超音波診断装置
【課題】連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において、選択性を向上させる新しい連続波を提供する。
【解決手段】正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波に対して、正弦パターンに基づいた処理を施す。余弦パターン処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波に対して余弦パターンに基づいた処理を施す。正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。
【解決手段】正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波に対して、正弦パターンに基づいた処理を施す。余弦パターン処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波に対して余弦パターンに基づいた処理を施す。正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、選択性を向上させる新しい連続波を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。
【０００９】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、２列の数値パターンを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１０】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンを前記２列の数値パターンとする連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記正弦パターンに従って振幅を変化させる正弦波と、前記余弦パターンに従って振幅を変化させる余弦波と、を合成することにより、前記連続波の送信信号を形成する、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記正弦パターンは、互いに異なるＮ個（Ｎは自然数で偶数）の位相値に対応したＮ個の正弦関数値で構成され、前記余弦パターンは、当該Ｎ個の位相値に対応したＮ個の余弦関数値で構成され、前記連続波の送信信号は、当該Ｎ個の位相値に対応したパターン長Ｎの位相パターンを備える、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、パターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力し、前記受信信号処理部は、パターン長Ｎをｎ個（ｎは自然数）ごとにｍブロック（ｍは自然数）に分割し、各ブロックごとの部分的な復調信号を得てから、ｍブロックに亘る部分的な復調信号を加算して前記目標位置に対応した復調信号を得る、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、一定期間ごとに１ブロックずつシフトさせつつ、ｍブロックからなるパターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明により、選択性を向上させる新しい連続波が提供される。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。
【図３】余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。
【図４】参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。
【図５】乗算器出力の具体例を示す図である。
【図６】位相シフト連続波を利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。
【図７】余弦パターンの巡回を説明するための図である。
【図８】正弦パターンの巡回を説明するための図である。
【図９】巡回的な位相パターンを説明するための図である。
【図１０】巡回位相パターンの送信信号を利用して得られる受信信号の処理を説明するための図である。
【図１１】巡回的な受信処理を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００１８】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、合成処理部２４から連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして超音波の送信ビームが形成され、二次元平面内で又は三次元空間内で送信ビームが走査される。
【００１９】
送信ビームフォーマ１４に供給される連続波の送信信号は、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される。
【００２０】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して、正弦パターンに基づいた処理を施す。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して余弦パターンに基づいた処理を施す。
【００２１】
そして、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。
【００２２】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして二次元平面内で又は三次元空間内で走査される送信ビームに対応した受信ビームが形成され、受信ビームに沿って受信ＲＦ信号が収集される。
【００２３】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２４】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、合成処理部２４から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、合成処理部２４から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。
【００２５】
π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２６】
加算部４６，４８は、ＬＰＦ３６，３８から得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、位相シフト連続波の位相パターンに関する加算処理が実行され、参照信号の位相パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後にさらに詳述する。
【００２７】
ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、加算部４６，４８から得られる復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５０から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００２８】
ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００２９】
表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３０】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、位相シフト連続波に対応した超音波を送受して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで図１の超音波診断装置における位相シフト処理と、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００３１】
＜位相シフト処理について＞
図１の超音波診断装置では、互いに相補的な関係にある２列の数値パターンを用いて位相シフト処理が行われる。つまり、正弦パターン処理部２２Ｂにおいて正弦パターンが利用され、余弦パターン処理部２２Ａにおいて余弦パターンが利用される。
【００３２】
２列の数値パターンである正弦パターンと余弦パターンは次式により定義される。次式において、ａｉが余弦パターンであり余弦関数から得られる。一方、ｂｉが正弦パターンであり正弦関数から得られる。また、Ｎはパターン長を示す自然数であり、ｉはパターンを構成している各数値（各符号）の番号である。ちなみに、Ｎは任意の自然数かつ偶数であり２の累乗に限定されない。
【００３３】
【数１】
【００３４】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（正弦波）の振幅を正弦パターンに従って変化させる。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、π／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（余弦波）の振幅を余弦パターンに従って変化させる。そして、正弦パターン処理部２２Ｂから出力される連続波と、余弦パターン処理部２２Ａから出力される連続波が合成処理部２４において合成され、次式に示す連続波の送信信号が形成される。
【００３５】
【数２】
【００３６】
送信信号に対応した受信信号は、その送信信号が送信された時刻から、次式に示す遅延時間τだけ遅れて受信系に到達する。なお、次式において、Ｔｂは数値パターンの１ビット（各数値）の時間長つまりビット長であり、ｌ（エル）は任意の自然数である。そしてξは１／２ビット長以下の時間である。
【００３７】
【数３】
【００３８】
図１の超音波診断装置では、送信信号を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。送信信号を基準とした受信信号の遅延時間をτ、遅延回路２５における遅延量（時間シフト量）をｋＴｂとすると、受信ミキサ３０において乗算される受信信号（数４式）と参照信号（数５式）は、それぞれ次のように表現される。
【００３９】
【数４】
【００４０】
【数５】
【００４１】
そして、受信ミキサ３０において、次式に示すように受信信号と参照信号が乗算され、乗算結果としてベースバンド成分が得られる。
【００４２】
【数６】
【００４３】
受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）のうち、第１項は、互いに同じ数値パターンであるａｉ同士およびｂｉ同士の積に関する相関電力であり、第２項は、互いに異なる数値パターンであるａｉとｂｉの積に関する相互干渉電力である。目標位置の選択性を高めるためには、第１項に示される相関はシャープであることが必要とされ、第２項に示される相互干渉は小さいことが望ましい。なお、数６式の最終行において、ω０ｔが受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により除去されている。
【００４４】
ここで、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項である余弦波の位相について検討する。この余弦波の位相は、数３式に示した遅延時間τを用いると、次式のように表現できる。
【００４５】
【数７】
【００４６】
数７式に示す余弦波の位相にはξが含まれており、１／２ビット長以下の時間であるξに応じて余弦波の位相が変化する。この位相の変化は、目標位置の選択性（相関性）に重要な影響を及ぼす要因ではないため、以下においては位相の表現からξを省略して目標位置の選択性について説明する。
【００４７】
まず、相関電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項に含まれる相関値は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
【００４８】
【数８】
【００４９】
数８式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。実際に目標位置から得られる受信信号には、Ｎ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれており、また、参照信号にもＮ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれている。受信ミキサ３０において次々に得られる数８式の乗算結果は、ＬＰＦ３６，３８を経て加算部４６，４８に出力される。そして、加算部４６，４８において、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は数９式のように表現できる。さらに、数１０式に示す公式を利用すると、数９式は数１１式のように簡潔に表現できる。
【００５０】
【数９】
【００５１】
【数１０】
【００５２】
【数１１】
【００５３】
数１１式におけるδｋｌは、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。また、ｋとｌが互いに等しい場合にｃｏｓθｋｌが１となるため、数１１式はさらに簡潔に次式のように変換される。
【００５４】
【数１２】
【００５５】
数１２式は、ｋで特定される目標位置に対応した参照信号と、ｌ（エル）で特定される深さからの受信信号と、を乗算して得られる自己相関値を示しており、ｋとｌが互いに等しい場合にＮとなり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。つまり、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみがＮとなる。
【００５６】
次に、相互干渉電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第２項に含まれる相互干渉は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
【００５７】
【数１３】
【００５８】
数１３式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。受信ミキサ３０において次々に得られる数１３式の乗算結果は、ＬＰＦ３６，３８を経て加算部４６，４８に出力され、加算部４６，４８において、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は次式のように表現できる。
【００５９】
【数１４】
【００６０】
数１４式の第２項は、数１０式により０となる。数１４式の第１項におけるΣの項は、数１０式に示すとおりであり、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。一方、数１４式の第１項のｓｉｎθｋｌは、ｋとｌが互いに等しい場合に０となる。つまり、次式に示すとおり、相互干渉電力については、ｋとｌが互いに等しい場合でもｋとｌが互いに異なる場合でも常に０となる。
【００６１】
【数１５】
【００６２】
以上の解析から、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算することにより、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。
【００６３】
次に、正弦パターンと余弦パターンの具体例について説明する。パターン長を８（Ｎ＝８）とすると、数１式から、余弦パターンＡ（数１６式）と正弦パターンＢ（数１７式）が得られる。
【００６４】
【数１６】
【００６５】
【数１７】
【００６６】
余弦パターンＡと正弦パターンＢを構成する各数値（各符号）は、単純な２値符号とは異なり、−１と＋１との間で離散的な値をとる。また、余弦パターンＡと正弦パターンＢを利用して形成される送信信号（数２式）の振幅は次式のように算出されるため、常に１となり、送信信号の振幅が時間的に変動しないことがわかる。
【００６７】
【数１８】
【００６８】
余弦パターンＡと正弦パターンＢを数２式に適用して得られる送信信号は次式のようになる。
【００６９】
【数１９】
【００７０】
図２は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。つまり、図２に示す送信信号は、数１９式で表現される信号である。また、図３は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。図２と図３に示す送信信号は、余弦パターンＡと正弦パターンＢを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させ、その位相パターンを繰り返すことにより得られる連続波（位相シフト連続波）となっている。
【００７１】
＜位置選択性について＞
図４は、参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。図４には、数１９式の送信信号を利用した場合に、ある深さから得られる受信信号の位相（受信波の位相）が示されている。また、図４には、数１９式の送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相（参照波の位相φ０〜φ７）も示されている。そして、受信信号と各参照信号を乗算して得られる出力と、１パターン（パターン長８）に亘る出力の合計も図示されている。図４に示すように、参照波の位相がφ０の場合に、受信波の位相と参照波の位相が互いに一致して合計が８となり、参照波の位相がφ０以外では合計が０となる。
【００７２】
図５は、乗算器出力の具体例を示す図である。図５には、数１９式の送信信号を利用した場合に、距離軸方向のφ０からφ８までの各深さにおいて、時間軸方向の１ビット長ごとに得られる乗算器出力（受信ミキサ３０の出力）が示されている。また、位相パターンの１周期（８ビット長）に亘って得られる乗算器出力の加算値も図示されている。図５に示す深さφ０からφ７の各々は、図４に示す参照波の位相φ０からφ７に対応した深さである。また、図５に示す深さφ８は、位相パターンを繰り返した際に、１周期後の参照波の位相φ０に対応する深さである。
【００７３】
図５に示す深さφ０と深さφ８では、位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って、参照信号と受信信号との間で位相が全て一致するため（図４参照）、「１」に相当する乗算器出力が連続的に得られる。これに対し、深さφ１からφ７では、参照信号と受信信号との間で位相がずれているため（図４参照）、乗算器出力がランダムに変化している。なお、深さφ１からφ７においてランダムに変化する乗算器出力を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる（図４参照）。
【００７４】
そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を平均化することにより、目標位置である深さφ０と深さφ８において平均値が極大となり、複数の深さにおける平均値が混在する平均化された復調信号の中で、目標位置に対応した復調信号が支配的となり目標位置に対応した復調信号が選択的に抽出される。乗算器出力を平均化する場合には、例えば、加算部４６，４８に代えてローパスフィルタを利用すればよい。
【００７５】
図５に示すように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ１からφ７の受信信号に関する乗算器出力は、加算または平均化することによりゼロになるものの、１ビット長ごとにランダムに変動している。この変動のために、位相パターンを繰り返す位相シフト連続波を利用して得られる乗算器出力の周波数スペクトラムには、位相パターンの１周期（ＮＴｂ）の逆数ｆｐの整数倍に対応した線スペクトラムが現れる。
【００７６】
図６は、位相シフト連続波（位相変調された連続波）を利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。図６（Ａ）は、受信信号の周波数スペクトラムを示している。受信信号は、生体内における減衰を無視すると送信信号と同じ波形となる。送信信号は、位相シフト連続波であり、したがって、受信信号の周波数スペクトラムも、位相シフト連続波の周波数スペクトラムとなる。周波数ｆ０は、ＲＦ信号の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、位相パターンの繰り返し周波数ｆｐである。また周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ０からヌル点までの周波数間隔は、１ビットの時間間隔Ｔｂの逆数となる。
【００７７】
図６（Ｂ）は、受信ミキサ３０における乗算により得られるベースバンド信号の周波数スペクトラムを示している。図６（Ｂ）に示す周波数スペクトラムには、直流付近の信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ０の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、これらの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ３６，３８において、周波数ｆ０の２倍の高調波成分が遮断されて直流付近の信号成分のみが抽出される。つまり、図６（Ｂ）に示す周波数スペクトラムの周波数０の近傍の信号が抽出される。
【００７８】
直流信号成分には、ドプラ信号の他に、固定組織からの反射波に起因するクラッタ信号が含まれている。特に、体表や骨からの反射波は、ドプラ信号よりも数１０ｄＢも大きい場合があり、ドプラ信号を測定する際の妨害となる。クラッタ信号は、図６（Ｂ）に示すように、位相パターンの繰り返し周波数ｆｐとその高調波成分を含んでおり、ドプラ信号に重畳される。
【００７９】
クラッタ信号は、目標位置を対象とした選択的な復調処理を施した場合においても、受信ミキサ３０から出力されるベースバンド信号内に現れる。選択的な復調処理は、測定対象となる例えば血流などからの受信信号の位相パターンと参照信号の位相パターンとを互いに一致させる処理である。測定対象とは異なる位置に存在する組織などについては、位相パターンに関する一致は成立していない。したがって、図５に示したように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ１からφ７に組織がある場合に、乗算器出力が１ビット長ごとにランダムに変動し、図６（Ｂ）に示すようにクラッタ信号が発生する。
【００８０】
図５を利用して説明したように、深さφ１からφ７においてランダムに変化する乗算器出力を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる。そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を加算または平均化することにより、図６（Ｂ）に示すクラッタ信号を低減または除去することができる。そこで、図１の超音波診断装置では、以下に説明する巡回的な送信処理を実行して、クラッタ信号を低減または除去している。
【００８１】
＜巡回的な送信処理について＞
巡回的な送信処理には、余弦パターンを巡回して得られる巡回余弦パターンと、正弦パターンを巡回して得られる巡回正弦パターンが利用される。
【００８２】
図７は、余弦パターンの巡回を説明するための図である。図７には、余弦パターンに関する繰り返し列α１，α２，・・・，αｍが示されている。各繰り返し列に含まれる余弦パターンは、数１式で定義されるａｉであり、図７においてパターン長Ｎの余弦パターンは、ｎビットごとにつまりｎ個の数値（符号）ごとにｍ個のブロックに分割されている。ｎとｍは共に自然数でありｎ×ｍ＝Ｎである。
【００８３】
繰り返し列α１に含まれる余弦パターンＡ１は、第１ブロックを先頭として、第１ブロックから昇順に第ｍブロックまでのｍ個のブロックに分割される。その余弦パターンＡ１をＬ回（Ｌは自然数）だけ繰り返した列が、繰り返し列α１である。
【００８４】
繰り返し列α２に含まれる余弦パターンＡ２は、第２ブロックを先頭として、第２ブロックから昇順に第ｍブロックまでを配置した後に第１ブロックを配置したｍ個のブロックからなるパターンである。つまり、余弦パターンＡ２は、余弦パターンＡ１の先頭にある第１ブロックを最後尾にシフトさせたパターンである。その余弦パターンＡ２をＬ回だけ繰り返した列が、繰り返し列α２である。
【００８５】
さらに、余弦パターンＡ２の先頭ブロックを最後尾にシフトさせて余弦パターンＡ３が形成され、その余弦パターンＡ３をＬ回だけ繰り返した繰り返し列α３が形成される。こうして、段階的に余弦パターンの先頭ブロックを最後尾にシフトさせつつ、段階的に繰り返し列α４，α５，・・・が次々に形成され、最終的に繰り返し列αｍが得られる。
【００８６】
繰り返し列αｍに含まれる余弦パターンＡｍは、第ｍブロックを先頭としそれに続いて第１ブロックから昇順に第（ｍ−１）ブロックまでを配置したｍ個のブロックからなるパターンである。その余弦パターンＡｍをＬ回だけ繰り返した列が繰り返し列αｍである。
【００８７】
図８は、正弦パターンの巡回を説明するための図である。図８には、正弦パターンに関する繰り返し列β１，β２，・・・，βｍが示されている。各繰り返し列に含まれる正弦パターンは、数１式で定義されるｂｉである。図７の余弦パターンと同様に、図８におけるパターン長Ｎの正弦パターンは、ｎビットごとに（ｎ個の数値）ｍ個のブロックに分割されている。ｎとｍは共に自然数でありｎ×ｍ＝Ｎである。
【００８８】
繰り返し列β１に含まれる正弦パターンＢ１は、第１ブロックを先頭として、第１ブロックから昇順に第ｍブロックまでのｍ個のブロックに分割される。その正弦パターンＢ１をＬ回（Ｌは自然数）だけ繰り返した列が、繰り返し列β１である。なお、図７の余弦パターンＡ１と図８の正弦パターンＢ１の組み合わせに基づいて、先に説明した位相シフト処理が行われる。
【００８９】
繰り返し列β２に含まれる正弦パターンＢ２は、第２ブロックを先頭として、第２ブロックから昇順に第ｍブロックまでを配置した後に第１ブロックを配置したｍ個のブロックからなるパターンである。つまり、正弦パターンＢ２は、正弦パターンＢ１の先頭にある第１ブロックを最後尾にシフトさせたパターンである。その正弦パターンＢ２をＬ回だけ繰り返した列が、繰り返し列β２である。
【００９０】
さらに、正弦パターンＢ２の先頭ブロックを最後尾にシフトさせて正弦パターンＢ３が形成され、その正弦パターンＢ３をＬ回だけ繰り返した繰り返し列β３が形成される。こうして、段階的に正弦パターンの先頭ブロックを最後尾にシフトさせつつ、段階的に繰り返し列β４，β５，・・・が次々に形成され、最終的に繰り返し列βｍが得られる。
【００９１】
繰り返し列βｍに含まれる正弦パターンＢｍは、第ｍブロックを先頭としそれに続いて第１ブロックから昇順に第（ｍ−１）ブロックまでを配置したｍ個のブロックからなるパターンである。その正弦パターンＢｍをＬ回だけ繰り返した列が繰り返し列βｍである。
【００９２】
図９は、巡回的な位相パターンを説明するための図である。図１の余弦パターン処理部２２Ａは、図９（Ａ）に示す巡回余弦パターンに従って余弦波の振幅を変化させる。図９（Ａ）の巡回余弦パターンは、図７の繰り返し列α１，α２，・・・，αｍを直列的に接続したパターンであり、繰り返し列αｍに続いて繰り返し列α１以降の列がさらに接続される。
【００９３】
一方、図１の正弦パターン処理部２２Ｂは、図９（Ｂ）に示す巡回正弦パターンに従って正弦波の振幅を変化させる。図９（Ｂ）の巡回正弦パターンは図８の繰り返し列β１，β２，・・・，βｍを直列的に接続したパターンであり、繰り返し列βｍに続いて繰り返し列β１以降の列がさらに接続される。
【００９４】
そして、図９（Ａ）の巡回余弦パターンと図９（Ｂ）の巡回正弦パターンを利用して数２式に基づいて連続波の送信信号が形成される。図９（Ｐ）は、その送信信号の位相パターンを示している。
【００９５】
図９（Ｐ）に示す巡回位相パターンは、位相パターンＰ１，Ｐ２，Ｐ３，・・・，Ｐｍで構成される。位相パターンＰ１は、余弦パターンの繰り返し列α１と正弦パターンの繰り返し列β１に対応した位相パターンであり、位相パターンＰ２は、余弦パターンの繰り返し列α２と正弦パターンの繰り返し列β２に対応した位相パターンである。また、位相パターンＰｍは、余弦パターンの繰り返し列αｍと正弦パターンの繰り返し列βｍに対応した位相パターンである。このように、余弦パターンと正弦パターンの繰り返し列に応じた位相パターンが次々に得られる。
【００９６】
そして、図９（Ｐ）に示す巡回位相パターンを備えた連続波の送信信号に基づいて超音波が送受され、この送信信号に対応した受信信号が得られる。
【００９７】
図１０は、巡回位相パターンの送信信号を利用して得られる受信信号の処理を説明するための図である。図１０には、図９（Ｐ）に示す巡回位相パターンの送信信号を利用した場合に得られる復調信号が示されている。例えば、図１０の信号列Ｙ１は、図９（Ｐ）の位相パターンＰ１に対応した時間帯の復調信号であり、図１０の信号列Ｙ２は、図９（Ｐ）の位相パターンＰ２に対応した時間帯の復調信号である。図９（Ｐ）に示す巡回位相パターンの送信信号を利用することにより、図１０の最下段に示すように、信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが次々に得られる。
【００９８】
なお、ミキサ３２（図１）から、同相信号成分（Ｉ信号成分）に対応した信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが次々に得られ、ミキサ３４（図１）から、直交信号成分（Ｑ信号成分）に対応した信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが次々に得られる。
【００９９】
各信号列に含まれるＳＵＭ１，ＳＵＭ２，・・・，ＳＵＭｍは、ｎビット長ごとに部分的に加算処理された復調信号を示している。例えば、ＳＵＭ１は、ｎビット長の第１ブロック（図７，８参照）に対応した部分的な復調信号の加算結果であり、ＳＵＭ２は、ｎビット長の第２ブロック（図７，８参照）に対応した部分的な復調信号の加算結果である。このように、各ブロックごとに復調信号が加算処理される。この加算処理は、例えば加算部４６，４８において実行される。パターン長Ｎの余弦パターンと正弦パターンは、各々がｍ個のブロックで構成されるため（図７，８参照）、パターン長Ｎの期間内にｍ個の加算結果（ＳＵＭ）が得られる。
【０１００】
信号列Ｙ１は、余弦パターンＡ１（図７）と正弦パターンＢ１（図８）から得られる位相パターンＰ１（図９）に対応している。そのため、信号列Ｙ１は、パターン長Ｎの期間内において、ＳＵＭ１を先頭としてＳＵＭ１から昇順にＳＵＭｍまでのｍ個の加算結果で構成され、これがパターン長Ｎごとに繰り返される。
【０１０１】
信号列Ｙ２は、余弦パターンＡ２と正弦パターンＢ２から得られる位相パターンＰ２に対応している。そのため、信号列Ｙ２は、パターン長Ｎの期間内において、ＳＵＭ２を先頭としてＳＵＭ２から昇順にＳＵＭｍまでの加算結果の後にＳＵＭ１を加えたｍ個の加算結果で構成され、これがパターン長Ｎごとに繰り返される。
【０１０２】
余弦パターンと正弦パターンの先頭ブロックが段階的にシフトされるため（図７，８参照）、各信号列を構成するパターン長Ｎの先頭の加算結果（ＳＵＭ）も、信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍの順に段階的にシフトされる。
【０１０３】
信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍは、ＦＦＴ処理部５０（図１）において、各信号列ごとにＦＦＴ演算される。その結果、各信号列ごとに復調信号が周波数スペクトラムに変換される。さらに、複数の信号列から得られる複数の周波数スペクトラムがＦＦＴ処理部５０において加算処理される。
【０１０４】
複数の信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍに対応した複数の周波数スペクトラムを加算することは、これら複数の信号列に含まれる同時刻（互いに対応する時刻）における信号同士を加算することに相当する。つまり、図１０に矢印で示す繰り返し方向に沿って並んだ複数の加算結果（ＳＵＭ）がさらに加算されることに相当する。これにより、例えばパターン長Ｎの期間の先頭に位置する信号列Ｙ１のＳＵＭ１、信号列Ｙ２のＳＵＭ２、信号列Ｙ３のＳＵＭ３、・・・、信号列ＹｍのＳＵＭｍが加算される。
【０１０５】
つまり、位相パターンの１周期に亘って得られるＳＵＭ１からＳＵＭｍまでの部分的な復調信号が全て加算処理されることに等しい。なお、パターン長Ｎの期間の先頭以外においても、矢印で示す繰り返し方向に沿って並んだ複数の加算結果（ＳＵＭ）が加算され、ＳＵＭ１からＳＵＭｍまでの部分的な復調信号が全て加算処理されることに等しい。これにより、先に詳述したとおり、図６（Ｂ）に示すクラッタ信号が低減され、望ましくは完全に除去される。
【０１０６】
なお、最初の時相の信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが得られると、それに引き続いて次の時相の信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが次々に得られる。そのため、次の時相の信号列Ｙ１が得られたタイミングで、その信号列Ｙ１と最初の時相の信号列Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍとを利用し、周波数スペクトラムの加算処理を実行してもよい。これにより、次の時相の信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍの各々が得られるタイミングで、周波数スペクトラムの加算結果を得ることができる。
【０１０７】
また、図１０を利用して説明した処理では、各信号列ごとに復調信号が周波数スペクトラムに変換される。その変換において、ｎビット長ごとに得られる加算結果（ＳＵＭ）が利用される。つまりｎビット長間隔のデータに基づいて周波数スペクトラムが得られる。１ビットの時間長をＴｂとすると、ｎビットの時間長はｎＴｂであり、この時間間隔で得られるデータのサンプリング周波数はｆｓ＝１／ｎＴｂとなる。周波数の折り返しを伴わずに測定可能な最大ドプラ周波数はサンプリング周波数ｆｓの１／２である。そのため、測定可能な最大ドプラ周波数は、１ブロックを構成するビット数「ｎ」により決定されることとなる。
【０１０８】
また、ＦＦＴ処理部５０（図１）におけるＦＦＴ演算後の周波数分解能Δｆは、ＦＦＴ演算前の処理対象データの時間長Ｔに依存する。つまり、Δｆ＝１／Ｔの関係がある。図１０に示した処理では、各信号列が処理対象データであり、その時間長はＴ＝ＮＴｂ×Ｌである。つまりＬ＝Ｔ／ＮＴｂ＝１／（Δｆ・ＮＴｂ）となる。そのため、例えば、周波数分解能Δｆを５０Ｈｚとし、パターン長Ｎの繰り返し周波数ｆｐ（＝１／ＮＴｂ）を５ｋＨｚとするとＬ＝１００となる。つまり、図７，８における同一パターンの繰り返し数であるＬを１００に設定すればよいことになる。
【０１０９】
また、パターン長Ｎの繰り返し周波数ｆｐを５ｋＨｚとすると、その逆数である繰り返し周期Ｔｐは２００μｓ（マイクロ秒）となる。そこで、診断可能な最大の深さである診断距離ｄを次式のように設定する。なお、次式においてｃは生体内の平均音速である。
【０１１０】
【数２０】
【０１１１】
距離分解能Δｄを診断距離ｄの１／１５３とすると、Δｄは１ｍｍ（ミリメートル）となり、この距離分解能Δｄを時間長τに換算すると次式のようになる。
【０１１２】
【数２１】
【０１１３】
距離分解能Δｄの時間長τは、パターン長Ｎのパターンを構成している各数値（各符号）の時間長つまりビット長に相当する。時間長τの符号が繰り返し周期Ｔｐのパターンを構成する場合、そのパターンに含まれる符号数は次式により１５３個となる。
【０１１４】
【数２２】
【０１１５】
つまり、上記の例におけるパターン長Ｎは１５３個となる。そこで、パターン長Ｎが偶数であるという条件を適用すると、パターン長Ｎが例えば１５２又は１５４に設定される。なお、パターンの繰り返し周波数ｆｐが５ｋＨｚでありブロック数ｍが２に設定されると、各ブロックに対応した加算結果（ＳＵＭ）の周期、つまりサンプリング周波数ｆｓが１０ｋＨｚとなる。この場合に、測定可能な最大ドプラ周波数は、サンプリング周波数ｆｓの１／２であるため、５ｋＨｚとなる。
【０１１６】
周波数分解能ΔｆとＦＦＴ演算前の処理対象データの時間長Ｔ（＝ＮＴｂ×Ｌ）との間には、Δｆ＝１／Ｔの関係がある。そのため、周波数分解能Δｆを例えば５０Ｈｚとすると、処理対象データの時間長Ｔは２０ｍｓ（ミリ秒）となる。例えば、図１０における各信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍの長さＴ（＝ＮＴｂ×Ｌ）が２０ｍｓとなる。そして、ブロック数ｍが例えば２の場合には、図１０において、二つの信号列Ｙ１，Ｙ２に基づいて加算処理が実現できる。つまり、この例の場合には、２０ｍｓ×２＝４０ｍｓの信号取得時間があれば、クラッタ信号を低減または除去しつつドプラ信号を得ることが可能になる。
【０１１７】
上述した例では、パターン繰り返し周波数ｆｐを５ｋＨｚ、距離分解能Δｄを１ｍｍ、最大ドプラ周波数ｆｄを５ｋＨｚ、周波数分解能Δｆを５０Ｈｚに設定している。但し、これはあくまでも設定の一例であり、最大ドプラ周波数ｆｄを２ｋＨｚ，１０ｋＨｚなどに設定してもよい。また、最大ドプラ周波数ｆｄを５ｋＨｚに固定し、周波数分解能Δｆを１００Ｈｚ，５０Ｈｚ，２０Ｈｚ，１０Ｈｚなどに設定してもよい。
【０１１８】
以上、図７から図１０を利用して、巡回的な送信処理によるクラッタ信号の低減について説明した。次に、巡回的な受信処理によるクラッタ信号の低減について説明する。
【０１１９】
＜巡回的な受信処理について＞
巡回的な受信処理では、送信時において、余弦パターンや正弦パターンを巡回させない。例えば、図７に示す繰り返し列α１のみで構成された余弦パターンと、図８に示す繰り返し列β１のみで構成された正弦パターンに基づいて得られる、図９に示す位相パターンＰ１のみを繰り返す連続波の送信信号が利用される。
【０１２０】
図１１は、巡回的な受信処理を説明するための図である。図１１には、位相パターンを巡回させない送信信号を利用した場合に得られる復調信号が示されている。図１１の信号列Ｙは、例えば、位相パターンＰ１（図９参照）のみを繰り返す送信信号に対応した復調信号である。なお、ミキサ３２（図１）から、同相信号成分（Ｉ信号成分）に対応した信号列Ｙが得られ、ミキサ３４（図１）から、直交信号成分（Ｑ信号成分）に対応した信号列Ｙが得られる。
【０１２１】
信号列Ｙに含まれるＳ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・，Ｓｍの各々は、ＳＵＭ１，ＳＵＭ２，・・・，ＳＵＭｍに対応しており、ｎビット長ごとに部分的に加算処理された復調信号を示している。この加算処理は、例えば加算部４６，４８（図１）において実行される。パターン長Ｎの余弦パターンと正弦パターンの各々がｍ個のブロックで構成される場合にはパターン長Ｎごとにｍ個の加算結果Ｓが得られる。信号列Ｙは、例えばシフトレジスタなどに一時的に記憶される。シフトレジスタは、例えば、ｍ×（ｍ＋１）段以上の長さである。つまり、ｍ×（ｍ＋１）個以上の加算結果Ｓがシフトレジスタに記憶される。
【０１２２】
なお、信号列Ｙの取得開始からｍ×ｎ×（ｍ＋１）×Ｔｂ時間後には、一時的に必要とされる信号列Ｙがシフトレジスタ内に全て揃うため、その後は、一つの加算結果Ｓが得られるごとに、つまりｎ×Ｔｂ時間ごとに、シフトレジスタの内容を１段ずつずらして順次更新するようにしてもよい。
【０１２３】
シフトレジスタに一時的に記憶された信号列Ｙは、（ｍ＋１）個の加算結果Ｓごとに区切られて、二次元的な記憶構造を備えたメモリに記憶される。なお、１次元的な記憶構造を備えた複数のメモリを並列的に配列して二次元的な記憶構造を実現してもよい。
【０１２４】
図１１に示すメモリは、各段がＡ１からＡｍ＋１のアドレスを備え、Ｄ１からＤｍまでのｍ段で構成されている。そして、例えば、シフトレジスタに記憶された信号列Ｙの先頭のＳ１から順にＳｍまでのｍ個の加算結果Ｓと、次の繰り返し時相に対応したＳ１と、からなる（ｍ＋１）個の加算結果Ｓが、メモリの第１段目Ｄ１に記憶される。また、次の区切りであるＳ２，Ｓ３，・・・，Ｓｍ，Ｓ２からなる（ｍ＋１）個の加算結果Ｓが、メモリの第２段目Ｄ２に記憶される。こうして、次々に信号列Ｙが区切られて、信号列Ｙの取得が開始されてからｍ×ｎ×（ｍ＋１）×Ｔｂ時間後に、メモリの最終段である第ｍ段目Ｄｍまで加算結果Ｓが記憶される。
【０１２５】
メモリの第１段目Ｄ１から第ｍ段目Ｄｍまで加算結果Ｓが記憶されると、メモリの段方向に沿って、つまりＤ１からＤｍに向かって、加算結果Ｓがさらに加算処理される。例えば、Ｄ１からＤｍまでの各段の先頭アドレスＡ１に記憶されたＳ１からＳｍまでの加算結果Ｓが加算処理され、また、Ｄ１からＤｍまでの各段のアドレスＡ２に記憶されたＳ２からＳ１までの加算結果Ｓが加算処理される。こうして、各アドレスごとに、Ｓ１からＳｍまでの加算結果Ｓが加算処理され、ＦＦＴ処理部５０（図１）へ出力される。
【０１２６】
Ｓ１からＳｍまでの加算結果Ｓを全て加算する処理は、位相パターンの１周期に亘って得られるＳＵＭ１からＳＵＭｍまでの部分的な復調信号を全て加算することに相当する。そのため、クラッタ信号が低減され、望ましくは完全に除去されることは、先に説明したとおりである。
【０１２７】
なお、各アドレスごとに得られる加算処理後の復調信号は、例えば、アドレスＡ１，Ａ２，・・・の順にｎ×Ｔｂ時間ごとにＦＦＴ処理部５０へ出力される。これにより、ＦＦＴ処理部５０において、ｎ×Ｔｂ時間ごとに得られるデータに基づいてＦＦＴ演算が実行される。つまり、サンプリング周波数が比較的高いため、例えば、ドプラ信号のリアルタイム表示などが実現できる。
【０１２８】
また、メモリに記憶された内容が各アドレスごとに加算されて全ての内容がＦＦＴ処理部５０へ出力された後に、メモリの内容も更新される。一時的に必要とされる信号列Ｙがｍ×ｎ×（ｍ＋１）×Ｔｂ時間の間隔で揃うため、例えば、この間隔ごとにメモリの内容が更新される。
【０１２９】
また、シフトレジスタ内に、ｍ×（ｍ＋１）個の全ての加算結果Ｓが記憶される前に、例えば（ｍ＋１）個の加算結果Ｓが揃うごとに、（ｍ＋１）個の加算結果Ｓをメモリに記憶させるようにしてもよい。これにより、シフトレジスタの段数を比較的小さくすることが可能になる。
【０１３０】
また、ｎ×Ｔｂ時間ごとにシフトレジスタの内容を１段ずつずらして順次更新する構成とし、シフトレジスタ内にＳ１，Ｓ２，・・・，Ｓｍのｍ個の加算結果Ｓが記憶された段階でこれらｍ個の加算結果Ｓを加算処理し、ｎ×Ｔｂ時間後にシフトレジスタ内にＳ２，Ｓ３，・・・，Ｓｍ，Ｓ１のｍ個の加算結果Ｓが記憶された段階でこれらｍ個の加算結果Ｓを加算処理する構成としてもよい。これにより、Ｓ１からＳｍまでの全ての加算処理結果をｎ×Ｔｂ時間ごとに得ることができる。
【０１３１】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【符号の説明】
【０１３２】
２２Ａ 余弦パターン処理部、２２Ｂ 正弦パターン処理部、２４ 合成処理部、２５ 遅延回路、３０ 受信ミキサ、４６，４８ 加算部、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、選択性を向上させる新しい連続波を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。
【０００９】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、２列の数値パターンを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１０】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンを前記２列の数値パターンとする連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記正弦パターンに従って振幅を変化させる正弦波と、前記余弦パターンに従って振幅を変化させる余弦波と、を合成することにより、前記連続波の送信信号を形成する、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記正弦パターンは、互いに異なるＮ個（Ｎは自然数で偶数）の位相値に対応したＮ個の正弦関数値で構成され、前記余弦パターンは、当該Ｎ個の位相値に対応したＮ個の余弦関数値で構成され、前記連続波の送信信号は、当該Ｎ個の位相値に対応したパターン長Ｎの位相パターンを備える、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、パターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力し、前記受信信号処理部は、パターン長Ｎをｎ個（ｎは自然数）ごとにｍブロック（ｍは自然数）に分割し、各ブロックごとの部分的な復調信号を得てから、ｍブロックに亘る部分的な復調信号を加算して前記目標位置に対応した復調信号を得る、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、一定期間ごとに１ブロックずつシフトさせつつ、ｍブロックからなるパターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明により、選択性を向上させる新しい連続波が提供される。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。
【図３】余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。
【図４】参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。
【図５】乗算器出力の具体例を示す図である。
【図６】位相シフト連続波を利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。
【図７】余弦パターンの巡回を説明するための図である。
【図８】正弦パターンの巡回を説明するための図である。
【図９】巡回的な位相パターンを説明するための図である。
【図１０】巡回位相パターンの送信信号を利用して得られる受信信号の処理を説明するための図である。
【図１１】巡回的な受信処理を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００１８】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、合成処理部２４から連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして超音波の送信ビームが形成され、二次元平面内で又は三次元空間内で送信ビームが走査される。
【００１９】
送信ビームフォーマ１４に供給される連続波の送信信号は、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される。
【００２０】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して、正弦パターンに基づいた処理を施す。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して余弦パターンに基づいた処理を施す。
【００２１】
そして、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。
【００２２】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして二次元平面内で又は三次元空間内で走査される送信ビームに対応した受信ビームが形成され、受信ビームに沿って受信ＲＦ信号が収集される。
【００２３】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２４】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、合成処理部２４から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、合成処理部２４から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。
【００２５】
π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２６】
加算部４６，４８は、ＬＰＦ３６，３８から得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、位相シフト連続波の位相パターンに関する加算処理が実行され、参照信号の位相パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後にさらに詳述する。
【００２７】
ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、加算部４６，４８から得られる復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５０から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００２８】
ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００２９】
表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３０】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、位相シフト連続波に対応した超音波を送受して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで図１の超音波診断装置における位相シフト処理と、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００３１】
＜位相シフト処理について＞
図１の超音波診断装置では、互いに相補的な関係にある２列の数値パターンを用いて位相シフト処理が行われる。つまり、正弦パターン処理部２２Ｂにおいて正弦パターンが利用され、余弦パターン処理部２２Ａにおいて余弦パターンが利用される。
【００３２】
２列の数値パターンである正弦パターンと余弦パターンは次式により定義される。次式において、ａｉが余弦パターンであり余弦関数から得られる。一方、ｂｉが正弦パターンであり正弦関数から得られる。また、Ｎはパターン長を示す自然数であり、ｉはパターンを構成している各数値（各符号）の番号である。ちなみに、Ｎは任意の自然数かつ偶数であり２の累乗に限定されない。
【００３３】
【数１】
【００３４】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（正弦波）の振幅を正弦パターンに従って変化させる。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、π／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（余弦波）の振幅を余弦パターンに従って変化させる。そして、正弦パターン処理部２２Ｂから出力される連続波と、余弦パターン処理部２２Ａから出力される連続波が合成処理部２４において合成され、次式に示す連続波の送信信号が形成される。
【００３５】
【数２】
【００３６】
送信信号に対応した受信信号は、その送信信号が送信された時刻から、次式に示す遅延時間τだけ遅れて受信系に到達する。なお、次式において、Ｔｂは数値パターンの１ビット（各数値）の時間長つまりビット長であり、ｌ（エル）は任意の自然数である。そしてξは１／２ビット長以下の時間である。
【００３７】
【数３】
【００３８】
図１の超音波診断装置では、送信信号を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。送信信号を基準とした受信信号の遅延時間をτ、遅延回路２５における遅延量（時間シフト量）をｋＴｂとすると、受信ミキサ３０において乗算される受信信号（数４式）と参照信号（数５式）は、それぞれ次のように表現される。
【００３９】
【数４】
【００４０】
【数５】
【００４１】
そして、受信ミキサ３０において、次式に示すように受信信号と参照信号が乗算され、乗算結果としてベースバンド成分が得られる。
【００４２】
【数６】
【００４３】
受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）のうち、第１項は、互いに同じ数値パターンであるａｉ同士およびｂｉ同士の積に関する相関電力であり、第２項は、互いに異なる数値パターンであるａｉとｂｉの積に関する相互干渉電力である。目標位置の選択性を高めるためには、第１項に示される相関はシャープであることが必要とされ、第２項に示される相互干渉は小さいことが望ましい。なお、数６式の最終行において、ω０ｔが受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により除去されている。
【００４４】
ここで、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項である余弦波の位相について検討する。この余弦波の位相は、数３式に示した遅延時間τを用いると、次式のように表現できる。
【００４５】
【数７】
【００４６】
数７式に示す余弦波の位相にはξが含まれており、１／２ビット長以下の時間であるξに応じて余弦波の位相が変化する。この位相の変化は、目標位置の選択性（相関性）に重要な影響を及ぼす要因ではないため、以下においては位相の表現からξを省略して目標位置の選択性について説明する。
【００４７】
まず、相関電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項に含まれる相関値は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
【００４８】
【数８】
【００４９】
数８式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。実際に目標位置から得られる受信信号には、Ｎ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれており、また、参照信号にもＮ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれている。受信ミキサ３０において次々に得られる数８式の乗算結果は、ＬＰＦ３６，３８を経て加算部４６，４８に出力される。そして、加算部４６，４８において、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は数９式のように表現できる。さらに、数１０式に示す公式を利用すると、数９式は数１１式のように簡潔に表現できる。
【００５０】
【数９】
【００５１】
【数１０】
【００５２】
【数１１】
【００５３】
数１１式におけるδｋｌは、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。また、ｋとｌが互いに等しい場合にｃｏｓθｋｌが１となるため、数１１式はさらに簡潔に次式のように変換される。
【００５４】
【数１２】
【００５５】
数１２式は、ｋで特定される目標位置に対応した参照信号と、ｌ（エル）で特定される深さからの受信信号と、を乗算して得られる自己相関値を示しており、ｋとｌが互いに等しい場合にＮとなり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。つまり、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみがＮとなる。
【００５６】
次に、相互干渉電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第２項に含まれる相互干渉は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
【００５７】
【数１３】
【００５８】
数１３式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。受信ミキサ３０において次々に得られる数１３式の乗算結果は、ＬＰＦ３６，３８を経て加算部４６，４８に出力され、加算部４６，４８において、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は次式のように表現できる。
【００５９】
【数１４】
【００６０】
数１４式の第２項は、数１０式により０となる。数１４式の第１項におけるΣの項は、数１０式に示すとおりであり、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。一方、数１４式の第１項のｓｉｎθｋｌは、ｋとｌが互いに等しい場合に０となる。つまり、次式に示すとおり、相互干渉電力については、ｋとｌが互いに等しい場合でもｋとｌが互いに異なる場合でも常に０となる。
【００６１】
【数１５】
【００６２】
以上の解析から、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算することにより、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。
【００６３】
次に、正弦パターンと余弦パターンの具体例について説明する。パターン長を８（Ｎ＝８）とすると、数１式から、余弦パターンＡ（数１６式）と正弦パターンＢ（数１７式）が得られる。
【００６４】
【数１６】
【００６５】
【数１７】
【００６６】
余弦パターンＡと正弦パターンＢを構成する各数値（各符号）は、単純な２値符号とは異なり、−１と＋１との間で離散的な値をとる。また、余弦パターンＡと正弦パターンＢを利用して形成される送信信号（数２式）の振幅は次式のように算出されるため、常に１となり、送信信号の振幅が時間的に変動しないことがわかる。
【００６７】
【数１８】
【００６８】
余弦パターンＡと正弦パターンＢを数２式に適用して得られる送信信号は次式のようになる。
【００６９】
【数１９】
【００７０】
図２は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。つまり、図２に示す送信信号は、数１９式で表現される信号である。また、図３は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。図２と図３に示す送信信号は、余弦パターンＡと正弦パターンＢを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させ、その位相パターンを繰り返すことにより得られる連続波（位相シフト連続波）となっている。
【００７１】
＜位置選択性について＞
図４は、参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。図４には、数１９式の送信信号を利用した場合に、ある深さから得られる受信信号の位相（受信波の位相）が示されている。また、図４には、数１９式の送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相（参照波の位相φ０〜φ７）も示されている。そして、受信信号と各参照信号を乗算して得られる出力と、１パターン（パターン長８）に亘る出力の合計も図示されている。図４に示すように、参照波の位相がφ０の場合に、受信波の位相と参照波の位相が互いに一致して合計が８となり、参照波の位相がφ０以外では合計が０となる。
【００７２】
図５は、乗算器出力の具体例を示す図である。図５には、数１９式の送信信号を利用した場合に、距離軸方向のφ０からφ８までの各深さにおいて、時間軸方向の１ビット長ごとに得られる乗算器出力（受信ミキサ３０の出力）が示されている。また、位相パターンの１周期（８ビット長）に亘って得られる乗算器出力の加算値も図示されている。図５に示す深さφ０からφ７の各々は、図４に示す参照波の位相φ０からφ７に対応した深さである。また、図５に示す深さφ８は、位相パターンを繰り返した際に、１周期後の参照波の位相φ０に対応する深さである。
【００７３】
図５に示す深さφ０と深さφ８では、位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って、参照信号と受信信号との間で位相が全て一致するため（図４参照）、「１」に相当する乗算器出力が連続的に得られる。これに対し、深さφ１からφ７では、参照信号と受信信号との間で位相がずれているため（図４参照）、乗算器出力がランダムに変化している。なお、深さφ１からφ７においてランダムに変化する乗算器出力を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる（図４参照）。
【００７４】
そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を平均化することにより、目標位置である深さφ０と深さφ８において平均値が極大となり、複数の深さにおける平均値が混在する平均化された復調信号の中で、目標位置に対応した復調信号が支配的となり目標位置に対応した復調信号が選択的に抽出される。乗算器出力を平均化する場合には、例えば、加算部４６，４８に代えてローパスフィルタを利用すればよい。
【００７５】
図５に示すように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ１からφ７の受信信号に関する乗算器出力は、加算または平均化することによりゼロになるものの、１ビット長ごとにランダムに変動している。この変動のために、位相パターンを繰り返す位相シフト連続波を利用して得られる乗算器出力の周波数スペクトラムには、位相パターンの１周期（ＮＴｂ）の逆数ｆｐの整数倍に対応した線スペクトラムが現れる。
【００７６】
図６は、位相シフト連続波（位相変調された連続波）を利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。図６（Ａ）は、受信信号の周波数スペクトラムを示している。受信信号は、生体内における減衰を無視すると送信信号と同じ波形となる。送信信号は、位相シフト連続波であり、したがって、受信信号の周波数スペクトラムも、位相シフト連続波の周波数スペクトラムとなる。周波数ｆ０は、ＲＦ信号の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、位相パターンの繰り返し周波数ｆｐである。また周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ０からヌル点までの周波数間隔は、１ビットの時間間隔Ｔｂの逆数となる。
【００７７】
図６（Ｂ）は、受信ミキサ３０における乗算により得られるベースバンド信号の周波数スペクトラムを示している。図６（Ｂ）に示す周波数スペクトラムには、直流付近の信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ０の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、これらの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ３６，３８において、周波数ｆ０の２倍の高調波成分が遮断されて直流付近の信号成分のみが抽出される。つまり、図６（Ｂ）に示す周波数スペクトラムの周波数０の近傍の信号が抽出される。
【００７８】
直流信号成分には、ドプラ信号の他に、固定組織からの反射波に起因するクラッタ信号が含まれている。特に、体表や骨からの反射波は、ドプラ信号よりも数１０ｄＢも大きい場合があり、ドプラ信号を測定する際の妨害となる。クラッタ信号は、図６（Ｂ）に示すように、位相パターンの繰り返し周波数ｆｐとその高調波成分を含んでおり、ドプラ信号に重畳される。
【００７９】
クラッタ信号は、目標位置を対象とした選択的な復調処理を施した場合においても、受信ミキサ３０から出力されるベースバンド信号内に現れる。選択的な復調処理は、測定対象となる例えば血流などからの受信信号の位相パターンと参照信号の位相パターンとを互いに一致させる処理である。測定対象とは異なる位置に存在する組織などについては、位相パターンに関する一致は成立していない。したがって、図５に示したように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ１からφ７に組織がある場合に、乗算器出力が１ビット長ごとにランダムに変動し、図６（Ｂ）に示すようにクラッタ信号が発生する。
【００８０】
図５を利用して説明したように、深さφ１からφ７においてランダムに変化する乗算器出力を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる。そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を加算または平均化することにより、図６（Ｂ）に示すクラッタ信号を低減または除去することができる。そこで、図１の超音波診断装置では、以下に説明する巡回的な送信処理を実行して、クラッタ信号を低減または除去している。
【００８１】
＜巡回的な送信処理について＞
巡回的な送信処理には、余弦パターンを巡回して得られる巡回余弦パターンと、正弦パターンを巡回して得られる巡回正弦パターンが利用される。
【００８２】
図７は、余弦パターンの巡回を説明するための図である。図７には、余弦パターンに関する繰り返し列α１，α２，・・・，αｍが示されている。各繰り返し列に含まれる余弦パターンは、数１式で定義されるａｉであり、図７においてパターン長Ｎの余弦パターンは、ｎビットごとにつまりｎ個の数値（符号）ごとにｍ個のブロックに分割されている。ｎとｍは共に自然数でありｎ×ｍ＝Ｎである。
【００８３】
繰り返し列α１に含まれる余弦パターンＡ１は、第１ブロックを先頭として、第１ブロックから昇順に第ｍブロックまでのｍ個のブロックに分割される。その余弦パターンＡ１をＬ回（Ｌは自然数）だけ繰り返した列が、繰り返し列α１である。
【００８４】
繰り返し列α２に含まれる余弦パターンＡ２は、第２ブロックを先頭として、第２ブロックから昇順に第ｍブロックまでを配置した後に第１ブロックを配置したｍ個のブロックからなるパターンである。つまり、余弦パターンＡ２は、余弦パターンＡ１の先頭にある第１ブロックを最後尾にシフトさせたパターンである。その余弦パターンＡ２をＬ回だけ繰り返した列が、繰り返し列α２である。
【００８５】
さらに、余弦パターンＡ２の先頭ブロックを最後尾にシフトさせて余弦パターンＡ３が形成され、その余弦パターンＡ３をＬ回だけ繰り返した繰り返し列α３が形成される。こうして、段階的に余弦パターンの先頭ブロックを最後尾にシフトさせつつ、段階的に繰り返し列α４，α５，・・・が次々に形成され、最終的に繰り返し列αｍが得られる。
【００８６】
繰り返し列αｍに含まれる余弦パターンＡｍは、第ｍブロックを先頭としそれに続いて第１ブロックから昇順に第（ｍ−１）ブロックまでを配置したｍ個のブロックからなるパターンである。その余弦パターンＡｍをＬ回だけ繰り返した列が繰り返し列αｍである。
【００８７】
図８は、正弦パターンの巡回を説明するための図である。図８には、正弦パターンに関する繰り返し列β１，β２，・・・，βｍが示されている。各繰り返し列に含まれる正弦パターンは、数１式で定義されるｂｉである。図７の余弦パターンと同様に、図８におけるパターン長Ｎの正弦パターンは、ｎビットごとに（ｎ個の数値）ｍ個のブロックに分割されている。ｎとｍは共に自然数でありｎ×ｍ＝Ｎである。
【００８８】
繰り返し列β１に含まれる正弦パターンＢ１は、第１ブロックを先頭として、第１ブロックから昇順に第ｍブロックまでのｍ個のブロックに分割される。その正弦パターンＢ１をＬ回（Ｌは自然数）だけ繰り返した列が、繰り返し列β１である。なお、図７の余弦パターンＡ１と図８の正弦パターンＢ１の組み合わせに基づいて、先に説明した位相シフト処理が行われる。
【００８９】
繰り返し列β２に含まれる正弦パターンＢ２は、第２ブロックを先頭として、第２ブロックから昇順に第ｍブロックまでを配置した後に第１ブロックを配置したｍ個のブロックからなるパターンである。つまり、正弦パターンＢ２は、正弦パターンＢ１の先頭にある第１ブロックを最後尾にシフトさせたパターンである。その正弦パターンＢ２をＬ回だけ繰り返した列が、繰り返し列β２である。
【００９０】
さらに、正弦パターンＢ２の先頭ブロックを最後尾にシフトさせて正弦パターンＢ３が形成され、その正弦パターンＢ３をＬ回だけ繰り返した繰り返し列β３が形成される。こうして、段階的に正弦パターンの先頭ブロックを最後尾にシフトさせつつ、段階的に繰り返し列β４，β５，・・・が次々に形成され、最終的に繰り返し列βｍが得られる。
【００９１】
繰り返し列βｍに含まれる正弦パターンＢｍは、第ｍブロックを先頭としそれに続いて第１ブロックから昇順に第（ｍ−１）ブロックまでを配置したｍ個のブロックからなるパターンである。その正弦パターンＢｍをＬ回だけ繰り返した列が繰り返し列βｍである。
【００９２】
図９は、巡回的な位相パターンを説明するための図である。図１の余弦パターン処理部２２Ａは、図９（Ａ）に示す巡回余弦パターンに従って余弦波の振幅を変化させる。図９（Ａ）の巡回余弦パターンは、図７の繰り返し列α１，α２，・・・，αｍを直列的に接続したパターンであり、繰り返し列αｍに続いて繰り返し列α１以降の列がさらに接続される。
【００９３】
一方、図１の正弦パターン処理部２２Ｂは、図９（Ｂ）に示す巡回正弦パターンに従って正弦波の振幅を変化させる。図９（Ｂ）の巡回正弦パターンは図８の繰り返し列β１，β２，・・・，βｍを直列的に接続したパターンであり、繰り返し列βｍに続いて繰り返し列β１以降の列がさらに接続される。
【００９４】
そして、図９（Ａ）の巡回余弦パターンと図９（Ｂ）の巡回正弦パターンを利用して数２式に基づいて連続波の送信信号が形成される。図９（Ｐ）は、その送信信号の位相パターンを示している。
【００９５】
図９（Ｐ）に示す巡回位相パターンは、位相パターンＰ１，Ｐ２，Ｐ３，・・・，Ｐｍで構成される。位相パターンＰ１は、余弦パターンの繰り返し列α１と正弦パターンの繰り返し列β１に対応した位相パターンであり、位相パターンＰ２は、余弦パターンの繰り返し列α２と正弦パターンの繰り返し列β２に対応した位相パターンである。また、位相パターンＰｍは、余弦パターンの繰り返し列αｍと正弦パターンの繰り返し列βｍに対応した位相パターンである。このように、余弦パターンと正弦パターンの繰り返し列に応じた位相パターンが次々に得られる。
【００９６】
そして、図９（Ｐ）に示す巡回位相パターンを備えた連続波の送信信号に基づいて超音波が送受され、この送信信号に対応した受信信号が得られる。
【００９７】
図１０は、巡回位相パターンの送信信号を利用して得られる受信信号の処理を説明するための図である。図１０には、図９（Ｐ）に示す巡回位相パターンの送信信号を利用した場合に得られる復調信号が示されている。例えば、図１０の信号列Ｙ１は、図９（Ｐ）の位相パターンＰ１に対応した時間帯の復調信号であり、図１０の信号列Ｙ２は、図９（Ｐ）の位相パターンＰ２に対応した時間帯の復調信号である。図９（Ｐ）に示す巡回位相パターンの送信信号を利用することにより、図１０の最下段に示すように、信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが次々に得られる。
【００９８】
なお、ミキサ３２（図１）から、同相信号成分（Ｉ信号成分）に対応した信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが次々に得られ、ミキサ３４（図１）から、直交信号成分（Ｑ信号成分）に対応した信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが次々に得られる。
【００９９】
各信号列に含まれるＳＵＭ１，ＳＵＭ２，・・・，ＳＵＭｍは、ｎビット長ごとに部分的に加算処理された復調信号を示している。例えば、ＳＵＭ１は、ｎビット長の第１ブロック（図７，８参照）に対応した部分的な復調信号の加算結果であり、ＳＵＭ２は、ｎビット長の第２ブロック（図７，８参照）に対応した部分的な復調信号の加算結果である。このように、各ブロックごとに復調信号が加算処理される。この加算処理は、例えば加算部４６，４８において実行される。パターン長Ｎの余弦パターンと正弦パターンは、各々がｍ個のブロックで構成されるため（図７，８参照）、パターン長Ｎの期間内にｍ個の加算結果（ＳＵＭ）が得られる。
【０１００】
信号列Ｙ１は、余弦パターンＡ１（図７）と正弦パターンＢ１（図８）から得られる位相パターンＰ１（図９）に対応している。そのため、信号列Ｙ１は、パターン長Ｎの期間内において、ＳＵＭ１を先頭としてＳＵＭ１から昇順にＳＵＭｍまでのｍ個の加算結果で構成され、これがパターン長Ｎごとに繰り返される。
【０１０１】
信号列Ｙ２は、余弦パターンＡ２と正弦パターンＢ２から得られる位相パターンＰ２に対応している。そのため、信号列Ｙ２は、パターン長Ｎの期間内において、ＳＵＭ２を先頭としてＳＵＭ２から昇順にＳＵＭｍまでの加算結果の後にＳＵＭ１を加えたｍ個の加算結果で構成され、これがパターン長Ｎごとに繰り返される。
【０１０２】
余弦パターンと正弦パターンの先頭ブロックが段階的にシフトされるため（図７，８参照）、各信号列を構成するパターン長Ｎの先頭の加算結果（ＳＵＭ）も、信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍの順に段階的にシフトされる。
【０１０３】
信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍは、ＦＦＴ処理部５０（図１）において、各信号列ごとにＦＦＴ演算される。その結果、各信号列ごとに復調信号が周波数スペクトラムに変換される。さらに、複数の信号列から得られる複数の周波数スペクトラムがＦＦＴ処理部５０において加算処理される。
【０１０４】
複数の信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍに対応した複数の周波数スペクトラムを加算することは、これら複数の信号列に含まれる同時刻（互いに対応する時刻）における信号同士を加算することに相当する。つまり、図１０に矢印で示す繰り返し方向に沿って並んだ複数の加算結果（ＳＵＭ）がさらに加算されることに相当する。これにより、例えばパターン長Ｎの期間の先頭に位置する信号列Ｙ１のＳＵＭ１、信号列Ｙ２のＳＵＭ２、信号列Ｙ３のＳＵＭ３、・・・、信号列ＹｍのＳＵＭｍが加算される。
【０１０５】
つまり、位相パターンの１周期に亘って得られるＳＵＭ１からＳＵＭｍまでの部分的な復調信号が全て加算処理されることに等しい。なお、パターン長Ｎの期間の先頭以外においても、矢印で示す繰り返し方向に沿って並んだ複数の加算結果（ＳＵＭ）が加算され、ＳＵＭ１からＳＵＭｍまでの部分的な復調信号が全て加算処理されることに等しい。これにより、先に詳述したとおり、図６（Ｂ）に示すクラッタ信号が低減され、望ましくは完全に除去される。
【０１０６】
なお、最初の時相の信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが得られると、それに引き続いて次の時相の信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが次々に得られる。そのため、次の時相の信号列Ｙ１が得られたタイミングで、その信号列Ｙ１と最初の時相の信号列Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍとを利用し、周波数スペクトラムの加算処理を実行してもよい。これにより、次の時相の信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍの各々が得られるタイミングで、周波数スペクトラムの加算結果を得ることができる。
【０１０７】
また、図１０を利用して説明した処理では、各信号列ごとに復調信号が周波数スペクトラムに変換される。その変換において、ｎビット長ごとに得られる加算結果（ＳＵＭ）が利用される。つまりｎビット長間隔のデータに基づいて周波数スペクトラムが得られる。１ビットの時間長をＴｂとすると、ｎビットの時間長はｎＴｂであり、この時間間隔で得られるデータのサンプリング周波数はｆｓ＝１／ｎＴｂとなる。周波数の折り返しを伴わずに測定可能な最大ドプラ周波数はサンプリング周波数ｆｓの１／２である。そのため、測定可能な最大ドプラ周波数は、１ブロックを構成するビット数「ｎ」により決定されることとなる。
【０１０８】
また、ＦＦＴ処理部５０（図１）におけるＦＦＴ演算後の周波数分解能Δｆは、ＦＦＴ演算前の処理対象データの時間長Ｔに依存する。つまり、Δｆ＝１／Ｔの関係がある。図１０に示した処理では、各信号列が処理対象データであり、その時間長はＴ＝ＮＴｂ×Ｌである。つまりＬ＝Ｔ／ＮＴｂ＝１／（Δｆ・ＮＴｂ）となる。そのため、例えば、周波数分解能Δｆを５０Ｈｚとし、パターン長Ｎの繰り返し周波数ｆｐ（＝１／ＮＴｂ）を５ｋＨｚとするとＬ＝１００となる。つまり、図７，８における同一パターンの繰り返し数であるＬを１００に設定すればよいことになる。
【０１０９】
また、パターン長Ｎの繰り返し周波数ｆｐを５ｋＨｚとすると、その逆数である繰り返し周期Ｔｐは２００μｓ（マイクロ秒）となる。そこで、診断可能な最大の深さである診断距離ｄを次式のように設定する。なお、次式においてｃは生体内の平均音速である。
【０１１０】
【数２０】
【０１１１】
距離分解能Δｄを診断距離ｄの１／１５３とすると、Δｄは１ｍｍ（ミリメートル）となり、この距離分解能Δｄを時間長τに換算すると次式のようになる。
【０１１２】
【数２１】
【０１１３】
距離分解能Δｄの時間長τは、パターン長Ｎのパターンを構成している各数値（各符号）の時間長つまりビット長に相当する。時間長τの符号が繰り返し周期Ｔｐのパターンを構成する場合、そのパターンに含まれる符号数は次式により１５３個となる。
【０１１４】
【数２２】
【０１１５】
つまり、上記の例におけるパターン長Ｎは１５３個となる。そこで、パターン長Ｎが偶数であるという条件を適用すると、パターン長Ｎが例えば１５２又は１５４に設定される。なお、パターンの繰り返し周波数ｆｐが５ｋＨｚでありブロック数ｍが２に設定されると、各ブロックに対応した加算結果（ＳＵＭ）の周期、つまりサンプリング周波数ｆｓが１０ｋＨｚとなる。この場合に、測定可能な最大ドプラ周波数は、サンプリング周波数ｆｓの１／２であるため、５ｋＨｚとなる。
【０１１６】
周波数分解能ΔｆとＦＦＴ演算前の処理対象データの時間長Ｔ（＝ＮＴｂ×Ｌ）との間には、Δｆ＝１／Ｔの関係がある。そのため、周波数分解能Δｆを例えば５０Ｈｚとすると、処理対象データの時間長Ｔは２０ｍｓ（ミリ秒）となる。例えば、図１０における各信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍの長さＴ（＝ＮＴｂ×Ｌ）が２０ｍｓとなる。そして、ブロック数ｍが例えば２の場合には、図１０において、二つの信号列Ｙ１，Ｙ２に基づいて加算処理が実現できる。つまり、この例の場合には、２０ｍｓ×２＝４０ｍｓの信号取得時間があれば、クラッタ信号を低減または除去しつつドプラ信号を得ることが可能になる。
【０１１７】
上述した例では、パターン繰り返し周波数ｆｐを５ｋＨｚ、距離分解能Δｄを１ｍｍ、最大ドプラ周波数ｆｄを５ｋＨｚ、周波数分解能Δｆを５０Ｈｚに設定している。但し、これはあくまでも設定の一例であり、最大ドプラ周波数ｆｄを２ｋＨｚ，１０ｋＨｚなどに設定してもよい。また、最大ドプラ周波数ｆｄを５ｋＨｚに固定し、周波数分解能Δｆを１００Ｈｚ，５０Ｈｚ，２０Ｈｚ，１０Ｈｚなどに設定してもよい。
【０１１８】
以上、図７から図１０を利用して、巡回的な送信処理によるクラッタ信号の低減について説明した。次に、巡回的な受信処理によるクラッタ信号の低減について説明する。
【０１１９】
＜巡回的な受信処理について＞
巡回的な受信処理では、送信時において、余弦パターンや正弦パターンを巡回させない。例えば、図７に示す繰り返し列α１のみで構成された余弦パターンと、図８に示す繰り返し列β１のみで構成された正弦パターンに基づいて得られる、図９に示す位相パターンＰ１のみを繰り返す連続波の送信信号が利用される。
【０１２０】
図１１は、巡回的な受信処理を説明するための図である。図１１には、位相パターンを巡回させない送信信号を利用した場合に得られる復調信号が示されている。図１１の信号列Ｙは、例えば、位相パターンＰ１（図９参照）のみを繰り返す送信信号に対応した復調信号である。なお、ミキサ３２（図１）から、同相信号成分（Ｉ信号成分）に対応した信号列Ｙが得られ、ミキサ３４（図１）から、直交信号成分（Ｑ信号成分）に対応した信号列Ｙが得られる。
【０１２１】
信号列Ｙに含まれるＳ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・，Ｓｍの各々は、ＳＵＭ１，ＳＵＭ２，・・・，ＳＵＭｍに対応しており、ｎビット長ごとに部分的に加算処理された復調信号を示している。この加算処理は、例えば加算部４６，４８（図１）において実行される。パターン長Ｎの余弦パターンと正弦パターンの各々がｍ個のブロックで構成される場合にはパターン長Ｎごとにｍ個の加算結果Ｓが得られる。信号列Ｙは、例えばシフトレジスタなどに一時的に記憶される。シフトレジスタは、例えば、ｍ×（ｍ＋１）段以上の長さである。つまり、ｍ×（ｍ＋１）個以上の加算結果Ｓがシフトレジスタに記憶される。
【０１２２】
なお、信号列Ｙの取得開始からｍ×ｎ×（ｍ＋１）×Ｔｂ時間後には、一時的に必要とされる信号列Ｙがシフトレジスタ内に全て揃うため、その後は、一つの加算結果Ｓが得られるごとに、つまりｎ×Ｔｂ時間ごとに、シフトレジスタの内容を１段ずつずらして順次更新するようにしてもよい。
【０１２３】
シフトレジスタに一時的に記憶された信号列Ｙは、（ｍ＋１）個の加算結果Ｓごとに区切られて、二次元的な記憶構造を備えたメモリに記憶される。なお、１次元的な記憶構造を備えた複数のメモリを並列的に配列して二次元的な記憶構造を実現してもよい。
【０１２４】
図１１に示すメモリは、各段がＡ１からＡｍ＋１のアドレスを備え、Ｄ１からＤｍまでのｍ段で構成されている。そして、例えば、シフトレジスタに記憶された信号列Ｙの先頭のＳ１から順にＳｍまでのｍ個の加算結果Ｓと、次の繰り返し時相に対応したＳ１と、からなる（ｍ＋１）個の加算結果Ｓが、メモリの第１段目Ｄ１に記憶される。また、次の区切りであるＳ２，Ｓ３，・・・，Ｓｍ，Ｓ２からなる（ｍ＋１）個の加算結果Ｓが、メモリの第２段目Ｄ２に記憶される。こうして、次々に信号列Ｙが区切られて、信号列Ｙの取得が開始されてからｍ×ｎ×（ｍ＋１）×Ｔｂ時間後に、メモリの最終段である第ｍ段目Ｄｍまで加算結果Ｓが記憶される。
【０１２５】
メモリの第１段目Ｄ１から第ｍ段目Ｄｍまで加算結果Ｓが記憶されると、メモリの段方向に沿って、つまりＤ１からＤｍに向かって、加算結果Ｓがさらに加算処理される。例えば、Ｄ１からＤｍまでの各段の先頭アドレスＡ１に記憶されたＳ１からＳｍまでの加算結果Ｓが加算処理され、また、Ｄ１からＤｍまでの各段のアドレスＡ２に記憶されたＳ２からＳ１までの加算結果Ｓが加算処理される。こうして、各アドレスごとに、Ｓ１からＳｍまでの加算結果Ｓが加算処理され、ＦＦＴ処理部５０（図１）へ出力される。
【０１２６】
Ｓ１からＳｍまでの加算結果Ｓを全て加算する処理は、位相パターンの１周期に亘って得られるＳＵＭ１からＳＵＭｍまでの部分的な復調信号を全て加算することに相当する。そのため、クラッタ信号が低減され、望ましくは完全に除去されることは、先に説明したとおりである。
【０１２７】
なお、各アドレスごとに得られる加算処理後の復調信号は、例えば、アドレスＡ１，Ａ２，・・・の順にｎ×Ｔｂ時間ごとにＦＦＴ処理部５０へ出力される。これにより、ＦＦＴ処理部５０において、ｎ×Ｔｂ時間ごとに得られるデータに基づいてＦＦＴ演算が実行される。つまり、サンプリング周波数が比較的高いため、例えば、ドプラ信号のリアルタイム表示などが実現できる。
【０１２８】
また、メモリに記憶された内容が各アドレスごとに加算されて全ての内容がＦＦＴ処理部５０へ出力された後に、メモリの内容も更新される。一時的に必要とされる信号列Ｙがｍ×ｎ×（ｍ＋１）×Ｔｂ時間の間隔で揃うため、例えば、この間隔ごとにメモリの内容が更新される。
【０１２９】
また、シフトレジスタ内に、ｍ×（ｍ＋１）個の全ての加算結果Ｓが記憶される前に、例えば（ｍ＋１）個の加算結果Ｓが揃うごとに、（ｍ＋１）個の加算結果Ｓをメモリに記憶させるようにしてもよい。これにより、シフトレジスタの段数を比較的小さくすることが可能になる。
【０１３０】
また、ｎ×Ｔｂ時間ごとにシフトレジスタの内容を１段ずつずらして順次更新する構成とし、シフトレジスタ内にＳ１，Ｓ２，・・・，Ｓｍのｍ個の加算結果Ｓが記憶された段階でこれらｍ個の加算結果Ｓを加算処理し、ｎ×Ｔｂ時間後にシフトレジスタ内にＳ２，Ｓ３，・・・，Ｓｍ，Ｓ１のｍ個の加算結果Ｓが記憶された段階でこれらｍ個の加算結果Ｓを加算処理する構成としてもよい。これにより、Ｓ１からＳｍまでの全ての加算処理結果をｎ×Ｔｂ時間ごとに得ることができる。
【０１３１】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【符号の説明】
【０１３２】
２２Ａ 余弦パターン処理部、２２Ｂ 正弦パターン処理部、２４ 合成処理部、２５ 遅延回路、３０ 受信ミキサ、４６，４８ 加算部、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、２列の数値パターンを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンを前記２列の数値パターンとする連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、前記正弦パターンに従って振幅を変化させる正弦波と、前記余弦パターンに従って振幅を変化させる余弦波と、を合成することにより、前記連続波の送信信号を形成する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項３または４に記載の超音波診断装置において、
前記正弦パターンは、互いに異なるＮ個（Ｎは自然数で偶数）の位相値に対応したＮ個の正弦関数値で構成され、
前記余弦パターンは、当該Ｎ個の位相値に対応したＮ個の余弦関数値で構成され、
前記連続波の送信信号は、当該Ｎ個の位相値に対応したパターン長Ｎの位相パターンを備える、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項５に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、パターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力し、
前記受信信号処理部は、パターン長Ｎをｎ個（ｎは自然数）ごとにｍブロック（ｍは自然数）に分割し、各ブロックごとの部分的な復調信号を得てから、ｍブロックに亘る部分的な復調信号を加算して前記目標位置に対応した復調信号を得る、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項６に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、一定期間ごとに１ブロックずつシフトさせつつ、ｍブロックからなるパターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項１】
正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、２列の数値パターンを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンを前記２列の数値パターンとする連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、前記正弦パターンに従って振幅を変化させる正弦波と、前記余弦パターンに従って振幅を変化させる余弦波と、を合成することにより、前記連続波の送信信号を形成する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項３または４に記載の超音波診断装置において、
前記正弦パターンは、互いに異なるＮ個（Ｎは自然数で偶数）の位相値に対応したＮ個の正弦関数値で構成され、
前記余弦パターンは、当該Ｎ個の位相値に対応したＮ個の余弦関数値で構成され、
前記連続波の送信信号は、当該Ｎ個の位相値に対応したパターン長Ｎの位相パターンを備える、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項５に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、パターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力し、
前記受信信号処理部は、パターン長Ｎをｎ個（ｎは自然数）ごとにｍブロック（ｍは自然数）に分割し、各ブロックごとの部分的な復調信号を得てから、ｍブロックに亘る部分的な復調信号を加算して前記目標位置に対応した復調信号を得る、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項６に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、一定期間ごとに１ブロックずつシフトさせつつ、ｍブロックからなるパターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１２−７０８７４（Ｐ２０１２−７０８７４Ａ）
【公開日】平成２４年４月１２日（２０１２．４．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２１７２６２（Ｐ２０１０−２１７２６２）
【出願日】平成２２年９月２８日（２０１０．９．２８）
【出願人】（５９３１６５４８７）学校法人金沢工業大学 (202)
【出願人】（３９００２９７９１）日立アロカメディカル株式会社 (899)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年４月１２日（２０１２．４．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月２８日（２０１０．９．２８）
【出願人】（５９３１６５４８７）学校法人金沢工業大学 (202)
【出願人】（３９００２９７９１）日立アロカメディカル株式会社 (899)
【Ｆターム（参考）】
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