波長選択インタリーブフィルタリング技術(SWIFT)ADCのシステムおよび方法
アナログデジタル変換(ADC)用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けのシステムおよび方法は、アナログ入力用のリモートアパーチャと、アナログ入力を当初の光信号に変換するように動作可能な変調器と、光信号を、複数の後続の光信号へとフィルタリングして、電気信号へダウンコンバートするために局部発振器に送信するように動作可能な高分解能の光フィルタを有するフォトニックフロントエンドと、それぞれが、諸光信号の1つの後続の光信号を受信して変換するように動作可能な複数のADCを有する区分化されたサブシステムと、変換された後続の光信号を、再構成アルゴリズムを実行することにより、アナログ入力のデジタル表現へと再構成するように動作可能なメモリバッファおよび処理サブシステムとを備える。電気信号を光信号に変換して再度電気信号に変換する処理で生じる歪みの補償が提供される。光フィルタは、自己記録されたフィルタを含むことができ、個々の通過帯域が本質的に互いに整列する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、一般にアナログデジタル変換器(ADC)およびフォトニクスに関し、より具体的には、高精度かつ高速のフォトニックADCに関する。
【背景技術】
【0002】
フォトニクスで支援されたADCに関して、量子化、標本化、および再構成の、対応するべき3つの主要な課題がある。サンプリングジッタおよび量子化分解能に関連した基本的課題がある。これらの基本的課題は、一般に「ウォールデンウォール(Walden wall)」と称され、ADC性能の進歩を遅滞させている。
【0003】
高分解能かつ高速のフォトニックADCの課題の1つに、量子化器または高忠実度で量子化することがある。有効ビット数(ENOB)が10の十分な分解能(約1000レベル)をもたらすことができる物理的システムは、ほとんどなく、必然的に、この働きには半導体ADCがほぼ最適な候補になっている。したがって、高分解能のフォトニックADCは、複数の従来型ADCが、総体として、別の方法よりも、より性能を発揮するのを可能にするための信号分配システムとして考えることができる。これらの分配網は、時間、空間、または周波数に基づくものであり得て、波長分割多重(WDM)構成要素を使用する周波数ベースの分配システムは、比較的低損失の受動的な非同期の信号ルーティング機構をもたらすので、最も好ましい方法である。周波数ベースの分配をほぼ普遍的に採用することは、標本化するのに周波数空間にとどまることも必然的に支持する。
【0004】
高精度フォトニックADCの第2の課題は、電子的ADCサンプラの性能、すなわちサンプラ性能を向上することである。アパーチャジッタによって高精度フォトニックADCの性能が制限されることがあり、所望の高速動作に適さなくなる。この課題に対応する方法の1つに、信号を、電子的ADCに送信するより先に、より高性能の方法を用いて標本化するものがある。これは、モードロックレーザー(MLL)パルスを用いて標本化される光変調器に信号を与えることによって行なわれることが多い。このような方法は、パルスジッタ、振幅変動、および様々な非線形性の影響に対処しなければならず、かなり研究されている。あるいは、光学的にゲート制御されるRFスイッチを使用して電子的サンプラを作ることができる。
【0005】
サンプラの制約に対処するための代替方法に、サンプラ性能を向上する情報に対して光学的信号処理操作を実行するものがある。最も普及している方法のうちの1つに、従来型ADCサンプラの精度を向上するために、周波数チャープ信号の分散的時間拡散(dispersive time spreading)が周波数ベースの信号分配方法と結合される時間伸張ADC(TS−ADC)がある。スペクトルの効率と拡散の間のトレードオフによって、この方法の範囲が制限され、電力拡散、光学的な損失および増幅が、別の制約をもたらす。最近のTS−ADCの研究は、非理想の拡張(non-ideal dilation)、分散的非線形性(dispersive nonlinearity)、および変調効果の補償に焦点を当てている。
【0006】
第3の課題は、別々の電子的ADCからの信号を単一出力へと再構成すること、すなわち別々の信号の再構成である。この課題は、フォトニックADCに特有のものではない。一般に、このクラスのフォトニックADCは、もっぱら時間インタリーブの再構成を用いている。波長選択インタリーブフィルタリング技術(Selective Wavelength Interleaved Filtering Technique:SWIFT)の再構成方法は、周波数領域で動作するハイブリッドのフィルタチャンネルバンク(hybrid filter channel bank:HFCB)法に基づくものであり、チャンネル化された入力スペクトルのほぼ完全な再構成を達成することができる。HFCB再構成は、1990年代の初期にADC問題に適用され、時間領域の方法より、インタリーブ誤差、特に高速サンプリングと関連するジッタにそれほど影響を受けないことが知られている。しかし、これまでは、電子的ADCの性能と光フィルタの帯域幅の間のギャップが大きすぎて、フォトニックADC問題に周波数領域法を適用することは受け入れ難いものであった。
【0007】
ADC問題を解決するための非フォトニックの試みには、電子的領域にHFCB技法を用いるものがあった。しかし、これらの試みでは、フォトニックフィルタまたはフォトニック局部発振器(LO)システムが利用されない。非フォトニックの解決策は、RFフィルタリングおよび利用されるLO技術に関連したいくつかの制約を受けやすい。例えば、非常に広帯域のRF信号空間を対象にするのは、フィルタ技術が周波数の関数として変化し、各帯域に対して個別のLO信号が必要とされるので難易度が高い。
【0008】
さらに、チャンネル化RFフィルタを構築するためのコヒーレントな光周波数フィルタリングの利点には、長い歴史がある。しかし、これらの努力は、フォトニックADCに焦点を当てているようには見えず、この怠りにより、いくつかの重要なシステム最適化が除外されている。小型化も注目されていない。結局、光チャンネルバンクとHFCB再構成の組合せは、取り組まれているようには見えない。
【0009】
サブGHz帯域の高分解能光フィルタが、アレイ導波路回折格子(AWG)、シリカベースのリング共振器、およびシリコンマイクロディスクのフィルタで研究されている。微細構造化共振器は、一般に、サブGHzに応答できる一方で、強い位相歪みの特徴を伴う、本質的に無限インパルス応答(IIR)要素である。したがって、容易に等化されるFIR応答が、HFCB用途向けに有利である。エシェル格子、AWG、およびVIPA(Virtually Imaged Phased Array)などの自由空間要素が研究されており、GHzの性能が報告されている。すべてが、フィルタに固有の構造によってフィルタの通過帯域が互いに記録されている「自己記録された」特性も有利にもたらし、有利には、個々の整列操作を必要としない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0010】
しかし、既存のシステムの問題を克服する技術的に優れたADC性能に対する必要性がある。さらに、ADCと光フィルタ技術の間にギャップがある。したがって、いくつかの課題を克服することができるのであれば、目下の現況技術を越える技術的に優れたADC性能と、この必要性を満たすフォトニクスで支援されたADC技術に対する機会との必要性が生じる。これらのうち主要なものは、光フィルタ技術と低速ADCの間の互換性に対する要求である。
【課題を解決するための手段】
【0011】
高精度で高速のアナログデジタル変換器(ADC)に対する要求の斬新な解決策が示される。ハイブリッドのフィルタチャンネルバンク(HFCB)は、ADC性能の多重チャンネル拡張を達成するための、信号の周波数領域の区分化に依存する立証された方法である。光フィルタバンク技術およびコヒーレントな光学的信号処理の最近の進歩により、従来の電子的HFCB手法を大幅に上回る、より高い性能およびより少ない直流電力の達成が可能になる。波長選択インタリーブフィルタリング技術(SWIFT)のアナログデジタル変換器(ADC)は、ADCと光フィルタ技術の間のギャップに橋渡しすることができ、技術的に優れたADC性能を提供することができるフォトニックADCへの周波数ベースの範例を先導する。
【0012】
SWIFTは、時間領域で動作する従来手法とは対照的に、周波数領域で動作する、フォトニクス対応のADCを実現する。新規のHFCB手法は、RFシステムにおいてより低速で広く適用され、より高速へとHFCBを拡大するのにフォトニクスを利用して、広帯域の、空間および電力の効率的な分配に、革新的な光学部品を使用する。
【0013】
一態様では、アナログデジタル変換用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けのシステムは、アナログ入力用のリモートアパーチャと、アナログ入力を当初の光信号に変換するように動作可能な変調器と、この光信号を複数の後続の光信号へとフィルタリングして、電気信号へダウンコンバートするために局部発振器に送信するように動作可能な複数の光フィルタを有するフォトニックフロントエンド(photonic front end)と、複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の1つをそれぞれが受信して変換するように動作可能な複数のアナログ−デジタル変換器(ADC)を有する区分化されたサブシステムと、複数の変換された後続の光信号を、アナログ入力のデジタル表現へと再構成するように動作可能な処理サブシステムとを備える。一態様では、ベースバンドのダウンコンバージョンの代わりにIF変換が用いられる。
【0014】
一態様では、電気信号を光信号に変換して再度電気信号に変換する処理で生じる歪みが補償される。一態様では、複数の光フィルタの少なくとも1つは、個々の通過帯域が本質的に互いに整列している自己記録されたフィルタを備える。一態様では、変調器は、フォトニックフロントエンドから遠く離れている。一態様では、処理サブシステムは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンクの再構成アルゴリズムを実行することにより、複数の変換された後続の光信号を再構成する。一態様では、光フィルタは、解析フィルタおよび光学的局部発振器フィルタを備える。一態様では、区分化されたサブシステムは、複数の変換された後続の光信号を記憶するように動作可能なメモリをさらに備える。一態様では、このシステムは、フィルタの安定化をさらに備え、干渉経路がデジタル的に追跡される。一態様では、フィルタの帯域幅とADCの帯域幅が関連しており、この態様の一実施形態では、ADCの帯域幅は、フィルタの帯域幅以上である。
【0015】
一態様では、アナログデジタル変換用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けの方法は、アナログ入力を入力するステップと、アナログ入力を当初の光信号に変換するステップと、複数の光フィルタを有するフォトニックフロントエンドを使用して、光信号を複数の後続の光信号へとフィルタリングするステップと、複数のADCを使用して複数の後続の光信号を受信し、複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の1つを、複数のADCのうち1つのADCを使用して変換するステップと、複数の変換された後続の光信号を、アナログ入力のデジタル表現へと再構成するステップとを含む。
【0016】
一態様では、この方法は、歪みを補償するステップをさらに含む。一態様では、解析フィルタは、個々の通過帯域が本質的に互いに整列している自己記録されたフィルタである。一態様では、変調器は、フォトニックフロントエンドから遠く離れている。一態様では、再構成するステップは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンクの再構成アルゴリズムを実行することによって遂行される。
【0017】
一態様では、アナログデジタル変換向けの方法は、光フィルタを使用して、周波数区分化を用いて、信号を、光領域の周波数区分化された信号へと区分化するステップと、前記周波数区分化された諸信号を、複数の同時デジタル化要素へとデジタル化するステップと、前記光フィルタの特性から導出された特性のデジタルフィルタを使用して、複数の同時デジタル化要素を基に、副次的な区分化された信号からアナログ信号のデジタル表現を再構成するステップとを含む。
【0018】
一態様では、光信号は、コヒーレントな光学的局部発振器を使用して電気的領域へ再変換される。一態様では、再構成するステップは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンク法を利用する。一態様では、光フィルタは、ヘテロダイン制御システムを使用して制御され、かつ安定化される。
【0019】
本明細書で説明された方法を遂行するために、機械実行可能な命令のプログラムを明確に具現する機械読取り可能なプログラム記憶デバイスも提供され得る。
【0020】
表1は、本明細書に用いられる頭字語および略記を、関連する意味とともに列挙する。
【0021】
【表1】
【0022】
【図面の簡単な説明】
【0023】
本発明が、本発明の限定的でない例示的実施形態として示される図面を参照することにより、続く詳細な説明でさらに説明され、図面の全体にわたって、類似の参照数字は類似の部品を表す。しかし、本発明は、まさにその示された機構および手段に限定されないことを理解されたい。
【0024】
【図1】SWIFTのADCの概略図である。
【図2】SWIFTシステムの実施形態を示す、フォトニック要素を強調したブロック図である。
【図3】HFCB−ADCを通る信号の流れを示す、DSP動作を強調した図である。
【図4】SWIFTシステムの単一チャンネルの詳細を示す図である。
【図5】検出後の補償がある場合とない場合の、光学的フィルタリングされたEOEリンクの測定された応答を示す図である。
【図6】雑音レベルに対する光学的位相雑音の寄与を示す図である。
【図7】スプリアスレスポンスと利得変動の間の関係のモデルを示す図である。
【図8】重要な較正、制御、および同期の要素が強調されているSWIFTのADCシステムのブロック図である。
【図9】図9Aは、約10mのファイバに関して、単一ファイバの信号ルーティングの干渉の位相変動を示す図であり、図9Bは、約10mのファイバに関して、2重ファイバのルーティング信号+LOの干渉の位相変動を示す図である。
【図10】アナログ式またはデジタル式のキャリア追跡を用いて、ファイバ位相変動を追跡し、かつ補償するための機構を示す図である。
【図11】フィルタ中心周波数のオフセットを伴うフィルタ再構成誤差を示す図である。
【図12A】解析フィルタを櫛形MLLにロックするためのPDHの適合を示す図である。
【図12B】櫛形MLLの整列を維持するためのフィルタの調整を示す図である。
【図12C】鋭い誤差信号応答向けに調整された側波帯周波数を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0025】
図1は、SWIFTのADCと、変調器12を有するリモートアパーチャ10、フォトニックフロントエンド(PFE)14、複数の個々のADC 16から成る区分化されたADC、ならびに出力補償および再構成処理(OCRP)18を含むその4つの構成部分との概略図である。図1に示されるように、簡単な変調器ベースのアパーチャ要素は、PFE要素からある距離をおいて入力を受信する。PFEは、低位相雑音発振器のコンパクトな低出力源として最適化されたMLLから生じる周波数基準の超安定の組から高忠実度を導出する。PFEの中心に、1組の高分解能光フィルタがある。PFEは、完全に周波数領域で動作して、IFデータを区分化して複数のADCに配送するコヒーレントなIFダウンコンバージョン受信器配列を実現するために重要な信号処理および分配の機能を実行し、複数のADCは、それぞれが、複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の1つを受信して変換するように動作可能である。OCRP要素は、HFCB再構成方法を用いて、変換された後続の光信号を再度組み立てる。処理中に、アナログリンクの非線形性がデジタル的に補償され、PFEの非理想性は、較正され、かつ補償される。
【0026】
一実施形態では、IFデータは、第3の要素、商用ADCを用いるSAM配列に配送される。各SAM要素は、信号スペクトルの一部分を標本化してデジタル化し、OCRP要素は、HFCB再構成法を用いて、SAM出力を再度組み立てる。
【0027】
図2には、本発明の一実施形態のシステムレベルのブロック図が、フォトニック信号経路を強調して示されている。このSWIFTシステムは、SAMサブシステム20の一連の電子的ADC 16に1GHzのIF信号を分配するPFE 14から成り、ADC 16のデジタル出力は、OCRP 18に再結合される。区分化、分配、およびデジタル変換は、主として周波数領域で実行される。PFE 14は、信号源からSAMサブシステム20の入力への信号伝達および遠隔化に関与する。そのため、PFE 14は、遠隔化の要件に対処しなければならず、また、必要とされるシステムのENOBおよびNFに対応するために、アナログ信号の忠実度および雑音指数(NF)を維持するのに十分なアナログのリンク性能を発揮しなければならない。この性能は、解析フィルタ22、すなわち、入力のRFスペクトルをチャンネル化するとともに、この場合は櫛形MLLとして提案されている共通のソースから光学的局部発振器(LO)を抽出するための一連の周波数領域の光学フィルタリング操作を用いて達成される。時間領域の区分化に的を絞った手法は、このような性能を達成することができない。
【0028】
これらの解析フィルタ22は、一般に自己記録されたフィルタ(個々の通過帯域が互いに本質的に整列している)であり得る。これらの解析フィルタ22は、SAMシステムを備えた台頭しつつある新世代の商用ADCシステムに適合する1GHz程度の分解能を達成することができる。この目的に光フィルタを使用することにより、10〜12個のRFフィルタの全体のバンクを、高度な消光およびワットレベルの合計消費電力を有するチップ形式で実現することができる。同様に、RFシンセサイザより高性能の光学的LOのバンクが、単一構成要素、例えばMLL 24で実現される。LOの信号は、単一のチップ規模のフィルタ要素(図2のLOフィルタバンク)を用いて互いに分離される。光フィルタ技術が改善するのにつれて、さらに高い分解能を達成することができる。
【0029】
解析フィルタ22の出力は、コヒーレント平衡の光検出システムの中で、LOフィルタの出力またはLO 26の信号と結合される。もたらされるアナログのリンクは、高分解能(10ビット程度)のADCに必要な大きなダイナミックレンジ(69dB)に対応することになる。この場合は光変調器12である信号検出要素を、この処理要素から遠隔で配置して維持する能力は、有益であり得る。これは、光ファイバ技術を用いて、斬新なSWIFTシステムを使用して達成することができる。
【0030】
検出後に、信号はSAMサブシステム20に送信され、SAMサブシステム20は、個々の周波数帯に対してアナログデジタル変換を遂行し、後続のOCRPのために、結果を共通のバッファ28に記憶する。リアルタイム動作のために、バッファの平均的な読取り速度と書込み速度を一致させなければならない。SAMハードウェアモジュールは、OCRPのために同期したデータストリームが得られるように、また構成するADC 16のジッタ性能が損なわれないように、信号の、適切な整合および整列をもたらし、かつタイミングを管理しなければならない。2.5GHzの等価入力帯域幅(EIB)および1GS/秒を上回るサンプリング能力を有する12ビット分解能のADC 16が予定されており、この分解能レベルでSWIFTシステムが物理的に実現され得るはずであり、全体の帯域幅が並列チャネライゼーション倍され、例えば、それぞれが1GHzのBWを対象にする10個のADCは、10GHzのADCをもたらすことになる。
【0031】
図3は、SWIFTのADCを通る信号の流れを示しており、DSPの動作が強調されている。OCRPは、チャンネル化された入力から完全な信号を高精度で再構成することができる、HFCBのほぼ完全な再構成アルゴリズムを実行することになる。十分な精度で機能する再構成アルゴリズムのために、差動チャンネルのずれおよびコヒーレントなダウンコンバージョン処理における残留位相ワンダを含む、PFEの非理想的挙動に対処するように、広範囲のフロントエンド等化、補償、および較正の処理が実施されることになる。場合によっては、サンプラのエイリアシングを再構成アルゴリズムによって補償することができる。HFCB再構成のための理想的フィルタライン形状を生成するように、デジタル化された信号に対して、等化およびさらなるベースバンドフィルタリングが遂行される。もたらされるベースバンド信号の組(図3の左側)は、ゼロを挿入することによってアップサンプリングされ、信号の、周波数範囲全体にわたる複製(図3の中央)を生成する。
【0032】
再構成フィルタは、それぞれのアップサンプリングされた信号の適切な部分を選択する。好ましくない複製は、デジタル解析と再構成フィルタを合成することによって抑制され、その設計目標は−70dBの阻止帯域抑制であり、利得整合誤差およびフィルタ整列誤差によって制約される。消去は優れた抑制をもたらすが、チャンネル間の利得および位相の不一致の影響を受けやすい。この阻止帯域消光は、これらのエイリアスがある複製信号からの信号漏れを抑制するのに必須である。フィルタリングされた複製は、組み合わせられ、再構成された出力信号を生成する。DSPの雑音レベルは、合成再構成と解析フィルタの組を通る残留信号の漏れが支配的である。
【0033】
再構成の後、光ダイオードの飽和およびフィルタリングされた位相変調の非線形性の両方を補償するために、アナログリンクの非線形性の歪み後補正をデジタル的に適用することができる。この処理のテストの実証された結果が以下に示される。これらの操作を容易にするために、リアルタイム較正プロシージャおよびオフライン較正プロシージャが導入されることになる。
【0034】
SWIFTシステムの単一チャンネルのブロック図が、図4に示されている。システムの各要素の詳細な解析が続く。
【0035】
上記で論じられたように、広帯域ADC 16は、時間インタリーブ、時間伸長、またはHFCBを用いて、より遅い速度のADCで構築され得る。時間インタリーブとHFCBは、共通の理論的根拠を共有する。HFCBは、1980年代後期に導入され、広帯域RF受信器、データ伝送システム、ならびに音声処理および画像処理に広範な用途が見いだされた。また、2つのチャンネルのRFフィルタバンクを利用する、80GS/秒のリアルタイムのデジタルオシロスコープが導入されている。光フィルタおよびADC技術が、重要な相補的状態を達成しており、新規の光フィルタは1〜2GHzの通過帯域で必要な利得および位相の性能を与えることができ、その一方で、台頭しつつあるADCは、2〜3GS/秒のサンプリング速度で相応した4GHzの入力帯域幅を有する。SWIFTは、例えば、RF信号チャネライゼーションと続くデジタル信号再構成とに適した狭帯域光フィルタバンクの設計および製作における革新を用いて、10GHzの、20GS/秒のハイブリッドのフィルタチャンネルバンクのADCを実現することができる。
【0036】
HFCB手法は、同一の通過帯域形状および低挿入損失を有する複数のオーバーラップする光チャンネルを必要とする。上記で論じた既存の光フィルタ技術は、HFCB要件のいくつかを達成することができるが、すべてを達成できるわけではない。単一チャンネルフィルタなら、優れたフィルタ形状および低挿入損失をもたらすが、配列で使用されたとき、スプリット損失を招く可能性があり、個々に調整しなければならない。このカテゴリには、ファブリー−ペローフィルタ、複合リング共振器および実時間遅延の光学的FIR/IIRフィルタが含まれる。フィルタバンク配列は、AWGなどの導波路配列、および例えば仮想的に結像された位相配列または類似のデバイスといった自由空間の焦点面配列を使用して、GHz通過帯域を有して構築されている。
【0037】
図4は、アナログのコヒーレントな2重変換受信器に内蔵されたHFCBのADCの斬新な実装形態の1つのチャンネルを示す。広帯域の0.01〜10GHzのRF入力信号が位相変調器に与えられ、位相変調器の光源は、高出力で低位相の外部空洞レーザー(ECL)30である。E−O変換利得は、高出力の光搬送波(Pc=+25dBm)を用いて達成される。ベースバンドのRF信号は、位相変調によって光搬送波の側波帯へとアップコンバートされる。フィルタが、第1の側波帯を、10個のオーバーラップする1.25GHzのチャンネルに分離する。1組の位相同期の光学的LOを用いるコヒーレントな光検出を用いて電気的IF信号を回復することにより、線形性が維持されている。
【0038】
位相同期の光学的LOの配列は、MLL 24およびリング共振器の光学的デマルチプレクサ26を使用して実現される。ECL 30は、より低い真性位相雑音を有するMLL 24に対して位相同期される。全体のシステムを通して光学的コヒーレンスおよび電気的コヒーレンスを維持する方法が、以下で説明される。付加的O−E変換利得は、適度のLOパワー(PLO=+4dBm)を用いて達成される。このシステムは、5.5dBおよび16.6dBの雑音指数のEOE利得を有する光検出器上に入射するLOパワーによって決定される散弾雑音限界の近くで動作する。
【0039】
回復された電気的IF信号は、フィルタリングされ、10個の2.66GS/秒の12ビットADCバンクによってデジタル化される。光検出器の共通モード阻止性能に対する厳格な制御を伴う2つの位相整列した受信器(IおよびQ)を必要とするベースバンドの他候補の代わりに、通過帯域IFが選択された。光学的LOは、図4(挿入図)に示されるような、667MHzに電気的IFがある光チャンネル通過帯域の中心未満に配置される。通過帯域のIF信号からベースバンドのI信号およびQ信号を抽出するのに、DSP法が用いられる。RF信号は、デジタル化されたIF信号から、周知のHFCB原理を用いて再構成される。フィルタリングされた位相変調リンクは、ベッセル関数の非線形性を有し、これは、以下で説明されるDSP法を用いて補償される。
【0040】
2重変換処理によって多数のスプリアス信号が生成される。回復された電気的IF信号の雑音および相互変調積を抑制するのに、3つの方法を利用することができる。双腕位相変調器は、偶数次数の光側波帯を(高出力光搬送波を含めて)20〜40dBだけ抑制することができる。光学的2乗検波によって生成された多くの2次相互変調積が存在し、これらは直流の近くでかなり顕著である。バランスのとれた受信器は、偶数次数の相互変調項と同様に光学的LO RINも20〜30dBだけ抑制する。667MHzに中心のある通過帯域IFは、直流オフセット問題を緩和し、直流近くのIMD抑制も強める。電気的IFフィルタは、所望の1.25GHzの通過帯域上の信号からのエイリアシングを制限する。図4の挿入図は、フィルタによって抑制される、LOのまわりで対称な光学的結像領域があることを示す。DSP法は、この影像排除を遂行するためにも利用することができる。
【0041】
従来の、フォトニクスで支援されたADC法は、主に時間領域の再構成技法を適用する。このような方法は、信号を、周波数帯に分割するのでなく時間的に分割する。したがって、そのフォトニックフロントエンドは、存在するとすれば、図2に示されたものとは完全に異なる。例えば、可能性としては、信号がMLLによって標本化され、LOバンクが存在せず、解析フィルタバンクが存在せず、LOレーザーとのミキシングを用いるコヒーレントな光検出は用いられないことになる。
【0042】
また、高速で高精度のADCに関する対象のRF周波数における信号伝送に関連した損失のために、フィルタリングおよびLO処理の電子装置を信号源から遠方に配置するのは非常に困難である。信号取得箇所が、物理的に難易度が高い環境にある場合、必要な電子装置および処理装置をすべて信号源の近くに配置するのは不都合なことがある。一方、(斬新なシステムで行なわれるように)低損失光ファイバおよび光変調器を使用すると、物理的に信号源の近くになければならないのは、光変調器だけである。処理から「遠方に」変調器を配置するこの機能により、フォトニック実装と電子的実装の間に別の区別が与えられる。
【0043】
PFEおよび信号のダウンコンバージョンを、ADC問題に対処する他の光学的試みから区別するさらなる特質には、以下が含まれる。
【0044】
このような特質の1つに、自己記録された光フィルタバンクがある。個々の光フィルタの記録が重要であるので、互いに個々に記録されなければならない1組の個々の光フィルタではなく、「自己記録された」光フィルタバンクを使用することは大いに望ましい。
【0045】
別の特質に、光学フィルタリングの通過帯域操作がある。(直流に中心がある)ベースバンドへダウンコンバートするのでなく、それ自体のナイキストサンプリング率より高い動作帯域幅を有する電子的ADCの入手可能性によって容易になった、通過帯域構成で動作させることには、いくつかの利点がある。
【0046】
さらに別の特質に、コヒーレントなダウンコンバージョンがある。このやり方では、位相同期の光学的処理方法は、強度ベースのシステムに対して特徴的である。
【0047】
他の特質には、整列および制御の方法が含まれる。コヒーレントなシステムが操作されているので、個々の信号は互いに光学的に位相同期でなければならない。様々な整列および制御のシステムが、フォトニックシステムの正確な動作を維持することができる。具体的には、デジタル的に支援された位相同期方法は、この問題に適用することができる、光通信システムにおける最近の開発の所産であるが、これは通常の方法または自明の方法ではない。
【0048】
そのうえ、サブ速度ADCの速度および分解能と光フィルタの分解能との間に両立性がなければならない。
【0049】
フォトニックADCに対する従来型の手法は、データを標本化するのにMLLを使用するが、この斬新なシステムは、MLLをサンプラとしては利用しない。
【0050】
この斬新なシステムにおける2つのレーザー源の使用は、単一レーザー源が位相基準に関連した難易度を下げるとする一般通念に逆行するものである。実際、位相同期機能が一体化された低雑音で高出力のレーザー源の出現により、本解決策は、MLLをサンプリング源として利用するものより優れている。
【0051】
フォトニックADCシステムの通過帯域動作は、サブ速度の電子的ADCより高い帯域幅を必要とするので、その他のものと異なっている。しかし、後続のSAM要素に使用されるサンプラおよびADCの数を低減するのは有利なことである。
【0052】
HFCBの再構成方法は、電子装置では適用されているが、フォトニクスで支援されたADCでは使用されていない。HFCB技法は、アナログフィルタの高度な再現性に依存するものであり、したがって、この斬新なシステムへの適用は自明ではない。
【0053】
この斬新なシステムは、以下のことにより、高速かつ高精度のADCを有利に実現する。このシステムは、電子的信号を、大きなダイナミックレンジおよび高感度を有する光領域へアップコンバートし、信号のアップコンバージョンを、デジタル変換処理および光源から遠隔で行なえるようにし、この光信号を、光フィルタを使用して、スペクトルの構成要素へと区分化し、共通のMLL源から複数のLO信号を導出し、周波数区分化された諸チャンネルを、コヒーレントなダウンコンバージョン処理により、平衡検出を用いることによって、共通の中間周波数範囲へとダウンコンバートして、レーザーの相対的強度雑音などの雑音の共通モード源を抑制する。また、この斬新なシステムは、MLLをECLに対して位相ロックし、光フィルタバンクを、信号源およびLO源に対して記録し、かつ整列させ、副次的ADCを使用して副次的アナログ信号をデジタル形式に変換し、個々のADC要素間の整列および変動補償のための較正信号を送信して、HFCB法を用いることにより、副次的信号から完全な信号を再構成する。
【0054】
個々のADCの速度要件を引き下げてそれらの信号を組み合わせることにより、単一ADCを用いるよりも、より高速度および高分解能が可能になり、それによって「ウォールデンウォール」を乗り越える。さらに、合成ADCにHFCB技法を適用すると、フォトニックで支援されたADCに関する主要な技法である時間インタリーブ法と比較して、ジッタおよびタイミングエラーに対する感度が低下することが知られている。複数のNビット分解能のADCを用いて信号を標本化することにより、一度に1つのADCしか使用しないシステムより大きなダイナミックレンジを得ることが可能であり、したがって、より優れた分解能を得る。電力消費がより少ない、より低速のADCを使用することにより、合成ADCシステムは、より高速の個々のADCと比較して電力損失を低減することができる。不整合誤差に対する感応性は、諸フィルタが互いにオーバーラップする領域内に限定されるので、この手法は、時間インタリーブシステムと比較して誤差に対する感度が低減される。
【0055】
有利には、あらゆる合成ADC手法に必要な誤差補償法の多くは、サブバンドで実行することができ、再構成された信号の全帯域幅にわたって実行されるのとは対照的に個々のサブバンドに限定される。連続した時間信号については、信号が存在しない周波数チャンネルを無効にすることができ、例えば、連続した時間信号は、サブ速度ADCをすべて有効にする必要があることになる時間インタリーブ手法と比較して、独特な省電力の可能性をもたらす。狭い周波数チャンネルが用いられるので、時間インタリーブを用いるフォトニックシステムと比較して、高いスペクトル効率が得られる。これは、光スペクトルがなくなるリスクなしで、より速い速度のための解決策の、継続的なスケーリングの利点をもたらす。有効なADCの第2ナイキストゾーンにおける動作については、光フィルタに対する性能要求が、ベースバンドまたは第1ナイキストゾーンと比較してかなり低減される。複数の個別のLO源を単一構成要素(モードロックレーザー)で置換する機会は、フォトニクスを用いない解決策に対して、サイズ、重さ、およびパワーにおける利点がある。1組の個別のRFフィルタと比較して、光領域フィルタリングにより、自己記録され、かつ一体化される解決策が可能になり、フォトニクスを利用しない解決策に対して利点をもたらす。
【0056】
このシステムの利益は、システムに利用される局部発振器の配列用に単一ソースを使用することであり、モードロックレーザーによって可能になった、従来のものと異なる、自明でない解決策である。
【0057】
OCRPサブシステムの出力から様々なレベルのENOB変換を生成するためのシステムのSNR配分が示され、この動作マージンを達成するのに考えなければならない動作パラメータならびに雑音源および誤差原因の説明が続く。これらの要因は、アナログの電気−光−電気(EOE)リンク、レーザー位相雑音、および再構成誤差フロアに寄与する要因である。
【0058】
システムのSNRおよびENOBの配分:8ビット、9ビット、または10ビットのENOBにおけるシステム性能は、SWIFTのデジタルバックエンドの構成要素および処理に対する要求性能に変わる。これらの要件を評価するには、入力からSAMサブシステム、OCRPの再構成された出力まで、信号のダイナミックレンジに影響する要素を考慮に入れる。光学的チャンネル化フィルタの完全なデジタル再構成、高精度のチャンネル整合、理想的なサブバンドADC性能、および正確な特性記述を想定すると、SNR=6.02×ENOB+1.76という標準的な関係から求められるSNRを有する入力信号向けに出力ENOBを送信することができる。したがって、理想的な場合には、10ビットのENOBに対して61.96dBのシステムSNRが必要とされることなどになるはずである。−70dBのOCRPの再構成誤差が想定され得て、この誤差は、必要とされる出力のダイナミックレンジよりかなり小さく、このことは、非理想に対するいくらかのマージンをもたらす。
【0059】
アパーチャおよびEOEリンクの解析。アパーチャは、高出力の外部空洞CWレーザーからの入来RF信号を、搬送波上の光側波帯に変換する電気光学変調器を有する。商用のLiNbO3変調器は、高い光入力パワーを扱う能力のために利用することができる。変調器入力ポート(RF入力)からADC入力ポートへのEOE経路の利得および雑音の特性を調査することができる。
【0060】
ここでは、
【0061】
【数1】
【0062】
で表される狭帯域のRF入力信号を考える。広帯域の場合は後に示される。偶数次数を抑制するように「調整された」双腕MZM位相変調器で生成される光信号は、フィルタリングされた側波帯については、
【0063】
【数2】
【0064】
と表すことができる。光搬送波のパワーは、
【0065】
【数3】
【0066】
であり、また、β=π/Vπは、変調器利得である。2乗検波受信器を用いるコヒーレントな検出によって生成される信号は、
【0067】
【数4】
【0068】
となる。もたらされる信号光電流は、バランスのとれた受信器を用いて2倍にされる。ADC入力に印加されるIF電圧は、VIF=2RTIAIPD(EC/ELO)βZであり、この式で、公称の直流光電流
【0069】
【数5】
【0070】
では、LO信号が支配的である。RTIA=350、IPD=1.1mA、Vπ=5V、およびEC/ELO=3.8(6dBのチャネライザ挿入損失を含む)とき、狭帯域の電圧利得は1.9である。波高値532mV(−1.5dBm)の狭帯域RF入力で、波高値1000mVのフルスケールADC入力電圧振幅が得られる。IF雑音電圧には、表2に示されるように、散弾、LOのRIN、LOの位相雑音、TIA雑音電流、および信号−ASEうなりの5つの成分がある。
【0071】
【表2】
【0072】
表2は、0.50mVRMSのADC入力で現われる、66dBのSNRに相応する雑音電圧を示す。これは、0.49mVRMSのADC入力雑音と同等である。Vπ=5Vの廉価な商用の変調器が使用されてさえ、EOEリンクは、16.1dBの雑音指数を達成する。24dBのADC雑音指数で、20.5dBのシステム雑音指数を達成するのに十分なEOE利得がある。12〜18GHzの動作については、NFは、変調器のVπ(約6V)における予期される増加のために、他の要因は実質的に変化せず18dBまで増加する。全体システムのNFは22.2dBになる。
【0073】
光学的にフィルタリングされるアナログのリンク、従来の輝度変調(IM)は、例えば帯域幅といった光信号を棄却するので、広帯域の光アナログリンクより劣っていると予期することができよう。2乗検波を用いるIM向けに構成された双腕MZMによって生成される光信号は、
【0074】
【数6】
【0075】
である。この信号は、IF電圧のVIF=2RTIAIPDβZを生成し、この場合、直流の光電流は、
【0076】
【数7】
【0077】
である。EC≧ELOのとき、所与の光電流IPDに対して、利得の利点が輝度変調からフィルタリングされた位相変調へと移る。小さなRF入力電圧に関しては、大部分の信号が、いずれの場合も第1の側波帯に出現する。光学フィルタリングは、光信号パワーの半分を棄却するが、これは平衡検出を用いて回復することができる。
【0078】
光学的位相変調は、元来線形であるが、位相変調を用いるE−O−E変換は、顕著な非線形性を示す。輝度変調は、
【0079】
【数8】
【0080】
の非線形性を有するが、フィルタリングされた位相変調は、ベッセル関数の非線形性を示す。次式によって表される一般的な入力信号を考えると、
【0081】
【数9】
【0082】
この信号は、複数の信号成分を有し、それぞれ別々の周波数ωkに中心がある。Z(t)を用いた位相変調によって生成される1次の上側の光側波帯は、
【0083】
【数10】
【0084】
と書くことができる。
【0085】
積の第1項は、変調後の光搬送波に残っているパワーを表し、
【0086】
【数11】
【0087】
と、近似することができる。この積の項の影響は、
【0088】
【数12】
【0089】
が、各チャンネルの合計のパワーから計容易に算されるので、信号再構成に続くDSPで補償することができる。加算におけるこの項は、チャンネル毎に補償され得る非線形性も与える。J1(ρ)の歪みに対する歪み後の線形性補償の有効性が、図5に、プロトタイプの1〜12GHzの光学フィルタリングされるアナログリンクに関して示されている。ツートーン測定が、8.05GHzで2MHzのトーン間隔を用いて遂行された。
【0090】
リンクパラメータは、図5に示されている。50MHzのIF波形が、8ビットのリアルタイムDSOを用いて記録され、FFTを用いて解析された。測定により、4.2VのVπと一致する+21dBmのIIP3が示されており、
【0091】
【数13】
【0092】
である。非補償のSFDRは、−2dBm(500mVの波高値)の単一トーンのパワーで54dBcであり、
【0093】
【数14】
【0094】
に相当する。図5で、赤い実線は、既知の伝達関数に基づく補償を用いて得られたIMDの応答を示す。3次の相互変調が約20dB低減され、これによってSFDRが65dBcへと増加する。この改善は、ディジタイザ(ADC)の分解能(ここでは8ビット)によって制限され、10ビットのADC分解能を用いて70dBcのSFDRを達成することが期待される。10個のチャンネルがすべてβρ=0.2で動作して、キャリアの空乏(carrier depletion)によるゲイン圧縮は10パーセントのみであり、結果的に、これは、すべてのチャンネルが有効な状態でチャンネルSNRを維持することができ、それによって、前述の広帯域信号のダイナミックレンジにおける
【0095】
【数15】
【0096】
の増加を達成する。
【0097】
レーザー位相雑音は、光学ADCの性能の多くの態様に影響を及ぼす。HFCBのADCは、レーザー位相雑音の影響に対して、時間領域法より抵抗力を持つ。しかし、レーザー位相雑音は、狭帯域光学フィルタリングによって無相関になる。結果として、光周波数オフセットおよびレーザーの線幅と光フィルタの帯域幅の比に左右される、2乗検波によって生成された雑音レベルに対する追加の広帯域成分がある。図6は、受信器の雑音レベルに対するレーザーの線幅の相対的重要性を示す。赤色のバーは、PLO=+6dBmで1GHzの光学帯域幅を有する散弾雑音レベルを示す。青色のバーは、レーザー位相雑音が寄与する様々なレーザーの線幅に対する雑音を示す。これらの結果は、VPI(商標)シミュレーションを用いて計算されたものである。10kHzの線幅向けの結果は研究所測定によって確認された。レーザーの線幅を100Hz以下に低減することの利益はほとんどなく、したがって、一実施形態では、ECLおよびMLLの両方に対する目標は1kHz未満である。
【0098】
再構成感度には、チャンネル間の利得変動が含まれる。図3は、HFCBのADCを通る信号の流れを示しており、DSPの動作が強調されている。再構成フィルタリングの消去に関連した感度も調査することができる。すべての多重チャンネルADC手法が、雑音レベルを劣化させるスプリアス応答を引き起こすチャンネル利得誤差の影響を受けやすい。周波数領域では、利得誤差は、図7に示された感度を伴ってシステムのSFDRを劣化させる好ましくないスプリアス信号と見なされることになる。小さな利得不整合であっても、エイリアシング消去が劣化し、その結果、SFDRが劣化する。HFCBについては、阻止帯域の除去がわずか3dBであるフィルタの交差周波数(HFCB遷移帯域として示される)で、最大のエイリアシングが起こる。外側遷移領域のエイリアシングは、フィルタバンクの阻止帯域によって減衰される。フィルタ阻止帯域の減衰が−20dBから−50dBのHFCBのSFDR性能が示されている。TS−ADCと異なり、HFCBでは、エイリアシング誤差がフィルタによって減衰され、したがってSFDRは、阻止帯域の減衰が向上するのにつれて増大する。したがって、最悪の場合HFCBのSFDR性能とTS−ADCのSFDR性能は一致するが、この斬新なSWIFTシステムの場合には、遷移領域の外側の信号に対する性能がはるかに高いものであり得る。
【0099】
できるだけ多くの帯域にわたってSFDRを最大化するには、遷移領域をできるだけ狭くし、また、フィルタの阻止帯域の減衰をできるだけ大きくするべきである。最近公開されたTS−ADCの実装形態は、スティッチ処理の一部分としてリアルタイムでチャンネル利得を較正するのにパイロットトーン(正弦波)を用いる。HFCB向けの相応する手法は、較正インパルスから対外的に送信され得る、またはフィルタのオーバーラップする領域に存在することによって複数のチャンネルに出現して等しいと想定される便宜的(opportunistic)信号を利用することができる、各チャンネルの較正櫛形ライン(較正インパルス)である。
【0100】
再構成感度には、チャンネル間のものも含まれ、すなわち、利得オフセットおよびフィルタ中心周波数の制御に加えて、複数の他の制御および補償のパラメータがSWIFTでは存在することができる。これらには、レーザー周波数制御ならびにLOと信号の間のコヒーレントな位相ドリフトも含まれる。SWIFT解決策の包括的な再検討が、制御システムに関して以下で扱われる。
【0101】
解析フィルタと局部発振器(LO)フィルタの、2つのタイプのフィルタを利用することができる。前述のように、これらのフィルタタイプ向けに様々な技術的解決策の可能性がある。表3は、要件および提案された技術的解決策を要約している。
【0102】
【表3】
【0103】
SAMサブシステムは、SWIFTシステムの一実施形態で使用される有力な構成要素である。SAMサブシステムの主要な構成要素には、COTSのADCおよびそのクロック分配が含まれる。ADCの利得、位相、および直流オフセットの変動は、一般に光フィルタの非理想および変動に対して小さく、したがって、SAMはSWIFTの性能を制限しないことになる。個々のADC要素は、もたらされる合成ADCシステムの要求性能に適合するENOBを有する必要がある。さらに、このADCは、光フィルタ技術の性能に適合しなければならない。台頭しつつある商用ADCシステムは、これらの特性を有する。
【0104】
信号再構成は、関連した技術的領域である。忠実度要件を満たすために、広帯域アナログ入力信号のデジタルバージョンを再構成するのに、SWIFTの再構成処理は、アナログ制御ループによって追跡されないアナログPFEシステムの非理想的な挙動を較正し、補償し、かつ等化する必要がある。これらの操作は、まとめてOCRPサブシステムと称され、HFCBの再構成処理を実施することになる。HFCBの処理は、以前の電子システムの研究者によって十分に理解され、証明されている。
【0105】
インタリーブADCの極めて大きなダイナミックレンジ要件を満たすために、フォトニックADCに対して、能動的な制御および安定化を行なうことができる。また、アナログ信号の正確で再現可能な標本化を保証するために、システム較正を用いることができる。図8に、SWIFTのADCシステムが、制御要素、同期要素、および較正要素を強調して示されている。図8に示されるように、強調された要素a〜fは制御(ctrl)要素であり、要素gおよびiは較正(calib)要素であり、要素hは同期(sync)要素である。アナログおよびデジタルの、制御および較正の両方が必要になり得る。図8で強調された要素には以下が含まれる。
【0106】
櫛形ソース安定化の要素(a)は、MLLを安定化して最小限の周波数ドリフトを保証する。これは、MLL空洞の中にエタロンを用いて行なうことができる。
【0107】
XCL整列の要素(b)は、MLLに対してCWレーザー源を何度も正確に整列させる。MLLがマスタークロックを送信するので、XCLのMLLに対する位相同期は、XCLの圧電ベースの調整を用いて達成することができる。
【0108】
LOフィルタバンクの整列の要素(c1...cN)は、個々のLOフィルタを個々の櫛形ラインの適切な周波数に整列させる。リング共振器ベースのLOフィルタバンクの整列は、これらリング共振器の、例えばヘテロダイン制御法を用いるディザ同期制御により達成される。
【0109】
変調器のバイアス制御の要素(d)は、最大の搬送波抑制のために変調器のバイアスを設定し、搬送波のドリフトを防ぐ。これは、制御ループに対してフィードバックをもたらすのに、変調器の中に一体化された光ダイオードの標準方法を用いることができる。
【0110】
信号/櫛形干渉経路の安定化の要素(e)は、光源とバランスのとれた光ダイオードの間の干渉経路を安定化する。この安定化およびサブバンドADC同期の較正は、密接に結合され得る。
【0111】
PFE用のリモートアパーチャを設ける要件により、コヒーレントなダウンコンバージョンに先立って、LO経路と信号経路の間に位相の変動およびドリフトが生じる可能性がある。このドリフトは、過度の利得不整合を回避するように、リアルタイムで較正され得る。すべての多重チャンネルADCの設計は、チャネライゼーション処理によって位相情報が維持されるものと想定する。TS−ADC手法では、分散ファイバにおける光位相シフトにより、「分散ペナルティ」と表される信号フェージングが生じる。SWIFTシステムでは、諸フィルタが、ほぼ一定の通過帯域の群遅延を有するので、通常、分散は問題にならない。コヒーレントな検出への依存は、検出処理における線形性を維持するが、LOと信号の経路が物理的に離れているので、アパーチャの遠隔化に影響を与える。ファイバは、10ppm/℃温度係数を有し、このことが、かなりの位相変動にもたらす可能性がある。ファイバの位相のドリフトおよび振動によって誘起された位相雑音を、ベースバンドへのコヒーレントな復調を伴う50MHzのパイロットトーンを用いて、テストシステムで実験的に測定した。図9Aは、この斬新なシステムの信号経路の10mのファイバを用いて測定された位相変動を示す。ゆっくりした熱ドリフトが明白であり、100℃の温度変化による何百サイクルもの位相変動が予期され得る。この変動の大部分は、図9Bに示される信号とLOの経路の2重ファイバルーティングによって除去することができる。単一ファイバの実験に関する瞬時周波数偏差は、位相雑音スペクトルが、単向ルーティングと2重ルーティングの両方で18kHzまで拡張することを示す。
【0112】
ファイバに誘起された位相変動は、一般に、すべてのチャンネルに同様に影響を及ぼす。100MHzのパイロットトーンを、ローバンドのチャンネルで回復されるRF入力に付加することができる。スペクトルの有効範囲に対するこの信号の影響は、トーンが利用されることになるのは1つのチャンネルのみであり、しかも再構成処理で除去され得るので、最小限になる。しかし、この周波数における信号の検出には、必然的に影響が及ぶことになる。1MHzの線幅を想定すると、スペクトルの有効範囲の影響は、最悪でも1MHz/10GHz〜100ppmである。回復されたトーンは、ラインストレッチャの調節または等化器の位相回転のデジタル的補正に用いることができる。一実施形態で使用される機構が、図10に示されている。このトーンは、個々のチャンネルの利得整合のブラインド等化および較正を支援するのにも用いることができる。
【0113】
解析フィルタバンクの整列の図8の要素(f)は、解析フィルタ全体を、LOフィルタバンクに対して適切な周波数へと整列させる。フィルタが自己記録されているので、フィルタの応答の変化は、通過帯域の中心周波数(CF)によって特徴づけられる。各フィルタチャンネルは、CFを、理想的な位置に対して±20〜50MHzだけシフトしてよい。この静的オフセットは、等化器によって容易に補正することができる。このCF間隔は、時間または温度で著しく変化することはなく、温度変化にともなって一緒に移動する。
【0114】
図11は、再構成誤差に対するフィルタ中心周波数のオフセットの影響を示す。実線は、OCRPシミュレーションから得られるものである。赤い波線は、CFオフセットのみに起因する誤差を示す。図11は、5〜10MHzを上回るCF変動により、システム性能がかなり劣化することを示す。図12Aに示されるように、解析フィルタは、元々は干渉計を非常に高精度へと安定化するために開発されたパウンド−ドゥリーバー−ホール法(PDH)の変形形態を用いて、櫛形MLLライン上に整列され得る。MLLラインは、LOデマルチプレクサを用いて選択され、低Vπ変調器を使用して約465.5MHzで位相調節される。
【0115】
これは、図12Bに示されるように2つの側波帯を生成する。これらの側波帯は、低パワー直交コンバータを用いてIおよびQのベースバンド信号に復調される2乗検波の後に、MLL搬送波と混合されて、465.5MHzのトーンを生成する。I信号およびQ信号は、フィルタCFのMLLラインからのオフセットに関する情報を含んでいる。この情報は、複数の方法で処理することができる。側波帯周波数を適切に選択すれば、トーン振幅I2+Q2は、中心周波数のオフセットの優れた推定をもたらす。側波帯の周波数は、フィルタリングされた側波帯がフィルタ出力において逆位相で、ゼロオフセットで相殺するように選択され得る。IとQの間の位相は、周波数オフセットの方向を示す。予測された誤差応答が、465.5MHz近くの側波帯の周波数範囲に関して、図12Cに示されている。この方法で、10MHz未満のCFオフセットを確実に測定することができる。「特別の」側波帯周波数を必要としない他の追跡アルゴリズムが存在する。PDH手法のループ帯域幅は十分に大きく、主要な極補償は、フィルタの熱時定数を用いて達成される。
【0116】
信号帯域/LO櫛形ラインの干渉経路較正の要素(g1...gN)は、10個のチャンネルのすべてに関して、諸フィルタと諸結合器の間の信号/LOの諸光学距離を、バランスのとれた光ダイオードにおけるコヒーレントな混合に先立って等しくする前較正を含むことができる。前述のように、全10チャンネル向けの100MHzにおける単一のパイロットトーンが、ファイバに誘起された位相変動を較正するのに用いられ得る。
【0117】
サブバンドADC同期の要素(h)は、サブバンドADCのサンプリング速度をLO櫛形ソースの繰返し速度に同期させる。これは、SAMシステム向けの適切な基準に必須の1GHzから分周され得るMLLからの高精度の出力基準クロックに接続することにより、簡単に行なわれる。
【0118】
OCRP較正の要素(i)は、フォトニックフロントエンド(PFE)およびサブバンドADCの不完全性を較正する。これは、上記で論じられたように、デジタル等化に基づくものである。
【0119】
本開示の様々な態様は、コンピュータまたは機械で使用可能または読取り可能な媒体内に具体化された、プログラム、ソフトウェア、またはコンピュータ命令として実施され得て、コンピュータ、プロセッサ、および/または機械上で実行されたとき、コンピュータまたは機械に方法のステップを遂行させる。本開示で説明された様々な機能および方法を遂行するために、機械実行可能な命令のプログラムを明確に具現する機械読取り可能なプログラム記憶デバイスも提供される。
【0120】
本開示のシステムおよび方法は、汎用コンピュータまたは専用コンピュータのシステム上で、実現され、かつ実行され得る。このコンピュータシステムは、既知の、または知られることになる任意のタイプのシステムでよく、一般に、プロセッサ、メモリデバイス、記憶デバイス、入出力デバイス、内部バス、および/または通信ハードウェアおよびソフトウェアとともに他のコンピュータシステムと通信するための通信インターフェースなどを含むことができる。
【0121】
本出願で用いられ得る用語「コンピュータシステム」および「コンピュータネットワーク」は、固定および/または携帯型のコンピュータハードウェア、ソフトウェア、周辺装置、および記憶デバイスの様々な組合せを含み得る。コンピュータシステムは、ネットワーク化されるか、そうでなければ協力しあって動作するようにリンクされる複数の個々の構成要素を含んでよく、あるいは1つまたは複数のスタンドアローンの構成要素を含んでよい。本出願のコンピュータシステムのハードウェアおよびソフトウェアの構成要素は、デスクトップ、ラップトップ、およびサーバなどの固定デバイスおよび携帯デバイスを含んでよく、これらの中に含まれてもよい。モジュールは、ソフトウェア、ハードウェア、ファームウェア、電子的回路などとして実施され得るいくつかの「機能」を実現する、デバイス、ソフトウェア、プログラム、またはシステムの構成要素でよい。
【0122】
前述の実施形態は実例となる例示であり、本発明は、これら特定の実施形態に限定されるものと解釈されるべきではない。したがって、添付の特許請求の範囲で定義されるような本発明の趣旨または範囲から逸脱することなく、様々な変更および修飾が当業者によって達成され得る。
【技術分野】
【0001】
本発明は、一般にアナログデジタル変換器(ADC)およびフォトニクスに関し、より具体的には、高精度かつ高速のフォトニックADCに関する。
【背景技術】
【0002】
フォトニクスで支援されたADCに関して、量子化、標本化、および再構成の、対応するべき3つの主要な課題がある。サンプリングジッタおよび量子化分解能に関連した基本的課題がある。これらの基本的課題は、一般に「ウォールデンウォール(Walden wall)」と称され、ADC性能の進歩を遅滞させている。
【0003】
高分解能かつ高速のフォトニックADCの課題の1つに、量子化器または高忠実度で量子化することがある。有効ビット数(ENOB)が10の十分な分解能(約1000レベル)をもたらすことができる物理的システムは、ほとんどなく、必然的に、この働きには半導体ADCがほぼ最適な候補になっている。したがって、高分解能のフォトニックADCは、複数の従来型ADCが、総体として、別の方法よりも、より性能を発揮するのを可能にするための信号分配システムとして考えることができる。これらの分配網は、時間、空間、または周波数に基づくものであり得て、波長分割多重(WDM)構成要素を使用する周波数ベースの分配システムは、比較的低損失の受動的な非同期の信号ルーティング機構をもたらすので、最も好ましい方法である。周波数ベースの分配をほぼ普遍的に採用することは、標本化するのに周波数空間にとどまることも必然的に支持する。
【0004】
高精度フォトニックADCの第2の課題は、電子的ADCサンプラの性能、すなわちサンプラ性能を向上することである。アパーチャジッタによって高精度フォトニックADCの性能が制限されることがあり、所望の高速動作に適さなくなる。この課題に対応する方法の1つに、信号を、電子的ADCに送信するより先に、より高性能の方法を用いて標本化するものがある。これは、モードロックレーザー(MLL)パルスを用いて標本化される光変調器に信号を与えることによって行なわれることが多い。このような方法は、パルスジッタ、振幅変動、および様々な非線形性の影響に対処しなければならず、かなり研究されている。あるいは、光学的にゲート制御されるRFスイッチを使用して電子的サンプラを作ることができる。
【0005】
サンプラの制約に対処するための代替方法に、サンプラ性能を向上する情報に対して光学的信号処理操作を実行するものがある。最も普及している方法のうちの1つに、従来型ADCサンプラの精度を向上するために、周波数チャープ信号の分散的時間拡散(dispersive time spreading)が周波数ベースの信号分配方法と結合される時間伸張ADC(TS−ADC)がある。スペクトルの効率と拡散の間のトレードオフによって、この方法の範囲が制限され、電力拡散、光学的な損失および増幅が、別の制約をもたらす。最近のTS−ADCの研究は、非理想の拡張(non-ideal dilation)、分散的非線形性(dispersive nonlinearity)、および変調効果の補償に焦点を当てている。
【0006】
第3の課題は、別々の電子的ADCからの信号を単一出力へと再構成すること、すなわち別々の信号の再構成である。この課題は、フォトニックADCに特有のものではない。一般に、このクラスのフォトニックADCは、もっぱら時間インタリーブの再構成を用いている。波長選択インタリーブフィルタリング技術(Selective Wavelength Interleaved Filtering Technique:SWIFT)の再構成方法は、周波数領域で動作するハイブリッドのフィルタチャンネルバンク(hybrid filter channel bank:HFCB)法に基づくものであり、チャンネル化された入力スペクトルのほぼ完全な再構成を達成することができる。HFCB再構成は、1990年代の初期にADC問題に適用され、時間領域の方法より、インタリーブ誤差、特に高速サンプリングと関連するジッタにそれほど影響を受けないことが知られている。しかし、これまでは、電子的ADCの性能と光フィルタの帯域幅の間のギャップが大きすぎて、フォトニックADC問題に周波数領域法を適用することは受け入れ難いものであった。
【0007】
ADC問題を解決するための非フォトニックの試みには、電子的領域にHFCB技法を用いるものがあった。しかし、これらの試みでは、フォトニックフィルタまたはフォトニック局部発振器(LO)システムが利用されない。非フォトニックの解決策は、RFフィルタリングおよび利用されるLO技術に関連したいくつかの制約を受けやすい。例えば、非常に広帯域のRF信号空間を対象にするのは、フィルタ技術が周波数の関数として変化し、各帯域に対して個別のLO信号が必要とされるので難易度が高い。
【0008】
さらに、チャンネル化RFフィルタを構築するためのコヒーレントな光周波数フィルタリングの利点には、長い歴史がある。しかし、これらの努力は、フォトニックADCに焦点を当てているようには見えず、この怠りにより、いくつかの重要なシステム最適化が除外されている。小型化も注目されていない。結局、光チャンネルバンクとHFCB再構成の組合せは、取り組まれているようには見えない。
【0009】
サブGHz帯域の高分解能光フィルタが、アレイ導波路回折格子(AWG)、シリカベースのリング共振器、およびシリコンマイクロディスクのフィルタで研究されている。微細構造化共振器は、一般に、サブGHzに応答できる一方で、強い位相歪みの特徴を伴う、本質的に無限インパルス応答(IIR)要素である。したがって、容易に等化されるFIR応答が、HFCB用途向けに有利である。エシェル格子、AWG、およびVIPA(Virtually Imaged Phased Array)などの自由空間要素が研究されており、GHzの性能が報告されている。すべてが、フィルタに固有の構造によってフィルタの通過帯域が互いに記録されている「自己記録された」特性も有利にもたらし、有利には、個々の整列操作を必要としない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0010】
しかし、既存のシステムの問題を克服する技術的に優れたADC性能に対する必要性がある。さらに、ADCと光フィルタ技術の間にギャップがある。したがって、いくつかの課題を克服することができるのであれば、目下の現況技術を越える技術的に優れたADC性能と、この必要性を満たすフォトニクスで支援されたADC技術に対する機会との必要性が生じる。これらのうち主要なものは、光フィルタ技術と低速ADCの間の互換性に対する要求である。
【課題を解決するための手段】
【0011】
高精度で高速のアナログデジタル変換器(ADC)に対する要求の斬新な解決策が示される。ハイブリッドのフィルタチャンネルバンク(HFCB)は、ADC性能の多重チャンネル拡張を達成するための、信号の周波数領域の区分化に依存する立証された方法である。光フィルタバンク技術およびコヒーレントな光学的信号処理の最近の進歩により、従来の電子的HFCB手法を大幅に上回る、より高い性能およびより少ない直流電力の達成が可能になる。波長選択インタリーブフィルタリング技術(SWIFT)のアナログデジタル変換器(ADC)は、ADCと光フィルタ技術の間のギャップに橋渡しすることができ、技術的に優れたADC性能を提供することができるフォトニックADCへの周波数ベースの範例を先導する。
【0012】
SWIFTは、時間領域で動作する従来手法とは対照的に、周波数領域で動作する、フォトニクス対応のADCを実現する。新規のHFCB手法は、RFシステムにおいてより低速で広く適用され、より高速へとHFCBを拡大するのにフォトニクスを利用して、広帯域の、空間および電力の効率的な分配に、革新的な光学部品を使用する。
【0013】
一態様では、アナログデジタル変換用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けのシステムは、アナログ入力用のリモートアパーチャと、アナログ入力を当初の光信号に変換するように動作可能な変調器と、この光信号を複数の後続の光信号へとフィルタリングして、電気信号へダウンコンバートするために局部発振器に送信するように動作可能な複数の光フィルタを有するフォトニックフロントエンド(photonic front end)と、複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の1つをそれぞれが受信して変換するように動作可能な複数のアナログ−デジタル変換器(ADC)を有する区分化されたサブシステムと、複数の変換された後続の光信号を、アナログ入力のデジタル表現へと再構成するように動作可能な処理サブシステムとを備える。一態様では、ベースバンドのダウンコンバージョンの代わりにIF変換が用いられる。
【0014】
一態様では、電気信号を光信号に変換して再度電気信号に変換する処理で生じる歪みが補償される。一態様では、複数の光フィルタの少なくとも1つは、個々の通過帯域が本質的に互いに整列している自己記録されたフィルタを備える。一態様では、変調器は、フォトニックフロントエンドから遠く離れている。一態様では、処理サブシステムは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンクの再構成アルゴリズムを実行することにより、複数の変換された後続の光信号を再構成する。一態様では、光フィルタは、解析フィルタおよび光学的局部発振器フィルタを備える。一態様では、区分化されたサブシステムは、複数の変換された後続の光信号を記憶するように動作可能なメモリをさらに備える。一態様では、このシステムは、フィルタの安定化をさらに備え、干渉経路がデジタル的に追跡される。一態様では、フィルタの帯域幅とADCの帯域幅が関連しており、この態様の一実施形態では、ADCの帯域幅は、フィルタの帯域幅以上である。
【0015】
一態様では、アナログデジタル変換用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けの方法は、アナログ入力を入力するステップと、アナログ入力を当初の光信号に変換するステップと、複数の光フィルタを有するフォトニックフロントエンドを使用して、光信号を複数の後続の光信号へとフィルタリングするステップと、複数のADCを使用して複数の後続の光信号を受信し、複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の1つを、複数のADCのうち1つのADCを使用して変換するステップと、複数の変換された後続の光信号を、アナログ入力のデジタル表現へと再構成するステップとを含む。
【0016】
一態様では、この方法は、歪みを補償するステップをさらに含む。一態様では、解析フィルタは、個々の通過帯域が本質的に互いに整列している自己記録されたフィルタである。一態様では、変調器は、フォトニックフロントエンドから遠く離れている。一態様では、再構成するステップは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンクの再構成アルゴリズムを実行することによって遂行される。
【0017】
一態様では、アナログデジタル変換向けの方法は、光フィルタを使用して、周波数区分化を用いて、信号を、光領域の周波数区分化された信号へと区分化するステップと、前記周波数区分化された諸信号を、複数の同時デジタル化要素へとデジタル化するステップと、前記光フィルタの特性から導出された特性のデジタルフィルタを使用して、複数の同時デジタル化要素を基に、副次的な区分化された信号からアナログ信号のデジタル表現を再構成するステップとを含む。
【0018】
一態様では、光信号は、コヒーレントな光学的局部発振器を使用して電気的領域へ再変換される。一態様では、再構成するステップは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンク法を利用する。一態様では、光フィルタは、ヘテロダイン制御システムを使用して制御され、かつ安定化される。
【0019】
本明細書で説明された方法を遂行するために、機械実行可能な命令のプログラムを明確に具現する機械読取り可能なプログラム記憶デバイスも提供され得る。
【0020】
表1は、本明細書に用いられる頭字語および略記を、関連する意味とともに列挙する。
【0021】
【表1】
【0022】
【図面の簡単な説明】
【0023】
本発明が、本発明の限定的でない例示的実施形態として示される図面を参照することにより、続く詳細な説明でさらに説明され、図面の全体にわたって、類似の参照数字は類似の部品を表す。しかし、本発明は、まさにその示された機構および手段に限定されないことを理解されたい。
【0024】
【図1】SWIFTのADCの概略図である。
【図2】SWIFTシステムの実施形態を示す、フォトニック要素を強調したブロック図である。
【図3】HFCB−ADCを通る信号の流れを示す、DSP動作を強調した図である。
【図4】SWIFTシステムの単一チャンネルの詳細を示す図である。
【図5】検出後の補償がある場合とない場合の、光学的フィルタリングされたEOEリンクの測定された応答を示す図である。
【図6】雑音レベルに対する光学的位相雑音の寄与を示す図である。
【図7】スプリアスレスポンスと利得変動の間の関係のモデルを示す図である。
【図8】重要な較正、制御、および同期の要素が強調されているSWIFTのADCシステムのブロック図である。
【図9】図9Aは、約10mのファイバに関して、単一ファイバの信号ルーティングの干渉の位相変動を示す図であり、図9Bは、約10mのファイバに関して、2重ファイバのルーティング信号+LOの干渉の位相変動を示す図である。
【図10】アナログ式またはデジタル式のキャリア追跡を用いて、ファイバ位相変動を追跡し、かつ補償するための機構を示す図である。
【図11】フィルタ中心周波数のオフセットを伴うフィルタ再構成誤差を示す図である。
【図12A】解析フィルタを櫛形MLLにロックするためのPDHの適合を示す図である。
【図12B】櫛形MLLの整列を維持するためのフィルタの調整を示す図である。
【図12C】鋭い誤差信号応答向けに調整された側波帯周波数を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0025】
図1は、SWIFTのADCと、変調器12を有するリモートアパーチャ10、フォトニックフロントエンド(PFE)14、複数の個々のADC 16から成る区分化されたADC、ならびに出力補償および再構成処理(OCRP)18を含むその4つの構成部分との概略図である。図1に示されるように、簡単な変調器ベースのアパーチャ要素は、PFE要素からある距離をおいて入力を受信する。PFEは、低位相雑音発振器のコンパクトな低出力源として最適化されたMLLから生じる周波数基準の超安定の組から高忠実度を導出する。PFEの中心に、1組の高分解能光フィルタがある。PFEは、完全に周波数領域で動作して、IFデータを区分化して複数のADCに配送するコヒーレントなIFダウンコンバージョン受信器配列を実現するために重要な信号処理および分配の機能を実行し、複数のADCは、それぞれが、複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の1つを受信して変換するように動作可能である。OCRP要素は、HFCB再構成方法を用いて、変換された後続の光信号を再度組み立てる。処理中に、アナログリンクの非線形性がデジタル的に補償され、PFEの非理想性は、較正され、かつ補償される。
【0026】
一実施形態では、IFデータは、第3の要素、商用ADCを用いるSAM配列に配送される。各SAM要素は、信号スペクトルの一部分を標本化してデジタル化し、OCRP要素は、HFCB再構成法を用いて、SAM出力を再度組み立てる。
【0027】
図2には、本発明の一実施形態のシステムレベルのブロック図が、フォトニック信号経路を強調して示されている。このSWIFTシステムは、SAMサブシステム20の一連の電子的ADC 16に1GHzのIF信号を分配するPFE 14から成り、ADC 16のデジタル出力は、OCRP 18に再結合される。区分化、分配、およびデジタル変換は、主として周波数領域で実行される。PFE 14は、信号源からSAMサブシステム20の入力への信号伝達および遠隔化に関与する。そのため、PFE 14は、遠隔化の要件に対処しなければならず、また、必要とされるシステムのENOBおよびNFに対応するために、アナログ信号の忠実度および雑音指数(NF)を維持するのに十分なアナログのリンク性能を発揮しなければならない。この性能は、解析フィルタ22、すなわち、入力のRFスペクトルをチャンネル化するとともに、この場合は櫛形MLLとして提案されている共通のソースから光学的局部発振器(LO)を抽出するための一連の周波数領域の光学フィルタリング操作を用いて達成される。時間領域の区分化に的を絞った手法は、このような性能を達成することができない。
【0028】
これらの解析フィルタ22は、一般に自己記録されたフィルタ(個々の通過帯域が互いに本質的に整列している)であり得る。これらの解析フィルタ22は、SAMシステムを備えた台頭しつつある新世代の商用ADCシステムに適合する1GHz程度の分解能を達成することができる。この目的に光フィルタを使用することにより、10〜12個のRFフィルタの全体のバンクを、高度な消光およびワットレベルの合計消費電力を有するチップ形式で実現することができる。同様に、RFシンセサイザより高性能の光学的LOのバンクが、単一構成要素、例えばMLL 24で実現される。LOの信号は、単一のチップ規模のフィルタ要素(図2のLOフィルタバンク)を用いて互いに分離される。光フィルタ技術が改善するのにつれて、さらに高い分解能を達成することができる。
【0029】
解析フィルタ22の出力は、コヒーレント平衡の光検出システムの中で、LOフィルタの出力またはLO 26の信号と結合される。もたらされるアナログのリンクは、高分解能(10ビット程度)のADCに必要な大きなダイナミックレンジ(69dB)に対応することになる。この場合は光変調器12である信号検出要素を、この処理要素から遠隔で配置して維持する能力は、有益であり得る。これは、光ファイバ技術を用いて、斬新なSWIFTシステムを使用して達成することができる。
【0030】
検出後に、信号はSAMサブシステム20に送信され、SAMサブシステム20は、個々の周波数帯に対してアナログデジタル変換を遂行し、後続のOCRPのために、結果を共通のバッファ28に記憶する。リアルタイム動作のために、バッファの平均的な読取り速度と書込み速度を一致させなければならない。SAMハードウェアモジュールは、OCRPのために同期したデータストリームが得られるように、また構成するADC 16のジッタ性能が損なわれないように、信号の、適切な整合および整列をもたらし、かつタイミングを管理しなければならない。2.5GHzの等価入力帯域幅(EIB)および1GS/秒を上回るサンプリング能力を有する12ビット分解能のADC 16が予定されており、この分解能レベルでSWIFTシステムが物理的に実現され得るはずであり、全体の帯域幅が並列チャネライゼーション倍され、例えば、それぞれが1GHzのBWを対象にする10個のADCは、10GHzのADCをもたらすことになる。
【0031】
図3は、SWIFTのADCを通る信号の流れを示しており、DSPの動作が強調されている。OCRPは、チャンネル化された入力から完全な信号を高精度で再構成することができる、HFCBのほぼ完全な再構成アルゴリズムを実行することになる。十分な精度で機能する再構成アルゴリズムのために、差動チャンネルのずれおよびコヒーレントなダウンコンバージョン処理における残留位相ワンダを含む、PFEの非理想的挙動に対処するように、広範囲のフロントエンド等化、補償、および較正の処理が実施されることになる。場合によっては、サンプラのエイリアシングを再構成アルゴリズムによって補償することができる。HFCB再構成のための理想的フィルタライン形状を生成するように、デジタル化された信号に対して、等化およびさらなるベースバンドフィルタリングが遂行される。もたらされるベースバンド信号の組(図3の左側)は、ゼロを挿入することによってアップサンプリングされ、信号の、周波数範囲全体にわたる複製(図3の中央)を生成する。
【0032】
再構成フィルタは、それぞれのアップサンプリングされた信号の適切な部分を選択する。好ましくない複製は、デジタル解析と再構成フィルタを合成することによって抑制され、その設計目標は−70dBの阻止帯域抑制であり、利得整合誤差およびフィルタ整列誤差によって制約される。消去は優れた抑制をもたらすが、チャンネル間の利得および位相の不一致の影響を受けやすい。この阻止帯域消光は、これらのエイリアスがある複製信号からの信号漏れを抑制するのに必須である。フィルタリングされた複製は、組み合わせられ、再構成された出力信号を生成する。DSPの雑音レベルは、合成再構成と解析フィルタの組を通る残留信号の漏れが支配的である。
【0033】
再構成の後、光ダイオードの飽和およびフィルタリングされた位相変調の非線形性の両方を補償するために、アナログリンクの非線形性の歪み後補正をデジタル的に適用することができる。この処理のテストの実証された結果が以下に示される。これらの操作を容易にするために、リアルタイム較正プロシージャおよびオフライン較正プロシージャが導入されることになる。
【0034】
SWIFTシステムの単一チャンネルのブロック図が、図4に示されている。システムの各要素の詳細な解析が続く。
【0035】
上記で論じられたように、広帯域ADC 16は、時間インタリーブ、時間伸長、またはHFCBを用いて、より遅い速度のADCで構築され得る。時間インタリーブとHFCBは、共通の理論的根拠を共有する。HFCBは、1980年代後期に導入され、広帯域RF受信器、データ伝送システム、ならびに音声処理および画像処理に広範な用途が見いだされた。また、2つのチャンネルのRFフィルタバンクを利用する、80GS/秒のリアルタイムのデジタルオシロスコープが導入されている。光フィルタおよびADC技術が、重要な相補的状態を達成しており、新規の光フィルタは1〜2GHzの通過帯域で必要な利得および位相の性能を与えることができ、その一方で、台頭しつつあるADCは、2〜3GS/秒のサンプリング速度で相応した4GHzの入力帯域幅を有する。SWIFTは、例えば、RF信号チャネライゼーションと続くデジタル信号再構成とに適した狭帯域光フィルタバンクの設計および製作における革新を用いて、10GHzの、20GS/秒のハイブリッドのフィルタチャンネルバンクのADCを実現することができる。
【0036】
HFCB手法は、同一の通過帯域形状および低挿入損失を有する複数のオーバーラップする光チャンネルを必要とする。上記で論じた既存の光フィルタ技術は、HFCB要件のいくつかを達成することができるが、すべてを達成できるわけではない。単一チャンネルフィルタなら、優れたフィルタ形状および低挿入損失をもたらすが、配列で使用されたとき、スプリット損失を招く可能性があり、個々に調整しなければならない。このカテゴリには、ファブリー−ペローフィルタ、複合リング共振器および実時間遅延の光学的FIR/IIRフィルタが含まれる。フィルタバンク配列は、AWGなどの導波路配列、および例えば仮想的に結像された位相配列または類似のデバイスといった自由空間の焦点面配列を使用して、GHz通過帯域を有して構築されている。
【0037】
図4は、アナログのコヒーレントな2重変換受信器に内蔵されたHFCBのADCの斬新な実装形態の1つのチャンネルを示す。広帯域の0.01〜10GHzのRF入力信号が位相変調器に与えられ、位相変調器の光源は、高出力で低位相の外部空洞レーザー(ECL)30である。E−O変換利得は、高出力の光搬送波(Pc=+25dBm)を用いて達成される。ベースバンドのRF信号は、位相変調によって光搬送波の側波帯へとアップコンバートされる。フィルタが、第1の側波帯を、10個のオーバーラップする1.25GHzのチャンネルに分離する。1組の位相同期の光学的LOを用いるコヒーレントな光検出を用いて電気的IF信号を回復することにより、線形性が維持されている。
【0038】
位相同期の光学的LOの配列は、MLL 24およびリング共振器の光学的デマルチプレクサ26を使用して実現される。ECL 30は、より低い真性位相雑音を有するMLL 24に対して位相同期される。全体のシステムを通して光学的コヒーレンスおよび電気的コヒーレンスを維持する方法が、以下で説明される。付加的O−E変換利得は、適度のLOパワー(PLO=+4dBm)を用いて達成される。このシステムは、5.5dBおよび16.6dBの雑音指数のEOE利得を有する光検出器上に入射するLOパワーによって決定される散弾雑音限界の近くで動作する。
【0039】
回復された電気的IF信号は、フィルタリングされ、10個の2.66GS/秒の12ビットADCバンクによってデジタル化される。光検出器の共通モード阻止性能に対する厳格な制御を伴う2つの位相整列した受信器(IおよびQ)を必要とするベースバンドの他候補の代わりに、通過帯域IFが選択された。光学的LOは、図4(挿入図)に示されるような、667MHzに電気的IFがある光チャンネル通過帯域の中心未満に配置される。通過帯域のIF信号からベースバンドのI信号およびQ信号を抽出するのに、DSP法が用いられる。RF信号は、デジタル化されたIF信号から、周知のHFCB原理を用いて再構成される。フィルタリングされた位相変調リンクは、ベッセル関数の非線形性を有し、これは、以下で説明されるDSP法を用いて補償される。
【0040】
2重変換処理によって多数のスプリアス信号が生成される。回復された電気的IF信号の雑音および相互変調積を抑制するのに、3つの方法を利用することができる。双腕位相変調器は、偶数次数の光側波帯を(高出力光搬送波を含めて)20〜40dBだけ抑制することができる。光学的2乗検波によって生成された多くの2次相互変調積が存在し、これらは直流の近くでかなり顕著である。バランスのとれた受信器は、偶数次数の相互変調項と同様に光学的LO RINも20〜30dBだけ抑制する。667MHzに中心のある通過帯域IFは、直流オフセット問題を緩和し、直流近くのIMD抑制も強める。電気的IFフィルタは、所望の1.25GHzの通過帯域上の信号からのエイリアシングを制限する。図4の挿入図は、フィルタによって抑制される、LOのまわりで対称な光学的結像領域があることを示す。DSP法は、この影像排除を遂行するためにも利用することができる。
【0041】
従来の、フォトニクスで支援されたADC法は、主に時間領域の再構成技法を適用する。このような方法は、信号を、周波数帯に分割するのでなく時間的に分割する。したがって、そのフォトニックフロントエンドは、存在するとすれば、図2に示されたものとは完全に異なる。例えば、可能性としては、信号がMLLによって標本化され、LOバンクが存在せず、解析フィルタバンクが存在せず、LOレーザーとのミキシングを用いるコヒーレントな光検出は用いられないことになる。
【0042】
また、高速で高精度のADCに関する対象のRF周波数における信号伝送に関連した損失のために、フィルタリングおよびLO処理の電子装置を信号源から遠方に配置するのは非常に困難である。信号取得箇所が、物理的に難易度が高い環境にある場合、必要な電子装置および処理装置をすべて信号源の近くに配置するのは不都合なことがある。一方、(斬新なシステムで行なわれるように)低損失光ファイバおよび光変調器を使用すると、物理的に信号源の近くになければならないのは、光変調器だけである。処理から「遠方に」変調器を配置するこの機能により、フォトニック実装と電子的実装の間に別の区別が与えられる。
【0043】
PFEおよび信号のダウンコンバージョンを、ADC問題に対処する他の光学的試みから区別するさらなる特質には、以下が含まれる。
【0044】
このような特質の1つに、自己記録された光フィルタバンクがある。個々の光フィルタの記録が重要であるので、互いに個々に記録されなければならない1組の個々の光フィルタではなく、「自己記録された」光フィルタバンクを使用することは大いに望ましい。
【0045】
別の特質に、光学フィルタリングの通過帯域操作がある。(直流に中心がある)ベースバンドへダウンコンバートするのでなく、それ自体のナイキストサンプリング率より高い動作帯域幅を有する電子的ADCの入手可能性によって容易になった、通過帯域構成で動作させることには、いくつかの利点がある。
【0046】
さらに別の特質に、コヒーレントなダウンコンバージョンがある。このやり方では、位相同期の光学的処理方法は、強度ベースのシステムに対して特徴的である。
【0047】
他の特質には、整列および制御の方法が含まれる。コヒーレントなシステムが操作されているので、個々の信号は互いに光学的に位相同期でなければならない。様々な整列および制御のシステムが、フォトニックシステムの正確な動作を維持することができる。具体的には、デジタル的に支援された位相同期方法は、この問題に適用することができる、光通信システムにおける最近の開発の所産であるが、これは通常の方法または自明の方法ではない。
【0048】
そのうえ、サブ速度ADCの速度および分解能と光フィルタの分解能との間に両立性がなければならない。
【0049】
フォトニックADCに対する従来型の手法は、データを標本化するのにMLLを使用するが、この斬新なシステムは、MLLをサンプラとしては利用しない。
【0050】
この斬新なシステムにおける2つのレーザー源の使用は、単一レーザー源が位相基準に関連した難易度を下げるとする一般通念に逆行するものである。実際、位相同期機能が一体化された低雑音で高出力のレーザー源の出現により、本解決策は、MLLをサンプリング源として利用するものより優れている。
【0051】
フォトニックADCシステムの通過帯域動作は、サブ速度の電子的ADCより高い帯域幅を必要とするので、その他のものと異なっている。しかし、後続のSAM要素に使用されるサンプラおよびADCの数を低減するのは有利なことである。
【0052】
HFCBの再構成方法は、電子装置では適用されているが、フォトニクスで支援されたADCでは使用されていない。HFCB技法は、アナログフィルタの高度な再現性に依存するものであり、したがって、この斬新なシステムへの適用は自明ではない。
【0053】
この斬新なシステムは、以下のことにより、高速かつ高精度のADCを有利に実現する。このシステムは、電子的信号を、大きなダイナミックレンジおよび高感度を有する光領域へアップコンバートし、信号のアップコンバージョンを、デジタル変換処理および光源から遠隔で行なえるようにし、この光信号を、光フィルタを使用して、スペクトルの構成要素へと区分化し、共通のMLL源から複数のLO信号を導出し、周波数区分化された諸チャンネルを、コヒーレントなダウンコンバージョン処理により、平衡検出を用いることによって、共通の中間周波数範囲へとダウンコンバートして、レーザーの相対的強度雑音などの雑音の共通モード源を抑制する。また、この斬新なシステムは、MLLをECLに対して位相ロックし、光フィルタバンクを、信号源およびLO源に対して記録し、かつ整列させ、副次的ADCを使用して副次的アナログ信号をデジタル形式に変換し、個々のADC要素間の整列および変動補償のための較正信号を送信して、HFCB法を用いることにより、副次的信号から完全な信号を再構成する。
【0054】
個々のADCの速度要件を引き下げてそれらの信号を組み合わせることにより、単一ADCを用いるよりも、より高速度および高分解能が可能になり、それによって「ウォールデンウォール」を乗り越える。さらに、合成ADCにHFCB技法を適用すると、フォトニックで支援されたADCに関する主要な技法である時間インタリーブ法と比較して、ジッタおよびタイミングエラーに対する感度が低下することが知られている。複数のNビット分解能のADCを用いて信号を標本化することにより、一度に1つのADCしか使用しないシステムより大きなダイナミックレンジを得ることが可能であり、したがって、より優れた分解能を得る。電力消費がより少ない、より低速のADCを使用することにより、合成ADCシステムは、より高速の個々のADCと比較して電力損失を低減することができる。不整合誤差に対する感応性は、諸フィルタが互いにオーバーラップする領域内に限定されるので、この手法は、時間インタリーブシステムと比較して誤差に対する感度が低減される。
【0055】
有利には、あらゆる合成ADC手法に必要な誤差補償法の多くは、サブバンドで実行することができ、再構成された信号の全帯域幅にわたって実行されるのとは対照的に個々のサブバンドに限定される。連続した時間信号については、信号が存在しない周波数チャンネルを無効にすることができ、例えば、連続した時間信号は、サブ速度ADCをすべて有効にする必要があることになる時間インタリーブ手法と比較して、独特な省電力の可能性をもたらす。狭い周波数チャンネルが用いられるので、時間インタリーブを用いるフォトニックシステムと比較して、高いスペクトル効率が得られる。これは、光スペクトルがなくなるリスクなしで、より速い速度のための解決策の、継続的なスケーリングの利点をもたらす。有効なADCの第2ナイキストゾーンにおける動作については、光フィルタに対する性能要求が、ベースバンドまたは第1ナイキストゾーンと比較してかなり低減される。複数の個別のLO源を単一構成要素(モードロックレーザー)で置換する機会は、フォトニクスを用いない解決策に対して、サイズ、重さ、およびパワーにおける利点がある。1組の個別のRFフィルタと比較して、光領域フィルタリングにより、自己記録され、かつ一体化される解決策が可能になり、フォトニクスを利用しない解決策に対して利点をもたらす。
【0056】
このシステムの利益は、システムに利用される局部発振器の配列用に単一ソースを使用することであり、モードロックレーザーによって可能になった、従来のものと異なる、自明でない解決策である。
【0057】
OCRPサブシステムの出力から様々なレベルのENOB変換を生成するためのシステムのSNR配分が示され、この動作マージンを達成するのに考えなければならない動作パラメータならびに雑音源および誤差原因の説明が続く。これらの要因は、アナログの電気−光−電気(EOE)リンク、レーザー位相雑音、および再構成誤差フロアに寄与する要因である。
【0058】
システムのSNRおよびENOBの配分:8ビット、9ビット、または10ビットのENOBにおけるシステム性能は、SWIFTのデジタルバックエンドの構成要素および処理に対する要求性能に変わる。これらの要件を評価するには、入力からSAMサブシステム、OCRPの再構成された出力まで、信号のダイナミックレンジに影響する要素を考慮に入れる。光学的チャンネル化フィルタの完全なデジタル再構成、高精度のチャンネル整合、理想的なサブバンドADC性能、および正確な特性記述を想定すると、SNR=6.02×ENOB+1.76という標準的な関係から求められるSNRを有する入力信号向けに出力ENOBを送信することができる。したがって、理想的な場合には、10ビットのENOBに対して61.96dBのシステムSNRが必要とされることなどになるはずである。−70dBのOCRPの再構成誤差が想定され得て、この誤差は、必要とされる出力のダイナミックレンジよりかなり小さく、このことは、非理想に対するいくらかのマージンをもたらす。
【0059】
アパーチャおよびEOEリンクの解析。アパーチャは、高出力の外部空洞CWレーザーからの入来RF信号を、搬送波上の光側波帯に変換する電気光学変調器を有する。商用のLiNbO3変調器は、高い光入力パワーを扱う能力のために利用することができる。変調器入力ポート(RF入力)からADC入力ポートへのEOE経路の利得および雑音の特性を調査することができる。
【0060】
ここでは、
【0061】
【数1】
【0062】
で表される狭帯域のRF入力信号を考える。広帯域の場合は後に示される。偶数次数を抑制するように「調整された」双腕MZM位相変調器で生成される光信号は、フィルタリングされた側波帯については、
【0063】
【数2】
【0064】
と表すことができる。光搬送波のパワーは、
【0065】
【数3】
【0066】
であり、また、β=π/Vπは、変調器利得である。2乗検波受信器を用いるコヒーレントな検出によって生成される信号は、
【0067】
【数4】
【0068】
となる。もたらされる信号光電流は、バランスのとれた受信器を用いて2倍にされる。ADC入力に印加されるIF電圧は、VIF=2RTIAIPD(EC/ELO)βZであり、この式で、公称の直流光電流
【0069】
【数5】
【0070】
では、LO信号が支配的である。RTIA=350、IPD=1.1mA、Vπ=5V、およびEC/ELO=3.8(6dBのチャネライザ挿入損失を含む)とき、狭帯域の電圧利得は1.9である。波高値532mV(−1.5dBm)の狭帯域RF入力で、波高値1000mVのフルスケールADC入力電圧振幅が得られる。IF雑音電圧には、表2に示されるように、散弾、LOのRIN、LOの位相雑音、TIA雑音電流、および信号−ASEうなりの5つの成分がある。
【0071】
【表2】
【0072】
表2は、0.50mVRMSのADC入力で現われる、66dBのSNRに相応する雑音電圧を示す。これは、0.49mVRMSのADC入力雑音と同等である。Vπ=5Vの廉価な商用の変調器が使用されてさえ、EOEリンクは、16.1dBの雑音指数を達成する。24dBのADC雑音指数で、20.5dBのシステム雑音指数を達成するのに十分なEOE利得がある。12〜18GHzの動作については、NFは、変調器のVπ(約6V)における予期される増加のために、他の要因は実質的に変化せず18dBまで増加する。全体システムのNFは22.2dBになる。
【0073】
光学的にフィルタリングされるアナログのリンク、従来の輝度変調(IM)は、例えば帯域幅といった光信号を棄却するので、広帯域の光アナログリンクより劣っていると予期することができよう。2乗検波を用いるIM向けに構成された双腕MZMによって生成される光信号は、
【0074】
【数6】
【0075】
である。この信号は、IF電圧のVIF=2RTIAIPDβZを生成し、この場合、直流の光電流は、
【0076】
【数7】
【0077】
である。EC≧ELOのとき、所与の光電流IPDに対して、利得の利点が輝度変調からフィルタリングされた位相変調へと移る。小さなRF入力電圧に関しては、大部分の信号が、いずれの場合も第1の側波帯に出現する。光学フィルタリングは、光信号パワーの半分を棄却するが、これは平衡検出を用いて回復することができる。
【0078】
光学的位相変調は、元来線形であるが、位相変調を用いるE−O−E変換は、顕著な非線形性を示す。輝度変調は、
【0079】
【数8】
【0080】
の非線形性を有するが、フィルタリングされた位相変調は、ベッセル関数の非線形性を示す。次式によって表される一般的な入力信号を考えると、
【0081】
【数9】
【0082】
この信号は、複数の信号成分を有し、それぞれ別々の周波数ωkに中心がある。Z(t)を用いた位相変調によって生成される1次の上側の光側波帯は、
【0083】
【数10】
【0084】
と書くことができる。
【0085】
積の第1項は、変調後の光搬送波に残っているパワーを表し、
【0086】
【数11】
【0087】
と、近似することができる。この積の項の影響は、
【0088】
【数12】
【0089】
が、各チャンネルの合計のパワーから計容易に算されるので、信号再構成に続くDSPで補償することができる。加算におけるこの項は、チャンネル毎に補償され得る非線形性も与える。J1(ρ)の歪みに対する歪み後の線形性補償の有効性が、図5に、プロトタイプの1〜12GHzの光学フィルタリングされるアナログリンクに関して示されている。ツートーン測定が、8.05GHzで2MHzのトーン間隔を用いて遂行された。
【0090】
リンクパラメータは、図5に示されている。50MHzのIF波形が、8ビットのリアルタイムDSOを用いて記録され、FFTを用いて解析された。測定により、4.2VのVπと一致する+21dBmのIIP3が示されており、
【0091】
【数13】
【0092】
である。非補償のSFDRは、−2dBm(500mVの波高値)の単一トーンのパワーで54dBcであり、
【0093】
【数14】
【0094】
に相当する。図5で、赤い実線は、既知の伝達関数に基づく補償を用いて得られたIMDの応答を示す。3次の相互変調が約20dB低減され、これによってSFDRが65dBcへと増加する。この改善は、ディジタイザ(ADC)の分解能(ここでは8ビット)によって制限され、10ビットのADC分解能を用いて70dBcのSFDRを達成することが期待される。10個のチャンネルがすべてβρ=0.2で動作して、キャリアの空乏(carrier depletion)によるゲイン圧縮は10パーセントのみであり、結果的に、これは、すべてのチャンネルが有効な状態でチャンネルSNRを維持することができ、それによって、前述の広帯域信号のダイナミックレンジにおける
【0095】
【数15】
【0096】
の増加を達成する。
【0097】
レーザー位相雑音は、光学ADCの性能の多くの態様に影響を及ぼす。HFCBのADCは、レーザー位相雑音の影響に対して、時間領域法より抵抗力を持つ。しかし、レーザー位相雑音は、狭帯域光学フィルタリングによって無相関になる。結果として、光周波数オフセットおよびレーザーの線幅と光フィルタの帯域幅の比に左右される、2乗検波によって生成された雑音レベルに対する追加の広帯域成分がある。図6は、受信器の雑音レベルに対するレーザーの線幅の相対的重要性を示す。赤色のバーは、PLO=+6dBmで1GHzの光学帯域幅を有する散弾雑音レベルを示す。青色のバーは、レーザー位相雑音が寄与する様々なレーザーの線幅に対する雑音を示す。これらの結果は、VPI(商標)シミュレーションを用いて計算されたものである。10kHzの線幅向けの結果は研究所測定によって確認された。レーザーの線幅を100Hz以下に低減することの利益はほとんどなく、したがって、一実施形態では、ECLおよびMLLの両方に対する目標は1kHz未満である。
【0098】
再構成感度には、チャンネル間の利得変動が含まれる。図3は、HFCBのADCを通る信号の流れを示しており、DSPの動作が強調されている。再構成フィルタリングの消去に関連した感度も調査することができる。すべての多重チャンネルADC手法が、雑音レベルを劣化させるスプリアス応答を引き起こすチャンネル利得誤差の影響を受けやすい。周波数領域では、利得誤差は、図7に示された感度を伴ってシステムのSFDRを劣化させる好ましくないスプリアス信号と見なされることになる。小さな利得不整合であっても、エイリアシング消去が劣化し、その結果、SFDRが劣化する。HFCBについては、阻止帯域の除去がわずか3dBであるフィルタの交差周波数(HFCB遷移帯域として示される)で、最大のエイリアシングが起こる。外側遷移領域のエイリアシングは、フィルタバンクの阻止帯域によって減衰される。フィルタ阻止帯域の減衰が−20dBから−50dBのHFCBのSFDR性能が示されている。TS−ADCと異なり、HFCBでは、エイリアシング誤差がフィルタによって減衰され、したがってSFDRは、阻止帯域の減衰が向上するのにつれて増大する。したがって、最悪の場合HFCBのSFDR性能とTS−ADCのSFDR性能は一致するが、この斬新なSWIFTシステムの場合には、遷移領域の外側の信号に対する性能がはるかに高いものであり得る。
【0099】
できるだけ多くの帯域にわたってSFDRを最大化するには、遷移領域をできるだけ狭くし、また、フィルタの阻止帯域の減衰をできるだけ大きくするべきである。最近公開されたTS−ADCの実装形態は、スティッチ処理の一部分としてリアルタイムでチャンネル利得を較正するのにパイロットトーン(正弦波)を用いる。HFCB向けの相応する手法は、較正インパルスから対外的に送信され得る、またはフィルタのオーバーラップする領域に存在することによって複数のチャンネルに出現して等しいと想定される便宜的(opportunistic)信号を利用することができる、各チャンネルの較正櫛形ライン(較正インパルス)である。
【0100】
再構成感度には、チャンネル間のものも含まれ、すなわち、利得オフセットおよびフィルタ中心周波数の制御に加えて、複数の他の制御および補償のパラメータがSWIFTでは存在することができる。これらには、レーザー周波数制御ならびにLOと信号の間のコヒーレントな位相ドリフトも含まれる。SWIFT解決策の包括的な再検討が、制御システムに関して以下で扱われる。
【0101】
解析フィルタと局部発振器(LO)フィルタの、2つのタイプのフィルタを利用することができる。前述のように、これらのフィルタタイプ向けに様々な技術的解決策の可能性がある。表3は、要件および提案された技術的解決策を要約している。
【0102】
【表3】
【0103】
SAMサブシステムは、SWIFTシステムの一実施形態で使用される有力な構成要素である。SAMサブシステムの主要な構成要素には、COTSのADCおよびそのクロック分配が含まれる。ADCの利得、位相、および直流オフセットの変動は、一般に光フィルタの非理想および変動に対して小さく、したがって、SAMはSWIFTの性能を制限しないことになる。個々のADC要素は、もたらされる合成ADCシステムの要求性能に適合するENOBを有する必要がある。さらに、このADCは、光フィルタ技術の性能に適合しなければならない。台頭しつつある商用ADCシステムは、これらの特性を有する。
【0104】
信号再構成は、関連した技術的領域である。忠実度要件を満たすために、広帯域アナログ入力信号のデジタルバージョンを再構成するのに、SWIFTの再構成処理は、アナログ制御ループによって追跡されないアナログPFEシステムの非理想的な挙動を較正し、補償し、かつ等化する必要がある。これらの操作は、まとめてOCRPサブシステムと称され、HFCBの再構成処理を実施することになる。HFCBの処理は、以前の電子システムの研究者によって十分に理解され、証明されている。
【0105】
インタリーブADCの極めて大きなダイナミックレンジ要件を満たすために、フォトニックADCに対して、能動的な制御および安定化を行なうことができる。また、アナログ信号の正確で再現可能な標本化を保証するために、システム較正を用いることができる。図8に、SWIFTのADCシステムが、制御要素、同期要素、および較正要素を強調して示されている。図8に示されるように、強調された要素a〜fは制御(ctrl)要素であり、要素gおよびiは較正(calib)要素であり、要素hは同期(sync)要素である。アナログおよびデジタルの、制御および較正の両方が必要になり得る。図8で強調された要素には以下が含まれる。
【0106】
櫛形ソース安定化の要素(a)は、MLLを安定化して最小限の周波数ドリフトを保証する。これは、MLL空洞の中にエタロンを用いて行なうことができる。
【0107】
XCL整列の要素(b)は、MLLに対してCWレーザー源を何度も正確に整列させる。MLLがマスタークロックを送信するので、XCLのMLLに対する位相同期は、XCLの圧電ベースの調整を用いて達成することができる。
【0108】
LOフィルタバンクの整列の要素(c1...cN)は、個々のLOフィルタを個々の櫛形ラインの適切な周波数に整列させる。リング共振器ベースのLOフィルタバンクの整列は、これらリング共振器の、例えばヘテロダイン制御法を用いるディザ同期制御により達成される。
【0109】
変調器のバイアス制御の要素(d)は、最大の搬送波抑制のために変調器のバイアスを設定し、搬送波のドリフトを防ぐ。これは、制御ループに対してフィードバックをもたらすのに、変調器の中に一体化された光ダイオードの標準方法を用いることができる。
【0110】
信号/櫛形干渉経路の安定化の要素(e)は、光源とバランスのとれた光ダイオードの間の干渉経路を安定化する。この安定化およびサブバンドADC同期の較正は、密接に結合され得る。
【0111】
PFE用のリモートアパーチャを設ける要件により、コヒーレントなダウンコンバージョンに先立って、LO経路と信号経路の間に位相の変動およびドリフトが生じる可能性がある。このドリフトは、過度の利得不整合を回避するように、リアルタイムで較正され得る。すべての多重チャンネルADCの設計は、チャネライゼーション処理によって位相情報が維持されるものと想定する。TS−ADC手法では、分散ファイバにおける光位相シフトにより、「分散ペナルティ」と表される信号フェージングが生じる。SWIFTシステムでは、諸フィルタが、ほぼ一定の通過帯域の群遅延を有するので、通常、分散は問題にならない。コヒーレントな検出への依存は、検出処理における線形性を維持するが、LOと信号の経路が物理的に離れているので、アパーチャの遠隔化に影響を与える。ファイバは、10ppm/℃温度係数を有し、このことが、かなりの位相変動にもたらす可能性がある。ファイバの位相のドリフトおよび振動によって誘起された位相雑音を、ベースバンドへのコヒーレントな復調を伴う50MHzのパイロットトーンを用いて、テストシステムで実験的に測定した。図9Aは、この斬新なシステムの信号経路の10mのファイバを用いて測定された位相変動を示す。ゆっくりした熱ドリフトが明白であり、100℃の温度変化による何百サイクルもの位相変動が予期され得る。この変動の大部分は、図9Bに示される信号とLOの経路の2重ファイバルーティングによって除去することができる。単一ファイバの実験に関する瞬時周波数偏差は、位相雑音スペクトルが、単向ルーティングと2重ルーティングの両方で18kHzまで拡張することを示す。
【0112】
ファイバに誘起された位相変動は、一般に、すべてのチャンネルに同様に影響を及ぼす。100MHzのパイロットトーンを、ローバンドのチャンネルで回復されるRF入力に付加することができる。スペクトルの有効範囲に対するこの信号の影響は、トーンが利用されることになるのは1つのチャンネルのみであり、しかも再構成処理で除去され得るので、最小限になる。しかし、この周波数における信号の検出には、必然的に影響が及ぶことになる。1MHzの線幅を想定すると、スペクトルの有効範囲の影響は、最悪でも1MHz/10GHz〜100ppmである。回復されたトーンは、ラインストレッチャの調節または等化器の位相回転のデジタル的補正に用いることができる。一実施形態で使用される機構が、図10に示されている。このトーンは、個々のチャンネルの利得整合のブラインド等化および較正を支援するのにも用いることができる。
【0113】
解析フィルタバンクの整列の図8の要素(f)は、解析フィルタ全体を、LOフィルタバンクに対して適切な周波数へと整列させる。フィルタが自己記録されているので、フィルタの応答の変化は、通過帯域の中心周波数(CF)によって特徴づけられる。各フィルタチャンネルは、CFを、理想的な位置に対して±20〜50MHzだけシフトしてよい。この静的オフセットは、等化器によって容易に補正することができる。このCF間隔は、時間または温度で著しく変化することはなく、温度変化にともなって一緒に移動する。
【0114】
図11は、再構成誤差に対するフィルタ中心周波数のオフセットの影響を示す。実線は、OCRPシミュレーションから得られるものである。赤い波線は、CFオフセットのみに起因する誤差を示す。図11は、5〜10MHzを上回るCF変動により、システム性能がかなり劣化することを示す。図12Aに示されるように、解析フィルタは、元々は干渉計を非常に高精度へと安定化するために開発されたパウンド−ドゥリーバー−ホール法(PDH)の変形形態を用いて、櫛形MLLライン上に整列され得る。MLLラインは、LOデマルチプレクサを用いて選択され、低Vπ変調器を使用して約465.5MHzで位相調節される。
【0115】
これは、図12Bに示されるように2つの側波帯を生成する。これらの側波帯は、低パワー直交コンバータを用いてIおよびQのベースバンド信号に復調される2乗検波の後に、MLL搬送波と混合されて、465.5MHzのトーンを生成する。I信号およびQ信号は、フィルタCFのMLLラインからのオフセットに関する情報を含んでいる。この情報は、複数の方法で処理することができる。側波帯周波数を適切に選択すれば、トーン振幅I2+Q2は、中心周波数のオフセットの優れた推定をもたらす。側波帯の周波数は、フィルタリングされた側波帯がフィルタ出力において逆位相で、ゼロオフセットで相殺するように選択され得る。IとQの間の位相は、周波数オフセットの方向を示す。予測された誤差応答が、465.5MHz近くの側波帯の周波数範囲に関して、図12Cに示されている。この方法で、10MHz未満のCFオフセットを確実に測定することができる。「特別の」側波帯周波数を必要としない他の追跡アルゴリズムが存在する。PDH手法のループ帯域幅は十分に大きく、主要な極補償は、フィルタの熱時定数を用いて達成される。
【0116】
信号帯域/LO櫛形ラインの干渉経路較正の要素(g1...gN)は、10個のチャンネルのすべてに関して、諸フィルタと諸結合器の間の信号/LOの諸光学距離を、バランスのとれた光ダイオードにおけるコヒーレントな混合に先立って等しくする前較正を含むことができる。前述のように、全10チャンネル向けの100MHzにおける単一のパイロットトーンが、ファイバに誘起された位相変動を較正するのに用いられ得る。
【0117】
サブバンドADC同期の要素(h)は、サブバンドADCのサンプリング速度をLO櫛形ソースの繰返し速度に同期させる。これは、SAMシステム向けの適切な基準に必須の1GHzから分周され得るMLLからの高精度の出力基準クロックに接続することにより、簡単に行なわれる。
【0118】
OCRP較正の要素(i)は、フォトニックフロントエンド(PFE)およびサブバンドADCの不完全性を較正する。これは、上記で論じられたように、デジタル等化に基づくものである。
【0119】
本開示の様々な態様は、コンピュータまたは機械で使用可能または読取り可能な媒体内に具体化された、プログラム、ソフトウェア、またはコンピュータ命令として実施され得て、コンピュータ、プロセッサ、および/または機械上で実行されたとき、コンピュータまたは機械に方法のステップを遂行させる。本開示で説明された様々な機能および方法を遂行するために、機械実行可能な命令のプログラムを明確に具現する機械読取り可能なプログラム記憶デバイスも提供される。
【0120】
本開示のシステムおよび方法は、汎用コンピュータまたは専用コンピュータのシステム上で、実現され、かつ実行され得る。このコンピュータシステムは、既知の、または知られることになる任意のタイプのシステムでよく、一般に、プロセッサ、メモリデバイス、記憶デバイス、入出力デバイス、内部バス、および/または通信ハードウェアおよびソフトウェアとともに他のコンピュータシステムと通信するための通信インターフェースなどを含むことができる。
【0121】
本出願で用いられ得る用語「コンピュータシステム」および「コンピュータネットワーク」は、固定および/または携帯型のコンピュータハードウェア、ソフトウェア、周辺装置、および記憶デバイスの様々な組合せを含み得る。コンピュータシステムは、ネットワーク化されるか、そうでなければ協力しあって動作するようにリンクされる複数の個々の構成要素を含んでよく、あるいは1つまたは複数のスタンドアローンの構成要素を含んでよい。本出願のコンピュータシステムのハードウェアおよびソフトウェアの構成要素は、デスクトップ、ラップトップ、およびサーバなどの固定デバイスおよび携帯デバイスを含んでよく、これらの中に含まれてもよい。モジュールは、ソフトウェア、ハードウェア、ファームウェア、電子的回路などとして実施され得るいくつかの「機能」を実現する、デバイス、ソフトウェア、プログラム、またはシステムの構成要素でよい。
【0122】
前述の実施形態は実例となる例示であり、本発明は、これら特定の実施形態に限定されるものと解釈されるべきではない。したがって、添付の特許請求の範囲で定義されるような本発明の趣旨または範囲から逸脱することなく、様々な変更および修飾が当業者によって達成され得る。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
アナログデジタル変換用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けのシステムであって、
アナログ入力用のリモートアパーチャと、
前記アナログ入力を当初の光信号に変換するように動作可能な変調器と、
前記光信号を、複数の後続の光信号へとフィルタリングして、電気信号へダウンコンバートするために局部発振器に送信するように動作可能な複数の光フィルタを有するフォトニックフロントエンドと、
前記複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の1つをそれぞれが受信して変換するように動作可能な複数のアナログ−デジタル変換器(ADC)を有する区分化されたサブシステムと、
複数の変換された後続の光信号を、前記アナログ入力のデジタル表現へと再構成するように動作可能な処理サブシステムと
を備えたことを特徴とするシステム。
【請求項2】
前記電気信号を光信号に変換して再度電気信号に変換する処理で生じる歪みが補償されることを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項3】
前記複数の光フィルタの少なくとも1つは、自己記録されたフィルタを含み、個々の通過帯域は、本質的に互いに整列することを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項4】
前記変調器は、前記フォトニックフロントエンドから遠く離れていることを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項5】
前記処理サブシステムは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンクの再構成アルゴリズムを実行することにより、前記複数の変換された後続の光信号を再構成することを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項6】
前記光フィルタは、解析フィルタおよび光局部発振器フィルタを備えたことを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項7】
前記区分化されたサブシステムは、前記複数の変換された後続の光信号を記憶するように動作可能なメモリをさらに備えたことを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項8】
フィルタの安定化をさらに備え、干渉経路はデジタル的に追跡されることを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項9】
前記フィルタ帯域幅と前記ADC帯域幅は関連していることを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項10】
前記ADC帯域幅は、前記フィルタ帯域幅以上であることを特徴とする請求項9に記載のシステム。
【請求項11】
アナログデジタル変換用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けのシステムであって、
アナログ入力用のリモートアパーチャと、
前記アナログ入力を当初の光信号に変換するように動作可能な変調器と、
前記光信号を、複数の後続の光信号へとフィルタリングして、電気信号へと中間周波数(IF)変換するために局部発振器に送信するように動作可能な複数の光フィルタを有するフォトニックフロントエンドと、
前記複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の1つをそれぞれが受信して変換するように動作可能な複数のアナログ−デジタル変換器(ADC)を有する区分化されたサブシステムと、
前記複数の変換された後続の光信号を、前記アナログ入力のデジタル表現へと再構成するように動作可能な処理サブシステムと
を備えたことを特徴とするシステム。
【請求項12】
アナログデジタル変換用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けの方法であって、
アナログ入力を入力するステップと、
前記アナログ入力を初期の光信号に変換するステップと、
複数の光フィルタを有するフォトニックフロントエンドを使用して、前記光信号を複数の後続の光信号へとフィルタリングするステップと、
複数のADCを使用して、前記複数の後続の光信号を受信し、前記複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の1つを、前記複数のADCのうち1つのADCを使用して変換するステップと、
前記複数の変換された後続の光信号を、前記アナログ入力のデジタル表現へと再構成するステップと
を備えることを特徴とする方法。
【請求項13】
前記電気信号を光信号に変換して再度電気信号に変換する処理で生じる歪みを補償するステップをさらに備えることを特徴とする請求項12に記載の方法。
【請求項14】
前記解析フィルタは、自己記録されたフィルタであって、個々の通過帯域が本質的に互いに整列することを特徴とする請求項12に記載の方法。
【請求項15】
前記変調器は、前記フォトニックフロントエンドから遠く離れていることを特徴とする請求項12に記載の方法。
【請求項16】
前記再構成するステップは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンクの再構成アルゴリズムを実行することによって遂行されることを特徴とする請求項12に記載の方法。
【請求項17】
アナログデジタル変換のための方法であって、
光フィルタを使用して、周波数区分化を用いて、信号を、光領域の周波数区分化された信号へと、区分化するステップと、
前記周波数区分化された諸信号を、複数の同時デジタル化要素へとデジタル化するステップと、
前記光フィルタの特性から導出された特性のデジタルフィルタを使用して、前記複数の同時デジタル化要素を基に、副次的な区分化された信号から前記アナログ信号のデジタル表現を再構成するステップと
を備えることを特徴とする方法。
【請求項18】
前記光信号は、コヒーレントな光学的局部発振器を使用して電気的領域へ再変換されることを特徴とする請求項17に記載の方法。
【請求項19】
前記再構成するステップは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンク法を利用することを特徴とする請求項17に記載の方法。
【請求項20】
前記光フィルタは、ヘテロダイン制御システムを使用して制御され、かつ安定化されることを特徴とする請求項17に記載の方法。
【請求項1】
アナログデジタル変換用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けのシステムであって、
アナログ入力用のリモートアパーチャと、
前記アナログ入力を当初の光信号に変換するように動作可能な変調器と、
前記光信号を、複数の後続の光信号へとフィルタリングして、電気信号へダウンコンバートするために局部発振器に送信するように動作可能な複数の光フィルタを有するフォトニックフロントエンドと、
前記複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の1つをそれぞれが受信して変換するように動作可能な複数のアナログ−デジタル変換器(ADC)を有する区分化されたサブシステムと、
複数の変換された後続の光信号を、前記アナログ入力のデジタル表現へと再構成するように動作可能な処理サブシステムと
を備えたことを特徴とするシステム。
【請求項2】
前記電気信号を光信号に変換して再度電気信号に変換する処理で生じる歪みが補償されることを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項3】
前記複数の光フィルタの少なくとも1つは、自己記録されたフィルタを含み、個々の通過帯域は、本質的に互いに整列することを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項4】
前記変調器は、前記フォトニックフロントエンドから遠く離れていることを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項5】
前記処理サブシステムは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンクの再構成アルゴリズムを実行することにより、前記複数の変換された後続の光信号を再構成することを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項6】
前記光フィルタは、解析フィルタおよび光局部発振器フィルタを備えたことを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項7】
前記区分化されたサブシステムは、前記複数の変換された後続の光信号を記憶するように動作可能なメモリをさらに備えたことを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項8】
フィルタの安定化をさらに備え、干渉経路はデジタル的に追跡されることを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項9】
前記フィルタ帯域幅と前記ADC帯域幅は関連していることを特徴とする請求項1に記載のシステム。
【請求項10】
前記ADC帯域幅は、前記フィルタ帯域幅以上であることを特徴とする請求項9に記載のシステム。
【請求項11】
アナログデジタル変換用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けのシステムであって、
アナログ入力用のリモートアパーチャと、
前記アナログ入力を当初の光信号に変換するように動作可能な変調器と、
前記光信号を、複数の後続の光信号へとフィルタリングして、電気信号へと中間周波数(IF)変換するために局部発振器に送信するように動作可能な複数の光フィルタを有するフォトニックフロントエンドと、
前記複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の1つをそれぞれが受信して変換するように動作可能な複数のアナログ−デジタル変換器(ADC)を有する区分化されたサブシステムと、
前記複数の変換された後続の光信号を、前記アナログ入力のデジタル表現へと再構成するように動作可能な処理サブシステムと
を備えたことを特徴とするシステム。
【請求項12】
アナログデジタル変換用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けの方法であって、
アナログ入力を入力するステップと、
前記アナログ入力を初期の光信号に変換するステップと、
複数の光フィルタを有するフォトニックフロントエンドを使用して、前記光信号を複数の後続の光信号へとフィルタリングするステップと、
複数のADCを使用して、前記複数の後続の光信号を受信し、前記複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の1つを、前記複数のADCのうち1つのADCを使用して変換するステップと、
前記複数の変換された後続の光信号を、前記アナログ入力のデジタル表現へと再構成するステップと
を備えることを特徴とする方法。
【請求項13】
前記電気信号を光信号に変換して再度電気信号に変換する処理で生じる歪みを補償するステップをさらに備えることを特徴とする請求項12に記載の方法。
【請求項14】
前記解析フィルタは、自己記録されたフィルタであって、個々の通過帯域が本質的に互いに整列することを特徴とする請求項12に記載の方法。
【請求項15】
前記変調器は、前記フォトニックフロントエンドから遠く離れていることを特徴とする請求項12に記載の方法。
【請求項16】
前記再構成するステップは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンクの再構成アルゴリズムを実行することによって遂行されることを特徴とする請求項12に記載の方法。
【請求項17】
アナログデジタル変換のための方法であって、
光フィルタを使用して、周波数区分化を用いて、信号を、光領域の周波数区分化された信号へと、区分化するステップと、
前記周波数区分化された諸信号を、複数の同時デジタル化要素へとデジタル化するステップと、
前記光フィルタの特性から導出された特性のデジタルフィルタを使用して、前記複数の同時デジタル化要素を基に、副次的な区分化された信号から前記アナログ信号のデジタル表現を再構成するステップと
を備えることを特徴とする方法。
【請求項18】
前記光信号は、コヒーレントな光学的局部発振器を使用して電気的領域へ再変換されることを特徴とする請求項17に記載の方法。
【請求項19】
前記再構成するステップは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンク法を利用することを特徴とする請求項17に記載の方法。
【請求項20】
前記光フィルタは、ヘテロダイン制御システムを使用して制御され、かつ安定化されることを特徴とする請求項17に記載の方法。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12A】
【図12B】
【図12C】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12A】
【図12B】
【図12C】
【公表番号】特表2013−519245(P2013−519245A)
【公表日】平成25年5月23日(2013.5.23)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2012−531053(P2012−531053)
【出願日】平成22年9月24日(2010.9.24)
【国際出願番号】PCT/US2010/050139
【国際公開番号】WO2011/038189
【国際公開日】平成23年3月31日(2011.3.31)
【出願人】(399047921)テルコーディア テクノロジーズ インコーポレイテッド (61)
【Fターム(参考)】
【公表日】平成25年5月23日(2013.5.23)
【国際特許分類】
【出願日】平成22年9月24日(2010.9.24)
【国際出願番号】PCT/US2010/050139
【国際公開番号】WO2011/038189
【国際公開日】平成23年3月31日(2011.3.31)
【出願人】(399047921)テルコーディア テクノロジーズ インコーポレイテッド (61)
【Fターム(参考)】
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