電源回路
【課題】低損失で小型化が可能な電源回路を提供すること。
【解決手段】直流電圧と交流電圧との間の相互の変換を行う電源回路であって、直流電圧と交流電圧の大小に対応して区分される複数の区間の中の一部の区間において昇圧動作を行い、残りの区間において降圧動作を行う単相部分昇降圧インバータ１と、単相部分昇降圧インバータ１の制御を行う制御回路２とを備える。単相部分昇降圧インバータ１は、４つのスイッチング素子１０、１２、１４、１６、２つのＡＣリアクトル２０、２２、コンデンサ３０を備えている。
【解決手段】直流電圧と交流電圧との間の相互の変換を行う電源回路であって、直流電圧と交流電圧の大小に対応して区分される複数の区間の中の一部の区間において昇圧動作を行い、残りの区間において降圧動作を行う単相部分昇降圧インバータ１と、単相部分昇降圧インバータ１の制御を行う制御回路２とを備える。単相部分昇降圧インバータ１は、４つのスイッチング素子１０、１２、１４、１６、２つのＡＣリアクトル２０、２２、コンデンサ３０を備えている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧と交流電圧の双方向の変換を行う電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、昇降圧チョッパと単相インバータとを組み合わせて直流電圧と交流電圧との間の変換を行う電源回路が知られている（例えば、特許文献１、２参照。）。図１４は、従来の電源回路の構成を示す図である。図１４に示す電源回路は、昇降圧チョッパ１００と単相インバータ１１０とを備える。昇降圧チョッパ１００は、ＤＣリアクトル１０１とスイッチング素子１０２、１０３と平滑用コンデンサ１０４、１０５とを含んで構成されている。単相インバータ１１０は、スイッチング素子１１１、１１２、１１３、１１４と平滑用コンデンサ１０５とを含んで構成されている。また、単相インバータ１１０には、ＡＣリアクトル１１５、１１６と平滑用コンデンサ１１７が接続されている。直流電圧Ｅdcから交流電圧ｅacへの変換は、図１５に示すように、昇降圧チョッパ１００で直流電圧Ｅdcを交流電圧ｅacのピーク値よりも高い電圧Ｖdcに一旦昇圧した後、単相インバータ１１０でこの電圧Ｖdcを交流電圧ｅacに変換する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−７９４３９号公報
【特許文献２】特開２００６−１５８１００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、図１４に示す従来の電源回路では、直流電圧Ｅdcを一旦これより高い電圧Ｖdcに変換しているため、この昇圧に伴う損失が大きいという問題があった。また、昇降圧チョッパ１００と単相インバータ１１０という２つの回路が必要であり、しかも、昇降圧チョッパ１００にはＤＣリアクトル１０１が含まれるため、装置の小型化が難しいという問題があった。
【０００５】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、低損失で小型化が可能な電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決するために、本発明の電源回路は、直流電圧と交流電圧との間の相互の変換を行う電源回路であって、直流電圧と交流電圧の絶対値の比較における大小関係に対応して区分される電圧波形の複数の区間の中の、交流電圧が直流電圧より高い区間において直流電圧を交流電圧に昇圧する動作あるいは交流電圧を直流電圧に降圧する動作を行い、残りの区間において直流電圧を交流電圧に降圧する動作あるいは交流電圧を直流電圧に昇圧する動作を行う昇降圧インバータと、昇降圧インバータの制御を行う制御回路とを備えている。また、昇降圧インバータは、直流電圧が入出力される２つの直流端子と、交流電圧が入出力される２つの交流端子を有しており、一方の直流端子と２つの交流端子のそれぞれとの間に、第１のスイッチング素子とリアクトルの直列回路が接続され、他方の直流端子と２つの交流端子のそれぞれとの間に、第２のスイッチング素子が接続され、２つの交流端子の間にコンデンサが接続されている。
【０００７】
交流電圧のピーク値よりも高い直流電圧に一旦昇圧する必要がないため、変換時の損失を低減することができる。また、ＤＣリアクトルが含まれない昇降圧インバータのみで直流電圧と交流電圧との間の相互の変換を行っているため、装置の小型化が可能となる。
【０００８】
また、上述した制御回路は、直流電圧よりも交流電圧の方が高いときに、一方の直列回路に含まれる第１のスイッチング素子をオンし、他方の直列回路に含まれる第１のスイッチング素子をオフした状態で、他の２つの第２のスイッチング素子を交互にオンオフ制御することにより、昇降圧インバータに、直流電圧を交流電圧に昇圧する動作あるいは交流電圧を直流電圧に降圧する動作を行わせている。また、上述した制御回路は、直流電圧よりも交流電圧の方が低いときに、一方の直列回路に含まれる第１のスイッチング素子をオンし、一方の第２のスイッチング素子をオフした状態で、他方の直列回路に含まれる第１のスイッチング素子と他方の第２のスイッチング素子とを交互にオンオフ制御することにより、昇降圧インバータに、直流電圧を交流電圧に降圧する動作あるいは交流電圧を直流電圧に昇圧する動作を行わせている。このように、オンオフ制御（ＰＷＭ制御）するスイッチング素子を切り替えることにより、昇圧動作と降圧動作を１つの昇降圧インバータで行うことができる。
【０００９】
また、上述した制御回路は、デューティ比が変更可能なＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、ＰＷＭ信号生成部から出力されるＰＷＭ信号の論理を反転するインバータ回路とを備え、交互にオンオフ制御する２つのスイッチング素子の一方をＰＷＭ信号生成部の出力信号に基づいてオンオフ制御し、他方をインバータ回路の出力信号に基づいてオンオフ制御することが望ましい。これにより、１つのＰＷＭ信号を用いて２つのスイッチング素子を交互にオンオフすることができ、構成を簡略化することができる。
【００１０】
また、上述した制御回路は、変換先となる直流電圧あるいは交流電圧が電圧指令値として与えられたときに、この電圧指令値と実際の直流電圧あるいは交流電圧との差に基づいて、リアクトルに流す電流を示す電流指令値を生成する電流指令値生成部と、電流指令値に基づいて、リアクトルの両端電圧を示す電圧指令値を生成する電圧指令値生成部と、電圧指令値に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを備えることが望ましい。これにより、変換後の電圧を電圧指令値として与えることで直流電圧と交流電圧の間のパワーフローを任意に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】一実施形態の電源回路の全体構成を示す図である。
【図２】電源回路の入出力電圧波形を示す図である。
【図３】直流電圧を交流電圧に変換する場合の電圧の関係を示す図である。
【図４】正極性の直流電圧を降圧して交流電圧に変換する動作を行う場合のインバータの状態と制御回路との関係を示す図である。
【図５】図４に示すインバータの等価回路図である。
【図６】正極性の直流電圧を昇圧して交流電圧に変換する動作を行う場合のインバータの状態と制御回路との関係を示す図である。
【図７】図６に示すインバータの等価回路図である。
【図８】負極性の直流電圧を降圧して交流電圧に変換する動作を行う場合のインバータの状態と制御回路との関係を示す図である。
【図９】図８に示すインバータの等価回路図である。
【図１０】負極性の直流電圧を昇圧して交流電圧に変換する動作を行う場合のインバータの状態と制御回路との関係を示す図である。
【図１１】図１０に示すインバータの等価回路図である。
【図１２】直流電圧を所望の交流電圧に変換する制御回路の詳細な構成を示す図である。
【図１３】交流電圧を所望の直流電圧に変換する制御回路の詳細な構成を示す図である。
【図１４】従来の電源回路の構成を示す図である。
【図１５】従来の電源回路の入出力電圧波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の電源回路を適用した一実施形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１３】
図１は、一実施形態の電源回路の全体構成を示す図である。図１に示すように、本実施形態の電源回路は、単相部分昇降圧インバータ（以後、単に「インバータ」と称する、）１と制御回路２とを備える。インバータ１は、４つのスイッチング素子１０、１２、１４、１６、２つのＡＣリアクトル２０、２２、コンデンサ３０を備えている。このインバータ１には、２つの直流端子ａ、ｂと２つの交流端子ｃ、ｄを有する。一方の直流端子ａと一方の交流端子ｃとの間にはスイッチング素子１０とＡＣリアクトル２０の直列回路が接続されている。一方の直流端子ａと他方の交流端子ｄとの間にはスイッチング素子１４とＡＣリアクトル２２の直列回路が接続されている。これらのスイッチング素子１０、１４が第１のスイッチング素子に対応する。また、他方の直流端子ｂと一方の交流端子ｃとの間にはスイッチング素子１２が接続されている。他方の直流端子ｂと他方の交流端子ｄとの間にはスイッチング素子１６が接続されている。これらのスイッチング素子１２、１６が第２のスイッチング素子に対応する。２つの交流端子ｃ、ｄの間にはコンデンサ３０が接続されている。また、２つのＡＣリアクトル２０、２２は、磁気的に結合されている。制御回路２は、インバータ１に含まれる４つのスイッチング素子１０、１２、１４、１６をオンオフ制御する。
【００１４】
本実施形態の電源回路はこのような構成を有しており、次に、その概略的な動作について説明する。図２は、電源回路１の入出力電圧波形を示す図である。図２において、Ｅdc、−Ｅdcは、直流端子ａ、ｂ間の電圧を、ｅacは交流端子ｃ、ｄ間の電圧をそれぞれ示している。本実施形態の電源回路では、例えば、直流電圧Ｅdcを交流電圧ｅacに変換する場合に、直流電圧Ｅdcを交流電圧ｅacのピーク値よりも高い電圧Ｖdcに一旦変換することなく直接交流電圧ｅacに変換している。同様に、交流電圧ｅacを直流電圧Ｅdcに変換する場合も、交流電圧ｅacをそのピーク値よりも高い電圧Ｖdcに一旦変換することなく直接直流電圧Ｅdcに変換している。なお、上記の電圧の高低は、直流電圧Ｅdcと交流電圧ｅacのそれぞれの絶対値を比較した場合の大小関係を示している。
【００１５】
図３は、直流電圧Ｅdcを交流電圧ｅacに変換する場合の電圧の関係を示す図である。図３において、Ａは正極性の直流電圧Ｅdcを降圧して交流電圧ｅacに変換する区間を、Ｂは正極性の直流電圧Ｅdcを昇圧して交流電圧ｅacに変換する区間を、Ｃは負極性の直流電圧−Ｅdcを降圧して交流電圧ｅacに変換する区間を、Ｄは負極性の直流電圧−Ｅdcを昇圧して交流電圧ｅacに変換する区間をそれぞれ示している。以下では、これらの各区間に対応する動作を説明する。なお、図３では、直流電圧Ｅdcを交流電圧ｅacに変換する場合を示したが、反対に交流電圧ｅacを直流電圧Ｅdcに変換する場合についても同様であり、同じ４つの区間に分けて考えることができる。但し、この場合には昇圧と降圧の関係が反対になる。
【００１６】
（１）正極性の直流電圧Ｅdcを降圧して交流電圧ｅacに変換する動作（区間Ａ）
図４は、正極性の直流電圧Ｅdcを降圧して交流電圧ｅacに変換する動作を行う場合のインバータ１の状態と制御回路２との関係を示す図である。図４に示すインバータ１では、スイッチング素子１０が区間Ａの間オンされ、スイッチング素子１２がオフされるとともに、スイッチング素子１４、１６が互いのオンオフタイミングが反転するようにオンオフ制御（ＰＷＭ制御）される。
【００１７】
このオンオフ制御を行う駆動信号は、制御回路２に備わった三角波発生回路５０、電圧比較器５２、インバータ回路５４で生成される。三角波発生回路５０は、下限値が０Ｖ、上限値が１Ｖの三角波信号を発生する。電圧比較器５２は、マイナス入力端子に三角波発生回路５０から出力される三角波信号ｖTRが入力され、プラス入力端子に変調率０〜１の指令値を示す０〜１Ｖの変調率指令値信号αBU*が入力され、これら２つの信号の電圧の大小に応じてハイ／ローレベルとなる駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力する。スイッチング素子１６は、この駆動信号に応じて、具体的にはこの駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。一方、スイッチング素子１４は、この駆動信号をインバータ回路５４によって反転した反転駆動信号に応じて、具体的にはこの反転駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。
【００１８】
図５は、図４に示すインバータ１の等価回路図である。図５に示す等価回路図では、２つのＡＣリアクトル２０、２２が１つになってＡＣリアクトル２０’で表されている。図５に示す等価回路図からも明らかなように、上述したインバータ１は、降圧インバータとして動作し、変調率指令値信号αBU*が１Ｖに近いほど（変調率が１に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は直流電圧Ｅdcに近い値となる。反対に、変調率指令値信号αBU*が０Ｖに近いほど（変調率が０に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は０Ｖに近い値となる。このようにして、図３に示す区間Ａに対応する正極性の降圧動作が行われる。
【００１９】
（２）正極性の直流電圧Ｅdcを昇圧して交流電圧ｅacに変換する動作（区間Ｂ）
図６は、正極性の直流電圧Ｅdcを昇圧して交流電圧ｅacに変換する動作を行う場合のインバータ１の状態と制御回路２との関係を示す図である。図６に示すインバータ１では、スイッチング素子１０が区間Ｂの間オンされ、スイッチング素子１４がオフされるとともに、スイッチング素子１２、１６が互いのオンオフタイミングが反転するようにオンオフ制御（ＰＷＭ制御）される。
【００２０】
このオンオフ制御を行う駆動信号は、制御回路２に備わった三角波発生回路５０、電圧比較器５２、インバータ回路５４で生成される。電圧比較器５２は、マイナス入力端子に三角波発生回路５０から出力される三角波信号ｖTRが入力され、プラス入力端子に変調率０〜１の指令値を示す０〜１Ｖの変調率指令値信号αBO*が入力され、これら２つの信号の電圧の大小に応じてハイ／ローレベルとなる駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力する。スイッチング素子１２は、この駆動信号に応じて、具体的にはこの駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。一方、スイッチング素子１６は、この駆動信号をインバータ回路５４によって反転した反転駆動信号に応じて、具体的にはこの反転駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。
【００２１】
図７は、図６に示すインバータ１の等価回路図である。図７に示す等価回路図では、２つのＡＣリアクトル２０、２２が１つになってＡＣリアクトル２０’で表されている。図７に示す等価回路図からも明らかなように、上述したインバータ１は、昇圧インバータとして動作し、変調率指令値信号αBO*が０Ｖに近いほど（変調率が０に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は直流電圧Ｅdcに近い値となる。反対に、変調率指令値信号αBU*が１Ｖに近いほど（変調率が１に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は直流電圧Ｅdcよりも高い値となる。このようにして、図３に示す区間Ｂに対応する正極性の昇圧動作が行われる。
【００２２】
（３）負極性の直流電圧−Ｅdcを降圧して交流電圧ｅacに変換する動作（区間Ｃ）
図８は、負極性の直流電圧−Ｅdcを降圧して交流電圧ｅacに変換する動作を行う場合のインバータ１の状態と制御回路２との関係を示す図である。図８に示すインバータ１では、スイッチング素子１４が区間Ｃの間オンされ、スイッチング素子１６がオフされるとともに、スイッチング素子１０、１２が互いのオンオフタイミングが反転するようにオンオフ制御（ＰＷＭ制御）される。
【００２３】
このオンオフ制御を行う駆動信号は、制御回路２に備わった三角波発生回路５０、電圧比較器５２、インバータ回路５４で生成される。電圧比較器５２は、マイナス入力端子に三角波発生回路５０から出力される三角波信号ｖTRが入力され、プラス入力端子に変調率０〜１の指令値を示す０〜１Ｖの変調率指令値信号αBU*が入力され、これら２つの信号の電圧の大小に応じてハイ／ローレベルとなる駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力する。スイッチング素子１２は、この駆動信号に応じて、具体的にはこの駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。一方、スイッチング素子１０は、この駆動信号をインバータ回路５６によって反転した反転駆動信号に応じて、具体的にはこの反転駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。
【００２４】
図９は、図８に示すインバータ１の等価回路図である。図９に示す等価回路図では、２つのＡＣリアクトル２０、２２が１つになってＡＣリアクトル２２’で表されている。図９に示す等価回路図からも明らかなように、上述したインバータ１は、降圧インバータとして動作し、変調率指令値信号αBU*が１Ｖに近いほど（変調率が１に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は直流電圧Ｅdcの極性を反転した電圧−Ｅdcに近い値となる。反対に、変調率指令値信号αBU*が０Ｖに近いほど（変調率が０に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は極性が直流電圧Ｅdcとは反対であって０Ｖに近い値となる。このようにして、図３に示す区間Ｃに対応する負極性の降圧動作が行われる。
【００２５】
（４）負極性の直流電圧−Ｅdcを昇圧して交流電圧ｅacに変換する動作（区間Ｄ）
図１０は、負極性の直流電圧−Ｅdcを昇圧して交流電圧ｅacに変換する動作を行う場合のインバータ１の状態と制御回路２との関係を示す図である。図１０に示すインバータ１では、スイッチング素子１４が区間Ｄの間オンされ、スイッチング素子１０がオフされるとともに、スイッチング素子１２、１６が互いのオンオフタイミングが反転するようにオンオフ制御（ＰＷＭ制御）される。
【００２６】
このオンオフ制御を行う駆動信号は、制御回路２に備わった三角波発生回路５０、電圧比較器５２、インバータ回路５４で生成される。電圧比較器５２は、マイナス入力端子に三角波発生回路５０から出力される三角波信号ｖTRが入力され、プラス入力端子に変調率０〜１の指令値を示す０〜１Ｖの変調率指令値信号αBO*が入力され、これら２つの信号の電圧の大小に応じてハイ／ローレベルとなる駆動信号を出力する。スイッチング素子１６は、この駆動信号に応じて、具体的にはこの駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。一方、スイッチング素子１２は、この駆動信号をインバータ回路５５によって反転した反転駆動信号に応じて、具体的にはこの反転駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。
【００２７】
図１１は、図１０に示すインバータ１の等価回路図である。図１１に示す等価回路図では、２つのＡＣリアクトル２０、２２が１つになってＡＣリアクトル２２’で表されている。図１１に示す等価回路図からも明らかなように、上述したインバータ１は、昇圧インバータとして動作し、変調率指令値信号αBO*が１Ｖに近いほど（変調率が１に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は直流電圧Ｅdcの極性を反転した電圧Ｅdcに近い値となる。反対に、変調率指令値信号αBO*が０Ｖに近いほど（変調率が０に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は極性が直流電圧Ｅdcとは反対であって絶対値が電圧Ｅdcより高い値となる。このようにして、図３に示す区間Ｄに対応する負極性の昇圧動作が行われる。
【００２８】
このようにして、インバータ１に含まれるスイッチング素子１０〜１６のそれぞれのオンオフ制御を制御回路２によって行うことにより、直流電圧Ｅdcに対して部分的な昇圧動作あるいは降圧動作を行い、直流電圧Ｅdcを一旦高い電圧に昇圧することなく直接交流電圧ｅacに変換することができる。なお、反対に交流電圧ｅacを直流電圧Ｅdcに変換する場合も基本的に同じであり、インバータ１に含まれるスイッチング素子１０〜１６のそれぞれのオンオフ制御を制御回路２によって行うことにより、交流電圧ｅacに対して部分的な昇圧動作あるいは降圧動作を行うことにより、交流電圧ｅacを一旦高い電圧に昇圧することなく直接直流電圧Ｅdcに変換することができる。
【００２９】
次に、制御回路２において行われる詳細な制御動作について説明する。図１２は、直流端子ａ、ｂに印加された直流電圧Ｅdcを所望の交流電圧ｅacに変換する制御回路２の詳細な構成を示す図である。なお、図１２に示す構成では、制御回路２による制御を実施する際に必要な電流検出部３２、３３、電圧検出部３４、３６がインバータ１に追加されている。電流検出部３２は、ＡＣリアクトル２０に流れるリアクトル電流ｉLPを検出する。電流検出部３３は、ＡＣリアクトル２２に流れるリアクトル電流ｉLNを検出する。電圧検出部３４は、直流端子ａ、ｂ間の電圧Ｅdcを検出する。電圧検出部３６は、交流端子ｃ、ｄ間の電圧ｖacを検出する。なお、電圧検出部３４は、直流電圧Ｅdcを交流電圧ｅacに変換する動作では使用されないが、交流電圧ｅacを直流電圧Ｅdcに変換する動作（後述する）で必要になるため、図１２のインバータ１には含ませてある。
【００３０】
図１２に示すように、制御回路２は、電流指令値生成部７０、加算器８０、８２、比例積分調節器８６、変調率指令信号演算部８８、三角波発生回路５０、電圧比較器５２、インバータ回路５４、ＳＷドライバ９０を含んで構成されている。電流指令値生成部７０は、加算器７２、比例積分調節器７４を含んで構成されている。変調率指令信号演算部８８、三角波発生回路５０、電圧比較器５２がＰＷＭ信号生成部に、比例積分調節器８６が電圧指令値生成部にそれぞれ対応する。
【００３１】
上述したように、図１等に示したインバータ１を動作させる場合には、降圧時には変調率指令値信号αBU*を指定し、昇圧時には変調率指令値信号αBO*を指定する必要がある。そこで、まず、図５あるいは図７に示した等価回路を用いて電圧方程式を求めることにより、ＡＣリアクトル２０’の両端電圧ｖLと変調率指令値信号との関係を導出する。
【００３２】
図５に示した降圧時の等価回路図を用いて電圧方程式を求まると、以下のようになる。
【００３３】
αBU*Ｅdc＝ｖL＋｜ｅac｜ ・・・（１）
ここで、ｖLはＡＣリアクトル２０’の両端電圧である。なお、図９に示した等価回路も基本的に同じ構成を有しており、電圧方程式も（１）式と同じになる。（１）式を変形すると、以下のようになる。
【００３４】
ｖL＝αBU*Ｅdc−｜ｅac｜ ・・・（２）
また、図７に示した昇圧時の等価回路を用いて電圧方程式を求めると、以下のようになる。
【００３５】
Ｅdc＋ｖL＝（１−αBO*）｜ｅac｜ ・・・（３）
なお、図１１に示した等価回路も基本的に同じ構成を有しており、電圧方程式も（３）式と同じになる。（３）式を変形すると、以下のようになる。
【００３６】
ｖL＝（１−αBO*）｜ｅac｜−Ｅdc ・・・（４）
ところで、ＡＣリアクトル２０’のインダクタンスをＬac、ＡＣリアクトル２０’に流れる電流をｉLとすると、ｖLとｉLとの間には、以下の関係がある。
【００３７】
ｖL＝Ｌac（ｄｉL／ｄｔ） ・・・（５）
上述したように、変調率指令値信号αBU*あるいはαBO*を用いてｖLを連続的に制御することができるとともに、ｉLを線形制御できることがわかる。図１２に示す制御回路２において、加算器８０よりも後段の構成は、ｉLを与えることにより、ｖLを取得し、さらにαBU*あるいはαBO*を取得するためのものである。
【００３８】
すなわち、加算器８０は、一方の入力端に入力される電流指令値ｉL*（後述する）から実際に電流検出部３２、３３によって検出された電流ｉL（電流検出部３２によって検出された電流ｉLPと、電流検出部３３によって検出された電流ｉLNとを加算器８２で合成することにより電流ｉLが得られる）を減算した電流値（差分値）を比例積分調節器８６に入力する。比例積分調節器８６は、入力される電流値を流すために必要なＡＣリアクトル２０’の両端電圧の指令値である電圧指令値ｖL*を比例積分制御によって求めて出力する。変調率指令信号演算部８８は、降圧時には（２）式を用いて、昇圧時には（４）式を用いて変調率指令値信号αBU*あるいはαBO*を演算して出力する。これらの変調率指令値信号は電圧比較器５２のプラス入力端子に入力される。ＳＷドライバ９０は、電圧比較器５２の出力信号（ＰＷＭ信号）が直接入力されているとともに、この出力信号の論理を反転した信号が入力されており、これら２種類のＰＷＭ信号を含む４種類の駆動信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のそれぞれをインバータ１のスイッチング素子１０、１２、１４、１６に入力する。これら４種類の駆動信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の内容は、図３に示した４種類の区間Ａ〜Ｄのそれぞれに対応して切り替えられる。
【００３９】
区間Ａ（正極性、降圧時）については、図４に示す各スイッチング素子の制御を行うために、以下の内容の駆動信号が用いられる。
・スイッチング素子１０に入力される駆動信号Ｓ１：ハイレベルの信号
・スイッチング素子１２に入力される駆動信号Ｓ２：ローレベルの信号
・スイッチング素子１４に入力される駆動信号Ｓ３：インバータ回路５４の出力信号
・スイッチング素子１６に入力される駆動信号Ｓ４：電圧比較器５２の出力信号。
【００４０】
区間Ｂ（正極性、昇圧時）については、図６に示す各スイッチング素子の制御を行うために、以下の内容の駆動信号が用いられる。
・スイッチング素子１０に入力される駆動信号Ｓ１：ハイレベルの信号
・スイッチング素子１２に入力される駆動信号Ｓ２：電圧比較器５２の出力信号
・スイッチング素子１４に入力される駆動信号Ｓ３：ローレベルの信号
・スイッチング素子１６に入力される駆動信号Ｓ４：インバータ回路５４の出力信号。
【００４１】
区間Ｃ（負極性、降圧時）については、図８に示す各スイッチング素子の制御を行うために、以下の内容の駆動信号が用いられる。
・スイッチング素子１０に入力される駆動信号Ｓ１：インバータ回路５４の出力信号
・スイッチング素子１２に入力される駆動信号Ｓ２：電圧比較器５２の出力信号
・スイッチング素子１４に入力される駆動信号Ｓ３：ハイレベルの信号
・スイッチング素子１６に入力される駆動信号Ｓ４：ローレベルの信号。
【００４２】
区間Ｄ（負極性、昇圧時）については、図１０に示す各スイッチング素子の制御を行うために、以下の内容の駆動信号が用いられる。
・スイッチング素子１０に入力される駆動信号Ｓ１：ローレベルの信号
・スイッチング素子１２に入力される駆動信号Ｓ２：インバータ回路５４の出力信号
・スイッチング素子１４に入力される駆動信号Ｓ３：ハイレベルの信号
・スイッチング素子１６に入力される駆動信号Ｓ４：電圧比較器５２の出力信号。
【００４３】
次に、電流指令値ｉL*の生成について説明する。上述したように、電流指令値ｉL*を加算器８０の一方の入力端に入力することにより、インバータ１を制御することができるが、直流端子ａ、ｂに印加された直流電圧Ｅdcを所望の交流電圧ｅacに変換する際に必要な電流指令値ｉL*は、電流指令値生成部７０によって生成される。電流指令値生成部７０では、加算器７２の一方の入力端に所望の交流電圧ｅacに対応する電圧指令値ｖac*（＝Ｅmｓｉｎ（ωｔ））が入力され、他方の入力端に交流端子ｃ、ｄ間の実際の電圧ｖacが入力され、これらの差分に相当する電圧指定値が比例積分調節器７４に入力される。比例積分調節器７４は、入力された電圧指令値に対応する電流指令値ｉL*を比例積分制御によって求めて出力する。生成された電流指令値ｉL*は、加算器８０に入力される。このようにして、変換後の出力電圧を指令値ｖac*として入力することにより、確実に図２に示した直流電圧Ｅdcから交流電圧ｅacへの変換を行うことができる。
【００４４】
図１３は、交流端子ｃ、ｄに印加された交流電圧ｅacを所望の直流電圧Ｅdcに変換する制御回路２の詳細な構成を示す図である。図１３に示す制御回路２は、図１２に示した制御回路２に対して、電流指令値生成部７０を電流指令値生成部６０に置き換えた構成を有している。電流指令値生成部６０は、加算器６２、比例積分調節器６４、乗算器６６を含んで構成されている。交流端子ｃ、ｄに印加された交流電圧ｅacを所望の直流電圧Ｅdcに変換する際に必要な電流指令値ｉL*は、この電流指令値生成部６０によって生成される。
【００４５】
電流指令値生成部６０では、加算器６２の一方の入力端に所望の直流電圧Ｅdcに対応する電圧指令値Ｅdc*が入力され、他方の入力端に電圧検出部３４によって検出された直流端子ａ、ｂ間の実際の電圧Ｅdcが入力され、これらの差分に相当する電圧指定値が比例積分調節器６４に入力される。比例積分調節器６４は、入力された電圧指令値に対応する電流指令値ｉL*の振幅値｜ｉL*｜を比例積分制御によって求めて出力する。乗算器６６は、比例積分調節器６４から出力される振幅値｜ｉL*｜と、電圧検出部３６によって検出された交流端子ｃ、ｄ間の実際の電圧ｖac（交流電圧ｅacに同期して周波数および位相が同じである正弦波信号）とを乗算することにより電流指令値ｉL*を生成する。生成された電流指令値ｉL*は、加算器８０に入力される。このようにして、変換後の出力電圧を指令値Ｅdc*として入力することにより、確実に図２に示した交流電圧ｅacから直流電圧Ｅdcへの変換を行うことができる。
【００４６】
このように、本実施形態の電源回路では、交流電圧（絶対値）のピーク値よりも高い直流電圧（絶対値）に一旦昇圧する必要がないため、変換時の損失を低減することができる。また、ＤＣリアクトルが含まれないインバータ１のみで直流電圧と交流電圧との間の相互の変換を行っているため、装置の小型化が可能となる。また、オンオフ制御（ＰＷＭ制御）するスイッチング素子１０〜１６を切り替えることにより、昇圧動作と降圧動作を１つの昇降圧インバータ１で行うことができる。さらに、変換後の電圧を電圧指令値として与えることで直流電圧と交流電圧の間のパワーフローを任意に制御することが可能となる。
【００４７】
なお、上述した実施形態では、図１２に示した構成を用いた直流電圧Ｅdcから交流電圧ｅacへの変換動作と、図１３に示した構成を用いた交流電圧ｅacから直流電圧Ｅdcへの変換動作とを別々に説明したが、インバータ１によって双方向の変換動作を行うために、制御回路２は、図１２に示す構成と図１３に示す構成の両方を備えて備えている。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明によれば、交流電圧のピーク値よりも高い直流電圧に一旦昇圧する必要がないため、変換時の損失を低減することができる。また、ＤＣリアクトルが含まれないインバータ１のみで直流電圧と交流電圧との間の相互の変換を行っているため、装置の小型化が可能となる。
【符号の説明】
【００４９】
１ 単相部分昇降圧インバータ
２ 制御回路
１０、１２、１４、１６ スイッチング素子
２０、２２ ＡＣリアクトル
３０ コンデンサ
３２、３３ 電流検出部
３４、３６ 電圧検出部
５０ 三角波発生回路
５２ 電圧比較器
５４ インバータ回路
６０、７０ 電流指令値生成部
６２ 加算器
６４、７４、８６ 比例積分調節器
６６ 乗算器
６８ 正弦波信号生成部
７２、８０、８２ 加算器
８８ 変調率指令信号演算部
９０ ＳＷドライバ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧と交流電圧の双方向の変換を行う電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、昇降圧チョッパと単相インバータとを組み合わせて直流電圧と交流電圧との間の変換を行う電源回路が知られている（例えば、特許文献１、２参照。）。図１４は、従来の電源回路の構成を示す図である。図１４に示す電源回路は、昇降圧チョッパ１００と単相インバータ１１０とを備える。昇降圧チョッパ１００は、ＤＣリアクトル１０１とスイッチング素子１０２、１０３と平滑用コンデンサ１０４、１０５とを含んで構成されている。単相インバータ１１０は、スイッチング素子１１１、１１２、１１３、１１４と平滑用コンデンサ１０５とを含んで構成されている。また、単相インバータ１１０には、ＡＣリアクトル１１５、１１６と平滑用コンデンサ１１７が接続されている。直流電圧Ｅdcから交流電圧ｅacへの変換は、図１５に示すように、昇降圧チョッパ１００で直流電圧Ｅdcを交流電圧ｅacのピーク値よりも高い電圧Ｖdcに一旦昇圧した後、単相インバータ１１０でこの電圧Ｖdcを交流電圧ｅacに変換する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−７９４３９号公報
【特許文献２】特開２００６−１５８１００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、図１４に示す従来の電源回路では、直流電圧Ｅdcを一旦これより高い電圧Ｖdcに変換しているため、この昇圧に伴う損失が大きいという問題があった。また、昇降圧チョッパ１００と単相インバータ１１０という２つの回路が必要であり、しかも、昇降圧チョッパ１００にはＤＣリアクトル１０１が含まれるため、装置の小型化が難しいという問題があった。
【０００５】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、低損失で小型化が可能な電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決するために、本発明の電源回路は、直流電圧と交流電圧との間の相互の変換を行う電源回路であって、直流電圧と交流電圧の絶対値の比較における大小関係に対応して区分される電圧波形の複数の区間の中の、交流電圧が直流電圧より高い区間において直流電圧を交流電圧に昇圧する動作あるいは交流電圧を直流電圧に降圧する動作を行い、残りの区間において直流電圧を交流電圧に降圧する動作あるいは交流電圧を直流電圧に昇圧する動作を行う昇降圧インバータと、昇降圧インバータの制御を行う制御回路とを備えている。また、昇降圧インバータは、直流電圧が入出力される２つの直流端子と、交流電圧が入出力される２つの交流端子を有しており、一方の直流端子と２つの交流端子のそれぞれとの間に、第１のスイッチング素子とリアクトルの直列回路が接続され、他方の直流端子と２つの交流端子のそれぞれとの間に、第２のスイッチング素子が接続され、２つの交流端子の間にコンデンサが接続されている。
【０００７】
交流電圧のピーク値よりも高い直流電圧に一旦昇圧する必要がないため、変換時の損失を低減することができる。また、ＤＣリアクトルが含まれない昇降圧インバータのみで直流電圧と交流電圧との間の相互の変換を行っているため、装置の小型化が可能となる。
【０００８】
また、上述した制御回路は、直流電圧よりも交流電圧の方が高いときに、一方の直列回路に含まれる第１のスイッチング素子をオンし、他方の直列回路に含まれる第１のスイッチング素子をオフした状態で、他の２つの第２のスイッチング素子を交互にオンオフ制御することにより、昇降圧インバータに、直流電圧を交流電圧に昇圧する動作あるいは交流電圧を直流電圧に降圧する動作を行わせている。また、上述した制御回路は、直流電圧よりも交流電圧の方が低いときに、一方の直列回路に含まれる第１のスイッチング素子をオンし、一方の第２のスイッチング素子をオフした状態で、他方の直列回路に含まれる第１のスイッチング素子と他方の第２のスイッチング素子とを交互にオンオフ制御することにより、昇降圧インバータに、直流電圧を交流電圧に降圧する動作あるいは交流電圧を直流電圧に昇圧する動作を行わせている。このように、オンオフ制御（ＰＷＭ制御）するスイッチング素子を切り替えることにより、昇圧動作と降圧動作を１つの昇降圧インバータで行うことができる。
【０００９】
また、上述した制御回路は、デューティ比が変更可能なＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、ＰＷＭ信号生成部から出力されるＰＷＭ信号の論理を反転するインバータ回路とを備え、交互にオンオフ制御する２つのスイッチング素子の一方をＰＷＭ信号生成部の出力信号に基づいてオンオフ制御し、他方をインバータ回路の出力信号に基づいてオンオフ制御することが望ましい。これにより、１つのＰＷＭ信号を用いて２つのスイッチング素子を交互にオンオフすることができ、構成を簡略化することができる。
【００１０】
また、上述した制御回路は、変換先となる直流電圧あるいは交流電圧が電圧指令値として与えられたときに、この電圧指令値と実際の直流電圧あるいは交流電圧との差に基づいて、リアクトルに流す電流を示す電流指令値を生成する電流指令値生成部と、電流指令値に基づいて、リアクトルの両端電圧を示す電圧指令値を生成する電圧指令値生成部と、電圧指令値に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを備えることが望ましい。これにより、変換後の電圧を電圧指令値として与えることで直流電圧と交流電圧の間のパワーフローを任意に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】一実施形態の電源回路の全体構成を示す図である。
【図２】電源回路の入出力電圧波形を示す図である。
【図３】直流電圧を交流電圧に変換する場合の電圧の関係を示す図である。
【図４】正極性の直流電圧を降圧して交流電圧に変換する動作を行う場合のインバータの状態と制御回路との関係を示す図である。
【図５】図４に示すインバータの等価回路図である。
【図６】正極性の直流電圧を昇圧して交流電圧に変換する動作を行う場合のインバータの状態と制御回路との関係を示す図である。
【図７】図６に示すインバータの等価回路図である。
【図８】負極性の直流電圧を降圧して交流電圧に変換する動作を行う場合のインバータの状態と制御回路との関係を示す図である。
【図９】図８に示すインバータの等価回路図である。
【図１０】負極性の直流電圧を昇圧して交流電圧に変換する動作を行う場合のインバータの状態と制御回路との関係を示す図である。
【図１１】図１０に示すインバータの等価回路図である。
【図１２】直流電圧を所望の交流電圧に変換する制御回路の詳細な構成を示す図である。
【図１３】交流電圧を所望の直流電圧に変換する制御回路の詳細な構成を示す図である。
【図１４】従来の電源回路の構成を示す図である。
【図１５】従来の電源回路の入出力電圧波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の電源回路を適用した一実施形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１３】
図１は、一実施形態の電源回路の全体構成を示す図である。図１に示すように、本実施形態の電源回路は、単相部分昇降圧インバータ（以後、単に「インバータ」と称する、）１と制御回路２とを備える。インバータ１は、４つのスイッチング素子１０、１２、１４、１６、２つのＡＣリアクトル２０、２２、コンデンサ３０を備えている。このインバータ１には、２つの直流端子ａ、ｂと２つの交流端子ｃ、ｄを有する。一方の直流端子ａと一方の交流端子ｃとの間にはスイッチング素子１０とＡＣリアクトル２０の直列回路が接続されている。一方の直流端子ａと他方の交流端子ｄとの間にはスイッチング素子１４とＡＣリアクトル２２の直列回路が接続されている。これらのスイッチング素子１０、１４が第１のスイッチング素子に対応する。また、他方の直流端子ｂと一方の交流端子ｃとの間にはスイッチング素子１２が接続されている。他方の直流端子ｂと他方の交流端子ｄとの間にはスイッチング素子１６が接続されている。これらのスイッチング素子１２、１６が第２のスイッチング素子に対応する。２つの交流端子ｃ、ｄの間にはコンデンサ３０が接続されている。また、２つのＡＣリアクトル２０、２２は、磁気的に結合されている。制御回路２は、インバータ１に含まれる４つのスイッチング素子１０、１２、１４、１６をオンオフ制御する。
【００１４】
本実施形態の電源回路はこのような構成を有しており、次に、その概略的な動作について説明する。図２は、電源回路１の入出力電圧波形を示す図である。図２において、Ｅdc、−Ｅdcは、直流端子ａ、ｂ間の電圧を、ｅacは交流端子ｃ、ｄ間の電圧をそれぞれ示している。本実施形態の電源回路では、例えば、直流電圧Ｅdcを交流電圧ｅacに変換する場合に、直流電圧Ｅdcを交流電圧ｅacのピーク値よりも高い電圧Ｖdcに一旦変換することなく直接交流電圧ｅacに変換している。同様に、交流電圧ｅacを直流電圧Ｅdcに変換する場合も、交流電圧ｅacをそのピーク値よりも高い電圧Ｖdcに一旦変換することなく直接直流電圧Ｅdcに変換している。なお、上記の電圧の高低は、直流電圧Ｅdcと交流電圧ｅacのそれぞれの絶対値を比較した場合の大小関係を示している。
【００１５】
図３は、直流電圧Ｅdcを交流電圧ｅacに変換する場合の電圧の関係を示す図である。図３において、Ａは正極性の直流電圧Ｅdcを降圧して交流電圧ｅacに変換する区間を、Ｂは正極性の直流電圧Ｅdcを昇圧して交流電圧ｅacに変換する区間を、Ｃは負極性の直流電圧−Ｅdcを降圧して交流電圧ｅacに変換する区間を、Ｄは負極性の直流電圧−Ｅdcを昇圧して交流電圧ｅacに変換する区間をそれぞれ示している。以下では、これらの各区間に対応する動作を説明する。なお、図３では、直流電圧Ｅdcを交流電圧ｅacに変換する場合を示したが、反対に交流電圧ｅacを直流電圧Ｅdcに変換する場合についても同様であり、同じ４つの区間に分けて考えることができる。但し、この場合には昇圧と降圧の関係が反対になる。
【００１６】
（１）正極性の直流電圧Ｅdcを降圧して交流電圧ｅacに変換する動作（区間Ａ）
図４は、正極性の直流電圧Ｅdcを降圧して交流電圧ｅacに変換する動作を行う場合のインバータ１の状態と制御回路２との関係を示す図である。図４に示すインバータ１では、スイッチング素子１０が区間Ａの間オンされ、スイッチング素子１２がオフされるとともに、スイッチング素子１４、１６が互いのオンオフタイミングが反転するようにオンオフ制御（ＰＷＭ制御）される。
【００１７】
このオンオフ制御を行う駆動信号は、制御回路２に備わった三角波発生回路５０、電圧比較器５２、インバータ回路５４で生成される。三角波発生回路５０は、下限値が０Ｖ、上限値が１Ｖの三角波信号を発生する。電圧比較器５２は、マイナス入力端子に三角波発生回路５０から出力される三角波信号ｖTRが入力され、プラス入力端子に変調率０〜１の指令値を示す０〜１Ｖの変調率指令値信号αBU*が入力され、これら２つの信号の電圧の大小に応じてハイ／ローレベルとなる駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力する。スイッチング素子１６は、この駆動信号に応じて、具体的にはこの駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。一方、スイッチング素子１４は、この駆動信号をインバータ回路５４によって反転した反転駆動信号に応じて、具体的にはこの反転駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。
【００１８】
図５は、図４に示すインバータ１の等価回路図である。図５に示す等価回路図では、２つのＡＣリアクトル２０、２２が１つになってＡＣリアクトル２０’で表されている。図５に示す等価回路図からも明らかなように、上述したインバータ１は、降圧インバータとして動作し、変調率指令値信号αBU*が１Ｖに近いほど（変調率が１に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は直流電圧Ｅdcに近い値となる。反対に、変調率指令値信号αBU*が０Ｖに近いほど（変調率が０に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は０Ｖに近い値となる。このようにして、図３に示す区間Ａに対応する正極性の降圧動作が行われる。
【００１９】
（２）正極性の直流電圧Ｅdcを昇圧して交流電圧ｅacに変換する動作（区間Ｂ）
図６は、正極性の直流電圧Ｅdcを昇圧して交流電圧ｅacに変換する動作を行う場合のインバータ１の状態と制御回路２との関係を示す図である。図６に示すインバータ１では、スイッチング素子１０が区間Ｂの間オンされ、スイッチング素子１４がオフされるとともに、スイッチング素子１２、１６が互いのオンオフタイミングが反転するようにオンオフ制御（ＰＷＭ制御）される。
【００２０】
このオンオフ制御を行う駆動信号は、制御回路２に備わった三角波発生回路５０、電圧比較器５２、インバータ回路５４で生成される。電圧比較器５２は、マイナス入力端子に三角波発生回路５０から出力される三角波信号ｖTRが入力され、プラス入力端子に変調率０〜１の指令値を示す０〜１Ｖの変調率指令値信号αBO*が入力され、これら２つの信号の電圧の大小に応じてハイ／ローレベルとなる駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力する。スイッチング素子１２は、この駆動信号に応じて、具体的にはこの駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。一方、スイッチング素子１６は、この駆動信号をインバータ回路５４によって反転した反転駆動信号に応じて、具体的にはこの反転駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。
【００２１】
図７は、図６に示すインバータ１の等価回路図である。図７に示す等価回路図では、２つのＡＣリアクトル２０、２２が１つになってＡＣリアクトル２０’で表されている。図７に示す等価回路図からも明らかなように、上述したインバータ１は、昇圧インバータとして動作し、変調率指令値信号αBO*が０Ｖに近いほど（変調率が０に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は直流電圧Ｅdcに近い値となる。反対に、変調率指令値信号αBU*が１Ｖに近いほど（変調率が１に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は直流電圧Ｅdcよりも高い値となる。このようにして、図３に示す区間Ｂに対応する正極性の昇圧動作が行われる。
【００２２】
（３）負極性の直流電圧−Ｅdcを降圧して交流電圧ｅacに変換する動作（区間Ｃ）
図８は、負極性の直流電圧−Ｅdcを降圧して交流電圧ｅacに変換する動作を行う場合のインバータ１の状態と制御回路２との関係を示す図である。図８に示すインバータ１では、スイッチング素子１４が区間Ｃの間オンされ、スイッチング素子１６がオフされるとともに、スイッチング素子１０、１２が互いのオンオフタイミングが反転するようにオンオフ制御（ＰＷＭ制御）される。
【００２３】
このオンオフ制御を行う駆動信号は、制御回路２に備わった三角波発生回路５０、電圧比較器５２、インバータ回路５４で生成される。電圧比較器５２は、マイナス入力端子に三角波発生回路５０から出力される三角波信号ｖTRが入力され、プラス入力端子に変調率０〜１の指令値を示す０〜１Ｖの変調率指令値信号αBU*が入力され、これら２つの信号の電圧の大小に応じてハイ／ローレベルとなる駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力する。スイッチング素子１２は、この駆動信号に応じて、具体的にはこの駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。一方、スイッチング素子１０は、この駆動信号をインバータ回路５６によって反転した反転駆動信号に応じて、具体的にはこの反転駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。
【００２４】
図９は、図８に示すインバータ１の等価回路図である。図９に示す等価回路図では、２つのＡＣリアクトル２０、２２が１つになってＡＣリアクトル２２’で表されている。図９に示す等価回路図からも明らかなように、上述したインバータ１は、降圧インバータとして動作し、変調率指令値信号αBU*が１Ｖに近いほど（変調率が１に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は直流電圧Ｅdcの極性を反転した電圧−Ｅdcに近い値となる。反対に、変調率指令値信号αBU*が０Ｖに近いほど（変調率が０に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は極性が直流電圧Ｅdcとは反対であって０Ｖに近い値となる。このようにして、図３に示す区間Ｃに対応する負極性の降圧動作が行われる。
【００２５】
（４）負極性の直流電圧−Ｅdcを昇圧して交流電圧ｅacに変換する動作（区間Ｄ）
図１０は、負極性の直流電圧−Ｅdcを昇圧して交流電圧ｅacに変換する動作を行う場合のインバータ１の状態と制御回路２との関係を示す図である。図１０に示すインバータ１では、スイッチング素子１４が区間Ｄの間オンされ、スイッチング素子１０がオフされるとともに、スイッチング素子１２、１６が互いのオンオフタイミングが反転するようにオンオフ制御（ＰＷＭ制御）される。
【００２６】
このオンオフ制御を行う駆動信号は、制御回路２に備わった三角波発生回路５０、電圧比較器５２、インバータ回路５４で生成される。電圧比較器５２は、マイナス入力端子に三角波発生回路５０から出力される三角波信号ｖTRが入力され、プラス入力端子に変調率０〜１の指令値を示す０〜１Ｖの変調率指令値信号αBO*が入力され、これら２つの信号の電圧の大小に応じてハイ／ローレベルとなる駆動信号を出力する。スイッチング素子１６は、この駆動信号に応じて、具体的にはこの駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。一方、スイッチング素子１２は、この駆動信号をインバータ回路５５によって反転した反転駆動信号に応じて、具体的にはこの反転駆動信号がハイレベルのときにオンされ、ローレベルのときにオフされる。
【００２７】
図１１は、図１０に示すインバータ１の等価回路図である。図１１に示す等価回路図では、２つのＡＣリアクトル２０、２２が１つになってＡＣリアクトル２２’で表されている。図１１に示す等価回路図からも明らかなように、上述したインバータ１は、昇圧インバータとして動作し、変調率指令値信号αBO*が１Ｖに近いほど（変調率が１に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は直流電圧Ｅdcの極性を反転した電圧Ｅdcに近い値となる。反対に、変調率指令値信号αBO*が０Ｖに近いほど（変調率が０に近いほど）、交流端子ｃ、ｄ間の電圧は極性が直流電圧Ｅdcとは反対であって絶対値が電圧Ｅdcより高い値となる。このようにして、図３に示す区間Ｄに対応する負極性の昇圧動作が行われる。
【００２８】
このようにして、インバータ１に含まれるスイッチング素子１０〜１６のそれぞれのオンオフ制御を制御回路２によって行うことにより、直流電圧Ｅdcに対して部分的な昇圧動作あるいは降圧動作を行い、直流電圧Ｅdcを一旦高い電圧に昇圧することなく直接交流電圧ｅacに変換することができる。なお、反対に交流電圧ｅacを直流電圧Ｅdcに変換する場合も基本的に同じであり、インバータ１に含まれるスイッチング素子１０〜１６のそれぞれのオンオフ制御を制御回路２によって行うことにより、交流電圧ｅacに対して部分的な昇圧動作あるいは降圧動作を行うことにより、交流電圧ｅacを一旦高い電圧に昇圧することなく直接直流電圧Ｅdcに変換することができる。
【００２９】
次に、制御回路２において行われる詳細な制御動作について説明する。図１２は、直流端子ａ、ｂに印加された直流電圧Ｅdcを所望の交流電圧ｅacに変換する制御回路２の詳細な構成を示す図である。なお、図１２に示す構成では、制御回路２による制御を実施する際に必要な電流検出部３２、３３、電圧検出部３４、３６がインバータ１に追加されている。電流検出部３２は、ＡＣリアクトル２０に流れるリアクトル電流ｉLPを検出する。電流検出部３３は、ＡＣリアクトル２２に流れるリアクトル電流ｉLNを検出する。電圧検出部３４は、直流端子ａ、ｂ間の電圧Ｅdcを検出する。電圧検出部３６は、交流端子ｃ、ｄ間の電圧ｖacを検出する。なお、電圧検出部３４は、直流電圧Ｅdcを交流電圧ｅacに変換する動作では使用されないが、交流電圧ｅacを直流電圧Ｅdcに変換する動作（後述する）で必要になるため、図１２のインバータ１には含ませてある。
【００３０】
図１２に示すように、制御回路２は、電流指令値生成部７０、加算器８０、８２、比例積分調節器８６、変調率指令信号演算部８８、三角波発生回路５０、電圧比較器５２、インバータ回路５４、ＳＷドライバ９０を含んで構成されている。電流指令値生成部７０は、加算器７２、比例積分調節器７４を含んで構成されている。変調率指令信号演算部８８、三角波発生回路５０、電圧比較器５２がＰＷＭ信号生成部に、比例積分調節器８６が電圧指令値生成部にそれぞれ対応する。
【００３１】
上述したように、図１等に示したインバータ１を動作させる場合には、降圧時には変調率指令値信号αBU*を指定し、昇圧時には変調率指令値信号αBO*を指定する必要がある。そこで、まず、図５あるいは図７に示した等価回路を用いて電圧方程式を求めることにより、ＡＣリアクトル２０’の両端電圧ｖLと変調率指令値信号との関係を導出する。
【００３２】
図５に示した降圧時の等価回路図を用いて電圧方程式を求まると、以下のようになる。
【００３３】
αBU*Ｅdc＝ｖL＋｜ｅac｜ ・・・（１）
ここで、ｖLはＡＣリアクトル２０’の両端電圧である。なお、図９に示した等価回路も基本的に同じ構成を有しており、電圧方程式も（１）式と同じになる。（１）式を変形すると、以下のようになる。
【００３４】
ｖL＝αBU*Ｅdc−｜ｅac｜ ・・・（２）
また、図７に示した昇圧時の等価回路を用いて電圧方程式を求めると、以下のようになる。
【００３５】
Ｅdc＋ｖL＝（１−αBO*）｜ｅac｜ ・・・（３）
なお、図１１に示した等価回路も基本的に同じ構成を有しており、電圧方程式も（３）式と同じになる。（３）式を変形すると、以下のようになる。
【００３６】
ｖL＝（１−αBO*）｜ｅac｜−Ｅdc ・・・（４）
ところで、ＡＣリアクトル２０’のインダクタンスをＬac、ＡＣリアクトル２０’に流れる電流をｉLとすると、ｖLとｉLとの間には、以下の関係がある。
【００３７】
ｖL＝Ｌac（ｄｉL／ｄｔ） ・・・（５）
上述したように、変調率指令値信号αBU*あるいはαBO*を用いてｖLを連続的に制御することができるとともに、ｉLを線形制御できることがわかる。図１２に示す制御回路２において、加算器８０よりも後段の構成は、ｉLを与えることにより、ｖLを取得し、さらにαBU*あるいはαBO*を取得するためのものである。
【００３８】
すなわち、加算器８０は、一方の入力端に入力される電流指令値ｉL*（後述する）から実際に電流検出部３２、３３によって検出された電流ｉL（電流検出部３２によって検出された電流ｉLPと、電流検出部３３によって検出された電流ｉLNとを加算器８２で合成することにより電流ｉLが得られる）を減算した電流値（差分値）を比例積分調節器８６に入力する。比例積分調節器８６は、入力される電流値を流すために必要なＡＣリアクトル２０’の両端電圧の指令値である電圧指令値ｖL*を比例積分制御によって求めて出力する。変調率指令信号演算部８８は、降圧時には（２）式を用いて、昇圧時には（４）式を用いて変調率指令値信号αBU*あるいはαBO*を演算して出力する。これらの変調率指令値信号は電圧比較器５２のプラス入力端子に入力される。ＳＷドライバ９０は、電圧比較器５２の出力信号（ＰＷＭ信号）が直接入力されているとともに、この出力信号の論理を反転した信号が入力されており、これら２種類のＰＷＭ信号を含む４種類の駆動信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のそれぞれをインバータ１のスイッチング素子１０、１２、１４、１６に入力する。これら４種類の駆動信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の内容は、図３に示した４種類の区間Ａ〜Ｄのそれぞれに対応して切り替えられる。
【００３９】
区間Ａ（正極性、降圧時）については、図４に示す各スイッチング素子の制御を行うために、以下の内容の駆動信号が用いられる。
・スイッチング素子１０に入力される駆動信号Ｓ１：ハイレベルの信号
・スイッチング素子１２に入力される駆動信号Ｓ２：ローレベルの信号
・スイッチング素子１４に入力される駆動信号Ｓ３：インバータ回路５４の出力信号
・スイッチング素子１６に入力される駆動信号Ｓ４：電圧比較器５２の出力信号。
【００４０】
区間Ｂ（正極性、昇圧時）については、図６に示す各スイッチング素子の制御を行うために、以下の内容の駆動信号が用いられる。
・スイッチング素子１０に入力される駆動信号Ｓ１：ハイレベルの信号
・スイッチング素子１２に入力される駆動信号Ｓ２：電圧比較器５２の出力信号
・スイッチング素子１４に入力される駆動信号Ｓ３：ローレベルの信号
・スイッチング素子１６に入力される駆動信号Ｓ４：インバータ回路５４の出力信号。
【００４１】
区間Ｃ（負極性、降圧時）については、図８に示す各スイッチング素子の制御を行うために、以下の内容の駆動信号が用いられる。
・スイッチング素子１０に入力される駆動信号Ｓ１：インバータ回路５４の出力信号
・スイッチング素子１２に入力される駆動信号Ｓ２：電圧比較器５２の出力信号
・スイッチング素子１４に入力される駆動信号Ｓ３：ハイレベルの信号
・スイッチング素子１６に入力される駆動信号Ｓ４：ローレベルの信号。
【００４２】
区間Ｄ（負極性、昇圧時）については、図１０に示す各スイッチング素子の制御を行うために、以下の内容の駆動信号が用いられる。
・スイッチング素子１０に入力される駆動信号Ｓ１：ローレベルの信号
・スイッチング素子１２に入力される駆動信号Ｓ２：インバータ回路５４の出力信号
・スイッチング素子１４に入力される駆動信号Ｓ３：ハイレベルの信号
・スイッチング素子１６に入力される駆動信号Ｓ４：電圧比較器５２の出力信号。
【００４３】
次に、電流指令値ｉL*の生成について説明する。上述したように、電流指令値ｉL*を加算器８０の一方の入力端に入力することにより、インバータ１を制御することができるが、直流端子ａ、ｂに印加された直流電圧Ｅdcを所望の交流電圧ｅacに変換する際に必要な電流指令値ｉL*は、電流指令値生成部７０によって生成される。電流指令値生成部７０では、加算器７２の一方の入力端に所望の交流電圧ｅacに対応する電圧指令値ｖac*（＝Ｅmｓｉｎ（ωｔ））が入力され、他方の入力端に交流端子ｃ、ｄ間の実際の電圧ｖacが入力され、これらの差分に相当する電圧指定値が比例積分調節器７４に入力される。比例積分調節器７４は、入力された電圧指令値に対応する電流指令値ｉL*を比例積分制御によって求めて出力する。生成された電流指令値ｉL*は、加算器８０に入力される。このようにして、変換後の出力電圧を指令値ｖac*として入力することにより、確実に図２に示した直流電圧Ｅdcから交流電圧ｅacへの変換を行うことができる。
【００４４】
図１３は、交流端子ｃ、ｄに印加された交流電圧ｅacを所望の直流電圧Ｅdcに変換する制御回路２の詳細な構成を示す図である。図１３に示す制御回路２は、図１２に示した制御回路２に対して、電流指令値生成部７０を電流指令値生成部６０に置き換えた構成を有している。電流指令値生成部６０は、加算器６２、比例積分調節器６４、乗算器６６を含んで構成されている。交流端子ｃ、ｄに印加された交流電圧ｅacを所望の直流電圧Ｅdcに変換する際に必要な電流指令値ｉL*は、この電流指令値生成部６０によって生成される。
【００４５】
電流指令値生成部６０では、加算器６２の一方の入力端に所望の直流電圧Ｅdcに対応する電圧指令値Ｅdc*が入力され、他方の入力端に電圧検出部３４によって検出された直流端子ａ、ｂ間の実際の電圧Ｅdcが入力され、これらの差分に相当する電圧指定値が比例積分調節器６４に入力される。比例積分調節器６４は、入力された電圧指令値に対応する電流指令値ｉL*の振幅値｜ｉL*｜を比例積分制御によって求めて出力する。乗算器６６は、比例積分調節器６４から出力される振幅値｜ｉL*｜と、電圧検出部３６によって検出された交流端子ｃ、ｄ間の実際の電圧ｖac（交流電圧ｅacに同期して周波数および位相が同じである正弦波信号）とを乗算することにより電流指令値ｉL*を生成する。生成された電流指令値ｉL*は、加算器８０に入力される。このようにして、変換後の出力電圧を指令値Ｅdc*として入力することにより、確実に図２に示した交流電圧ｅacから直流電圧Ｅdcへの変換を行うことができる。
【００４６】
このように、本実施形態の電源回路では、交流電圧（絶対値）のピーク値よりも高い直流電圧（絶対値）に一旦昇圧する必要がないため、変換時の損失を低減することができる。また、ＤＣリアクトルが含まれないインバータ１のみで直流電圧と交流電圧との間の相互の変換を行っているため、装置の小型化が可能となる。また、オンオフ制御（ＰＷＭ制御）するスイッチング素子１０〜１６を切り替えることにより、昇圧動作と降圧動作を１つの昇降圧インバータ１で行うことができる。さらに、変換後の電圧を電圧指令値として与えることで直流電圧と交流電圧の間のパワーフローを任意に制御することが可能となる。
【００４７】
なお、上述した実施形態では、図１２に示した構成を用いた直流電圧Ｅdcから交流電圧ｅacへの変換動作と、図１３に示した構成を用いた交流電圧ｅacから直流電圧Ｅdcへの変換動作とを別々に説明したが、インバータ１によって双方向の変換動作を行うために、制御回路２は、図１２に示す構成と図１３に示す構成の両方を備えて備えている。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明によれば、交流電圧のピーク値よりも高い直流電圧に一旦昇圧する必要がないため、変換時の損失を低減することができる。また、ＤＣリアクトルが含まれないインバータ１のみで直流電圧と交流電圧との間の相互の変換を行っているため、装置の小型化が可能となる。
【符号の説明】
【００４９】
１ 単相部分昇降圧インバータ
２ 制御回路
１０、１２、１４、１６ スイッチング素子
２０、２２ ＡＣリアクトル
３０ コンデンサ
３２、３３ 電流検出部
３４、３６ 電圧検出部
５０ 三角波発生回路
５２ 電圧比較器
５４ インバータ回路
６０、７０ 電流指令値生成部
６２ 加算器
６４、７４、８６ 比例積分調節器
６６ 乗算器
６８ 正弦波信号生成部
７２、８０、８２ 加算器
８８ 変調率指令信号演算部
９０ ＳＷドライバ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧と交流電圧との間の相互の変換を行う電源回路であって、
前記直流電圧と前記交流電圧の絶対値の比較における大小関係に対応して区分される電圧波形の複数の区間の中の、前記交流電圧が前記直流電圧より高い区間において前記直流電圧を前記交流電圧に昇圧する動作あるいは前記交流電圧を前記直流電圧に降圧する動作を行い、残りの区間において前記直流電圧を前記交流電圧に降圧する動作あるいは前記交流電圧を前記直流電圧に昇圧する動作を行う昇降圧インバータと、
前記昇降圧インバータの制御を行う制御回路と、を備え、
前記昇降圧インバータは、前記直流電圧が入出力される２つの直流端子と、前記交流電圧が入出力される２つの交流端子を有しており、
一方の前記直流端子と２つの前記交流端子のそれぞれとの間に、第１のスイッチング素子とリアクトルの直列回路が接続され、
他方の前記直流端子と２つの前記交流端子のそれぞれとの間に、第２のスイッチング素子が接続され、
２つの前記交流端子の間にコンデンサが接続されていることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記制御回路は、前記直流電圧よりも前記交流電圧の方が高いときに、一方の前記直列回路に含まれる前記第１のスイッチング素子をオンし、他方の前記直列回路に含まれる前記第１のスイッチング素子をオフした状態で、他の２つの前記第２のスイッチング素子を交互にオンオフ制御することにより、前記昇降圧インバータに、前記直流電圧を前記交流電圧に昇圧する動作あるいは前記交流電圧を前記直流電圧に降圧する動作を行わせることを特徴とする電源回路。
【請求項３】
請求項１または２において、
前記制御回路は、前記直流電圧よりも前記交流電圧の方が低いときに、一方の前記直列回路に含まれる前記第１のスイッチング素子をオンし、一方の前記第２のスイッチング素子をオフした状態で、他方の前記直列回路に含まれる前記第１のスイッチング素子と他方の前記第２のスイッチング素子とを交互にオンオフ制御することにより、前記昇降圧インバータに、前記直流電圧を前記交流電圧に降圧する動作あるいは前記交流電圧を前記直流電圧に昇圧する動作を行わせることを特徴とする電源回路。
【請求項４】
請求項２または３において、
前記制御回路は、デューティ比が変更可能なＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号生成部から出力されるＰＷＭ信号の論理を反転するインバータ回路とを備え、交互にオンオフ制御する２つのスイッチング素子の一方を前記ＰＷＭ信号生成部の出力信号に基づいてオンオフ制御し、他方を前記インバータ回路の出力信号に基づいてオンオフ制御することを特徴とする電源回路。
【請求項５】
請求項４において、
前記制御回路は、
変換先となる前記直流電圧あるいは前記交流電圧が電圧指令値として与えられたときに、この電圧指令値と実際の前記直流電圧あるいは前記交流電圧との差に基づいて、前記リアクトルに流す電流を示す電流指令値を生成する電流指令値生成部と、
前記電流指令値に基づいて、前記リアクトルの両端電圧を示す電圧指令値を生成する電圧指令値生成部と、
前記電圧指令値に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する前記ＰＷＭ信号生成部と、
を備えることを特徴とする電源回路。
【請求項１】
直流電圧と交流電圧との間の相互の変換を行う電源回路であって、
前記直流電圧と前記交流電圧の絶対値の比較における大小関係に対応して区分される電圧波形の複数の区間の中の、前記交流電圧が前記直流電圧より高い区間において前記直流電圧を前記交流電圧に昇圧する動作あるいは前記交流電圧を前記直流電圧に降圧する動作を行い、残りの区間において前記直流電圧を前記交流電圧に降圧する動作あるいは前記交流電圧を前記直流電圧に昇圧する動作を行う昇降圧インバータと、
前記昇降圧インバータの制御を行う制御回路と、を備え、
前記昇降圧インバータは、前記直流電圧が入出力される２つの直流端子と、前記交流電圧が入出力される２つの交流端子を有しており、
一方の前記直流端子と２つの前記交流端子のそれぞれとの間に、第１のスイッチング素子とリアクトルの直列回路が接続され、
他方の前記直流端子と２つの前記交流端子のそれぞれとの間に、第２のスイッチング素子が接続され、
２つの前記交流端子の間にコンデンサが接続されていることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記制御回路は、前記直流電圧よりも前記交流電圧の方が高いときに、一方の前記直列回路に含まれる前記第１のスイッチング素子をオンし、他方の前記直列回路に含まれる前記第１のスイッチング素子をオフした状態で、他の２つの前記第２のスイッチング素子を交互にオンオフ制御することにより、前記昇降圧インバータに、前記直流電圧を前記交流電圧に昇圧する動作あるいは前記交流電圧を前記直流電圧に降圧する動作を行わせることを特徴とする電源回路。
【請求項３】
請求項１または２において、
前記制御回路は、前記直流電圧よりも前記交流電圧の方が低いときに、一方の前記直列回路に含まれる前記第１のスイッチング素子をオンし、一方の前記第２のスイッチング素子をオフした状態で、他方の前記直列回路に含まれる前記第１のスイッチング素子と他方の前記第２のスイッチング素子とを交互にオンオフ制御することにより、前記昇降圧インバータに、前記直流電圧を前記交流電圧に降圧する動作あるいは前記交流電圧を前記直流電圧に昇圧する動作を行わせることを特徴とする電源回路。
【請求項４】
請求項２または３において、
前記制御回路は、デューティ比が変更可能なＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号生成部から出力されるＰＷＭ信号の論理を反転するインバータ回路とを備え、交互にオンオフ制御する２つのスイッチング素子の一方を前記ＰＷＭ信号生成部の出力信号に基づいてオンオフ制御し、他方を前記インバータ回路の出力信号に基づいてオンオフ制御することを特徴とする電源回路。
【請求項５】
請求項４において、
前記制御回路は、
変換先となる前記直流電圧あるいは前記交流電圧が電圧指令値として与えられたときに、この電圧指令値と実際の前記直流電圧あるいは前記交流電圧との差に基づいて、前記リアクトルに流す電流を示す電流指令値を生成する電流指令値生成部と、
前記電流指令値に基づいて、前記リアクトルの両端電圧を示す電圧指令値を生成する電圧指令値生成部と、
前記電圧指令値に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する前記ＰＷＭ信号生成部と、
を備えることを特徴とする電源回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１１−２５９６２１（Ｐ２０１１−２５９６２１Ａ）
【公開日】平成２３年１２月２２日（２０１１．１２．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１３２２３０（Ｐ２０１０−１３２２３０）
【出願日】平成２２年６月９日（２０１０．６．９）
【出願人】（０００１６４４３８）九州電力株式会社 (245)
【出願人】（５９９０１６４３１）学校法人 芝浦工業大学 (109)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月２２日（２０１１．１２．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年６月９日（２０１０．６．９）
【出願人】（０００１６４４３８）九州電力株式会社 (245)
【出願人】（５９９０１６４３１）学校法人 芝浦工業大学 (109)
【Ｆターム（参考）】
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