共振型光偏向素子の駆動制御装置
【課題】回動状態を高精度に制御でき、広角駆動を実現できる、安価な共振型光偏向装置を提供する。
【解決手段】共振型光偏向素子の回動状態信号入力端と、共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータ３と、コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する手段と、回動状態信号にもとづいて共振型光偏向素子の共振周波数を制御する周波数コントローラと、周波数コントローラにより周波数が制御されるクロック信号を発生し、コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、回動状態信号入力端に入力する振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、その生成するデジタル信号を前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第二のＤ／Ａコンバータを介してコンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第一の電源電圧供給手段とを備る。
【解決手段】共振型光偏向素子の回動状態信号入力端と、共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータ３と、コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する手段と、回動状態信号にもとづいて共振型光偏向素子の共振周波数を制御する周波数コントローラと、周波数コントローラにより周波数が制御されるクロック信号を発生し、コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、回動状態信号入力端に入力する振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、その生成するデジタル信号を前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第二のＤ／Ａコンバータを介してコンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第一の電源電圧供給手段とを備る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振型光偏向素子の駆動制御装置に関し、特に共振型光偏向素子の回動状態を高精度に制御する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）技術により製造される小型の共振型光偏向素子は、光偏向システムの小型化、低コスト化が実現できるため、種々の提案がなされ、試作・実用化が進んでいる。動作原理も静電駆動方式、電磁駆動方式、圧電駆動方式、その他の方式など様々な種類のデバイスが存在する。たとえば、ガルバノメータの原理（可動コイル型電磁駆動）で動作する電磁駆動光偏向素子（ガルバノミラーともいう）は種々提案されており、これらの電磁駆動光偏向素子は、光学走査角度プラスマイナス１５度以上の広角走査を２０Ｖｐ−ｐ程度以下の振幅の交流電圧信号による低電圧動作が実現でき、コンパクトなレーザプロジェクションシステムなどへの実用化が期待されている（特許文献１、２）。そして、これらの電磁駆動光偏向素子はたとえば図６に示すように、可動部が一対のトーションバー４０、４１により軸支された両持ち梁構造として使用することがある。
【０００３】
この種の共振型電磁駆動光偏向素子では、平板状の可動部３９が一対のトーションバー４０、４１により支持部４２に対して回動可能に軸支されている。可動部３９には、平面ミラーなどの光線反射手段４３と、通電により磁界を形成する手段である駆動コイル４４とが設けられる。駆動コイル４４は前記可動部３９の周縁部を周回している。駆動コイル４４の両端はトーションバー４０、４１を通る配線などの電気導通手段４５を介して支持部４２に設けられた電極取り出し部４６、４７に電気的に接続される。また、可動部３９の外部には前記駆動コイル４４に静磁界を作用させる一対の永久磁石などの磁界発生手段４８、４９が設けられる。電極取り出し部４６、４７には交流電圧あるいは交流電流の駆動信号が印加される。
【０００４】
前記駆動コイル４４における、トーションバー４０、４１を通る一本の回動軸に平行な一対の対辺部分は、そこを流れる電流と磁界発生手段４８、４９から供給される磁界成分との相互作用により、可動部３９における光線反射手段４３が設けられた面に対してほぼ垂直な方向にローレンツ力を受ける（図７参照）。また、それら一対の対辺部分を流れる電流の方向はそれぞれ逆向きであるため、可動部３９は駆動コイル４４に流れる電流の大きさ、言い換えれば駆動コイル４４に供給される駆動電圧の大きさに応じて回動軸の周りに回動する。
【０００５】
その結果、回動する可動部３９に設けられた光線反射手段４３で反射された光線は一次元的に走査される。可動部３９は、可動部３９の大きさや形状や重さ、またトーションバー４０、４１の大きさや形状や材質により決まる固有の共振周波数を有しており、前記交流電圧あるいは交流電流の駆動信号の周波数と可動部３９の共振周波数とが一致するとき、共振型電磁駆動光偏向素子の走査角度は最大となる。駆動コイル４４に供給する駆動信号を所定共振周波数に対応した交流信号とすることにより共振型電磁駆動光偏向素子は低電圧、低電流による広角光線走査が実現できる。
【０００６】
前記共振型電磁駆動光偏向素子の他に、共振型圧電駆動光偏向素子も種々の提案がなされている（特許文献３、４）。該圧電駆動光偏向素子は、前記電磁駆動光偏向素子と同様に、平板状の可動部が一対のトーションバーにより支持部に対して回動可能に軸支されており、可動部には平面ミラーなどの光線反射手段が設けられる。前記電磁駆動光偏向素子においてはローレンツ力を利用することにより可動部３９を駆動することに対し、該圧電駆動光偏向素子においては、圧電素子により発生する振動エネルギーを可動部に供給することにより可動部は駆動される。可動部は、可動部の大きさや形状や重さ、またトーションバーの大きさや形状や材質により決まる固有の共振周波数を有しており、前記圧電素子に供給する交流駆動信号の周波数と可動部の共振周波数とが一致するとき、共振型圧電駆動光偏向素子の走査角度は最大となる。圧電素子に供給する駆動信号を所定共振周波数に対応した交流信号とすることにより共振型圧電駆動光偏向素子は低消費電力による広角光線走査が実現できる。
【０００７】
前記共振型光偏向素子を駆動するための駆動コイルや圧電素子に供給する駆動信号の波形は正弦波や矩形波が広く使用される。共振型光偏向素子はそれ自体が機械的周波数フィルタ特性を有するため、共振周波数近傍で駆動するとき、駆動波形が矩形波であっても共振型光偏向素子の応答はほぼ正弦波的応答となる。矩形波状の駆動信号は一定時間内に供給できるエネルギーを最大とできる。
【特許文献１】特開２０００−０３５５４９号公報
【特許文献２】特開平１０−１２３４４９号公報
【特許文献３】特許公表２００７−５２２５２８号公報
【特許文献４】特開２００７−９４１４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
近年、共振型光偏向素子の駆動装置は、レーザプロジェクションシステムや高精度センシングシステムへの応用のため、回動状態制御（走査状態制御）の高精度化が強く望まれている。より高精度な制御を実現するために光偏向素子の走査振幅や走査速度などの回動状態を検出し、回動状態をフィードバック制御することが望ましい。
【０００９】
共振型光偏向素子の共振周波数は、温度、または経年により変動するのが通例であり、あらかじめ設定した共振周波数の駆動信号を駆動コイルに供給し続けるのでは、温度変化や時間経過にしたがって光偏向素子の走査振幅や走査速度などの回動状態が一定に制御されない問題を生じるためである。
【００１０】
光偏向素子の回動状態を検出し、フィードバック制御する手段として、たとえば特開２００３−１７７３４７号公報では、駆動コイルに生じる逆起電力を検出し、該検出された逆起電力の波形にもとづいて正弦励振電流を所定時間だけ停止するとともに、該停止期間内に共振周波数を検出してその後該検出した共振周波数の正弦励振電流で可動部を駆動する手法が提案されている。しかし、特開２００３−１７７３４７号公報による制御手法では、温度、また経年により変動する共振型光偏向素子の共振周波数を追従する結果、走査振幅は一定値に制御でき得るものの、走査速度は温度、また経年により変動してしまい、たとえばレーザプロジェクションシステムに利用する場合はプロジェクション映像が温度、また経年により変動してしまう。特に走査速度が限界値以下に遅くなってしまうと、映像信号との整合性が取れなくなり描画できなくなってしまう。
【００１１】
光偏向素子の回動状態を検出しフィードバック制御する手段として、たとえば特開２００３−６６３６０号公報では、一周期内の一定期間の間、電流値がゼロである周期的な波形で可動部の共振周波数にほぼ等しい周波数を有する電流信号を駆動コイルに供給し、電流値がゼロである期間に対応する期間の間の駆動コイルの両端の電圧にもとづいて可動部の回動状態を検出し、駆動コイルに供給する電流信号の共振周波数と振幅を制御する手法が提案されている。しかし、該特開２００３−６６３６０号公報による手法では、駆動コイルに供給する電流信号の共振周波数を温度、また経年により変動する光偏向素子の共振周波数に追従させるため、走査速度が温度、また経年により変動してしまい、たとえばレーザプロジェクションシステムに利用する場合はプロジェクション映像が温度、また経年により変動してしまい問題となることは前述のとおりである。
【００１２】
駆動コイルに供給する電流信号の周波数変動は、プロジェクション映像の変動が許容できる範囲内に抑制し、主に該電流信号の振幅制御により光偏向素子の走査振幅や走査速度などの回動状態を制御する必要がある。
【００１３】
しかし、特開２００３−６６３６０号公報による手法では、該電流信号の振幅制御により光偏向素子の回動状態を制御しようとしたとき光偏向素子の走査角度と制御精度に大きく制限を与えてしまう。該走査角度に制限を与える機構を図７、８、９により説明する。図７は図６に示す一般的な共振型光偏向素子におけるＡＡ断面構造図であり、駆動コイルの４４ａ部では紙面垂直方向において手前側に向かってコイル電流が流れており、駆動コイル４４ｂ部では紙面垂直方向において奥側に向かってコイル電流が流れている。また、磁界発生手段４８、４９は紙面の左から右の方向に静磁界を与えている。このとき駆動コイル４４ａ部は光偏向素子の上方向にローレンツ力５０を受け、４４ｂ部は下方向にローレンツ力５１を受けるため駆動コイル４４に供給される電流信号（電圧信号）の大きさに応じて回動軸の周りに反時計回り方向に回動する。
【００１４】
図８は図６に示す一般的な共振型光偏向素子におけるＡＡ断面構造図であり、駆動コイルの４４ａ部では紙面垂直方向において奥側に向かってコイル電流が流れており、駆動コイル４４ｂ部では紙面垂直方向において手前側に向かってコイル電流が流れている。また、磁界発生手段４８、４９は紙面の左から右の方向に静磁界を与えている。このとき駆動コイル４４ａ部は光偏向素子の下方向にローレンツ力５２を受け、４４ｂ部は上方向にローレンツ力５３を受けるため、駆動コイル４４に供給される電流信号（電圧信号）の大きさに応じて回動軸の周りに時計回り方向に回動する。
【００１５】
このように該光偏向素子は正負の電流信号（電圧信号）を交流印加することにより時計回り方向、反時計回り方向の双方向に回動することができる。図９は、共振型電磁駆動光偏向素子の駆動コイルに供給する電圧と走査角度との関係を示す模式図である。図９に示されるように、走査角度が大きくなるに伴い、磁界発生手段から駆動コイルまでの距離が離れてしまいローレンツ力が小さくなってしまうため、またローレンツ力の作用する方向と可動部の回動方向がずれてしまうためなどにより走査角度は飽和する傾向にあり、広角走査領域ではリニアな特性を示さなくなる。すなわち、共振型光偏向素子を高効率で高精度に広角駆動させるためには正負の交流信号で駆動することが有効であることは明確である。これに対して、特開２００３−６６３６０号公報による手法では、正バイアスのみ、あるいは負バイアスのみで形成される駆動信号しか適用できないため、正負バイアスで形成される駆動信号を利用する場合に較べて走査角度が約半分に制限されてしまう。走査角度の制限はたとえばレーザプロジェクションシステムでは、画角を制限してしまうため問題となる。また、前述のとおり、走査角度は広角走査領域において飽和する傾向にあるため、広角走査する場合に効率的で高精度に制御された光偏向素子の駆動が困難となってしまう。
【００１６】
光偏向素子の回動状態を検出しフィードバック制御する手段として、たとえば特開２００１−３０５４７１号公報では、定電流ドライバとスイッチング機構を組み合わせて形成した矩形波状の電流信号により一周期内の一定期間の間、電流値がゼロである周期的な波形で可動部の共振周波数にほぼ等しい周波数を有する電流信号を駆動コイルに供給し、電流値がゼロである期間に対応する期間の間の駆動コイルの両端に発生する誘導起電圧（誘導起電流）にもとづいて可動部の回動状態を検出し、駆動コイルに供給する電流信号の振幅を制御する手法が提案されている。該特開２００１−３０１５４７１号公報による手法は前記特開２００３−６６３６０号公報による手法と同様に、正バイアスのみ、あるいは負バイアスのみで形成される駆動信号しか適用できないため、やはり正負バイアスで形成される駆動信号を利用する場合に較べて走査角度が約半分に制限されてしまい、また、広角走査する場合に効率的で高精度に制御された光偏向素子の駆動が困難となってしまう。
【００１７】
光偏向素子の回動状態を検出するための手段として、たとえば特開平７−２１８８５７号公報では可動部に設けられた駆動コイルと固定部に設けられた検出用コイルとの相互誘導を利用して可動部の回動状態を検出し、得られた回動状態検出信号を光偏向素子の駆動系にフィードバックし駆動電流を制御する手法が提案されている。しかし、該特開平７−２１８８５７号公報による制御手法では、可動部の回動領域を確保するために駆動コイルと検出用コイルを近付けることができず、駆動コイルと検出用コイルとの相互誘導による起電力の検出レベルが微弱となり、高精度に検出できない問題がある。また、該回動状態を検出する手法により抽出した回動状態情報を用いて具体的にフィードバック制御する手法は示されていない。
【００１８】
光偏向素子の回動状態を検出するための手段として、たとえば特開平１１−２４２１８０号公報では、可動部に駆動コイルと検出用コイルを具備し、検出用コイルが磁界中で運動することにより発生する誘導起電力を利用して光偏向素子の回動状態を検出し、得られた回動状態検出信号を光偏向素子の駆動系にフィードバックし駆動信号を制御する手法、及びトーションバー部にひずみゲージを具備し、ひずみ量を検出することにより回動状態をモニタリングし、得られた回動状態検出信号を光偏向素子の駆動系にフィードバックし駆動信号を制御する手法が提案されている。しかし、特開平１１−２４２１８０号公報による制御手法では、検出用コイルの出力信号には駆動コイルと検出用コイルの相互誘導成分がノイズ成分として混入するため検出用コイルの出力信号に歪みが生じてしまい、高精度に検出できない問題がある。また、ひずみゲージを具備する手法においても該回動状態を検出する手法により抽出した回動状態情報を用いて形成した自励発振回路の出力を駆動信号に利用することにより駆動信号の周波数、振幅は安定に制御できるが、光偏向素子の共振周波数が温度、経年により変動することによって変動する走査角度を安定に制御する手法は具体的に示されていない。
【００１９】
以上に示すように、走査速度や走査角度などの回動状態を検出するための手段として駆動コイルに生じる誘導起電力を利用する手法、検出用コイルを付加する手法、ひずみゲージの適用によりひずみ量を検出する手法が提案されており、何れも回動状態検出手段としては有望であるが、広角走査駆動する共振型光偏向素子の回動状態を高精度に制御する手法としては十分な提案がなされていない。
【００２０】
前述の回動状態検出手段により抽出された回動状態の情報は、特開２００１−３０５４７１号公報、特開２００３−１７７３４７号公報、特開２００３−６６３６０号公報などに示されるように、通常、ＣＰＵやマイクロコンピュータに入力され、演算処理後、駆動制御信号に加工される。
【００２１】
出力される駆動制御信号は、たとえば特開２００３−６６３６０号公報による手法では、図１０に示すようなＤ／Ａコンバータ（ＤＡＣと略記することもある）５４を介して形成した、一周期内の一定期間の間、電圧値がゼロである周期的な波形で可動部の共振周波数にほぼ等しい周波数を有する矩形波状のアナログ波形の電圧信号５５である。出力された該矩形波状の電圧信号５５は、ドライバアンプ５６により増幅された後、駆動コイルに入力され光偏向素子５７を回動制御する。走査角度を制御するためには形成するアナログ波形の電圧信号の振幅を制御することが考えられ、電圧信号はＬＯレベルからＨＩレベルの範囲（以降、代表値としてＬＯレベル＝０Ｖ、ＨＩレベル＝＋５Ｖの場合を勘案する）内で自由に形成でき、たとえば８ビットのＤ／Ａコンバータ５４を使用したときは２５６階調の振幅Ｖ（ｔ）を表現できる。すなわち、走査振幅は略２５６分の１の最小解像度で制御することができる。しかし、当該手法では、該電圧信号の振幅制御により光偏向素子の回動状態を制御しようとしたとき該電圧信号の振幅中心電圧レベルが変動してしまうため、駆動コイルに供給する電流信号Ｉ（ｔ）のオフセット値が変動してしまう。その結果、走査領域のオフセット変動、ひいては回動状態の不安定化を発生させてしまい、高精度の駆動制御が困難となり問題となる。また、正バイアスのみで形成される駆動信号しか適用できないため、正負バイアスで形成される駆動信号を利用する場合に較べて走査角度が約半分に制限されてしまい問題となることは前述のとおりである。
【００２２】
前述の問題を解決するために、出力される駆動制御信号５８をたとえば図１１に示すようなＤ／Ａコンバータ５９を介して形成した矩形波や正弦波などの所望のアナログ波形とする手法が考えられる。形成されたアナログ波形５８はＬＯレベルからＨＩレベルの範囲（以降、代表値としてＬＯレベル＝０Ｖ、ＨＩレベル＝＋５Ｖの場合を考慮する）内で自由に形成でき、たとえば８ビットのＤ／Ａコンバータ５９を使用したときは２５６階調の表現ができる。走査角度を制御するためには形成するアナログ波形５８の振幅Ｖ（ｔ）を制御することが考えられ、たとえば＋２．５Ｖを振幅中心として形成したアナログ波形が有望であり、アナログ波形の振幅中心を固定することにより前述のオフセット変動の問題を回避できる。また、出力された該アナログ波形５８はレベルシフト回路６０により振幅中心電圧が０Ｖとなるように加工した後、増幅回路６１により増幅され、駆動コイルに入力され光偏向素子６２を回動制御する。本手法によれば、駆動コイルに入力される駆動信号６３は正負両バイアスにて利用できるため、前述の走査角度が制限される問題も回避できる。ただし、このとき前述のオフセット変動の問題を解決するために正負の振幅は同時に制御する必要があるため、８ビットのＤ／Ａコンバータを使用したとき、振幅Ｖ（ｔ）の制御は１２８分の１の最小解像度となってしまう。また、該所望のアナログ波形を形成する手法では、高価な高性能ＣＰＵ、あるいは高性能マイクロコンピュータを適用する必要があり、システムが高価となってしまう問題がある。より高精度化を実現するためにはＤ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことが必要となるが、さらなるシステムの高価格化を招いてしまう。
【００２３】
一方、たとえばレーザプロジェクションシステムなどにおいては、画角が広く、高精細な描画に適応できる光偏向素子の要求が強く、すなわち、より広角で動作でき、より高精度な回動状態制御が実現できる光偏向素子が強く要求されている。
【００２４】
以上に説明したように、走査速度や走査角度などの回動状態を高精度に制御でき、広角駆動を実現できる、安価な共振型光偏向素子の有効な駆動手法は提案されていない。
【００２５】
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、回動状態を高精度に制御でき、広角駆動を実現できる、安価な共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供することを課題とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
前記課題を解決するため、本発明では、共振型光偏向素子の駆動制御装置を次の（１）ないし（７）のとおりに構成する。
【００２７】
（１）共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて前記共振型光偏向素子の共振周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、
前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第一のＤ／Ａコンバータを介して前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第二のＤ／Ａコンバータを介して前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第一の電源電圧供給手段と、
を備えた共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【００２８】
（２）共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、
前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第三のＤ／Ａコンバータを介して前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を前記第三のＤ／Ａコンバータと反転増幅回路を介して前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第二の電源電圧供給手段と、
を備えた共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【００２９】
（３）共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、
所定のアナログ値と、前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第四のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値とを加算する第一の加算回路と、
前記第一の加算回路の出力を前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第一の加算回路の出力を反転増幅回路を介して前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第三の電源電圧供給手段と、
を備えた共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【００３０】
（４）前記（３）に記載の共振型光偏向素子の駆動制御装置において、
前記所定のアナログ値は、変更可能な値である共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【００３１】
（５）前記（３）または（４）に記載の共振型光偏向素子の駆動制御装置において、
前記所定のアナログ値を第一の分圧回路を介して前記第一の加算回路に供給し、前記第四のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を第二の分圧回路を介して前記第一の加算回路に供給する共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【００３２】
（６）前記（５）に記載の共振型光偏向素子の駆動制御装置において、
前記第一の分圧回路の分圧比と前記第二の分圧回路の分圧比を、所要の値にそれぞれ設定することにより、前記所定のアナログ値を粗制御用に、前記第四のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を微制御用に使用する共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【００３３】
（７）共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第二の振幅コントローラと、
所定のアナログ値を分圧する第三の分圧回路と、
前記第二の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第五のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を分圧する第四の分圧回路と、
前記第三の分圧回路の出力と前記第四の分圧回路の出力を加算する第二の加算回路と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第三の振幅コントローラと、
所定のアナログ値を分圧する第五の分圧回路と、
前記第三の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第六のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を分圧する第六の分圧回路と、
前記第五の分圧回路の出力と前記第六の分圧回路の出力を加算する第三の加算回路と、
前記第二の加算回路の出力を前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第三の加算回路の出力を前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第四の電源電圧供給手段と、
を備えた共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【発明の効果】
【００３４】
本発明によれば、回動状態を高精度に制御でき、広角駆動を実現できる、安価な共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本発明を実施するための最良の形態を、「共振型光偏向素子の駆動制御装置」の実施例により詳しく説明する。
【実施例１】
【００３６】
図１は、実施例１である“共振型光偏向素子の駆動制御装置”の構成を示すブロック図である。本実施例では、共振型光偏向素子として共振型電磁駆動光偏向素子を想定しているが、共振型圧電駆動光偏向素子についても同様に実施することができる。
【００３７】
図１において、クロック信号発生手段２から出力されるクロック信号をコンパレータ３の信号入力端子４に入力し、基準電圧発生手段５から出力される比較電圧信号を前記コンパレータ３の比較信号入力端子６に入力する。前記比較電圧の電圧値は前記クロック信号の最小値より大きく、また、最大値より小さい値に設定され、たとえば前記比較電圧信号は、前記クロック信号の最大振幅値の略半値となる定電圧信号である。前記クロック信号の周波数は、共振型光偏向素子の可動部の大きさや形状や重さ、またトーションバーの大きさや形状や材質により決まる可動部の固有の共振周波数とほぼ一致しており、すなわち前記共振型光偏向素子の駆動信号となる前記コンパレータ３の出力電圧はその周波数は前記可動部の固有の共振周波数とほぼ一致した矩形波状の信号となり、前記共振型光偏向素子は共振駆動される。共振型光偏向素子はそれ自体が機械的周波数フィルタ特性を有するため、共振周波数近傍で駆動するとき、駆動波形が矩形波であっても共振型光偏向素子の応答はほぼ正弦波的応答となることは前述のとおりである。前記共振型光偏向素子の駆動信号となる前記コンパレータ３の出力電圧の正の振幅は、前記コンパレータ３の正の電源電圧入力端子７に入力される正の電圧８により決定され、また、前記コンパレータ３の出力電圧の負の振幅は、前記コンパレータ３の負の電源電圧入力端子９に入力される負の電圧１０により決定される。
【００３８】
前記コンパレータ３の正の電源電圧入力端子７に入力される正の電圧と、前記コンパレータ３の負の電源電圧入力端子９に入力される負の電圧は、回動状態検出手段１１により検出された回動状態信号１２を振幅コントローラ１３により演算処理し、走査振幅が所望の値となるよう変調制御された振幅制御電圧１４、１５に相当する。振幅コントローラ１３では、回動状態検出手段１１で検出した回動状態信号１２より共振型光偏向素子の走査振幅情報を抽出し、所定の振幅値と比較して所要のフィードバック信号を生成する。なお、振幅コントローラ１３は、後述の構成のコンパレータ３を用いることにより、十分な制御精度が得られるので、高価な高性能ＣＰＵや高性能マイクロコンピュータを適用する必要がなく、通常のＣＰＵやマイクロコンピュータで構成することができる。
【００３９】
回動状態検出手段１１は、前述の駆動コイルに生じる誘導起電力を利用する手法や、検出用コイルを付加する手法、ひずみゲージの適用によりひずみ量を検出する手法を利用しても良いが、光走査領域にフォトダイオードなどの光センサを配備し、直接、光信号を検出しても良く、また光走査領域に光ファイバーを配備して光信号を光センサに導き、光信号を検出しても良い。このとき、前記光信号の時間軸成分により走査位置情報が得られることは言うまでもなく、また、前記光信号の周波数を測定することにより走査周波数を抽出することができる。また、光センサに光が照射されている時間、具体的には前記光信号のパルス幅には、走査角度が大きくなると前記パルス幅は小さくなるなど、走査振幅情報も抽出することができる。光センサの配備数量は１個に限るものではなく、複数配備することにより、得られる複数の光信号の平均値を算出でき、より高精度の回動状態検出ができる。たとえば、所望の光走査領域において、走査方向に対称となるように２個の光センサを配備し、得られる２種の光信号それぞれのパルス幅を比較したり、２種のパルスの間隔を演算したりすることにより回動状態のオフセットずれ情報も抽出することができる。
【００４０】
本実施例によれば、回動状態検出手段１１により検出された回動状態信号１２を周波数コントローラ１６により演算処理し、クロック信号発生手段２を介して走査周波数が所望の値となるようフィードバック制御されたクロック信号１７の周波数により、前記共振型光偏向素子の走査周波数を制御できる。本実施例では、コンパレータを利用していることにより、前記クロック信号１７は、たとえば最大振幅値＝＋５Ｖ、最小振幅値＝０Ｖの矩形波信号のようないわゆるＴＴＬレベルのデジタルパルス信号で良く、高価な高性能ＣＰＵや高性能マイクロコンピュータを必要とせず、安価で簡易なシステムを実現することができる。
【００４１】
また、本実施例によれば、回動状態検出手段１１により検出された前記回動状態検出信号１２を振幅コントローラ１３によりデジタル演算処理し、Ｄ／Ａコンバータ及び増幅回路を介して走査振幅が所望の値となるようフィードバック制御された振幅制御電圧１４、１５を前記コンパレータ３の正の電源電圧、あるいは負の電源電圧、あるいは正負の両電源電圧に変調、入力する。これにより前記共振型光偏向素子の駆動信号１８となる前記コンパレータ３の矩形波状の出力電圧信号は正負両バイアスを利用して形成できるため、走査角度に制限を与えることなく広角に動作できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供できる。さらに、８ビットのＤ／Ａコンバータを使用したときは正負の振幅をそれぞれ２５６階調の表現ができ、すなわち全体振幅で５１２階調の表現を可能とする高精度の駆動制御装置を提供することができ、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、容易に高精度の駆動制御装置を提供することができる。
【００４２】
さらに、本実施例によれば、前記コンパレータ３の正の電源電圧入力端子７に入力される正の電圧８と、負の電源電圧入力端子９に入力される負の電圧１０とはそれぞれ独立に制御できるため、回動状態のオフセット制御も可能となり、走査振幅のオフセット値を変動させることなく走査振幅中心を安定に維持できる、高精度の駆動制御装置を提供できる。
【００４３】
具体的には、回動状態検出手段１１により得られた回動状態のオフセットずれ情報にもとづき、たとえば正方向にオフセットずれ情報が検出された場合には、前記正の電圧８を低下制御させる、あるいは前記負の電圧１０を負方向に上昇制御させる、あるいはそれらの制御を組み合わせるなど、前記正の電圧８をフィードバック制御する、あるいは前記負の電圧１０をフィードバック制御する、あるいは前記正の電圧８と前記負の電圧１０を共にフィードバック制御することにより実現できる。
【００４４】
以上説明したように、本実施例によれば、前記コンパレータ３の矩形波状の出力電圧信号は正負両バイアスを利用して形成できるため、走査角度に制限を与えることなく広角に動作できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供でき、８ビットのＤ／Ａコンバータを使用したときは正負の振幅を同時に２５６階調の表現ができ、８ビットのＤ／Ａコンバータを使用したときの従来技術に較べて２倍の解像度を有する高精度の駆動制御装置を提供することができ、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、容易に高精度の駆動制御装置を提供することができる。
【実施例２】
【００４５】
図２は、実施例２である“共振型光偏向素子の駆動制御装置”の構成を示すブロック図である。実施例１と同様に、クロック信号発生手段２から出力されるクロック信号１７をコンパレータ３の信号入力端子４に入力し、基準電圧発生手段５から出力される比較電圧信号を前記コンパレータ３の比較信号入力端子６に入力する。これにより、前記共振型光偏向素子の走査周波数は、クロック信号発生手段２を介して走査周波数が所望の値となるようフィードバック制御されたＴＴＬレベルのデジタルパルス信号であるクロック信号１７の周波数により制御でき、高価な高性能ＣＰＵや高性能マイクロコンピュータを必要としない安価で簡易なシステムを実現することができる。
【００４６】
また、実施例１と同様、前記共振型光偏向素子の駆動信号１８となる前記コンパレータ３の出力電圧の正の振幅は、前記コンパレータ３の正の電源電圧入力端子２１に入力される正の電圧２０により決定され、また、前記コンパレータ３の出力電圧の負の振幅は、前記コンパレータ３の負の電源電圧入力端子２３に入力される負の電圧により決定されるが、本実施例によれば、回動状態検出手段１１により検出された回動状態信号１２を振幅コントローラ１３により演算処理し、走査振幅が所望の値となるよう変調制御された第一の電圧２０は、前記コンパレータ３の極性が一致する所望の第一の電源電圧入力端子２１に入力される。そして、前記第一の電圧２０は、同時に反転増幅回路２２に入力され、前記反転増幅回路２２から出力される逆極性の電圧は前記コンパレータ３の極性が一致する所望の第二の電源電圧入力端子２３に入力されるよう構成している。たとえば、前記走査振幅が所望の値となるよう変調制御された第一の電圧２０が正の電圧である場合は、前記第一の電圧２０は前記コンパレータ３の正の電源電圧入力端子に入力され、同時に、前記第一の電圧２０は反転増幅回路２２を介して前記コンパレータ３の負の電源電圧入力端子２３に入力されるよう構成する。
【００４７】
以上説明したように、本実施例によれば、前記コンパレータ３の矩形波状の出力電圧信号は正負両バイアスを利用して形成できるため、走査角度に制限を与えることなく広角に動作できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供でき、８ビットのＤ／Ａコンバータを使用したときは正負の振幅を同時に２５６階調の表現ができ、８ビットのＤ／Ａコンバータを使用したときの従来技術に較べて２倍の解像度を有する高精度の駆動制御装置を提供することができ、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、容易に高精度の駆動制御装置を提供することができる。
【００４８】
また、本実施例によれば、実施例１の駆動制御装置１に較べて、Ｄ／Ａコンバータを含む制御電圧発生手段を一つ省略できるため、より安価で簡易な共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供できる。
【００４９】
さらに、本実施例によれば、前記コンパレータ３の正負の電源電圧入力端子に入力される正負の電圧は同時に振幅変調制御できるため、走査振幅のオフセット値を変動させることなく安定維持することができる。前記反転増幅回路２２の増幅率は通常１とすれば良いが、オフセット状態を調整したい場合は、前記反転増幅回路２２の増幅率を調整することにより実現できる。
【実施例３】
【００５０】
図３は、実施例３である“共振型光偏向素子の駆動制御装置”の構成を示すブロック図である。本実施例においても、実施例１、実施例２と同様に、クロック信号発生手段２から出力されるクロック信号１７をコンパレータ３の信号入力端子４に入力し、基準電圧発生手段５から出力される比較電圧信号を前記コンパレータ３の比較信号入力端子６に入力する。これにより、前記共振型光偏向素子の走査周波数は、クロック信号発生手段２を介して走査周波数が所望の値となるようフィードバック制御されたＴＴＬレベルのデジタルパルス信号であるクロック信号１７の周波数により制御でき、高価な高性能ＣＰＵや高性能マイクロコンピュータを必要としない安価で簡易なシステムを実現することができる。
【００５１】
そして、本実施例においても実施例２と同様に反転増幅回路２２を適用することにより、走査振幅のオフセット値を変動させることなく安定維持することができる安価で簡易なシステムを提供でき、また、前記コンパレータ３の矩形波状の出力電圧信号は正負両バイアスを利用して形成できるため、走査角度に制限を与えることなく広角に動作できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供できる。
【００５２】
さらに、本実施例では、回動状態検出手段１１により検出された回動状態信号１２を振幅コントローラ１３により演算処理し、Ｄ／Ａコンバータ２５を介して走査振幅が所望の値となるよう変調制御された第一の振幅制御電圧２６と、振幅コントローラ１３により所望の値に変調制御された第二の振幅制御電圧２７とを第一の加算増幅回路２８の入力端子に入力し、前記第一の加算増幅回路２８から出力される制御された第三の電圧２９を、実施例２における前記制御された第一の電圧２０とするよう構成する。この構成により、振幅制御解像度を向上させることができる。
【００５３】
具体的には、たとえば前記第一の振幅制御電圧２６を＋５Ｖの定電圧に設定し、８ビットのＤ／Ａコンバータを介して走査振幅が所望の値となるよう変調制御された前記第二の振幅制御電圧２７の出力範囲を０Ｖから＋５Ｖとなるように設定し、前記第一の加算増幅回路２８の増幅率を１倍に設定すると、前記制御された第三の電圧２９の出力は＋５Ｖから＋１０Ｖの範囲を２５６階調で表現できるようになり、実施例２による駆動制御装置１９に較べてさらに２倍の解像度を得ることができ、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、容易に高精度の駆動制御装置を提供することができる。このとき、前記第一の振幅制御電圧２６を定電圧としているため前記振幅コントローラ１３からの制御、及びＤ／Ａコンバータは省略できることは言うまでもない。また、前記第一の振幅制御電圧２６は定電圧に限られるものではなく、たとえば０Ｖから＋５Ｖの範囲を変調制御できるよう構成したとき、前記制御された第三の電圧２９の制御範囲を広くすることができる。
【００５４】
以上説明したように、本実施例によれば、簡単な構成を追加するだけで、実施例２より高精度の共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供することができる。
【実施例４】
【００５５】
図４は、実施例４である“共振型光偏向素子の駆動制御装置”の構成を示すブロック図である。本実施例により実施例３に較べてさらに高精度制御が実現できる。
【００５６】
本実施例４による駆動制御装置３０の構成は実施例３において説明した駆動制御装置２４の構成とほぼ同様であるため詳細は省略するが、本実施例による駆動制御装置３０では、実施例３による駆動制御装置２４の構成と較べて、前記第一の振幅制御電圧２６、及び前記第二の振幅制御電圧２７とをそれぞれ第一の分圧回路３１、及び第二の分圧回路３２を介して前記第一の加算増幅回路２８に入力している点が改良されている。
【００５７】
この構成をとることにより、共振型光偏向素子の振幅制御精度を飛躍的に向上させることができる。
【００５８】
具体的には、たとえば、前記第一の振幅制御電圧２６を＋５Ｖの定電圧に設定し、８ビットのＤ／Ａコンバータ２５を介して前記第二の振幅制御電圧２７を０Ｖから＋５Ｖの範囲を２５６階調で変調制御できる電圧となるよう構成し、前記第一の分圧回路３１の分圧比は１とし、前記第二の分圧回路３２の分圧比は、０．１とすると、前記第一の加算増幅回路２８から出力される制御された第三の電圧３３は＋５Ｖから＋５．５Ｖの範囲を２５６階調表現できる電圧とすることができ、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、容易に飛躍的に振幅駆動精度を向上できる。このとき、前記第一の振幅制御電圧２６を定電圧としているため前記振幅コントローラ１３からの制御、及びＤ／Ａコンバータは省略できることは言うまでもない。分圧比の設定は０．１に限られるものではなくシステムの目的に応じて所望の値に設定されるものであり、たとえば分圧比の設定を０．０５とするなどによりさらに駆動制御精度を向上させても良いし、あるいは、分圧比の設定を０．５とするなどにより駆動制御範囲を広範囲化させても良い。また、前記第一の振幅制御電圧２６は定電圧に限られるものではなく、たとえば０Ｖから＋５Ｖの範囲を変調制御できるよう構成したとき、前記制御された第三の電圧３３の制御範囲を広くすることができるし、さらに、前記第一の分圧回路３１の分圧比と前記第二の分圧回路３２の分圧比を所望の値にそれぞれ設定することにより、前記第一の振幅制御電圧２６を粗制御用に、前記第二の振幅制御電圧２７を微制御用に使用するといった使用法も可能である。
【００５９】
以上説明したように、本実施例によれば、簡単な構成を追加するだけで、実施例３より高精度の共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供することができる。
【実施例５】
【００６０】
図５は、実施例５である“共振光偏向素子の駆動制御装置”の構成を示すブロック図である。本実施例５は、実施例４により説明した、分圧回路を利用することにより電圧制御精度を飛躍的に向上した構成を、コンパレータの正、負それぞれの電源電圧入力端子への電源供給の構成としており、さらに、実施例２、実施例３、実施例４では使用していた反転増幅回路２２を省略し、前記コンパレータの正負の電源電圧は独立に制御できるよう構成している。
【００６１】
本実施例においても、実施例１ないし実施例４と同様に、クロック信号発生手段２から出力されるクロック信号１７をコンパレータ３の信号入力端子４に入力し、基準電圧発生手段５から出力される比較電圧信号を前記コンパレータ３の比較信号入力端子６に入力する。これにより、前記共振型光偏向素子の走査周波数は、クロック信号発生手段２を介して走査周波数が所望の値となるようフィードバック制御されたＴＴＬレベルのデジタルパルス信号であるクロック信号１７の周波数により制御でき、高価な高性能ＣＰＵや高性能マイクロコンピュータを必要としない安価で簡易なシステムを実現することができる。
【００６２】
そして、本実施例においても前記コンパレータ３の矩形波状の出力電圧信号は正負両バイアスを利用して形成できるため、走査角度に制限を与えることなく広角に動作できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供できる。
【００６３】
さらに本実施例によれば、第三ないし第六の分圧回路３５、３６、３７、３８、それぞれの分圧比を適正に設定することにより、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、容易に高解像度の振幅制御を実現したうえで、回動状態のオフセット制御も高解像度で実現可能となり、走査振幅のオフセット値を変動させることなく走査振幅中心を安定に維持できる、高精度の駆動制御装置を提供できる。
【００６４】
以上、説明したように、本実施例によれば、高価な高性能ＣＰＵや高性能マイクロコンピュータを適用することなく、また、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、回動状態を高精度に制御できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を安価に提供できる。
【００６５】
また、走査角度に制限を与えることなく広角に動作でき、回動状態を高精度に制御できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供できる。さらに、走査振幅中心を安定に維持し、走査振幅のオフセット値を変動させることなく、共振型光偏向素子の回動状態を高精度に制御できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】実施例１の構成を示すブロック図
【図２】実施例２の構成を示すブロック図
【図３】実施例３の構成を示すブロック図
【図４】実施例４の構成を示すブロック図
【図５】実施例５の構成を示すブロック図
【図６】電磁駆動光偏向素子の構成を示す斜視図
【図７】電磁駆動光偏向素子の動作説明図
【図８】電磁駆動光偏向素子の動作説明図
【図９】電磁駆動光偏向素子の駆動特性を示す図
【図１０】従来技術の問題点を説明する図
【図１１】従来技術の問題点を説明する図
【符号の説明】
【００６７】
１ 実施例１である駆動制御装置
２ クロック信号発生手段
３ コンパレータ
４ コンパレータの信号入力端子
５ 基準電圧発生手段
６ コンパレータの比較信号入力端子
７ コンパレータの正の電源電圧入力端子
９ コンパレータの負の電源電圧入力端子
１１ 回動状態検出手段
１３ 振幅コントローラ
１６ 周波数コントローラ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振型光偏向素子の駆動制御装置に関し、特に共振型光偏向素子の回動状態を高精度に制御する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）技術により製造される小型の共振型光偏向素子は、光偏向システムの小型化、低コスト化が実現できるため、種々の提案がなされ、試作・実用化が進んでいる。動作原理も静電駆動方式、電磁駆動方式、圧電駆動方式、その他の方式など様々な種類のデバイスが存在する。たとえば、ガルバノメータの原理（可動コイル型電磁駆動）で動作する電磁駆動光偏向素子（ガルバノミラーともいう）は種々提案されており、これらの電磁駆動光偏向素子は、光学走査角度プラスマイナス１５度以上の広角走査を２０Ｖｐ−ｐ程度以下の振幅の交流電圧信号による低電圧動作が実現でき、コンパクトなレーザプロジェクションシステムなどへの実用化が期待されている（特許文献１、２）。そして、これらの電磁駆動光偏向素子はたとえば図６に示すように、可動部が一対のトーションバー４０、４１により軸支された両持ち梁構造として使用することがある。
【０００３】
この種の共振型電磁駆動光偏向素子では、平板状の可動部３９が一対のトーションバー４０、４１により支持部４２に対して回動可能に軸支されている。可動部３９には、平面ミラーなどの光線反射手段４３と、通電により磁界を形成する手段である駆動コイル４４とが設けられる。駆動コイル４４は前記可動部３９の周縁部を周回している。駆動コイル４４の両端はトーションバー４０、４１を通る配線などの電気導通手段４５を介して支持部４２に設けられた電極取り出し部４６、４７に電気的に接続される。また、可動部３９の外部には前記駆動コイル４４に静磁界を作用させる一対の永久磁石などの磁界発生手段４８、４９が設けられる。電極取り出し部４６、４７には交流電圧あるいは交流電流の駆動信号が印加される。
【０００４】
前記駆動コイル４４における、トーションバー４０、４１を通る一本の回動軸に平行な一対の対辺部分は、そこを流れる電流と磁界発生手段４８、４９から供給される磁界成分との相互作用により、可動部３９における光線反射手段４３が設けられた面に対してほぼ垂直な方向にローレンツ力を受ける（図７参照）。また、それら一対の対辺部分を流れる電流の方向はそれぞれ逆向きであるため、可動部３９は駆動コイル４４に流れる電流の大きさ、言い換えれば駆動コイル４４に供給される駆動電圧の大きさに応じて回動軸の周りに回動する。
【０００５】
その結果、回動する可動部３９に設けられた光線反射手段４３で反射された光線は一次元的に走査される。可動部３９は、可動部３９の大きさや形状や重さ、またトーションバー４０、４１の大きさや形状や材質により決まる固有の共振周波数を有しており、前記交流電圧あるいは交流電流の駆動信号の周波数と可動部３９の共振周波数とが一致するとき、共振型電磁駆動光偏向素子の走査角度は最大となる。駆動コイル４４に供給する駆動信号を所定共振周波数に対応した交流信号とすることにより共振型電磁駆動光偏向素子は低電圧、低電流による広角光線走査が実現できる。
【０００６】
前記共振型電磁駆動光偏向素子の他に、共振型圧電駆動光偏向素子も種々の提案がなされている（特許文献３、４）。該圧電駆動光偏向素子は、前記電磁駆動光偏向素子と同様に、平板状の可動部が一対のトーションバーにより支持部に対して回動可能に軸支されており、可動部には平面ミラーなどの光線反射手段が設けられる。前記電磁駆動光偏向素子においてはローレンツ力を利用することにより可動部３９を駆動することに対し、該圧電駆動光偏向素子においては、圧電素子により発生する振動エネルギーを可動部に供給することにより可動部は駆動される。可動部は、可動部の大きさや形状や重さ、またトーションバーの大きさや形状や材質により決まる固有の共振周波数を有しており、前記圧電素子に供給する交流駆動信号の周波数と可動部の共振周波数とが一致するとき、共振型圧電駆動光偏向素子の走査角度は最大となる。圧電素子に供給する駆動信号を所定共振周波数に対応した交流信号とすることにより共振型圧電駆動光偏向素子は低消費電力による広角光線走査が実現できる。
【０００７】
前記共振型光偏向素子を駆動するための駆動コイルや圧電素子に供給する駆動信号の波形は正弦波や矩形波が広く使用される。共振型光偏向素子はそれ自体が機械的周波数フィルタ特性を有するため、共振周波数近傍で駆動するとき、駆動波形が矩形波であっても共振型光偏向素子の応答はほぼ正弦波的応答となる。矩形波状の駆動信号は一定時間内に供給できるエネルギーを最大とできる。
【特許文献１】特開２０００−０３５５４９号公報
【特許文献２】特開平１０−１２３４４９号公報
【特許文献３】特許公表２００７−５２２５２８号公報
【特許文献４】特開２００７−９４１４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
近年、共振型光偏向素子の駆動装置は、レーザプロジェクションシステムや高精度センシングシステムへの応用のため、回動状態制御（走査状態制御）の高精度化が強く望まれている。より高精度な制御を実現するために光偏向素子の走査振幅や走査速度などの回動状態を検出し、回動状態をフィードバック制御することが望ましい。
【０００９】
共振型光偏向素子の共振周波数は、温度、または経年により変動するのが通例であり、あらかじめ設定した共振周波数の駆動信号を駆動コイルに供給し続けるのでは、温度変化や時間経過にしたがって光偏向素子の走査振幅や走査速度などの回動状態が一定に制御されない問題を生じるためである。
【００１０】
光偏向素子の回動状態を検出し、フィードバック制御する手段として、たとえば特開２００３−１７７３４７号公報では、駆動コイルに生じる逆起電力を検出し、該検出された逆起電力の波形にもとづいて正弦励振電流を所定時間だけ停止するとともに、該停止期間内に共振周波数を検出してその後該検出した共振周波数の正弦励振電流で可動部を駆動する手法が提案されている。しかし、特開２００３−１７７３４７号公報による制御手法では、温度、また経年により変動する共振型光偏向素子の共振周波数を追従する結果、走査振幅は一定値に制御でき得るものの、走査速度は温度、また経年により変動してしまい、たとえばレーザプロジェクションシステムに利用する場合はプロジェクション映像が温度、また経年により変動してしまう。特に走査速度が限界値以下に遅くなってしまうと、映像信号との整合性が取れなくなり描画できなくなってしまう。
【００１１】
光偏向素子の回動状態を検出しフィードバック制御する手段として、たとえば特開２００３−６６３６０号公報では、一周期内の一定期間の間、電流値がゼロである周期的な波形で可動部の共振周波数にほぼ等しい周波数を有する電流信号を駆動コイルに供給し、電流値がゼロである期間に対応する期間の間の駆動コイルの両端の電圧にもとづいて可動部の回動状態を検出し、駆動コイルに供給する電流信号の共振周波数と振幅を制御する手法が提案されている。しかし、該特開２００３−６６３６０号公報による手法では、駆動コイルに供給する電流信号の共振周波数を温度、また経年により変動する光偏向素子の共振周波数に追従させるため、走査速度が温度、また経年により変動してしまい、たとえばレーザプロジェクションシステムに利用する場合はプロジェクション映像が温度、また経年により変動してしまい問題となることは前述のとおりである。
【００１２】
駆動コイルに供給する電流信号の周波数変動は、プロジェクション映像の変動が許容できる範囲内に抑制し、主に該電流信号の振幅制御により光偏向素子の走査振幅や走査速度などの回動状態を制御する必要がある。
【００１３】
しかし、特開２００３−６６３６０号公報による手法では、該電流信号の振幅制御により光偏向素子の回動状態を制御しようとしたとき光偏向素子の走査角度と制御精度に大きく制限を与えてしまう。該走査角度に制限を与える機構を図７、８、９により説明する。図７は図６に示す一般的な共振型光偏向素子におけるＡＡ断面構造図であり、駆動コイルの４４ａ部では紙面垂直方向において手前側に向かってコイル電流が流れており、駆動コイル４４ｂ部では紙面垂直方向において奥側に向かってコイル電流が流れている。また、磁界発生手段４８、４９は紙面の左から右の方向に静磁界を与えている。このとき駆動コイル４４ａ部は光偏向素子の上方向にローレンツ力５０を受け、４４ｂ部は下方向にローレンツ力５１を受けるため駆動コイル４４に供給される電流信号（電圧信号）の大きさに応じて回動軸の周りに反時計回り方向に回動する。
【００１４】
図８は図６に示す一般的な共振型光偏向素子におけるＡＡ断面構造図であり、駆動コイルの４４ａ部では紙面垂直方向において奥側に向かってコイル電流が流れており、駆動コイル４４ｂ部では紙面垂直方向において手前側に向かってコイル電流が流れている。また、磁界発生手段４８、４９は紙面の左から右の方向に静磁界を与えている。このとき駆動コイル４４ａ部は光偏向素子の下方向にローレンツ力５２を受け、４４ｂ部は上方向にローレンツ力５３を受けるため、駆動コイル４４に供給される電流信号（電圧信号）の大きさに応じて回動軸の周りに時計回り方向に回動する。
【００１５】
このように該光偏向素子は正負の電流信号（電圧信号）を交流印加することにより時計回り方向、反時計回り方向の双方向に回動することができる。図９は、共振型電磁駆動光偏向素子の駆動コイルに供給する電圧と走査角度との関係を示す模式図である。図９に示されるように、走査角度が大きくなるに伴い、磁界発生手段から駆動コイルまでの距離が離れてしまいローレンツ力が小さくなってしまうため、またローレンツ力の作用する方向と可動部の回動方向がずれてしまうためなどにより走査角度は飽和する傾向にあり、広角走査領域ではリニアな特性を示さなくなる。すなわち、共振型光偏向素子を高効率で高精度に広角駆動させるためには正負の交流信号で駆動することが有効であることは明確である。これに対して、特開２００３−６６３６０号公報による手法では、正バイアスのみ、あるいは負バイアスのみで形成される駆動信号しか適用できないため、正負バイアスで形成される駆動信号を利用する場合に較べて走査角度が約半分に制限されてしまう。走査角度の制限はたとえばレーザプロジェクションシステムでは、画角を制限してしまうため問題となる。また、前述のとおり、走査角度は広角走査領域において飽和する傾向にあるため、広角走査する場合に効率的で高精度に制御された光偏向素子の駆動が困難となってしまう。
【００１６】
光偏向素子の回動状態を検出しフィードバック制御する手段として、たとえば特開２００１−３０５４７１号公報では、定電流ドライバとスイッチング機構を組み合わせて形成した矩形波状の電流信号により一周期内の一定期間の間、電流値がゼロである周期的な波形で可動部の共振周波数にほぼ等しい周波数を有する電流信号を駆動コイルに供給し、電流値がゼロである期間に対応する期間の間の駆動コイルの両端に発生する誘導起電圧（誘導起電流）にもとづいて可動部の回動状態を検出し、駆動コイルに供給する電流信号の振幅を制御する手法が提案されている。該特開２００１−３０１５４７１号公報による手法は前記特開２００３−６６３６０号公報による手法と同様に、正バイアスのみ、あるいは負バイアスのみで形成される駆動信号しか適用できないため、やはり正負バイアスで形成される駆動信号を利用する場合に較べて走査角度が約半分に制限されてしまい、また、広角走査する場合に効率的で高精度に制御された光偏向素子の駆動が困難となってしまう。
【００１７】
光偏向素子の回動状態を検出するための手段として、たとえば特開平７−２１８８５７号公報では可動部に設けられた駆動コイルと固定部に設けられた検出用コイルとの相互誘導を利用して可動部の回動状態を検出し、得られた回動状態検出信号を光偏向素子の駆動系にフィードバックし駆動電流を制御する手法が提案されている。しかし、該特開平７−２１８８５７号公報による制御手法では、可動部の回動領域を確保するために駆動コイルと検出用コイルを近付けることができず、駆動コイルと検出用コイルとの相互誘導による起電力の検出レベルが微弱となり、高精度に検出できない問題がある。また、該回動状態を検出する手法により抽出した回動状態情報を用いて具体的にフィードバック制御する手法は示されていない。
【００１８】
光偏向素子の回動状態を検出するための手段として、たとえば特開平１１−２４２１８０号公報では、可動部に駆動コイルと検出用コイルを具備し、検出用コイルが磁界中で運動することにより発生する誘導起電力を利用して光偏向素子の回動状態を検出し、得られた回動状態検出信号を光偏向素子の駆動系にフィードバックし駆動信号を制御する手法、及びトーションバー部にひずみゲージを具備し、ひずみ量を検出することにより回動状態をモニタリングし、得られた回動状態検出信号を光偏向素子の駆動系にフィードバックし駆動信号を制御する手法が提案されている。しかし、特開平１１−２４２１８０号公報による制御手法では、検出用コイルの出力信号には駆動コイルと検出用コイルの相互誘導成分がノイズ成分として混入するため検出用コイルの出力信号に歪みが生じてしまい、高精度に検出できない問題がある。また、ひずみゲージを具備する手法においても該回動状態を検出する手法により抽出した回動状態情報を用いて形成した自励発振回路の出力を駆動信号に利用することにより駆動信号の周波数、振幅は安定に制御できるが、光偏向素子の共振周波数が温度、経年により変動することによって変動する走査角度を安定に制御する手法は具体的に示されていない。
【００１９】
以上に示すように、走査速度や走査角度などの回動状態を検出するための手段として駆動コイルに生じる誘導起電力を利用する手法、検出用コイルを付加する手法、ひずみゲージの適用によりひずみ量を検出する手法が提案されており、何れも回動状態検出手段としては有望であるが、広角走査駆動する共振型光偏向素子の回動状態を高精度に制御する手法としては十分な提案がなされていない。
【００２０】
前述の回動状態検出手段により抽出された回動状態の情報は、特開２００１−３０５４７１号公報、特開２００３−１７７３４７号公報、特開２００３−６６３６０号公報などに示されるように、通常、ＣＰＵやマイクロコンピュータに入力され、演算処理後、駆動制御信号に加工される。
【００２１】
出力される駆動制御信号は、たとえば特開２００３−６６３６０号公報による手法では、図１０に示すようなＤ／Ａコンバータ（ＤＡＣと略記することもある）５４を介して形成した、一周期内の一定期間の間、電圧値がゼロである周期的な波形で可動部の共振周波数にほぼ等しい周波数を有する矩形波状のアナログ波形の電圧信号５５である。出力された該矩形波状の電圧信号５５は、ドライバアンプ５６により増幅された後、駆動コイルに入力され光偏向素子５７を回動制御する。走査角度を制御するためには形成するアナログ波形の電圧信号の振幅を制御することが考えられ、電圧信号はＬＯレベルからＨＩレベルの範囲（以降、代表値としてＬＯレベル＝０Ｖ、ＨＩレベル＝＋５Ｖの場合を勘案する）内で自由に形成でき、たとえば８ビットのＤ／Ａコンバータ５４を使用したときは２５６階調の振幅Ｖ（ｔ）を表現できる。すなわち、走査振幅は略２５６分の１の最小解像度で制御することができる。しかし、当該手法では、該電圧信号の振幅制御により光偏向素子の回動状態を制御しようとしたとき該電圧信号の振幅中心電圧レベルが変動してしまうため、駆動コイルに供給する電流信号Ｉ（ｔ）のオフセット値が変動してしまう。その結果、走査領域のオフセット変動、ひいては回動状態の不安定化を発生させてしまい、高精度の駆動制御が困難となり問題となる。また、正バイアスのみで形成される駆動信号しか適用できないため、正負バイアスで形成される駆動信号を利用する場合に較べて走査角度が約半分に制限されてしまい問題となることは前述のとおりである。
【００２２】
前述の問題を解決するために、出力される駆動制御信号５８をたとえば図１１に示すようなＤ／Ａコンバータ５９を介して形成した矩形波や正弦波などの所望のアナログ波形とする手法が考えられる。形成されたアナログ波形５８はＬＯレベルからＨＩレベルの範囲（以降、代表値としてＬＯレベル＝０Ｖ、ＨＩレベル＝＋５Ｖの場合を考慮する）内で自由に形成でき、たとえば８ビットのＤ／Ａコンバータ５９を使用したときは２５６階調の表現ができる。走査角度を制御するためには形成するアナログ波形５８の振幅Ｖ（ｔ）を制御することが考えられ、たとえば＋２．５Ｖを振幅中心として形成したアナログ波形が有望であり、アナログ波形の振幅中心を固定することにより前述のオフセット変動の問題を回避できる。また、出力された該アナログ波形５８はレベルシフト回路６０により振幅中心電圧が０Ｖとなるように加工した後、増幅回路６１により増幅され、駆動コイルに入力され光偏向素子６２を回動制御する。本手法によれば、駆動コイルに入力される駆動信号６３は正負両バイアスにて利用できるため、前述の走査角度が制限される問題も回避できる。ただし、このとき前述のオフセット変動の問題を解決するために正負の振幅は同時に制御する必要があるため、８ビットのＤ／Ａコンバータを使用したとき、振幅Ｖ（ｔ）の制御は１２８分の１の最小解像度となってしまう。また、該所望のアナログ波形を形成する手法では、高価な高性能ＣＰＵ、あるいは高性能マイクロコンピュータを適用する必要があり、システムが高価となってしまう問題がある。より高精度化を実現するためにはＤ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことが必要となるが、さらなるシステムの高価格化を招いてしまう。
【００２３】
一方、たとえばレーザプロジェクションシステムなどにおいては、画角が広く、高精細な描画に適応できる光偏向素子の要求が強く、すなわち、より広角で動作でき、より高精度な回動状態制御が実現できる光偏向素子が強く要求されている。
【００２４】
以上に説明したように、走査速度や走査角度などの回動状態を高精度に制御でき、広角駆動を実現できる、安価な共振型光偏向素子の有効な駆動手法は提案されていない。
【００２５】
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、回動状態を高精度に制御でき、広角駆動を実現できる、安価な共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供することを課題とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
前記課題を解決するため、本発明では、共振型光偏向素子の駆動制御装置を次の（１）ないし（７）のとおりに構成する。
【００２７】
（１）共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて前記共振型光偏向素子の共振周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、
前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第一のＤ／Ａコンバータを介して前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第二のＤ／Ａコンバータを介して前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第一の電源電圧供給手段と、
を備えた共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【００２８】
（２）共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、
前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第三のＤ／Ａコンバータを介して前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を前記第三のＤ／Ａコンバータと反転増幅回路を介して前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第二の電源電圧供給手段と、
を備えた共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【００２９】
（３）共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、
所定のアナログ値と、前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第四のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値とを加算する第一の加算回路と、
前記第一の加算回路の出力を前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第一の加算回路の出力を反転増幅回路を介して前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第三の電源電圧供給手段と、
を備えた共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【００３０】
（４）前記（３）に記載の共振型光偏向素子の駆動制御装置において、
前記所定のアナログ値は、変更可能な値である共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【００３１】
（５）前記（３）または（４）に記載の共振型光偏向素子の駆動制御装置において、
前記所定のアナログ値を第一の分圧回路を介して前記第一の加算回路に供給し、前記第四のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を第二の分圧回路を介して前記第一の加算回路に供給する共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【００３２】
（６）前記（５）に記載の共振型光偏向素子の駆動制御装置において、
前記第一の分圧回路の分圧比と前記第二の分圧回路の分圧比を、所要の値にそれぞれ設定することにより、前記所定のアナログ値を粗制御用に、前記第四のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を微制御用に使用する共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【００３３】
（７）共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第二の振幅コントローラと、
所定のアナログ値を分圧する第三の分圧回路と、
前記第二の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第五のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を分圧する第四の分圧回路と、
前記第三の分圧回路の出力と前記第四の分圧回路の出力を加算する第二の加算回路と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第三の振幅コントローラと、
所定のアナログ値を分圧する第五の分圧回路と、
前記第三の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第六のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を分圧する第六の分圧回路と、
前記第五の分圧回路の出力と前記第六の分圧回路の出力を加算する第三の加算回路と、
前記第二の加算回路の出力を前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第三の加算回路の出力を前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第四の電源電圧供給手段と、
を備えた共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【発明の効果】
【００３４】
本発明によれば、回動状態を高精度に制御でき、広角駆動を実現できる、安価な共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本発明を実施するための最良の形態を、「共振型光偏向素子の駆動制御装置」の実施例により詳しく説明する。
【実施例１】
【００３６】
図１は、実施例１である“共振型光偏向素子の駆動制御装置”の構成を示すブロック図である。本実施例では、共振型光偏向素子として共振型電磁駆動光偏向素子を想定しているが、共振型圧電駆動光偏向素子についても同様に実施することができる。
【００３７】
図１において、クロック信号発生手段２から出力されるクロック信号をコンパレータ３の信号入力端子４に入力し、基準電圧発生手段５から出力される比較電圧信号を前記コンパレータ３の比較信号入力端子６に入力する。前記比較電圧の電圧値は前記クロック信号の最小値より大きく、また、最大値より小さい値に設定され、たとえば前記比較電圧信号は、前記クロック信号の最大振幅値の略半値となる定電圧信号である。前記クロック信号の周波数は、共振型光偏向素子の可動部の大きさや形状や重さ、またトーションバーの大きさや形状や材質により決まる可動部の固有の共振周波数とほぼ一致しており、すなわち前記共振型光偏向素子の駆動信号となる前記コンパレータ３の出力電圧はその周波数は前記可動部の固有の共振周波数とほぼ一致した矩形波状の信号となり、前記共振型光偏向素子は共振駆動される。共振型光偏向素子はそれ自体が機械的周波数フィルタ特性を有するため、共振周波数近傍で駆動するとき、駆動波形が矩形波であっても共振型光偏向素子の応答はほぼ正弦波的応答となることは前述のとおりである。前記共振型光偏向素子の駆動信号となる前記コンパレータ３の出力電圧の正の振幅は、前記コンパレータ３の正の電源電圧入力端子７に入力される正の電圧８により決定され、また、前記コンパレータ３の出力電圧の負の振幅は、前記コンパレータ３の負の電源電圧入力端子９に入力される負の電圧１０により決定される。
【００３８】
前記コンパレータ３の正の電源電圧入力端子７に入力される正の電圧と、前記コンパレータ３の負の電源電圧入力端子９に入力される負の電圧は、回動状態検出手段１１により検出された回動状態信号１２を振幅コントローラ１３により演算処理し、走査振幅が所望の値となるよう変調制御された振幅制御電圧１４、１５に相当する。振幅コントローラ１３では、回動状態検出手段１１で検出した回動状態信号１２より共振型光偏向素子の走査振幅情報を抽出し、所定の振幅値と比較して所要のフィードバック信号を生成する。なお、振幅コントローラ１３は、後述の構成のコンパレータ３を用いることにより、十分な制御精度が得られるので、高価な高性能ＣＰＵや高性能マイクロコンピュータを適用する必要がなく、通常のＣＰＵやマイクロコンピュータで構成することができる。
【００３９】
回動状態検出手段１１は、前述の駆動コイルに生じる誘導起電力を利用する手法や、検出用コイルを付加する手法、ひずみゲージの適用によりひずみ量を検出する手法を利用しても良いが、光走査領域にフォトダイオードなどの光センサを配備し、直接、光信号を検出しても良く、また光走査領域に光ファイバーを配備して光信号を光センサに導き、光信号を検出しても良い。このとき、前記光信号の時間軸成分により走査位置情報が得られることは言うまでもなく、また、前記光信号の周波数を測定することにより走査周波数を抽出することができる。また、光センサに光が照射されている時間、具体的には前記光信号のパルス幅には、走査角度が大きくなると前記パルス幅は小さくなるなど、走査振幅情報も抽出することができる。光センサの配備数量は１個に限るものではなく、複数配備することにより、得られる複数の光信号の平均値を算出でき、より高精度の回動状態検出ができる。たとえば、所望の光走査領域において、走査方向に対称となるように２個の光センサを配備し、得られる２種の光信号それぞれのパルス幅を比較したり、２種のパルスの間隔を演算したりすることにより回動状態のオフセットずれ情報も抽出することができる。
【００４０】
本実施例によれば、回動状態検出手段１１により検出された回動状態信号１２を周波数コントローラ１６により演算処理し、クロック信号発生手段２を介して走査周波数が所望の値となるようフィードバック制御されたクロック信号１７の周波数により、前記共振型光偏向素子の走査周波数を制御できる。本実施例では、コンパレータを利用していることにより、前記クロック信号１７は、たとえば最大振幅値＝＋５Ｖ、最小振幅値＝０Ｖの矩形波信号のようないわゆるＴＴＬレベルのデジタルパルス信号で良く、高価な高性能ＣＰＵや高性能マイクロコンピュータを必要とせず、安価で簡易なシステムを実現することができる。
【００４１】
また、本実施例によれば、回動状態検出手段１１により検出された前記回動状態検出信号１２を振幅コントローラ１３によりデジタル演算処理し、Ｄ／Ａコンバータ及び増幅回路を介して走査振幅が所望の値となるようフィードバック制御された振幅制御電圧１４、１５を前記コンパレータ３の正の電源電圧、あるいは負の電源電圧、あるいは正負の両電源電圧に変調、入力する。これにより前記共振型光偏向素子の駆動信号１８となる前記コンパレータ３の矩形波状の出力電圧信号は正負両バイアスを利用して形成できるため、走査角度に制限を与えることなく広角に動作できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供できる。さらに、８ビットのＤ／Ａコンバータを使用したときは正負の振幅をそれぞれ２５６階調の表現ができ、すなわち全体振幅で５１２階調の表現を可能とする高精度の駆動制御装置を提供することができ、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、容易に高精度の駆動制御装置を提供することができる。
【００４２】
さらに、本実施例によれば、前記コンパレータ３の正の電源電圧入力端子７に入力される正の電圧８と、負の電源電圧入力端子９に入力される負の電圧１０とはそれぞれ独立に制御できるため、回動状態のオフセット制御も可能となり、走査振幅のオフセット値を変動させることなく走査振幅中心を安定に維持できる、高精度の駆動制御装置を提供できる。
【００４３】
具体的には、回動状態検出手段１１により得られた回動状態のオフセットずれ情報にもとづき、たとえば正方向にオフセットずれ情報が検出された場合には、前記正の電圧８を低下制御させる、あるいは前記負の電圧１０を負方向に上昇制御させる、あるいはそれらの制御を組み合わせるなど、前記正の電圧８をフィードバック制御する、あるいは前記負の電圧１０をフィードバック制御する、あるいは前記正の電圧８と前記負の電圧１０を共にフィードバック制御することにより実現できる。
【００４４】
以上説明したように、本実施例によれば、前記コンパレータ３の矩形波状の出力電圧信号は正負両バイアスを利用して形成できるため、走査角度に制限を与えることなく広角に動作できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供でき、８ビットのＤ／Ａコンバータを使用したときは正負の振幅を同時に２５６階調の表現ができ、８ビットのＤ／Ａコンバータを使用したときの従来技術に較べて２倍の解像度を有する高精度の駆動制御装置を提供することができ、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、容易に高精度の駆動制御装置を提供することができる。
【実施例２】
【００４５】
図２は、実施例２である“共振型光偏向素子の駆動制御装置”の構成を示すブロック図である。実施例１と同様に、クロック信号発生手段２から出力されるクロック信号１７をコンパレータ３の信号入力端子４に入力し、基準電圧発生手段５から出力される比較電圧信号を前記コンパレータ３の比較信号入力端子６に入力する。これにより、前記共振型光偏向素子の走査周波数は、クロック信号発生手段２を介して走査周波数が所望の値となるようフィードバック制御されたＴＴＬレベルのデジタルパルス信号であるクロック信号１７の周波数により制御でき、高価な高性能ＣＰＵや高性能マイクロコンピュータを必要としない安価で簡易なシステムを実現することができる。
【００４６】
また、実施例１と同様、前記共振型光偏向素子の駆動信号１８となる前記コンパレータ３の出力電圧の正の振幅は、前記コンパレータ３の正の電源電圧入力端子２１に入力される正の電圧２０により決定され、また、前記コンパレータ３の出力電圧の負の振幅は、前記コンパレータ３の負の電源電圧入力端子２３に入力される負の電圧により決定されるが、本実施例によれば、回動状態検出手段１１により検出された回動状態信号１２を振幅コントローラ１３により演算処理し、走査振幅が所望の値となるよう変調制御された第一の電圧２０は、前記コンパレータ３の極性が一致する所望の第一の電源電圧入力端子２１に入力される。そして、前記第一の電圧２０は、同時に反転増幅回路２２に入力され、前記反転増幅回路２２から出力される逆極性の電圧は前記コンパレータ３の極性が一致する所望の第二の電源電圧入力端子２３に入力されるよう構成している。たとえば、前記走査振幅が所望の値となるよう変調制御された第一の電圧２０が正の電圧である場合は、前記第一の電圧２０は前記コンパレータ３の正の電源電圧入力端子に入力され、同時に、前記第一の電圧２０は反転増幅回路２２を介して前記コンパレータ３の負の電源電圧入力端子２３に入力されるよう構成する。
【００４７】
以上説明したように、本実施例によれば、前記コンパレータ３の矩形波状の出力電圧信号は正負両バイアスを利用して形成できるため、走査角度に制限を与えることなく広角に動作できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供でき、８ビットのＤ／Ａコンバータを使用したときは正負の振幅を同時に２５６階調の表現ができ、８ビットのＤ／Ａコンバータを使用したときの従来技術に較べて２倍の解像度を有する高精度の駆動制御装置を提供することができ、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、容易に高精度の駆動制御装置を提供することができる。
【００４８】
また、本実施例によれば、実施例１の駆動制御装置１に較べて、Ｄ／Ａコンバータを含む制御電圧発生手段を一つ省略できるため、より安価で簡易な共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供できる。
【００４９】
さらに、本実施例によれば、前記コンパレータ３の正負の電源電圧入力端子に入力される正負の電圧は同時に振幅変調制御できるため、走査振幅のオフセット値を変動させることなく安定維持することができる。前記反転増幅回路２２の増幅率は通常１とすれば良いが、オフセット状態を調整したい場合は、前記反転増幅回路２２の増幅率を調整することにより実現できる。
【実施例３】
【００５０】
図３は、実施例３である“共振型光偏向素子の駆動制御装置”の構成を示すブロック図である。本実施例においても、実施例１、実施例２と同様に、クロック信号発生手段２から出力されるクロック信号１７をコンパレータ３の信号入力端子４に入力し、基準電圧発生手段５から出力される比較電圧信号を前記コンパレータ３の比較信号入力端子６に入力する。これにより、前記共振型光偏向素子の走査周波数は、クロック信号発生手段２を介して走査周波数が所望の値となるようフィードバック制御されたＴＴＬレベルのデジタルパルス信号であるクロック信号１７の周波数により制御でき、高価な高性能ＣＰＵや高性能マイクロコンピュータを必要としない安価で簡易なシステムを実現することができる。
【００５１】
そして、本実施例においても実施例２と同様に反転増幅回路２２を適用することにより、走査振幅のオフセット値を変動させることなく安定維持することができる安価で簡易なシステムを提供でき、また、前記コンパレータ３の矩形波状の出力電圧信号は正負両バイアスを利用して形成できるため、走査角度に制限を与えることなく広角に動作できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供できる。
【００５２】
さらに、本実施例では、回動状態検出手段１１により検出された回動状態信号１２を振幅コントローラ１３により演算処理し、Ｄ／Ａコンバータ２５を介して走査振幅が所望の値となるよう変調制御された第一の振幅制御電圧２６と、振幅コントローラ１３により所望の値に変調制御された第二の振幅制御電圧２７とを第一の加算増幅回路２８の入力端子に入力し、前記第一の加算増幅回路２８から出力される制御された第三の電圧２９を、実施例２における前記制御された第一の電圧２０とするよう構成する。この構成により、振幅制御解像度を向上させることができる。
【００５３】
具体的には、たとえば前記第一の振幅制御電圧２６を＋５Ｖの定電圧に設定し、８ビットのＤ／Ａコンバータを介して走査振幅が所望の値となるよう変調制御された前記第二の振幅制御電圧２７の出力範囲を０Ｖから＋５Ｖとなるように設定し、前記第一の加算増幅回路２８の増幅率を１倍に設定すると、前記制御された第三の電圧２９の出力は＋５Ｖから＋１０Ｖの範囲を２５６階調で表現できるようになり、実施例２による駆動制御装置１９に較べてさらに２倍の解像度を得ることができ、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、容易に高精度の駆動制御装置を提供することができる。このとき、前記第一の振幅制御電圧２６を定電圧としているため前記振幅コントローラ１３からの制御、及びＤ／Ａコンバータは省略できることは言うまでもない。また、前記第一の振幅制御電圧２６は定電圧に限られるものではなく、たとえば０Ｖから＋５Ｖの範囲を変調制御できるよう構成したとき、前記制御された第三の電圧２９の制御範囲を広くすることができる。
【００５４】
以上説明したように、本実施例によれば、簡単な構成を追加するだけで、実施例２より高精度の共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供することができる。
【実施例４】
【００５５】
図４は、実施例４である“共振型光偏向素子の駆動制御装置”の構成を示すブロック図である。本実施例により実施例３に較べてさらに高精度制御が実現できる。
【００５６】
本実施例４による駆動制御装置３０の構成は実施例３において説明した駆動制御装置２４の構成とほぼ同様であるため詳細は省略するが、本実施例による駆動制御装置３０では、実施例３による駆動制御装置２４の構成と較べて、前記第一の振幅制御電圧２６、及び前記第二の振幅制御電圧２７とをそれぞれ第一の分圧回路３１、及び第二の分圧回路３２を介して前記第一の加算増幅回路２８に入力している点が改良されている。
【００５７】
この構成をとることにより、共振型光偏向素子の振幅制御精度を飛躍的に向上させることができる。
【００５８】
具体的には、たとえば、前記第一の振幅制御電圧２６を＋５Ｖの定電圧に設定し、８ビットのＤ／Ａコンバータ２５を介して前記第二の振幅制御電圧２７を０Ｖから＋５Ｖの範囲を２５６階調で変調制御できる電圧となるよう構成し、前記第一の分圧回路３１の分圧比は１とし、前記第二の分圧回路３２の分圧比は、０．１とすると、前記第一の加算増幅回路２８から出力される制御された第三の電圧３３は＋５Ｖから＋５．５Ｖの範囲を２５６階調表現できる電圧とすることができ、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、容易に飛躍的に振幅駆動精度を向上できる。このとき、前記第一の振幅制御電圧２６を定電圧としているため前記振幅コントローラ１３からの制御、及びＤ／Ａコンバータは省略できることは言うまでもない。分圧比の設定は０．１に限られるものではなくシステムの目的に応じて所望の値に設定されるものであり、たとえば分圧比の設定を０．０５とするなどによりさらに駆動制御精度を向上させても良いし、あるいは、分圧比の設定を０．５とするなどにより駆動制御範囲を広範囲化させても良い。また、前記第一の振幅制御電圧２６は定電圧に限られるものではなく、たとえば０Ｖから＋５Ｖの範囲を変調制御できるよう構成したとき、前記制御された第三の電圧３３の制御範囲を広くすることができるし、さらに、前記第一の分圧回路３１の分圧比と前記第二の分圧回路３２の分圧比を所望の値にそれぞれ設定することにより、前記第一の振幅制御電圧２６を粗制御用に、前記第二の振幅制御電圧２７を微制御用に使用するといった使用法も可能である。
【００５９】
以上説明したように、本実施例によれば、簡単な構成を追加するだけで、実施例３より高精度の共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供することができる。
【実施例５】
【００６０】
図５は、実施例５である“共振光偏向素子の駆動制御装置”の構成を示すブロック図である。本実施例５は、実施例４により説明した、分圧回路を利用することにより電圧制御精度を飛躍的に向上した構成を、コンパレータの正、負それぞれの電源電圧入力端子への電源供給の構成としており、さらに、実施例２、実施例３、実施例４では使用していた反転増幅回路２２を省略し、前記コンパレータの正負の電源電圧は独立に制御できるよう構成している。
【００６１】
本実施例においても、実施例１ないし実施例４と同様に、クロック信号発生手段２から出力されるクロック信号１７をコンパレータ３の信号入力端子４に入力し、基準電圧発生手段５から出力される比較電圧信号を前記コンパレータ３の比較信号入力端子６に入力する。これにより、前記共振型光偏向素子の走査周波数は、クロック信号発生手段２を介して走査周波数が所望の値となるようフィードバック制御されたＴＴＬレベルのデジタルパルス信号であるクロック信号１７の周波数により制御でき、高価な高性能ＣＰＵや高性能マイクロコンピュータを必要としない安価で簡易なシステムを実現することができる。
【００６２】
そして、本実施例においても前記コンパレータ３の矩形波状の出力電圧信号は正負両バイアスを利用して形成できるため、走査角度に制限を与えることなく広角に動作できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供できる。
【００６３】
さらに本実施例によれば、第三ないし第六の分圧回路３５、３６、３７、３８、それぞれの分圧比を適正に設定することにより、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、容易に高解像度の振幅制御を実現したうえで、回動状態のオフセット制御も高解像度で実現可能となり、走査振幅のオフセット値を変動させることなく走査振幅中心を安定に維持できる、高精度の駆動制御装置を提供できる。
【００６４】
以上、説明したように、本実施例によれば、高価な高性能ＣＰＵや高性能マイクロコンピュータを適用することなく、また、Ｄ／Ａコンバータの入力ビット数を増やすことなく、回動状態を高精度に制御できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を安価に提供できる。
【００６５】
また、走査角度に制限を与えることなく広角に動作でき、回動状態を高精度に制御できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供できる。さらに、走査振幅中心を安定に維持し、走査振幅のオフセット値を変動させることなく、共振型光偏向素子の回動状態を高精度に制御できる共振型光偏向素子の駆動制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】実施例１の構成を示すブロック図
【図２】実施例２の構成を示すブロック図
【図３】実施例３の構成を示すブロック図
【図４】実施例４の構成を示すブロック図
【図５】実施例５の構成を示すブロック図
【図６】電磁駆動光偏向素子の構成を示す斜視図
【図７】電磁駆動光偏向素子の動作説明図
【図８】電磁駆動光偏向素子の動作説明図
【図９】電磁駆動光偏向素子の駆動特性を示す図
【図１０】従来技術の問題点を説明する図
【図１１】従来技術の問題点を説明する図
【符号の説明】
【００６７】
１ 実施例１である駆動制御装置
２ クロック信号発生手段
３ コンパレータ
４ コンパレータの信号入力端子
５ 基準電圧発生手段
６ コンパレータの比較信号入力端子
７ コンパレータの正の電源電圧入力端子
９ コンパレータの負の電源電圧入力端子
１１ 回動状態検出手段
１３ 振幅コントローラ
１６ 周波数コントローラ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて前記共振型光偏向素子の共振周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、
前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第一のＤ／Ａコンバータを介して前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第二のＤ／Ａコンバータを介して前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第一の電源電圧供給手段と、
を備えたことを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項２】
共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、
前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第三のＤ／Ａコンバータを介して前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を前記第三のＤ／Ａコンバータと反転増幅回路を介して前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第二の電源電圧供給手段と、
を備えたことを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項３】
共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、
所定のアナログ値と、前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第四のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値とを加算する第一の加算回路と、
前記第一の加算回路の出力を前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第一の加算回路の出力を反転増幅回路を介して前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第三の電源電圧供給手段と、
を備えたことを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載の共振型光偏向素子の駆動制御装置において、
前記所定のアナログ値は、変更可能な値であることを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項５】
請求項３または４に記載の共振型光偏向素子の駆動制御装置において、
前記所定のアナログ値を第一の分圧回路を介して前記第一の加算回路に供給し、前記第四のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を第二の分圧回路を介して前記第一の加算回路に供給することを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項６】
請求項５に記載の共振型光偏向素子の駆動制御装置において、
前記第一の分圧回路の分圧比と前記第二の分圧回路の分圧比を、所要の値にそれぞれ設定することにより、前記所定のアナログ値を粗制御用に、前記第四のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を微制御用に使用することを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項７】
共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第二の振幅コントローラと、
所定のアナログ値を分圧する第三の分圧回路と、
前記第二の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第五のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を分圧する第四の分圧回路と、
前記第三の分圧回路の出力と前記第四の分圧回路の出力を加算する第二の加算回路と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第三の振幅コントローラと、
所定のアナログ値を分圧する第五の分圧回路と、
前記第三の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第六のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を分圧する第六の分圧回路と、
前記第五の分圧回路の出力と前記第六の分圧回路の出力を加算する第三の加算回路と、
前記第二の加算回路の出力を前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第三の加算回路の出力を前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第四の電源電圧供給手段と、
を備えたことを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項１】
共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて前記共振型光偏向素子の共振周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、
前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第一のＤ／Ａコンバータを介して前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第二のＤ／Ａコンバータを介して前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第一の電源電圧供給手段と、
を備えたことを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項２】
共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、
前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第三のＤ／Ａコンバータを介して前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を前記第三のＤ／Ａコンバータと反転増幅回路を介して前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第二の電源電圧供給手段と、
を備えたことを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項３】
共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第一の振幅コントローラと、
所定のアナログ値と、前記第一の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第四のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値とを加算する第一の加算回路と、
前記第一の加算回路の出力を前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第一の加算回路の出力を反転増幅回路を介して前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第三の電源電圧供給手段と、
を備えたことを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載の共振型光偏向素子の駆動制御装置において、
前記所定のアナログ値は、変更可能な値であることを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項５】
請求項３または４に記載の共振型光偏向素子の駆動制御装置において、
前記所定のアナログ値を第一の分圧回路を介して前記第一の加算回路に供給し、前記第四のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を第二の分圧回路を介して前記第一の加算回路に供給することを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項６】
請求項５に記載の共振型光偏向素子の駆動制御装置において、
前記第一の分圧回路の分圧比と前記第二の分圧回路の分圧比を、所要の値にそれぞれ設定することにより、前記所定のアナログ値を粗制御用に、前記第四のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を微制御用に使用することを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【請求項７】
共振型光偏向素子の回動状態を示す回動状態信号を入力する回動状態信号入力端と、
前記共振型光偏向素子に駆動信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの一方の入力端子に基準電圧を供給する基準電圧発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて周波数を制御する周波数制御信号を生成する周波数コントローラと、
前記周波数コントローラが生成する周波数制御信号により周波数が制御されるクロック信号を発生し、前記コンパレータの他方の入力端子に供給するクロック信号発生手段と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第二の振幅コントローラと、
所定のアナログ値を分圧する第三の分圧回路と、
前記第二の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第五のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を分圧する第四の分圧回路と、
前記第三の分圧回路の出力と前記第四の分圧回路の出力を加算する第二の加算回路と、
前記回動状態信号入力端に入力する回動状態信号にもとづいて振幅が制御されるデジタル信号を生成する第三の振幅コントローラと、
所定のアナログ値を分圧する第五の分圧回路と、
前記第三の振幅コントローラの生成するデジタル信号を第六のＤ／Ａコンバータで変換したアナログ値を分圧する第六の分圧回路と、
前記第五の分圧回路の出力と前記第六の分圧回路の出力を加算する第三の加算回路と、
前記第二の加算回路の出力を前記コンパレータの一方の電源電圧入力端子に供給し、前記第三の加算回路の出力を前記コンパレータの他方の電源電圧入力端子に供給する第四の電源電圧供給手段と、
を備えたことを特徴とする共振型光偏向素子の駆動制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１０−７２４３１（Ｐ２０１０−７２４３１Ａ）
【公開日】平成２２年４月２日（２０１０．４．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２４０８１４（Ｐ２００８−２４０８１４）
【出願日】平成２０年９月１９日（２００８．９．１９）
【出願人】（５０４４１７６４１）マイクロプレシジョン株式会社 (18)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年４月２日（２０１０．４．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年９月１９日（２００８．９．１９）
【出願人】（５０４４１７６４１）マイクロプレシジョン株式会社 (18)
【Ｆターム（参考）】
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