電力変換装置
【課題】交流電源を直接スイッチングして電力変換を行う双方向スイッチ群３への異常電圧印加を防止するため、双方向スイッチ群の入力側の電流検出により負荷に供給される電流を正確に推定する。
【解決手段】電力変換装置において、交流電源１の電圧を検出する第１の電圧検出部８と、充電部６の電圧を検出する第２の電圧検出部９と、双方向スイッチ群３の入力電流を検出する電流検出部１０と、第１の電圧検出部８の検出値と制御部７による双方向スイッチ群３の動作スイッチングパターンに同期した第２の電圧検出部９と電流検出部１０の検出値を用いて負荷２に供給される電流を推定する電流推定部１１を備えることで、充電部６への充電電流を考慮した負荷電流を推定することが出来る。
【解決手段】電力変換装置において、交流電源１の電圧を検出する第１の電圧検出部８と、充電部６の電圧を検出する第２の電圧検出部９と、双方向スイッチ群３の入力電流を検出する電流検出部１０と、第１の電圧検出部８の検出値と制御部７による双方向スイッチ群３の動作スイッチングパターンに同期した第２の電圧検出部９と電流検出部１０の検出値を用いて負荷２に供給される電流を推定する電流推定部１１を備えることで、充電部６への充電電流を考慮した負荷電流を推定することが出来る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置における電流検出に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置のブロック図を図７に示す。電源１５を入力とし、入出力電流が連続となる複数のトランジスタで構成されるスイッチ群１６により電力変換されたものを負荷２へ出力する。制御部７は、スイッチ群１６を構成するトランジスタのオン、オフを制御し、スイッチ群１６の動作スイッチングパターンに基づいて、スイッチ群１６への入力電流を検出する電流検出部１０の検出値から出力電流値を推定する。例えば制御部７によりスイッチ群１６が図８に示す動作スイッチングパターンで動作しているときに電流検出部１０により検出される入力電流は、出力側のＵ相電流と等しくなる。Ｖ相、Ｗ相の電流は前後の動作スイッチングパターンをもとに推定することができる（特許文献１参照）。
【０００３】
このようにそれぞれの動作スイッチングパターン毎に入力側の電流検出部１０の検出値から出力電流値を推定することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第２５６３２２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
交流電源を直接スイッチングして交流出力を得る電力変換装置では、スイッチ群（双方向スイッチ群）への異常電圧印加による半導体スイッチの耐圧破壊防止のためサージ電圧等を吸収するスナバコンデンサなどの充電部が、双方向スイッチ群に並列接続される。特に交流電源が単相交流電源で負荷がモータ等の誘導性の負荷の場合、供給電力が電源半周期毎に低下するため、負荷が発電機として作用し回生電力が充電部に流れ込む。このため双方向スイッチ群の動作スイッチングパターン同期した双方向スイッチ群への入力電流検出値からでは負荷に供給される電流を正確に推定することができないとういう問題があった。
【０００６】
本発明は、双方向スイッチ群に並列接続される充電部を有する電力変換装置において、負荷に供給される電流を入力電流から正確に推定することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記問題点を解決するために、交流電源と、負荷と、交流電源と負荷との間に配置され入出力電流が連続となる双方向スイッチ群と、双方向スイッチ群の入出力に接続した第１の全波整流ダイオード群４と第２の全波整流ダイオード群５を介して並列接続される充電部６と、双方向スイッチ群の双方向スイッチのオン、オフを制御する制御部７と、交流電源の電圧を検出する第１の電圧検出部と、充電部の電圧を検出する第２の電圧検出部と、双方向スイッチ群の入力電流を検出する電流検出部と、第２の電圧検出部及び電流検出部の検出値を用いて負荷２に供給される電流を推定する電流推定部とを備えたものである。
【０００８】
電流推定部は、充電部の充電容量と第２の電圧検出部の検出値の時間変化から充電部への充電電流を考慮した負荷電流を推定することで、負荷電流検出部のない電力変換装置において負荷電流を正確に推定することが出来る。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の電力変換装置は、出力側の負荷電流を入力側の電流検出により正確に推定することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の電力変換装置を示す図
【図２】本発明の実施例の電力変換装置を示す図
【図３】本発明の実施例の電力変換装置における入出力電流の関係を示す図
【図４】本発明の実施例の電力変換装置における交流電源及び充電部の電圧波形図
【図５】本発明の実施例の電力変換装置の充電部を示す図
【図６】本発明の実施例の電力変換装置の充電部の開閉器の状態を示す図
【図７】従来の電力変換装置を示す図
【図８】従来の電力変換装置における各電流の関係を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
第１の発明の電力変換装置は、交流電源と、負荷と、前記交流電源と前記負荷との間に配置され、入出力電流が連続となる双方向スイッチ群と、前記双方向スイッチ群の入力側に接続される第１の全波整流ダイオード群と、前記双方向スイッチ群の出力側に接続される第２の全波整流ダイオード群と、前記第１の全波整流ダイオード群と前記第２の全波整流ダイオード群とを介して前記双方向スイッチ群に並列接続される充電部と、前記双方向スイッチ群の双方向スイッチのオン、オフを制御する制御部と、前記交流電源の電圧を検出する第１の電圧検出部と、前記充電部の電圧を検出する第２の電圧検出部と、前記双方向スイッチ群の入力電流を検出する電流検出部と、前記第１の電圧検出部と前記第２の電圧検出部と電流検出部の検出値を用いて双方向スイッチ群の出力電流を推定する電流推定部と、を備える。
【００１２】
これにより充電部への充電電流を考慮した負荷に供給される正確な出力電流を推定することができる。
【００１３】
第２の発明は、前記充電部は、第１の充電部と、第２の電圧検出部の検出値により開閉する開閉器を介して第１の充電部に並列接続される第２の充電部で構成されることにより、双方向スイッチ群への異常電圧印加防止と充電部への充電電流を考慮した負荷に供給される正確な出力電流の推定を両立することが出来る。
【００１４】
第３の発明は、前記第１の充電部は、第２の充電部より充電容量を小さくすることにより、双方向スイッチ群への異常電圧印加防止と充電部への充電電流を考慮した負荷に供給される正確な出力電流の推定を両立することが出来る。
【００１５】
第４の発明は、前記開閉器は第２の電圧検出部の検出値が第１の所定の値以上で開から閉へ移行し、第２の所定の値未満で閉から開へ移行し、第１の所定値と第１の充電部の充電容量の積は第２の所定値と第１および第２の充電部の合成容量との積より大きくすることにより、双方向スイッチ群への異常電圧印加防止と充電部への充電電流を考慮した負荷に供給される正確な出力電流の推定を両立するための開閉器の開閉動作による充電電圧変動によって生じる開閉器のハンチング動作を防止することができる。
【００１６】
第５の発明は、前記双方向スイッチ群がＧａｎを用いた半導体スイッチにより構成されることにより、高速スイッチング及び低い通電損失によりシステム全体の損失低減を図ることが出来る。
【００１７】
第６の発明は、前記交流電源に単相交流電源、負荷に誘導性モータを用いることにより電源半周期毎に負荷が発電機として作用するシステムにおいて、入力側の電流検出により正確な出力側の電流を推定することが出来る。
【００１８】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１９】
（実施の形態１）
図２は本発明における実施の形態における電力変換装置を示す。
【００２０】
単相交流電源である交流電源１は、双方向スイッチ群３により直接スイッチングされた電力を、負荷２であるモータに供給する。双方向スイッチ群３は制御部７により双方向スイッチのオン・オフを制御され、任意の周波数および振幅に可変調整された電圧をモータへ供給される。
【００２１】
双方向スイッチ群３の入力電圧は第１の全波整流ダイオード群４によって全波整流され、双方向スイッチ群３の出力電圧は第２の全波整流ダイオード群５により全波整流される。充電部６は第１の全波整流ダイオード群４及び第２の全波整流ダイオード群５に並列に接続される。電流推定部１１は、交流電源１（本実施の形態では単相交流電源として説明する）の電圧検出を行う第１の電圧検出部８の検出値と、制御部７による双方向スイッチ群３の動作スイッチングパターンに同期して双方向スイッチ群３の入力電流検出を行う電流検出部１０の検出値と充電部６の電圧検出を行う第２の電圧検出部９の検出値を用いて、モータに供給される電流を推定する。
【００２２】
推定方法について以下に説明する。図３は双方向スイッチ群３がある動作スイッチングパターンで動作しているときの各電流、図４は充電部６の充電電圧の時間変化を示している。図３に示すように双方向スイッチ群３への入力電流Ｉｉｎはモータ電流Ｉｍと充電電流Ｉｃの和になる。双方向スイッチ群３の動作スイッチングパターンに同期した電流検出部１０による入力電流Ｉｉｎを検出することで、そのときのモータ電流Ｉｍと充電電流Ｉｃの和を推定できる。
【００２３】
充電電流Ｉｃは充電部６の充電容量をＣとすると第２の電圧検出部９で検出される充電電圧値の時間変化により算出することが出来る。充電電流Ｉｃが流れない場合、充電電圧は第１の電圧検出部８により検出される単相交流電源電圧の最大値Ｖｍａｘと等しくなり、充電電流Ｉｃによる充電部６への充電は電圧値Ｖｍａｘからの増加電圧にあらわれる。図４の時間ｔ０からｔ１では充電電圧はＶｍａｘと等しいため充電電流Ｉｃは流れない。時間ｔ１からｔ２では電荷量Ｃ＊（Ｖ２−Ｖｍａｘ）が充電部６に流れ込むため、充電電流ＩｃはＣ＊（Ｖ２−Ｖｍａｘ）／（ｔ２−ｔ１）となる。時間ｔ２からｔ３の充電電流ＩｃはＣ＊（Ｖ１−Ｖｍａｘ）／（ｔ３−ｔ２）となる。時間ｔ３からｔ４では充電電圧がＶｍａｘと等しくなるため充電電流Ｉｃは流れない。このように双方向スイッチ群３の動作スイッチングパターンに同期した電流検出部１０による入力電流値と第２の電圧検出部９による充電電圧の時間変化より充電電流を算出、考慮することでモータ電流Ｉｍを正確に推定することができる。
【００２４】
更に、充電部６の容量を第２の電圧検出部９の検出結果により切替えることで、より正確なモータ電流の推定が可能になる。図５に容量を切替えられる充電部６を示す。この充電部６は開閉器１４を介して充電容量Ｃ１の第１の充電部１２に充電容量Ｃ２の第２の充電部１３を並列接続したものである。ここで充電容量Ｃ１と充電容量Ｃ２の合成容量は異常時において双方向スイッチ群３への異常電圧印加を防止できる値とし、充電容量Ｃ１は充電容量Ｃ２より小さく設定する。開閉器１４は第２の電圧検出部９の検出値により開閉動作を行う。第２の電圧検出部９の検出値による開閉器１４の開閉状態を図６に示す。開閉器１４の「開」から「閉」への移行は充電電圧がＶｔｈ１以上で行い、開閉器１４の「閉」から「開」への移行は充電電圧がＶｔｈ２未満で行う。Ｖｔｈ１とＶｔｈ２の大小関係はＶｔｈ２＜Ｃ１＊Ｖｔｈ１／（Ｃ１＋Ｃ２）とする。これにより開閉器１４の開閉動作に伴う充電電圧変動によるハンチング動作を防止する。このような充電部６の充電容量の切替えを行うことで、異常時には双方向スイッチ群３への異常電圧印加を防止しながら、同じ充電電流Ｉｃでも充電電圧の変化幅が大きくすることができるため、第２の電圧検出部９による充電電流Ｉｃの算出精度向上を容易に図ることが出来る。
【００２５】
上記実施例では交流電源１に単相交流電源を用いた場合で説明を行ったが、三相交流電源を用いた場合でも、電流検出部１０により２相分の双方向スイッチ群３への入力電流検出を行うことで同様のことを行うことが出来る。
【００２６】
更に、双方向スイッチ群３をＧａｎで構成される双方向スイッチで構成することで導通損失低減、スイッチング損失低減を図ることができシステム効率向上につながる。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
以上のように、本発明は従来の電力変換装置と比較して、負荷電流を正確に推定することが可能であるため、負荷電流を用いた精度のよい制御を行う必要のあるエアコンや冷蔵庫等の圧縮機駆動用電力変換装置への応用が可能である。
【符号の説明】
【００２８】
１ 交流電源
２ 負荷
３ 双方向スイッチ群
４ 第１の全波整流ダイオード群
５ 第２の全波整流ダイオード群
６ 充電部
７ 制御部
８ 第１の電圧検出部
９ 第２の電圧検出部
１０ 電流検出部
１１ 電流推定部
１２ 第１の充電部
１３ 第２の充電部
１４ 開閉器
１５ 電源
１６ スイッチ群
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置における電流検出に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置のブロック図を図７に示す。電源１５を入力とし、入出力電流が連続となる複数のトランジスタで構成されるスイッチ群１６により電力変換されたものを負荷２へ出力する。制御部７は、スイッチ群１６を構成するトランジスタのオン、オフを制御し、スイッチ群１６の動作スイッチングパターンに基づいて、スイッチ群１６への入力電流を検出する電流検出部１０の検出値から出力電流値を推定する。例えば制御部７によりスイッチ群１６が図８に示す動作スイッチングパターンで動作しているときに電流検出部１０により検出される入力電流は、出力側のＵ相電流と等しくなる。Ｖ相、Ｗ相の電流は前後の動作スイッチングパターンをもとに推定することができる（特許文献１参照）。
【０００３】
このようにそれぞれの動作スイッチングパターン毎に入力側の電流検出部１０の検出値から出力電流値を推定することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第２５６３２２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
交流電源を直接スイッチングして交流出力を得る電力変換装置では、スイッチ群（双方向スイッチ群）への異常電圧印加による半導体スイッチの耐圧破壊防止のためサージ電圧等を吸収するスナバコンデンサなどの充電部が、双方向スイッチ群に並列接続される。特に交流電源が単相交流電源で負荷がモータ等の誘導性の負荷の場合、供給電力が電源半周期毎に低下するため、負荷が発電機として作用し回生電力が充電部に流れ込む。このため双方向スイッチ群の動作スイッチングパターン同期した双方向スイッチ群への入力電流検出値からでは負荷に供給される電流を正確に推定することができないとういう問題があった。
【０００６】
本発明は、双方向スイッチ群に並列接続される充電部を有する電力変換装置において、負荷に供給される電流を入力電流から正確に推定することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記問題点を解決するために、交流電源と、負荷と、交流電源と負荷との間に配置され入出力電流が連続となる双方向スイッチ群と、双方向スイッチ群の入出力に接続した第１の全波整流ダイオード群４と第２の全波整流ダイオード群５を介して並列接続される充電部６と、双方向スイッチ群の双方向スイッチのオン、オフを制御する制御部７と、交流電源の電圧を検出する第１の電圧検出部と、充電部の電圧を検出する第２の電圧検出部と、双方向スイッチ群の入力電流を検出する電流検出部と、第２の電圧検出部及び電流検出部の検出値を用いて負荷２に供給される電流を推定する電流推定部とを備えたものである。
【０００８】
電流推定部は、充電部の充電容量と第２の電圧検出部の検出値の時間変化から充電部への充電電流を考慮した負荷電流を推定することで、負荷電流検出部のない電力変換装置において負荷電流を正確に推定することが出来る。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の電力変換装置は、出力側の負荷電流を入力側の電流検出により正確に推定することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の電力変換装置を示す図
【図２】本発明の実施例の電力変換装置を示す図
【図３】本発明の実施例の電力変換装置における入出力電流の関係を示す図
【図４】本発明の実施例の電力変換装置における交流電源及び充電部の電圧波形図
【図５】本発明の実施例の電力変換装置の充電部を示す図
【図６】本発明の実施例の電力変換装置の充電部の開閉器の状態を示す図
【図７】従来の電力変換装置を示す図
【図８】従来の電力変換装置における各電流の関係を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
第１の発明の電力変換装置は、交流電源と、負荷と、前記交流電源と前記負荷との間に配置され、入出力電流が連続となる双方向スイッチ群と、前記双方向スイッチ群の入力側に接続される第１の全波整流ダイオード群と、前記双方向スイッチ群の出力側に接続される第２の全波整流ダイオード群と、前記第１の全波整流ダイオード群と前記第２の全波整流ダイオード群とを介して前記双方向スイッチ群に並列接続される充電部と、前記双方向スイッチ群の双方向スイッチのオン、オフを制御する制御部と、前記交流電源の電圧を検出する第１の電圧検出部と、前記充電部の電圧を検出する第２の電圧検出部と、前記双方向スイッチ群の入力電流を検出する電流検出部と、前記第１の電圧検出部と前記第２の電圧検出部と電流検出部の検出値を用いて双方向スイッチ群の出力電流を推定する電流推定部と、を備える。
【００１２】
これにより充電部への充電電流を考慮した負荷に供給される正確な出力電流を推定することができる。
【００１３】
第２の発明は、前記充電部は、第１の充電部と、第２の電圧検出部の検出値により開閉する開閉器を介して第１の充電部に並列接続される第２の充電部で構成されることにより、双方向スイッチ群への異常電圧印加防止と充電部への充電電流を考慮した負荷に供給される正確な出力電流の推定を両立することが出来る。
【００１４】
第３の発明は、前記第１の充電部は、第２の充電部より充電容量を小さくすることにより、双方向スイッチ群への異常電圧印加防止と充電部への充電電流を考慮した負荷に供給される正確な出力電流の推定を両立することが出来る。
【００１５】
第４の発明は、前記開閉器は第２の電圧検出部の検出値が第１の所定の値以上で開から閉へ移行し、第２の所定の値未満で閉から開へ移行し、第１の所定値と第１の充電部の充電容量の積は第２の所定値と第１および第２の充電部の合成容量との積より大きくすることにより、双方向スイッチ群への異常電圧印加防止と充電部への充電電流を考慮した負荷に供給される正確な出力電流の推定を両立するための開閉器の開閉動作による充電電圧変動によって生じる開閉器のハンチング動作を防止することができる。
【００１６】
第５の発明は、前記双方向スイッチ群がＧａｎを用いた半導体スイッチにより構成されることにより、高速スイッチング及び低い通電損失によりシステム全体の損失低減を図ることが出来る。
【００１７】
第６の発明は、前記交流電源に単相交流電源、負荷に誘導性モータを用いることにより電源半周期毎に負荷が発電機として作用するシステムにおいて、入力側の電流検出により正確な出力側の電流を推定することが出来る。
【００１８】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１９】
（実施の形態１）
図２は本発明における実施の形態における電力変換装置を示す。
【００２０】
単相交流電源である交流電源１は、双方向スイッチ群３により直接スイッチングされた電力を、負荷２であるモータに供給する。双方向スイッチ群３は制御部７により双方向スイッチのオン・オフを制御され、任意の周波数および振幅に可変調整された電圧をモータへ供給される。
【００２１】
双方向スイッチ群３の入力電圧は第１の全波整流ダイオード群４によって全波整流され、双方向スイッチ群３の出力電圧は第２の全波整流ダイオード群５により全波整流される。充電部６は第１の全波整流ダイオード群４及び第２の全波整流ダイオード群５に並列に接続される。電流推定部１１は、交流電源１（本実施の形態では単相交流電源として説明する）の電圧検出を行う第１の電圧検出部８の検出値と、制御部７による双方向スイッチ群３の動作スイッチングパターンに同期して双方向スイッチ群３の入力電流検出を行う電流検出部１０の検出値と充電部６の電圧検出を行う第２の電圧検出部９の検出値を用いて、モータに供給される電流を推定する。
【００２２】
推定方法について以下に説明する。図３は双方向スイッチ群３がある動作スイッチングパターンで動作しているときの各電流、図４は充電部６の充電電圧の時間変化を示している。図３に示すように双方向スイッチ群３への入力電流Ｉｉｎはモータ電流Ｉｍと充電電流Ｉｃの和になる。双方向スイッチ群３の動作スイッチングパターンに同期した電流検出部１０による入力電流Ｉｉｎを検出することで、そのときのモータ電流Ｉｍと充電電流Ｉｃの和を推定できる。
【００２３】
充電電流Ｉｃは充電部６の充電容量をＣとすると第２の電圧検出部９で検出される充電電圧値の時間変化により算出することが出来る。充電電流Ｉｃが流れない場合、充電電圧は第１の電圧検出部８により検出される単相交流電源電圧の最大値Ｖｍａｘと等しくなり、充電電流Ｉｃによる充電部６への充電は電圧値Ｖｍａｘからの増加電圧にあらわれる。図４の時間ｔ０からｔ１では充電電圧はＶｍａｘと等しいため充電電流Ｉｃは流れない。時間ｔ１からｔ２では電荷量Ｃ＊（Ｖ２−Ｖｍａｘ）が充電部６に流れ込むため、充電電流ＩｃはＣ＊（Ｖ２−Ｖｍａｘ）／（ｔ２−ｔ１）となる。時間ｔ２からｔ３の充電電流ＩｃはＣ＊（Ｖ１−Ｖｍａｘ）／（ｔ３−ｔ２）となる。時間ｔ３からｔ４では充電電圧がＶｍａｘと等しくなるため充電電流Ｉｃは流れない。このように双方向スイッチ群３の動作スイッチングパターンに同期した電流検出部１０による入力電流値と第２の電圧検出部９による充電電圧の時間変化より充電電流を算出、考慮することでモータ電流Ｉｍを正確に推定することができる。
【００２４】
更に、充電部６の容量を第２の電圧検出部９の検出結果により切替えることで、より正確なモータ電流の推定が可能になる。図５に容量を切替えられる充電部６を示す。この充電部６は開閉器１４を介して充電容量Ｃ１の第１の充電部１２に充電容量Ｃ２の第２の充電部１３を並列接続したものである。ここで充電容量Ｃ１と充電容量Ｃ２の合成容量は異常時において双方向スイッチ群３への異常電圧印加を防止できる値とし、充電容量Ｃ１は充電容量Ｃ２より小さく設定する。開閉器１４は第２の電圧検出部９の検出値により開閉動作を行う。第２の電圧検出部９の検出値による開閉器１４の開閉状態を図６に示す。開閉器１４の「開」から「閉」への移行は充電電圧がＶｔｈ１以上で行い、開閉器１４の「閉」から「開」への移行は充電電圧がＶｔｈ２未満で行う。Ｖｔｈ１とＶｔｈ２の大小関係はＶｔｈ２＜Ｃ１＊Ｖｔｈ１／（Ｃ１＋Ｃ２）とする。これにより開閉器１４の開閉動作に伴う充電電圧変動によるハンチング動作を防止する。このような充電部６の充電容量の切替えを行うことで、異常時には双方向スイッチ群３への異常電圧印加を防止しながら、同じ充電電流Ｉｃでも充電電圧の変化幅が大きくすることができるため、第２の電圧検出部９による充電電流Ｉｃの算出精度向上を容易に図ることが出来る。
【００２５】
上記実施例では交流電源１に単相交流電源を用いた場合で説明を行ったが、三相交流電源を用いた場合でも、電流検出部１０により２相分の双方向スイッチ群３への入力電流検出を行うことで同様のことを行うことが出来る。
【００２６】
更に、双方向スイッチ群３をＧａｎで構成される双方向スイッチで構成することで導通損失低減、スイッチング損失低減を図ることができシステム効率向上につながる。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
以上のように、本発明は従来の電力変換装置と比較して、負荷電流を正確に推定することが可能であるため、負荷電流を用いた精度のよい制御を行う必要のあるエアコンや冷蔵庫等の圧縮機駆動用電力変換装置への応用が可能である。
【符号の説明】
【００２８】
１ 交流電源
２ 負荷
３ 双方向スイッチ群
４ 第１の全波整流ダイオード群
５ 第２の全波整流ダイオード群
６ 充電部
７ 制御部
８ 第１の電圧検出部
９ 第２の電圧検出部
１０ 電流検出部
１１ 電流推定部
１２ 第１の充電部
１３ 第２の充電部
１４ 開閉器
１５ 電源
１６ スイッチ群
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、
負荷と、
前記交流電源と前記負荷との間に配置され、入出力電流が連続となる双方向スイッチ群と、前記双方向スイッチ群の入力側に接続される第１の全波整流ダイオード群と、
前記双方向スイッチ群の出力側に接続される第２の全波整流ダイオード群と、
前記第１の全波整流ダイオード群と前記第２の全波整流ダイオード群とを介して前記双方向スイッチ群に並列接続される充電部と、
前記双方向スイッチ群の双方向スイッチのオン、オフを制御する制御部と、
前記交流電源の電圧を検出する第１の電圧検出部と、
前記充電部の電圧を検出する第２の電圧検出部と、
前記双方向スイッチ群の入力電流を検出する電流検出部と、
前記第１の電圧検出部と前記第２の電圧検出部と前記電流検出部の検出値を用いて双方向スイッチ群の出力電流を推定する電流推定部と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記充電部は、第１の充電部と前記第２の電圧検出部の検出値により開閉する開閉器を介して第１の充電部に並列接続される第２の充電部で構成されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１の充電部は、前記第２の充電部より充電容量が小さいことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記開閉器は前記第２の電圧検出部の検出値が第１の所定の値以上で開から閉へ移行し、第２の所定の値未満で閉から開へ移行し、第１の所定値と第１の充電部の充電容量の積は第２の所定値と第１および第２の充電部の合成容量との積より大きくすることを特徴とする請求項２または請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記双方向スイッチ群は、Ｇａｎを用いた半導体スイッチにより構成される請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記交流電源に単相交流電源、前記負荷に誘導性モータを用いたことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１】
交流電源と、
負荷と、
前記交流電源と前記負荷との間に配置され、入出力電流が連続となる双方向スイッチ群と、前記双方向スイッチ群の入力側に接続される第１の全波整流ダイオード群と、
前記双方向スイッチ群の出力側に接続される第２の全波整流ダイオード群と、
前記第１の全波整流ダイオード群と前記第２の全波整流ダイオード群とを介して前記双方向スイッチ群に並列接続される充電部と、
前記双方向スイッチ群の双方向スイッチのオン、オフを制御する制御部と、
前記交流電源の電圧を検出する第１の電圧検出部と、
前記充電部の電圧を検出する第２の電圧検出部と、
前記双方向スイッチ群の入力電流を検出する電流検出部と、
前記第１の電圧検出部と前記第２の電圧検出部と前記電流検出部の検出値を用いて双方向スイッチ群の出力電流を推定する電流推定部と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記充電部は、第１の充電部と前記第２の電圧検出部の検出値により開閉する開閉器を介して第１の充電部に並列接続される第２の充電部で構成されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１の充電部は、前記第２の充電部より充電容量が小さいことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記開閉器は前記第２の電圧検出部の検出値が第１の所定の値以上で開から閉へ移行し、第２の所定の値未満で閉から開へ移行し、第１の所定値と第１の充電部の充電容量の積は第２の所定値と第１および第２の充電部の合成容量との積より大きくすることを特徴とする請求項２または請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記双方向スイッチ群は、Ｇａｎを用いた半導体スイッチにより構成される請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記交流電源に単相交流電源、前記負荷に誘導性モータを用いたことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１１−２０００１３（Ｐ２０１１−２０００１３Ａ）
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−６３８１６（Ｐ２０１０−６３８１６）
【出願日】平成２２年３月１９日（２０１０．３．１９）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月１９日（２０１０．３．１９）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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