ＦＭ送信回路及びオーバーサンプリング処理回路
【課題】オーディオ信号を処理する際に最大周波数偏移を決めるための非線形振幅制御処理による高調波の発生を抑制し、従来技術に比較して回路規模を大幅に削減でき、消費電力も少ない回路構成となるＦＭ送信回路を提供する。
【解決手段】プリエンファシス回路３から出力される信号に対して変調度制限のための振幅調整を行う非線形振幅制御回路５と、非線形振幅制御回路５の後段に設けられるＬＰＦ７及びＦＭ変調器１０とを備えたＦＭ送信回路において、非線形振幅制御回路５とプリエンファシス回路３との間に設けられ、所定の段数のＣＩＣフィルタを用いて所定のアップサンプリング比でアップサンプリングを行うＣＩＣアップサンプラ４と、非線形振幅制御回路５とＬＰＦ７との間に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて所定のダウンサンプリング比でダウンサンプリングを行うＣＩＣダウンサンプラ６とを備える。
【解決手段】プリエンファシス回路３から出力される信号に対して変調度制限のための振幅調整を行う非線形振幅制御回路５と、非線形振幅制御回路５の後段に設けられるＬＰＦ７及びＦＭ変調器１０とを備えたＦＭ送信回路において、非線形振幅制御回路５とプリエンファシス回路３との間に設けられ、所定の段数のＣＩＣフィルタを用いて所定のアップサンプリング比でアップサンプリングを行うＣＩＣアップサンプラ４と、非線形振幅制御回路５とＬＰＦ７との間に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて所定のダウンサンプリング比でダウンサンプリングを行うＣＩＣダウンサンプラ６とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル処理によるオーディオ非線形処理回路を有して周波数変調（以下、ＦＭ変調という。）を行うＦＭ送信回路、特にディジタル信号処理により非線形処理を施した際の高調波抑制に関し、ＦＭ変調の過変調を防止しそれによる音質劣化を低減することができ、特性の安定化と共に回路規模の増大を抑えて低消費電力化を図ったＦＭ送信回路に関する。また、ＦＭ変調器の前段に用いるオーバーサンプリング処理回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、オーディオ信号をＦＭステレオ変調し無線送信するためのＦＭ送信回路が、開発され利用されてきている。本発明では、アナログ方式ではなく、小型化、高性能化のためのディジタル方式の場合に適応される。周波数変調を実現するための回路技術は、従来はアナログ回路技術で実現されていたわけであるが、近年のディジタル信号処理技術の進展、ＩＣ技術の発達により、周波数変調もオーディオ信号処理と共にディジタル回路技術で行われるようになった。
【０００３】
図２は従来技術に係るＦＭ送信回路の構成を示すブロック図である。図２において、ＦＭ送信回路は、オーディオ信号入力処理回路１と、帯域制限低域通過フィルタ（以下、低域通過フィルタをＬＰＦという。）２と、プリエンファシス回路３と、非線形振幅制御回路５と、高調波雑音除去用ＬＰＦ７と、パイロット信号発生器８と、コンポジット信号生成回路９と、周波数変調器１０と、ＤＡ変換器（以下、ＤＡＣという。）１１と、高周波アナログ回路（以下、ＲＦアナログ回路という。）１２とを備えて構成される。
【０００４】
図２において、オーディオ信号入力処理回路１は、入力オーディオ信号を有効周波数帯域の数倍のサンプリング周波数でサンプリングしてディジタルオーディオ信号を出力する。ここで、アナログオーディオ信号が入力されるときは、内蔵のＡＤ変換器によってディジタルデータに変換し、ディジタルオーディオデータ信号が入力されるときは、必要に応じてサンプリング周波数変換を行う。次いで、帯域制限ＬＰＦ２は、入力オーディオ信号をＦＭ放送のために必要とする有効帯域に帯域制限するためのフィルタで、直線位相であるトランスバーサル型ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタの構成が望ましい。プリエンファシス回路３は、周波数変調時に発生する三角雑音により高域のＳＮＲが劣化するのを補正する目的で、あらかじめ高域の変調度を強調して信号を送信するために、入力信号に対して変換すべき周波数帯域の高域側になるにつれて増強する処理を行う。さらに、非線形振幅制御回路５は、プリエンファシス回路３より出力される入力信号の振幅を所定の波高制限値内に制限する。非線形振幅制御回路５は最も簡単な処理はリミッタ処理であり、その他、シグモイド曲線を使った方式などいくつかの既知の方式を用いてもよい。高調波雑音除去用ＬＰＦ７は入力信号から非線形振幅制御回路５で発生した高調波成分を除去してコンポジット信号生成回路９に出力する。
【０００５】
パイロット信号発生器８は、ステレオＦＭ変調時に必要となるパイロット信号（１９ｋＨｚの単一トーン）と、ステレオのＬ−Ｒ信号をＡＭ変調するためのパイロット信号と同調したキャリア信号（３８ｋＨｚの単一トーン）を発生してコンポジット信号生成回路９に出力する。コンポジット信号生成回路９は、ＬＰＦ７から入力されるステレオ信号（Ｌ，Ｒ）から、パイロット信号発生器８からの種々のパイロット信号等を用いて、（Ｌ＋Ｒ）信号、（Ｌ−Ｒ）信号の３８ｋＨｚの搬送波抑圧式振幅変調（ＡＭ）波、及びパイロット信号を合成してコンポジット信号を出力する。なお、ディジタルデータ多重送信が可能な場合は、ディジタルデータ変調信号も合成される場合がある。さらに、ＦＭ変調器１０は、前記コンポジット信号に従って搬送波信号をディジタルＦＭ変調し、必要に応じてＩＦ周波数もしくは直接ＲＦ周波数までアップコンバートしてＤＡＣ１１に出力する。ＤＡＣ１１は入力されるディジタル信号をアナログ中間周波信号（以下、中間周波信号をＩＦ信号という。）に変換してＲＦアナログ回路１２に出力する。ＲＦアナログ回路１２は、ＤＡＣ１１からのＩＦ信号をＲＦ信号にアップコンバートし、もしくは直接ＤＡＣ１１からＲＦ信号が出力される場合は、そのままアップコンバートの必要はない。その後、ＲＦアナログ回路１２からのＲＦ信号は電力増幅器（図示せず。）により電力増幅されアンテナよりＦＭ電波が送信される。なお、必要に応じてＬＰＦや帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦという。）が挿入される。ステレオ音声信号を無線で送信する周波数変調方式については、例えば特許文献１において開示されている。
【０００６】
以上のように構成された従来技術に係るＦＭ送信回路においては、オーディオ信号をプリエンファシス回路３により高域を強調した後、非線形振幅制御回路５以降の処理によりＦＭ信号を得るようにすることにより、無線回線における微弱なオーディオ信号の信号対雑音電力比（以下、ＳＮＲという。）の劣化を防止している。また、非線形振幅制御回路５により圧縮されたオーディオ信号は、ＦＭ変調器１０により所定の変調度でＦＭ変調される。ＦＭ変調では、周波数偏移がベースバンド信号の瞬時的なピーク値によって決まるので、ベースバンド信号の振幅が一定値（最大周波数偏移）を超えないようにするために、リミッタ回路などの非線形振幅制御処理を用いて振幅制限をする。これらは一般的なＦＭ送信回路としての従来例である。
【０００７】
なお、オーディオ信号の振幅を最初から小さくしておくことで、プリエンファシス後のピーク値が最大周波数偏移を超えないようにすることも考えられ、高調波の発生原因となっている非線形振幅制御処理を使う必要がなくなるが、このようにオーディオ信号の全周波数領域にわたって振幅を小さくすると、平均音量が下がり、平均の周波数偏移が狭くなり、ＳＮＲの劣化要因となるため、このような方法は好ましくない。
【０００８】
ところが、リミッタ回路などの非線形振幅制御によりオーディオ信号の振幅制限を行うと、その出力信号は高調波成分を含むものとなる。前段のプリエンファシス回路３において、オーディオ信号の高域強調が行われるから、オーディオ信号が高い周波数成分を持つほど、非線形振幅制御において高調波雑音が生じやすいという問題がある。そこで、当該高調波成分を取り除くために、急峻なカットオフ特性を持つＬＰＦ７が使用される。
【０００９】
しかしながら、ディジタル処理で非線形振幅制御を行う場合、サンプリング周波数が低いと高調波成分が折り返し雑音となって可聴域に現れるため、それによる雑音は高調波除去用ＬＰＦ７でカットすることはできない。そのため、信号対雑音歪感度（以下、ＳＩＮＡＤ（Signal to Noise Distortion Sensitivity）という。）特性や全高調波歪＋雑音（以下、ＴＨＤ＋Ｎ（Total Harmonic Distortion Plus Noise）という。）特性が悪くなる。
【００１０】
図３は前記折り返し雑音を説明するための折り返し周波数を示す図であり、入力信号に対してその奇数次高調波が１／２×Ｆｓ（ここで、Ｆｓはサンプリング周波数である。また、ｆｍａｘは入力信号の最高周波数である。）で折り返す様子を示している。このとき、１／８×Ｆｓ程度の有効帯域幅がある場合、例えば２４ｋＨｚのオーディオ帯域に対して、サンプリング周波数２４×８＝１９２ｋＨｚのサンプリングとなるが、９次の高調波から２４ｋＨｚに折り返してくることがわかる。実際に９次以上の高調波がどの程度の大きさで発生するかは、非線形振幅制御処理の振幅圧縮の大きさにもよるが、実際に時定数５０ｕｓｅｃのプリエンファシス特性の場合の１３ｋＨｚの単一トーンに対する高調波発生の様子をシミュレーションすると、プリエンファシスによって１３ｋＨｚで約１２〜１３ｄＢの振幅強調されるため−１２〜−１３ｄＢもの振幅圧縮を行う必要がある。
【００１１】
図４は時定数５０μｓｅｃのプリエンファシス回路において１３ｋＨｚの単一トーンに対する高調波発生をシミュレーションした周波数特性を示すスペクトル図である。図４から、前記振幅圧縮によって高調波が高域に向かって発生しているのがわかる。これはプリエンファシス後に一旦サンプリング周波数を１６倍にあげた状態でリミッタをかけて高調波を発生させたときの特性である。つまり、必要オーディオ帯域の８×１６倍のサンプリングである。この図４から、例えば１５次の特性を見ると、１３ｋＨｚの１次信号に対して−４０ｄＢ程度の大きさを示している。１３ｋＨｚの１５次の周波数は１３×１５＝１９５ｋＨｚであり、１／２×Ｆｓ＝９６ｋＨｚで折り返すことを考えると１９５−９６＝９９ｋＨｚとなり、３ｋＨｚの可聴域に−４０ｄＢという折り返し高調波雑音が現れることになる。これは聴感上、十分に聞き分け可能な信号レベルである。このような折り返し雑音を軽減するために、入力信号をオーバーサンプリングしてから、非線形処理を行い、その後にデシメーションフィルタを通してアンダーサンプリングするという方法があった。
【００１２】
【特許文献１】特開平７−１６２３８３号公報。
【特許文献２】特許第２７７５５７０号公報。
【特許文献３】特許第２６９１８５１号公報。
【特許文献４】特許第４０３５４７４号公報。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、オーバーサンプリング及びアンダーサンプリング時に必要となるフィルタを直線位相のトランスバーサル型ＦＩＲフィルタで構成することを考えると、例えば、前記の例のような必要帯域の８×１６倍ものサンプリングで必要帯域のみ通過させ阻止域で１００ｄＢ程度の減衰を得るには数百タップものＦＩＲフィルタを構成する必要があり、そのフィルタをオーバーサンプルとアンダーサンプルの２回処理する必要があり、乗算器と加算器の回路増加、消費電力の増加を招くことになる。
【００１４】
前記のような、非線形振幅制御の前後段でオーバーサンプリング及びアンダーサンプリングを行い高調波の折り返し雑音を軽減する発明はいくつか公開されているが、フィルタ構成に関して小型省電力を特徴とした非線形振幅処理の従来例はない。特にＦＭ送信回路の過変調防止のための非線形振幅制御に関して最適な従来例はない。
【００１５】
図５はオーディオ信号を非線形振幅制御回路で単純リミッタによる振幅制限を行ったときの全高調波歪み＋雑音（ＴＨＤ＋Ｎ）の周波数特性を示すスペクトル図である。また、図６はプリエンファシス回路２２と単純リミッタ２３と低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４とデエンファシス回路２５とを備えた測定回路の構成を示すブロック図である。図５の特性の測定は図６に示すように、入力端子２１を介して入力される入力信号にプリエンファシス回路２２を通した後、非線形振幅制御回路として単純リミッタ２３を通過させ、その後ＬＰＦ２４により高域に現れる帯域外の高調波を除去し、デエンファシス回路２５によるディエンファシス後の出力端子２６からの出力信号の周波数特性を測定する。なお、入力信号のオーディオソースのサンプリング周波数は４８ｋＨｚの４倍の１９２ｋＨｚであり、入力信号を２０ｋＨｚまで掃引させて各入力周波数でのＴＨＤ＋Ｎを測定している。図５の特性結果を見ればわかるように、プリエンファシスと非線形振幅制御により高域になるにつれ高調波雑音が発生し、ＴＨＤ＋Ｎ特性が劣化するが８ｋＨｚ以上の入力周波数においては、３次高調波以上が２４ｋＨｚ以上の周波数となるため、本来は有効オーディオ帯域外に発生するので後段の高調波除去用ＬＰＦ７により除去されＴＨＤ＋Ｎ特性は改善されるはずである。しかし、図５の特性図を見ればわかるように一旦特性がよくなった後、高域になるにつれてさらに特性が劣化している。これは高調波除去用ＬＰＦにて除去できない高調波の折り返し雑音が帯域内に現れることでＴＨＤ＋Ｎ特性を劣化させているのである。
【００１６】
図７は図６の測定回路により測定された相対電力レベルのリニア周波数特性を示すスペクトル図である。また、図８は図６の測定回路により測定された相対電力レベルの対数周波数特性を示すスペクトル図である。すなわち、これらは、図６の測定系での入力信号が１３ｋＨｚの時の出力スペクトル図である。なお、図６の測定回路では受信系で挿入されるディエンファシス回路２５を加えて測定している。図７は横軸を周波数のリニア表示で１／２Ｆｓ＝９６ｋＨｚまで表示しており、図８は横軸を周波数の対数スケールで有効オーディオ帯域の２０ｋＨｚ近辺まで表示している。図８から明らかなように、前述のように３ｋＨｚで大きな折り返し雑音が現れているのがわかる。３ｋＨｚ以外にも多くの折り返し雑音が発生しているのがわかる。
【００１７】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、特にオーディオ信号を処理する際に最大周波数偏移を決めるための非線形振幅制御処理による高調波の発生を抑制し、従来技術に比較して回路規模を大幅に削減でき、消費電力も少ない回路構成となるＦＭ送信回路を提供することにある。
【００１８】
また、本発明の別の目的は、従来技術に比較して回路規模を大幅に削減でき、消費電力も少ない回路構成となるオーバーサンプリング処理回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
第１の発明に係るＦＭ送信回路は、
入力されるオーディオディジタル信号に対してプリエンファシス処理するプリエンファシス手段と、
前記プリエンファシス手段から出力される信号に対して変調度制限のための振幅調整を行う非線形振幅制御手段と、
前記非線形振幅制御手段から出力される信号から高調波雑音を除去する低域通過フィルタ手段と、
前記低域通過フィルタ手段から出力される信号に従って、搬送波信号をＦＭ変調して出力するＦＭ変調手段とを備えたＦＭ送信回路において、
前記非線形振幅制御手段と前記プリエンファシス手段との間に設けられ、所定の段数のカスケード積分くし形フィルタ（以下、ＣＩＣフィルタという。）を用いて所定のアップサンプリング比でアップサンプリングを行うアップサンプラ手段と、
前記非線形振幅制御手段と前記低域通過フィルタ手段との間に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて所定のダウンサンプリング比でダウンサンプリングを行うダウンサンプラ手段とを備えたことを特徴とする。
【００２０】
前記ＦＭ送信回路において、
前記アップサンプリング比は８Ｍに設定され、
前記ダウンサンプリング比は１／８Ｍに設定され、
前記ＣＩＣフィルタの段数はＮに設定され、
前記Ｍ，Ｎはそれぞれ自然数であることを特徴とする。
【００２１】
また、前記ＦＭ送信回路において、入力されるオーディオディジタル信号のサンプリング周波数を、有効オーディオ帯域（１６ｋＨｚ〜２４ｋＨｚ）の８倍に設定し、前記非線形振幅制御手段のアップサンプリング比を１６倍に設定し、前記非線形振幅制御手段のダウンサンプリング比を１／１６倍に設定し、Ｍ＝１及びＮ＝３に設定したことを特徴とする。
【００２２】
さらに、前記ＦＭ送信回路において、Ｍ及びＮを変化できるように構成されたことを特徴とする。
【００２３】
またさらに、前記ＦＭ送信回路において、前記ＦＭ変調手段の前段に設けられ、入力信号に対してオーバーサンプリング処理を行うオーバーサンプリング処理手段をさらに備え、
前記オーバーサンプリング処理手段は、
ＦＩＲフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第１のアップサンプラと、
前記第１のアップサンプラの後段に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第２のアップサンプラとを備えたことを特徴とする。
【００２４】
また、前記ＦＭ送信回路において、前記アップサンプラ手段のＣＩＣフィルタ及び前記ダウンサンプラ手段のＣＩＣフィルタと、前記オーバーサンプリング処理手段のＣＩＣフィルタとを共用し、時系列で交互に選択的に切り換えるように構成したことを特徴とする。
【００２５】
さらに、前記ＦＭ送信回路において、前記各ＣＩＣフィルタは、１つの加算器又は減算器と１つの遅延器とからなる回路を複数段カスケード接続してなるフィルタ回路を、１つの加算器又は減算器と複数の遅延器とからなるフィルタ回路で置き換えて構成し、前記各遅延器を順次選択的に前記加算器又は前記減算器に接続してシリアル処理を行うように構成したことを特徴とする。
【００２６】
第２の発明に係るオーバーサンプリング処理回路は、入力信号に対してオーバーサンプリング処理を行うオーバーサンプリング処理回路において、
ＦＩＲフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第１のアップサンプラと、
前記第１のアップサンプラの後段に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第２のアップサンプラとを備えたことを特徴とする。
【００２７】
前記オーバーサンプリング処理回路において、前記各ＣＩＣフィルタは、１つの加算器又は減算器と１つの遅延器とからなる回路を複数段カスケード接続してなるフィルタ回路を、１つの加算器又は減算器と複数の遅延器とからなるフィルタ回路で置き換えて構成し、前記各遅延器を順次選択的に前記加算器又は前記減算器に接続してシリアル処理を行うように構成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、ディジタルオーディオ信号を対象とした、入力から周波数変調回路までの信号処理回路分をディジタル信号処理とし、周波数変換及び高周波電力増幅部分をアナログ処理とするＦＭ送信回路において、ディジタル処理で安定した変調度を制御するための非線形振幅制御回路において、本発明に係るＣＩＣフィルタを使ったオーバーサンプル非線形振幅制御方法を使用することで、回路規模の増大を招かずにディジタル処理によって生じる特有の高調波成分の折り返し雑音を抑制することが実現可能となる。本発明は、非線形処理による高調波成分の折り返し雑音を抑制するための手法として、ＦＭ送信回路以外のディジタル非線形振幅制御でも同様に使用することができる。
【００２９】
また、本発明に係るオーバーサンプリング処理回路によれば、ＦＩＲフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第１のアップサンプラと、前記第１のアップサンプラの後段に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第２のアップサンプラとを備えて構成したので、従来技術に比較して回路規模を減少させて構成でき、製造コストを軽減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００３１】
図１は本発明の一実施形態に係るＦＭ送信回路の構成を示すブロック図である。図１において、本実施形態に係るＦＭ送信回路は、図２の従来技術に比較して、非線形振幅制御回路５の前後段に、トランスバーサル形ＦＩＲフィルタではなく、それぞれ、移動平均フィルタをカスケード接続したカスケード積分くし形（Cascade Integrated Comb:ＣＩＣ）フィルタ（以下、ＣＩＣフィルタという。）を使用したＣＩＣアップサンプラ４及びＣＩＣダウンサンプラ６を挿入したことを特徴としている。
【００３２】
図１のＦＭ送信回路は、オーディオ信号入力処理回路１と、帯域制限ＬＰＦ２と、プリエンファシス回路３と、ＣＩＣアップサンプラ４と、非線形振幅制御回路５と、ＣＩＣダウンサンプラ６と、高調波雑音除去用ＬＰＦ７と、パイロット信号発生器８と、コンポジット信号生成回路９と、周波数変調器１０と、ＤＡＣ１１と、ＲＦアナログ回路１２とを備えて構成される。なお、ＣＩＣアップサンプラ４及びＣＩＣダウンサンプラ６以外の回路は上述の従来技術の動作と同様であり、詳細説明を省略する。ここで、ＣＩＣフィルタは、移動平均フィルタをカスケード接続したもので、移動平均フィルタの伝達関数Ｈ０（ｚ）は次式で表される。
【００３３】
【数１】
【００３４】
前記式（１）を実現する回路を図１１に示す。すなわち、図１１は図１のＣＩＣアップサンプラ４及びＣＩＣダウンサンプラ６を構成するために用いるＣＩＣフィルタ基本回路４１Ｆの構成を示すブロック図である。図１１において、ＣＩＣフィルタ基本回路４１Ｆは、ＣＩＣフィルタ４１と、増幅度１／Ｎの増幅器３５とを備えて構成される。ここで、ＣＩＣフィルタ４１は、（ａ）加算器３１と、加算器３１の出力信号を１クロック遅延して加算器３１に帰還させる遅延器３２とからなる加算遅延回路５１と、（ｂ）減算器３４と、加算器３１の出力信号をＮクロックだけ遅延して減算器３４に出力する遅延器３３ｎとからなる遅延減算回路６１ｎとを備えて構成される。
【００３５】
図１２はＣＩＣダウンサンプラ６ａの一例の構成を示すブロック図である。ここで、図１２は、図１１のＣＩＣフィルタ４１を４段カスケード接続して１／Ｎにダウンサンプルする回路であり、４個のＣＩＣフィルタ４１〜４４と１／Ｎダウンサンプラ３６と、増幅器３７とを備えて構成される。
【００３６】
図１３（ａ）は図１２のＣＩＣダウンサンプラ６ａから変形されたＣＩＣダウンサンプラ６ｂの構成を示すブロック図であり、図１３（ｂ）は図１２のＣＩＣダウンサンプラ６ｂから変形されたＣＩＣダウンサンプラ６ｃの構成を示すブロック図である。図１３（ａ）では、図１２の回路のうち、加算遅延回路５１を４段カスケード接続した後、遅延減算回路６１ｎを４段カスケード接続して構成した。次いで、図１３（ｂ）では、図１３（ａ）の回路のうち、１／Ｎダウンサンプラ３６を、加算遅延回路５１が４段のカスケード接続された回路と、遅延減算回路６１ｎが４段のカスケード接続された回路との間に挿入しかつ、各遅延減算回路６１ｎをそれぞれ遅延減算回路６１とすることにより回路変換している。ここで、遅延減算回路６１は、減算器３４と、入力信号を１クロックだけ遅延して減算器３４に出力する遅延器３３とから構成される。
【００３７】
図１３の回路変換の手法を用いて構成された回路を図１４乃至図１７に示す。図１４は図１のＣＩＣアップサンプラ４の構成を示すブロック図である。図１４において、ＣＩＣアップサンプラ４は、遅延減算回路６１が３段カスケード接続されて構成されたフィルタ回路６１Ａと、１６倍アップサンプラ３８ａと、加算遅延回路５１が３段カスケード接続されて構成されたフィルタ回路５１Ａと、増幅器３７とを備えて構成される。
【００３８】
図１５は図１４のフィルタ回路６１Ａの改良例の構成を示すブロック図である。図１５のフィルタ回路６１Ａは、スイッチ１０１〜１０３，１１１〜１１６と、３個の遅延器３３ａ，３３ｂ，３３ｃと、減算器３４とを備えて構成され、図１４の回路に比較して減算器３４の個数を減少させたことを特徴としている。クロック信号発生器７１は所定のクロック信号ＣＬＫを発生して遅延器３３ａ，３３ｂ，３３ｃ及びタイミング信号発生器７１に出力する。タイミング信号発生器７２はクロック信号ＣＬＫに基づいてスイッチ１０１〜１０３，１１１〜１１６のオン／オフを制御するタイミング信号を以下のように発生してスイッチ１０１〜１０３，１１１〜１１６に出力する。
（１）まず、スイッチ１０１，１１１，１１２をオンして１段目の遅延減算回路の動作をさせる。
（２）次いで、スイッチ１０１をオフし、スイッチ１０３，１１３，１１４をオンして２段目の遅延減算回路の動作をさせる。
（３）さらに、スイッチ１１１，１１２をオフし、スイッチ１１５，１１６，１０２をオンして３段目の遅延減算回路の動作をさせ、減算器３４からの出力信号を出力させる。
【００３９】
すなわち、図１５の回路のごとくシリアル処理することで１つの減算器３４で実現することもでき回路規模を大幅に削減できる。
【００４０】
図１６は図１４のフィルタ回路５１Ａの改良例の構成を示すブロック図である。図１６のフィルタ回路５１Ａは、加算器３１と、スイッチ１０１〜１０３，１１１〜１１６と、３個の遅延器３２ａ，３２ｂ，３２ｃとを備えて構成され、図１４の回路に比較して加算器３１の個数を減少させたことを特徴としている。図１５のクロック信号発生器７１及びタイミング信号発生器７２を同様に用いて、図１６のスイッチ１０１〜１０３，１１１〜１１６を同様に制御することで図１６のフィルタ回路５１Ａを動作させることができる。
【００４１】
図１７は図１のＣＩＣダウンサンプラ６の構成を示すブロック図である。図１７において、ＣＩＣダウンサンプラ６は、加算遅延回路５１が３段カスケード接続されて構成されたフィルタ回路５１Ａと、１／１６ダウンサンプラ３６ａと、遅延減算回路６１が３段カスケード接続されて構成されたフィルタ回路６１Ａと、増幅器３７とを備えて構成される。
【００４２】
図１８は図１４のＣＩＣアップサンプラ４の周波数特性を示すスペクトル図であり、図１９は図１７のＣＩＣダウンサンプラ６の周波数特性を示すスペクトル図である。また、図２０は図１８及び図１９のノッチ部分の拡大図である。ここで、図１８と図１９のスペクトルは基本的に同じ特性を示している。また、図２０の拡大図から明らかなように、オーディオ帯域のイメージ領域が大きく減衰するような特性を示している。この例はサンプリング周波数Ｆｓ＝１９２ｋＨｚの入力信号を１６倍でアップサンプリング（１６×１９２ｋＨｚ）した後、リミッタ等の非線形振幅制御を行い、その後１／１６にダウンサンプリングすることで、元のサンプリング周波数Ｆｓ＝１９２ｋＨｚに戻している。その際にサンプリング周波数Ｆｓ／２＝１９２／２＝９６ｋＨｚで周波数が折り返すので、最初に有効オーディオ帯域に折り返し雑音として侵入して来る周波数帯は１９２±２４ｋＨｚ＝１６８ｋＨｚ〜２１６ｋＨｚとなり、その次の折り返し雑音となる帯域はさらに１９２ｋＨｚ先の（１９２×２）±２４ｋＨｚ＝３６０ｋＨｚ〜４０８ｋＨｚとなる。図２０にはこれらの周波数での減衰量を表示している。最悪値で−５１ｄＢもの減衰が得られている。通常のオーディオソースでは、この程度まで減衰できれば折り返し雑音は聴感上認識されにくい。また、ＴＨＤ＋Ｎ特性も０．１％程度まで改善でき、十分な性能を確保できる。
【００４３】
図２１は図１の本実施形態に係るＦＭ送信回路と、図２の従来技術に係るＦＭ送信回路の全高調波歪み＋雑音（ＴＨＤ＋Ｎ）の周波数特性を示すスペクトル図である。図２１の周波数特性の測定は図６の測定回路で測定しており、従来技術に比較して周波数１０ｋＨｚ以上において大幅に改善されていることがわかる。
【００４４】
図２２は図１の本実施形態に係るＦＭ送信回路において単一トーン１３ｋＨｚの入力信号を入力したときの出力信号のリニア周波数特性を示すスペクトル図であり、図２３は図１の本実施形態に係るＦＭ送信回路において単一トーン１３ｋＨｚの入力信号を入力したときの出力信号の対数周波数特性を示すスペクトル図である。ここで、図２２は、図７と同様に横軸を周波数のリニア表示で１／２Ｆｓ＝９６ｋＨｚまで表示しており、図２３は図８と同様に横軸を周波数の対数スケールで有効オーディオ帯域の２０ｋＨｚ近辺まで表示している。図２２及び図２３から明らかなように、図７及び図８と比較して、高調波発生による折り返し雑音の影響が従来の方式による結果と比較して大幅に軽減されているのがわかる。
【００４５】
以上説明したように、図１の構成を有する本実施形態によれば、オーバーサンプルされた高サンプリングレートで非線形振幅制御を行った後に発生する高調波雑音をノッチ特性で除去でき、その後ダウンサンプリングするので、帯域内への折り返し雑音を抑制することが可能となる。
【００４６】
以上の実施形態では、ＦＭ変調する信号をステレオ信号で記載したが、本発明はこれに限らず、モノラル信号であってもよい。ステレオ信号の場合、オーディオ信号入力処理回路１から高調波除去用ＬＰＦ７までの回路をＬ／Ｒの２系統の回路とする必要がある。
【００４７】
以上の実施形態では、入力サンプリング周波数をオーディオ帯域の８倍、例えば２４ｋＨｚの帯域ならサンプリング周波数は２４ｋＨｚ×８＝１９２ｋＨｚとし、オーバーサンプリング比を１６倍としたが、入力オーディオソースの信号成分によっては高域成分パワーが無い場合や、使用帯域幅が狭い場合がある。また、多少性能を落としても消費電力を優先する場合がある。その場合は、ＣＩＣフィルタの特性を緩和できるのでカスケード段数を減らすことも可能である。また、オーバーサンプリング比も減らすこともできる。それによって消費電力を削減できる。そこで、これらの構成を可変にし、用途に応じて最適構成に変更できるようにする。逆にＣＩＣフィルタのカスケード段数を増やしてノッチ特性を良くすることもできる。
【００４８】
本実施形態においては、上述のように、ＣＩＣアップサンプラ４のアップサンプリング比を８Ｍとし、ＣＩＣダウンサンプラ６のダウンサンプリング比を１／８Ｍとすることが好ましい。ここで、Ｍは１以上の自然数である。また、最も好ましくは、Ｍ＝１のとき、本発明者らのシミュレーション結果により、図１４及び図１７のごとく３段のＣＩＣフィルタを用いたＣＩＣアップサンプラ４及びＣＩＣダウンサンプラ６を用いることが好ましい。すなわち、入力されるオーディオディジタル信号のサンプリング周波数を、有効オーディオ帯域（１６ｋＨｚ〜２４ｋＨｚ）の８倍に設定し、前記非線形振幅制御手段のアップサンプリング比を１６倍に設定し、前記非線形振幅制御手段のダウンサンプリング比を１／１６倍に設定し、Ｍ＝１及びＮ＝３に設定することが好ましい。
【００４９】
図２４は６段でカスケード接続したときのＣＩＣフィルタの周波数特性を示すスペクトル図である。図２４から明らかなように、図２０で示した３段のＣＩＣフィルタ特性と比べて約５０ｄＢも改善できている。このように特性を可変にするために、具体的には使用するＣＩＣフィルタの段数を切り替え可能としてもよい。特に、図１５及び図１６の回路を用いれば、スイッチのタイミング信号を変更することで容易に段数を変更することができる。また、入力のサンプリング周波数とオーバーサンプルされたサンプリング周波数の比を変更するため、可変タップのＦＩＲフィルタ構成を使用してもよい。このように、これらを可変にすることで処理量をコントロールし、消費電力のコントロールが可能となる。また折り返し雑音の除去能力を制御することも可能となる。
【００５０】
また、ＦＭ変調器１０では、例えばＩＦ周波数にアップコンバートして出力するために、一般的にオーバーサンプリング処理を施す場合がある。その際、処理量削減の効果があるマルチステージ型フィルタ構成を使用する。例えば、サンプリング周波数が２４ｋＨｚ×８＝１９２ｋＨｚの入力信号を１６倍にオーバーサンプルするには、４倍×２段で構成すると、初段に４５タップ程度のＦＩＲフィルタを用いたアップサンプラで構成し、後段に１５タップ程度のＦＩＲフィルタで構成できる（従来技術）。ここで、ＦＩＲフィルタは例えば従来技術に係るトランスバーサルフィルタである。
【００５１】
図２５は本発明の変形例に係るＦＭ変調回路の構成を示すブロック図である。図２５の変形例では、ＦＭ変調器１０の前段に、オーバーサンプリング処理回路１３が設けられ、オーバーサンプリング処理回路１３は、前段のＦＩＲフィルタを用いたアップサンプラ１３ａと、後段のＣＩＣフィルタを用いたアップサンプラ１３ｂ（例えば、図１４乃至図１６の構成を有する。）とを備えて構成される。
【００５２】
図９はオーバーサンプリング処理回路１３の前段（４５タップ）のアップサンプラ１３ａの周波数特性を示すスペクトル図である。図１０はオーバーサンプリング処理回路１３の後段（１５タップ）のアップサンプラ１３ｂの周波数特性を示すスペクトル図である。ここで、有効周波数通過帯域を６０ｋＨｚとしているのは、出力されるコンポジット信号において、オーディオ帯域以外にパイロット信号及び３８ｋＨｚでＡＭ変調された（Ｌ−Ｒ）が合成されているステレオ信号を考慮しているからであり、さらにＲＤＳ（Radio Data System）規格のＦＭデータ多重方式の変調信号５７ＫＨｚ±２〜３ｄＢも含まれることを考慮して、６０ｋＨｚをコンポジット信号通過帯域としてフィルタ特性を決めている。
【００５３】
図２６は後段の１５タップのＦＩＲフィルタの代わりに４段でカスケード接続したときのＣＩＣフィルタを用いたアップサンプラ１３ｂの周波数特性を示すスペクトル図である。当該ＣＩＣフィルタは、４段のフィルタなので、８つの加算器又は減算器でフィルタを構成できる。ここで、このＦＭ変調器１０の前段のオーバーサンプリング処理回路１３内のＣＩＣフィルタの加算器を、前記非線形振幅制御回路５の前後段に配置されたＣＩＣフィルタの加算器と共有し、時系列で交互に選択的に複数のスイッチを用いて切り換えて構成してもよい。それにより、大幅に回路規模の削減を行うことができる。
【００５４】
図２７は図１のＦＭ送信回路においてブロック動作を示す図である。図２７では、各回路ブロックの処理サンプル周波数毎に分類した様子を示しており、通常処理ブロックとオーバーサンプル処理ブロックの２種類に分けられる。通常処理ブロックはＢ１とＢ３で破線でエリアを示している。オーバーサンプル処理ブロックはＢ２とＢ４で実線でエリアを示している。すべての回路ブロック逐次処理させることで、通常処理ブロックのフィルタ処理で使用する加算器とオーバーサンプル処理ブロックのＣＩＣフィルタで使用する加算器を共通化することも可能であるが、動作クロックをあげる必要があり、消費電流の増大を招く。そのため可能な限り並列処理化をする必要がある。ただし、すべて並列処理すると回路規模が大きくなる。
【００５５】
図２８は図２７のブロック動作における並列処理を示すタイミングチャートである。図２６の例の場合、並列処理させるには、図２８に示すようにＢ１の処理とＢ４の処理を処理サンプル時間の違いから並列処理可能なブロックとさせればよい。そうすれば、Ｂ２の回路ブロックとＢ４の回路ブロックで使用しているＣＩＣフィルタは逐次処理となるので加算器を共通化することが可能となる。これにより、回路規模の増大を招かずにオーバーサンプル処理による非線形振幅制御を行うことが可能となり、回路規模を維持したまま性能を改善することができる。
【００５６】
以上の実施形態において、フィルタのカットオフ周波数や帯域外減衰量の数値は単なる一例であって、これに限定されるものではない。
【００５７】
本実施形態の作用効果．
本実施形態に係るＦＭ送信回路では、図１に示すように、非線形振幅制御回路５の前段及び後段にそれぞれ、ＣＩＣフィルタで構成したＣＩＣアップサンプラ４及びＣＩＣダウンサンプラ６を挿入したことを特徴としている。これによって、折り返し雑音を防止するためにオーバーサンプル処理で非線形処理をしても数個の加算器又は減算器のみで処理が可能となり、回路規模、消費電流を抑えることが可能となる。
【００５８】
また、実際にＦＭ送信回路で２０ｋＨｚ帯域のオーディオ信号をプリエンファシスを使って送信するときに、非線形処理で発生する高調波成分とその折り返し雑音を除去するための最適なサンプリング周波数設定とＣＩＣフィルタの段数を決めている。これによりＦＭ送信回路で十分な性能が得られる最小規模の構成での非線形振幅制御処理となる。
【００５９】
さらに、入力オーディオソースの信号成分や、使用帯域幅によって、また多少性能を落としても消費電力を優先する場合などにオーバーサンプリング比やＣＩＣフィルタの段数を可変にすることで、用途に応じた最適構成に変更できるようにしている。
【００６０】
またさらに、周波数変調器では変調精度を上げるために、ＩＦ周波数又はＲＦ周波数にアップコンバートして出力するために一般的にオーバーサンプリング処理を施す。ここで、このオーバーサンプリングを行うためには、必要なデータに影響を与えずイメージ成分だけを高精度に除去するために，急峻な遮断特性を持ち、かつリップルの少ない線形位相のトランスバーサル方ＦＩＲフィルタを用いるのが一般的であるが、１つのＦＩＲフィルタでオーバーサンプリングフィルタを構成する場合、そのタップ数が数百タップに増えるため、１出力サンプルを処理するのに数百回の積和演算が必要となる。そのため通常マルチステージ型フィルタの構成にして、多段のＦＩＲフィルタに分割（マルチステージ化）した方がトータルのタップ数が減り、演算回数が激減し、有限語長の影響による演算誤差の低減、回路規模削減、消費電力の削減に効果的であることが知られている。
【００６１】
例えば、サンプリング周波数が２４ｋＨｚ×８＝１９２ｋＨｚの入力信号を１６倍にオーバーサンプルするには、直接１６倍する場合、約１００ｄＢの阻止特性を得るのに１７０タップ程度必要となるが、４倍×２段で構成すると初段に４５タップ、後段に１５タップ程度のＦＩＲで構成できるため、トータルの演算数を削減できる。
【００６２】
図９はオーバーサンプリング回路の前段（４５タップ）のフィルタ回路の周波数特性を示すスペクトル図である。また、図１０はオーバーサンプリング回路の後段（１５タップ）のフィルタ回路の周波数特性を示すスペクトル図である。本実施形態では、マルチステージのオーバーサンプリング処理の後段のＦＩＲフィルタをＣＩＣフィルタに置き換え、非線形振幅制御処理回路５のＣＩＣフィルタと加算器又は減算器を共用化させる構成としてもよい。これによって、非線形振幅制御処理回路５でオーバーサンプル処理をしても回路規模の増大にならない。
【００６３】
以上実施形態においては、前記回路ブロック１〜１３をハードウエアで構成してもよいし、前記回路ブロック１〜１３の機能をＤＳＰ（Digital Signal Processor）などのディジタル計算機を用いてソフトウエアで構成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
以上詳述したように、本発明によれば、ディジタルオーディオ信号を対象とした、入力から周波数変調回路までの信号処理回路分をディジタル信号処理とし、周波数変換及び高周波電力増幅部分をアナログ処理とするＦＭ送信回路において、ディジタル処理で安定した変調度を制御するための非線形振幅制御回路において、本発明に係るＣＩＣフィルタを使ったオーバーサンプル非線形振幅制御方法を使用することで、回路規模の増大を招かずにディジタル処理によって生じる特有の高調波成分の折り返し雑音を抑制することが実現可能となる。本発明は、非線形処理による高調波成分の折り返し雑音を抑制するための手法として、ＦＭ送信回路以外のディジタル非線形振幅制御でも同様に使用することができる。
【００６５】
本発明の非線形振幅制御処理による高調波雑音に対する抑制回路は、高周波信号の周波数をオーディオ信号に比例して変化させる周波数変調を行う周波数変調器又はこれを用いて構成したＦＭトランスミッタ等の応用回路に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明の一実施形態に係るＦＭ送信回路の構成を示すブロック図である。
【図２】従来技術に係るＦＭ送信回路の構成を示すブロック図である。
【図３】折り返し雑音を説明するための折り返し周波数を示す図である。
【図４】時定数５０μｓｅｃのプリエンファシス回路において１３ｋＨｚの単一トーンに対する高調波発生をシミュレーションした周波数特性を示すスペクトル図である。
【図５】オーディオ信号を非線形振幅制御回路で単純リミッタによる振幅制限を行ったときの全高調波歪み＋雑音（ＴＨＤ＋Ｎ）の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図６】プリエンファシス回路２２と単純リミッタ２３と低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４とデエンファシス回路２５とを備えた測定回路の構成を示すブロック図である。
【図７】図６の測定回路により測定された相対電力レベルのリニア周波数特性を示すスペクトル図である。
【図８】図６の測定回路により測定された相対電力レベルの対数周波数特性を示すスペクトル図である。
【図９】オーバーサンプリング回路の前段（４５タップ）のフィルタ回路の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図１０】オーバーサンプリング回路の後段（１５タップ）のフィルタ回路の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図１１】図１のＣＩＣアップサンプラ４及びＣＩＣダウンサンプラ６を構成するために用いるＣＩＣフィルタ基本回路４１Ｆの構成を示すブロック図である。
【図１２】ＣＩＣダウンサンプラ６ａの一例の構成を示すブロック図である。
【図１３】（ａ）は図１２のＣＩＣダウンサンプラ６ａから変形されたＣＩＣダウンサンプラ６ｂの構成を示すブロック図であり、（ｂ）は図１２のＣＩＣダウンサンプラ６ｂから変形されたＣＩＣダウンサンプラ６ｃの構成を示すブロック図である。
【図１４】図１のＣＩＣアップサンプラ４の構成を示すブロック図である。
【図１５】図１４のフィルタ回路６１Ａの改良例の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１４のフィルタ回路５１Ａの改良例の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１のＣＩＣダウンサンプラ６の構成を示すブロック図である。
【図１８】図１４のＣＩＣアップサンプラ４の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図１９】図１７のＣＩＣダウンサンプラ６の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図２０】図１８及び図１９のノッチ部分の拡大図である。
【図２１】図１の本実施形態に係るＦＭ送信回路と、図２の従来技術に係るＦＭ送信回路の全高調波歪み＋雑音（ＴＨＤ＋Ｎ）の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図２２】図１の本実施形態に係るＦＭ送信回路において単一トーン１３ｋＨｚの入力信号を入力したときの出力信号のリニア周波数特性を示すスペクトル図である。
【図２３】図１の本実施形態に係るＦＭ送信回路において単一トーン１３ｋＨｚの入力信号を入力したときの出力信号の対数周波数特性を示すスペクトル図である。
【図２４】６段でカスケード接続したときのＣＩＣフィルタの周波数特性を示すスペクトル図である。
【図２５】本発明の変形例に係るＦＭ変調回路の構成を示すブロック図である。
【図２６】後段の１５タップのＦＩＲフィルタの代わりに４段でカスケード接続したときのＣＩＣフィルタの周波数特性を示すスペクトル図である。
【図２７】図１のＦＭ送信回路においてブロック動作を示す図である。
【図２８】図２７のブロック動作における並列処理を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００６７】
１…オーディオ信号入力処理回路、
２…帯域制限低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
３…プリエンファシス回路、
４…ＣＩＣアップサンプラ、
５…非線形利得制御回路、
６，６ａ，６ｂ，６ｃ…ＣＩＣダウンサンプラ、
７…高調波雑音除去用低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
８…パイロット信号発生器、
９…コンポジット信号生成回路、
１０…周波数変調器、
１１…ＤＡ変換器（ＤＡＣ）、
１２…ＲＦアナログ回路、
１３…オーバーサンプリング処理回路、
１３ａ…ＦＩＲフィルタを用いたアップサンプラ、
１３ｂ…ＣＩＣフィルタを用いたアップサンプラ、
２１…入力端子、
２２…プリエンファシス回路、
２３…単純リミッタ、
２４…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
２５…デエンファシス回路、
２６…出力端子、
３１…加算器、
３２，３２ａ，３２ｂ，３２ｃ，３３，３３ｎ，３３ａ，３３ｂ，３３ｃ…遅延器、
３４…減算器、
３５…増幅器、
３６，３６ａ…ダウンサンプラ、
３７…増幅器、
３８ａ…アップサンプラ、
４１，４２，４３，４４…ＣＩＣフィルタ回路、
４１…ＣＩＣフィルタ基本回路、
５１，５２，５３，５４…加算遅延回路、
５１Ａ，６１Ａ…フィルタ回路、
６１，６２，６３，６４，６１ｎ，６２ｎ，６３ｎ，６４ｎ…遅延減算回路、
７１…クロック信号発生器、
７２…タイミング信号発生器、
１０１，１０２，１０３，１１１〜１１６…スイッチ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル処理によるオーディオ非線形処理回路を有して周波数変調（以下、ＦＭ変調という。）を行うＦＭ送信回路、特にディジタル信号処理により非線形処理を施した際の高調波抑制に関し、ＦＭ変調の過変調を防止しそれによる音質劣化を低減することができ、特性の安定化と共に回路規模の増大を抑えて低消費電力化を図ったＦＭ送信回路に関する。また、ＦＭ変調器の前段に用いるオーバーサンプリング処理回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、オーディオ信号をＦＭステレオ変調し無線送信するためのＦＭ送信回路が、開発され利用されてきている。本発明では、アナログ方式ではなく、小型化、高性能化のためのディジタル方式の場合に適応される。周波数変調を実現するための回路技術は、従来はアナログ回路技術で実現されていたわけであるが、近年のディジタル信号処理技術の進展、ＩＣ技術の発達により、周波数変調もオーディオ信号処理と共にディジタル回路技術で行われるようになった。
【０００３】
図２は従来技術に係るＦＭ送信回路の構成を示すブロック図である。図２において、ＦＭ送信回路は、オーディオ信号入力処理回路１と、帯域制限低域通過フィルタ（以下、低域通過フィルタをＬＰＦという。）２と、プリエンファシス回路３と、非線形振幅制御回路５と、高調波雑音除去用ＬＰＦ７と、パイロット信号発生器８と、コンポジット信号生成回路９と、周波数変調器１０と、ＤＡ変換器（以下、ＤＡＣという。）１１と、高周波アナログ回路（以下、ＲＦアナログ回路という。）１２とを備えて構成される。
【０００４】
図２において、オーディオ信号入力処理回路１は、入力オーディオ信号を有効周波数帯域の数倍のサンプリング周波数でサンプリングしてディジタルオーディオ信号を出力する。ここで、アナログオーディオ信号が入力されるときは、内蔵のＡＤ変換器によってディジタルデータに変換し、ディジタルオーディオデータ信号が入力されるときは、必要に応じてサンプリング周波数変換を行う。次いで、帯域制限ＬＰＦ２は、入力オーディオ信号をＦＭ放送のために必要とする有効帯域に帯域制限するためのフィルタで、直線位相であるトランスバーサル型ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタの構成が望ましい。プリエンファシス回路３は、周波数変調時に発生する三角雑音により高域のＳＮＲが劣化するのを補正する目的で、あらかじめ高域の変調度を強調して信号を送信するために、入力信号に対して変換すべき周波数帯域の高域側になるにつれて増強する処理を行う。さらに、非線形振幅制御回路５は、プリエンファシス回路３より出力される入力信号の振幅を所定の波高制限値内に制限する。非線形振幅制御回路５は最も簡単な処理はリミッタ処理であり、その他、シグモイド曲線を使った方式などいくつかの既知の方式を用いてもよい。高調波雑音除去用ＬＰＦ７は入力信号から非線形振幅制御回路５で発生した高調波成分を除去してコンポジット信号生成回路９に出力する。
【０００５】
パイロット信号発生器８は、ステレオＦＭ変調時に必要となるパイロット信号（１９ｋＨｚの単一トーン）と、ステレオのＬ−Ｒ信号をＡＭ変調するためのパイロット信号と同調したキャリア信号（３８ｋＨｚの単一トーン）を発生してコンポジット信号生成回路９に出力する。コンポジット信号生成回路９は、ＬＰＦ７から入力されるステレオ信号（Ｌ，Ｒ）から、パイロット信号発生器８からの種々のパイロット信号等を用いて、（Ｌ＋Ｒ）信号、（Ｌ−Ｒ）信号の３８ｋＨｚの搬送波抑圧式振幅変調（ＡＭ）波、及びパイロット信号を合成してコンポジット信号を出力する。なお、ディジタルデータ多重送信が可能な場合は、ディジタルデータ変調信号も合成される場合がある。さらに、ＦＭ変調器１０は、前記コンポジット信号に従って搬送波信号をディジタルＦＭ変調し、必要に応じてＩＦ周波数もしくは直接ＲＦ周波数までアップコンバートしてＤＡＣ１１に出力する。ＤＡＣ１１は入力されるディジタル信号をアナログ中間周波信号（以下、中間周波信号をＩＦ信号という。）に変換してＲＦアナログ回路１２に出力する。ＲＦアナログ回路１２は、ＤＡＣ１１からのＩＦ信号をＲＦ信号にアップコンバートし、もしくは直接ＤＡＣ１１からＲＦ信号が出力される場合は、そのままアップコンバートの必要はない。その後、ＲＦアナログ回路１２からのＲＦ信号は電力増幅器（図示せず。）により電力増幅されアンテナよりＦＭ電波が送信される。なお、必要に応じてＬＰＦや帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦという。）が挿入される。ステレオ音声信号を無線で送信する周波数変調方式については、例えば特許文献１において開示されている。
【０００６】
以上のように構成された従来技術に係るＦＭ送信回路においては、オーディオ信号をプリエンファシス回路３により高域を強調した後、非線形振幅制御回路５以降の処理によりＦＭ信号を得るようにすることにより、無線回線における微弱なオーディオ信号の信号対雑音電力比（以下、ＳＮＲという。）の劣化を防止している。また、非線形振幅制御回路５により圧縮されたオーディオ信号は、ＦＭ変調器１０により所定の変調度でＦＭ変調される。ＦＭ変調では、周波数偏移がベースバンド信号の瞬時的なピーク値によって決まるので、ベースバンド信号の振幅が一定値（最大周波数偏移）を超えないようにするために、リミッタ回路などの非線形振幅制御処理を用いて振幅制限をする。これらは一般的なＦＭ送信回路としての従来例である。
【０００７】
なお、オーディオ信号の振幅を最初から小さくしておくことで、プリエンファシス後のピーク値が最大周波数偏移を超えないようにすることも考えられ、高調波の発生原因となっている非線形振幅制御処理を使う必要がなくなるが、このようにオーディオ信号の全周波数領域にわたって振幅を小さくすると、平均音量が下がり、平均の周波数偏移が狭くなり、ＳＮＲの劣化要因となるため、このような方法は好ましくない。
【０００８】
ところが、リミッタ回路などの非線形振幅制御によりオーディオ信号の振幅制限を行うと、その出力信号は高調波成分を含むものとなる。前段のプリエンファシス回路３において、オーディオ信号の高域強調が行われるから、オーディオ信号が高い周波数成分を持つほど、非線形振幅制御において高調波雑音が生じやすいという問題がある。そこで、当該高調波成分を取り除くために、急峻なカットオフ特性を持つＬＰＦ７が使用される。
【０００９】
しかしながら、ディジタル処理で非線形振幅制御を行う場合、サンプリング周波数が低いと高調波成分が折り返し雑音となって可聴域に現れるため、それによる雑音は高調波除去用ＬＰＦ７でカットすることはできない。そのため、信号対雑音歪感度（以下、ＳＩＮＡＤ（Signal to Noise Distortion Sensitivity）という。）特性や全高調波歪＋雑音（以下、ＴＨＤ＋Ｎ（Total Harmonic Distortion Plus Noise）という。）特性が悪くなる。
【００１０】
図３は前記折り返し雑音を説明するための折り返し周波数を示す図であり、入力信号に対してその奇数次高調波が１／２×Ｆｓ（ここで、Ｆｓはサンプリング周波数である。また、ｆｍａｘは入力信号の最高周波数である。）で折り返す様子を示している。このとき、１／８×Ｆｓ程度の有効帯域幅がある場合、例えば２４ｋＨｚのオーディオ帯域に対して、サンプリング周波数２４×８＝１９２ｋＨｚのサンプリングとなるが、９次の高調波から２４ｋＨｚに折り返してくることがわかる。実際に９次以上の高調波がどの程度の大きさで発生するかは、非線形振幅制御処理の振幅圧縮の大きさにもよるが、実際に時定数５０ｕｓｅｃのプリエンファシス特性の場合の１３ｋＨｚの単一トーンに対する高調波発生の様子をシミュレーションすると、プリエンファシスによって１３ｋＨｚで約１２〜１３ｄＢの振幅強調されるため−１２〜−１３ｄＢもの振幅圧縮を行う必要がある。
【００１１】
図４は時定数５０μｓｅｃのプリエンファシス回路において１３ｋＨｚの単一トーンに対する高調波発生をシミュレーションした周波数特性を示すスペクトル図である。図４から、前記振幅圧縮によって高調波が高域に向かって発生しているのがわかる。これはプリエンファシス後に一旦サンプリング周波数を１６倍にあげた状態でリミッタをかけて高調波を発生させたときの特性である。つまり、必要オーディオ帯域の８×１６倍のサンプリングである。この図４から、例えば１５次の特性を見ると、１３ｋＨｚの１次信号に対して−４０ｄＢ程度の大きさを示している。１３ｋＨｚの１５次の周波数は１３×１５＝１９５ｋＨｚであり、１／２×Ｆｓ＝９６ｋＨｚで折り返すことを考えると１９５−９６＝９９ｋＨｚとなり、３ｋＨｚの可聴域に−４０ｄＢという折り返し高調波雑音が現れることになる。これは聴感上、十分に聞き分け可能な信号レベルである。このような折り返し雑音を軽減するために、入力信号をオーバーサンプリングしてから、非線形処理を行い、その後にデシメーションフィルタを通してアンダーサンプリングするという方法があった。
【００１２】
【特許文献１】特開平７−１６２３８３号公報。
【特許文献２】特許第２７７５５７０号公報。
【特許文献３】特許第２６９１８５１号公報。
【特許文献４】特許第４０３５４７４号公報。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、オーバーサンプリング及びアンダーサンプリング時に必要となるフィルタを直線位相のトランスバーサル型ＦＩＲフィルタで構成することを考えると、例えば、前記の例のような必要帯域の８×１６倍ものサンプリングで必要帯域のみ通過させ阻止域で１００ｄＢ程度の減衰を得るには数百タップものＦＩＲフィルタを構成する必要があり、そのフィルタをオーバーサンプルとアンダーサンプルの２回処理する必要があり、乗算器と加算器の回路増加、消費電力の増加を招くことになる。
【００１４】
前記のような、非線形振幅制御の前後段でオーバーサンプリング及びアンダーサンプリングを行い高調波の折り返し雑音を軽減する発明はいくつか公開されているが、フィルタ構成に関して小型省電力を特徴とした非線形振幅処理の従来例はない。特にＦＭ送信回路の過変調防止のための非線形振幅制御に関して最適な従来例はない。
【００１５】
図５はオーディオ信号を非線形振幅制御回路で単純リミッタによる振幅制限を行ったときの全高調波歪み＋雑音（ＴＨＤ＋Ｎ）の周波数特性を示すスペクトル図である。また、図６はプリエンファシス回路２２と単純リミッタ２３と低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４とデエンファシス回路２５とを備えた測定回路の構成を示すブロック図である。図５の特性の測定は図６に示すように、入力端子２１を介して入力される入力信号にプリエンファシス回路２２を通した後、非線形振幅制御回路として単純リミッタ２３を通過させ、その後ＬＰＦ２４により高域に現れる帯域外の高調波を除去し、デエンファシス回路２５によるディエンファシス後の出力端子２６からの出力信号の周波数特性を測定する。なお、入力信号のオーディオソースのサンプリング周波数は４８ｋＨｚの４倍の１９２ｋＨｚであり、入力信号を２０ｋＨｚまで掃引させて各入力周波数でのＴＨＤ＋Ｎを測定している。図５の特性結果を見ればわかるように、プリエンファシスと非線形振幅制御により高域になるにつれ高調波雑音が発生し、ＴＨＤ＋Ｎ特性が劣化するが８ｋＨｚ以上の入力周波数においては、３次高調波以上が２４ｋＨｚ以上の周波数となるため、本来は有効オーディオ帯域外に発生するので後段の高調波除去用ＬＰＦ７により除去されＴＨＤ＋Ｎ特性は改善されるはずである。しかし、図５の特性図を見ればわかるように一旦特性がよくなった後、高域になるにつれてさらに特性が劣化している。これは高調波除去用ＬＰＦにて除去できない高調波の折り返し雑音が帯域内に現れることでＴＨＤ＋Ｎ特性を劣化させているのである。
【００１６】
図７は図６の測定回路により測定された相対電力レベルのリニア周波数特性を示すスペクトル図である。また、図８は図６の測定回路により測定された相対電力レベルの対数周波数特性を示すスペクトル図である。すなわち、これらは、図６の測定系での入力信号が１３ｋＨｚの時の出力スペクトル図である。なお、図６の測定回路では受信系で挿入されるディエンファシス回路２５を加えて測定している。図７は横軸を周波数のリニア表示で１／２Ｆｓ＝９６ｋＨｚまで表示しており、図８は横軸を周波数の対数スケールで有効オーディオ帯域の２０ｋＨｚ近辺まで表示している。図８から明らかなように、前述のように３ｋＨｚで大きな折り返し雑音が現れているのがわかる。３ｋＨｚ以外にも多くの折り返し雑音が発生しているのがわかる。
【００１７】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、特にオーディオ信号を処理する際に最大周波数偏移を決めるための非線形振幅制御処理による高調波の発生を抑制し、従来技術に比較して回路規模を大幅に削減でき、消費電力も少ない回路構成となるＦＭ送信回路を提供することにある。
【００１８】
また、本発明の別の目的は、従来技術に比較して回路規模を大幅に削減でき、消費電力も少ない回路構成となるオーバーサンプリング処理回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
第１の発明に係るＦＭ送信回路は、
入力されるオーディオディジタル信号に対してプリエンファシス処理するプリエンファシス手段と、
前記プリエンファシス手段から出力される信号に対して変調度制限のための振幅調整を行う非線形振幅制御手段と、
前記非線形振幅制御手段から出力される信号から高調波雑音を除去する低域通過フィルタ手段と、
前記低域通過フィルタ手段から出力される信号に従って、搬送波信号をＦＭ変調して出力するＦＭ変調手段とを備えたＦＭ送信回路において、
前記非線形振幅制御手段と前記プリエンファシス手段との間に設けられ、所定の段数のカスケード積分くし形フィルタ（以下、ＣＩＣフィルタという。）を用いて所定のアップサンプリング比でアップサンプリングを行うアップサンプラ手段と、
前記非線形振幅制御手段と前記低域通過フィルタ手段との間に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて所定のダウンサンプリング比でダウンサンプリングを行うダウンサンプラ手段とを備えたことを特徴とする。
【００２０】
前記ＦＭ送信回路において、
前記アップサンプリング比は８Ｍに設定され、
前記ダウンサンプリング比は１／８Ｍに設定され、
前記ＣＩＣフィルタの段数はＮに設定され、
前記Ｍ，Ｎはそれぞれ自然数であることを特徴とする。
【００２１】
また、前記ＦＭ送信回路において、入力されるオーディオディジタル信号のサンプリング周波数を、有効オーディオ帯域（１６ｋＨｚ〜２４ｋＨｚ）の８倍に設定し、前記非線形振幅制御手段のアップサンプリング比を１６倍に設定し、前記非線形振幅制御手段のダウンサンプリング比を１／１６倍に設定し、Ｍ＝１及びＮ＝３に設定したことを特徴とする。
【００２２】
さらに、前記ＦＭ送信回路において、Ｍ及びＮを変化できるように構成されたことを特徴とする。
【００２３】
またさらに、前記ＦＭ送信回路において、前記ＦＭ変調手段の前段に設けられ、入力信号に対してオーバーサンプリング処理を行うオーバーサンプリング処理手段をさらに備え、
前記オーバーサンプリング処理手段は、
ＦＩＲフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第１のアップサンプラと、
前記第１のアップサンプラの後段に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第２のアップサンプラとを備えたことを特徴とする。
【００２４】
また、前記ＦＭ送信回路において、前記アップサンプラ手段のＣＩＣフィルタ及び前記ダウンサンプラ手段のＣＩＣフィルタと、前記オーバーサンプリング処理手段のＣＩＣフィルタとを共用し、時系列で交互に選択的に切り換えるように構成したことを特徴とする。
【００２５】
さらに、前記ＦＭ送信回路において、前記各ＣＩＣフィルタは、１つの加算器又は減算器と１つの遅延器とからなる回路を複数段カスケード接続してなるフィルタ回路を、１つの加算器又は減算器と複数の遅延器とからなるフィルタ回路で置き換えて構成し、前記各遅延器を順次選択的に前記加算器又は前記減算器に接続してシリアル処理を行うように構成したことを特徴とする。
【００２６】
第２の発明に係るオーバーサンプリング処理回路は、入力信号に対してオーバーサンプリング処理を行うオーバーサンプリング処理回路において、
ＦＩＲフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第１のアップサンプラと、
前記第１のアップサンプラの後段に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第２のアップサンプラとを備えたことを特徴とする。
【００２７】
前記オーバーサンプリング処理回路において、前記各ＣＩＣフィルタは、１つの加算器又は減算器と１つの遅延器とからなる回路を複数段カスケード接続してなるフィルタ回路を、１つの加算器又は減算器と複数の遅延器とからなるフィルタ回路で置き換えて構成し、前記各遅延器を順次選択的に前記加算器又は前記減算器に接続してシリアル処理を行うように構成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、ディジタルオーディオ信号を対象とした、入力から周波数変調回路までの信号処理回路分をディジタル信号処理とし、周波数変換及び高周波電力増幅部分をアナログ処理とするＦＭ送信回路において、ディジタル処理で安定した変調度を制御するための非線形振幅制御回路において、本発明に係るＣＩＣフィルタを使ったオーバーサンプル非線形振幅制御方法を使用することで、回路規模の増大を招かずにディジタル処理によって生じる特有の高調波成分の折り返し雑音を抑制することが実現可能となる。本発明は、非線形処理による高調波成分の折り返し雑音を抑制するための手法として、ＦＭ送信回路以外のディジタル非線形振幅制御でも同様に使用することができる。
【００２９】
また、本発明に係るオーバーサンプリング処理回路によれば、ＦＩＲフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第１のアップサンプラと、前記第１のアップサンプラの後段に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第２のアップサンプラとを備えて構成したので、従来技術に比較して回路規模を減少させて構成でき、製造コストを軽減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００３１】
図１は本発明の一実施形態に係るＦＭ送信回路の構成を示すブロック図である。図１において、本実施形態に係るＦＭ送信回路は、図２の従来技術に比較して、非線形振幅制御回路５の前後段に、トランスバーサル形ＦＩＲフィルタではなく、それぞれ、移動平均フィルタをカスケード接続したカスケード積分くし形（Cascade Integrated Comb:ＣＩＣ）フィルタ（以下、ＣＩＣフィルタという。）を使用したＣＩＣアップサンプラ４及びＣＩＣダウンサンプラ６を挿入したことを特徴としている。
【００３２】
図１のＦＭ送信回路は、オーディオ信号入力処理回路１と、帯域制限ＬＰＦ２と、プリエンファシス回路３と、ＣＩＣアップサンプラ４と、非線形振幅制御回路５と、ＣＩＣダウンサンプラ６と、高調波雑音除去用ＬＰＦ７と、パイロット信号発生器８と、コンポジット信号生成回路９と、周波数変調器１０と、ＤＡＣ１１と、ＲＦアナログ回路１２とを備えて構成される。なお、ＣＩＣアップサンプラ４及びＣＩＣダウンサンプラ６以外の回路は上述の従来技術の動作と同様であり、詳細説明を省略する。ここで、ＣＩＣフィルタは、移動平均フィルタをカスケード接続したもので、移動平均フィルタの伝達関数Ｈ０（ｚ）は次式で表される。
【００３３】
【数１】
【００３４】
前記式（１）を実現する回路を図１１に示す。すなわち、図１１は図１のＣＩＣアップサンプラ４及びＣＩＣダウンサンプラ６を構成するために用いるＣＩＣフィルタ基本回路４１Ｆの構成を示すブロック図である。図１１において、ＣＩＣフィルタ基本回路４１Ｆは、ＣＩＣフィルタ４１と、増幅度１／Ｎの増幅器３５とを備えて構成される。ここで、ＣＩＣフィルタ４１は、（ａ）加算器３１と、加算器３１の出力信号を１クロック遅延して加算器３１に帰還させる遅延器３２とからなる加算遅延回路５１と、（ｂ）減算器３４と、加算器３１の出力信号をＮクロックだけ遅延して減算器３４に出力する遅延器３３ｎとからなる遅延減算回路６１ｎとを備えて構成される。
【００３５】
図１２はＣＩＣダウンサンプラ６ａの一例の構成を示すブロック図である。ここで、図１２は、図１１のＣＩＣフィルタ４１を４段カスケード接続して１／Ｎにダウンサンプルする回路であり、４個のＣＩＣフィルタ４１〜４４と１／Ｎダウンサンプラ３６と、増幅器３７とを備えて構成される。
【００３６】
図１３（ａ）は図１２のＣＩＣダウンサンプラ６ａから変形されたＣＩＣダウンサンプラ６ｂの構成を示すブロック図であり、図１３（ｂ）は図１２のＣＩＣダウンサンプラ６ｂから変形されたＣＩＣダウンサンプラ６ｃの構成を示すブロック図である。図１３（ａ）では、図１２の回路のうち、加算遅延回路５１を４段カスケード接続した後、遅延減算回路６１ｎを４段カスケード接続して構成した。次いで、図１３（ｂ）では、図１３（ａ）の回路のうち、１／Ｎダウンサンプラ３６を、加算遅延回路５１が４段のカスケード接続された回路と、遅延減算回路６１ｎが４段のカスケード接続された回路との間に挿入しかつ、各遅延減算回路６１ｎをそれぞれ遅延減算回路６１とすることにより回路変換している。ここで、遅延減算回路６１は、減算器３４と、入力信号を１クロックだけ遅延して減算器３４に出力する遅延器３３とから構成される。
【００３７】
図１３の回路変換の手法を用いて構成された回路を図１４乃至図１７に示す。図１４は図１のＣＩＣアップサンプラ４の構成を示すブロック図である。図１４において、ＣＩＣアップサンプラ４は、遅延減算回路６１が３段カスケード接続されて構成されたフィルタ回路６１Ａと、１６倍アップサンプラ３８ａと、加算遅延回路５１が３段カスケード接続されて構成されたフィルタ回路５１Ａと、増幅器３７とを備えて構成される。
【００３８】
図１５は図１４のフィルタ回路６１Ａの改良例の構成を示すブロック図である。図１５のフィルタ回路６１Ａは、スイッチ１０１〜１０３，１１１〜１１６と、３個の遅延器３３ａ，３３ｂ，３３ｃと、減算器３４とを備えて構成され、図１４の回路に比較して減算器３４の個数を減少させたことを特徴としている。クロック信号発生器７１は所定のクロック信号ＣＬＫを発生して遅延器３３ａ，３３ｂ，３３ｃ及びタイミング信号発生器７１に出力する。タイミング信号発生器７２はクロック信号ＣＬＫに基づいてスイッチ１０１〜１０３，１１１〜１１６のオン／オフを制御するタイミング信号を以下のように発生してスイッチ１０１〜１０３，１１１〜１１６に出力する。
（１）まず、スイッチ１０１，１１１，１１２をオンして１段目の遅延減算回路の動作をさせる。
（２）次いで、スイッチ１０１をオフし、スイッチ１０３，１１３，１１４をオンして２段目の遅延減算回路の動作をさせる。
（３）さらに、スイッチ１１１，１１２をオフし、スイッチ１１５，１１６，１０２をオンして３段目の遅延減算回路の動作をさせ、減算器３４からの出力信号を出力させる。
【００３９】
すなわち、図１５の回路のごとくシリアル処理することで１つの減算器３４で実現することもでき回路規模を大幅に削減できる。
【００４０】
図１６は図１４のフィルタ回路５１Ａの改良例の構成を示すブロック図である。図１６のフィルタ回路５１Ａは、加算器３１と、スイッチ１０１〜１０３，１１１〜１１６と、３個の遅延器３２ａ，３２ｂ，３２ｃとを備えて構成され、図１４の回路に比較して加算器３１の個数を減少させたことを特徴としている。図１５のクロック信号発生器７１及びタイミング信号発生器７２を同様に用いて、図１６のスイッチ１０１〜１０３，１１１〜１１６を同様に制御することで図１６のフィルタ回路５１Ａを動作させることができる。
【００４１】
図１７は図１のＣＩＣダウンサンプラ６の構成を示すブロック図である。図１７において、ＣＩＣダウンサンプラ６は、加算遅延回路５１が３段カスケード接続されて構成されたフィルタ回路５１Ａと、１／１６ダウンサンプラ３６ａと、遅延減算回路６１が３段カスケード接続されて構成されたフィルタ回路６１Ａと、増幅器３７とを備えて構成される。
【００４２】
図１８は図１４のＣＩＣアップサンプラ４の周波数特性を示すスペクトル図であり、図１９は図１７のＣＩＣダウンサンプラ６の周波数特性を示すスペクトル図である。また、図２０は図１８及び図１９のノッチ部分の拡大図である。ここで、図１８と図１９のスペクトルは基本的に同じ特性を示している。また、図２０の拡大図から明らかなように、オーディオ帯域のイメージ領域が大きく減衰するような特性を示している。この例はサンプリング周波数Ｆｓ＝１９２ｋＨｚの入力信号を１６倍でアップサンプリング（１６×１９２ｋＨｚ）した後、リミッタ等の非線形振幅制御を行い、その後１／１６にダウンサンプリングすることで、元のサンプリング周波数Ｆｓ＝１９２ｋＨｚに戻している。その際にサンプリング周波数Ｆｓ／２＝１９２／２＝９６ｋＨｚで周波数が折り返すので、最初に有効オーディオ帯域に折り返し雑音として侵入して来る周波数帯は１９２±２４ｋＨｚ＝１６８ｋＨｚ〜２１６ｋＨｚとなり、その次の折り返し雑音となる帯域はさらに１９２ｋＨｚ先の（１９２×２）±２４ｋＨｚ＝３６０ｋＨｚ〜４０８ｋＨｚとなる。図２０にはこれらの周波数での減衰量を表示している。最悪値で−５１ｄＢもの減衰が得られている。通常のオーディオソースでは、この程度まで減衰できれば折り返し雑音は聴感上認識されにくい。また、ＴＨＤ＋Ｎ特性も０．１％程度まで改善でき、十分な性能を確保できる。
【００４３】
図２１は図１の本実施形態に係るＦＭ送信回路と、図２の従来技術に係るＦＭ送信回路の全高調波歪み＋雑音（ＴＨＤ＋Ｎ）の周波数特性を示すスペクトル図である。図２１の周波数特性の測定は図６の測定回路で測定しており、従来技術に比較して周波数１０ｋＨｚ以上において大幅に改善されていることがわかる。
【００４４】
図２２は図１の本実施形態に係るＦＭ送信回路において単一トーン１３ｋＨｚの入力信号を入力したときの出力信号のリニア周波数特性を示すスペクトル図であり、図２３は図１の本実施形態に係るＦＭ送信回路において単一トーン１３ｋＨｚの入力信号を入力したときの出力信号の対数周波数特性を示すスペクトル図である。ここで、図２２は、図７と同様に横軸を周波数のリニア表示で１／２Ｆｓ＝９６ｋＨｚまで表示しており、図２３は図８と同様に横軸を周波数の対数スケールで有効オーディオ帯域の２０ｋＨｚ近辺まで表示している。図２２及び図２３から明らかなように、図７及び図８と比較して、高調波発生による折り返し雑音の影響が従来の方式による結果と比較して大幅に軽減されているのがわかる。
【００４５】
以上説明したように、図１の構成を有する本実施形態によれば、オーバーサンプルされた高サンプリングレートで非線形振幅制御を行った後に発生する高調波雑音をノッチ特性で除去でき、その後ダウンサンプリングするので、帯域内への折り返し雑音を抑制することが可能となる。
【００４６】
以上の実施形態では、ＦＭ変調する信号をステレオ信号で記載したが、本発明はこれに限らず、モノラル信号であってもよい。ステレオ信号の場合、オーディオ信号入力処理回路１から高調波除去用ＬＰＦ７までの回路をＬ／Ｒの２系統の回路とする必要がある。
【００４７】
以上の実施形態では、入力サンプリング周波数をオーディオ帯域の８倍、例えば２４ｋＨｚの帯域ならサンプリング周波数は２４ｋＨｚ×８＝１９２ｋＨｚとし、オーバーサンプリング比を１６倍としたが、入力オーディオソースの信号成分によっては高域成分パワーが無い場合や、使用帯域幅が狭い場合がある。また、多少性能を落としても消費電力を優先する場合がある。その場合は、ＣＩＣフィルタの特性を緩和できるのでカスケード段数を減らすことも可能である。また、オーバーサンプリング比も減らすこともできる。それによって消費電力を削減できる。そこで、これらの構成を可変にし、用途に応じて最適構成に変更できるようにする。逆にＣＩＣフィルタのカスケード段数を増やしてノッチ特性を良くすることもできる。
【００４８】
本実施形態においては、上述のように、ＣＩＣアップサンプラ４のアップサンプリング比を８Ｍとし、ＣＩＣダウンサンプラ６のダウンサンプリング比を１／８Ｍとすることが好ましい。ここで、Ｍは１以上の自然数である。また、最も好ましくは、Ｍ＝１のとき、本発明者らのシミュレーション結果により、図１４及び図１７のごとく３段のＣＩＣフィルタを用いたＣＩＣアップサンプラ４及びＣＩＣダウンサンプラ６を用いることが好ましい。すなわち、入力されるオーディオディジタル信号のサンプリング周波数を、有効オーディオ帯域（１６ｋＨｚ〜２４ｋＨｚ）の８倍に設定し、前記非線形振幅制御手段のアップサンプリング比を１６倍に設定し、前記非線形振幅制御手段のダウンサンプリング比を１／１６倍に設定し、Ｍ＝１及びＮ＝３に設定することが好ましい。
【００４９】
図２４は６段でカスケード接続したときのＣＩＣフィルタの周波数特性を示すスペクトル図である。図２４から明らかなように、図２０で示した３段のＣＩＣフィルタ特性と比べて約５０ｄＢも改善できている。このように特性を可変にするために、具体的には使用するＣＩＣフィルタの段数を切り替え可能としてもよい。特に、図１５及び図１６の回路を用いれば、スイッチのタイミング信号を変更することで容易に段数を変更することができる。また、入力のサンプリング周波数とオーバーサンプルされたサンプリング周波数の比を変更するため、可変タップのＦＩＲフィルタ構成を使用してもよい。このように、これらを可変にすることで処理量をコントロールし、消費電力のコントロールが可能となる。また折り返し雑音の除去能力を制御することも可能となる。
【００５０】
また、ＦＭ変調器１０では、例えばＩＦ周波数にアップコンバートして出力するために、一般的にオーバーサンプリング処理を施す場合がある。その際、処理量削減の効果があるマルチステージ型フィルタ構成を使用する。例えば、サンプリング周波数が２４ｋＨｚ×８＝１９２ｋＨｚの入力信号を１６倍にオーバーサンプルするには、４倍×２段で構成すると、初段に４５タップ程度のＦＩＲフィルタを用いたアップサンプラで構成し、後段に１５タップ程度のＦＩＲフィルタで構成できる（従来技術）。ここで、ＦＩＲフィルタは例えば従来技術に係るトランスバーサルフィルタである。
【００５１】
図２５は本発明の変形例に係るＦＭ変調回路の構成を示すブロック図である。図２５の変形例では、ＦＭ変調器１０の前段に、オーバーサンプリング処理回路１３が設けられ、オーバーサンプリング処理回路１３は、前段のＦＩＲフィルタを用いたアップサンプラ１３ａと、後段のＣＩＣフィルタを用いたアップサンプラ１３ｂ（例えば、図１４乃至図１６の構成を有する。）とを備えて構成される。
【００５２】
図９はオーバーサンプリング処理回路１３の前段（４５タップ）のアップサンプラ１３ａの周波数特性を示すスペクトル図である。図１０はオーバーサンプリング処理回路１３の後段（１５タップ）のアップサンプラ１３ｂの周波数特性を示すスペクトル図である。ここで、有効周波数通過帯域を６０ｋＨｚとしているのは、出力されるコンポジット信号において、オーディオ帯域以外にパイロット信号及び３８ｋＨｚでＡＭ変調された（Ｌ−Ｒ）が合成されているステレオ信号を考慮しているからであり、さらにＲＤＳ（Radio Data System）規格のＦＭデータ多重方式の変調信号５７ＫＨｚ±２〜３ｄＢも含まれることを考慮して、６０ｋＨｚをコンポジット信号通過帯域としてフィルタ特性を決めている。
【００５３】
図２６は後段の１５タップのＦＩＲフィルタの代わりに４段でカスケード接続したときのＣＩＣフィルタを用いたアップサンプラ１３ｂの周波数特性を示すスペクトル図である。当該ＣＩＣフィルタは、４段のフィルタなので、８つの加算器又は減算器でフィルタを構成できる。ここで、このＦＭ変調器１０の前段のオーバーサンプリング処理回路１３内のＣＩＣフィルタの加算器を、前記非線形振幅制御回路５の前後段に配置されたＣＩＣフィルタの加算器と共有し、時系列で交互に選択的に複数のスイッチを用いて切り換えて構成してもよい。それにより、大幅に回路規模の削減を行うことができる。
【００５４】
図２７は図１のＦＭ送信回路においてブロック動作を示す図である。図２７では、各回路ブロックの処理サンプル周波数毎に分類した様子を示しており、通常処理ブロックとオーバーサンプル処理ブロックの２種類に分けられる。通常処理ブロックはＢ１とＢ３で破線でエリアを示している。オーバーサンプル処理ブロックはＢ２とＢ４で実線でエリアを示している。すべての回路ブロック逐次処理させることで、通常処理ブロックのフィルタ処理で使用する加算器とオーバーサンプル処理ブロックのＣＩＣフィルタで使用する加算器を共通化することも可能であるが、動作クロックをあげる必要があり、消費電流の増大を招く。そのため可能な限り並列処理化をする必要がある。ただし、すべて並列処理すると回路規模が大きくなる。
【００５５】
図２８は図２７のブロック動作における並列処理を示すタイミングチャートである。図２６の例の場合、並列処理させるには、図２８に示すようにＢ１の処理とＢ４の処理を処理サンプル時間の違いから並列処理可能なブロックとさせればよい。そうすれば、Ｂ２の回路ブロックとＢ４の回路ブロックで使用しているＣＩＣフィルタは逐次処理となるので加算器を共通化することが可能となる。これにより、回路規模の増大を招かずにオーバーサンプル処理による非線形振幅制御を行うことが可能となり、回路規模を維持したまま性能を改善することができる。
【００５６】
以上の実施形態において、フィルタのカットオフ周波数や帯域外減衰量の数値は単なる一例であって、これに限定されるものではない。
【００５７】
本実施形態の作用効果．
本実施形態に係るＦＭ送信回路では、図１に示すように、非線形振幅制御回路５の前段及び後段にそれぞれ、ＣＩＣフィルタで構成したＣＩＣアップサンプラ４及びＣＩＣダウンサンプラ６を挿入したことを特徴としている。これによって、折り返し雑音を防止するためにオーバーサンプル処理で非線形処理をしても数個の加算器又は減算器のみで処理が可能となり、回路規模、消費電流を抑えることが可能となる。
【００５８】
また、実際にＦＭ送信回路で２０ｋＨｚ帯域のオーディオ信号をプリエンファシスを使って送信するときに、非線形処理で発生する高調波成分とその折り返し雑音を除去するための最適なサンプリング周波数設定とＣＩＣフィルタの段数を決めている。これによりＦＭ送信回路で十分な性能が得られる最小規模の構成での非線形振幅制御処理となる。
【００５９】
さらに、入力オーディオソースの信号成分や、使用帯域幅によって、また多少性能を落としても消費電力を優先する場合などにオーバーサンプリング比やＣＩＣフィルタの段数を可変にすることで、用途に応じた最適構成に変更できるようにしている。
【００６０】
またさらに、周波数変調器では変調精度を上げるために、ＩＦ周波数又はＲＦ周波数にアップコンバートして出力するために一般的にオーバーサンプリング処理を施す。ここで、このオーバーサンプリングを行うためには、必要なデータに影響を与えずイメージ成分だけを高精度に除去するために，急峻な遮断特性を持ち、かつリップルの少ない線形位相のトランスバーサル方ＦＩＲフィルタを用いるのが一般的であるが、１つのＦＩＲフィルタでオーバーサンプリングフィルタを構成する場合、そのタップ数が数百タップに増えるため、１出力サンプルを処理するのに数百回の積和演算が必要となる。そのため通常マルチステージ型フィルタの構成にして、多段のＦＩＲフィルタに分割（マルチステージ化）した方がトータルのタップ数が減り、演算回数が激減し、有限語長の影響による演算誤差の低減、回路規模削減、消費電力の削減に効果的であることが知られている。
【００６１】
例えば、サンプリング周波数が２４ｋＨｚ×８＝１９２ｋＨｚの入力信号を１６倍にオーバーサンプルするには、直接１６倍する場合、約１００ｄＢの阻止特性を得るのに１７０タップ程度必要となるが、４倍×２段で構成すると初段に４５タップ、後段に１５タップ程度のＦＩＲで構成できるため、トータルの演算数を削減できる。
【００６２】
図９はオーバーサンプリング回路の前段（４５タップ）のフィルタ回路の周波数特性を示すスペクトル図である。また、図１０はオーバーサンプリング回路の後段（１５タップ）のフィルタ回路の周波数特性を示すスペクトル図である。本実施形態では、マルチステージのオーバーサンプリング処理の後段のＦＩＲフィルタをＣＩＣフィルタに置き換え、非線形振幅制御処理回路５のＣＩＣフィルタと加算器又は減算器を共用化させる構成としてもよい。これによって、非線形振幅制御処理回路５でオーバーサンプル処理をしても回路規模の増大にならない。
【００６３】
以上実施形態においては、前記回路ブロック１〜１３をハードウエアで構成してもよいし、前記回路ブロック１〜１３の機能をＤＳＰ（Digital Signal Processor）などのディジタル計算機を用いてソフトウエアで構成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
以上詳述したように、本発明によれば、ディジタルオーディオ信号を対象とした、入力から周波数変調回路までの信号処理回路分をディジタル信号処理とし、周波数変換及び高周波電力増幅部分をアナログ処理とするＦＭ送信回路において、ディジタル処理で安定した変調度を制御するための非線形振幅制御回路において、本発明に係るＣＩＣフィルタを使ったオーバーサンプル非線形振幅制御方法を使用することで、回路規模の増大を招かずにディジタル処理によって生じる特有の高調波成分の折り返し雑音を抑制することが実現可能となる。本発明は、非線形処理による高調波成分の折り返し雑音を抑制するための手法として、ＦＭ送信回路以外のディジタル非線形振幅制御でも同様に使用することができる。
【００６５】
本発明の非線形振幅制御処理による高調波雑音に対する抑制回路は、高周波信号の周波数をオーディオ信号に比例して変化させる周波数変調を行う周波数変調器又はこれを用いて構成したＦＭトランスミッタ等の応用回路に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明の一実施形態に係るＦＭ送信回路の構成を示すブロック図である。
【図２】従来技術に係るＦＭ送信回路の構成を示すブロック図である。
【図３】折り返し雑音を説明するための折り返し周波数を示す図である。
【図４】時定数５０μｓｅｃのプリエンファシス回路において１３ｋＨｚの単一トーンに対する高調波発生をシミュレーションした周波数特性を示すスペクトル図である。
【図５】オーディオ信号を非線形振幅制御回路で単純リミッタによる振幅制限を行ったときの全高調波歪み＋雑音（ＴＨＤ＋Ｎ）の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図６】プリエンファシス回路２２と単純リミッタ２３と低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２４とデエンファシス回路２５とを備えた測定回路の構成を示すブロック図である。
【図７】図６の測定回路により測定された相対電力レベルのリニア周波数特性を示すスペクトル図である。
【図８】図６の測定回路により測定された相対電力レベルの対数周波数特性を示すスペクトル図である。
【図９】オーバーサンプリング回路の前段（４５タップ）のフィルタ回路の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図１０】オーバーサンプリング回路の後段（１５タップ）のフィルタ回路の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図１１】図１のＣＩＣアップサンプラ４及びＣＩＣダウンサンプラ６を構成するために用いるＣＩＣフィルタ基本回路４１Ｆの構成を示すブロック図である。
【図１２】ＣＩＣダウンサンプラ６ａの一例の構成を示すブロック図である。
【図１３】（ａ）は図１２のＣＩＣダウンサンプラ６ａから変形されたＣＩＣダウンサンプラ６ｂの構成を示すブロック図であり、（ｂ）は図１２のＣＩＣダウンサンプラ６ｂから変形されたＣＩＣダウンサンプラ６ｃの構成を示すブロック図である。
【図１４】図１のＣＩＣアップサンプラ４の構成を示すブロック図である。
【図１５】図１４のフィルタ回路６１Ａの改良例の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１４のフィルタ回路５１Ａの改良例の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１のＣＩＣダウンサンプラ６の構成を示すブロック図である。
【図１８】図１４のＣＩＣアップサンプラ４の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図１９】図１７のＣＩＣダウンサンプラ６の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図２０】図１８及び図１９のノッチ部分の拡大図である。
【図２１】図１の本実施形態に係るＦＭ送信回路と、図２の従来技術に係るＦＭ送信回路の全高調波歪み＋雑音（ＴＨＤ＋Ｎ）の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図２２】図１の本実施形態に係るＦＭ送信回路において単一トーン１３ｋＨｚの入力信号を入力したときの出力信号のリニア周波数特性を示すスペクトル図である。
【図２３】図１の本実施形態に係るＦＭ送信回路において単一トーン１３ｋＨｚの入力信号を入力したときの出力信号の対数周波数特性を示すスペクトル図である。
【図２４】６段でカスケード接続したときのＣＩＣフィルタの周波数特性を示すスペクトル図である。
【図２５】本発明の変形例に係るＦＭ変調回路の構成を示すブロック図である。
【図２６】後段の１５タップのＦＩＲフィルタの代わりに４段でカスケード接続したときのＣＩＣフィルタの周波数特性を示すスペクトル図である。
【図２７】図１のＦＭ送信回路においてブロック動作を示す図である。
【図２８】図２７のブロック動作における並列処理を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００６７】
１…オーディオ信号入力処理回路、
２…帯域制限低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
３…プリエンファシス回路、
４…ＣＩＣアップサンプラ、
５…非線形利得制御回路、
６，６ａ，６ｂ，６ｃ…ＣＩＣダウンサンプラ、
７…高調波雑音除去用低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
８…パイロット信号発生器、
９…コンポジット信号生成回路、
１０…周波数変調器、
１１…ＤＡ変換器（ＤＡＣ）、
１２…ＲＦアナログ回路、
１３…オーバーサンプリング処理回路、
１３ａ…ＦＩＲフィルタを用いたアップサンプラ、
１３ｂ…ＣＩＣフィルタを用いたアップサンプラ、
２１…入力端子、
２２…プリエンファシス回路、
２３…単純リミッタ、
２４…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
２５…デエンファシス回路、
２６…出力端子、
３１…加算器、
３２，３２ａ，３２ｂ，３２ｃ，３３，３３ｎ，３３ａ，３３ｂ，３３ｃ…遅延器、
３４…減算器、
３５…増幅器、
３６，３６ａ…ダウンサンプラ、
３７…増幅器、
３８ａ…アップサンプラ、
４１，４２，４３，４４…ＣＩＣフィルタ回路、
４１…ＣＩＣフィルタ基本回路、
５１，５２，５３，５４…加算遅延回路、
５１Ａ，６１Ａ…フィルタ回路、
６１，６２，６３，６４，６１ｎ，６２ｎ，６３ｎ，６４ｎ…遅延減算回路、
７１…クロック信号発生器、
７２…タイミング信号発生器、
１０１，１０２，１０３，１１１〜１１６…スイッチ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されるオーディオディジタル信号に対してプリエンファシス処理するプリエンファシス手段と、
前記プリエンファシス手段から出力される信号に対して変調度制限のための振幅調整を行う非線形振幅制御手段と、
前記非線形振幅制御手段から出力される信号から高調波雑音を除去する低域通過フィルタ手段と、
前記低域通過フィルタ手段から出力される信号に従って、搬送波信号をＦＭ変調して出力するＦＭ変調手段とを備えたＦＭ送信回路において、
前記非線形振幅制御手段と前記プリエンファシス手段との間に設けられ、所定の段数のカスケード積分くし形フィルタ（以下、ＣＩＣフィルタという。）を用いて所定のアップサンプリング比でアップサンプリングを行うアップサンプラ手段と、
前記非線形振幅制御手段と前記低域通過フィルタ手段との間に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて所定のダウンサンプリング比でダウンサンプリングを行うダウンサンプラ手段とを備えたことを特徴とするＦＭ送信回路。
【請求項２】
前記アップサンプリング比は８Ｍに設定され、
前記ダウンサンプリング比は１／８Ｍに設定され、
前記ＣＩＣフィルタの段数はＮに設定され、
前記Ｍ，Ｎはそれぞれ自然数であることを特徴とする請求項１記載のＦＭ送信回路。
【請求項３】
入力されるオーディオディジタル信号のサンプリング周波数を、有効オーディオ帯域（１６ｋＨｚ〜２４ｋＨｚ）の８倍に設定し、前記非線形振幅制御手段のアップサンプリング比を１６倍に設定し、前記非線形振幅制御手段のダウンサンプリング比を１／１６倍に設定し、Ｍ＝１及びＮ＝３に設定したことを特徴とする請求項２記載のＦＭ送信回路。
【請求項４】
Ｍ及びＮを変化できるように構成されたことを特徴とする請求項２記載のＦＭ送信回路。
【請求項５】
前記ＦＭ変調手段の前段に設けられ、入力信号に対してオーバーサンプリング処理を行うオーバーサンプリング処理手段をさらに備え、
前記オーバーサンプリング処理手段は、
ＦＩＲフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第１のアップサンプラと、
前記第１のアップサンプラの後段に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第２のアップサンプラとを備えたことを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のＦＭ送信回路。
【請求項６】
前記アップサンプラ手段のＣＩＣフィルタ及び前記ダウンサンプラ手段のＣＩＣフィルタと、前記オーバーサンプリング処理手段のＣＩＣフィルタとを共用し、時系列で交互に選択的に切り換えるように構成したことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載のＦＭ送信回路。
【請求項７】
前記各ＣＩＣフィルタは、１つの加算器又は減算器と１つの遅延器とからなる回路を複数段カスケード接続してなるフィルタ回路を、１つの加算器又は減算器と複数の遅延器とからなるフィルタ回路で置き換えて構成し、前記各遅延器を順次選択的に前記加算器又は前記減算器に接続してシリアル処理を行うように構成したことを特徴とする請求項１乃至６のうちのいずれか１つに記載のＦＭ送信回路。
【請求項８】
入力信号に対してオーバーサンプリング処理を行うオーバーサンプリング処理回路において、
ＦＩＲフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第１のアップサンプラと、
前記第１のアップサンプラの後段に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第２のアップサンプラとを備えたことを特徴とするオーバーサンプリング処理回路。
【請求項９】
前記各ＣＩＣフィルタは、１つの加算器又は減算器と１つの遅延器とからなる回路を複数段カスケード接続してなるフィルタ回路を、１つの加算器又は減算器と複数の遅延器とからなるフィルタ回路で置き換えて構成し、前記各遅延器を順次選択的に前記加算器又は前記減算器に接続してシリアル処理を行うように構成したことを特徴とする請求項８記載のオーバーサンプリング処理回路。
【請求項１】
入力されるオーディオディジタル信号に対してプリエンファシス処理するプリエンファシス手段と、
前記プリエンファシス手段から出力される信号に対して変調度制限のための振幅調整を行う非線形振幅制御手段と、
前記非線形振幅制御手段から出力される信号から高調波雑音を除去する低域通過フィルタ手段と、
前記低域通過フィルタ手段から出力される信号に従って、搬送波信号をＦＭ変調して出力するＦＭ変調手段とを備えたＦＭ送信回路において、
前記非線形振幅制御手段と前記プリエンファシス手段との間に設けられ、所定の段数のカスケード積分くし形フィルタ（以下、ＣＩＣフィルタという。）を用いて所定のアップサンプリング比でアップサンプリングを行うアップサンプラ手段と、
前記非線形振幅制御手段と前記低域通過フィルタ手段との間に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて所定のダウンサンプリング比でダウンサンプリングを行うダウンサンプラ手段とを備えたことを特徴とするＦＭ送信回路。
【請求項２】
前記アップサンプリング比は８Ｍに設定され、
前記ダウンサンプリング比は１／８Ｍに設定され、
前記ＣＩＣフィルタの段数はＮに設定され、
前記Ｍ，Ｎはそれぞれ自然数であることを特徴とする請求項１記載のＦＭ送信回路。
【請求項３】
入力されるオーディオディジタル信号のサンプリング周波数を、有効オーディオ帯域（１６ｋＨｚ〜２４ｋＨｚ）の８倍に設定し、前記非線形振幅制御手段のアップサンプリング比を１６倍に設定し、前記非線形振幅制御手段のダウンサンプリング比を１／１６倍に設定し、Ｍ＝１及びＮ＝３に設定したことを特徴とする請求項２記載のＦＭ送信回路。
【請求項４】
Ｍ及びＮを変化できるように構成されたことを特徴とする請求項２記載のＦＭ送信回路。
【請求項５】
前記ＦＭ変調手段の前段に設けられ、入力信号に対してオーバーサンプリング処理を行うオーバーサンプリング処理手段をさらに備え、
前記オーバーサンプリング処理手段は、
ＦＩＲフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第１のアップサンプラと、
前記第１のアップサンプラの後段に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第２のアップサンプラとを備えたことを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のＦＭ送信回路。
【請求項６】
前記アップサンプラ手段のＣＩＣフィルタ及び前記ダウンサンプラ手段のＣＩＣフィルタと、前記オーバーサンプリング処理手段のＣＩＣフィルタとを共用し、時系列で交互に選択的に切り換えるように構成したことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載のＦＭ送信回路。
【請求項７】
前記各ＣＩＣフィルタは、１つの加算器又は減算器と１つの遅延器とからなる回路を複数段カスケード接続してなるフィルタ回路を、１つの加算器又は減算器と複数の遅延器とからなるフィルタ回路で置き換えて構成し、前記各遅延器を順次選択的に前記加算器又は前記減算器に接続してシリアル処理を行うように構成したことを特徴とする請求項１乃至６のうちのいずれか１つに記載のＦＭ送信回路。
【請求項８】
入力信号に対してオーバーサンプリング処理を行うオーバーサンプリング処理回路において、
ＦＩＲフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第１のアップサンプラと、
前記第１のアップサンプラの後段に設けられ、ＣＩＣフィルタを用いて入力信号をアップサンプリングする第２のアップサンプラとを備えたことを特徴とするオーバーサンプリング処理回路。
【請求項９】
前記各ＣＩＣフィルタは、１つの加算器又は減算器と１つの遅延器とからなる回路を複数段カスケード接続してなるフィルタ回路を、１つの加算器又は減算器と複数の遅延器とからなるフィルタ回路で置き換えて構成し、前記各遅延器を順次選択的に前記加算器又は前記減算器に接続してシリアル処理を行うように構成したことを特徴とする請求項８記載のオーバーサンプリング処理回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【公開番号】特開２０１０−６８０３３（Ｐ２０１０−６８０３３Ａ）
【公開日】平成２２年３月２５日（２０１０．３．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２２９９４４（Ｐ２００８−２２９９４４）
【出願日】平成２０年９月８日（２００８．９．８）
【出願人】（０００００６７４７）株式会社リコー (37,907)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年３月２５日（２０１０．３．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年９月８日（２００８．９．８）
【出願人】（０００００６７４７）株式会社リコー (37,907)
【Ｆターム（参考）】
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