再生信号処理装置
【課題】サンプル値系列の量子化分解能を十分に高くすることができ、さらにサンプリングクロックの高速化が可能なＰＲＭＬ方式の再生信号処理装置を実現する。
【解決手段】Ａ／Ｄ変換器２として、例えば５値程度の低分解能のものを使用する。これにより高速なＡ／Ｄ変換が可能になって、再生速度を向上させることができる。さらに、補間演算回路４による補間演算により、高い量子化分解能にて再生信号のサンプル系列を得る。このため、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することが可能になる。
【解決手段】Ａ／Ｄ変換器２として、例えば５値程度の低分解能のものを使用する。これにより高速なＡ／Ｄ変換が可能になって、再生速度を向上させることができる。さらに、補間演算回路４による補間演算により、高い量子化分解能にて再生信号のサンプル系列を得る。このため、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することが可能になる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、記録媒体からの再生信号を処理する再生信号処理装置に係り、特に、ＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式を用いる復号回路構成に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、光ディスクや磁気ディスクなどの情報記録／再生装置において、ＰＲＭＬ方式の信号処理が用いられるようになってきた。ＰＲＭＬ方式とは、記録および再生系の周波数特性を、パーシャルレスポンス特性を有するチャンネルと考え、記録媒体から読み取られた再生信号に対して最尤復号の一種であるビタビアルゴリズムを使用した復号を行うことによりデータ系列を再生する再生信号処理法のことである。ＰＲＭＬ方式を使用する再生信号処理回路の例は特許文献１などに記載されている。
【０００３】
図９はＰＲＭＬ方式の再生信号処理回路の構成例を示すブロック図である。
【０００４】
図９において、記録媒体から読み取られた再生信号は、アナログフィルタ２１を通過後、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器２２に入力される。Ａ／Ｄ変換器２２は、サンプリングクロックにより、再生信号をサンプリングして、デジタル化された再生信号サンプル値の系列に変換する。
【０００５】
Ａ／Ｄ変換後のサンプル値の系列は、デジタルフィルタ２３によって所定のチャンネル特性に等化される。ＰＬＬ回路２４は、等化後のサンプル値系列から再生信号に同期したサンプリングクロックを生成する。また、等化後のサンプル値系列は、ビタビ復号回路２５に入力されてビタビアルゴリズムを使用した復号が行われる。
【特許文献１】特開平１０−２７３４８号公報
【特許文献２】特開２００１−２８３５２３号公報
【特許文献３】特開２００２−７４８４４号公報
【非特許文献１】「日経エレクトロニクス」１９９７年１月６日発行 第６７９号 １２９頁 図２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のＰＲＭＬ方式の再生信号処理回路において、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持するためには、Ａ／Ｄ変換後のサンプル値系列の量子化分解能は十分に高いものである必要がある。例えば、非特許文献１の記載例では、分解能が８ビットのＡ／Ｄ変換器を使用している。
【０００７】
またＡ／Ｄ変換器は、サンプリングクロックに同期して高速に再生信号をサンプリング，デジタル化する必要がある。
【０００８】
近年、ＣＤ，ＤＶＤの再生装置において、再生速度の高速化が急速に進んでいるが、再生速度が高速化すると、サンプリングクロックの周波数も非常に高速なものとなる。
【０００９】
しかし、Ａ／Ｄ変換器の変換分解能を高く保ったまま、サンプリングクロック周波数を高速化することは困難であるため、従来のＰＲＭＬ方式の再生信号処理回路では、再生速度の向上が非常に困難であった。
【００１０】
本発明の目的は、サンプル値系列の量子化分解能を十分に高くすることができ、さらにサンプリングクロックの高速化が可能なＰＲＭＬ方式の再生信号処理装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
前記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、ＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式にて、デジタル化された再生信号サンプル値系列を基に記録情報の復号を行う再生信号処理装置において、再生信号のサンプル信号を発生するサンプル信号発生手段と、前記再生信号のレベルを第１の振幅分解能でデジタル化し、第１のデジタル信号を発生するデジタル化手段と、前記サンプル信号の発生時刻を、サンプル信号発生間隔よりも細かい第１の時間分解能で検出し、サンプル時刻を出力する第１の時刻検出手段と、前記第１のデジタル信号の変化時刻を、前記第１の時間分解能で検出し、信号変化時刻を出力する第２の時刻検出手段と、前記サンプル時刻と、該サンプル時刻近傍の複数の前記信号変化時刻と、該信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルとの関係から、前記サンプル時刻における前記再生信号のレベルを、前記第１の振幅分解能よりも細かい第２の振幅分解能で補間演算により検出し、第２のデジタル信号を発生する演算手段とを有し、前記第２のデジタル信号を基に記録情報の復号を行うことを特徴とし、この構成によって、デジタル化手段として低分解能のものを使用することができ、高速なＡ／Ｄ変換が可能になり、容易に再生速度を向上させることができる。また、演算手段による補間演算により、高い量子化分解能で再生信号のサンプル系列を得ることができるため、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することができる。
【００１２】
請求項２に記載の発明は、請求項１記載の再生信号処理装置において、デジタル化手段は、フラッシュ型Ａ／Ｄ変換器であることを特徴とし、この構成によって、高速なアナログ／デジタル変換が可能となり、容易に再生速度を向上させることができる。
【００１３】
請求項３に記載の発明は、請求項１記載の再生信号処理装置において、演算手段は、連続する２点の前記信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルが異なる場合、前記２点の時刻とデジタル信号レベルとを座標とする平面状の２点を仮定し、前記２点またはその近傍を通過する直線を使用して、直線補間により前記２点の間にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算することを特徴とし、この構成によって、連続する２点の信号変化時刻における通過閾値が異なる場合、直線補間により、その２点の間にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算するため、容易な演算により、高い量子化分解能で再生信号のサンプル系列を得ることができる。このため、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することができる。
【００１４】
請求項４に記載の発明は、請求項１記載の再生信号処理装置において、演算手段は、連続する２点の前記信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルが同じ場合、前記２点と、その前または後の前記信号変化時刻を合わせた３点以上の複数点を仮定し、それらの時刻とデジタル信号レベルとを座標とする平面状の複数点またはその近傍を通過する曲線を使用して、曲線補間により略２点の間にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算することを特徴とする。
【００１５】
請求項５に記載の発明は、請求項４記載の再生信号処理装置において、曲線が複数点を通過する正弦波関数であることを特徴とする。
【００１６】
請求項６に記載の発明は、請求項４記載の再生信号処理装置において、曲線が複数点を通過する２次関数であることを特徴とする。
【００１７】
請求項４〜６に記載の発明によれば、連続する２点の信号変化時刻における通過閾値が同じ場合、その２点とその前、または後の信号変化時刻を合わせた３点以上の複数点を通過する曲線、例えば正弦波関数あるいは２次関数を使用して、曲線補間により、２点の間にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算するため、容易な演算により、高い量子化分解能で再生信号のサンプル系列を得ることができる。このため、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することができる。
【００１８】
請求項７に記載の発明は、請求項１記載の再生信号処理装置において、補間手段は、連続する２点の前記信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルが異なる場合、前記２点の時刻とデジタル信号レベルとを座標とする平面状の２点、および前記２点のデジタル信号レベルとは別の第３のデジタル信号レベルを仮定し、前記２点またはその近傍を通過し、前記第３のデジタル信号レベルに漸近する曲線を使用して、曲線外そう補間により、略２点の近傍にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算することを特徴とする。
【００１９】
請求項８に記載の発明は、請求項７記載の再生信号処理装置において、曲線が前記２点を通過し、かつ前記２点とは異なる第３値に漸近する指数関数であることを特徴とする。
【００２０】
請求項７，８に記載の発明によれば、連続する２点の信号変化時刻における通過閾値が異なる場合、その２点を通過し、それらとは異なる信号レベルに漸近する曲線、例えば指数関数を使用して曲線外そう補間を行い、２点の後にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算するため、容易な演算により、高い量子化分解能で再生信号のサンプル系列を得ることができる。このため、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することができる。
【００２１】
さらに、次の信号変化時刻発生前に外そう処理を行うため、補間演算の遅延が小さくできる。このため、例えばデータを一時保持するバッファの小型化、あるいはＰＬＬ回路の安定化が可能となる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、デジタル化手段として低分解能のものを使用することができ、高速なアナログ信号からデジタル信号への変換が可能になり、容易に再生速度を向上させることが可能になり、また、演算手段による補間演算により、高い量子化分解能で再生信号のサンプル系列を得ることができ、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することが可能になる等、サンプル値系列の量子化分解能が十分に高く、かつサンプリングクロックが高速になるＲＭＬ方式の再生信号処理装置が実現する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２４】
図１は本発明の実施形態である再生信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【００２５】
図１において、光ディスクや磁気ディスクなどの記録媒体から読み取られた再生信号は、アナログフィルタ１を通過後、デジタル化手段としてのＡ／Ｄ変換器２に入力される。Ａ／Ｄ変換器２は、再生信号をデジタル値に変換する。本実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器２の変換分解能は低いものでよく、例えば再生信号レベルを５値程度のデジタル値に変換するものでよい。
【００２６】
図２によって５値変換の場合の本実施形態における再生信号と再生信号デジタル値との関係を説明する。本例では、「１」から「４」までの４つの変換閾値が存在する。再生信号レベルが、閾値「１」未満であれば、再生信号デジタル値は「０」である。再生信号レベルが、閾値「１」以上、閾値「２」未満であれば、再生信号デジタル値は「１」となる。以下、同様にして、再生信号デジタル値は「０」から「４」までの５値のいずれかとなる。
【００２７】
第２の時刻検出手段としてのデータ変化時刻検出器３は、再生信号デジタル値の変化時刻を、サンプル信号発生手段としてのＰＬＬ回路７が発生するサンプリングクロックよりも細かい分解能で検出する。クロック源９からは、データ変化時刻検出用の計時クロックが供給される。
【００２８】
第１の時刻検出手段としてのクロック発生時刻検出器８は、ＰＬＬ回路７が出力するサンプリングクロックの発生時刻を、サンプリングクロックよりも細かい分解能で検出する。クロック源９からは、クロック発生時刻検出用の計時クロックが供給される。
【００２９】
演算手段である補間演算回路４は、検出されたデータ変化時刻と、変化時に通過した閾値データ、およびクロック発生時刻を入力し、クロック発生時刻における再生信号レベルを、Ａ／Ｄ変換器２の変換分解能よりも細かい分解能にて補間演算により検出し、補間サンプル値を出力する。補間サンプル値の分解能は、例えばビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持できる値（例えば８ビット）とする。
【００３０】
図３は本実施形態における補間演算の説明図である。
【００３１】
ここでは、クロック発生時刻として、Ｔ１１，Ｔ１２の２点が検出され、また、その近傍で、データ変化時刻として、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の３点が検出され、各データ変化時刻の通過データは、それぞれＬ１，Ｌ２，Ｌ３であったとする。
【００３２】
時刻Ｔを横軸、データレベルＬを縦軸とする平面状に、（Ｔ１，Ｌ１）を座標とする点Ｐ１と、（Ｔ２，Ｌ２）を座標とする点Ｐ２と、（Ｔ３，Ｌ３）を座標とする点Ｐ３との３点を考える。そして、これら３点を通過するＴの関数Ｌ（Ｔ）を考える。関数は、例えばＴの多項式などで表現することができる。
【００３３】
そして、Ｔの値がクロック発生時刻Ｔ１１，Ｔ１２の場合における、この関数値Ｌ１１，Ｌ１２を求め、補間サンプル値とする。図３でも分るように、Ｌ１１，Ｌ１２は補間値であるため、Ａ／Ｄ変換器２の変換分解能によって離散化された閾値レベルの中間値などを取り得る。すなわち、補間演算によって得られた補間サンプル値は、Ａ／Ｄ変換器２の変換分解能よりも細かい分解能を有することになる。
【００３４】
補間演算回路４によって検出された補間サンプル値は、従来の再生信号処理回路における処理と同様に、デジタルフィルタ５によって所定のチャンネル特性に等化される。ＰＬＬ回路７は、等化後のサンプル値系列から、再生信号に同期したサンプリングクロックを生成する。また、等化後のサンプル値系列は、ビタビ復号回路６に入力され、ビタビアルゴリズムを使用した復号が行われる。
【００３５】
以上の説明で示したように、本実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換器２として、５値程度の低分解能のものを使用するため、高速なＡ／Ｄ変換が可能である。このため、再生速度の向上が容易である。また、補間演算回路４による補間演算により、高い量子化分解能で再生信号のサンプル系列を得ることができる。このため、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することができる。
【００３６】
図４は本実施形態における補間演算回路の詳細構成例を示すブロック図である。
【００３７】
図１では記載を省略しているが、データ変化時刻検出器３からは、検出されたデータ変化時刻の他、データ変化が生じたことを示すデータ変化フラグが、またクロック発生時刻検出器８からは、クロック発生フラグが出力される。
【００３８】
前記２つのフラグは、補間演算回路４内のエンコード部４０１でマージされ、発生順にシフトレジスタ４０２に入力される。この結果、シフトレジスタ４０２には、データ変化フラグとクロック発生フラグとの発生履歴が保存される。例えば、図３に示す例では、Ｔ１，Ｔ２と続けてデータ変化フラグ（Ｄ）が発生し、その後、Ｔ１１，Ｔ１２と続けてクロック発生フラグ（Ｃ）が発生し、最後にＴ３で再度データ変化フラグ（Ｄ）が発生している。図３の下部に各フラグを示しており、本例では、発生履歴はＤ−Ｄ−Ｃ−Ｃ−Ｄの順である。
【００３９】
データ／クロックシーケンス判定部４０３では、シフトレジスタ出力から前記発生履歴を監視し、補間演算が可能なタイミングを判定し、補間演算開始フラグを出力する。例えば図３に示す例では、Ｔ１，Ｔ２の後、Ｔ１１，Ｔ１２と続けてクロック発生フラグ（Ｃ）が発生しているが、これらの時点では、まだＰ１，Ｐ２，Ｐ３を通過する関数Ｌ（Ｔ）は確定できないために、Ｔ１１，Ｔ１２時点の補間サンプル値を演算することができない。Ｔ３の時点になってからはじめて、関数Ｌ（Ｔ）を確定することができ、Ｔ１１，Ｔ１２に対応する補間サンプル値の演算が可能になる。
【００４０】
図３に示す例では、データ／クロックシーケンス判定部４０３は、Ｔ３のデータ変化フラグ発生が生じてから、Ｔ１１，Ｔ１２時点の補間演算開始フラグを出力する。
【００４１】
変化データバッファ４０４，データ変化時刻バッファ４０５，クロック発生時刻バッファ４０６は、それぞれ入力される変化データ，データ変化時刻，クロック発生時刻をバッファリングする。前述のように、クロック発生時刻が検出されても、直ちにそれらに対応した補間サンプル値の演算ができない場合があるため、演算が保留されている間、それらのデータは前記各バッファ中に一時保持される。
【００４２】
ゲイン／関数設定部４０７は、補間演算開始フラグを受信すると、補間演算のためのゲインや使用関数を選定する。例えば図３に示す例では、Ｔ３の時点で、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の座標が確定し、補間に使用する関数が確定するため、いくつかの関数が用意された関数テーブル４０９の中から最適なものを選定する。
【００４３】
また、バッファ４０４，４０５から、必要な変化データ，データ変化時刻を読み出し、図３のＰ１，Ｐ２，Ｐ３の座標を判断する。そして、これら座標から、入力されるクロック発生時刻に対するゲイン，オフセットを設定する（Ｔ補正部４０８）と共に、テーブル出力に対するゲイン，オフセットも設定する（Ｌ補正部４１０）。これらのゲイン，オフセット設定については後述する。
【００４４】
これらの補正値が設定されると、演算対象となるクロック発生時刻がバッファ４０６から読み出され、補間テーブルを使用して対応する補間サンプル値が得られる。
【００４５】
図５は本実施形態における直線内そう補間演算の説明図である。
【００４６】
本例では、クロック発生時刻として、Ｔ１１の１点が検出され、また、その前後で、データ変化時刻として、Ｔ２，Ｔ３の２点が検出され、各データ変化時刻の通過データは、それぞれＬ２，Ｌ３であったとする。なお、通過データＬ２，Ｌ３は、異なる値である。この場合、補間演算回路４は、直線内そう補間により、クロック発生時刻Ｔ１１における補間サンプル値Ｌ１１を算出する。
【００４７】
座標Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）とＰ３（Ｔ３，Ｌ３）の２点を通過する直線の式は、
Ｌ（Ｔ）＝（Ｌ３−Ｌ２）・［（Ｔ−Ｔ２）／（Ｔ３−Ｔ２）］＋Ｌ２‥‥式（１）
で表される。式（１）のＴに、クロック発生時刻Ｔ１１を代入することにより、Ｔ１１における補間サンプル値Ｌ１１が算出される。
【００４８】
補間演算回路４は、直線内そう補間を行う場合、関数テーブル４０９から、
ｙ（ｘ）＝ｘ‥‥式（２）
となる直線関数を選択する。直線関数では、テーブル入力ｘがそのままｙとして出力される。
【００４９】
そして、Ｔ補正部４０８とＬ補正部４１０とで、それぞれ、
ｘ＝（Ｔ−Ｔ２）／（Ｔ３−Ｔ２）‥‥式（３）
Ｌ（Ｔ）＝（Ｌ３−Ｌ２）・ｙ＋Ｌ２‥‥式（４）
のように、Ｔ２，Ｔ３，Ｌ２，Ｌ３に応じたゲイン、オフセット設定が行われ、総合的に式（１）に相当する関数を用いた補間演算が可能となる。
【００５０】
図６は本実施形態における正弦関数を使用した内そう補間演算の説明図である。
【００５１】
本例では、クロック発生時刻として、Ｔ１１，Ｔ１２の２点が検出され、その前に、データ変化時刻とＴ１，Ｔ２の２点が、また、その後にデータ変化時刻Ｔ３が検出されたとする。また、各データ変化時刻の通過データは、それぞれＬ１，Ｌ２，Ｌ２であったとする。なお、Ｔ２，Ｔ３における通過データは同じ値である。
【００５２】
この場合、補間演算回路４は、正弦波関数を使用した内そう補間により、クロック発生時刻Ｔ１１，Ｔ１２における補間サンプル値Ｌ１１，Ｌ１２を算出する。
【００５３】
座標Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）とＰ３（Ｔ３，Ｌ３）との２点を通過し、Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）における傾きが、Ｐ１（Ｔ１，Ｌ１）−Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）を通過する直線と同じである正弦波関数は、
Ｌ（Ｔ）＝［（Ｌ２−Ｌ１）／π］・［（Ｔ３−Ｔ２）／（Ｔ２−Ｔ１）］・ｓｉｎ［π・（Ｔ−Ｔ２）／（Ｔ３−Ｔ２）］＋Ｌ２‥‥式（５）
で表される。式（５）のＴに、クロック発生時刻Ｔ１１，Ｔ１２を代入することにより、Ｔ１１，Ｔ１２における補間サンプル値Ｌ１１，Ｌ１２が算出される。
【００５４】
補間演算回路４は、正弦波関数を使用した内そう補間を行う場合、関数テーブル４０９から、
ｙ（ｘ）＝ｓｉｎ［π・ｘ］‥‥式（６）
なる基本的な正弦波関数を選択する。
【００５５】
そして、Ｔ補正部４０８とＬ補正部４１０とで、それぞれ、
ｘ＝（Ｔ−Ｔ２）／（Ｔ３−Ｔ２）‥‥式（７）
Ｌ（Ｔ）＝［（Ｌ２−Ｌ１）／π］・［（Ｔ３−Ｔ２）／（Ｔ２−Ｔ１）］・ｙ＋Ｌ２‥‥式（８）
のように、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に応じたゲイン，オフセット設定が行われ、総合的に式（５）に相当する関数を用いた補間演算が可能となる。
【００５６】
図６に示すような場合では２次関数を使用した内そう補間演算も可能である。
【００５７】
座標Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）とＰ３（Ｔ３，Ｌ３）との２点を通過し、Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）における傾きが、Ｐ１（Ｔ１，Ｌ１）−Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）を通過する直線と同じである２次関数は、
Ｌ（Ｔ）＝（Ｌ２−Ｌ１）・［Ｔ−（Ｔ２＋Ｔ３）／２］２／［（Ｔ２−Ｔ３）・（Ｔ２−Ｔ１）］＋Ｌ２−（Ｌ２−Ｌ１）・（Ｔ２−Ｔ３）／［４・（Ｔ２−Ｔ１）］‥‥式（９）
で表される。式（５）のＴに、クロック発生時刻Ｔ１１，Ｔ１２を代入することにより、Ｔ１１，Ｔ１２における補間サンプル値Ｌ１１，Ｌ１２が算出される。
【００５８】
補間演算回路４は、２次関数を使用した内そう補間を行う場合、関数テーブル４０９から、
ｙ（ｘ）＝ｘ２‥‥式（１０）
なる基本的な正弦波関数を選択する。
【００５９】
そして、Ｔ補正部４０８とＬ補正部４１０とで、それぞれ、
ｘ＝［Ｔ−（Ｔ２＋Ｔ３）／２］／√［（Ｔ２−Ｔ３）・（Ｔ２−Ｔ１）］‥‥式（１１）
Ｌ（Ｔ）＝（Ｌ２−Ｌ１）・ｙ＋Ｌ２−（Ｌ２−Ｌ１）・（Ｔ２−Ｔ３）／［４・（Ｔ２−Ｔ１）］‥‥式（１２）
のように、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に応じたゲイン、オフセット設定が行われ、総合的に式（９）に相当する関数を用いた補間演算が可能となる。
【００６０】
図７は本実施形態における指数関数を使用した外そう補間演算の説明図である。
【００６１】
本例では、データ変化時刻としてＴ１，Ｔ２の２点が検出された後、クロック発生時刻として、Ｔ１１〜Ｔ１８の８点が検出されたとする。各データ変化時刻の通過データは、それぞれＬ１，Ｌ２であったとする。この場合、さらに補間演算の保留を続け、次のデータ変化時刻の発生を待ち続ければ、図５または図６に示す内そう補間が可能となる場合がある。しかし、あまり長時間の間、補完演算の保留を続けるためには、４０４，４０５，４０６の各バッファの容量を拡大する必要がある。
【００６２】
また、図１に示したＰＬＬ回路７での位相差検出は、補間サンプル値をデジタルフィルタに通過させたサンプル値系列から行っているため、補完演算回路４で長時間にわたる補完演算の保留し続けると、位相差検出が、実際の再生信号検出タイミングから大幅に遅れることになる。この遅延は、ＰＬＬ回路７のループ安定性を損なう場合がある。
【００６３】
このような場合、例えばデータ変化時刻Ｔ２が検出された後、所定数以上のクロック発生時刻が連続して検出された後も、まだ次のデータ変化時刻が検出されない場合、本例に示す外そう補間を行うことにより、補間演算の保留が連続することを防ぐことができる。この場合、補間演算回路４は、指数関数を使用した外そう補間により、クロック発生時刻Ｔ１１〜Ｔ１８における補間サンプル値Ｌ１１〜Ｌ１８を算出する。
【００６４】
座標Ｐ１（Ｔ１，Ｌ１）とＰ２（Ｔ２，Ｌ２）との２点を通過し、Ｌ２の次の閾値レベルＬ３に漸近する指数関数は、
Ｌ（Ｔ）＝（Ｌ２−Ｌ３）・ｅｘｐ［Ｌｏｇ［（Ｌ１−Ｌ３）／（Ｌ２−Ｌ３）］・（Ｔ−Ｔ２）／（Ｔ１−Ｔ２）］＋Ｌ３‥‥式（１３）
で表される。式（１３）のＴに、クロック発生時刻Ｔ１１〜Ｔ１８を代入することにより、Ｔ１１〜Ｔ１８における補間サンプル値Ｌ１１〜Ｌ１８が算出される。
【００６５】
補間演算回路４は、指数関数を使用した外そう補間を行う場合、関数テーブル４０９から、
ｙ（ｘ）＝ｅｘｐ（ｘ）‥‥式（１４）
なる基本的な指数関数を選択する。そして、Ｔ補正部４０８とＬ補正部４１０とで、それぞれ、
ｘ＝Ｌｏｇ［（Ｌ１−Ｌ３）／（Ｌ２−Ｌ３）］・（Ｔ−Ｔ２）／（Ｔ１−Ｔ２）‥‥式（１５）
Ｌ（Ｔ）＝（Ｌ２−Ｌ３）・ｙ＋Ｌ３‥‥式（１６）
のように、Ｔ１，Ｔ２，Ｌ１，Ｌ２に応じたゲイン，オフセット設定が行われ、総合的に式（１３）に相当する関数を用いた補間演算が可能となる。
【００６６】
図８は本実施形態におけるＡ／Ｄ変換器として用いられるフラッシュ型Ａ／Ｄコンバータの構成例を示す回路図であり、フラッシュ型Ａ／Ｄコンバータは、図２に示す変換閾値に相当する数（本例では４つ）だけコンパレータ２０１を備え、その数に相当する閾値を抵抗分圧２０２などして作成し、各コンパレータ２０１の基準電圧として、全コンパレータ２０１にＡ／Ｄコンバータ入力電圧を与え、コンパレータ２０１からエンコーダ２０３に出力するものである。
【００６７】
フラッシュ型Ａ／Ｄコンバータは、閾値の数だけコンパレータ２０１が必要になるため、あまり多値の高分解能のものは作りにくい。その代わり、コンパレータ２０１の応答時間だけの極めて高速なＡ／Ｄ変換結果が得られる。この特徴は、本実施形態におけるＡ／Ｄ変換器に適用することができ、本実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器２としてフラッシュ型Ａ／Ｄコンバータを使用することにより、高速なＡ／Ｄ変換が可能となり、再生速度を向上させることが容易になる。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明は、記録媒体からの再生信号処理装置に適用され、特に、サンプル値系列の量子化分解能を高くしたり、サンプリングクロックの高速化が要求されるＰＲＭＬ方式の再生信号処理回路などに実施して有効である。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明の実施形態である再生信号処理回路の構成を示すブロック図
【図２】本実施形態における再生信号と再生信号デジタル値との関係の説明
【図３】本実施形態における補間演算の説明図
【図４】本実施形態における補間演算回路の詳細構成例を示すブロック図
【図５】本実施形態における直線内そう補間演算の説明図
【図６】本実施形態における正弦関数を使用した内そう補間演算の説明図
【図７】本実施形態における指数関数を使用した外そう補間演算の説明図
【図８】本実施形態におけるＡ／Ｄ変換器として用いられるフラッシュ型Ａ／Ｄコンバータの構成例を示す回路図
【図９】従来のＰＲＭＬ方式の再生信号処理回路の構成例を示すブロック図
【符号の説明】
【００７０】
１ アナログフィルタ
２ Ａ／Ｄ変換器
２０１ コンパレータ
２０２ 抵抗分圧
２０３ エンコーダ
３ データ変化時刻検出器
４ 補間演算回路
４０１ エンコード部
４０２ シフトレジスタ
４０３ データ／クロックシーケンス判定部
４０４ 変化データバッファ
４０５ データ変化時刻バッファ
４０６ クロック発生時刻バッファ
４０７ ゲイン／関数設定部
４０８ Ｔ補正部
４０９ 関数テーブル
４１０ Ｌ補正部
５ デジタルフィルタ
６ ビタビ復号回路
７ ＰＬＬ回路
８ クロック発生時刻検出器
９ クロック源
【技術分野】
【０００１】
本発明は、記録媒体からの再生信号を処理する再生信号処理装置に係り、特に、ＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式を用いる復号回路構成に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、光ディスクや磁気ディスクなどの情報記録／再生装置において、ＰＲＭＬ方式の信号処理が用いられるようになってきた。ＰＲＭＬ方式とは、記録および再生系の周波数特性を、パーシャルレスポンス特性を有するチャンネルと考え、記録媒体から読み取られた再生信号に対して最尤復号の一種であるビタビアルゴリズムを使用した復号を行うことによりデータ系列を再生する再生信号処理法のことである。ＰＲＭＬ方式を使用する再生信号処理回路の例は特許文献１などに記載されている。
【０００３】
図９はＰＲＭＬ方式の再生信号処理回路の構成例を示すブロック図である。
【０００４】
図９において、記録媒体から読み取られた再生信号は、アナログフィルタ２１を通過後、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器２２に入力される。Ａ／Ｄ変換器２２は、サンプリングクロックにより、再生信号をサンプリングして、デジタル化された再生信号サンプル値の系列に変換する。
【０００５】
Ａ／Ｄ変換後のサンプル値の系列は、デジタルフィルタ２３によって所定のチャンネル特性に等化される。ＰＬＬ回路２４は、等化後のサンプル値系列から再生信号に同期したサンプリングクロックを生成する。また、等化後のサンプル値系列は、ビタビ復号回路２５に入力されてビタビアルゴリズムを使用した復号が行われる。
【特許文献１】特開平１０−２７３４８号公報
【特許文献２】特開２００１−２８３５２３号公報
【特許文献３】特開２００２−７４８４４号公報
【非特許文献１】「日経エレクトロニクス」１９９７年１月６日発行 第６７９号 １２９頁 図２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のＰＲＭＬ方式の再生信号処理回路において、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持するためには、Ａ／Ｄ変換後のサンプル値系列の量子化分解能は十分に高いものである必要がある。例えば、非特許文献１の記載例では、分解能が８ビットのＡ／Ｄ変換器を使用している。
【０００７】
またＡ／Ｄ変換器は、サンプリングクロックに同期して高速に再生信号をサンプリング，デジタル化する必要がある。
【０００８】
近年、ＣＤ，ＤＶＤの再生装置において、再生速度の高速化が急速に進んでいるが、再生速度が高速化すると、サンプリングクロックの周波数も非常に高速なものとなる。
【０００９】
しかし、Ａ／Ｄ変換器の変換分解能を高く保ったまま、サンプリングクロック周波数を高速化することは困難であるため、従来のＰＲＭＬ方式の再生信号処理回路では、再生速度の向上が非常に困難であった。
【００１０】
本発明の目的は、サンプル値系列の量子化分解能を十分に高くすることができ、さらにサンプリングクロックの高速化が可能なＰＲＭＬ方式の再生信号処理装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
前記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、ＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式にて、デジタル化された再生信号サンプル値系列を基に記録情報の復号を行う再生信号処理装置において、再生信号のサンプル信号を発生するサンプル信号発生手段と、前記再生信号のレベルを第１の振幅分解能でデジタル化し、第１のデジタル信号を発生するデジタル化手段と、前記サンプル信号の発生時刻を、サンプル信号発生間隔よりも細かい第１の時間分解能で検出し、サンプル時刻を出力する第１の時刻検出手段と、前記第１のデジタル信号の変化時刻を、前記第１の時間分解能で検出し、信号変化時刻を出力する第２の時刻検出手段と、前記サンプル時刻と、該サンプル時刻近傍の複数の前記信号変化時刻と、該信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルとの関係から、前記サンプル時刻における前記再生信号のレベルを、前記第１の振幅分解能よりも細かい第２の振幅分解能で補間演算により検出し、第２のデジタル信号を発生する演算手段とを有し、前記第２のデジタル信号を基に記録情報の復号を行うことを特徴とし、この構成によって、デジタル化手段として低分解能のものを使用することができ、高速なＡ／Ｄ変換が可能になり、容易に再生速度を向上させることができる。また、演算手段による補間演算により、高い量子化分解能で再生信号のサンプル系列を得ることができるため、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することができる。
【００１２】
請求項２に記載の発明は、請求項１記載の再生信号処理装置において、デジタル化手段は、フラッシュ型Ａ／Ｄ変換器であることを特徴とし、この構成によって、高速なアナログ／デジタル変換が可能となり、容易に再生速度を向上させることができる。
【００１３】
請求項３に記載の発明は、請求項１記載の再生信号処理装置において、演算手段は、連続する２点の前記信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルが異なる場合、前記２点の時刻とデジタル信号レベルとを座標とする平面状の２点を仮定し、前記２点またはその近傍を通過する直線を使用して、直線補間により前記２点の間にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算することを特徴とし、この構成によって、連続する２点の信号変化時刻における通過閾値が異なる場合、直線補間により、その２点の間にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算するため、容易な演算により、高い量子化分解能で再生信号のサンプル系列を得ることができる。このため、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することができる。
【００１４】
請求項４に記載の発明は、請求項１記載の再生信号処理装置において、演算手段は、連続する２点の前記信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルが同じ場合、前記２点と、その前または後の前記信号変化時刻を合わせた３点以上の複数点を仮定し、それらの時刻とデジタル信号レベルとを座標とする平面状の複数点またはその近傍を通過する曲線を使用して、曲線補間により略２点の間にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算することを特徴とする。
【００１５】
請求項５に記載の発明は、請求項４記載の再生信号処理装置において、曲線が複数点を通過する正弦波関数であることを特徴とする。
【００１６】
請求項６に記載の発明は、請求項４記載の再生信号処理装置において、曲線が複数点を通過する２次関数であることを特徴とする。
【００１７】
請求項４〜６に記載の発明によれば、連続する２点の信号変化時刻における通過閾値が同じ場合、その２点とその前、または後の信号変化時刻を合わせた３点以上の複数点を通過する曲線、例えば正弦波関数あるいは２次関数を使用して、曲線補間により、２点の間にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算するため、容易な演算により、高い量子化分解能で再生信号のサンプル系列を得ることができる。このため、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することができる。
【００１８】
請求項７に記載の発明は、請求項１記載の再生信号処理装置において、補間手段は、連続する２点の前記信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルが異なる場合、前記２点の時刻とデジタル信号レベルとを座標とする平面状の２点、および前記２点のデジタル信号レベルとは別の第３のデジタル信号レベルを仮定し、前記２点またはその近傍を通過し、前記第３のデジタル信号レベルに漸近する曲線を使用して、曲線外そう補間により、略２点の近傍にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算することを特徴とする。
【００１９】
請求項８に記載の発明は、請求項７記載の再生信号処理装置において、曲線が前記２点を通過し、かつ前記２点とは異なる第３値に漸近する指数関数であることを特徴とする。
【００２０】
請求項７，８に記載の発明によれば、連続する２点の信号変化時刻における通過閾値が異なる場合、その２点を通過し、それらとは異なる信号レベルに漸近する曲線、例えば指数関数を使用して曲線外そう補間を行い、２点の後にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算するため、容易な演算により、高い量子化分解能で再生信号のサンプル系列を得ることができる。このため、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することができる。
【００２１】
さらに、次の信号変化時刻発生前に外そう処理を行うため、補間演算の遅延が小さくできる。このため、例えばデータを一時保持するバッファの小型化、あるいはＰＬＬ回路の安定化が可能となる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、デジタル化手段として低分解能のものを使用することができ、高速なアナログ信号からデジタル信号への変換が可能になり、容易に再生速度を向上させることが可能になり、また、演算手段による補間演算により、高い量子化分解能で再生信号のサンプル系列を得ることができ、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することが可能になる等、サンプル値系列の量子化分解能が十分に高く、かつサンプリングクロックが高速になるＲＭＬ方式の再生信号処理装置が実現する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２４】
図１は本発明の実施形態である再生信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【００２５】
図１において、光ディスクや磁気ディスクなどの記録媒体から読み取られた再生信号は、アナログフィルタ１を通過後、デジタル化手段としてのＡ／Ｄ変換器２に入力される。Ａ／Ｄ変換器２は、再生信号をデジタル値に変換する。本実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器２の変換分解能は低いものでよく、例えば再生信号レベルを５値程度のデジタル値に変換するものでよい。
【００２６】
図２によって５値変換の場合の本実施形態における再生信号と再生信号デジタル値との関係を説明する。本例では、「１」から「４」までの４つの変換閾値が存在する。再生信号レベルが、閾値「１」未満であれば、再生信号デジタル値は「０」である。再生信号レベルが、閾値「１」以上、閾値「２」未満であれば、再生信号デジタル値は「１」となる。以下、同様にして、再生信号デジタル値は「０」から「４」までの５値のいずれかとなる。
【００２７】
第２の時刻検出手段としてのデータ変化時刻検出器３は、再生信号デジタル値の変化時刻を、サンプル信号発生手段としてのＰＬＬ回路７が発生するサンプリングクロックよりも細かい分解能で検出する。クロック源９からは、データ変化時刻検出用の計時クロックが供給される。
【００２８】
第１の時刻検出手段としてのクロック発生時刻検出器８は、ＰＬＬ回路７が出力するサンプリングクロックの発生時刻を、サンプリングクロックよりも細かい分解能で検出する。クロック源９からは、クロック発生時刻検出用の計時クロックが供給される。
【００２９】
演算手段である補間演算回路４は、検出されたデータ変化時刻と、変化時に通過した閾値データ、およびクロック発生時刻を入力し、クロック発生時刻における再生信号レベルを、Ａ／Ｄ変換器２の変換分解能よりも細かい分解能にて補間演算により検出し、補間サンプル値を出力する。補間サンプル値の分解能は、例えばビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持できる値（例えば８ビット）とする。
【００３０】
図３は本実施形態における補間演算の説明図である。
【００３１】
ここでは、クロック発生時刻として、Ｔ１１，Ｔ１２の２点が検出され、また、その近傍で、データ変化時刻として、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の３点が検出され、各データ変化時刻の通過データは、それぞれＬ１，Ｌ２，Ｌ３であったとする。
【００３２】
時刻Ｔを横軸、データレベルＬを縦軸とする平面状に、（Ｔ１，Ｌ１）を座標とする点Ｐ１と、（Ｔ２，Ｌ２）を座標とする点Ｐ２と、（Ｔ３，Ｌ３）を座標とする点Ｐ３との３点を考える。そして、これら３点を通過するＴの関数Ｌ（Ｔ）を考える。関数は、例えばＴの多項式などで表現することができる。
【００３３】
そして、Ｔの値がクロック発生時刻Ｔ１１，Ｔ１２の場合における、この関数値Ｌ１１，Ｌ１２を求め、補間サンプル値とする。図３でも分るように、Ｌ１１，Ｌ１２は補間値であるため、Ａ／Ｄ変換器２の変換分解能によって離散化された閾値レベルの中間値などを取り得る。すなわち、補間演算によって得られた補間サンプル値は、Ａ／Ｄ変換器２の変換分解能よりも細かい分解能を有することになる。
【００３４】
補間演算回路４によって検出された補間サンプル値は、従来の再生信号処理回路における処理と同様に、デジタルフィルタ５によって所定のチャンネル特性に等化される。ＰＬＬ回路７は、等化後のサンプル値系列から、再生信号に同期したサンプリングクロックを生成する。また、等化後のサンプル値系列は、ビタビ復号回路６に入力され、ビタビアルゴリズムを使用した復号が行われる。
【００３５】
以上の説明で示したように、本実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換器２として、５値程度の低分解能のものを使用するため、高速なＡ／Ｄ変換が可能である。このため、再生速度の向上が容易である。また、補間演算回路４による補間演算により、高い量子化分解能で再生信号のサンプル系列を得ることができる。このため、ビタビ復号における復号エラー率を十分に低い値に維持することができる。
【００３６】
図４は本実施形態における補間演算回路の詳細構成例を示すブロック図である。
【００３７】
図１では記載を省略しているが、データ変化時刻検出器３からは、検出されたデータ変化時刻の他、データ変化が生じたことを示すデータ変化フラグが、またクロック発生時刻検出器８からは、クロック発生フラグが出力される。
【００３８】
前記２つのフラグは、補間演算回路４内のエンコード部４０１でマージされ、発生順にシフトレジスタ４０２に入力される。この結果、シフトレジスタ４０２には、データ変化フラグとクロック発生フラグとの発生履歴が保存される。例えば、図３に示す例では、Ｔ１，Ｔ２と続けてデータ変化フラグ（Ｄ）が発生し、その後、Ｔ１１，Ｔ１２と続けてクロック発生フラグ（Ｃ）が発生し、最後にＴ３で再度データ変化フラグ（Ｄ）が発生している。図３の下部に各フラグを示しており、本例では、発生履歴はＤ−Ｄ−Ｃ−Ｃ−Ｄの順である。
【００３９】
データ／クロックシーケンス判定部４０３では、シフトレジスタ出力から前記発生履歴を監視し、補間演算が可能なタイミングを判定し、補間演算開始フラグを出力する。例えば図３に示す例では、Ｔ１，Ｔ２の後、Ｔ１１，Ｔ１２と続けてクロック発生フラグ（Ｃ）が発生しているが、これらの時点では、まだＰ１，Ｐ２，Ｐ３を通過する関数Ｌ（Ｔ）は確定できないために、Ｔ１１，Ｔ１２時点の補間サンプル値を演算することができない。Ｔ３の時点になってからはじめて、関数Ｌ（Ｔ）を確定することができ、Ｔ１１，Ｔ１２に対応する補間サンプル値の演算が可能になる。
【００４０】
図３に示す例では、データ／クロックシーケンス判定部４０３は、Ｔ３のデータ変化フラグ発生が生じてから、Ｔ１１，Ｔ１２時点の補間演算開始フラグを出力する。
【００４１】
変化データバッファ４０４，データ変化時刻バッファ４０５，クロック発生時刻バッファ４０６は、それぞれ入力される変化データ，データ変化時刻，クロック発生時刻をバッファリングする。前述のように、クロック発生時刻が検出されても、直ちにそれらに対応した補間サンプル値の演算ができない場合があるため、演算が保留されている間、それらのデータは前記各バッファ中に一時保持される。
【００４２】
ゲイン／関数設定部４０７は、補間演算開始フラグを受信すると、補間演算のためのゲインや使用関数を選定する。例えば図３に示す例では、Ｔ３の時点で、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の座標が確定し、補間に使用する関数が確定するため、いくつかの関数が用意された関数テーブル４０９の中から最適なものを選定する。
【００４３】
また、バッファ４０４，４０５から、必要な変化データ，データ変化時刻を読み出し、図３のＰ１，Ｐ２，Ｐ３の座標を判断する。そして、これら座標から、入力されるクロック発生時刻に対するゲイン，オフセットを設定する（Ｔ補正部４０８）と共に、テーブル出力に対するゲイン，オフセットも設定する（Ｌ補正部４１０）。これらのゲイン，オフセット設定については後述する。
【００４４】
これらの補正値が設定されると、演算対象となるクロック発生時刻がバッファ４０６から読み出され、補間テーブルを使用して対応する補間サンプル値が得られる。
【００４５】
図５は本実施形態における直線内そう補間演算の説明図である。
【００４６】
本例では、クロック発生時刻として、Ｔ１１の１点が検出され、また、その前後で、データ変化時刻として、Ｔ２，Ｔ３の２点が検出され、各データ変化時刻の通過データは、それぞれＬ２，Ｌ３であったとする。なお、通過データＬ２，Ｌ３は、異なる値である。この場合、補間演算回路４は、直線内そう補間により、クロック発生時刻Ｔ１１における補間サンプル値Ｌ１１を算出する。
【００４７】
座標Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）とＰ３（Ｔ３，Ｌ３）の２点を通過する直線の式は、
Ｌ（Ｔ）＝（Ｌ３−Ｌ２）・［（Ｔ−Ｔ２）／（Ｔ３−Ｔ２）］＋Ｌ２‥‥式（１）
で表される。式（１）のＴに、クロック発生時刻Ｔ１１を代入することにより、Ｔ１１における補間サンプル値Ｌ１１が算出される。
【００４８】
補間演算回路４は、直線内そう補間を行う場合、関数テーブル４０９から、
ｙ（ｘ）＝ｘ‥‥式（２）
となる直線関数を選択する。直線関数では、テーブル入力ｘがそのままｙとして出力される。
【００４９】
そして、Ｔ補正部４０８とＬ補正部４１０とで、それぞれ、
ｘ＝（Ｔ−Ｔ２）／（Ｔ３−Ｔ２）‥‥式（３）
Ｌ（Ｔ）＝（Ｌ３−Ｌ２）・ｙ＋Ｌ２‥‥式（４）
のように、Ｔ２，Ｔ３，Ｌ２，Ｌ３に応じたゲイン、オフセット設定が行われ、総合的に式（１）に相当する関数を用いた補間演算が可能となる。
【００５０】
図６は本実施形態における正弦関数を使用した内そう補間演算の説明図である。
【００５１】
本例では、クロック発生時刻として、Ｔ１１，Ｔ１２の２点が検出され、その前に、データ変化時刻とＴ１，Ｔ２の２点が、また、その後にデータ変化時刻Ｔ３が検出されたとする。また、各データ変化時刻の通過データは、それぞれＬ１，Ｌ２，Ｌ２であったとする。なお、Ｔ２，Ｔ３における通過データは同じ値である。
【００５２】
この場合、補間演算回路４は、正弦波関数を使用した内そう補間により、クロック発生時刻Ｔ１１，Ｔ１２における補間サンプル値Ｌ１１，Ｌ１２を算出する。
【００５３】
座標Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）とＰ３（Ｔ３，Ｌ３）との２点を通過し、Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）における傾きが、Ｐ１（Ｔ１，Ｌ１）−Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）を通過する直線と同じである正弦波関数は、
Ｌ（Ｔ）＝［（Ｌ２−Ｌ１）／π］・［（Ｔ３−Ｔ２）／（Ｔ２−Ｔ１）］・ｓｉｎ［π・（Ｔ−Ｔ２）／（Ｔ３−Ｔ２）］＋Ｌ２‥‥式（５）
で表される。式（５）のＴに、クロック発生時刻Ｔ１１，Ｔ１２を代入することにより、Ｔ１１，Ｔ１２における補間サンプル値Ｌ１１，Ｌ１２が算出される。
【００５４】
補間演算回路４は、正弦波関数を使用した内そう補間を行う場合、関数テーブル４０９から、
ｙ（ｘ）＝ｓｉｎ［π・ｘ］‥‥式（６）
なる基本的な正弦波関数を選択する。
【００５５】
そして、Ｔ補正部４０８とＬ補正部４１０とで、それぞれ、
ｘ＝（Ｔ−Ｔ２）／（Ｔ３−Ｔ２）‥‥式（７）
Ｌ（Ｔ）＝［（Ｌ２−Ｌ１）／π］・［（Ｔ３−Ｔ２）／（Ｔ２−Ｔ１）］・ｙ＋Ｌ２‥‥式（８）
のように、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に応じたゲイン，オフセット設定が行われ、総合的に式（５）に相当する関数を用いた補間演算が可能となる。
【００５６】
図６に示すような場合では２次関数を使用した内そう補間演算も可能である。
【００５７】
座標Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）とＰ３（Ｔ３，Ｌ３）との２点を通過し、Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）における傾きが、Ｐ１（Ｔ１，Ｌ１）−Ｐ２（Ｔ２，Ｌ２）を通過する直線と同じである２次関数は、
Ｌ（Ｔ）＝（Ｌ２−Ｌ１）・［Ｔ−（Ｔ２＋Ｔ３）／２］２／［（Ｔ２−Ｔ３）・（Ｔ２−Ｔ１）］＋Ｌ２−（Ｌ２−Ｌ１）・（Ｔ２−Ｔ３）／［４・（Ｔ２−Ｔ１）］‥‥式（９）
で表される。式（５）のＴに、クロック発生時刻Ｔ１１，Ｔ１２を代入することにより、Ｔ１１，Ｔ１２における補間サンプル値Ｌ１１，Ｌ１２が算出される。
【００５８】
補間演算回路４は、２次関数を使用した内そう補間を行う場合、関数テーブル４０９から、
ｙ（ｘ）＝ｘ２‥‥式（１０）
なる基本的な正弦波関数を選択する。
【００５９】
そして、Ｔ補正部４０８とＬ補正部４１０とで、それぞれ、
ｘ＝［Ｔ−（Ｔ２＋Ｔ３）／２］／√［（Ｔ２−Ｔ３）・（Ｔ２−Ｔ１）］‥‥式（１１）
Ｌ（Ｔ）＝（Ｌ２−Ｌ１）・ｙ＋Ｌ２−（Ｌ２−Ｌ１）・（Ｔ２−Ｔ３）／［４・（Ｔ２−Ｔ１）］‥‥式（１２）
のように、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に応じたゲイン、オフセット設定が行われ、総合的に式（９）に相当する関数を用いた補間演算が可能となる。
【００６０】
図７は本実施形態における指数関数を使用した外そう補間演算の説明図である。
【００６１】
本例では、データ変化時刻としてＴ１，Ｔ２の２点が検出された後、クロック発生時刻として、Ｔ１１〜Ｔ１８の８点が検出されたとする。各データ変化時刻の通過データは、それぞれＬ１，Ｌ２であったとする。この場合、さらに補間演算の保留を続け、次のデータ変化時刻の発生を待ち続ければ、図５または図６に示す内そう補間が可能となる場合がある。しかし、あまり長時間の間、補完演算の保留を続けるためには、４０４，４０５，４０６の各バッファの容量を拡大する必要がある。
【００６２】
また、図１に示したＰＬＬ回路７での位相差検出は、補間サンプル値をデジタルフィルタに通過させたサンプル値系列から行っているため、補完演算回路４で長時間にわたる補完演算の保留し続けると、位相差検出が、実際の再生信号検出タイミングから大幅に遅れることになる。この遅延は、ＰＬＬ回路７のループ安定性を損なう場合がある。
【００６３】
このような場合、例えばデータ変化時刻Ｔ２が検出された後、所定数以上のクロック発生時刻が連続して検出された後も、まだ次のデータ変化時刻が検出されない場合、本例に示す外そう補間を行うことにより、補間演算の保留が連続することを防ぐことができる。この場合、補間演算回路４は、指数関数を使用した外そう補間により、クロック発生時刻Ｔ１１〜Ｔ１８における補間サンプル値Ｌ１１〜Ｌ１８を算出する。
【００６４】
座標Ｐ１（Ｔ１，Ｌ１）とＰ２（Ｔ２，Ｌ２）との２点を通過し、Ｌ２の次の閾値レベルＬ３に漸近する指数関数は、
Ｌ（Ｔ）＝（Ｌ２−Ｌ３）・ｅｘｐ［Ｌｏｇ［（Ｌ１−Ｌ３）／（Ｌ２−Ｌ３）］・（Ｔ−Ｔ２）／（Ｔ１−Ｔ２）］＋Ｌ３‥‥式（１３）
で表される。式（１３）のＴに、クロック発生時刻Ｔ１１〜Ｔ１８を代入することにより、Ｔ１１〜Ｔ１８における補間サンプル値Ｌ１１〜Ｌ１８が算出される。
【００６５】
補間演算回路４は、指数関数を使用した外そう補間を行う場合、関数テーブル４０９から、
ｙ（ｘ）＝ｅｘｐ（ｘ）‥‥式（１４）
なる基本的な指数関数を選択する。そして、Ｔ補正部４０８とＬ補正部４１０とで、それぞれ、
ｘ＝Ｌｏｇ［（Ｌ１−Ｌ３）／（Ｌ２−Ｌ３）］・（Ｔ−Ｔ２）／（Ｔ１−Ｔ２）‥‥式（１５）
Ｌ（Ｔ）＝（Ｌ２−Ｌ３）・ｙ＋Ｌ３‥‥式（１６）
のように、Ｔ１，Ｔ２，Ｌ１，Ｌ２に応じたゲイン，オフセット設定が行われ、総合的に式（１３）に相当する関数を用いた補間演算が可能となる。
【００６６】
図８は本実施形態におけるＡ／Ｄ変換器として用いられるフラッシュ型Ａ／Ｄコンバータの構成例を示す回路図であり、フラッシュ型Ａ／Ｄコンバータは、図２に示す変換閾値に相当する数（本例では４つ）だけコンパレータ２０１を備え、その数に相当する閾値を抵抗分圧２０２などして作成し、各コンパレータ２０１の基準電圧として、全コンパレータ２０１にＡ／Ｄコンバータ入力電圧を与え、コンパレータ２０１からエンコーダ２０３に出力するものである。
【００６７】
フラッシュ型Ａ／Ｄコンバータは、閾値の数だけコンパレータ２０１が必要になるため、あまり多値の高分解能のものは作りにくい。その代わり、コンパレータ２０１の応答時間だけの極めて高速なＡ／Ｄ変換結果が得られる。この特徴は、本実施形態におけるＡ／Ｄ変換器に適用することができ、本実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器２としてフラッシュ型Ａ／Ｄコンバータを使用することにより、高速なＡ／Ｄ変換が可能となり、再生速度を向上させることが容易になる。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明は、記録媒体からの再生信号処理装置に適用され、特に、サンプル値系列の量子化分解能を高くしたり、サンプリングクロックの高速化が要求されるＰＲＭＬ方式の再生信号処理回路などに実施して有効である。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明の実施形態である再生信号処理回路の構成を示すブロック図
【図２】本実施形態における再生信号と再生信号デジタル値との関係の説明
【図３】本実施形態における補間演算の説明図
【図４】本実施形態における補間演算回路の詳細構成例を示すブロック図
【図５】本実施形態における直線内そう補間演算の説明図
【図６】本実施形態における正弦関数を使用した内そう補間演算の説明図
【図７】本実施形態における指数関数を使用した外そう補間演算の説明図
【図８】本実施形態におけるＡ／Ｄ変換器として用いられるフラッシュ型Ａ／Ｄコンバータの構成例を示す回路図
【図９】従来のＰＲＭＬ方式の再生信号処理回路の構成例を示すブロック図
【符号の説明】
【００７０】
１ アナログフィルタ
２ Ａ／Ｄ変換器
２０１ コンパレータ
２０２ 抵抗分圧
２０３ エンコーダ
３ データ変化時刻検出器
４ 補間演算回路
４０１ エンコード部
４０２ シフトレジスタ
４０３ データ／クロックシーケンス判定部
４０４ 変化データバッファ
４０５ データ変化時刻バッファ
４０６ クロック発生時刻バッファ
４０７ ゲイン／関数設定部
４０８ Ｔ補正部
４０９ 関数テーブル
４１０ Ｌ補正部
５ デジタルフィルタ
６ ビタビ復号回路
７ ＰＬＬ回路
８ クロック発生時刻検出器
９ クロック源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式にて、デジタル化された再生信号サンプル値系列を基に記録情報の復号を行う再生信号処理装置において、
再生信号のサンプル信号を発生するサンプル信号発生手段と、
前記再生信号のレベルを第１の振幅分解能でデジタル化し、第１のデジタル信号を発生するデジタル化手段と、
前記サンプル信号の発生時刻を、サンプル信号発生間隔よりも細かい第１の時間分解能で検出し、サンプル時刻を出力する第１の時刻検出手段と、
前記第１のデジタル信号の変化時刻を、前記第１の時間分解能で検出し、信号変化時刻を出力する第２の時刻検出手段と、
前記サンプル時刻と、該サンプル時刻近傍の複数の前記信号変化時刻と、該信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルとの関係から、前記サンプル時刻における前記再生信号のレベルを、前記第１の振幅分解能よりも細かい第２の振幅分解能で補間演算により検出し、第２のデジタル信号を発生する演算手段とを有し、
前記第２のデジタル信号を基に記録情報の復号を行うことを特徴とする再生信号処理装置。
【請求項２】
前記デジタル化手段は、フラッシュ型Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器であることを特徴とする請求項１記載の再生信号処理装置。
【請求項３】
前記演算手段は、連続する２点の前記信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルが異なる場合、前記２点の時刻とデジタル信号レベルとを座標とする平面状の２点を仮定し、前記２点またはその近傍を通過する直線を使用して、直線補間により前記２点の間にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算することを特徴とする請求項１記載の再生信号処理装置。
【請求項４】
前記演算手段は、連続する２点の前記信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルが同じ場合、前記２点と、その前または後の前記信号変化時刻を合わせた３点以上の複数点を仮定し、それらの時刻とデジタル信号レベルとを座標とする平面状の複数点またはその近傍を通過する曲線を使用して、曲線補間により略２点の間にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算することを特徴とする請求項１記載の再生信号処理装置。
【請求項５】
前記曲線が複数点を通過する正弦波関数であることを特徴とする請求項４記載の再生信号処理装置。
【請求項６】
前記曲線が複数点を通過する２次関数であることを特徴とする請求項４記載の再生信号処理装置。
【請求項７】
前記補間手段は、連続する２点の前記信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルが異なる場合、前記２点の時刻とデジタル信号レベルとを座標とする平面状の２点、および前記２点のデジタル信号レベルとは別の第３のデジタル信号レベルを仮定し、前記２点またはその近傍を通過し、前記第３のデジタル信号レベルに漸近する曲線を使用して、曲線外そう補間により、略２点の近傍にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算することを特徴とする請求項１記載の再生信号処理装置。
【請求項８】
前記曲線が前記２点を通過し、かつ前記２点とは異なる第３値に漸近する指数関数であることを特徴とする請求項７記載の再生信号処理装置。
【請求項１】
ＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式にて、デジタル化された再生信号サンプル値系列を基に記録情報の復号を行う再生信号処理装置において、
再生信号のサンプル信号を発生するサンプル信号発生手段と、
前記再生信号のレベルを第１の振幅分解能でデジタル化し、第１のデジタル信号を発生するデジタル化手段と、
前記サンプル信号の発生時刻を、サンプル信号発生間隔よりも細かい第１の時間分解能で検出し、サンプル時刻を出力する第１の時刻検出手段と、
前記第１のデジタル信号の変化時刻を、前記第１の時間分解能で検出し、信号変化時刻を出力する第２の時刻検出手段と、
前記サンプル時刻と、該サンプル時刻近傍の複数の前記信号変化時刻と、該信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルとの関係から、前記サンプル時刻における前記再生信号のレベルを、前記第１の振幅分解能よりも細かい第２の振幅分解能で補間演算により検出し、第２のデジタル信号を発生する演算手段とを有し、
前記第２のデジタル信号を基に記録情報の復号を行うことを特徴とする再生信号処理装置。
【請求項２】
前記デジタル化手段は、フラッシュ型Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器であることを特徴とする請求項１記載の再生信号処理装置。
【請求項３】
前記演算手段は、連続する２点の前記信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルが異なる場合、前記２点の時刻とデジタル信号レベルとを座標とする平面状の２点を仮定し、前記２点またはその近傍を通過する直線を使用して、直線補間により前記２点の間にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算することを特徴とする請求項１記載の再生信号処理装置。
【請求項４】
前記演算手段は、連続する２点の前記信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルが同じ場合、前記２点と、その前または後の前記信号変化時刻を合わせた３点以上の複数点を仮定し、それらの時刻とデジタル信号レベルとを座標とする平面状の複数点またはその近傍を通過する曲線を使用して、曲線補間により略２点の間にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算することを特徴とする請求項１記載の再生信号処理装置。
【請求項５】
前記曲線が複数点を通過する正弦波関数であることを特徴とする請求項４記載の再生信号処理装置。
【請求項６】
前記曲線が複数点を通過する２次関数であることを特徴とする請求項４記載の再生信号処理装置。
【請求項７】
前記補間手段は、連続する２点の前記信号変化時刻における前記第１のデジタル信号のレベルが異なる場合、前記２点の時刻とデジタル信号レベルとを座標とする平面状の２点、および前記２点のデジタル信号レベルとは別の第３のデジタル信号レベルを仮定し、前記２点またはその近傍を通過し、前記第３のデジタル信号レベルに漸近する曲線を使用して、曲線外そう補間により、略２点の近傍にあるサンプル時刻における再生信号のレベルを演算することを特徴とする請求項１記載の再生信号処理装置。
【請求項８】
前記曲線が前記２点を通過し、かつ前記２点とは異なる第３値に漸近する指数関数であることを特徴とする請求項７記載の再生信号処理装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２００６−２５２６３０（Ｐ２００６−２５２６３０Ａ）
【公開日】平成１８年９月２１日（２００６．９．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−６５２２２（Ｐ２００５−６５２２２）
【出願日】平成１７年３月９日（２００５．３．９）
【出願人】（０００００６７４７）株式会社リコー (37,907)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年９月２１日（２００６．９．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年３月９日（２００５．３．９）
【出願人】（０００００６７４７）株式会社リコー (37,907)
【Ｆターム（参考）】
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