光受信器および受光電流モニタ方法
【課題】受光素子の出力電流を良好に測定することが可能な光受信器および受光電流モニタ方法を提供する。
【解決手段】光受信器１０１は、光信号を受信するための受光素子５２と、受光素子５２にバイアス電圧を供給し、かつ受光素子５２の出力電流を電圧に変換するためのバイアス供給／電流電圧変換部２２とを備える。バイアス供給／電流電圧変換部２２は、参照電圧を受ける非反転入力端子と、反転入力端子と、出力端子とを有し、出力端子から差動増幅電圧を出力するための第１の差動増幅回路３１と、第１の差動増幅回路３１の出力端子および反転入力端子間に接続された帰還抵抗３２とを含む。受光素子５２の第１端が、第１の差動増幅回路３１の反転入力端子および帰還抵抗３２と電気的に接続されている。
【解決手段】光受信器１０１は、光信号を受信するための受光素子５２と、受光素子５２にバイアス電圧を供給し、かつ受光素子５２の出力電流を電圧に変換するためのバイアス供給／電流電圧変換部２２とを備える。バイアス供給／電流電圧変換部２２は、参照電圧を受ける非反転入力端子と、反転入力端子と、出力端子とを有し、出力端子から差動増幅電圧を出力するための第１の差動増幅回路３１と、第１の差動増幅回路３１の出力端子および反転入力端子間に接続された帰還抵抗３２とを含む。受光素子５２の第１端が、第１の差動増幅回路３１の反転入力端子および帰還抵抗３２と電気的に接続されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光受信器および受光電流モニタ方法に関し、特に、受光素子の出力電流を測定するための光受信器および受光電流モニタ方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光ファイバを用いた公衆回線網において１０ギガビット／秒の通信速度を実現する１０Ｇ−ＥＰＯＮ（10 Gb/s Ethernet（登録商標） Passive Optical Network）では、宅側装置からの光信号をＡＰＤ（Avalanche Photo Diode）等の受光素子で検出し、この受光素子の出力する電流を増幅するために、ＴＩＡ（トランスインピーダンスアンプ）等の前置増幅器が局側装置に設けられる。
【０００３】
一般的なＡＰＤを用いた光受信器の強度検出（RSSI:Received Signal Strength Indicator）回路では、以下のような構成が採用される場合が多い。すなわち、ＡＰＤに高電圧２０Ｖ以上のバイアス電圧を供給するバイアス部を通して流れるＡＰＤ電流を、カレントミラー回路によってミラーする。そして、ミラーした電流を抵抗で受けることによってグランド基準の電圧に変換し、変換した電圧のレベルをＡＤＣ（アナログ／デジタル変換器）によって取得する。このような構成は、回路が簡易となる利点がある。
【０００４】
また、光送受信器の小型化が要求されており、小型化のために送信器および受信器を隣接させると、送信器から受信器への信号のクロストークによる受信感度の劣化が問題となる。特に、１０Ｇ−ＥＰＯＮでは、１ギガビット／秒の通信速度を実現するＥＰＯＮであるＧＥ−ＰＯＮと比べて、クロストークの問題が顕著となる。ここで、ＡＰＤにバイアス電圧を供給する回路へのクロストークの影響は大きく、クロストークを低減するためには、ＡＰＤ直近にバイパスコンデンサを配置することが効果的である。
【０００５】
ＲＳＳＩ回路において上記のようにカレントミラー回路を用いる構成では、光バースト信号に対して、その応答性に問題がある。すなわち、カレントミラー回路において、無信号時または弱信号の受信時にトランジスタのベース・エミッタ間の電圧が下がり、抵抗成分（ｄＶ／ｄＩ）が高くなる。そして、これにより、無信号および弱信号受信からのバースト応答、および弱信号受信のバースト応答が遅くなる。特に、ＡＰＤのバイアス電圧印加側にバイパスコンデンサを配置した場合には、バイパスコンデンサとトランジスタの抵抗成分とでローパスフィルタが形成され、バースト応答が遅くなる。
【０００６】
また、ベース・エミッタ間の電圧が下がらないようにＡＰＤと並列に抵抗を設け、無信号時にもブリーダ電流を流すことにより、抵抗成分を低く抑える回路が考えられる。
【０００７】
この場合、ブリーダ電流がＡＰＤ電流に比べて大きくなるため、検出精度を保つためにカレントミラー回路の出力電流からブリーダ電流に相当する電流を差し引く構成が考えられる。
【０００８】
しかしながら、ＡＰＤへのバイアス電圧の最適値は個体差が大きいこと、ＡＰＤは大きな温度特性を持つこと、およびカレントミラー回路のばらつきを考慮すると、一般的なＲＳＳＩ回路よりも精度が劣化する。
【０００９】
また、“TIの電流シャント・モニタを使用したハイサイド電流センシング”、［online］、［平成23年4月7日検索］、インターネット〈URL：http://focus.tij.co.jp/jp/analog/docs/gencontent.tsp?familyId=57&genContentId=28022〉（非特許文献１）および“リニアテクノロジー回路集”、［online］、［平成23年3月14日検索］、インターネット〈URL：http://circuits.linear-tech.co.jp/274〉（非特許文献２）には、抵抗の電圧降下を検出する一般的なシャント型の電流検出回路が開示されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】“TIの電流シャント・モニタを使用したハイサイド電流センシング”、［online］、［平成23年4月7日検索］、インターネット〈URL：http://focus.tij.co.jp/jp/analog/docs/gencontent.tsp?familyId=57&genContentId=28022〉
【非特許文献２】“リニアテクノロジー回路集”、［online］、［平成23年3月14日検索］、インターネット〈URL：http://circuits.linear-tech.co.jp/274〉
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００８―１１２９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路でも、シャント抵抗とＡＰＤのバイアス電圧印加側に設けられたコンデンサとでローパスフィルタが形成される。このため、シャント抵抗の抵抗値を大きくすることができず、微小電流を高速に検出するには不向きである。
【００１３】
ここで、ＩＥＥＥ８０２．３ａｖで規格化された１０Ｇ−ＥＰＯＮのＰＲ３仕様およびＰＲＸ３仕様に従う局側装置において、ＲＳＳＩ回路を構成する場合を考える。この場合、１０．３１２５Ｇｂ／ｓ，−６．０ｄＢｍの強信号と１．２５Ｇｂ／ｓ，−２９．７８ｄＢｍの弱信号との強度差は２３．７８ｄＢである。
【００１４】
時定数回路を用いてＲＳＳＩ回路を構成する場合には、時定数τの時間でたとえばｅ＝２．７１８＝４．３４ｄＢの強度変化に追随できる。この場合、２３．７８ｄＢの変化に追随するためには、時定数τの５．４８倍（＝２３．７８／４．３４）の時間を要する。
【００１５】
バースト信号の強度検出において、検出タイミングをプリアンブル部の後半部からデータ部の最初までの範囲に設定することにより、検出精度を高めることが可能となる。たとえば、１０Ｇ−ＥＰＯＮではバースト信号のプリアンブル部の長さが１．２μｓ以下であり、バースト信号の先頭からたとえば５００ｎｓ（ナノ秒）で当該バースト信号の強度を検出するためには、ＲＳＳＩ回路の時定数τを５００ｎｓ／５．４８≒９０ｎｓより短く設定する必要がある。
【００１６】
仮に５００ｐＦのバイパスコンデンサを配置する場合には、時定数を９０ｎｓより短く設定するために、カレントミラー回路等の抵抗成分、またはシャント抵抗を１８０Ω以下に抑える必要がある。すなわち、以下の式（Ａ１）を満たす必要がある。
Ｒ×Ｃ＝Ｒ×５００×１０-12＜９０×１０-9・・・（Ａ１）
Ｒ＜１８０
【００１７】
しかしながら、−２９．７８ｄＢｍの光信号を受信した場合に相当する１０μＡ（マイクロアンペア）のＡＰＤの出力電流（以下、ＡＰＤ電流とも称する。）が、１８０Ωの抵抗を流れたときの電圧降下は、わずかに１．８ｍＶである。このため、カレントミラー回路を用いるＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２にＲＳＳＩ回路では、高精度な検出を実現することは困難である。
【００１８】
より詳細には、シャント型の電流検出回路では、ＡＰＤ電流によるシャント抵抗の電圧降下に対応したシャント電流を生成し、ＡＰＤ電流による電圧降下とシャント電流による電圧降下とが一致するように、オペアンプを用いてフィードバック制御を行なう。ここで、上記のように電圧降下が１．８ｍＶと小さい場合には、入力オフセットが十分に小さいオペアンプが必要となるが、高速応答が可能なオペアンプとの両立は困難である。
【００１９】
また、特許文献１には、以下のような技術が開示されている。すなわち、光信号がパケットフォーマットで送受信されるような光通信システムにおける光パワーモニタであって、パケット先頭のマーク率が固定の時間より短い時定数で、光信号の強度に対応する電気信号を積分する積分手段と、計数手段の指示に従って、積分手段の積分値を取得し、計測対象のパケットの光強度とする取得手段とからなる。
【００２０】
このような特許文献１に記載の技術を超えて、受光素子の出力電流を電圧に変換する回路の時定数を適切に設定することにより、受光素子の出力電流を良好に測定することが望まれる。
【００２１】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、受光素子の出力電流を良好に測定することが可能な光受信器および受光電流モニタ方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる光受信器は、光信号を受信するための受光素子と、上記受光素子にバイアス電圧を供給し、かつ上記受光素子の出力電流を電圧に変換するためのバイアス供給／電流電圧変換部とを備え、上記バイアス供給／電流電圧変換部は、参照電圧を受ける非反転入力端子と、反転入力端子と、出力端子とを有し、上記出力端子から差動増幅電圧を出力するための第１の差動増幅回路と、上記第１の差動増幅回路の出力端子および反転入力端子間に接続された帰還抵抗とを含み、上記受光素子の第１端が、上記第１の差動増幅回路の反転入力端子および上記帰還抵抗と電気的に接続されている。
【００２３】
このように、トランスインピーダンスアンプを用いて受光素子の出力電流を電圧に変換する構成により、バースト信号を受信する受光素子の出力電流を検出する動作において、高速応答が可能となる。これにより、短いバースト信号の電力測定を高精度に行なうことができる。また、トランスインピーダンスアンプにおいて参照電圧が入力される差動入力の構成を採用することにより、バイアス電圧の設定が容易となり、また、バイアス電圧がバースト信号の強度によって変動することを防ぎ、一定レベルのバイアス電圧を受光素子に供給することができる。すなわち、カレントミラー回路を用いたＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路のように、たとえば、強いバースト信号を受信した際に、抵抗における電圧降下によってバイアス電圧が低下し、次の弱いバースト信号を受信する際に影響が出ることを防ぐことができる。したがって、受光素子の出力電流を高精度にモニタし、かつバースト信号に対する当該モニタ動作の応答速度を向上することができる。また、トランスインピーダンスアンプを用いることにより、受光素子の出力電流を、当該出力電流に比例した電圧に変換することができるため、高精度なモニタが可能となる。
【００２４】
好ましくは、上記光受信器は、さらに、上記受光素子の第１端と電気的に接続されたキャパシタを備え、上記受光素子の第２端は、上記受光素子の出力電流を受信信号に変換するための光信号受信部と電気的に接続されている。
【００２５】
このような構成により、送信器から受信器への信号のクロストークによる受信感度の劣化を防ぐとともに、受光素子の出力電流を測定する側の回路すなわちバイアス供給／電流電圧変換部が、たとえば１０ＧＨｚの高速で動作する受光素子側の主信号回路の電気的特性に影響を与えることを防ぐことができる。
【００２６】
好ましくは、上記光受信器は、さらに、上記差動増幅電圧を増幅して電流に変換するための電圧電流変換部と、上記電圧電流変換部によって変換された電流を受ける第１端と、上記参照電圧よりもレベルの低い第１の固定電圧を受ける第２端とを有する出力抵抗とを備える。
【００２７】
このような構成により、受光素子の出力電流に比例した電流を取得し、取得した電流を用いてハイサイド側の高電圧をたとえばグランド基準の低電圧に変換することができる。
【００２８】
より好ましくは、上記電圧電流変換部は、上記差動増幅電圧を受ける反転入力端子と、上記参照電圧の供給されるノードと電気的に接続された非反転入力端子と、出力端子とを有する第２の差動増幅回路と、上記第２の差動増幅回路の出力端子と電気的に接続された制御電極と、上記参照電圧よりもレベルの高い第２の固定電圧を受ける第１導通電極と、上記参照電圧の供給されるノードおよび上記第２の差動増幅回路の非反転入力端子と電気的に接続された第２導通電極とを有する第１のトランジスタと、上記第２の差動増幅回路の出力端子と電気的に接続された制御電極と、上記第２の固定電圧を受ける第１導通電極と、上記出力抵抗と電気的に接続された第２導通電極とを有する第２のトランジスタとを含む。
【００２９】
このように、出力インピーダンスの低い第２の差動増幅回路によって第１のトランジスタおよび第２のトランジスタを駆動する構成により、たとえば光受信器への光信号の入力の無い状態である無信号状態において光信号が入力されても、当該入力に迅速に応答して受光素子の出力電流を検出することができる。また、第１のトランジスタのコレクタ電流を第２の差動増幅回路の非反転入力端子へ負帰還する構成により、受光素子の出力電流を安定して検出することができる。
【００３０】
より好ましくは、上記光受信器は、さらに、上記参照電圧を生成するための参照電圧生成部を備え、上記参照電圧生成部は、分圧比に応じた電圧を参照電圧として上記第１の差動増幅回路の非反転入力端子へ出力するための第１の分圧回路と、分圧比に応じた電圧を参照電圧として上記第２の差動増幅回路の非反転入力端子へ出力するための第２の分圧回路とを含み、上記第１の分圧回路の分圧比および上記第２の分圧回路の分圧比は等しい。
【００３１】
このような構成により、第２の差動増幅回路の非反転入力端子の電圧を、第１のトランジスタのコレクタ電流に応じて変化させ、第１の差動増幅回路の出力電圧の変化に追従させることができる。これにより、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタのコレクタ電流は第１の差動増幅回路の出力電圧に比例したものとなる。さらに、第１の差動増幅回路の出力電圧が受光素子の出力電流に比例するため、第２のトランジスタのコレクタ電流は受光素子の出力電流に比例したものとなり、受光素子の出力電流を精度良くモニタすることが可能となる。また、第１の差動増幅回路および第２の差動増幅回路用に分圧回路を別個に設ける構成により、第２の差動増幅回路の非反転入力端子の電圧を変化させながら、第１の差動増幅回路に供給される参照電圧のレベルを安定に保つことができる。また、後述のボルテージフォロワを用いる光受信器と比べて、参照電圧生成部の構成の簡易化を図ることができる。
【００３２】
より好ましくは、上記光受信器は、さらに、上記参照電圧を生成するための参照電圧生成部を備え、上記参照電圧生成部は、分圧比に応じた電圧を出力するための分圧回路と、上記分圧回路から電圧を受けて上記参照電圧を出力するためのボルテージフォロワと、上記第２の差動増幅回路の非反転入力端子および第１のトランジスタの第２導通電極の接続ノードと電気的に接続された第１端と、上記ボルテージフォロワからの上記参照電圧を受ける第２端とを有する抵抗とを含む。
【００３３】
このように、ボルテージフォロワを用いる構成により、第１の差動増幅回路に供給される参照電圧のレベルをより安定に保つことができる。また、抵抗を設ける構成により、第２の差動増幅回路の非反転入力端子の電圧を、第１のトランジスタのコレクタ電流に応じて変化させ、第１の差動増幅回路の出力電圧の変化に追従させることができる。これにより、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタのコレクタ電流は第１の差動増幅回路の出力電圧に比例したものとなる。さらに、第１の差動増幅回路の出力電圧が受光素子の出力電流に比例するため、第２のトランジスタのコレクタ電流は受光素子の出力電流に比例したものとなり、受光素子の出力電流を精度良くモニタすることが可能となる。
【００３４】
好ましくは、上記光受信器は、さらに、上記第１の差動増幅回路の出力端子から上記帰還抵抗を通して流れる電流の大きさを検出し、検出結果に基づいて、上記第１の差動増幅回路から上記受光素子に供給される電流を制限するための電流制限部を備える。
【００３５】
このように、バイアス電圧を供給するバイアス供給／電流電圧変換部に対して電流制限部を設けることにより、受光素子の仕様を超える過大電流が流れないように受光素子を保護することができる。また、応答が速いトランスインピーダンスアンプの出力に基づいて電流制限の有無を判断する構成により、過大電流を高速に検出し、電流制限を実行することができる。
【００３６】
好ましくは、上記光受信器は、さらに、上記第１の差動増幅回路から出力される上記差動増幅電圧を電流に変換するための電圧電流変換部と、上記第１の差動増幅回路と上記電圧電流変換部との間に接続され、上記受光素子の出力電流を測定すべきタイミングを示すタイミング情報に従い、上記差動増幅電圧を保持するとともに上記電圧電流変換部へ出力するためのサンプルホールド部とを備える。
【００３７】
このように、バイアス供給／電流電圧変換部の後段にサンプルホールド部を設けることにより、バースト信号の受信に対して、電圧電流変換部の出力が十分に速く応答するための構成を不要とする。すなわち、光受信器では、バイアス供給／電流電圧変換部までの回路を高速に動作させ、たとえばトリガ信号に従ってバイアス供給／電流電圧変換部の出力電圧をサンプルホールド部で保持しておく。これにより、電圧電流変換部を、たとえばＡＤＣによる読み込みタイミングに間に合う最低限の速度で動作させることができる。したがって、サンプルホールド部より後段の回路の動作を低速化することができ、オフセットの小さい差動増幅回路等、高精度な部品を使用することができる。すなわち、電圧電流変換部は、レベルシフトを行なうために耐圧の大きい部品を使用する必要があるが、電圧電流変換部の低速動作を可能とすることにより、電圧電流変換部において高耐圧および高速動作の両方を満足する部品を使用する必要がなくなり、部品選択の容易化を図ることができる。
【００３８】
好ましくは、上記光受信器は、複数の宅側装置と、各上記宅側装置と共通の光通信回線を介して光信号を送受信するための局側装置とを備え、上記各宅側装置から上記局側装置への上記光信号が時分割多重される通信システムにおける上記局側装置に設けられる。
【００３９】
このような受動的光ネットワークにおいて光受信器を用いることにより、各宅側装置から強度の異なるバースト信号を連続して受信しても、受光素子の出力電流を高速かつ高精度に検出することができる。
【００４０】
またこの発明の別の局面に係わる光受信器は、バースト光信号を受信するための受光素子と、上記受光素子にバイアス電圧を供給し、かつ上記受光素子の出力電流を、上記バースト光信号の強度検出結果として電圧に変換するための電流電圧変換部とを備え、上記電流電圧変換部の時定数τが、以下の各式を満足するように設定される。
１−ｅｘｐ（−ｔ／τ）＜ｅｒｒ
ｅｘｐ（−Ｔ／τ）＜ｅｒｒ／Ｒ
但し、ｔは上記バースト光信号のプリアンブル部において同一論理レベルが連続する最長時間であり、ｅｒｒは最大許容誤差であり、Ｔは上記バースト光信号の最短長であり、Ｒは上記バースト光信号の強弱比である。
【００４１】
このような構成により、バースト信号のプリアンブル部の同期用パターンにおいて、同一論理レベルの連続時間よりも時定数を十分長くすることができる。また、前回受信したバースト信号の影響を受けることなく、最短のバースト信号の最後尾までにバイアス供給／電流電圧変換部の出力電圧が収束するように、時定数を十分短くすることができる。したがって、受光素子の出力電流を電圧に変換する回路の時定数を適切に設定することにより、受光素子の出力電流を良好に測定することができる。また、前述のように時定数回路を用いてＲＳＳＩ回路を構成する場合よりも時定数を短く設定できるため、最大許容誤差が小さい場合でも良好な測定が可能となる。また、バースト信号の最短長が短い場合でも良好な測定が可能となる。
【００４２】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる受光電流モニタ方法は、光信号を受信するための受光素子に供給されるバイアス電圧と、参照電圧との差を増幅した差動増幅電圧を出力するステップと、帰還抵抗を介して上記差動増幅電圧を上記受光素子に供給することにより、上記バイアス電圧を上記受光素子に供給するとともに上記バイアス電圧が上記参照電圧と一致するように制御するステップと、上記差動増幅電圧を、上記受光素子の出力電流の測定結果として取得するステップとを含む。
【００４３】
このように、帰還抵抗を用いた差動増幅によって受光素子の出力電流を電圧に変換する構成により、バースト信号を受信する受光素子の出力電流を検出する動作において、高速応答が可能となる。これにより、短いバースト信号の電力測定を高精度に行なうことができる。また、参照電圧が入力される差動入力の構成を採用することにより、バイアス電圧の設定が容易となり、また、バイアス電圧がバースト信号の強度によって変動することを防ぎ、一定レベルのバイアス電圧を受光素子に供給することができる。すなわち、カレントミラー回路を用いたＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路のように、たとえば、強いバースト信号を受信した際に、抵抗における電圧降下によってバイアス電圧が低下し、次の弱いバースト信号を受信する際に影響が出ることを防ぐことができる。したがって、受光素子の出力電流を高精度にモニタし、かつバースト信号に対する当該モニタ動作の応答速度を向上することができる。
【発明の効果】
【００４４】
本発明によれば、受光素子の出力電流を良好に測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＰＯＮシステムの構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る局側装置の構成を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器の構成を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器におけるＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部の構成を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における電圧電流変換部の構成を示す図である。
【図６】ＡＰＤバイアス／電流モニタ部の構成の一例を詳細に示す回路図である。
【図７】図６に示す光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、無信号状態において入力されたバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図９】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図１０】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図１１】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、ＡＰＤ電流と電圧Ｖｒｓｓｉとの関係を示す図である。
【図１２】図１１の一部を拡大した図である。
【図１３】本発明の第１の実施の形態に係る受光電流モニタ方法の手順を示すフローチャートである。
【図１４】ＡＰＤバイアス／電流モニタ部の変形例の構成を示す回路図である。
【図１５】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。
【図１６】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図１７】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、無信号状態において入力されたバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図１８】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図１９】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図２０】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、ＡＰＤ電流と電圧Ｖｒｓｓｉとの関係を示す図である。
【図２１】図２０の一部を拡大した図である。
【図２２】本発明の第３の実施の形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。
【図２３】本発明の第４の実施の形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４６】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００４７】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るＰＯＮシステムの構成を示す図である。
【００４８】
図１を参照して、ＰＯＮシステム５０１は、たとえば１０Ｇ−ＥＰＯＮであり、宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄと、局側装置４０２と、スプリッタＳＰ１，ＳＰ２とを備える。宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃと局側装置４０２とは、スプリッタＳＰ１およびＳＰ２ならびに光ファイバＯＰＴＦを介して接続され、互いに光信号を送受信する。宅側装置４０１Ｄと局側装置４０２とは、スプリッタＳＰ２および光ファイバＯＰＴＦを介して接続され、互いに光信号を送受信する。ＰＯＮシステム５０１では、宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄから局側装置４０２への光信号が時分割多重される。
【００４９】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る局側装置の構成を示す図である。
【００５０】
図２を参照して、局側装置４０２は、光モジュール３０１と、ＰＯＮ受信部３０２と、ＰＯＮ送信部３０３と、通信制御部３０４と、上位ネットワーク受信部３０５と、上位ネットワーク送信部３０６とを備える。光モジュール３０１は、光受信器１０１と、光送信器５８と、合分波部５０とを含む。光受信器１０１は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１と、レンズ５１と、受光素子５２と、前置増幅器５３とを含む。光送信器５８は、レンズ５７と、発光素子５６とを含む。ＰＯＮ受信部３０２は、後置増幅器５４と、クロック／データ再生部５９とを含む。
【００５１】
上位ネットワーク５０２からのフレームは上位ネットワーク受信部３０５により受信され、通信制御部３０４へ送られる。通信制御部３０４は、ＰＯＮ送信部３０３を介して光モジュール３０１へフレームを出力する。光モジュール３０１の光送信器５８において、発光素子５６は、ＰＯＮ送信部３０３から受けた電気信号であるフレームを光信号に変換し、レンズ５７および合分波部５０を介して宅側装置へ送信する。
【００５２】
一方、宅側装置から局側装置へ送信された光信号は、合分波部５０を介して光受信器１０１により受信される。光受信器１０１において、受光素子５２は、合分波部５０およびレンズ５１を介して光ファイバＯＰＴＦと光学的に結合されている。受光素子５２は、光ファイバＯＰＴＦから受けた光量に応じた電流を出力する。前置増幅器５３は、受光素子５２から受けた電流を増幅して電圧に変換し、ＰＯＮ受信部３０２へ出力する。
【００５３】
ＰＯＮ受信部３０２において、後置増幅器５４は、前置増幅器５３から受けた電圧を、受信信号すなわち２値のレベルを有する電圧に変換してクロック／データ再生部５９へ出力する。クロック／データ再生部５９は、後置増幅器５４から受けた受信信号に基づいて、クロックおよびデータを再生する。
【００５４】
通信制御部３０４は、クロック／データ再生部５９から受けたデータを復号化し、データフレームおよび制御フレームを復元する。通信制御部３０４は、復元したこれらのフレームに基づいて、上位ネットワーク送信部３０６を介して上位ネットワーク５０２へフレームを送信する。また、通信制御部３０４は、各宅側装置が送信した光信号が時間的に競合しないように、宅側装置からのバースト信号の開始タイミングおよび終了タイミング等を管理し、バースト信号を送信してもよい期間を示すウインドウを制御フレームとして宅側装置に通知する。宅側装置は、割り当てられたウインドウにおいてバースト信号を送信してくるため、通信制御部３０４は、管理しているタイミングに基づいて、バースト信号の測定タイミングを示すタイミング情報をＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１へ出力する。
【００５５】
ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１は、通信制御部３０４から受けたタイミング情報の示すタイミングに従って受光素子５２の出力電流を検出し、検出結果を示すモニタ信号を通信制御部３０４へ出力する。
【００５６】
通信制御部３０４は、たとえば、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１から受けたモニタ信号の示す受光素子５２の出力電流レベルを記憶するとともに、局側装置４０２に接続された監視システム等の端末装置へ出力する。
【００５７】
図３は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器の構成を示す図である。
【００５８】
図３を参照して、光受信器１０１は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１と、受光素子５２と、キャパシタ２５と、帰還抵抗が設けられた前置増幅器５３とを含む。ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１は、電源電圧供給部２１と、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２と、電圧電流変換部２３と、出力抵抗２４とを含む。受光素子５２は、たとえばＡＰＤである。
【００５９】
電源電圧供給部２１は、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２および電圧電流変換部２３に電源電圧を供給する。
【００６０】
ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２は、受光素子５２にバイアス電圧を供給し、かつ受光素子５２の出力電流を電圧に変換する。
【００６１】
電圧電流変換部２３および出力抵抗２４は、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２から出力されるハイサイド側の高電圧をローサイド側の低電圧にレベルシフトする。すなわち、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２から出力される高電圧を後段の回路において処理しやすい低電圧に変換する。
【００６２】
より詳細には、電圧電流変換部２３は、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２から受けた電圧を電流に変換する。
【００６３】
出力抵抗２４は、電圧電流変換部２３によって変換された電流を、受光素子５２の出力電流の測定結果を示す電圧ＶＲＳＳＩに変換する。この電圧ＶＲＳＳＩがモニタ信号として通信制御部３０４へ出力される。
【００６４】
キャパシタ２５は、受光素子５２のバイアス電圧印加側にバイパスコンデンサとして設けられる。キャパシタ２５は、受光素子５２の近傍に配置されることが好ましい。
【００６５】
図４は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器におけるＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部の構成を示す図である。
【００６６】
図４を参照して、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２は、差動増幅回路３１と、帰還抵抗３２とを含む。
【００６７】
差動増幅回路３１は、参照電圧Ｖｒｅｆを受ける非反転入力端子（差動増幅回路において「＋」で示す端子）と、反転入力端子（差動増幅回路において「−」で示す端子）と、出力端子とを有し、出力端子から差動増幅電圧を出力する。差動増幅回路３１は、受光素子５２の出力電流を電圧に変換するトランスインピーダンスアンプとして動作する。
【００６８】
帰還抵抗３２は、差動増幅回路３１の出力端子および反転入力端子間に接続されている。受光素子５２のカソードが、差動増幅回路３１の反転入力端子および帰還抵抗３２と電気的に接続されている。
【００６９】
キャパシタ２５は、受光素子５２のカソード、差動増幅回路３１の反転入力端子および帰還抵抗３２と電気的に接続されている。受光素子５２のアノードは、受光素子５２の出力電流を受信信号に変換するための光信号受信部と電気的に接続される。この光信号受信部は、前置増幅器５３および後置増幅器５４を含む。
【００７０】
受光素子５２に与えられるバイアス電圧（以下、ＡＰＤバイアスとも称する。）は、差動増幅回路３１の出力端子から帰還抵抗３２および差動増幅回路３１の反転入力端子を介して受光素子５２に供給される。
【００７１】
差動増幅回路３１では、非反転入力端子の電圧および反転入力端子の電圧が一致するように帰還抵抗３２を介して出力電圧が帰還される。このため、差動増幅回路３１の非反転入力端子へ参照電圧Ｖｒｅｆを供給することにより、参照電圧Ｖｒｅｆと等しい電圧を、ＡＰＤバイアスとして受光素子５２に供給することができる。
【００７２】
すなわち、差動増幅回路３１の非反転入力端子における電圧をＶｉ１ｐとし、反転入力端子における電圧をＶｉ１ｎとし、参照電圧をＶｒｅｆとし、ＡＰＤバイアスをＶａｐｄとすると、以下の関係が成り立つ。
Ｖｉ１ｐ＝Ｖｒｅｆ
Ｖｉ１ｎ＝Ｖａｐｄ
【００７３】
差動増幅回路３１における仮想接地より、以下の関係が成り立つ。
Ｖｉ１ｐ＝Ｖｉ１ｎ
【００７４】
したがって、以下の関係が成り立つ。
Ｖａｐｄ＝Ｖｒｅｆ・・・（Ｂ１）
【００７５】
また、受光素子５２の出力電流（以下、ＡＰＤ電流とも称する。）をＩａｐｄとし、帰還抵抗３２の抵抗値をＲｆとすると、差動増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ１は、以下の式で表される。
Ｖｏｕｔ１＝Ｖｉ１ｎ＋Ｒｆ×Ｉａｐｄ・・・（Ｂ２）
【００７６】
式（Ｂ２）より、差動増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ１は、ＡＰＤ電流に応じて変化することが分かる。すなわち、差動増幅回路３１の出力電圧が、受光素子５２の出力電流の測定結果を示すことになる。
【００７７】
入力容量すなわちキャパシタ２５の容量をＣａｐｄとし、差動増幅回路３１の利得をＡとすると、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１における回路の時定数τ１は、以下の式で表される。
τ１＝Ｒｆ×Ｃａｐｄ／Ａ
【００７８】
ここで、カレントミラー回路を用いるＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路では、バイパスコンデンサと抵抗とで時定数τ２＝（Ｒ×Ｃａｐｄ）のローパスフィルタが形成される。
【００７９】
これに対して、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１では、差動増幅回路３１によってトランスインピーダンスアンプを構成することにより、時定数τ１が時定数τ２の１／Ａとなる。すなわち、ＡＰＤ電流検出に関し、Ａ倍の高速応答が可能となる。このため、Ａ倍の高速応答分、帰還抵抗３２として大きな抵抗値の抵抗を使用することができる。
【００８０】
具体的には、カレントミラー回路を用いるＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路において５００ｐＦのバイパスコンデンサを使用した場合には、式（Ａ１）より、抵抗値を１８０Ω以下に抑える必要があった。
【００８１】
これに対して、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１では、たとえば５．６倍の利得（Ａ＝５．６）の差動増幅回路３１を使用することにより、帰還抵抗３２の抵抗値を１ｋΩ程度にまで大きくすることができる。
【００８２】
また、カレントミラー回路を用いるＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路では、強電力のバースト信号を受信すると、抵抗の電圧降下によってＡＰＤバイアスが低下してしまう。
【００８３】
これに対して、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１では、帰還抵抗３２として抵抗値の大きな抵抗を使用しても、式（Ｂ１）より、ＡＰＤバイアスは一定の参照電圧Ｖｒｅｆである。
【００８４】
すなわち、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１では、局側装置４０２が強度の異なるバースト信号を連続的に受信しても、あるバースト信号の受信時におけるＡＰＤバイアスが、前回受信したバースト信号の強度によって変動することを防ぐことができる。
【００８５】
なお、差動増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ１の動作範囲は、仕様で定められた範囲のＡＰＤ電流に対して、式（Ｂ２）を満たすように設定する必要がある。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔ１の上限を適切に設定することで、出力電圧Ｖｏｕｔ１の動作範囲を超えるＡＰＤ電流が流れた場合には、帰還抵抗３２の電圧降下によりＡＰＤバイアスが低下し、受光素子５２を保護することができる。
【００８６】
電圧電流変換部２３は、参照電圧Ｖｒｅｆを基準に差動増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ１を増幅して差動増幅電圧を生成し、生成した差動増幅電圧を電流に変換する。
【００８７】
出力抵抗２４は、電圧電流変換部２３によって変換された電流を受ける第１端と、参照電圧Ｖｒｅｆよりもレベルの低い固定電圧たとえば接地電圧を受ける第２端とを有する。
【００８８】
電圧電流変換部２３において、参照電圧Ｖｒｅｆを基準とした入力電圧は、式（Ｂ１）および式（Ｂ２）より、以下の式で表される。
Ｖｏｕｔ１−Ｖｒｅｆ＝Ｒｆ×Ｉａｐｄ
【００８９】
電圧電流変換部２３は、生成した差動増幅電圧を電流に変換し、グランドに接地した出力抵抗２４で受けることにより、グランド基準の出力電圧Ｖｒｓｓｉを生成する。これにより、ハイサイド側の出力電圧Ｖｏｕｔ１をローサイド側にシフトすることができる。
【００９０】
ここで、電圧電流変換部２３のトランスコンダクタンスをＧとし、出力抵抗２４の抵抗値をＲｇとすると、出力電圧Ｖｒｓｓｉは、以下の式で表される。
Ｖｒｓｓｉ＝Ｒｆ×Ｉａｐｄ×Ｇ×Ｒｇ
【００９１】
図５は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における電圧電流変換部の構成を示す図である。
【００９２】
図５を参照して、電圧電流変換部２３は、差動増幅回路３３と、ＰＮＰトランジスタ３４，３５と、抵抗３６とを含む。ＰＮＰトランジスタ３４，３５は、たとえば同じ電気的特性を有する。
【００９３】
差動増幅回路３３は、差動増幅回路３１から出力される差動増幅電圧を受ける反転入力端子と、参照電圧Ｖｒｅｆの供給されるノードと電気的に接続された非反転入力端子と、出力端子とを有する。
【００９４】
ＰＮＰトランジスタ３４は、差動増幅回路３３の出力端子と電気的に接続されたベースと、参照電圧Ｖｒｅｆよりもレベルの高い固定電圧を受けるエミッタと、参照電圧Ｖｒｅｆの供給されるノードおよび差動増幅回路３３の非反転入力端子と電気的に接続されたコレクタとを有する。
【００９５】
ＰＮＰトランジスタ３５は、差動増幅回路３３の出力端子と電気的に接続されたベースと、固定電圧たとえば電源電圧ＶＰを受けるエミッタと、出力抵抗２４と電気的に接続されたコレクタとを有する。
【００９６】
すなわち、電圧電流変換部２３では、ＰＮＰトランジスタ３４，３５のベースが差動増幅回路３３の出力端子に接続され、ＰＮＰトランジスタ３４のコレクタ電流Ｉ１を、参照電圧Ｖｒｅｆの供給されるノードに接続された抵抗３６で受けて、差動増幅回路３３の非反転入力端子に帰還する。
【００９７】
差動増幅回路３３の非反転入力端子における電圧をＶｉ２ｐとし、反転入力端子における電圧をＶｉ２ｎとし、抵抗３６の抵抗値をＲＡとし、ＰＮＰトランジスタ３４のコレクタ電流の電流値をＩ１とすると、以下の関係が成り立つ。
Ｖｉ２ｎ＝Ｖｏｕｔ１＝Ｖｒｅｆ＋Ｉａｐｄ×Ｒｆ
Ｖｉ２ｐ＝Ｖｒｅｆ＋Ｉ１×ＲＡ
【００９８】
差動増幅回路３３における仮想接地より、以下の関係が成り立つ。
Ｖｉ２ｐ＝Ｖｉ２ｎ
【００９９】
したがって、以下の関係が成り立つ。
Ｉ１＝Ｉａｐｄ×Ｒｆ／ＲＡ・・・（Ｂ３）
【０１００】
ここで、ＰＮＰトランジスタ３５は、ＰＮＰトランジスタ３４のコレクタ電流Ｉ１をミラーしたコレクタ電流Ｉ２を出力する。コレクタ電流Ｉ２の電流値をＩ２とすると、以下の関係が成り立つ。
Ｉ２＝Ｉ１
【０１０１】
したがって、電圧電流変換部２３の出力電圧Ｖｒｓｓｉは、以下の式で表される。
Ｖｒｓｓｉ＝Ｉａｐｄ×Ｒｆ／ＲＡ×Ｒｇ
【０１０２】
なお、ＲｆおよびＲＡを等しくする必要はないが、ＲｆおよびＲＡを等しく設定した場合には、差動増幅回路３３から、増減比率がＡＰＤ電流と一致する電圧を出力することができる。
【０１０３】
次に、本願発明者による光受信器１０１の動作の検証内容を詳細に説明する。
【０１０４】
図６は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部の構成の一例を詳細に示す回路図である。
【０１０５】
図６を参照して、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１は、電源電圧供給部２１と、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２と、電圧電流変換部２３と、参照電圧生成部２６とを含む。ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２は、差動増幅回路Ｕ１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２とを含む。差動増幅回路Ｕ１は、差動増幅回路３１に相当する。抵抗Ｒ２は、帰還抵抗３２に相当する。電圧電流変換部２３は、差動増幅回路Ｕ２と、抵抗Ｒ３，Ｒ６，Ｒ７と、ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ２とを含む。差動増幅回路Ｕ２は、差動増幅回路３３に相当する。ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ２は、ＰＮＰトランジスタ３４，３５に相当する。抵抗Ｒ３は、抵抗３６に相当する。参照電圧生成部２６は、差動増幅回路Ｕ３と、分圧回路６１とを含む。分圧回路６１は、抵抗Ｒ４，Ｒ５を含む。
【０１０６】
また、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１において、抵抗Ｒ８、および抵抗Ｒ８と並列に接続されたキャパシタＣ１が設けられる。抵抗Ｒ８は、出力抵抗２４に相当する。
【０１０７】
電源電圧供給部２１は、２７．５Ｖの直流電圧である電源電圧ＶＰを生成し、また、２２．５Ｖの直流電圧である電源電圧ＶＮを生成する。電源電圧ＶＰおよび電源電圧ＶＮは、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２、電圧電流変換部２３および参照電圧生成部２６に供給される。なお、電源電圧ＶＮは、接地電圧に設定することも可能である。
【０１０８】
ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２において、抵抗Ｒ１は、受光素子５２のカソードに接続された第１端と、第２端とを有する。差動増幅回路Ｕ１は、抵抗Ｒ１の第２端および抵抗Ｒ２の第１端に接続された反転入力端子と、参照電圧生成部２６における差動増幅回路Ｕ３の出力端子に接続された非反転入力端子と、抵抗Ｒ２の第２端および電圧電流変換部２３における抵抗Ｒ６の第１端に接続された出力端子とを有する。
【０１０９】
電圧電流変換部２３において、差動増幅回路Ｕ２は、抵抗Ｒ６の第２端および抵抗Ｒ７の第１端に接続された反転入力端子と、抵抗Ｒ３の第１端に接続された非反転入力端子と、抵抗Ｒ７の第２端に接続された出力端子とを有する。ＰＮＰトランジスタＱ１は、差動増幅回路Ｕ２の出力端子に接続されたベースと、電源電圧ＶＰを受けるエミッタと、差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子および抵抗Ｒ３の第１端に接続されたコレクタとを有する。ＰＮＰトランジスタＱ２は、差動増幅回路Ｕ２の出力端子に接続されたベースと、電源電圧ＶＰを受けるエミッタと、抵抗Ｒ８の第１端およびキャパシタＣ１の第１端に接続されたコレクタとを有する。抵抗Ｒ８の第２端およびキャパシタＣ１の第２端は、接地電圧の供給される接地ノードに接続されている。
【０１１０】
参照電圧生成部２６において、差動増幅回路Ｕ３は、電圧電流変換部２３における抵抗Ｒ３の第２端およびＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２における差動増幅回路３１の非反転入力端子に接続された出力端子と、抵抗Ｒ４の第２端および抵抗Ｒ５の第１端に接続された非反転入力端子と、差動増幅回路Ｕ３の出力端子に接続された反転入力端子とを有する。抵抗Ｒ４の第１端に電源電圧ＶＰが供給され、抵抗Ｒ５の第２端に電源電圧ＶＮが供給される。
【０１１１】
たとえば、キャパシタ２５の容量値は５００ｐＦ（ピコファラド）であり、キャパシタＣ１の容量値は５０ｐＦである。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８の抵抗値はそれぞれ１００Ω、１ｋΩ、１ｋΩ、１０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、７５ｋΩ、８００Ωである。
【０１１２】
参照電圧生成部２６は、参照電圧Ｖｒｅｆを生成し、差動増幅回路Ｕ１の非反転入力端子、および抵抗Ｒ３を介して差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子へ出力する。
【０１１３】
より詳細には、参照電圧生成部２６において、分圧回路６１は、抵抗Ｒ４および抵抗Ｒ５による分圧比に応じた電圧を出力する。
【０１１４】
差動増幅回路Ｕ３によって構成されるボルテージフォロワは、分圧回路６１から電圧を受けて参照電圧Ｖｒｅｆを出力する。
【０１１５】
なお、差動増幅回路Ｕ１の出力電圧Ｖｏｕｔ１の動作範囲は電源電圧ＶＰによって制限されるため、以下の関係が成り立つ。
Ｖｒｅｆ≦Ｖｏｕｔ１＜ＶＰ
ここで、Ｖｏｕｔ１＝Ｖｒｅｆ＋Ｒｆ×Ｉａｐd
Ｉａｐｄ＜（ＶＰ−Ｖｒｅｆ）／Ｒｆ
【０１１６】
上記の式において、電源電圧ＶＰ、参照電圧Ｖｒｅｆおよび帰還抵抗Ｒｆの値がそれぞれ、２７．５Ｖ、２５．０Ｖおよび１ｋΩの場合、一定のＡＰＤバイアスを供給可能となるＡＰＤ電流は２．５ｍＡ未満となる。
【０１１７】
抵抗Ｒ３は、差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子およびＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタの接続ノードと接続された第１端と、差動増幅回路Ｕ３によって構成されるボルテージフォロワからの参照電圧Ｖｒｅｆを受ける第２端とを有する。
【０１１８】
なお、抵抗Ｒ６およびＲ７は、差動増幅回路Ｕ２の利得設定のために設けられたものであり、電圧電流変換部２３において抵抗Ｒ６およびＲ７を設けない構成であってもよい。
【０１１９】
ここで、差動増幅回路Ｕ１の利得Ａがたとえば１００である場合には、前述のようにキャパシタ２５の容量値Ｃａｐｄが５００ｐＦであり、抵抗Ｒ２の抵抗値Ｒｆが１ｋΩであるとすると、トランスインピーダンスアンプによる時定数τ１１は、以下の式で表される。
τ１１＝Ｒｆ×Ｃａｐｄ／Ａ＝１［ｋΩ］×５００［ｐＦ］／１００＝５［ｎｓ］
【０１２０】
τ１１＝５［ｎｓ］では回路の応答が速すぎることから、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２では、抵抗Ｒ１を設けることにより、時定数を調整する。
【０１２１】
すなわち、キャパシタ２５および抵抗Ｒ１が形成するローパスフィルタの時定数τ１２は、以下の式で表される。
τ１２＝１００［Ω］×５００［ｐＦ］＝５０［ｎｓ］
【０１２２】
これにより、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１の応答性を時定数τ１２によって決めることができるため、トランスインピーダンスアンプの応答が速すぎる影響を無くすことができる。
【０１２３】
その一方で、１００Ωの抵抗Ｒ１でＡＰＤ電流を検出するには抵抗値が小さすぎることから、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２では、高速応答が可能なトランスインピーダンスアンプを用いることで、たとえば１ｋΩの抵抗Ｒ２により十分な電流電圧変換利得を得ることができる。
【０１２４】
また、差動増幅回路の利得は、温度によるばらつき、および個体間のばらつきが大きいことから、トランスインピーダンスアンプによる時定数τ１１が変動する。光受信器１０１では、上記のように時定数τ１２によって回路の応答を決める構成により、差動増幅回路Ｕ１の利得のばらつきによる回路の時定数の変動を防ぐことができる。
【０１２５】
図７は、図６に示す光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図７において、横軸は時間であり、縦軸は電圧Ｖｒｓｓｉのレベルである。
【０１２６】
図７は、強度の異なるバースト信号を連続的に受信した場合、具体的には、ＡＰＤ電流が２ｍＡ（ミリアンペア）となるバースト信号、ＡＰＤ電流が１０μＡ（マイクロアンペア）となるバースト信号、ＡＰＤ電流が５００μＡとなるバースト信号、およびＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号をこの順番に受信した場合を示している。なお、これらの電流値は、実際のバースト信号の平均電流値である。また、ここでは、各バースト信号の長さは約１マイクロ秒に設定されている。
【０１２７】
図８は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、無信号状態において入力されたバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図の見方は図７と同様である。
【０１２８】
図８は、無信号状態においてＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号を受信した場合を示している。
【０１２９】
この場合、無信号状態において２ｍＡ相当のバースト信号を受信してから４００ｎｓ（ナノ秒）以内に、約２．１Ｖの安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０１３０】
図９は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図の見方は図７と同様である。
【０１３１】
図９を参照して、ＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号を受信している状態においてＡＰＤ電流が１０μＡとなるバースト信号を受信した場合を示している。
【０１３２】
この場合、１０μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に約７０ｍＶの安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０１３３】
図１０は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図の見方は図７と同様である。
【０１３４】
図１０を参照して、ＡＰＤ電流が１０μＡとなるバースト信号を受信している状態においてＡＰＤ電流が５００μＡとなるバースト信号を受信した場合を示している。
【０１３５】
この場合、５００μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に約５５ｍＶの安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０１３６】
以上のように、図６に示す光受信器では、２ｍＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られており、次に、１０μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られており、次に、５００μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られており、次に、２ｍＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０１３７】
すなわち、図６に示す光受信器では、強度の異なるバースト信号を連続的に受信した場合でも、ＡＰＤ電流を高速かつ高精度に検出可能であることが分かる。
【０１３８】
図１１は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、ＡＰＤ電流と電圧Ｖｒｓｓｉとの関係を示す図である。図１１において、横軸はＡＰＤ電流Ｉａｐｄであり、単位はＡである。また、縦軸は電圧Ｖｒｓｓｉであり、単位はボルトである。図１２は、図１１の一部を拡大した図である。図の見方は図１１と同様である。
【０１３９】
図１１および図１２を参照して、ＡＰＤ電流レベルの広範囲にわたって、ＡＰＤ電流Ｉａｐｄに対する電圧Ｖｒｓｓｉの線形性が得られており、ＡＰＤ電流の良好な測定結果が得られていることが分かる。
【０１４０】
なお、電圧Ｖｒｓｓｉのオフセットが２５ｍＶ程度となっているが、これは、差動増幅回路３１および３３の特性に起因するものである。
【０１４１】
図１３は、本発明の第１の実施の形態に係る受光電流モニタ方法の手順を示すフローチャートである。
【０１４２】
図１３を参照して、まず、ＡＰＤバイアスすなわち受光素子５２に供給されるバイアス電圧と、参照電圧Ｖｒｅｆとの差を増幅した差動増幅電圧を出力する（ステップＳ１）。
【０１４３】
次に、帰還抵抗３２を介して上記差動増幅電圧を受光素子５２に供給することにより、ＡＰＤバイアスを受光素子５２に供給する（ステップＳ２）とともにＡＰＤバイアスが参照電圧Ｖｒｅｆと一致するように制御する（ステップＳ３〜Ｓ６）。
【０１４４】
すなわち、受光素子５２の出力電流の増加に伴ってＡＰＤバイアスのレベルが低下すると（ステップＳ３でＹＥＳ）、ＡＰＤバイアスのレベルが上昇するように上記差動増幅電圧のレベルを上昇させる（ステップＳ４）。
【０１４５】
一方、受光素子５２の出力電流の減少に伴ってＡＰＤバイアスのレベルが上昇すると（ステップＳ３でＮＯかつステップＳ５でＹＥＳ）、ＡＰＤバイアスのレベルが低下するように上記差動増幅電圧のレベルを低下させる（ステップＳ６）。
【０１４６】
そして、上記差動増幅電圧を、受光素子５２の出力電流の測定結果として取得する（ステップＳ７）。
【０１４７】
図１４は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部の変形例の構成を示す回路図である。なお、以下で説明する内容以外は図６に示すＡＰＤバイアス／電流モニタ部２２と同様である。
【０１４８】
図１４を参照して、この変形例では、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２は、差動増幅回路Ｕ１と、抵抗Ｒ２と、キャパシタＣ２とを含む。
【０１４９】
キャパシタＣ２は、帰還抵抗である抵抗Ｒ２と並列に、位相補償コンデンサとして配置される。
【０１５０】
ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２において、差動増幅回路Ｕ１は、受光素子５２のカソードおよび抵抗Ｒ２の第１端に接続された反転入力端子と、参照電圧生成部２６における差動増幅回路Ｕ３の出力端子に接続された非反転入力端子と、抵抗Ｒ２の第２端および電圧電流変換部２３における抵抗Ｒ６の第１端に接続された出力端子とを有する。キャパシタＣ２は、抵抗Ｒ２と並列に接続されている。すなわち、キャパシタＣ２は、抵抗Ｒ２の第１端に接続された第１端と、抵抗Ｒ２の第２端に接続された第２端とを有する。
【０１５１】
キャパシタＣ２の容量値をＣｆとすると、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１における回路の時定数τ１は、以下の式で表される。
τ１＝Ｒｆ×（Ｃａｐｄ＋Ａ×Ｃｆ）／Ａ・・・（Ｂ１１）
【０１５２】
たとえば、Ｃａｐｄ＝５００ｐＦ、Ａ＝１００の場合において、Ｃｆ＝５０ｐＦとすると、式（Ｂ１１）において（Ａ×Ｃｆ）の項が支配的となり、τ≒Ｒｆ×Ｃｆ＝５０ｎｓとなる。すなわち、この変形例では、差動増幅回路３１の利得Ａに依らず、時定数τ１を適切な範囲に設定することができる。
【０１５３】
また、図６にＡＰＤバイアス／電流モニタ部２２では、抵抗Ｒ１による電圧降下分だけ受光素子５２へのバイアス電圧が変化するが、この変形例では、抵抗Ｒ１を設けないことから、バイアス電圧をより安定にすることができる。
【０１５４】
ところで、カレントミラー回路を用いるＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２にＲＳＳＩ回路では、受光素子のバイアス電圧印加側にバイパスコンデンサを配置すると、バイパスコンデンサと抵抗成分とでローパスフィルタが形成されるため、受光素子の出力電流を高速かつ高精度に検出することが困難である、という問題点があった。
【０１５５】
これに対して、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２は、受光素子５２にバイアス電圧を供給し、かつ受光素子５２の出力電流を電圧に変換する。このＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２において、差動増幅回路３１は、参照電圧Ｖｒｅｆを受ける非反転入力端子と、反転入力端子と、出力端子とを有し、当該出力端子から差動増幅電圧を出力する。帰還抵抗３２は、差動増幅回路３１の出力端子および反転入力端子間に接続されている。そして、受光素子５２のカソードが、差動増幅回路３１の反転入力端子および帰還抵抗３２と電気的に接続されている。
【０１５６】
このように、トランスインピーダンスアンプを用いてＡＰＤ電流を電圧に変換する構成により、バースト信号を受信する受光素子の出力電流を検出する動作において、高速応答が可能となる。これにより、短いバースト信号の電力測定を高精度に行なうことができる。
【０１５７】
また、トランスインピーダンスアンプにおいて参照電圧Ｖｒｅｆが入力される差動入力の構成を採用することにより、ＡＰＤバイアスの設定が容易となり、また、ＡＰＤバイアスがバースト信号の強度によって変動することを防ぎ、一定レベルのバイアス電圧を受光素子に供給することができる。すなわち、カレントミラー回路を用いたＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路のように、たとえば、強いバースト信号を受信した際に、抵抗における電圧降下によってＡＰＤバイアスが低下し、次の弱いバースト信号を受信する際に影響が出ることを防ぐことができる。
【０１５８】
したがって、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、受光素子の出力電流を高精度にモニタし、かつバースト信号に対する当該モニタ動作の応答速度を向上することができる。
【０１５９】
また、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、キャパシタ２５は、受光素子５２のカソードと電気的に接続されている。受光素子５２のアノードは、受光素子５２の出力電流を受信信号に変換するための光信号受信部と電気的に接続されている。
【０１６０】
このような構成により、送信器から受信器への信号のクロストークによる受信感度の劣化を防ぐとともに、受光素子５２の出力電流を測定する側の回路すなわちＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１が、１０ＧＨｚの高速で動作する受光素子５２側の主信号回路の電気的特性に影響を与えることを防ぐことができる。
【０１６１】
また、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、電圧電流変換部２３は、差動増幅回路３１から出力される差動増幅電圧を増幅して電流に変換する。そして、出力抵抗２４は、電圧電流変換部２３によって変換された電流を受ける第１端と、参照電圧Ｖｒｅｆよりもレベルの低い固定電圧（絶対値の小さい固定電圧）たとえば接地電圧を受ける第２端とを有する。
【０１６２】
このような構成により、ＡＰＤ電流に比例した電流を取得し、取得した電流を用いてハイサイド側の高電圧をたとえばグランド基準の低電圧に変換することができる。
【０１６３】
また、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、電圧電流変換部２３において、差動増幅回路３３は、差動増幅回路３１から出力される差動増幅電圧を受ける反転入力端子と、参照電圧Ｖｒｅｆの供給されるノードと電気的に接続された非反転入力端子と、出力端子とを有する。ＰＮＰトランジスタ３４は、差動増幅回路３３の出力端子と電気的に接続されたベースと、参照電圧Ｖｒｅｆよりもレベルの高い固定電圧（絶対値の大きい固定電圧）たとえば電源電圧ＶＰを受けるエミッタと、参照電圧Ｖｒｅｆの供給されるノードおよび差動増幅回路３３の非反転入力端子と電気的に接続されたコレクタとを有する。そして、ＰＮＰトランジスタ３５は、差動増幅回路３３の出力端子と電気的に接続されたベースと、固定電圧たとえば電源電圧ＶＰを受けるエミッタと、出力抵抗２４と電気的に接続されたコレクタとを有する。
【０１６４】
このように、出力インピーダンスの低い差動増幅回路３３によってＰＮＰトランジスタ３４，３５を駆動する構成により、たとえば局側装置４０２への光信号の入力の無い状態である無信号状態において光信号が入力されても、当該入力に迅速に応答してＡＰＤ電流を検出することができる。また、ＰＮＰトランジスタ３４のコレクタ電流を差動増幅回路３３の非反転入力端子へ負帰還する構成により、ＡＰＤ電流を安定して検出することができる。
【０１６５】
また、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、参照電圧生成部２６において、分圧回路６１は、分圧比に応じた電圧を出力する。差動増幅回路Ｕ３によって構成されるボルテージフォロワは、分圧回路６１から電圧を受けて参照電圧Ｖｒｅｆを出力する。そして、抵抗Ｒ３は、差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子およびＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタの接続ノードと電気的に接続された第１端と、差動増幅回路Ｕ３によって構成されるボルテージフォロワからの参照電圧Ｖｒｅｆを受ける第２端とを有する。
【０１６６】
このように、ボルテージフォロワを用いる構成により、差動増幅回路Ｕ１に供給される参照電圧Ｖｒｅｆのレベルをより安定に保つことができる。また、抵抗Ｒ３を設ける構成により、差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子の電圧を、ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ電流に応じて変化させ、差動増幅回路Ｕ１の出力電圧の変化に追従させることができる。このような構成により、ＰＮＰトランジスタＱ１およびＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流は差動増幅回路Ｕ１の出力電圧に比例したものとなる。さらに、差動増幅回路Ｕ１の出力電圧がＡＰＤ電流に比例するため、ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流はＡＰＤ電流に比例したものとなり、ＡＰＤ電流を精度良くモニタすることが可能となる。
【０１６７】
また、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器は、宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄと、宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄと共通の光通信回線を介して光信号を送受信するための局側装置４０２とを備え、宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄから局側装置４０２への光信号が時分割多重されるＰＯＮシステム５０１における局側装置４０２に設けられる。
【０１６８】
このような受動的光ネットワークにおいて光受信器を用いることにより、各宅側装置から強度の異なるバースト信号を連続して受信しても、受光素子の出力電流を高速かつ高精度に検出することができる。
【０１６９】
なお、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１は、電圧電流変換部２３および出力抵抗２４を含む構成であるとしたが、これに限定するものではない。ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１が、電圧電流変換部２３および出力抵抗２４を含まず、たとえば、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２の出力するハイサイド側の高電圧を、高耐圧のアナログ／デジタル変換器に直接出力する構成であってもよい。
【０１７０】
また、光受信器１０１では、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１における回路の時定数τが、以下を満足するように設定される。
【０１７１】
プリアンブル部における連続符号時間すなわちプリアンブル部において同一論理レベルが連続する最長時間をｔとし、測定すべき電流値に対する誤差をｅｒｒとすると、
１−ｅｘｐ（−ｔ／τ）＜ｅｒｒ・・・（Ｂ２１）
【０１７２】
たとえば、式（Ｂ２１）において、ｔ／τ＝１／５の場合、ｅｒｒ＝１８％となる。
【０１７３】
このような構成により、バースト信号のプリアンブル部の同期用パターンにおいて、同一論理レベルの連続時間よりも時定数を十分長くすることができるため、受光素子の出力電流を良好に測定することができる。
【０１７４】
また、光受信器１０１では、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１における回路の時定数τが、以下を満足するように設定される。
【０１７５】
すなわち、最短バースト信号長をＴとし、ＰＯＮシステム５０１において想定される各バースト信号間の強弱比をＲとすると、
ｅｘｐ（−Ｔ／τ）＜ｅｒｒ／Ｒ・・・（Ｂ２２）
【０１７６】
たとえば、式（Ｂ２２）において、τ／Ｔ＝１／８、Ｒ＝２４ｄＢ（＝２５０）の場合、ｅｒｒ＝８．４％となる。
【０１７７】
このような構成により、前回受信したバースト信号の影響を受けることなく、最短のバースト信号の最後尾までにＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２の出力電圧が収束するように、時定数を十分短くすることができるため、受光素子の出力電流を良好に測定することができる。
【０１７８】
ここで、ＧＥ−ＰＯＮでは、プリアンブル部における８Ｂ１０Ｂアイドルパターンの同一論理レベルが最長で５ｂｉｔすなわち４ｎｓ連続する。また、プリアンブル長が最大で８００ｎｓであり、最小フレーム長が６４バイト（＝５１２ｂｉｔ）すなわち＝４９６ｎｓであることから、最短バースト信号長Ｔ＝１．３μｓとなる。
【０１７９】
また、１０Ｇ−ＥＰＯＮでは、プリアンブル部における同期パターンの同一論理レベルが最長で６ｂｉｔすなわち０．６ｎｓ連続する。また、プリアンブル長が最大で１．２μｓであり、最小フレーム長が２５６バイト（＝２０４８ｂｉｔ）すなわち＝１９８ｎｓであることから、最短バースト信号長Ｔ＝１．４ｕｓとなる。
【０１８０】
ここで、ＧＥ−ＰＯＮおよび１０Ｇ−ＥＰＯＮが同一システムにおいて共存する場合を考える。この場合、バースト信号の強弱比は２３．７８ｄＢ（≒２５０）となる。
【０１８１】
許容最大誤差を２０％とすると、時定数τは、式（Ｂ２１）より、以下の式で表される。
１−ｅｘｐ（−４［ｎｓ］／τ）＜０．２
τ＞１８［ｎｓ］
【０１８２】
また、時定数τは、式（Ｂ２２）より、以下の式で表される。
ｅｘｐ（−１．３［μｓ］／τ）＜０．２／２５０
τ＜１８２［ｎｓ］
【０１８３】
したがって、１８ｎｓ＜τ＜１９６ｎｓとなる。
【０１８４】
図６および図１４に示す例では、バースト信号の先頭から５００ｎｓでＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２の出力電圧が収束するように、時定数をたとえば５０ｎｓに設定している。
【０１８５】
したがって、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、受光素子の出力電流を電圧に変換する回路の時定数を適切に設定することにより、受光素子の出力電流を良好に測定することができる。
【０１８６】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【０１８７】
＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る光受信器と比べて電圧電流変換部の構成を変更した光受信器に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る光受信器と同様である。
【０１８８】
図１５は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。
【０１８９】
図１５を参照して、光受信器１０２は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器と比べて、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１の代わりにＡＰＤバイアス／電流モニタ部１２を備える。ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１２は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１と比べて、参照電圧生成部２６の代わりに参照電圧生成部２７を含む。参照電圧生成部２７は、分圧回路６１，６２を含む。分圧回路６１は、抵抗Ｒ４，Ｒ５を含む。分圧回路６２は、抵抗Ｒ９，Ｒ１０を含む。
【０１９０】
分圧回路６１において、抵抗Ｒ４の第１端に電源電圧ＶＰが供給され、抵抗Ｒ５の第２端に電源電圧ＶＮが供給される。抵抗Ｒ４の第２端および抵抗Ｒ５の第１端が、差動増幅回路３１の非反転入力端子に接続されている。分圧回路６２において、抵抗Ｒ９の第１端に電源電圧ＶＰが供給され、抵抗Ｒ１０の第２端に電源電圧ＶＮが供給される。抵抗Ｒ９の第２端および抵抗Ｒ１０の第１端が、差動増幅回路３３の非反転入力端子に接続されている。
【０１９１】
参照電圧生成部２７において、分圧回路６１は、抵抗Ｒ４および抵抗Ｒ５による分圧比に応じた電圧を参照電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅回路３１の非反転入力端子へ出力する。
【０１９２】
分圧回路６２は、抵抗Ｒ９および抵抗Ｒ１０による分圧比に応じた電圧を参照電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅回路３３の非反転入力端子へ出力する。分圧回路６１の分圧比および分圧回路６２の分圧比は等しい。また、差動増幅回路３３の非反転入力端子から見た参照電圧Ｖｒｅｆへの等価的な抵抗値は、抵抗Ｒ９および抵抗Ｒ１０の並列抵抗となる。
【０１９３】
参照電圧生成部２７において、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ９，Ｒ１０の抵抗値をそれぞれＲ４，Ｒ５，Ｒ９，Ｒ１０とすると、Ｒ４：Ｒ５＝Ｒ９：Ｒ１０である。たとえば、抵抗Ｒ４，Ｒ５の抵抗値は１０ｋΩであり、抵抗Ｒ９，Ｒ１０の抵抗値は１ｋΩである。
【０１９４】
また、抵抗Ｒ８の抵抗値は４００Ωであり、キャパシタＣ１の容量値は１００ｐＦである。
【０１９５】
電源電圧供給部２１から供給される電源電圧ＶＰおよびＶＮの電圧値をそれぞれＶＰおよびＶＮとすると、ＡＰＤバイアスの電圧値Ｖａｐｄは、以下の式で表される。
Ｖａｐｄ
＝Ｖｒｅｆ
＝（Ｒ５×ＶＰ＋Ｒ４×ＶＮ）／（Ｒ４＋Ｒ５）
＝（Ｒ１０×ＶＰ＋Ｒ９×ＶＮ）／（Ｒ９＋Ｒ１０）・・・（Ｃ１）
【０１９６】
差動増幅回路Ｕ２の反転入力端子における電圧Ｖｉｎｎは、以下の式で表される。但し、Ｒｆは抵抗Ｒ２の抵抗値である。
Ｖｉｎｎ＝Ｖａｐｄ＋Ｒｆ×Ｉａｐｄ・・・（Ｃ２）
【０１９７】
ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ電流の電流値をＩｂａｃｋとし、差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子における電圧をＶｉｎｐとすると、以下の関係が成り立つ。
（ＶＰ−Ｖｉｎｐ）／Ｒ９＋Ｉｂａｃｋ＝（Ｖｉｎｐ−ＶＮ）／Ｒ１０・・・（Ｃ３）
【０１９８】
差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子および反転入力端子の仮想短絡により、以下の関係が成り立つ。
Ｖｉｎｐ＝Ｖｉｎｎ・・・（Ｃ４）
【０１９９】
式（Ｃ３）および（Ｃ４）より、ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ電流値Ｉｂａｃｋは、以下の式で表される。
Ｉｂａｃｋ
＝（Ｖｉｎｐ−ＶＰ）／Ｒ９＋（Ｖｉｎｐ−ＶＮ）／Ｒ１０
＝（Ｖｉｎｎ−ＶＰ）／Ｒ９＋（Ｖｉｎｎ−ＶＮ）／Ｒ１０
【０２００】
ここで、式（Ｃ２）より、
Ｉｂａｃｋ
＝Ｖｉｎｎ×（１／Ｒ９＋１／Ｒ１０）−（ＶＰ／Ｒ９＋ＶＮ／Ｒ１０）
＝（Ｖａｐｄ＋Ｒｆ×Ｉａｐ）×（１／Ｒ９＋１／Ｒ１０）−（ＶＰ／Ｒ９＋ＶＮ／Ｒ１０）
＝Ｖａｐｄ×（１／Ｒ９＋１／Ｒ１０）−（ＶＰ／Ｒ９＋ＶＮ／Ｒ１０）＋Ｒｆ×Ｉａｐｄ×（１／Ｒ９＋１／Ｒ１０）
【０２０１】
また、式（Ｃ１）より、
Ｉｂａｃｋ＝Ｒｆ×（１／Ｒ９＋１／Ｒ１０）×Ｉａｐｄ
【０２０２】
ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１２では、Ｒｆ＝Ｒ９＝Ｒ１０＝１ｋΩであることから、ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流すなわち電圧電流変換部２３の出力電流Ｉｏｕｔは、以下の式で表される。
Ｉｏｕｔ＝Ｉｂａｃｋ＝２×Ｉａｐｄ
【０２０３】
なお、分圧回路６１および６２に供給する電圧は、電源電圧ＶＰおよびＶＮ以外の電圧であってもよい。また、Ｒｆと、Ｒ９およびＲ１０とが異なる値であってもよい。
【０２０４】
また、式（Ｂ３）と式（Ｃ５）とを比較すると、抵抗Ｒ９および抵抗Ｒ１０の合成抵抗が、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における抵抗Ｒ３に対応していることが分かる。
【０２０５】
図１６は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図１６において、横軸は時間であり、縦軸は電圧Ｖｒｓｓｉのレベルである。
【０２０６】
図１６は、強度の異なるバースト信号を連続的に受信した場合、具体的には、ＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号、ＡＰＤ電流が１０μＡとなるバースト信号、ＡＰＤ電流が５００μＡとなるバースト信号、およびＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号をこの順番に受信した場合を示している。また、ここでは、各バースト信号の長さは約１マイクロ秒に設定されている。
【０２０７】
図１７は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、無信号状態において入力されたバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図の見方は図１６と同様である。
【０２０８】
図１７は、無信号状態においてＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号を受信した場合を示している。
【０２０９】
この場合、無信号状態において２ｍＡ相当のバースト信号を受信してから４００ｎｓ以内に、約２．１Ｖの安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０２１０】
図１８は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図の見方は図１６と同様である。
【０２１１】
図１８を参照して、ＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号を受信している状態においてＡＰＤ電流が１０μＡとなるバースト信号を受信した場合を示している。
【０２１２】
この場合、１０μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に約７０ｍＶの安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０２１３】
図１９は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図の見方は図１６と同様である。
【０２１４】
図１９を参照して、ＡＰＤ電流が１０μＡとなるバースト信号を受信している状態においてＡＰＤ電流が５００μＡとなるバースト信号を受信した場合を示している。
【０２１５】
この場合、５００μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に約５５ｍＶの安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０２１６】
以上のように、光受信器１０２では、２ｍＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られており、次に、１０μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られており、次に、５００μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られており、次に、２ｍＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０２１７】
すなわち、光受信器１０２では、強度の異なるバースト信号を連続的に受信した場合でも、ＡＰＤ電流を高速かつ高精度に検出可能であることが分かる。
【０２１８】
図２０は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、ＡＰＤ電流と電圧Ｖｒｓｓｉとの関係を示す図である。図２０において、横軸はＡＰＤ電流Ｉｐｄであり、単位はＡである。また、縦軸は電圧Ｖｒｓｓｉであり、単位はボルトである。図２１は、図２０の一部を拡大した図である。図の見方は図２０と同様である。
【０２１９】
図２０および図２１を参照して、ＡＰＤ電流レベルの広範囲にわたって、ＡＰＤ電流に対する電圧Ｖｒｓｓｉの線形性が得られており、ＡＰＤ電流の良好な測定結果が得られていることが分かる。
【０２２０】
なお、電圧Ｖｒｓｓｉのオフセットが２５ｍＶ程度となっているが、これは、差動増幅回路３１および３３の特性に起因するものである。
【０２２１】
以上のように、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器では、分圧回路６１は、分圧比に応じた電圧を参照電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅回路３１の非反転入力端子へ出力する。分圧回路６２は、分圧比に応じた電圧を参照電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅回路３３の非反転入力端子へ出力する。そして、分圧回路６１の分圧比および分圧回路６２の分圧比は等しい。
【０２２２】
すなわち、電圧電流変換部２３を差動増幅回路および２つのＰＮＰトランジスタで構成し、差動増幅回路３１および３３の電源電圧ＶＰおよびＶＮを抵抗分割によって分圧する分圧回路６１および６２によって参照電圧Ｖｒｅｆをそれぞれ生成し、ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ電流を、分割回路６２からの参照電圧Ｖｒｅｆが供給されるノードを経由して差動増幅回路に帰還する。そして、分圧回路６１および６２の分圧比を等しくする。
【０２２３】
このような構成により、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器と同様に、差動増幅回路３３の非反転入力端子の電圧を、ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ電流に応じて変化させ、差動増幅回路３１の出力電圧の変化に追従させることができる。このような構成により、ＰＮＰトランジスタＱ１およびＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流は差動増幅回路３１の出力電圧に比例したものとなる。さらに、差動増幅回路３１の出力電圧がＡＰＤ電流に比例するため、ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流はＡＰＤ電流に比例したものとなり、ＡＰＤ電流を精度良くモニタすることが可能となる。
【０２２４】
また、差動増幅回路３１および差動増幅回路３３用に分圧回路を別個に設ける構成により、差動増幅回路３３の非反転入力端子の電圧を変化させながら、差動増幅回路３１に供給される参照電圧Ｖｒｅｆのレベルを安定に保つことができる。
【０２２５】
また、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器と比べて、参照電圧生成部の構成の簡易化を図ることができる。
【０２２６】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る光受信器と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０２２７】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【０２２８】
＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第２の実施の形態に係る光受信器と比べてＡＰＤ電流の制限機能を追加した光受信器に関する。以下で説明する内容以外は第２の実施の形態に係る光受信器と同様である。
【０２２９】
図２２は、本発明の第３の実施の形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。
【０２３０】
図２２を参照して、光受信器１０３は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器と比べて、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１２の代わりにＡＰＤバイアス／電流モニタ部１３を備える。ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１３は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１２と比べて、さらに、電流制限部２０を含む。電流制限部２０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１と、ＰＮＰトランジスタＱ３と、抵抗Ｒ１１とを含む。ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２における抵抗Ｒ２Ａおよび抵抗Ｒ２Ｂは、帰還抵抗３２に相当する。また、光受信器１０３では、図１４に示す構成と同様に、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２において抵抗Ｒ１が設けられておらず、キャパシタＣ２が設けられている。
【０２３１】
キャパシタＣ２は、帰還抵抗である抵抗Ｒ２Ａおよび抵抗Ｒ２Ｂと並列に、位相補償コンデンサとして配置される。ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２では、キャパシタＣ２を追加することにより、抵抗Ｒ１を設けないことによる回路の応答性の速度上昇分を抑制している。なお、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗を考慮した場合、抵抗Ｒ１よりもキャパシタＣ２で回路の応答性を調整する方が好ましい。
【０２３２】
抵抗Ｒ１１の抵抗値は１００ｋΩであり、抵抗Ｒ２Ａの抵抗値は８００Ωであり、抵抗Ｒ２Ｂの抵抗値は２００Ωであり、抵抗Ｒ８の抵抗値は８００Ωであり、抵抗Ｒ９および抵抗Ｒ１０の抵抗値は２ｋΩであり、キャパシタＣ１の容量値は４０ｐＦであり、キャパシタＣ２の容量値は５０ｐＦである。
【０２３３】
ＰＮＰトランジスタＱ３は、抵抗Ｒ２Ａの第１端および抵抗Ｒ２Ｂの第１端に接続されたベースと、差動増幅回路３１の出力端子および抵抗Ｒ２Ｂの第２端に接続されたエミッタと、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲートおよび抵抗Ｒ１１の第１端に接続されたコレクタとを有する。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のソース、差動増幅回路３１の反転入力端子および抵抗Ｒ２Ａの第２端が接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン、キャパシタ２５の第１端および受光素子５２のカソードが接続されている。抵抗Ｒ１１の第２端およびキャパシタ２５の第２端が接地ノードに接続されている。キャパシタＣ２は、抵抗Ｒ２Ａの第２端に接続された第１端と、抵抗Ｒ２Ｂの第２端に接続された第２端とを有する。
【０２３４】
電流制限部２０は、差動増幅回路３１の出力端子から帰還抵抗３２を通して流れる帰還電流の大きさを検出し、検出結果に基づいて、差動増幅回路３１から受光素子５２に供給される電流を制限する。
【０２３５】
より詳細には、帰還電流の大きさが正常である場合には、ＰＮＰトランジスタＱ３はオフ状態であり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１は、ゲートに接地電圧が供給されてオン状態である。
【０２３６】
一方、帰還電流が過大になると、抵抗Ｒ２Ｂにおける電圧降下によりトランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧が上昇し、ＰＮＰトランジスタＱ３がオンする。ＰＮＰトランジスタＱ３がオンすると、トランジスタＭ１がオフし、差動増幅回路３１から受光素子５２への電流が制限される。
【０２３７】
このように、本発明の第３の実施の形態に係る光受信器では、ＡＰＤバイアスを供給するＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２に対して電流制限部２０を設けることにより、受光素子５２の仕様を超える過大電流が流れないように受光素子５２を保護することができる。
【０２３８】
また、応答が速いトランスインピーダンスアンプの出力に基づいて電流制限の有無を判断する構成により、過大電流を高速に検出し、電流制限を実行することができる。
【０２３９】
その他の構成および動作は第２の実施の形態に係る光受信器と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０２４０】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【０２４１】
＜第４の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る光受信器と比べてサンプルホールド機能を追加した光受信器に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る光受信器と同様である。
【０２４２】
図２３は、本発明の第４の実施の形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。
【０２４３】
図２３を参照して、光受信器１０４は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器と比べて、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１の代わりにＡＰＤバイアス／電流モニタ部１４を備える。ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１４は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１と比べて、さらに、サンプルホールド部２８と、レベルシフト部２９とを含む。
【０２４４】
サンプルホールド部２８は、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２における差動増幅回路３１と電圧電流変換部２３における差動増幅回路３３との間に接続され、受光素子５２の出力電流を測定すべきタイミングを示すタイミング情報に従い、差動増幅回路３１から出力される差動増幅電圧を保持するとともに差動増幅回路３３へ出力する。
【０２４５】
より詳細には、レベルシフト部２９は、通信制御部３０４からタイミング情報としてトリガ信号を受けて、当該トリガ信号のレベルを高圧側にシフトし、サンプルホールド部２８へ出力する。
【０２４６】
サンプルホールド部２８は、レベルシフト部２９から受けたトリガ信号のタイミングで差動増幅回路３１からの差動増幅電圧をサンプルホールドする。
【０２４７】
電圧電流変換部２３は、サンプルホールド部２８から受けた差動増幅電圧を電流に変換する。
【０２４８】
ＡＤＣ（アナログ／デジタル変換器）３０は、たとえばマイクロコンピュータに内蔵され、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１４から受けた出力電圧Ｖｒｓｓｉのレベルをデジタル値に変換する。
【０２４９】
サンプルホールド部２８においてホールド値が正常に保持される範囲、すなわちリーク電流が問題にならない範囲であれば、ＡＤＣ３０による出力電圧Ｖｒｓｓｉの読み込み速度は遅くても問題がない。
【０２５０】
ここで、本発明の第１の実施の形態〜第３の実施の形態に係る光受信器は、バースト信号の受信に対して、出力電圧Ｖｒｓｓｉが十分に速く応答するための構成を備えていた。
【０２５１】
これに対して、光受信器１０４では、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２の後段にサンプルホールド部２８を設けることにより、このような構成を不要とする。
【０２５２】
すなわち、光受信器１０４では、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２までの回路を高速に動作させ、トリガ信号に従ってＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２の出力電圧をサンプルホールド部２８で保持しておく。これにより、電圧電流変換部２３を、ＡＤＣ３０による出力電圧Ｖｒｓｓｉの読み込みタイミングに間に合う最低限の速度で動作させることができる。
【０２５３】
たとえば、マイクロコンピュータに内蔵されたＡＤＣを使用する場合には、上記トリガ信号に応答してマイクロコンピュータが割り込み処理を行い、ＡＤＣを動作させるのに１００μｓ程度の時間を要する。
【０２５４】
この場合、本発明の第１の実施の形態〜第３の実施の形態に係る光受信器ではＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２および電圧電流変換部２３をたとえば５００ｎｓの応答時間で動作させる必要があったのに対し、本発明の第４の実施の形態に係る光受信器では、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２およびサンプルホールド部２８をたとえば５００ｎｓの応答時間で動作させ、電圧電流変換部２３をたとえば１００μｓの応答時間で動作させることができる。
【０２５５】
したがって、本発明の第４の実施の形態に係る光受信器では、サンプルホールド部２８より後段の回路の動作を低速化することができ、オフセットの小さい差動増幅回路等、高精度な部品を使用することができる。すなわち、電圧電流変換部２３は、レベルシフトを行なうために耐圧の大きい部品を使用する必要があるが、電圧電流変換部２３の低速動作を可能とすることにより、電圧電流変換部２３において高耐圧および高速動作の両方を満足する部品を使用する必要がなくなり、部品選択の容易化を図ることができる。
【０２５６】
また、通信制御部３０４からタイミング情報を取得してサンプルホールドを行なう構成により、バースト信号を検出すべきタイミングを把握し、適切なタイミングにおける測定結果を確実に得ることができる。
【０２５７】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る光受信器と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０２５８】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０２５９】
１１，１２，１３，１４ ＡＰＤバイアス／電流モニタ部
２０ 電流制限部
２１ 電源電圧供給部
２２ ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部
２３ 電圧電流変換部
２４ 出力抵抗
２５ キャパシタ
２６，２７ 参照電圧生成部
２８ サンプルホールド部
２９ レベルシフト部
３１ 差動増幅回路
３２ 帰還抵抗
３３ 差動増幅回路
３４，３５ ＰＮＰトランジスタ
３６ 抵抗
５０ 合分波部
５１ レンズ
５２ 受光素子
５３ 前置増幅器
５４ 後置増幅器
５５ 帰還抵抗
５６ 発光素子
５７ レンズ
５８ 光送信器
５９ クロック／データ再生部
６１，６２ 分圧回路
１０１，１０２，１０３，１０４ 光受信器
３０１ 光モジュール
３０２ ＰＯＮ受信部
３０３ ＰＯＮ送信部
３０４ 通信制御部
３０５ 上位ネットワーク受信部
３０６ 上位ネットワーク送信部
４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄ 宅側装置
４０２ 局側装置
５０１ 光ネットワーク
Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３ 差動増幅回路
Ｃ１，Ｃ２ キャパシタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ２Ａ，Ｒ２Ｂ 抵抗
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３ ＰＮＰトランジスタ
Ｍ１ ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
ＯＰＴＦ 光ファイバ
ＳＰ１，ＳＰ２ スプリッタ
Ｔ１〜Ｔ４ 端子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光受信器および受光電流モニタ方法に関し、特に、受光素子の出力電流を測定するための光受信器および受光電流モニタ方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光ファイバを用いた公衆回線網において１０ギガビット／秒の通信速度を実現する１０Ｇ−ＥＰＯＮ（10 Gb/s Ethernet（登録商標） Passive Optical Network）では、宅側装置からの光信号をＡＰＤ（Avalanche Photo Diode）等の受光素子で検出し、この受光素子の出力する電流を増幅するために、ＴＩＡ（トランスインピーダンスアンプ）等の前置増幅器が局側装置に設けられる。
【０００３】
一般的なＡＰＤを用いた光受信器の強度検出（RSSI:Received Signal Strength Indicator）回路では、以下のような構成が採用される場合が多い。すなわち、ＡＰＤに高電圧２０Ｖ以上のバイアス電圧を供給するバイアス部を通して流れるＡＰＤ電流を、カレントミラー回路によってミラーする。そして、ミラーした電流を抵抗で受けることによってグランド基準の電圧に変換し、変換した電圧のレベルをＡＤＣ（アナログ／デジタル変換器）によって取得する。このような構成は、回路が簡易となる利点がある。
【０００４】
また、光送受信器の小型化が要求されており、小型化のために送信器および受信器を隣接させると、送信器から受信器への信号のクロストークによる受信感度の劣化が問題となる。特に、１０Ｇ−ＥＰＯＮでは、１ギガビット／秒の通信速度を実現するＥＰＯＮであるＧＥ−ＰＯＮと比べて、クロストークの問題が顕著となる。ここで、ＡＰＤにバイアス電圧を供給する回路へのクロストークの影響は大きく、クロストークを低減するためには、ＡＰＤ直近にバイパスコンデンサを配置することが効果的である。
【０００５】
ＲＳＳＩ回路において上記のようにカレントミラー回路を用いる構成では、光バースト信号に対して、その応答性に問題がある。すなわち、カレントミラー回路において、無信号時または弱信号の受信時にトランジスタのベース・エミッタ間の電圧が下がり、抵抗成分（ｄＶ／ｄＩ）が高くなる。そして、これにより、無信号および弱信号受信からのバースト応答、および弱信号受信のバースト応答が遅くなる。特に、ＡＰＤのバイアス電圧印加側にバイパスコンデンサを配置した場合には、バイパスコンデンサとトランジスタの抵抗成分とでローパスフィルタが形成され、バースト応答が遅くなる。
【０００６】
また、ベース・エミッタ間の電圧が下がらないようにＡＰＤと並列に抵抗を設け、無信号時にもブリーダ電流を流すことにより、抵抗成分を低く抑える回路が考えられる。
【０００７】
この場合、ブリーダ電流がＡＰＤ電流に比べて大きくなるため、検出精度を保つためにカレントミラー回路の出力電流からブリーダ電流に相当する電流を差し引く構成が考えられる。
【０００８】
しかしながら、ＡＰＤへのバイアス電圧の最適値は個体差が大きいこと、ＡＰＤは大きな温度特性を持つこと、およびカレントミラー回路のばらつきを考慮すると、一般的なＲＳＳＩ回路よりも精度が劣化する。
【０００９】
また、“TIの電流シャント・モニタを使用したハイサイド電流センシング”、［online］、［平成23年4月7日検索］、インターネット〈URL：http://focus.tij.co.jp/jp/analog/docs/gencontent.tsp?familyId=57&genContentId=28022〉（非特許文献１）および“リニアテクノロジー回路集”、［online］、［平成23年3月14日検索］、インターネット〈URL：http://circuits.linear-tech.co.jp/274〉（非特許文献２）には、抵抗の電圧降下を検出する一般的なシャント型の電流検出回路が開示されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】“TIの電流シャント・モニタを使用したハイサイド電流センシング”、［online］、［平成23年4月7日検索］、インターネット〈URL：http://focus.tij.co.jp/jp/analog/docs/gencontent.tsp?familyId=57&genContentId=28022〉
【非特許文献２】“リニアテクノロジー回路集”、［online］、［平成23年3月14日検索］、インターネット〈URL：http://circuits.linear-tech.co.jp/274〉
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００８―１１２９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路でも、シャント抵抗とＡＰＤのバイアス電圧印加側に設けられたコンデンサとでローパスフィルタが形成される。このため、シャント抵抗の抵抗値を大きくすることができず、微小電流を高速に検出するには不向きである。
【００１３】
ここで、ＩＥＥＥ８０２．３ａｖで規格化された１０Ｇ−ＥＰＯＮのＰＲ３仕様およびＰＲＸ３仕様に従う局側装置において、ＲＳＳＩ回路を構成する場合を考える。この場合、１０．３１２５Ｇｂ／ｓ，−６．０ｄＢｍの強信号と１．２５Ｇｂ／ｓ，−２９．７８ｄＢｍの弱信号との強度差は２３．７８ｄＢである。
【００１４】
時定数回路を用いてＲＳＳＩ回路を構成する場合には、時定数τの時間でたとえばｅ＝２．７１８＝４．３４ｄＢの強度変化に追随できる。この場合、２３．７８ｄＢの変化に追随するためには、時定数τの５．４８倍（＝２３．７８／４．３４）の時間を要する。
【００１５】
バースト信号の強度検出において、検出タイミングをプリアンブル部の後半部からデータ部の最初までの範囲に設定することにより、検出精度を高めることが可能となる。たとえば、１０Ｇ−ＥＰＯＮではバースト信号のプリアンブル部の長さが１．２μｓ以下であり、バースト信号の先頭からたとえば５００ｎｓ（ナノ秒）で当該バースト信号の強度を検出するためには、ＲＳＳＩ回路の時定数τを５００ｎｓ／５．４８≒９０ｎｓより短く設定する必要がある。
【００１６】
仮に５００ｐＦのバイパスコンデンサを配置する場合には、時定数を９０ｎｓより短く設定するために、カレントミラー回路等の抵抗成分、またはシャント抵抗を１８０Ω以下に抑える必要がある。すなわち、以下の式（Ａ１）を満たす必要がある。
Ｒ×Ｃ＝Ｒ×５００×１０-12＜９０×１０-9・・・（Ａ１）
Ｒ＜１８０
【００１７】
しかしながら、−２９．７８ｄＢｍの光信号を受信した場合に相当する１０μＡ（マイクロアンペア）のＡＰＤの出力電流（以下、ＡＰＤ電流とも称する。）が、１８０Ωの抵抗を流れたときの電圧降下は、わずかに１．８ｍＶである。このため、カレントミラー回路を用いるＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２にＲＳＳＩ回路では、高精度な検出を実現することは困難である。
【００１８】
より詳細には、シャント型の電流検出回路では、ＡＰＤ電流によるシャント抵抗の電圧降下に対応したシャント電流を生成し、ＡＰＤ電流による電圧降下とシャント電流による電圧降下とが一致するように、オペアンプを用いてフィードバック制御を行なう。ここで、上記のように電圧降下が１．８ｍＶと小さい場合には、入力オフセットが十分に小さいオペアンプが必要となるが、高速応答が可能なオペアンプとの両立は困難である。
【００１９】
また、特許文献１には、以下のような技術が開示されている。すなわち、光信号がパケットフォーマットで送受信されるような光通信システムにおける光パワーモニタであって、パケット先頭のマーク率が固定の時間より短い時定数で、光信号の強度に対応する電気信号を積分する積分手段と、計数手段の指示に従って、積分手段の積分値を取得し、計測対象のパケットの光強度とする取得手段とからなる。
【００２０】
このような特許文献１に記載の技術を超えて、受光素子の出力電流を電圧に変換する回路の時定数を適切に設定することにより、受光素子の出力電流を良好に測定することが望まれる。
【００２１】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、受光素子の出力電流を良好に測定することが可能な光受信器および受光電流モニタ方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる光受信器は、光信号を受信するための受光素子と、上記受光素子にバイアス電圧を供給し、かつ上記受光素子の出力電流を電圧に変換するためのバイアス供給／電流電圧変換部とを備え、上記バイアス供給／電流電圧変換部は、参照電圧を受ける非反転入力端子と、反転入力端子と、出力端子とを有し、上記出力端子から差動増幅電圧を出力するための第１の差動増幅回路と、上記第１の差動増幅回路の出力端子および反転入力端子間に接続された帰還抵抗とを含み、上記受光素子の第１端が、上記第１の差動増幅回路の反転入力端子および上記帰還抵抗と電気的に接続されている。
【００２３】
このように、トランスインピーダンスアンプを用いて受光素子の出力電流を電圧に変換する構成により、バースト信号を受信する受光素子の出力電流を検出する動作において、高速応答が可能となる。これにより、短いバースト信号の電力測定を高精度に行なうことができる。また、トランスインピーダンスアンプにおいて参照電圧が入力される差動入力の構成を採用することにより、バイアス電圧の設定が容易となり、また、バイアス電圧がバースト信号の強度によって変動することを防ぎ、一定レベルのバイアス電圧を受光素子に供給することができる。すなわち、カレントミラー回路を用いたＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路のように、たとえば、強いバースト信号を受信した際に、抵抗における電圧降下によってバイアス電圧が低下し、次の弱いバースト信号を受信する際に影響が出ることを防ぐことができる。したがって、受光素子の出力電流を高精度にモニタし、かつバースト信号に対する当該モニタ動作の応答速度を向上することができる。また、トランスインピーダンスアンプを用いることにより、受光素子の出力電流を、当該出力電流に比例した電圧に変換することができるため、高精度なモニタが可能となる。
【００２４】
好ましくは、上記光受信器は、さらに、上記受光素子の第１端と電気的に接続されたキャパシタを備え、上記受光素子の第２端は、上記受光素子の出力電流を受信信号に変換するための光信号受信部と電気的に接続されている。
【００２５】
このような構成により、送信器から受信器への信号のクロストークによる受信感度の劣化を防ぐとともに、受光素子の出力電流を測定する側の回路すなわちバイアス供給／電流電圧変換部が、たとえば１０ＧＨｚの高速で動作する受光素子側の主信号回路の電気的特性に影響を与えることを防ぐことができる。
【００２６】
好ましくは、上記光受信器は、さらに、上記差動増幅電圧を増幅して電流に変換するための電圧電流変換部と、上記電圧電流変換部によって変換された電流を受ける第１端と、上記参照電圧よりもレベルの低い第１の固定電圧を受ける第２端とを有する出力抵抗とを備える。
【００２７】
このような構成により、受光素子の出力電流に比例した電流を取得し、取得した電流を用いてハイサイド側の高電圧をたとえばグランド基準の低電圧に変換することができる。
【００２８】
より好ましくは、上記電圧電流変換部は、上記差動増幅電圧を受ける反転入力端子と、上記参照電圧の供給されるノードと電気的に接続された非反転入力端子と、出力端子とを有する第２の差動増幅回路と、上記第２の差動増幅回路の出力端子と電気的に接続された制御電極と、上記参照電圧よりもレベルの高い第２の固定電圧を受ける第１導通電極と、上記参照電圧の供給されるノードおよび上記第２の差動増幅回路の非反転入力端子と電気的に接続された第２導通電極とを有する第１のトランジスタと、上記第２の差動増幅回路の出力端子と電気的に接続された制御電極と、上記第２の固定電圧を受ける第１導通電極と、上記出力抵抗と電気的に接続された第２導通電極とを有する第２のトランジスタとを含む。
【００２９】
このように、出力インピーダンスの低い第２の差動増幅回路によって第１のトランジスタおよび第２のトランジスタを駆動する構成により、たとえば光受信器への光信号の入力の無い状態である無信号状態において光信号が入力されても、当該入力に迅速に応答して受光素子の出力電流を検出することができる。また、第１のトランジスタのコレクタ電流を第２の差動増幅回路の非反転入力端子へ負帰還する構成により、受光素子の出力電流を安定して検出することができる。
【００３０】
より好ましくは、上記光受信器は、さらに、上記参照電圧を生成するための参照電圧生成部を備え、上記参照電圧生成部は、分圧比に応じた電圧を参照電圧として上記第１の差動増幅回路の非反転入力端子へ出力するための第１の分圧回路と、分圧比に応じた電圧を参照電圧として上記第２の差動増幅回路の非反転入力端子へ出力するための第２の分圧回路とを含み、上記第１の分圧回路の分圧比および上記第２の分圧回路の分圧比は等しい。
【００３１】
このような構成により、第２の差動増幅回路の非反転入力端子の電圧を、第１のトランジスタのコレクタ電流に応じて変化させ、第１の差動増幅回路の出力電圧の変化に追従させることができる。これにより、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタのコレクタ電流は第１の差動増幅回路の出力電圧に比例したものとなる。さらに、第１の差動増幅回路の出力電圧が受光素子の出力電流に比例するため、第２のトランジスタのコレクタ電流は受光素子の出力電流に比例したものとなり、受光素子の出力電流を精度良くモニタすることが可能となる。また、第１の差動増幅回路および第２の差動増幅回路用に分圧回路を別個に設ける構成により、第２の差動増幅回路の非反転入力端子の電圧を変化させながら、第１の差動増幅回路に供給される参照電圧のレベルを安定に保つことができる。また、後述のボルテージフォロワを用いる光受信器と比べて、参照電圧生成部の構成の簡易化を図ることができる。
【００３２】
より好ましくは、上記光受信器は、さらに、上記参照電圧を生成するための参照電圧生成部を備え、上記参照電圧生成部は、分圧比に応じた電圧を出力するための分圧回路と、上記分圧回路から電圧を受けて上記参照電圧を出力するためのボルテージフォロワと、上記第２の差動増幅回路の非反転入力端子および第１のトランジスタの第２導通電極の接続ノードと電気的に接続された第１端と、上記ボルテージフォロワからの上記参照電圧を受ける第２端とを有する抵抗とを含む。
【００３３】
このように、ボルテージフォロワを用いる構成により、第１の差動増幅回路に供給される参照電圧のレベルをより安定に保つことができる。また、抵抗を設ける構成により、第２の差動増幅回路の非反転入力端子の電圧を、第１のトランジスタのコレクタ電流に応じて変化させ、第１の差動増幅回路の出力電圧の変化に追従させることができる。これにより、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタのコレクタ電流は第１の差動増幅回路の出力電圧に比例したものとなる。さらに、第１の差動増幅回路の出力電圧が受光素子の出力電流に比例するため、第２のトランジスタのコレクタ電流は受光素子の出力電流に比例したものとなり、受光素子の出力電流を精度良くモニタすることが可能となる。
【００３４】
好ましくは、上記光受信器は、さらに、上記第１の差動増幅回路の出力端子から上記帰還抵抗を通して流れる電流の大きさを検出し、検出結果に基づいて、上記第１の差動増幅回路から上記受光素子に供給される電流を制限するための電流制限部を備える。
【００３５】
このように、バイアス電圧を供給するバイアス供給／電流電圧変換部に対して電流制限部を設けることにより、受光素子の仕様を超える過大電流が流れないように受光素子を保護することができる。また、応答が速いトランスインピーダンスアンプの出力に基づいて電流制限の有無を判断する構成により、過大電流を高速に検出し、電流制限を実行することができる。
【００３６】
好ましくは、上記光受信器は、さらに、上記第１の差動増幅回路から出力される上記差動増幅電圧を電流に変換するための電圧電流変換部と、上記第１の差動増幅回路と上記電圧電流変換部との間に接続され、上記受光素子の出力電流を測定すべきタイミングを示すタイミング情報に従い、上記差動増幅電圧を保持するとともに上記電圧電流変換部へ出力するためのサンプルホールド部とを備える。
【００３７】
このように、バイアス供給／電流電圧変換部の後段にサンプルホールド部を設けることにより、バースト信号の受信に対して、電圧電流変換部の出力が十分に速く応答するための構成を不要とする。すなわち、光受信器では、バイアス供給／電流電圧変換部までの回路を高速に動作させ、たとえばトリガ信号に従ってバイアス供給／電流電圧変換部の出力電圧をサンプルホールド部で保持しておく。これにより、電圧電流変換部を、たとえばＡＤＣによる読み込みタイミングに間に合う最低限の速度で動作させることができる。したがって、サンプルホールド部より後段の回路の動作を低速化することができ、オフセットの小さい差動増幅回路等、高精度な部品を使用することができる。すなわち、電圧電流変換部は、レベルシフトを行なうために耐圧の大きい部品を使用する必要があるが、電圧電流変換部の低速動作を可能とすることにより、電圧電流変換部において高耐圧および高速動作の両方を満足する部品を使用する必要がなくなり、部品選択の容易化を図ることができる。
【００３８】
好ましくは、上記光受信器は、複数の宅側装置と、各上記宅側装置と共通の光通信回線を介して光信号を送受信するための局側装置とを備え、上記各宅側装置から上記局側装置への上記光信号が時分割多重される通信システムにおける上記局側装置に設けられる。
【００３９】
このような受動的光ネットワークにおいて光受信器を用いることにより、各宅側装置から強度の異なるバースト信号を連続して受信しても、受光素子の出力電流を高速かつ高精度に検出することができる。
【００４０】
またこの発明の別の局面に係わる光受信器は、バースト光信号を受信するための受光素子と、上記受光素子にバイアス電圧を供給し、かつ上記受光素子の出力電流を、上記バースト光信号の強度検出結果として電圧に変換するための電流電圧変換部とを備え、上記電流電圧変換部の時定数τが、以下の各式を満足するように設定される。
１−ｅｘｐ（−ｔ／τ）＜ｅｒｒ
ｅｘｐ（−Ｔ／τ）＜ｅｒｒ／Ｒ
但し、ｔは上記バースト光信号のプリアンブル部において同一論理レベルが連続する最長時間であり、ｅｒｒは最大許容誤差であり、Ｔは上記バースト光信号の最短長であり、Ｒは上記バースト光信号の強弱比である。
【００４１】
このような構成により、バースト信号のプリアンブル部の同期用パターンにおいて、同一論理レベルの連続時間よりも時定数を十分長くすることができる。また、前回受信したバースト信号の影響を受けることなく、最短のバースト信号の最後尾までにバイアス供給／電流電圧変換部の出力電圧が収束するように、時定数を十分短くすることができる。したがって、受光素子の出力電流を電圧に変換する回路の時定数を適切に設定することにより、受光素子の出力電流を良好に測定することができる。また、前述のように時定数回路を用いてＲＳＳＩ回路を構成する場合よりも時定数を短く設定できるため、最大許容誤差が小さい場合でも良好な測定が可能となる。また、バースト信号の最短長が短い場合でも良好な測定が可能となる。
【００４２】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる受光電流モニタ方法は、光信号を受信するための受光素子に供給されるバイアス電圧と、参照電圧との差を増幅した差動増幅電圧を出力するステップと、帰還抵抗を介して上記差動増幅電圧を上記受光素子に供給することにより、上記バイアス電圧を上記受光素子に供給するとともに上記バイアス電圧が上記参照電圧と一致するように制御するステップと、上記差動増幅電圧を、上記受光素子の出力電流の測定結果として取得するステップとを含む。
【００４３】
このように、帰還抵抗を用いた差動増幅によって受光素子の出力電流を電圧に変換する構成により、バースト信号を受信する受光素子の出力電流を検出する動作において、高速応答が可能となる。これにより、短いバースト信号の電力測定を高精度に行なうことができる。また、参照電圧が入力される差動入力の構成を採用することにより、バイアス電圧の設定が容易となり、また、バイアス電圧がバースト信号の強度によって変動することを防ぎ、一定レベルのバイアス電圧を受光素子に供給することができる。すなわち、カレントミラー回路を用いたＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路のように、たとえば、強いバースト信号を受信した際に、抵抗における電圧降下によってバイアス電圧が低下し、次の弱いバースト信号を受信する際に影響が出ることを防ぐことができる。したがって、受光素子の出力電流を高精度にモニタし、かつバースト信号に対する当該モニタ動作の応答速度を向上することができる。
【発明の効果】
【００４４】
本発明によれば、受光素子の出力電流を良好に測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＰＯＮシステムの構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る局側装置の構成を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器の構成を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器におけるＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部の構成を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における電圧電流変換部の構成を示す図である。
【図６】ＡＰＤバイアス／電流モニタ部の構成の一例を詳細に示す回路図である。
【図７】図６に示す光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、無信号状態において入力されたバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図９】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図１０】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図１１】本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、ＡＰＤ電流と電圧Ｖｒｓｓｉとの関係を示す図である。
【図１２】図１１の一部を拡大した図である。
【図１３】本発明の第１の実施の形態に係る受光電流モニタ方法の手順を示すフローチャートである。
【図１４】ＡＰＤバイアス／電流モニタ部の変形例の構成を示す回路図である。
【図１５】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。
【図１６】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図１７】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、無信号状態において入力されたバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図１８】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図１９】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。
【図２０】本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、ＡＰＤ電流と電圧Ｖｒｓｓｉとの関係を示す図である。
【図２１】図２０の一部を拡大した図である。
【図２２】本発明の第３の実施の形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。
【図２３】本発明の第４の実施の形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４６】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００４７】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るＰＯＮシステムの構成を示す図である。
【００４８】
図１を参照して、ＰＯＮシステム５０１は、たとえば１０Ｇ−ＥＰＯＮであり、宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄと、局側装置４０２と、スプリッタＳＰ１，ＳＰ２とを備える。宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃと局側装置４０２とは、スプリッタＳＰ１およびＳＰ２ならびに光ファイバＯＰＴＦを介して接続され、互いに光信号を送受信する。宅側装置４０１Ｄと局側装置４０２とは、スプリッタＳＰ２および光ファイバＯＰＴＦを介して接続され、互いに光信号を送受信する。ＰＯＮシステム５０１では、宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄから局側装置４０２への光信号が時分割多重される。
【００４９】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る局側装置の構成を示す図である。
【００５０】
図２を参照して、局側装置４０２は、光モジュール３０１と、ＰＯＮ受信部３０２と、ＰＯＮ送信部３０３と、通信制御部３０４と、上位ネットワーク受信部３０５と、上位ネットワーク送信部３０６とを備える。光モジュール３０１は、光受信器１０１と、光送信器５８と、合分波部５０とを含む。光受信器１０１は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１と、レンズ５１と、受光素子５２と、前置増幅器５３とを含む。光送信器５８は、レンズ５７と、発光素子５６とを含む。ＰＯＮ受信部３０２は、後置増幅器５４と、クロック／データ再生部５９とを含む。
【００５１】
上位ネットワーク５０２からのフレームは上位ネットワーク受信部３０５により受信され、通信制御部３０４へ送られる。通信制御部３０４は、ＰＯＮ送信部３０３を介して光モジュール３０１へフレームを出力する。光モジュール３０１の光送信器５８において、発光素子５６は、ＰＯＮ送信部３０３から受けた電気信号であるフレームを光信号に変換し、レンズ５７および合分波部５０を介して宅側装置へ送信する。
【００５２】
一方、宅側装置から局側装置へ送信された光信号は、合分波部５０を介して光受信器１０１により受信される。光受信器１０１において、受光素子５２は、合分波部５０およびレンズ５１を介して光ファイバＯＰＴＦと光学的に結合されている。受光素子５２は、光ファイバＯＰＴＦから受けた光量に応じた電流を出力する。前置増幅器５３は、受光素子５２から受けた電流を増幅して電圧に変換し、ＰＯＮ受信部３０２へ出力する。
【００５３】
ＰＯＮ受信部３０２において、後置増幅器５４は、前置増幅器５３から受けた電圧を、受信信号すなわち２値のレベルを有する電圧に変換してクロック／データ再生部５９へ出力する。クロック／データ再生部５９は、後置増幅器５４から受けた受信信号に基づいて、クロックおよびデータを再生する。
【００５４】
通信制御部３０４は、クロック／データ再生部５９から受けたデータを復号化し、データフレームおよび制御フレームを復元する。通信制御部３０４は、復元したこれらのフレームに基づいて、上位ネットワーク送信部３０６を介して上位ネットワーク５０２へフレームを送信する。また、通信制御部３０４は、各宅側装置が送信した光信号が時間的に競合しないように、宅側装置からのバースト信号の開始タイミングおよび終了タイミング等を管理し、バースト信号を送信してもよい期間を示すウインドウを制御フレームとして宅側装置に通知する。宅側装置は、割り当てられたウインドウにおいてバースト信号を送信してくるため、通信制御部３０４は、管理しているタイミングに基づいて、バースト信号の測定タイミングを示すタイミング情報をＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１へ出力する。
【００５５】
ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１は、通信制御部３０４から受けたタイミング情報の示すタイミングに従って受光素子５２の出力電流を検出し、検出結果を示すモニタ信号を通信制御部３０４へ出力する。
【００５６】
通信制御部３０４は、たとえば、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１から受けたモニタ信号の示す受光素子５２の出力電流レベルを記憶するとともに、局側装置４０２に接続された監視システム等の端末装置へ出力する。
【００５７】
図３は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器の構成を示す図である。
【００５８】
図３を参照して、光受信器１０１は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１と、受光素子５２と、キャパシタ２５と、帰還抵抗が設けられた前置増幅器５３とを含む。ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１は、電源電圧供給部２１と、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２と、電圧電流変換部２３と、出力抵抗２４とを含む。受光素子５２は、たとえばＡＰＤである。
【００５９】
電源電圧供給部２１は、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２および電圧電流変換部２３に電源電圧を供給する。
【００６０】
ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２は、受光素子５２にバイアス電圧を供給し、かつ受光素子５２の出力電流を電圧に変換する。
【００６１】
電圧電流変換部２３および出力抵抗２４は、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２から出力されるハイサイド側の高電圧をローサイド側の低電圧にレベルシフトする。すなわち、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２から出力される高電圧を後段の回路において処理しやすい低電圧に変換する。
【００６２】
より詳細には、電圧電流変換部２３は、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２から受けた電圧を電流に変換する。
【００６３】
出力抵抗２４は、電圧電流変換部２３によって変換された電流を、受光素子５２の出力電流の測定結果を示す電圧ＶＲＳＳＩに変換する。この電圧ＶＲＳＳＩがモニタ信号として通信制御部３０４へ出力される。
【００６４】
キャパシタ２５は、受光素子５２のバイアス電圧印加側にバイパスコンデンサとして設けられる。キャパシタ２５は、受光素子５２の近傍に配置されることが好ましい。
【００６５】
図４は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器におけるＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部の構成を示す図である。
【００６６】
図４を参照して、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２は、差動増幅回路３１と、帰還抵抗３２とを含む。
【００６７】
差動増幅回路３１は、参照電圧Ｖｒｅｆを受ける非反転入力端子（差動増幅回路において「＋」で示す端子）と、反転入力端子（差動増幅回路において「−」で示す端子）と、出力端子とを有し、出力端子から差動増幅電圧を出力する。差動増幅回路３１は、受光素子５２の出力電流を電圧に変換するトランスインピーダンスアンプとして動作する。
【００６８】
帰還抵抗３２は、差動増幅回路３１の出力端子および反転入力端子間に接続されている。受光素子５２のカソードが、差動増幅回路３１の反転入力端子および帰還抵抗３２と電気的に接続されている。
【００６９】
キャパシタ２５は、受光素子５２のカソード、差動増幅回路３１の反転入力端子および帰還抵抗３２と電気的に接続されている。受光素子５２のアノードは、受光素子５２の出力電流を受信信号に変換するための光信号受信部と電気的に接続される。この光信号受信部は、前置増幅器５３および後置増幅器５４を含む。
【００７０】
受光素子５２に与えられるバイアス電圧（以下、ＡＰＤバイアスとも称する。）は、差動増幅回路３１の出力端子から帰還抵抗３２および差動増幅回路３１の反転入力端子を介して受光素子５２に供給される。
【００７１】
差動増幅回路３１では、非反転入力端子の電圧および反転入力端子の電圧が一致するように帰還抵抗３２を介して出力電圧が帰還される。このため、差動増幅回路３１の非反転入力端子へ参照電圧Ｖｒｅｆを供給することにより、参照電圧Ｖｒｅｆと等しい電圧を、ＡＰＤバイアスとして受光素子５２に供給することができる。
【００７２】
すなわち、差動増幅回路３１の非反転入力端子における電圧をＶｉ１ｐとし、反転入力端子における電圧をＶｉ１ｎとし、参照電圧をＶｒｅｆとし、ＡＰＤバイアスをＶａｐｄとすると、以下の関係が成り立つ。
Ｖｉ１ｐ＝Ｖｒｅｆ
Ｖｉ１ｎ＝Ｖａｐｄ
【００７３】
差動増幅回路３１における仮想接地より、以下の関係が成り立つ。
Ｖｉ１ｐ＝Ｖｉ１ｎ
【００７４】
したがって、以下の関係が成り立つ。
Ｖａｐｄ＝Ｖｒｅｆ・・・（Ｂ１）
【００７５】
また、受光素子５２の出力電流（以下、ＡＰＤ電流とも称する。）をＩａｐｄとし、帰還抵抗３２の抵抗値をＲｆとすると、差動増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ１は、以下の式で表される。
Ｖｏｕｔ１＝Ｖｉ１ｎ＋Ｒｆ×Ｉａｐｄ・・・（Ｂ２）
【００７６】
式（Ｂ２）より、差動増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ１は、ＡＰＤ電流に応じて変化することが分かる。すなわち、差動増幅回路３１の出力電圧が、受光素子５２の出力電流の測定結果を示すことになる。
【００７７】
入力容量すなわちキャパシタ２５の容量をＣａｐｄとし、差動増幅回路３１の利得をＡとすると、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１における回路の時定数τ１は、以下の式で表される。
τ１＝Ｒｆ×Ｃａｐｄ／Ａ
【００７８】
ここで、カレントミラー回路を用いるＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路では、バイパスコンデンサと抵抗とで時定数τ２＝（Ｒ×Ｃａｐｄ）のローパスフィルタが形成される。
【００７９】
これに対して、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１では、差動増幅回路３１によってトランスインピーダンスアンプを構成することにより、時定数τ１が時定数τ２の１／Ａとなる。すなわち、ＡＰＤ電流検出に関し、Ａ倍の高速応答が可能となる。このため、Ａ倍の高速応答分、帰還抵抗３２として大きな抵抗値の抵抗を使用することができる。
【００８０】
具体的には、カレントミラー回路を用いるＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路において５００ｐＦのバイパスコンデンサを使用した場合には、式（Ａ１）より、抵抗値を１８０Ω以下に抑える必要があった。
【００８１】
これに対して、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１では、たとえば５．６倍の利得（Ａ＝５．６）の差動増幅回路３１を使用することにより、帰還抵抗３２の抵抗値を１ｋΩ程度にまで大きくすることができる。
【００８２】
また、カレントミラー回路を用いるＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路では、強電力のバースト信号を受信すると、抵抗の電圧降下によってＡＰＤバイアスが低下してしまう。
【００８３】
これに対して、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１では、帰還抵抗３２として抵抗値の大きな抵抗を使用しても、式（Ｂ１）より、ＡＰＤバイアスは一定の参照電圧Ｖｒｅｆである。
【００８４】
すなわち、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１では、局側装置４０２が強度の異なるバースト信号を連続的に受信しても、あるバースト信号の受信時におけるＡＰＤバイアスが、前回受信したバースト信号の強度によって変動することを防ぐことができる。
【００８５】
なお、差動増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ１の動作範囲は、仕様で定められた範囲のＡＰＤ電流に対して、式（Ｂ２）を満たすように設定する必要がある。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔ１の上限を適切に設定することで、出力電圧Ｖｏｕｔ１の動作範囲を超えるＡＰＤ電流が流れた場合には、帰還抵抗３２の電圧降下によりＡＰＤバイアスが低下し、受光素子５２を保護することができる。
【００８６】
電圧電流変換部２３は、参照電圧Ｖｒｅｆを基準に差動増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ１を増幅して差動増幅電圧を生成し、生成した差動増幅電圧を電流に変換する。
【００８７】
出力抵抗２４は、電圧電流変換部２３によって変換された電流を受ける第１端と、参照電圧Ｖｒｅｆよりもレベルの低い固定電圧たとえば接地電圧を受ける第２端とを有する。
【００８８】
電圧電流変換部２３において、参照電圧Ｖｒｅｆを基準とした入力電圧は、式（Ｂ１）および式（Ｂ２）より、以下の式で表される。
Ｖｏｕｔ１−Ｖｒｅｆ＝Ｒｆ×Ｉａｐｄ
【００８９】
電圧電流変換部２３は、生成した差動増幅電圧を電流に変換し、グランドに接地した出力抵抗２４で受けることにより、グランド基準の出力電圧Ｖｒｓｓｉを生成する。これにより、ハイサイド側の出力電圧Ｖｏｕｔ１をローサイド側にシフトすることができる。
【００９０】
ここで、電圧電流変換部２３のトランスコンダクタンスをＧとし、出力抵抗２４の抵抗値をＲｇとすると、出力電圧Ｖｒｓｓｉは、以下の式で表される。
Ｖｒｓｓｉ＝Ｒｆ×Ｉａｐｄ×Ｇ×Ｒｇ
【００９１】
図５は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における電圧電流変換部の構成を示す図である。
【００９２】
図５を参照して、電圧電流変換部２３は、差動増幅回路３３と、ＰＮＰトランジスタ３４，３５と、抵抗３６とを含む。ＰＮＰトランジスタ３４，３５は、たとえば同じ電気的特性を有する。
【００９３】
差動増幅回路３３は、差動増幅回路３１から出力される差動増幅電圧を受ける反転入力端子と、参照電圧Ｖｒｅｆの供給されるノードと電気的に接続された非反転入力端子と、出力端子とを有する。
【００９４】
ＰＮＰトランジスタ３４は、差動増幅回路３３の出力端子と電気的に接続されたベースと、参照電圧Ｖｒｅｆよりもレベルの高い固定電圧を受けるエミッタと、参照電圧Ｖｒｅｆの供給されるノードおよび差動増幅回路３３の非反転入力端子と電気的に接続されたコレクタとを有する。
【００９５】
ＰＮＰトランジスタ３５は、差動増幅回路３３の出力端子と電気的に接続されたベースと、固定電圧たとえば電源電圧ＶＰを受けるエミッタと、出力抵抗２４と電気的に接続されたコレクタとを有する。
【００９６】
すなわち、電圧電流変換部２３では、ＰＮＰトランジスタ３４，３５のベースが差動増幅回路３３の出力端子に接続され、ＰＮＰトランジスタ３４のコレクタ電流Ｉ１を、参照電圧Ｖｒｅｆの供給されるノードに接続された抵抗３６で受けて、差動増幅回路３３の非反転入力端子に帰還する。
【００９７】
差動増幅回路３３の非反転入力端子における電圧をＶｉ２ｐとし、反転入力端子における電圧をＶｉ２ｎとし、抵抗３６の抵抗値をＲＡとし、ＰＮＰトランジスタ３４のコレクタ電流の電流値をＩ１とすると、以下の関係が成り立つ。
Ｖｉ２ｎ＝Ｖｏｕｔ１＝Ｖｒｅｆ＋Ｉａｐｄ×Ｒｆ
Ｖｉ２ｐ＝Ｖｒｅｆ＋Ｉ１×ＲＡ
【００９８】
差動増幅回路３３における仮想接地より、以下の関係が成り立つ。
Ｖｉ２ｐ＝Ｖｉ２ｎ
【００９９】
したがって、以下の関係が成り立つ。
Ｉ１＝Ｉａｐｄ×Ｒｆ／ＲＡ・・・（Ｂ３）
【０１００】
ここで、ＰＮＰトランジスタ３５は、ＰＮＰトランジスタ３４のコレクタ電流Ｉ１をミラーしたコレクタ電流Ｉ２を出力する。コレクタ電流Ｉ２の電流値をＩ２とすると、以下の関係が成り立つ。
Ｉ２＝Ｉ１
【０１０１】
したがって、電圧電流変換部２３の出力電圧Ｖｒｓｓｉは、以下の式で表される。
Ｖｒｓｓｉ＝Ｉａｐｄ×Ｒｆ／ＲＡ×Ｒｇ
【０１０２】
なお、ＲｆおよびＲＡを等しくする必要はないが、ＲｆおよびＲＡを等しく設定した場合には、差動増幅回路３３から、増減比率がＡＰＤ電流と一致する電圧を出力することができる。
【０１０３】
次に、本願発明者による光受信器１０１の動作の検証内容を詳細に説明する。
【０１０４】
図６は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部の構成の一例を詳細に示す回路図である。
【０１０５】
図６を参照して、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１は、電源電圧供給部２１と、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２と、電圧電流変換部２３と、参照電圧生成部２６とを含む。ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２は、差動増幅回路Ｕ１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２とを含む。差動増幅回路Ｕ１は、差動増幅回路３１に相当する。抵抗Ｒ２は、帰還抵抗３２に相当する。電圧電流変換部２３は、差動増幅回路Ｕ２と、抵抗Ｒ３，Ｒ６，Ｒ７と、ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ２とを含む。差動増幅回路Ｕ２は、差動増幅回路３３に相当する。ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ２は、ＰＮＰトランジスタ３４，３５に相当する。抵抗Ｒ３は、抵抗３６に相当する。参照電圧生成部２６は、差動増幅回路Ｕ３と、分圧回路６１とを含む。分圧回路６１は、抵抗Ｒ４，Ｒ５を含む。
【０１０６】
また、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１において、抵抗Ｒ８、および抵抗Ｒ８と並列に接続されたキャパシタＣ１が設けられる。抵抗Ｒ８は、出力抵抗２４に相当する。
【０１０７】
電源電圧供給部２１は、２７．５Ｖの直流電圧である電源電圧ＶＰを生成し、また、２２．５Ｖの直流電圧である電源電圧ＶＮを生成する。電源電圧ＶＰおよび電源電圧ＶＮは、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２、電圧電流変換部２３および参照電圧生成部２６に供給される。なお、電源電圧ＶＮは、接地電圧に設定することも可能である。
【０１０８】
ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２において、抵抗Ｒ１は、受光素子５２のカソードに接続された第１端と、第２端とを有する。差動増幅回路Ｕ１は、抵抗Ｒ１の第２端および抵抗Ｒ２の第１端に接続された反転入力端子と、参照電圧生成部２６における差動増幅回路Ｕ３の出力端子に接続された非反転入力端子と、抵抗Ｒ２の第２端および電圧電流変換部２３における抵抗Ｒ６の第１端に接続された出力端子とを有する。
【０１０９】
電圧電流変換部２３において、差動増幅回路Ｕ２は、抵抗Ｒ６の第２端および抵抗Ｒ７の第１端に接続された反転入力端子と、抵抗Ｒ３の第１端に接続された非反転入力端子と、抵抗Ｒ７の第２端に接続された出力端子とを有する。ＰＮＰトランジスタＱ１は、差動増幅回路Ｕ２の出力端子に接続されたベースと、電源電圧ＶＰを受けるエミッタと、差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子および抵抗Ｒ３の第１端に接続されたコレクタとを有する。ＰＮＰトランジスタＱ２は、差動増幅回路Ｕ２の出力端子に接続されたベースと、電源電圧ＶＰを受けるエミッタと、抵抗Ｒ８の第１端およびキャパシタＣ１の第１端に接続されたコレクタとを有する。抵抗Ｒ８の第２端およびキャパシタＣ１の第２端は、接地電圧の供給される接地ノードに接続されている。
【０１１０】
参照電圧生成部２６において、差動増幅回路Ｕ３は、電圧電流変換部２３における抵抗Ｒ３の第２端およびＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２における差動増幅回路３１の非反転入力端子に接続された出力端子と、抵抗Ｒ４の第２端および抵抗Ｒ５の第１端に接続された非反転入力端子と、差動増幅回路Ｕ３の出力端子に接続された反転入力端子とを有する。抵抗Ｒ４の第１端に電源電圧ＶＰが供給され、抵抗Ｒ５の第２端に電源電圧ＶＮが供給される。
【０１１１】
たとえば、キャパシタ２５の容量値は５００ｐＦ（ピコファラド）であり、キャパシタＣ１の容量値は５０ｐＦである。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８の抵抗値はそれぞれ１００Ω、１ｋΩ、１ｋΩ、１０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、７５ｋΩ、８００Ωである。
【０１１２】
参照電圧生成部２６は、参照電圧Ｖｒｅｆを生成し、差動増幅回路Ｕ１の非反転入力端子、および抵抗Ｒ３を介して差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子へ出力する。
【０１１３】
より詳細には、参照電圧生成部２６において、分圧回路６１は、抵抗Ｒ４および抵抗Ｒ５による分圧比に応じた電圧を出力する。
【０１１４】
差動増幅回路Ｕ３によって構成されるボルテージフォロワは、分圧回路６１から電圧を受けて参照電圧Ｖｒｅｆを出力する。
【０１１５】
なお、差動増幅回路Ｕ１の出力電圧Ｖｏｕｔ１の動作範囲は電源電圧ＶＰによって制限されるため、以下の関係が成り立つ。
Ｖｒｅｆ≦Ｖｏｕｔ１＜ＶＰ
ここで、Ｖｏｕｔ１＝Ｖｒｅｆ＋Ｒｆ×Ｉａｐd
Ｉａｐｄ＜（ＶＰ−Ｖｒｅｆ）／Ｒｆ
【０１１６】
上記の式において、電源電圧ＶＰ、参照電圧Ｖｒｅｆおよび帰還抵抗Ｒｆの値がそれぞれ、２７．５Ｖ、２５．０Ｖおよび１ｋΩの場合、一定のＡＰＤバイアスを供給可能となるＡＰＤ電流は２．５ｍＡ未満となる。
【０１１７】
抵抗Ｒ３は、差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子およびＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタの接続ノードと接続された第１端と、差動増幅回路Ｕ３によって構成されるボルテージフォロワからの参照電圧Ｖｒｅｆを受ける第２端とを有する。
【０１１８】
なお、抵抗Ｒ６およびＲ７は、差動増幅回路Ｕ２の利得設定のために設けられたものであり、電圧電流変換部２３において抵抗Ｒ６およびＲ７を設けない構成であってもよい。
【０１１９】
ここで、差動増幅回路Ｕ１の利得Ａがたとえば１００である場合には、前述のようにキャパシタ２５の容量値Ｃａｐｄが５００ｐＦであり、抵抗Ｒ２の抵抗値Ｒｆが１ｋΩであるとすると、トランスインピーダンスアンプによる時定数τ１１は、以下の式で表される。
τ１１＝Ｒｆ×Ｃａｐｄ／Ａ＝１［ｋΩ］×５００［ｐＦ］／１００＝５［ｎｓ］
【０１２０】
τ１１＝５［ｎｓ］では回路の応答が速すぎることから、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２では、抵抗Ｒ１を設けることにより、時定数を調整する。
【０１２１】
すなわち、キャパシタ２５および抵抗Ｒ１が形成するローパスフィルタの時定数τ１２は、以下の式で表される。
τ１２＝１００［Ω］×５００［ｐＦ］＝５０［ｎｓ］
【０１２２】
これにより、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１の応答性を時定数τ１２によって決めることができるため、トランスインピーダンスアンプの応答が速すぎる影響を無くすことができる。
【０１２３】
その一方で、１００Ωの抵抗Ｒ１でＡＰＤ電流を検出するには抵抗値が小さすぎることから、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２では、高速応答が可能なトランスインピーダンスアンプを用いることで、たとえば１ｋΩの抵抗Ｒ２により十分な電流電圧変換利得を得ることができる。
【０１２４】
また、差動増幅回路の利得は、温度によるばらつき、および個体間のばらつきが大きいことから、トランスインピーダンスアンプによる時定数τ１１が変動する。光受信器１０１では、上記のように時定数τ１２によって回路の応答を決める構成により、差動増幅回路Ｕ１の利得のばらつきによる回路の時定数の変動を防ぐことができる。
【０１２５】
図７は、図６に示す光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図７において、横軸は時間であり、縦軸は電圧Ｖｒｓｓｉのレベルである。
【０１２６】
図７は、強度の異なるバースト信号を連続的に受信した場合、具体的には、ＡＰＤ電流が２ｍＡ（ミリアンペア）となるバースト信号、ＡＰＤ電流が１０μＡ（マイクロアンペア）となるバースト信号、ＡＰＤ電流が５００μＡとなるバースト信号、およびＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号をこの順番に受信した場合を示している。なお、これらの電流値は、実際のバースト信号の平均電流値である。また、ここでは、各バースト信号の長さは約１マイクロ秒に設定されている。
【０１２７】
図８は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、無信号状態において入力されたバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図の見方は図７と同様である。
【０１２８】
図８は、無信号状態においてＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号を受信した場合を示している。
【０１２９】
この場合、無信号状態において２ｍＡ相当のバースト信号を受信してから４００ｎｓ（ナノ秒）以内に、約２．１Ｖの安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０１３０】
図９は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図の見方は図７と同様である。
【０１３１】
図９を参照して、ＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号を受信している状態においてＡＰＤ電流が１０μＡとなるバースト信号を受信した場合を示している。
【０１３２】
この場合、１０μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に約７０ｍＶの安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０１３３】
図１０は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図の見方は図７と同様である。
【０１３４】
図１０を参照して、ＡＰＤ電流が１０μＡとなるバースト信号を受信している状態においてＡＰＤ電流が５００μＡとなるバースト信号を受信した場合を示している。
【０１３５】
この場合、５００μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に約５５ｍＶの安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０１３６】
以上のように、図６に示す光受信器では、２ｍＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られており、次に、１０μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られており、次に、５００μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られており、次に、２ｍＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０１３７】
すなわち、図６に示す光受信器では、強度の異なるバースト信号を連続的に受信した場合でも、ＡＰＤ電流を高速かつ高精度に検出可能であることが分かる。
【０１３８】
図１１は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における、ＡＰＤ電流と電圧Ｖｒｓｓｉとの関係を示す図である。図１１において、横軸はＡＰＤ電流Ｉａｐｄであり、単位はＡである。また、縦軸は電圧Ｖｒｓｓｉであり、単位はボルトである。図１２は、図１１の一部を拡大した図である。図の見方は図１１と同様である。
【０１３９】
図１１および図１２を参照して、ＡＰＤ電流レベルの広範囲にわたって、ＡＰＤ電流Ｉａｐｄに対する電圧Ｖｒｓｓｉの線形性が得られており、ＡＰＤ電流の良好な測定結果が得られていることが分かる。
【０１４０】
なお、電圧Ｖｒｓｓｉのオフセットが２５ｍＶ程度となっているが、これは、差動増幅回路３１および３３の特性に起因するものである。
【０１４１】
図１３は、本発明の第１の実施の形態に係る受光電流モニタ方法の手順を示すフローチャートである。
【０１４２】
図１３を参照して、まず、ＡＰＤバイアスすなわち受光素子５２に供給されるバイアス電圧と、参照電圧Ｖｒｅｆとの差を増幅した差動増幅電圧を出力する（ステップＳ１）。
【０１４３】
次に、帰還抵抗３２を介して上記差動増幅電圧を受光素子５２に供給することにより、ＡＰＤバイアスを受光素子５２に供給する（ステップＳ２）とともにＡＰＤバイアスが参照電圧Ｖｒｅｆと一致するように制御する（ステップＳ３〜Ｓ６）。
【０１４４】
すなわち、受光素子５２の出力電流の増加に伴ってＡＰＤバイアスのレベルが低下すると（ステップＳ３でＹＥＳ）、ＡＰＤバイアスのレベルが上昇するように上記差動増幅電圧のレベルを上昇させる（ステップＳ４）。
【０１４５】
一方、受光素子５２の出力電流の減少に伴ってＡＰＤバイアスのレベルが上昇すると（ステップＳ３でＮＯかつステップＳ５でＹＥＳ）、ＡＰＤバイアスのレベルが低下するように上記差動増幅電圧のレベルを低下させる（ステップＳ６）。
【０１４６】
そして、上記差動増幅電圧を、受光素子５２の出力電流の測定結果として取得する（ステップＳ７）。
【０１４７】
図１４は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部の変形例の構成を示す回路図である。なお、以下で説明する内容以外は図６に示すＡＰＤバイアス／電流モニタ部２２と同様である。
【０１４８】
図１４を参照して、この変形例では、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２は、差動増幅回路Ｕ１と、抵抗Ｒ２と、キャパシタＣ２とを含む。
【０１４９】
キャパシタＣ２は、帰還抵抗である抵抗Ｒ２と並列に、位相補償コンデンサとして配置される。
【０１５０】
ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２において、差動増幅回路Ｕ１は、受光素子５２のカソードおよび抵抗Ｒ２の第１端に接続された反転入力端子と、参照電圧生成部２６における差動増幅回路Ｕ３の出力端子に接続された非反転入力端子と、抵抗Ｒ２の第２端および電圧電流変換部２３における抵抗Ｒ６の第１端に接続された出力端子とを有する。キャパシタＣ２は、抵抗Ｒ２と並列に接続されている。すなわち、キャパシタＣ２は、抵抗Ｒ２の第１端に接続された第１端と、抵抗Ｒ２の第２端に接続された第２端とを有する。
【０１５１】
キャパシタＣ２の容量値をＣｆとすると、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１における回路の時定数τ１は、以下の式で表される。
τ１＝Ｒｆ×（Ｃａｐｄ＋Ａ×Ｃｆ）／Ａ・・・（Ｂ１１）
【０１５２】
たとえば、Ｃａｐｄ＝５００ｐＦ、Ａ＝１００の場合において、Ｃｆ＝５０ｐＦとすると、式（Ｂ１１）において（Ａ×Ｃｆ）の項が支配的となり、τ≒Ｒｆ×Ｃｆ＝５０ｎｓとなる。すなわち、この変形例では、差動増幅回路３１の利得Ａに依らず、時定数τ１を適切な範囲に設定することができる。
【０１５３】
また、図６にＡＰＤバイアス／電流モニタ部２２では、抵抗Ｒ１による電圧降下分だけ受光素子５２へのバイアス電圧が変化するが、この変形例では、抵抗Ｒ１を設けないことから、バイアス電圧をより安定にすることができる。
【０１５４】
ところで、カレントミラー回路を用いるＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２にＲＳＳＩ回路では、受光素子のバイアス電圧印加側にバイパスコンデンサを配置すると、バイパスコンデンサと抵抗成分とでローパスフィルタが形成されるため、受光素子の出力電流を高速かつ高精度に検出することが困難である、という問題点があった。
【０１５５】
これに対して、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２は、受光素子５２にバイアス電圧を供給し、かつ受光素子５２の出力電流を電圧に変換する。このＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２において、差動増幅回路３１は、参照電圧Ｖｒｅｆを受ける非反転入力端子と、反転入力端子と、出力端子とを有し、当該出力端子から差動増幅電圧を出力する。帰還抵抗３２は、差動増幅回路３１の出力端子および反転入力端子間に接続されている。そして、受光素子５２のカソードが、差動増幅回路３１の反転入力端子および帰還抵抗３２と電気的に接続されている。
【０１５６】
このように、トランスインピーダンスアンプを用いてＡＰＤ電流を電圧に変換する構成により、バースト信号を受信する受光素子の出力電流を検出する動作において、高速応答が可能となる。これにより、短いバースト信号の電力測定を高精度に行なうことができる。
【０１５７】
また、トランスインピーダンスアンプにおいて参照電圧Ｖｒｅｆが入力される差動入力の構成を採用することにより、ＡＰＤバイアスの設定が容易となり、また、ＡＰＤバイアスがバースト信号の強度によって変動することを防ぎ、一定レベルのバイアス電圧を受光素子に供給することができる。すなわち、カレントミラー回路を用いたＲＳＳＩ回路、ならびに非特許文献１および非特許文献２に記載のＲＳＳＩ回路のように、たとえば、強いバースト信号を受信した際に、抵抗における電圧降下によってＡＰＤバイアスが低下し、次の弱いバースト信号を受信する際に影響が出ることを防ぐことができる。
【０１５８】
したがって、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、受光素子の出力電流を高精度にモニタし、かつバースト信号に対する当該モニタ動作の応答速度を向上することができる。
【０１５９】
また、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、キャパシタ２５は、受光素子５２のカソードと電気的に接続されている。受光素子５２のアノードは、受光素子５２の出力電流を受信信号に変換するための光信号受信部と電気的に接続されている。
【０１６０】
このような構成により、送信器から受信器への信号のクロストークによる受信感度の劣化を防ぐとともに、受光素子５２の出力電流を測定する側の回路すなわちＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１が、１０ＧＨｚの高速で動作する受光素子５２側の主信号回路の電気的特性に影響を与えることを防ぐことができる。
【０１６１】
また、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、電圧電流変換部２３は、差動増幅回路３１から出力される差動増幅電圧を増幅して電流に変換する。そして、出力抵抗２４は、電圧電流変換部２３によって変換された電流を受ける第１端と、参照電圧Ｖｒｅｆよりもレベルの低い固定電圧（絶対値の小さい固定電圧）たとえば接地電圧を受ける第２端とを有する。
【０１６２】
このような構成により、ＡＰＤ電流に比例した電流を取得し、取得した電流を用いてハイサイド側の高電圧をたとえばグランド基準の低電圧に変換することができる。
【０１６３】
また、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、電圧電流変換部２３において、差動増幅回路３３は、差動増幅回路３１から出力される差動増幅電圧を受ける反転入力端子と、参照電圧Ｖｒｅｆの供給されるノードと電気的に接続された非反転入力端子と、出力端子とを有する。ＰＮＰトランジスタ３４は、差動増幅回路３３の出力端子と電気的に接続されたベースと、参照電圧Ｖｒｅｆよりもレベルの高い固定電圧（絶対値の大きい固定電圧）たとえば電源電圧ＶＰを受けるエミッタと、参照電圧Ｖｒｅｆの供給されるノードおよび差動増幅回路３３の非反転入力端子と電気的に接続されたコレクタとを有する。そして、ＰＮＰトランジスタ３５は、差動増幅回路３３の出力端子と電気的に接続されたベースと、固定電圧たとえば電源電圧ＶＰを受けるエミッタと、出力抵抗２４と電気的に接続されたコレクタとを有する。
【０１６４】
このように、出力インピーダンスの低い差動増幅回路３３によってＰＮＰトランジスタ３４，３５を駆動する構成により、たとえば局側装置４０２への光信号の入力の無い状態である無信号状態において光信号が入力されても、当該入力に迅速に応答してＡＰＤ電流を検出することができる。また、ＰＮＰトランジスタ３４のコレクタ電流を差動増幅回路３３の非反転入力端子へ負帰還する構成により、ＡＰＤ電流を安定して検出することができる。
【０１６５】
また、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、参照電圧生成部２６において、分圧回路６１は、分圧比に応じた電圧を出力する。差動増幅回路Ｕ３によって構成されるボルテージフォロワは、分圧回路６１から電圧を受けて参照電圧Ｖｒｅｆを出力する。そして、抵抗Ｒ３は、差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子およびＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタの接続ノードと電気的に接続された第１端と、差動増幅回路Ｕ３によって構成されるボルテージフォロワからの参照電圧Ｖｒｅｆを受ける第２端とを有する。
【０１６６】
このように、ボルテージフォロワを用いる構成により、差動増幅回路Ｕ１に供給される参照電圧Ｖｒｅｆのレベルをより安定に保つことができる。また、抵抗Ｒ３を設ける構成により、差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子の電圧を、ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ電流に応じて変化させ、差動増幅回路Ｕ１の出力電圧の変化に追従させることができる。このような構成により、ＰＮＰトランジスタＱ１およびＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流は差動増幅回路Ｕ１の出力電圧に比例したものとなる。さらに、差動増幅回路Ｕ１の出力電圧がＡＰＤ電流に比例するため、ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流はＡＰＤ電流に比例したものとなり、ＡＰＤ電流を精度良くモニタすることが可能となる。
【０１６７】
また、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器は、宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄと、宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄと共通の光通信回線を介して光信号を送受信するための局側装置４０２とを備え、宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄから局側装置４０２への光信号が時分割多重されるＰＯＮシステム５０１における局側装置４０２に設けられる。
【０１６８】
このような受動的光ネットワークにおいて光受信器を用いることにより、各宅側装置から強度の異なるバースト信号を連続して受信しても、受光素子の出力電流を高速かつ高精度に検出することができる。
【０１６９】
なお、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１は、電圧電流変換部２３および出力抵抗２４を含む構成であるとしたが、これに限定するものではない。ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１が、電圧電流変換部２３および出力抵抗２４を含まず、たとえば、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２の出力するハイサイド側の高電圧を、高耐圧のアナログ／デジタル変換器に直接出力する構成であってもよい。
【０１７０】
また、光受信器１０１では、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１における回路の時定数τが、以下を満足するように設定される。
【０１７１】
プリアンブル部における連続符号時間すなわちプリアンブル部において同一論理レベルが連続する最長時間をｔとし、測定すべき電流値に対する誤差をｅｒｒとすると、
１−ｅｘｐ（−ｔ／τ）＜ｅｒｒ・・・（Ｂ２１）
【０１７２】
たとえば、式（Ｂ２１）において、ｔ／τ＝１／５の場合、ｅｒｒ＝１８％となる。
【０１７３】
このような構成により、バースト信号のプリアンブル部の同期用パターンにおいて、同一論理レベルの連続時間よりも時定数を十分長くすることができるため、受光素子の出力電流を良好に測定することができる。
【０１７４】
また、光受信器１０１では、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１における回路の時定数τが、以下を満足するように設定される。
【０１７５】
すなわち、最短バースト信号長をＴとし、ＰＯＮシステム５０１において想定される各バースト信号間の強弱比をＲとすると、
ｅｘｐ（−Ｔ／τ）＜ｅｒｒ／Ｒ・・・（Ｂ２２）
【０１７６】
たとえば、式（Ｂ２２）において、τ／Ｔ＝１／８、Ｒ＝２４ｄＢ（＝２５０）の場合、ｅｒｒ＝８．４％となる。
【０１７７】
このような構成により、前回受信したバースト信号の影響を受けることなく、最短のバースト信号の最後尾までにＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２の出力電圧が収束するように、時定数を十分短くすることができるため、受光素子の出力電流を良好に測定することができる。
【０１７８】
ここで、ＧＥ−ＰＯＮでは、プリアンブル部における８Ｂ１０Ｂアイドルパターンの同一論理レベルが最長で５ｂｉｔすなわち４ｎｓ連続する。また、プリアンブル長が最大で８００ｎｓであり、最小フレーム長が６４バイト（＝５１２ｂｉｔ）すなわち＝４９６ｎｓであることから、最短バースト信号長Ｔ＝１．３μｓとなる。
【０１７９】
また、１０Ｇ−ＥＰＯＮでは、プリアンブル部における同期パターンの同一論理レベルが最長で６ｂｉｔすなわち０．６ｎｓ連続する。また、プリアンブル長が最大で１．２μｓであり、最小フレーム長が２５６バイト（＝２０４８ｂｉｔ）すなわち＝１９８ｎｓであることから、最短バースト信号長Ｔ＝１．４ｕｓとなる。
【０１８０】
ここで、ＧＥ−ＰＯＮおよび１０Ｇ−ＥＰＯＮが同一システムにおいて共存する場合を考える。この場合、バースト信号の強弱比は２３．７８ｄＢ（≒２５０）となる。
【０１８１】
許容最大誤差を２０％とすると、時定数τは、式（Ｂ２１）より、以下の式で表される。
１−ｅｘｐ（−４［ｎｓ］／τ）＜０．２
τ＞１８［ｎｓ］
【０１８２】
また、時定数τは、式（Ｂ２２）より、以下の式で表される。
ｅｘｐ（−１．３［μｓ］／τ）＜０．２／２５０
τ＜１８２［ｎｓ］
【０１８３】
したがって、１８ｎｓ＜τ＜１９６ｎｓとなる。
【０１８４】
図６および図１４に示す例では、バースト信号の先頭から５００ｎｓでＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２の出力電圧が収束するように、時定数をたとえば５０ｎｓに設定している。
【０１８５】
したがって、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器では、受光素子の出力電流を電圧に変換する回路の時定数を適切に設定することにより、受光素子の出力電流を良好に測定することができる。
【０１８６】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【０１８７】
＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る光受信器と比べて電圧電流変換部の構成を変更した光受信器に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る光受信器と同様である。
【０１８８】
図１５は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。
【０１８９】
図１５を参照して、光受信器１０２は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器と比べて、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１の代わりにＡＰＤバイアス／電流モニタ部１２を備える。ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１２は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１と比べて、参照電圧生成部２６の代わりに参照電圧生成部２７を含む。参照電圧生成部２７は、分圧回路６１，６２を含む。分圧回路６１は、抵抗Ｒ４，Ｒ５を含む。分圧回路６２は、抵抗Ｒ９，Ｒ１０を含む。
【０１９０】
分圧回路６１において、抵抗Ｒ４の第１端に電源電圧ＶＰが供給され、抵抗Ｒ５の第２端に電源電圧ＶＮが供給される。抵抗Ｒ４の第２端および抵抗Ｒ５の第１端が、差動増幅回路３１の非反転入力端子に接続されている。分圧回路６２において、抵抗Ｒ９の第１端に電源電圧ＶＰが供給され、抵抗Ｒ１０の第２端に電源電圧ＶＮが供給される。抵抗Ｒ９の第２端および抵抗Ｒ１０の第１端が、差動増幅回路３３の非反転入力端子に接続されている。
【０１９１】
参照電圧生成部２７において、分圧回路６１は、抵抗Ｒ４および抵抗Ｒ５による分圧比に応じた電圧を参照電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅回路３１の非反転入力端子へ出力する。
【０１９２】
分圧回路６２は、抵抗Ｒ９および抵抗Ｒ１０による分圧比に応じた電圧を参照電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅回路３３の非反転入力端子へ出力する。分圧回路６１の分圧比および分圧回路６２の分圧比は等しい。また、差動増幅回路３３の非反転入力端子から見た参照電圧Ｖｒｅｆへの等価的な抵抗値は、抵抗Ｒ９および抵抗Ｒ１０の並列抵抗となる。
【０１９３】
参照電圧生成部２７において、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ９，Ｒ１０の抵抗値をそれぞれＲ４，Ｒ５，Ｒ９，Ｒ１０とすると、Ｒ４：Ｒ５＝Ｒ９：Ｒ１０である。たとえば、抵抗Ｒ４，Ｒ５の抵抗値は１０ｋΩであり、抵抗Ｒ９，Ｒ１０の抵抗値は１ｋΩである。
【０１９４】
また、抵抗Ｒ８の抵抗値は４００Ωであり、キャパシタＣ１の容量値は１００ｐＦである。
【０１９５】
電源電圧供給部２１から供給される電源電圧ＶＰおよびＶＮの電圧値をそれぞれＶＰおよびＶＮとすると、ＡＰＤバイアスの電圧値Ｖａｐｄは、以下の式で表される。
Ｖａｐｄ
＝Ｖｒｅｆ
＝（Ｒ５×ＶＰ＋Ｒ４×ＶＮ）／（Ｒ４＋Ｒ５）
＝（Ｒ１０×ＶＰ＋Ｒ９×ＶＮ）／（Ｒ９＋Ｒ１０）・・・（Ｃ１）
【０１９６】
差動増幅回路Ｕ２の反転入力端子における電圧Ｖｉｎｎは、以下の式で表される。但し、Ｒｆは抵抗Ｒ２の抵抗値である。
Ｖｉｎｎ＝Ｖａｐｄ＋Ｒｆ×Ｉａｐｄ・・・（Ｃ２）
【０１９７】
ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ電流の電流値をＩｂａｃｋとし、差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子における電圧をＶｉｎｐとすると、以下の関係が成り立つ。
（ＶＰ−Ｖｉｎｐ）／Ｒ９＋Ｉｂａｃｋ＝（Ｖｉｎｐ−ＶＮ）／Ｒ１０・・・（Ｃ３）
【０１９８】
差動増幅回路Ｕ２の非反転入力端子および反転入力端子の仮想短絡により、以下の関係が成り立つ。
Ｖｉｎｐ＝Ｖｉｎｎ・・・（Ｃ４）
【０１９９】
式（Ｃ３）および（Ｃ４）より、ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ電流値Ｉｂａｃｋは、以下の式で表される。
Ｉｂａｃｋ
＝（Ｖｉｎｐ−ＶＰ）／Ｒ９＋（Ｖｉｎｐ−ＶＮ）／Ｒ１０
＝（Ｖｉｎｎ−ＶＰ）／Ｒ９＋（Ｖｉｎｎ−ＶＮ）／Ｒ１０
【０２００】
ここで、式（Ｃ２）より、
Ｉｂａｃｋ
＝Ｖｉｎｎ×（１／Ｒ９＋１／Ｒ１０）−（ＶＰ／Ｒ９＋ＶＮ／Ｒ１０）
＝（Ｖａｐｄ＋Ｒｆ×Ｉａｐ）×（１／Ｒ９＋１／Ｒ１０）−（ＶＰ／Ｒ９＋ＶＮ／Ｒ１０）
＝Ｖａｐｄ×（１／Ｒ９＋１／Ｒ１０）−（ＶＰ／Ｒ９＋ＶＮ／Ｒ１０）＋Ｒｆ×Ｉａｐｄ×（１／Ｒ９＋１／Ｒ１０）
【０２０１】
また、式（Ｃ１）より、
Ｉｂａｃｋ＝Ｒｆ×（１／Ｒ９＋１／Ｒ１０）×Ｉａｐｄ
【０２０２】
ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１２では、Ｒｆ＝Ｒ９＝Ｒ１０＝１ｋΩであることから、ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流すなわち電圧電流変換部２３の出力電流Ｉｏｕｔは、以下の式で表される。
Ｉｏｕｔ＝Ｉｂａｃｋ＝２×Ｉａｐｄ
【０２０３】
なお、分圧回路６１および６２に供給する電圧は、電源電圧ＶＰおよびＶＮ以外の電圧であってもよい。また、Ｒｆと、Ｒ９およびＲ１０とが異なる値であってもよい。
【０２０４】
また、式（Ｂ３）と式（Ｃ５）とを比較すると、抵抗Ｒ９および抵抗Ｒ１０の合成抵抗が、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器における抵抗Ｒ３に対応していることが分かる。
【０２０５】
図１６は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図１６において、横軸は時間であり、縦軸は電圧Ｖｒｓｓｉのレベルである。
【０２０６】
図１６は、強度の異なるバースト信号を連続的に受信した場合、具体的には、ＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号、ＡＰＤ電流が１０μＡとなるバースト信号、ＡＰＤ電流が５００μＡとなるバースト信号、およびＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号をこの順番に受信した場合を示している。また、ここでは、各バースト信号の長さは約１マイクロ秒に設定されている。
【０２０７】
図１７は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、無信号状態において入力されたバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図の見方は図１６と同様である。
【０２０８】
図１７は、無信号状態においてＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号を受信した場合を示している。
【０２０９】
この場合、無信号状態において２ｍＡ相当のバースト信号を受信してから４００ｎｓ以内に、約２．１Ｖの安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０２１０】
図１８は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図の見方は図１６と同様である。
【０２１１】
図１８を参照して、ＡＰＤ電流が２ｍＡとなるバースト信号を受信している状態においてＡＰＤ電流が１０μＡとなるバースト信号を受信した場合を示している。
【０２１２】
この場合、１０μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に約７０ｍＶの安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０２１３】
図１９は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、強度の異なるバースト信号に対するＡＰＤ電流の検出結果を示す図である。図の見方は図１６と同様である。
【０２１４】
図１９を参照して、ＡＰＤ電流が１０μＡとなるバースト信号を受信している状態においてＡＰＤ電流が５００μＡとなるバースト信号を受信した場合を示している。
【０２１５】
この場合、５００μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に約５５ｍＶの安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０２１６】
以上のように、光受信器１０２では、２ｍＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られており、次に、１０μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られており、次に、５００μＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られており、次に、２ｍＡ相当のバースト信号を受信してから５００ｎｓ以内に安定した電圧Ｖｒｓｓｉが得られている。
【０２１７】
すなわち、光受信器１０２では、強度の異なるバースト信号を連続的に受信した場合でも、ＡＰＤ電流を高速かつ高精度に検出可能であることが分かる。
【０２１８】
図２０は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器における、ＡＰＤ電流と電圧Ｖｒｓｓｉとの関係を示す図である。図２０において、横軸はＡＰＤ電流Ｉｐｄであり、単位はＡである。また、縦軸は電圧Ｖｒｓｓｉであり、単位はボルトである。図２１は、図２０の一部を拡大した図である。図の見方は図２０と同様である。
【０２１９】
図２０および図２１を参照して、ＡＰＤ電流レベルの広範囲にわたって、ＡＰＤ電流に対する電圧Ｖｒｓｓｉの線形性が得られており、ＡＰＤ電流の良好な測定結果が得られていることが分かる。
【０２２０】
なお、電圧Ｖｒｓｓｉのオフセットが２５ｍＶ程度となっているが、これは、差動増幅回路３１および３３の特性に起因するものである。
【０２２１】
以上のように、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器では、分圧回路６１は、分圧比に応じた電圧を参照電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅回路３１の非反転入力端子へ出力する。分圧回路６２は、分圧比に応じた電圧を参照電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅回路３３の非反転入力端子へ出力する。そして、分圧回路６１の分圧比および分圧回路６２の分圧比は等しい。
【０２２２】
すなわち、電圧電流変換部２３を差動増幅回路および２つのＰＮＰトランジスタで構成し、差動増幅回路３１および３３の電源電圧ＶＰおよびＶＮを抵抗分割によって分圧する分圧回路６１および６２によって参照電圧Ｖｒｅｆをそれぞれ生成し、ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ電流を、分割回路６２からの参照電圧Ｖｒｅｆが供給されるノードを経由して差動増幅回路に帰還する。そして、分圧回路６１および６２の分圧比を等しくする。
【０２２３】
このような構成により、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器と同様に、差動増幅回路３３の非反転入力端子の電圧を、ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ電流に応じて変化させ、差動増幅回路３１の出力電圧の変化に追従させることができる。このような構成により、ＰＮＰトランジスタＱ１およびＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流は差動増幅回路３１の出力電圧に比例したものとなる。さらに、差動増幅回路３１の出力電圧がＡＰＤ電流に比例するため、ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流はＡＰＤ電流に比例したものとなり、ＡＰＤ電流を精度良くモニタすることが可能となる。
【０２２４】
また、差動増幅回路３１および差動増幅回路３３用に分圧回路を別個に設ける構成により、差動増幅回路３３の非反転入力端子の電圧を変化させながら、差動増幅回路３１に供給される参照電圧Ｖｒｅｆのレベルを安定に保つことができる。
【０２２５】
また、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器と比べて、参照電圧生成部の構成の簡易化を図ることができる。
【０２２６】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る光受信器と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０２２７】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【０２２８】
＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第２の実施の形態に係る光受信器と比べてＡＰＤ電流の制限機能を追加した光受信器に関する。以下で説明する内容以外は第２の実施の形態に係る光受信器と同様である。
【０２２９】
図２２は、本発明の第３の実施の形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。
【０２３０】
図２２を参照して、光受信器１０３は、本発明の第２の実施の形態に係る光受信器と比べて、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１２の代わりにＡＰＤバイアス／電流モニタ部１３を備える。ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１３は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１２と比べて、さらに、電流制限部２０を含む。電流制限部２０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１と、ＰＮＰトランジスタＱ３と、抵抗Ｒ１１とを含む。ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２における抵抗Ｒ２Ａおよび抵抗Ｒ２Ｂは、帰還抵抗３２に相当する。また、光受信器１０３では、図１４に示す構成と同様に、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２において抵抗Ｒ１が設けられておらず、キャパシタＣ２が設けられている。
【０２３１】
キャパシタＣ２は、帰還抵抗である抵抗Ｒ２Ａおよび抵抗Ｒ２Ｂと並列に、位相補償コンデンサとして配置される。ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２では、キャパシタＣ２を追加することにより、抵抗Ｒ１を設けないことによる回路の応答性の速度上昇分を抑制している。なお、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗を考慮した場合、抵抗Ｒ１よりもキャパシタＣ２で回路の応答性を調整する方が好ましい。
【０２３２】
抵抗Ｒ１１の抵抗値は１００ｋΩであり、抵抗Ｒ２Ａの抵抗値は８００Ωであり、抵抗Ｒ２Ｂの抵抗値は２００Ωであり、抵抗Ｒ８の抵抗値は８００Ωであり、抵抗Ｒ９および抵抗Ｒ１０の抵抗値は２ｋΩであり、キャパシタＣ１の容量値は４０ｐＦであり、キャパシタＣ２の容量値は５０ｐＦである。
【０２３３】
ＰＮＰトランジスタＱ３は、抵抗Ｒ２Ａの第１端および抵抗Ｒ２Ｂの第１端に接続されたベースと、差動増幅回路３１の出力端子および抵抗Ｒ２Ｂの第２端に接続されたエミッタと、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲートおよび抵抗Ｒ１１の第１端に接続されたコレクタとを有する。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のソース、差動増幅回路３１の反転入力端子および抵抗Ｒ２Ａの第２端が接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン、キャパシタ２５の第１端および受光素子５２のカソードが接続されている。抵抗Ｒ１１の第２端およびキャパシタ２５の第２端が接地ノードに接続されている。キャパシタＣ２は、抵抗Ｒ２Ａの第２端に接続された第１端と、抵抗Ｒ２Ｂの第２端に接続された第２端とを有する。
【０２３４】
電流制限部２０は、差動増幅回路３１の出力端子から帰還抵抗３２を通して流れる帰還電流の大きさを検出し、検出結果に基づいて、差動増幅回路３１から受光素子５２に供給される電流を制限する。
【０２３５】
より詳細には、帰還電流の大きさが正常である場合には、ＰＮＰトランジスタＱ３はオフ状態であり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１は、ゲートに接地電圧が供給されてオン状態である。
【０２３６】
一方、帰還電流が過大になると、抵抗Ｒ２Ｂにおける電圧降下によりトランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧が上昇し、ＰＮＰトランジスタＱ３がオンする。ＰＮＰトランジスタＱ３がオンすると、トランジスタＭ１がオフし、差動増幅回路３１から受光素子５２への電流が制限される。
【０２３７】
このように、本発明の第３の実施の形態に係る光受信器では、ＡＰＤバイアスを供給するＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２に対して電流制限部２０を設けることにより、受光素子５２の仕様を超える過大電流が流れないように受光素子５２を保護することができる。
【０２３８】
また、応答が速いトランスインピーダンスアンプの出力に基づいて電流制限の有無を判断する構成により、過大電流を高速に検出し、電流制限を実行することができる。
【０２３９】
その他の構成および動作は第２の実施の形態に係る光受信器と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０２４０】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【０２４１】
＜第４の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る光受信器と比べてサンプルホールド機能を追加した光受信器に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る光受信器と同様である。
【０２４２】
図２３は、本発明の第４の実施の形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。
【０２４３】
図２３を参照して、光受信器１０４は、本発明の第１の実施の形態に係る光受信器と比べて、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１の代わりにＡＰＤバイアス／電流モニタ部１４を備える。ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１４は、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１１と比べて、さらに、サンプルホールド部２８と、レベルシフト部２９とを含む。
【０２４４】
サンプルホールド部２８は、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２における差動増幅回路３１と電圧電流変換部２３における差動増幅回路３３との間に接続され、受光素子５２の出力電流を測定すべきタイミングを示すタイミング情報に従い、差動増幅回路３１から出力される差動増幅電圧を保持するとともに差動増幅回路３３へ出力する。
【０２４５】
より詳細には、レベルシフト部２９は、通信制御部３０４からタイミング情報としてトリガ信号を受けて、当該トリガ信号のレベルを高圧側にシフトし、サンプルホールド部２８へ出力する。
【０２４６】
サンプルホールド部２８は、レベルシフト部２９から受けたトリガ信号のタイミングで差動増幅回路３１からの差動増幅電圧をサンプルホールドする。
【０２４７】
電圧電流変換部２３は、サンプルホールド部２８から受けた差動増幅電圧を電流に変換する。
【０２４８】
ＡＤＣ（アナログ／デジタル変換器）３０は、たとえばマイクロコンピュータに内蔵され、ＡＰＤバイアス／電流モニタ部１４から受けた出力電圧Ｖｒｓｓｉのレベルをデジタル値に変換する。
【０２４９】
サンプルホールド部２８においてホールド値が正常に保持される範囲、すなわちリーク電流が問題にならない範囲であれば、ＡＤＣ３０による出力電圧Ｖｒｓｓｉの読み込み速度は遅くても問題がない。
【０２５０】
ここで、本発明の第１の実施の形態〜第３の実施の形態に係る光受信器は、バースト信号の受信に対して、出力電圧Ｖｒｓｓｉが十分に速く応答するための構成を備えていた。
【０２５１】
これに対して、光受信器１０４では、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２の後段にサンプルホールド部２８を設けることにより、このような構成を不要とする。
【０２５２】
すなわち、光受信器１０４では、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２までの回路を高速に動作させ、トリガ信号に従ってＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２の出力電圧をサンプルホールド部２８で保持しておく。これにより、電圧電流変換部２３を、ＡＤＣ３０による出力電圧Ｖｒｓｓｉの読み込みタイミングに間に合う最低限の速度で動作させることができる。
【０２５３】
たとえば、マイクロコンピュータに内蔵されたＡＤＣを使用する場合には、上記トリガ信号に応答してマイクロコンピュータが割り込み処理を行い、ＡＤＣを動作させるのに１００μｓ程度の時間を要する。
【０２５４】
この場合、本発明の第１の実施の形態〜第３の実施の形態に係る光受信器ではＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２および電圧電流変換部２３をたとえば５００ｎｓの応答時間で動作させる必要があったのに対し、本発明の第４の実施の形態に係る光受信器では、ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部２２およびサンプルホールド部２８をたとえば５００ｎｓの応答時間で動作させ、電圧電流変換部２３をたとえば１００μｓの応答時間で動作させることができる。
【０２５５】
したがって、本発明の第４の実施の形態に係る光受信器では、サンプルホールド部２８より後段の回路の動作を低速化することができ、オフセットの小さい差動増幅回路等、高精度な部品を使用することができる。すなわち、電圧電流変換部２３は、レベルシフトを行なうために耐圧の大きい部品を使用する必要があるが、電圧電流変換部２３の低速動作を可能とすることにより、電圧電流変換部２３において高耐圧および高速動作の両方を満足する部品を使用する必要がなくなり、部品選択の容易化を図ることができる。
【０２５６】
また、通信制御部３０４からタイミング情報を取得してサンプルホールドを行なう構成により、バースト信号を検出すべきタイミングを把握し、適切なタイミングにおける測定結果を確実に得ることができる。
【０２５７】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る光受信器と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０２５８】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０２５９】
１１，１２，１３，１４ ＡＰＤバイアス／電流モニタ部
２０ 電流制限部
２１ 電源電圧供給部
２２ ＡＰＤバイアス供給／電流電圧変換部
２３ 電圧電流変換部
２４ 出力抵抗
２５ キャパシタ
２６，２７ 参照電圧生成部
２８ サンプルホールド部
２９ レベルシフト部
３１ 差動増幅回路
３２ 帰還抵抗
３３ 差動増幅回路
３４，３５ ＰＮＰトランジスタ
３６ 抵抗
５０ 合分波部
５１ レンズ
５２ 受光素子
５３ 前置増幅器
５４ 後置増幅器
５５ 帰還抵抗
５６ 発光素子
５７ レンズ
５８ 光送信器
５９ クロック／データ再生部
６１，６２ 分圧回路
１０１，１０２，１０３，１０４ 光受信器
３０１ 光モジュール
３０２ ＰＯＮ受信部
３０３ ＰＯＮ送信部
３０４ 通信制御部
３０５ 上位ネットワーク受信部
３０６ 上位ネットワーク送信部
４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄ 宅側装置
４０２ 局側装置
５０１ 光ネットワーク
Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３ 差動増幅回路
Ｃ１，Ｃ２ キャパシタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ２Ａ，Ｒ２Ｂ 抵抗
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３ ＰＮＰトランジスタ
Ｍ１ ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
ＯＰＴＦ 光ファイバ
ＳＰ１，ＳＰ２ スプリッタ
Ｔ１〜Ｔ４ 端子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号を受信するための受光素子と、
前記受光素子にバイアス電圧を供給し、かつ前記受光素子の出力電流を電圧に変換するためのバイアス供給／電流電圧変換部とを備え、
前記バイアス供給／電流電圧変換部は、
参照電圧を受ける非反転入力端子と、反転入力端子と、出力端子とを有し、前記出力端子から差動増幅電圧を出力するための第１の差動増幅回路と、
前記第１の差動増幅回路の出力端子および反転入力端子間に接続された帰還抵抗とを含み、
前記受光素子の第１端が、前記第１の差動増幅回路の反転入力端子および前記帰還抵抗と電気的に接続されている、光受信器。
【請求項２】
前記光受信器は、さらに、
前記受光素子の第１端と電気的に接続されたキャパシタを備え、
前記受光素子の第２端は、前記受光素子の出力電流を受信信号に変換するための光信号受信部と電気的に接続されている、請求項１に記載の光受信器。
【請求項３】
前記光受信器は、さらに、
前記差動増幅電圧を増幅して電流に変換するための電圧電流変換部と、
前記電圧電流変換部によって変換された電流を受ける第１端と、前記参照電圧よりもレベルの低い第１の固定電圧を受ける第２端とを有する出力抵抗とを備える、請求項１または請求項２に記載の光受信器。
【請求項４】
前記電圧電流変換部は、
前記差動増幅電圧を受ける反転入力端子と、前記参照電圧の供給されるノードと電気的に接続された非反転入力端子と、出力端子とを有する第２の差動増幅回路と、
前記第２の差動増幅回路の出力端子と電気的に接続された制御電極と、前記参照電圧よりもレベルの高い第２の固定電圧を受ける第１導通電極と、前記参照電圧の供給されるノードおよび前記第２の差動増幅回路の非反転入力端子と電気的に接続された第２導通電極とを有する第１のトランジスタと、
前記第２の差動増幅回路の出力端子と電気的に接続された制御電極と、前記第２の固定電圧を受ける第１導通電極と、前記出力抵抗と電気的に接続された第２導通電極とを有する第２のトランジスタとを含む、請求項３に記載の光受信器。
【請求項５】
前記光受信器は、さらに、前記参照電圧を生成するための参照電圧生成部を備え、
前記参照電圧生成部は、
分圧比に応じた電圧を参照電圧として前記第１の差動増幅回路の非反転入力端子へ出力するための第１の分圧回路と、
分圧比に応じた電圧を参照電圧として前記第２の差動増幅回路の非反転入力端子へ出力するための第２の分圧回路とを含み、
前記第１の分圧回路の分圧比および前記第２の分圧回路の分圧比は等しい、請求項４に記載の光受信器。
【請求項６】
前記光受信器は、さらに、前記参照電圧を生成するための参照電圧生成部を備え、
前記参照電圧生成部は、
分圧比に応じた電圧を出力するための分圧回路と、
前記分圧回路から電圧を受けて前記参照電圧を出力するためのボルテージフォロワと、
前記第２の差動増幅回路の非反転入力端子および第１のトランジスタの第２導通電極の接続ノードと電気的に接続された第１端と、前記ボルテージフォロワからの前記参照電圧を受ける第２端とを有する抵抗とを含む、請求項４に記載の光受信器。
【請求項７】
前記光受信器は、さらに、
前記第１の差動増幅回路の出力端子から前記帰還抵抗を通して流れる電流の大きさを検出し、検出結果に基づいて、前記第１の差動増幅回路から前記受光素子に供給される電流を制限するための電流制限部を備える、請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の光受信器。
【請求項８】
前記光受信器は、さらに、
前記第１の差動増幅回路から出力される前記差動増幅電圧を電流に変換するための電圧電流変換部と、
前記第１の差動増幅回路と前記電圧電流変換部との間に接続され、前記受光素子の出力電流を測定すべきタイミングを示すタイミング情報に従い、前記差動増幅電圧を保持するとともに前記電圧電流変換部へ出力するためのサンプルホールド部とを備える、請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の光受信器。
【請求項９】
前記光受信器は、
複数の宅側装置と、各前記宅側装置と共通の光通信回線を介して光信号を送受信するための局側装置とを備え、前記各宅側装置から前記局側装置への前記光信号が時分割多重される通信システムにおける前記局側装置に設けられる、請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の光受信器。
【請求項１０】
バースト光信号を受信するための受光素子と、
前記受光素子にバイアス電圧を供給し、かつ前記受光素子の出力電流を、前記バースト光信号の強度検出結果として電圧に変換するための電流電圧変換部とを備え、
前記電流電圧変換部の時定数τが、以下の各式を満足するように設定される、光受信器。
１−ｅｘｐ（−ｔ／τ）＜ｅｒｒ
ｅｘｐ（−Ｔ／τ）＜ｅｒｒ／Ｒ
但し、ｔは前記バースト光信号のプリアンブル部において同一論理レベルが連続する最長時間であり、ｅｒｒは最大許容誤差であり、Ｔは前記バースト光信号の最短長であり、Ｒは前記バースト光信号の強弱比である。
【請求項１１】
光信号を受信するための受光素子に供給されるバイアス電圧と、参照電圧との差を増幅した差動増幅電圧を出力するステップと、
帰還抵抗を介して前記差動増幅電圧を前記受光素子に供給することにより、前記バイアス電圧を前記受光素子に供給するとともに前記バイアス電圧が前記参照電圧と一致するように制御するステップと、
前記差動増幅電圧を、前記受光素子の出力電流の測定結果として取得するステップとを含む、受光電流モニタ方法。
【請求項１】
光信号を受信するための受光素子と、
前記受光素子にバイアス電圧を供給し、かつ前記受光素子の出力電流を電圧に変換するためのバイアス供給／電流電圧変換部とを備え、
前記バイアス供給／電流電圧変換部は、
参照電圧を受ける非反転入力端子と、反転入力端子と、出力端子とを有し、前記出力端子から差動増幅電圧を出力するための第１の差動増幅回路と、
前記第１の差動増幅回路の出力端子および反転入力端子間に接続された帰還抵抗とを含み、
前記受光素子の第１端が、前記第１の差動増幅回路の反転入力端子および前記帰還抵抗と電気的に接続されている、光受信器。
【請求項２】
前記光受信器は、さらに、
前記受光素子の第１端と電気的に接続されたキャパシタを備え、
前記受光素子の第２端は、前記受光素子の出力電流を受信信号に変換するための光信号受信部と電気的に接続されている、請求項１に記載の光受信器。
【請求項３】
前記光受信器は、さらに、
前記差動増幅電圧を増幅して電流に変換するための電圧電流変換部と、
前記電圧電流変換部によって変換された電流を受ける第１端と、前記参照電圧よりもレベルの低い第１の固定電圧を受ける第２端とを有する出力抵抗とを備える、請求項１または請求項２に記載の光受信器。
【請求項４】
前記電圧電流変換部は、
前記差動増幅電圧を受ける反転入力端子と、前記参照電圧の供給されるノードと電気的に接続された非反転入力端子と、出力端子とを有する第２の差動増幅回路と、
前記第２の差動増幅回路の出力端子と電気的に接続された制御電極と、前記参照電圧よりもレベルの高い第２の固定電圧を受ける第１導通電極と、前記参照電圧の供給されるノードおよび前記第２の差動増幅回路の非反転入力端子と電気的に接続された第２導通電極とを有する第１のトランジスタと、
前記第２の差動増幅回路の出力端子と電気的に接続された制御電極と、前記第２の固定電圧を受ける第１導通電極と、前記出力抵抗と電気的に接続された第２導通電極とを有する第２のトランジスタとを含む、請求項３に記載の光受信器。
【請求項５】
前記光受信器は、さらに、前記参照電圧を生成するための参照電圧生成部を備え、
前記参照電圧生成部は、
分圧比に応じた電圧を参照電圧として前記第１の差動増幅回路の非反転入力端子へ出力するための第１の分圧回路と、
分圧比に応じた電圧を参照電圧として前記第２の差動増幅回路の非反転入力端子へ出力するための第２の分圧回路とを含み、
前記第１の分圧回路の分圧比および前記第２の分圧回路の分圧比は等しい、請求項４に記載の光受信器。
【請求項６】
前記光受信器は、さらに、前記参照電圧を生成するための参照電圧生成部を備え、
前記参照電圧生成部は、
分圧比に応じた電圧を出力するための分圧回路と、
前記分圧回路から電圧を受けて前記参照電圧を出力するためのボルテージフォロワと、
前記第２の差動増幅回路の非反転入力端子および第１のトランジスタの第２導通電極の接続ノードと電気的に接続された第１端と、前記ボルテージフォロワからの前記参照電圧を受ける第２端とを有する抵抗とを含む、請求項４に記載の光受信器。
【請求項７】
前記光受信器は、さらに、
前記第１の差動増幅回路の出力端子から前記帰還抵抗を通して流れる電流の大きさを検出し、検出結果に基づいて、前記第１の差動増幅回路から前記受光素子に供給される電流を制限するための電流制限部を備える、請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の光受信器。
【請求項８】
前記光受信器は、さらに、
前記第１の差動増幅回路から出力される前記差動増幅電圧を電流に変換するための電圧電流変換部と、
前記第１の差動増幅回路と前記電圧電流変換部との間に接続され、前記受光素子の出力電流を測定すべきタイミングを示すタイミング情報に従い、前記差動増幅電圧を保持するとともに前記電圧電流変換部へ出力するためのサンプルホールド部とを備える、請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の光受信器。
【請求項９】
前記光受信器は、
複数の宅側装置と、各前記宅側装置と共通の光通信回線を介して光信号を送受信するための局側装置とを備え、前記各宅側装置から前記局側装置への前記光信号が時分割多重される通信システムにおける前記局側装置に設けられる、請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の光受信器。
【請求項１０】
バースト光信号を受信するための受光素子と、
前記受光素子にバイアス電圧を供給し、かつ前記受光素子の出力電流を、前記バースト光信号の強度検出結果として電圧に変換するための電流電圧変換部とを備え、
前記電流電圧変換部の時定数τが、以下の各式を満足するように設定される、光受信器。
１−ｅｘｐ（−ｔ／τ）＜ｅｒｒ
ｅｘｐ（−Ｔ／τ）＜ｅｒｒ／Ｒ
但し、ｔは前記バースト光信号のプリアンブル部において同一論理レベルが連続する最長時間であり、ｅｒｒは最大許容誤差であり、Ｔは前記バースト光信号の最短長であり、Ｒは前記バースト光信号の強弱比である。
【請求項１１】
光信号を受信するための受光素子に供給されるバイアス電圧と、参照電圧との差を増幅した差動増幅電圧を出力するステップと、
帰還抵抗を介して前記差動増幅電圧を前記受光素子に供給することにより、前記バイアス電圧を前記受光素子に供給するとともに前記バイアス電圧が前記参照電圧と一致するように制御するステップと、
前記差動増幅電圧を、前記受光素子の出力電流の測定結果として取得するステップとを含む、受光電流モニタ方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【公開番号】特開２０１２−２４９０５１（Ｐ２０１２−２４９０５１Ａ）
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１１８８０９（Ｐ２０１１−１１８８０９）
【出願日】平成２３年５月２７日（２０１１．５．２７）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月２７日（２０１１．５．２７）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
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