インバータの制御装置
【課題】 可変速度範囲が広く、かつ、低損失のモータ駆動システムを実現する。
【解決手段】 インバータの制御装置１００は、非同期ＰＷＭモードと、同期ＰＷＭモードとを有するゲート信号生成部１０１と、非同期／同期切替部１０２とを有する。非同期／同期切替部１０２は、ゲート信号生成部１０１が同期ＰＷＭモードでインバータ１０に与えるゲート信号を生成しているとき、インバータ１０からモータ２０に供給される電流のうちｄ軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合にゲート信号生成部のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードに切り替える。
【解決手段】 インバータの制御装置１００は、非同期ＰＷＭモードと、同期ＰＷＭモードとを有するゲート信号生成部１０１と、非同期／同期切替部１０２とを有する。非同期／同期切替部１０２は、ゲート信号生成部１０１が同期ＰＷＭモードでインバータ１０に与えるゲート信号を生成しているとき、インバータ１０からモータ２０に供給される電流のうちｄ軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合にゲート信号生成部のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードに切り替える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータを可変速駆動するインバータの制御装置に係り、特にインバータを駆動するゲート信号の生成モードとして非同期ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；パルス幅変調）モードと同期ＰＷＭモードとを有し、両モードを切り替えてゲート信号を生成する制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
周知の通り、永久磁石同期モータは、３相固定子巻線に３相交流電圧を与えることにより回転磁界を発生させ、この回転磁界により永久磁石の設けられたロータを回転させるモータである。この永久磁石同期モータの３相固定子巻線に与える３相交流電圧を発生するための手段として、インバータが一般的に用いられる。このインバータは、入力直流電圧をスイッチング素子によりスイッチングすることにより交流電圧を生成する装置である。このインバータの制御装置は、このインバータのスイッチング素子に対して、ＰＷＭパルスをＯＮ／ＯＦＦ制御用のゲート信号として与え、このゲート信号のパルス幅を制御することによりインバータに出力させる交流電圧の周波数および振幅を制御する。
【０００３】
インバータの制御装置におけるゲート信号の生成モードとして、非同期ＰＷＭモードがある。この非同期ＰＷＭモードは、インバータからモータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調によりＰＷＭパルスであるゲート信号を生成するモードである。この非同期ＰＷＭモードにおいて、インバータの制御装置は、モータの固定子巻線に流す電流を制御することによりモータのトルクを制御する。
【０００４】
さて、インバータにより永久磁石同期モータを駆動する場合、モータが高速回転すると、モータの固定子巻線に発生する誘起電圧が高くなり、インバータの出力電圧の誘起電圧に対する余裕が減少する。この結果、トルクを発生させる電流をインバータからモータに供給することができなくなり、モータのトルクが低下する。
【０００５】
この問題を解決するための一手段として、以下説明する弱め界磁制御がある。まず、モータの固定子巻線に流れる電流は、ロータの永久磁石のＮ極の方向を向いたｄ軸に沿った成分であるｄ軸電流ｉｄと、このｄ軸と直交するｑ軸に沿った成分であるｑ軸電流ｉｑに分解することができる。ここで、ｑ軸電流ｉｑはモータにおいてマグネットトルクの発生に寄与する電流であり、ｄ軸電流ｉｄはリラクタンストルクの発生に寄与する電流である。弱め界磁制御は、負のｄ軸電流ｉｄをモータの固定子巻線に流すことによりロータの回転によって固定子巻線に発生する誘起電圧を減らし、これによりｑ軸電流ｉｑを増加させ、モータのトルクを増加させるものである。
【０００６】
この弱め界磁制御を行うことにより、モータの回転速度が高い領域におけるトルク不足の問題をある程度解決することができる。しかしながら、弱め界磁制御にも限界があり、モータの回転速度がある限度を越えると、非同期ＰＷＭモードにおいて弱め界磁制御を行っても、高速回転領域において所望のモータが得られない問題が発生する。
【０００７】
そこで、制御装置におけるゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードから例えば１パルスの同期ＰＷＭモードへ切り替えるという制御が行われる場合がある。ここで、同期ＰＷＭモードとは、インバータからモータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して同期したキャリアとを用いたパルス幅変調によりＰＷＭパルスであるゲート信号を生成するモードである。また、１パルスの同期ＰＷＭモードとは、電圧指令の１周期の間に１個のＰＷＭパルスを生成するモードである。この１パルス等の同期ＰＷＭモードに切り替えると、インバータからモータに高い基本波電圧を供給することができるので、高速回転領域におけるトルク不足の問題を解決することができる。
【０００８】
このような非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切り替えに関する技術を開示した文献として特許文献１がある。この特許文献１では、非同期ＰＷＭモード（特許文献１では正弦波制御と呼称）と、１パルスの同期ＰＷＭモード（特許文献１では矩形波制御と呼称）の切替において、トルク変動を低減する発明が開示されている。概略は以下である。
（１）モータに必要なトルクを発生させるための正弦波の電圧指令の位相と振幅、および矩形波の電圧指令の位相を求めておく。
（２）正弦波から矩形波に向けて、電圧指令の位相と振幅を同時かつ連続的に変えていく。この時、電圧指令は台形波状となる（特許文献１の図４参照）。
（３）上記（２）の台形波状の電圧指令とキャリアを比較し、インバータに対するゲート信号（ＰＷＭパルス）を生成する。
【０００９】
また、図１３（特許文献１の図６に対応）に示すように、高回転、高トルク領域ではゲート信号の生成モードを１パルスの同期ＰＷＭモード（特許文献１では矩形波制御モード）に切り替える。ここで、高回転領域（図１３の（ａ））ではモータの逆起電圧が高く、インバータの直流中間電圧を上回り、トルクの低下を生じやすい。そこで、切替ラインより上の範囲では１パルスの同期ＰＷＭモードを適用する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平１１−２８５２８８号公報
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】「交流電動機可変速駆動の基礎と応用」電気学会編、コロナ社
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところで、インバータの損失だけを考えた場合、非同期ＰＷＭモードよりも同期ＰＷＭモードの方が有利である。何故ならば、同期ＰＷＭモードでは、インバータのスイッチング回数が少なく、たとえば１パルスの同期ＰＷＭモードの場合、電圧指令の１周期において、ＰＷＭパルスの電圧極性が正から負と負から正へ１回ずつしかスイッチングしない。従って、インバータのスイッチングロスを最小限にとどめることが可能である。
【００１３】
しかしながら、同期ＰＷＭモードでは、モータが無負荷の状態でもインバータからモータに電流が流れ、モータの損失が発生する。その一方、非同期ＰＷＭモードでは、モータが無負荷状態の場合、インバータからモータへ流れる電流はほとんどない。従って、可変速範囲が広く、かつ、全体として低損失のモータ駆動システムを実現するためには、特許文献１にも開示されているように、回転速度が閾値より低い領域では、非同期ＰＷＭモードでインバータに対するゲート信号を生成し、回転速度が閾値より高い領域では、同期ＰＷＭモードでインバータに対するゲート信号を生成するのが得策である。
【００１４】
しかし、回転速度が閾値よりも高くても、インバータおよびモータの全体としての損失に鑑みると、同期ＰＷＭモードへ切り替えることが必ずしも得策でない場合がある。さらに詳述すると次の通りである。
【００１５】
まず、非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードに切り替えた場合において、負のｄ軸電流が流れ、弱め界磁制御が働く場合（誘起電圧に比べてインバータの出力電圧が低い場合）には、トルク不足の問題が解消する。
【００１６】
しかし、正のｄ軸電流が流れる状況では、モータ内の磁束密度が高くなって、モータの損失（すなわち、トルクの発生に寄与しないインバータの出力）が増える。このようにモータが高速回転している領域において、同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うと、インバータおよびモータの全体としての損失が増加する場合があるのである。
【００１７】
この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、可変速度範囲が広く、かつ、低損失のモータ駆動システムを実現することができるインバータの制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
この発明は、モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するゲート信号生成手段と、前記ゲート信号生成手段が前記同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記非同期ＰＷＭモードに切り替える非同期／同期切替手段とを具備することを特徴とするインバータの制御装置を提供する。
【００１９】
この発明によれば、ゲート信号生成手段が同期ＰＷＭモードでインバータに与えるゲート信号を生成しているとき、インバータからモータに供給される電流のうちｄ軸電流が正になると、ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードに切り替えられる。従って、弱め界磁が働かない状況において同期ＰＷＭモードが継続されるのを回避し、モータの損失が増大するのを回避することができる。
【００２０】
好ましい態様において、前記非同期／同期切替手段は、前記ゲート信号生成手段が前記非同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるｄ軸電流が０以下となるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替える。
【００２１】
この態様によれば、ゲート信号生成手段が非同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成している期間、仮に同期ＰＷＭモードへの切り替えを行った場合に、弱め界磁が働き、モータの損失が増大しない場合に限り、同期ＰＷＭモードへの切り替えが行われる。従って、損失の増大を招くことなく、高速動作が可能なモータ駆動システムを実現することができる。
【００２２】
他の好ましい態様において、前記非同期／同期切替手段は、前記ゲート信号生成手段が前記非同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるｄ軸電流が負の所定値以下になるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替える。
【００２３】
この態様では、同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモードへの切り替えと非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切り替えとの間にヒステリシスが設けられている。従って、同期ＰＷＭモードおよび非同期ＰＷＭモード間の切り替えが頻繁に行われるのを防止し、モータ駆動システムの動作を安定化することができる。
【００２４】
ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを同期ＰＷＭモードに切り替えた場合にｄ軸電流が所定値以下となるか否かを判定するための手段に関しては、各種の態様が考えられる。好ましい態様において、制御装置は、前記インバータのスイッチング部に入力される直流中間電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記直流電圧検出手段により検出される直流中間電圧に基づき、前記同期ＰＷＭモードにおける前記インバータの出力電圧を算出する出力電圧演算手段と、前記出力電圧演算手段により算出される前記インバータの出力電圧と、前記モータの回転速度とに基づき、前記モータにおいて発生する総合磁束を算出する総合磁束演算手段と、前記モータの基底周波数における逆起電圧と前記総合磁束演算手段により算出される総合磁束とに基づき、前記ゲート信号生成手段を同期ＰＷＭモードで動作させた場合において前記モータのｄ軸電流が所定値となる負荷角である切替負荷角を算出する切替負荷角演算手段と、現在のトルク指令に応じたトルクを同期ＰＷＭモードにおいて発生させるための負荷角を算出する負荷角演算手段と、前記負荷角演算手段により算出された負荷角と前記切替負荷角算出手段により算出された切替負荷角とを比較する負荷角比較手段とを具備し、前記非同期／同期切替手段は、前記負荷角比較手段の比較結果に基づき、前記非同期ＰＷＭモードから前記同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うか否かを判定する。
【００２５】
他の好ましい態様では、直流中間電圧を検出するのでなく、予め直流電圧記憶手段に記憶させる。
【００２６】
切替負荷角は、その都度演算するのではなく、予めモータの回転速度を各種想定して演算したものをテーブルとして記憶しておき、このテーブルを参照するようにしてもよい。
【００２７】
多くのインバータの制御装置は、プロセッサとこのプロセッサに実行させるプログラムを記憶したメモリとにより構成されている。従って、各種のモータを想定して、コンピュータを上記制御装置として機能させるプログラムを作成し、このプログラムをインバータの制御装置のユーザに配布するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】この発明の第１実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。
【図２】同実施形態における負荷角とトルクの関係を示す図である。
【図３】同実施形態においてモータが無負荷状態であるときのモータ内の磁束を示すベクトル図である。
【図４】同実施形態においてモータが軽負荷状態であるときのモータ内の磁束を示すベクトル図である。
【図５】同実施形態においてモータのｄ軸電流が０となったときのモータ内の磁束を示すベクトル図である。
【図６】同実施形態においてモータのｄ軸電流が負になったときのモータ内の磁束を示すベクトル図である。
【図７】同実施形態における非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードの切替方法を示す図である。
【図８】同実施形態の効果を示す図である。
【図９】この発明の第２実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。
【図１０】この発明の第３実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。
【図１１】この発明の第４実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。
【図１２】同実施形態において使用する切替負荷角テーブルの内容を例示する図である。
【図１３】従来のインバータの制御方法を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。
【００３０】
＜第１実施形態（基本形態）＞
図１はこの発明の第１実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。このモータ駆動システムは、インバータ１０と、モータ２０と、本実施形態による制御装置１００とにより構成されている。この例においてモータ２０は、永久磁石同期モータである。インバータ１０は、このモータ２０を駆動する交流電力を発生する装置であり、直流電源１１と、この直流電源１１により充電されるコンデンサ１２と、コンデンサ１２の充電電圧であるインバータ直流中間電圧を３相交流電圧に変換するスイッチング部１３とにより構成されている。周知のインバータと同様、インバータ１０のスイッチング部１３は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）およびフライホイールダイオードの組を６組用いて構成されたブリッジ回路である。
【００３１】
制御装置１００は、ゲート信号生成部１０１と、非同期／同期切替部１０２とを有する。ゲート信号生成部１０１は、スイッチング部１３の各ＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を発生する装置である。周知のインバータと同様、この制御装置１００のゲート信号生成部１０１は、モータ２０に供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とキャリアとを用いてパルス幅変調を行い、このパルス幅変調により得られるＰＷＭパルスをゲート信号としてスイッチング部１３の各ＩＧＢＴに供給する。
【００３２】
ゲート信号生成部１０１は、ゲート信号の生成モードとして、非同期ＰＷＭモードと１パルスの同期ＰＷＭモードとを有する。上述したように、非同期ＰＷＭモードは、電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調によりＰＷＭパルスを生成し、ゲート信号として出力する生成モードである。また、同期ＰＷＭモードは、電圧指令とこの電圧指令に同期したキャリアとを用いたパルス幅変調によりＰＷＭパルスを生成し、ゲート信号として出力する生成モードである。以下、これらの各モードにおけるゲート信号生成部１０１の動作の概略について説明する。
【００３３】
まず、非同期ＰＷＭモードについて説明する。永久磁石同期モータであるモータ２０のロータに発生するトルクＴは式（１）により与えられる。
【数１】
【００３４】
この式（１）において、Ｐｎは極対数、Ψｍはロータの永久磁石によって発生され、固定子巻線と鎖交する磁束、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。また、式（１）において、第１項は永久磁石の作る磁束により発生するトルク、第２項はリラクタンストルクである。
【００３５】
非同期ＰＷＭモードにおいて、ゲート信号生成部１０１は、所望のトルクが得られる電流がインバータ１０からモータ２０に供給されるようにインバータ１０に与えるゲート信号を制御する。その際、モータ２０の端子電圧に対してインバータ１０の出力電圧に余裕がある場合には電流値が最小となるようにｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを制御し、モータ２０の端子電圧に対してインバータ１０の出力電圧が低い場合には、弱め界磁制御を行う。
【００３６】
次に同期ＰＷＭモードについて説明する。ここでは、一例として１パルスの同期ＰＷＭモードについて説明する。
【００３７】
定常状態において、モータ２０の固定子巻線に与えられる交流電圧をｄ軸方向の成分であるｄ軸電圧ｖｄとｑ軸方向の成分であるｑ軸電圧ｖｑに分解すると、これらのｄ軸電圧ｖｄおよびｑ軸電圧ｖｑは式（２）および式（３）により与えられる。
【数２】
【数３】
上記式（２）および（３）において、Ｒａはモータ２０の固定子巻線の巻線抵抗、ωはモータ２０の回転速度により決まる電気角速度である。
【００３８】
また、モータ２０の端子電圧ｖｍｔとｄ軸電圧ｖｄおよびｑ軸電圧ｖｑとの関係は次式に示すものとなる。
【数４】
【００３９】
ここで、巻線抵抗が十分に小さい（Ｒａ≒０）と仮定し、ｖｄ＝−Ｖａ・ｓｉｎδ、ｖｑ＝Ｖａ・ｃｏｓδを式（２）、式（３）に代入し、式（２）、式（３）をｉｄ、ｉｑについて解いて、式（１）に代入すると、式（５）が得られる。ただし、Ｖａはインバータ出力電圧、δは負荷角、すなわち、モータ２０内に発生する総合磁束Ψ０の向きとロータの永久磁石の磁束Ψｍの向きとがなす角度である。
【数５】
【００４０】
１パルスの同期ＰＷＭモードにおいて、ゲート信号生成部１０１は、電圧指令と同じ周波数を有する一定の電圧Ｖａをインバータ１０に出力させる。コンデンサ１２に充電されるインバータ直流電圧をｅｄｃとすると、このインバータ１０の出力電圧Ｖａは、式（６）により与えられる。
【数６】
【００４１】
１パルスの同期ＰＷＭモードでは、上記式（５）における電圧Ｖａが一定となるため、モータ２０に発生するトルクＴは負荷角δに依存する。図２は、式（５）における負荷角δとトルクの関係を示すものである。負荷角δが正の領域は、モータ２０において力行（モータとしての動作）が行われている領域である。負荷角δが負の領域は、モータ２０において回生（発電機としての動作）が行われている領域である。
以上が非同期ＰＷＭモードおよび１パルスの同期ＰＷＭモードの動作の概略である。
【００４２】
非同期／同期切替部１０２は、ゲート信号生成部１０１のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードとするか同期ＰＷＭモードとするかの切替制御を行う装置である。本実施形態の特徴はこの非同期／同期切替部１０２にある。
【００４３】
従来技術の下では、モータ２０の回転速度に基づき、ゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードとするか同期ＰＷＭモードとするかの切替制御を行った。しかし、このような回転速度のみに基づく画一的な切替制御を行うと、高速回転領域において同期ＰＷＭモードへの切り替えを行った場合にインバータ１０およびモータ２０の全体としての損失が増える場合がある。そこで、本実施形態における非同期／同期切替部１０２は、弱め界磁制御が働き、かつ、インバータ１０およびモータ２０の全体としての損失が増加する不利益が生じないことを条件にゲート信号生成部１０１を同期ＰＷＭモードで動作させる。以下、非同期／同期切替部１０２により行われる非同期ＰＷＭモードおよび同期ＰＷＭモード間の切替制御の原理について説明する。
【００４４】
インバータ１０およびモータ２０に発生する損失は、インバータ１０からモータ２０に供給される電流に依存する。そこで、まず、モータ２０の固定子巻線に発生する逆起電圧がコンデンサ１２に充電された直流中間電圧ｅｄｃよりも低い状態において、１パルスの同期ＰＷＭモードでのゲート信号の生成を行った場合にモータ２０の固定子巻線に流れる電流について検討する。
【００４５】
図３は負荷ゼロ、すなわち、負荷角δ＝０におけるモータ２０内の磁束のベクトル図を示す。ここで、モータ２０内において発生する総合磁束Ψ０は、式（７）により求めることができる。
【数７】
【００４６】
図３から分かるように、無負荷であってもインバータ１０の出力電圧Ｖａが一定の条件の下ではｄ軸電流ｉｄがモータ２０に流れる。さらにｄ軸電流ｉｄは正であるので、このｄ軸電流ｉｄはモータ２０内の磁束を強める。ここで、非同期ＰＷＭモードでは、トルクがゼロならばインバータ１０からモータ２０にほとんど電流が供給されないので、インバータ１０でのロスはほとんど発生しない。しかし、同期ＰＷＭモードでは、インバータ１０の出力電圧Ｖａを一定にするので、図３に示すように、モータ２０の負荷がゼロでもインバータ１０からモータ２０にｄ軸電流ｉｄが流れるためインバータ１０にてロスが発生する。また、モータ２０に着目すると、無負荷であってもｄ軸電流ｉｄが流れればモータ２０の固定子巻線に銅損が発生する。そして、強め磁束方向にｄ軸電流ｉｄが流れると（すなわち、正のｄ軸電流ｉｄが流れると）、モータ２０の鉄心の磁束密度が高まるため、鉄損が増加するといった問題が発生する。
【００４７】
図４に、軽負荷におけるモータ２０内の磁束のベクトル図を示す。負荷角δが大きくなるとｑ軸電流ｉｑが流れ始める。しかし、ｄ軸電流ｉｄは正のまま推移する。モータ２０の鉄損に着目すると、やはり強め磁束方向にｄ軸電流ｉｄが流れるため鉄損が増加する。
【００４８】
負荷が増加してゆき、負荷角δが大きくなると、図５に示すようにｉｄ＝０となり、さらに負荷が増加すると図６に示すようにｄ軸電流ｉｄは負となる。このように同期ＰＷＭモードにおいて、モータ２０に流れるｄ軸電流ｉｄが０または負になる領域では、モータ２０内の鉄損の増加は生じない。また、ｄ軸電流ｉｄが負である場合、モータ２０内の磁束が弱められ、モータ２０の固定子巻線に誘起される逆起電圧が減るので、ｑ軸電流ｉｑを増加させ、モータ２０に発生するトルクを高めることができる。
【００４９】
そこで、本実施形態における非同期／同期切替部１０２は、ゲート信号生成部１０１が同期ＰＷＭモードにてゲート信号を生成している期間、モータ２０に流れるｄ軸電流ｉｄが正になったか否かの判定を行い、判定結果が肯定的である場合にゲート信号生成部１０１のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードに切り替える。また、非同期／同期切替部１０２は、ゲート信号生成部１０１が非同期ＰＷＭモードにてゲート信号を生成している期間、仮に同期ＰＷＭモードへの切り替えを行った場合にモータ２０に流れるｄ軸電流ｉｄが０または負になるか否かの判定を行い、判定結果が肯定的である場合にゲート信号生成部１０１のゲート信号の生成モードを同期ＰＷＭモードに切り替える。すなわち、本実施形態では、図７に示すように、インバータ１０の出力電圧Ｖａを一定にした場合においてｄ軸電流ｉｄが０または負となる領域においては同期ＰＷＭモードを採用し、それ以外の領域においては非同期ＰＷＭモードを採用する。
【００５０】
図８は、モータ２０の逆起電圧がインバータ１０の直流中間電圧ｅｄｃよりも低い場合におけるインバータ１０の損失解析結果を示す。ただし、非同期ＰＷＭモードでは電流位相４０度にて弱め磁束制御を施し、１パルスの同期ＰＷＭモードでは図５に示すｉｄ＝０となる条件とした。図８より、非同期ＰＷＭモードに対し、１パルスの同期ＰＷＭモードでは、ＩＧＢＴのターンオンやターンオフ損失、さらにフライホイールダイオードＦＷＤの逆回復損失が大幅に低下しており、インバータ１０全体の損失が約６．５割低下した。以上のように、本実施形態によれば、ゲート信号生成部１０１が同期ＰＷＭモードでインバータ２０に与えるゲート信号を生成しているとき、インバータ１０からモータ２０に供給される電流のうちｄ軸電流が正になると、ゲート信号生成部１０１のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードに切り替えられるので、弱め界磁が働かない状況において同期ＰＷＭモードが継続されるのを回避し、モータの損失が増大するのを回避することができる。また、本実施形態によれば、ゲート信号生成部１０１が非同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成している期間、仮に同期ＰＷＭモードへの切り替えを行った場合に、弱め界磁が働き、モータの損失が増大しない場合に限り、同期ＰＷＭモードへの切り替えが行われる。従って、損失の増大を招くことなく、高速動作が可能なモータ駆動システムを実現することができる。
【００５１】
＜第２実施形態＞
図９はこの発明の第２実施形態である制御装置１００Ａを含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。インバータ１０およびモータ２０の構成は上記第１実施形態（図１）と同様である。以下、制御装置１００Ａの構成を説明する。
【００５２】
電流検出部１１１は、インバータ１０からモータ２０のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各固定子巻線に各々供給されるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを検出する手段である。三相二相変換部１１２は、電流検出部１１１により検出されたＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗをα軸およびβ軸からなる所定の静止直交座標系における２相の電流ｉαおよびｉβに変換する手段である。この２相の電流ｉαおよびｉβは、静止直交座標系において回転する電流ベクトルのα軸成分およびβ軸成分である。そして、座標変換部１１３は、電流ｉαおよびｉβを、モータ２０のロータに設けられたＮ極の方向を向いたｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなる回転直交座標系のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに座標変換する手段である。なお、三相二相変換部１１２や座標変換部１１３は、周知の技術であるため、詳細な説明は省略するが、例えば非特許文献１において説明されている。
【００５３】
回転数検出部１２１は、モータ２０のロータの回転速度ｎを検出する。直流電圧検出部１２２は、コンデンサ１２に充電された直流中間電圧ｅｄｃを検出し、出力電圧演算部１２３へ検出した電圧値ｅｄｃを出力する。出力電圧演算部１２３は、前掲式（６）に従い、同期ＰＷＭモードにおける出力電圧Ｖａを演算し、総合磁束演算部１２４へ出力する。総合磁束演算部１２４は、次のように総合磁束Ψ０の演算を行う。まず、総合磁束演算部１２４は、式（８）に従い、モータ２０の回転速度に対応した電気角速度ωを算出する。
【数８】
ここで、モータ２０の回転速度ｎは、回転数検出部１２１により検出される。また、Ｐはモータ２０におけるロータの磁極数であり、極数記憶部１２５に予め記憶されている。
【００５４】
次に総合磁束演算部は、電気角速度ωと出力電圧演算部１２３により算出された出力電圧Ｖａとに基づき、前掲式（７）に従い、総合磁束Ψ０を算出する。
【００５５】
逆起電圧記憶部１２６は、基底周波数ｆｂａｓｅと基底周波数におけるモータ２０の逆起電圧ｖｅｍｆを記憶している。ここで、基底周波数ｆｂａｓｅは、モータ２０が最大トルクを低下させることなく動作可能なモータ２０の回転速度の最大値をモータ２０の逆起電圧の周波数に換算したものである。切替負荷角演算部１２７は、ｄ軸電流ｉｄが０となる負荷角δである切替負荷角δ１を算出する手段である。この切替負荷角演算部１２７は、まず、逆起電圧記憶部１２６に記憶された基底周波数ｆｂａｓｅと逆起電圧ｖｅｍｆとに基づき、式（９）に従い、磁石磁束Ψｍを算出する。
【数９】
【００５６】
次に切替負荷角演算部１２７は、総合磁束Ψ０と磁石磁束Ψｍとに基づき、式（１０）に従って切替負荷角δ１を演算する（図７参照）。
【数１０】
【００５７】
負荷角演算部１３１は、仮に同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、現在のトルク指令に応じたトルクＴを発生させるのに必要な負荷角δを前掲式（５）から逆算する。その際に、総合磁束演算部１２４により算出された総合磁束Ψ０と、Ｌｄ，Ｌｑ記憶部１３２に予め記憶されたｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを用いる。
【００５８】
負荷角比較部１４１は、負荷角δとｄ軸電流ｉｄがゼロとなる切替負荷角δ１を比較し、δ＜δ１ならばモードフラグＦＬＧを“０”に、δ≧δ１ならばモードフラグＦＬＧを“１”に設定する。
【００５９】
非同期／同期切替部１４２は、ゲート信号生成部１０１が非同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成している期間にモードフラグＦＬＧが“１”になったとき、ゲート信号生成部１０１のゲート信号の生成モードを同期ＰＷＭモードに切り替え、モードフラグＦＬＧが“０”の場合は非同期ＰＷＭモードを維持させる。また、非同期／同期切替部１４２は、ゲート信号生成部１０１が同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成している期間内に、座標変換部１１３により算出されるｄ軸電流ｉｄが正になった場合、ゲート信号生成部１０１のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードに切り替える。
【００６０】
本実施形態によれば、上記第１実施形態と同様な効果が得られる。また、本実施形態では、非同期ＰＷＭモードでの制御と並行し、同期ＰＷＭモードへ切り替えた場合の負荷角δの算出が進められるので、制御装置１００Ａでは、負荷角δが切替負荷角δ１に接近する状況を把握することができる。従って、δ≧δ１となって非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへ切り替えるとき、その切り替えのための制御を円滑に進めることができる。
【００６１】
＜第３実施形態＞
図１０はこの発明の第３実施形態である制御装置１００Ｂを含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。インバータ１０およびモータ２０の構成は上記第１実施形態（図１）と同様である。本実施形態における制御装置１００Ｂでは、上記第２実施形態（図９）における直流電圧検出部１２２が直流電圧記憶部１２８に置き換えられている。この直流電圧記憶部１２８は、コンデンサ１２に充電されるインバータ直流中間電圧ｅｄｃを予め記憶する手段である。インバータ直流中間電圧ｅｄｃの値がほとんど変動しない場合、直流電圧記憶部１２８に予め記憶しておいたインバータ直流中間電圧ｅｄｃを用いて、非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切替制御を行ってもよい。この切替制御の内容は上記第２実施形態と同様なので説明を省略する。
【００６２】
＜第４実施形態＞
図１１はこの発明の第４実施形態である制御装置１００Ｃを含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。インバータ１０およびモータ２０の構成は上記第１実施形態（図１）と同様である。
【００６３】
制御装置１００Ｃにおいて、ゲート信号生成部１０１、電流検出部１１１、三相二相変換部１１２、座標変換部１１３、回転数検出部１２１、Ｌｄ，Ｌｑ記憶部１３２は、上記第２実施形態（図９）と同様である。
【００６４】
切替負荷角記憶部１２９は、モータ２０に発生する逆起電圧の周波数ｆを切替負荷角δ１に対応付けるテーブルを記憶している。以下、具体的なモータ２０の仕様を挙げて、この切替負荷角δ１のテーブルの作成方法を説明する。一例として、モータ２０の周波数４００Ｈｚにおける逆起電圧の実効値が３８０Ｖ、ｑ軸インダクタンスＬｑが２．２ｍＨであるとする。また、インバータ直流中間電圧ｅｄｃは５６５．７Ｖであるとする。また、モータ２０の基底周波数ｆｂａｓｅは４００Ｈｚ、基底周波数におけるモータ２０の逆起電圧ｖｅｍｆが３８０Ｖであるとする。この場合、式（９）にｆｂａｓｅ＝４００Ｈｚ、ｖｅｍｆ＝３８０Ｖを代入することにより、磁石磁束Ψｍは０．１５１Ｗｂとなる。
【００６５】
インバータ出力電圧Ｖａは、式（６）にｅｄｃ＝５６５．７Ｖを代入すると、Ｖａ＝４４１．１Ｖとなる。この場合、周波数ｆにおける切替負荷角δ１は（式１６）のように求まる。
【数１１】
【００６６】
上記式（１１）にΨｍ、Ｖａと、３５０Ｈｚ〜４００Ｈｚまでの周波数ｆを代入すると、周波数ｆ＝３５０Ｈｚ〜４００Ｈｚにおける切替負荷角δ１が得られる。図１２はその結果を示すものである。切替負荷角記憶部１２９には、このようにして求められた切替負荷角δ１のテーブルが記憶されている。
【００６７】
負荷角演算部１３３は、仮に同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、現在のトルク指令に応じたトルクＴを発生させるのに必要な負荷角δを前掲式（５）から逆算する。その際に、負荷角演算部１３３は、回転数検出部１２１により検出される回転速度ｎからモータ２０の誘起電圧の周波数ｆ＝ｎＰ／１２０を求め、この周波数ｆにより定まる総合磁束Ψ０＝Ｖａ／ｆと、Ｌｄ，Ｌｑ記憶部１３２に予め記憶されたｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを用いることによりトルクＴに対応した負荷角δを求める。
【００６８】
負荷角比較部１４３は、モータ２０の誘起電圧の周波数ｆに対応した切替負荷角δ１を切替負荷角記憶部１２９内のテーブルから読み出し、この読み出した切替負荷角δ１と負荷角演算部１３３により算出された負荷角δとを比較する。そして、δ＜δ１ならばモードフラグＦＬＧを“０”に、δ≧δ１ならばモードフラグＦＬＧを“１”に設定する。
【００６９】
非同期／同期切替部１４２の機能は上記第２実施形態と同様である。本実施形態においても上記第２実施形態と同様な効果が得られる。また、本実施形態によれば、切替負荷角δ１の演算処理がテーブル参照処理に置き換えられているので、上記第２実施形態に比べた制御装置１００Ｃの演算の負担が少ないという利点がある。
【００７０】
＜他の実施形態＞
以上、この発明の第１〜第４実施形態を説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。例えば次の通りである。
【００７１】
（１）インバータの電源は、図示のように直流電源でも良く、交流をダイオード整流器等で直流に変換して得ても良い。
【００７２】
（２）ゲート信号生成部にはトルク指令を入力として与えているが、速度指令を与え、速度指令値と実際の速度との偏差からトルク指令を得る方式でも良い。
【００７３】
（３）電流検出部は必ずしも三相電流を検出する必要はなく、二相を検出し、残りの一相は演算で求めても良い。
【００７４】
（４）回転数検出部を設ける代わりに回転数予測部を設けても良い。
【００７５】
（５）同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモードへの移行はｄ軸電流ｉｄがゼロとなる負荷角δ１にて切替え、逆に非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの移行はｄ軸電流ｉｄが負となる負荷角δ１＋Δδ（たとえばΔδ＝５度）から開始するようにしてもよい。この場合、同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモードへの切り替えと非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切り替えとの間にヒステリシスが設けられている。従って、同期ＰＷＭモードおよび非同期ＰＷＭモード間の切り替えが頻繁に行われるのを防止し、モータ駆動システムの動作を安定化することができる。
【００７６】
（６）上記各実施形態では、同期ＰＷＭモードとして１パルスの同期ＰＷＭモードを採用したが、インバータ出力電圧一定の下で負荷角を制御してトルク制御を実施する場合、３パルス等の同期ＰＷＭモードにも適用可能である。
【００７７】
（７）上記第４実施形態では、モータ２０の回転速度ｎに比例する逆起電圧の周波数ｆを切替負荷角δ１に対応付ける切替負荷角テーブルを切替負荷角記憶部１２９に記憶させた。しかし、そのようにする代わりに、モータ２０の回転速度ｎに比例する他のパラメータまたはモータ２０の回転速度ｎ自体を切替負荷角δ１に対応付ける切替負荷角テーブルを切替負荷角記憶部１２９に記憶させ、この切替負荷角テーブルを参照することにより現在の回転速度ｎに対応した切替負荷角δ１を求めるようにしてもよい。
【００７８】
（７）上記各実施形態において、非同期／同期切替部は、次の２つの切替制御を行った。
切替制御Ａ：ゲート信号生成部が同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成しているとき、ｄ軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合にゲート信号生成部のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードに切り替える。
切替制御Ｂ：ゲート信号生成部が非同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成しているとき、仮にゲート信号の生成モードを同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、ｄ軸電流が０以下となるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合にゲート信号の生成モードを同期ＰＷＭモードに切り替える。
しかし、切替制御Ｂについては、例えばモータの回転速度が閾値を越えた場合に同期ＰＷＭモードへの切り替えを行う等、他の方法により同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うようにしてもよい。その結果、同期ＰＷＭモードにおいてｄ軸電流が正になった場合は、切替制御Ａが働くので、インバータおよびモータの全体としての損失の増加を防止することができる。
【００７９】
（８）多くのインバータの制御装置は、プロセッサとこのプロセッサに実行させるプログラムを記憶したメモリとにより構成されている。そこで、各種のモータを想定して、コンピュータを本発明による制御装置として機能させるプログラムを作成し、このプログラムをインバータの制御装置のユーザに配布するようにしてもよい。例えば上記第２実施形態（図９）において、ゲート信号生成部１０１、三相二相変換部１１２、座標変換部１１３、出力電圧演算部１２３、総合磁束演算部１２４、切替負荷角演算部１２７、負荷角比較部１４１および非同期／同期切替部１４２の実体は、プロセッサがプログラムに従って実行する演算処理である。そこで、各種のモータ２０を想定してこのプログラムを作成し、制御装置のメモリにインストールするのである。その際、Ｌｄ，Ｌｑ記憶部１３２等の各種の記憶部に記憶させるパラメータは、プログラム自体に持たせてもよく、あるいは不揮発性メモリ等に記憶させたものをプログラムに読み込ませるようにしてもよい。上記第２実施形態以外の各実施形態をプログラムとして実現する場合も同様である。
【符号の説明】
【００８０】
１０……インバータ、２０……モータ、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ……制御装置、１０１……ゲート信号生成部、１０２，１４２……非同期／同期切替部、１１１……電流検出部、１１２……三相二相変換部、１１３……座標変換部、１３２……Ｌｄ，Ｌｑ記憶部、１３１……負荷角演算部、１２１……回転数検出部、１２２……直流電圧検出部、１２３……出力電圧演算部、１２４……総合磁束演算部、１２５……極数記憶部、１２６……逆起電圧記憶部、１２７……切替負荷角演算部、１２８……直流電圧記憶部、１４１，１４３……負荷角比較部、１２９……切替負荷角記憶部。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータを可変速駆動するインバータの制御装置に係り、特にインバータを駆動するゲート信号の生成モードとして非同期ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；パルス幅変調）モードと同期ＰＷＭモードとを有し、両モードを切り替えてゲート信号を生成する制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
周知の通り、永久磁石同期モータは、３相固定子巻線に３相交流電圧を与えることにより回転磁界を発生させ、この回転磁界により永久磁石の設けられたロータを回転させるモータである。この永久磁石同期モータの３相固定子巻線に与える３相交流電圧を発生するための手段として、インバータが一般的に用いられる。このインバータは、入力直流電圧をスイッチング素子によりスイッチングすることにより交流電圧を生成する装置である。このインバータの制御装置は、このインバータのスイッチング素子に対して、ＰＷＭパルスをＯＮ／ＯＦＦ制御用のゲート信号として与え、このゲート信号のパルス幅を制御することによりインバータに出力させる交流電圧の周波数および振幅を制御する。
【０００３】
インバータの制御装置におけるゲート信号の生成モードとして、非同期ＰＷＭモードがある。この非同期ＰＷＭモードは、インバータからモータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調によりＰＷＭパルスであるゲート信号を生成するモードである。この非同期ＰＷＭモードにおいて、インバータの制御装置は、モータの固定子巻線に流す電流を制御することによりモータのトルクを制御する。
【０００４】
さて、インバータにより永久磁石同期モータを駆動する場合、モータが高速回転すると、モータの固定子巻線に発生する誘起電圧が高くなり、インバータの出力電圧の誘起電圧に対する余裕が減少する。この結果、トルクを発生させる電流をインバータからモータに供給することができなくなり、モータのトルクが低下する。
【０００５】
この問題を解決するための一手段として、以下説明する弱め界磁制御がある。まず、モータの固定子巻線に流れる電流は、ロータの永久磁石のＮ極の方向を向いたｄ軸に沿った成分であるｄ軸電流ｉｄと、このｄ軸と直交するｑ軸に沿った成分であるｑ軸電流ｉｑに分解することができる。ここで、ｑ軸電流ｉｑはモータにおいてマグネットトルクの発生に寄与する電流であり、ｄ軸電流ｉｄはリラクタンストルクの発生に寄与する電流である。弱め界磁制御は、負のｄ軸電流ｉｄをモータの固定子巻線に流すことによりロータの回転によって固定子巻線に発生する誘起電圧を減らし、これによりｑ軸電流ｉｑを増加させ、モータのトルクを増加させるものである。
【０００６】
この弱め界磁制御を行うことにより、モータの回転速度が高い領域におけるトルク不足の問題をある程度解決することができる。しかしながら、弱め界磁制御にも限界があり、モータの回転速度がある限度を越えると、非同期ＰＷＭモードにおいて弱め界磁制御を行っても、高速回転領域において所望のモータが得られない問題が発生する。
【０００７】
そこで、制御装置におけるゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードから例えば１パルスの同期ＰＷＭモードへ切り替えるという制御が行われる場合がある。ここで、同期ＰＷＭモードとは、インバータからモータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して同期したキャリアとを用いたパルス幅変調によりＰＷＭパルスであるゲート信号を生成するモードである。また、１パルスの同期ＰＷＭモードとは、電圧指令の１周期の間に１個のＰＷＭパルスを生成するモードである。この１パルス等の同期ＰＷＭモードに切り替えると、インバータからモータに高い基本波電圧を供給することができるので、高速回転領域におけるトルク不足の問題を解決することができる。
【０００８】
このような非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切り替えに関する技術を開示した文献として特許文献１がある。この特許文献１では、非同期ＰＷＭモード（特許文献１では正弦波制御と呼称）と、１パルスの同期ＰＷＭモード（特許文献１では矩形波制御と呼称）の切替において、トルク変動を低減する発明が開示されている。概略は以下である。
（１）モータに必要なトルクを発生させるための正弦波の電圧指令の位相と振幅、および矩形波の電圧指令の位相を求めておく。
（２）正弦波から矩形波に向けて、電圧指令の位相と振幅を同時かつ連続的に変えていく。この時、電圧指令は台形波状となる（特許文献１の図４参照）。
（３）上記（２）の台形波状の電圧指令とキャリアを比較し、インバータに対するゲート信号（ＰＷＭパルス）を生成する。
【０００９】
また、図１３（特許文献１の図６に対応）に示すように、高回転、高トルク領域ではゲート信号の生成モードを１パルスの同期ＰＷＭモード（特許文献１では矩形波制御モード）に切り替える。ここで、高回転領域（図１３の（ａ））ではモータの逆起電圧が高く、インバータの直流中間電圧を上回り、トルクの低下を生じやすい。そこで、切替ラインより上の範囲では１パルスの同期ＰＷＭモードを適用する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平１１−２８５２８８号公報
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】「交流電動機可変速駆動の基礎と応用」電気学会編、コロナ社
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところで、インバータの損失だけを考えた場合、非同期ＰＷＭモードよりも同期ＰＷＭモードの方が有利である。何故ならば、同期ＰＷＭモードでは、インバータのスイッチング回数が少なく、たとえば１パルスの同期ＰＷＭモードの場合、電圧指令の１周期において、ＰＷＭパルスの電圧極性が正から負と負から正へ１回ずつしかスイッチングしない。従って、インバータのスイッチングロスを最小限にとどめることが可能である。
【００１３】
しかしながら、同期ＰＷＭモードでは、モータが無負荷の状態でもインバータからモータに電流が流れ、モータの損失が発生する。その一方、非同期ＰＷＭモードでは、モータが無負荷状態の場合、インバータからモータへ流れる電流はほとんどない。従って、可変速範囲が広く、かつ、全体として低損失のモータ駆動システムを実現するためには、特許文献１にも開示されているように、回転速度が閾値より低い領域では、非同期ＰＷＭモードでインバータに対するゲート信号を生成し、回転速度が閾値より高い領域では、同期ＰＷＭモードでインバータに対するゲート信号を生成するのが得策である。
【００１４】
しかし、回転速度が閾値よりも高くても、インバータおよびモータの全体としての損失に鑑みると、同期ＰＷＭモードへ切り替えることが必ずしも得策でない場合がある。さらに詳述すると次の通りである。
【００１５】
まず、非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードに切り替えた場合において、負のｄ軸電流が流れ、弱め界磁制御が働く場合（誘起電圧に比べてインバータの出力電圧が低い場合）には、トルク不足の問題が解消する。
【００１６】
しかし、正のｄ軸電流が流れる状況では、モータ内の磁束密度が高くなって、モータの損失（すなわち、トルクの発生に寄与しないインバータの出力）が増える。このようにモータが高速回転している領域において、同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うと、インバータおよびモータの全体としての損失が増加する場合があるのである。
【００１７】
この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、可変速度範囲が広く、かつ、低損失のモータ駆動システムを実現することができるインバータの制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
この発明は、モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するゲート信号生成手段と、前記ゲート信号生成手段が前記同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記非同期ＰＷＭモードに切り替える非同期／同期切替手段とを具備することを特徴とするインバータの制御装置を提供する。
【００１９】
この発明によれば、ゲート信号生成手段が同期ＰＷＭモードでインバータに与えるゲート信号を生成しているとき、インバータからモータに供給される電流のうちｄ軸電流が正になると、ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードに切り替えられる。従って、弱め界磁が働かない状況において同期ＰＷＭモードが継続されるのを回避し、モータの損失が増大するのを回避することができる。
【００２０】
好ましい態様において、前記非同期／同期切替手段は、前記ゲート信号生成手段が前記非同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるｄ軸電流が０以下となるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替える。
【００２１】
この態様によれば、ゲート信号生成手段が非同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成している期間、仮に同期ＰＷＭモードへの切り替えを行った場合に、弱め界磁が働き、モータの損失が増大しない場合に限り、同期ＰＷＭモードへの切り替えが行われる。従って、損失の増大を招くことなく、高速動作が可能なモータ駆動システムを実現することができる。
【００２２】
他の好ましい態様において、前記非同期／同期切替手段は、前記ゲート信号生成手段が前記非同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるｄ軸電流が負の所定値以下になるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替える。
【００２３】
この態様では、同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモードへの切り替えと非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切り替えとの間にヒステリシスが設けられている。従って、同期ＰＷＭモードおよび非同期ＰＷＭモード間の切り替えが頻繁に行われるのを防止し、モータ駆動システムの動作を安定化することができる。
【００２４】
ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを同期ＰＷＭモードに切り替えた場合にｄ軸電流が所定値以下となるか否かを判定するための手段に関しては、各種の態様が考えられる。好ましい態様において、制御装置は、前記インバータのスイッチング部に入力される直流中間電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記直流電圧検出手段により検出される直流中間電圧に基づき、前記同期ＰＷＭモードにおける前記インバータの出力電圧を算出する出力電圧演算手段と、前記出力電圧演算手段により算出される前記インバータの出力電圧と、前記モータの回転速度とに基づき、前記モータにおいて発生する総合磁束を算出する総合磁束演算手段と、前記モータの基底周波数における逆起電圧と前記総合磁束演算手段により算出される総合磁束とに基づき、前記ゲート信号生成手段を同期ＰＷＭモードで動作させた場合において前記モータのｄ軸電流が所定値となる負荷角である切替負荷角を算出する切替負荷角演算手段と、現在のトルク指令に応じたトルクを同期ＰＷＭモードにおいて発生させるための負荷角を算出する負荷角演算手段と、前記負荷角演算手段により算出された負荷角と前記切替負荷角算出手段により算出された切替負荷角とを比較する負荷角比較手段とを具備し、前記非同期／同期切替手段は、前記負荷角比較手段の比較結果に基づき、前記非同期ＰＷＭモードから前記同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うか否かを判定する。
【００２５】
他の好ましい態様では、直流中間電圧を検出するのでなく、予め直流電圧記憶手段に記憶させる。
【００２６】
切替負荷角は、その都度演算するのではなく、予めモータの回転速度を各種想定して演算したものをテーブルとして記憶しておき、このテーブルを参照するようにしてもよい。
【００２７】
多くのインバータの制御装置は、プロセッサとこのプロセッサに実行させるプログラムを記憶したメモリとにより構成されている。従って、各種のモータを想定して、コンピュータを上記制御装置として機能させるプログラムを作成し、このプログラムをインバータの制御装置のユーザに配布するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】この発明の第１実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。
【図２】同実施形態における負荷角とトルクの関係を示す図である。
【図３】同実施形態においてモータが無負荷状態であるときのモータ内の磁束を示すベクトル図である。
【図４】同実施形態においてモータが軽負荷状態であるときのモータ内の磁束を示すベクトル図である。
【図５】同実施形態においてモータのｄ軸電流が０となったときのモータ内の磁束を示すベクトル図である。
【図６】同実施形態においてモータのｄ軸電流が負になったときのモータ内の磁束を示すベクトル図である。
【図７】同実施形態における非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードの切替方法を示す図である。
【図８】同実施形態の効果を示す図である。
【図９】この発明の第２実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。
【図１０】この発明の第３実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。
【図１１】この発明の第４実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。
【図１２】同実施形態において使用する切替負荷角テーブルの内容を例示する図である。
【図１３】従来のインバータの制御方法を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。
【００３０】
＜第１実施形態（基本形態）＞
図１はこの発明の第１実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。このモータ駆動システムは、インバータ１０と、モータ２０と、本実施形態による制御装置１００とにより構成されている。この例においてモータ２０は、永久磁石同期モータである。インバータ１０は、このモータ２０を駆動する交流電力を発生する装置であり、直流電源１１と、この直流電源１１により充電されるコンデンサ１２と、コンデンサ１２の充電電圧であるインバータ直流中間電圧を３相交流電圧に変換するスイッチング部１３とにより構成されている。周知のインバータと同様、インバータ１０のスイッチング部１３は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）およびフライホイールダイオードの組を６組用いて構成されたブリッジ回路である。
【００３１】
制御装置１００は、ゲート信号生成部１０１と、非同期／同期切替部１０２とを有する。ゲート信号生成部１０１は、スイッチング部１３の各ＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を発生する装置である。周知のインバータと同様、この制御装置１００のゲート信号生成部１０１は、モータ２０に供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とキャリアとを用いてパルス幅変調を行い、このパルス幅変調により得られるＰＷＭパルスをゲート信号としてスイッチング部１３の各ＩＧＢＴに供給する。
【００３２】
ゲート信号生成部１０１は、ゲート信号の生成モードとして、非同期ＰＷＭモードと１パルスの同期ＰＷＭモードとを有する。上述したように、非同期ＰＷＭモードは、電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調によりＰＷＭパルスを生成し、ゲート信号として出力する生成モードである。また、同期ＰＷＭモードは、電圧指令とこの電圧指令に同期したキャリアとを用いたパルス幅変調によりＰＷＭパルスを生成し、ゲート信号として出力する生成モードである。以下、これらの各モードにおけるゲート信号生成部１０１の動作の概略について説明する。
【００３３】
まず、非同期ＰＷＭモードについて説明する。永久磁石同期モータであるモータ２０のロータに発生するトルクＴは式（１）により与えられる。
【数１】
【００３４】
この式（１）において、Ｐｎは極対数、Ψｍはロータの永久磁石によって発生され、固定子巻線と鎖交する磁束、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。また、式（１）において、第１項は永久磁石の作る磁束により発生するトルク、第２項はリラクタンストルクである。
【００３５】
非同期ＰＷＭモードにおいて、ゲート信号生成部１０１は、所望のトルクが得られる電流がインバータ１０からモータ２０に供給されるようにインバータ１０に与えるゲート信号を制御する。その際、モータ２０の端子電圧に対してインバータ１０の出力電圧に余裕がある場合には電流値が最小となるようにｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを制御し、モータ２０の端子電圧に対してインバータ１０の出力電圧が低い場合には、弱め界磁制御を行う。
【００３６】
次に同期ＰＷＭモードについて説明する。ここでは、一例として１パルスの同期ＰＷＭモードについて説明する。
【００３７】
定常状態において、モータ２０の固定子巻線に与えられる交流電圧をｄ軸方向の成分であるｄ軸電圧ｖｄとｑ軸方向の成分であるｑ軸電圧ｖｑに分解すると、これらのｄ軸電圧ｖｄおよびｑ軸電圧ｖｑは式（２）および式（３）により与えられる。
【数２】
【数３】
上記式（２）および（３）において、Ｒａはモータ２０の固定子巻線の巻線抵抗、ωはモータ２０の回転速度により決まる電気角速度である。
【００３８】
また、モータ２０の端子電圧ｖｍｔとｄ軸電圧ｖｄおよびｑ軸電圧ｖｑとの関係は次式に示すものとなる。
【数４】
【００３９】
ここで、巻線抵抗が十分に小さい（Ｒａ≒０）と仮定し、ｖｄ＝−Ｖａ・ｓｉｎδ、ｖｑ＝Ｖａ・ｃｏｓδを式（２）、式（３）に代入し、式（２）、式（３）をｉｄ、ｉｑについて解いて、式（１）に代入すると、式（５）が得られる。ただし、Ｖａはインバータ出力電圧、δは負荷角、すなわち、モータ２０内に発生する総合磁束Ψ０の向きとロータの永久磁石の磁束Ψｍの向きとがなす角度である。
【数５】
【００４０】
１パルスの同期ＰＷＭモードにおいて、ゲート信号生成部１０１は、電圧指令と同じ周波数を有する一定の電圧Ｖａをインバータ１０に出力させる。コンデンサ１２に充電されるインバータ直流電圧をｅｄｃとすると、このインバータ１０の出力電圧Ｖａは、式（６）により与えられる。
【数６】
【００４１】
１パルスの同期ＰＷＭモードでは、上記式（５）における電圧Ｖａが一定となるため、モータ２０に発生するトルクＴは負荷角δに依存する。図２は、式（５）における負荷角δとトルクの関係を示すものである。負荷角δが正の領域は、モータ２０において力行（モータとしての動作）が行われている領域である。負荷角δが負の領域は、モータ２０において回生（発電機としての動作）が行われている領域である。
以上が非同期ＰＷＭモードおよび１パルスの同期ＰＷＭモードの動作の概略である。
【００４２】
非同期／同期切替部１０２は、ゲート信号生成部１０１のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードとするか同期ＰＷＭモードとするかの切替制御を行う装置である。本実施形態の特徴はこの非同期／同期切替部１０２にある。
【００４３】
従来技術の下では、モータ２０の回転速度に基づき、ゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードとするか同期ＰＷＭモードとするかの切替制御を行った。しかし、このような回転速度のみに基づく画一的な切替制御を行うと、高速回転領域において同期ＰＷＭモードへの切り替えを行った場合にインバータ１０およびモータ２０の全体としての損失が増える場合がある。そこで、本実施形態における非同期／同期切替部１０２は、弱め界磁制御が働き、かつ、インバータ１０およびモータ２０の全体としての損失が増加する不利益が生じないことを条件にゲート信号生成部１０１を同期ＰＷＭモードで動作させる。以下、非同期／同期切替部１０２により行われる非同期ＰＷＭモードおよび同期ＰＷＭモード間の切替制御の原理について説明する。
【００４４】
インバータ１０およびモータ２０に発生する損失は、インバータ１０からモータ２０に供給される電流に依存する。そこで、まず、モータ２０の固定子巻線に発生する逆起電圧がコンデンサ１２に充電された直流中間電圧ｅｄｃよりも低い状態において、１パルスの同期ＰＷＭモードでのゲート信号の生成を行った場合にモータ２０の固定子巻線に流れる電流について検討する。
【００４５】
図３は負荷ゼロ、すなわち、負荷角δ＝０におけるモータ２０内の磁束のベクトル図を示す。ここで、モータ２０内において発生する総合磁束Ψ０は、式（７）により求めることができる。
【数７】
【００４６】
図３から分かるように、無負荷であってもインバータ１０の出力電圧Ｖａが一定の条件の下ではｄ軸電流ｉｄがモータ２０に流れる。さらにｄ軸電流ｉｄは正であるので、このｄ軸電流ｉｄはモータ２０内の磁束を強める。ここで、非同期ＰＷＭモードでは、トルクがゼロならばインバータ１０からモータ２０にほとんど電流が供給されないので、インバータ１０でのロスはほとんど発生しない。しかし、同期ＰＷＭモードでは、インバータ１０の出力電圧Ｖａを一定にするので、図３に示すように、モータ２０の負荷がゼロでもインバータ１０からモータ２０にｄ軸電流ｉｄが流れるためインバータ１０にてロスが発生する。また、モータ２０に着目すると、無負荷であってもｄ軸電流ｉｄが流れればモータ２０の固定子巻線に銅損が発生する。そして、強め磁束方向にｄ軸電流ｉｄが流れると（すなわち、正のｄ軸電流ｉｄが流れると）、モータ２０の鉄心の磁束密度が高まるため、鉄損が増加するといった問題が発生する。
【００４７】
図４に、軽負荷におけるモータ２０内の磁束のベクトル図を示す。負荷角δが大きくなるとｑ軸電流ｉｑが流れ始める。しかし、ｄ軸電流ｉｄは正のまま推移する。モータ２０の鉄損に着目すると、やはり強め磁束方向にｄ軸電流ｉｄが流れるため鉄損が増加する。
【００４８】
負荷が増加してゆき、負荷角δが大きくなると、図５に示すようにｉｄ＝０となり、さらに負荷が増加すると図６に示すようにｄ軸電流ｉｄは負となる。このように同期ＰＷＭモードにおいて、モータ２０に流れるｄ軸電流ｉｄが０または負になる領域では、モータ２０内の鉄損の増加は生じない。また、ｄ軸電流ｉｄが負である場合、モータ２０内の磁束が弱められ、モータ２０の固定子巻線に誘起される逆起電圧が減るので、ｑ軸電流ｉｑを増加させ、モータ２０に発生するトルクを高めることができる。
【００４９】
そこで、本実施形態における非同期／同期切替部１０２は、ゲート信号生成部１０１が同期ＰＷＭモードにてゲート信号を生成している期間、モータ２０に流れるｄ軸電流ｉｄが正になったか否かの判定を行い、判定結果が肯定的である場合にゲート信号生成部１０１のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードに切り替える。また、非同期／同期切替部１０２は、ゲート信号生成部１０１が非同期ＰＷＭモードにてゲート信号を生成している期間、仮に同期ＰＷＭモードへの切り替えを行った場合にモータ２０に流れるｄ軸電流ｉｄが０または負になるか否かの判定を行い、判定結果が肯定的である場合にゲート信号生成部１０１のゲート信号の生成モードを同期ＰＷＭモードに切り替える。すなわち、本実施形態では、図７に示すように、インバータ１０の出力電圧Ｖａを一定にした場合においてｄ軸電流ｉｄが０または負となる領域においては同期ＰＷＭモードを採用し、それ以外の領域においては非同期ＰＷＭモードを採用する。
【００５０】
図８は、モータ２０の逆起電圧がインバータ１０の直流中間電圧ｅｄｃよりも低い場合におけるインバータ１０の損失解析結果を示す。ただし、非同期ＰＷＭモードでは電流位相４０度にて弱め磁束制御を施し、１パルスの同期ＰＷＭモードでは図５に示すｉｄ＝０となる条件とした。図８より、非同期ＰＷＭモードに対し、１パルスの同期ＰＷＭモードでは、ＩＧＢＴのターンオンやターンオフ損失、さらにフライホイールダイオードＦＷＤの逆回復損失が大幅に低下しており、インバータ１０全体の損失が約６．５割低下した。以上のように、本実施形態によれば、ゲート信号生成部１０１が同期ＰＷＭモードでインバータ２０に与えるゲート信号を生成しているとき、インバータ１０からモータ２０に供給される電流のうちｄ軸電流が正になると、ゲート信号生成部１０１のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードに切り替えられるので、弱め界磁が働かない状況において同期ＰＷＭモードが継続されるのを回避し、モータの損失が増大するのを回避することができる。また、本実施形態によれば、ゲート信号生成部１０１が非同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成している期間、仮に同期ＰＷＭモードへの切り替えを行った場合に、弱め界磁が働き、モータの損失が増大しない場合に限り、同期ＰＷＭモードへの切り替えが行われる。従って、損失の増大を招くことなく、高速動作が可能なモータ駆動システムを実現することができる。
【００５１】
＜第２実施形態＞
図９はこの発明の第２実施形態である制御装置１００Ａを含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。インバータ１０およびモータ２０の構成は上記第１実施形態（図１）と同様である。以下、制御装置１００Ａの構成を説明する。
【００５２】
電流検出部１１１は、インバータ１０からモータ２０のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各固定子巻線に各々供給されるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを検出する手段である。三相二相変換部１１２は、電流検出部１１１により検出されたＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗをα軸およびβ軸からなる所定の静止直交座標系における２相の電流ｉαおよびｉβに変換する手段である。この２相の電流ｉαおよびｉβは、静止直交座標系において回転する電流ベクトルのα軸成分およびβ軸成分である。そして、座標変換部１１３は、電流ｉαおよびｉβを、モータ２０のロータに設けられたＮ極の方向を向いたｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなる回転直交座標系のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに座標変換する手段である。なお、三相二相変換部１１２や座標変換部１１３は、周知の技術であるため、詳細な説明は省略するが、例えば非特許文献１において説明されている。
【００５３】
回転数検出部１２１は、モータ２０のロータの回転速度ｎを検出する。直流電圧検出部１２２は、コンデンサ１２に充電された直流中間電圧ｅｄｃを検出し、出力電圧演算部１２３へ検出した電圧値ｅｄｃを出力する。出力電圧演算部１２３は、前掲式（６）に従い、同期ＰＷＭモードにおける出力電圧Ｖａを演算し、総合磁束演算部１２４へ出力する。総合磁束演算部１２４は、次のように総合磁束Ψ０の演算を行う。まず、総合磁束演算部１２４は、式（８）に従い、モータ２０の回転速度に対応した電気角速度ωを算出する。
【数８】
ここで、モータ２０の回転速度ｎは、回転数検出部１２１により検出される。また、Ｐはモータ２０におけるロータの磁極数であり、極数記憶部１２５に予め記憶されている。
【００５４】
次に総合磁束演算部は、電気角速度ωと出力電圧演算部１２３により算出された出力電圧Ｖａとに基づき、前掲式（７）に従い、総合磁束Ψ０を算出する。
【００５５】
逆起電圧記憶部１２６は、基底周波数ｆｂａｓｅと基底周波数におけるモータ２０の逆起電圧ｖｅｍｆを記憶している。ここで、基底周波数ｆｂａｓｅは、モータ２０が最大トルクを低下させることなく動作可能なモータ２０の回転速度の最大値をモータ２０の逆起電圧の周波数に換算したものである。切替負荷角演算部１２７は、ｄ軸電流ｉｄが０となる負荷角δである切替負荷角δ１を算出する手段である。この切替負荷角演算部１２７は、まず、逆起電圧記憶部１２６に記憶された基底周波数ｆｂａｓｅと逆起電圧ｖｅｍｆとに基づき、式（９）に従い、磁石磁束Ψｍを算出する。
【数９】
【００５６】
次に切替負荷角演算部１２７は、総合磁束Ψ０と磁石磁束Ψｍとに基づき、式（１０）に従って切替負荷角δ１を演算する（図７参照）。
【数１０】
【００５７】
負荷角演算部１３１は、仮に同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、現在のトルク指令に応じたトルクＴを発生させるのに必要な負荷角δを前掲式（５）から逆算する。その際に、総合磁束演算部１２４により算出された総合磁束Ψ０と、Ｌｄ，Ｌｑ記憶部１３２に予め記憶されたｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを用いる。
【００５８】
負荷角比較部１４１は、負荷角δとｄ軸電流ｉｄがゼロとなる切替負荷角δ１を比較し、δ＜δ１ならばモードフラグＦＬＧを“０”に、δ≧δ１ならばモードフラグＦＬＧを“１”に設定する。
【００５９】
非同期／同期切替部１４２は、ゲート信号生成部１０１が非同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成している期間にモードフラグＦＬＧが“１”になったとき、ゲート信号生成部１０１のゲート信号の生成モードを同期ＰＷＭモードに切り替え、モードフラグＦＬＧが“０”の場合は非同期ＰＷＭモードを維持させる。また、非同期／同期切替部１４２は、ゲート信号生成部１０１が同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成している期間内に、座標変換部１１３により算出されるｄ軸電流ｉｄが正になった場合、ゲート信号生成部１０１のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードに切り替える。
【００６０】
本実施形態によれば、上記第１実施形態と同様な効果が得られる。また、本実施形態では、非同期ＰＷＭモードでの制御と並行し、同期ＰＷＭモードへ切り替えた場合の負荷角δの算出が進められるので、制御装置１００Ａでは、負荷角δが切替負荷角δ１に接近する状況を把握することができる。従って、δ≧δ１となって非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへ切り替えるとき、その切り替えのための制御を円滑に進めることができる。
【００６１】
＜第３実施形態＞
図１０はこの発明の第３実施形態である制御装置１００Ｂを含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。インバータ１０およびモータ２０の構成は上記第１実施形態（図１）と同様である。本実施形態における制御装置１００Ｂでは、上記第２実施形態（図９）における直流電圧検出部１２２が直流電圧記憶部１２８に置き換えられている。この直流電圧記憶部１２８は、コンデンサ１２に充電されるインバータ直流中間電圧ｅｄｃを予め記憶する手段である。インバータ直流中間電圧ｅｄｃの値がほとんど変動しない場合、直流電圧記憶部１２８に予め記憶しておいたインバータ直流中間電圧ｅｄｃを用いて、非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切替制御を行ってもよい。この切替制御の内容は上記第２実施形態と同様なので説明を省略する。
【００６２】
＜第４実施形態＞
図１１はこの発明の第４実施形態である制御装置１００Ｃを含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。インバータ１０およびモータ２０の構成は上記第１実施形態（図１）と同様である。
【００６３】
制御装置１００Ｃにおいて、ゲート信号生成部１０１、電流検出部１１１、三相二相変換部１１２、座標変換部１１３、回転数検出部１２１、Ｌｄ，Ｌｑ記憶部１３２は、上記第２実施形態（図９）と同様である。
【００６４】
切替負荷角記憶部１２９は、モータ２０に発生する逆起電圧の周波数ｆを切替負荷角δ１に対応付けるテーブルを記憶している。以下、具体的なモータ２０の仕様を挙げて、この切替負荷角δ１のテーブルの作成方法を説明する。一例として、モータ２０の周波数４００Ｈｚにおける逆起電圧の実効値が３８０Ｖ、ｑ軸インダクタンスＬｑが２．２ｍＨであるとする。また、インバータ直流中間電圧ｅｄｃは５６５．７Ｖであるとする。また、モータ２０の基底周波数ｆｂａｓｅは４００Ｈｚ、基底周波数におけるモータ２０の逆起電圧ｖｅｍｆが３８０Ｖであるとする。この場合、式（９）にｆｂａｓｅ＝４００Ｈｚ、ｖｅｍｆ＝３８０Ｖを代入することにより、磁石磁束Ψｍは０．１５１Ｗｂとなる。
【００６５】
インバータ出力電圧Ｖａは、式（６）にｅｄｃ＝５６５．７Ｖを代入すると、Ｖａ＝４４１．１Ｖとなる。この場合、周波数ｆにおける切替負荷角δ１は（式１６）のように求まる。
【数１１】
【００６６】
上記式（１１）にΨｍ、Ｖａと、３５０Ｈｚ〜４００Ｈｚまでの周波数ｆを代入すると、周波数ｆ＝３５０Ｈｚ〜４００Ｈｚにおける切替負荷角δ１が得られる。図１２はその結果を示すものである。切替負荷角記憶部１２９には、このようにして求められた切替負荷角δ１のテーブルが記憶されている。
【００６７】
負荷角演算部１３３は、仮に同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、現在のトルク指令に応じたトルクＴを発生させるのに必要な負荷角δを前掲式（５）から逆算する。その際に、負荷角演算部１３３は、回転数検出部１２１により検出される回転速度ｎからモータ２０の誘起電圧の周波数ｆ＝ｎＰ／１２０を求め、この周波数ｆにより定まる総合磁束Ψ０＝Ｖａ／ｆと、Ｌｄ，Ｌｑ記憶部１３２に予め記憶されたｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを用いることによりトルクＴに対応した負荷角δを求める。
【００６８】
負荷角比較部１４３は、モータ２０の誘起電圧の周波数ｆに対応した切替負荷角δ１を切替負荷角記憶部１２９内のテーブルから読み出し、この読み出した切替負荷角δ１と負荷角演算部１３３により算出された負荷角δとを比較する。そして、δ＜δ１ならばモードフラグＦＬＧを“０”に、δ≧δ１ならばモードフラグＦＬＧを“１”に設定する。
【００６９】
非同期／同期切替部１４２の機能は上記第２実施形態と同様である。本実施形態においても上記第２実施形態と同様な効果が得られる。また、本実施形態によれば、切替負荷角δ１の演算処理がテーブル参照処理に置き換えられているので、上記第２実施形態に比べた制御装置１００Ｃの演算の負担が少ないという利点がある。
【００７０】
＜他の実施形態＞
以上、この発明の第１〜第４実施形態を説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。例えば次の通りである。
【００７１】
（１）インバータの電源は、図示のように直流電源でも良く、交流をダイオード整流器等で直流に変換して得ても良い。
【００７２】
（２）ゲート信号生成部にはトルク指令を入力として与えているが、速度指令を与え、速度指令値と実際の速度との偏差からトルク指令を得る方式でも良い。
【００７３】
（３）電流検出部は必ずしも三相電流を検出する必要はなく、二相を検出し、残りの一相は演算で求めても良い。
【００７４】
（４）回転数検出部を設ける代わりに回転数予測部を設けても良い。
【００７５】
（５）同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモードへの移行はｄ軸電流ｉｄがゼロとなる負荷角δ１にて切替え、逆に非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの移行はｄ軸電流ｉｄが負となる負荷角δ１＋Δδ（たとえばΔδ＝５度）から開始するようにしてもよい。この場合、同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモードへの切り替えと非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切り替えとの間にヒステリシスが設けられている。従って、同期ＰＷＭモードおよび非同期ＰＷＭモード間の切り替えが頻繁に行われるのを防止し、モータ駆動システムの動作を安定化することができる。
【００７６】
（６）上記各実施形態では、同期ＰＷＭモードとして１パルスの同期ＰＷＭモードを採用したが、インバータ出力電圧一定の下で負荷角を制御してトルク制御を実施する場合、３パルス等の同期ＰＷＭモードにも適用可能である。
【００７７】
（７）上記第４実施形態では、モータ２０の回転速度ｎに比例する逆起電圧の周波数ｆを切替負荷角δ１に対応付ける切替負荷角テーブルを切替負荷角記憶部１２９に記憶させた。しかし、そのようにする代わりに、モータ２０の回転速度ｎに比例する他のパラメータまたはモータ２０の回転速度ｎ自体を切替負荷角δ１に対応付ける切替負荷角テーブルを切替負荷角記憶部１２９に記憶させ、この切替負荷角テーブルを参照することにより現在の回転速度ｎに対応した切替負荷角δ１を求めるようにしてもよい。
【００７８】
（７）上記各実施形態において、非同期／同期切替部は、次の２つの切替制御を行った。
切替制御Ａ：ゲート信号生成部が同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成しているとき、ｄ軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合にゲート信号生成部のゲート信号の生成モードを非同期ＰＷＭモードに切り替える。
切替制御Ｂ：ゲート信号生成部が非同期ＰＷＭモードでゲート信号を生成しているとき、仮にゲート信号の生成モードを同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、ｄ軸電流が０以下となるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合にゲート信号の生成モードを同期ＰＷＭモードに切り替える。
しかし、切替制御Ｂについては、例えばモータの回転速度が閾値を越えた場合に同期ＰＷＭモードへの切り替えを行う等、他の方法により同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うようにしてもよい。その結果、同期ＰＷＭモードにおいてｄ軸電流が正になった場合は、切替制御Ａが働くので、インバータおよびモータの全体としての損失の増加を防止することができる。
【００７９】
（８）多くのインバータの制御装置は、プロセッサとこのプロセッサに実行させるプログラムを記憶したメモリとにより構成されている。そこで、各種のモータを想定して、コンピュータを本発明による制御装置として機能させるプログラムを作成し、このプログラムをインバータの制御装置のユーザに配布するようにしてもよい。例えば上記第２実施形態（図９）において、ゲート信号生成部１０１、三相二相変換部１１２、座標変換部１１３、出力電圧演算部１２３、総合磁束演算部１２４、切替負荷角演算部１２７、負荷角比較部１４１および非同期／同期切替部１４２の実体は、プロセッサがプログラムに従って実行する演算処理である。そこで、各種のモータ２０を想定してこのプログラムを作成し、制御装置のメモリにインストールするのである。その際、Ｌｄ，Ｌｑ記憶部１３２等の各種の記憶部に記憶させるパラメータは、プログラム自体に持たせてもよく、あるいは不揮発性メモリ等に記憶させたものをプログラムに読み込ませるようにしてもよい。上記第２実施形態以外の各実施形態をプログラムとして実現する場合も同様である。
【符号の説明】
【００８０】
１０……インバータ、２０……モータ、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ……制御装置、１０１……ゲート信号生成部、１０２，１４２……非同期／同期切替部、１１１……電流検出部、１１２……三相二相変換部、１１３……座標変換部、１３２……Ｌｄ，Ｌｑ記憶部、１３１……負荷角演算部、１２１……回転数検出部、１２２……直流電圧検出部、１２３……出力電圧演算部、１２４……総合磁束演算部、１２５……極数記憶部、１２６……逆起電圧記憶部、１２７……切替負荷角演算部、１２８……直流電圧記憶部、１４１，１４３……負荷角比較部、１２９……切替負荷角記憶部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するゲート信号生成手段と、
前記ゲート信号生成手段が前記同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記非同期ＰＷＭモードに切り替える非同期／同期切替手段と
を具備することを特徴とするインバータの制御装置。
【請求項２】
前記非同期／同期切替手段は、前記ゲート信号生成手段が前記非同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるｄ軸電流が０以下となるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記非同期／同期切替手段は、前記ゲート信号生成手段が前記非同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるｄ軸電流が負の所定値以下になるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項４】
前記インバータのスイッチング部に入力される直流中間電圧を検出する直流電圧検出手段と、
前記直流電圧検出手段により検出される直流中間電圧に基づき、前記同期ＰＷＭモードにおける前記インバータの出力電圧を算出する出力電圧演算手段と、
前記出力電圧演算手段により算出される前記インバータの出力電圧と、前記モータの回転速度とに基づき、前記モータにおいて発生する総合磁束を算出する総合磁束演算手段と、
前記モータの基底周波数における逆起電圧と前記総合磁束演算手段により算出される総合磁束とに基づき、前記ゲート信号生成手段を前記同期ＰＷＭモードで動作させた場合において前記モータのｄ軸電流が所定値となる負荷角である切替負荷角を算出する切替負荷角演算手段と、
現在のトルク指令に応じたトルクを前記同期ＰＷＭモードにおいて発生させるための負荷角を算出する負荷角演算手段と、
前記負荷角演算手段により算出された負荷角と前記切替負荷角算出手段により算出された切替負荷角とを比較する負荷角比較手段とを具備し、
前記非同期／同期切替手段は、前記負荷角比較手段の比較結果に基づき、前記非同期ＰＷＭモードから前記同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うか否かを判定することを特徴とする請求項２または３に記載の制御装置。
【請求項５】
前記インバータのスイッチング部に入力される直流中間電圧を記憶する直流電圧記憶手段と、
前記直流電圧記憶手段に記憶された直流中間電圧に基づき、前記同期ＰＷＭモードにおける前記インバータの出力電圧を算出する出力電圧演算手段と、
前記出力電圧演算手段により算出される前記インバータの出力電圧と、前記モータの回転速度とに基づき、前記モータにおいて発生する総合磁束を算出する総合磁束演算手段と、
前記モータの基底周波数における逆起電圧と前記総合磁束演算手段により算出される総合磁束とに基づき、前記ゲート信号生成手段を前記同期ＰＷＭモードで動作させた場合において前記モータのｄ軸電流が所定値となる負荷角である切替負荷角を算出する切替負荷角演算手段と、
現在のトルク指令に応じたトルクを前記同期ＰＷＭモードにおいて発生させるための負荷角を算出する負荷角演算手段と、
前記負荷角演算手段により算出された負荷角と前記切替負荷角算出手段により算出された切替負荷角とを比較する負荷角比較手段とを具備し、
前記非同期／同期切替手段は、前記負荷角比較手段の比較結果に基づき、前記非同期ＰＷＭモードから前記同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うか否かを判定することを特徴とする請求項２または３に記載の制御装置。
【請求項６】
前記ゲート信号生成手段を前記同期ＰＷＭモードで動作させた場合において前記モータのｄ軸電流が所定値となる負荷角である切替負荷角と前記モータの回転速度または該回転速度に比例するパラメータとを対応付けるテーブルを記憶する切替負荷角記憶手段と、
現在のトルク指令に応じたトルクを前記同期ＰＷＭモードにおいて発生させるための負荷角を算出する負荷角演算手段と、
前記負荷角演算手段により算出された負荷角と前記切替負荷角記憶手段に記憶された現在のモータの回転速度に対応した切替負荷角とを比較する負荷角比較手段とを具備し、
前記非同期／同期切替手段は、前記負荷角比較手段の比較結果に基づき、前記非同期ＰＷＭモードから前記同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うか否かを判定することを特徴とする請求項２または３に記載の制御装置。
【請求項７】
コンピュータを、
モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するゲート信号生成手段と、
前記ゲート信号生成手段が前記同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記非同期ＰＷＭモードに切り替える非同期／同期切替手段として機能させることを特徴とするプログラム。
【請求項８】
コンピュータを、
モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するゲート信号生成手段と、
前記ゲート信号生成手段が前記同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記非同期ＰＷＭモードに切り替え、前記ゲート信号生成手段が前記非同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるｄ軸電流が０以下となるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替える非同期／同期切替手段として機能させることを特徴とするプログラム。
【請求項１】
モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するゲート信号生成手段と、
前記ゲート信号生成手段が前記同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記非同期ＰＷＭモードに切り替える非同期／同期切替手段と
を具備することを特徴とするインバータの制御装置。
【請求項２】
前記非同期／同期切替手段は、前記ゲート信号生成手段が前記非同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるｄ軸電流が０以下となるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記非同期／同期切替手段は、前記ゲート信号生成手段が前記非同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるｄ軸電流が負の所定値以下になるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項４】
前記インバータのスイッチング部に入力される直流中間電圧を検出する直流電圧検出手段と、
前記直流電圧検出手段により検出される直流中間電圧に基づき、前記同期ＰＷＭモードにおける前記インバータの出力電圧を算出する出力電圧演算手段と、
前記出力電圧演算手段により算出される前記インバータの出力電圧と、前記モータの回転速度とに基づき、前記モータにおいて発生する総合磁束を算出する総合磁束演算手段と、
前記モータの基底周波数における逆起電圧と前記総合磁束演算手段により算出される総合磁束とに基づき、前記ゲート信号生成手段を前記同期ＰＷＭモードで動作させた場合において前記モータのｄ軸電流が所定値となる負荷角である切替負荷角を算出する切替負荷角演算手段と、
現在のトルク指令に応じたトルクを前記同期ＰＷＭモードにおいて発生させるための負荷角を算出する負荷角演算手段と、
前記負荷角演算手段により算出された負荷角と前記切替負荷角算出手段により算出された切替負荷角とを比較する負荷角比較手段とを具備し、
前記非同期／同期切替手段は、前記負荷角比較手段の比較結果に基づき、前記非同期ＰＷＭモードから前記同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うか否かを判定することを特徴とする請求項２または３に記載の制御装置。
【請求項５】
前記インバータのスイッチング部に入力される直流中間電圧を記憶する直流電圧記憶手段と、
前記直流電圧記憶手段に記憶された直流中間電圧に基づき、前記同期ＰＷＭモードにおける前記インバータの出力電圧を算出する出力電圧演算手段と、
前記出力電圧演算手段により算出される前記インバータの出力電圧と、前記モータの回転速度とに基づき、前記モータにおいて発生する総合磁束を算出する総合磁束演算手段と、
前記モータの基底周波数における逆起電圧と前記総合磁束演算手段により算出される総合磁束とに基づき、前記ゲート信号生成手段を前記同期ＰＷＭモードで動作させた場合において前記モータのｄ軸電流が所定値となる負荷角である切替負荷角を算出する切替負荷角演算手段と、
現在のトルク指令に応じたトルクを前記同期ＰＷＭモードにおいて発生させるための負荷角を算出する負荷角演算手段と、
前記負荷角演算手段により算出された負荷角と前記切替負荷角算出手段により算出された切替負荷角とを比較する負荷角比較手段とを具備し、
前記非同期／同期切替手段は、前記負荷角比較手段の比較結果に基づき、前記非同期ＰＷＭモードから前記同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うか否かを判定することを特徴とする請求項２または３に記載の制御装置。
【請求項６】
前記ゲート信号生成手段を前記同期ＰＷＭモードで動作させた場合において前記モータのｄ軸電流が所定値となる負荷角である切替負荷角と前記モータの回転速度または該回転速度に比例するパラメータとを対応付けるテーブルを記憶する切替負荷角記憶手段と、
現在のトルク指令に応じたトルクを前記同期ＰＷＭモードにおいて発生させるための負荷角を算出する負荷角演算手段と、
前記負荷角演算手段により算出された負荷角と前記切替負荷角記憶手段に記憶された現在のモータの回転速度に対応した切替負荷角とを比較する負荷角比較手段とを具備し、
前記非同期／同期切替手段は、前記負荷角比較手段の比較結果に基づき、前記非同期ＰＷＭモードから前記同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うか否かを判定することを特徴とする請求項２または３に記載の制御装置。
【請求項７】
コンピュータを、
モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するゲート信号生成手段と、
前記ゲート信号生成手段が前記同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記非同期ＰＷＭモードに切り替える非同期／同期切替手段として機能させることを特徴とするプログラム。
【請求項８】
コンピュータを、
モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期ＰＷＭモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期ＰＷＭモードとを有するゲート信号生成手段と、
前記ゲート信号生成手段が前記同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに対応した成分であるｄ軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記非同期ＰＷＭモードに切り替え、前記ゲート信号生成手段が前記非同期ＰＷＭモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるｄ軸電流が０以下となるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期ＰＷＭモードに切り替える非同期／同期切替手段として機能させることを特徴とするプログラム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１３−３４３１５（Ｐ２０１３−３４３１５Ａ）
【公開日】平成２５年２月１４日（２０１３．２．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６９２７９（Ｐ２０１１−１６９２７９）
【出願日】平成２３年８月２日（２０１１．８．２）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月１４日（２０１３．２．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月２日（２０１１．８．２）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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