ｇｂｐｓにおいて式（８）が有効なのは、リング共振器１２０の周長とダイオードの高注入時の直列抵抗の積が４Ωｍｍ以下のときである。直列抵抗がこの値を超えると、ｘｍａｘとｙｍａｘの値は顕著に低下する。ただし、アモルファスシリコン、ポリシリコン、ライフタイムキラーとなる不純物をドープした結晶シリコンなどを用いることで、キャリア寿命の短縮を図った場合はこの限りでない。第１の実施形態では、リング共振器に上式の条件を満たすような周回損失（平均伝搬損失に換算して２０ｄＢ／ｃｍ〜３５ｄＢ／ｃｍ）を与えてやる必要がある。高不純物濃度領域を近づけると光導波路の伝搬損失が増大してしまうので、従来は、メサ側壁から高不純物濃度領域までの距離を２００ｎｍ以上離していた。しかし、第１の実施形態では、あえて上式（１）〜式（８）の条件を満たすような周回損失を発生させる。そのために、ｐ型の半導体領域１６０側のメサ部１０の側壁からｐ型の半導体領域１６０端までの最短部の距離Ｌ１と、ｎ型の半導体領域１７０側のメサ部１０の側壁からｎ型の半導体領域１７０端までの最短部の距離Ｌ２とが、共に１００〜１８０ｎｍとなるように半導体領域１６０，１７０を形成する。かかる構成により式（１）〜式（８）の条件を満たすことができる。最小半径７．５μｍ以上のリング共振器において有効である。ｐ−ｉ−ｎダイオードの高濃度領域を光導波路メサに近づけることにより、ｉ（イントリンシック）領域の体積を小さくできるため、直列抵抗が低減され、キャリアの応答速度も幾分改善できる。
【００４８】
図１から図２で示す例では、閉ループ光導波路１２１のメサ部１０側壁から左右に約１５０ｎｍ離れた位置に、それぞれｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７０を形成する。ｐ型の半導体領域１６０上に形成された電極２０は、メサ部１０の側壁から電極２０の端部までの最短距離がＬ３離れた位置に形成される。同様に、ｎ型の半導体領域１７０上に形成された電極３０は、メサ部１０の側壁から電極３０の端部までの最短距離がＬ４離れた位置に形成される。ここでは、Ｌ３＝Ｌ４＝５００ｎｍとする。電極２０，３０は、共にニッケルシリサイドを用いて、ｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７０にそれぞれオーミック接合されている。また、ここでは、ｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７０のキャリア密度は、いずれも約１×１０２０ｃｍ−３とする。かかる第１の実施形態のｐ−ｉ−ｎダイオードの高注入時の直列抵抗は約４０Ωであるが、ダイオードの微分抵抗が大きな低電圧領域でもインピーダンス整合がとれるよう、並列に６０Ωの薄膜抵抗が集積化されている。
【００４９】
また、図３に示すように、光カプラ１３０部分では、ｐ型の半導体領域１６０側のメサ部１０の側壁からｐ型の半導体領域１６０端までの最短部の距離Ｌ５と、ｎ型の半導体領域１７２側のメサ部４０の側壁からｎ型の半導体領域１７２端までの最短部の距離Ｌ６が、共に、４００ｎｍに設定している。また、ｐ型の半導体領域１６０上に形成された電極２０は、光カプラ１３０部分では、メサ部１０の側壁から電極２０の端部までの最短距離がＬ７離れた位置に形成される。同様に、ｎ型の半導体領域１７２上に形成された電極３２は、光カプラ１３０部分では、メサ部４０の側壁から電極３２の端部までの最短距離がＬ８離れた位置に形成される。ここでは、Ｌ７＝Ｌ８＝８００ｎｍとする。ｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７２の間のメサ部１０，４０を含めた領域が、ｐ−ｉ−ｎダイオードのｉ−Ｓｉ領域１４０となっている。また、ここでは、メサ部１０，４０間のギャップを３８０ｎｍに設定している。
【００５０】
図４は、第１の実施形態におけるメサ部側壁からｐ＋領域とｎ＋領域までの距離と自由キャリア吸収による光伝搬損失の関係の一例を示す図である。図４では、図１から図３に示した構造の直線状のリブ光導波路における、メサ部１０側壁からｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７０までの距離と自由キャリア吸収による光伝搬損失の関係を示している。
【００５１】
閉ループ光導波路１２１における曲線部分の光導波路の光パワーの分布は外側に偏るので、外側の不純物高ドープ領域の吸収が直線部分の光導波路より強くなる。そのため、実際の光共振器では図４の曲線よりやや大きな損失を受けることになる。従来のｐ−ｉ−ｎダイオード構造のキャリア注入型光変調器では、自由キャリア吸収による導波損失の増大を避ける。そのため、従来手法に従った場合、ｐ型の半導体領域１６０に相当する領域とｎ型の半導体領域１７０に相当する領域は、導波損失が無くなる導波路のメサ部１０に相当する部分から４００ｎｍ以上離れた位置に配置されることになる。しかし、このような従来構造に従った場合、メサ部の側壁の凹凸による散乱損、曲線導波路における放射損、曲線導波路と直線導波路の接続部におけるモード変換損、方向性結合器の反射・散乱損などを含めたリング共振器の周回損失は、長さあたりの平均伝搬損失に換算して１０〜１５ｄＢ／ｃｍであった。しかしながら、本実施形態のリング光変調器では、故意にｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７０を光導波路のメサ部１０から１５０ｎｍの位置まで近づけることにより、共振器に過剰な導波損失を与え、光カプラ１３０を除くリング共振器１２０の長さあたりの平均導波損失を約２５ｄＢ／ｃｍとしている。このとき、光カプラ１３０の出力部１４２から光カプラ１３０の入力部１４０までの共振器周回損失は、約３．８％となる。
【００５２】
ここで、光カプラ１３０の損失を無視すれば、リング共振器１２０の周回損失と光カプラ１３０のパワー結合比が等しいときに、いわゆる臨界結合となる。臨界結合では、リング共振器１２０の共振波長において、光カプラ１３０をリング共振器１２０から入出力光導波路１１０に結合する光と入出力光導波路１１０をそのまま伝搬する光の強度が等しく、位相が１８０度ずれた状態になる。強度が等しく位相が反対の光の干渉により、入出力光導波路１１０の光出力部１１２の出力光はほぼ０となり、光入力部１１１からの入力光はほぼすべてリング共振器１２０に捕獲されることになる。ここで、説明を簡単化するため、周回損失とパワー結合比がともに１％の場合を考える。入出力光導波路１１０からの入力光パワーを１ｍＷと仮定すると、光カプラ１３０のリング共振器１２０側の入力部１５０のパワーが９９ｍＷのときにこの条件が満たされ、このときリング共振器１２０側の出力部１５２のパワーは１００ｍＷとなる。言い換えれば、臨界結合は、入出力光導波路１１０の光入力部１１１側からの光の供給レート（上記の場合１ｍＷ＝１ｍＪ／ｓ）と、リング共振器１２０内で光が失われるレート（同１ｍＪ／ｓ）が釣り合って、出力がほぼ０になっている状態と言える。大きな消光比を得るためには臨界結合に近い状態で使う必要があるが、高速光変調器の消光比は１０ｄＢ程度で十分なので、ある程度のずれは許容される。本実施形態の導波路間隔が３８０ｎｍの方向性結合器３のパワー結合比（曲線アプローチ部における結合も含む）は４．４％であり、臨界結合から少しずらした設計となっている。
【００５３】
図５は、第１の実施形態におけるリング光変調器の電圧印加による波長１５４９ｎｍ付近の透過スペクトルの変化を示す図である。図５において、縦軸は光出力、横軸は波長を示す。ここでは、縦軸について、挿入損失を差し引いて、透過波長域の透過率を０ｄＢとした。電流注入による発熱の影響を受けないよう、素子温度は一定に保った。なお、直流電流の注入で温度が上昇すると、実効屈折率が増大するため、共振波長シフト量は図５の１／２以下になる。出力スペクトルのコントラストが充分に大きければ（おおむね６ｄＢ以上あれば）、出力スペクトルが−３ｄＢレベル以下となる波長幅Δλと共振波長λｒの比、Δλ／λｒから、共振器のＱｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ（Ｑ値）を推定することができる。電圧無印加時の共振波長は１５４９．５９ｎｍで、Ｑ値は１．４３×１０４であった。ダイオードのターンオン電圧（〜０．７５Ｖ）以下では共振波長は１５４９．５８〜１５４９．５９ｎｍで、ほとんど変化しない。ターンオン電圧以上では注入キャリア密度の増大で屈折率が減少するため、共振波長は短波長側にシフトしていく。また、自由キャリア吸収の増大にともなって共振器の周回損失が増加するため、Ｑ値が低下してスペクトル幅が広がる。電圧が０．８５〜０．９Ｖでほぼ臨界結合となって共振が最も深くなるが、さらに電圧を上げると共振器の周回損失が方向性結合器のパワー結合比を上回るため、コントラストはしだいに低下する。（実際の測定では、素子の不完全性や光源スペクトル幅の影響で、臨界結合条件の近傍でもコントラストは１０〜２０ｄＢに範囲にとどまることが多いが、変化の傾向は一致する。）
【００５４】
図６は、第１の実施形態におけるリング光変調器の波長１５４９．５９ｎｍにおける直流電圧−光出力特性を示す図である。リング光変調器の波長１５４９．５９ｎｍは、図５において矢印で示す波長である。電圧印加により共振波長が短波長化して波長１５４９．５９ｎｍが吸収帯域から外れてしまえば、それ以降の共振波長や共振スペクトル形状の変化にかかわらず、透過状態が維持される。このため、Ｖ１０％＝０．７９ＶからＶ９０％＝０．９３Ｖの間で急激に出力が変化する。このデジタルスイッチ的な入出力特性を利用すれば、オン時のキャリア密度がある値（本実施形態では、約１．５×１０１７ｃｍ−３）以上でほぼ一定の光出力が得られることになる。この効果を利用すれば、キャリア密度の応答速度よりも光変調器を高速に動作させることが可能である。
【００５５】
しかしながら、リング光変調器の応答速度は、共振器のビルドアップタイム（ダイオードをターンオフして共振状態に戻した際に共振器内の光がほぼ定常状態になるまでの時定数）や光子寿命（ダイオードをターンオンして共振波長をずらした際に共振器から光が失われる時定数）によっても制約される。共振器のビルドアップタイムは、τ〜Ｑ／ωｒで与えられるので、Ｑ値が高すぎると高速応答は得られない。ここでωｒは、共振光の角周波数である。１０Ｇｂｐｓに応答させるためにはビルドアップタイムを２０ｐｓ程度以下に抑える必要があるから、波長１５５０ｎｍ（〜１９４ＴＨｚ）ではＱ値を２．４×１０４以下にしなければならない。本実施形態のリング光変調器の電圧無印加時の共振器のＱ値は１．４×１０４であり、この条件は満たしている。ただし、これは必要条件であって、Ｑ値の制御だけでは高速動作は実現できない。
【００５６】
第１の実施形態におけるリング光変調器１００を用いて、波長１５４９．５９ｎｍの入射光を１０ＧｂｐｓのＮＲＺ擬似ランダム信号（２１０−１）で変調した。電極２０に印加する電圧Ｖｆのレベルは、ＶＬ＝０．５Ｖ、ＶＨ＝０．９５Ｖに設定した。すなわち、０．７２５Ｖの直流バイアス電圧に電圧振幅０．４５Ｖｐｐの変調信号を重畳した。立ち上がりと立下がり時間はいずれも２５ｐｓである。
【００５７】
図７は、第１の実施形態における入出力光導波路の出射端における変調光波形のシミュレーション結果を示す図である。入出力光導波路１１０の出射端となる光出力部１１２における変調光波形のシミュレーションでは、リング光変調器１００の平均消費電力が０．２６ｍＷで、ビット当たりの変調エネルギーは０．０２６ｐＪ／ｂｉｔであった。（実際には、インピーダンス整合用薄膜抵抗でかなり大きな電力が消費されている。しかし、ＣＭＯＳ駆動回路を光変調器の近傍にモノリシック集積化して集中定数回路として扱えるようにすれば、インピーダンス整合用の抵抗は不要になる。）
【００５８】
図７に示すように、曲線の立ち上がりには干渉による小さなオーバーシュートがあり、その結果、立ち上がりの遅れがある程度相殺されている。立ち下がり部のトレースが複数本に分かれているのは、“１”（Ｍａｒｋ）が長く続くとキャリア密度が増加し続けるため、ダイオードをターンオフする際に蓄積キャリアを引き抜くのに必要な時間が長くなるためである。この駆動条件では“１”の連続回数に対する遅延時間の増加はほぼ飽和しており、擬似ランダム信号の段数を増やしても光応答波形はそれほど大きく劣化しない。
【００５９】
図８は、第１の実施形態におけるリング光変調器で得られる変調光信号を１０Ｇｂｐｓ伝送に最適化された光受信器で受信・等化した後のアイパターンを示す図である。光受信器への平均入力パワーは−１８ｄＢｍである。
【００６０】
図９は、第１の実施形態における光受信器入力レベルとビット誤り率（ＢＥＲ）の関係を示す図である。図９では、光受信器入力レベルとビット誤り率（ＢＥＲ）の関係を図８に実線で示した。ＢＥＲ＝１０−１１のときの最小受信レベルＰｍｉｎは、約−１９ｄＢｍであった。
【００６１】
図１０は、第１の実施形態におけるリング光変調器の他の一例の構成を示す上面図である。図１０において、レーストラック状のリング共振器１２０が、直線部のない円形状のリング共振器１２２に代わった点と、スラブ部１１を図１０の一点鎖線で囲まれた範囲のみに制限した点、光カプラ１３０が光カプラ１３２に代わった点、電極２０が電極２２に代わった点、及び光カプラ１３２における入出力光導波路１１０側の電極３２を無くした点、以外は、図１〜３と同様である。なお、図１０の一点鎖線の外側では、Ｓｉ層１３４が完全に除去されて、ＳｉＯ２層１３６が露出している。図１０の例では、光カプラ１３２部分において、リング共振器１２２の閉ループ光導波路１２１と出入力光導波路１１０間のギャップを２６０ｎｍまで近づけている。これにより、パワー結合比を約３．９％とした。閉ループ光導波路１２１と出入力光導波路１１０間のギャップはメサ部１０，４０の側壁間の最短距離を示している。リング共振器１２２の閉ループ光導波路１２１のリング半径、光導波構造、高濃度領域とメサ部との距離、及び、電極とメサ部との距離は、図１〜３と同様である。
【００６２】
図１０に示すリング光変調器でのリング共振器１２２の周回損失は約３．６％で、波長１５５０ｎｍに最も近い電圧無印加時の共振波長は１５５１．５７ｎｍ、Ｑ値は１．３６×１０４であった。このリング光変調器をＶＬ＝０．５Ｖ、ＶＨ＝０．９５Ｖの１０Ｇｂｐｓ擬似ランダム信号で変調した場合、消費電力は０．２５ｍＷで、上述した図１〜３で示したリング光変調器とほぼ同じ光変調出力波形とアイパターンが得られた。ビット誤り率（図８の細実線）も、図１〜３で示したリング光変調器の場合（太実線）と同等（ＢＥＲ＝１０−１１のときの最小受信レベルＰｍｉｎは、−１９ｄＢｍ）であった。
【００６３】
第１の実施形態のリング光変調器においては、ダイオードをターンオフする際に短時間で蓄積キャリアを引き抜けるよう、ＶＬの値はターンオン電圧より十分低め（本実施形態では０．６Ｖ以下）に設定されていればよい。ただし、素子の内部抵抗が高い場合は、蓄積キャリアの引き抜きを加速するためにＶＬをもっと下げる必要がある。変調振幅は大きくなるが、必要があれば、ＶＬを０Ｖ以下まで振り込んでも特に支障はない。
【００６４】
一方、ＶＨを高くしすぎると変調時の最大キャリア密度が高くなり、ダイオ−ドのターンオフ時の遅延時間が長くなるため、良好なアイ開口が得られなくなる。
【００６５】
図１１は、第１の実施形態における円形状のリング光変調器での変調光出力波形のシミュレーション結果の一例と受信・等化後のアイパターンの一例とを示す図である。図１１（ａ）では、図１０に示したリング光変調器において、ＶＬを０．５Ｖに保ったままＶＨを１．１Ｖに上げた場合の変調光出力波形のシミュレーション結果を示す。図１１（ｂ）では、図１０に示したリング光変調器において、ＶＬを０．５Ｖに保ったままＶＨを１．１Ｖに上げた場合の受信・等化後のアイパターンを示す。キャリア密度の時間変化率が大きいので、図１１（ａ）に示すように、光出力波形のオーバーシュートが大きく、振動の周期も短くなっている。また、遅延時間の増大で立下りのトレースの幅が広がっている。この結果、図８に細点線で示したように、ビット誤り率は１０−１０台でフロアを生じる。Ｍａｒｋビット“１”が１０個連続しても遅延時間の増大が飽和しきっていないので、擬似ランダム信号の段数がもっと長い場合、立下りのトレースの広がりはさらに拡大し、フロアレベルも上昇することになる。平均消費電力もＶＨ＝０．９５Ｖの場合の約４倍の１．０４ｍＷとなった。したがって、ＶＨの値は、デジタル的な入出力特性を活かせる程度に高く、かつ、遅延時間の影響が顕著にならない程度に設定しなければならない。本実施形態の光変調器については、ＶＨ＝０．９〜０．９５Ｖの範囲が最適であった。以後の実施形態についても、駆動電圧レベルは最適に近い状態に設定されていることを前提として説明を行う。
【００６６】
図１２は、第１の実施形態におけるレーストラック状のリング共振器を有するリング光変調器においてメサ部と高濃度領域との距離を広げて配置した場合の光変調出力波形のシミュレーション結果の一例と受信・等化後のアイパターンの一例とを示す図である。図１２（ａ）では、メサ１０側壁からｐ型半導体領域１６０とｎ型半導体領域１７０までの距離を従来技術の典型的な値、４００ｎｍとした場合の、１０Ｇｂｐｓ変調時の光変調出力波形（シミュレーション）を示す。図１２（ｂ）では、メサ１０側壁からｐ型半導体領域１６０とｎ型半導体領域１７０までの距離を従来技術の典型的な値、４００ｎｍとした場合の、１０Ｇｂｐｓ変調時のアイパターンを示す。かかる構成では、リング共振器の周回損失は約１．５５％（長さあたり平均伝搬損失〜１０ｄＢ／ｃｍ）で、臨界結合条件に近づけるため光カプラの光導波路間ギャップを４５０ｎｍに広げて、パワー結合比を１．６４％とした。共振器のＱ値（３．７×１０４）が大きすぎるため、図１２（ａ）に示すように、変調光出力波形の緩和振動成分が大きく、立ち下がり時間も長い。このため、アイパターンは図１２（ｂ）に示すようにアイマスクの境界をはみ出してしまう。ビット誤り率ＢＥＲは、図８に破線で示したように、３×１０−８付近にフロアを生じた。なお、このような従来構造のリング光変調器においては、プリエンファシスにより１０Ｇｂｐｓ光変調を実現できたとしても、図１２に示したようなオーバーシュートを生じるので、アイマスク判定をパスすることはできない。
【００６７】
図１３は、第１の実施形態におけるレーストラック状のリング共振器を有するリング光変調器においてメサ部と高濃度領域との距離を狭めて配置した場合の光変調出力波形のシミュレーション結果の一例と受信・等化後のアイパターンの一例とを示す図である。図１３（ａ）では、メサ１０側壁からｐ型半導体領域１６０とｎ型半導体領域１７０までの距離を９０ｎｍと狭めすぎた場合の、１０Ｇｂｐｓ変調時の光変調出力波形（シミュレーション）を示す。図１３（ｂ）では、メサ１０側壁からｐ型半導体領域１６０とｎ型半導体領域１７０までの距離を９０ｎｍと狭めすぎた場合の、１０Ｇｂｐｓ変調時のアイパターンを示す。周回損失は約７．５％（５０ｄＢ／ｃｍ）、光カプラの光導波路間ギャップは３４０ｎｍ（パワー結合比７．８％）で、Ｑ値は７．５×１０３であった。立ち上がりの遅れと消光比の低下で図１３（ｂ）に示すようにアイパターンのトレースが広がり、開口が小さくなるので、アイマスク判定は不合格となる。図８に一点鎖線で示したように、ビット誤り率は１０−１０台にフロアを生じた。
【００６８】
ここで、図１と図９のリング光変調器において、共振器の周回損失と光カプラのパワー結合比をマトリクス状に振った場合の受光特性を、シミュレーションにより評価した。評価の基準は、以下の３点とした。
（１）ＩＴＵ−Ｔで規定されたアイマスクをはみ出さないこと。
（２）アイの平均“１”（Ｍａｒｋ）レベルと平均“０”（Ｓｐａｃｅ）レベルの比が１０：１以上とれること。
（３）ビット誤り率１０−１１以下で受信できること。
【００６９】
図１４は、第１の実施形態における共振器の周回損失と光カプラのパワー結合比をマトリクス状に振った場合の受光特性を示す図である。図１４において、縦軸はパワー結合比、横軸は周回損失を示す。図１４（ａ）では、図９で示したリング光変調器における受光特性を示す。図１４（ｂ）は、図１で示したリング光変調器における受光特性を示す。ここでは、●印が最も良好な特性（最小受光レベル〜−１９ｄＢｍ）の得られた点、○印はパワーペナルティ１．５ｄＢ以内の点、▲印はそれ以上のパワーペナルティを生じた点である。計算では、光源の雑音は無視でき、１０Ｇｂｐｓ用の理想的な光受信器で受信することを仮定しているが、この前提条件の下では、周回損失とパワー結合比を●印と○印の範囲に設定すれば良好な光伝送特性が実現できる。
【００７０】
光増幅器の挿入等で光波形に雑音が重畳している場合や光受信器の性能が劣る場合は、○印の領域の縮小、最小受信レベルの増大、あるいは受信可能なビットレートの低下を招くことになる。そのような場合、上記の実施形態より光受信器入力光レベルを上げるか、伝送レートを落とすかしなければならなくなる。しかし、それでも、リング光変調器の共振器周回損失とパワー結合比を●印の領域に設定したときに、その光受信器を用いてほぼ最良の光伝送特性を実現することができる。
【００７１】
臨界結合に近い条件においては、共振波長の光は方向性結合器における干渉で共振器に閉じ込められているため、共振器に捕獲された光の寿命はほとんど周回損失で決まることになる。したがって、共振器を高速応答させるためには、共振器にある程度大きな周回損失を与えて、光子寿命を短くしてやる必要がある。逆に、周回損失が大きすぎるとＱ値の低下で十分な消光比や急峻な入出力特性が得られなくなるので、周回損失には最適値が存在することになる。図１４（ａ）と図１４（ｂ）から、共振器の周回損失は３．５〜４％とするのが好ましく、最低でも図１のタイプでは図１４（ｂ）に示すように２％以上、図９のタイプでは図１４（ａ）に示すように２．５％以上の周回損失が必要なことがわかる。
【００７２】
従来の半径１０μｍのリング光変調器の共振器周回損失は１．５％前後であり、光カプラのパワー結合比による共振器のＱ値の調整だけでは１０Ｇｂｐｓに応答する条件を得ることができない。
【００７３】
標準的なＳｉリブ導波路構造（メサ部の幅４５０±６０ｎｍ、メサ部のＳｉ厚２２０±３０ｎｍ、Ｓｉスラブ厚５０±１５ｎｍ）のリング共振器（半径１０μｍ±２．５μｍ）において、光導波路から高不純物濃度領域（キャリア密度５×１０１９ｃｍ−３以上）までの距離で周回損失を最適化する場合、少なくともｐ＋領域かｎ＋領域のいずれか一方をＳｉメサ側壁から１００〜１８０ｎｍまで近づける必要がある。
【００７４】
なお、第１の実施形態ではｐ＋領域やｎ＋領域と光導波路のメサ部の距離を変数として共振器の周回損失を制御したが、ダイオードをｐ＋−ｐ−−ｉ−ｎ−−ｎ＋構造として、光導波路近傍に形成されたｐ領域とｎ領域のキャリア密度を制御するという方法を用いてもよい。
【００７５】
図１５は、第１の実施形態におけるリング光変調器の製造方法の要部工程を示すフローチャートである。図１５において、第１の実施形態におけるリング光変調器の製造方法は、メサ・スラブ加工工程（Ｓ１０２）と、（ｐ＋）不純物注入工程（Ｓ１０４）と、（ｎ＋）不純物注入工程（Ｓ１０６）と、アニール工程（Ｓ１０８）と、ニッケル（Ｎｉ）膜形成工程（Ｓ１１０）と、シリサイド処理工程（Ｓ１１２）と、配線や抵抗膜の形成工程（Ｓ１１４）という一連の工程を実施する。
【００７６】
図１６は、第１の実施形態におけるリング光変調器の工程断面図である。図１６では、リング共振器１２０，１２２における断面を示している。リング共振器１２０，１２２の光カプラ部分１３０，１３２の断面および入出力光導波路１１０の断面については図示を省略している。また、それぞれの工程において、フォトレジストや絶縁膜をマスクとして用いているが、説明を簡略化するため記載を省略した。
【００７７】
図１６（ａ）において、メサ加工工程（Ｓ１０２）として、ＳＯＩ基板２００の表層のＳｉ層１３４について、メサ部１０の領域を残して残りのＳｉ層１３４をドライエッチングでエッチングして、メサ部１０とスラブ部１１のリブ光導波路構造を形成する。この後、光変調器外の領域では、さらにスラブ部１１もエッチングしてＳｉＯ２層１３６を露出させるが、図では記載を省略した。
【００７８】
図１６（ｂ）において、（ｐ＋）不純物注入工程（Ｓ１０４）として、メサ部１０の一方の側面側に位置するスラブ部１１の一部の領域に（ｐ＋）不純物を注入し、ｐ型の半導体領域１６０を形成する。ここでは、上述したように、メサ部１０の側壁から設定された距離だけ離した位置にｐ型の半導体領域１６０を形成する。（ｐ＋）不純物として、例えば、ホウ素（Ｂ）が用いられる。
【００７９】
図１６（ｃ）において、（ｎ＋）不純物注入工程（Ｓ１０６）として、メサ部１０の他方の側面側に位置するスラブ部１１の一部の領域に（ｎ＋）不純物を注入し、ｎ型の半導体領域１７０を形成する。ここでも、上述したように、メサ部１０の側壁から設定された距離だけ離した位置にｎ型の半導体領域１７０を形成する。（ｎ＋）不純物として、例えば、リン（Ｐ）が用いられる。
【００８０】
そして、アニール工程（Ｓ１０８）として、（ｐ＋）不純物と（ｎ＋）不純物がそれぞれイオン注入された後、アニール処理を行なう。これにより、ｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７０を低抵抗化し、安定化させる。
【００８１】
図１６（ｄ）において、ニッケル（Ｎｉ）膜形成工程（Ｓ１１０）として、ｐ型の半導体領域１６０上とｎ型の半導体領域１７０上にそれぞれメサ部１０の側壁から設定された距離だけ離した位置にＮｉ膜を形成する。
【００８２】
そして、シリサイド処理工程（Ｓ１１２）として、アニール処理を行うことで、Ｎｉ膜のうち、下部のＳｉ膜と接触する部分をシリサイド化し、オーミック接合する。さらに、配線金属や、必要に応じて薄膜抵抗を形成する工程（Ｓ１１４）を経て、オーミック接合された電極２０，３０とパッド（または、集積化された駆動回路）が接続される（図では省略）。なお、図では省略したが、メサ部側壁の荒れによる光の散乱損失を減らすため、メサ部１０を含むｉ−Ｓｉ層１４０の部分の表面は軽く酸化されていると好適である。
【００８３】
各寸法については、上述した寸法で形成すればよい。以上のように構成することで、第１の実施形態におけるリング光変調器を製造できる。
【００８４】
以上のように、第１の実施形態によれば、リング共振器に共振波長近傍の光が捉えられるレートとリング共振器で共振波長の光が消費されるレートがともに大きいため、共振器のビルドアップタイムと光子寿命が短い。また、この二つのレートがほぼつり合っているので、十分大きな消光比が得られる。この結果、高速変調時にもデジタル光スイッチ的な応答が維持され、小さな変調電圧振幅（＜１Ｖ）で十分大きな消光比と対称性のよいアイ開口を得ることができる。その結果、従来のｐｉｎダイオード構造のキャリア注入型光変調器では不可能であったプレエンファシスなしの低駆動電圧・低消費電力で高速（〜１０Ｇｂｐｓ）の光変調動作を実現することができる。
【００８５】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、ｐ＋領域やｎ＋領域と光導波路のメサ部の距離を変数として共振器の周回損失を制御することで、式（２）から式（８）の条件を満たしていたが、周回損失を制御する手法はこれに限るものではない。
【００８６】
第２の実施形態では、リング共振器の曲率半径を５〜７．５μmにして、放射損を大きくする。曲率半径の小さな光導波路と直線導波路の接続部、あるいは曲率半径の小さなＳ字光導波路の変曲点におけるモード変換損失も、共振器周回損失の増大に寄与する。リング径を小さくすることは、光変調器のフットプリントを小さくする観点からも有益である。共振波長周期から周長が決まっている場合には、リング共振器の一部に曲率半径の小さな円弧状の導波路を使えばよい。以下、特に説明しない点は、第１の実施形態と同様である。
【００８７】
リング半径を縮小しても、放射損の増大、曲線部と直線部のモード不整合による散乱損失の増大等により、共振器の周回損失を増大させることができる。例えば、半径５μｍ、光カプラ（方向性結合器）長０μｍ（周長約３１．４μm）のリング光変調器では、高不純物濃度領域とメサ部の間隔を３００ｎｍ以上にした場合でも、周回損失は２．１〜２．５％（おおむね３０〜３５ｄＢ／ｃｍで、素子により多少ばらついた。）と、半径１０μmの場合より大きくできた。そして、方向性結合器における光導波路間のギャップが２４０ｎｍのときのパワー結合比は約２．４％で、電圧無印加時のＱ値は１．２×１０４となった。ダイオードの高注入時の直列抵抗は、１００Ωである。この光変調器でも、ＢＥＲ＝１０−１１における最小受信感度は、−１８．５ｄＢｍの１０Ｇｂｐｓ伝送が可能であった。
【００８８】
図１７は、第２の実施形態における光変調器の周回損失およびパワー結合比を変えた場合の伝送特性の評価結果を示す図である。図１７（ａ）では、上述のリング共振器の曲率半径５μｍ、方向性結合器長０μｍの場合の伝送特性の評価結果を示す。図１７（ｂ）では、リング共振器の曲率半径５μｍ、方向性結合器長２．５μｍのレーストラック型（周長約３６．４μｍ、直列抵抗１００Ω）の場合の伝送特性の評価結果を示す。図１７（ｃ）では、リング共振器の曲率半径７．５μｍ、方向性結合器長０μｍのリング型（周長約４７．１μｍ、直列抵抗６６．７Ω）の場合の伝送特性の評価結果を示す。図１７（ｄ）では、リング共振器の曲率半径７．５μｍ、方向性結合器長２．５μｍのレーストラック型（周長約５２．１μｍ、直列抵抗６６．７Ω）の場合の伝送特性の評価結果を示す。ここでは、図１３と同様、●印が最も良好な特性（最小受光レベル〜−１９ｄＢｍ）の得られた点、○印はパワーペナルティ１．５ｄＢ以内の点、▲印はそれ以上のパワーペナルティを生じた点である。計算では、光源の雑音は無視でき、１０Ｇｂｐｓ用の理想的な光受信器で受信することを仮定しているが、この前提条件の下では、図１３と同様、周回損失とパワー結合比を●印と○印の範囲に設定すれば良好な光伝送特性が実現できる。
【００８９】
例えば、半径５μｍ、光カプラ（方向性結合器）長０μｍ（周長約３１．４μｍ）のリング光変調器では、図１７（ａ）に示すように、周回損失をもう少し減らすことができれば、ＢＥＲ＝１０−１１での最小受信感度が−１９ｄＢｍとなる１０Ｇｂｐｓ光伝送が可能となる。
【００９０】
図１７（ａ）から図１７（ｄ）に示されるように、周長を短くするほど、リング共振器の周回損失や方向性結合器のパワー結合比の最適範囲は値の小さな方にシフトすることがわかる。例えば、半径７．５μmのリング共振器の周回損失は２％弱であり、図１７の最適条件より小さめであった。一方、半径５μm以下では損失のばらつきが大きくなり、半径が４μmを切ると急激に損失が増加し、受信可能範囲から外れてしまう。このことから、高不純物濃度領域による過剰損失を無視できるレベル（高不純物濃度領域・メサ間隔３００ｎｍ以上）に保って、リング半径の縮小のみにより共振器損失の調整を行う場合は、半径を５〜７．５μmの範囲、望ましくは半径６μm付近に設定するのが望ましいと言える。
【００９１】
共振器の半径を小さくすると、共振波長周期や共振波長帯域が広がってしまう。仕様上の制約でリング共振器の周長をあまり小さくできない場合は、以下のように構成しても好適である。
【００９２】
図１８は、第２の実施形態におけるリング共振器の形状の一例を示す図である。図１８（ａ）では、リング共振器１２の閉ループ光導波路と出入力光導波路１１０の形状の一例を示している。図１８では、４隅が曲線となりその他は直線の閉ループ光導波路を示している。かかる形状にすることで、リング共振器１２の一部のみに半径の小さな部分を設けることで、周長を小さくすることなしに共振器の周回損失を増大させることができる。
【００９３】
図１８（ｂ）では、第２の実施形態におけるリング共振器の形状の他の一例を示す。図１８（ｂ）では、閉ループの内側に食い込むまで曲がる曲線部を設け、いわゆるＳ字カーブを形成する。かかる形状にすることで、リング共振器１２の一部のみに半径の小さな部分を設けることで、周長を小さくすることなしに共振器の周回損失を増大させることができる。
【００９４】
以上のように、第２の実施形態によれば、ｐ＋領域やｎ＋領域と光導波路のメサ部の距離の調整によって周回損失を発生させない場合でも、閉ループ光導波路の曲率半径を調整することで、周回損失を調整できる。その結果、第１の実施形態と同様、高速変調時にもデジタル光スイッチ的な応答が維持され、小さな変調電圧振幅（＜１Ｖ）で十分大きな消光比と対称性のよいアイ開口を得ることができる。その結果、従来のｐｉｎダイオード構造のキャリア注入型光変調器では不可能であったプレエンファシスなしの低駆動電圧・低消費電力で高速（〜１０Ｇｂｐｓ）の光変調動作を実現することができる。
【００９５】
ここで、上述した各実施形態で説明した１０Ｇｂｐｓ伝送が可能になる周回損失ｘ［％］と光カプラのパワー結合比ｙを決める式（２）から式（８）の条件は、図１３と図１７で示した伝送特性評価結果から導くことができる。なお、上述した各実施形態の光導波路の群屈折率は４．０７とした。図１３と図１７では、式（２）の境界を一点鎖線で示している。また、式（３）の境界を破線で示している。また、式（４）と式（５）の境界を実線で示している。これらの範囲に囲まれた領域内では、高性能の光受信器を用いて１０Ｇｂｐｓ伝送を行うことが可能である。また、より最適化された特性を得るための条件である式（９）と式（１０）の境界は、図１３と図１７の実線と一点鎖線と点線とで囲まれた領域内にあるさらに点線で囲まれた範囲で示している。
【００９６】
光受信器の特性が理想的でない場合でも、最高伝送レートの低下、ないしは最小受信レベルの増大を許容すれば、最も良好な光伝送特性が得られる。
【００９７】
共振器の周回損失を平均伝搬損失に換算した場合、式（２）から式（８）を満たす平均伝搬損失の範囲は、共振器の周長によらずほぼ２０ｄＢ／ｃｍ弱〜３５ｄＢ／ｃｍの範囲となる。また、最良の特性が得られるのは、リング共振器の平均伝搬損失が２５ｄＢ／ｃｍ前後のときである。
【００９８】
なお、式（４）、（５）、（８）で規定される境界は、ダイオードの直列抵抗、寄生容量、キャリア寿命等で決まるキャリアの応答時間にも依存している。式（８）は、波長１．５５μm付近、データレート１０Ｇｂｐｓにおいて、試作素子のうち最も特性の良好な素子から決定した数値である。コンタクト抵抗と寄生容量の積で決まる時定数がこれより大きいと、良好な光伝送特性が得られる範囲は狭まり、最小受光レベルも増大する。典型的な結晶Ｓｉのキャリア寿命を仮定した場合、周長とダイオードの高注入時の直列抵抗の積を４Ωｍm以下に抑えることが好ましい。ダイオードの高注入時の直列抵抗Ｒｓの値は、直流電圧（Ｖ）―電流（Ｉ）特性をダイオードの特性を表す以下の式（１１）でフィッティングすることにより求めることができる。
【００９９】
【数１８】
【０１００】
ここで、Ｉｓは飽和電流、ｎはｉｄｅａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の素電荷である。なお、キャリアの応答時間が式（２）、式（３）、式（６）および式（７）で規定される境界に及ぼす影響は、比較的軽微である。
【０１０１】
ビットレートを下げた場合は、図１３、図１７の最適範囲が左下と右上に広がるが、左上と右下の境界はそれほど大きく動かない。逆にビットレートを上げると最適範囲は狭まるが、式（９）および式（１０）の条件を満たしていれば、計算上は１５Ｇｂｐｓくらいまで上述した（１）〜（３）の判定条件を満たすことができる。しかし、実用上のトレランスを考えると、１０Ｇｂｐｓを超えるデータレートの光変調に本実施形態を適用する場合は、同時にキャリアの応答時間の短縮も図ることが望ましい。
【０１０２】
（第３の実施形態）
周回損失を制御する手法は上述した実施形態に限るものではない。第３の実施形態では、リング共振器の閉ループ光導波路をアサーマル化することで周回損失を制御する。
【０１０３】
図１９は、第３の実施形態におけるリング光変調器のリング共振器部分の構成の一例を示す断面図である。リング共振器は共振波長が温度に極めて敏感なので、温度依存性を実質的に無くすアサーマル化を行うことがより望ましい。そのためには、リング共振器を構成する光導波路のクラッドの少なくとも一部に屈折率の温度係数が負の材料を用い、光変調器をアサーマル化する。屈折率の温度係数が負の材料の具体例としては、酸化チタン（ＴｉＯ２）、ＳｉｘＴｉ（１−ｘ）Ｏｙ、ポリマー、或いはポリイミド等が挙げられる。ここでは、例えば、ＴｉＯ２膜２０７で光導波路部分を上部から覆う。ここでは、幅７００ｎｍ、厚さ５００ｎｍのＴｉＯ２膜２０７（上部クラッド）で、光導波路部分が覆われている。また、ここでは、ＳＯＩ基板を用いることで、厚さ３μｍのＳｉＯ２膜１３６（ＢＯＸ層、下部クラッド）が光導波路の下部を覆っている。以下、特に説明しない点は、第１の実施形態と同様である。
【０１０４】
一般に温度係数が負の材料は、Ｓｉより屈折率が低いので、アサーマル化するためにはＳｉ導波路の断面積を小さくして、モードのかなりの割合を屈折率の温度係数が負のクラッド材料に染み出させることが有効である。図１９の例では、メサ部１６の幅を上述した各実施形態に比べて小さくすることでＳｉ導波路の断面積を小さくする。ここでは、幅２００ｎｍで形成する。メサ部１６の厚さは９０ｎｍで、残りのスラブ部分は厚さ５０ｎｍで形成される。
【０１０５】
また、ＳＯＩ基板の表面のＳｉ層のスラブ部分には、メサ部１６から一方の側面側に所定の距離離した位置にｐ型の半導体領域１６０を形成し、他方の側面側に所定の距離離した位置にｎ型の半導体領域１７０を形成する点は、上述した第１の実施形態と同様である。しかし、第３の実施形態では、メサ部１６とｐ型の半導体領域１６０或いはｎ型の半導体領域１７０との距離で周回損失を制御するものではない。そのため、メサ部１６とｐ型の半導体領域１６０或いはｎ型の半導体領域１７０との距離は周回損失が生じないだけの距離だけ離して配置すればよい。また、抵抗低減と光損失抑制の兼ね合いから、（ｐ＋）型の半導体領域１６０とｉ−Ｓｉ領域１４４の間に、（ｐ＋）型の半導体領域１６０よりキャリア密度が小さい、（ｐ−）型の半導体領域１６４を形成するとよい。同様に、（ｎ＋）型の半導体領域１７０とｉ−Ｓｉ領域１４４の間に、（ｎ＋）型の半導体領域１７０よりキャリア密度が小さい、（ｎ−）型の半導体領域１７４を形成するとよい。図１９では、メサ部１６を含むｉ−Ｓｉ領域１４４とその両側の（ｐ−）型の半導体領域１６４と（ｎ−）型の半導体領域１７４上にＴｉＯ２膜２０７が形成される。また、（ｐ＋）型の半導体領域１６０上にはオーミック接合した電極２０が、（ｎ＋）型の半導体領域１７０上にはオーミック接合した電極３０が、それぞれ形成される点は、第１の実施形態と同様である。
【０１０６】
このような断面積が小さく光閉じ込めの弱い光導波路で放射損の増大を抑えるためには、リング共振器の最小半径をかなり大きくする必要があり、従来手法でアサーマル化しようとすれば、高速性やフットプリントの観点で問題があった。ＴｉＯ２の屈折率とその温度係数ｄｎ／ｄＴの値は作製方法に依存していろいろな値をとるが、ここで用いているＴｉＯ２膜２０７の波長１５５０ｎｍ付近における屈折率は約２．３、ｄｎ／ｄＴは−１×１０−４／Ｋである。ＴｉＯ２膜２０７の負の温度係数がメサ部１６を含むＳｉ層やＳｉＯ２層１３６の正の温度係数を相殺するため、この導波路はＴＥ基本モード（実効屈折率２．０６）の伝搬光に対してほぼアサーマル条件を満たしている。ただし、導波光のかなりの割合がＴｉＯ２膜２０７（上部クラッド）に染み出した状態になるため、曲がり半径を１０μｍ以上にしないと放射損失を無視できないという問題があり、高速動作も実現できなかった。しかし、本実施形態によれば、周回損失をあえて発生させることができるので、共振器の最小半径を少し小さめに設定できる。かかる共振器の最小半径の調整で、共振器周回損失を式（２）〜式（８）の条件を満たす範囲に調整することができるので、小型で高速の実用的なアサーマル光変調器を実現することができる。ここでは、半径８μｍ前後の比較的小型のアサーマル光変調器で式（２）〜式（８）の条件が満たすことができ、５Ｇｂｐｓ以上の高速動作が実現される。
【０１０７】
ここでは、アサーマル化するためにメサ部の断面積を小さくし、その代わりに共振器の最小半径を大きくして周回損失を解消すべきところ、共振器の最小半径を若干小さくすることで周回損失を式（２）〜式（８）の条件を満たす範囲に調整する。
【０１０８】
ここで、アサーマル導波路でなくても、リング共振器を構成する光導波路メサ部の断面積を入出力光導波路の主要部（リング光変調器から離れた低損失の光導波路部分）のメサ部の断面積より狭くすることで、共振器の周回損失を増大させることができる。よって、かかる手法で周回損失を式（２）〜式（８）の条件を満たす範囲に調整しても好適である。
【０１０９】
（第４の実施形態）
周回損失を制御する手法は上述した実施形態に限るものではない。第４の実施形態では、マイクロヒーターで温度制御を行うことで、共振波長の微調整を行う構成について説明する。リング共振器は共振波長が温度に極めて敏感である点は上述した通りである。そこで、第４の実施形態では、あえてマイクロヒーターを光導波路の近傍に配置することで温度制御を行う。以下、特に説明しない点は、第１の実施形態と同様である。
【０１１０】
図２０は、第４の実施形態におけるリング光変調器のリング共振器部分の構成の一例を示す断面図である。リング共振器は共振波長が温度に極めて敏感なので、温度制御を行うことがより望ましい。そのために、リング共振器を構成する光導波路のメサ部１０から５００ｎｍ以内の部分に金属を配置する。例えば、光導波路上に温度制御用のマイクロヒーター２５２を設け、電流を流すことで共振波長の微調整を行う。光導波路の近傍にマイクロヒーター２５２を配置できるので小さい電流で高速に共振波長の微調整を行うことができるようになる。マイクロヒーター２５２は、電極の一例である。マイクロヒーター２５２の材料として、例えば、タングステン、ニッケルなどの金属抵抗膜が好適である。ここでは、図１〜図３で示す構成のうち、メサ部１０からｐ型半導体領域１６０までの距離とメサ部１０からｎ型半導体領域１７０までの距離が、周回損失を生じない４００ｎｍに設定している。また、メサ部１０を含むｉ−Ｓｉ領域１４０上をシリコン酸化膜２５１で覆い上部クラッドを構成する。そして、シリコン酸化膜２５１上にマイクロヒーター２５２を配置する。メサ部１０上部とマイクロヒーター２５２の距離を約３００ｎｍに設定する。
【０１１１】
かかる構成では、リング共振器の導波損失はマイクロヒーターのない場合に比べて１５ｄＢ／ｃｍ大きい。その結果、ｐ型半導体領域１６０やｎ型半導体領域１７０の配置位置で調整しなくても共振器の周回損失が実施形態１とほぼ同じになり、プリエンファシスなしの高速変調が可能となる。また、従来手法でマイクロヒーターを配置しようとする場合、周回損失を発生させないようにマイクロヒーターと光導波路のメサ部との距離を大きく離す必要があった。これに対して、第４の実施形態では、あえて、マイクロヒーター２５２と光導波路のメサ部１０の距離を近づけて周回損失を発生させるので、従来手法で設計する場合と比べて、より小さな電流で、より高速に共振波長を制御することができる。
【０１１２】
ここで、メサ部１０上部にマイクロヒーター２５２を配置する代わりに、金属、またはシリサイドのオーミック電極２０，３０を光導波路から５００ｎｍ以内の位置に近づけても好適である。この場合、素子の小型化、低抵抗化にも効果がある。
【０１１３】
（第５の実施形態）
上述した各実施形態では、ＳＯＩ基板の単結晶Ｓｉ層を用いて光導波路を構成したが、これに限るものではない。第５の実施形態では、ポリシリコン層を光導波路の一部に含めることで共振器の周回損失を調整する構成について説明する。以下、特に説明しない点は、第１の実施形態と同様である。
【０１１４】
図２１は、第５の実施形態におけるリング光変調器を搭載した半導体装置の構成の一例を示す断面図である。図２１において、第５の実施形態におけるリング光変調器は、Ｓｉ基板４０１表面に形成されたＣＭＯＳ集積回路の多層配線層４０２の上に形成された光配線用光集積回路の一部を構成する。リング共振器を構成する光導波路の一部にポリシリコンを用いると、ポリシリコンの結晶粒界による散乱損失で、共振器の周回損失を増大させることができる。この方法は、図２１に示すように、バックエンドプロセスでＬＳＩの電気配線層の上に光集積回路を形成する場合に、特に有益である。通常のバックエンドプロセスで形成された多層配線層４０２は、絶縁膜４０３内に埋め込まれた多層の金属配線層４０４やその間をつなぐ配線ビア４０５からなる。実際の金属配線層の層数はもっと多いが、図２１では簡略化して三層の配線層を示している。
【０１１５】
本実施形態のリング光変調器の閉ループ光導波路４０６は、低温形成ｐ型ポリシリコン層４０７、低温形成ｎ型ポリシリコン層４０８、および、これらのポリシリコン層４０７、４０８に接触するように低温（〜２５０℃）プラズマＣＶＤにより形成された水素終端アンドープ・アモルファス・シリコン（ａ−Ｓｉ：Ｈ）メサ部４０９を有している。そして、リング光変調器の閉ループ光導波路４０６は、多層配線が埋め込まれた絶縁膜４０３上に形成される。そして、上部から絶縁膜４１０によりほぼ平坦に埋め込まれている。閉ループ光導波路４０６のスラブ部分に形成されるポリシリコン層４０７、４０８の厚さは５０ｎｍで、ａ−Ｓｉ：Ｈメサ部４０９の厚さは約２２０ｎｍ、幅は約４５０ｎｍである。ポリシリコン層４０７，４０８は、電極配線４１１、ビア４０５、金属配線層４０４等を介して、ＣＭＯＳ駆動回路４１２に接続されている。
【０１１６】
ここでは、リング共振器の半径は１０μmで、方向性結合器の長さとギャップはそれぞれ５μm、３７０ｎｍとした。入出力導波路の方向性結合器以外の部分は、両側にポリシリコン・スラブのない光細線導波路とした。ａ−Ｓｉ：Ｈメサ部４０９自体の光損失は小さいので、入出力光導波路の伝搬損失は２ｄＢ／ｃｍ以下となる。一方、リング共振器には、ポリシリコン・スラブのポリシリコン層４０７，４０８の結晶粒界による散乱損失や自由キャリア吸収、放射損失、モード変換損失等があるため、周回損失は約４．５％（約３０ｄＢ／ｃｍ相当）となった。方向性結合器のパワー結合比は、約５％である。直列抵抗はやや高めであるが、ａ−Ｓｉ：Ｈは結晶Ｓｉよりキャリア寿命が短いため、キャリアの応答時間は第１の実施形態より短くなる。図１３（ａ）から明らかなように、かかるリング共振器は式（２）から式（８）の条件を満たしている。そして、キャリアの応答時間も短いので、駆動回路を高速化できれば、１０Ｇｂｐｓ以上でも光伝送が可能である。駆動回路と近接集積化されているので、整合用の抵抗は不要であり、５Ｇｂｐｓ伝送を行う場合における消費電力は０．３ｍＷであった。
【０１１７】
以上のように、第５の実施形態によれば、光損失が大きめのポリシリコンを光導波路の一部に用いることで周回損失を調整できる。そして、ポリシリコンを光導波路の一部に用いても、特性の優れたリング光変調器を実現することができるので、バックエンドプロセスにより光集積回路をＬＳＩチップに集積化する場合に極めて有効である。
【０１１８】
（第６の実施形態）
上述した各実施形態では、リング共振器と１つの入出力光導波路１１０を備えていたが、これに限るものではない。第６の実施形態では、複数の入出力光導波路をリング共振器に結合させる構成について説明する。以下、特に説明しない点は、第１の実施形態と同様である。
【０１１９】
図２２は、第６の実施形態におけるリング光変調器の構成を示す上面概念図である。図２２では、内容の理解が得られやすいように、光導波路部分だけを示している。その他の構成については図示を省略している。レーストラック状の閉ループ光導波路３０２に入出力光導波路３０１（第１の入出力光導波路）が光カプラ３０３（第１の光カプラ）を介して光学的に結合している。かかる構成までは、図１のリング光変調器と同様である。図２２では、さらに、入出力光導波路３０１とは異なる位置で、一部が閉ループ光導波路３０２の一部の近傍に位置するように配置された入出力光導波路３０４（第２の入出力光導波路）（ドロップポート）を備える。入出力光導波路３０４は、光カプラ３０５（第２の光カプラ）を介して閉ループ光導波路３０２に光学的に結合している。
【０１２０】
図２３は、第６の実施形態におけるリング光変調器のリング共振器部分の断面図である。図２３において、リング共振器の光導波路は、厚さ５０ｎｍの結晶Ｓｉスラブ１３４と、その上に形成されたアモルファスシリコン（ａ−Ｓｉ：Ｈ）からなるメサ部１８（厚さ１７０ｎｍ、幅４５０ｎｍ）から構成される。かかる点を除けば図１の構成と同様である。但し、図２３に示すリング共振器では、メサ部１８の側壁からｐ型半導体領域１６０までの距離とメサ部１８の側壁からｎ型半導体領域１７０までの距離とを調整することで周回損失を調整するわけではない。そのため、メサ部１８の側壁からｐ型半導体領域１６０までの距離とメサ部１８の側壁からｎ型半導体領域１７０までの距離は、それぞれ、周回損失が生じない距離で設定しておけばよい。レーストラック状の閉ループ光導波路３０２は、半径１０μmの弧状導波路部分と直線状の光カプラ３０３，３０５（長さ２．５μｍ）部分からなる（周回長約６７．８μm）。共振器自体の導波損失は約１０ｄＢ／ｃｍ（周回損失１．６％相当）で、第１の光カプラ３０３での光導波路間のギャップは３３０ｎｍ（パワー結合比４．４％）、第２の光カプラ３０５での光導波路間のギャップは３８０ｎｍ（パワー結合比２．２％）の非対称構造とした。第２の入出力光導波路３０５は入力光との干渉がないので、第２の光カプラ３０５を介してドロップポートへ分岐される光パワーが共振器の損失の一部となる。したがって、共振器を構成する導波路自体に故意に別の損失を与えなくても、共振器の周回損失は３．８％となり、式（２）〜式（８）に相当する条件を満たす。したがって、第１の実施形態の場合と同様の駆動条件で、スルーポート側光出力を用いて、１０Ｇｂｐｓの良好な光伝送を実現できる。また、第２の出力導波路３０５の光出力は、共振器の共振状態のモニタや、相補型光伝送に利用することができる。なお、最も良好な特性を得るためには、第２の光カプラ３０５のパワー結合比を、第１の光カプラ３０３のパワー結合比より小さめに設定するのが好ましい。
【０１２１】
また、二出力型のリング光変調器を用いた場合、ドロップポートを共振波長のモニタ用に使うことができるので、制御回路やリング共振器に近接して設けたマイクロヒーターと組み合わせることにより、共振波長を光源の波長に合わせることが可能となる。温度変化等により光源の波長が変動する場合、あるいはＷＤＭで光変調器の波長チャネルを切り替えて使う場合等に有効である。
【０１２２】
また、スルーポート出力とドロップポートで相補型の出力が得られるので、差動型光受信器と組み合わせれば、シングルエンド伝送と比べて小さな消光比、ないしは小さな光パワーで信号伝送を行うことができる。ドロップポート側はスルーポート側より挿入損失が大きく、立ち上がりも遅いため、キャリア寿命を短縮しないと、１０Ｇｂｐｓで上述した（１）〜（３）のアイ判定基準を満たすことは難しい。本実施形態では、ａ−Ｓｉ：Ｈのキャリア寿命がＳＯＩ基板のＳｉ層を用いて形成する場合よりも短いので、ドロップポート側も高速に応答し、１０Ｇｂｐｓの相補型光伝送が可能である。
【０１２３】
以上、具体例を参照しつつ実施形態について説明した。しかし、本発明は、これらの具体例に限定されるものではない。例えば、リング共振器を構成する光導波路の少なくとも一部に、キャリア寿命を短縮するための不純物ないし欠陥を導入することで条件式を満たすように調整しても好適である。金、白金などの金属不純物をドープしたり、シリコン、水素、ヘリウム等をイオン注入して欠陥を導入したりすることにより、キャリア寿命を短くすれば、より高速の応答が実現できる。このような手法によりキャリアの応答を速めることができることはよく知られているが、本実施例においては、金属不純物や欠陥による共振器周回損失増大の結果として式（２）〜（８）の条件が満たされることが特徴である。また、上述した各実施形態を適宜組み合わせてもよい。方向性結合器のパワー結合比は、導波路間のギャップ、方向性結合器の長さのほか、スラブ層厚、上部クラッド材料の選択などによっても、制御することができる。
【０１２４】
波長が１．５５μm帯から離れるにつれて、最適範囲は式（２）〜式（５）で規定される範囲から多少ずれるが、最適点は式（２）〜式（８）で規定される範囲の中にある。
【０１２５】
また、方向性結合器のパワー結合比は、同一プロセスで作製した評価用方向性結合器のパワー分岐比から求めることができる。あるいは、方向性結合器の寸法や構成材料の屈折率が既知であれば、ＢＰＭ、ＦＤＴＤ等によるシミュレーションで計算することが可能である。方向性結合器の入出力部の曲がり導波路における光の結合が無視できないので、モード結合理論による直線部のみの計算では不十分である。
【０１２６】
また、共振器の周回損失は、単独のリング光変調器の特性評価から直接求められる量ではないが、長さ、曲がりの数、直線導波路と曲がり導波路の接続の数等を変えた複数の評価用光導波路の透過特性から求めることができる。あるいは、周長が同じで方向性結合器のパワー結合比が異なる複数のリング光共振器の出力スペクトルのコントラスト比やスペクトル幅を、理論計算と比較することによっても推算することができる。周回損失がパワー結合比よりやや小さい場合は、電流を注入して透過スペクトルのコントラストが最も深くなったところで、共振器周回損失＝方向性結合器のパワー結合比（臨界結合）となる。方向性結合器のパワー結合比やキャリア寿命が既知であれば、これらの値を使って電界無印加時の周回損失を計算することができる。
【０１２７】
以上、詳述したように、各実施形態によれば、プリエンファシスをかけることなしに、低電圧駆動で高速の光変調をかけることができる。いずれにしても、式（２）から式（８）の条件を満たす必要がある。また、このような構成をとったことにより、素子の直列抵抗や寄生容量が大きくならないよう、注意する必要がある。
【０１２８】
また、各層（膜）の膜厚や、サイズ、形状、数などについても、半導体集積回路や各種の半導体素子において必要とされるものを適宜選択して用いることができる。
【０１２９】
その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全てのリング光変調器は、本発明の範囲に包含される。
【０１３０】
また、説明の簡便化のために、半導体産業で通常用いられる手法、例えば、フォトリソグラフィプロセス、処理前後のクリーニング等は省略しているが、それらの手法が含まれ得ることは言うまでもない。
【符号の説明】
【０１３１】
１０，１２，１４，１６，１８ メサ部、１１ スラブ部、２０，２２，３０，３２ 電極、１００ リング光変調器、１１０，３０１，３０４ 入出力光導波路、１２０，３０２ リング共振器、１２１ 閉ループ光導波路、１３０，１３２，３０３，３０５ 光カプラ、１６０，１７０，１７２ 高不純物濃度半導体領域、２０７ ＴｉＯ２膜、２５２ マイクロヒーター、４０７，４０８ ポリシリコン膜
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、リング光変調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、コアと周囲の屈折率のコントラストが大きなシリコン（Ｓｉ）光細線導波路を利用することで、光素子の小型化が進んでいる。波長１．５５μｍ帯のＳｉ光細線導波路の典型的な断面寸法は２２０ｎｍ×４５０ｎｍであり、高屈折率差による強い光閉じ込めにより、曲率半径の小さな曲がり導波路でも放射損失を小さく抑えることができる。高度に発達したＣＭＯＳプロセス技術を応用すれば、微細な光・電子デバイスを多数集積化した光集積回路を量産可能なことから、機器間・ボード間光インターコネクションだけでなく、波長多重（ＷＤＭ：ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）技術を使ったチップ間・チップ内の大容量光配線への応用も期待されている。
【０００３】
光インターコネクションや光配線に用いるためには、最低限、光信号の送信機能と受信機能が必要である。チップ間・チップ内光配線への応用を考えると、素子の小型化、低消費電力化（高効率化）、及び高速化が重要である。受信側に関しては、Ｓｉ細線光導波路に集積化された長さ５〜１０μｍ、幅数μｍの導波路型Ｇｅ系受光素子やＩｎＧａＡｓ系受光素子で、１ｍＡ／ｍＷ前後の効率と数〜数十ＧＨｚの帯域が実現されている。
【０００４】
送信側については、間接遷移半導体であるＳｉで高効率のレーザを実現することは極めて困難なため、外部光源とＳｉ系光変調素子の組み合わせが一般的である。Ｓｉ系光変調器には、電界吸収型光変調器、マッハ・ツェンダ光変調器、リング光変調器などがあるが、チップ内の大容量光配線へ適用できる超小型（フットプリント≦１００μｍ２）の光変調器はリング光変調器のみである。
【０００５】
リング光変調器は、少なくとも一本の入出力光導波路と、少なくとも一個のリング共振器が光カプラで結合してなるもので、リング共振器を構成する光導波路のキャリア密度を変化させることにより屈折率を介して共振波長を変化させる。入射光波長が共振帯域内にある状態と共振帯域外にある状態を切り替えることにより、出力光パワーを変調することができる。
【０００６】
Ｓｉ内導波路の屈折率のキャリア密度による変化Δｎは、以下の式（１）で近似できることが知られている。
【０００７】
【数１】
【０００８】
ここで、Ｎｅは電子密度、Ｎｈは正孔密度である。係数ａｅ、ａｈは波長の二乗に比例する量で、波長１．５５μｍでは、ａｅ＝−８．８×１０−２２ｃｍ３、ａｈ＝−８．５×１０−１８ｃｍ２．４である。
【０００９】
ここで、キャリア密度を変化させる方法としては、以下の３通りに分類できる。
（ｉｉ−ａ）二つの半導体層の間に薄い絶縁膜を挟んだキャパシタ型。
（ｉｉ−ｂ）ｐｎダイオード構造の光導波路に逆方向電圧を印加して空乏化させるもの。
（ｉｉ−ｃ）ｐｉｎダイオード構造の光導波路に順方向電流を流してキャリア注入するもの。
【００１０】
（ｉｉ−ａ）のキャパシタ型と（ｉｉ−ｂ）の空乏モードの光変調器は高速であるが、変調効率が低く、変調電圧振幅は大きめになる。変調効率を上げるためには、キャリア密度の変化する領域と導波モードのオーバラップが大きくなるような不純物分布が必要で、（ｉｉ−ｃ）のｐｉｎ構造のキャリア注入型と比べて作製精度が劣ってしまう。一方、（ｉｉ−ｃ）のキャリア注入型の光変調器は、低周波では数ｍＡの電流変化（０．１Ｖ程度の電圧変化）で１０ｄＢ以上の消光比が得られるが、光導波路内のキャリア注入、排出に時間（〜１ｎｓ）を要するため、高速応答性に難があるといった問題があった。
【００１１】
かかる応答の遅いｐｉｎダイオード構造のキャリア注入型Ｓｉ光変調器を１０Ｇｂｐｓオーダーの速度で駆動する方法として、プリエンファシスが知られている。例えば、元の１０Ｇｂｐｓの駆動波形の微分波形を増幅して元の駆動波形に重畳することによりプリエンファシスのかかった駆動波形を作り出すことができる。プリエンファシスによりオン・オフ切り替え時にｉ−Ｓｉ領域内のキャリア注入・排出が加速されるので、高速応答出力波形が得られる。
【００１２】
今のところ、プリエンファシスをかけないキャリア注入型リング光変調器の変調速度の上限は４Ｇｂｐｓ（振幅１．４Ｖ）にとどまっており、従来、プリエンファシスがキャリア注入型リング光変調器を高速（１０Ｇｂｐｓ）動作させる唯一の方法となっていた。プリエンファシスには、変調電圧振幅や消費電力がかなり大きくなるといった問題がある。さらに、特殊な駆動回路が必要になるといった問題がある。さらに、素子の発熱が大きく共振特性の温度依存性で動作が不安定になりやすいといった問題がある。プリエンファシスには、これらのデメリットがあり、実用化の障害となっていた。上述のように、特に、ｐｉｎダイオード構造のキャリア注入型リング光変調器は、大きなプリエンファシスをかけないと高速動作しないという問題があった。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１３】
【非特許文献１】Ｓ．Ｍａｎｉｐａｔｒｕｎｉ ｅｔ ａｌ．，Ｏｐｔｉｃｓ Ｅｘｐｒｅｓｓ，Ｖｏｌ．１８，Ｎｏ．１７，ｐ．１８２３５，２０１０年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
本発明の実施形態は、より小さな変調電圧振幅（＜１Ｖ）で高速（〜１０Ｇｂｐｓ）変調可能なリング光変調器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
実施形態のリング光変調器は、リング共振器と入出力光導波路とを備えている。そして、リング共振器は、電流注入手段を備えたｐ−ｉ−ｎダイオード構造の閉ループ光導波路を有する。入出力光導波路は、一部が前記閉ループ光導波路の一部の近傍に位置するように配置される。互いに近傍に位置する前記閉ループ光導波路の一部と前記入出力光導波路の一部とが、前記リング共振器と前記入出力光導波路とを光学的に結合する光カプラとして機能し、前記リング共振器に注入する電流を変化させて閉ループ光導波路内のキャリア密度と実効屈折率を介して所定の共振波長λｒを変化させることにより前記入出力光導波路の一端から入力された共振波長λｒおよび前記共振波長λｒから所定の範囲内の波長の光の強度を変調する。そして、前記リング共振器を構成する閉ループ光導波路の共振波長λｒにおける群屈折率をｎｇ、前記閉ループ光導波路の周長をｌ［μｍ］、前記閉ループ光導波路のうち前記光カプラとして機能する前記リング共振器の一部を除く残りの部分の導波路長をｌ’［μｍ］とするとき、前記光カプラの出力から入力までリング共振器を周回する共振波長λｒの光に対して、電流ＯＦＦ時の共振器一周回あたりの損失ｘ［％］と光カプラのパワー結合比ｙ［％］が、以下の式（２）から式（８）までの関係を満たすことを特徴とする。
【００１６】
【数２】
【００１７】
【数３】
【００１８】
【数４】
【００１９】
【数５】
【００２０】
【数６】
【００２１】
【数７】
【００２２】
【数８】
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】第１の実施形態におけるリング光変調器の構成の一例を示す上面図が示されている。
【図２】第１の実施形態におけるリング共振器部分の構成の一例を示す断面図である。
【図３】第１の実施形態における光カプラ部分の構成の一例を示す断面図である。
【図４】第１の実施形態におけるメサ部側壁からｐ＋領域とｎ＋領域までの距離と自由キャリア吸収による光伝搬損失の関係の一例を示す図である。
【図５】第１の実施形態におけるリング光変調器の電圧印加による波長１５４９ｎｍ付近の透過スペクトルの変化を示す図である。
【図６】第１の実施形態におけるリング光変調器の波長１５４９．５９ｎｍにおける直流電圧−光出力特性を示す図である。
【図７】第１の実施形態における入出力光導波路の出射端における変調光波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】第１の実施形態におけるリング光変調器で得られる変調光信号を１０Ｇｂｐｓ伝送に最適化された光受信器で受信・等化した後のアイパターンを示す図である。
【図９】第１の実施形態における光受信器入力レベルとビット誤り率（ＢＥＲ）の関係を示す図である。
【図１０】第１の実施形態におけるリング光変調器の他の一例の構成を示す上面図である。
【図１１】第１の実施形態における円形状のリング光変調器での変調光出力波形のシミュレーション結果の一例と受信・等化後のアイパターンの一例とを示す図である。
【図１２】第１の実施形態におけるレーストラック状のリング共振器を有するリング光変調器においてメサ部と高濃度領域との距離を広げて配置した場合の光変調出力波形のシミュレーション結果の一例と受信・等化後のアイパターンの一例とを示す図である。
【図１３】第１の実施形態におけるレーストラック状のリング共振器を有するリング光変調器においてメサ部と高濃度領域との距離を狭めて配置した場合の光変調出力波形のシミュレーション結果の一例と受信・等化後のアイパターンの一例とを示す図である。
【図１４】第１の実施形態における共振器の周回損失と光カプラのパワー結合比をマトリクス状に振った場合の受光特性を示す図である。
【図１５】第１の実施形態におけるリング光変調器の製造方法の要部工程を示すフローチャートである。
【図１６】第１の実施形態におけるリング光変調器の工程断面図である。
【図１７】第２の実施形態における光変調器の周回損失およびパワー結合比を変えた場合の伝送特性の評価結果を示す図である。
【図１８】第２の実施形態におけるリング共振器の形状の一例を示す図である。
【図１９】第３の実施形態におけるリング光変調器のリング共振器部分の構成の一例を示す断面図である。
【図２０】第４の実施形態におけるリング光変調器のリング共振器部分の構成の一例を示す断面図である。
【図２１】第５の実施形態におけるリング光変調器を搭載した半導体装置の構成の一例を示す断面図である。
【図２２】第６の実施形態におけるリング光変調器の構成を示す上面概念図である。
【図２３】第６の実施形態におけるリング光変調器のリング共振器部分の断面図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
（第１の実施形態）
第１の実施形態について、以下、図面を用いて説明する。
【００２５】
図１には、第１の実施形態におけるリング光変調器の構成の一例を示す上面図が示されている。図２は、第１の実施形態におけるリング共振器部分の構成の一例を示す断面図である。図３は、第１の実施形態における光カプラ部分の構成の一例を示す断面図である。
【００２６】
図１において、リング光変調器１００は、リング共振器１２０と入出力光導波路１１０とを備えている。リング共振器１２０は、電流注入手段を備えたｐ−ｉ−ｎダイオード構造の閉ループ光導波路１２１を有する。閉ループ光導波路１２１は、一例として、平行する２本の直線部と２本の直線部を左右から半円部でつなげたレーストラック状に形成される。言い換えれば、図１におけるリング共振器１２０は、レーストラック型共振器となる。入出力光導波路１１０は、閉ループ光導波路１２１の直線部分と平行に配置される。そして、入出力光導波路１１０は、一部が閉ループ光導波路１２１の一部の近傍に位置するように配置される。互いに近傍に位置する閉ループ光導波路１２１の一部と入出力光導波路１１０の一部とが、リング共振器１２０と入出力光導波路１１０とを光学的に結合する光カプラ１３０として機能する。リング光変調器１００は、リング共振器１２０に注入する電流を変化させて閉ループ光導波路１２１内のキャリア密度と実効屈折率を介して所定の共振波長λｒを変化させることにより入出力光導波路１１０の一端から入力された共振波長λｒおよび共振波長近傍（共振波長λｒから所定の範囲内の波長）の光の強度を変調する。
【００２７】
閉ループ光導波路１２１の内側には、例えば、（ｐ＋）型半導体領域１６０が形成される。そして、閉ループ光導波路１２１の外側には、例えば、（ｎ＋）型半導体領域１７０が形成される。（ｐ＋）型半導体領域１６０上には、電極２０が形成される。一方、（ｎ＋）型半導体領域１７０上には、電極３０が形成される。また、光カプラ１３０の入出力光導波路１１０側には、（ｎ＋）型半導体領域１７２が形成される。（ｎ＋）型半導体領域１７２上には、電極３２が形成される。電極３０，３２間は導通されている。電極２０には、電圧Ｖｆが印加可能に配置される。電極３０，３２は地絡（アース）されている。
【００２８】
図１の例では、入出力光導波路１１０とリング共振器１２０（閉ループ光導波路１２１）が長さ５μｍの平行導波路からなる方向性結合器（光カプラ１３０）で結合した構成となっている。閉ループ光導波路１２１の曲線部の曲率半径Ｒは１０μｍ、光カプラ１３０での入出力光導波路１１０と閉ループ光導波路１２１間のギャップの幅は３８０ｎｍに設定する。
【００２９】
リング光変調器１００は、例えば、Ｓｉ基板１３８とシリコン酸化膜（ＳｉＯ２膜）１３６とＳｉ膜１３４とが積層されたＳＯＩ（シリコン・オン・インシュレータ）基板に形成されると好適である。例えば、ＳｉＯ２膜１３６は、厚さ３μｍで形成され光導波路の下部クラッドとなる。Ｓｉ膜１３４は、光導波路では、ｉ（イントリンシック）−Ｓｉ領域となる。また、Ｓｉ層１３４は、ｐ型の場合、アクセプタ密度＜１×１０１６ｃｍ−３となる。Ｓｉ層１３４は、入出力光導波路１１０のコアとなるメサ部４０と、閉ループ光導波路１２１のコアとなるメサ部１０とを除き、ドライエッチングにより掘り込まれている。ここでは、メサ部１０，４０が幅４５０ｎｍで形成され、メサ部１０，４０は厚さ２２０ｎｍで形成される。また、残りのスラブ部１１は、厚さ５０ｎｍで形成される。
【００３０】
このように、リング共振器１２０および入出力光導波路１１０を構成する光導波路として、シリコン（Ｓｉ）を主たる構成要素とするメサ部とメサ部の両側に位置するスラブ部とを有するリブ光導波路が用いられる。光は、このいわゆるリブ光導波路を伝搬することになる。リング共振器１２０を構成する閉ループ光導波路１２１と入出力光導波路１１０が、いずれもＳｉを主たる構成要素とするメサ部とスラブ部からなるリブ光導波路であることにより、光導波路への電流注入が容易になり、かつ変調効率を大きくすることができる。
【００３１】
また、図２に示すように、メサ部１０の両側に位置するスラブ部の一方には、キャリア密度が５×１０１９ｃｍ−３以上の（ｐ＋）型の半導体領域１６０（ｐ型の高不純物濃度領域）が設けられる。他方のスラブ部には、キャリア密度が５×１０１９ｃｍ−３以上の（ｎ＋）型の半導体領域１７０（ｎ型の高不純物濃度領域）が設けられる。そして、（ｐ＋）型の半導体領域１６０と（ｎ＋）型の半導体領域１７０の間のメサ部１０を含む領域がｐ−ｉ−ｎダイオード構造のｉ−Ｓｉ領域１４０となる。このように、閉ループ光導波路１２１は、半導体領域１６０，１７０といった電流注入手段を備えたｐ−ｉ−ｎダイオード構造となる。
【００３２】
光カプラ１３０部分でも、図３に示しように、メサ部１０，４０がｉ−Ｓｉ領域１４０の隙間を空けて配置され、メサ部１０のメサ部４０とは逆側のスラブ部１１に上述した（ｐ＋）型の半導体領域１６０が形成される。そして、メサ部４０のメサ部１０とは逆側のスラブ部１１に（ｎ＋）型の半導体領域１７２が形成される。（ｎ＋）型の半導体領域１７２も（ｎ＋）型の半導体領域１７０と同様、キャリア密度が５×１０１９ｃｍ−３以上とすると好適である。
【００３３】
ここで、次の関係を満たすようにリング光変調器１００を構成することで、小さな変調電圧振幅（＜１Ｖ）で高速（〜１０Ｇｂｐｓ）変調が可能となることを見出した。これにより、小型・低消費電力のキャリア注入型リング光変調器を実現できる。
【００３４】
リング共振器１２０を構成する閉ループ光導波路１２１の共振波長λｒにおける群屈折率をｎｇ、閉ループ光導波路１２１の周長をｌ［μｍ］、閉ループ光導波路１２１のうち光カプラ１３０として機能するリング共振器１２０の一部を除く残りの部分の導波路長をｌ’［μｍ］とする。そのとき、光カプラ１３０の出力１４２から入力１４０までリング共振器１２０を周回する共振波長λｒの光に対して、電流ＯＦＦ時の共振器一周回あたりの損失ｘ［％］と光カプラのパワー結合比ｙ［％］が、上述した式（２）から式（８）までの関係を満たすようにすればよい。
【００３５】
【数９】
【００３６】
【数１０】
【００３７】
【数１１】
【００３８】
【数１２】
【００３９】
【数１３】
【００４０】
【数１４】
【００４１】
【数１５】
【００４２】
以上の条件に設定すると、キャリアの応答速度が多少遅くても（数百ｐｓ〜１ｎｓ）、リング共振器の立ち上がりと立下りの応答を共に高速化できるので、電圧振幅の大きなプリエンファシスをかけなくても、入力光を高速に変調することができる。なお、ここで言うリング共振器は図１で示したレーストラック状のリング共振器１２０に限定されるものではなく、後述する真円形状のリング共振器なども含め、閉ループ光導波路一般で成り立つ。また、光カプラ（方向性結合器）のパワー結合比は、リング共振器の無い単独の光カプラについて定義される値とする。
【００４３】
ここで、第１の実施態様におけるより望ましい条件としては、上述した共振器一周回あたりの損失ｘ［％］と光カプラ１３０のパワー結合比ｙ［％］が、さらに以下の式（９）および式（１０）を満たすとなおよい。
【００４４】
【数１６】
【００４５】
【数１７】
【００４６】
かかる条件を満たすようにすると、ほぼ最良の特性を実現することができる。
【００４７】
ここで、結晶Ｓｉからなる典型的なｐｉｎダイオードを想定した場合、１０Ｇｂｐｓにおいて式（８）が有効なのは、リング共振器１２０の周長とダイオードの高注入時の直列抵抗の積が４Ωｍｍ以下のときである。直列抵抗がこの値を超えると、ｘｍａｘとｙｍａｘの値は顕著に低下する。ただし、アモルファスシリコン、ポリシリコン、ライフタイムキラーとなる不純物をドープした結晶シリコンなどを用いることで、キャリア寿命の短縮を図った場合はこの限りでない。第１の実施形態では、リング共振器に上式の条件を満たすような周回損失（平均伝搬損失に換算して２０ｄＢ／ｃｍ〜３５ｄＢ／ｃｍ）を与えてやる必要がある。高不純物濃度領域を近づけると光導波路の伝搬損失が増大してしまうので、従来は、メサ側壁から高不純物濃度領域までの距離を２００ｎｍ以上離していた。しかし、第１の実施形態では、あえて上式（１）〜式（８）の条件を満たすような周回損失を発生させる。そのために、ｐ型の半導体領域１６０側のメサ部１０の側壁からｐ型の半導体領域１６０端までの最短部の距離Ｌ１と、ｎ型の半導体領域１７０側のメサ部１０の側壁からｎ型の半導体領域１７０端までの最短部の距離Ｌ２とが、共に１００〜１８０ｎｍとなるように半導体領域１６０，１７０を形成する。かかる構成により式（１）〜式（８）の条件を満たすことができる。最小半径７．５μｍ以上のリング共振器において有効である。ｐ−ｉ−ｎダイオードの高濃度領域を光導波路メサに近づけることにより、ｉ（イントリンシック）領域の体積を小さくできるため、直列抵抗が低減され、キャリアの応答速度も幾分改善できる。
【００４８】
図１から図２で示す例では、閉ループ光導波路１２１のメサ部１０側壁から左右に約１５０ｎｍ離れた位置に、それぞれｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７０を形成する。ｐ型の半導体領域１６０上に形成された電極２０は、メサ部１０の側壁から電極２０の端部までの最短距離がＬ３離れた位置に形成される。同様に、ｎ型の半導体領域１７０上に形成された電極３０は、メサ部１０の側壁から電極３０の端部までの最短距離がＬ４離れた位置に形成される。ここでは、Ｌ３＝Ｌ４＝５００ｎｍとする。電極２０，３０は、共にニッケルシリサイドを用いて、ｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７０にそれぞれオーミック接合されている。また、ここでは、ｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７０のキャリア密度は、いずれも約１×１０２０ｃｍ−３とする。かかる第１の実施形態のｐ−ｉ−ｎダイオードの高注入時の直列抵抗は約４０Ωであるが、ダイオードの微分抵抗が大きな低電圧領域でもインピーダンス整合がとれるよう、並列に６０Ωの薄膜抵抗が集積化されている。
【００４９】
また、図３に示すように、光カプラ１３０部分では、ｐ型の半導体領域１６０側のメサ部１０の側壁からｐ型の半導体領域１６０端までの最短部の距離Ｌ５と、ｎ型の半導体領域１７２側のメサ部４０の側壁からｎ型の半導体領域１７２端までの最短部の距離Ｌ６が、共に、４００ｎｍに設定している。また、ｐ型の半導体領域１６０上に形成された電極２０は、光カプラ１３０部分では、メサ部１０の側壁から電極２０の端部までの最短距離がＬ７離れた位置に形成される。同様に、ｎ型の半導体領域１７２上に形成された電極３２は、光カプラ１３０部分では、メサ部４０の側壁から電極３２の端部までの最短距離がＬ８離れた位置に形成される。ここでは、Ｌ７＝Ｌ８＝８００ｎｍとする。ｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７２の間のメサ部１０，４０を含めた領域が、ｐ−ｉ−ｎダイオードのｉ−Ｓｉ領域１４０となっている。また、ここでは、メサ部１０，４０間のギャップを３８０ｎｍに設定している。
【００５０】
図４は、第１の実施形態におけるメサ部側壁からｐ＋領域とｎ＋領域までの距離と自由キャリア吸収による光伝搬損失の関係の一例を示す図である。図４では、図１から図３に示した構造の直線状のリブ光導波路における、メサ部１０側壁からｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７０までの距離と自由キャリア吸収による光伝搬損失の関係を示している。
【００５１】
閉ループ光導波路１２１における曲線部分の光導波路の光パワーの分布は外側に偏るので、外側の不純物高ドープ領域の吸収が直線部分の光導波路より強くなる。そのため、実際の光共振器では図４の曲線よりやや大きな損失を受けることになる。従来のｐ−ｉ−ｎダイオード構造のキャリア注入型光変調器では、自由キャリア吸収による導波損失の増大を避ける。そのため、従来手法に従った場合、ｐ型の半導体領域１６０に相当する領域とｎ型の半導体領域１７０に相当する領域は、導波損失が無くなる導波路のメサ部１０に相当する部分から４００ｎｍ以上離れた位置に配置されることになる。しかし、このような従来構造に従った場合、メサ部の側壁の凹凸による散乱損、曲線導波路における放射損、曲線導波路と直線導波路の接続部におけるモード変換損、方向性結合器の反射・散乱損などを含めたリング共振器の周回損失は、長さあたりの平均伝搬損失に換算して１０〜１５ｄＢ／ｃｍであった。しかしながら、本実施形態のリング光変調器では、故意にｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７０を光導波路のメサ部１０から１５０ｎｍの位置まで近づけることにより、共振器に過剰な導波損失を与え、光カプラ１３０を除くリング共振器１２０の長さあたりの平均導波損失を約２５ｄＢ／ｃｍとしている。このとき、光カプラ１３０の出力部１４２から光カプラ１３０の入力部１４０までの共振器周回損失は、約３．８％となる。
【００５２】
ここで、光カプラ１３０の損失を無視すれば、リング共振器１２０の周回損失と光カプラ１３０のパワー結合比が等しいときに、いわゆる臨界結合となる。臨界結合では、リング共振器１２０の共振波長において、光カプラ１３０をリング共振器１２０から入出力光導波路１１０に結合する光と入出力光導波路１１０をそのまま伝搬する光の強度が等しく、位相が１８０度ずれた状態になる。強度が等しく位相が反対の光の干渉により、入出力光導波路１１０の光出力部１１２の出力光はほぼ０となり、光入力部１１１からの入力光はほぼすべてリング共振器１２０に捕獲されることになる。ここで、説明を簡単化するため、周回損失とパワー結合比がともに１％の場合を考える。入出力光導波路１１０からの入力光パワーを１ｍＷと仮定すると、光カプラ１３０のリング共振器１２０側の入力部１５０のパワーが９９ｍＷのときにこの条件が満たされ、このときリング共振器１２０側の出力部１５２のパワーは１００ｍＷとなる。言い換えれば、臨界結合は、入出力光導波路１１０の光入力部１１１側からの光の供給レート（上記の場合１ｍＷ＝１ｍＪ／ｓ）と、リング共振器１２０内で光が失われるレート（同１ｍＪ／ｓ）が釣り合って、出力がほぼ０になっている状態と言える。大きな消光比を得るためには臨界結合に近い状態で使う必要があるが、高速光変調器の消光比は１０ｄＢ程度で十分なので、ある程度のずれは許容される。本実施形態の導波路間隔が３８０ｎｍの方向性結合器３のパワー結合比（曲線アプローチ部における結合も含む）は４．４％であり、臨界結合から少しずらした設計となっている。
【００５３】
図５は、第１の実施形態におけるリング光変調器の電圧印加による波長１５４９ｎｍ付近の透過スペクトルの変化を示す図である。図５において、縦軸は光出力、横軸は波長を示す。ここでは、縦軸について、挿入損失を差し引いて、透過波長域の透過率を０ｄＢとした。電流注入による発熱の影響を受けないよう、素子温度は一定に保った。なお、直流電流の注入で温度が上昇すると、実効屈折率が増大するため、共振波長シフト量は図５の１／２以下になる。出力スペクトルのコントラストが充分に大きければ（おおむね６ｄＢ以上あれば）、出力スペクトルが−３ｄＢレベル以下となる波長幅Δλと共振波長λｒの比、Δλ／λｒから、共振器のＱｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ（Ｑ値）を推定することができる。電圧無印加時の共振波長は１５４９．５９ｎｍで、Ｑ値は１．４３×１０４であった。ダイオードのターンオン電圧（〜０．７５Ｖ）以下では共振波長は１５４９．５８〜１５４９．５９ｎｍで、ほとんど変化しない。ターンオン電圧以上では注入キャリア密度の増大で屈折率が減少するため、共振波長は短波長側にシフトしていく。また、自由キャリア吸収の増大にともなって共振器の周回損失が増加するため、Ｑ値が低下してスペクトル幅が広がる。電圧が０．８５〜０．９Ｖでほぼ臨界結合となって共振が最も深くなるが、さらに電圧を上げると共振器の周回損失が方向性結合器のパワー結合比を上回るため、コントラストはしだいに低下する。（実際の測定では、素子の不完全性や光源スペクトル幅の影響で、臨界結合条件の近傍でもコントラストは１０〜２０ｄＢに範囲にとどまることが多いが、変化の傾向は一致する。）
【００５４】
図６は、第１の実施形態におけるリング光変調器の波長１５４９．５９ｎｍにおける直流電圧−光出力特性を示す図である。リング光変調器の波長１５４９．５９ｎｍは、図５において矢印で示す波長である。電圧印加により共振波長が短波長化して波長１５４９．５９ｎｍが吸収帯域から外れてしまえば、それ以降の共振波長や共振スペクトル形状の変化にかかわらず、透過状態が維持される。このため、Ｖ１０％＝０．７９ＶからＶ９０％＝０．９３Ｖの間で急激に出力が変化する。このデジタルスイッチ的な入出力特性を利用すれば、オン時のキャリア密度がある値（本実施形態では、約１．５×１０１７ｃｍ−３）以上でほぼ一定の光出力が得られることになる。この効果を利用すれば、キャリア密度の応答速度よりも光変調器を高速に動作させることが可能である。
【００５５】
しかしながら、リング光変調器の応答速度は、共振器のビルドアップタイム（ダイオードをターンオフして共振状態に戻した際に共振器内の光がほぼ定常状態になるまでの時定数）や光子寿命（ダイオードをターンオンして共振波長をずらした際に共振器から光が失われる時定数）によっても制約される。共振器のビルドアップタイムは、τ〜Ｑ／ωｒで与えられるので、Ｑ値が高すぎると高速応答は得られない。ここでωｒは、共振光の角周波数である。１０Ｇｂｐｓに応答させるためにはビルドアップタイムを２０ｐｓ程度以下に抑える必要があるから、波長１５５０ｎｍ（〜１９４ＴＨｚ）ではＱ値を２．４×１０４以下にしなければならない。本実施形態のリング光変調器の電圧無印加時の共振器のＱ値は１．４×１０４であり、この条件は満たしている。ただし、これは必要条件であって、Ｑ値の制御だけでは高速動作は実現できない。
【００５６】
第１の実施形態におけるリング光変調器１００を用いて、波長１５４９．５９ｎｍの入射光を１０ＧｂｐｓのＮＲＺ擬似ランダム信号（２１０−１）で変調した。電極２０に印加する電圧Ｖｆのレベルは、ＶＬ＝０．５Ｖ、ＶＨ＝０．９５Ｖに設定した。すなわち、０．７２５Ｖの直流バイアス電圧に電圧振幅０．４５Ｖｐｐの変調信号を重畳した。立ち上がりと立下がり時間はいずれも２５ｐｓである。
【００５７】
図７は、第１の実施形態における入出力光導波路の出射端における変調光波形のシミュレーション結果を示す図である。入出力光導波路１１０の出射端となる光出力部１１２における変調光波形のシミュレーションでは、リング光変調器１００の平均消費電力が０．２６ｍＷで、ビット当たりの変調エネルギーは０．０２６ｐＪ／ｂｉｔであった。（実際には、インピーダンス整合用薄膜抵抗でかなり大きな電力が消費されている。しかし、ＣＭＯＳ駆動回路を光変調器の近傍にモノリシック集積化して集中定数回路として扱えるようにすれば、インピーダンス整合用の抵抗は不要になる。）
【００５８】
図７に示すように、曲線の立ち上がりには干渉による小さなオーバーシュートがあり、その結果、立ち上がりの遅れがある程度相殺されている。立ち下がり部のトレースが複数本に分かれているのは、“１”（Ｍａｒｋ）が長く続くとキャリア密度が増加し続けるため、ダイオードをターンオフする際に蓄積キャリアを引き抜くのに必要な時間が長くなるためである。この駆動条件では“１”の連続回数に対する遅延時間の増加はほぼ飽和しており、擬似ランダム信号の段数を増やしても光応答波形はそれほど大きく劣化しない。
【００５９】
図８は、第１の実施形態におけるリング光変調器で得られる変調光信号を１０Ｇｂｐｓ伝送に最適化された光受信器で受信・等化した後のアイパターンを示す図である。光受信器への平均入力パワーは−１８ｄＢｍである。
【００６０】
図９は、第１の実施形態における光受信器入力レベルとビット誤り率（ＢＥＲ）の関係を示す図である。図９では、光受信器入力レベルとビット誤り率（ＢＥＲ）の関係を図８に実線で示した。ＢＥＲ＝１０−１１のときの最小受信レベルＰｍｉｎは、約−１９ｄＢｍであった。
【００６１】
図１０は、第１の実施形態におけるリング光変調器の他の一例の構成を示す上面図である。図１０において、レーストラック状のリング共振器１２０が、直線部のない円形状のリング共振器１２２に代わった点と、スラブ部１１を図１０の一点鎖線で囲まれた範囲のみに制限した点、光カプラ１３０が光カプラ１３２に代わった点、電極２０が電極２２に代わった点、及び光カプラ１３２における入出力光導波路１１０側の電極３２を無くした点、以外は、図１〜３と同様である。なお、図１０の一点鎖線の外側では、Ｓｉ層１３４が完全に除去されて、ＳｉＯ２層１３６が露出している。図１０の例では、光カプラ１３２部分において、リング共振器１２２の閉ループ光導波路１２１と出入力光導波路１１０間のギャップを２６０ｎｍまで近づけている。これにより、パワー結合比を約３．９％とした。閉ループ光導波路１２１と出入力光導波路１１０間のギャップはメサ部１０，４０の側壁間の最短距離を示している。リング共振器１２２の閉ループ光導波路１２１のリング半径、光導波構造、高濃度領域とメサ部との距離、及び、電極とメサ部との距離は、図１〜３と同様である。
【００６２】
図１０に示すリング光変調器でのリング共振器１２２の周回損失は約３．６％で、波長１５５０ｎｍに最も近い電圧無印加時の共振波長は１５５１．５７ｎｍ、Ｑ値は１．３６×１０４であった。このリング光変調器をＶＬ＝０．５Ｖ、ＶＨ＝０．９５Ｖの１０Ｇｂｐｓ擬似ランダム信号で変調した場合、消費電力は０．２５ｍＷで、上述した図１〜３で示したリング光変調器とほぼ同じ光変調出力波形とアイパターンが得られた。ビット誤り率（図８の細実線）も、図１〜３で示したリング光変調器の場合（太実線）と同等（ＢＥＲ＝１０−１１のときの最小受信レベルＰｍｉｎは、−１９ｄＢｍ）であった。
【００６３】
第１の実施形態のリング光変調器においては、ダイオードをターンオフする際に短時間で蓄積キャリアを引き抜けるよう、ＶＬの値はターンオン電圧より十分低め（本実施形態では０．６Ｖ以下）に設定されていればよい。ただし、素子の内部抵抗が高い場合は、蓄積キャリアの引き抜きを加速するためにＶＬをもっと下げる必要がある。変調振幅は大きくなるが、必要があれば、ＶＬを０Ｖ以下まで振り込んでも特に支障はない。
【００６４】
一方、ＶＨを高くしすぎると変調時の最大キャリア密度が高くなり、ダイオ−ドのターンオフ時の遅延時間が長くなるため、良好なアイ開口が得られなくなる。
【００６５】
図１１は、第１の実施形態における円形状のリング光変調器での変調光出力波形のシミュレーション結果の一例と受信・等化後のアイパターンの一例とを示す図である。図１１（ａ）では、図１０に示したリング光変調器において、ＶＬを０．５Ｖに保ったままＶＨを１．１Ｖに上げた場合の変調光出力波形のシミュレーション結果を示す。図１１（ｂ）では、図１０に示したリング光変調器において、ＶＬを０．５Ｖに保ったままＶＨを１．１Ｖに上げた場合の受信・等化後のアイパターンを示す。キャリア密度の時間変化率が大きいので、図１１（ａ）に示すように、光出力波形のオーバーシュートが大きく、振動の周期も短くなっている。また、遅延時間の増大で立下りのトレースの幅が広がっている。この結果、図８に細点線で示したように、ビット誤り率は１０−１０台でフロアを生じる。Ｍａｒｋビット“１”が１０個連続しても遅延時間の増大が飽和しきっていないので、擬似ランダム信号の段数がもっと長い場合、立下りのトレースの広がりはさらに拡大し、フロアレベルも上昇することになる。平均消費電力もＶＨ＝０．９５Ｖの場合の約４倍の１．０４ｍＷとなった。したがって、ＶＨの値は、デジタル的な入出力特性を活かせる程度に高く、かつ、遅延時間の影響が顕著にならない程度に設定しなければならない。本実施形態の光変調器については、ＶＨ＝０．９〜０．９５Ｖの範囲が最適であった。以後の実施形態についても、駆動電圧レベルは最適に近い状態に設定されていることを前提として説明を行う。
【００６６】
図１２は、第１の実施形態におけるレーストラック状のリング共振器を有するリング光変調器においてメサ部と高濃度領域との距離を広げて配置した場合の光変調出力波形のシミュレーション結果の一例と受信・等化後のアイパターンの一例とを示す図である。図１２（ａ）では、メサ１０側壁からｐ型半導体領域１６０とｎ型半導体領域１７０までの距離を従来技術の典型的な値、４００ｎｍとした場合の、１０Ｇｂｐｓ変調時の光変調出力波形（シミュレーション）を示す。図１２（ｂ）では、メサ１０側壁からｐ型半導体領域１６０とｎ型半導体領域１７０までの距離を従来技術の典型的な値、４００ｎｍとした場合の、１０Ｇｂｐｓ変調時のアイパターンを示す。かかる構成では、リング共振器の周回損失は約１．５５％（長さあたり平均伝搬損失〜１０ｄＢ／ｃｍ）で、臨界結合条件に近づけるため光カプラの光導波路間ギャップを４５０ｎｍに広げて、パワー結合比を１．６４％とした。共振器のＱ値（３．７×１０４）が大きすぎるため、図１２（ａ）に示すように、変調光出力波形の緩和振動成分が大きく、立ち下がり時間も長い。このため、アイパターンは図１２（ｂ）に示すようにアイマスクの境界をはみ出してしまう。ビット誤り率ＢＥＲは、図８に破線で示したように、３×１０−８付近にフロアを生じた。なお、このような従来構造のリング光変調器においては、プリエンファシスにより１０Ｇｂｐｓ光変調を実現できたとしても、図１２に示したようなオーバーシュートを生じるので、アイマスク判定をパスすることはできない。
【００６７】
図１３は、第１の実施形態におけるレーストラック状のリング共振器を有するリング光変調器においてメサ部と高濃度領域との距離を狭めて配置した場合の光変調出力波形のシミュレーション結果の一例と受信・等化後のアイパターンの一例とを示す図である。図１３（ａ）では、メサ１０側壁からｐ型半導体領域１６０とｎ型半導体領域１７０までの距離を９０ｎｍと狭めすぎた場合の、１０Ｇｂｐｓ変調時の光変調出力波形（シミュレーション）を示す。図１３（ｂ）では、メサ１０側壁からｐ型半導体領域１６０とｎ型半導体領域１７０までの距離を９０ｎｍと狭めすぎた場合の、１０Ｇｂｐｓ変調時のアイパターンを示す。周回損失は約７．５％（５０ｄＢ／ｃｍ）、光カプラの光導波路間ギャップは３４０ｎｍ（パワー結合比７．８％）で、Ｑ値は７．５×１０３であった。立ち上がりの遅れと消光比の低下で図１３（ｂ）に示すようにアイパターンのトレースが広がり、開口が小さくなるので、アイマスク判定は不合格となる。図８に一点鎖線で示したように、ビット誤り率は１０−１０台にフロアを生じた。
【００６８】
ここで、図１と図９のリング光変調器において、共振器の周回損失と光カプラのパワー結合比をマトリクス状に振った場合の受光特性を、シミュレーションにより評価した。評価の基準は、以下の３点とした。
（１）ＩＴＵ−Ｔで規定されたアイマスクをはみ出さないこと。
（２）アイの平均“１”（Ｍａｒｋ）レベルと平均“０”（Ｓｐａｃｅ）レベルの比が１０：１以上とれること。
（３）ビット誤り率１０−１１以下で受信できること。
【００６９】
図１４は、第１の実施形態における共振器の周回損失と光カプラのパワー結合比をマトリクス状に振った場合の受光特性を示す図である。図１４において、縦軸はパワー結合比、横軸は周回損失を示す。図１４（ａ）では、図９で示したリング光変調器における受光特性を示す。図１４（ｂ）は、図１で示したリング光変調器における受光特性を示す。ここでは、●印が最も良好な特性（最小受光レベル〜−１９ｄＢｍ）の得られた点、○印はパワーペナルティ１．５ｄＢ以内の点、▲印はそれ以上のパワーペナルティを生じた点である。計算では、光源の雑音は無視でき、１０Ｇｂｐｓ用の理想的な光受信器で受信することを仮定しているが、この前提条件の下では、周回損失とパワー結合比を●印と○印の範囲に設定すれば良好な光伝送特性が実現できる。
【００７０】
光増幅器の挿入等で光波形に雑音が重畳している場合や光受信器の性能が劣る場合は、○印の領域の縮小、最小受信レベルの増大、あるいは受信可能なビットレートの低下を招くことになる。そのような場合、上記の実施形態より光受信器入力光レベルを上げるか、伝送レートを落とすかしなければならなくなる。しかし、それでも、リング光変調器の共振器周回損失とパワー結合比を●印の領域に設定したときに、その光受信器を用いてほぼ最良の光伝送特性を実現することができる。
【００７１】
臨界結合に近い条件においては、共振波長の光は方向性結合器における干渉で共振器に閉じ込められているため、共振器に捕獲された光の寿命はほとんど周回損失で決まることになる。したがって、共振器を高速応答させるためには、共振器にある程度大きな周回損失を与えて、光子寿命を短くしてやる必要がある。逆に、周回損失が大きすぎるとＱ値の低下で十分な消光比や急峻な入出力特性が得られなくなるので、周回損失には最適値が存在することになる。図１４（ａ）と図１４（ｂ）から、共振器の周回損失は３．５〜４％とするのが好ましく、最低でも図１のタイプでは図１４（ｂ）に示すように２％以上、図９のタイプでは図１４（ａ）に示すように２．５％以上の周回損失が必要なことがわかる。
【００７２】
従来の半径１０μｍのリング光変調器の共振器周回損失は１．５％前後であり、光カプラのパワー結合比による共振器のＱ値の調整だけでは１０Ｇｂｐｓに応答する条件を得ることができない。
【００７３】
標準的なＳｉリブ導波路構造（メサ部の幅４５０±６０ｎｍ、メサ部のＳｉ厚２２０±３０ｎｍ、Ｓｉスラブ厚５０±１５ｎｍ）のリング共振器（半径１０μｍ±２．５μｍ）において、光導波路から高不純物濃度領域（キャリア密度５×１０１９ｃｍ−３以上）までの距離で周回損失を最適化する場合、少なくともｐ＋領域かｎ＋領域のいずれか一方をＳｉメサ側壁から１００〜１８０ｎｍまで近づける必要がある。
【００７４】
なお、第１の実施形態ではｐ＋領域やｎ＋領域と光導波路のメサ部の距離を変数として共振器の周回損失を制御したが、ダイオードをｐ＋−ｐ−−ｉ−ｎ−−ｎ＋構造として、光導波路近傍に形成されたｐ領域とｎ領域のキャリア密度を制御するという方法を用いてもよい。
【００７５】
図１５は、第１の実施形態におけるリング光変調器の製造方法の要部工程を示すフローチャートである。図１５において、第１の実施形態におけるリング光変調器の製造方法は、メサ・スラブ加工工程（Ｓ１０２）と、（ｐ＋）不純物注入工程（Ｓ１０４）と、（ｎ＋）不純物注入工程（Ｓ１０６）と、アニール工程（Ｓ１０８）と、ニッケル（Ｎｉ）膜形成工程（Ｓ１１０）と、シリサイド処理工程（Ｓ１１２）と、配線や抵抗膜の形成工程（Ｓ１１４）という一連の工程を実施する。
【００７６】
図１６は、第１の実施形態におけるリング光変調器の工程断面図である。図１６では、リング共振器１２０，１２２における断面を示している。リング共振器１２０，１２２の光カプラ部分１３０，１３２の断面および入出力光導波路１１０の断面については図示を省略している。また、それぞれの工程において、フォトレジストや絶縁膜をマスクとして用いているが、説明を簡略化するため記載を省略した。
【００７７】
図１６（ａ）において、メサ加工工程（Ｓ１０２）として、ＳＯＩ基板２００の表層のＳｉ層１３４について、メサ部１０の領域を残して残りのＳｉ層１３４をドライエッチングでエッチングして、メサ部１０とスラブ部１１のリブ光導波路構造を形成する。この後、光変調器外の領域では、さらにスラブ部１１もエッチングしてＳｉＯ２層１３６を露出させるが、図では記載を省略した。
【００７８】
図１６（ｂ）において、（ｐ＋）不純物注入工程（Ｓ１０４）として、メサ部１０の一方の側面側に位置するスラブ部１１の一部の領域に（ｐ＋）不純物を注入し、ｐ型の半導体領域１６０を形成する。ここでは、上述したように、メサ部１０の側壁から設定された距離だけ離した位置にｐ型の半導体領域１６０を形成する。（ｐ＋）不純物として、例えば、ホウ素（Ｂ）が用いられる。
【００７９】
図１６（ｃ）において、（ｎ＋）不純物注入工程（Ｓ１０６）として、メサ部１０の他方の側面側に位置するスラブ部１１の一部の領域に（ｎ＋）不純物を注入し、ｎ型の半導体領域１７０を形成する。ここでも、上述したように、メサ部１０の側壁から設定された距離だけ離した位置にｎ型の半導体領域１７０を形成する。（ｎ＋）不純物として、例えば、リン（Ｐ）が用いられる。
【００８０】
そして、アニール工程（Ｓ１０８）として、（ｐ＋）不純物と（ｎ＋）不純物がそれぞれイオン注入された後、アニール処理を行なう。これにより、ｐ型の半導体領域１６０とｎ型の半導体領域１７０を低抵抗化し、安定化させる。
【００８１】
図１６（ｄ）において、ニッケル（Ｎｉ）膜形成工程（Ｓ１１０）として、ｐ型の半導体領域１６０上とｎ型の半導体領域１７０上にそれぞれメサ部１０の側壁から設定された距離だけ離した位置にＮｉ膜を形成する。
【００８２】
そして、シリサイド処理工程（Ｓ１１２）として、アニール処理を行うことで、Ｎｉ膜のうち、下部のＳｉ膜と接触する部分をシリサイド化し、オーミック接合する。さらに、配線金属や、必要に応じて薄膜抵抗を形成する工程（Ｓ１１４）を経て、オーミック接合された電極２０，３０とパッド（または、集積化された駆動回路）が接続される（図では省略）。なお、図では省略したが、メサ部側壁の荒れによる光の散乱損失を減らすため、メサ部１０を含むｉ−Ｓｉ層１４０の部分の表面は軽く酸化されていると好適である。
【００８３】
各寸法については、上述した寸法で形成すればよい。以上のように構成することで、第１の実施形態におけるリング光変調器を製造できる。
【００８４】
以上のように、第１の実施形態によれば、リング共振器に共振波長近傍の光が捉えられるレートとリング共振器で共振波長の光が消費されるレートがともに大きいため、共振器のビルドアップタイムと光子寿命が短い。また、この二つのレートがほぼつり合っているので、十分大きな消光比が得られる。この結果、高速変調時にもデジタル光スイッチ的な応答が維持され、小さな変調電圧振幅（＜１Ｖ）で十分大きな消光比と対称性のよいアイ開口を得ることができる。その結果、従来のｐｉｎダイオード構造のキャリア注入型光変調器では不可能であったプレエンファシスなしの低駆動電圧・低消費電力で高速（〜１０Ｇｂｐｓ）の光変調動作を実現することができる。
【００８５】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、ｐ＋領域やｎ＋領域と光導波路のメサ部の距離を変数として共振器の周回損失を制御することで、式（２）から式（８）の条件を満たしていたが、周回損失を制御する手法はこれに限るものではない。
【００８６】
第２の実施形態では、リング共振器の曲率半径を５〜７．５μmにして、放射損を大きくする。曲率半径の小さな光導波路と直線導波路の接続部、あるいは曲率半径の小さなＳ字光導波路の変曲点におけるモード変換損失も、共振器周回損失の増大に寄与する。リング径を小さくすることは、光変調器のフットプリントを小さくする観点からも有益である。共振波長周期から周長が決まっている場合には、リング共振器の一部に曲率半径の小さな円弧状の導波路を使えばよい。以下、特に説明しない点は、第１の実施形態と同様である。
【００８７】
リング半径を縮小しても、放射損の増大、曲線部と直線部のモード不整合による散乱損失の増大等により、共振器の周回損失を増大させることができる。例えば、半径５μｍ、光カプラ（方向性結合器）長０μｍ（周長約３１．４μm）のリング光変調器では、高不純物濃度領域とメサ部の間隔を３００ｎｍ以上にした場合でも、周回損失は２．１〜２．５％（おおむね３０〜３５ｄＢ／ｃｍで、素子により多少ばらついた。）と、半径１０μmの場合より大きくできた。そして、方向性結合器における光導波路間のギャップが２４０ｎｍのときのパワー結合比は約２．４％で、電圧無印加時のＱ値は１．２×１０４となった。ダイオードの高注入時の直列抵抗は、１００Ωである。この光変調器でも、ＢＥＲ＝１０−１１における最小受信感度は、−１８．５ｄＢｍの１０Ｇｂｐｓ伝送が可能であった。
【００８８】
図１７は、第２の実施形態における光変調器の周回損失およびパワー結合比を変えた場合の伝送特性の評価結果を示す図である。図１７（ａ）では、上述のリング共振器の曲率半径５μｍ、方向性結合器長０μｍの場合の伝送特性の評価結果を示す。図１７（ｂ）では、リング共振器の曲率半径５μｍ、方向性結合器長２．５μｍのレーストラック型（周長約３６．４μｍ、直列抵抗１００Ω）の場合の伝送特性の評価結果を示す。図１７（ｃ）では、リング共振器の曲率半径７．５μｍ、方向性結合器長０μｍのリング型（周長約４７．１μｍ、直列抵抗６６．７Ω）の場合の伝送特性の評価結果を示す。図１７（ｄ）では、リング共振器の曲率半径７．５μｍ、方向性結合器長２．５μｍのレーストラック型（周長約５２．１μｍ、直列抵抗６６．７Ω）の場合の伝送特性の評価結果を示す。ここでは、図１３と同様、●印が最も良好な特性（最小受光レベル〜−１９ｄＢｍ）の得られた点、○印はパワーペナルティ１．５ｄＢ以内の点、▲印はそれ以上のパワーペナルティを生じた点である。計算では、光源の雑音は無視でき、１０Ｇｂｐｓ用の理想的な光受信器で受信することを仮定しているが、この前提条件の下では、図１３と同様、周回損失とパワー結合比を●印と○印の範囲に設定すれば良好な光伝送特性が実現できる。
【００８９】
例えば、半径５μｍ、光カプラ（方向性結合器）長０μｍ（周長約３１．４μｍ）のリング光変調器では、図１７（ａ）に示すように、周回損失をもう少し減らすことができれば、ＢＥＲ＝１０−１１での最小受信感度が−１９ｄＢｍとなる１０Ｇｂｐｓ光伝送が可能となる。
【００９０】
図１７（ａ）から図１７（ｄ）に示されるように、周長を短くするほど、リング共振器の周回損失や方向性結合器のパワー結合比の最適範囲は値の小さな方にシフトすることがわかる。例えば、半径７．５μmのリング共振器の周回損失は２％弱であり、図１７の最適条件より小さめであった。一方、半径５μm以下では損失のばらつきが大きくなり、半径が４μmを切ると急激に損失が増加し、受信可能範囲から外れてしまう。このことから、高不純物濃度領域による過剰損失を無視できるレベル（高不純物濃度領域・メサ間隔３００ｎｍ以上）に保って、リング半径の縮小のみにより共振器損失の調整を行う場合は、半径を５〜７．５μmの範囲、望ましくは半径６μm付近に設定するのが望ましいと言える。
【００９１】
共振器の半径を小さくすると、共振波長周期や共振波長帯域が広がってしまう。仕様上の制約でリング共振器の周長をあまり小さくできない場合は、以下のように構成しても好適である。
【００９２】
図１８は、第２の実施形態におけるリング共振器の形状の一例を示す図である。図１８（ａ）では、リング共振器１２の閉ループ光導波路と出入力光導波路１１０の形状の一例を示している。図１８では、４隅が曲線となりその他は直線の閉ループ光導波路を示している。かかる形状にすることで、リング共振器１２の一部のみに半径の小さな部分を設けることで、周長を小さくすることなしに共振器の周回損失を増大させることができる。
【００９３】
図１８（ｂ）では、第２の実施形態におけるリング共振器の形状の他の一例を示す。図１８（ｂ）では、閉ループの内側に食い込むまで曲がる曲線部を設け、いわゆるＳ字カーブを形成する。かかる形状にすることで、リング共振器１２の一部のみに半径の小さな部分を設けることで、周長を小さくすることなしに共振器の周回損失を増大させることができる。
【００９４】
以上のように、第２の実施形態によれば、ｐ＋領域やｎ＋領域と光導波路のメサ部の距離の調整によって周回損失を発生させない場合でも、閉ループ光導波路の曲率半径を調整することで、周回損失を調整できる。その結果、第１の実施形態と同様、高速変調時にもデジタル光スイッチ的な応答が維持され、小さな変調電圧振幅（＜１Ｖ）で十分大きな消光比と対称性のよいアイ開口を得ることができる。その結果、従来のｐｉｎダイオード構造のキャリア注入型光変調器では不可能であったプレエンファシスなしの低駆動電圧・低消費電力で高速（〜１０Ｇｂｐｓ）の光変調動作を実現することができる。
【００９５】
ここで、上述した各実施形態で説明した１０Ｇｂｐｓ伝送が可能になる周回損失ｘ［％］と光カプラのパワー結合比ｙを決める式（２）から式（８）の条件は、図１３と図１７で示した伝送特性評価結果から導くことができる。なお、上述した各実施形態の光導波路の群屈折率は４．０７とした。図１３と図１７では、式（２）の境界を一点鎖線で示している。また、式（３）の境界を破線で示している。また、式（４）と式（５）の境界を実線で示している。これらの範囲に囲まれた領域内では、高性能の光受信器を用いて１０Ｇｂｐｓ伝送を行うことが可能である。また、より最適化された特性を得るための条件である式（９）と式（１０）の境界は、図１３と図１７の実線と一点鎖線と点線とで囲まれた領域内にあるさらに点線で囲まれた範囲で示している。
【００９６】
光受信器の特性が理想的でない場合でも、最高伝送レートの低下、ないしは最小受信レベルの増大を許容すれば、最も良好な光伝送特性が得られる。
【００９７】
共振器の周回損失を平均伝搬損失に換算した場合、式（２）から式（８）を満たす平均伝搬損失の範囲は、共振器の周長によらずほぼ２０ｄＢ／ｃｍ弱〜３５ｄＢ／ｃｍの範囲となる。また、最良の特性が得られるのは、リング共振器の平均伝搬損失が２５ｄＢ／ｃｍ前後のときである。
【００９８】
なお、式（４）、（５）、（８）で規定される境界は、ダイオードの直列抵抗、寄生容量、キャリア寿命等で決まるキャリアの応答時間にも依存している。式（８）は、波長１．５５μm付近、データレート１０Ｇｂｐｓにおいて、試作素子のうち最も特性の良好な素子から決定した数値である。コンタクト抵抗と寄生容量の積で決まる時定数がこれより大きいと、良好な光伝送特性が得られる範囲は狭まり、最小受光レベルも増大する。典型的な結晶Ｓｉのキャリア寿命を仮定した場合、周長とダイオードの高注入時の直列抵抗の積を４Ωｍm以下に抑えることが好ましい。ダイオードの高注入時の直列抵抗Ｒｓの値は、直流電圧（Ｖ）―電流（Ｉ）特性をダイオードの特性を表す以下の式（１１）でフィッティングすることにより求めることができる。
【００９９】
【数１８】
【０１００】
ここで、Ｉｓは飽和電流、ｎはｉｄｅａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の素電荷である。なお、キャリアの応答時間が式（２）、式（３）、式（６）および式（７）で規定される境界に及ぼす影響は、比較的軽微である。
【０１０１】
ビットレートを下げた場合は、図１３、図１７の最適範囲が左下と右上に広がるが、左上と右下の境界はそれほど大きく動かない。逆にビットレートを上げると最適範囲は狭まるが、式（９）および式（１０）の条件を満たしていれば、計算上は１５Ｇｂｐｓくらいまで上述した（１）〜（３）の判定条件を満たすことができる。しかし、実用上のトレランスを考えると、１０Ｇｂｐｓを超えるデータレートの光変調に本実施形態を適用する場合は、同時にキャリアの応答時間の短縮も図ることが望ましい。
【０１０２】
（第３の実施形態）
周回損失を制御する手法は上述した実施形態に限るものではない。第３の実施形態では、リング共振器の閉ループ光導波路をアサーマル化することで周回損失を制御する。
【０１０３】
図１９は、第３の実施形態におけるリング光変調器のリング共振器部分の構成の一例を示す断面図である。リング共振器は共振波長が温度に極めて敏感なので、温度依存性を実質的に無くすアサーマル化を行うことがより望ましい。そのためには、リング共振器を構成する光導波路のクラッドの少なくとも一部に屈折率の温度係数が負の材料を用い、光変調器をアサーマル化する。屈折率の温度係数が負の材料の具体例としては、酸化チタン（ＴｉＯ２）、ＳｉｘＴｉ（１−ｘ）Ｏｙ、ポリマー、或いはポリイミド等が挙げられる。ここでは、例えば、ＴｉＯ２膜２０７で光導波路部分を上部から覆う。ここでは、幅７００ｎｍ、厚さ５００ｎｍのＴｉＯ２膜２０７（上部クラッド）で、光導波路部分が覆われている。また、ここでは、ＳＯＩ基板を用いることで、厚さ３μｍのＳｉＯ２膜１３６（ＢＯＸ層、下部クラッド）が光導波路の下部を覆っている。以下、特に説明しない点は、第１の実施形態と同様である。
【０１０４】
一般に温度係数が負の材料は、Ｓｉより屈折率が低いので、アサーマル化するためにはＳｉ導波路の断面積を小さくして、モードのかなりの割合を屈折率の温度係数が負のクラッド材料に染み出させることが有効である。図１９の例では、メサ部１６の幅を上述した各実施形態に比べて小さくすることでＳｉ導波路の断面積を小さくする。ここでは、幅２００ｎｍで形成する。メサ部１６の厚さは９０ｎｍで、残りのスラブ部分は厚さ５０ｎｍで形成される。
【０１０５】
また、ＳＯＩ基板の表面のＳｉ層のスラブ部分には、メサ部１６から一方の側面側に所定の距離離した位置にｐ型の半導体領域１６０を形成し、他方の側面側に所定の距離離した位置にｎ型の半導体領域１７０を形成する点は、上述した第１の実施形態と同様である。しかし、第３の実施形態では、メサ部１６とｐ型の半導体領域１６０或いはｎ型の半導体領域１７０との距離で周回損失を制御するものではない。そのため、メサ部１６とｐ型の半導体領域１６０或いはｎ型の半導体領域１７０との距離は周回損失が生じないだけの距離だけ離して配置すればよい。また、抵抗低減と光損失抑制の兼ね合いから、（ｐ＋）型の半導体領域１６０とｉ−Ｓｉ領域１４４の間に、（ｐ＋）型の半導体領域１６０よりキャリア密度が小さい、（ｐ−）型の半導体領域１６４を形成するとよい。同様に、（ｎ＋）型の半導体領域１７０とｉ−Ｓｉ領域１４４の間に、（ｎ＋）型の半導体領域１７０よりキャリア密度が小さい、（ｎ−）型の半導体領域１７４を形成するとよい。図１９では、メサ部１６を含むｉ−Ｓｉ領域１４４とその両側の（ｐ−）型の半導体領域１６４と（ｎ−）型の半導体領域１７４上にＴｉＯ２膜２０７が形成される。また、（ｐ＋）型の半導体領域１６０上にはオーミック接合した電極２０が、（ｎ＋）型の半導体領域１７０上にはオーミック接合した電極３０が、それぞれ形成される点は、第１の実施形態と同様である。
【０１０６】
このような断面積が小さく光閉じ込めの弱い光導波路で放射損の増大を抑えるためには、リング共振器の最小半径をかなり大きくする必要があり、従来手法でアサーマル化しようとすれば、高速性やフットプリントの観点で問題があった。ＴｉＯ２の屈折率とその温度係数ｄｎ／ｄＴの値は作製方法に依存していろいろな値をとるが、ここで用いているＴｉＯ２膜２０７の波長１５５０ｎｍ付近における屈折率は約２．３、ｄｎ／ｄＴは−１×１０−４／Ｋである。ＴｉＯ２膜２０７の負の温度係数がメサ部１６を含むＳｉ層やＳｉＯ２層１３６の正の温度係数を相殺するため、この導波路はＴＥ基本モード（実効屈折率２．０６）の伝搬光に対してほぼアサーマル条件を満たしている。ただし、導波光のかなりの割合がＴｉＯ２膜２０７（上部クラッド）に染み出した状態になるため、曲がり半径を１０μｍ以上にしないと放射損失を無視できないという問題があり、高速動作も実現できなかった。しかし、本実施形態によれば、周回損失をあえて発生させることができるので、共振器の最小半径を少し小さめに設定できる。かかる共振器の最小半径の調整で、共振器周回損失を式（２）〜式（８）の条件を満たす範囲に調整することができるので、小型で高速の実用的なアサーマル光変調器を実現することができる。ここでは、半径８μｍ前後の比較的小型のアサーマル光変調器で式（２）〜式（８）の条件が満たすことができ、５Ｇｂｐｓ以上の高速動作が実現される。
【０１０７】
ここでは、アサーマル化するためにメサ部の断面積を小さくし、その代わりに共振器の最小半径を大きくして周回損失を解消すべきところ、共振器の最小半径を若干小さくすることで周回損失を式（２）〜式（８）の条件を満たす範囲に調整する。
【０１０８】
ここで、アサーマル導波路でなくても、リング共振器を構成する光導波路メサ部の断面積を入出力光導波路の主要部（リング光変調器から離れた低損失の光導波路部分）のメサ部の断面積より狭くすることで、共振器の周回損失を増大させることができる。よって、かかる手法で周回損失を式（２）〜式（８）の条件を満たす範囲に調整しても好適である。
【０１０９】
（第４の実施形態）
周回損失を制御する手法は上述した実施形態に限るものではない。第４の実施形態では、マイクロヒーターで温度制御を行うことで、共振波長の微調整を行う構成について説明する。リング共振器は共振波長が温度に極めて敏感である点は上述した通りである。そこで、第４の実施形態では、あえてマイクロヒーターを光導波路の近傍に配置することで温度制御を行う。以下、特に説明しない点は、第１の実施形態と同様である。
【０１１０】
図２０は、第４の実施形態におけるリング光変調器のリング共振器部分の構成の一例を示す断面図である。リング共振器は共振波長が温度に極めて敏感なので、温度制御を行うことがより望ましい。そのために、リング共振器を構成する光導波路のメサ部１０から５００ｎｍ以内の部分に金属を配置する。例えば、光導波路上に温度制御用のマイクロヒーター２５２を設け、電流を流すことで共振波長の微調整を行う。光導波路の近傍にマイクロヒーター２５２を配置できるので小さい電流で高速に共振波長の微調整を行うことができるようになる。マイクロヒーター２５２は、電極の一例である。マイクロヒーター２５２の材料として、例えば、タングステン、ニッケルなどの金属抵抗膜が好適である。ここでは、図１〜図３で示す構成のうち、メサ部１０からｐ型半導体領域１６０までの距離とメサ部１０からｎ型半導体領域１７０までの距離が、周回損失を生じない４００ｎｍに設定している。また、メサ部１０を含むｉ−Ｓｉ領域１４０上をシリコン酸化膜２５１で覆い上部クラッドを構成する。そして、シリコン酸化膜２５１上にマイクロヒーター２５２を配置する。メサ部１０上部とマイクロヒーター２５２の距離を約３００ｎｍに設定する。
【０１１１】
かかる構成では、リング共振器の導波損失はマイクロヒーターのない場合に比べて１５ｄＢ／ｃｍ大きい。その結果、ｐ型半導体領域１６０やｎ型半導体領域１７０の配置位置で調整しなくても共振器の周回損失が実施形態１とほぼ同じになり、プリエンファシスなしの高速変調が可能となる。また、従来手法でマイクロヒーターを配置しようとする場合、周回損失を発生させないようにマイクロヒーターと光導波路のメサ部との距離を大きく離す必要があった。これに対して、第４の実施形態では、あえて、マイクロヒーター２５２と光導波路のメサ部１０の距離を近づけて周回損失を発生させるので、従来手法で設計する場合と比べて、より小さな電流で、より高速に共振波長を制御することができる。
【０１１２】
ここで、メサ部１０上部にマイクロヒーター２５２を配置する代わりに、金属、またはシリサイドのオーミック電極２０，３０を光導波路から５００ｎｍ以内の位置に近づけても好適である。この場合、素子の小型化、低抵抗化にも効果がある。
【０１１３】
（第５の実施形態）
上述した各実施形態では、ＳＯＩ基板の単結晶Ｓｉ層を用いて光導波路を構成したが、これに限るものではない。第５の実施形態では、ポリシリコン層を光導波路の一部に含めることで共振器の周回損失を調整する構成について説明する。以下、特に説明しない点は、第１の実施形態と同様である。
【０１１４】
図２１は、第５の実施形態におけるリング光変調器を搭載した半導体装置の構成の一例を示す断面図である。図２１において、第５の実施形態におけるリング光変調器は、Ｓｉ基板４０１表面に形成されたＣＭＯＳ集積回路の多層配線層４０２の上に形成された光配線用光集積回路の一部を構成する。リング共振器を構成する光導波路の一部にポリシリコンを用いると、ポリシリコンの結晶粒界による散乱損失で、共振器の周回損失を増大させることができる。この方法は、図２１に示すように、バックエンドプロセスでＬＳＩの電気配線層の上に光集積回路を形成する場合に、特に有益である。通常のバックエンドプロセスで形成された多層配線層４０２は、絶縁膜４０３内に埋め込まれた多層の金属配線層４０４やその間をつなぐ配線ビア４０５からなる。実際の金属配線層の層数はもっと多いが、図２１では簡略化して三層の配線層を示している。
【０１１５】
本実施形態のリング光変調器の閉ループ光導波路４０６は、低温形成ｐ型ポリシリコン層４０７、低温形成ｎ型ポリシリコン層４０８、および、これらのポリシリコン層４０７、４０８に接触するように低温（〜２５０℃）プラズマＣＶＤにより形成された水素終端アンドープ・アモルファス・シリコン（ａ−Ｓｉ：Ｈ）メサ部４０９を有している。そして、リング光変調器の閉ループ光導波路４０６は、多層配線が埋め込まれた絶縁膜４０３上に形成される。そして、上部から絶縁膜４１０によりほぼ平坦に埋め込まれている。閉ループ光導波路４０６のスラブ部分に形成されるポリシリコン層４０７、４０８の厚さは５０ｎｍで、ａ−Ｓｉ：Ｈメサ部４０９の厚さは約２２０ｎｍ、幅は約４５０ｎｍである。ポリシリコン層４０７，４０８は、電極配線４１１、ビア４０５、金属配線層４０４等を介して、ＣＭＯＳ駆動回路４１２に接続されている。
【０１１６】
ここでは、リング共振器の半径は１０μmで、方向性結合器の長さとギャップはそれぞれ５μm、３７０ｎｍとした。入出力導波路の方向性結合器以外の部分は、両側にポリシリコン・スラブのない光細線導波路とした。ａ−Ｓｉ：Ｈメサ部４０９自体の光損失は小さいので、入出力光導波路の伝搬損失は２ｄＢ／ｃｍ以下となる。一方、リング共振器には、ポリシリコン・スラブのポリシリコン層４０７，４０８の結晶粒界による散乱損失や自由キャリア吸収、放射損失、モード変換損失等があるため、周回損失は約４．５％（約３０ｄＢ／ｃｍ相当）となった。方向性結合器のパワー結合比は、約５％である。直列抵抗はやや高めであるが、ａ−Ｓｉ：Ｈは結晶Ｓｉよりキャリア寿命が短いため、キャリアの応答時間は第１の実施形態より短くなる。図１３（ａ）から明らかなように、かかるリング共振器は式（２）から式（８）の条件を満たしている。そして、キャリアの応答時間も短いので、駆動回路を高速化できれば、１０Ｇｂｐｓ以上でも光伝送が可能である。駆動回路と近接集積化されているので、整合用の抵抗は不要であり、５Ｇｂｐｓ伝送を行う場合における消費電力は０．３ｍＷであった。
【０１１７】
以上のように、第５の実施形態によれば、光損失が大きめのポリシリコンを光導波路の一部に用いることで周回損失を調整できる。そして、ポリシリコンを光導波路の一部に用いても、特性の優れたリング光変調器を実現することができるので、バックエンドプロセスにより光集積回路をＬＳＩチップに集積化する場合に極めて有効である。
【０１１８】
（第６の実施形態）
上述した各実施形態では、リング共振器と１つの入出力光導波路１１０を備えていたが、これに限るものではない。第６の実施形態では、複数の入出力光導波路をリング共振器に結合させる構成について説明する。以下、特に説明しない点は、第１の実施形態と同様である。
【０１１９】
図２２は、第６の実施形態におけるリング光変調器の構成を示す上面概念図である。図２２では、内容の理解が得られやすいように、光導波路部分だけを示している。その他の構成については図示を省略している。レーストラック状の閉ループ光導波路３０２に入出力光導波路３０１（第１の入出力光導波路）が光カプラ３０３（第１の光カプラ）を介して光学的に結合している。かかる構成までは、図１のリング光変調器と同様である。図２２では、さらに、入出力光導波路３０１とは異なる位置で、一部が閉ループ光導波路３０２の一部の近傍に位置するように配置された入出力光導波路３０４（第２の入出力光導波路）（ドロップポート）を備える。入出力光導波路３０４は、光カプラ３０５（第２の光カプラ）を介して閉ループ光導波路３０２に光学的に結合している。
【０１２０】
図２３は、第６の実施形態におけるリング光変調器のリング共振器部分の断面図である。図２３において、リング共振器の光導波路は、厚さ５０ｎｍの結晶Ｓｉスラブ１３４と、その上に形成されたアモルファスシリコン（ａ−Ｓｉ：Ｈ）からなるメサ部１８（厚さ１７０ｎｍ、幅４５０ｎｍ）から構成される。かかる点を除けば図１の構成と同様である。但し、図２３に示すリング共振器では、メサ部１８の側壁からｐ型半導体領域１６０までの距離とメサ部１８の側壁からｎ型半導体領域１７０までの距離とを調整することで周回損失を調整するわけではない。そのため、メサ部１８の側壁からｐ型半導体領域１６０までの距離とメサ部１８の側壁からｎ型半導体領域１７０までの距離は、それぞれ、周回損失が生じない距離で設定しておけばよい。レーストラック状の閉ループ光導波路３０２は、半径１０μmの弧状導波路部分と直線状の光カプラ３０３，３０５（長さ２．５μｍ）部分からなる（周回長約６７．８μm）。共振器自体の導波損失は約１０ｄＢ／ｃｍ（周回損失１．６％相当）で、第１の光カプラ３０３での光導波路間のギャップは３３０ｎｍ（パワー結合比４．４％）、第２の光カプラ３０５での光導波路間のギャップは３８０ｎｍ（パワー結合比２．２％）の非対称構造とした。第２の入出力光導波路３０５は入力光との干渉がないので、第２の光カプラ３０５を介してドロップポートへ分岐される光パワーが共振器の損失の一部となる。したがって、共振器を構成する導波路自体に故意に別の損失を与えなくても、共振器の周回損失は３．８％となり、式（２）〜式（８）に相当する条件を満たす。したがって、第１の実施形態の場合と同様の駆動条件で、スルーポート側光出力を用いて、１０Ｇｂｐｓの良好な光伝送を実現できる。また、第２の出力導波路３０５の光出力は、共振器の共振状態のモニタや、相補型光伝送に利用することができる。なお、最も良好な特性を得るためには、第２の光カプラ３０５のパワー結合比を、第１の光カプラ３０３のパワー結合比より小さめに設定するのが好ましい。
【０１２１】
また、二出力型のリング光変調器を用いた場合、ドロップポートを共振波長のモニタ用に使うことができるので、制御回路やリング共振器に近接して設けたマイクロヒーターと組み合わせることにより、共振波長を光源の波長に合わせることが可能となる。温度変化等により光源の波長が変動する場合、あるいはＷＤＭで光変調器の波長チャネルを切り替えて使う場合等に有効である。
【０１２２】
また、スルーポート出力とドロップポートで相補型の出力が得られるので、差動型光受信器と組み合わせれば、シングルエンド伝送と比べて小さな消光比、ないしは小さな光パワーで信号伝送を行うことができる。ドロップポート側はスルーポート側より挿入損失が大きく、立ち上がりも遅いため、キャリア寿命を短縮しないと、１０Ｇｂｐｓで上述した（１）〜（３）のアイ判定基準を満たすことは難しい。本実施形態では、ａ−Ｓｉ：Ｈのキャリア寿命がＳＯＩ基板のＳｉ層を用いて形成する場合よりも短いので、ドロップポート側も高速に応答し、１０Ｇｂｐｓの相補型光伝送が可能である。
【０１２３】
以上、具体例を参照しつつ実施形態について説明した。しかし、本発明は、これらの具体例に限定されるものではない。例えば、リング共振器を構成する光導波路の少なくとも一部に、キャリア寿命を短縮するための不純物ないし欠陥を導入することで条件式を満たすように調整しても好適である。金、白金などの金属不純物をドープしたり、シリコン、水素、ヘリウム等をイオン注入して欠陥を導入したりすることにより、キャリア寿命を短くすれば、より高速の応答が実現できる。このような手法によりキャリアの応答を速めることができることはよく知られているが、本実施例においては、金属不純物や欠陥による共振器周回損失増大の結果として式（２）〜（８）の条件が満たされることが特徴である。また、上述した各実施形態を適宜組み合わせてもよい。方向性結合器のパワー結合比は、導波路間のギャップ、方向性結合器の長さのほか、スラブ層厚、上部クラッド材料の選択などによっても、制御することができる。
【０１２４】
波長が１．５５μm帯から離れるにつれて、最適範囲は式（２）〜式（５）で規定される範囲から多少ずれるが、最適点は式（２）〜式（８）で規定される範囲の中にある。
【０１２５】
また、方向性結合器のパワー結合比は、同一プロセスで作製した評価用方向性結合器のパワー分岐比から求めることができる。あるいは、方向性結合器の寸法や構成材料の屈折率が既知であれば、ＢＰＭ、ＦＤＴＤ等によるシミュレーションで計算することが可能である。方向性結合器の入出力部の曲がり導波路における光の結合が無視できないので、モード結合理論による直線部のみの計算では不十分である。
【０１２６】
また、共振器の周回損失は、単独のリング光変調器の特性評価から直接求められる量ではないが、長さ、曲がりの数、直線導波路と曲がり導波路の接続の数等を変えた複数の評価用光導波路の透過特性から求めることができる。あるいは、周長が同じで方向性結合器のパワー結合比が異なる複数のリング光共振器の出力スペクトルのコントラスト比やスペクトル幅を、理論計算と比較することによっても推算することができる。周回損失がパワー結合比よりやや小さい場合は、電流を注入して透過スペクトルのコントラストが最も深くなったところで、共振器周回損失＝方向性結合器のパワー結合比（臨界結合）となる。方向性結合器のパワー結合比やキャリア寿命が既知であれば、これらの値を使って電界無印加時の周回損失を計算することができる。
【０１２７】
以上、詳述したように、各実施形態によれば、プリエンファシスをかけることなしに、低電圧駆動で高速の光変調をかけることができる。いずれにしても、式（２）から式（８）の条件を満たす必要がある。また、このような構成をとったことにより、素子の直列抵抗や寄生容量が大きくならないよう、注意する必要がある。
【０１２８】
また、各層（膜）の膜厚や、サイズ、形状、数などについても、半導体集積回路や各種の半導体素子において必要とされるものを適宜選択して用いることができる。
【０１２９】
その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全てのリング光変調器は、本発明の範囲に包含される。
【０１３０】
また、説明の簡便化のために、半導体産業で通常用いられる手法、例えば、フォトリソグラフィプロセス、処理前後のクリーニング等は省略しているが、それらの手法が含まれ得ることは言うまでもない。
【符号の説明】
【０１３１】
１０，１２，１４，１６，１８ メサ部、１１ スラブ部、２０，２２，３０，３２ 電極、１００ リング光変調器、１１０，３０１，３０４ 入出力光導波路、１２０，３０２ リング共振器、１２１ 閉ループ光導波路、１３０，１３２，３０３，３０５ 光カプラ、１６０，１７０，１７２ 高不純物濃度半導体領域、２０７ ＴｉＯ２膜、２５２ マイクロヒーター、４０７，４０８ ポリシリコン膜
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流注入手段を備えたｐ−ｉ−ｎダイオード構造の閉ループ光導波路を有するリング共振器と、
一部が前記閉ループ光導波路の一部の近傍に位置するように配置された入出力光導波路と、
を備え、
互いに近傍に位置する前記閉ループ光導波路の一部と前記入出力光導波路の一部とが、前記リング共振器と前記入出力光導波路とを光学的に結合する光カプラとして機能し、前記リング共振器に注入する電流を変化させて閉ループ光導波路内のキャリア密度と実効屈折率を介して所定の共振波長λｒを変化させることにより前記入出力光導波路の一端から入力された共振波長λｒおよび前記共振波長λｒから所定の範囲内の波長の光の強度を変調するリング光変調器であって、
前記リング共振器を構成する閉ループ光導波路の共振波長λｒにおける群屈折率をｎｇ、前記閉ループ光導波路の周長をｌ［μｍ］、前記閉ループ光導波路のうち前記光カプラとして機能する前記リング共振器の一部を除く残りの部分の導波路長をｌ’［μｍ］とするとき、前記光カプラの出力から入力までリング共振器を周回する共振波長λｒの光に対して、電流ＯＦＦ時の共振器一周回あたりの損失ｘ［％］と光カプラのパワー結合比ｙ［％］が、以下の式（２）から式（８）までの関係を満たすことを特徴とするリング光変調器。
【数１９】
【数２０】
【数２１】
【数２２】
【数２３】
【数２４】
【数２５】
【請求項２】
さらに、前記共振器一周回あたりの損失x［％］と前記光カプラのパワー結合比y［％］が、以下の式（９）から式（１０）の関係を満たすことを特徴とする請求項１記載のリング光変調器。
【数２６】
【数２７】
【請求項３】
前記リング共振器を構成する光導波路として、シリコン（Ｓｉ）を主たる構成要素とするメサ部とスラブ部とを有するリブ光導波路が用いられることを特徴とする請求項１又は２記載のリング光変調器。
【請求項４】
前記ダイオード構造に対しての高注入時の直列抵抗と前記リング共振器の周長の積が、４Ωｍｍ以下であることを特徴とする請求項１〜３いずれか記載のリング光変調器。
【請求項５】
前記リング共振器を構成する前記リブ光導波路は、メサ部の両側にスラブ部を有し、一方のスラブ部には、キャリア密度が５×１０１９ｃｍ−３以上のｐ型の高不純物濃度領域が設けられ、他方のスラブ部には、キャリア密度が５×１０１９ｃｍ−３以上のｎ型の高不純物濃度領域が設けられ、
ｐ型の高不純物濃度領域側の前記メサ部の側壁から前記ｐ型の高不純物濃度領域端までの最短部の距離と、ｎ型の高不純物濃度領域側の前記メサ部の側壁から前記ｎ型の高不純物濃度領域端までの最短部の距離とが、共に１００〜１８０ｎｍとなるように前記ｐ型の高不純物濃度領域とｎ型の高不純物濃度領域とが形成されたことを特徴とする請求項３又は４記載のリング光変調器。
【請求項６】
前記閉ループ光導波路に曲率半径５〜７．５μmの部分が形成されたことを特徴とする請求項１〜４いずれか記載のリング光変調器。
【請求項７】
前記閉ループ光導波路の少なくとも一部を覆う、屈折率の温度係数が負の材料を用いたクラッドをさらに備えたことを特徴とする請求項１〜４いずれか記載のリング光変調器。
【請求項８】
前記閉ループ光導波路のメサ部の断面積が前記入出力光導波路のメサ部の断面積よりも狭くなるように形成されたことを特徴とする請求項３又は４いずれか記載のリング光変調器。
【請求項９】
前記閉ループ光導波路のメサ部から５００ｎｍ以内の位置に、金属と金属シリサイドとの少なくとも１つをさらに備えたことを特徴とする請求項３又は４いずれか記載のリング光変調器。
【請求項１０】
前記閉ループ光導波路の一部の材料として、ポリシリコンが用いられることを特徴とする請求項１〜３いずれか記載のリング光変調器。
【請求項１１】
前記入出力光導波路を第１の入出力光導波路とし、前記光カプラを第１の光カプラとした場合に、
前記第１の入出力光導波路とは異なる位置で、一部が前記閉ループ光導波路の一部の近傍に位置するように配置された第２の入出力光導波路をさらに備え、
互いに近傍に位置する前記閉ループ光導波路の一部と前記第２の入出力光導波路の一部とが、前記リング共振器と前記第２の入出力光導波路とを光学的に結合する第２の光カプラとして機能し、
前記第２の入出力光導波路への分岐損失も含めた共振器一周回あたりの損失ｘ［％］と第１の光カプラのパワー結合比ｙ［％］が、前記式（２）から式（８）までの関係を満たすことを特徴とする請求項１〜４いずれか記載のリング光変調器。
【請求項１２】
前記第２の光カプラのパワー結合比が前記第１の光カプラのパワー結合比よりも小さくなるように形成されたことを特徴とする請求項１１記載のリング光変調器。
【請求項１】
電流注入手段を備えたｐ−ｉ−ｎダイオード構造の閉ループ光導波路を有するリング共振器と、
一部が前記閉ループ光導波路の一部の近傍に位置するように配置された入出力光導波路と、
を備え、
互いに近傍に位置する前記閉ループ光導波路の一部と前記入出力光導波路の一部とが、前記リング共振器と前記入出力光導波路とを光学的に結合する光カプラとして機能し、前記リング共振器に注入する電流を変化させて閉ループ光導波路内のキャリア密度と実効屈折率を介して所定の共振波長λｒを変化させることにより前記入出力光導波路の一端から入力された共振波長λｒおよび前記共振波長λｒから所定の範囲内の波長の光の強度を変調するリング光変調器であって、
前記リング共振器を構成する閉ループ光導波路の共振波長λｒにおける群屈折率をｎｇ、前記閉ループ光導波路の周長をｌ［μｍ］、前記閉ループ光導波路のうち前記光カプラとして機能する前記リング共振器の一部を除く残りの部分の導波路長をｌ’［μｍ］とするとき、前記光カプラの出力から入力までリング共振器を周回する共振波長λｒの光に対して、電流ＯＦＦ時の共振器一周回あたりの損失ｘ［％］と光カプラのパワー結合比ｙ［％］が、以下の式（２）から式（８）までの関係を満たすことを特徴とするリング光変調器。
【数１９】
【数２０】
【数２１】
【数２２】
【数２３】
【数２４】
【数２５】
【請求項２】
さらに、前記共振器一周回あたりの損失x［％］と前記光カプラのパワー結合比y［％］が、以下の式（９）から式（１０）の関係を満たすことを特徴とする請求項１記載のリング光変調器。
【数２６】
【数２７】
【請求項３】
前記リング共振器を構成する光導波路として、シリコン（Ｓｉ）を主たる構成要素とするメサ部とスラブ部とを有するリブ光導波路が用いられることを特徴とする請求項１又は２記載のリング光変調器。
【請求項４】
前記ダイオード構造に対しての高注入時の直列抵抗と前記リング共振器の周長の積が、４Ωｍｍ以下であることを特徴とする請求項１〜３いずれか記載のリング光変調器。
【請求項５】
前記リング共振器を構成する前記リブ光導波路は、メサ部の両側にスラブ部を有し、一方のスラブ部には、キャリア密度が５×１０１９ｃｍ−３以上のｐ型の高不純物濃度領域が設けられ、他方のスラブ部には、キャリア密度が５×１０１９ｃｍ−３以上のｎ型の高不純物濃度領域が設けられ、
ｐ型の高不純物濃度領域側の前記メサ部の側壁から前記ｐ型の高不純物濃度領域端までの最短部の距離と、ｎ型の高不純物濃度領域側の前記メサ部の側壁から前記ｎ型の高不純物濃度領域端までの最短部の距離とが、共に１００〜１８０ｎｍとなるように前記ｐ型の高不純物濃度領域とｎ型の高不純物濃度領域とが形成されたことを特徴とする請求項３又は４記載のリング光変調器。
【請求項６】
前記閉ループ光導波路に曲率半径５〜７．５μmの部分が形成されたことを特徴とする請求項１〜４いずれか記載のリング光変調器。
【請求項７】
前記閉ループ光導波路の少なくとも一部を覆う、屈折率の温度係数が負の材料を用いたクラッドをさらに備えたことを特徴とする請求項１〜４いずれか記載のリング光変調器。
【請求項８】
前記閉ループ光導波路のメサ部の断面積が前記入出力光導波路のメサ部の断面積よりも狭くなるように形成されたことを特徴とする請求項３又は４いずれか記載のリング光変調器。
【請求項９】
前記閉ループ光導波路のメサ部から５００ｎｍ以内の位置に、金属と金属シリサイドとの少なくとも１つをさらに備えたことを特徴とする請求項３又は４いずれか記載のリング光変調器。
【請求項１０】
前記閉ループ光導波路の一部の材料として、ポリシリコンが用いられることを特徴とする請求項１〜３いずれか記載のリング光変調器。
【請求項１１】
前記入出力光導波路を第１の入出力光導波路とし、前記光カプラを第１の光カプラとした場合に、
前記第１の入出力光導波路とは異なる位置で、一部が前記閉ループ光導波路の一部の近傍に位置するように配置された第２の入出力光導波路をさらに備え、
互いに近傍に位置する前記閉ループ光導波路の一部と前記第２の入出力光導波路の一部とが、前記リング共振器と前記第２の入出力光導波路とを光学的に結合する第２の光カプラとして機能し、
前記第２の入出力光導波路への分岐損失も含めた共振器一周回あたりの損失ｘ［％］と第１の光カプラのパワー結合比ｙ［％］が、前記式（２）から式（８）までの関係を満たすことを特徴とする請求項１〜４いずれか記載のリング光変調器。
【請求項１２】
前記第２の光カプラのパワー結合比が前記第１の光カプラのパワー結合比よりも小さくなるように形成されたことを特徴とする請求項１１記載のリング光変調器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【公開番号】特開２０１２−１９８４６５（Ｐ２０１２−１９８４６５Ａ）
【公開日】平成２４年１０月１８日（２０１２．１０．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−６４０６６（Ｐ２０１１−６４０６６）
【出願日】平成２３年３月２３日（２０１１．３．２３）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月１８日（２０１２．１０．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年３月２３日（２０１１．３．２３）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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