衛星航法装置
【課題】衛星航法装置において、キャリアスムージングに用いられる測定コード位相および測定搬送波位相変化量から電離層遅延を除去し、測定コード位相と搬送波位相変化量の間のオフセットを平滑化する時定数を長くして擬似距離の精度を上げること。
【解決手段】Ｌ１周波数とＬ２周波数の２つの周波数にてコード位相と搬送波位相変化量をそれぞれ測定する。コード位相と搬送波位相変化量のそれぞれを電離層フリー線形結合して、電離層遅延を除去したコード位相の真値と搬送波位相の変化量の真値を求め、コード位相の真値と搬送波位相の変化量の真値を用いてキャリアスムージングを行う。
【解決手段】Ｌ１周波数とＬ２周波数の２つの周波数にてコード位相と搬送波位相変化量をそれぞれ測定する。コード位相と搬送波位相変化量のそれぞれを電離層フリー線形結合して、電離層遅延を除去したコード位相の真値と搬送波位相の変化量の真値を求め、コード位相の真値と搬送波位相の変化量の真値を用いてキャリアスムージングを行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、米国のＧＰＳやその他の衛星航法システムの信号を受信し、現在時刻や利用者の現在位置を計算する衛星航法装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
米国のＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ）に代表される衛星航法システムでは、衛星信号の変調コードのコード位相の測定値を基にして利用者の位置を計算する。この方法は周知であるので説明は省略する。このコード位相の測定精度を向上させる手法の一つに、キャリアスムージングと呼ばれる手法がある。
【０００３】
図４は、キャリアスムージング手法の概念を説明する図である。ＧＰＳの変調コードである擬似雑音符号（ＰＮコード）はビットレートが１．０２３Ｍｂｐｓ、繰り返し周期が１ｍｓなので、利用者受信機でたとえば１ｍｓ毎にコード位相を測定すると、衛星と利用者間の距離が変化しない場合は１ｍｓ毎に常に同じ位相が測定される。しかし、ＧＰＳ衛星は周回衛星であるので、衛星と利用者間の距離は刻々と変化する。この場合、１ｍｓ毎に測定される測定コード位相は、衛星と利用者間の距離の変化量と同じだけ変化する。図４に示す測定コード位相ｒ（ｔ）は、現実には雑音が乗るので、ギザギザの線で表現している。
【０００４】
次に、ＧＰＳ信号の搬送波位相について考察する。例えば、利用者受信機でＧＰＳ信号を５ＭＨｚの中間周波にダウンコンバートして、この中間周波の搬送波位相を１ｍｓ毎に測定すると、衛星と利用者間の距離が変化しない場合は１ｍｓ毎に常に５０００サイクルずつ進んで測定される。しかし、衛星と利用者間の距離が変化すると、１ｍｓ毎に測定される搬送波位相は、基準時点の搬送波位相に「５０００サイクル」＋「衛星と利用者間の距離の１ｍｓ間の変化量」となる。この５０００サイクル分は、常に差し引いて考察する。図４に示される搬送波位相絶対量ｐ（ｔ）は、搬送波の波長は約０．１９ｍであり、コードのビット長３００ｍに比べて非常に短いので雑音の影響は極めて小さく、滑らかな線（ほぼ、直線）で表現している。
【０００５】
ところで、ＧＰＳのコードには時刻情報が乗せられているので衛星と利用者間の距離の絶対量を求めることができる。一方、搬送波には時刻情報がないので衛星と利用者間の距離の絶対量を求めることは非常に困難である。したがって、現実的には、ある時点の搬送波位相を基準としてそこからの位相の変化量だけを測定する。この搬送波位相変化量である搬送波位相測定値ｐ′（ｔ）も図４に示しており、搬送波位相測定値ｐ′（ｔ）は搬送波位相絶対量ｐ（ｔ）と並行になる。
【０００６】
このように、受信機で測定されるコード位相と搬送波位相は、いずれも衛星と利用者間の距離の変化に伴って同じように変化する。したがって、測定コード位相ｒ（ｔ）と搬送波位相変化量ｐ′（ｔ）の間のオフセットｓ（ｔ）は、コード位相に雑音が乗っていることによって変動はするものの、平均的には一定値となる。
ｓ（ｔ）＝ｒ（ｔ）−ｐ′（ｔ）
【０００７】
そこで、このオフセットｓ（ｔ）を平滑化して平滑化オフセットｓｓ（ｔ）とし、搬送波位相変化量ｐ′（ｔ）に加えると、雑音による誤差の抑えられた平滑化コード位相ｒｓ（ｔ）を得ることができる。
ｒｓ（ｔ）＝ｓｓ（ｔ）＋ｐ′（ｔ）
【０００８】
平滑化の方法は、たとえば上記の各パラメータを離散的に測定する場合は次の式で実現できる。
ｓｓ（ｋ）＝｛１−１／（１＋Ｔ）｝ｓｓ（ｋ−１）＋ｓ（ｋ）／（１＋Ｔ）
ここで、 ｓ（ｋ）：ｋ番目のオフセット値
ｓｓ（ｋ）：ｋ番目の平滑化されたオフセット値
Ｔ：平滑化時定数
【０００９】
以上がキャリアスムージング手法の概要であり、白色雑音とマルチパスによるコード位相の誤差を抑えるために広く利用されている。コード位相の単なる平滑化では利用者が移動体の場合、加速、減速、進行方向の変更などの際に測位位置の追従遅れが生じるが、キャリアスムージングではオフセットを平滑化するので原理的に追従遅れが生じないという利点がある。キャリアスムージングに関する技術文献としては、非特許文献１がある。
【００１０】
また、ＧＰＳ衛星からの信号は地上の利用者に届くまでに電離層を通過する。電離層のプラズマ中を通過する際に信号が遅延するので、遅延したコード位相に基づいて利用者の位置を計算すると誤差を生じる。この電離層遅延を除去する手法の一つに、以下に述べるような電離層フリー線形結合と呼ばれる手法がある。
【００１１】
ＧＰＳ信号の電離層遅延ｄ（ｔ）は次の式で表される。
ｄ（ｔ）＝ｋ（ｔ）／ｆ2
ここで、 ｋ（ｔ）：比例定数
ｆ：搬送波周波数
【００１２】
この式から、電離層遅延は周波数の自乗に反比例することがわかる。したがって、例えば、ＧＰＳのＬ１周波数（ｆ１＝１５７５．４２ＭＨｚ）とＬ２周波数（ｆ２＝１２２７．６０ＭＨｚ）の２つの周波数でコード位相を測定し、それぞれｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）とすると、ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）を用いて以下のように電離層遅延の除去されたコード位相真値ｒ（ｔ）を求めることができる。
ｒ１（ｔ）＝ｒ（ｔ）＋ｋ（ｔ）／（ｆ１）2
ｒ２（ｔ）＝ｒ（ｔ）＋ｋ（ｔ）／（ｆ２）2
∴ｒ（ｔ）＝｛ｒ２（ｔ）−γ・ｒ１（ｔ）｝／（１−γ）
ここで、ｒ（ｔ）：コード位相真値
ｒ１（ｔ）：Ｌ１の測定コード位相
ｒ２（ｔ）：Ｌ２の測定コード位相
γ：（ｆ１／ｆ２）2
ｋ（ｔ）：比例定数
【００１３】
比例定数ｋ（ｔ）は電離層の場所や時刻によって変化するが、同一の衛星から送信された２つの周波数でそれぞれコード位相を同時に測定すれば比例定数ｋ（ｔ）は共通なので、以上のように比例定数ｋ（ｔ）をキャンセルすることができる。以上が電離層フリー線形結合の概要である。電離層フリー線形結合に関する技術文献としては、非特許文献２がある。
【００１４】
ＧＰＳでは軍用の信号はＬ１とＬ２の２つの周波数で放送されているので軍関係者は電離層フリー線形結合の手法を実施できるが、民生用の信号はＬ１周波数でしか放送されていなかったので、民間は電離層フリー線形結合を実施できなかった。しかし、２００５年９月に打ち上げられたブロック■Ｒ−Ｍ衛星以降、今後は民生用の信号がＬ１とＬ２の２
つの周波数で放送されるようになるので、民間でも電離層フリー線形結合を行うことができるようになる。
【非特許文献１】Ｂｒａｄｆｏｒｄ Ｗ．Ｐａｒｋｉｎｓｏｎ、Ｊａｍｅｓ Ｊ． Ｓｐｉｌｋｅｒ Ｊｒ．、Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ：Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．１、Ａｍｅｒｉｃａｎ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ ａｎｄ Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ、Ｉｎｃ．、１９９６、ｐｐ．２８７−２８９
【非特許文献２】Ｂｒａｄｆｏｒｄ Ｗ．Ｐａｒｋｉｎｓｏｎ、Ｊａｍｅｓ Ｊ．Ｓｐｉｌｋｅｒ Ｊｒ．、Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ：Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．１、Ａｍｅｒｉｃａｎ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ ａｎｄ Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ、Ｉｎｃ．、１９９６、ｐｐ．１６９−１７０
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
従来のキャリアスムージングには、キャリアスムージングに用いられる測定コード位相および搬送波位相変化量には、現実には電離層遅延が生じていることにより、次のような欠点がある。これを図５を用いて説明する。
【００１６】
例として、Ｌ１周波数で測定される測定コード位相をｒ１（ｔ）、搬送波位相絶対量をｐ１（ｔ）で示す。なお、搬送波位相絶対量ｐ１（ｔ）は、現実には測定することができない。電離層の電子密度の日変化や、ＧＰＳ衛星の移動に伴って衛星からの電波が電離層を通過する場所が変わることによって遅延量ｄ１（ｔ）は刻々変化する。
【００１７】
コード位相と搬送波位相とに同じ電離層遅延が生じるならば、測定コード位相と搬送波位相絶対量のオフセットは一定値を中心として変動するだけなので、キャリアスムージングにおいてこのオフセットを平滑化する時定数を長くして擬似距離の精度を上げることができる。
【００１８】
しかし、コード位相と搬送波位相に生じる電離層遅延は大きさは同じだが符号が逆である。すなわちコード位相は遅れ、搬送波位相は進む。これは、コード位相には群遅延が、搬送波位相には位相遅延が影響するためである。
【００１９】
したがって、測定コード位相ｒ１（ｔ）と測定搬送波位相変化量ｐ１′（ｔ）の間のオフセットｓ（ｔ）は電離層遅延の変化した分の２倍、刻々その大きさが変わってゆく。
【００２０】
キャリアスムージングにおいては、このオフセットｓ（ｔ）の変化に追従できなければ平滑化された平滑化コード位相が真のコード位相と異なる値に収束してしまうので、平滑化する時定数をむやみに長くすることはできない。したがってキャリアスムージングによる擬似距離精度の改善は限定的なものになっている。
【００２１】
本発明はかかる問題点を解決するためになされたものであり、キャリアスムージングに用いられる測定コード位相および測定搬送波位相変化量から電離層遅延を除去し、測定コード位相と測定搬送波位相変化量の間のオフセットを平滑化する時定数を長くして擬似距離の精度を上げることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
請求項１に記載の衛星航法装置は、衛星から放送される複数の周波数の航法信号を受信する衛星航法装置であって、
前記衛星からの第１の周波数の搬送波に重畳された第１変調コードの位相を測定する第１コード位相測定手段と、
前記衛星からの第２の周波数の搬送波に重畳された第２変調コードの位相を測定する第２コード位相測定手段と、
ある基準時刻からの第１の周波数の搬送波の第１搬送波位相変化量を測定する第１搬送波位相変化量測定手段と、
前記基準時刻からの第２の周波数の搬送波の第２搬送波位相変化量を測定する第２搬送波位相変化量測定手段と、
前記第１変調コードの位相と前記第２変調コードの位相とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の変調コードの位相を計算するコード位相用電離層フリー線形結合手段と、
前記第１搬送波位相変化量と前記第２搬送波位相変化量とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の搬送波位相変化量を計算する搬送波位相用電離層フリー線形結合手段と、
前記真の変調コードの位相と真の搬送波位相変化量とから、キャリアスムージングの手法によって平滑化された変調コードの平滑化コード位相を計算するキャリアスムージング手段とを備えたことを特徴とする。
【００２３】
また、請求項１に記載の衛星航法装置において、前記コード位相用電離層フリー線形結合手段における真の変調コードの位相を次の計算式により、
ｒ（ｔ）＝｛ｒ２（ｔ）−γ・ｒ１（ｔ）｝／（１−γ）
前記搬送波位相用電離層フリー線形結合手段における真の搬送波位相変化量を次の計算式により、
ｐ′（ｔ）＝｛ｐ２′（ｔ）−γ・ｐ１′（ｔ）｝／（１−γ）
それぞれ求める。
ここで、ｒ（ｔ）：真の変調コードの位相
ｒ１（ｔ）：第１変調コードの位相
ｒ２（ｔ）：第２変調コードの位相
γ：（ｆ１／ｆ２）2 、ｆ１：第１の周波数、ｆ２：第２の周波数
ｐ′（ｔ）＝真の搬送波位相変化量
ｐ１′（ｔ）＝第１搬送波位相変化量
ｐ２′（ｔ）＝第２搬送波位相変化量
【００２４】
また、請求項１に記載の衛星航法装置において、前記キャリアスムージングの手法は、
まず、真の変調コードの位相であるｒ（ｔ）と真の搬送波位相変化量であるｐ′（ｔ）との間のオフセットであるｓ（ｔ）を次の計算式
ｓ（ｔ）＝ｒ（ｔ）−ｐ′（ｔ）
により求め、
次に、オフセットであるｓ（ｔ）を平滑化して平滑化オフセットｓｓ（ｔ）とし、真の搬送波位相変化量であるｐ′（ｔ）を加えて、平滑化された変調コードの位相である平滑化変調コード位相ｒｓ（ｔ）を次の計算式
ｒｓ（ｔ）＝ｓｓ（ｔ）＋ｐ′（ｔ）
により求める。
【００２５】
また、その衛星航法装置において、前記平滑化の手法は、前記オフセットｓ（ｔ）を離散的に測定した値をｓ（ｋ）とし、平滑化された平滑化オフセットｓｓ（ｋ）を次の計算式
ｓｓ（ｋ）＝｛１−１／（１＋Ｔ）｝・ｓｓ（ｋ−１）＋ｓ（ｋ）／（１＋Ｔ）
により求める。
ここで、ｓ（ｋ）：ｋ番目のオフセット値
ｓｓ（ｋ）：ｋ番目の平滑化されたオフセット値
Ｔ：平滑化時定数
【００２６】
請求項２に記載の衛星航法装置は、衛星から放送される複数の周波数の航法信号を受信する衛星航法装置であって、
前記衛星からの第１の周波数の搬送波に重畳された第１変調コードの位相を測定して第１コード疑似距離を計算する第１コード疑似距離計算手段と、
前記衛星からの第２の周波数の搬送波に重畳された第２変調コードの位相を測定して第２コード疑似距離を計算する第２コード疑似距離計算手段と、
ある基準時刻からの第１の周波数の搬送波の第１搬送波位相変化量を測定して第１搬送波疑似距離変化量を計算する第１搬送波疑似距離変化量計算手段と、
前記基準時刻からの第２の周波数の搬送波の第２搬送波位相変化量を測定して第２搬送波疑似距離変化量を計算する第２搬送波疑似距離変化量計算手段と、
前記第１コード疑似距離と前記第２コード疑似距離とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真のコード疑似距離を計算するコード疑似距離用電離層フリー線形結合手段と、
前記第１搬送波疑似距離変化量と前記第２搬送波疑似距離変化量とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の搬送波疑似距離変化量を計算する搬送波疑似距離変化量用電離層フリー線形結合手段と、
前記真のコード疑似距離と前記真の搬送波疑似距離変化量とから、キャリアスムージングの手法によって平滑化されたコード疑似距離を計算するコード疑似距離スムージング手段とを備えたことを特徴とする。
【００２７】
また、請求項２に記載の衛星航法装置において、前記コード疑似距離用電離層フリー線形結合手段における真のコード疑似距離を次の計算式により、
ｐｒ（ｔ）＝｛ｐｒ２（ｔ）−γ・ｐｒ１（ｔ）｝／（１−γ）
前記搬送波疑似距離変化量用電離層フリー線形結合手段における真の搬送波疑似距離変化量を次の計算式により、
ｐｐ′（ｔ）＝｛ｐｐ２′（ｔ）−γ・ｐｐ１′（ｔ）｝／（１−γ）
それぞれ求める。
ここで、ｐｒ（ｔ）：真のコード疑似距離
ｐｒ１（ｔ）：第１コード疑似距離
ｐｒ２（ｔ）：第２コード疑似距離
γ：（ｆ１／ｆ２）2 、ｆ１：第１の周波数、ｆ２：第２の周波数
ｐｐ′（ｔ）：真の搬送波疑似距離変化量
ｐｐ１′（ｔ）：第１搬送波疑似距離変化量
ｐｐ２′（ｔ）：第２搬送波疑似距離変化量
【００２８】
また、請求項２に記載の衛星航法装置において、前記キャリアスムージングの手法は、
まず、真のコード疑似距離ｐｒ（ｔ）と真の搬送波疑似距離変化量ｐｐ′（ｔ）との間のオフセットであるｐｓ（ｔ）を次の計算式
ｐｓ（ｔ）＝ｐｒ（ｔ）−ｐｐ′（ｔ）
により求め、
次に、オフセットであるｐｓ（ｔ）を平滑化して平滑化オフセットｐｓｓ（ｔ）とし、真の搬送波疑似距離変化量ｐｐ′（ｔ）を加えて、平滑化されたコード疑似距離である平滑化コード疑似距離ｐｒｓ（ｔ）を次の計算式
ｐｒｓ（ｔ）＝ｐｓｓ（ｔ）＋ｐｐ′（ｔ）
により求める。
【００２９】
また、その衛星航法装置において、前記平滑化の手法は、前記オフセットｐｓ（ｔ）を離散的に測定した値をｐｓ（ｋ）とし、平滑化された平滑化オフセットｐｓｓ（ｋ）を次の計算式
ｐｓｓ（ｋ）＝｛１−１／（１＋Ｔ）｝・ｐｓｓ（ｋ−１）＋ｐｓ（ｋ）／（１＋Ｔ）
により求める。
ここで、ｐｓ（ｋ）：ｋ番目のオフセット値
ｐｓｓ（ｋ）：ｋ番目の平滑化されたオフセット値
Ｔ：平滑化時定数
【発明の効果】
【００３０】
本発明の衛星航法装置によれば、第１周波数（例、Ｌ１周波数）と第２周波数（例、Ｌ２周波数）の２つの周波数にてコード位相と搬送波位相変化量をそれぞれ測定し、コード位相と搬送波位相変化量のそれぞれを電離層フリー線形結合して、電離層遅延を除去したコード位相の真値と搬送波位相の変化量の真値を求め、コード位相の真値と搬送波位相の変化量の真値を用いてキャリアスムージングを行うことで、測定コード位相および測定搬送波位相変化量から電離層遅延を除去し、コード位相と搬送波位相のオフセットを平滑化する時定数を長くして擬似距離の精度を上げることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下、本発明を実施するための第１の実施形態について図１〜図３を用いて説明する。この第１の実施形態における衛星航法装置は、同じ人工衛星から送信されてくる第１周波数（例、Ｌ１周波数）と第２周波数（例、Ｌ２周波数）の２つの周波数にて第１、第２のコード位相ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）と第１、第２の搬送波位相変化量ｐ１′（ｔ）、ｐ２′（ｔ）を測定する手段と、２つのコード位相と２つの搬送波位相変化量のそれぞれを電離層フリー線形結合し、電離層遅延を除去したコード位相の真値ｒ（ｔ）と搬送波位相変化量の真値ｐ′（ｔ）を求める手段と、コード位相の真値ｒ（ｔ）と搬送波位相の変化量の真値ｐ′（ｔ）を用いてキャリアスムージングを行う手段とを備えている。
【００３２】
搬送波位相については、キャリアスムージング開始時点の位相を基準とした相対的な変化量しか測定できないので、この相対的な変化量に電離層フリー線形結合を施しても、キャリアスムージング開始時点の位相を基準とした相対的な変化量ｐ′（ｔ）しか求められない。しかし、こうして求められた相対的な変化量ｐ′（ｔ）は搬送波位相の絶対量の真値ｐ（ｔ）と並行であるから、この相対的な変化量ｐ′（ｔ）を用いてキャリアスムージングを行えば、電離層遅延を含まない真値でキャリアスムージングを行うことと等価になる。したがって、キャリアスムージングにこのように電離層フリー線形結合を施すことにより、コード位相と搬送波位相のオフセットを平滑化する時定数をたとえば３０分や１時間程度に長くして擬似距離の精度を向上している。
【００３３】
なお、２つのコード位相ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）は、同期していること、及びコード生成式とビットレートが予め分かっており、コード位相を時刻の次元に換算可能であることが満たされていれば、同じコードでも異なるコードでも良い。また、２つの搬送波位相については、時刻に換算した量として取り扱うので、２つの周波数は異なった周波数でよい。このことから、第１の実施形態では、２つのコード位相及び２つの搬送波位相は、ともに時刻の次元で取り扱っていることに注意されたい。
【００３４】
図１において、まず、受信アンテナ１でＧＰＳ信号を受信する。Ｌ１周波数受信部は１５７５．４２ＭＨｚのＧＰＳのＬ１信号を数ＭＨｚの中間周波数（例えば、５ＭＨｚ）に変換するダウンコンバータである。
【００３５】
次に、コード追尾部３でＬ１信号に関して受信信号のＰＮコードを逆拡散し、最大相関を得られるコード位相を追尾する。この追尾には通常ディレイ・ロック・ループが用いられる。そして、第１コード位相測定手段であるコード位相測定部４で、追尾している第１変調コード位相であるコード位相ｒ１（ｔ）を測定する。
【００３６】
搬送波追尾部５でＬ１信号に関して受信信号の搬送波の位相を追尾する。この追尾には通常フェイズ・ロック・ループが用いられる。そして、第１搬送波位相変化量測定手段である搬送波位相変化量測定部６で、キャリアスムージング開始時点の搬送波位相を基準とし、現在までの第１搬送波位相変化量である搬送波位相変化量ｐ１′（ｔ）を測定する。
【００３７】
一方、受信アンテナ１で受信したＧＰＳ信号はＬ２周波数受信部７にも入力される。Ｌ２周波数受信部７は、１２２７．６０ＭＨｚのＧＰＳのＬ２信号を数ＭＨｚの中間周波数（例えば、５ＭＨｚ）に変換するダウンコンバータである。以降、コード位相ｒ２（ｔ）、搬送波位相変化量ｐ２′（ｔ）を測定するまでの処理は、コード追尾部８、コード位相測定部９、搬送波追尾部１０、搬送波位相変化量測定部１１によって、Ｌ１周波数の場合と同様に行われる。
【００３８】
これらコード位相ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）及び搬送波位相変化量ｐ１′（ｔ）、ｐ２′（ｔ）は、図２に示されるように測定される。コード位相ｒ１（ｔ）と搬送波位相変化量ｐ１′（ｔ）は、Ｌ１信号の電離層での遅延を受けて、真の変調コードの位相ｒ（ｔ）や真の搬送波位相絶対量ｐ（ｔ）から上及び下に、電離層遅延量ｄ１（ｔ）（＝ｋ（ｔ）／（ｆ１）2）だけ、それぞれずれる。また、コード位相ｒ２（ｔ）と搬送波位相変化量ｐ２′（ｔ）は、Ｌ２信号の電離層での遅延を受けて、真の変調コードの位相ｒ（ｔ）や真の搬送波位相絶対量ｐ（ｔ）から上及び下に、電離層遅延量ｄ２（ｔ）（＝ｋ（ｔ）／（ｆ２）2）だけ、それぞれずれる。
【００３９】
次に、コード位相用の電離層フリー線形結合部１２で、コード位相ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）を用いて以下のように電離層遅延の除去されたコード位相真値ｒ（ｔ）を求める。
ｒ１（ｔ）＝ｒ（ｔ）−ｋ（ｔ）／（ｆ１）2
ｒ２（ｔ）＝ｒ（ｔ）−ｋ（ｔ）／（ｆ２）2
∴ｒ（ｔ）＝｛ｒ２（ｔ）−γ・ｒ１（ｔ）｝／（１−γ）
ここで、ｒ（ｔ）：真の変調コードの位相
ｒ１（ｔ）：第１変調コードの位相
ｒ２（ｔ）：第２変調コードの位相
γ：（ｆ１／ｆ２）2 、ｆ１：Ｌ１の周波数、ｆ２：Ｌ２の周波数
【００４０】
また、搬送波位相用の電離層フリー線形結合部１３で、搬送波位相の変化量ｐ１′（ｔ）、ｐ２′（ｔ）を用いて、以下のようにして、電離層遅延の除去された搬送波位相の変化量真値ｐ′（ｔ）を求める。図３の搬送波位相の絶対量と測定値に電離層フリー線形結合を適用する概念図を参照する。
搬送波については電離層遅延の符号が逆なので搬送波位相は次式のようになる。
ｐ１（ｔ）＝ｐ（ｔ）−ｋ（ｔ）／（ｆ１）2
ｐ２（ｔ）＝ｐ（ｔ）−ｋ（ｔ）／（ｆ２）2
ここで、ｐ（ｔ）＝搬送波位相絶対量の真値
ｐ１（ｔ）＝Ｌ１信号の搬送波位相絶対量
ｐ２（ｔ）＝Ｌ２信号の搬送波位相絶対量
ｆ１：第１の周波数、ｆ２：第２の周波数
【００４１】
この衛星航法装置で測定される搬送波位相はキャリアスムージング開始時点を起点とした搬送波位相の変化量であって、搬送波位相絶対量ｐ１（ｔ）、ｐ２（ｔ）といった位相絶対量は求められない。そこで、搬送波位相測定値を搬送波位相絶対量と一定のオフセットａ１、ａ２を持った第１、第２搬送波位相変化量ｐ１′（ｔ）、ｐ２′（ｔ）とおく。
ｐ１′（ｔ）＝ｐ１（ｔ）＋ａ１
ｐ２′（ｔ）＝ｐ２（ｔ）＋ａ２
【００４２】
そして、キャリアスムージング開始時（ｔ＝０）の搬送波位相測定値を、ｐ１′（０）＝０、ｐ２′（０）＝０、とおくと、
ａ１＝−ｐ１（０）
ａ２＝−ｐ２（０）
となるから、搬送波位相測定値（即ち、搬送波位相変化量）は次式のようになる。
ｐ１′（ｔ）＝ｐ（ｔ）−ｋ（ｔ）／（ｆ１）2 −｛ｐ（０）−ｋ（０）／（ｆ１）2 ｝
ｐ２′（ｔ）＝ｐ（ｔ）−ｋ（ｔ）／（ｆ２）2 −｛ｐ（０）−ｋ（０）／（ｆ２）2 ｝
【００４３】
この搬送波位相測定値ｐ１′（ｔ）、ｐ２′（ｔ）から、比例定数ｋ（ｔ）を消去する電離層フリー線形結合を行うと、
ｐ（ｔ）−ｐ（０）＝｛ｐ２′（ｔ）−γ・ｐ１′（ｔ）｝／（１−γ）
＝ ｐ′（ｔ）
これにより、搬送波位相変化量の真値ｐ′（ｔ）を、初めて求めることができる。
【００４４】
この真の搬送波位相変化量ｐ′（ｔ）は、搬送波位相絶対量の真値ｐ（ｔ）と並行であるから、この真の搬送波位相変化量ｐ′（ｔ）を用いてキャリアスムージングを行えば、電離層遅延を含まない真値でキャリアスムージングを行うことと等価になる。
【００４５】
次に、加算器１４で、次式のようにコード位相真値ｒ（ｔ）と搬送波位相変化量の真値ｐ′（ｔ）の間のオフセットｓ（ｔ）を求める。
ｓ（ｔ）＝ｒ（ｔ）−ｐ′（ｔ）
【００４６】
次に、平滑化部１５で、オフセットｓ（ｔ）を平滑化して平滑化オフセットｓｓ（ｔ）を求める。平滑化の方法は、例えば各パラメータを離散的に測定する場合は次の式で実現できる。
ｓｓ（ｋ）＝｛１−１／（１＋Ｔ）｝・ｓｓ（ｋ−１）＋ｓ（ｋ）／（１＋Ｔ）
ここで、 ｓ（ｋ）：ｋ番目のオフセット値
ｓｓ（ｋ）：ｋ番目の平滑化されたオフセット値
Ｔ：平滑化時定数
【００４７】
次に、加算器１６で、次式のように、雑音による誤差の抑えられたコード位相ｒｓ（ｔ）を得る。
ｒｓ（ｔ）＝ｓｓ（ｔ）＋ｐ′（ｔ）
【００４８】
以上の処理を複数の信号処理チャネルによって複数の衛星信号に対して行い、得られた複数の衛星信号毎のコード位相ｒｓ（ｔ）を用いて、測位計算部１７にて利用者の位置を求める。
【００４９】
以上説明した第１の実施形態ではコード位相と搬送波位相変化量を用いているが、以下に述べるように、本発明の第２の実施の形態として、コード擬似距離と搬送波擬似距離変化量を用いた衛星航法装置においても、第１の実施の形態と同様の、作用及び効果を得ることができる。
【００５０】
コード疑似距離は、コード位相を時刻ｔｓに換算し、コード位相の測定時刻ｔｒとの差ｔｐに光速を乗じることで、距離に換算した量である。第１の実施の形態におけるコード位相を時刻に換算した量は時刻ｔｓに相当する。コード疑似距離にはコード位相の測定時刻ｔｒが入っているため、キャリアスムージングにおいてはコード位相と搬送波位相変化量の間のオフセットが変わるが、このオフセットが変わってもキャリアスムージングの効果は変わらない。また、電離層フリー線形結合においてもコード疑似距離を用いることはＬ１信号とＬ２信号それぞれのコード位相に測定時刻ｔｒという定数が入ることであり、結果として定数ｔｒの入った真のコード位相すなわち真のコード疑似距離が求められる。したがって、コード位相に代えて、コード疑似距離を用いても同様の効果が得られる。
【００５１】
また、搬送波疑似距離変化量は、時間の次元である搬送波位相変化量に光速を乗じることで距離に換算した量である。このように、搬送波疑似距離変化量は距離の次元であるから、同じく距離の次元であるコード疑似距離とペアで使うことでキャリアスムージングが成立する。更に、光速という定数を乗じただけであるから、電離層フリー線形結合もまた成立する。したがって、搬送波位相変化量に代えて、搬送波疑似距離変化量を用いても同様の効果が得られる。
【００５２】
さて、本発明の第２の実施の形態における処理を説明する。ＧＰＳのコードには時刻情報が乗せられているので、利用者の受信機で測定したコード位相は、信号が衛星から送信された時刻を表すことになる。測定したコード位相に相当する送信時刻をｔｓ、この測定を行った時刻を受信時刻ｔｒとすると、次の式によって衛星から利用者受信機まで信号が到達するのに要した時間ｔｐを求めることができる。
ｔｐ＝ｔｒ−ｔｓ
【００５３】
この時間ｔｐに光速ｃを乗ずることにより、衛星から利用者受信機までの距離ｐｒを求めることができる。
ｐｒ＝ｃ・ｔｐ
【００５４】
ここで、送信時刻ｔｓはＧＰＳ衛星内蔵の時計でカウントされ、受信時刻ｔｒは利用者受信機内蔵の時計でカウントされる。ＧＰＳ衛星内蔵の時計と利用者受信機内蔵の時計は一般に同期していないので、距離ｐｒには両者の時刻オフセットの分だけ距離オフセットが乗る。このため衛星航法においては、距離ｐｒは擬似距離と呼ばれている。利用者の位置を計算する際には、この距離オフセットも未知数の一つとして連立方程式を解くので、距離オフセットが乗っていても問題とはならない。
【００５５】
以下、変調コードの位相から求めた擬似距離をコード擬似距離と呼び、搬送波位相変化量から求めた擬似距離の変化量を搬送波擬似距離変化量と呼ぶ。擬似距離ｐｒを求める式からわかるように、コード位相とコード擬似距離は線形の関係にある。搬送波位相変化量と搬送波擬似距離変化量も同様である。したがって、第１の実施の形態で述べたキャリアスムージングおよび電離層フリー線形結合の手法はいずれも、コード擬似距離と搬送波擬似距離変化量を用いても成立するので、これらを用いても本発明の意図する効果を得ることができる。
【００５６】
本発明の第２の実施形態は、第１の実施形態のコード位相と搬送波位相変化量とに代えて、コード疑似距離と搬送波疑似距離変化量とが対応するように構成される。具体的には、次のように構成される。
【００５７】
まず、衛星航法装置は、衛星から放送される複数の周波数の航法信号を受信する。第１コード疑似距離計算手段は、衛星からの第１の周波数の搬送波に重畳された第１変調コードの位相を測定して第１コード疑似距離を計算し、第２コード疑似距離計算手段は、衛星からの第２の周波数の搬送波に重畳された第２変調コードの位相を測定して第２コード疑似距離を計算する。第１搬送波疑似距離変化量計算手段は、ある基準時刻からの第１の周波数の搬送波の第１搬送波位相変化量を測定して第１搬送波疑似距離変化量を計算し、第２搬送波疑似距離変化量計算手段は、基準時刻からの第２の周波数の搬送波の第２搬送波位相変化量を測定して第２搬送波疑似距離変化量を計算する。
コード疑似距離用電離層フリー線形結合手段によって、第１コード疑似距離と第２コード疑似距離とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真のコード疑似距離を計算し、搬送波疑似距離変化量用電離層フリー線形結合手段は、第１搬送波疑似距離変化量と第２搬送波疑似距離変化量とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の搬送波疑似距離変化量を計算する
そして、コード疑似距離スムージング手段によって、真のコード疑似距離と真の搬送波疑似距離変化量とから、キャリアスムージングの手法によって平滑化されたコード疑似距離を計算する。
【００５８】
また、コード疑似距離用電離層フリー線形結合手段における真のコード疑似距離を次の計算式により、
ｐｒ（ｔ）＝｛ｐｒ２（ｔ）−γ・ｐｒ１（ｔ）｝／（１−γ）
搬送波疑似距離変化量用電離層フリー線形結合手段における真の搬送波疑似距離変化量を次の計算式により、
ｐｐ′（ｔ）＝｛ｐｐ２′（ｔ）−γ・ｐｐ１′（ｔ）｝／（１−γ）
それぞれ求める。ここで、ｐｒ（ｔ）：真のコード疑似距離、ｐｒ１（ｔ）：第１コード疑似距離、ｐｒ２（ｔ）：第２コード疑似距離、γ：（ｆ１／ｆ２）2 、ｆ１：第１の周波数、ｆ２：第２の周波数、ｐｐ′（ｔ）：真の搬送波疑似距離変化量、ｐｐ１′（ｔ）：第１搬送波疑似距離変化量、ｐｐ２′（ｔ）：第２搬送波疑似距離変化量、である。
【００５９】
また、キャリアスムージングの手法は、 まず、真のコード疑似距離ｐｒ（ｔ）と真の搬送波疑似距離変化量ｐｐ′（ｔ）との間のオフセットであるｐｓ（ｔ）を次の計算式、ｐｓ（ｔ）＝ｐｒ（ｔ）−ｐｐ′（ｔ）、により求める。次に、オフセットであるｐｓ（ｔ）を平滑化して平滑化オフセットｐｓｓ（ｔ）とし、真の搬送波疑似距離変化量ｐｐ′（ｔ）を加えて、平滑化されたコード疑似距離である平滑化コード疑似距離ｐｒｓ（ｔ）を次の計算式、ｐｒｓ（ｔ）＝ｐｓｓ（ｔ）＋ｐｐ′（ｔ）、により求める。
【００６０】
また、平滑化の手法は、オフセットｐｓ（ｔ）を離散的に測定した値をｐｓ（ｋ）とし、平滑化された平滑化オフセットｐｓｓ（ｋ）を次の計算式
ｐｓｓ（ｋ）＝｛１−１／（１＋Ｔ）｝・ｐｓｓ（ｋ−１）＋ｐｓ（ｋ）／（１＋Ｔ）
により求める。ここで、ｐｓ（ｋ）：ｋ番目のオフセット値、ｐｓｓ（ｋ）：ｋ番目の平滑化されたオフセット値、Ｔ：平滑化時定数、である。
【００６１】
以上説明した実施形態では、ＧＰＳのＬ１信号（ｆ１周波数）とＬ２信号（ｆ２周波数）とを用いているが、本発明に用いる２つの周波数はＧＰＳのＬ１周波数とＬ２周波数に限られず、将来打ち上げられる衛星から放送が計画されているＬ５周波数（１１７６．４５ＭＨｚ）を利用して、Ｌ１信号ととＬ５信号あるいはＬ２信号とＬ５信号の組合せでも本発明の意図する効果を得ることができる。
【００６２】
さらに、欧州で計画中の衛星航法システムであるガリレオ（Ｇａｌｉｌｅｏ）システムから放送が計画されているＬ１信号、Ｅ５信号、Ｅ６信号（周波数）、我が国で計画中の準天頂衛星システムから放送が計画されているＬ１信号、Ｌ２信号、Ｌ５信号（周波数）に適用しても本発明の意図する効果が得られることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】発明を実施するための最良の形態を示す全体構成図
【図２】キャリアスムージング手法にて電離層遅延を除去する概念図
【図３】搬送波位相の絶対量と測定値に電離層フリー線形結合を適用する概念図
【図４】キャリアスムージング手法の概念図
【図５】キャリアスムージング手法への電離層遅延の影響を示す図
【符号の説明】
【００６４】
１……アンテナ、２……Ｌ１周波数受信部、３……コード追尾部、４……コード位相測定部、５……搬送波追尾部、６……搬送波位相変化量測定部、７……Ｌ２周波数受信部、８……コード追尾部、９……コード位相測定部、１０……搬送波追尾部、１１……搬送波位相変化量測定部、１２……電離層フリー線形結合部、１３……電離層フリー線形結合部、１４……加算器、１５……平滑化部、１６……加算器、１７……測位計算部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、米国のＧＰＳやその他の衛星航法システムの信号を受信し、現在時刻や利用者の現在位置を計算する衛星航法装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
米国のＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ）に代表される衛星航法システムでは、衛星信号の変調コードのコード位相の測定値を基にして利用者の位置を計算する。この方法は周知であるので説明は省略する。このコード位相の測定精度を向上させる手法の一つに、キャリアスムージングと呼ばれる手法がある。
【０００３】
図４は、キャリアスムージング手法の概念を説明する図である。ＧＰＳの変調コードである擬似雑音符号（ＰＮコード）はビットレートが１．０２３Ｍｂｐｓ、繰り返し周期が１ｍｓなので、利用者受信機でたとえば１ｍｓ毎にコード位相を測定すると、衛星と利用者間の距離が変化しない場合は１ｍｓ毎に常に同じ位相が測定される。しかし、ＧＰＳ衛星は周回衛星であるので、衛星と利用者間の距離は刻々と変化する。この場合、１ｍｓ毎に測定される測定コード位相は、衛星と利用者間の距離の変化量と同じだけ変化する。図４に示す測定コード位相ｒ（ｔ）は、現実には雑音が乗るので、ギザギザの線で表現している。
【０００４】
次に、ＧＰＳ信号の搬送波位相について考察する。例えば、利用者受信機でＧＰＳ信号を５ＭＨｚの中間周波にダウンコンバートして、この中間周波の搬送波位相を１ｍｓ毎に測定すると、衛星と利用者間の距離が変化しない場合は１ｍｓ毎に常に５０００サイクルずつ進んで測定される。しかし、衛星と利用者間の距離が変化すると、１ｍｓ毎に測定される搬送波位相は、基準時点の搬送波位相に「５０００サイクル」＋「衛星と利用者間の距離の１ｍｓ間の変化量」となる。この５０００サイクル分は、常に差し引いて考察する。図４に示される搬送波位相絶対量ｐ（ｔ）は、搬送波の波長は約０．１９ｍであり、コードのビット長３００ｍに比べて非常に短いので雑音の影響は極めて小さく、滑らかな線（ほぼ、直線）で表現している。
【０００５】
ところで、ＧＰＳのコードには時刻情報が乗せられているので衛星と利用者間の距離の絶対量を求めることができる。一方、搬送波には時刻情報がないので衛星と利用者間の距離の絶対量を求めることは非常に困難である。したがって、現実的には、ある時点の搬送波位相を基準としてそこからの位相の変化量だけを測定する。この搬送波位相変化量である搬送波位相測定値ｐ′（ｔ）も図４に示しており、搬送波位相測定値ｐ′（ｔ）は搬送波位相絶対量ｐ（ｔ）と並行になる。
【０００６】
このように、受信機で測定されるコード位相と搬送波位相は、いずれも衛星と利用者間の距離の変化に伴って同じように変化する。したがって、測定コード位相ｒ（ｔ）と搬送波位相変化量ｐ′（ｔ）の間のオフセットｓ（ｔ）は、コード位相に雑音が乗っていることによって変動はするものの、平均的には一定値となる。
ｓ（ｔ）＝ｒ（ｔ）−ｐ′（ｔ）
【０００７】
そこで、このオフセットｓ（ｔ）を平滑化して平滑化オフセットｓｓ（ｔ）とし、搬送波位相変化量ｐ′（ｔ）に加えると、雑音による誤差の抑えられた平滑化コード位相ｒｓ（ｔ）を得ることができる。
ｒｓ（ｔ）＝ｓｓ（ｔ）＋ｐ′（ｔ）
【０００８】
平滑化の方法は、たとえば上記の各パラメータを離散的に測定する場合は次の式で実現できる。
ｓｓ（ｋ）＝｛１−１／（１＋Ｔ）｝ｓｓ（ｋ−１）＋ｓ（ｋ）／（１＋Ｔ）
ここで、 ｓ（ｋ）：ｋ番目のオフセット値
ｓｓ（ｋ）：ｋ番目の平滑化されたオフセット値
Ｔ：平滑化時定数
【０００９】
以上がキャリアスムージング手法の概要であり、白色雑音とマルチパスによるコード位相の誤差を抑えるために広く利用されている。コード位相の単なる平滑化では利用者が移動体の場合、加速、減速、進行方向の変更などの際に測位位置の追従遅れが生じるが、キャリアスムージングではオフセットを平滑化するので原理的に追従遅れが生じないという利点がある。キャリアスムージングに関する技術文献としては、非特許文献１がある。
【００１０】
また、ＧＰＳ衛星からの信号は地上の利用者に届くまでに電離層を通過する。電離層のプラズマ中を通過する際に信号が遅延するので、遅延したコード位相に基づいて利用者の位置を計算すると誤差を生じる。この電離層遅延を除去する手法の一つに、以下に述べるような電離層フリー線形結合と呼ばれる手法がある。
【００１１】
ＧＰＳ信号の電離層遅延ｄ（ｔ）は次の式で表される。
ｄ（ｔ）＝ｋ（ｔ）／ｆ2
ここで、 ｋ（ｔ）：比例定数
ｆ：搬送波周波数
【００１２】
この式から、電離層遅延は周波数の自乗に反比例することがわかる。したがって、例えば、ＧＰＳのＬ１周波数（ｆ１＝１５７５．４２ＭＨｚ）とＬ２周波数（ｆ２＝１２２７．６０ＭＨｚ）の２つの周波数でコード位相を測定し、それぞれｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）とすると、ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）を用いて以下のように電離層遅延の除去されたコード位相真値ｒ（ｔ）を求めることができる。
ｒ１（ｔ）＝ｒ（ｔ）＋ｋ（ｔ）／（ｆ１）2
ｒ２（ｔ）＝ｒ（ｔ）＋ｋ（ｔ）／（ｆ２）2
∴ｒ（ｔ）＝｛ｒ２（ｔ）−γ・ｒ１（ｔ）｝／（１−γ）
ここで、ｒ（ｔ）：コード位相真値
ｒ１（ｔ）：Ｌ１の測定コード位相
ｒ２（ｔ）：Ｌ２の測定コード位相
γ：（ｆ１／ｆ２）2
ｋ（ｔ）：比例定数
【００１３】
比例定数ｋ（ｔ）は電離層の場所や時刻によって変化するが、同一の衛星から送信された２つの周波数でそれぞれコード位相を同時に測定すれば比例定数ｋ（ｔ）は共通なので、以上のように比例定数ｋ（ｔ）をキャンセルすることができる。以上が電離層フリー線形結合の概要である。電離層フリー線形結合に関する技術文献としては、非特許文献２がある。
【００１４】
ＧＰＳでは軍用の信号はＬ１とＬ２の２つの周波数で放送されているので軍関係者は電離層フリー線形結合の手法を実施できるが、民生用の信号はＬ１周波数でしか放送されていなかったので、民間は電離層フリー線形結合を実施できなかった。しかし、２００５年９月に打ち上げられたブロック■Ｒ−Ｍ衛星以降、今後は民生用の信号がＬ１とＬ２の２
つの周波数で放送されるようになるので、民間でも電離層フリー線形結合を行うことができるようになる。
【非特許文献１】Ｂｒａｄｆｏｒｄ Ｗ．Ｐａｒｋｉｎｓｏｎ、Ｊａｍｅｓ Ｊ． Ｓｐｉｌｋｅｒ Ｊｒ．、Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ：Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．１、Ａｍｅｒｉｃａｎ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ ａｎｄ Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ、Ｉｎｃ．、１９９６、ｐｐ．２８７−２８９
【非特許文献２】Ｂｒａｄｆｏｒｄ Ｗ．Ｐａｒｋｉｎｓｏｎ、Ｊａｍｅｓ Ｊ．Ｓｐｉｌｋｅｒ Ｊｒ．、Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ：Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．１、Ａｍｅｒｉｃａｎ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ ａｎｄ Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ、Ｉｎｃ．、１９９６、ｐｐ．１６９−１７０
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
従来のキャリアスムージングには、キャリアスムージングに用いられる測定コード位相および搬送波位相変化量には、現実には電離層遅延が生じていることにより、次のような欠点がある。これを図５を用いて説明する。
【００１６】
例として、Ｌ１周波数で測定される測定コード位相をｒ１（ｔ）、搬送波位相絶対量をｐ１（ｔ）で示す。なお、搬送波位相絶対量ｐ１（ｔ）は、現実には測定することができない。電離層の電子密度の日変化や、ＧＰＳ衛星の移動に伴って衛星からの電波が電離層を通過する場所が変わることによって遅延量ｄ１（ｔ）は刻々変化する。
【００１７】
コード位相と搬送波位相とに同じ電離層遅延が生じるならば、測定コード位相と搬送波位相絶対量のオフセットは一定値を中心として変動するだけなので、キャリアスムージングにおいてこのオフセットを平滑化する時定数を長くして擬似距離の精度を上げることができる。
【００１８】
しかし、コード位相と搬送波位相に生じる電離層遅延は大きさは同じだが符号が逆である。すなわちコード位相は遅れ、搬送波位相は進む。これは、コード位相には群遅延が、搬送波位相には位相遅延が影響するためである。
【００１９】
したがって、測定コード位相ｒ１（ｔ）と測定搬送波位相変化量ｐ１′（ｔ）の間のオフセットｓ（ｔ）は電離層遅延の変化した分の２倍、刻々その大きさが変わってゆく。
【００２０】
キャリアスムージングにおいては、このオフセットｓ（ｔ）の変化に追従できなければ平滑化された平滑化コード位相が真のコード位相と異なる値に収束してしまうので、平滑化する時定数をむやみに長くすることはできない。したがってキャリアスムージングによる擬似距離精度の改善は限定的なものになっている。
【００２１】
本発明はかかる問題点を解決するためになされたものであり、キャリアスムージングに用いられる測定コード位相および測定搬送波位相変化量から電離層遅延を除去し、測定コード位相と測定搬送波位相変化量の間のオフセットを平滑化する時定数を長くして擬似距離の精度を上げることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
請求項１に記載の衛星航法装置は、衛星から放送される複数の周波数の航法信号を受信する衛星航法装置であって、
前記衛星からの第１の周波数の搬送波に重畳された第１変調コードの位相を測定する第１コード位相測定手段と、
前記衛星からの第２の周波数の搬送波に重畳された第２変調コードの位相を測定する第２コード位相測定手段と、
ある基準時刻からの第１の周波数の搬送波の第１搬送波位相変化量を測定する第１搬送波位相変化量測定手段と、
前記基準時刻からの第２の周波数の搬送波の第２搬送波位相変化量を測定する第２搬送波位相変化量測定手段と、
前記第１変調コードの位相と前記第２変調コードの位相とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の変調コードの位相を計算するコード位相用電離層フリー線形結合手段と、
前記第１搬送波位相変化量と前記第２搬送波位相変化量とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の搬送波位相変化量を計算する搬送波位相用電離層フリー線形結合手段と、
前記真の変調コードの位相と真の搬送波位相変化量とから、キャリアスムージングの手法によって平滑化された変調コードの平滑化コード位相を計算するキャリアスムージング手段とを備えたことを特徴とする。
【００２３】
また、請求項１に記載の衛星航法装置において、前記コード位相用電離層フリー線形結合手段における真の変調コードの位相を次の計算式により、
ｒ（ｔ）＝｛ｒ２（ｔ）−γ・ｒ１（ｔ）｝／（１−γ）
前記搬送波位相用電離層フリー線形結合手段における真の搬送波位相変化量を次の計算式により、
ｐ′（ｔ）＝｛ｐ２′（ｔ）−γ・ｐ１′（ｔ）｝／（１−γ）
それぞれ求める。
ここで、ｒ（ｔ）：真の変調コードの位相
ｒ１（ｔ）：第１変調コードの位相
ｒ２（ｔ）：第２変調コードの位相
γ：（ｆ１／ｆ２）2 、ｆ１：第１の周波数、ｆ２：第２の周波数
ｐ′（ｔ）＝真の搬送波位相変化量
ｐ１′（ｔ）＝第１搬送波位相変化量
ｐ２′（ｔ）＝第２搬送波位相変化量
【００２４】
また、請求項１に記載の衛星航法装置において、前記キャリアスムージングの手法は、
まず、真の変調コードの位相であるｒ（ｔ）と真の搬送波位相変化量であるｐ′（ｔ）との間のオフセットであるｓ（ｔ）を次の計算式
ｓ（ｔ）＝ｒ（ｔ）−ｐ′（ｔ）
により求め、
次に、オフセットであるｓ（ｔ）を平滑化して平滑化オフセットｓｓ（ｔ）とし、真の搬送波位相変化量であるｐ′（ｔ）を加えて、平滑化された変調コードの位相である平滑化変調コード位相ｒｓ（ｔ）を次の計算式
ｒｓ（ｔ）＝ｓｓ（ｔ）＋ｐ′（ｔ）
により求める。
【００２５】
また、その衛星航法装置において、前記平滑化の手法は、前記オフセットｓ（ｔ）を離散的に測定した値をｓ（ｋ）とし、平滑化された平滑化オフセットｓｓ（ｋ）を次の計算式
ｓｓ（ｋ）＝｛１−１／（１＋Ｔ）｝・ｓｓ（ｋ−１）＋ｓ（ｋ）／（１＋Ｔ）
により求める。
ここで、ｓ（ｋ）：ｋ番目のオフセット値
ｓｓ（ｋ）：ｋ番目の平滑化されたオフセット値
Ｔ：平滑化時定数
【００２６】
請求項２に記載の衛星航法装置は、衛星から放送される複数の周波数の航法信号を受信する衛星航法装置であって、
前記衛星からの第１の周波数の搬送波に重畳された第１変調コードの位相を測定して第１コード疑似距離を計算する第１コード疑似距離計算手段と、
前記衛星からの第２の周波数の搬送波に重畳された第２変調コードの位相を測定して第２コード疑似距離を計算する第２コード疑似距離計算手段と、
ある基準時刻からの第１の周波数の搬送波の第１搬送波位相変化量を測定して第１搬送波疑似距離変化量を計算する第１搬送波疑似距離変化量計算手段と、
前記基準時刻からの第２の周波数の搬送波の第２搬送波位相変化量を測定して第２搬送波疑似距離変化量を計算する第２搬送波疑似距離変化量計算手段と、
前記第１コード疑似距離と前記第２コード疑似距離とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真のコード疑似距離を計算するコード疑似距離用電離層フリー線形結合手段と、
前記第１搬送波疑似距離変化量と前記第２搬送波疑似距離変化量とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の搬送波疑似距離変化量を計算する搬送波疑似距離変化量用電離層フリー線形結合手段と、
前記真のコード疑似距離と前記真の搬送波疑似距離変化量とから、キャリアスムージングの手法によって平滑化されたコード疑似距離を計算するコード疑似距離スムージング手段とを備えたことを特徴とする。
【００２７】
また、請求項２に記載の衛星航法装置において、前記コード疑似距離用電離層フリー線形結合手段における真のコード疑似距離を次の計算式により、
ｐｒ（ｔ）＝｛ｐｒ２（ｔ）−γ・ｐｒ１（ｔ）｝／（１−γ）
前記搬送波疑似距離変化量用電離層フリー線形結合手段における真の搬送波疑似距離変化量を次の計算式により、
ｐｐ′（ｔ）＝｛ｐｐ２′（ｔ）−γ・ｐｐ１′（ｔ）｝／（１−γ）
それぞれ求める。
ここで、ｐｒ（ｔ）：真のコード疑似距離
ｐｒ１（ｔ）：第１コード疑似距離
ｐｒ２（ｔ）：第２コード疑似距離
γ：（ｆ１／ｆ２）2 、ｆ１：第１の周波数、ｆ２：第２の周波数
ｐｐ′（ｔ）：真の搬送波疑似距離変化量
ｐｐ１′（ｔ）：第１搬送波疑似距離変化量
ｐｐ２′（ｔ）：第２搬送波疑似距離変化量
【００２８】
また、請求項２に記載の衛星航法装置において、前記キャリアスムージングの手法は、
まず、真のコード疑似距離ｐｒ（ｔ）と真の搬送波疑似距離変化量ｐｐ′（ｔ）との間のオフセットであるｐｓ（ｔ）を次の計算式
ｐｓ（ｔ）＝ｐｒ（ｔ）−ｐｐ′（ｔ）
により求め、
次に、オフセットであるｐｓ（ｔ）を平滑化して平滑化オフセットｐｓｓ（ｔ）とし、真の搬送波疑似距離変化量ｐｐ′（ｔ）を加えて、平滑化されたコード疑似距離である平滑化コード疑似距離ｐｒｓ（ｔ）を次の計算式
ｐｒｓ（ｔ）＝ｐｓｓ（ｔ）＋ｐｐ′（ｔ）
により求める。
【００２９】
また、その衛星航法装置において、前記平滑化の手法は、前記オフセットｐｓ（ｔ）を離散的に測定した値をｐｓ（ｋ）とし、平滑化された平滑化オフセットｐｓｓ（ｋ）を次の計算式
ｐｓｓ（ｋ）＝｛１−１／（１＋Ｔ）｝・ｐｓｓ（ｋ−１）＋ｐｓ（ｋ）／（１＋Ｔ）
により求める。
ここで、ｐｓ（ｋ）：ｋ番目のオフセット値
ｐｓｓ（ｋ）：ｋ番目の平滑化されたオフセット値
Ｔ：平滑化時定数
【発明の効果】
【００３０】
本発明の衛星航法装置によれば、第１周波数（例、Ｌ１周波数）と第２周波数（例、Ｌ２周波数）の２つの周波数にてコード位相と搬送波位相変化量をそれぞれ測定し、コード位相と搬送波位相変化量のそれぞれを電離層フリー線形結合して、電離層遅延を除去したコード位相の真値と搬送波位相の変化量の真値を求め、コード位相の真値と搬送波位相の変化量の真値を用いてキャリアスムージングを行うことで、測定コード位相および測定搬送波位相変化量から電離層遅延を除去し、コード位相と搬送波位相のオフセットを平滑化する時定数を長くして擬似距離の精度を上げることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下、本発明を実施するための第１の実施形態について図１〜図３を用いて説明する。この第１の実施形態における衛星航法装置は、同じ人工衛星から送信されてくる第１周波数（例、Ｌ１周波数）と第２周波数（例、Ｌ２周波数）の２つの周波数にて第１、第２のコード位相ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）と第１、第２の搬送波位相変化量ｐ１′（ｔ）、ｐ２′（ｔ）を測定する手段と、２つのコード位相と２つの搬送波位相変化量のそれぞれを電離層フリー線形結合し、電離層遅延を除去したコード位相の真値ｒ（ｔ）と搬送波位相変化量の真値ｐ′（ｔ）を求める手段と、コード位相の真値ｒ（ｔ）と搬送波位相の変化量の真値ｐ′（ｔ）を用いてキャリアスムージングを行う手段とを備えている。
【００３２】
搬送波位相については、キャリアスムージング開始時点の位相を基準とした相対的な変化量しか測定できないので、この相対的な変化量に電離層フリー線形結合を施しても、キャリアスムージング開始時点の位相を基準とした相対的な変化量ｐ′（ｔ）しか求められない。しかし、こうして求められた相対的な変化量ｐ′（ｔ）は搬送波位相の絶対量の真値ｐ（ｔ）と並行であるから、この相対的な変化量ｐ′（ｔ）を用いてキャリアスムージングを行えば、電離層遅延を含まない真値でキャリアスムージングを行うことと等価になる。したがって、キャリアスムージングにこのように電離層フリー線形結合を施すことにより、コード位相と搬送波位相のオフセットを平滑化する時定数をたとえば３０分や１時間程度に長くして擬似距離の精度を向上している。
【００３３】
なお、２つのコード位相ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）は、同期していること、及びコード生成式とビットレートが予め分かっており、コード位相を時刻の次元に換算可能であることが満たされていれば、同じコードでも異なるコードでも良い。また、２つの搬送波位相については、時刻に換算した量として取り扱うので、２つの周波数は異なった周波数でよい。このことから、第１の実施形態では、２つのコード位相及び２つの搬送波位相は、ともに時刻の次元で取り扱っていることに注意されたい。
【００３４】
図１において、まず、受信アンテナ１でＧＰＳ信号を受信する。Ｌ１周波数受信部は１５７５．４２ＭＨｚのＧＰＳのＬ１信号を数ＭＨｚの中間周波数（例えば、５ＭＨｚ）に変換するダウンコンバータである。
【００３５】
次に、コード追尾部３でＬ１信号に関して受信信号のＰＮコードを逆拡散し、最大相関を得られるコード位相を追尾する。この追尾には通常ディレイ・ロック・ループが用いられる。そして、第１コード位相測定手段であるコード位相測定部４で、追尾している第１変調コード位相であるコード位相ｒ１（ｔ）を測定する。
【００３６】
搬送波追尾部５でＬ１信号に関して受信信号の搬送波の位相を追尾する。この追尾には通常フェイズ・ロック・ループが用いられる。そして、第１搬送波位相変化量測定手段である搬送波位相変化量測定部６で、キャリアスムージング開始時点の搬送波位相を基準とし、現在までの第１搬送波位相変化量である搬送波位相変化量ｐ１′（ｔ）を測定する。
【００３７】
一方、受信アンテナ１で受信したＧＰＳ信号はＬ２周波数受信部７にも入力される。Ｌ２周波数受信部７は、１２２７．６０ＭＨｚのＧＰＳのＬ２信号を数ＭＨｚの中間周波数（例えば、５ＭＨｚ）に変換するダウンコンバータである。以降、コード位相ｒ２（ｔ）、搬送波位相変化量ｐ２′（ｔ）を測定するまでの処理は、コード追尾部８、コード位相測定部９、搬送波追尾部１０、搬送波位相変化量測定部１１によって、Ｌ１周波数の場合と同様に行われる。
【００３８】
これらコード位相ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）及び搬送波位相変化量ｐ１′（ｔ）、ｐ２′（ｔ）は、図２に示されるように測定される。コード位相ｒ１（ｔ）と搬送波位相変化量ｐ１′（ｔ）は、Ｌ１信号の電離層での遅延を受けて、真の変調コードの位相ｒ（ｔ）や真の搬送波位相絶対量ｐ（ｔ）から上及び下に、電離層遅延量ｄ１（ｔ）（＝ｋ（ｔ）／（ｆ１）2）だけ、それぞれずれる。また、コード位相ｒ２（ｔ）と搬送波位相変化量ｐ２′（ｔ）は、Ｌ２信号の電離層での遅延を受けて、真の変調コードの位相ｒ（ｔ）や真の搬送波位相絶対量ｐ（ｔ）から上及び下に、電離層遅延量ｄ２（ｔ）（＝ｋ（ｔ）／（ｆ２）2）だけ、それぞれずれる。
【００３９】
次に、コード位相用の電離層フリー線形結合部１２で、コード位相ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）を用いて以下のように電離層遅延の除去されたコード位相真値ｒ（ｔ）を求める。
ｒ１（ｔ）＝ｒ（ｔ）−ｋ（ｔ）／（ｆ１）2
ｒ２（ｔ）＝ｒ（ｔ）−ｋ（ｔ）／（ｆ２）2
∴ｒ（ｔ）＝｛ｒ２（ｔ）−γ・ｒ１（ｔ）｝／（１−γ）
ここで、ｒ（ｔ）：真の変調コードの位相
ｒ１（ｔ）：第１変調コードの位相
ｒ２（ｔ）：第２変調コードの位相
γ：（ｆ１／ｆ２）2 、ｆ１：Ｌ１の周波数、ｆ２：Ｌ２の周波数
【００４０】
また、搬送波位相用の電離層フリー線形結合部１３で、搬送波位相の変化量ｐ１′（ｔ）、ｐ２′（ｔ）を用いて、以下のようにして、電離層遅延の除去された搬送波位相の変化量真値ｐ′（ｔ）を求める。図３の搬送波位相の絶対量と測定値に電離層フリー線形結合を適用する概念図を参照する。
搬送波については電離層遅延の符号が逆なので搬送波位相は次式のようになる。
ｐ１（ｔ）＝ｐ（ｔ）−ｋ（ｔ）／（ｆ１）2
ｐ２（ｔ）＝ｐ（ｔ）−ｋ（ｔ）／（ｆ２）2
ここで、ｐ（ｔ）＝搬送波位相絶対量の真値
ｐ１（ｔ）＝Ｌ１信号の搬送波位相絶対量
ｐ２（ｔ）＝Ｌ２信号の搬送波位相絶対量
ｆ１：第１の周波数、ｆ２：第２の周波数
【００４１】
この衛星航法装置で測定される搬送波位相はキャリアスムージング開始時点を起点とした搬送波位相の変化量であって、搬送波位相絶対量ｐ１（ｔ）、ｐ２（ｔ）といった位相絶対量は求められない。そこで、搬送波位相測定値を搬送波位相絶対量と一定のオフセットａ１、ａ２を持った第１、第２搬送波位相変化量ｐ１′（ｔ）、ｐ２′（ｔ）とおく。
ｐ１′（ｔ）＝ｐ１（ｔ）＋ａ１
ｐ２′（ｔ）＝ｐ２（ｔ）＋ａ２
【００４２】
そして、キャリアスムージング開始時（ｔ＝０）の搬送波位相測定値を、ｐ１′（０）＝０、ｐ２′（０）＝０、とおくと、
ａ１＝−ｐ１（０）
ａ２＝−ｐ２（０）
となるから、搬送波位相測定値（即ち、搬送波位相変化量）は次式のようになる。
ｐ１′（ｔ）＝ｐ（ｔ）−ｋ（ｔ）／（ｆ１）2 −｛ｐ（０）−ｋ（０）／（ｆ１）2 ｝
ｐ２′（ｔ）＝ｐ（ｔ）−ｋ（ｔ）／（ｆ２）2 −｛ｐ（０）−ｋ（０）／（ｆ２）2 ｝
【００４３】
この搬送波位相測定値ｐ１′（ｔ）、ｐ２′（ｔ）から、比例定数ｋ（ｔ）を消去する電離層フリー線形結合を行うと、
ｐ（ｔ）−ｐ（０）＝｛ｐ２′（ｔ）−γ・ｐ１′（ｔ）｝／（１−γ）
＝ ｐ′（ｔ）
これにより、搬送波位相変化量の真値ｐ′（ｔ）を、初めて求めることができる。
【００４４】
この真の搬送波位相変化量ｐ′（ｔ）は、搬送波位相絶対量の真値ｐ（ｔ）と並行であるから、この真の搬送波位相変化量ｐ′（ｔ）を用いてキャリアスムージングを行えば、電離層遅延を含まない真値でキャリアスムージングを行うことと等価になる。
【００４５】
次に、加算器１４で、次式のようにコード位相真値ｒ（ｔ）と搬送波位相変化量の真値ｐ′（ｔ）の間のオフセットｓ（ｔ）を求める。
ｓ（ｔ）＝ｒ（ｔ）−ｐ′（ｔ）
【００４６】
次に、平滑化部１５で、オフセットｓ（ｔ）を平滑化して平滑化オフセットｓｓ（ｔ）を求める。平滑化の方法は、例えば各パラメータを離散的に測定する場合は次の式で実現できる。
ｓｓ（ｋ）＝｛１−１／（１＋Ｔ）｝・ｓｓ（ｋ−１）＋ｓ（ｋ）／（１＋Ｔ）
ここで、 ｓ（ｋ）：ｋ番目のオフセット値
ｓｓ（ｋ）：ｋ番目の平滑化されたオフセット値
Ｔ：平滑化時定数
【００４７】
次に、加算器１６で、次式のように、雑音による誤差の抑えられたコード位相ｒｓ（ｔ）を得る。
ｒｓ（ｔ）＝ｓｓ（ｔ）＋ｐ′（ｔ）
【００４８】
以上の処理を複数の信号処理チャネルによって複数の衛星信号に対して行い、得られた複数の衛星信号毎のコード位相ｒｓ（ｔ）を用いて、測位計算部１７にて利用者の位置を求める。
【００４９】
以上説明した第１の実施形態ではコード位相と搬送波位相変化量を用いているが、以下に述べるように、本発明の第２の実施の形態として、コード擬似距離と搬送波擬似距離変化量を用いた衛星航法装置においても、第１の実施の形態と同様の、作用及び効果を得ることができる。
【００５０】
コード疑似距離は、コード位相を時刻ｔｓに換算し、コード位相の測定時刻ｔｒとの差ｔｐに光速を乗じることで、距離に換算した量である。第１の実施の形態におけるコード位相を時刻に換算した量は時刻ｔｓに相当する。コード疑似距離にはコード位相の測定時刻ｔｒが入っているため、キャリアスムージングにおいてはコード位相と搬送波位相変化量の間のオフセットが変わるが、このオフセットが変わってもキャリアスムージングの効果は変わらない。また、電離層フリー線形結合においてもコード疑似距離を用いることはＬ１信号とＬ２信号それぞれのコード位相に測定時刻ｔｒという定数が入ることであり、結果として定数ｔｒの入った真のコード位相すなわち真のコード疑似距離が求められる。したがって、コード位相に代えて、コード疑似距離を用いても同様の効果が得られる。
【００５１】
また、搬送波疑似距離変化量は、時間の次元である搬送波位相変化量に光速を乗じることで距離に換算した量である。このように、搬送波疑似距離変化量は距離の次元であるから、同じく距離の次元であるコード疑似距離とペアで使うことでキャリアスムージングが成立する。更に、光速という定数を乗じただけであるから、電離層フリー線形結合もまた成立する。したがって、搬送波位相変化量に代えて、搬送波疑似距離変化量を用いても同様の効果が得られる。
【００５２】
さて、本発明の第２の実施の形態における処理を説明する。ＧＰＳのコードには時刻情報が乗せられているので、利用者の受信機で測定したコード位相は、信号が衛星から送信された時刻を表すことになる。測定したコード位相に相当する送信時刻をｔｓ、この測定を行った時刻を受信時刻ｔｒとすると、次の式によって衛星から利用者受信機まで信号が到達するのに要した時間ｔｐを求めることができる。
ｔｐ＝ｔｒ−ｔｓ
【００５３】
この時間ｔｐに光速ｃを乗ずることにより、衛星から利用者受信機までの距離ｐｒを求めることができる。
ｐｒ＝ｃ・ｔｐ
【００５４】
ここで、送信時刻ｔｓはＧＰＳ衛星内蔵の時計でカウントされ、受信時刻ｔｒは利用者受信機内蔵の時計でカウントされる。ＧＰＳ衛星内蔵の時計と利用者受信機内蔵の時計は一般に同期していないので、距離ｐｒには両者の時刻オフセットの分だけ距離オフセットが乗る。このため衛星航法においては、距離ｐｒは擬似距離と呼ばれている。利用者の位置を計算する際には、この距離オフセットも未知数の一つとして連立方程式を解くので、距離オフセットが乗っていても問題とはならない。
【００５５】
以下、変調コードの位相から求めた擬似距離をコード擬似距離と呼び、搬送波位相変化量から求めた擬似距離の変化量を搬送波擬似距離変化量と呼ぶ。擬似距離ｐｒを求める式からわかるように、コード位相とコード擬似距離は線形の関係にある。搬送波位相変化量と搬送波擬似距離変化量も同様である。したがって、第１の実施の形態で述べたキャリアスムージングおよび電離層フリー線形結合の手法はいずれも、コード擬似距離と搬送波擬似距離変化量を用いても成立するので、これらを用いても本発明の意図する効果を得ることができる。
【００５６】
本発明の第２の実施形態は、第１の実施形態のコード位相と搬送波位相変化量とに代えて、コード疑似距離と搬送波疑似距離変化量とが対応するように構成される。具体的には、次のように構成される。
【００５７】
まず、衛星航法装置は、衛星から放送される複数の周波数の航法信号を受信する。第１コード疑似距離計算手段は、衛星からの第１の周波数の搬送波に重畳された第１変調コードの位相を測定して第１コード疑似距離を計算し、第２コード疑似距離計算手段は、衛星からの第２の周波数の搬送波に重畳された第２変調コードの位相を測定して第２コード疑似距離を計算する。第１搬送波疑似距離変化量計算手段は、ある基準時刻からの第１の周波数の搬送波の第１搬送波位相変化量を測定して第１搬送波疑似距離変化量を計算し、第２搬送波疑似距離変化量計算手段は、基準時刻からの第２の周波数の搬送波の第２搬送波位相変化量を測定して第２搬送波疑似距離変化量を計算する。
コード疑似距離用電離層フリー線形結合手段によって、第１コード疑似距離と第２コード疑似距離とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真のコード疑似距離を計算し、搬送波疑似距離変化量用電離層フリー線形結合手段は、第１搬送波疑似距離変化量と第２搬送波疑似距離変化量とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の搬送波疑似距離変化量を計算する
そして、コード疑似距離スムージング手段によって、真のコード疑似距離と真の搬送波疑似距離変化量とから、キャリアスムージングの手法によって平滑化されたコード疑似距離を計算する。
【００５８】
また、コード疑似距離用電離層フリー線形結合手段における真のコード疑似距離を次の計算式により、
ｐｒ（ｔ）＝｛ｐｒ２（ｔ）−γ・ｐｒ１（ｔ）｝／（１−γ）
搬送波疑似距離変化量用電離層フリー線形結合手段における真の搬送波疑似距離変化量を次の計算式により、
ｐｐ′（ｔ）＝｛ｐｐ２′（ｔ）−γ・ｐｐ１′（ｔ）｝／（１−γ）
それぞれ求める。ここで、ｐｒ（ｔ）：真のコード疑似距離、ｐｒ１（ｔ）：第１コード疑似距離、ｐｒ２（ｔ）：第２コード疑似距離、γ：（ｆ１／ｆ２）2 、ｆ１：第１の周波数、ｆ２：第２の周波数、ｐｐ′（ｔ）：真の搬送波疑似距離変化量、ｐｐ１′（ｔ）：第１搬送波疑似距離変化量、ｐｐ２′（ｔ）：第２搬送波疑似距離変化量、である。
【００５９】
また、キャリアスムージングの手法は、 まず、真のコード疑似距離ｐｒ（ｔ）と真の搬送波疑似距離変化量ｐｐ′（ｔ）との間のオフセットであるｐｓ（ｔ）を次の計算式、ｐｓ（ｔ）＝ｐｒ（ｔ）−ｐｐ′（ｔ）、により求める。次に、オフセットであるｐｓ（ｔ）を平滑化して平滑化オフセットｐｓｓ（ｔ）とし、真の搬送波疑似距離変化量ｐｐ′（ｔ）を加えて、平滑化されたコード疑似距離である平滑化コード疑似距離ｐｒｓ（ｔ）を次の計算式、ｐｒｓ（ｔ）＝ｐｓｓ（ｔ）＋ｐｐ′（ｔ）、により求める。
【００６０】
また、平滑化の手法は、オフセットｐｓ（ｔ）を離散的に測定した値をｐｓ（ｋ）とし、平滑化された平滑化オフセットｐｓｓ（ｋ）を次の計算式
ｐｓｓ（ｋ）＝｛１−１／（１＋Ｔ）｝・ｐｓｓ（ｋ−１）＋ｐｓ（ｋ）／（１＋Ｔ）
により求める。ここで、ｐｓ（ｋ）：ｋ番目のオフセット値、ｐｓｓ（ｋ）：ｋ番目の平滑化されたオフセット値、Ｔ：平滑化時定数、である。
【００６１】
以上説明した実施形態では、ＧＰＳのＬ１信号（ｆ１周波数）とＬ２信号（ｆ２周波数）とを用いているが、本発明に用いる２つの周波数はＧＰＳのＬ１周波数とＬ２周波数に限られず、将来打ち上げられる衛星から放送が計画されているＬ５周波数（１１７６．４５ＭＨｚ）を利用して、Ｌ１信号ととＬ５信号あるいはＬ２信号とＬ５信号の組合せでも本発明の意図する効果を得ることができる。
【００６２】
さらに、欧州で計画中の衛星航法システムであるガリレオ（Ｇａｌｉｌｅｏ）システムから放送が計画されているＬ１信号、Ｅ５信号、Ｅ６信号（周波数）、我が国で計画中の準天頂衛星システムから放送が計画されているＬ１信号、Ｌ２信号、Ｌ５信号（周波数）に適用しても本発明の意図する効果が得られることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】発明を実施するための最良の形態を示す全体構成図
【図２】キャリアスムージング手法にて電離層遅延を除去する概念図
【図３】搬送波位相の絶対量と測定値に電離層フリー線形結合を適用する概念図
【図４】キャリアスムージング手法の概念図
【図５】キャリアスムージング手法への電離層遅延の影響を示す図
【符号の説明】
【００６４】
１……アンテナ、２……Ｌ１周波数受信部、３……コード追尾部、４……コード位相測定部、５……搬送波追尾部、６……搬送波位相変化量測定部、７……Ｌ２周波数受信部、８……コード追尾部、９……コード位相測定部、１０……搬送波追尾部、１１……搬送波位相変化量測定部、１２……電離層フリー線形結合部、１３……電離層フリー線形結合部、１４……加算器、１５……平滑化部、１６……加算器、１７……測位計算部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
衛星から放送される複数の周波数の航法信号を受信する衛星航法装置であって、
前記衛星からの第１の周波数の搬送波に重畳された第１変調コードの位相を測定する第１コード位相測定手段と、
前記衛星からの第２の周波数の搬送波に重畳された第２変調コードの位相を測定する第２コード位相測定手段と、
ある基準時刻からの第１の周波数の搬送波の第１搬送波位相変化量を測定する第１搬送波位相変化量測定手段と、
前記基準時刻からの第２の周波数の搬送波の第２搬送波位相変化量を測定する第２搬送波位相変化量測定手段と、
前記第１変調コードの位相と前記第２変調コードの位相とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の変調コードの位相を計算するコード位相用電離層フリー線形結合手段と、
前記第１搬送波位相変化量と前記第２搬送波位相変化量とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の搬送波位相変化量を計算する搬送波位相用電離層フリー線形結合手段と、
前記真の変調コードの位相と真の搬送波位相変化量とから、キャリアスムージングの手法によって平滑化された変調コードの平滑化コード位相を計算するキャリアスムージング手段とを備えたことを特徴とする、衛星航法装置。
【請求項２】
衛星から放送される複数の周波数の航法信号を受信する衛星航法装置であって、
前記衛星からの第１の周波数の搬送波に重畳された第１変調コードの位相を測定して第１コード疑似距離を計算する第１コード疑似距離計算手段と、
前記衛星からの第２の周波数の搬送波に重畳された第２変調コードの位相を測定して第２コード疑似距離を計算する第２コード疑似距離計算手段と、
ある基準時刻からの第１の周波数の搬送波の第１搬送波位相変化量を測定して第１搬送波疑似距離変化量を計算する第１搬送波疑似距離変化量計算手段と、
前記基準時刻からの第２の周波数の搬送波の第２搬送波位相変化量を測定して第２搬送波疑似距離変化量を計算する第２搬送波疑似距離変化量計算手段と、
前記第１コード疑似距離と前記第２コード疑似距離とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真のコード疑似距離を計算するコード疑似距離用電離層フリー線形結合手段と、
前記第１搬送波疑似距離変化量と前記第２搬送波疑似距離変化量とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の搬送波疑似距離変化量を計算する搬送波疑似距離変化量用電離層フリー線形結合手段と、
前記真のコード疑似距離と前記真の搬送波疑似距離変化量とから、キャリアスムージングの手法によって平滑化されたコード疑似距離を計算するコード疑似距離スムージング手段とを備えたことを特徴とする、衛星航法装置。
【請求項１】
衛星から放送される複数の周波数の航法信号を受信する衛星航法装置であって、
前記衛星からの第１の周波数の搬送波に重畳された第１変調コードの位相を測定する第１コード位相測定手段と、
前記衛星からの第２の周波数の搬送波に重畳された第２変調コードの位相を測定する第２コード位相測定手段と、
ある基準時刻からの第１の周波数の搬送波の第１搬送波位相変化量を測定する第１搬送波位相変化量測定手段と、
前記基準時刻からの第２の周波数の搬送波の第２搬送波位相変化量を測定する第２搬送波位相変化量測定手段と、
前記第１変調コードの位相と前記第２変調コードの位相とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の変調コードの位相を計算するコード位相用電離層フリー線形結合手段と、
前記第１搬送波位相変化量と前記第２搬送波位相変化量とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の搬送波位相変化量を計算する搬送波位相用電離層フリー線形結合手段と、
前記真の変調コードの位相と真の搬送波位相変化量とから、キャリアスムージングの手法によって平滑化された変調コードの平滑化コード位相を計算するキャリアスムージング手段とを備えたことを特徴とする、衛星航法装置。
【請求項２】
衛星から放送される複数の周波数の航法信号を受信する衛星航法装置であって、
前記衛星からの第１の周波数の搬送波に重畳された第１変調コードの位相を測定して第１コード疑似距離を計算する第１コード疑似距離計算手段と、
前記衛星からの第２の周波数の搬送波に重畳された第２変調コードの位相を測定して第２コード疑似距離を計算する第２コード疑似距離計算手段と、
ある基準時刻からの第１の周波数の搬送波の第１搬送波位相変化量を測定して第１搬送波疑似距離変化量を計算する第１搬送波疑似距離変化量計算手段と、
前記基準時刻からの第２の周波数の搬送波の第２搬送波位相変化量を測定して第２搬送波疑似距離変化量を計算する第２搬送波疑似距離変化量計算手段と、
前記第１コード疑似距離と前記第２コード疑似距離とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真のコード疑似距離を計算するコード疑似距離用電離層フリー線形結合手段と、
前記第１搬送波疑似距離変化量と前記第２搬送波疑似距離変化量とから、電離層フリー線形結合の手法によって電離層遅延を除去した真の搬送波疑似距離変化量を計算する搬送波疑似距離変化量用電離層フリー線形結合手段と、
前記真のコード疑似距離と前記真の搬送波疑似距離変化量とから、キャリアスムージングの手法によって平滑化されたコード疑似距離を計算するコード疑似距離スムージング手段とを備えたことを特徴とする、衛星航法装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００７−２７８７０８（Ｐ２００７−２７８７０８Ａ）
【公開日】平成１９年１０月２５日（２００７．１０．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１０１４１１（Ｐ２００６−１０１４１１）
【出願日】平成１８年４月３日（２００６．４．３）
【出願人】（０００００４３３０）日本無線株式会社 (1,186)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年１０月２５日（２００７．１０．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年４月３日（２００６．４．３）
【出願人】（０００００４３３０）日本無線株式会社 (1,186)
【Ｆターム（参考）】
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