放電灯点灯装置及び照明器具
【課題】放電灯の無駄な消灯が発生しにくい放電灯点灯装置及び照明器具を提供する。
【解決手段】直流電源部１の出力電圧が分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で分圧された電圧Ｖｘが所定電圧未満である期間に充電される検出用コンデンサＣｘを備える。検出用コンデンサＣｘの両端電圧が所定の第１低下判定電圧Ｖｃｘ１を上回ったときには放電灯への出力電力が低下され、検出用コンデンサＣｘの両端電圧が第１低下判定電圧Ｖｃｘ１よりも高い所定の第２低下判定電圧Ｖｃｘ２を上回ったときには放電灯への電力の出力が停止される。直流電源部１の出力電圧が所定電圧まで低下したときに即座に放電灯への出力電力を低下又は停止させる場合に比べ、電力供給が一時的に停止される瞬時停電による無駄な消灯が発生しにくい。
【解決手段】直流電源部１の出力電圧が分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で分圧された電圧Ｖｘが所定電圧未満である期間に充電される検出用コンデンサＣｘを備える。検出用コンデンサＣｘの両端電圧が所定の第１低下判定電圧Ｖｃｘ１を上回ったときには放電灯への出力電力が低下され、検出用コンデンサＣｘの両端電圧が第１低下判定電圧Ｖｃｘ１よりも高い所定の第２低下判定電圧Ｖｃｘ２を上回ったときには放電灯への電力の出力が停止される。直流電源部１の出力電圧が所定電圧まで低下したときに即座に放電灯への出力電力を低下又は停止させる場合に比べ、電力供給が一時的に停止される瞬時停電による無駄な消灯が発生しにくい。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯装置及び照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、図１４に示すように、商用電源のような外部の交流電源から入力された交流電力を全波整流する整流部としてのダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの直流出力（脈流出力）を所定電圧の直流電力に変換する直流電源部１と、放電灯とともに共振回路５を構成する共振部（図示せず）と、少なくとも１個のスイッチング素子を有して直流電源部１と共振回路５との間に介在するスイッチング部３とを備える放電灯点灯装置が提供されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
直流電源部１は、図１５に示すように、出力コンデンサＣ１２と、ダイオードブリッジＤＢから出力コンデンサＣ１２への充電電流をオンオフするスイッチング素子Ｑ１１とを有するチョッパ回路からなり、出力コンデンサＣ１２の両端電圧を出力電圧としている。具体的に説明すると、図１５の直流電源部１は、ブーストコンバータとも呼ばれる昇圧型のチョッパ回路であって、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端間に接続されたコンデンサＣ１１と、一端がダイオードブリッジＤＢの直流出力端に接続されたインダクタＬ１１と、インダクタＬ１１の他端にアノードが接続されるとともに出力コンデンサＣ１２の一端にカソードが接続されたダイオードＤ１１とを備え、上記のスイッチング素子Ｑ１１はスイッチング素子Ｑ１１に流れる電流を検出するための検出抵抗Ｒ１３との直列回路としてダイオードＤ１１と出力コンデンサＣ１２との直列回路に並列に接続されている。また、ダイオードブリッジＤＢの低電圧側の出力端と、出力コンデンサＣ１２においてダイオードＤ１１に接続されていない側の一端とは、それぞれグランドに接続されている。すなわち、スイッチング素子Ｑ１１がオンされている期間には、インダクタＬ１１からスイッチング素子Ｑ１１と検出抵抗Ｒ１３との経路で通電されることでインダクタＬ１１にエネルギーが蓄積される一方、出力コンデンサＣ１２の充電は停止される。次に、スイッチング素子Ｑ１１がオフされると、自己誘導によりインダクタＬ１１に電圧が発生し、この電圧がダイオードブリッジＤＢの出力電圧に重畳された電圧により、出力コンデンサＣ１２が充電される。
【０００４】
また、本実施形態は、直流電源部１の出力電圧を検出する直流出力検出部として、直流電源部１の出力コンデンサＣ１２とダイオードＤ１１との接続点とグランドとの間に接続された２個の分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の直列回路で構成された分圧回路を備える。さらに、本実施形態は、上記の分圧回路の出力電圧（すなわち分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の接続点の電圧。以下、「出力検出電圧」と呼ぶ。）Ｖｘを所定の基準電圧Ｖｘｒにするようなフィードバック制御により決定されたオンデューティで直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１を周期的にオンオフ駆動する直流用集積回路２を備える。つまり、上記の基準電圧Ｖｘｒを分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の分圧比で除した電圧Ｖｘｒ×（Ｒ１４＋Ｒ１５）／Ｒ１５が請求項における目標電圧である。また、本実施形態は、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧を分圧する整流出力検出部としての分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２も備えており、直流電源部１のインダクタＬ１１には二次巻線が設けられていて、上記の分圧抵抗Ｒ１１、Ｒ１２によって分圧された電圧（以下、「入力検出電圧」と呼ぶ）Ｖｙと、上記の二次巻線に誘導された電流（以下、「誘導検出電流」と呼ぶ。）とは、出力検出電圧Ｖｘとともに、直流用集積回路２の動作に用いられる。
【０００５】
直流用集積回路２について図１５を参照しながら詳しく説明すると、直流用集積回路２は、反転入力端子に出力検出電圧Ｖｘが入力されるとともに非反転入力端子に基準電圧Ｖｘｒが入力された誤差増幅器ＡＰと、誤差増幅器ＡＰの出力電圧と入力検出電圧と誘導検出電流とに応じた出力を生成する制御ブロックＣＢと、制御ブロックＣＢの出力が３入力の論理積回路（アンドゲート）Ｇ１を介して入力され入力がＨレベルかＬレベルかに応じたオンオフ状態に直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１を切替制御する直流駆動部ＤＲとを備える。
【０００６】
制御ブロックＣＢは、誤差増幅器ＡＰの出力電圧と入力検出電圧Ｖｙとを乗算した電圧（以下、「乗算電圧」と呼ぶ。）を出力するマルチプライヤＭＰと、直流電源部１におけるスイッチング素子Ｑ１１と抵抗Ｒ１３との接続点の電圧（すなわちスイッチング素子Ｑ１１に流れる電流量に応じた電圧。以下、「電流検出電圧」と呼ぶ。）とマルチプライヤＭＰから入力された乗算電圧とを比較する比較器ＣＰと、直流電源部１のインダクタＬ１１に設けられた２次巻線に接続され、この２次巻線に流れる電流と比較器ＣＰによる比較結果とに応じた出力を生成するタイミング制御部ＣＴとからなる。タイミング制御部ＣＴは、上記の２次巻線に流れる電流に基いてダイオードブリッジＤＢの出力のゼロクロスを検出し、ゼロクロスが検出されたタイミングで直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１がオン制御され、電流検出電圧が乗算電圧に達したタイミングで直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１がオフ制御されるように、論理積回路Ｇ１への出力（すなわち制御ブロックＣＢの出力）のレベルを切り替える。つまり、ダイオードブリッジＤＢの出力の周波数、すなわち交流電源ＡＣからダイオードブリッジＤＢへの入力電圧の周波数の２倍の周波数で、スイッチング素子Ｑ１１はオンオフ駆動される。また、出力検出電圧Ｖｘが基準電圧Ｖｘｒに対して低いほど上記のオンオフ駆動のオンデューティが高くされることにより、出力検出電圧Ｖｘを基準電圧Ｖｘｒに近づけるフィードバック制御が達成される。
【０００７】
なお、図１４など、制御ブロックＣＢを１個のブロックとして記載している図では、入力検出電圧Ｖｙを生成する分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の図示、並びに、分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２や直流電源部１と制御ブロックＣＢとを結ぶ線の図示は、それぞれ省略している。
【０００８】
共振回路５は、例えばそれぞれ熱陰極型の放電灯（図示せず）に直列に接続されるインダクタとコンデンサと（いずれも図示せず）を有するものである。この場合、上記のインダクタとコンデンサとが共振部を構成する。
【０００９】
スイッチング部３は、図１６に示すように、直流電源部１の出力端間に互いに直列に接続された２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路からなり、共振回路５はスイッチング部３のローサイドのスイッチング素子Ｑ２の両端間に接続される。この場合、共振部とスイッチング部３とは全体としてハーフブリッジ形のインバータ回路を構成するのであり、スイッチング部３の上記２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフ駆動されることで、共振部と放電灯とが構成する共振回路５の共振により直流電源部１の出力が交流電力に変換されて放電灯に出力される。そして、上記２個のスイッチング素子が交互にオンオフされる周波数（以下、「動作周波数」と呼ぶ。）が、すなわち放電灯への出力電圧の周波数となるのであり、この動作周波数が、共振回路５の共振周波数に近いほど、放電灯への出力電圧の振幅は大きくなる。
【００１０】
さらに、本実施形態は、スイッチング部３のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフする交流用集積回路４を備える。交流用集積回路４は、発振部４０と、発振部４０の出力の周波数でスイッチング部３のスイッチング素子を交互にオンオフ駆動する交流駆動部４１と、発振部４０を制御する発振制御部４２とを含んでいる。発振制御部４２から発振部４０への出力と発振部４０の出力の周波数との関係は、交流用集積回路４に外付けされるコンデンサＣ１３のキャパシタンスや抵抗Ｒ１６の抵抗値を適宜変更することで調整可能となっている。また、交流駆動部４１は、スイッチング部３の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が発振部４０の出力の周波数で周期的に交互にオンオフされ、且つ、一方のスイッチング素子Ｑ１がオンされる期間と他方のスイッチング素子Ｑ２がオンされる期間との間には各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がともにオフされる期間（デッドタイム）が存在するように、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をそれぞれオンオフ駆動するものである。
【００１１】
さらに、発振制御部４２は、周知のタイマ回路を含んでおり、電源が投入された直後には、放電灯を始動させるために、電源が投入されてからの経過時間に応じて動作周波数を変化させるように発振部４０を制御する。具体的には、発振制御部４２は、図１７に示すように、放電灯の各フィラメントをそれぞれ予熱するために動作周波数を共振回路５の共振周波数から十分に離れた周波数（以下、「予熱周波数」と呼ぶ。）とすることで放電灯への出力電圧の振幅を比較的に低くするという予熱動作Ｔ１を所定時間にわたって行った後、動作周波数を予熱周波数よりも共振回路５の共振周波数に近い所定の周波数（以下、「始動周波数」と呼ぶ。）として始動（つまり放電の開始）のために十分な程度まで放電灯への出力電圧の振幅を大きくする始動動作Ｔ２を所定時間にわたって行い、その後、動作周波数を、放電灯の点灯維持が可能な程度に放電灯への出力電圧の振幅が大きくなるような周波数（以下、「定常周波数」と呼ぶ。）とする定常動作Ｔ３に移行する。
【００１２】
この種の放電灯点灯装置において、直流電源部１の出力電圧（直流用集積回路２によるフィードバック制御）が追従できないほど急激に出力検出電圧Ｖｘが上昇した場合、直流電源部１の出力電圧が過剰に高くされてしまうという過昇圧が発生することが考えられる。このような過昇圧が発生すると、回路部品に過剰な電気的ストレスがかかってしまい、寿命の短縮や故障の発生の原因となる。
【００１３】
そこで、上記従来例は、過昇圧が発生しているか否かを判定する過昇圧判定部２１を直流用集積回路２に備え、過昇圧判定部２１によって過昇圧の発生が判定されている期間には直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動が停止されるように構成されている。具体的には、過昇圧判定部２１は基準電圧Ｖｘｒよりも高い上側判定電圧Ｖｘｔが非反転入力端子に入力されるとともに反転入力端子に出力検出電圧Ｖｘが入力され出力端子が論理積回路Ｇ１の入力端子に接続されたコンパレータＣＰ１からなる。上記の過昇圧判定部２１は、図１７に示すように、出力検出電圧Ｖｘが上側判定電圧Ｖｘｔ未満である期間には過昇圧が発生していないと判定して出力（コンパレータＣＰ１の出力）Ｖ２１をＨレベルとする一方、出力検出電圧Ｖｘが上側判定電圧Ｖｘｔ以上である期間には過昇圧が発生していると判定して出力（コンパレータＣＰ１の出力）Ｖ２１をＬレベルとする。つまり、上記のように過昇圧が発生していると判定されている期間には論理積回路Ｇ１の出力ＶＧ１が制御ブロックＣＢの出力に関わらずＬレベルに固定されることにより、直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動が停止される。すなわち、上記の上側判定電圧Ｖｘｔを分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の分圧比で除した電圧Ｖｘｔ×（Ｒ１４＋Ｒ１５）／Ｒ１５が請求項における上限電圧である。これにより、直流電源部１の出力電圧は低下し始め、回路部品は過昇圧による過剰な電気的ストレスから保護される。そして、直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動の停止により出力検出電圧Ｖｘが低下して上側判定電圧Ｖｘｔを下回れば、直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動が再開される。上側判定電圧Ｖｘｔは、基準電圧Ｖｘｒの１１０％以上且つ１３５％以下の値とされる。
【００１４】
しかしながら、直流電源部１の出力電圧を検出する直流出力検出部を構成する分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５に異常が発生した場合、上記構成だけでは過昇圧を防げない可能性がある。例えば、低電圧側の分圧抵抗Ｒ１５の両端間に短絡が発生したときや、高電圧側の分圧抵抗Ｒ１４に開放が発生したときには、直流電源部１の実際の出力電圧に関わらず、直流出力検出部による検出結果としての出力検出電圧Ｖｘが常に０Ｖとなってしまう。このように実際の直流電源部１の出力電圧よりも検出結果としての出力電圧が低くなる場合、実際の出力電圧よりも低い検出結果を目標電圧まで引き上げようとするフィードバック制御で過昇圧が発生してしまう。
【００１５】
そこで、上記従来例においては、出力検出電圧Ｖｘの低下に基いて分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５に故障が発生したと判定して直流電源部１を停止させる故障判定部２２が設けられている。具体的には、故障判定部２２は、基準電圧Ｖｘｒよりも低い下側判定電圧Ｖｘｂが非反転入力端子に入力されるとともに反転入力端子に出力検出電圧Ｖｘが入力されたコンパレータＣＰ２と、コンパレータＣＰ２の出力端子がリセット端子Ｒに接続され出力端子Ｑが論理積回路Ｇ１の入力端子に接続されたフリップフロップ回路ＦＦとを備える。上記の故障判定部２２は、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂ以上である期間には故障が発生していないと判定して出力Ｖ２２をＨレベルとする一方、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂ未満である期間には故障が発生していると判定して出力Ｖ２２をＬレベルとする。つまり、上記のように故障が発生していると判定されている期間には論理積回路Ｇ１の出力ＶＧ１が制御ブロックＣＢの出力に関わらずＬレベルに固定されることにより、直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動が停止される。下側判定電圧Ｖｘｂは基準電圧Ｖｘｒの９０％以下とされるが、直流電源部１の出力コンデンサＣ１１の容量値が経年劣化で低下してリップルが発生するような場合にも故障判定部２２の出力Ｖ２２による停止を可能とするためには、下側判定電圧Ｖｘｂは低くし過ぎないことが望ましい。また、故障判定部２２の出力Ｖ２２は交流用集積回路４にも入力されており、発振部４０は故障判定部２２の出力がＬレベルである期間にはスイッチング部３の各スイッチング素子をそれぞれオフ状態に維持する。例えば、発振制御部４２と発振部４０とが２個の端子で接続され、発振制御部４２が、一方の端子の電圧（以下、「予熱信号」と呼ぶ。）をＨレベルとすることで予熱動作用の動作周波数を指示し、他方の端子の電圧（以下、「始動信号」と呼ぶ。）をＨレベルとすることで始動動作用の動作周波数を指示し、両方の端子の電圧をそれぞれＬレベルとすることで発振部４０の停止を指示するような場合においては、図１４のように、上記の各端子についてそれぞれ発振制御部４２と発振部４０との間に論理積回路を介在させ、これらの各論理積回路の一方の入力端子を発振制御部４２に接続する一方で他方の入力端子に故障判定部２２を接続すれば、上記動作を実現することができる。
【００１６】
また、電源投入直後において直流電源部１の出力電圧が安定しない状態で故障判定部２２の動作による停止が発生しないように、上記の故障判定部２２は、電源投入直後に直流電源部１の出力電圧が安定するのに十分な所定時間（以下、「保留時間」と呼ぶ。）が経過するまでは出力Ｖ２２をＨレベルに維持するように構成されている。具体的には、交流用集積回路４の発振制御部４２は電源投入後に上記の保留時間が経過するまではＬレベルとされ上記の保留時間の経過後はＨレベルとされる出力を生成するものであって、故障判定部２２には発振制御部４２の上記出力がインバータＩＶを介してフリップフロップ回路ＦＦのセット端子Ｓに入力されている。すなわち、電源投入後に上記の保留時間が経過するまではコンパレータＣＰ２の出力によらず故障判定部２２の出力Ｖ２２がＨレベルに固定されることで、直流電源部１の動作が確保される。同様の動作は、適宜の論理回路を用いても実現することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００３−２１７８８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
ところで、検出結果としての出力電圧の低下は、上記の分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５のような直流出力検出部に故障が発生した場合だけではなく、外部の交流電源ＡＣから直流電源部１への電力の供給がごく短時間だけ停止されるいわゆる瞬時停電により直流電源部１の出力電圧が実際に低下した場合にも発生する。瞬時停電の場合には放電灯の点灯の維持が可能なことが多いが、上記のように出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂを下回ってすぐに（つまり出力電圧が目標電圧よりも低い所定の下限電圧を下回ってすぐに）直流電源部１の出力が停止されると、放電灯が消灯されてしまうことになる。上記のように放電灯の点灯の維持が可能であるにもかかわらず放電灯が無駄に消灯されてしまうと、使用者に対して無用な不快感を与えることになる。
【００１９】
本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、放電灯の無駄な消灯が発生しにくい放電灯点灯装置及び照明器具を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
請求項１の発明は、入力された交流電力を整流する整流部と、出力コンデンサと整流部から出力コンデンサへの充電電流をオンオフするスイッチング素子とを少なくとも有して出力コンデンサの両端電圧を出力電圧とするチョッパ回路からなる直流電源部と、直流電源部の出力電圧を検出する直流出力検出部と、直流出力検出部によって検出された出力電圧を所定の目標電圧とするように直流電源部のスイッチング素子をオンオフ駆動する直流駆動部と、直流出力検出部によって検出された出力電圧が目標電圧よりも高い所定の上限電圧に達したときに直流駆動部を停止させる過昇圧判定部と、放電灯に接続されて共振回路を構成する共振部と、直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、共振部と直流電源部との接続を周期的に切り替えるようにスイッチング部を制御することにより共振部から放電灯に交流電力を出力させる交流駆動部と、検出用コンデンサと、直流出力検出部によって検出された出力電圧が目標電圧よりも低い所定の下限電圧未満である期間には検出用コンデンサを充電し、直流出力検出部によって検出された出力電圧が下限電圧以上である期間には検出用コンデンサを放電させる充放電部とを備え、検出用コンデンサの両端電圧が所定の第１低下判定電圧を上回ったときに共振部から放電灯への出力電力を減少させるように交流駆動部を制御する第１低下判定部と、検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧よりも高い所定の第２低下判定電圧を上回ったときに直流駆動部と交流駆動部とをそれぞれ停止させる第２低下判定部とを備えることを特徴とする。
【００２１】
この発明によれば、充放電部による充電の速さと第１低下判定電圧とに対して瞬時停電の継続時間が短く検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧に達しなければ放電灯への出力電力が低下されないから、直流電源部の出力電圧が低下したときに即座に放電灯への出力電力を低下又は停止させる場合に比べ、整流部への交流電力の入力が一時的に停止される瞬時停電による無駄な消灯が発生しにくい。また、検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧に達しても第２低下判定電圧に達しなければ、放電灯への出力電力が減少されるだけに止められ直流電源部は停止されないから、直流電源部が停止される場合に比べて瞬時停電からの復帰後の放電灯の再点灯を速くすることができる。さらに、検出結果を実際の直流電源部の出力電圧よりも低くしてしまうような異常が直流出力検出部に発生した場合には検出用コンデンサの両端電圧が第２低下判定電圧に達することで、誤った検出結果に基いたフィードバック制御による過昇圧が防止される。
【００２２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、整流部の出力電圧を検出する整流出力検出部を備え、充放電部は、整流出力検出部によって検出された出力電圧が所定の切替電圧未満である期間にも検出用コンデンサを充電し、直流出力検出部によって検出された出力電圧が下限電圧以上であって且つ整流出力検出部によって検出された出力電圧が切替電圧以上である期間に検出用コンデンサを放電させることを特徴とする。
【００２３】
この発明によれば、整流部への入力電圧が低下した場合であっても放電灯への出力電力の低下や停止を行うことができる。
【００２４】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、充放電部は、直流駆動部が動作を開始してから所定の保留時間が経過するまでは、検出用コンデンサを放電させることを特徴とする。
【００２５】
この発明によれば、第１低下判定電圧や第２低下判定電圧を比較的に低くして異常の発生に対する応答の速さを確保した場合であっても、直流電源部の出力電圧が安定するまでの期間に検出用コンデンサの両端電圧に応じた停止等が行われてしまうことを避けることができる。
【００２６】
請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかの発明において、充放電部は、直流駆動部と交流駆動部とが停止している期間には検出用コンデンサを放電させることを特徴とする。
【００２７】
この発明によれば、停止後に次の始動時まで検出用コンデンサの両端電圧が維持されてしまうことによる誤動作の発生を抑えることができる。
【００２８】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と、共振部に接続される放電灯と放電灯点灯装置とをそれぞれ保持する器具本体とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２９】
請求項１の発明によれば、検出用コンデンサと、直流出力検出部によって検出された出力電圧が目標電圧よりも低い所定の下限電圧未満である期間には検出用コンデンサを充電し、直流出力検出部によって検出された出力電圧が下限電圧以上である期間には検出用コンデンサを放電させる充放電部とを備え、検出用コンデンサの両端電圧が所定の第１低下判定電圧を上回ったときに共振部から放電灯への出力電力を減少させるように交流駆動部を制御する第１低下判定部と、検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧よりも高い所定の第２低下判定電圧を上回ったときに直流駆動部と交流駆動部とをそれぞれ停止させる第２低下判定部とを備えるので、充放電部による充電の速さと第１低下判定電圧とに対して瞬時停電の継続時間が短く検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧に達しなければ放電灯への出力電力が低下されないから、直流電源部の出力電圧が低下したときに即座に放電灯への出力電力を低下又は停止させる場合に比べ、整流部への交流電力の入力が一時的に停止される瞬時停電による無駄な消灯が発生しにくい。また、検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧に達しても第２低下判定電圧に達しなければ、放電灯への出力電力が減少されるだけに止められ直流電源部は停止されないから、直流電源部が停止される場合に比べて瞬時停電からの復帰後の放電灯の再点灯を速くすることができる。さらに、検出結果を実際の直流電源部の出力電圧よりも低くしてしまうような異常が直流出力検出部に発生した場合には検出用コンデンサの両端電圧が第２低下判定電圧に達することで、誤った検出結果に基いたフィードバック制御による過昇圧が防止される。
【００３０】
請求項２の発明によれば、整流部の出力電圧を検出する整流出力検出部を備え、充放電部は、整流出力検出部によって検出された出力電圧が所定の切替電圧未満である期間にも検出用コンデンサを充電し、直流出力検出部によって検出された出力電圧が下限電圧以上であって且つ整流出力検出部によって検出された出力電圧が切替電圧以上である期間に検出用コンデンサを放電させるので、整流部への入力電圧が低下した場合であっても放電灯への出力電力の低下や停止を行うことができる。
【００３１】
請求項３の発明によれば、充放電部は、直流駆動部が動作を開始してから所定の保留時間が経過するまでは、検出用コンデンサを放電させるので、第１低下判定電圧や第２低下判定電圧を比較的に低くして異常の発生に対する応答の速さを確保した場合であっても、直流電源部の出力電圧が安定するまでの期間に検出用コンデンサの両端電圧に応じた停止等が行われてしまうことを避けることができる。
【００３２】
請求項４の発明によれば、充放電部は、直流駆動部と交流駆動部とが停止している期間には検出用コンデンサを放電させるので、停止後に次の始動時まで検出用コンデンサの両端電圧が維持されてしまうことによる誤動作の発生を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の実施形態１を示す回路ブロック図である。
【図２】出力検出電圧Ｖｘの低下が非常に短時間で終了する場合における同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、入力コンパレータの出力電圧ＶＣＰ２と、検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘと、第１コンパレータの出力電圧ＶＣＰ３と、第２コンパレータの出力電圧ＶＣＰ４と、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１との、それぞれの時間変化を示す。
【図３】出力検出電圧Ｖｘの低下が比較的に短時間で終了する場合における同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、入力コンパレータの出力電圧ＶＣＰ２と、検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘと、第１コンパレータの出力電圧ＶＣＰ３と、第２コンパレータの出力電圧ＶＣＰ４と、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１との、それぞれの時間変化を示す。
【図４】出力検出電圧Ｖｘの低下が比較的に長時間継続する場合における同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、入力コンパレータの出力電圧ＶＣＰ２と、検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘと、第１コンパレータの出力電圧ＶＣＰ３と、第２コンパレータの出力電圧ＶＣＰ４と、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１との、それぞれの時間変化を示す。
【図５】出力検出電圧Ｖｘが増減を繰り返す場合における同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、入力コンパレータの出力電圧ＶＣＰ２と、放電電流ｉ２が互いに異なる２通りの場合での検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘとの、それぞれの時間変化を示す。
【図６】本発明の実施形態２を示す回路ブロック図である。
【図７】出力検出電圧Ｖｘの低下が比較的に長時間継続する場合における同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、入力コンパレータの出力電圧ＶＣＰ２と、検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘと、第１コンパレータの出力電圧ＶＣＰ３と、第２コンパレータの出力電圧ＶＣＰ４と、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１との、それぞれの時間変化を示す。
【図８】本発明の実施形態３を示す回路ブロック図である。
【図９】同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、論理和回路の出力電圧ＶＧ２と、入力検出電圧Ｖｙと、検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘと、第１コンパレータの出力電圧ＶＣＰ３と、第２コンパレータの出力電圧ＶＣＰ４と、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１との、それぞれの時間変化の一例を示す。
【図１０】本発明の実施形態４を示す回路ブロック図である。
【図１１】同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、入力コンパレータの出力電圧ＶＣＰ２と、検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘと、第１コンパレータの出力電圧ＶＣＰ３と、第２コンパレータの出力電圧ＶＣＰ４と、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１と、リセット部から故障判定部への出力電圧ＶＲＣとの、それぞれの時間変化を示す。
【図１２】同上の変更例を示す回路ブロック図である。
【図１３】同上を用いた照明器具の例を示す斜視図である。
【図１４】従来例を示す回路ブロック部である。
【図１５】同上の要部を示す回路ブロック図である。
【図１６】同上におけるスイッチング部の周辺の構成を主に示す回路ブロック図である。
【図１７】過昇圧が発生した場合における同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１との、それぞれの時間変化を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３５】
（実施形態１）
本実施形態の基本構成は図１４〜図１７で説明した従来例と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して詳細な図示並びに説明を省略する。
【００３６】
本実施形態の直流用集積回路２において、故障判定部２２には、反転入力端子に下側判定電圧Ｖｘｂが入力されるとともに非反転入力端子に出力検出電圧Ｖｘが入力されたコンパレータ（以下、「入力コンパレータ」と呼ぶ。）ＣＰ２に加えて、検出用コンデンサＣｘと、入力コンパレータＣＰ２の出力ＶＣＰ２がＬレベルである期間（すなわち出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂ未満である期間）には検出用コンデンサＣｘを充電し、入力コンパレータＣＰ２の出力ＶＣＰ２がＨレベルである期間（すなわち出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂ以上である期間）には検出用コンデンサＣｘを放電させる充放電部２２ａとを備える。つまり、下側判定電圧Ｖｘｂを分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の分圧比で除した電圧Ｖｘｂ×（Ｒ１４＋Ｒ１５）／Ｒ１５が請求項における下限電圧である。
【００３７】
充放電部２２ａは、入力コンパレータＣＰ２の出力ＶＣＰ２がＨレベルである期間には検出用コンデンサＣｘが一定の充電電流ｉ１で充電され、入力コンパレータＣＰ２の出力がＬレベルである期間には検出用コンデンサＣｘが一定の放電電流ｉ２で放電されるように構成されている。上記のような充放電部２２ａは、周知の定電流源などを用いて実現可能である。
【００３８】
また、故障判定部２２には、それぞれ反転入力端子に検出用コンデンサＣｘが接続された２個のコンパレータＣＰ３，ＣＰ４とが設けられている。
【００３９】
上記２個のコンパレータＣＰ３，ＣＰ４のうち一方のコンパレータ（以下、「第１コンパレータ」と呼ぶ。）ＣＰ３は非反転入力端子に第１低下判定電圧Ｖｃｘ１が入力されて出力端子が交流用集積回路４の発振制御部４２に接続されている。発振制御部４２は、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１以上となって第１コンパレータＣＰ３の出力ＶＣＰ３がＬレベルとなったとき、電源が投入された直後と同様に予熱動作Ｔ１から始動動作Ｔ２を経て定常動作Ｔ３に移行する一連の動作を開始する。つまり、予熱動作Ｔ１の開始に伴って放電灯への出力電力が低下されるのであり、第１コンパレータＣＰ３は請求項における第１低下判定部を構成する。
【００４０】
また、他方のコンパレータ（以下、「第２コンパレータ」と呼ぶ。）ＣＰ４は、非反転入力端子に第１低下判定電圧Ｖｃｘ１よりも高い第２低下判定電圧Ｖｃｘ２が入力され、出力端子が論理積回路Ｇ１の入力端子と交流用集積回路４の発振制御部４２とにそれぞれ接続されている。そして、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第２低下判定電圧Ｖｃｘ２以上となって第２コンパレータＣＰ４の出力ＶＣＰ４がＬレベルとなると、論理積回路Ｇ１の出力ＶＧ１がＬレベルに固定されることで直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動が停止されて昇圧が停止され、また、発振制御部４２がスイッチング部３のスイッチング素子のオンオフ駆動を停止させるように発振部４０を制御することで共振回路５への電力の出力が停止される。これにより、直流電源部１の出力電圧が低下されるとともに共振回路５への電力の出力が停止される。すなわち、第２コンパレータＣＰ４が請求項における第２低下判定部を構成する。
【００４１】
以下、本実施形態の動作を説明する。図２に示すように、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂを下回って検出用コンデンサＣｘが充電される時間ｔ１〜ｔ２がごく短時間であって検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１に達しなければ、第１コンパレータＣＰ３と第２コンパレータＣＰ４とのいずれの出力ＶＣＰ３，ＶＣＰ４もＬレベルとならないから、放電灯への出力電力の低下や停止は行われない。
【００４２】
次に、図３に示すように、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１以上となって第１コンパレータＣＰ３の出力ＶＣＰ３がＬレベルとなったタイミングｔ３で、発振制御部４２は、電源が投入された直後と同様に予熱動作Ｔ１から始動動作Ｔ２を経て定常動作Ｔ３に移行する一連の動作を開始する。上記の動作は、予熱動作Ｔ１中や始動動作Ｔ２中に第１コンパレータＣＰ３の出力ＶＣＰ３がＨレベルに復帰しても中断されない。
【００４３】
また、図４に示すように、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第２低下判定電圧Ｖｃｘ２以上となって第２コンパレータＣＰ４の出力ＶＣＰ４がＬレベルとなったタイミングｔ４で、論理積回路Ｇ１の出力ＶＧ１がＬレベルに固定されることで直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動が停止されて昇圧が停止されるとともに、発振制御部４２がスイッチング部３のスイッチング素子のオンオフ駆動を停止させるように発振部４０を制御することで共振回路５への電力の出力が停止されるという動作停止Ｔ４が実行されている。なお、図４の例でも、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１以上となったタイミングｔ３から予熱動作Ｔ１が開始されていはいるが、この予熱動作Ｔ１も検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第２低下判定電圧Ｖｃｘ２以上となったタイミングｔ４で停止されている。
【００４４】
ここで、故障判定部２２は、検出用コンデンサＣｘに並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１を有しており、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが上記のツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚｄ以上となることは防止されている。当然のことながら、上記のツェナー電圧Ｖｚｄは、第２低下判定電圧Ｖｃｘ２よりもさらに高くされている。
【００４５】
上記構成によれば、図２のように充放電部２２ａによる充電の速さと第１低下判定電圧Ｖｃｘ１とに対して瞬時停電の継続時間が短く検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１に達しなければ放電灯への出力電力が低下されないから、直流電源部１の出力電圧が低下したときに即座に放電灯への出力電力を低下又は停止させる場合に比べ、ダイオードブリッジＤＢへの交流電力の入力が一時的に停止される瞬時停電による無駄な消灯が発生しにくい。また、図３のように検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１に達しても第２低下判定電圧Ｖｃｘ２に達しなければ、放電灯への出力電力が減少されるだけに止められ直流電源部１は停止されないから、直流電源部１が停止される場合に比べて瞬時停電からの復帰後の放電灯の再点灯を速くすることができる。さらに、検出結果を実際の直流電源部１の出力電圧よりも低くしてしまうような異常が分圧抵抗Ｒ１４、Ｒ１５に発生した場合には、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第２低下判定電圧Ｖｃｘ２に達することで、誤った検出結果に基いたフィードバック制御による過昇圧が防止される。
【００４６】
なお、図５に示すように出力検出電圧Ｖｘが増減を繰り返すことで入力コンパレータＣＰ２の出力ＶＣＰ２が間欠的にＬレベルとなる場合には、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘは増減を繰り返すことになるが、検出用コンデンサＣｘの充電のオンデューティ（すなわち入力コンパレータＣＰ２のオフデューティ）と充電電流ｉ１とに対して放電電流ｉ２が十分に少なければ図５の３段目のように検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが徐々に上昇していずれ第１低下判定電圧Ｖｃｘ１に達するのに対し、逆に上記の充電のオンデューティと充電電流ｉ１とに対して放電電流ｉ２が十分に多ければ図５の４段目のように検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘは第１低下判定電圧Ｖｃｘ１に達することはない。このように、充電電流ｉ１と放電電流ｉ２との関係でも動作が変化するので、充電電流ｉ１と放電電流ｉ２とは、どのような場合に放電灯への出力電力の低下や停止を行わせたいかに応じて適宜決定すればよい。
【００４７】
また、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１に達したときの動作は上記に限られず、放電灯への出力電力を低下させるものであればよい。
【００４８】
（実施形態２）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分についての説明は省略する。
【００４９】
本実施形態においては、図６に示すように、故障検出部２２の入力コンパレータＣＰ２への２個の入力が入れ替えられ、反転入力端子に出力検出電圧Ｖｘが入力され、非反転入力端子に下側判定電圧Ｖｘｂが入力されている。すなわち、本実施形態では、実施形態１とは逆に、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂを下回っている期間に入力コンパレータＣＰ２の出力ＶＣＰ２がＨレベルとなる。
【００５０】
また、本実施形態の充放電部２２ａは、一端に定電圧Ｖｃｃが入力されて他端が検出用コンデンサＣｘに接続された抵抗Ｒ２１とスイッチＳＷとの直列回路と、検出用コンデンサＣｘに並列に接続された抵抗Ｒ２２とからなる。上記のスイッチＳＷは、入力コンパレータＣＰ２の出力がＨレベルである期間にオンされ、入力コンパレータＣＰ２の出力ＶＣＰ２がＬレベルである期間にオフされる。すなわち、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂを下回っている期間にはスイッチＳＷがオンされることで検出用コンデンサＣｘが充電され、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂを上回っている期間にはスイッチＳＷがオフされることで検出用コンデンサＣｘは並列に接続された抵抗Ｒ２２を介して放電される。本実施形態の場合、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが高いほど充電電流が減少することにより両端電圧Ｖｃｘの上昇速度は遅くなるから、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘの変化は図７に示すように二次曲線状となる。また、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘは、上記の定電圧Ｖｃｃが充放電部２２ａの抵抗Ｒ２１，Ｒ２２によって分圧された電圧Ｖｃｘｔ＝Ｖｃｃ×Ｒ２１／（Ｒ２１＋Ｒ２２）までしか上昇しないから、実施形態１のツェナーダイオードＺＤ１のように検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘを制限するための部品が不要となっている。
【００５１】
（実施形態３）
本実施形態の基本構成は実施形態２と共通であるので、共通する部分についての説明は省略する。
【００５２】
本実施形態では、図１５で示したように制御ブロックＣＢにも入力されている入力検出電圧Ｖｙが図８に示すように非反転入力端子に接続されるとともに非反転入力端子に所定の切替判定電圧Ｖｙｃが入力されたコンパレータ（以下、「第３コンパレータ」と呼ぶ。）ＣＰ５と、この第３コンパレータＣＰ５の出力端子が一方の入力端子に接続されるとともに他方の入力端子には入力コンパレータＣＰ２の出力端子が接続された論理和回路（オアゲート）Ｇ２を備え、充放電部２２ａのスイッチＳＷは入力コンパレータＣＰ２の出力ではなく上記の論理和回路Ｇ２の出力によってオンオフされる。
【００５３】
つまり、本実施形態の充放電部２２ａは、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂ未満である期間だけではなく、入力検出電圧Ｖｙが切替判定電圧Ｖｙｃ未満である期間にも検出用コンデンサＣｘを充電し、出力検出電圧Ｖｘが下限判定電圧Ｖｘｂ以上であって且つ入力検出電圧Ｖｙが切替判定電圧Ｖｙｃ以上である期間にのみ検出用コンデンサＣｘを放電させる。すなわち、入力検出電圧Ｖｙを生成する分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２が請求項における整流出力検出部を構成し、切替判定電圧Ｖｙｃを上記の分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の分圧比で除した電圧Ｖｙｃ×（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２が請求項における切替電圧である。
【００５４】
出力検出電圧Ｖｘが上側判定電圧Ｖｘｔを上回ることも下側判定電圧Ｖｘｂを下回ることもない場合における本実施形態の動作を図９に示す。
【００５５】
正常な状態であっても入力検出電圧Ｖｙは切替判定電圧Ｖｙｃを間欠的に下回ることにより、本実施形態では、論理和回路Ｇ２の出力ＶＧ２（すなわち第３コンパレータＣＰ５の出力）のオンデューティで検出用コンデンサＣｘが充放電を繰り返されることで、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘは増減を繰り返す。ただし、正常な状態であれば検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘに増加傾向が生じない程度に十分に検出用コンデンサＣｘの充電のオンデューティが低くなるように、切替判定電圧Ｖｙｃは十分に高くされている。
【００５６】
図９の右半分のように交流電源ＡＣからダイオードブリッジＤＢへの入力電圧の実効値が低下して入力検出電圧Ｖｙの実効値が低下すると、論理和回路Ｇ２の出力ＶＧ２（すなわち第３コンパレータＣＰ５の出力）のオンデューティが増加することにより、検出用コンデンサＣｘの充電のオンデューティも増加し、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘには増加傾向が生じ、やがて検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１や第２低下判定電圧Ｖｃｘ２を上回ることにより、放電灯への出力電力の低下や停止が行われる。
【００５７】
上記構成によれば、ダイオードブリッジＤＢへの入力電圧の低下に対しても、放電灯への出力電力の低下や停止による回路部品の保護が可能となる。
【００５８】
また、本実施形態では、入力検出電圧Ｖｙを生成する構成（請求項における整流出力検出部）として、制御ブロックＣＢの動作に使用されていた分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を流用することにより、部品点数の増加が抑えられている。
【００５９】
（実施形態４）
本実施形態の基本構成は実施形態２と共通であるので、共通する部分については説明を省略する。
【００６０】
本実施形態の直流用集積回路２には、図１０に示すように、第２コンパレータＣＰ４の出力ＶＣＰ４に応じて直流用集積回路２の直流駆動部ＤＲ及び充放電部２２ａと交流用集積回路４とをそれぞれ制御するリセット部ＲＣが設けられている。
【００６１】
具体的に説明すると、リセット部ＲＣは、図１１に示すように、第２コンパレータＣＰ４の出力ＶＣＰ４がＬレベルとなったとき（つまり、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第２低下判定電圧Ｖｃｘ２に達したとき）から所定の停止時間にわたって動作停止Ｔ４を行わせるように直流用集積回路２の直流駆動部ＤＲと交流用集積回路４の発振制御部４２とをそれぞれ制御するという停止動作を行い、上記の停止動作の終了後には、直流用集積回路２の直流駆動部ＤＲの動作を再開させるとともに、交流用集積回路４の発振制御部４２には予熱動作Ｔ１から始動動作Ｔ２を経て定常動作Ｔ３に移行するまでの一連の動作を開始させるという再始動動作を行う。
【００６２】
さらに、リセット部ＲＣは、動作停止Ｔ４中と、直流用集積回路２の直流駆動部ＤＲが動作を開始した後（つまり予熱動作Ｔ１が開始された後）に所定の保留時間Ｔ５が経過するまでの期間とには、それぞれ検出用コンデンサＣｘが放電されるように充放電部２２ａのスイッチＳＷをオフ制御する。上記動作は例えば上記期間に故障判定部２２の入力コンデンサＣＰ２の反転入力端子の電位を下側判定電圧Ｖｘｂよりも高く維持することで実現することができる。上記の保留時間Ｔ５は、直流電源部１の出力電圧及び出力検出電圧Ｖｘがそれぞれ安定するのに十分な程度に長い時間とされている。一般的な昇圧チョッパ回路においては、出力電圧の安定までにかかる時間は最長で１５０ミリ秒ほどになることがあるので、保留時間Ｔ５は１５０ミリ秒以上とすることが望ましい。
【００６３】
上記構成によれば、動作停止Ｔ４の間に検出用コンデンサＣｘが放電されるから、動作停止Ｔ４の後の再始動動作の開始時に検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが維持されていた場合に発生しうる、放電灯への出力電力の低下や停止といった誤動作を防止することができる。
【００６４】
また、直流用集積回路２の直流駆動部ＤＲが動作を開始した後に所定の保留時間Ｔ５が経過するまでの期間には検出用コンデンサＣｘが充電されないので、直流電源部１の動作開始直後の出力検出電圧Ｖｘが安定しない期間に出力検出電圧Ｖｘの一時的な上昇による誤動作を防止することができる。なお、上記のような直流電源部１の動作開始直後の出力検出電圧Ｖｘが安定しない期間の誤動作については、第１低下判定電圧Ｖｃｘ１や第２低下判定電圧Ｖｃｘ２を十分に高くすることでも防止することは可能であるが、第１低下判定電圧Ｖｃｘ１や第２低下判定電圧Ｖｃｘ２を高くすることはすなわち異常の発生に対して応答が遅くなることを意味する。本実施形態では、第１低下判定電圧Ｖｃｘ１や第２低下判定電圧Ｖｃｘ２を比較的に低くして異常の発生に対する応答の速さを確保した場合であっても、直流電源部１の動作開始直後の出力検出電圧Ｖｘが安定しない期間の誤動作を避けることができるといったように、設計の自由度が向上している。
【００６５】
なお、上記の再始動動作が行われる回数に上限を設けてもよい。具体的には、リセット部ＲＣが、再始動動作を行った回数を計数するとともに、再始動動作の回数が所定回数に達した後で第２コンパレータＣＰ４の出力ＶＣＰ４がＬレベルとなったときには再始動動作は行わずに停止動作を継続する。この構成を採用すれば、再始動動作が際限無く繰り返されることを避けることができる。
【００６６】
また、本実施形態の構成は、図１２に示すように実施形態３の構成と組み合わせることができる。
【００６７】
上記の各実施形態で説明した各種の放電灯点灯装置は、図１３に示すような照明器具６に使用することができる。上下方向は図１３を基準として説明すると、図１３の照明器具６は、それぞれ直管型の放電灯の一方ずつの口金が接続されることで共振回路５の共振部と放電灯とを電気的に接続する１組２個のソケット６１と、放電灯点灯装置すなわちダイオードブリッジＤＢと直流電源部１と直流用集積回路２とスイッチング部３と交流用集積回路４と共振部とをそれぞれ収納及び保持するとともにソケット６１を下側に突出させる形で保持した器具本体６２とを備える。器具本体６２は全体として三角柱形状であって側面のうち１個を天井面や壁面などの取付面（図示せず）に向けて取付面に対して固定されるものである。また、器具本体６２の側面のうち２個は斜め下方に向けられるものであって、これらの側面は、例えば白色とされることにより、ソケット６１に取り付けられた放電灯（図示せず）の光を下方に配光（反射）する。このような照明器具６は周知技術で実現可能であるので、詳細な説明は省略する。
【符号の説明】
【００６８】
１ 直流電源部
３ スイッチング部
５ 共振回路（請求項における共振部と放電灯とからなる）
６ 照明器具
２１ 過昇圧判定部
２２ａ 充放電部
４１ 交流駆動部
６２ 器具本体
ＣＰ３ 第１コンパレータ（請求項における第１低下判定部）
ＣＰ４ 第２コンパレータ（請求項における第２低下判定部）
Ｃｘ 検出用コンデンサ
ＤＢ ダイオードブリッジ（請求項における整流部）
ＤＲ 直流駆動部
Ｒ１１，Ｒ１２ 分圧抵抗（請求項における整流出力検出部）
Ｒ１４，Ｒ１５ 分圧抵抗（請求項における直流出力検出部）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯装置及び照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、図１４に示すように、商用電源のような外部の交流電源から入力された交流電力を全波整流する整流部としてのダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの直流出力（脈流出力）を所定電圧の直流電力に変換する直流電源部１と、放電灯とともに共振回路５を構成する共振部（図示せず）と、少なくとも１個のスイッチング素子を有して直流電源部１と共振回路５との間に介在するスイッチング部３とを備える放電灯点灯装置が提供されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
直流電源部１は、図１５に示すように、出力コンデンサＣ１２と、ダイオードブリッジＤＢから出力コンデンサＣ１２への充電電流をオンオフするスイッチング素子Ｑ１１とを有するチョッパ回路からなり、出力コンデンサＣ１２の両端電圧を出力電圧としている。具体的に説明すると、図１５の直流電源部１は、ブーストコンバータとも呼ばれる昇圧型のチョッパ回路であって、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端間に接続されたコンデンサＣ１１と、一端がダイオードブリッジＤＢの直流出力端に接続されたインダクタＬ１１と、インダクタＬ１１の他端にアノードが接続されるとともに出力コンデンサＣ１２の一端にカソードが接続されたダイオードＤ１１とを備え、上記のスイッチング素子Ｑ１１はスイッチング素子Ｑ１１に流れる電流を検出するための検出抵抗Ｒ１３との直列回路としてダイオードＤ１１と出力コンデンサＣ１２との直列回路に並列に接続されている。また、ダイオードブリッジＤＢの低電圧側の出力端と、出力コンデンサＣ１２においてダイオードＤ１１に接続されていない側の一端とは、それぞれグランドに接続されている。すなわち、スイッチング素子Ｑ１１がオンされている期間には、インダクタＬ１１からスイッチング素子Ｑ１１と検出抵抗Ｒ１３との経路で通電されることでインダクタＬ１１にエネルギーが蓄積される一方、出力コンデンサＣ１２の充電は停止される。次に、スイッチング素子Ｑ１１がオフされると、自己誘導によりインダクタＬ１１に電圧が発生し、この電圧がダイオードブリッジＤＢの出力電圧に重畳された電圧により、出力コンデンサＣ１２が充電される。
【０００４】
また、本実施形態は、直流電源部１の出力電圧を検出する直流出力検出部として、直流電源部１の出力コンデンサＣ１２とダイオードＤ１１との接続点とグランドとの間に接続された２個の分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の直列回路で構成された分圧回路を備える。さらに、本実施形態は、上記の分圧回路の出力電圧（すなわち分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の接続点の電圧。以下、「出力検出電圧」と呼ぶ。）Ｖｘを所定の基準電圧Ｖｘｒにするようなフィードバック制御により決定されたオンデューティで直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１を周期的にオンオフ駆動する直流用集積回路２を備える。つまり、上記の基準電圧Ｖｘｒを分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の分圧比で除した電圧Ｖｘｒ×（Ｒ１４＋Ｒ１５）／Ｒ１５が請求項における目標電圧である。また、本実施形態は、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧を分圧する整流出力検出部としての分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２も備えており、直流電源部１のインダクタＬ１１には二次巻線が設けられていて、上記の分圧抵抗Ｒ１１、Ｒ１２によって分圧された電圧（以下、「入力検出電圧」と呼ぶ）Ｖｙと、上記の二次巻線に誘導された電流（以下、「誘導検出電流」と呼ぶ。）とは、出力検出電圧Ｖｘとともに、直流用集積回路２の動作に用いられる。
【０００５】
直流用集積回路２について図１５を参照しながら詳しく説明すると、直流用集積回路２は、反転入力端子に出力検出電圧Ｖｘが入力されるとともに非反転入力端子に基準電圧Ｖｘｒが入力された誤差増幅器ＡＰと、誤差増幅器ＡＰの出力電圧と入力検出電圧と誘導検出電流とに応じた出力を生成する制御ブロックＣＢと、制御ブロックＣＢの出力が３入力の論理積回路（アンドゲート）Ｇ１を介して入力され入力がＨレベルかＬレベルかに応じたオンオフ状態に直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１を切替制御する直流駆動部ＤＲとを備える。
【０００６】
制御ブロックＣＢは、誤差増幅器ＡＰの出力電圧と入力検出電圧Ｖｙとを乗算した電圧（以下、「乗算電圧」と呼ぶ。）を出力するマルチプライヤＭＰと、直流電源部１におけるスイッチング素子Ｑ１１と抵抗Ｒ１３との接続点の電圧（すなわちスイッチング素子Ｑ１１に流れる電流量に応じた電圧。以下、「電流検出電圧」と呼ぶ。）とマルチプライヤＭＰから入力された乗算電圧とを比較する比較器ＣＰと、直流電源部１のインダクタＬ１１に設けられた２次巻線に接続され、この２次巻線に流れる電流と比較器ＣＰによる比較結果とに応じた出力を生成するタイミング制御部ＣＴとからなる。タイミング制御部ＣＴは、上記の２次巻線に流れる電流に基いてダイオードブリッジＤＢの出力のゼロクロスを検出し、ゼロクロスが検出されたタイミングで直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１がオン制御され、電流検出電圧が乗算電圧に達したタイミングで直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１がオフ制御されるように、論理積回路Ｇ１への出力（すなわち制御ブロックＣＢの出力）のレベルを切り替える。つまり、ダイオードブリッジＤＢの出力の周波数、すなわち交流電源ＡＣからダイオードブリッジＤＢへの入力電圧の周波数の２倍の周波数で、スイッチング素子Ｑ１１はオンオフ駆動される。また、出力検出電圧Ｖｘが基準電圧Ｖｘｒに対して低いほど上記のオンオフ駆動のオンデューティが高くされることにより、出力検出電圧Ｖｘを基準電圧Ｖｘｒに近づけるフィードバック制御が達成される。
【０００７】
なお、図１４など、制御ブロックＣＢを１個のブロックとして記載している図では、入力検出電圧Ｖｙを生成する分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の図示、並びに、分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２や直流電源部１と制御ブロックＣＢとを結ぶ線の図示は、それぞれ省略している。
【０００８】
共振回路５は、例えばそれぞれ熱陰極型の放電灯（図示せず）に直列に接続されるインダクタとコンデンサと（いずれも図示せず）を有するものである。この場合、上記のインダクタとコンデンサとが共振部を構成する。
【０００９】
スイッチング部３は、図１６に示すように、直流電源部１の出力端間に互いに直列に接続された２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路からなり、共振回路５はスイッチング部３のローサイドのスイッチング素子Ｑ２の両端間に接続される。この場合、共振部とスイッチング部３とは全体としてハーフブリッジ形のインバータ回路を構成するのであり、スイッチング部３の上記２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフ駆動されることで、共振部と放電灯とが構成する共振回路５の共振により直流電源部１の出力が交流電力に変換されて放電灯に出力される。そして、上記２個のスイッチング素子が交互にオンオフされる周波数（以下、「動作周波数」と呼ぶ。）が、すなわち放電灯への出力電圧の周波数となるのであり、この動作周波数が、共振回路５の共振周波数に近いほど、放電灯への出力電圧の振幅は大きくなる。
【００１０】
さらに、本実施形態は、スイッチング部３のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフする交流用集積回路４を備える。交流用集積回路４は、発振部４０と、発振部４０の出力の周波数でスイッチング部３のスイッチング素子を交互にオンオフ駆動する交流駆動部４１と、発振部４０を制御する発振制御部４２とを含んでいる。発振制御部４２から発振部４０への出力と発振部４０の出力の周波数との関係は、交流用集積回路４に外付けされるコンデンサＣ１３のキャパシタンスや抵抗Ｒ１６の抵抗値を適宜変更することで調整可能となっている。また、交流駆動部４１は、スイッチング部３の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が発振部４０の出力の周波数で周期的に交互にオンオフされ、且つ、一方のスイッチング素子Ｑ１がオンされる期間と他方のスイッチング素子Ｑ２がオンされる期間との間には各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がともにオフされる期間（デッドタイム）が存在するように、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をそれぞれオンオフ駆動するものである。
【００１１】
さらに、発振制御部４２は、周知のタイマ回路を含んでおり、電源が投入された直後には、放電灯を始動させるために、電源が投入されてからの経過時間に応じて動作周波数を変化させるように発振部４０を制御する。具体的には、発振制御部４２は、図１７に示すように、放電灯の各フィラメントをそれぞれ予熱するために動作周波数を共振回路５の共振周波数から十分に離れた周波数（以下、「予熱周波数」と呼ぶ。）とすることで放電灯への出力電圧の振幅を比較的に低くするという予熱動作Ｔ１を所定時間にわたって行った後、動作周波数を予熱周波数よりも共振回路５の共振周波数に近い所定の周波数（以下、「始動周波数」と呼ぶ。）として始動（つまり放電の開始）のために十分な程度まで放電灯への出力電圧の振幅を大きくする始動動作Ｔ２を所定時間にわたって行い、その後、動作周波数を、放電灯の点灯維持が可能な程度に放電灯への出力電圧の振幅が大きくなるような周波数（以下、「定常周波数」と呼ぶ。）とする定常動作Ｔ３に移行する。
【００１２】
この種の放電灯点灯装置において、直流電源部１の出力電圧（直流用集積回路２によるフィードバック制御）が追従できないほど急激に出力検出電圧Ｖｘが上昇した場合、直流電源部１の出力電圧が過剰に高くされてしまうという過昇圧が発生することが考えられる。このような過昇圧が発生すると、回路部品に過剰な電気的ストレスがかかってしまい、寿命の短縮や故障の発生の原因となる。
【００１３】
そこで、上記従来例は、過昇圧が発生しているか否かを判定する過昇圧判定部２１を直流用集積回路２に備え、過昇圧判定部２１によって過昇圧の発生が判定されている期間には直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動が停止されるように構成されている。具体的には、過昇圧判定部２１は基準電圧Ｖｘｒよりも高い上側判定電圧Ｖｘｔが非反転入力端子に入力されるとともに反転入力端子に出力検出電圧Ｖｘが入力され出力端子が論理積回路Ｇ１の入力端子に接続されたコンパレータＣＰ１からなる。上記の過昇圧判定部２１は、図１７に示すように、出力検出電圧Ｖｘが上側判定電圧Ｖｘｔ未満である期間には過昇圧が発生していないと判定して出力（コンパレータＣＰ１の出力）Ｖ２１をＨレベルとする一方、出力検出電圧Ｖｘが上側判定電圧Ｖｘｔ以上である期間には過昇圧が発生していると判定して出力（コンパレータＣＰ１の出力）Ｖ２１をＬレベルとする。つまり、上記のように過昇圧が発生していると判定されている期間には論理積回路Ｇ１の出力ＶＧ１が制御ブロックＣＢの出力に関わらずＬレベルに固定されることにより、直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動が停止される。すなわち、上記の上側判定電圧Ｖｘｔを分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の分圧比で除した電圧Ｖｘｔ×（Ｒ１４＋Ｒ１５）／Ｒ１５が請求項における上限電圧である。これにより、直流電源部１の出力電圧は低下し始め、回路部品は過昇圧による過剰な電気的ストレスから保護される。そして、直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動の停止により出力検出電圧Ｖｘが低下して上側判定電圧Ｖｘｔを下回れば、直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動が再開される。上側判定電圧Ｖｘｔは、基準電圧Ｖｘｒの１１０％以上且つ１３５％以下の値とされる。
【００１４】
しかしながら、直流電源部１の出力電圧を検出する直流出力検出部を構成する分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５に異常が発生した場合、上記構成だけでは過昇圧を防げない可能性がある。例えば、低電圧側の分圧抵抗Ｒ１５の両端間に短絡が発生したときや、高電圧側の分圧抵抗Ｒ１４に開放が発生したときには、直流電源部１の実際の出力電圧に関わらず、直流出力検出部による検出結果としての出力検出電圧Ｖｘが常に０Ｖとなってしまう。このように実際の直流電源部１の出力電圧よりも検出結果としての出力電圧が低くなる場合、実際の出力電圧よりも低い検出結果を目標電圧まで引き上げようとするフィードバック制御で過昇圧が発生してしまう。
【００１５】
そこで、上記従来例においては、出力検出電圧Ｖｘの低下に基いて分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５に故障が発生したと判定して直流電源部１を停止させる故障判定部２２が設けられている。具体的には、故障判定部２２は、基準電圧Ｖｘｒよりも低い下側判定電圧Ｖｘｂが非反転入力端子に入力されるとともに反転入力端子に出力検出電圧Ｖｘが入力されたコンパレータＣＰ２と、コンパレータＣＰ２の出力端子がリセット端子Ｒに接続され出力端子Ｑが論理積回路Ｇ１の入力端子に接続されたフリップフロップ回路ＦＦとを備える。上記の故障判定部２２は、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂ以上である期間には故障が発生していないと判定して出力Ｖ２２をＨレベルとする一方、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂ未満である期間には故障が発生していると判定して出力Ｖ２２をＬレベルとする。つまり、上記のように故障が発生していると判定されている期間には論理積回路Ｇ１の出力ＶＧ１が制御ブロックＣＢの出力に関わらずＬレベルに固定されることにより、直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動が停止される。下側判定電圧Ｖｘｂは基準電圧Ｖｘｒの９０％以下とされるが、直流電源部１の出力コンデンサＣ１１の容量値が経年劣化で低下してリップルが発生するような場合にも故障判定部２２の出力Ｖ２２による停止を可能とするためには、下側判定電圧Ｖｘｂは低くし過ぎないことが望ましい。また、故障判定部２２の出力Ｖ２２は交流用集積回路４にも入力されており、発振部４０は故障判定部２２の出力がＬレベルである期間にはスイッチング部３の各スイッチング素子をそれぞれオフ状態に維持する。例えば、発振制御部４２と発振部４０とが２個の端子で接続され、発振制御部４２が、一方の端子の電圧（以下、「予熱信号」と呼ぶ。）をＨレベルとすることで予熱動作用の動作周波数を指示し、他方の端子の電圧（以下、「始動信号」と呼ぶ。）をＨレベルとすることで始動動作用の動作周波数を指示し、両方の端子の電圧をそれぞれＬレベルとすることで発振部４０の停止を指示するような場合においては、図１４のように、上記の各端子についてそれぞれ発振制御部４２と発振部４０との間に論理積回路を介在させ、これらの各論理積回路の一方の入力端子を発振制御部４２に接続する一方で他方の入力端子に故障判定部２２を接続すれば、上記動作を実現することができる。
【００１６】
また、電源投入直後において直流電源部１の出力電圧が安定しない状態で故障判定部２２の動作による停止が発生しないように、上記の故障判定部２２は、電源投入直後に直流電源部１の出力電圧が安定するのに十分な所定時間（以下、「保留時間」と呼ぶ。）が経過するまでは出力Ｖ２２をＨレベルに維持するように構成されている。具体的には、交流用集積回路４の発振制御部４２は電源投入後に上記の保留時間が経過するまではＬレベルとされ上記の保留時間の経過後はＨレベルとされる出力を生成するものであって、故障判定部２２には発振制御部４２の上記出力がインバータＩＶを介してフリップフロップ回路ＦＦのセット端子Ｓに入力されている。すなわち、電源投入後に上記の保留時間が経過するまではコンパレータＣＰ２の出力によらず故障判定部２２の出力Ｖ２２がＨレベルに固定されることで、直流電源部１の動作が確保される。同様の動作は、適宜の論理回路を用いても実現することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００３−２１７８８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
ところで、検出結果としての出力電圧の低下は、上記の分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５のような直流出力検出部に故障が発生した場合だけではなく、外部の交流電源ＡＣから直流電源部１への電力の供給がごく短時間だけ停止されるいわゆる瞬時停電により直流電源部１の出力電圧が実際に低下した場合にも発生する。瞬時停電の場合には放電灯の点灯の維持が可能なことが多いが、上記のように出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂを下回ってすぐに（つまり出力電圧が目標電圧よりも低い所定の下限電圧を下回ってすぐに）直流電源部１の出力が停止されると、放電灯が消灯されてしまうことになる。上記のように放電灯の点灯の維持が可能であるにもかかわらず放電灯が無駄に消灯されてしまうと、使用者に対して無用な不快感を与えることになる。
【００１９】
本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、放電灯の無駄な消灯が発生しにくい放電灯点灯装置及び照明器具を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
請求項１の発明は、入力された交流電力を整流する整流部と、出力コンデンサと整流部から出力コンデンサへの充電電流をオンオフするスイッチング素子とを少なくとも有して出力コンデンサの両端電圧を出力電圧とするチョッパ回路からなる直流電源部と、直流電源部の出力電圧を検出する直流出力検出部と、直流出力検出部によって検出された出力電圧を所定の目標電圧とするように直流電源部のスイッチング素子をオンオフ駆動する直流駆動部と、直流出力検出部によって検出された出力電圧が目標電圧よりも高い所定の上限電圧に達したときに直流駆動部を停止させる過昇圧判定部と、放電灯に接続されて共振回路を構成する共振部と、直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、共振部と直流電源部との接続を周期的に切り替えるようにスイッチング部を制御することにより共振部から放電灯に交流電力を出力させる交流駆動部と、検出用コンデンサと、直流出力検出部によって検出された出力電圧が目標電圧よりも低い所定の下限電圧未満である期間には検出用コンデンサを充電し、直流出力検出部によって検出された出力電圧が下限電圧以上である期間には検出用コンデンサを放電させる充放電部とを備え、検出用コンデンサの両端電圧が所定の第１低下判定電圧を上回ったときに共振部から放電灯への出力電力を減少させるように交流駆動部を制御する第１低下判定部と、検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧よりも高い所定の第２低下判定電圧を上回ったときに直流駆動部と交流駆動部とをそれぞれ停止させる第２低下判定部とを備えることを特徴とする。
【００２１】
この発明によれば、充放電部による充電の速さと第１低下判定電圧とに対して瞬時停電の継続時間が短く検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧に達しなければ放電灯への出力電力が低下されないから、直流電源部の出力電圧が低下したときに即座に放電灯への出力電力を低下又は停止させる場合に比べ、整流部への交流電力の入力が一時的に停止される瞬時停電による無駄な消灯が発生しにくい。また、検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧に達しても第２低下判定電圧に達しなければ、放電灯への出力電力が減少されるだけに止められ直流電源部は停止されないから、直流電源部が停止される場合に比べて瞬時停電からの復帰後の放電灯の再点灯を速くすることができる。さらに、検出結果を実際の直流電源部の出力電圧よりも低くしてしまうような異常が直流出力検出部に発生した場合には検出用コンデンサの両端電圧が第２低下判定電圧に達することで、誤った検出結果に基いたフィードバック制御による過昇圧が防止される。
【００２２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、整流部の出力電圧を検出する整流出力検出部を備え、充放電部は、整流出力検出部によって検出された出力電圧が所定の切替電圧未満である期間にも検出用コンデンサを充電し、直流出力検出部によって検出された出力電圧が下限電圧以上であって且つ整流出力検出部によって検出された出力電圧が切替電圧以上である期間に検出用コンデンサを放電させることを特徴とする。
【００２３】
この発明によれば、整流部への入力電圧が低下した場合であっても放電灯への出力電力の低下や停止を行うことができる。
【００２４】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、充放電部は、直流駆動部が動作を開始してから所定の保留時間が経過するまでは、検出用コンデンサを放電させることを特徴とする。
【００２５】
この発明によれば、第１低下判定電圧や第２低下判定電圧を比較的に低くして異常の発生に対する応答の速さを確保した場合であっても、直流電源部の出力電圧が安定するまでの期間に検出用コンデンサの両端電圧に応じた停止等が行われてしまうことを避けることができる。
【００２６】
請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかの発明において、充放電部は、直流駆動部と交流駆動部とが停止している期間には検出用コンデンサを放電させることを特徴とする。
【００２７】
この発明によれば、停止後に次の始動時まで検出用コンデンサの両端電圧が維持されてしまうことによる誤動作の発生を抑えることができる。
【００２８】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と、共振部に接続される放電灯と放電灯点灯装置とをそれぞれ保持する器具本体とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２９】
請求項１の発明によれば、検出用コンデンサと、直流出力検出部によって検出された出力電圧が目標電圧よりも低い所定の下限電圧未満である期間には検出用コンデンサを充電し、直流出力検出部によって検出された出力電圧が下限電圧以上である期間には検出用コンデンサを放電させる充放電部とを備え、検出用コンデンサの両端電圧が所定の第１低下判定電圧を上回ったときに共振部から放電灯への出力電力を減少させるように交流駆動部を制御する第１低下判定部と、検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧よりも高い所定の第２低下判定電圧を上回ったときに直流駆動部と交流駆動部とをそれぞれ停止させる第２低下判定部とを備えるので、充放電部による充電の速さと第１低下判定電圧とに対して瞬時停電の継続時間が短く検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧に達しなければ放電灯への出力電力が低下されないから、直流電源部の出力電圧が低下したときに即座に放電灯への出力電力を低下又は停止させる場合に比べ、整流部への交流電力の入力が一時的に停止される瞬時停電による無駄な消灯が発生しにくい。また、検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧に達しても第２低下判定電圧に達しなければ、放電灯への出力電力が減少されるだけに止められ直流電源部は停止されないから、直流電源部が停止される場合に比べて瞬時停電からの復帰後の放電灯の再点灯を速くすることができる。さらに、検出結果を実際の直流電源部の出力電圧よりも低くしてしまうような異常が直流出力検出部に発生した場合には検出用コンデンサの両端電圧が第２低下判定電圧に達することで、誤った検出結果に基いたフィードバック制御による過昇圧が防止される。
【００３０】
請求項２の発明によれば、整流部の出力電圧を検出する整流出力検出部を備え、充放電部は、整流出力検出部によって検出された出力電圧が所定の切替電圧未満である期間にも検出用コンデンサを充電し、直流出力検出部によって検出された出力電圧が下限電圧以上であって且つ整流出力検出部によって検出された出力電圧が切替電圧以上である期間に検出用コンデンサを放電させるので、整流部への入力電圧が低下した場合であっても放電灯への出力電力の低下や停止を行うことができる。
【００３１】
請求項３の発明によれば、充放電部は、直流駆動部が動作を開始してから所定の保留時間が経過するまでは、検出用コンデンサを放電させるので、第１低下判定電圧や第２低下判定電圧を比較的に低くして異常の発生に対する応答の速さを確保した場合であっても、直流電源部の出力電圧が安定するまでの期間に検出用コンデンサの両端電圧に応じた停止等が行われてしまうことを避けることができる。
【００３２】
請求項４の発明によれば、充放電部は、直流駆動部と交流駆動部とが停止している期間には検出用コンデンサを放電させるので、停止後に次の始動時まで検出用コンデンサの両端電圧が維持されてしまうことによる誤動作の発生を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の実施形態１を示す回路ブロック図である。
【図２】出力検出電圧Ｖｘの低下が非常に短時間で終了する場合における同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、入力コンパレータの出力電圧ＶＣＰ２と、検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘと、第１コンパレータの出力電圧ＶＣＰ３と、第２コンパレータの出力電圧ＶＣＰ４と、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１との、それぞれの時間変化を示す。
【図３】出力検出電圧Ｖｘの低下が比較的に短時間で終了する場合における同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、入力コンパレータの出力電圧ＶＣＰ２と、検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘと、第１コンパレータの出力電圧ＶＣＰ３と、第２コンパレータの出力電圧ＶＣＰ４と、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１との、それぞれの時間変化を示す。
【図４】出力検出電圧Ｖｘの低下が比較的に長時間継続する場合における同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、入力コンパレータの出力電圧ＶＣＰ２と、検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘと、第１コンパレータの出力電圧ＶＣＰ３と、第２コンパレータの出力電圧ＶＣＰ４と、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１との、それぞれの時間変化を示す。
【図５】出力検出電圧Ｖｘが増減を繰り返す場合における同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、入力コンパレータの出力電圧ＶＣＰ２と、放電電流ｉ２が互いに異なる２通りの場合での検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘとの、それぞれの時間変化を示す。
【図６】本発明の実施形態２を示す回路ブロック図である。
【図７】出力検出電圧Ｖｘの低下が比較的に長時間継続する場合における同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、入力コンパレータの出力電圧ＶＣＰ２と、検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘと、第１コンパレータの出力電圧ＶＣＰ３と、第２コンパレータの出力電圧ＶＣＰ４と、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１との、それぞれの時間変化を示す。
【図８】本発明の実施形態３を示す回路ブロック図である。
【図９】同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、論理和回路の出力電圧ＶＧ２と、入力検出電圧Ｖｙと、検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘと、第１コンパレータの出力電圧ＶＣＰ３と、第２コンパレータの出力電圧ＶＣＰ４と、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１との、それぞれの時間変化の一例を示す。
【図１０】本発明の実施形態４を示す回路ブロック図である。
【図１１】同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、入力コンパレータの出力電圧ＶＣＰ２と、検出用コンデンサの両端電圧Ｖｃｘと、第１コンパレータの出力電圧ＶＣＰ３と、第２コンパレータの出力電圧ＶＣＰ４と、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１と、リセット部から故障判定部への出力電圧ＶＲＣとの、それぞれの時間変化を示す。
【図１２】同上の変更例を示す回路ブロック図である。
【図１３】同上を用いた照明器具の例を示す斜視図である。
【図１４】従来例を示す回路ブロック部である。
【図１５】同上の要部を示す回路ブロック図である。
【図１６】同上におけるスイッチング部の周辺の構成を主に示す回路ブロック図である。
【図１７】過昇圧が発生した場合における同上の動作を示す説明図であり、横軸に時間をとり、出力検出電圧Ｖｘと、過昇圧判定部の出力電圧Ｖ２１との、それぞれの時間変化を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３５】
（実施形態１）
本実施形態の基本構成は図１４〜図１７で説明した従来例と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して詳細な図示並びに説明を省略する。
【００３６】
本実施形態の直流用集積回路２において、故障判定部２２には、反転入力端子に下側判定電圧Ｖｘｂが入力されるとともに非反転入力端子に出力検出電圧Ｖｘが入力されたコンパレータ（以下、「入力コンパレータ」と呼ぶ。）ＣＰ２に加えて、検出用コンデンサＣｘと、入力コンパレータＣＰ２の出力ＶＣＰ２がＬレベルである期間（すなわち出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂ未満である期間）には検出用コンデンサＣｘを充電し、入力コンパレータＣＰ２の出力ＶＣＰ２がＨレベルである期間（すなわち出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂ以上である期間）には検出用コンデンサＣｘを放電させる充放電部２２ａとを備える。つまり、下側判定電圧Ｖｘｂを分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の分圧比で除した電圧Ｖｘｂ×（Ｒ１４＋Ｒ１５）／Ｒ１５が請求項における下限電圧である。
【００３７】
充放電部２２ａは、入力コンパレータＣＰ２の出力ＶＣＰ２がＨレベルである期間には検出用コンデンサＣｘが一定の充電電流ｉ１で充電され、入力コンパレータＣＰ２の出力がＬレベルである期間には検出用コンデンサＣｘが一定の放電電流ｉ２で放電されるように構成されている。上記のような充放電部２２ａは、周知の定電流源などを用いて実現可能である。
【００３８】
また、故障判定部２２には、それぞれ反転入力端子に検出用コンデンサＣｘが接続された２個のコンパレータＣＰ３，ＣＰ４とが設けられている。
【００３９】
上記２個のコンパレータＣＰ３，ＣＰ４のうち一方のコンパレータ（以下、「第１コンパレータ」と呼ぶ。）ＣＰ３は非反転入力端子に第１低下判定電圧Ｖｃｘ１が入力されて出力端子が交流用集積回路４の発振制御部４２に接続されている。発振制御部４２は、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１以上となって第１コンパレータＣＰ３の出力ＶＣＰ３がＬレベルとなったとき、電源が投入された直後と同様に予熱動作Ｔ１から始動動作Ｔ２を経て定常動作Ｔ３に移行する一連の動作を開始する。つまり、予熱動作Ｔ１の開始に伴って放電灯への出力電力が低下されるのであり、第１コンパレータＣＰ３は請求項における第１低下判定部を構成する。
【００４０】
また、他方のコンパレータ（以下、「第２コンパレータ」と呼ぶ。）ＣＰ４は、非反転入力端子に第１低下判定電圧Ｖｃｘ１よりも高い第２低下判定電圧Ｖｃｘ２が入力され、出力端子が論理積回路Ｇ１の入力端子と交流用集積回路４の発振制御部４２とにそれぞれ接続されている。そして、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第２低下判定電圧Ｖｃｘ２以上となって第２コンパレータＣＰ４の出力ＶＣＰ４がＬレベルとなると、論理積回路Ｇ１の出力ＶＧ１がＬレベルに固定されることで直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動が停止されて昇圧が停止され、また、発振制御部４２がスイッチング部３のスイッチング素子のオンオフ駆動を停止させるように発振部４０を制御することで共振回路５への電力の出力が停止される。これにより、直流電源部１の出力電圧が低下されるとともに共振回路５への電力の出力が停止される。すなわち、第２コンパレータＣＰ４が請求項における第２低下判定部を構成する。
【００４１】
以下、本実施形態の動作を説明する。図２に示すように、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂを下回って検出用コンデンサＣｘが充電される時間ｔ１〜ｔ２がごく短時間であって検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１に達しなければ、第１コンパレータＣＰ３と第２コンパレータＣＰ４とのいずれの出力ＶＣＰ３，ＶＣＰ４もＬレベルとならないから、放電灯への出力電力の低下や停止は行われない。
【００４２】
次に、図３に示すように、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１以上となって第１コンパレータＣＰ３の出力ＶＣＰ３がＬレベルとなったタイミングｔ３で、発振制御部４２は、電源が投入された直後と同様に予熱動作Ｔ１から始動動作Ｔ２を経て定常動作Ｔ３に移行する一連の動作を開始する。上記の動作は、予熱動作Ｔ１中や始動動作Ｔ２中に第１コンパレータＣＰ３の出力ＶＣＰ３がＨレベルに復帰しても中断されない。
【００４３】
また、図４に示すように、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第２低下判定電圧Ｖｃｘ２以上となって第２コンパレータＣＰ４の出力ＶＣＰ４がＬレベルとなったタイミングｔ４で、論理積回路Ｇ１の出力ＶＧ１がＬレベルに固定されることで直流電源部１のスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ駆動が停止されて昇圧が停止されるとともに、発振制御部４２がスイッチング部３のスイッチング素子のオンオフ駆動を停止させるように発振部４０を制御することで共振回路５への電力の出力が停止されるという動作停止Ｔ４が実行されている。なお、図４の例でも、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１以上となったタイミングｔ３から予熱動作Ｔ１が開始されていはいるが、この予熱動作Ｔ１も検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第２低下判定電圧Ｖｃｘ２以上となったタイミングｔ４で停止されている。
【００４４】
ここで、故障判定部２２は、検出用コンデンサＣｘに並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１を有しており、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが上記のツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚｄ以上となることは防止されている。当然のことながら、上記のツェナー電圧Ｖｚｄは、第２低下判定電圧Ｖｃｘ２よりもさらに高くされている。
【００４５】
上記構成によれば、図２のように充放電部２２ａによる充電の速さと第１低下判定電圧Ｖｃｘ１とに対して瞬時停電の継続時間が短く検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１に達しなければ放電灯への出力電力が低下されないから、直流電源部１の出力電圧が低下したときに即座に放電灯への出力電力を低下又は停止させる場合に比べ、ダイオードブリッジＤＢへの交流電力の入力が一時的に停止される瞬時停電による無駄な消灯が発生しにくい。また、図３のように検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１に達しても第２低下判定電圧Ｖｃｘ２に達しなければ、放電灯への出力電力が減少されるだけに止められ直流電源部１は停止されないから、直流電源部１が停止される場合に比べて瞬時停電からの復帰後の放電灯の再点灯を速くすることができる。さらに、検出結果を実際の直流電源部１の出力電圧よりも低くしてしまうような異常が分圧抵抗Ｒ１４、Ｒ１５に発生した場合には、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第２低下判定電圧Ｖｃｘ２に達することで、誤った検出結果に基いたフィードバック制御による過昇圧が防止される。
【００４６】
なお、図５に示すように出力検出電圧Ｖｘが増減を繰り返すことで入力コンパレータＣＰ２の出力ＶＣＰ２が間欠的にＬレベルとなる場合には、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘは増減を繰り返すことになるが、検出用コンデンサＣｘの充電のオンデューティ（すなわち入力コンパレータＣＰ２のオフデューティ）と充電電流ｉ１とに対して放電電流ｉ２が十分に少なければ図５の３段目のように検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが徐々に上昇していずれ第１低下判定電圧Ｖｃｘ１に達するのに対し、逆に上記の充電のオンデューティと充電電流ｉ１とに対して放電電流ｉ２が十分に多ければ図５の４段目のように検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘは第１低下判定電圧Ｖｃｘ１に達することはない。このように、充電電流ｉ１と放電電流ｉ２との関係でも動作が変化するので、充電電流ｉ１と放電電流ｉ２とは、どのような場合に放電灯への出力電力の低下や停止を行わせたいかに応じて適宜決定すればよい。
【００４７】
また、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１に達したときの動作は上記に限られず、放電灯への出力電力を低下させるものであればよい。
【００４８】
（実施形態２）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分についての説明は省略する。
【００４９】
本実施形態においては、図６に示すように、故障検出部２２の入力コンパレータＣＰ２への２個の入力が入れ替えられ、反転入力端子に出力検出電圧Ｖｘが入力され、非反転入力端子に下側判定電圧Ｖｘｂが入力されている。すなわち、本実施形態では、実施形態１とは逆に、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂを下回っている期間に入力コンパレータＣＰ２の出力ＶＣＰ２がＨレベルとなる。
【００５０】
また、本実施形態の充放電部２２ａは、一端に定電圧Ｖｃｃが入力されて他端が検出用コンデンサＣｘに接続された抵抗Ｒ２１とスイッチＳＷとの直列回路と、検出用コンデンサＣｘに並列に接続された抵抗Ｒ２２とからなる。上記のスイッチＳＷは、入力コンパレータＣＰ２の出力がＨレベルである期間にオンされ、入力コンパレータＣＰ２の出力ＶＣＰ２がＬレベルである期間にオフされる。すなわち、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂを下回っている期間にはスイッチＳＷがオンされることで検出用コンデンサＣｘが充電され、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂを上回っている期間にはスイッチＳＷがオフされることで検出用コンデンサＣｘは並列に接続された抵抗Ｒ２２を介して放電される。本実施形態の場合、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが高いほど充電電流が減少することにより両端電圧Ｖｃｘの上昇速度は遅くなるから、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘの変化は図７に示すように二次曲線状となる。また、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘは、上記の定電圧Ｖｃｃが充放電部２２ａの抵抗Ｒ２１，Ｒ２２によって分圧された電圧Ｖｃｘｔ＝Ｖｃｃ×Ｒ２１／（Ｒ２１＋Ｒ２２）までしか上昇しないから、実施形態１のツェナーダイオードＺＤ１のように検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘを制限するための部品が不要となっている。
【００５１】
（実施形態３）
本実施形態の基本構成は実施形態２と共通であるので、共通する部分についての説明は省略する。
【００５２】
本実施形態では、図１５で示したように制御ブロックＣＢにも入力されている入力検出電圧Ｖｙが図８に示すように非反転入力端子に接続されるとともに非反転入力端子に所定の切替判定電圧Ｖｙｃが入力されたコンパレータ（以下、「第３コンパレータ」と呼ぶ。）ＣＰ５と、この第３コンパレータＣＰ５の出力端子が一方の入力端子に接続されるとともに他方の入力端子には入力コンパレータＣＰ２の出力端子が接続された論理和回路（オアゲート）Ｇ２を備え、充放電部２２ａのスイッチＳＷは入力コンパレータＣＰ２の出力ではなく上記の論理和回路Ｇ２の出力によってオンオフされる。
【００５３】
つまり、本実施形態の充放電部２２ａは、出力検出電圧Ｖｘが下側判定電圧Ｖｘｂ未満である期間だけではなく、入力検出電圧Ｖｙが切替判定電圧Ｖｙｃ未満である期間にも検出用コンデンサＣｘを充電し、出力検出電圧Ｖｘが下限判定電圧Ｖｘｂ以上であって且つ入力検出電圧Ｖｙが切替判定電圧Ｖｙｃ以上である期間にのみ検出用コンデンサＣｘを放電させる。すなわち、入力検出電圧Ｖｙを生成する分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２が請求項における整流出力検出部を構成し、切替判定電圧Ｖｙｃを上記の分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の分圧比で除した電圧Ｖｙｃ×（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２が請求項における切替電圧である。
【００５４】
出力検出電圧Ｖｘが上側判定電圧Ｖｘｔを上回ることも下側判定電圧Ｖｘｂを下回ることもない場合における本実施形態の動作を図９に示す。
【００５５】
正常な状態であっても入力検出電圧Ｖｙは切替判定電圧Ｖｙｃを間欠的に下回ることにより、本実施形態では、論理和回路Ｇ２の出力ＶＧ２（すなわち第３コンパレータＣＰ５の出力）のオンデューティで検出用コンデンサＣｘが充放電を繰り返されることで、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘは増減を繰り返す。ただし、正常な状態であれば検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘに増加傾向が生じない程度に十分に検出用コンデンサＣｘの充電のオンデューティが低くなるように、切替判定電圧Ｖｙｃは十分に高くされている。
【００５６】
図９の右半分のように交流電源ＡＣからダイオードブリッジＤＢへの入力電圧の実効値が低下して入力検出電圧Ｖｙの実効値が低下すると、論理和回路Ｇ２の出力ＶＧ２（すなわち第３コンパレータＣＰ５の出力）のオンデューティが増加することにより、検出用コンデンサＣｘの充電のオンデューティも増加し、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘには増加傾向が生じ、やがて検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第１低下判定電圧Ｖｃｘ１や第２低下判定電圧Ｖｃｘ２を上回ることにより、放電灯への出力電力の低下や停止が行われる。
【００５７】
上記構成によれば、ダイオードブリッジＤＢへの入力電圧の低下に対しても、放電灯への出力電力の低下や停止による回路部品の保護が可能となる。
【００５８】
また、本実施形態では、入力検出電圧Ｖｙを生成する構成（請求項における整流出力検出部）として、制御ブロックＣＢの動作に使用されていた分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を流用することにより、部品点数の増加が抑えられている。
【００５９】
（実施形態４）
本実施形態の基本構成は実施形態２と共通であるので、共通する部分については説明を省略する。
【００６０】
本実施形態の直流用集積回路２には、図１０に示すように、第２コンパレータＣＰ４の出力ＶＣＰ４に応じて直流用集積回路２の直流駆動部ＤＲ及び充放電部２２ａと交流用集積回路４とをそれぞれ制御するリセット部ＲＣが設けられている。
【００６１】
具体的に説明すると、リセット部ＲＣは、図１１に示すように、第２コンパレータＣＰ４の出力ＶＣＰ４がＬレベルとなったとき（つまり、検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが第２低下判定電圧Ｖｃｘ２に達したとき）から所定の停止時間にわたって動作停止Ｔ４を行わせるように直流用集積回路２の直流駆動部ＤＲと交流用集積回路４の発振制御部４２とをそれぞれ制御するという停止動作を行い、上記の停止動作の終了後には、直流用集積回路２の直流駆動部ＤＲの動作を再開させるとともに、交流用集積回路４の発振制御部４２には予熱動作Ｔ１から始動動作Ｔ２を経て定常動作Ｔ３に移行するまでの一連の動作を開始させるという再始動動作を行う。
【００６２】
さらに、リセット部ＲＣは、動作停止Ｔ４中と、直流用集積回路２の直流駆動部ＤＲが動作を開始した後（つまり予熱動作Ｔ１が開始された後）に所定の保留時間Ｔ５が経過するまでの期間とには、それぞれ検出用コンデンサＣｘが放電されるように充放電部２２ａのスイッチＳＷをオフ制御する。上記動作は例えば上記期間に故障判定部２２の入力コンデンサＣＰ２の反転入力端子の電位を下側判定電圧Ｖｘｂよりも高く維持することで実現することができる。上記の保留時間Ｔ５は、直流電源部１の出力電圧及び出力検出電圧Ｖｘがそれぞれ安定するのに十分な程度に長い時間とされている。一般的な昇圧チョッパ回路においては、出力電圧の安定までにかかる時間は最長で１５０ミリ秒ほどになることがあるので、保留時間Ｔ５は１５０ミリ秒以上とすることが望ましい。
【００６３】
上記構成によれば、動作停止Ｔ４の間に検出用コンデンサＣｘが放電されるから、動作停止Ｔ４の後の再始動動作の開始時に検出用コンデンサＣｘの両端電圧Ｖｃｘが維持されていた場合に発生しうる、放電灯への出力電力の低下や停止といった誤動作を防止することができる。
【００６４】
また、直流用集積回路２の直流駆動部ＤＲが動作を開始した後に所定の保留時間Ｔ５が経過するまでの期間には検出用コンデンサＣｘが充電されないので、直流電源部１の動作開始直後の出力検出電圧Ｖｘが安定しない期間に出力検出電圧Ｖｘの一時的な上昇による誤動作を防止することができる。なお、上記のような直流電源部１の動作開始直後の出力検出電圧Ｖｘが安定しない期間の誤動作については、第１低下判定電圧Ｖｃｘ１や第２低下判定電圧Ｖｃｘ２を十分に高くすることでも防止することは可能であるが、第１低下判定電圧Ｖｃｘ１や第２低下判定電圧Ｖｃｘ２を高くすることはすなわち異常の発生に対して応答が遅くなることを意味する。本実施形態では、第１低下判定電圧Ｖｃｘ１や第２低下判定電圧Ｖｃｘ２を比較的に低くして異常の発生に対する応答の速さを確保した場合であっても、直流電源部１の動作開始直後の出力検出電圧Ｖｘが安定しない期間の誤動作を避けることができるといったように、設計の自由度が向上している。
【００６５】
なお、上記の再始動動作が行われる回数に上限を設けてもよい。具体的には、リセット部ＲＣが、再始動動作を行った回数を計数するとともに、再始動動作の回数が所定回数に達した後で第２コンパレータＣＰ４の出力ＶＣＰ４がＬレベルとなったときには再始動動作は行わずに停止動作を継続する。この構成を採用すれば、再始動動作が際限無く繰り返されることを避けることができる。
【００６６】
また、本実施形態の構成は、図１２に示すように実施形態３の構成と組み合わせることができる。
【００６７】
上記の各実施形態で説明した各種の放電灯点灯装置は、図１３に示すような照明器具６に使用することができる。上下方向は図１３を基準として説明すると、図１３の照明器具６は、それぞれ直管型の放電灯の一方ずつの口金が接続されることで共振回路５の共振部と放電灯とを電気的に接続する１組２個のソケット６１と、放電灯点灯装置すなわちダイオードブリッジＤＢと直流電源部１と直流用集積回路２とスイッチング部３と交流用集積回路４と共振部とをそれぞれ収納及び保持するとともにソケット６１を下側に突出させる形で保持した器具本体６２とを備える。器具本体６２は全体として三角柱形状であって側面のうち１個を天井面や壁面などの取付面（図示せず）に向けて取付面に対して固定されるものである。また、器具本体６２の側面のうち２個は斜め下方に向けられるものであって、これらの側面は、例えば白色とされることにより、ソケット６１に取り付けられた放電灯（図示せず）の光を下方に配光（反射）する。このような照明器具６は周知技術で実現可能であるので、詳細な説明は省略する。
【符号の説明】
【００６８】
１ 直流電源部
３ スイッチング部
５ 共振回路（請求項における共振部と放電灯とからなる）
６ 照明器具
２１ 過昇圧判定部
２２ａ 充放電部
４１ 交流駆動部
６２ 器具本体
ＣＰ３ 第１コンパレータ（請求項における第１低下判定部）
ＣＰ４ 第２コンパレータ（請求項における第２低下判定部）
Ｃｘ 検出用コンデンサ
ＤＢ ダイオードブリッジ（請求項における整流部）
ＤＲ 直流駆動部
Ｒ１１，Ｒ１２ 分圧抵抗（請求項における整流出力検出部）
Ｒ１４，Ｒ１５ 分圧抵抗（請求項における直流出力検出部）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された交流電力を整流する整流部と、
出力コンデンサと整流部から出力コンデンサへの充電電流をオンオフするスイッチング素子とを少なくとも有して出力コンデンサの両端電圧を出力電圧とするチョッパ回路からなる直流電源部と、
直流電源部の出力電圧を検出する直流出力検出部と、
直流出力検出部によって検出された出力電圧を所定の目標電圧とするように直流電源部のスイッチング素子をオンオフ駆動する直流駆動部と、
直流出力検出部によって検出された出力電圧が目標電圧よりも高い所定の上限電圧に達したときに直流駆動部を停止させる過昇圧判定部と、
放電灯に接続されて共振回路を構成する共振部と、
直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、
共振部と直流電源部との接続を周期的に切り替えるようにスイッチング部を制御することにより共振部から放電灯に交流電力を出力させる交流駆動部と、
検出用コンデンサと、
直流出力検出部によって検出された出力電圧が目標電圧よりも低い所定の下限電圧未満である期間には検出用コンデンサを充電し、直流出力検出部によって検出された出力電圧が下限電圧以上である期間には検出用コンデンサを放電させる充放電部とを備え、
検出用コンデンサの両端電圧が所定の第１低下判定電圧を上回ったときに共振部から放電灯への出力電力を減少させるように交流駆動部を制御する第１低下判定部と、
検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧よりも高い所定の第２低下判定電圧を上回ったときに直流駆動部と交流駆動部とをそれぞれ停止させる第２低下判定部とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
整流部の出力電圧を検出する整流出力検出部を備え、
充放電部は、整流出力検出部によって検出された出力電圧が所定の切替電圧未満である期間にも検出用コンデンサを充電し、直流出力検出部によって検出された出力電圧が下限電圧以上であって且つ整流出力検出部によって検出された出力電圧が切替電圧以上である期間に検出用コンデンサを放電させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
充放電部は、直流駆動部が動作を開始してから所定の保留時間が経過するまでは、検出用コンデンサを放電させることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
充放電部は、直流駆動部と交流駆動部とが停止している期間には検出用コンデンサを放電させることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と、共振部に接続される放電灯と放電灯点灯装置とをそれぞれ保持する器具本体とを備えることを特徴とする照明器具。
【請求項１】
入力された交流電力を整流する整流部と、
出力コンデンサと整流部から出力コンデンサへの充電電流をオンオフするスイッチング素子とを少なくとも有して出力コンデンサの両端電圧を出力電圧とするチョッパ回路からなる直流電源部と、
直流電源部の出力電圧を検出する直流出力検出部と、
直流出力検出部によって検出された出力電圧を所定の目標電圧とするように直流電源部のスイッチング素子をオンオフ駆動する直流駆動部と、
直流出力検出部によって検出された出力電圧が目標電圧よりも高い所定の上限電圧に達したときに直流駆動部を停止させる過昇圧判定部と、
放電灯に接続されて共振回路を構成する共振部と、
直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、
共振部と直流電源部との接続を周期的に切り替えるようにスイッチング部を制御することにより共振部から放電灯に交流電力を出力させる交流駆動部と、
検出用コンデンサと、
直流出力検出部によって検出された出力電圧が目標電圧よりも低い所定の下限電圧未満である期間には検出用コンデンサを充電し、直流出力検出部によって検出された出力電圧が下限電圧以上である期間には検出用コンデンサを放電させる充放電部とを備え、
検出用コンデンサの両端電圧が所定の第１低下判定電圧を上回ったときに共振部から放電灯への出力電力を減少させるように交流駆動部を制御する第１低下判定部と、
検出用コンデンサの両端電圧が第１低下判定電圧よりも高い所定の第２低下判定電圧を上回ったときに直流駆動部と交流駆動部とをそれぞれ停止させる第２低下判定部とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
整流部の出力電圧を検出する整流出力検出部を備え、
充放電部は、整流出力検出部によって検出された出力電圧が所定の切替電圧未満である期間にも検出用コンデンサを充電し、直流出力検出部によって検出された出力電圧が下限電圧以上であって且つ整流出力検出部によって検出された出力電圧が切替電圧以上である期間に検出用コンデンサを放電させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
充放電部は、直流駆動部が動作を開始してから所定の保留時間が経過するまでは、検出用コンデンサを放電させることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
充放電部は、直流駆動部と交流駆動部とが停止している期間には検出用コンデンサを放電させることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と、共振部に接続される放電灯と放電灯点灯装置とをそれぞれ保持する器具本体とを備えることを特徴とする照明器具。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２０１１−２９０９６（Ｐ２０１１−２９０９６Ａ）
【公開日】平成２３年２月１０日（２０１１．２．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１７５９０９（Ｐ２００９−１７５９０９）
【出願日】平成２１年７月２８日（２００９．７．２８）
【出願人】（０００００５８３２）パナソニック電工株式会社 (17,916)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年２月１０日（２０１１．２．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年７月２８日（２００９．７．２８）
【出願人】（０００００５８３２）パナソニック電工株式会社 (17,916)
【Ｆターム（参考）】
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