インバータ電源装置
【課題】フォワード・コンバータ方式のインバータ電源装置において、主素子のターンオン及びターンオフにおいて損失が発生し、電源装置の小型化の妨げになっていた。
【解決手段】直流電源回路と１次巻線、２次巻線及び１次帰還巻線を設けた変換器と１次巻線の端子に接続した主素子と主素子のエミッタと１次帰還巻線の端子間とに設けた帰還ダイオードと負荷の電圧のフィードバック信号に応じて生成しかつ所定のデッドタイムを有する制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と直流電源回路の−側と主素子のエミッタ間とに設けた電力開閉用素子と直流電源回路の＋側と電力開閉用素子のコレクタ間とに設けた補助コンデンサと電力開閉用素子に並列に設けた充電用抵抗器と制御信号に応じて電力開閉用素子を制御する電力開閉用駆動回路と制御信号がオンすると主素子を導通しオフすると所定時間後に遮断させる主素子駆動回路とを備えたインバータ電源装置である。
【解決手段】直流電源回路と１次巻線、２次巻線及び１次帰還巻線を設けた変換器と１次巻線の端子に接続した主素子と主素子のエミッタと１次帰還巻線の端子間とに設けた帰還ダイオードと負荷の電圧のフィードバック信号に応じて生成しかつ所定のデッドタイムを有する制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と直流電源回路の−側と主素子のエミッタ間とに設けた電力開閉用素子と直流電源回路の＋側と電力開閉用素子のコレクタ間とに設けた補助コンデンサと電力開閉用素子に並列に設けた充電用抵抗器と制御信号に応じて電力開閉用素子を制御する電力開閉用駆動回路と制御信号がオンすると主素子を導通しオフすると所定時間後に遮断させる主素子駆動回路とを備えたインバータ電源装置である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に電力を供給するフォワード・コンバータ方式のインバータ電源装置において、特に直流電圧を主スイッチング素子によって交流電圧に変換する時に発生するスイッチング損失の値を低減する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
上記補助コンデンサＣ２の端子間に電源電圧まで充電する。図４は、従来技術のインバータ電源装置の代表的な例である、フォワード・コンバータ方式のスイッチング電源装置の電気接続図である。同図を用いて従来技術の電源装置の動作について説明する。直流電源回路は、三相交流商用電源ＡＣの出力を整流して直流電圧に変換する１次整流回路ＤＲ１と、上記直流に変換した電圧を平滑する平滑コンデンサＣ１とから形成されている。
【０００３】
変圧器ＩＮＴは、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２及び上記１次巻線Ｎ１に密結合した１次帰還巻線Ｎ３で形成され、リセット回路は帰還ダイオードＤ３と上記１次帰還巻線Ｎ３とで形成され、上記変圧器の励磁インダクタンスに蓄積された励磁エネルギーを主スイッチング素子ＴＲ１のオフの期間中に上記帰還ダイオードＤ３を介して上記１次還巻線Ｎ３に帰還して励磁エネルギーをリセットさせる。
【０００４】
図４に示す主スイッチング素子ＴＲ１は、変圧器ＩＮＴの１次巻巻線Ｎ１の端子に直列接続し、上記主スイッチング素子ＴＲ１が導通のとき、上記変圧器ＩＮＴの１次巻線Ｎ１に入力電圧を印加さえると共に上記変圧器ＩＮＴの２次巻線Ｎ２に誘起された電圧を出力させる。通常、上記フォワード・コンバータ方式のデューティは、通常０．４〜０．５である。
【０００５】
出力変換回路は、２次整流ダイオードＤ４、フライホールダイオードＤ５、直流リアクトルＤＣＬ及び２次平滑コンデンサＣ３によって形成され、主スイッチング素子ＴＲ１が導通のとき変圧器ＩＮＴの２次巻線Ｎ２に誘起された電圧が出力され、上記２次整流ダイオードＤ４で整流し直流リアクトルＤＣＬ及び２次平滑コンデンサＣ３によって平滑される。上記主スイッチング素子ＴＲ１が遮断のとき上記直流リアクトルＤＣＬに蓄えられたエネルギーは、上記フライホールダイオードＤ５を通して出力側に供給される。
【０００６】
出力電圧検出回路ＶＤは、出力電圧を検出して出力電圧検出信号Ｖｄとして出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力電圧設定信号Ｖｒと出力電圧検出信号Ｖｄとを誤差増幅して、フィードバック信号Ｅｒを出力する。パルス幅変調制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するパルス幅変調制御を行い、フィードバック信号Ｅｒに応じてパルス幅変調制御によって生成されかつ予め定めたデッドタイム時間を有する出力制御信号Ｓｃを出力する。
【０００７】
図５は、図４示す従来技術のインバータ電源装置の代表的な例であるフォワード・コンバータ方式のスイッチング電源装置の動作を説明する波形タイミング図であり、同図（Ａ）の波形は出力制御信号Ｓｃを示し、同図（Ｂ）の波形は平滑コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃ１を示し、同図（Ｃ）の波形は主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｄ）の波形は主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。
【０００８】
以下、図５の波形タイミング図を用いて動作について説明する。起動信号Ｔｓが入力されると出力制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒに応じて定まる図５（Ａ）に示すパルス幅Ｔ１の出力制御信号Ｓｃを出力する。同図（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ１において、出力制御信号Ｓｃがオンすると主スイッチング素子ＴＲ１が導通する。このときに同図（Ｄ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１が流れる。このときターンオンにおいて、同図（Ｃ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１と同図（Ｄ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオン損失が発生する。
【０００９】
図５（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、出力制御信号Ｓｃがオフすると、主スイッチング素子ＴＲ１が遮断し、同図（Ｄ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１は略零にまで減少する。このときターンオフにおいて、同図（Ｃ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１と同図（Ｄ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオフ損失が発生する。
【００１０】
また、図５（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、変圧器ＩＮＴの励磁インダクタンスによって蓄積された励磁エネルギーを帰還ダイオードＤ３を介して上記変圧器ＩＮＴの１次帰還巻線Ｎ３に帰還させ、上記励磁エネルギーのリセットを開始する。このときの帰還によるリセット電圧は、Ｖｅ＝（Ｎ１／Ｎ３）×Ｖｉｎとなり、主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖ１は同図（Ｃ）に示すＶｅ＋Ｖｉｎとなる。このとき、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖ１はＶｅ＋Ｖｉｎと高電圧になるために、上記コレクタ・エミッタ間の電圧Ｖ１とコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオフ損失の値が大きくなる。
【００１１】
時刻ｔ＝ｔ２１において、変圧器ＩＮＴの励磁エネルギーがリセットされると、主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１は、直流電源回路の直流電圧Ｖｉｎに減少する。
【００１２】
上述より、ターンオン時の損失によってかなりの熱が発生し、大形の冷却機構を必要としていた。特許文献１では、主スイッチング素子ＴＲ１の損失値を低減するソフトスイッチング技術が開示されている。
【００１３】
【特許文献１】特開２００３−３１１４０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上述に示す従来技術のフォワード・コンバータ方式のインバータ電源装置において、主スイッチング素子がオンからオフに切り換わるターンオフ時において、上記主スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に図５（Ｃ）に示すＶｅ＋Ｖｉｎの高電圧が印加され、上記コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｅ＋Ｖｉｎとコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオン損がリセット電圧Ｖｅの加算によって増加する。この大きなターンオン損失によって乗じる発熱を放熱するためには大きな放熱機構を必要とし、インバータ電源装置の小型化の妨げになっていた。本発明は、上記の点に鑑み主スイッチング素子のスイッチング損失（ターンオン損失）を低減したインバータ電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、直流電圧を出力する直流電源回路と、１次巻線、２次巻線及び上記１次巻線に直列結合した１次帰還巻線で形成され上記直流電圧を負荷に適した交流電圧に変換する変換器と、上記変換器の１次巻線の端子に直列接続された主スイッチング素子と、上記主スイッチング素子のエミッタ側と上記１次帰還巻線の端子との間に設けられた帰還ダイオードと、負荷の電圧又は電流のフィードバック信号に応じたパルス幅変調制御によって生成されかつ予め定めたデッドタイム時間を有する出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、上記直流電源回路のマイナス側と上記主スイッチング素子のエミッタ側との間に設けられて上記直流電源回路からの出力を開閉する電力開閉用スイッチング素子と、上記直流電源回路のプラス側と上記電力開閉用スイッチング素子のコレクタ側との間に設けられて上記電力開閉用スイッチング素子の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサと、上記電力開閉用スイッチング素子に並列に設けられた充電用抵抗器と、上記出力制御信号のオン及びオフに応じて上記電力開閉用スイッチング素子を導通及び遮断する電力開閉用駆動回路と、上記出力制御信号がオンすると上記主スイッチング素子を導通させ上記出力制御信号がオフし上記補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記主スイッチング素子を遮断させる主素子駆動回路と、上記変圧器によって変換された交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを備えたことを特徴とするインバータ電源装置である。
【００１６】
第２の発明は、上記充電用抵抗器の値は、上記変圧器の励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーによって上記補助コンデンサの電圧が十分充電されないときに上記直流電源回路から上記補助コンデンサに充電する充電電流の値を決定し、上記充電用抵抗器の最大値は上記デッドタイム時間終了時に上記充電電流によって上記補助コンデンサの充電が略完了する値であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。
【００１７】
第３の発明は、上記変換器の漏れインダクタンスの値は、上記主スイッチング素子のターンオン時のコレクタ電流の立ち上り時間を決定し、上記立ち上り時間が遅くなるように上記漏れインダクタンスの値を設定した変圧器であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。
【発明の効果】
【００１８】
第１の発明によれば、フォワード・コンバータ方式のインバータ電源装置において、主スイッチング素子を導通から遮断する前に、電力開閉用スイッチング素子を遮断することによって、直流電源回路からの直流電圧の供給を停止するので、補助コンデンサの端子電圧は放電されて略零電圧になると共に主スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に印加される電圧も略零になる。このとき、上記主スイッチング素子がターンオフすると略零電圧でターンオフが行われてターンオフ損失の値が略零になり、上記ターンオフ損失の減少に応じて発熱が非常に小さくなり放熱機構の小型化が可能となる。
【００１９】
第２の発明によれば、上記第1の発明の効果を有し、更に、変圧器の励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーによって補助コンデンサの電圧が十分に充電できないときでも直流電源回路から充電用抵抗器を介して上記補助コンデンサに充電するので、上記励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーが小さいときでも確実に上記補助コンデンサに充電できるので、ターンオン時に電力開閉用スイッチング素子の入力電圧と出力電圧とが略同一電圧でターンオンができターンオン損失が略零になる。
【００２０】
第３の発明によれば、主スイッチング素子のターンオン時のコレクタ電流の立ち上り速度（ｄｉ／ｄｔ）は変圧器の漏れインダクタンスの値で決定し、上記変圧器の漏れインダクタンスの値を大きくして上記コレクタ電流の立ち上り速度（ｄｉ／ｄｔ）を遅くすると、上記主スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧とコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオン損失が減少するが、上記コレクタ電流の立ち下り速度（ｄｉ／ｄｔ）も遅くなりターンオン損失も増加してしまう。しかし、上記第１の発明の効果により、上記コレクタ電流の立ち下り速度（ｄｉ／ｄｔ）を遅くしてもターンオン損失の値が略零になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
［実施の形態１］
本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。図１は本発明のインバータ電源装置の代表的な例であるフォワード・コンバータ方式のスイッチング・レギュレータの電気接続図である。同図を用いて本発明の動作について説明する。
【００２２】
図１に示す電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２は、直流電源回路のマイナス側と主スイッチング素子ＴＲ１のエミッタ側との間に設けられて、上記直流電源回路からの出力を開閉する。
【００２３】
補助コンデンサＣ２は、直流電源回路のプラス側と主スイッチング素子ＴＲ１のエミッタ側と電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２のコレクタ側との接点との間に設けて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせると共に上記主スイッチング素子ＴＲ１のターンオフを略零電圧でターンオフさせる。
【００２４】
充電用抵抗器Ｒ１は、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２と並列に設けられて電源から補助コンデンサを充電する充電電流の値を決定する。
【００２５】
主素子駆動回路ＳＲは、出力制御信号Ｓｃがオンすると主スイッチング素子ＴＲ１を導通させる主素子駆動信号Ｔｒ１をオンし、上記出力制御信号Ｓｃがオフすると補助コンデンサＣ２が相当に放電（略零電圧）する補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記主素子駆動信号Ｔｒ１をオフにして上記主スイッチング素子ＴＲ１を遮断させる。
【００２６】
電力開閉用駆動回路ＣＲは、出力制御信号Ｓｃのオン及びオフに応じて電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２を導通及び遮断する電力開閉用駆動信号Ｃｒを出力する。
【００２７】
図２は、図１に示す本発明の実施の形態１の動作を説明する波形タイミング図である。同図（Ａ）の波形は出力制御信号Ｓｃを示し、同図（Ｂ）の波形は主素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｃ）の波形は電力開閉用駆動信号Ｃｒを示し、同図（Ｄ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｅ）の波形は主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｆ）の波形は主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｇ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｈ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。
【００２８】
以下、図２の波形タイミング図を用いて動作について説明する。起動信号Ｔｓが入力されるとパルス幅変調制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒの値に応じて定まる図２（Ａ）に示すパルス幅Ｔ１の出力制御信号Ｓｃを出力する。時刻ｔ＝ｔ１において、出力制御信号Ｓｃが主素子駆動回路ＳＲ及び電力開閉用駆動回路ＣＲに入力されると、同図（Ｂ）に示す主素子駆動信号Ｔｒ１をオンし、主スイッチング素子ＴＲ１を導通させると共に同図（Ｃ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒもオンし、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２を導通する。この時点では既に補助コンデンサＣ２の端子間は電源電圧に充電されているので、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンできターンオン損失が発生しなくなる。
【００２９】
時刻ｔ＝ｔ２において、出力制御信号Ｓｃがオフになると電力開閉用駆動回路ＣＲの電力開閉用駆動信号Ｃｒもオフになる。このとき、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２のパルス幅Ｔ３の期間中において飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２が遮断し直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき補助コンデンサＣ２の端子電圧は電源電圧に充電されており、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２を遮断しても入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオフされてターンオフ損失は発生しない。
【００３０】
時刻ｔ＝ｔ２において、出力制御信号Ｓｃがオフになると、主素子制御回路ＳＲは時限を開始して予め定めた補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した図２（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３において、主素子駆動信号Ｔｒ１をオフし、主スイッチング素子ＴＲ１を遮断させる。このときＴ１＋Ｔａ＝Ｔ２の期間中、上記主スイッチング素子ＴＲ１は導通し飽和損失が発生する。
【００３１】
補助コンデンサＣ２は、時刻ｔ＝ｔ２において電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２が遮断すると放電を開始し、補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した時刻ｔ＝ｔ３の時点で、上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が略零電圧になっている。続いて、主素子駆動信号Ｔｒ１が遮断するが、このとき、図２（Ｄ）に示す上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が既に略零電圧になっているので、主スイッチング素子ＴＲ１は零電圧でターンオフが可能となりターンオフ損失は発生しない。
【００３２】
時刻ｔ＝ｔ３において、変圧器ＩＮＴの励磁インダクタンスに蓄積された励磁エネルギーは、帰還ダイオードＤ３を介して上記変圧器ＩＮＴの１次帰還巻線Ｎ３に帰還させ、上記励磁エネルギーのリセットを開始する。このときの帰還によるリセット電圧は、Ｖｅ＝（Ｎ１／Ｎ３）×Ｖｉｎとなり、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１は図２（Ｅ）に示すようにＶｅ＋Ｖｉｎとなる。続いて、時刻ｔ＝ｔ３１近辺において、上記励磁エネルギーのリセットが完了すると、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１はＶｉｎに減少する。
【００３３】
時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４の期間は、上記励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーをリセットするためのデッドタイム時間であり、変圧器ＩＮＴの励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーによって補助コンデンサＣ２の端子間を電源電圧に充電する充電時間でもある。このとき、上記蓄積されたエネルギーによって、上記変圧器ＩＮＴ、補助コンデンサＣ２、帰還ダイオードＤ３の経路で励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーによるリセット電流が発生し、上記補助コンデンサＣ２が充電される。また、上記励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーが小さく上記補助コンデンサＣ２に充分に充電できないときに、直流電源回路の平滑コンデンサＣ１、補助コンデンサＣ２、充電用抵抗器Ｒ１の経路で充電電流が発生し、上記補助コンデンサＣ２が充電される。
【００３４】
時刻ｔ＝ｔ４において、出力制御信号Ｓｃが主素子駆動回路ＳＲ及び電力開閉用駆動回路ＣＲに入力されると、同図（Ｂ）に示す主素子駆動信号Ｔｒ１をオンし、主スイッチング素子ＴＲ１を再度導通させると共に同図（Ｃ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒもオンし、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２も再度導通する。この時点では既に補助コンデンサＣ２の端子間は電源電圧に充電されているので、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンできターンオン損失が発生しなくなる。
【００３５】
時刻ｔ＝ｔ５において、出力制御信号Ｓｃがオフになると、主素子制御回路ＳＲは時限を開始して補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した図２（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ６において、主素子駆動信号Ｔｒ１をオフし、主スイッチング素子ＴＲ１を遮断させる。このときＴ１＋Ｔａ＝Ｔ２の期間中、上記主スイッチング素子ＴＲ１は導通し飽和損失が発生する。
【００３６】
補助コンデンサＣ２は、時刻ｔ＝ｔ６において電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２が遮断すると放電を開始し、補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した時刻ｔ６の時点では上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が略零電圧になっている。続いて、主素子駆動信号Ｔｒ１が遮断するが、このとき、図２（Ｄ）に示す上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が既に零電圧になっているので、主スイッチング素子ＴＲ１は零電圧でターンオフが可能となりターンオフ損失は発生しない。
【００３７】
［実施の形態２］
図１及び図２を用いて実施の形態２の動作について説明する。
【００３８】
図２（Ｄ）に示す、時刻ｔ＝ｔ３において、変圧器ＩＮＴの励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーによるリセット電流が発生し、補助コンデンサＣ２の端子間に充電を開始する。このとき、上記蓄積されたエネルギーが大きいときには上記変圧器ＩＮＴ、補助コンデンサＣ２、帰還ダイオードＤ３の経路でリセット電流によって上記補助コンデンサＣ２の端子間に電源電圧まで充電する。
【００３９】
しかし、上記励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーが小さいときには、補助コンデンサＣ２の端子間に電源電圧まで充電されない。このとき、直流電源回路から平滑コンデンサＣ１、補助コンデンサＣ２、充電用抵抗器Ｒ１の経路で充電電流が発生し、上記充電電流の値は上記充電用抵抗器Ｒ１の値で設定でき、図２（Ｄ）に示す、時刻ｔ＝ｔ４のデッドタイム時間終了時に、上記充電電流によって上記補助コンデンサＣ２の充電が完了するように上記充電用抵抗器Ｒ１の値を設定しているので、上記励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーが小さいときでも上記補助コンデンサＣ２の端子間に電源電圧が十分充電でき、時刻ｔ＝ｔ４のターンオン時に、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２の入力電圧と出力電圧とが略同一電圧でターンオンができターンオン損失が略零になる。
【００４０】
［実施の形態３］
図３は、実施の形態３の動作を説明する波形タイミング図であり、主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１とコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオン時の詳細波形タイミング図を示している。
【００４１】
図１に示す、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスは、主スイッチング素子ＴＲ１のターンオン時のコレクタ電流立ち上り速度（ｄｉ／ｄｔ）を決定し、図４に示すように上記変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの値が大きくしていくと、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１の立ち上り速度（ｄｉ／ｄｔ）は遅くなる。そして、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１とコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオン損失が減少する
【００４２】
また、変圧器ＩＮＴのインダクタンスの値を大きくしていくと、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１の立ち下り速度（ｄｉ／ｄｔ）も遅くなり、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１とコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオフ損失が逆に増加する。しかし、上述の第１の発明により、補助コンデンサＣ２は、図２に示す時刻ｔ＝ｔ２において、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２が遮断すると放電を開始し、補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した時刻ｔ＝ｔ３の時点で、上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が略零電圧になっているので、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１も略零電圧になり、主スイッチング素子ＴＲ１は零電圧でターンオフが可能となりターンオフ損失は発生しない。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施の形態１のインバータ電源装置の電気接続図である。
【図２】本発明の実施の形態１の動作を説明する波形タイミング図である。
【図３】実施の形態３の動作を説明する波形タイミング図である。
【図４】従来技術のインバータ電源装置の電気接続図である。
【図５】従来技術の動作を説明する波形タイミング図である。
【符号の説明】
【００４４】
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ 補助コンデンサ
Ｃ３ ２次平滑コンデンサ
ＣＲ 電力開閉用駆動回路
Ｄ１ 第１の逆導通ダイオード
Ｄ２ 第２の逆導通ダイオード
Ｄ３ 帰還ダイオード
Ｄ４ ２次整流ダイオード
Ｄ５ フライホールダイオード
ＤＣＬ 直流リアクトル
ＤＲ１ １次整流回路
ＥＲ 誤差増幅回路
ＩＮＴ 変圧器
Ｒ１ 充電用抵抗器
ＳＣ パルス幅変調制御回路
ＳＲ 主素子駆動回路
ＴＳ 起動スイッチ
ＴＲ１ 主スイッチング素子（主素子）
ＴＲ２ 電力開閉用スイッチング素子（電力開閉用素子）
ＶＤ 出力電圧検出回路
ＶＲ 出力電圧設定回路
Ｃｒ 電力開閉用駆動信号
Ｅｒ フィードバック信号
Ｔｓ 起動信号
Ｔｒ１ 主素子駆動信号
Ｓｃ 出力制御信号
Ｖｄ 出力電圧検出信号
Ｖｒ 出力電圧設定信号
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に電力を供給するフォワード・コンバータ方式のインバータ電源装置において、特に直流電圧を主スイッチング素子によって交流電圧に変換する時に発生するスイッチング損失の値を低減する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
上記補助コンデンサＣ２の端子間に電源電圧まで充電する。図４は、従来技術のインバータ電源装置の代表的な例である、フォワード・コンバータ方式のスイッチング電源装置の電気接続図である。同図を用いて従来技術の電源装置の動作について説明する。直流電源回路は、三相交流商用電源ＡＣの出力を整流して直流電圧に変換する１次整流回路ＤＲ１と、上記直流に変換した電圧を平滑する平滑コンデンサＣ１とから形成されている。
【０００３】
変圧器ＩＮＴは、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２及び上記１次巻線Ｎ１に密結合した１次帰還巻線Ｎ３で形成され、リセット回路は帰還ダイオードＤ３と上記１次帰還巻線Ｎ３とで形成され、上記変圧器の励磁インダクタンスに蓄積された励磁エネルギーを主スイッチング素子ＴＲ１のオフの期間中に上記帰還ダイオードＤ３を介して上記１次還巻線Ｎ３に帰還して励磁エネルギーをリセットさせる。
【０００４】
図４に示す主スイッチング素子ＴＲ１は、変圧器ＩＮＴの１次巻巻線Ｎ１の端子に直列接続し、上記主スイッチング素子ＴＲ１が導通のとき、上記変圧器ＩＮＴの１次巻線Ｎ１に入力電圧を印加さえると共に上記変圧器ＩＮＴの２次巻線Ｎ２に誘起された電圧を出力させる。通常、上記フォワード・コンバータ方式のデューティは、通常０．４〜０．５である。
【０００５】
出力変換回路は、２次整流ダイオードＤ４、フライホールダイオードＤ５、直流リアクトルＤＣＬ及び２次平滑コンデンサＣ３によって形成され、主スイッチング素子ＴＲ１が導通のとき変圧器ＩＮＴの２次巻線Ｎ２に誘起された電圧が出力され、上記２次整流ダイオードＤ４で整流し直流リアクトルＤＣＬ及び２次平滑コンデンサＣ３によって平滑される。上記主スイッチング素子ＴＲ１が遮断のとき上記直流リアクトルＤＣＬに蓄えられたエネルギーは、上記フライホールダイオードＤ５を通して出力側に供給される。
【０００６】
出力電圧検出回路ＶＤは、出力電圧を検出して出力電圧検出信号Ｖｄとして出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力電圧設定信号Ｖｒと出力電圧検出信号Ｖｄとを誤差増幅して、フィードバック信号Ｅｒを出力する。パルス幅変調制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するパルス幅変調制御を行い、フィードバック信号Ｅｒに応じてパルス幅変調制御によって生成されかつ予め定めたデッドタイム時間を有する出力制御信号Ｓｃを出力する。
【０００７】
図５は、図４示す従来技術のインバータ電源装置の代表的な例であるフォワード・コンバータ方式のスイッチング電源装置の動作を説明する波形タイミング図であり、同図（Ａ）の波形は出力制御信号Ｓｃを示し、同図（Ｂ）の波形は平滑コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃ１を示し、同図（Ｃ）の波形は主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｄ）の波形は主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。
【０００８】
以下、図５の波形タイミング図を用いて動作について説明する。起動信号Ｔｓが入力されると出力制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒに応じて定まる図５（Ａ）に示すパルス幅Ｔ１の出力制御信号Ｓｃを出力する。同図（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ１において、出力制御信号Ｓｃがオンすると主スイッチング素子ＴＲ１が導通する。このときに同図（Ｄ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１が流れる。このときターンオンにおいて、同図（Ｃ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１と同図（Ｄ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオン損失が発生する。
【０００９】
図５（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、出力制御信号Ｓｃがオフすると、主スイッチング素子ＴＲ１が遮断し、同図（Ｄ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１は略零にまで減少する。このときターンオフにおいて、同図（Ｃ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１と同図（Ｄ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオフ損失が発生する。
【００１０】
また、図５（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、変圧器ＩＮＴの励磁インダクタンスによって蓄積された励磁エネルギーを帰還ダイオードＤ３を介して上記変圧器ＩＮＴの１次帰還巻線Ｎ３に帰還させ、上記励磁エネルギーのリセットを開始する。このときの帰還によるリセット電圧は、Ｖｅ＝（Ｎ１／Ｎ３）×Ｖｉｎとなり、主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖ１は同図（Ｃ）に示すＶｅ＋Ｖｉｎとなる。このとき、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖ１はＶｅ＋Ｖｉｎと高電圧になるために、上記コレクタ・エミッタ間の電圧Ｖ１とコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオフ損失の値が大きくなる。
【００１１】
時刻ｔ＝ｔ２１において、変圧器ＩＮＴの励磁エネルギーがリセットされると、主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１は、直流電源回路の直流電圧Ｖｉｎに減少する。
【００１２】
上述より、ターンオン時の損失によってかなりの熱が発生し、大形の冷却機構を必要としていた。特許文献１では、主スイッチング素子ＴＲ１の損失値を低減するソフトスイッチング技術が開示されている。
【００１３】
【特許文献１】特開２００３−３１１４０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上述に示す従来技術のフォワード・コンバータ方式のインバータ電源装置において、主スイッチング素子がオンからオフに切り換わるターンオフ時において、上記主スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に図５（Ｃ）に示すＶｅ＋Ｖｉｎの高電圧が印加され、上記コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｅ＋Ｖｉｎとコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオン損がリセット電圧Ｖｅの加算によって増加する。この大きなターンオン損失によって乗じる発熱を放熱するためには大きな放熱機構を必要とし、インバータ電源装置の小型化の妨げになっていた。本発明は、上記の点に鑑み主スイッチング素子のスイッチング損失（ターンオン損失）を低減したインバータ電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、直流電圧を出力する直流電源回路と、１次巻線、２次巻線及び上記１次巻線に直列結合した１次帰還巻線で形成され上記直流電圧を負荷に適した交流電圧に変換する変換器と、上記変換器の１次巻線の端子に直列接続された主スイッチング素子と、上記主スイッチング素子のエミッタ側と上記１次帰還巻線の端子との間に設けられた帰還ダイオードと、負荷の電圧又は電流のフィードバック信号に応じたパルス幅変調制御によって生成されかつ予め定めたデッドタイム時間を有する出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、上記直流電源回路のマイナス側と上記主スイッチング素子のエミッタ側との間に設けられて上記直流電源回路からの出力を開閉する電力開閉用スイッチング素子と、上記直流電源回路のプラス側と上記電力開閉用スイッチング素子のコレクタ側との間に設けられて上記電力開閉用スイッチング素子の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサと、上記電力開閉用スイッチング素子に並列に設けられた充電用抵抗器と、上記出力制御信号のオン及びオフに応じて上記電力開閉用スイッチング素子を導通及び遮断する電力開閉用駆動回路と、上記出力制御信号がオンすると上記主スイッチング素子を導通させ上記出力制御信号がオフし上記補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記主スイッチング素子を遮断させる主素子駆動回路と、上記変圧器によって変換された交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを備えたことを特徴とするインバータ電源装置である。
【００１６】
第２の発明は、上記充電用抵抗器の値は、上記変圧器の励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーによって上記補助コンデンサの電圧が十分充電されないときに上記直流電源回路から上記補助コンデンサに充電する充電電流の値を決定し、上記充電用抵抗器の最大値は上記デッドタイム時間終了時に上記充電電流によって上記補助コンデンサの充電が略完了する値であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。
【００１７】
第３の発明は、上記変換器の漏れインダクタンスの値は、上記主スイッチング素子のターンオン時のコレクタ電流の立ち上り時間を決定し、上記立ち上り時間が遅くなるように上記漏れインダクタンスの値を設定した変圧器であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。
【発明の効果】
【００１８】
第１の発明によれば、フォワード・コンバータ方式のインバータ電源装置において、主スイッチング素子を導通から遮断する前に、電力開閉用スイッチング素子を遮断することによって、直流電源回路からの直流電圧の供給を停止するので、補助コンデンサの端子電圧は放電されて略零電圧になると共に主スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に印加される電圧も略零になる。このとき、上記主スイッチング素子がターンオフすると略零電圧でターンオフが行われてターンオフ損失の値が略零になり、上記ターンオフ損失の減少に応じて発熱が非常に小さくなり放熱機構の小型化が可能となる。
【００１９】
第２の発明によれば、上記第1の発明の効果を有し、更に、変圧器の励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーによって補助コンデンサの電圧が十分に充電できないときでも直流電源回路から充電用抵抗器を介して上記補助コンデンサに充電するので、上記励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーが小さいときでも確実に上記補助コンデンサに充電できるので、ターンオン時に電力開閉用スイッチング素子の入力電圧と出力電圧とが略同一電圧でターンオンができターンオン損失が略零になる。
【００２０】
第３の発明によれば、主スイッチング素子のターンオン時のコレクタ電流の立ち上り速度（ｄｉ／ｄｔ）は変圧器の漏れインダクタンスの値で決定し、上記変圧器の漏れインダクタンスの値を大きくして上記コレクタ電流の立ち上り速度（ｄｉ／ｄｔ）を遅くすると、上記主スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧とコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオン損失が減少するが、上記コレクタ電流の立ち下り速度（ｄｉ／ｄｔ）も遅くなりターンオン損失も増加してしまう。しかし、上記第１の発明の効果により、上記コレクタ電流の立ち下り速度（ｄｉ／ｄｔ）を遅くしてもターンオン損失の値が略零になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
［実施の形態１］
本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。図１は本発明のインバータ電源装置の代表的な例であるフォワード・コンバータ方式のスイッチング・レギュレータの電気接続図である。同図を用いて本発明の動作について説明する。
【００２２】
図１に示す電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２は、直流電源回路のマイナス側と主スイッチング素子ＴＲ１のエミッタ側との間に設けられて、上記直流電源回路からの出力を開閉する。
【００２３】
補助コンデンサＣ２は、直流電源回路のプラス側と主スイッチング素子ＴＲ１のエミッタ側と電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２のコレクタ側との接点との間に設けて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせると共に上記主スイッチング素子ＴＲ１のターンオフを略零電圧でターンオフさせる。
【００２４】
充電用抵抗器Ｒ１は、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２と並列に設けられて電源から補助コンデンサを充電する充電電流の値を決定する。
【００２５】
主素子駆動回路ＳＲは、出力制御信号Ｓｃがオンすると主スイッチング素子ＴＲ１を導通させる主素子駆動信号Ｔｒ１をオンし、上記出力制御信号Ｓｃがオフすると補助コンデンサＣ２が相当に放電（略零電圧）する補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記主素子駆動信号Ｔｒ１をオフにして上記主スイッチング素子ＴＲ１を遮断させる。
【００２６】
電力開閉用駆動回路ＣＲは、出力制御信号Ｓｃのオン及びオフに応じて電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２を導通及び遮断する電力開閉用駆動信号Ｃｒを出力する。
【００２７】
図２は、図１に示す本発明の実施の形態１の動作を説明する波形タイミング図である。同図（Ａ）の波形は出力制御信号Ｓｃを示し、同図（Ｂ）の波形は主素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｃ）の波形は電力開閉用駆動信号Ｃｒを示し、同図（Ｄ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｅ）の波形は主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｆ）の波形は主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｇ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｈ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。
【００２８】
以下、図２の波形タイミング図を用いて動作について説明する。起動信号Ｔｓが入力されるとパルス幅変調制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒの値に応じて定まる図２（Ａ）に示すパルス幅Ｔ１の出力制御信号Ｓｃを出力する。時刻ｔ＝ｔ１において、出力制御信号Ｓｃが主素子駆動回路ＳＲ及び電力開閉用駆動回路ＣＲに入力されると、同図（Ｂ）に示す主素子駆動信号Ｔｒ１をオンし、主スイッチング素子ＴＲ１を導通させると共に同図（Ｃ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒもオンし、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２を導通する。この時点では既に補助コンデンサＣ２の端子間は電源電圧に充電されているので、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンできターンオン損失が発生しなくなる。
【００２９】
時刻ｔ＝ｔ２において、出力制御信号Ｓｃがオフになると電力開閉用駆動回路ＣＲの電力開閉用駆動信号Ｃｒもオフになる。このとき、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２のパルス幅Ｔ３の期間中において飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２が遮断し直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき補助コンデンサＣ２の端子電圧は電源電圧に充電されており、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２を遮断しても入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオフされてターンオフ損失は発生しない。
【００３０】
時刻ｔ＝ｔ２において、出力制御信号Ｓｃがオフになると、主素子制御回路ＳＲは時限を開始して予め定めた補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した図２（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３において、主素子駆動信号Ｔｒ１をオフし、主スイッチング素子ＴＲ１を遮断させる。このときＴ１＋Ｔａ＝Ｔ２の期間中、上記主スイッチング素子ＴＲ１は導通し飽和損失が発生する。
【００３１】
補助コンデンサＣ２は、時刻ｔ＝ｔ２において電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２が遮断すると放電を開始し、補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した時刻ｔ＝ｔ３の時点で、上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が略零電圧になっている。続いて、主素子駆動信号Ｔｒ１が遮断するが、このとき、図２（Ｄ）に示す上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が既に略零電圧になっているので、主スイッチング素子ＴＲ１は零電圧でターンオフが可能となりターンオフ損失は発生しない。
【００３２】
時刻ｔ＝ｔ３において、変圧器ＩＮＴの励磁インダクタンスに蓄積された励磁エネルギーは、帰還ダイオードＤ３を介して上記変圧器ＩＮＴの１次帰還巻線Ｎ３に帰還させ、上記励磁エネルギーのリセットを開始する。このときの帰還によるリセット電圧は、Ｖｅ＝（Ｎ１／Ｎ３）×Ｖｉｎとなり、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１は図２（Ｅ）に示すようにＶｅ＋Ｖｉｎとなる。続いて、時刻ｔ＝ｔ３１近辺において、上記励磁エネルギーのリセットが完了すると、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１はＶｉｎに減少する。
【００３３】
時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４の期間は、上記励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーをリセットするためのデッドタイム時間であり、変圧器ＩＮＴの励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーによって補助コンデンサＣ２の端子間を電源電圧に充電する充電時間でもある。このとき、上記蓄積されたエネルギーによって、上記変圧器ＩＮＴ、補助コンデンサＣ２、帰還ダイオードＤ３の経路で励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーによるリセット電流が発生し、上記補助コンデンサＣ２が充電される。また、上記励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーが小さく上記補助コンデンサＣ２に充分に充電できないときに、直流電源回路の平滑コンデンサＣ１、補助コンデンサＣ２、充電用抵抗器Ｒ１の経路で充電電流が発生し、上記補助コンデンサＣ２が充電される。
【００３４】
時刻ｔ＝ｔ４において、出力制御信号Ｓｃが主素子駆動回路ＳＲ及び電力開閉用駆動回路ＣＲに入力されると、同図（Ｂ）に示す主素子駆動信号Ｔｒ１をオンし、主スイッチング素子ＴＲ１を再度導通させると共に同図（Ｃ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒもオンし、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２も再度導通する。この時点では既に補助コンデンサＣ２の端子間は電源電圧に充電されているので、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２は入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンできターンオン損失が発生しなくなる。
【００３５】
時刻ｔ＝ｔ５において、出力制御信号Ｓｃがオフになると、主素子制御回路ＳＲは時限を開始して補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した図２（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ６において、主素子駆動信号Ｔｒ１をオフし、主スイッチング素子ＴＲ１を遮断させる。このときＴ１＋Ｔａ＝Ｔ２の期間中、上記主スイッチング素子ＴＲ１は導通し飽和損失が発生する。
【００３６】
補助コンデンサＣ２は、時刻ｔ＝ｔ６において電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２が遮断すると放電を開始し、補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した時刻ｔ６の時点では上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が略零電圧になっている。続いて、主素子駆動信号Ｔｒ１が遮断するが、このとき、図２（Ｄ）に示す上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が既に零電圧になっているので、主スイッチング素子ＴＲ１は零電圧でターンオフが可能となりターンオフ損失は発生しない。
【００３７】
［実施の形態２］
図１及び図２を用いて実施の形態２の動作について説明する。
【００３８】
図２（Ｄ）に示す、時刻ｔ＝ｔ３において、変圧器ＩＮＴの励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーによるリセット電流が発生し、補助コンデンサＣ２の端子間に充電を開始する。このとき、上記蓄積されたエネルギーが大きいときには上記変圧器ＩＮＴ、補助コンデンサＣ２、帰還ダイオードＤ３の経路でリセット電流によって上記補助コンデンサＣ２の端子間に電源電圧まで充電する。
【００３９】
しかし、上記励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーが小さいときには、補助コンデンサＣ２の端子間に電源電圧まで充電されない。このとき、直流電源回路から平滑コンデンサＣ１、補助コンデンサＣ２、充電用抵抗器Ｒ１の経路で充電電流が発生し、上記充電電流の値は上記充電用抵抗器Ｒ１の値で設定でき、図２（Ｄ）に示す、時刻ｔ＝ｔ４のデッドタイム時間終了時に、上記充電電流によって上記補助コンデンサＣ２の充電が完了するように上記充電用抵抗器Ｒ１の値を設定しているので、上記励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーが小さいときでも上記補助コンデンサＣ２の端子間に電源電圧が十分充電でき、時刻ｔ＝ｔ４のターンオン時に、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２の入力電圧と出力電圧とが略同一電圧でターンオンができターンオン損失が略零になる。
【００４０】
［実施の形態３］
図３は、実施の形態３の動作を説明する波形タイミング図であり、主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１とコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオン時の詳細波形タイミング図を示している。
【００４１】
図１に示す、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスは、主スイッチング素子ＴＲ１のターンオン時のコレクタ電流立ち上り速度（ｄｉ／ｄｔ）を決定し、図４に示すように上記変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの値が大きくしていくと、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１の立ち上り速度（ｄｉ／ｄｔ）は遅くなる。そして、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１とコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオン損失が減少する
【００４２】
また、変圧器ＩＮＴのインダクタンスの値を大きくしていくと、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１の立ち下り速度（ｄｉ／ｄｔ）も遅くなり、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１とコレクタ電流Ｉｃ１との積で生じるターンオフ損失が逆に増加する。しかし、上述の第１の発明により、補助コンデンサＣ２は、図２に示す時刻ｔ＝ｔ２において、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ２が遮断すると放電を開始し、補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した時刻ｔ＝ｔ３の時点で、上記補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が略零電圧になっているので、上記主スイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１も略零電圧になり、主スイッチング素子ＴＲ１は零電圧でターンオフが可能となりターンオフ損失は発生しない。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施の形態１のインバータ電源装置の電気接続図である。
【図２】本発明の実施の形態１の動作を説明する波形タイミング図である。
【図３】実施の形態３の動作を説明する波形タイミング図である。
【図４】従来技術のインバータ電源装置の電気接続図である。
【図５】従来技術の動作を説明する波形タイミング図である。
【符号の説明】
【００４４】
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ 補助コンデンサ
Ｃ３ ２次平滑コンデンサ
ＣＲ 電力開閉用駆動回路
Ｄ１ 第１の逆導通ダイオード
Ｄ２ 第２の逆導通ダイオード
Ｄ３ 帰還ダイオード
Ｄ４ ２次整流ダイオード
Ｄ５ フライホールダイオード
ＤＣＬ 直流リアクトル
ＤＲ１ １次整流回路
ＥＲ 誤差増幅回路
ＩＮＴ 変圧器
Ｒ１ 充電用抵抗器
ＳＣ パルス幅変調制御回路
ＳＲ 主素子駆動回路
ＴＳ 起動スイッチ
ＴＲ１ 主スイッチング素子（主素子）
ＴＲ２ 電力開閉用スイッチング素子（電力開閉用素子）
ＶＤ 出力電圧検出回路
ＶＲ 出力電圧設定回路
Ｃｒ 電力開閉用駆動信号
Ｅｒ フィードバック信号
Ｔｓ 起動信号
Ｔｒ１ 主素子駆動信号
Ｓｃ 出力制御信号
Ｖｄ 出力電圧検出信号
Ｖｒ 出力電圧設定信号
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を出力する直流電源回路と、１次巻線、２次巻線及び前記１次巻線に直列結合した１次帰還巻線で形成され前記直流電圧を負荷に適した交流電圧に変換する変換器と、前記変換器の１次巻線の端子に直列接続された主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子のエミッタ側と前記１次帰還巻線の端子との間に設けられた帰還ダイオードと、負荷の電圧又は電流のフィードバック信号に応じたパルス幅変調制御によって生成されかつ予め定めたデッドタイム時間を有する出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、前記直流電源回路のマイナス側と前記主スイッチング素子のエミッタ側との間に設けられて前記直流電源回路からの出力を開閉する電力開閉用スイッチング素子と、前記直流電源回路のプラス側と前記電力開閉用スイッチング素子のコレクタ側との間に設けられて前記電力開閉用スイッチング素子の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサと、前記電力開閉用スイッチング素子に並列に設けられた充電用抵抗器と、前記出力制御信号のオン及びオフに応じて前記電力開閉用スイッチング素子を導通及び遮断する電力開閉用駆動回路と、前記出力制御信号がオンすると前記主スイッチング素子を導通させ前記出力制御信号がオフし前記補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記主スイッチング素子を遮断させる主素子駆動回路と、前記変圧器によって変換された交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを備えたことを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項２】
前記充電用抵抗器の値は、前記変圧器の励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーによって前記補助コンデンサの電圧が十分充電されないときに前記直流電源回路から前記補助コンデンサに充電する充電電流の値を決定し、前記充電用抵抗器の最大値は前記デッドタイム時間終了時に前記充電電流によって前記補助コンデンサの充電が略完了する値であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。
【請求項３】
前記変換器の漏れインダクタンスの値は、前記主スイッチング素子のターンオン時のコレクタ電流の立ち上り時間を決定し、前記立ち上り時間が遅くなるように前記漏れインダクタンスの値を設定した変圧器であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。
【請求項１】
直流電圧を出力する直流電源回路と、１次巻線、２次巻線及び前記１次巻線に直列結合した１次帰還巻線で形成され前記直流電圧を負荷に適した交流電圧に変換する変換器と、前記変換器の１次巻線の端子に直列接続された主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子のエミッタ側と前記１次帰還巻線の端子との間に設けられた帰還ダイオードと、負荷の電圧又は電流のフィードバック信号に応じたパルス幅変調制御によって生成されかつ予め定めたデッドタイム時間を有する出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、前記直流電源回路のマイナス側と前記主スイッチング素子のエミッタ側との間に設けられて前記直流電源回路からの出力を開閉する電力開閉用スイッチング素子と、前記直流電源回路のプラス側と前記電力開閉用スイッチング素子のコレクタ側との間に設けられて前記電力開閉用スイッチング素子の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサと、前記電力開閉用スイッチング素子に並列に設けられた充電用抵抗器と、前記出力制御信号のオン及びオフに応じて前記電力開閉用スイッチング素子を導通及び遮断する電力開閉用駆動回路と、前記出力制御信号がオンすると前記主スイッチング素子を導通させ前記出力制御信号がオフし前記補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記主スイッチング素子を遮断させる主素子駆動回路と、前記変圧器によって変換された交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを備えたことを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項２】
前記充電用抵抗器の値は、前記変圧器の励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーによって前記補助コンデンサの電圧が十分充電されないときに前記直流電源回路から前記補助コンデンサに充電する充電電流の値を決定し、前記充電用抵抗器の最大値は前記デッドタイム時間終了時に前記充電電流によって前記補助コンデンサの充電が略完了する値であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。
【請求項３】
前記変換器の漏れインダクタンスの値は、前記主スイッチング素子のターンオン時のコレクタ電流の立ち上り時間を決定し、前記立ち上り時間が遅くなるように前記漏れインダクタンスの値を設定した変圧器であることを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００６−３４０４９８（Ｐ２００６−３４０４９８Ａ）
【公開日】平成１８年１２月１４日（２００６．１２．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−１６２０９２（Ｐ２００５−１６２０９２）
【出願日】平成１７年６月２日（２００５．６．２）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年１２月１４日（２００６．１２．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年６月２日（２００５．６．２）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
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