電力変換装置
【課題】
電流型インバータ装置において大容量のコンデンサを用いずにリアクトルのインダクタンスを小さくし、それによりリアクトルを小型化することができる電力変換装置を提供すること。
【解決手段】
電力変換装置におけるゲート信号生成回路（２１）は、ゲイン回路（２０）の出力信号と、三角波信号発生回路（１７）の三角波信号と、商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号とが入力されて、三角波信号の振幅をスイッチング回路（２４）から太陽電池モジュール（１）に戻る電流に基づき変化させることにより、出力電圧の歪みに対して降圧コンバータ（２３）のスイッチング素子（２）のゲートのＯＮ/ＯＦＦ時間を変化させるよう構成されており、スイッチング回路（２４）と当該スイッチング回路（２４）を駆動制御するＰＷＭ制御回路（２２）とにより構成されたインバータ部（２５）により直流電力を交流電力に変換するよう構成されている。
電流型インバータ装置において大容量のコンデンサを用いずにリアクトルのインダクタンスを小さくし、それによりリアクトルを小型化することができる電力変換装置を提供すること。
【解決手段】
電力変換装置におけるゲート信号生成回路（２１）は、ゲイン回路（２０）の出力信号と、三角波信号発生回路（１７）の三角波信号と、商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号とが入力されて、三角波信号の振幅をスイッチング回路（２４）から太陽電池モジュール（１）に戻る電流に基づき変化させることにより、出力電圧の歪みに対して降圧コンバータ（２３）のスイッチング素子（２）のゲートのＯＮ/ＯＦＦ時間を変化させるよう構成されており、スイッチング回路（２４）と当該スイッチング回路（２４）を駆動制御するＰＷＭ制御回路（２２）とにより構成されたインバータ部（２５）により直流電力を交流電力に変換するよう構成されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽電池の直流電力を交流電力に変換する電力変換装置において、インバータ装置の出力歪みを低減する制御方式に関するものである。特に、電流型インバータ装置において、平滑用リアクトルのインダクタンスを小さくし、小型化しても電流型インバータ装置の出力歪みを低減できる太陽光発電用電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
太陽光発電用電力変換装置における従来の電流型インバータ装置としては、特許文献１に開示されたものがある。図１８は特許文献１に記載された従来の電流型インバータ装置を示す回路図である。
【０００３】
図１８に示す従来の太陽光発電用電力変換装置１１０は、太陽電池アレイ部１１２からの直流電力を受ける電流型インバータ部１１４、および出力フィルタ回路１１６を含む。
【０００４】
電流型インバータ部１１４は、太陽電池アレイ部１１２で発電された直流出力を交流出力に変換するものであり、高周波リプルを平滑化する電流平滑用リアクトル１１８にダイオード１２０，１２２，１２４，１２６をそれぞれ直列接続した４個の半導体スイッチング素子１２８，１３０，１３２，１３４をブリッジ形に接続して構成するスイッチング回路１３６、およびこのスイッチング回路１３６の各半導体スイッチング素子１２８，１３０，１３２，１３４にスイッチング制御信号を出力するパルス幅変調制御回路（ＰＷＭ制御回路）１３８を含む。このＰＷＭ制御回路１３８は、例えばスイッチング回路１３６の出力電流を図示されない電流検出器により検出してフィードバックするフィードバック制御系であり、スイッチング回路１３６の出力状態が適正になるように、パルス幅を調整した複数組のＰＷＭパルスをスイッチング制御信号として、スイッチング回路１３６を構成する各半導体スイッチング素子１２８，１３０，１３２，１３４に供給する。
【０００５】
さらに、電流平滑用リアクトル１１８の入力側には、太陽電池アレイ部１１２と並列に接続され、太陽電池アレイ部１１２に生じる電圧変動を平滑にする平滑用コンデンサ１４０が設けられている。その結果、太陽電池アレイ部１１２で発生した電圧は、平滑用コンデンサ１４０により安定化され、電流平滑用リアクトル１１８に必要な電流が流れる。この電流平滑用リアクトル１１８により高周波リプルが平滑化された電流は、スイッチング回路１３６に流れる。すなわち、電流平滑用リアクトル１１８と平滑用コンデンサ１４０とによりローパスフィルタが構成されて、太陽電池アレイ部１１２から平坦な発電電力を供給することが可能な構成となる。
【０００６】
そして平滑用コンデンサ１４０の容量は、出力周波数の２倍に対して、電流平滑用リアクトル１１８と平滑用コンデンサ１４０によるローパスフィルタが十分に変動を吸収できるように設定する必要がある。
【０００７】
また、出力フィルタ回路１１６は、スイッチング回路１３６の出力端に接続されるコンデンサ１４２およびリアクトル１４４を含み、高周波成分の少ない出力を得るため逆Ｌ字形となっている。この出力フィルタ回路１１６には図示されない負荷および商用電力系統が連系接続される。
【０００８】
図１８に示す太陽光発電用電力変換装置１１０においては、インバータ主回路動作が電流型のままで、入力電流のリプル電流を吸収して、電圧を安定化させる平滑用コンデンサ１４０を太陽電池アレイ部１１２に並列に接続することにより、リプル電流を許容できる構成としている。このため、図１８に示した太陽光発電用電力変換装置１１０は、全てをリアクトルに依存していた以前から用いられていた従来の電流型インバータ装置と比較して、小さなリアクトルの値となっている。このような以前から用いられていた従来の電流型インバータ装置では、入力電流を平滑化するために、例えば１００ｍＨといった非常に大きなリアクトルの値を必要としていたが、図１８に示す太陽光発電用電力変換装置１１０においては、電流型インバータ装置の入力部分のリプル電流を許容できる限り、リプル電流を大きく設定することが可能となり、その分リアクトルを小さくすることができる構成になっていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０００−３２４８４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
電流型インバータ装置において、リアクトルのインダクタンスを小さくするとインバータの出力波形が歪むため、大きなインダクタンスのリアクトルを用いる必要がある。インダクタンスを大きくすると、リアクトルのサイズが大きくなり、装置としても大型化になるという問題を有する。特許文献１に開示された太陽光発電用電力変換装置１１０のように平滑用コンデンサ１４０を追加することによりリアクトルを小型化するためには大容量のコンデンサが必要である。
【００１１】
このようなコンデンサとしては電解コンデンサが用いられる。しかし、電解コンデンサは、一般的に寿命が１０年以下であり、周囲温度が１０℃上昇すると寿命が半減するという問題がある。このように、電流型インバータ装置においては電解コンデンサを用いると寿命の問題が発生し、電流型インバータ装置における優位性が消されてしまうという課題を有する。従って、寿命の観点から、電流型インバータ装置においては電解コンデンサを用いない構成とした方が望ましい。
【００１２】
一方、小容量のコンデンサを用いて装置の小型化を図る場合は、フィルムコンデンサやセラミックコンデンサを用いる構成が考えられるが、リアクトルの大きさが１／１０、１／１００になるほどの小型化を望むことはできない。また、大容量のコンデンサを用いる場合には、リアクトルを小型化することができるがコンデンサが大容量であるため、装置は大型化する。
【００１３】
本発明は、前記従来の装置における課題を解決するものであり、電流型インバータ装置において大容量のコンデンサを用いずにリアクトルのインダクタンスを小さくして、リアクトルを小型化することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
前記目的を達成するために、本発明の電力変換装置の一態様としては、太陽電池モジュールからの直流電圧を降圧するためのスイッチング素子とダイオードとで構成される降圧コンバータと、前記降圧コンバータの出力を平滑する平滑リアクトルと、前記平滑リアクトルに接続され４個のスイッチング素子とダイオードとを直列接続した４組の直列接続体でブリッジ回路が構成されたスイッチング回路と、前記スイッチング回路の各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力するＰＷＭ制御回路と、前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流を検出する電流センサと、前記電流センサの直流成分を除去するハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタの出力を定数倍するゲイン回路と、前記ゲイン回路の出力信号と三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号（正弦波信号）とを入力し、前記三角波信号の振幅を前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流に基づき変化させることにより、出力電圧の歪みに対して降圧コンバータのスイッチング素子のゲートのＯＮ/ＯＦＦの時間を変化させるスイッチング制御信号を出力するゲート信号生成回路と、で構成され、前記スイッチング回路と前記ＰＷＭ制御回路によるインバータ部により直流電力を交流電力に変換して出力電圧を形成するものである。このように構成された本発明の電力変換装置は、ゲート信号生成回路の制御によりインバータの出力の歪みを低減する構成であり、リアクトルのインダクタンスを小さくしてもインバータの出力歪みを低減することを可能となる。
【００１５】
本発明の電力変換装置は別の態様としては、前記２倍周波数のｓｉｎ波信号（正弦波信号）の位相を変化させること、前記ゲイン回路の出力信号にオフセット値を加算すること、前記２倍周波数のｓｉｎ波信号が、前記三角波信号と前記ゲインの出力を加算した信号の包絡線内に設定されていることにより、リアクトルのインダクタンスを小さくしてもインバータの出力歪みを低減することが可能である。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の電力変換装置によれば、降圧コンバータの出力電圧をインバータの入力電圧に対応して変化させることにより、リアクトル印加電圧を一定にすることができ、さらに出力のフィードバック信号の変化に応じて変調時のＰＷＭのＯＮ／ＯＦＦの幅を変化させることにより、インバータの出力ひずみを低減することができ、インダクタンスを小さくしても出力波形の歪みを抑えることを可能とする。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明に係る実施形態を示す電力変換装置の構成図
【図２】本発明に係る実施形態におけるインバータ部の動作の説明図
【図３】本発明に係る実施形態におけるＰＷＭ制御回路の信号処理システムの説明図
【図４】降圧コンバータに対する従来のゲート信号生成方式を示す電力変換装置の構成図
【図５】降圧コンバータに対する従来のゲート信号生成方式を説明する波形図
【図６】従来方式により生成されたゲート信号による電流型インバータ装置の出力電圧波形図（Ｌ＝１００ｍＨ）
【図７】従来方式により生成されたゲート信号による電流型インバータ装置の出力電圧波形図（Ｌ＝１０ｍＨ）
【図８】ゲート信号生成回路に対して２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力される場合の電力変換装置の構成図
【図９】ゲート信号生成回路において２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されるときのゲート信号生成方式を説明する図
【図１０】ゲート信号生成回路において２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されるときの降圧コンバータのゲート信号による電流型インバータ装置の出力電力波形（Ｌ＝１０ｍＨ）
【図１１】ゲート信号生成回路において２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されるときの降圧コンバータのゲート信号による電流型インバータ装置の出力波形（Ｌ＝１ｍＨ）
【図１２】本発明に係る実施形態における電流センサとハイパスフィルタの出力波形
【図１３】本発明に係る実施形態におけるゲート信号生成回路を説明する波形図
【図１４】本発明に係る実施形態におけるゲート信号生成回路を説明する波形図
【図１５】本発明に係る実施形態における電流型インバータ装置の出力電力波形（Ｌ＝１ｍＨ）
【図１６】本発明に係る実施形態において位相を＋５％変化させたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形
【図１７】本発明に係る実施形態において位相を−５％変化させたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形
【図１８】従来の太陽光発電用電流型インバータ装置の回路図
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明に係る好適な実施形態の電力変換装置について、添付の図１〜図１７を参照しながら説明する。本発明の電力変換装置としては、太陽光発電用電力変換装置について説明し、太陽電池の直流出力を交流出力に変換して出力するインバータ装置を含んでいる。
【００１９】
図１は本発明に係る実施形態を示す電力変換装置の構成図である。太陽電池モジュール１（ＰＶ）は、複数の太陽電池（図示省略）と、太陽電池と同数の逆電流阻止用ダイオード（図示省略）とより構成される。なお、太陽電池モジュール１においては、太陽電池と逆電流阻止用ダイオードが出力容量に応じて必要な数だけ直列あるいは並列に接続されて構成される。太陽電池モジュール１からは直流電圧が出力される。
【００２０】
太陽電池モジュール１の出力は降圧コンバータ２３に入力される。降圧コンバータ２３は、半導体スイッチング素子２と、ダイオード４とにより構成されており、太陽電池モジュール１の出力電圧を降圧する。半導体スイッチング素子２としては電力用のＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが用いられる。降圧コンバータ２３の出力は平滑リアクトル３に接続される。平滑リアクトル３では降圧コンバータ２３の出力における高周波リップルを平滑化する。平滑リアクトル３の出力はインバータ部２５に入力される。
【００２１】
インバータ部２５は、太陽電池モジュール１で発電され降圧された直流電力を交流電力に変換するものである。インバータ部２５は、ダイオード９，１０，１１，１２をそれぞれ直列接続した４個の半導体スイッチング素子５，６，７，８をブリッジ形に接続して構成されたスイッチング回路２４と、このスイッチング回路２４の各半導体スイッチング素子５，６，７，８にスイッチング制御信号を出力するパルス幅変調制御回路（ＰＷＭ制御回路）２２を含む。スイッチング回路２４は、ダイオード９，１０，１１，１２と半導体スイッチング素子５，６，７，８がそれぞれ直列接続された４組の直列接続体を含み、４組の直列接続体によりブリッジ回路が構成されている。半導体スイッチング素子５，６，７，８としては電力用のＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが用いられる。
【００２２】
図２は本発明に係る実施形態におけるインバータ部２５の動作説明図である。図２の（ａ）は商用周波数Ｅｕの波形図であり、図２の（ｂ），（ｃ）は半導体スイッチング素子５，７を駆動制御する商用周波数のスイッチング制御信号をそれぞれ示している。また、図２の（ｄ）は、商用周波数の正弦波の全波整流された波形（基準正弦波）と、高周波の三角波キャリア信号（三角波信号）の波形を示している。図２の（ｄ）では三角波キャリア信号を説明するため低周波で記述しているが、実際には２０ｋＨｚ程度の高周波の三角波キャリア周波数が用いられている。図２の（ｅ），（ｆ）は半導体スイッチング素子６，８を駆動制御するスイッチング制御信号をそれぞれ示している。
【００２３】
図２の（ｂ），（ｃ）に示すように、半導体スイッチング素子５，７は商用周波数の半サイクル毎にＯＮ／ＯＦＦ駆動制御されている。また、図２の（ｅ），（ｆ）に示すように、半導体スイッチング素子６，８は高周波の三角波キャリア周波数の波形と、商用周波数正弦波の全波整流型の波形との比較により決定された信号パターンによりＯＮ／ＯＦＦ駆動制御されている。図３は、ＰＷＭ制御回路２２における半導体スイッチング素子６，８のドライブ回路に対する信号処理システムを示す説明図である。三角波キャリア信号と全波整流された基準正弦波信号とを比較し、論理回路により半導体スイッチング素子６，８をＯＮ／ＯＦＦ駆動制御するスイッチング制御信号を形成して、半導体スイッチング素子６，８のドライブ回路へ出力する。
なお、上記の実施の形態においては三角波キャリア信号を用いた例で説明したが、三角波を鋸波状波の信号を用いた構成でもよい。
【００２４】
上記の実施形態の電力変換装置においては、平滑リアクトル３とインバータ部２５とにより電流型インバータ装置が構成される。電流型インバータ装置はスイッチング回路２４のスイッチング状況に応じて直流電流をスイッチング動作で切り換えた電流波形が交流側に出力される。交流側電圧は負荷１６に依存して発生するが、その極性によらずインバータ部２５は負荷１６に対して常に電流源として作用する。このため、半導体スイッチング素子５，６，７，８には、ＯＦＦ時に半導体スイッチング素子５，６，７，８に印加される逆電圧を阻止するためのダイオード９，１０，１１，１２が半導体スイッチング素子５，６，７，８のそれぞれに直列に接続されている。ＰＷＭ制御回路２２によりＰＷＭ制御を行うことにより、電流型インバータ装置の平滑リアクトル３が十分大きい場合には、電流型インバータ装置の出力電圧は正弦波に整形される。
【００２５】
スイッチング回路２４の出力端側に接続されている高周波成分を除去するコンデンサ１３とリアクトル１４，１５で構成される出力フィルタ回路は、スイッチング回路２４に対するフィルタ回路として配置されている。すなわち、スイッチング回路２４に対してフィルタ回路を構成するコンデンサ１３を並列に、リアクトル１４，１５を直列に接続している。このフィルタ回路により高周波成分が除去されるため、スイッチング回路２４を構成する各半導体スイッチング素子５，６，７，８には高周波電流が流れず低損失となる。出力フィルタ回路は、一般家電や商用電力系統の機器等と連携して負荷１６に接続される。
【００２６】
ところで、一般的に太陽光発電用のインバータ装置においては、電力リプルの問題が必ず発生する。インバータ装置から出力される交流電流および交流電圧はともに正弦波である。このため、出力電力はｓｉｎの２乗に比例した形となる。これに対してインバータ装置の入力電力は直流であるため、その入力電力は一定である。そして、電力リップルは商用周波数の２倍となって現れ、必ずインバータ装置のどこかに電力を蓄積・放出させるデバイスが必要である。
電流型インバータ装置の場合、電力を蓄積・放出するデバイスは平滑リアクトル３である。この平滑リアクトル３のインダクタンスをＬ［Ｈ］、平滑リアクトル３に流れている電流をＩl［Ａ］とすると、平滑リアクトル３が蓄えているエネルギーＪl［Ｊ：ジュール＝Ｗ・ｓｅｃ］は、下記式１で表される。
【００２７】
Ｊl＝１／２（Ｌ・Ｉl2）［Ｊ］ （１）
【００２８】
上記式１より、平滑リアクトル３がエネルギーの蓄積・放出を行った場合、必ず電流Ｉlがその蓄積・放出に応じて変動する。
【００２９】
電流型インバータ装置の出力電流の歪を小さくするためには、入力電流は変動の少ないものが望ましい。式１より、一定のエネルギーの蓄積・放出を行いつつ平滑リアクトル３を流れる電流Ｉlの変動を小さくするためには、平滑リアクトル３のインダクタンスＬの値を十分に大きくする必要がある。また、電流型インバータ装置の直流部の電圧をed、電圧edの実効値をEd、角周波数をω＝２πｆ（ｆは商用周波数）とすると、電流型インバータ装置の直流部にはインバータ装置のスイッチング動作に応じて商用電圧が現れ、直流部の電圧edは下記式２で表わされる。
【００３０】
ed=Ed−Edcos2ωt （２）
【００３１】
上記式２より、商用周波数の２倍周波数で変動する電圧edが平滑リアクトル３に印加されるため、直流電流において変動を生じる。電流型インバータ装置は単に直流電流を正弦波分布パルス列に変調して交流電流に変換するので、直流電流変動は商用周波数の２倍周波数での交流電流の波形歪みを誘発する。
【００３２】
図４は、降圧コンバータ２３に対して、従来のゲート信号生成方式のゲート信号生成回路２１Ａを有する電力変換装置の構成図であり、図５は降圧コンバータ２３に対する従来のゲート信号生成方式を説明する波形図である。図５において、（ａ）は三角波信号とＤＣ電圧信号を示し、（ｂ）は降圧コンバータ２３における半導体スイッチング素子２が駆動制御されるゲート信号を示している。
【００３３】
図４に示す構成において、ゲート信号生成回路２１Ａには三角波信号とＤＣ電圧信号が入力される。三角波信号の周波数は２０ｋＨｚ程度である。ゲート信号生成回路２１Ａでは図５に示すように、三角波信号と一定電圧（ＤＣ電圧信号）とを比較し、降圧コンバータ２３へのＰＷＭ出力を生成している。なお、三角波信号発生回路１７における生成やゲート信号生成回路２１Ａの演算は、アナログ演算素子で構成してもよいし、ＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）によるディジタル信号処理で行ってもよい。 図４に示した電流変換装置の構成において、例えば、平滑リアクトル３のインダクタンスＬ＝１００ｍＨの場合と、Ｌ＝１０ｍＨの場合の電流型インバータ装置の出力電圧波形を図６および図７に示す。図６はインダクタンスＬ＝１００ｍＨの場合の出力電圧波形であり、図７はインダクタンスＬ＝１０ｍＨの場合の出力電圧波形である。図６に示すように、インダクタンスＬ＝１００ｍＨではＬの値が十分大きいため出力電圧波形は殆ど歪んでいない。しかし、図７に示すようにインダクタンスＬ＝１０ｍＨの場合はＬの値が小さいため商用周波数の２倍周波数で出力電圧波形が大きく歪んでいる。
【００３４】
図８はゲート信号生成回路２１Ｂに対して２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力される場合の電力変換装置の構成図である。図９はゲート信号生成回路２１Ｂにおいて２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されるときのゲート信号生成方式を説明する図である。図９において、（ａ）は三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号を示している。図９の（ｂ）は降圧コンバータ２３における半導体スイッチング素子２が駆動制御されるゲート信号を示している。
【００３５】
図８に示すように、ゲート信号生成回路２１Ｂには三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力される。ゲート信号生成回路２１Ｂでは、図９に示すように、三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号とを比較して（図９の（ａ）参照）、降圧コンバータ２３に入力するためのＰＷＭ出力信号を生成している。降圧コンバータ２３においては、インバータ部２５への直流入力電圧の２倍周波数変動に対応する変動電圧を出力するために、ＰＷＭスイッチング動作が行われる。
【００３６】
前述のように、ゲート信号生成回路２１Ｂでは、三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されて、降圧コンバータ３０へのＰＷＭ出力信号を生成している。三角波信号は２０ｋＨｚ程度、商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号は１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚであるが、説明を分かりやすくするため、図９においてはｓｉｎ波信号の周期を長く示している。
【００３７】
図１０に平滑リアクトル３のインダクタンスＬ＝１０ｍＨのときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を示す。前述の図７に示した出力電圧波形と比較して、図１０に示した出力電圧波形の歪みが低減している。このことは、電圧edの２倍周波数変動が、降圧コンバータ２３で２倍周波数変調波を採用したＰＷＭスイッチング動作を行うことにより、降圧コンバータ２３の出力電圧edcを直流部の電圧edに対応して変動させることによりキャンセルでき、平滑リアクトル３の印加電圧を一定にすることが可能であることを示している。
【００３８】
次に、平滑リアクトル３のインダクタンスＬ＝１ｍＨのときの場合について説明する。図１１は、前述の図８に示した電力変換装置の構成において、インダクタンスＬ＝１ｍＨのときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を示す。図１１に示すように、図８に示した構成における電流型インバータ装置の出力電圧波形は、商用周波数の２倍の周波数で歪んでいる。従って、降圧コンバータ２３で２倍周波数変調波を採用したＰＷＭスイッチング動作を行っても十分でないことがわかる。
【００３９】
次に、図１に示した本発明に係る実施形態の電力変換装置の構成の場合について説明する。図１に示した電力変換装置においては、電流型インバータ装置のスイッチング回路２４から太陽電池モジュール１に戻る電流を検出するために電流センサ１８が設けられている。電流センサ１８としてはホール型のものや、シャント抵抗により検出するものなどを用いることができる。
【００４０】
図１２に電流センサ１８の出力信号波形を示す。電流センサ１８の出力信号は、ＤＣ成分を取り除くため、ハイパスフィルタ１９に入力される。電流センサ１８の出力信号の周波数は商用周波数の２倍周波数であるため、ハイパスフィルタ１９のカットオフ周波数は１０Ｈｚ程度に設定すればよい。これは、カットオフ周波数より低い周波数は信号が減衰するためである。図１２においては、電流センサ１８の出力信号波形（上側）とともに、ハイパスフィルタ１９の出力信号波形（下側）を示す。図１２に示すようにハイパスフィルタ１９の出力信号は直流成分がカットされ、カットオフ周波数より高い信号は、そのまま通過している。ハイパスフィルタ１９の出力信号は電流センサ１８の出力信号のオフセット分を除去している。ハイパスフィルタ１９の出力信号はゲイン回路２０に入力され、ハイパスフィルタ１９の出力信号をゲイン倍（Ｇ）する。
【００４１】
図１に示すように、ゲート信号生成回路２１には、三角波発生回路１７からの三角波信号と、商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号と、ゲイン回路２０の出力信号が入力される。ゲート信号生成回路２１では、三角波発生回路１７の三角波信号とゲイン回路２０の出力信号とを加算する。なお、三角波信号発生回路１７における生成やゲート信号生成回路２１の演算は、アナログ演算素子で構成してもよいし、ＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）によるディジタル信号処理で行ってもよい。
【００４２】
図１３は三角波発生回路１７の三角波信号とゲイン回路２０の出力信号とを加算した信号と、２倍周波数のｓｉｎ波信号を示している。２倍周波数のｓｉｎ波信号は商用周波数の２倍周波数であるので１００Ｈｚないし１２０Ｈｚであるのに対し、三角波信号は２０ｋＨｚ程度である。図１３においては、時間軸を合わせているため、三角波信号は狭ピッチ（グレーに塗られた状態）で描かれている。図１３に示すように、２倍周波数のｓｉｎ波信号は、三角波信号とゲイン回路２０の出力信号とを加算した信号の包絡線内に入るように設定される。２倍周波数のｓｉｎ波信号の最大値が三角波信号の最大値にゲイン回路２０の出力信号の最小値を加算した信号の値よりも小さく、２倍周波数のｓｉｎ波信号の最小値が三角波信号の最小値にゲイン回路２０の出力信号の最大値を加算した信号の値よりも大きくなるように三角波信号とゲイン回路２０の出力信号の加算結果にオフセットを加算して設定する。つまり、図１３において、Ａ＞Ｂになるように設定が行われる。この加算された信号と２倍周波数のｓｉｎ波信号とを比較して降圧コンバータ２３の半導体スイッチング素子２のゲート信号が生成される。
【００４３】
図１４は、ゲート信号生成回路２１において２倍周波数のｓｉｎ波信号と、三角波信号発生回路１７からの三角波信号と、ゲイン回路２０の出力信号と、が入力されるときのゲート信号生成方式を説明する図である。図１４において、（ａ）は三角波信号とゲイン回路２０の出力信号が加算された加算信号と、商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ信号を示している。図１４の（ｂ）は降圧コンバータ２３における半導体スイッチング素子２が駆動制御されるゲート信号を示している。図１４においては、説明を分かりやすくするため、ｓｉｎ波信号の周期を長く示している。
【００４４】
図１に示した電力変換装置においては、前述の図４および図８に示した構成では一定振幅であった三角波信号の振幅を、電流型インバータ装置のスイッチング回路２４から太陽電池モジュール１に戻る電流に基づき変化させている。このように構成された図１に示した電力変換装置は、出力電圧の歪みに対して、降圧コンバータ２３の半導体スイッチング素子２のゲート信号におけるＯＮ/ＯＦＦの時間を変化させて、平滑リアクトル３の出力電圧の歪みを低減するように制御している。
【００４５】
図１５は、図１に示した電力変換装置の電流型インバータ装置の構成における平滑リアクトル３のインダクタンスＬ＝１ｍＨのときの出力電圧波形を示す。図１５に示すように、Ｌ＝１ｍＨにおいても電流型インバータ装置の出力電圧波形の歪みが低減されていることが理解できる。
【００４６】
また、２倍周波数のｓｉｎ波信号の位相を変化させることにより電流型インバータ装置の出力電圧波形の歪みが変化する。電流型インバータ装置の出力電圧との位相が合っている場合の波形が図１５である。５０Ｈｚの場合、周期は２０ｍｓｅｃであるが、この±３％以内に位相を合わせる必要がある。＋５％ずれたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を図１６に示す。また−５％ずれたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を図１７に示す。図１６および図１７に示したどちらの出力電圧波形も歪みはじめている。
【００４７】
上記のように、図１に示した実施形態の電力変換装置の構成においては、電解コンデンサを用いなくても、リアクトルのインダクタンスを小さい状態で電流型インバータ装置の出力電圧波形の歪みを低減できるという優れた効果を奏する。さらに、図１に示した実施形態の電力変換装置の構成においては、インダクタンスを小さくすることができるため、システム全体としての小型化を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明の電力変換装置は、直流を交流に変換するインバータを搭載している各種装置に適用でき、有用性の高い発明である。
【符号の説明】
【００４９】
１ 太陽電池モジュール
２，５，６，７，８ 半導体スイッチング素子
３ 平滑リアクトル
４，９，１０，１１，１２ ダイオード
１３ コンデンサ
１４，１５ リアクトル
１６ 負荷
１７ 三角波発生回路
１８ 電流センサ
１９ ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
２０ ゲイン回路
２１，２１Ａ，２１Ｂ ゲート信号生成回路
２２ ＰＷＭ制御回路
２３ 降圧コンバータ
２４ スイッチング回路
２５ インバータ部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽電池の直流電力を交流電力に変換する電力変換装置において、インバータ装置の出力歪みを低減する制御方式に関するものである。特に、電流型インバータ装置において、平滑用リアクトルのインダクタンスを小さくし、小型化しても電流型インバータ装置の出力歪みを低減できる太陽光発電用電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
太陽光発電用電力変換装置における従来の電流型インバータ装置としては、特許文献１に開示されたものがある。図１８は特許文献１に記載された従来の電流型インバータ装置を示す回路図である。
【０００３】
図１８に示す従来の太陽光発電用電力変換装置１１０は、太陽電池アレイ部１１２からの直流電力を受ける電流型インバータ部１１４、および出力フィルタ回路１１６を含む。
【０００４】
電流型インバータ部１１４は、太陽電池アレイ部１１２で発電された直流出力を交流出力に変換するものであり、高周波リプルを平滑化する電流平滑用リアクトル１１８にダイオード１２０，１２２，１２４，１２６をそれぞれ直列接続した４個の半導体スイッチング素子１２８，１３０，１３２，１３４をブリッジ形に接続して構成するスイッチング回路１３６、およびこのスイッチング回路１３６の各半導体スイッチング素子１２８，１３０，１３２，１３４にスイッチング制御信号を出力するパルス幅変調制御回路（ＰＷＭ制御回路）１３８を含む。このＰＷＭ制御回路１３８は、例えばスイッチング回路１３６の出力電流を図示されない電流検出器により検出してフィードバックするフィードバック制御系であり、スイッチング回路１３６の出力状態が適正になるように、パルス幅を調整した複数組のＰＷＭパルスをスイッチング制御信号として、スイッチング回路１３６を構成する各半導体スイッチング素子１２８，１３０，１３２，１３４に供給する。
【０００５】
さらに、電流平滑用リアクトル１１８の入力側には、太陽電池アレイ部１１２と並列に接続され、太陽電池アレイ部１１２に生じる電圧変動を平滑にする平滑用コンデンサ１４０が設けられている。その結果、太陽電池アレイ部１１２で発生した電圧は、平滑用コンデンサ１４０により安定化され、電流平滑用リアクトル１１８に必要な電流が流れる。この電流平滑用リアクトル１１８により高周波リプルが平滑化された電流は、スイッチング回路１３６に流れる。すなわち、電流平滑用リアクトル１１８と平滑用コンデンサ１４０とによりローパスフィルタが構成されて、太陽電池アレイ部１１２から平坦な発電電力を供給することが可能な構成となる。
【０００６】
そして平滑用コンデンサ１４０の容量は、出力周波数の２倍に対して、電流平滑用リアクトル１１８と平滑用コンデンサ１４０によるローパスフィルタが十分に変動を吸収できるように設定する必要がある。
【０００７】
また、出力フィルタ回路１１６は、スイッチング回路１３６の出力端に接続されるコンデンサ１４２およびリアクトル１４４を含み、高周波成分の少ない出力を得るため逆Ｌ字形となっている。この出力フィルタ回路１１６には図示されない負荷および商用電力系統が連系接続される。
【０００８】
図１８に示す太陽光発電用電力変換装置１１０においては、インバータ主回路動作が電流型のままで、入力電流のリプル電流を吸収して、電圧を安定化させる平滑用コンデンサ１４０を太陽電池アレイ部１１２に並列に接続することにより、リプル電流を許容できる構成としている。このため、図１８に示した太陽光発電用電力変換装置１１０は、全てをリアクトルに依存していた以前から用いられていた従来の電流型インバータ装置と比較して、小さなリアクトルの値となっている。このような以前から用いられていた従来の電流型インバータ装置では、入力電流を平滑化するために、例えば１００ｍＨといった非常に大きなリアクトルの値を必要としていたが、図１８に示す太陽光発電用電力変換装置１１０においては、電流型インバータ装置の入力部分のリプル電流を許容できる限り、リプル電流を大きく設定することが可能となり、その分リアクトルを小さくすることができる構成になっていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０００−３２４８４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
電流型インバータ装置において、リアクトルのインダクタンスを小さくするとインバータの出力波形が歪むため、大きなインダクタンスのリアクトルを用いる必要がある。インダクタンスを大きくすると、リアクトルのサイズが大きくなり、装置としても大型化になるという問題を有する。特許文献１に開示された太陽光発電用電力変換装置１１０のように平滑用コンデンサ１４０を追加することによりリアクトルを小型化するためには大容量のコンデンサが必要である。
【００１１】
このようなコンデンサとしては電解コンデンサが用いられる。しかし、電解コンデンサは、一般的に寿命が１０年以下であり、周囲温度が１０℃上昇すると寿命が半減するという問題がある。このように、電流型インバータ装置においては電解コンデンサを用いると寿命の問題が発生し、電流型インバータ装置における優位性が消されてしまうという課題を有する。従って、寿命の観点から、電流型インバータ装置においては電解コンデンサを用いない構成とした方が望ましい。
【００１２】
一方、小容量のコンデンサを用いて装置の小型化を図る場合は、フィルムコンデンサやセラミックコンデンサを用いる構成が考えられるが、リアクトルの大きさが１／１０、１／１００になるほどの小型化を望むことはできない。また、大容量のコンデンサを用いる場合には、リアクトルを小型化することができるがコンデンサが大容量であるため、装置は大型化する。
【００１３】
本発明は、前記従来の装置における課題を解決するものであり、電流型インバータ装置において大容量のコンデンサを用いずにリアクトルのインダクタンスを小さくして、リアクトルを小型化することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
前記目的を達成するために、本発明の電力変換装置の一態様としては、太陽電池モジュールからの直流電圧を降圧するためのスイッチング素子とダイオードとで構成される降圧コンバータと、前記降圧コンバータの出力を平滑する平滑リアクトルと、前記平滑リアクトルに接続され４個のスイッチング素子とダイオードとを直列接続した４組の直列接続体でブリッジ回路が構成されたスイッチング回路と、前記スイッチング回路の各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力するＰＷＭ制御回路と、前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流を検出する電流センサと、前記電流センサの直流成分を除去するハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタの出力を定数倍するゲイン回路と、前記ゲイン回路の出力信号と三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号（正弦波信号）とを入力し、前記三角波信号の振幅を前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流に基づき変化させることにより、出力電圧の歪みに対して降圧コンバータのスイッチング素子のゲートのＯＮ/ＯＦＦの時間を変化させるスイッチング制御信号を出力するゲート信号生成回路と、で構成され、前記スイッチング回路と前記ＰＷＭ制御回路によるインバータ部により直流電力を交流電力に変換して出力電圧を形成するものである。このように構成された本発明の電力変換装置は、ゲート信号生成回路の制御によりインバータの出力の歪みを低減する構成であり、リアクトルのインダクタンスを小さくしてもインバータの出力歪みを低減することを可能となる。
【００１５】
本発明の電力変換装置は別の態様としては、前記２倍周波数のｓｉｎ波信号（正弦波信号）の位相を変化させること、前記ゲイン回路の出力信号にオフセット値を加算すること、前記２倍周波数のｓｉｎ波信号が、前記三角波信号と前記ゲインの出力を加算した信号の包絡線内に設定されていることにより、リアクトルのインダクタンスを小さくしてもインバータの出力歪みを低減することが可能である。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の電力変換装置によれば、降圧コンバータの出力電圧をインバータの入力電圧に対応して変化させることにより、リアクトル印加電圧を一定にすることができ、さらに出力のフィードバック信号の変化に応じて変調時のＰＷＭのＯＮ／ＯＦＦの幅を変化させることにより、インバータの出力ひずみを低減することができ、インダクタンスを小さくしても出力波形の歪みを抑えることを可能とする。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明に係る実施形態を示す電力変換装置の構成図
【図２】本発明に係る実施形態におけるインバータ部の動作の説明図
【図３】本発明に係る実施形態におけるＰＷＭ制御回路の信号処理システムの説明図
【図４】降圧コンバータに対する従来のゲート信号生成方式を示す電力変換装置の構成図
【図５】降圧コンバータに対する従来のゲート信号生成方式を説明する波形図
【図６】従来方式により生成されたゲート信号による電流型インバータ装置の出力電圧波形図（Ｌ＝１００ｍＨ）
【図７】従来方式により生成されたゲート信号による電流型インバータ装置の出力電圧波形図（Ｌ＝１０ｍＨ）
【図８】ゲート信号生成回路に対して２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力される場合の電力変換装置の構成図
【図９】ゲート信号生成回路において２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されるときのゲート信号生成方式を説明する図
【図１０】ゲート信号生成回路において２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されるときの降圧コンバータのゲート信号による電流型インバータ装置の出力電力波形（Ｌ＝１０ｍＨ）
【図１１】ゲート信号生成回路において２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されるときの降圧コンバータのゲート信号による電流型インバータ装置の出力波形（Ｌ＝１ｍＨ）
【図１２】本発明に係る実施形態における電流センサとハイパスフィルタの出力波形
【図１３】本発明に係る実施形態におけるゲート信号生成回路を説明する波形図
【図１４】本発明に係る実施形態におけるゲート信号生成回路を説明する波形図
【図１５】本発明に係る実施形態における電流型インバータ装置の出力電力波形（Ｌ＝１ｍＨ）
【図１６】本発明に係る実施形態において位相を＋５％変化させたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形
【図１７】本発明に係る実施形態において位相を−５％変化させたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形
【図１８】従来の太陽光発電用電流型インバータ装置の回路図
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明に係る好適な実施形態の電力変換装置について、添付の図１〜図１７を参照しながら説明する。本発明の電力変換装置としては、太陽光発電用電力変換装置について説明し、太陽電池の直流出力を交流出力に変換して出力するインバータ装置を含んでいる。
【００１９】
図１は本発明に係る実施形態を示す電力変換装置の構成図である。太陽電池モジュール１（ＰＶ）は、複数の太陽電池（図示省略）と、太陽電池と同数の逆電流阻止用ダイオード（図示省略）とより構成される。なお、太陽電池モジュール１においては、太陽電池と逆電流阻止用ダイオードが出力容量に応じて必要な数だけ直列あるいは並列に接続されて構成される。太陽電池モジュール１からは直流電圧が出力される。
【００２０】
太陽電池モジュール１の出力は降圧コンバータ２３に入力される。降圧コンバータ２３は、半導体スイッチング素子２と、ダイオード４とにより構成されており、太陽電池モジュール１の出力電圧を降圧する。半導体スイッチング素子２としては電力用のＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが用いられる。降圧コンバータ２３の出力は平滑リアクトル３に接続される。平滑リアクトル３では降圧コンバータ２３の出力における高周波リップルを平滑化する。平滑リアクトル３の出力はインバータ部２５に入力される。
【００２１】
インバータ部２５は、太陽電池モジュール１で発電され降圧された直流電力を交流電力に変換するものである。インバータ部２５は、ダイオード９，１０，１１，１２をそれぞれ直列接続した４個の半導体スイッチング素子５，６，７，８をブリッジ形に接続して構成されたスイッチング回路２４と、このスイッチング回路２４の各半導体スイッチング素子５，６，７，８にスイッチング制御信号を出力するパルス幅変調制御回路（ＰＷＭ制御回路）２２を含む。スイッチング回路２４は、ダイオード９，１０，１１，１２と半導体スイッチング素子５，６，７，８がそれぞれ直列接続された４組の直列接続体を含み、４組の直列接続体によりブリッジ回路が構成されている。半導体スイッチング素子５，６，７，８としては電力用のＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが用いられる。
【００２２】
図２は本発明に係る実施形態におけるインバータ部２５の動作説明図である。図２の（ａ）は商用周波数Ｅｕの波形図であり、図２の（ｂ），（ｃ）は半導体スイッチング素子５，７を駆動制御する商用周波数のスイッチング制御信号をそれぞれ示している。また、図２の（ｄ）は、商用周波数の正弦波の全波整流された波形（基準正弦波）と、高周波の三角波キャリア信号（三角波信号）の波形を示している。図２の（ｄ）では三角波キャリア信号を説明するため低周波で記述しているが、実際には２０ｋＨｚ程度の高周波の三角波キャリア周波数が用いられている。図２の（ｅ），（ｆ）は半導体スイッチング素子６，８を駆動制御するスイッチング制御信号をそれぞれ示している。
【００２３】
図２の（ｂ），（ｃ）に示すように、半導体スイッチング素子５，７は商用周波数の半サイクル毎にＯＮ／ＯＦＦ駆動制御されている。また、図２の（ｅ），（ｆ）に示すように、半導体スイッチング素子６，８は高周波の三角波キャリア周波数の波形と、商用周波数正弦波の全波整流型の波形との比較により決定された信号パターンによりＯＮ／ＯＦＦ駆動制御されている。図３は、ＰＷＭ制御回路２２における半導体スイッチング素子６，８のドライブ回路に対する信号処理システムを示す説明図である。三角波キャリア信号と全波整流された基準正弦波信号とを比較し、論理回路により半導体スイッチング素子６，８をＯＮ／ＯＦＦ駆動制御するスイッチング制御信号を形成して、半導体スイッチング素子６，８のドライブ回路へ出力する。
なお、上記の実施の形態においては三角波キャリア信号を用いた例で説明したが、三角波を鋸波状波の信号を用いた構成でもよい。
【００２４】
上記の実施形態の電力変換装置においては、平滑リアクトル３とインバータ部２５とにより電流型インバータ装置が構成される。電流型インバータ装置はスイッチング回路２４のスイッチング状況に応じて直流電流をスイッチング動作で切り換えた電流波形が交流側に出力される。交流側電圧は負荷１６に依存して発生するが、その極性によらずインバータ部２５は負荷１６に対して常に電流源として作用する。このため、半導体スイッチング素子５，６，７，８には、ＯＦＦ時に半導体スイッチング素子５，６，７，８に印加される逆電圧を阻止するためのダイオード９，１０，１１，１２が半導体スイッチング素子５，６，７，８のそれぞれに直列に接続されている。ＰＷＭ制御回路２２によりＰＷＭ制御を行うことにより、電流型インバータ装置の平滑リアクトル３が十分大きい場合には、電流型インバータ装置の出力電圧は正弦波に整形される。
【００２５】
スイッチング回路２４の出力端側に接続されている高周波成分を除去するコンデンサ１３とリアクトル１４，１５で構成される出力フィルタ回路は、スイッチング回路２４に対するフィルタ回路として配置されている。すなわち、スイッチング回路２４に対してフィルタ回路を構成するコンデンサ１３を並列に、リアクトル１４，１５を直列に接続している。このフィルタ回路により高周波成分が除去されるため、スイッチング回路２４を構成する各半導体スイッチング素子５，６，７，８には高周波電流が流れず低損失となる。出力フィルタ回路は、一般家電や商用電力系統の機器等と連携して負荷１６に接続される。
【００２６】
ところで、一般的に太陽光発電用のインバータ装置においては、電力リプルの問題が必ず発生する。インバータ装置から出力される交流電流および交流電圧はともに正弦波である。このため、出力電力はｓｉｎの２乗に比例した形となる。これに対してインバータ装置の入力電力は直流であるため、その入力電力は一定である。そして、電力リップルは商用周波数の２倍となって現れ、必ずインバータ装置のどこかに電力を蓄積・放出させるデバイスが必要である。
電流型インバータ装置の場合、電力を蓄積・放出するデバイスは平滑リアクトル３である。この平滑リアクトル３のインダクタンスをＬ［Ｈ］、平滑リアクトル３に流れている電流をＩl［Ａ］とすると、平滑リアクトル３が蓄えているエネルギーＪl［Ｊ：ジュール＝Ｗ・ｓｅｃ］は、下記式１で表される。
【００２７】
Ｊl＝１／２（Ｌ・Ｉl2）［Ｊ］ （１）
【００２８】
上記式１より、平滑リアクトル３がエネルギーの蓄積・放出を行った場合、必ず電流Ｉlがその蓄積・放出に応じて変動する。
【００２９】
電流型インバータ装置の出力電流の歪を小さくするためには、入力電流は変動の少ないものが望ましい。式１より、一定のエネルギーの蓄積・放出を行いつつ平滑リアクトル３を流れる電流Ｉlの変動を小さくするためには、平滑リアクトル３のインダクタンスＬの値を十分に大きくする必要がある。また、電流型インバータ装置の直流部の電圧をed、電圧edの実効値をEd、角周波数をω＝２πｆ（ｆは商用周波数）とすると、電流型インバータ装置の直流部にはインバータ装置のスイッチング動作に応じて商用電圧が現れ、直流部の電圧edは下記式２で表わされる。
【００３０】
ed=Ed−Edcos2ωt （２）
【００３１】
上記式２より、商用周波数の２倍周波数で変動する電圧edが平滑リアクトル３に印加されるため、直流電流において変動を生じる。電流型インバータ装置は単に直流電流を正弦波分布パルス列に変調して交流電流に変換するので、直流電流変動は商用周波数の２倍周波数での交流電流の波形歪みを誘発する。
【００３２】
図４は、降圧コンバータ２３に対して、従来のゲート信号生成方式のゲート信号生成回路２１Ａを有する電力変換装置の構成図であり、図５は降圧コンバータ２３に対する従来のゲート信号生成方式を説明する波形図である。図５において、（ａ）は三角波信号とＤＣ電圧信号を示し、（ｂ）は降圧コンバータ２３における半導体スイッチング素子２が駆動制御されるゲート信号を示している。
【００３３】
図４に示す構成において、ゲート信号生成回路２１Ａには三角波信号とＤＣ電圧信号が入力される。三角波信号の周波数は２０ｋＨｚ程度である。ゲート信号生成回路２１Ａでは図５に示すように、三角波信号と一定電圧（ＤＣ電圧信号）とを比較し、降圧コンバータ２３へのＰＷＭ出力を生成している。なお、三角波信号発生回路１７における生成やゲート信号生成回路２１Ａの演算は、アナログ演算素子で構成してもよいし、ＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）によるディジタル信号処理で行ってもよい。 図４に示した電流変換装置の構成において、例えば、平滑リアクトル３のインダクタンスＬ＝１００ｍＨの場合と、Ｌ＝１０ｍＨの場合の電流型インバータ装置の出力電圧波形を図６および図７に示す。図６はインダクタンスＬ＝１００ｍＨの場合の出力電圧波形であり、図７はインダクタンスＬ＝１０ｍＨの場合の出力電圧波形である。図６に示すように、インダクタンスＬ＝１００ｍＨではＬの値が十分大きいため出力電圧波形は殆ど歪んでいない。しかし、図７に示すようにインダクタンスＬ＝１０ｍＨの場合はＬの値が小さいため商用周波数の２倍周波数で出力電圧波形が大きく歪んでいる。
【００３４】
図８はゲート信号生成回路２１Ｂに対して２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力される場合の電力変換装置の構成図である。図９はゲート信号生成回路２１Ｂにおいて２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されるときのゲート信号生成方式を説明する図である。図９において、（ａ）は三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号を示している。図９の（ｂ）は降圧コンバータ２３における半導体スイッチング素子２が駆動制御されるゲート信号を示している。
【００３５】
図８に示すように、ゲート信号生成回路２１Ｂには三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力される。ゲート信号生成回路２１Ｂでは、図９に示すように、三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号とを比較して（図９の（ａ）参照）、降圧コンバータ２３に入力するためのＰＷＭ出力信号を生成している。降圧コンバータ２３においては、インバータ部２５への直流入力電圧の２倍周波数変動に対応する変動電圧を出力するために、ＰＷＭスイッチング動作が行われる。
【００３６】
前述のように、ゲート信号生成回路２１Ｂでは、三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されて、降圧コンバータ３０へのＰＷＭ出力信号を生成している。三角波信号は２０ｋＨｚ程度、商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号は１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚであるが、説明を分かりやすくするため、図９においてはｓｉｎ波信号の周期を長く示している。
【００３７】
図１０に平滑リアクトル３のインダクタンスＬ＝１０ｍＨのときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を示す。前述の図７に示した出力電圧波形と比較して、図１０に示した出力電圧波形の歪みが低減している。このことは、電圧edの２倍周波数変動が、降圧コンバータ２３で２倍周波数変調波を採用したＰＷＭスイッチング動作を行うことにより、降圧コンバータ２３の出力電圧edcを直流部の電圧edに対応して変動させることによりキャンセルでき、平滑リアクトル３の印加電圧を一定にすることが可能であることを示している。
【００３８】
次に、平滑リアクトル３のインダクタンスＬ＝１ｍＨのときの場合について説明する。図１１は、前述の図８に示した電力変換装置の構成において、インダクタンスＬ＝１ｍＨのときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を示す。図１１に示すように、図８に示した構成における電流型インバータ装置の出力電圧波形は、商用周波数の２倍の周波数で歪んでいる。従って、降圧コンバータ２３で２倍周波数変調波を採用したＰＷＭスイッチング動作を行っても十分でないことがわかる。
【００３９】
次に、図１に示した本発明に係る実施形態の電力変換装置の構成の場合について説明する。図１に示した電力変換装置においては、電流型インバータ装置のスイッチング回路２４から太陽電池モジュール１に戻る電流を検出するために電流センサ１８が設けられている。電流センサ１８としてはホール型のものや、シャント抵抗により検出するものなどを用いることができる。
【００４０】
図１２に電流センサ１８の出力信号波形を示す。電流センサ１８の出力信号は、ＤＣ成分を取り除くため、ハイパスフィルタ１９に入力される。電流センサ１８の出力信号の周波数は商用周波数の２倍周波数であるため、ハイパスフィルタ１９のカットオフ周波数は１０Ｈｚ程度に設定すればよい。これは、カットオフ周波数より低い周波数は信号が減衰するためである。図１２においては、電流センサ１８の出力信号波形（上側）とともに、ハイパスフィルタ１９の出力信号波形（下側）を示す。図１２に示すようにハイパスフィルタ１９の出力信号は直流成分がカットされ、カットオフ周波数より高い信号は、そのまま通過している。ハイパスフィルタ１９の出力信号は電流センサ１８の出力信号のオフセット分を除去している。ハイパスフィルタ１９の出力信号はゲイン回路２０に入力され、ハイパスフィルタ１９の出力信号をゲイン倍（Ｇ）する。
【００４１】
図１に示すように、ゲート信号生成回路２１には、三角波発生回路１７からの三角波信号と、商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号と、ゲイン回路２０の出力信号が入力される。ゲート信号生成回路２１では、三角波発生回路１７の三角波信号とゲイン回路２０の出力信号とを加算する。なお、三角波信号発生回路１７における生成やゲート信号生成回路２１の演算は、アナログ演算素子で構成してもよいし、ＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）によるディジタル信号処理で行ってもよい。
【００４２】
図１３は三角波発生回路１７の三角波信号とゲイン回路２０の出力信号とを加算した信号と、２倍周波数のｓｉｎ波信号を示している。２倍周波数のｓｉｎ波信号は商用周波数の２倍周波数であるので１００Ｈｚないし１２０Ｈｚであるのに対し、三角波信号は２０ｋＨｚ程度である。図１３においては、時間軸を合わせているため、三角波信号は狭ピッチ（グレーに塗られた状態）で描かれている。図１３に示すように、２倍周波数のｓｉｎ波信号は、三角波信号とゲイン回路２０の出力信号とを加算した信号の包絡線内に入るように設定される。２倍周波数のｓｉｎ波信号の最大値が三角波信号の最大値にゲイン回路２０の出力信号の最小値を加算した信号の値よりも小さく、２倍周波数のｓｉｎ波信号の最小値が三角波信号の最小値にゲイン回路２０の出力信号の最大値を加算した信号の値よりも大きくなるように三角波信号とゲイン回路２０の出力信号の加算結果にオフセットを加算して設定する。つまり、図１３において、Ａ＞Ｂになるように設定が行われる。この加算された信号と２倍周波数のｓｉｎ波信号とを比較して降圧コンバータ２３の半導体スイッチング素子２のゲート信号が生成される。
【００４３】
図１４は、ゲート信号生成回路２１において２倍周波数のｓｉｎ波信号と、三角波信号発生回路１７からの三角波信号と、ゲイン回路２０の出力信号と、が入力されるときのゲート信号生成方式を説明する図である。図１４において、（ａ）は三角波信号とゲイン回路２０の出力信号が加算された加算信号と、商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ信号を示している。図１４の（ｂ）は降圧コンバータ２３における半導体スイッチング素子２が駆動制御されるゲート信号を示している。図１４においては、説明を分かりやすくするため、ｓｉｎ波信号の周期を長く示している。
【００４４】
図１に示した電力変換装置においては、前述の図４および図８に示した構成では一定振幅であった三角波信号の振幅を、電流型インバータ装置のスイッチング回路２４から太陽電池モジュール１に戻る電流に基づき変化させている。このように構成された図１に示した電力変換装置は、出力電圧の歪みに対して、降圧コンバータ２３の半導体スイッチング素子２のゲート信号におけるＯＮ/ＯＦＦの時間を変化させて、平滑リアクトル３の出力電圧の歪みを低減するように制御している。
【００４５】
図１５は、図１に示した電力変換装置の電流型インバータ装置の構成における平滑リアクトル３のインダクタンスＬ＝１ｍＨのときの出力電圧波形を示す。図１５に示すように、Ｌ＝１ｍＨにおいても電流型インバータ装置の出力電圧波形の歪みが低減されていることが理解できる。
【００４６】
また、２倍周波数のｓｉｎ波信号の位相を変化させることにより電流型インバータ装置の出力電圧波形の歪みが変化する。電流型インバータ装置の出力電圧との位相が合っている場合の波形が図１５である。５０Ｈｚの場合、周期は２０ｍｓｅｃであるが、この±３％以内に位相を合わせる必要がある。＋５％ずれたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を図１６に示す。また−５％ずれたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を図１７に示す。図１６および図１７に示したどちらの出力電圧波形も歪みはじめている。
【００４７】
上記のように、図１に示した実施形態の電力変換装置の構成においては、電解コンデンサを用いなくても、リアクトルのインダクタンスを小さい状態で電流型インバータ装置の出力電圧波形の歪みを低減できるという優れた効果を奏する。さらに、図１に示した実施形態の電力変換装置の構成においては、インダクタンスを小さくすることができるため、システム全体としての小型化を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明の電力変換装置は、直流を交流に変換するインバータを搭載している各種装置に適用でき、有用性の高い発明である。
【符号の説明】
【００４９】
１ 太陽電池モジュール
２，５，６，７，８ 半導体スイッチング素子
３ 平滑リアクトル
４，９，１０，１１，１２ ダイオード
１３ コンデンサ
１４，１５ リアクトル
１６ 負荷
１７ 三角波発生回路
１８ 電流センサ
１９ ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
２０ ゲイン回路
２１，２１Ａ，２１Ｂ ゲート信号生成回路
２２ ＰＷＭ制御回路
２３ 降圧コンバータ
２４ スイッチング回路
２５ インバータ部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
太陽電池モジュールからの直流電圧を降圧するためのスイッチング素子とダイオードとで構成される降圧コンバータと、
前記降圧コンバータの出力を平滑する平滑リアクトルと、
前記平滑リアクトルに接続されスイッチング素子とダイオードとを直列接続した４組の直列接続体でブリッジ回路が構成されたスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力するＰＷＭ制御回路と、
前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流を検出する電流センサと、
前記電流センサの直流成分を除去するハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタの出力を定数倍するゲイン回路と、
前記ゲイン回路の出力信号と三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号とを入力し、前記三角波信号の振幅を前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流に基づき変化させることにより、出力電圧の歪みに対して前記降圧コンバータの前記スイッチング素子のゲートのＯＮ/ＯＦＦの時間を変化させるスイッチング制御信号を出力するゲート信号生成回路と、で構成され、
前記スイッチング回路と前記ＰＷＭ制御回路によるインバータ部により直流電力を交流電力に変換して出力電圧を形成する電力変換装置。
【請求項２】
前記２倍周波数のｓｉｎ波信号の位相を変化させるよう構成された請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記ゲイン回路の出力信号にオフセット値を加算するよう構成された請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記２倍周波数のｓｉｎ波信号が、前記三角波信号と前記ゲイン回路の出力信号を加算した信号の包絡線内に設定されている請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１】
太陽電池モジュールからの直流電圧を降圧するためのスイッチング素子とダイオードとで構成される降圧コンバータと、
前記降圧コンバータの出力を平滑する平滑リアクトルと、
前記平滑リアクトルに接続されスイッチング素子とダイオードとを直列接続した４組の直列接続体でブリッジ回路が構成されたスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力するＰＷＭ制御回路と、
前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流を検出する電流センサと、
前記電流センサの直流成分を除去するハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタの出力を定数倍するゲイン回路と、
前記ゲイン回路の出力信号と三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号とを入力し、前記三角波信号の振幅を前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流に基づき変化させることにより、出力電圧の歪みに対して前記降圧コンバータの前記スイッチング素子のゲートのＯＮ/ＯＦＦの時間を変化させるスイッチング制御信号を出力するゲート信号生成回路と、で構成され、
前記スイッチング回路と前記ＰＷＭ制御回路によるインバータ部により直流電力を交流電力に変換して出力電圧を形成する電力変換装置。
【請求項２】
前記２倍周波数のｓｉｎ波信号の位相を変化させるよう構成された請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記ゲイン回路の出力信号にオフセット値を加算するよう構成された請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記２倍周波数のｓｉｎ波信号が、前記三角波信号と前記ゲイン回路の出力信号を加算した信号の包絡線内に設定されている請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２０１３−９９１２７（Ｐ２０１３−９９１２７Ａ）
【公開日】平成２５年５月２０日（２０１３．５．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２４０１０７（Ｐ２０１１−２４０１０７）
【出願日】平成２３年１１月１日（２０１１．１１．１）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月２０日（２０１３．５．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月１日（２０１１．１１．１）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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