可変周波数力率制御充電装置
【課題】バッテリーの負荷状態を感知し、軽負荷状態で重負荷状態より相対的に低いスイッチング頻度でスイッチング素子を動作させることにより、電力変換効率（力率）を改善できるようにした可変周波数力率制御充電装置を提供する。
【解決手段】本発明は、可変周波数力率制御充電装置に関し、交流電源を直流電源に変換する交流−直流変換部１２；スイッチング素子のスイッチング動作によって力率を補正して出力する力率補正回路１３；力率補正回路１３から出力される直流電源をバッテリー充電用直流電源に変換して出力する直流−直流変換部１４；及び力率補正回路１３のスイッチング素子をパルス信号のパルス幅を変調してスイッチング制御を遂行する時、前記パルス信号の周波数を可変してスイッチング制御を遂行する力率補正回路制御部１８を含む可変周波数力率制御充電装置を提供することにより、軽負荷の状態でも力率を維持することができる。
【解決手段】本発明は、可変周波数力率制御充電装置に関し、交流電源を直流電源に変換する交流−直流変換部１２；スイッチング素子のスイッチング動作によって力率を補正して出力する力率補正回路１３；力率補正回路１３から出力される直流電源をバッテリー充電用直流電源に変換して出力する直流−直流変換部１４；及び力率補正回路１３のスイッチング素子をパルス信号のパルス幅を変調してスイッチング制御を遂行する時、前記パルス信号の周波数を可変してスイッチング制御を遂行する力率補正回路制御部１８を含む可変周波数力率制御充電装置を提供することにより、軽負荷の状態でも力率を維持することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、可変周波数力率制御充電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に電気自動車の主動力源として用いられるバッテリーは、電気自動車の走行によって充電されている電圧が放電されるため、一定時間及び距離を走行した後には必ず電気的な充電がなされなければならない。
【０００３】
電気自動車の主動力源であるバッテリーを充電する方式は大きく、システムによる分類と充電電流による分類とに分けられ、システムによる分類は、電気自動車に充電装置が含まれる搭載型充電方式と外部に別途に設けられる充電装置を利用する別置型充電方式とに分けられる。
【０００４】
また、充電電流による分類は、２０Ａ以下の電流で長時間充電する普通充電方式と３０Ａ以上の電流で短時間内に充電する急速充電方式とに分けられる。
【０００５】
通常的に、普通充電では車両に搭載されている搭載型充電装置を利用し、急速充電では外部に別途に設けられている別置型充電装置を利用する。
【０００６】
このような電気自動車の充電方式において、前記搭載型充電装置は、力率補正回路と、力率補正回路制御部、直流−直流変換部及び充電制御部で構成される。
【０００７】
ここで、前記力率補正回路制御部は、力率補正回路から出力される電圧と電流を感知し、力率補正回路上のスイッチング素子をスイッチング制御して力率を維持している。
【０００８】
このような充電装置において、バッテリーの状態が電力供給量の多い重負荷（抵抗値が小さい）状態から電力供給量が少ない軽負荷（抵抗値が大きい）状態に幅広く変化する際、広範囲の負荷領域で高効率化が要求される。
【０００９】
しかし、従来技術による充電装置において、軽負荷状態で依然として重負荷状態と同一のスイッチング頻度を有するパルス幅変調方式を用いて力率補正回路制御部が力率補正回路のスイッチング素子をスイッチングするため、力率補正回路の内部の電力消費量が相対的に大きくなり、重負荷に比べて軽負荷時に電力変換効率が顕著に落ちるという問題があった。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明は、上述のような従来技術の問題点を解決するために導き出されたものであり、バッテリーの負荷状態を感知し、軽負荷状態で重負荷状態より相対的に低いスイッチング頻度でスイッチング素子を動作させることにより、電力変換効率（力率）を改善できるようにした可変周波数力率制御充電装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上述のような目的を果たすための本発明は、交流電源の入力を受けて直流電源に変換して出力する交流−直流変換部；スイッチング素子を含んで、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記交流−直流変換部から出力される直流電源の力率を補正して出力する力率補正回路；前記力率補正回路から出力される直流電源をバッテリー充電用直流電源に変換して出力する直流−直流変換部；及び前記力率補正回路の出力直流電源に応じて前記力率補正回路のスイッチング素子をパルス信号のパルス幅を変調してスイッチング制御を遂行する時、バッテリー管理装置から出力されるバッテリーの負荷状態に応じて前記パルス信号の周波数を可変してスイッチング制御を遂行する力率補正回路制御部を含むことを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の前記力率補正回路制御部は、バッテリーの負荷状態が軽負荷状態である時に重負荷状態より相対的に低いスイッチング頻度を有するように、前記パルス信号の周波数を可変することを特徴とする。
【００１３】
また、本発明の前記力率補正回路制御部は、前記力率補正回路のスイッチング素子をスイッチング制御するために、パルス信号のパルス幅が変調されたパルス信号を出力するパルス幅変調器；及び前記パルス幅変調器から出力される前記パルス信号をバッテリー管理装置から出力されるバッテリーの負荷状態に応じて周波数を可変して、前記スイッチング素子のスイッチング制御を遂行するパルス周波数変調器を含むことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明の前記パルス周波数変調器は、前記バッテリー管理装置から負荷状態に比例する出力電圧と基準電圧の入力を受けて、入力された信号を比較して出力する比較部；電源電圧と連結された第１端子、接地電圧と連結された第２端子及び第３端子を有するトランジスター；前記トランジスターの前記第１及び第２端子の間に並列に連結されたキャパシタ；前記比較部の出力端と前記トランジスターの前記第１端子に連結され、周波数が可変されたパルス信号を出力するラッチ；及び前記周波数が可変されたパルス信号を遅延させて前記トランジスターの第３端子に提供する遅延部を含むことを特徴とする。
【００１５】
また、本発明は、前記交流電源の入力を受けて、高周波成分を除去して前記交流−直流変換部に出力するフィルター部をさらに含むことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、前記直流−直流変換部から出力される直流電源の入力を受けて、高周波成分を除去して前記バッテリーに出力する充電フィルター部をさらに含むことを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の前記交流−直流変換部は、４個のダイオードがブリッジ方式で連結されたブリッジ電波整流回路で構成されることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の前記力率補正回路は、前記交流−直流変換部の一つの端子に直列に連結されたインダクター；前記インダクターに直列かつ負荷端に向けて正方向に連結され、逆方向に流れる電流を遮断するブロッキングダイオード；前記インダクターの出力端に第１端子が連結され、第２端子が前記交流−直流変換部の他の端子に連結され、前記力率補正回路制御部から第３端子を介して印加されるスイッチング制御信号に応じてオン／オフ動作を遂行して、前記スイッチング素子としての機能を遂行するスイッチングトランジスター；及び前記ブロッキングダイオードの出力端子と前記交流−直流変換部の他の端子の間に連結された蓄積キャパシタを含むことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の前記直流−直流変換部は、前記力率補正回路から出力される直流電源を交流電源に変換する直流−交流変換器；前記直流−交流変換器から出力される交流電源を昇圧または減圧して出力する無接点変圧器；及び前記無接点変圧器から出力される昇圧または減圧された前記交流電源をバッテリー用直流電源に変換して出力する交流−直流変換器を含むことを特徴とする。
【００２０】
また、本発明の前記直流−交流変換器は、前記力率補正回路の出力側の一つの端子に第１端子が連結され、無接点変圧器の二つの端子夫々に第２端子が連結された一対のスイッチングトランジスター；前記無接点変圧器の二つの端子夫々に第１端子が連結され、前記力率補正回路の他側端子に第２端子が連結された他の一対のスイッチングトランジスター；及び前記無接点変圧器の２次側の巻線から逆流する電流を防止するために、夫々の前記スイッチングトランジスターの第１端子と第２端子の間に逆方向に連結された４個の逆並列ダイオードを含むことを特徴とする。
【００２１】
本発明の特徴及び利点は、添付図面に基づいた以下の詳細な説明によってさらに明らかになるであろう。
【００２２】
本発明の詳細な説明に先立ち、本明細書及び請求範囲に用いられた用語や単語は、通常的かつ辞書的な意味に解釈されてはならず、発明者が自らの発明を最善の方法で説明するために用語の概念を適切に定義することができるという原則にしたがって本発明の技術的思想にかなう意味と概念に解釈されるべきである。
【発明の効果】
【００２３】
上述のような本発明によると、バッテリーの負荷状態に応じる可変周波数で力率補正回路を制御することにより、バッテリーの状態が重負荷から軽負荷に変化される間に力率を一定に維持することができる。
【００２４】
また、本発明によると、バッテリーの負荷状態に応じる可変周波数で力率補正回路を制御することにより、スイッチング損失を減少させ、電力消耗を減らすことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の第１実施例による可変周波数力率制御充電装置のブロック図である。
【図２】図１の可変周波数力率制御充電装置の回路図である。
【図３】図２の力率補正回路の連続電流モード（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｕｒｒｅｎｔ ｍｏｄｅ；ＣＣＭ）の波形図である。
【図４】図２の力率補正回路の不連続電流モード（ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｕｒｒｅｎｔ ｍｏｄｅ；ＤＣＭ）の波形図である。
【図５】バッテリーに流れる電流（ＩＬｏａｄ）の変化につれて力率補正回路制御部から出力されるパルス信号を示す波形図である。
【図６】図２の直流−直流変換部で生成された波形の例示図である。
【図７】図１のパルス周波数変調部の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
本発明の目的、特定の長所及び新規の特徴は、添付図面に係わる以下の詳細な説明および好ましい実施例によってさらに明らかになるであろう。本明細書において、各図面の構成要素に参照番号を付け加えるに際し、同一の構成要素に限っては、たとえ異なる図面に示されても、できるだけ同一の番号を付けるようにしていることに留意しなければならない。また、本発明の説明において、係わる公知技術に対する具体的な説明が本発明の要旨を不必要にぼかす可能性があると判断される場合、その詳細な説明を省略する。
【００２７】
以下、添付の図面を参照して、本発明の好ましい実施例を詳細に説明する。
【００２８】
図１は、本発明の好ましい第１実施例による可変周波数力率制御充電装置のブロック図である。
【００２９】
図１を参照すると、本発明の第１実施例による可変周波数力率制御充電装置は、商用電源部１０、フィルター部１１、交流−直流変換部１２、力率補正回路１３、直流−直流変換部１４、充電フィルター部１５、スイッチング部１６、バッテリー１７、力率補正回路制御部１８、充電制御部１９、バッテリー管理装置（ＢＭＳ）２０を備えている。そして、前記力率補正回路制御部１８は、パルス幅変調器１８−１とパルス周波数変調器１８−２を含んでいる。
【００３０】
ここで、商用電源部１０は、系統電源に連結され、送電線路から交流電源の供給を受けてフィルター部１１に供給する。
【００３１】
前記フィルター部１１は、商用電源部１０に連結され、外部から入力された交流（ＡＣ）電源の不必要な高周波信号の干渉及びノイズを除去して通過させる。前記フィルター部１１としては、例えばＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）フィルターが用いられる。
【００３２】
そして、前記交流−直流変換部１２は、入力端が前記フィルター部１１の出力端に連結され、フィルター部１１を通過した交流電源の入力を受けて直流電源に変換させて出力する。
【００３３】
前記力率補正回路（ＰＦＣ）１３は、交流電源が前記交流−直流変換部１２を通過して整流される時、交流（ＡＣ）電源の電流波形と電圧波形の位相差による位相損失が最小化されるように力率を補正する。
【００３４】
次に、前記直流−直流変換部１４は、力率補正回路１３の出力端に連結され、力率補正回路１３から出力される直流電源の入力を受けて、電気自動車のバッテリー充電に適した直流電源に変化させて出力する。
【００３５】
このような前記直流−直流変換部１４は、例えば、擬似共振型フライバック（Ｑｕａｓｉ−Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｆｌｙｂａｃｋ）コンバーター、フォワード（Ｆｏｒｗａｒｄ）コンバーター、フル−ブリッジ（Ｆｕｌｌ−ｂｒｉｄｇｅ）コンバーター及びハーフ−ブリッジ（Ｈａｌｆ−ｂｒｉｄｇｅ）コンバーターなどが用いられることができる。
【００３６】
前記充電フィルター部１５は、前記直流−直流変換部１４に連結され、出力される直流電源の不必要な高周波信号の干渉及びノイズを除去して通過させる。このような充電フィルター部１５は選択的に含まれることができる。
【００３７】
前記スイッチング部１６は、直流−直流変換部１４または充電フィルター部１５とバッテリー１７の間に連結され、直流−直流変換部１４または充電フィルター部１５とバッテリー１７の間の電気的連結を導通または短絡させる機能を遂行する。
【００３８】
そして、バッテリー１７は、電気自動車に必要な電源を充電して放電する装置であり、２次電池が用いられる。
【００３９】
一方、力率補正回路制御部１８は、力率補正回路１３の出力端に連結され、力率補正回路１３から出力される直流値を感知して、力率補正回路１３に含まれたスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００４０】
この際、力率補正回路制御部１８は、バッテリー管理装置２０から充電制御部１９を経由したり、直接的にバッテリー充電状態による負荷情報の入力を受けて、重負荷である場合は高い周波数を用いたパルス幅変調を用いて（即ち、高い周波数に周波数を可変しながらパルス幅制御を遂行する可変周波数パルス幅制御を用いて）力率補正回路１３のスイッチング素子を駆動し、軽負荷状態では低い周波数を用いたパルス幅変調を用いて（即ち、低い周波数に周波数を可変しながらパルス幅制御を遂行する可変周波数パルス幅制御を用いて）力率補正回路１３のスイッチング素子を駆動することにより、軽負荷状態で不必要に高いスイッチング頻度によるスイッチング損失を抑制しながら力率を維持するようにする。
【００４１】
即ち、前記力率補正回路制御部１８は、力率補正回路１３のスイッチング素子に印加される制御用球形波をバッテリーの負荷状態に応じて、備えられたパルス幅変調器（ＰＷＭ）１８−１とパルス周波数変調器（ＰＦＭ）１８−２を通じてパルス幅（デューティ比（ｄｕｔｙ ｒａｔｅ））と周波数を調節することができる。
【００４２】
具体的には、前記パルス幅変調器１８−１は、半導体素子を含み、前記半導体素子のスイッチング速度に応じて球形波形態の電圧または電流波形のパルス幅を調節する。
【００４３】
一方、前記パルス周波数変調器１８−２は、前記半導体素子のスイッチング速度に応じて球形波形態の電圧または電流波形の周波数を調節する。
【００４４】
この際、前記パルス周波数変調器１８−２は、重負荷状態では高い周波数の球形波制御信号を生成して出力し、軽負荷状態では低い周波数の球形波制御信号を生成して出力して、軽負荷状態で不必要に高いスイッチング頻度によるスイッチング損失を抑制しながら力率を維持するようにする。
【００４５】
この際、前記パルス幅変調器１８−１によるパルス幅調節を先に遂行した後、前記パルス周波数変調器１８−２による周波数調節を遂行したり、前記パルス周波数変調器１８−２によって周波数調節を遂行した後、前記パルス幅変調器１８−１によってパルス幅調節を遂行することができる。
【００４６】
一般的に、バッテリー１７が重負荷状態から軽負荷状態に急速に変化される趨勢を考慮すると、このような趨勢に応じることができる前者の方式がより好ましい。
【００４７】
一方、充電制御部１９は、直流−直流変換部１４から出力される直流値を感知して直流−直流変換部１４を制御する。
【００４８】
そして、充電制御部１９は、バッテリー管理装置２０から伝送されるバッテリー１７の負荷状態情報の伝送を受けて力率補正回路制御部１８に伝送する。
【００４９】
勿論、充電制御部１９がバッテリー管理装置２０から伝送されるバッテリー１７の負荷状態を判断して、重負荷である場合は前記力率補正回路制御部１８を制御して出力される力率補正回路１３の制御信号の周波数を高めるように制御し、軽負荷である場合は前記力率補正回路制御部１８を制御して出力される力率補正回路１３の制御信号の周波数を低めるように制御することもできる。
【００５０】
この他にも、前記充電制御部１９は、バッテリー管理装置２０から充電装置とバッテリー１７との連結の可否及び充電電圧の伝送を受けて、充電電圧が基準値以下である場合はスイッチング部１６をオンさせて充電が行われるようにし、充電電圧が基準値以上である場合はスイッチング部１６をオフさせて直流−直流変換部１４とバッテリー１７の電気的連結を遮断するようにする。
【００５１】
次に、前記バッテリー管理装置２０は、バッテリー１７の充電時に諸般動作を管理し、バッテリー１７の負荷状態を感知して前記充電制御部１９や力率補正回路制御部１８に伝送する。
【００５２】
このように構成される可変周波数制御充電装置は、負荷状態を感知して、重負荷状態では高い周波数を用いて力率補正回路１３のスイッチング素子を駆動し、軽負荷状態では低い周波数で力率補正回路１３のスイッチング素子を動作させて、スイッチング頻度を低めることにより、スイッチング損失を抑制しながら力率を維持するようにする。
【００５３】
図２は、本発明の第１実施例による可変周波数力率制御充電装置の回路図である。
【００５４】
図２を参照すると、本発明の可変周波数力率制御充電装置を構成するフィルター部１１は、商用電源部１０の一端子に直列に連結された２個のインダクターＬ１１、Ｌ１２と、商用電源部１０の他端子に直列に連結された２個のインダクターＬ１３、Ｌ１４と、インダクターＬ１１とＬ１２の間と接地の間に連結されたキャパシタＣ１１及びインダクターＬ１３とＬ１４の間と接地の間に連結されたキャパシタＣ１２からなっている。
【００５５】
このように、前記フィルター部１１は、商用電源部１０にインダクターＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３、Ｌ１４が直列に連結され、キャパシタＣ１１、Ｃ１２が並列に連結されて、外部から入力された交流ＡＣ電源の不必要な高周波信号の干渉及びノイズを除去して通過させる。
【００５６】
ここで、前記フィルター部１１は、インダクター−キャパシタ−インダクターに連結される方式で具現したが、インダクターのみで具現したり、インダクターにキャパシタが連結された方式で具現することもできる。
【００５７】
次に、交流−直流変換部１２は、４個のダイオードＤ２１、Ｄ２２、Ｄ２３、Ｄ２４がブリッジ方式で連結されたブリッジ電波整流回路で構成され、このようなブリッジ電波整流回路は、周期的に陽と陰の二つの方向に変化する交流（ＡＣ）電源を電波整流して、一つ方向の電波整流波形を有する直流（ＤＣ）電源に変換する。
【００５８】
具体的には、前記ブリッジ電波整流回路の第１端子ａに陽の電流が印加されると第１ダイオードＤ２１及び第４ダイオードＤ２４がオン（ｏｎ）されて通過するようになり、前記ブリッジ回路の第２端子ｂに陰の電流が印加されると第２ダイオードＤ２２及び第３ダイオードＤ２３がオン（ｏｎ）されて通過するようになる。
【００５９】
従って、前記交流−直流変換部１２のブリッジ電波整流回路の両端の間に、即ち、第１端子ａと第２端子ｂの間に負荷を連結すると、前記ブリッジ回路を経た電流は、常に第１端子ａから第２端子ｂの方向に一定に流れるようになる。即ち、電流の方向が常に一定に維持される。
【００６０】
次に、力率補正回路１３は、交流−直流変換部１２の一つの端子に直列に連結されたインダクターＬ３１と、前記インダクターＬ３１に直列かつ負荷端に向けて正方向に連結され、逆方向に流れる電流を遮断するブロッキングダイオードＤ３１と、インダクターＬ３１の出力端にコレクター端子が連結され、エミッター端子が前記交流−直流変換部１２の他の端子に連結され、ベース端子が力率補正回路制御部１８に連結され、力率補正回路制御部１８から出力される可変周波数パルス幅制御信号に応じてオン／オフ動作を繰り返すスイッチングトランジスターＴｒ３１と、前記ダイオードＤ３１の出力端子と前記交流−直流変換部１２の他の端子の間に連結された蓄積キャパシタＣ３１とを備えている。
【００６１】
前記スイッチングトランジスターＴｒ３１のコレクター端子とエミッター端子の間には、ダイオードＤ３１が並列かつ逆方向に連結されている。
【００６２】
このような構成で力率補正回路１３は、交流−直流変換部１２から脈動する直流電圧を受信する。
【００６３】
そして、スイッチングトランジスターＴｒ３１がオンされると、交流−直流変換部１２からインダクターＬ３１及びスイッチングトランジスターＴｒ３１を介して電流が流れて、電磁気エネルギーがインダクターＬ３１の電磁場に蓄積される。
【００６４】
これと反対に、スイッチングトランジスターＴｒ３１がオフされると、インダクターＬ３１とブロッキングダイオードＤ３１を介して電流が流れて、インダクターＬ３１の電磁気エネルギーは蓄積キャパシタＣ３１に移動する。
【００６５】
前記力率補正回路１３の出力は、力率補正回路制御部１８によって調節された蓄積キャパシタＣ３１の両端の直流電圧である。
【００６６】
この際、図３に図示されたように、インダクターＬ３１を介して周期Ｔｓの間に連続的な電流が流れる場合を連続電流モード（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｕｒｒｅｎｔ ｍｏｄｅ、ＣＣＭ）とし、図４に図示されたように、周期Ｔｓの間にインダクターＬを介して流れる電流が部分的に遮断される場合を不連続電流モード（ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｕｒｒｅｎｔ ｍｏｄｅ、ＤＣＭ）とする。
【００６７】
前記力率補正回路１３が連続電流モードで動作する時スイッチングトランジスターＴｒ３１がオンされると、上述したように、交流−直流変換部１２からスイッチングトランジスターＴｒ３１を介して電流が流れて電磁気エネルギーがインダクターＬ３１の電磁場に蓄積される。この際、力率補正回路１３の出力電圧が時間が流れるにつれて小さくなると、インダクターＬ３１を介して逆方向電流が流れる不連続モードが存在する。
【００６８】
この際、力率補正回路制御部１８は、スイッチングトランジスターＴｒ３１がオフされるように制御して、スイッチングトランジスターＴｒ３１を介して流れる逆方向電流が遮断されるようにする。
【００６９】
このような前記力率補正回路制御部１８によるスイッチングトランジスターＴｒ３１の制御は、前記スイッチングトランジスターＴｒ３１のベースに印加されるパルス（球形波）信号のデューティ比を変化させることであり、パルス幅変調制御とすることができる。
【００７０】
一方、バッテリー１７に電源を供給する時、電力供給量が多い重負荷（出力抵抗値が小さい）から電力供給量が少ない軽負荷（出力抵抗値が大きい）に幅広くバッテリー１７の負荷状態が変化されるが、この際、広範囲な負荷領域で高効率化が要求される。
【００７１】
この場合、重負荷に比べて軽負荷時に電力変換効率（力率）が顕著に低下する傾向がある。その理由は、消費電力の全体で占めるスイッチング素子であるスイッチングトランジスターＴｒ３１のスイッチング損失が相対的に大きくなるためである。
【００７２】
本発明では、バッテリー１７の負荷状態に応じて電力変換効率の低下を改善するために、負荷状態に応じてスイッチング周期を変化させる周波数変調方式を加えて、スイッチングトランジスターＴｒ３１に対するスイッチング動作を制御する。
【００７３】
これをより具体的に説明すると、力率補正回路制御部１８は、負荷抵抗が小さくなると、即ち、出力電流が小さくなると、スイッチングトランジスターＴｒ３１のスイッチング頻度を減少させて（即ち、スイッチング制御信号のパルス信号の周波数周期を減少させて）、スイッチング動作による電力損失を減少させる。
【００７４】
反面、力率補正回路制御部１８は、負荷抵抗が大きい時（重負荷である時）、スイッチング頻度を増加させて（即ち、スイッチング制御信号のパルス信号の周波数周期を増加させて）、主にパルス幅変調方式に依存してスイッチングトランジスターＴｒ３１のスイッチング動作を遂行するように制御する。
【００７５】
これに係わり、図５は、バッテリー１７に流れる電流（ＩＬｏａｄ）の変化につれて力率補正回路制御部１８から出力されるパルス信号を示すが、バッテリー１７に流れる電流が増加すると出力されるパルス信号の周波数は高くなる。
【００７６】
これと反対に、バッテリー１７に流れる電流が減少すると、力率補正回路制御部１８から出力されるパルス信号の周波数は低くなる。
【００７７】
次に、直流−直流変換部１４は、直流−交流変換器１４−１と、無接点変圧器１４−２及び交流−直流変換器１４−３で構成される。
【００７８】
ここで、前記直流−交流変換器１４−１は、力率補正回路１３の出力側の一つの端子にコレクターが連結され、無接点変圧器１４−２の二つの端子夫々にエミッターが連結された一対のスイッチングトランジスターＴｒ４１、Ｔｒ４２と、無接点変圧器１４−２の二つの端子夫々にコレクターが連結され、力率補正回路１３の他側端子にエミッターが連結された一対のスイッチングトランジスターＴｒ４３、Ｔｒ４４とで構成されている。
【００７９】
そして、前記直流−交流変換器１４−１は、無接点変圧器１４−２の２次側の巻線から逆流する電流を防止するために、夫々のスイッチングトランジスターＴｒ４１、Ｔｒ４２、Ｔｒ４３、Ｔｒ４４のコレクターとエミッターの間に逆方向に連結された４個の逆並列ダイオードＤ４１、Ｄ４２、Ｄ４３、Ｄ４４で構成されている。
【００８０】
このように構成された前記直流−交流変換器１４−１は、図６に図示されたように、４個のスイッチングトランジスターのベース端子ＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３、ＳＰ４がスイッチングされて、無接点変圧器１４−２の２次側巻線にＶＴのような交流電流を提供する。
【００８１】
一方、無接点変圧器１４−２の１次側巻線は、直流−交流変換器１４−１に連結され、２次側巻線は交流−直流変換器１４−３に連結されている。
【００８２】
また、無接点変圧器１４−２の１次側巻線には、共振インダクターＬ４１と共振キャパシタＣ４１が直列に連結されていて、適切な素子値の選択によって最大電力の伝送が可能であるようにする。
【００８３】
このような無接点変圧器１４−２は、１次側巻線に印加される電圧と電流を巻線比に応じて昇圧または減圧し、２次側巻線に伝達して、交流−直流変換器１４−３に一定の電流が印加されるようにする。
【００８４】
そして、前記交流−直流変換器１４−３は、４個のダイオードＤ４５、Ｄ４６、Ｄ４７、Ｄ４８がブリッジ方式で連結されたブリッジ電波整流回路で構成され、第１端子ｃに陽の電流が印加されると第１ダイオードＤ４５及び第４ダイオードＬ４８がオン（ｏｎ）されて通過するようになり、前記ブリッジ回路の第２端子ｄに陰の電流が印加されると第２ダイオードＬ４６及び第３ダイオードＬ４７がオン（ｏｎ）されて通過するようになる。
【００８５】
従って、交流−直流変換器１４−３のブリッジ電波整流回路の両端の間に、即ち、第１端子ｃと第２端子ｄの間に負荷を連結すると、前記ブリッジ回路を経た電流は常に第１端子ｃから第２端子ｄの方向に一定に流れるようになる。
【００８６】
次に、充電フィルター部１５は、直流−直流変換部１４の両端子の間に並列に連結されたキャパシタＣ５１と、直流−直流変換部１４の一片の端子に直列に連結されたインダクターＬ５１とを含んでいる。
【００８７】
このようなキャパシタＣ５１とインダクターＬ５１は帯域通過フィルターを構成して、前記直流−直流変換部１４から出力される直流電源の不必要な高周波信号の干渉及びノイズを除去して通過させる。
【００８８】
図７は、図１に図示されたパルス周波数変調器を示す図面である。
【００８９】
図７を参照すると、パルス周波数変調器は、インバーター２１、２２、ラッチ２３、比較部２４、キャパシタ２５、ＮＭＯＳトランジスター２６及び遅延部２７を含んでいる。
【００９０】
比較部２４は、バッテリー管理装置から負荷状態に比例するように出力される出力電圧ＶＯＵＴと基準電圧ＶＲＥＦ１の入力を受けて、比較信号をラッチ２３の入力端Ｓに出力する。キャパシタ２５は電源電圧Ｖｄと接地電圧の間に連結される。ＮＭＯＳトランジスター２６は、電源電圧Ｖｄと接地電圧の間に連結され、遅延部２７の出力によって制御される。
【００９１】
ラッチ２３は、Ｒ−Ｓラッチで構成され、入力端Ｓは比較部２４から出力される比較信号と連結され、入力端Ｒはキャパシタ２５及びＮＭＯＳトランジスター２６の連結ノードと連結される。
【００９２】
ラッチ２３の出力Ｑは、遅延部２７及びインバーター２２に提供される。インバーター２１、２２は、ラッチ２３の出力Ｑに直列に連結されてパルス信号を出力する。
【００９３】
以上、本発明の好ましい実施例に対して図示及び説明したが、本発明は、上述の特定実施例に限定されず、請求範囲にて請求する本発明の旨を外れずに、当該発明が属する技術分野にて通常の知識を有する者により多様な変形実施が可能であることは勿論であり、このような変形実施は本発明の技術的思想や展望から個別的に理解されてはならないであろう。
【産業上の利用可能性】
【００９４】
本発明は、バッテリーの負荷状態を感知し、軽負荷状態で重負荷状態より相対的に低いスイッチング頻度でスイッチング素子を動作させることにより、電力変換効率（力率）を改善できるようにした可変周波数力率制御充電装置に適用可能である。
【符号の説明】
【００９５】
１０ 常用電源部
１１ フィルター部
１２ 交流−直流変換部
１３ 力率補正回路
１４ 直流−直流変換部
１５ 充電フィルター部
１６ スイッチング部
１７ バッテリー
１８ 力率補正回路制御部
１９ 充電制御部
２０ バッテリー管理装置
２１、２２ インバーター
２３ ラッチ
２４ 比較部
２５ キャパシタ
２６ トランジスター
２７ 遅延部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、可変周波数力率制御充電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に電気自動車の主動力源として用いられるバッテリーは、電気自動車の走行によって充電されている電圧が放電されるため、一定時間及び距離を走行した後には必ず電気的な充電がなされなければならない。
【０００３】
電気自動車の主動力源であるバッテリーを充電する方式は大きく、システムによる分類と充電電流による分類とに分けられ、システムによる分類は、電気自動車に充電装置が含まれる搭載型充電方式と外部に別途に設けられる充電装置を利用する別置型充電方式とに分けられる。
【０００４】
また、充電電流による分類は、２０Ａ以下の電流で長時間充電する普通充電方式と３０Ａ以上の電流で短時間内に充電する急速充電方式とに分けられる。
【０００５】
通常的に、普通充電では車両に搭載されている搭載型充電装置を利用し、急速充電では外部に別途に設けられている別置型充電装置を利用する。
【０００６】
このような電気自動車の充電方式において、前記搭載型充電装置は、力率補正回路と、力率補正回路制御部、直流−直流変換部及び充電制御部で構成される。
【０００７】
ここで、前記力率補正回路制御部は、力率補正回路から出力される電圧と電流を感知し、力率補正回路上のスイッチング素子をスイッチング制御して力率を維持している。
【０００８】
このような充電装置において、バッテリーの状態が電力供給量の多い重負荷（抵抗値が小さい）状態から電力供給量が少ない軽負荷（抵抗値が大きい）状態に幅広く変化する際、広範囲の負荷領域で高効率化が要求される。
【０００９】
しかし、従来技術による充電装置において、軽負荷状態で依然として重負荷状態と同一のスイッチング頻度を有するパルス幅変調方式を用いて力率補正回路制御部が力率補正回路のスイッチング素子をスイッチングするため、力率補正回路の内部の電力消費量が相対的に大きくなり、重負荷に比べて軽負荷時に電力変換効率が顕著に落ちるという問題があった。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明は、上述のような従来技術の問題点を解決するために導き出されたものであり、バッテリーの負荷状態を感知し、軽負荷状態で重負荷状態より相対的に低いスイッチング頻度でスイッチング素子を動作させることにより、電力変換効率（力率）を改善できるようにした可変周波数力率制御充電装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上述のような目的を果たすための本発明は、交流電源の入力を受けて直流電源に変換して出力する交流−直流変換部；スイッチング素子を含んで、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記交流−直流変換部から出力される直流電源の力率を補正して出力する力率補正回路；前記力率補正回路から出力される直流電源をバッテリー充電用直流電源に変換して出力する直流−直流変換部；及び前記力率補正回路の出力直流電源に応じて前記力率補正回路のスイッチング素子をパルス信号のパルス幅を変調してスイッチング制御を遂行する時、バッテリー管理装置から出力されるバッテリーの負荷状態に応じて前記パルス信号の周波数を可変してスイッチング制御を遂行する力率補正回路制御部を含むことを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の前記力率補正回路制御部は、バッテリーの負荷状態が軽負荷状態である時に重負荷状態より相対的に低いスイッチング頻度を有するように、前記パルス信号の周波数を可変することを特徴とする。
【００１３】
また、本発明の前記力率補正回路制御部は、前記力率補正回路のスイッチング素子をスイッチング制御するために、パルス信号のパルス幅が変調されたパルス信号を出力するパルス幅変調器；及び前記パルス幅変調器から出力される前記パルス信号をバッテリー管理装置から出力されるバッテリーの負荷状態に応じて周波数を可変して、前記スイッチング素子のスイッチング制御を遂行するパルス周波数変調器を含むことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明の前記パルス周波数変調器は、前記バッテリー管理装置から負荷状態に比例する出力電圧と基準電圧の入力を受けて、入力された信号を比較して出力する比較部；電源電圧と連結された第１端子、接地電圧と連結された第２端子及び第３端子を有するトランジスター；前記トランジスターの前記第１及び第２端子の間に並列に連結されたキャパシタ；前記比較部の出力端と前記トランジスターの前記第１端子に連結され、周波数が可変されたパルス信号を出力するラッチ；及び前記周波数が可変されたパルス信号を遅延させて前記トランジスターの第３端子に提供する遅延部を含むことを特徴とする。
【００１５】
また、本発明は、前記交流電源の入力を受けて、高周波成分を除去して前記交流−直流変換部に出力するフィルター部をさらに含むことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、前記直流−直流変換部から出力される直流電源の入力を受けて、高周波成分を除去して前記バッテリーに出力する充電フィルター部をさらに含むことを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の前記交流−直流変換部は、４個のダイオードがブリッジ方式で連結されたブリッジ電波整流回路で構成されることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の前記力率補正回路は、前記交流−直流変換部の一つの端子に直列に連結されたインダクター；前記インダクターに直列かつ負荷端に向けて正方向に連結され、逆方向に流れる電流を遮断するブロッキングダイオード；前記インダクターの出力端に第１端子が連結され、第２端子が前記交流−直流変換部の他の端子に連結され、前記力率補正回路制御部から第３端子を介して印加されるスイッチング制御信号に応じてオン／オフ動作を遂行して、前記スイッチング素子としての機能を遂行するスイッチングトランジスター；及び前記ブロッキングダイオードの出力端子と前記交流−直流変換部の他の端子の間に連結された蓄積キャパシタを含むことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の前記直流−直流変換部は、前記力率補正回路から出力される直流電源を交流電源に変換する直流−交流変換器；前記直流−交流変換器から出力される交流電源を昇圧または減圧して出力する無接点変圧器；及び前記無接点変圧器から出力される昇圧または減圧された前記交流電源をバッテリー用直流電源に変換して出力する交流−直流変換器を含むことを特徴とする。
【００２０】
また、本発明の前記直流−交流変換器は、前記力率補正回路の出力側の一つの端子に第１端子が連結され、無接点変圧器の二つの端子夫々に第２端子が連結された一対のスイッチングトランジスター；前記無接点変圧器の二つの端子夫々に第１端子が連結され、前記力率補正回路の他側端子に第２端子が連結された他の一対のスイッチングトランジスター；及び前記無接点変圧器の２次側の巻線から逆流する電流を防止するために、夫々の前記スイッチングトランジスターの第１端子と第２端子の間に逆方向に連結された４個の逆並列ダイオードを含むことを特徴とする。
【００２１】
本発明の特徴及び利点は、添付図面に基づいた以下の詳細な説明によってさらに明らかになるであろう。
【００２２】
本発明の詳細な説明に先立ち、本明細書及び請求範囲に用いられた用語や単語は、通常的かつ辞書的な意味に解釈されてはならず、発明者が自らの発明を最善の方法で説明するために用語の概念を適切に定義することができるという原則にしたがって本発明の技術的思想にかなう意味と概念に解釈されるべきである。
【発明の効果】
【００２３】
上述のような本発明によると、バッテリーの負荷状態に応じる可変周波数で力率補正回路を制御することにより、バッテリーの状態が重負荷から軽負荷に変化される間に力率を一定に維持することができる。
【００２４】
また、本発明によると、バッテリーの負荷状態に応じる可変周波数で力率補正回路を制御することにより、スイッチング損失を減少させ、電力消耗を減らすことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の第１実施例による可変周波数力率制御充電装置のブロック図である。
【図２】図１の可変周波数力率制御充電装置の回路図である。
【図３】図２の力率補正回路の連続電流モード（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｕｒｒｅｎｔ ｍｏｄｅ；ＣＣＭ）の波形図である。
【図４】図２の力率補正回路の不連続電流モード（ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｕｒｒｅｎｔ ｍｏｄｅ；ＤＣＭ）の波形図である。
【図５】バッテリーに流れる電流（ＩＬｏａｄ）の変化につれて力率補正回路制御部から出力されるパルス信号を示す波形図である。
【図６】図２の直流−直流変換部で生成された波形の例示図である。
【図７】図１のパルス周波数変調部の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
本発明の目的、特定の長所及び新規の特徴は、添付図面に係わる以下の詳細な説明および好ましい実施例によってさらに明らかになるであろう。本明細書において、各図面の構成要素に参照番号を付け加えるに際し、同一の構成要素に限っては、たとえ異なる図面に示されても、できるだけ同一の番号を付けるようにしていることに留意しなければならない。また、本発明の説明において、係わる公知技術に対する具体的な説明が本発明の要旨を不必要にぼかす可能性があると判断される場合、その詳細な説明を省略する。
【００２７】
以下、添付の図面を参照して、本発明の好ましい実施例を詳細に説明する。
【００２８】
図１は、本発明の好ましい第１実施例による可変周波数力率制御充電装置のブロック図である。
【００２９】
図１を参照すると、本発明の第１実施例による可変周波数力率制御充電装置は、商用電源部１０、フィルター部１１、交流−直流変換部１２、力率補正回路１３、直流−直流変換部１４、充電フィルター部１５、スイッチング部１６、バッテリー１７、力率補正回路制御部１８、充電制御部１９、バッテリー管理装置（ＢＭＳ）２０を備えている。そして、前記力率補正回路制御部１８は、パルス幅変調器１８−１とパルス周波数変調器１８−２を含んでいる。
【００３０】
ここで、商用電源部１０は、系統電源に連結され、送電線路から交流電源の供給を受けてフィルター部１１に供給する。
【００３１】
前記フィルター部１１は、商用電源部１０に連結され、外部から入力された交流（ＡＣ）電源の不必要な高周波信号の干渉及びノイズを除去して通過させる。前記フィルター部１１としては、例えばＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）フィルターが用いられる。
【００３２】
そして、前記交流−直流変換部１２は、入力端が前記フィルター部１１の出力端に連結され、フィルター部１１を通過した交流電源の入力を受けて直流電源に変換させて出力する。
【００３３】
前記力率補正回路（ＰＦＣ）１３は、交流電源が前記交流−直流変換部１２を通過して整流される時、交流（ＡＣ）電源の電流波形と電圧波形の位相差による位相損失が最小化されるように力率を補正する。
【００３４】
次に、前記直流−直流変換部１４は、力率補正回路１３の出力端に連結され、力率補正回路１３から出力される直流電源の入力を受けて、電気自動車のバッテリー充電に適した直流電源に変化させて出力する。
【００３５】
このような前記直流−直流変換部１４は、例えば、擬似共振型フライバック（Ｑｕａｓｉ−Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｆｌｙｂａｃｋ）コンバーター、フォワード（Ｆｏｒｗａｒｄ）コンバーター、フル−ブリッジ（Ｆｕｌｌ−ｂｒｉｄｇｅ）コンバーター及びハーフ−ブリッジ（Ｈａｌｆ−ｂｒｉｄｇｅ）コンバーターなどが用いられることができる。
【００３６】
前記充電フィルター部１５は、前記直流−直流変換部１４に連結され、出力される直流電源の不必要な高周波信号の干渉及びノイズを除去して通過させる。このような充電フィルター部１５は選択的に含まれることができる。
【００３７】
前記スイッチング部１６は、直流−直流変換部１４または充電フィルター部１５とバッテリー１７の間に連結され、直流−直流変換部１４または充電フィルター部１５とバッテリー１７の間の電気的連結を導通または短絡させる機能を遂行する。
【００３８】
そして、バッテリー１７は、電気自動車に必要な電源を充電して放電する装置であり、２次電池が用いられる。
【００３９】
一方、力率補正回路制御部１８は、力率補正回路１３の出力端に連結され、力率補正回路１３から出力される直流値を感知して、力率補正回路１３に含まれたスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００４０】
この際、力率補正回路制御部１８は、バッテリー管理装置２０から充電制御部１９を経由したり、直接的にバッテリー充電状態による負荷情報の入力を受けて、重負荷である場合は高い周波数を用いたパルス幅変調を用いて（即ち、高い周波数に周波数を可変しながらパルス幅制御を遂行する可変周波数パルス幅制御を用いて）力率補正回路１３のスイッチング素子を駆動し、軽負荷状態では低い周波数を用いたパルス幅変調を用いて（即ち、低い周波数に周波数を可変しながらパルス幅制御を遂行する可変周波数パルス幅制御を用いて）力率補正回路１３のスイッチング素子を駆動することにより、軽負荷状態で不必要に高いスイッチング頻度によるスイッチング損失を抑制しながら力率を維持するようにする。
【００４１】
即ち、前記力率補正回路制御部１８は、力率補正回路１３のスイッチング素子に印加される制御用球形波をバッテリーの負荷状態に応じて、備えられたパルス幅変調器（ＰＷＭ）１８−１とパルス周波数変調器（ＰＦＭ）１８−２を通じてパルス幅（デューティ比（ｄｕｔｙ ｒａｔｅ））と周波数を調節することができる。
【００４２】
具体的には、前記パルス幅変調器１８−１は、半導体素子を含み、前記半導体素子のスイッチング速度に応じて球形波形態の電圧または電流波形のパルス幅を調節する。
【００４３】
一方、前記パルス周波数変調器１８−２は、前記半導体素子のスイッチング速度に応じて球形波形態の電圧または電流波形の周波数を調節する。
【００４４】
この際、前記パルス周波数変調器１８−２は、重負荷状態では高い周波数の球形波制御信号を生成して出力し、軽負荷状態では低い周波数の球形波制御信号を生成して出力して、軽負荷状態で不必要に高いスイッチング頻度によるスイッチング損失を抑制しながら力率を維持するようにする。
【００４５】
この際、前記パルス幅変調器１８−１によるパルス幅調節を先に遂行した後、前記パルス周波数変調器１８−２による周波数調節を遂行したり、前記パルス周波数変調器１８−２によって周波数調節を遂行した後、前記パルス幅変調器１８−１によってパルス幅調節を遂行することができる。
【００４６】
一般的に、バッテリー１７が重負荷状態から軽負荷状態に急速に変化される趨勢を考慮すると、このような趨勢に応じることができる前者の方式がより好ましい。
【００４７】
一方、充電制御部１９は、直流−直流変換部１４から出力される直流値を感知して直流−直流変換部１４を制御する。
【００４８】
そして、充電制御部１９は、バッテリー管理装置２０から伝送されるバッテリー１７の負荷状態情報の伝送を受けて力率補正回路制御部１８に伝送する。
【００４９】
勿論、充電制御部１９がバッテリー管理装置２０から伝送されるバッテリー１７の負荷状態を判断して、重負荷である場合は前記力率補正回路制御部１８を制御して出力される力率補正回路１３の制御信号の周波数を高めるように制御し、軽負荷である場合は前記力率補正回路制御部１８を制御して出力される力率補正回路１３の制御信号の周波数を低めるように制御することもできる。
【００５０】
この他にも、前記充電制御部１９は、バッテリー管理装置２０から充電装置とバッテリー１７との連結の可否及び充電電圧の伝送を受けて、充電電圧が基準値以下である場合はスイッチング部１６をオンさせて充電が行われるようにし、充電電圧が基準値以上である場合はスイッチング部１６をオフさせて直流−直流変換部１４とバッテリー１７の電気的連結を遮断するようにする。
【００５１】
次に、前記バッテリー管理装置２０は、バッテリー１７の充電時に諸般動作を管理し、バッテリー１７の負荷状態を感知して前記充電制御部１９や力率補正回路制御部１８に伝送する。
【００５２】
このように構成される可変周波数制御充電装置は、負荷状態を感知して、重負荷状態では高い周波数を用いて力率補正回路１３のスイッチング素子を駆動し、軽負荷状態では低い周波数で力率補正回路１３のスイッチング素子を動作させて、スイッチング頻度を低めることにより、スイッチング損失を抑制しながら力率を維持するようにする。
【００５３】
図２は、本発明の第１実施例による可変周波数力率制御充電装置の回路図である。
【００５４】
図２を参照すると、本発明の可変周波数力率制御充電装置を構成するフィルター部１１は、商用電源部１０の一端子に直列に連結された２個のインダクターＬ１１、Ｌ１２と、商用電源部１０の他端子に直列に連結された２個のインダクターＬ１３、Ｌ１４と、インダクターＬ１１とＬ１２の間と接地の間に連結されたキャパシタＣ１１及びインダクターＬ１３とＬ１４の間と接地の間に連結されたキャパシタＣ１２からなっている。
【００５５】
このように、前記フィルター部１１は、商用電源部１０にインダクターＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３、Ｌ１４が直列に連結され、キャパシタＣ１１、Ｃ１２が並列に連結されて、外部から入力された交流ＡＣ電源の不必要な高周波信号の干渉及びノイズを除去して通過させる。
【００５６】
ここで、前記フィルター部１１は、インダクター−キャパシタ−インダクターに連結される方式で具現したが、インダクターのみで具現したり、インダクターにキャパシタが連結された方式で具現することもできる。
【００５７】
次に、交流−直流変換部１２は、４個のダイオードＤ２１、Ｄ２２、Ｄ２３、Ｄ２４がブリッジ方式で連結されたブリッジ電波整流回路で構成され、このようなブリッジ電波整流回路は、周期的に陽と陰の二つの方向に変化する交流（ＡＣ）電源を電波整流して、一つ方向の電波整流波形を有する直流（ＤＣ）電源に変換する。
【００５８】
具体的には、前記ブリッジ電波整流回路の第１端子ａに陽の電流が印加されると第１ダイオードＤ２１及び第４ダイオードＤ２４がオン（ｏｎ）されて通過するようになり、前記ブリッジ回路の第２端子ｂに陰の電流が印加されると第２ダイオードＤ２２及び第３ダイオードＤ２３がオン（ｏｎ）されて通過するようになる。
【００５９】
従って、前記交流−直流変換部１２のブリッジ電波整流回路の両端の間に、即ち、第１端子ａと第２端子ｂの間に負荷を連結すると、前記ブリッジ回路を経た電流は、常に第１端子ａから第２端子ｂの方向に一定に流れるようになる。即ち、電流の方向が常に一定に維持される。
【００６０】
次に、力率補正回路１３は、交流−直流変換部１２の一つの端子に直列に連結されたインダクターＬ３１と、前記インダクターＬ３１に直列かつ負荷端に向けて正方向に連結され、逆方向に流れる電流を遮断するブロッキングダイオードＤ３１と、インダクターＬ３１の出力端にコレクター端子が連結され、エミッター端子が前記交流−直流変換部１２の他の端子に連結され、ベース端子が力率補正回路制御部１８に連結され、力率補正回路制御部１８から出力される可変周波数パルス幅制御信号に応じてオン／オフ動作を繰り返すスイッチングトランジスターＴｒ３１と、前記ダイオードＤ３１の出力端子と前記交流−直流変換部１２の他の端子の間に連結された蓄積キャパシタＣ３１とを備えている。
【００６１】
前記スイッチングトランジスターＴｒ３１のコレクター端子とエミッター端子の間には、ダイオードＤ３１が並列かつ逆方向に連結されている。
【００６２】
このような構成で力率補正回路１３は、交流−直流変換部１２から脈動する直流電圧を受信する。
【００６３】
そして、スイッチングトランジスターＴｒ３１がオンされると、交流−直流変換部１２からインダクターＬ３１及びスイッチングトランジスターＴｒ３１を介して電流が流れて、電磁気エネルギーがインダクターＬ３１の電磁場に蓄積される。
【００６４】
これと反対に、スイッチングトランジスターＴｒ３１がオフされると、インダクターＬ３１とブロッキングダイオードＤ３１を介して電流が流れて、インダクターＬ３１の電磁気エネルギーは蓄積キャパシタＣ３１に移動する。
【００６５】
前記力率補正回路１３の出力は、力率補正回路制御部１８によって調節された蓄積キャパシタＣ３１の両端の直流電圧である。
【００６６】
この際、図３に図示されたように、インダクターＬ３１を介して周期Ｔｓの間に連続的な電流が流れる場合を連続電流モード（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｕｒｒｅｎｔ ｍｏｄｅ、ＣＣＭ）とし、図４に図示されたように、周期Ｔｓの間にインダクターＬを介して流れる電流が部分的に遮断される場合を不連続電流モード（ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｕｒｒｅｎｔ ｍｏｄｅ、ＤＣＭ）とする。
【００６７】
前記力率補正回路１３が連続電流モードで動作する時スイッチングトランジスターＴｒ３１がオンされると、上述したように、交流−直流変換部１２からスイッチングトランジスターＴｒ３１を介して電流が流れて電磁気エネルギーがインダクターＬ３１の電磁場に蓄積される。この際、力率補正回路１３の出力電圧が時間が流れるにつれて小さくなると、インダクターＬ３１を介して逆方向電流が流れる不連続モードが存在する。
【００６８】
この際、力率補正回路制御部１８は、スイッチングトランジスターＴｒ３１がオフされるように制御して、スイッチングトランジスターＴｒ３１を介して流れる逆方向電流が遮断されるようにする。
【００６９】
このような前記力率補正回路制御部１８によるスイッチングトランジスターＴｒ３１の制御は、前記スイッチングトランジスターＴｒ３１のベースに印加されるパルス（球形波）信号のデューティ比を変化させることであり、パルス幅変調制御とすることができる。
【００７０】
一方、バッテリー１７に電源を供給する時、電力供給量が多い重負荷（出力抵抗値が小さい）から電力供給量が少ない軽負荷（出力抵抗値が大きい）に幅広くバッテリー１７の負荷状態が変化されるが、この際、広範囲な負荷領域で高効率化が要求される。
【００７１】
この場合、重負荷に比べて軽負荷時に電力変換効率（力率）が顕著に低下する傾向がある。その理由は、消費電力の全体で占めるスイッチング素子であるスイッチングトランジスターＴｒ３１のスイッチング損失が相対的に大きくなるためである。
【００７２】
本発明では、バッテリー１７の負荷状態に応じて電力変換効率の低下を改善するために、負荷状態に応じてスイッチング周期を変化させる周波数変調方式を加えて、スイッチングトランジスターＴｒ３１に対するスイッチング動作を制御する。
【００７３】
これをより具体的に説明すると、力率補正回路制御部１８は、負荷抵抗が小さくなると、即ち、出力電流が小さくなると、スイッチングトランジスターＴｒ３１のスイッチング頻度を減少させて（即ち、スイッチング制御信号のパルス信号の周波数周期を減少させて）、スイッチング動作による電力損失を減少させる。
【００７４】
反面、力率補正回路制御部１８は、負荷抵抗が大きい時（重負荷である時）、スイッチング頻度を増加させて（即ち、スイッチング制御信号のパルス信号の周波数周期を増加させて）、主にパルス幅変調方式に依存してスイッチングトランジスターＴｒ３１のスイッチング動作を遂行するように制御する。
【００７５】
これに係わり、図５は、バッテリー１７に流れる電流（ＩＬｏａｄ）の変化につれて力率補正回路制御部１８から出力されるパルス信号を示すが、バッテリー１７に流れる電流が増加すると出力されるパルス信号の周波数は高くなる。
【００７６】
これと反対に、バッテリー１７に流れる電流が減少すると、力率補正回路制御部１８から出力されるパルス信号の周波数は低くなる。
【００７７】
次に、直流−直流変換部１４は、直流−交流変換器１４−１と、無接点変圧器１４−２及び交流−直流変換器１４−３で構成される。
【００７８】
ここで、前記直流−交流変換器１４−１は、力率補正回路１３の出力側の一つの端子にコレクターが連結され、無接点変圧器１４−２の二つの端子夫々にエミッターが連結された一対のスイッチングトランジスターＴｒ４１、Ｔｒ４２と、無接点変圧器１４−２の二つの端子夫々にコレクターが連結され、力率補正回路１３の他側端子にエミッターが連結された一対のスイッチングトランジスターＴｒ４３、Ｔｒ４４とで構成されている。
【００７９】
そして、前記直流−交流変換器１４−１は、無接点変圧器１４−２の２次側の巻線から逆流する電流を防止するために、夫々のスイッチングトランジスターＴｒ４１、Ｔｒ４２、Ｔｒ４３、Ｔｒ４４のコレクターとエミッターの間に逆方向に連結された４個の逆並列ダイオードＤ４１、Ｄ４２、Ｄ４３、Ｄ４４で構成されている。
【００８０】
このように構成された前記直流−交流変換器１４−１は、図６に図示されたように、４個のスイッチングトランジスターのベース端子ＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３、ＳＰ４がスイッチングされて、無接点変圧器１４−２の２次側巻線にＶＴのような交流電流を提供する。
【００８１】
一方、無接点変圧器１４−２の１次側巻線は、直流−交流変換器１４−１に連結され、２次側巻線は交流−直流変換器１４−３に連結されている。
【００８２】
また、無接点変圧器１４−２の１次側巻線には、共振インダクターＬ４１と共振キャパシタＣ４１が直列に連結されていて、適切な素子値の選択によって最大電力の伝送が可能であるようにする。
【００８３】
このような無接点変圧器１４−２は、１次側巻線に印加される電圧と電流を巻線比に応じて昇圧または減圧し、２次側巻線に伝達して、交流−直流変換器１４−３に一定の電流が印加されるようにする。
【００８４】
そして、前記交流−直流変換器１４−３は、４個のダイオードＤ４５、Ｄ４６、Ｄ４７、Ｄ４８がブリッジ方式で連結されたブリッジ電波整流回路で構成され、第１端子ｃに陽の電流が印加されると第１ダイオードＤ４５及び第４ダイオードＬ４８がオン（ｏｎ）されて通過するようになり、前記ブリッジ回路の第２端子ｄに陰の電流が印加されると第２ダイオードＬ４６及び第３ダイオードＬ４７がオン（ｏｎ）されて通過するようになる。
【００８５】
従って、交流−直流変換器１４−３のブリッジ電波整流回路の両端の間に、即ち、第１端子ｃと第２端子ｄの間に負荷を連結すると、前記ブリッジ回路を経た電流は常に第１端子ｃから第２端子ｄの方向に一定に流れるようになる。
【００８６】
次に、充電フィルター部１５は、直流−直流変換部１４の両端子の間に並列に連結されたキャパシタＣ５１と、直流−直流変換部１４の一片の端子に直列に連結されたインダクターＬ５１とを含んでいる。
【００８７】
このようなキャパシタＣ５１とインダクターＬ５１は帯域通過フィルターを構成して、前記直流−直流変換部１４から出力される直流電源の不必要な高周波信号の干渉及びノイズを除去して通過させる。
【００８８】
図７は、図１に図示されたパルス周波数変調器を示す図面である。
【００８９】
図７を参照すると、パルス周波数変調器は、インバーター２１、２２、ラッチ２３、比較部２４、キャパシタ２５、ＮＭＯＳトランジスター２６及び遅延部２７を含んでいる。
【００９０】
比較部２４は、バッテリー管理装置から負荷状態に比例するように出力される出力電圧ＶＯＵＴと基準電圧ＶＲＥＦ１の入力を受けて、比較信号をラッチ２３の入力端Ｓに出力する。キャパシタ２５は電源電圧Ｖｄと接地電圧の間に連結される。ＮＭＯＳトランジスター２６は、電源電圧Ｖｄと接地電圧の間に連結され、遅延部２７の出力によって制御される。
【００９１】
ラッチ２３は、Ｒ−Ｓラッチで構成され、入力端Ｓは比較部２４から出力される比較信号と連結され、入力端Ｒはキャパシタ２５及びＮＭＯＳトランジスター２６の連結ノードと連結される。
【００９２】
ラッチ２３の出力Ｑは、遅延部２７及びインバーター２２に提供される。インバーター２１、２２は、ラッチ２３の出力Ｑに直列に連結されてパルス信号を出力する。
【００９３】
以上、本発明の好ましい実施例に対して図示及び説明したが、本発明は、上述の特定実施例に限定されず、請求範囲にて請求する本発明の旨を外れずに、当該発明が属する技術分野にて通常の知識を有する者により多様な変形実施が可能であることは勿論であり、このような変形実施は本発明の技術的思想や展望から個別的に理解されてはならないであろう。
【産業上の利用可能性】
【００９４】
本発明は、バッテリーの負荷状態を感知し、軽負荷状態で重負荷状態より相対的に低いスイッチング頻度でスイッチング素子を動作させることにより、電力変換効率（力率）を改善できるようにした可変周波数力率制御充電装置に適用可能である。
【符号の説明】
【００９５】
１０ 常用電源部
１１ フィルター部
１２ 交流−直流変換部
１３ 力率補正回路
１４ 直流−直流変換部
１５ 充電フィルター部
１６ スイッチング部
１７ バッテリー
１８ 力率補正回路制御部
１９ 充電制御部
２０ バッテリー管理装置
２１、２２ インバーター
２３ ラッチ
２４ 比較部
２５ キャパシタ
２６ トランジスター
２７ 遅延部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の入力を受けて直流電源に変換して出力する交流−直流変換部；
スイッチング素子を含んで、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記交流−直流変換部から出力される直流電源の力率を補正して出力する力率補正回路；
前記力率補正回路から出力される直流電源をバッテリー充電用直流電源に変換して出力する直流−直流変換部；及び
前記力率補正回路の出力直流電源に応じて前記力率補正回路のスイッチング素子をパルス信号のパルス幅を変調してスイッチング制御を遂行する時、バッテリー管理装置から出力されるバッテリーの負荷状態に応じて前記パルス信号の周波数を可変してスイッチング制御を遂行する力率補正回路制御部を含む可変周波数力率制御充電装置。
【請求項２】
前記力率補正回路制御部は、
バッテリーの負荷状態が軽負荷状態である時に重負荷状態より相対的に低いスイッチング頻度を有するように、前記パルス信号の周波数を可変することを特徴とする請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項３】
前記力率補正回路制御部は、
前記力率補正回路のスイッチング素子をスイッチング制御するために、パルス信号のパルス幅が変調されたパルス信号を出力するパルス幅変調器；及び
前記パルス幅変調器から出力される前記パルス信号をバッテリー管理装置から出力されるバッテリーの負荷状態に応じて周波数を可変して、前記スイッチング素子のスイッチング制御を遂行するパルス周波数変調器を含む請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項４】
前記パルス周波数変調器は、
前記バッテリー管理装置から負荷状態に比例する出力電圧と基準電圧の入力を受けて、入力された信号を比較して出力する比較部；
電源電圧と連結された第１端子、接地電圧と連結された第２端子及び第３端子を有するトランジスター；
前記トランジスターの前記第１及び第２端子の間に並列に連結されたキャパシタ；
前記比較部の出力端と前記トランジスターの前記第１端子に連結され、周波数が可変されたパルス信号を出力するラッチ；及び
前記周波数が可変されたパルス信号を遅延させて前記トランジスターの第３端子に提供する遅延部を含む請求項３に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項５】
前記交流電源の入力を受けて、高周波成分を除去して前記交流−直流変換部に出力するフィルター部をさらに含む請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項６】
前記直流−直流変換部から出力される直流電源の入力を受けて、高周波成分を除去して前記バッテリーに出力する充電フィルター部をさらに含む請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項７】
前記交流−直流変換部は、４個のダイオードがブリッジ方式で連結されたブリッジ電波整流回路で構成されることを特徴とする請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項８】
前記力率補正回路は、
前記交流−直流変換部の一つの端子に直列に連結されたインダクター；
前記インダクターに直列かつ負荷端に向けて正方向に連結され、逆方向に流れる電流を遮断するブロッキングダイオード；
前記インダクターの出力端に第１端子が連結され、第２端子が前記交流−直流変換部の他の端子に連結され、前記力率補正回路制御部から第３端子を介して印加されるスイッチング制御信号に応じてオン／オフ動作を遂行して、前記スイッチング素子としての機能を遂行するスイッチングトランジスター；及び
前記ブロッキングダイオードの出力端子と前記交流−直流変換部の他の端子の間に連結された蓄積キャパシタを含む請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項９】
前記直流−直流変換部は、
前記力率補正回路から出力される直流電源を交流電源に変換する直流−交流変換器；
前記直流−交流変換器から出力される交流電源を昇圧または減圧して出力する無接点変圧器；及び
前記無接点変圧器から出力される昇圧または減圧された前記交流電源をバッテリー用直流電源に変換して出力する交流−直流変換器を含む請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項１０】
前記直流−交流変換器は、
前記力率補正回路の出力側の一つの端子に第１端子が連結され、無接点変圧器の二つの端子夫々に第２端子が連結された一対のスイッチングトランジスター；
前記無接点変圧器の二つの端子夫々に第１端子が連結され、前記力率補正回路の他側端子に第２端子が連結された他の一対のスイッチングトランジスター；及び
前記無接点変圧器の２次側の巻線から逆流する電流を防止するために、夫々の前記スイッチングトランジスターの第１端子と第２端子の間に逆方向に連結された４個の逆並列ダイオードを含む請求項９に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項１】
交流電源の入力を受けて直流電源に変換して出力する交流−直流変換部；
スイッチング素子を含んで、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記交流−直流変換部から出力される直流電源の力率を補正して出力する力率補正回路；
前記力率補正回路から出力される直流電源をバッテリー充電用直流電源に変換して出力する直流−直流変換部；及び
前記力率補正回路の出力直流電源に応じて前記力率補正回路のスイッチング素子をパルス信号のパルス幅を変調してスイッチング制御を遂行する時、バッテリー管理装置から出力されるバッテリーの負荷状態に応じて前記パルス信号の周波数を可変してスイッチング制御を遂行する力率補正回路制御部を含む可変周波数力率制御充電装置。
【請求項２】
前記力率補正回路制御部は、
バッテリーの負荷状態が軽負荷状態である時に重負荷状態より相対的に低いスイッチング頻度を有するように、前記パルス信号の周波数を可変することを特徴とする請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項３】
前記力率補正回路制御部は、
前記力率補正回路のスイッチング素子をスイッチング制御するために、パルス信号のパルス幅が変調されたパルス信号を出力するパルス幅変調器；及び
前記パルス幅変調器から出力される前記パルス信号をバッテリー管理装置から出力されるバッテリーの負荷状態に応じて周波数を可変して、前記スイッチング素子のスイッチング制御を遂行するパルス周波数変調器を含む請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項４】
前記パルス周波数変調器は、
前記バッテリー管理装置から負荷状態に比例する出力電圧と基準電圧の入力を受けて、入力された信号を比較して出力する比較部；
電源電圧と連結された第１端子、接地電圧と連結された第２端子及び第３端子を有するトランジスター；
前記トランジスターの前記第１及び第２端子の間に並列に連結されたキャパシタ；
前記比較部の出力端と前記トランジスターの前記第１端子に連結され、周波数が可変されたパルス信号を出力するラッチ；及び
前記周波数が可変されたパルス信号を遅延させて前記トランジスターの第３端子に提供する遅延部を含む請求項３に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項５】
前記交流電源の入力を受けて、高周波成分を除去して前記交流−直流変換部に出力するフィルター部をさらに含む請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項６】
前記直流−直流変換部から出力される直流電源の入力を受けて、高周波成分を除去して前記バッテリーに出力する充電フィルター部をさらに含む請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項７】
前記交流−直流変換部は、４個のダイオードがブリッジ方式で連結されたブリッジ電波整流回路で構成されることを特徴とする請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項８】
前記力率補正回路は、
前記交流−直流変換部の一つの端子に直列に連結されたインダクター；
前記インダクターに直列かつ負荷端に向けて正方向に連結され、逆方向に流れる電流を遮断するブロッキングダイオード；
前記インダクターの出力端に第１端子が連結され、第２端子が前記交流−直流変換部の他の端子に連結され、前記力率補正回路制御部から第３端子を介して印加されるスイッチング制御信号に応じてオン／オフ動作を遂行して、前記スイッチング素子としての機能を遂行するスイッチングトランジスター；及び
前記ブロッキングダイオードの出力端子と前記交流−直流変換部の他の端子の間に連結された蓄積キャパシタを含む請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項９】
前記直流−直流変換部は、
前記力率補正回路から出力される直流電源を交流電源に変換する直流−交流変換器；
前記直流−交流変換器から出力される交流電源を昇圧または減圧して出力する無接点変圧器；及び
前記無接点変圧器から出力される昇圧または減圧された前記交流電源をバッテリー用直流電源に変換して出力する交流−直流変換器を含む請求項１に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【請求項１０】
前記直流−交流変換器は、
前記力率補正回路の出力側の一つの端子に第１端子が連結され、無接点変圧器の二つの端子夫々に第２端子が連結された一対のスイッチングトランジスター；
前記無接点変圧器の二つの端子夫々に第１端子が連結され、前記力率補正回路の他側端子に第２端子が連結された他の一対のスイッチングトランジスター；及び
前記無接点変圧器の２次側の巻線から逆流する電流を防止するために、夫々の前記スイッチングトランジスターの第１端子と第２端子の間に逆方向に連結された４個の逆並列ダイオードを含む請求項９に記載の可変周波数力率制御充電装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−９０５１５（Ｐ２０１２−９０５１５Ａ）
【公開日】平成２４年５月１０日（２０１２．５．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２９０４２１（Ｐ２０１０−２９０４２１）
【出願日】平成２２年１２月２７日（２０１０．１２．２７）
【出願人】（５９４０２３７２２）サムソン エレクトロ−メカニックス カンパニーリミテッド． (1,585)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年５月１０日（２０１２．５．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１２月２７日（２０１０．１２．２７）
【出願人】（５９４０２３７２２）サムソン エレクトロ−メカニックス カンパニーリミテッド． (1,585)
【Ｆターム（参考）】
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