保護回路を備えたコンバータ

【課題】直流−交流変換効率を改善すること。
【解決手段】保護回路４を備えたコンバータは、電力源１からの電荷を蓄積するコンデンサＣ１を含む。保護回路４は、コンデンサＣ１に直列に接続される。コンデンサＣ１および保護回路４に、直流−交流コンバータ２が直列に接続される。保護回路４は、コア４ａ、コア４ａ内に一定磁束を発生させる磁束発生器４ｃ、コア４ａに巻かれたコイル４d、およびコイル４ｄに並列に接続された抵抗器４ｅを含む。コイル４ｄを定格電流が流れるとき、コイル４ｄは低インピーダンス領域で動作し、保護回路４に電力損失を生じさせないようにする。コイル４ｄを貫通電流が流れるとき、コイル４ｄは高インピーダンス領域で動作し、貫通電流を即時停止させるようにする。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力を交流電力に変換する交流コンバータに関し、さらに詳しくはコンバータを短絡ダメージから保護する保護回路を備えたコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電力源に直列に接続されたＩＧＢＴなどの少なくとも２つのパワートランジスタを用いて、直流電力などの電力を交流電力に変換するために、交流コンバータが使用される。２つのパワートランジスタは、動作中、オン期間を重複しないで交互にオン、オフする。したがって２つのパワートランジスタの接続点から交流電力が生成され、負荷へ加えられる。
【０００３】
誤動作により、２つのパワートランジスタのうちの一方がオンのまま、他方のパワートランジスタがオンした場合、直流電力源に短絡回路が確立される。その結果、２つのパワートランジスタを通って貫通電流が流れ、パワートランジスタおよびその他の回路要素がダメージを受ける。
【０００４】
このような貫通電流を回避するため、保護回路を備えたコンバータが提案されている。特開２００３−１４３８６３号公報には、保護回路を備えたコンバータの従来技術の例が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００３−１４３８６３号公報
【０００６】
図１は、コンデンサＣｐ、直流−交流コンバータ２０内の２つのパワートランジスタ２０ｔ、および保護回路４０を含む、保護回路を備えたコンバータの従来技術が示されている。保護回路４０は、トランジスタ４０ｔ、およびコンデンサＣｐと端子Ｎとの間に逆方向に接続されたダイオード４０ｄを含む。
【０００７】
通常動作においては、トランジスタ４０ｔかダイオード４０ｄのいずれかを通って、保護回路４０に電流が流れる。
【０００８】
コンバータ２０内の両トランジスタ２０ｔのうちのいずれかが誤って動作するまたは故障すると、コンデンサＣｐから両トランジスタ２０ｔと保護回路４０内のトランジスタ４０ｔとを通り、貫通電流が流れる。この場合、保護回路４０内のトランジスタ４０ｔをオフにして、貫通電流を停止させる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
保護回路を備えたコンバータの従来技術には、次のような解決すべき課題がある。
【００１０】
保護回路を備えたコンバータの従来技術によれば、保護回路内に設けられたトランジスタ４０ｔおよびダイオード４０ｄは、内部抵抗を有するので、通常動作において、電力損失を受けやすく、直流−交流変換効率の低下をもたらす。
【００１１】
保護回路を備えたコンバータの従来技術によれば、トランジスタ４０ｔは高い電流破壊耐久性を有しなければならず、トランジスタ４０ｔのコスト高をもたらす。
【００１２】
保護回路を備えたコンバータの従来技術によれば、トランジスタ４０ｔは、保護回路に対し外部から制御信号を供給する能動制御回路を設けなければならない。このような能動制御回路を備えた保護回路はコスト高であり、調整を必要とする。能動制御回路を調整できないと、保護回路は首尾よく貫通電流を停止させることができず、システム破壊をもたらすことになる。
【００１３】
保護回路を備えたコンバータの従来技術によれば、貫通電流が首尾よく停止した後においても、コンデンサＣｐは充電された状態を保ち続け、取り扱いには危険な状態をもたらしている。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明によれば、保護回路を備えたコンバータは、電力源からの電荷を蓄積するコンデンサと、第１接続点と第２接続点との間において、前記コンデンサに直列に接続された保護回路と、前記第１接続点と第２接続点との間に直列接続された上方スイッチングセグメントと下方スイッチングセグメントを有する直流−交流コンバータと、前記上方スイッチングセグメントと前記下方スイッチングセグメントとを交互に駆動するドライバとを含む。前記保護回路は、磁束を保持するコアと、飽和状態が解消する飽和限界点から所定量だけ超えたレベルである一定磁束まで、前記コア内に磁束を発生させる磁束発生器と、前記コンデンサに直列に接続され、前記コアに巻かれた第１コイルと、前記第１コイルに並列に接続された抵抗器とを含む。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、保護回路を備えたコンバータは、磁束飽和状態のコアに巻かれたコイルを使用する。したがってコイルに流れる電流は、通常動作の間、実質的に抵抗値またはインピーダンス値はゼロに近い。それゆえに、この保護回路では、どんな実質的な電力損失ももたらさない。このように、直流−交流変換効率は改善することができる。
【００１６】
本発明によれば、保護回路を備えたコンバータは、磁束飽和状態のコアに巻かれたコイルを使用する。したがってコイルに用いる電線の断面積を増加させることで、コイルの電流破壊耐久性を容易に高く改善することができる。
【００１７】
本発明によれば、保護回路を備えたコンバータは、磁束飽和状態のコアに巻かれたコイルを使用する。したがって、保護回路にいかなる能動制御回路も設ける必要がない。保護回路は、受動保護回路として動作する。したがって、どんな調整制御も必要でない。
【００１８】
本発明によれば、保護回路を備えたコンバータは抵抗器を有し、この抵抗器は貫通電流が停止した後にコンデンサを放電することを可能にする。したがってコンデンサが、危険な状態のままになっていることを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１は保護回路を備えたコンバータの先行技術を示す回路図である。
【図２】図２は本発明の第１の実施形態に従う、保護回路を備えたコンバータを示す回路図である。
【図３】図３はドライバから生成された信号の信号波形図である。
【図４】図４は保護回路に用いるコアのＢ−Ｈ曲線を示す図である。
【図５】図５は図２に示された本発明の第１の実施形態の変形を示す回路図である。
【図６】図６は図２の回路に用いる直流電流源の詳細を示す図である。
【図７】図７は図２に示された保護回路の変形を示す図である。
【図８】図８は図７の保護回路に用いるコアおよびコイルの断面斜視図である。
【図９】図９は本発明の第２の実施形態に従う、保護回路を備えたコンバータを示す回路図である。
【図１０】図１０はドライバから生成された信号の信号波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
＜第１の実施形態＞
図２は、本発明の第１の実施形態に基づく、保護回路を備えたコンバータを示す。保護回路を備えたコンバータは、電力源１、保護回路４に結合された直流回路３、および電力コンバータ２を含む。
【００２１】
電力源１は、直流電力を直流回路３へ供給し、直流回路３の接続点ＰおよびＮに接続される。
【００２２】
直流回路３は、コンデンサＣ１を含み、コンデンサＣ１は保護回路４に直列に接続されている。コンデンサＣ１と保護回路４との直列接続は、接続点Ｐと接続点Ｎとの間に接続される。コンデンサＣ１は、電力源１から直流回路３へ流れる充電電流Ｉｃによって充電される。
【００２３】
電力コンバータ２は接続点Ｐと接続点Ｎとの間に直列に接続される１対のセグメント（上方セグメント２ｕおよび下方セグメント２ｄ）を含み、直流−交流変換ユニットとしての機能を果たす。
【００２４】
上方セグメント２ｕは、トランジスタＴｕ、および並列に、かつ逆方向に接続されたダイオードＤｕを含む。同様に、下方セグメント２ｄは、トランジスタＴｄ、および並列に、かつ逆方向に接続されたダイオードＤｄを含む。トランジスタＴｕおよびＴｄは、それぞれスイッチとしての機能を果たす。したがって、上方セグメントおよび下方セグメントは、それぞれ上方スイッチングセグメントおよび下方スイッチングセグメントとも呼ばれる。上方セグメント２ｕと下方セグメント２ｄとの接続点Ｊ１は、負荷６に接続される。
【００２５】
トランジスタＴｕおよびＴｄは、ドライバ８によって制御される。ドライバ８は、図３に示されるように駆動信号ＳｕおよびＳｄを生成し、駆動信号ＳｕおよびＳｄはそれぞれトランジスタＴｕおよびＴｄのゲートへ加えられる。駆動信号ＳｕおよびＳｄは、例えばＰＷＭ信号である。パルス信号Ｓｕとパルス信号Ｓｄとは、互いに重複しない。信号Ｓｕのパルス期間の間、トランジスタＴｕはオンし、負荷電流Ｉｗ＋がコンデンサＣ１から上方セグメント２ｕを通って負荷６へ流れる。信号Ｓｄのパルス期間の間、トランジスタＴｄはオンし、負荷電流Ｉｗ＋が負荷６から下方セグメント２ｄと保護回路４の第２コイル４ｄとを通ってコンデンサＣ１へ流れる。さらに、誘導性負荷の場合などの負荷６のタイプに依存して、負荷６から逆負荷電流Ｉｗ−が流れる。したがって通常動作のもとで、負荷電流Ｉｗ＋またはＩｗ−の振幅Ａｒが定格電流以下であれば、負荷電流Ｉｗ＋またはＩｗ−はコンデンサＣ１と負荷６との間を流れる。
【００２６】
図２に示す電力コンバータ２は、１対のセグメント２ｕおよび２ｄを有する単相の電力コンバータ２であるが、３相などの複数相を有するものであってもよい。３相電力コンバータの場合、図５に示されるように接続点Ｐと接続点Ｎとの間に、３対のセグメントが互いに並列に接続される。
【００２７】
図５は、３相の電力コンバータ２を示し、電力コンバータ２は、接続点Ｐと接続点Ｎとの間に並列に接続された、３対の上方および下方セグメント（２ｕ１、２ｄ１）、（２ｕ２、２ｄ２）および（２ｕ３、２ｄ３）を含む。第１対の上方および下方セグメント２ｕ１および２ｄ１は、トランジスタＴｕ１およびＴｄ１、ならびにダイオードＤｕ１およびＤｄ１を含む。第２対の上方および下方セグメント２ｕ２および２ｄ２は、トランジスタＴｕ２およびＴｄ２、ならびにダイオードＤｕ２およびＤｄ２を含む。第３対の上方および下方セグメント２ｕ３および２ｄ３は、トランジスタＴｕ３およびＴｄ３、ならびにダイオードＤｕ３およびＤｄ３を含む。これらの上方および下方セグメントは、図２に関連して説明したのと同様なやり方で構成される。図５の場合、ドライバ８は、３相の交流電力用に、３対の駆動信号（Ｓｕ１、Ｓｄ１）、（Ｓｕ２、Ｓｄ２）および（Ｓｕ３、Ｓｄ３）を生成する。
【００２８】
再び図２を参照すると、保護回路４は、磁気コア４ａ、直流電流源４ｂ、直流電流源４ｂに接続され磁気コア４ａに巻かれた磁束発生コイル４ｃ、磁気コア４ａに巻かれた電流検出用コイル４ｄ、および電流検出用コイル４ｄに並列に接続された抵抗器４ｅを含む。電流検出用コイル４ｄの両端は、コンデンサＣ１を介して接続点ＰおよびＮに接続される。接続点Ｐと接続点Ｎとの間におけるコンデンサＣ１および保護回路４の電流検出用コイル４ｄの順序は、図２に示される上述した順序でもよく、または反対の順序でもよい。
【００２９】
直流電流源４ｂおよび磁束発生コイル４ｃは、図２に点線で示す時計回り（第１方向）に、コア４ａを貫通する一定磁束Ｈ１を発生させる一定磁束発生器を構成する。電流検出用コイル４ｄは、負荷電流Ｉｗ＋またはＩｗ−によってそれぞれ反時計回りまたは時計回りの方向に、コア４ａを貫通する磁束を生成する。電流検出用コイル４ｄは、直流回路３と電力コンバータ２との間に流れる電流を検出する検出器としての機能、さらには貫通電流などの異常電流がコイル４ｄを流れるときにこの異常電流を遮断するスイッチとしての機能を果たす。
【００３０】
図４を参照すると、磁気コア４ａの特性を表すＢ−Ｈ曲線が示される。コイル４ｃを流れる電流が増加すると、コア４ａ内の磁界または磁束Ｈは、時計回りの方向に増加する。磁束ＨがＨ０以上に増加すると、磁束密度Ｂは一定レベルＢｓに飽和する。磁束Ｈ０は、正側の飽和限界点であり、磁束が減少しているときに飽和状態が解消する点である。同様に、磁束−Ｈ０は負側の飽和限界点である。したがって、磁束Ｈ１が一定磁束発生器（４ｂ、４ｃ）によって生成されると、磁束密度は一定レベルＢｓで飽和する。
【００３１】
磁束Ｈ１が一定磁束発生器（４ｂ、４ｃ）によって時計回りの方向に生成されていると同時に、負荷電流Ｉｗ＋が電力コンバータ２を流れると、磁束Ｈｗ＋がコア４ａ内に反時計回りの方向に現れる結果、全磁束Ｈ２は次のようになる。
Ｈ１−（Ｈｗ＋）＝Ｈ２
ここで磁束Ｈｗ＋は、定格電流の振幅Ａｒを有する負荷電流Ｉｗ＋によって発生する。ここで、磁束Ｈ２が、依然として飽和した一定レベルＢｓであることに注目すべきである。
【００３２】
同様に、負荷電流Ｉｗ−が電力コンバータ２を流れると、磁束Ｈｗ−がコア４ａ内に時計回りの方向に現れる結果、全磁束Ｈ３は次のようになる。
Ｈ１＋（Ｈｗ−）＝Ｈ３
【００３３】
なお、Ｉｗ＋またはＨｗ＋などの参照符号は、電流値または磁束値など、対応する要素の値も表すものとする。
【００３４】
本発明によれば、磁束Ｈ２およびＨ３は、飽和状態である一定レベルＢｓの領域内で得られた値である。このために、一定磁束発生器（４ｂ、４ｃ）は、限界点Ｈ０をＨｗ＋以上の量だけ超えた一定磁束Ｈ１を発生させるように構成される。
【００３５】
Ｂ−Ｈ曲線の傾き（タンジェント）が、コイル４ｄを流れる電流などの電流のインピーダンスを表すので、磁束密度が飽和した一定レベルＢｓにある場合の磁界Ｈの領域、すなわちコアへ加えられる全磁束が限界点Ｈ０を超えた領域において、コイル４ｄのインピーダンスは大略ゼロに等しい。このような領域は、低インピーダンス領域ＬＩＲと呼ばれる。対照的に、Ｂ−Ｈ曲線が急激な傾きを有する領域、すなわち正側限界点Ｈ０と負側限界点−Ｈ０との間の領域では、コイル４ｄのインピーダンスは非常に大きくなり、コイル４ｄを流れる電流は遮断されるようになる。このような領域は、高インピーダンス領域ＨＩＲと呼ばれる。
【００３６】
上述から明らかなように、一定磁束発生器（４ｂ、４ｃ）は、正側限界点Ｈ０をＨｗ＋以上超えた一定磁束Ｈ１を発生させる。このような磁束Ｈｗ＋を選んだのは、一定磁束発生器（４ｂ、４ｃ）が発生する磁束の方向とは反対方向である、正の負荷電流Ｉｗ＋によって発生される磁束を考慮したからである。
【００３７】
通常動作において、直流回路３と電力コンバータ２との間を流れる電流が電流Ｉｗ＋またはＩｗ−（振幅がＡｒ以下の場合）であるので、コア４ａ内の磁束は、図４に示されるように常に低インピーダンス領域ＬＲＩ内にあるＨ２とＨ３との間で変化することになる。したがって、コンバータが通常動作のもとで動作する限り、直流回路３と電力コンバータ２との間を流れる電流は、電流Ｉｗ＋と電流Ｉｗ−との間にあり、それゆえに保護回路４のコイル４ｄを流れる電流は、実質的に電力損失を示さず、銅線などのコイル４ｄを形成するリード線の抵抗による電力損失を示すだけである。
【００３８】
例えば駆動信号ＳｕもしくはＳｄのエラーで、またはトランジスタＴｕもしくはＴｄの故障で、トランジスタＴｕおよびＴｄのうちの１つが適切に動作することができないとき、両トランジスタＴｕおよびＴｄは、同時にオン状態を示して、接続点Ｐと接続点Ｎとの間に好ましくない短絡を引き起こすことがある。このような場合、好ましくない貫通電流が、コンデンサＣ１から、２つのトランジスタＴｕおよびＴｄを介して、保護回路４のコイル４ｄを通って流れ、コンデンサＣ１へ戻る。貫通電流は通常動作電流Ｉｗ＋より大きいので、コイル４ｄが発生する磁束は、図４に示されるように、Ｈｅ＋などＨｗ＋より大きな磁束変化を示す。したがってコア４ａ内の全磁束は、高インピーダンス領域ＨＩＲ内の値、すなわち−Ｈ０と＋Ｈ０との間の値へ変化する。従って貫通電流は、コイル４ｄによって瞬時に遮断されて、貫通電流が更にコイル４ｄを流れることを阻止する。言い換えれば貫通電流は、貫通電流の徴候が出た時に阻止することができる。保護回路４は、調整の必要な制御信号を用いないので、受動保護回路とみなすことができる。
【００３９】
この時、コンデンサＣ１は依然として高電圧に充電された状態を保持している。コンデンサＣ１内の電荷を徐々に放出するために抵抗器４ｅが設けられている。抵抗器４ｅを通ってコンデンサＣ１が徐々に放電される。
【００４０】
本発明によれば、保護回路２が貫通電流の徴候の検知し、貫通電流を瞬時に遮断することができるので、貫通電流によってダメージを受ける回路要素を、かかるダメージから防止することができる。
【００４１】
さらに、コイル４ｄが電流遮断素子に用いられているので、通常動作の間、コイル４ｄに流れる電流は、どんなインピーダンスも受けない。したがって通常動作の間、保護回路２の電力損失は実質的にゼロである。
【００４２】
更に、コイル４ｄに並列に抵抗器４ｅが設けられるので、コンデンサＣ１内の電荷は、貫通電流の徴候を検知した後、徐々に放電することができる。
【００４３】
図６は、直流電流源４ｂの例を示す。直流電流源４ｂは、コイル４ｃ（または図７に示される例のコイル４ｄ）の両端間に、直列に接続された直流パルス源４ｂ１およびインダクタ４ｂ２を含む。直流パルス源４ｂ１から生成された直流パルス列は、インダクタ４ｂ２によって平滑化される。したがって、インダクタ４ｂ２から生成された電流は、波状の直流電流である。
【００４４】
図７は、保護回路４の変形例を示す。２つのコイル４ｃおよび４ｄを設ける代わりに、ただ１つのコイル４ｄが設けられている。コイル４ｃに接続されていた直流電流源４ｂは、コイル４ｄに接続される。したがってコイル４ｄは、一定磁束発生器としての機能、かつ直流回路３と電力コンバータ２との間を流れる電流を検出する検出器としての機能を果たす。この構成によって、保護回路４の構造は、簡略化することができる。
【００４５】
図８は、図７に記載のコア４ａおよびコイル４ｄの具体的配置例を示す。コア４ａは、中心穴４ｆを有する円筒形コアである。円筒形コアは、鉄−シリコン（Ｆｅ−Ｓｉ）合金から作られた一体型の固体金属である。別の例として、円筒形コアは、鉄−シリコン合金から作られた複数のリングを、電気絶縁層を間に挟んで積み重ねて作ることもできる。これにより、コア内部の渦電流を抑圧することができる。コイル４ｄは、円筒形の形状を有する円筒形外壁４ｈ、円筒形外壁４ｈの一端を封じる端部部材４ｋ、および端部部材４ｋから円筒形外壁４ｈの中心を貫いて延びる中心棒４ｇから作られた、単一巻きコイルで構成される。中心棒４ｇの開放端４ｉは、円筒形外壁４ｈの開口端で終端し、コイル４ｄ用の第１接続端子として用いられる。円筒形外壁４ｈの開口端から延びる舌状部分４ｊは、コイル４ｄ用の第２接続端子として用いられる。コイル４ｄは、銅などの電気伝導材料から作られる。
【００４６】
円筒形コア４ａは、円筒形外壁４ｈの内側に位置し、コア４ａとコイル４ｄとの間に適切な電気絶縁材料（図示されない）が付加された状態で、中心棒４ｇが中心穴４ｆ内に挿入される。
【００４７】
上述した構成によって、コイル４ｄは簡単で、かつ容易に作成することができる。
【００４８】
＜第２の実施形態＞
図９は、本発明の第２の実施形態を示し、保護回路を備えたコンバータが示される。図９に示される保護回路を備えたコンバータは、電力源２１、保護回路２４に結合された直流回路２３、および電力コンバータ２２を含む。
【００４９】
電力コンバータ２２は、上方スイッチングセグメント２２ｕと下方スイッチングセグメント２２ｄとの直列接続、ならびにブリッジ型ダイオードＤ２５およびＤ２６を含む。上方スイッチングセグメント２２ｕは、トランジスタＴ２１およびＴ２２ならびにダイオードＤ２１およびＤ２２を含み、下方スイッチングセグメント２２ｄは、トランジスタＴ２３およびＴ２４ならびにダイオードＤ２３およびＤ２４を含み、これらは図９に示されるように接続される。トランジスタＴ２１、Ｔ２２、Ｔ２３およびＴ２４は、ドライバ（図２に示されるドライバ８などであり、図９には示されない）からの駆動信号Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３、Ｓ２４が供給される。駆動信号Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３およびＳ２４は、図１０に示されている。
【００５０】
トランジスタＴ２１とトランジスタＴ２２との接続点は、上方スイッチングセグメント２２ｕの中心点と呼ばれ、トランジスタＴ２３とトランジスタＴ２４との接続点は、下方スイッチングセグメント２２ｄの中心点と呼ばれる。上方および下方スイッチングセグメントは、第１接続点Ｐと第２接続点Ｎとの間に直列に接続される。ブリッジ型ダイオードＤ２５およびＤ２６は、上方スイッチングセグメント２２ｕの中心点と下方スイッチングセグメント２２ｄの中心点との間に直列に接続される。ブリッジ型ダイオードＤ２５およびＤ２６の中心点は、中性接続点Ｃに接続される。中性接続点Ｃは、接続点Ｐの電圧と接続点Ｎの電圧の中心にある中心電圧を示す。
【００５１】
直流回路２３は、第１コンデンサＣ２１および第２コンデンサＣ２２を含む。保護回路２４は、第１保護回路２４１および第２保護回路２４２を含む。
【００５２】
第１コンデンサＣ２１および第１保護回路２４１は、第１接続点Ｐと中性接続点Ｃとの間に直列に接続される。第２コンデンサＣ２２および第２保護回路２４２は、第２接続点Ｎと中性接続点Ｃとの間に直列に接続される。
【００５３】
第１保護回路２４１は、磁束を保持する第１コア２４１ａ、第１コアに巻かれ、第１コンデンサＣ２１に直列に接続された磁束発生コイル２４１ｄ、および磁束発生コイル２４１ｄに並列に接続された第１抵抗器２４１ｅを含む。
【００５４】
同様に第２保護回路２４２は、磁束を保持する第２コア２４２ａ、第２コア２４２ａに巻かれ、第２コンデンサＣ２２に直列に接続された電流検出用コイル２４２ｄ、および電流検出用コイル２４２ｄに並列に接続された第２抵抗器２４２ｅを含む。
【００５５】
磁束発生コイル２４１ｄと電流検出用コイル２４２ｄとの間に共通の直流電流源２４ｂが設けられて、磁束発生コイル２４１ｄ、電流検出用コイル２４２ｄおよび直流電流源２４ｂ間の閉回路ループを構成する。したがって直流電流源２４ｂからの電流供給によって、両コイル２４１ｄおよび２４２ｄ内に一定磁束Ｈ１が発生する。
【００５６】
動作中、トランジスタＴ２１、Ｔ２２、Ｔ２３およびＴ２４へ４つの駆動信号Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３およびＳ２４が加えられる。したがって負荷は、次に示す３つのレベルで発生する交流電流によって動作する。信号Ｓ２１およびＳ２２がオン状態にあるときに負荷とＰ接続点との間に電力供給経路が確立され、信号Ｓ２２およびＳ２３がオン状態にあるときに負荷とＣ接続点との間に電力供給経路が確立され、信号Ｓ２３およびＳ２４がオン状態にあるときに負荷とＮ接続点との間に電力供給経路が確立される。それゆえに負荷において、図１０に示されるように交流電圧が観測される。
【００５７】
これらのトランジスタＴ２１〜Ｔ２４のうちのいずれかが誤って動作するまたは故障すると、コンデンサＣ２１から、トランジスタＴ２１〜Ｔ２４、コンデンサＣ２２、ならびにコイル２４２ｄおよび２４１ｄを介して貫通電流が流れることがある。このような場合、コイル２４２ｄおよび２４１ｄは高インピーダンス領域ＨＩＲ内で動作して、直ちに貫通電流を停止させることになる。その後、抵抗器２４２ｅおよび２４１ｅを通って電流が流れて、コンデンサＣ２２およびＣ２１を放電する。
【００５８】
本発明は、好ましい実施の形態に基づき添付の図面を参照して説明されたが、種々の変化および変形が当業者には明らかである。このような変化および変形は、添付の請求項によって定義された本発明の範囲内に含まれるものである。
【産業上の利用可能性】
【００５９】
本発明は、コンバータに用いることができる。
【符号の説明】
【００６０】
１電力源
２電力コンバータ
３直流回路
４保護回路
６負荷
８ドライバ
４ａコア
４ｂ電流源
４ｃ磁束発生コイル
４ｄ電流検出用コイル
４ｅ抵抗器

【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力源からの電荷を蓄積するコンデンサと、
第１接続点と第２接続点との間において、前記コンデンサと直列に接続された保護回路と、
前記第１接続点と前記第２接続点との間に直列接続された上方スイッチングセグメントと下方スイッチングセグメントを有する直流−交流コンバータと、
前記上方スイッチングセグメントと前記下方スイッチングセグメントとを交互に駆動するドライバとを含み、
前記保護回路は、
磁束を保持するコアと、
飽和状態が解消する飽和限界点から所定量だけ超えたレベルである一定磁束まで、前記コア内に磁束を発生させる磁束発生器と、
前記コンデンサに直列に接続され、前記コアに巻かれた第１コイルと、
前記第１コイルに並列に接続された抵抗器とを含む、
保護回路を備えたコンバータ。
【請求項２】
前記上方スイッチングセグメントは第１スイッチングトランジスタを含み、前記下方スイッチングセグメントは第２スイッチングトランジスタを含む、請求項１に記載のコンバータ。
【請求項３】
前記上方および下方スイッチングセグメントは、さらに、前記第１スイッチングトランジスタに並列に接続された第１ダイオード、および前記第２スイッチングトランジスタに並列に接続された第２ダイオードを含む、請求項２に記載のコンバータ。
【請求項４】
前記上方および下方スイッチングセグメントは３つのセットから成り、３つのセットは互いに並列に接続された３相直流−交流コンバータを構成する、請求項１に記載のコンバータ。
【請求項５】
前記磁束発生器は、前記コアに巻かれた第２コイル、および該第２コイルに接続された直流電流源を含む、請求項１に記載のコンバータ。
【請求項６】
前記直流電流源は、脈動電圧を生成する電圧源、および前記電圧源に直列に接続されたインダクタを含む、請求項５に記載のコンバータ。
【請求項７】
前記磁束発生器は、前記第１コイルに接続された直流電流源を含む、請求項１に記載のコンバータ。
【請求項８】
前記第１コイルは、
電気伝導材料から作られた中心棒と、
電気伝導材料から作られ、前記中心棒を同軸的に囲む外壁と、
電気伝導材料から作られ、前記中心棒の一端と前記外壁の一端とを電気的におよび機械的に接続する端部部材と、
前記中心棒が同軸的に挿入可能な貫通孔を有するコア部材と
を含む、請求項１または７に記載のコンバータ。
【請求項９】
前記コア部材はＦｅ−Ｓｉ合金から作られた、請求項８に記載のコンバータ。
【請求項１０】
電力源からの電荷を蓄積する、直列に接続された第１コンデンサおよび第２コンデンサと、
第１接続点と第２接続点との間において、前記第１コンデンサに直列に接続された第１保護回路と、
前記第１接続点と第２接続点との間において、前記第２コンデンサに直列に接続された第２保護回路と、
前記第１接続点と第２接続点との間に直列に接続された上方スイッチングセグメントと下方スイッチングセグメント、および中心が前記中性接続点に接続された複数のブリッジ型ダイオードを有する直流−交流コンバータと、
３つのレベルの駆動方式に従って、前記スイッチングセグメントを駆動するドライバとを含み、
前記第１保護回路は、
磁束を保持する第１コアと、
飽和状態が解消する飽和限界点から所定量だけ超えたレベルである一定磁束まで、前記第１コア内に磁束を発生させる第１磁束発生器と、
前記第１コンデンサに直列に接続され、前記第１コアに巻かれた第１コイルと、
前記第１コイルに並列に接続された第１抵抗器とを含み、
前記第２保護回路は、
磁束を保持する第２コアと、
飽和状態が解消する飽和限界点から所定量だけ超えたレベルである一定磁束まで、前記第２コア内に磁束を発生させる第２磁束発生器と、
前記第２コンデンサに直列に接続され、前記第２コアに巻かれた第２コイルと、
前記第２コイルに並列に接続された第２抵抗器とを含む、
保護回路を備えたコンバータ。
【請求項１１】
前記第１磁束発生器および前記第２磁束発生器は、共通の直流電流源を有する、請求項１０に記載のコンバータ。

【図１】