高スペクトル効率の光ＤＰＳＫ信号を受信するシステムおよび方法
５０ＧＨｚチャネル間隔を有する高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ）通信システム内の４０Ｇｂ／ｓおよび１００Ｇｂ／ｓチャネルによって経験され得るような、厳重な光フィルタリングを受ける差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）光信号を受信するための装置および方法が提供される。復号されることになるＤＰＳＫ信号のシンボルレート（ＳＲ）よりも大きい自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を有する光遅延干渉計（ＯＤＩ）復調器を使用する光ＤＰＳＫ受信機が説明されている。その受信機はＯＤＩ復調器の出力間に付加的な出力不平衡を導入する手段を含み、その付加的な出力不平衡はＦＳＲ対ＳＲの比率に関連し得る。その付加的な出力不平衡は、厳重な光フィルタリングに対する信号耐性を増やし、それによってＤＷＤＭなどのアプリケーションでの高いスペクトル効率を実現する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信の分野に関し、特に、高いスペクトル効率で伝送される差動位相偏移変調光信号の受信に関連する装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）は、高い受信機感度、高速伝送での大きな非線形効果に対する高い耐性、および、コヒーレントクロストークに対する高い耐性を提供する有望な変調フォーマットである。光ＤＰＳＫ伝送では、データ情報は隣接ビットの間の光位相差によって運搬される。光ＤＰＳＫ変調は、差動２位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）、差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）、および、他の関連フォーマット変形を含む。
【０００３】
光転送ネットワークの容量を増やすために、４０Ｇｂ／ｓチャネルが、現在これらのネットワーク上で運ばれている１０Ｇｂ／ｓチャネルに置き換わることになると考えられている。コア転送ネットワークの多くは、国際電気通信連合（ＩＴＵ）によって規定されるように、５０ＧＨｚのチャネル間隔を有する高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ）に基づいている。この間隔は、Δｆｍｉｎ＝５０ＧＨｚで、図１Ａに概略的に図示されている。通常の１０Ｇｂ／ｓ信号のそれと比較してはるかに広域の４０Ｇｂ／ｓＤＢＰＳＫ信号の光スペクトルのため、５０ＧＨｚチャネルグリッドを介して４０Ｇｂ／ｓの２進信号を伝送するとき、厳重な光フィルタリングによる深刻な不利益がある。このフィルタリングの不利益は、波長選択スイッチ（ＷＳＳ）などの素子を組み入れた複数の再構成可能な光挿入／分岐多重装置（ＲＯＡＤＭ）が、たとえば図１Ｂに概略的に図示されるように、今日の透過的光ネットワークの多くで共通のものとしての伝送システムにも挿入されるとき、さらに大きくなる。たとえば、図示されたネットワーク１０において、信号は、その起点２１とその宛先２２の間の複数のＲＯＡＤＭ／ＷＳＳ１１−１４を介して経路指定されることができる。これは、通常のＤＷＤＭシステムにおけるそのような高速のＤＰＳＫ信号を高スペクトル効率で伝送することを困難にする。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
高いスペクトル効率を実現するための既存の手法は、ＤＱＰＳＫおよびデュオバイナリなどの帯域幅効率のよい変調フォーマットを使用することである。しかし、ＤＱＰＳＫはより複雑なおよび高価な送信機および受信機を必要とし、デュオバイナリはＤＢＰＳＫおよびＤＱＰＳＫよりも低い受信機感度を有する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
例示的な一実施形態では、本発明は、受信された光ＤＰＳＫ信号を復調するために光遅延干渉計（ＯＤＩ）を使用する光差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）受信機を提供する。本発明によれば、ＯＤＩ復調器は、復調されることになるＤＰＳＫ信号のシンボルレート（ＳＲ）よりも大きい自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を有する。さらに、その受信機は、ＯＤＩ復調器の２つの出力に対応する信号間に付加的な出力不平衡を導入するための手段を含み、その付加的な出力不平衡はＦＳＲ対ＳＲの比率に関連する。賢明に選択されるとき、その付加的な出力不平衡は、厳重な光フィルタリングに対する信号の耐性を増やし、それによって高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ）などの適応分野で高いスペクトル効率を実現する。付加的な出力不平衡は、電気的減衰または増幅回路を使用して電気的に、または、光減衰を使用して光学的に、実装されることができる。導入される出力不平衡は、固定または調整可能でもよい。受信データの極性の潜在的な曖昧さに適応するために、極性検出および回復回路も使用されることができる。
【０００６】
本発明の実施形態は、たとえば、５０ＧＨｚＤＷＤＭグリッドを介した４０Ｇｂ／ｓ差動２位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）信号、ならびに５０ＧＨｚグリッドを介した１００Ｇｂ／ｓ差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）信号の伝送に適用されることができる。かかる実施形態は、４０Ｇｂ／ｓＤＢＰＳＫおよび１００Ｇｂ／ｓＤＱＰＳＫ信号が、システムリーチおよびＲＯＡＤＭサポートに関して改良された性能で５０ＧＨｚ最小チャネル間隔を有するＤＷＤＭシステムを介して運ばれることを可能にする。
【０００７】
本発明のさらに別の実施形態は、ＯＤＩの遅延またはＦＳＲを変更することなく出力比を調整することによって異なるフィルタリング条件の下で信号受信の性能を順応して最適化し、それによって信号受信をヒットレスまたは割込みなしにすることなどの他の利益も提供する。
【０００８】
本発明の前述のおよび他の機能および態様は、以下にさらに詳しく説明される。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１Ａ】高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ）方式でのチャネル間隔を説明する図である。
【図１Ｂ】複数の再構成可能な光挿入／分岐多重装置（ＲＯＡＤＭ）および波長選択スイッチ（ＷＳＳ）を有する通常の光ネットワークの概略図である。
【図２】光出力不平衡モジュールを備える差動２位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）受信機の例示的な一実施形態のブロック図である。
【図３】電気的出力不平衡モジュールを備えるＤＢＰＳＫ受信機の例示的な一実施形態のブロック図である。
【図４】ＤＢＰＳＫ受信機のさらに別の例示的な一実施形態のブロック図である。
【図５】差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）受信機の例示的な一実施形態のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
図２は、本発明による差動２位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）受信機１００の例示的な一実施形態のブロック図である。受信機１００は、たとえば、そのデータレートが名目上４３Ｇｂ／ｓであり約４０Ｇｂ／ｓから５０Ｇｂ／ｓに及び得る、５０ＧＨｚ最小チャネル間隔Δｆｍｉｎ＝５０ＧＨｚ（図１Ａ）を有する高密度波長分割多重ＤＷＤＭシステム（図１Ｂ）を介して伝送される、ＤＢＰＳＫ信号を受信するために、使用されることができると考えられる。
【００１１】
受信機１００は、その入力で受信光ＤＢＰＳＫ信号を復調するための光遅延干渉計（ＯＤＩ）１１０を備える。一般に、ＯＤＩは、異なる長さを有する２つの光経路を有する。その２つの経路の長さの違いが、その２つの経路を移動する光信号の間に時間遅延Ｔｄをもたらし、その遅延はＯＤＩの自由スペクトル領域（ＦＳＲ）の逆数に等しい、即ちＦＳＲ＝１／Ｔｄである。本発明によれば、ＯＤＩ１１０は、復調されることになるＤＢＰＳＫ信号のシンボルレート（ＳＲ）よりも大きいＦＳＲを有する。本発明による例示的な一実施形態では、ＦＳＲは好ましくは以下の範囲内にある：
１．１５ＳＲ≦ＦＳＲ≦２．５ＳＲ、 （１）
但し、ＦＳＲの単位はＧＨｚであり、ＳＲの単位はＧｂａｕｄである。
【００１２】
ＯＤＩ１１０のコンストラクティブ的出力ポートが光減衰器１１５を介して平衡検波器１２０の第１の入力に結合されるのに対して、ＯＤＩ１１０のディストラクティブ的出力ポートは第２の光減衰器１１６を介して平衡検波器１２０の第２の入力に結合される。それぞれ可変減衰α１およびα２を有する、光減衰器１１５および１１６は、ＯＤＩのコンストラクティブ的ポートおよびディストラクティブ的ポート、ＰｃｏｎおよびＰｄｅｓ、にそれぞれ関連付けられた信号出力の比率を調整するために制御ユニット１２５によって制御される。減衰器１１５および１１６は、増分の出力不平衡、または、２つの信号の出力がそれによって修正されないときには自然の出力比に付加的な信号間の出力比の変更を導入する。たとえば、減衰器１１５および１１６によって導入される出力比Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓの付加的な調整は、少ないフィルタリングのために好ましくは導入されるより多くの減衰で、受信ＤＢＰＳＫ信号が受けた光フィルタリングの程度に応じて、−６ｄＢと２ｄＢの間でもよい。ここで、出力比Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓの２ｄＢの調整は、Ｐｄｅｓに比べたＰｃｏｎの２ｄＢまたは約５８％の相対的増加を意味する。そのようなものとして、信号性能は、出力比を調整することによって適応的に（ＯＤＩの遅延またはＦＳＲを変更することなしに）異なるフィルタリング条件の下で最適化されることができる。
【００１３】
図２の例示的な実施形態はＯＤＩ１１０のコンストラクティブ的ポートおよびディストラクティブ的ポートのそれぞれに結合された光減衰器を示すが、本発明によれば、そのＯＤＩポートのうちの１つだけに結合された減衰器を使って代替の実施形態を有することが可能である。たとえば、出力比Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓの付加的調整がゼロ未満になる（即ち、コンストラクティブ的ポートの信号のみが減衰される必要がある）とき、減衰器１１６は削除されることができる。
【００１４】
さらに、減衰を変化させることが必要ではない（たとえばフィルタリング条件が実質的に一定である）適用例について、たとえば、固定減衰器を使ってまたはＯＤＩ１１０の出力ポートのうちの少なくとも１つでの不完全な光結合によって、減衰が実現されることができる。よく知られている技法を使用して、光結合が製造時に設定されて所望の程度の減衰を提供することができる。
【００１５】
平衡検波器１２０の出力は、シンボルレート（ＳＲ）で受信信号およびクロック内の符号化されたデータを回復する、クロックおよびデータ回復（ＣＤＲ）回路１３０に提供される。受信データの極性の潜在的な曖昧さに適応するために、データ反転回路１４０がＣＤＲ回路１３０によって回復されるデータを反転させるために含まれることができる。ＣＤＲおよびデータ反転回路は、知られている方法で実装されることができる。
【００１６】
本発明によるさらに別の代替では、出力比調整が電気的手段で達成されることができる。図３は、その中で出力比調整が電子増幅器および／または減衰器回路を使用して実行される、受信機２００のさらに別の例示的な一実施形態を示す。受信機２００は、ＯＤＩ２１０のコンストラクティブ的出力およびディストラクティブ的出力を、それらが検出され、電気的信号に変換された後に、それぞれ増幅および／または減衰する、電子増幅器（および／または減衰器）２２１および２２２を備える。増幅器（および／または減衰器）２２１および２２２によって提供される増幅および／または減衰（ｇ１、ｇ２）は、制御ユニット２２５の制御の下で変化させられることができる。前述のように、クロックおよびデータ回復（ＣＤＲ）回路２３０ならびに任意選択のデータ反転回路２４０が、オリジナルデータを回復する。
【００１７】
図３の例示的な実施形態はＯＤＩ２１０のコンストラクティブ的ポートおよびディストラクティブ的ポートのそれぞれに電子増幅器（および／または減衰器）を示しているが、本発明によれば、ＯＤＩポートのうちの１つだけに増幅器（減衰器）を有する代替の実施形態を有することが可能である。
【００１８】
例示的な一実施形態では、出力調整は、以下の関係式にしたがって設定されることができる：
Δ（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）≒（ＳＲ／ＦＳＲ−０．７５）×１５ｄＢ （２）
【００１９】
たとえば、４３Ｇｂ／ｓのシンボルレート（ＳＲ）について、（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）への付加的出力比調整は、５０ＧＨｚ、６７ＧＨｚ、および１００ＧＨｚのＦＳＲに対してそれぞれ、約１．７ｄＢ、−１．６ｄＢ、および−４．８ｄＢになろう。ＦＳＲおよびＳＲが関係式（１）にしたがう場合、付加的出力比調整Δ（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）は約−５．２５ｄＢから１．８ｄＢの範囲を有することになろう。
【００２０】
図４は、本発明による受信機３００のさらに別の例示的な一実施形態のブロック図である。受信機３００は、ＷＤＭチャネル間隔Δｆｍｉｓに等しいＦＳＲを有するＯＤＩ３１０復調器を備える。したがって、５０ＧＨｚチャネル間隔の場合、ＯＤＩ３１０のＦＳＲは５０ＧＨｚ、Ｔｄは２０ｐｓになろう。そのようなものとして、ＯＤＩ３１０のＦＳＲは、４３Ｇｂ／ｓＤＢＰＳＫ信号のシンボルレートよりも約１６％大きいことになろう。関係式（２）によれば、所望の出力調整は１．６５ｄＢであることになり、または、ＰｄｅｓはＰｃｏｎと比べて１．６５ｄＢまたは約３２％減らされることになろう。
【００２１】
図４の例示的な実施形態では、付加的な出力不平衡が固定光減衰３１５によってＯＤＩ３１０のディストラクティブ的出力ポートと平衡検波器３２０の間に導入される。減衰３１５は、たとえば、対応する信号に固定光減衰３１５を提供するために、ＯＤＩ３１０のディストラクティブ的ポートを検波器３２０に不完全に結合させることによって、実装されることができる。別法として、減衰３１５は、前述のように、離散的出力不平衡モジュールまたはブロックで実装されることができる。
【００２２】
前述のように、ＣＤＲ回路３３０は、オリジナルデータを回復するために示されている。図４の実施形態の１つの特徴は、そのＦＳＲがＷＤＭチャネル間隔Δｆｍｉｓに等しいＯＤＩ３１０は一定の公称条件でＷＤＭチャネルのうちのいずれか１つを復調するように構成されることができるため、任意選択のデータ反転回路がもはや必要とされなくともよいことである。この特徴は、受信ＷＤＭ信号の波長が変わるときにＯＤＩ設定の変更が必要とされないカラーレス動作を実現するために活用されることもできる。
【００２３】
図５は、本発明による受信機４００のさらに別の例示的な一実施形態のブロック図である。受信機４００は、たとえば５０ＧＨｚ最小チャネル間隔を有するＤＷＤＭシステムを介して伝送されることができる、差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）信号を復調することができる。１００Ｇｂ／ｓの正味データレートを有するＤＱＰＳＫ信号について、たとえば、生データレートは、名目上１１３Ｇｂ／ｓであり、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）などの処理のためのオーバヘッドが含まれるときには約１０７Ｇｂ／ｓから約１２５Ｇｂ／ｓに及び得る。
【００２４】
受信機４００は、ＤＱＰＳＫ信号の同相のおよび直角位相の成分の復調のための１組のＯＤＩ４１０および４１１を含むＤＱＰＳＫ復調器を備える。例示的な一実施形態では、ＤＱＰＳＫ復調器のＦＳＲは１００ＧＨｚである。そのようなものとして、ＯＤＩ４１０および４１１のＦＳＲは、１１３Ｇｂ／ｓＤＱＰＳＫ信号のシンボルレートよりも約７７％大きい。関係式（２）によれば、所望の出力調整は−２．８ｄＢであることになり、または換言すれば、（各ＯＤＩの）Ｐｃｏｎは（各ＯＤＩの）Ｐｄｅｓと比較して２．８ｄＢ、もしくは約４８％減らされることになろう。
【００２５】
ＯＤＩ４１０および４１１の出力は、出力不平衡モジュール４１５に提供される。出力不平衡モジュール４１５の同相の出力および直角位相の出力は、平衡検波器４２１および４２２にそれぞれ結合される。出力不平衡モジュール４１５は、前述のように、たとえば光減衰器によってまたは不完全な光結合を提供することによって、ＯＤＩ４１０および４１１のコンストラクティブ的ポートおよび／またはディストラクティブ的ポートで信号に光減衰を受けさせることによって、実装されることができる。別法として、前述のように、光信号の電気的形式への変換の後に構成される出力不平衡モジュールの電気的実装が使用されることができる。さらに、出力不平衡モジュール４１５は、制御ユニット４２５の制御の下で固定出力不平衡または可変出力不平衡を提供することができる。
【００２６】
ＣＤＲ回路４３１および４３２ならびに任意選択のデータ反転回路４４１および４４２が、前述のように、オリジナルの同相のおよび直角位相のデータトリビュータリを回復するために、それぞれ検波器４２１および４２２に続く。
【００２７】
本明細書で開示されるように、本発明は、従来のＤＷＤＭシステムを介して伝送される高スペクトル効率のＤＰＳＫ信号を受信するときに優れた信号性能を提供する。さらに、本発明のさらに別の実施形態は、出力比を調整することによって適応的に（ＯＤＩの遅延を変更することなしに）異なるフィルタリング条件の下で信号性能を最適化するための、およびヒットレス受信機動作を可能にするための機構などの他の利益も提供する。本発明のかかる実施形態は、それによって、高スペクトル効率のシステムでＤＰＳＫ信号を伝送するときに総体的なシステム性能の向上および容易な実装を提供する。
【００２８】
前述の実施形態が本発明の適用例を表すことができる可能な具体的な実施形態のうちのほんの一部のみを例示するものであることは理解されている。本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく多数のおよび多様な他の構成が当業者によって作られることができる。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信の分野に関し、特に、高いスペクトル効率で伝送される差動位相偏移変調光信号の受信に関連する装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）は、高い受信機感度、高速伝送での大きな非線形効果に対する高い耐性、および、コヒーレントクロストークに対する高い耐性を提供する有望な変調フォーマットである。光ＤＰＳＫ伝送では、データ情報は隣接ビットの間の光位相差によって運搬される。光ＤＰＳＫ変調は、差動２位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）、差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）、および、他の関連フォーマット変形を含む。
【０００３】
光転送ネットワークの容量を増やすために、４０Ｇｂ／ｓチャネルが、現在これらのネットワーク上で運ばれている１０Ｇｂ／ｓチャネルに置き換わることになると考えられている。コア転送ネットワークの多くは、国際電気通信連合（ＩＴＵ）によって規定されるように、５０ＧＨｚのチャネル間隔を有する高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ）に基づいている。この間隔は、Δｆｍｉｎ＝５０ＧＨｚで、図１Ａに概略的に図示されている。通常の１０Ｇｂ／ｓ信号のそれと比較してはるかに広域の４０Ｇｂ／ｓＤＢＰＳＫ信号の光スペクトルのため、５０ＧＨｚチャネルグリッドを介して４０Ｇｂ／ｓの２進信号を伝送するとき、厳重な光フィルタリングによる深刻な不利益がある。このフィルタリングの不利益は、波長選択スイッチ（ＷＳＳ）などの素子を組み入れた複数の再構成可能な光挿入／分岐多重装置（ＲＯＡＤＭ）が、たとえば図１Ｂに概略的に図示されるように、今日の透過的光ネットワークの多くで共通のものとしての伝送システムにも挿入されるとき、さらに大きくなる。たとえば、図示されたネットワーク１０において、信号は、その起点２１とその宛先２２の間の複数のＲＯＡＤＭ／ＷＳＳ１１−１４を介して経路指定されることができる。これは、通常のＤＷＤＭシステムにおけるそのような高速のＤＰＳＫ信号を高スペクトル効率で伝送することを困難にする。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
高いスペクトル効率を実現するための既存の手法は、ＤＱＰＳＫおよびデュオバイナリなどの帯域幅効率のよい変調フォーマットを使用することである。しかし、ＤＱＰＳＫはより複雑なおよび高価な送信機および受信機を必要とし、デュオバイナリはＤＢＰＳＫおよびＤＱＰＳＫよりも低い受信機感度を有する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
例示的な一実施形態では、本発明は、受信された光ＤＰＳＫ信号を復調するために光遅延干渉計（ＯＤＩ）を使用する光差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）受信機を提供する。本発明によれば、ＯＤＩ復調器は、復調されることになるＤＰＳＫ信号のシンボルレート（ＳＲ）よりも大きい自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を有する。さらに、その受信機は、ＯＤＩ復調器の２つの出力に対応する信号間に付加的な出力不平衡を導入するための手段を含み、その付加的な出力不平衡はＦＳＲ対ＳＲの比率に関連する。賢明に選択されるとき、その付加的な出力不平衡は、厳重な光フィルタリングに対する信号の耐性を増やし、それによって高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ）などの適応分野で高いスペクトル効率を実現する。付加的な出力不平衡は、電気的減衰または増幅回路を使用して電気的に、または、光減衰を使用して光学的に、実装されることができる。導入される出力不平衡は、固定または調整可能でもよい。受信データの極性の潜在的な曖昧さに適応するために、極性検出および回復回路も使用されることができる。
【０００６】
本発明の実施形態は、たとえば、５０ＧＨｚＤＷＤＭグリッドを介した４０Ｇｂ／ｓ差動２位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）信号、ならびに５０ＧＨｚグリッドを介した１００Ｇｂ／ｓ差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）信号の伝送に適用されることができる。かかる実施形態は、４０Ｇｂ／ｓＤＢＰＳＫおよび１００Ｇｂ／ｓＤＱＰＳＫ信号が、システムリーチおよびＲＯＡＤＭサポートに関して改良された性能で５０ＧＨｚ最小チャネル間隔を有するＤＷＤＭシステムを介して運ばれることを可能にする。
【０００７】
本発明のさらに別の実施形態は、ＯＤＩの遅延またはＦＳＲを変更することなく出力比を調整することによって異なるフィルタリング条件の下で信号受信の性能を順応して最適化し、それによって信号受信をヒットレスまたは割込みなしにすることなどの他の利益も提供する。
【０００８】
本発明の前述のおよび他の機能および態様は、以下にさらに詳しく説明される。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１Ａ】高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ）方式でのチャネル間隔を説明する図である。
【図１Ｂ】複数の再構成可能な光挿入／分岐多重装置（ＲＯＡＤＭ）および波長選択スイッチ（ＷＳＳ）を有する通常の光ネットワークの概略図である。
【図２】光出力不平衡モジュールを備える差動２位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）受信機の例示的な一実施形態のブロック図である。
【図３】電気的出力不平衡モジュールを備えるＤＢＰＳＫ受信機の例示的な一実施形態のブロック図である。
【図４】ＤＢＰＳＫ受信機のさらに別の例示的な一実施形態のブロック図である。
【図５】差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）受信機の例示的な一実施形態のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
図２は、本発明による差動２位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）受信機１００の例示的な一実施形態のブロック図である。受信機１００は、たとえば、そのデータレートが名目上４３Ｇｂ／ｓであり約４０Ｇｂ／ｓから５０Ｇｂ／ｓに及び得る、５０ＧＨｚ最小チャネル間隔Δｆｍｉｎ＝５０ＧＨｚ（図１Ａ）を有する高密度波長分割多重ＤＷＤＭシステム（図１Ｂ）を介して伝送される、ＤＢＰＳＫ信号を受信するために、使用されることができると考えられる。
【００１１】
受信機１００は、その入力で受信光ＤＢＰＳＫ信号を復調するための光遅延干渉計（ＯＤＩ）１１０を備える。一般に、ＯＤＩは、異なる長さを有する２つの光経路を有する。その２つの経路の長さの違いが、その２つの経路を移動する光信号の間に時間遅延Ｔｄをもたらし、その遅延はＯＤＩの自由スペクトル領域（ＦＳＲ）の逆数に等しい、即ちＦＳＲ＝１／Ｔｄである。本発明によれば、ＯＤＩ１１０は、復調されることになるＤＢＰＳＫ信号のシンボルレート（ＳＲ）よりも大きいＦＳＲを有する。本発明による例示的な一実施形態では、ＦＳＲは好ましくは以下の範囲内にある：
１．１５ＳＲ≦ＦＳＲ≦２．５ＳＲ、 （１）
但し、ＦＳＲの単位はＧＨｚであり、ＳＲの単位はＧｂａｕｄである。
【００１２】
ＯＤＩ１１０のコンストラクティブ的出力ポートが光減衰器１１５を介して平衡検波器１２０の第１の入力に結合されるのに対して、ＯＤＩ１１０のディストラクティブ的出力ポートは第２の光減衰器１１６を介して平衡検波器１２０の第２の入力に結合される。それぞれ可変減衰α１およびα２を有する、光減衰器１１５および１１６は、ＯＤＩのコンストラクティブ的ポートおよびディストラクティブ的ポート、ＰｃｏｎおよびＰｄｅｓ、にそれぞれ関連付けられた信号出力の比率を調整するために制御ユニット１２５によって制御される。減衰器１１５および１１６は、増分の出力不平衡、または、２つの信号の出力がそれによって修正されないときには自然の出力比に付加的な信号間の出力比の変更を導入する。たとえば、減衰器１１５および１１６によって導入される出力比Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓの付加的な調整は、少ないフィルタリングのために好ましくは導入されるより多くの減衰で、受信ＤＢＰＳＫ信号が受けた光フィルタリングの程度に応じて、−６ｄＢと２ｄＢの間でもよい。ここで、出力比Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓの２ｄＢの調整は、Ｐｄｅｓに比べたＰｃｏｎの２ｄＢまたは約５８％の相対的増加を意味する。そのようなものとして、信号性能は、出力比を調整することによって適応的に（ＯＤＩの遅延またはＦＳＲを変更することなしに）異なるフィルタリング条件の下で最適化されることができる。
【００１３】
図２の例示的な実施形態はＯＤＩ１１０のコンストラクティブ的ポートおよびディストラクティブ的ポートのそれぞれに結合された光減衰器を示すが、本発明によれば、そのＯＤＩポートのうちの１つだけに結合された減衰器を使って代替の実施形態を有することが可能である。たとえば、出力比Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓの付加的調整がゼロ未満になる（即ち、コンストラクティブ的ポートの信号のみが減衰される必要がある）とき、減衰器１１６は削除されることができる。
【００１４】
さらに、減衰を変化させることが必要ではない（たとえばフィルタリング条件が実質的に一定である）適用例について、たとえば、固定減衰器を使ってまたはＯＤＩ１１０の出力ポートのうちの少なくとも１つでの不完全な光結合によって、減衰が実現されることができる。よく知られている技法を使用して、光結合が製造時に設定されて所望の程度の減衰を提供することができる。
【００１５】
平衡検波器１２０の出力は、シンボルレート（ＳＲ）で受信信号およびクロック内の符号化されたデータを回復する、クロックおよびデータ回復（ＣＤＲ）回路１３０に提供される。受信データの極性の潜在的な曖昧さに適応するために、データ反転回路１４０がＣＤＲ回路１３０によって回復されるデータを反転させるために含まれることができる。ＣＤＲおよびデータ反転回路は、知られている方法で実装されることができる。
【００１６】
本発明によるさらに別の代替では、出力比調整が電気的手段で達成されることができる。図３は、その中で出力比調整が電子増幅器および／または減衰器回路を使用して実行される、受信機２００のさらに別の例示的な一実施形態を示す。受信機２００は、ＯＤＩ２１０のコンストラクティブ的出力およびディストラクティブ的出力を、それらが検出され、電気的信号に変換された後に、それぞれ増幅および／または減衰する、電子増幅器（および／または減衰器）２２１および２２２を備える。増幅器（および／または減衰器）２２１および２２２によって提供される増幅および／または減衰（ｇ１、ｇ２）は、制御ユニット２２５の制御の下で変化させられることができる。前述のように、クロックおよびデータ回復（ＣＤＲ）回路２３０ならびに任意選択のデータ反転回路２４０が、オリジナルデータを回復する。
【００１７】
図３の例示的な実施形態はＯＤＩ２１０のコンストラクティブ的ポートおよびディストラクティブ的ポートのそれぞれに電子増幅器（および／または減衰器）を示しているが、本発明によれば、ＯＤＩポートのうちの１つだけに増幅器（減衰器）を有する代替の実施形態を有することが可能である。
【００１８】
例示的な一実施形態では、出力調整は、以下の関係式にしたがって設定されることができる：
Δ（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）≒（ＳＲ／ＦＳＲ−０．７５）×１５ｄＢ （２）
【００１９】
たとえば、４３Ｇｂ／ｓのシンボルレート（ＳＲ）について、（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）への付加的出力比調整は、５０ＧＨｚ、６７ＧＨｚ、および１００ＧＨｚのＦＳＲに対してそれぞれ、約１．７ｄＢ、−１．６ｄＢ、および−４．８ｄＢになろう。ＦＳＲおよびＳＲが関係式（１）にしたがう場合、付加的出力比調整Δ（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）は約−５．２５ｄＢから１．８ｄＢの範囲を有することになろう。
【００２０】
図４は、本発明による受信機３００のさらに別の例示的な一実施形態のブロック図である。受信機３００は、ＷＤＭチャネル間隔Δｆｍｉｓに等しいＦＳＲを有するＯＤＩ３１０復調器を備える。したがって、５０ＧＨｚチャネル間隔の場合、ＯＤＩ３１０のＦＳＲは５０ＧＨｚ、Ｔｄは２０ｐｓになろう。そのようなものとして、ＯＤＩ３１０のＦＳＲは、４３Ｇｂ／ｓＤＢＰＳＫ信号のシンボルレートよりも約１６％大きいことになろう。関係式（２）によれば、所望の出力調整は１．６５ｄＢであることになり、または、ＰｄｅｓはＰｃｏｎと比べて１．６５ｄＢまたは約３２％減らされることになろう。
【００２１】
図４の例示的な実施形態では、付加的な出力不平衡が固定光減衰３１５によってＯＤＩ３１０のディストラクティブ的出力ポートと平衡検波器３２０の間に導入される。減衰３１５は、たとえば、対応する信号に固定光減衰３１５を提供するために、ＯＤＩ３１０のディストラクティブ的ポートを検波器３２０に不完全に結合させることによって、実装されることができる。別法として、減衰３１５は、前述のように、離散的出力不平衡モジュールまたはブロックで実装されることができる。
【００２２】
前述のように、ＣＤＲ回路３３０は、オリジナルデータを回復するために示されている。図４の実施形態の１つの特徴は、そのＦＳＲがＷＤＭチャネル間隔Δｆｍｉｓに等しいＯＤＩ３１０は一定の公称条件でＷＤＭチャネルのうちのいずれか１つを復調するように構成されることができるため、任意選択のデータ反転回路がもはや必要とされなくともよいことである。この特徴は、受信ＷＤＭ信号の波長が変わるときにＯＤＩ設定の変更が必要とされないカラーレス動作を実現するために活用されることもできる。
【００２３】
図５は、本発明による受信機４００のさらに別の例示的な一実施形態のブロック図である。受信機４００は、たとえば５０ＧＨｚ最小チャネル間隔を有するＤＷＤＭシステムを介して伝送されることができる、差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）信号を復調することができる。１００Ｇｂ／ｓの正味データレートを有するＤＱＰＳＫ信号について、たとえば、生データレートは、名目上１１３Ｇｂ／ｓであり、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）などの処理のためのオーバヘッドが含まれるときには約１０７Ｇｂ／ｓから約１２５Ｇｂ／ｓに及び得る。
【００２４】
受信機４００は、ＤＱＰＳＫ信号の同相のおよび直角位相の成分の復調のための１組のＯＤＩ４１０および４１１を含むＤＱＰＳＫ復調器を備える。例示的な一実施形態では、ＤＱＰＳＫ復調器のＦＳＲは１００ＧＨｚである。そのようなものとして、ＯＤＩ４１０および４１１のＦＳＲは、１１３Ｇｂ／ｓＤＱＰＳＫ信号のシンボルレートよりも約７７％大きい。関係式（２）によれば、所望の出力調整は−２．８ｄＢであることになり、または換言すれば、（各ＯＤＩの）Ｐｃｏｎは（各ＯＤＩの）Ｐｄｅｓと比較して２．８ｄＢ、もしくは約４８％減らされることになろう。
【００２５】
ＯＤＩ４１０および４１１の出力は、出力不平衡モジュール４１５に提供される。出力不平衡モジュール４１５の同相の出力および直角位相の出力は、平衡検波器４２１および４２２にそれぞれ結合される。出力不平衡モジュール４１５は、前述のように、たとえば光減衰器によってまたは不完全な光結合を提供することによって、ＯＤＩ４１０および４１１のコンストラクティブ的ポートおよび／またはディストラクティブ的ポートで信号に光減衰を受けさせることによって、実装されることができる。別法として、前述のように、光信号の電気的形式への変換の後に構成される出力不平衡モジュールの電気的実装が使用されることができる。さらに、出力不平衡モジュール４１５は、制御ユニット４２５の制御の下で固定出力不平衡または可変出力不平衡を提供することができる。
【００２６】
ＣＤＲ回路４３１および４３２ならびに任意選択のデータ反転回路４４１および４４２が、前述のように、オリジナルの同相のおよび直角位相のデータトリビュータリを回復するために、それぞれ検波器４２１および４２２に続く。
【００２７】
本明細書で開示されるように、本発明は、従来のＤＷＤＭシステムを介して伝送される高スペクトル効率のＤＰＳＫ信号を受信するときに優れた信号性能を提供する。さらに、本発明のさらに別の実施形態は、出力比を調整することによって適応的に（ＯＤＩの遅延を変更することなしに）異なるフィルタリング条件の下で信号性能を最適化するための、およびヒットレス受信機動作を可能にするための機構などの他の利益も提供する。本発明のかかる実施形態は、それによって、高スペクトル効率のシステムでＤＰＳＫ信号を伝送するときに総体的なシステム性能の向上および容易な実装を提供する。
【００２８】
前述の実施形態が本発明の適用例を表すことができる可能な具体的な実施形態のうちのほんの一部のみを例示するものであることは理解されている。本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく多数のおよび多様な他の構成が当業者によって作られることができる。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
波長分割多重方式（ＷＤＭ）光伝送システムから差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）光信号を受信するための光受信機であって、
ＤＰＳＫ光信号を受信するための光入力、
ＤＰＳＫ光信号に基づくコンストラクティブ的信号と関連付けられたコンストラクティブ的光出力、および
ＤＰＳＫ光信号に基づくディストラクティブ的信号と関連付けられたディストラクティブ的光出力
を有する光遅延干渉計（ＯＤＩ）を含む復調器と
コンストラクティブ的信号とディストラクティブ的信号の間に付加的相対的出力差を提供する出力不平衡モジュールと
を備え、そのＯＤＩがＤＰＳＫ光信号のシンボルレート（ＳＲ）よりも大きい自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を有する、光受信機。
【請求項２】
１．１５ＳＲ≦ＦＳＲ≦２．５ＳＲである、請求項１に記載の光受信機。
【請求項３】
その付加的相対的出力差が、以下の関係式
Δ（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）≒（ＳＲ／ＦＳＲ−０．７５）×１５ｄＢ
によるＳＲとＦＳＲの間の比率に依存し、但し、Ｐｃｏｎはコンストラクティブ的信号の出力であり、Ｐｄｅｓはディストラクティブ的信号の出力であり、Δ（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）はｄＢ表示での付加的出力差である、
請求項１に記載の光受信機。
【請求項４】
その出力不平衡モジュールが、光減衰器、電子減衰器、および電子増幅器のうちの少なくとも１つを含む、請求項１に記載の光受信機。
【請求項５】
そのＯＤＩのＦＳＲがＷＤＭ光伝送システムのチャネル間隔に等しい、請求項１に記載の光受信機。
【請求項６】
波長分割多重（ＷＤＭ）光伝送システムから差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）光信号を受信する方法であって、
ＤＰＳＫ光信号を受信するための光入力、
そのＤＰＳＫ光信号から導出されるコンストラクティブ的信号と関連付けられたコンストラクティブ的光出力、および
そのＤＰＳＫ光信号から導出されるディストラクティブ的信号と関連付けられたディストラクティブ的光出力
を有する光遅延干渉計（ＯＤＩ）でＤＰＳＫ光信号を復調するステップと、
そのコンストラクティブ的信号とディストラクティブ的信号の間に付加的相対的出力差を提供するステップと
を備え、そのＯＤＩがＤＰＳＫ光信号のシンボルレート（ＳＲ）よりも大きい自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を有する、方法。
【請求項７】
１．１５ＳＲ≦ＦＳＲ≦２．５ＳＲである、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
その付加的相対的出力差が、以下の関係式
Δ（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）≒（ＳＲ／ＦＳＲ−０．７５）×１５ｄＢ
によるＳＲとＦＳＲの間の比率に依存し、但し、Ｐｃｏｎはコンストラクティブ的信号の出力であり、Ｐｄｅｓはディストラクティブ的信号の出力であり、Δ（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）はｄＢ表示での付加的出力差である、
請求項６に記載の方法。
【請求項９】
コンストラクティブ的信号およびディストラクティブ的信号のうちの少なくとも１つを光学的に減衰するステップと、
コンストラクティブ的信号およびディストラクティブ的信号のうちの少なくとも１つを電子的に減衰するステップと、
コンストラクティブ的信号およびディストラクティブ的信号のうちの少なくとも１つを電子的に増幅するステップと
のうちの少なくとも１つを含む付加的相対的出力差を提供するステップが備える、請求項６に記載の方法。
【請求項１０】
ＯＤＩのＦＳＲがＷＤＭ光伝送システムのチャネル間隔に等しい、請求項６に記載の方法。
【請求項１】
波長分割多重方式（ＷＤＭ）光伝送システムから差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）光信号を受信するための光受信機であって、
ＤＰＳＫ光信号を受信するための光入力、
ＤＰＳＫ光信号に基づくコンストラクティブ的信号と関連付けられたコンストラクティブ的光出力、および
ＤＰＳＫ光信号に基づくディストラクティブ的信号と関連付けられたディストラクティブ的光出力
を有する光遅延干渉計（ＯＤＩ）を含む復調器と
コンストラクティブ的信号とディストラクティブ的信号の間に付加的相対的出力差を提供する出力不平衡モジュールと
を備え、そのＯＤＩがＤＰＳＫ光信号のシンボルレート（ＳＲ）よりも大きい自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を有する、光受信機。
【請求項２】
１．１５ＳＲ≦ＦＳＲ≦２．５ＳＲである、請求項１に記載の光受信機。
【請求項３】
その付加的相対的出力差が、以下の関係式
Δ（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）≒（ＳＲ／ＦＳＲ−０．７５）×１５ｄＢ
によるＳＲとＦＳＲの間の比率に依存し、但し、Ｐｃｏｎはコンストラクティブ的信号の出力であり、Ｐｄｅｓはディストラクティブ的信号の出力であり、Δ（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）はｄＢ表示での付加的出力差である、
請求項１に記載の光受信機。
【請求項４】
その出力不平衡モジュールが、光減衰器、電子減衰器、および電子増幅器のうちの少なくとも１つを含む、請求項１に記載の光受信機。
【請求項５】
そのＯＤＩのＦＳＲがＷＤＭ光伝送システムのチャネル間隔に等しい、請求項１に記載の光受信機。
【請求項６】
波長分割多重（ＷＤＭ）光伝送システムから差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）光信号を受信する方法であって、
ＤＰＳＫ光信号を受信するための光入力、
そのＤＰＳＫ光信号から導出されるコンストラクティブ的信号と関連付けられたコンストラクティブ的光出力、および
そのＤＰＳＫ光信号から導出されるディストラクティブ的信号と関連付けられたディストラクティブ的光出力
を有する光遅延干渉計（ＯＤＩ）でＤＰＳＫ光信号を復調するステップと、
そのコンストラクティブ的信号とディストラクティブ的信号の間に付加的相対的出力差を提供するステップと
を備え、そのＯＤＩがＤＰＳＫ光信号のシンボルレート（ＳＲ）よりも大きい自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を有する、方法。
【請求項７】
１．１５ＳＲ≦ＦＳＲ≦２．５ＳＲである、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
その付加的相対的出力差が、以下の関係式
Δ（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）≒（ＳＲ／ＦＳＲ−０．７５）×１５ｄＢ
によるＳＲとＦＳＲの間の比率に依存し、但し、Ｐｃｏｎはコンストラクティブ的信号の出力であり、Ｐｄｅｓはディストラクティブ的信号の出力であり、Δ（Ｐｃｏｎ／Ｐｄｅｓ）はｄＢ表示での付加的出力差である、
請求項６に記載の方法。
【請求項９】
コンストラクティブ的信号およびディストラクティブ的信号のうちの少なくとも１つを光学的に減衰するステップと、
コンストラクティブ的信号およびディストラクティブ的信号のうちの少なくとも１つを電子的に減衰するステップと、
コンストラクティブ的信号およびディストラクティブ的信号のうちの少なくとも１つを電子的に増幅するステップと
のうちの少なくとも１つを含む付加的相対的出力差を提供するステップが備える、請求項６に記載の方法。
【請求項１０】
ＯＤＩのＦＳＲがＷＤＭ光伝送システムのチャネル間隔に等しい、請求項６に記載の方法。
【図１Ａ】
【図１Ｂ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図１Ｂ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公表番号】特表２０１２−５００５６３（Ｐ２０１２−５００５６３Ａ）
【公表日】平成２４年１月５日（２０１２．１．５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−５２３７９２（Ｐ２０１１−５２３７９２）
【出願日】平成２１年８月５日（２００９．８．５）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００９／００４４８１
【国際公開番号】ＷＯ２０１０／０２１６６１
【国際公開日】平成２２年２月２５日（２０１０．２．２５）
【出願人】（５９６０９２６９８）アルカテル−ルーセント ユーエスエー インコーポレーテッド (965)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２４年１月５日（２０１２．１．５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年８月５日（２００９．８．５）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００９／００４４８１
【国際公開番号】ＷＯ２０１０／０２１６６１
【国際公開日】平成２２年２月２５日（２０１０．２．２５）
【出願人】（５９６０９２６９８）アルカテル−ルーセント ユーエスエー インコーポレーテッド (965)
【Ｆターム（参考）】
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