変位検出装置
【課題】 可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が反比例する変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ること。
【解決手段】 変位検出装置は、変位検出用コンデンサＣ１，Ｃ２，スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＮＯＲ回路ＮＯＲ１，ＮＯＲ２を有する。スイッチＳＷ１は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘによってオンオフ制御され、コンデンサＣ１を定電流回路に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える。スイッチＳＷ２は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙによってオンオフ制御され、コンデンサＣ２を定電流回路に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える。ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の一方の入力にはコンデンサＣ１の充電電圧が入力され、他方の入力にはＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙが入力されている。
【解決手段】 変位検出装置は、変位検出用コンデンサＣ１，Ｃ２，スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＮＯＲ回路ＮＯＲ１，ＮＯＲ２を有する。スイッチＳＷ１は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘによってオンオフ制御され、コンデンサＣ１を定電流回路に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える。スイッチＳＷ２は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙによってオンオフ制御され、コンデンサＣ２を定電流回路に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える。ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の一方の入力にはコンデンサＣ１の充電電圧が入力され、他方の入力にはＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙが入力されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変位検出用コンデンサを用いた変位検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
固定部分と、固定部分に対して相対的に変位する可動部分とで構成されるシステムにおいて、その相対的変位量を検出して制御を行う変位制御や、変位量が０になるように制御する位置サーボ制御が行われている。これらの変位量を検出する方法として、差動トランス方式や静電容量変化方式が提案されているが、外部磁界の影響を受けないという利点から静電容量変化方式が使用されることが多い（例えば、特許文献１参照）。静電容量変化方式においては、図６〜図８に示すように、固定部分および可動部分のそれぞれに電極が設けられ、その電極で構成される２つのコンデンサの容量変化によって相対位置が検出される。
【０００３】
図６に示す変位検出用コンデンサ１００は、固定部分１０１に形成された円筒状の貫通孔に、円柱状の可動部分１０２が貫通して形成されている。図６（ａ）において、可動部分１０２は左右方向に移動可能である。固定部分１０１の貫通孔を形成する壁面に、同じ面積を有する円筒状の電極Ａ、及び、電極Ｂが取付けられている。可動部分１０２の外周には、電極ＡおよびＢに対して距離ｄだけ離れた位置に、電極ＡおよびＢと同じ面積を有する円筒状の電極Ｃが取付けられている。
【０００４】
可動部分１０２が図６（ａ）の中央位置（基準位置）にある場合に、電極Ｃと電極Ａとの対向面積、及び、電極Ｃと電極Ｂとの対向面積が同じになるように設定すると、可動部分１０２がΔｘだけ左に変位した場合には、電極Ｃと電極Ａとの対向面積、及び、電極Ｃと電極Ｂとの対向面積が共に変化するので、電極Ａ−Ｃ間容量Ｃ1は、Ｃ1＝Ｃo＋ｋcΔｘ、電極Ｂ−Ｃ間容量Ｃ2は、Ｃ2＝Ｃo−ｋcΔｘとなる。なお、Ｃoは基準位置におけるコンデンサの容量、ｋcは比例定数である。ここで変位は相対変位であるので、固定部分と可動部分が逆であってもよい。
【０００５】
図７に示す変位検出用コンデンサ２００は、円盤を二つ領域に分割し、各半円部分を電極ＡおよびＢとした固定部分２０１と、固定部分２０１と同じ半径の円盤であり、半円部分を電極Ｃとした可動部分２０２とが、同軸上に、電極ＡおよびＢと電極Ｃとが一定の距離ｄだけ離れるように配置され、固定部分２０１に対して可動部分２０２が回動可能になっている。
【０００６】
電極Ｃと電極Ａとの対向面積、及び、電極Ｃと電極Ｂとの対向面積が等しくなる位置（角度）を基準位置（基準角度）とし、基準位置より角度Δθだけ図７において反時計回りに可動部分が回動したとすると、電極Ｃと電極Ａとの対向面積、及び、電極Ｃと電極Ｂとの対向面積が共に変化するので、電極Ａ−Ｃ間容量Ｃ1は、Ｃ1＝Ｃo＋ｋcΔθ、電極Ｂ−Ｃ間容量Ｃ2は、Ｃ2＝Ｃo−ｋcΔθとなる。なお、Ｃoは基準位置におけるコンデンサ容量、ｋcは比例定数である。ここで変位角は相対変位角であるので、固定部分と可動部分が逆であってもよい。
【０００７】
図８に示す変位検出用コンデンサ３００は、図６の変位検出用コンデンサ１００と類似しているが、可動部分３０２の変位によって、電極Ａと電極Ｃとの対向面積Ｓ、及び、電極Ｂと電極Ｃとの対向面積Ｓは一定であり、各々の電極間距離ｄが変化するように構成されている。ここで、電極Ａ−Ｃ間距離をｄ1、電極Ｂ−Ｃ間距離をｄ2、電極間対向面積をＳ、誘電率をεとすると、Ｃ1＝εＳ／ｄ1、Ｃ2＝εＳ／ｄ2で表される。基準位置から図の右方向への変位をΔｘとすると、ｄ1＝ｄo−Δｘ、ｄ2＝ｄo＋Δｘ（ここで、ｄoは基準位置における各電極間距離）であるので、各容量は、Ｃ1＝εＳ／（ｄo−Δｘ）、Ｃ2＝εＳ／（ｄo＋Δｘ）となる。
【０００８】
図６〜図８の変位検出用コンデンサは、図９に示すように２つのコンデンサＣ１、Ｃ２を接続した回路として表すことができ、可動部分の変位によって一方のコンデンサの容量が増加すれば、他方のコンデンサの容量が減少する構成となっている。
【０００９】
上記のように構成された変位検出用コンデンサの可動部分の変位に対する容量変化を検出する回路として、図１０に示すような同期検波型の検出回路が提案されている。図１０では、変位検出用のコンデンサＣ１、Ｃ２の共通電極側（電極Ｃ）がオペアンプの反転入力端子（仮想接地）に接続され、他方の各電極は、それぞれ振幅が同じで逆相関係となっている矩形波発振出力に接続されている。
【００１０】
従って、オペアンプの反転入力端子に流れ込む電流は、Ｃ１、Ｃ２の内、容量の大きい方の入力矩形波位相であり、電流値は２つの容量の差の絶対値に比例する。すなわち、前段の増幅器の出力はＣ２−Ｃ１に比例した矩形波出力となり、それを一方の極性で同期検波し、ＬＰＦによって矩形波成分を除去することにより、変位の方向（出力電位の正負）と変位量（出力電圧の絶対値）とを検出することができる。
【００１１】
しかし、この検出回路においては、２つのコンデンサＣ１、Ｃ２の容量の差に比例した出力を得ることになるので、Ｃ１−Ｃ２が変位量Δｘ、又は、変位角Δθに比例する場合には有効であるが、比例しない場合（例えば反比例する場合）には線形な変位を検出することができない。
【００１２】
例えば、図６の場合にはＣ１−Ｃ２＝２ｋｃΔｘであり、図７の場合にはＣ１−Ｃ２＝２ｋｃΔθであり、いずれも変位または変位角が対向面積の変化であるので、それぞれ変位もしくは変位角に比例した検出出力を得ることができる。しかし、図８の場合には、変位が電極間距離の変化として現われ、容量が変位に反比例することになるので、Ｃ１−Ｃ２＝２εＳΔｘ／（ｄo２−Δｘ２）であり、変位Δｘが分母にも現われ、Ｃ１−Ｃ２は変位に比例せず、その結果、変位に比例した検出出力を得ることができない。また、検出のため別に矩形波発振器（発振回路）を必要とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００９−２２２６５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
本発明は上記従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が反比例する変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ることができる変位検出装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の好ましい実施形態による変位検出装置は、固定部分と、前記固定部分に対して変位する可動部分とを有し、前記固定部分および前記可動部分の内の一方が、第１電極および第２電極を含み、前記固定部分および前記可動部分の内の他方が、前記第１電極および前記第２電極に対向する部分に第３電極を含み、前記第１電極と前記第３電極とにより第１コンデンサが構成され、前記第２電極と前記第３電極とにより第２コンデンサが構成され、前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサの一方の容量が増加するときに、他方の容量が減少する変位検出用コンデンサと、前記第１コンデンサ、及び、前記第２コンデンサの内の一方を定電流によって充電させている期間に、他方のコンデンサを放電させ、充電中のコンデンサの充電電圧が基準電圧に到達したとき、前記第１コンデンサ、及び、前記第２コンデンサの充電および放電を切換えるスイッチ手段と、前記第１コンデンサの充電期間中には第１レベルであり、前記第２コンデンサの充電期間中には第２レベルである第１出力信号の平均値と、前記第１コンデンサの充電期間中には前記第２レベルであり、前記第２コンデンサの充電期間中には前記第１レベルである第２出力信号の平均値との差を出力する出力手段とを備える。
【００１６】
好ましい実施形態においては、前記スイッチ手段が、第１ＮＯＲ回路から出力される前記第１出力信号によって制御され、前記第１コンデンサを前記定電流を出力する定電流回路に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える第１スイッチ素子と、第２ＮＯＲ回路から出力される前記第２出力信号によって制御され、前記第２コンデンサを前記定電流回路に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える第２スイッチ素子と、一方の入力に前記第１コンデンサの充電電圧が供給され、他方の入力に前記第２ＮＯＲ回路からの前記第２出力信号が入力され、前記第１出力信号を前記第１スイッチ素子の入力に供給する前記第１ＮＯＲ回路と、一方の入力に前記第２コンデンサの充電電圧が供給され、他方の入力に前記第１ＮＯＲ回路からの前記第１出力信号が入力され、前記第２出力信号を前記第２スイッチ素子の入力に供給する前記第２ＮＯＲ回路とを有する。
【００１７】
好ましい実施形態においては、前記第１コンデンサの容量をＣ１、前記第２コンデンサの容量をＣ２とすると、前記出力手段の出力が（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）に比例する。
【発明の効果】
【００１８】
可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が反比例する変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を出力することができる変位検出装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の好ましい実施形態による変位検出装置１を示す回路ブロック図である。
【図２】ＮＯＲ回路ＮＯＲ１、ＮＯＲ２の出力と、スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２の動作との関係を示す図である。
【図３】本発明の好ましい実施形態による変位検出装置１の詳細回路図である。
【図４】インバータＩＮＶ、ＩＮＶ２の内部構成を示す回路図である。
【図５】コンデンサＣ１、Ｃ２の充電電圧と、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１、ＮＯＲ２の出力との関係を示すタイミングチャートである。
【図６】変位検出用コンデンサの構造を示す図である。
【図７】変位検出用コンデンサの構造を示す図である。
【図８】変位検出用コンデンサの構造を示す図である。
【図９】変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２の接続関係を示す回路図である。
【図１０】従来の変位検出回路を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の好ましい実施形態による変位検出装置について、図面を参照して具体的に説明するが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。
【００２１】
図１は、本実施形態の変位検出装置（以下、変位検出回路という。）１を示す回路ブロック図である。図３は、変位検出回路１の詳細回路図である。変位検出回路１は、変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２と、定電流回路２と、スイッチ手段と、出力手段とを概略備える。
【００２２】
変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２は、図６〜図８のいずれかのものが採用され、詳細な構成は上記背景技術で説明した通りである。つまり、変位検出用コンデンサは、固定部分と、固定部分に対して変位する可動部分とを有する。固定部分および可動部分の内の一方は、電極Ａ、及び、電極Ｂを含み、固定部分および可動部分の内の他方は、電極Ａ及び電極Ｂに対向する部分に電極Ｃを含む。電極Ａと電極ＣとによりコンデンサＣ１が構成され、電極Ｂと電極ＣとによりコンデンサＣ２が構成されている。
【００２３】
図６、図７においては、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量差Ｃ１−Ｃ２は、固定部分と可動部分との相対変位量に比例し、コンデンサＣ１、Ｃ２の一方の容量が増加するときに、他方の容量が減少する。図８においては、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量差Ｃ１−Ｃ２は、固定部分と可動部分との相対変位量に反比例し、コンデンサＣ１、Ｃ２の一方の容量が増加するときに、他方の容量が減少する。図１に示すように、コンデンサＣ１、Ｃ２の共通電極側（電極Ｃ）は接地電位に接続されている。
【００２４】
定電流回路２は、コンデンサＣ１、Ｃ２の内の一方に対して定電流Ｉｏを供給する回路であり、一般的な定電流回路が採用されている。
【００２５】
スイッチ手段は、コンデンサＣ１、Ｃ２の内の一方を定電流回路２に接続し、定電流Ｉｏによって充電させている期間に、他方のコンデンサを接地電位に接続し、放電させ、充電中のコンデンサの充電電圧が基準電圧に到達したとき、コンデンサＣ１、Ｃ２の充電および放電を切換える。
【００２６】
スイッチ手段は、スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２と、ＲＳフリップフロップ回路３とを有する。ＲＳフリップフロップ回路３は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１、ＮＯＲ２を含む。ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の一方の入力は、コンデンサＣ１の共通電極側でない電極（電極Ａ）に接続され、その他方の入力は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力端子に接続され、その出力端子は、スイッチ素子ＳＷ１の入力に接続されている。ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の一方の入力は、コンデンサＣ２の共通電極側でない電極（電極Ｂ）に接続され、その他方の入力は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力端子に接続され、その出力端子は、スイッチ素子ＳＷ２の入力に接続されている。
【００２７】
スイッチ素子ＳＷ１は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘによって制御され、コンデンサＣ１の共通電極側でない電極を定電流回路２に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える。つまり、スイッチ素子ＳＷ１は、図２に示すように、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘが第１レベル（本例ではハイレベル）であるときに、オン状態となり、コンデンサＣ１の共通電極側でない電極を定電流回路２に接続させる。その結果、コンデンサＣ１を定電流Ｉｏによって充電させる。一方、スイッチ素子ＳＷ１は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘが第２レベル（本例ではローレベル）であるときに、オフ状態となり、コンデンサＣ１の共通電極側でない電極を接地電位に接続させる。その結果、コンデンサＣ１を放電させる。
【００２８】
スイッチ素子ＳＷ２は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙによって制御され、コンデンサＣ２の共通電極側でない電極を定電流回路２に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える。つまり、スイッチ素子ＳＷ２は、図２に示すように、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙがハイレベルであるときに、オン状態となり、コンデンサＣ２の共通電極側でない電極を定電流回路２に接続させる。その結果、コンデンサＣ２を定電流Ｉｏによって充電させる。一方、スイッチ素子ＳＷ２は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙがローレベルであるときに、オフ状態となり、コンデンサＣ２の共通電極側でない電極を接地電位に接続させる。その結果、コンデンサＣ２を放電させる。
【００２９】
例えば、スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２には、図３に示すように１ｇａｔｅ−ＣＯＭＳインバータ（例えば東芝製のＴＣ７ＳＵ０４Ｆ）ＩＮＶ１、ＩＮＶ２がそれぞれ採用される。図４は、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の内部構成を示す回路図である。例えば、インバータＩＮＶ１について説明すると、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘがハイレベルのとき、ＰＭＯＳがオン、ＮＭＯＳがオフになるので、定電流回路２がコンデンサＣ１に接続される。一方、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘがローレベルのとき、ＰＭＯＳがオフ、ＮＭＯＳがオンになるので、コンデンサＣ１が接地電位に接続される。
【００３０】
図５に示すように、時刻ｔ１において、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘがハイレベルに、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙがローレベルになったとする。スイッチＳＷ１はオン状態に、スイッチＳＷ２はオフ状態になり、コンデンサＣ１は定電流回路２に接続され、定電流Ｉｏによって時刻ｔ１からｔ２にかけて徐々に充電され（Ｖａ参照）、コンデンサＣ２は時刻ｔ１に接地電位に接続され瞬時に放電される（Ｖｂ参照）。
【００３１】
時刻ｔ２において、コンデンサＣ１の充電電圧ＶａがＮＯＲ回路ＮＯＲ１の基準電圧Ｖｒｅｆに達すると、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘがローレベルに反転し、その結果、スイッチＳＷ１がオフ状態になる。従って、コンデンサＣ１は時刻ｔ２に接地電位に接続され瞬時に放電される。このとき、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の両入力がローレベルとなるので、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙはハイレベルに反転し、スイッチＳＷ２がオン状態になる。従って、コンデンサＣ２は定電流回路２に接続され定電流Ｉｏによって時刻ｔ２からｔ３にかけて徐々に充電される（Ｖｂ参照）。
【００３２】
時刻ｔ３において、コンデンサＣ２の充電電圧ＶｂがＮＯＲ回路ＮＯＲ２の基準電圧Ｖｒｅｆに達すると、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙがローレベルに反転し、スイッチＳＷ２がオフ状態になる。従って、コンデンサＣ２は時刻ｔ３に接地電子に接続され瞬時に放電される。このとき、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の両入力がローレベルとなるので、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘはハイレベルに反転し、スイッチＳＷ１がオン状態になる。従って、コンデンサＣ１は定電流回路２に接続され定電流Ｉｏによって徐々に充電される（Ｖａ参照）。以後、上記の動作が繰り返される。
【００３３】
図１に戻って、出力手段は、コンデンサＣ１の充電期間中にはハイレベルであり、コンデンサＣ２の充電期間中にはローレベルである上記出力Ｘの平均値と、コンデンサＣ１の充電期間中にはローレベルであり、コンデンサＣ２の充電期間中にはハイレベルである上記出力Ｙの平均値との差を生成し、出力する。
【００３４】
出力手段は、出力Ｘ、出力Ｙを生成するＲＳフリップフロップ回路３と、出力Ｘの平均値と、出力Ｙの平均値との差を生成する差動手段４と、差動手段４の出力から高周波成分（矩形波成分）を除去するＬＰＦ（低域通過フィルタ）５とを有する。
【００３５】
差動手段４とＬＰＦ５とは、図３に示すように、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、コンデンサＣ３〜Ｃ４、および、オペアンプ６を含む差動ＬＰＦによって構成されている。ここで、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値は等しく、コンデンサＣ３とＣ４との容量は等しい。これにより、差動ＬＰＦは、出力Ｘの平均値から、出力Ｙの平均値を減算した信号を出力することができる。
【００３６】
以下、変位検出回路１が、図６〜図８のいずれの変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を用いた場合でも、可動部分の変位に比例した検出出力を得ることができることを説明する。図５に示すように、出力Ｘがハイレベルであり、出力Ｙがローレベルである期間をパルス幅Ｔ１、出力Ｘがローレベルであり、出力Ｙがハイレベルである期間をパルス幅Ｔ２とすると、Ｔ１、Ｔ２はそれぞれ次式で表される。
Ｔ１＝Ｖｒｅｆ・Ｃ１／Ｉｏ （式１）
Ｔ２＝Ｖｒｅｆ・Ｃ２／Ｉｏ （式２）
【００３７】
ここで、Ｔ１＋Ｔ２がコンデンサＣ１、Ｃ２の可動部分の変位周期よりも十分に短くなるように定電流Ｉｏを設定するなら、出力Ｘの平均値Ｖａｖｅ（ｘ）、出力Ｙの平均値Ｖａｖｅ（ｙ）はそれぞれ次式で表される。
Ｖａｖｅ（ｘ）＝Ｔ１・Ｖｄｄ／（Ｔ１＋Ｔ２） （式３）
Ｖａｖｅ（ｙ）＝Ｔ２・Ｖｄｄ／（Ｔ１＋Ｔ２） （式４）
ここで、Ｖｄｄは、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１、ＮＯＲ２の電源電圧である（Ｖｓｓ＝０としている）。
【００３８】
従って、出力Ｘの平均値と、出力Ｙの平均値との差を出力Ｖａｖｅとすると、Ｖａｖｅは次式で表される。
Ｖａｖｅ＝Ｖａｖｅ（ｘ）−Ｖａｖｅ（ｙ）＝（Ｔ１−Ｔ２）・Ｖｄｄ／（Ｔ１＋Ｔ２） （式５）
このように、（Ｔ１−Ｔ２）／（Ｔ１＋Ｔ２）に比例した出力を得ることができる。
【００３９】
（Ｔ１−Ｔ２）／（Ｔ１＋Ｔ２）をＣ１、Ｃ２を使って変形すると、次式になる。
【数１】
従って、検出出力Ｖａｖｅは、（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）に比例する。
【００４０】
ここで、図６の変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を用いる場合、上記の通り、Ｃ1＝Ｃo＋ｋcΔｘ、Ｃ2＝Ｃo−ｋcΔｘであるので、（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）は次式に変形される。
（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）＝ｋcΔｘ／Ｃo （式７）
従って、検出出力Ｖａｖｅは、変位量Δｘに比例する。
【００４１】
図７の変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を用いる場合、上記の通り、Ｃ1＝Ｃo＋ｋcΔθ、Ｃ2＝Ｃo−ｋcΔθであるので、（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）は次式に変形される。
（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）＝ｋcΔθ／Ｃo （式８）
従って、検出出力Ｖａｖｅは、変位角Δθに比例する。
【００４２】
図８の変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を用いる場合、上記の通り、Ｃ1＝εＳ／（ｄo−Δｘ）、Ｃ2＝εＳ／（ｄo＋Δｘ）であるので、（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）は次式に変形される。
（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）＝Δｘ／ｄo （式９）
従って、検出出力Ｖａｖｅは、変位量Δｘに比例する。
【００４３】
以上のように、図６〜図８のいずれの変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を用いる場合であっても、検出出力Ｖａｖｅは、変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２の可動部分の変位量、又は、変位角に比例することができる。
【００４４】
以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明は、変位検出装置に好適に採用され得る。
【符号の説明】
【００４６】
１ 変位検出装置
２ 定電流回路
４ 差動手段
５ ＬＰＦ
６ オペアンプ
ＳＷ１ スイッチ素子
ＳＷ２ スイッチ素子
Ｃ１ 変位検出用コンデンサ
Ｃ２ 変位検出用コンデンサ
ＮＯＲ１ ＮＯＲ回路
ＮＯＲ２ ＮＯＲ回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変位検出用コンデンサを用いた変位検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
固定部分と、固定部分に対して相対的に変位する可動部分とで構成されるシステムにおいて、その相対的変位量を検出して制御を行う変位制御や、変位量が０になるように制御する位置サーボ制御が行われている。これらの変位量を検出する方法として、差動トランス方式や静電容量変化方式が提案されているが、外部磁界の影響を受けないという利点から静電容量変化方式が使用されることが多い（例えば、特許文献１参照）。静電容量変化方式においては、図６〜図８に示すように、固定部分および可動部分のそれぞれに電極が設けられ、その電極で構成される２つのコンデンサの容量変化によって相対位置が検出される。
【０００３】
図６に示す変位検出用コンデンサ１００は、固定部分１０１に形成された円筒状の貫通孔に、円柱状の可動部分１０２が貫通して形成されている。図６（ａ）において、可動部分１０２は左右方向に移動可能である。固定部分１０１の貫通孔を形成する壁面に、同じ面積を有する円筒状の電極Ａ、及び、電極Ｂが取付けられている。可動部分１０２の外周には、電極ＡおよびＢに対して距離ｄだけ離れた位置に、電極ＡおよびＢと同じ面積を有する円筒状の電極Ｃが取付けられている。
【０００４】
可動部分１０２が図６（ａ）の中央位置（基準位置）にある場合に、電極Ｃと電極Ａとの対向面積、及び、電極Ｃと電極Ｂとの対向面積が同じになるように設定すると、可動部分１０２がΔｘだけ左に変位した場合には、電極Ｃと電極Ａとの対向面積、及び、電極Ｃと電極Ｂとの対向面積が共に変化するので、電極Ａ−Ｃ間容量Ｃ1は、Ｃ1＝Ｃo＋ｋcΔｘ、電極Ｂ−Ｃ間容量Ｃ2は、Ｃ2＝Ｃo−ｋcΔｘとなる。なお、Ｃoは基準位置におけるコンデンサの容量、ｋcは比例定数である。ここで変位は相対変位であるので、固定部分と可動部分が逆であってもよい。
【０００５】
図７に示す変位検出用コンデンサ２００は、円盤を二つ領域に分割し、各半円部分を電極ＡおよびＢとした固定部分２０１と、固定部分２０１と同じ半径の円盤であり、半円部分を電極Ｃとした可動部分２０２とが、同軸上に、電極ＡおよびＢと電極Ｃとが一定の距離ｄだけ離れるように配置され、固定部分２０１に対して可動部分２０２が回動可能になっている。
【０００６】
電極Ｃと電極Ａとの対向面積、及び、電極Ｃと電極Ｂとの対向面積が等しくなる位置（角度）を基準位置（基準角度）とし、基準位置より角度Δθだけ図７において反時計回りに可動部分が回動したとすると、電極Ｃと電極Ａとの対向面積、及び、電極Ｃと電極Ｂとの対向面積が共に変化するので、電極Ａ−Ｃ間容量Ｃ1は、Ｃ1＝Ｃo＋ｋcΔθ、電極Ｂ−Ｃ間容量Ｃ2は、Ｃ2＝Ｃo−ｋcΔθとなる。なお、Ｃoは基準位置におけるコンデンサ容量、ｋcは比例定数である。ここで変位角は相対変位角であるので、固定部分と可動部分が逆であってもよい。
【０００７】
図８に示す変位検出用コンデンサ３００は、図６の変位検出用コンデンサ１００と類似しているが、可動部分３０２の変位によって、電極Ａと電極Ｃとの対向面積Ｓ、及び、電極Ｂと電極Ｃとの対向面積Ｓは一定であり、各々の電極間距離ｄが変化するように構成されている。ここで、電極Ａ−Ｃ間距離をｄ1、電極Ｂ−Ｃ間距離をｄ2、電極間対向面積をＳ、誘電率をεとすると、Ｃ1＝εＳ／ｄ1、Ｃ2＝εＳ／ｄ2で表される。基準位置から図の右方向への変位をΔｘとすると、ｄ1＝ｄo−Δｘ、ｄ2＝ｄo＋Δｘ（ここで、ｄoは基準位置における各電極間距離）であるので、各容量は、Ｃ1＝εＳ／（ｄo−Δｘ）、Ｃ2＝εＳ／（ｄo＋Δｘ）となる。
【０００８】
図６〜図８の変位検出用コンデンサは、図９に示すように２つのコンデンサＣ１、Ｃ２を接続した回路として表すことができ、可動部分の変位によって一方のコンデンサの容量が増加すれば、他方のコンデンサの容量が減少する構成となっている。
【０００９】
上記のように構成された変位検出用コンデンサの可動部分の変位に対する容量変化を検出する回路として、図１０に示すような同期検波型の検出回路が提案されている。図１０では、変位検出用のコンデンサＣ１、Ｃ２の共通電極側（電極Ｃ）がオペアンプの反転入力端子（仮想接地）に接続され、他方の各電極は、それぞれ振幅が同じで逆相関係となっている矩形波発振出力に接続されている。
【００１０】
従って、オペアンプの反転入力端子に流れ込む電流は、Ｃ１、Ｃ２の内、容量の大きい方の入力矩形波位相であり、電流値は２つの容量の差の絶対値に比例する。すなわち、前段の増幅器の出力はＣ２−Ｃ１に比例した矩形波出力となり、それを一方の極性で同期検波し、ＬＰＦによって矩形波成分を除去することにより、変位の方向（出力電位の正負）と変位量（出力電圧の絶対値）とを検出することができる。
【００１１】
しかし、この検出回路においては、２つのコンデンサＣ１、Ｃ２の容量の差に比例した出力を得ることになるので、Ｃ１−Ｃ２が変位量Δｘ、又は、変位角Δθに比例する場合には有効であるが、比例しない場合（例えば反比例する場合）には線形な変位を検出することができない。
【００１２】
例えば、図６の場合にはＣ１−Ｃ２＝２ｋｃΔｘであり、図７の場合にはＣ１−Ｃ２＝２ｋｃΔθであり、いずれも変位または変位角が対向面積の変化であるので、それぞれ変位もしくは変位角に比例した検出出力を得ることができる。しかし、図８の場合には、変位が電極間距離の変化として現われ、容量が変位に反比例することになるので、Ｃ１−Ｃ２＝２εＳΔｘ／（ｄo２−Δｘ２）であり、変位Δｘが分母にも現われ、Ｃ１−Ｃ２は変位に比例せず、その結果、変位に比例した検出出力を得ることができない。また、検出のため別に矩形波発振器（発振回路）を必要とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００９−２２２６５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
本発明は上記従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が反比例する変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ることができる変位検出装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の好ましい実施形態による変位検出装置は、固定部分と、前記固定部分に対して変位する可動部分とを有し、前記固定部分および前記可動部分の内の一方が、第１電極および第２電極を含み、前記固定部分および前記可動部分の内の他方が、前記第１電極および前記第２電極に対向する部分に第３電極を含み、前記第１電極と前記第３電極とにより第１コンデンサが構成され、前記第２電極と前記第３電極とにより第２コンデンサが構成され、前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサの一方の容量が増加するときに、他方の容量が減少する変位検出用コンデンサと、前記第１コンデンサ、及び、前記第２コンデンサの内の一方を定電流によって充電させている期間に、他方のコンデンサを放電させ、充電中のコンデンサの充電電圧が基準電圧に到達したとき、前記第１コンデンサ、及び、前記第２コンデンサの充電および放電を切換えるスイッチ手段と、前記第１コンデンサの充電期間中には第１レベルであり、前記第２コンデンサの充電期間中には第２レベルである第１出力信号の平均値と、前記第１コンデンサの充電期間中には前記第２レベルであり、前記第２コンデンサの充電期間中には前記第１レベルである第２出力信号の平均値との差を出力する出力手段とを備える。
【００１６】
好ましい実施形態においては、前記スイッチ手段が、第１ＮＯＲ回路から出力される前記第１出力信号によって制御され、前記第１コンデンサを前記定電流を出力する定電流回路に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える第１スイッチ素子と、第２ＮＯＲ回路から出力される前記第２出力信号によって制御され、前記第２コンデンサを前記定電流回路に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える第２スイッチ素子と、一方の入力に前記第１コンデンサの充電電圧が供給され、他方の入力に前記第２ＮＯＲ回路からの前記第２出力信号が入力され、前記第１出力信号を前記第１スイッチ素子の入力に供給する前記第１ＮＯＲ回路と、一方の入力に前記第２コンデンサの充電電圧が供給され、他方の入力に前記第１ＮＯＲ回路からの前記第１出力信号が入力され、前記第２出力信号を前記第２スイッチ素子の入力に供給する前記第２ＮＯＲ回路とを有する。
【００１７】
好ましい実施形態においては、前記第１コンデンサの容量をＣ１、前記第２コンデンサの容量をＣ２とすると、前記出力手段の出力が（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）に比例する。
【発明の効果】
【００１８】
可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が反比例する変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を出力することができる変位検出装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の好ましい実施形態による変位検出装置１を示す回路ブロック図である。
【図２】ＮＯＲ回路ＮＯＲ１、ＮＯＲ２の出力と、スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２の動作との関係を示す図である。
【図３】本発明の好ましい実施形態による変位検出装置１の詳細回路図である。
【図４】インバータＩＮＶ、ＩＮＶ２の内部構成を示す回路図である。
【図５】コンデンサＣ１、Ｃ２の充電電圧と、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１、ＮＯＲ２の出力との関係を示すタイミングチャートである。
【図６】変位検出用コンデンサの構造を示す図である。
【図７】変位検出用コンデンサの構造を示す図である。
【図８】変位検出用コンデンサの構造を示す図である。
【図９】変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２の接続関係を示す回路図である。
【図１０】従来の変位検出回路を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の好ましい実施形態による変位検出装置について、図面を参照して具体的に説明するが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。
【００２１】
図１は、本実施形態の変位検出装置（以下、変位検出回路という。）１を示す回路ブロック図である。図３は、変位検出回路１の詳細回路図である。変位検出回路１は、変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２と、定電流回路２と、スイッチ手段と、出力手段とを概略備える。
【００２２】
変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２は、図６〜図８のいずれかのものが採用され、詳細な構成は上記背景技術で説明した通りである。つまり、変位検出用コンデンサは、固定部分と、固定部分に対して変位する可動部分とを有する。固定部分および可動部分の内の一方は、電極Ａ、及び、電極Ｂを含み、固定部分および可動部分の内の他方は、電極Ａ及び電極Ｂに対向する部分に電極Ｃを含む。電極Ａと電極ＣとによりコンデンサＣ１が構成され、電極Ｂと電極ＣとによりコンデンサＣ２が構成されている。
【００２３】
図６、図７においては、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量差Ｃ１−Ｃ２は、固定部分と可動部分との相対変位量に比例し、コンデンサＣ１、Ｃ２の一方の容量が増加するときに、他方の容量が減少する。図８においては、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量差Ｃ１−Ｃ２は、固定部分と可動部分との相対変位量に反比例し、コンデンサＣ１、Ｃ２の一方の容量が増加するときに、他方の容量が減少する。図１に示すように、コンデンサＣ１、Ｃ２の共通電極側（電極Ｃ）は接地電位に接続されている。
【００２４】
定電流回路２は、コンデンサＣ１、Ｃ２の内の一方に対して定電流Ｉｏを供給する回路であり、一般的な定電流回路が採用されている。
【００２５】
スイッチ手段は、コンデンサＣ１、Ｃ２の内の一方を定電流回路２に接続し、定電流Ｉｏによって充電させている期間に、他方のコンデンサを接地電位に接続し、放電させ、充電中のコンデンサの充電電圧が基準電圧に到達したとき、コンデンサＣ１、Ｃ２の充電および放電を切換える。
【００２６】
スイッチ手段は、スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２と、ＲＳフリップフロップ回路３とを有する。ＲＳフリップフロップ回路３は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１、ＮＯＲ２を含む。ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の一方の入力は、コンデンサＣ１の共通電極側でない電極（電極Ａ）に接続され、その他方の入力は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力端子に接続され、その出力端子は、スイッチ素子ＳＷ１の入力に接続されている。ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の一方の入力は、コンデンサＣ２の共通電極側でない電極（電極Ｂ）に接続され、その他方の入力は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力端子に接続され、その出力端子は、スイッチ素子ＳＷ２の入力に接続されている。
【００２７】
スイッチ素子ＳＷ１は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘによって制御され、コンデンサＣ１の共通電極側でない電極を定電流回路２に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える。つまり、スイッチ素子ＳＷ１は、図２に示すように、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘが第１レベル（本例ではハイレベル）であるときに、オン状態となり、コンデンサＣ１の共通電極側でない電極を定電流回路２に接続させる。その結果、コンデンサＣ１を定電流Ｉｏによって充電させる。一方、スイッチ素子ＳＷ１は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘが第２レベル（本例ではローレベル）であるときに、オフ状態となり、コンデンサＣ１の共通電極側でない電極を接地電位に接続させる。その結果、コンデンサＣ１を放電させる。
【００２８】
スイッチ素子ＳＷ２は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙによって制御され、コンデンサＣ２の共通電極側でない電極を定電流回路２に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える。つまり、スイッチ素子ＳＷ２は、図２に示すように、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙがハイレベルであるときに、オン状態となり、コンデンサＣ２の共通電極側でない電極を定電流回路２に接続させる。その結果、コンデンサＣ２を定電流Ｉｏによって充電させる。一方、スイッチ素子ＳＷ２は、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙがローレベルであるときに、オフ状態となり、コンデンサＣ２の共通電極側でない電極を接地電位に接続させる。その結果、コンデンサＣ２を放電させる。
【００２９】
例えば、スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２には、図３に示すように１ｇａｔｅ−ＣＯＭＳインバータ（例えば東芝製のＴＣ７ＳＵ０４Ｆ）ＩＮＶ１、ＩＮＶ２がそれぞれ採用される。図４は、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の内部構成を示す回路図である。例えば、インバータＩＮＶ１について説明すると、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘがハイレベルのとき、ＰＭＯＳがオン、ＮＭＯＳがオフになるので、定電流回路２がコンデンサＣ１に接続される。一方、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘがローレベルのとき、ＰＭＯＳがオフ、ＮＭＯＳがオンになるので、コンデンサＣ１が接地電位に接続される。
【００３０】
図５に示すように、時刻ｔ１において、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘがハイレベルに、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙがローレベルになったとする。スイッチＳＷ１はオン状態に、スイッチＳＷ２はオフ状態になり、コンデンサＣ１は定電流回路２に接続され、定電流Ｉｏによって時刻ｔ１からｔ２にかけて徐々に充電され（Ｖａ参照）、コンデンサＣ２は時刻ｔ１に接地電位に接続され瞬時に放電される（Ｖｂ参照）。
【００３１】
時刻ｔ２において、コンデンサＣ１の充電電圧ＶａがＮＯＲ回路ＮＯＲ１の基準電圧Ｖｒｅｆに達すると、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘがローレベルに反転し、その結果、スイッチＳＷ１がオフ状態になる。従って、コンデンサＣ１は時刻ｔ２に接地電位に接続され瞬時に放電される。このとき、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の両入力がローレベルとなるので、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙはハイレベルに反転し、スイッチＳＷ２がオン状態になる。従って、コンデンサＣ２は定電流回路２に接続され定電流Ｉｏによって時刻ｔ２からｔ３にかけて徐々に充電される（Ｖｂ参照）。
【００３２】
時刻ｔ３において、コンデンサＣ２の充電電圧ＶｂがＮＯＲ回路ＮＯＲ２の基準電圧Ｖｒｅｆに達すると、ＮＯＲ回路ＮＯＲ２の出力Ｙがローレベルに反転し、スイッチＳＷ２がオフ状態になる。従って、コンデンサＣ２は時刻ｔ３に接地電子に接続され瞬時に放電される。このとき、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の両入力がローレベルとなるので、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１の出力Ｘはハイレベルに反転し、スイッチＳＷ１がオン状態になる。従って、コンデンサＣ１は定電流回路２に接続され定電流Ｉｏによって徐々に充電される（Ｖａ参照）。以後、上記の動作が繰り返される。
【００３３】
図１に戻って、出力手段は、コンデンサＣ１の充電期間中にはハイレベルであり、コンデンサＣ２の充電期間中にはローレベルである上記出力Ｘの平均値と、コンデンサＣ１の充電期間中にはローレベルであり、コンデンサＣ２の充電期間中にはハイレベルである上記出力Ｙの平均値との差を生成し、出力する。
【００３４】
出力手段は、出力Ｘ、出力Ｙを生成するＲＳフリップフロップ回路３と、出力Ｘの平均値と、出力Ｙの平均値との差を生成する差動手段４と、差動手段４の出力から高周波成分（矩形波成分）を除去するＬＰＦ（低域通過フィルタ）５とを有する。
【００３５】
差動手段４とＬＰＦ５とは、図３に示すように、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、コンデンサＣ３〜Ｃ４、および、オペアンプ６を含む差動ＬＰＦによって構成されている。ここで、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値は等しく、コンデンサＣ３とＣ４との容量は等しい。これにより、差動ＬＰＦは、出力Ｘの平均値から、出力Ｙの平均値を減算した信号を出力することができる。
【００３６】
以下、変位検出回路１が、図６〜図８のいずれの変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を用いた場合でも、可動部分の変位に比例した検出出力を得ることができることを説明する。図５に示すように、出力Ｘがハイレベルであり、出力Ｙがローレベルである期間をパルス幅Ｔ１、出力Ｘがローレベルであり、出力Ｙがハイレベルである期間をパルス幅Ｔ２とすると、Ｔ１、Ｔ２はそれぞれ次式で表される。
Ｔ１＝Ｖｒｅｆ・Ｃ１／Ｉｏ （式１）
Ｔ２＝Ｖｒｅｆ・Ｃ２／Ｉｏ （式２）
【００３７】
ここで、Ｔ１＋Ｔ２がコンデンサＣ１、Ｃ２の可動部分の変位周期よりも十分に短くなるように定電流Ｉｏを設定するなら、出力Ｘの平均値Ｖａｖｅ（ｘ）、出力Ｙの平均値Ｖａｖｅ（ｙ）はそれぞれ次式で表される。
Ｖａｖｅ（ｘ）＝Ｔ１・Ｖｄｄ／（Ｔ１＋Ｔ２） （式３）
Ｖａｖｅ（ｙ）＝Ｔ２・Ｖｄｄ／（Ｔ１＋Ｔ２） （式４）
ここで、Ｖｄｄは、ＮＯＲ回路ＮＯＲ１、ＮＯＲ２の電源電圧である（Ｖｓｓ＝０としている）。
【００３８】
従って、出力Ｘの平均値と、出力Ｙの平均値との差を出力Ｖａｖｅとすると、Ｖａｖｅは次式で表される。
Ｖａｖｅ＝Ｖａｖｅ（ｘ）−Ｖａｖｅ（ｙ）＝（Ｔ１−Ｔ２）・Ｖｄｄ／（Ｔ１＋Ｔ２） （式５）
このように、（Ｔ１−Ｔ２）／（Ｔ１＋Ｔ２）に比例した出力を得ることができる。
【００３９】
（Ｔ１−Ｔ２）／（Ｔ１＋Ｔ２）をＣ１、Ｃ２を使って変形すると、次式になる。
【数１】
従って、検出出力Ｖａｖｅは、（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）に比例する。
【００４０】
ここで、図６の変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を用いる場合、上記の通り、Ｃ1＝Ｃo＋ｋcΔｘ、Ｃ2＝Ｃo−ｋcΔｘであるので、（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）は次式に変形される。
（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）＝ｋcΔｘ／Ｃo （式７）
従って、検出出力Ｖａｖｅは、変位量Δｘに比例する。
【００４１】
図７の変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を用いる場合、上記の通り、Ｃ1＝Ｃo＋ｋcΔθ、Ｃ2＝Ｃo−ｋcΔθであるので、（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）は次式に変形される。
（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）＝ｋcΔθ／Ｃo （式８）
従って、検出出力Ｖａｖｅは、変位角Δθに比例する。
【００４２】
図８の変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を用いる場合、上記の通り、Ｃ1＝εＳ／（ｄo−Δｘ）、Ｃ2＝εＳ／（ｄo＋Δｘ）であるので、（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）は次式に変形される。
（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）＝Δｘ／ｄo （式９）
従って、検出出力Ｖａｖｅは、変位量Δｘに比例する。
【００４３】
以上のように、図６〜図８のいずれの変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を用いる場合であっても、検出出力Ｖａｖｅは、変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２の可動部分の変位量、又は、変位角に比例することができる。
【００４４】
以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明は、変位検出装置に好適に採用され得る。
【符号の説明】
【００４６】
１ 変位検出装置
２ 定電流回路
４ 差動手段
５ ＬＰＦ
６ オペアンプ
ＳＷ１ スイッチ素子
ＳＷ２ スイッチ素子
Ｃ１ 変位検出用コンデンサ
Ｃ２ 変位検出用コンデンサ
ＮＯＲ１ ＮＯＲ回路
ＮＯＲ２ ＮＯＲ回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
固定部分と、前記固定部分に対して変位する可動部分とを有し、
前記固定部分および前記可動部分の内の一方が、第１電極および第２電極を含み、
前記固定部分および前記可動部分の内の他方が、前記第１電極および前記第２電極に対向する部分に第３電極を含み、
前記第１電極と前記第３電極とにより第１コンデンサが構成され、前記第２電極と前記第３電極とにより第２コンデンサが構成され、
前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサの一方の容量が増加するときに、他方の容量が減少する変位検出用コンデンサと、
前記第１コンデンサ、及び、前記第２コンデンサの内の一方を定電流によって充電させている期間に、他方のコンデンサを放電させ、充電中のコンデンサの充電電圧が基準電圧に到達したとき、前記第１コンデンサ、及び、前記第２コンデンサの充電および放電を切換えるスイッチ手段と、
前記第１コンデンサの充電期間中には第１レベルであり、前記第２コンデンサの充電期間中には第２レベルである第１出力信号の平均値と、前記第１コンデンサの充電期間中には前記第２レベルであり、前記第２コンデンサの充電期間中には前記第１レベルである第２出力信号の平均値との差を出力する出力手段とを備える、変位検出装置。
【請求項２】
前記スイッチ手段が、
第１ＮＯＲ回路から出力される前記第１出力信号によって制御され、前記第１コンデンサを前記定電流を出力する定電流回路に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える第１スイッチ素子と、
第２ＮＯＲ回路から出力される前記第２出力信号によって制御され、前記第２コンデンサを前記定電流回路に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える第２スイッチ素子と、
一方の入力に前記第１コンデンサの充電電圧が供給され、他方の入力に前記第２ＮＯＲ回路からの前記第２出力信号が入力され、前記第１出力信号を前記第１スイッチ素子の入力に供給する前記第１ＮＯＲ回路と、
一方の入力に前記第２コンデンサの充電電圧が供給され、他方の入力に前記第１ＮＯＲ回路からの前記第１出力信号が入力され、前記第２出力信号を前記第２スイッチ素子の入力に供給する前記第２ＮＯＲ回路とを有する、請求項１に記載の変位検出装置。
【請求項３】
前記第１コンデンサの容量をＣ１、前記第２コンデンサの容量をＣ２とすると、前記出力手段の出力が（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）に比例する、請求項１または２に記載の変位検出装置。
【請求項１】
固定部分と、前記固定部分に対して変位する可動部分とを有し、
前記固定部分および前記可動部分の内の一方が、第１電極および第２電極を含み、
前記固定部分および前記可動部分の内の他方が、前記第１電極および前記第２電極に対向する部分に第３電極を含み、
前記第１電極と前記第３電極とにより第１コンデンサが構成され、前記第２電極と前記第３電極とにより第２コンデンサが構成され、
前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサの一方の容量が増加するときに、他方の容量が減少する変位検出用コンデンサと、
前記第１コンデンサ、及び、前記第２コンデンサの内の一方を定電流によって充電させている期間に、他方のコンデンサを放電させ、充電中のコンデンサの充電電圧が基準電圧に到達したとき、前記第１コンデンサ、及び、前記第２コンデンサの充電および放電を切換えるスイッチ手段と、
前記第１コンデンサの充電期間中には第１レベルであり、前記第２コンデンサの充電期間中には第２レベルである第１出力信号の平均値と、前記第１コンデンサの充電期間中には前記第２レベルであり、前記第２コンデンサの充電期間中には前記第１レベルである第２出力信号の平均値との差を出力する出力手段とを備える、変位検出装置。
【請求項２】
前記スイッチ手段が、
第１ＮＯＲ回路から出力される前記第１出力信号によって制御され、前記第１コンデンサを前記定電流を出力する定電流回路に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える第１スイッチ素子と、
第２ＮＯＲ回路から出力される前記第２出力信号によって制御され、前記第２コンデンサを前記定電流回路に接続させるか、又は、接地電位に接続させるかを切り換える第２スイッチ素子と、
一方の入力に前記第１コンデンサの充電電圧が供給され、他方の入力に前記第２ＮＯＲ回路からの前記第２出力信号が入力され、前記第１出力信号を前記第１スイッチ素子の入力に供給する前記第１ＮＯＲ回路と、
一方の入力に前記第２コンデンサの充電電圧が供給され、他方の入力に前記第１ＮＯＲ回路からの前記第１出力信号が入力され、前記第２出力信号を前記第２スイッチ素子の入力に供給する前記第２ＮＯＲ回路とを有する、請求項１に記載の変位検出装置。
【請求項３】
前記第１コンデンサの容量をＣ１、前記第２コンデンサの容量をＣ２とすると、前記出力手段の出力が（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）に比例する、請求項１または２に記載の変位検出装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図９】
【図１０】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図９】
【図１０】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１１−２４７８４６（Ｐ２０１１−２４７８４６Ａ）
【公開日】平成２３年１２月８日（２０１１．１２．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１２４００３（Ｐ２０１０−１２４００３）
【出願日】平成２２年５月３１日（２０１０．５．３１）
【出願人】（７１００１４３５１）オンキヨー株式会社 (226)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月８日（２０１１．１２．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年５月３１日（２０１０．５．３１）
【出願人】（７１００１４３５１）オンキヨー株式会社 (226)
【Ｆターム（参考）】
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