クラスＤおよび振幅偏移キーイングに基づいた誘導電力およびデータの伝送システム
ｒｆ信号伝送リンクが記載され、該ｒｆ信号伝送リンクは、ｒｆデータパルスを伝送するために、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）を用いる。該リンクは、各データパルスの終わりにおいて状態遷移時間を最小化する。状態遷移時間を最小化する手段は、共振回路のＱを変更する手段を含む。該リンクは、ｒｆデータパルスを送信する直列同調型共振送信回路をさらに備え、該ｒｆデータパルスを受信する並列同調型受信器回路をさらに備え、該直列同調型共振送信回路は、クラスＤ増幅器のドライバを含む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、２００７年２月１５日に出願された米国特許出願第１１／６７５，１７６号からの優先権を主張するものであり、上記出願の内容は、参考として本明細書に援用される。
【０００２】
（発明の分野）
本発明は、信号処理に関し、特に、データ電力信号を移植型（ｉｍｐｌａｎｔｅｄ）システムに提供することに関する。
【背景技術】
【０００３】
（背景技術）
電力およびデータを補綴刺激器などの移植型電子システムに提供する一方法は、誘導リンク（ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ ｌｉｎｋ）を介してＲＦ信号を送信することである。誘導リンクは基本的に２つの共振（ｒｅｓｏｎａｎｔ）回路を有し、該共振回路は、外部の回路と、患者のユーザに移植された内部の共振回路とである。２つの共振回路のインダクタンスは、例えば、２０ｍｍと３０ｍｍとの間の一般的な外径を有する２つのらせん形のコイルとして実現される。互いに向き合っているときには、コイルは、ＲＦエネルギーの伝送を可能にする変圧器を形成する。誘導リンクは、電力の伝送効率および結合の整列不良の許容範囲を最適化することに関連して調査されてきた。例えば、非特許文献１、および非特許文献２を見られたい。これらの非特許文献は、参考として本明細書中に援用される。
【０００４】
多くの用途において、並列同調型（ｐａｒａｌｌｅｌ−ｔｕｎｅｄ）受信器回路が用いられる。なぜならば、共振回路をわたるＲＦ電圧が、整流および平滑化によって直流電圧に容易に変換され得るからである。直流電圧は次いで、移植型システム内の電子回路のための電源電圧として用いられる。例えば、図１は、コイル１０１とコンデンサ１０２との並列同調型受信器の共振回路を示し、そこでは、信号ｕ２（ｔ）が誘導されたＲＦ電圧である。フィルタコンデンサ１０５および１０６との組み合わせで整流ダイオード１０３および１０４は、交流電圧ｕ２（ｔ）を直流のような電圧Ｖｄｃに変換する。フィルタコンデンサ１０５および１０６が十分に大きい場合には、Ｖｄｃのどのような交流成分も無視され得る。電圧Ｖｄｃは、移植型システム（例えば、移植された補綴刺激器）の機能性を実装する、後続の電子回路１０７の電圧供給ポートＶＣＣおよびＶＳＳに接続される。
【０００５】
信号ｕ２（ｔ）は、電力用の電源電圧の生成として用いられるだけでなく、信号ｕ２（ｔ）は、デジタルの情報データを含んでいる。例えば、移植蝸牛刺激装置に対して、信号ｕ２（ｔ）は、短い二相パルスを規定する情報を聴神経の電気刺激のために提供する。概して、ビット復号化ステージ１０８は、ＲＦ信号ｕ２（ｔ）をさらなる処理に用いられるベースバンドのビットシーケンスに変換する移植型システムの一部分である。
【０００６】
デジタルデータ伝送に対しては、ｕ２（ｔ）の少なくとも２つの異なる区別可能な状態が規定される。例えば、これらの２つの異なる状態は、ｕ２（ｔ）の２つの異なる動作周波数であり得、それらの周波数は、共振周波数ｆ２の近くにある。そのようなスキームは一般に、周波数偏移キーイング（ＦＳＫ）と呼ばれる。実際の例が、例えば上記のＧａｌｂｒａｉｔｈ（非特許文献１）に記載され、そこでは、ｆ２＝２０ＭＨｚ、そして２つの動作周波数は、１９ＭＨｚおよび２１ＭＨｚである。
【０００７】
信号ｕ２（ｔ）内にデジタル情報を符号化する別の方法は、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）による方法である。ＡＳＫスキームにおいて、ｕ２（ｔ）の２つの区別可能な状態は、「ＲＦ振幅の存在」と「ＲＦ振幅の非存在」とによって定性的に表現され得る。これら２つの（観念的）状態は、エンベロープ検出によって容易に検出され得る。例えば、図１の復号化ステージ１０８は従って、エンベロープ検出器を含み得る。
【０００８】
図２において、誘導リンクシステムの等価回路が示される。並列同調型受信器回路は、受信器コイル２０１と、コンデンサ２０２と、抵抗器２０８とを含み、そこでは、抵抗器２０８はコイル２０１の寄生抵抗に起因するオーム性損失を表す。共振周波数ｆ２と無負荷時のＱ（ｕｎｌｏａｄｅｄ ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）、Ｑ２，ｕｎｌｏａｄｅｄとは、
【０００９】
【数１】
および、
【００１０】
【数２】
として規定される。図１のステージ１０７の電力消費は、オーム性負荷２０７によって表される。整流ダイオード１０３および１０４は、単純な等価回路２０３および２０４によって表され、それらの等価回路自体は、観念的スイッチ２０３１および２０４１、ならびにオーム性抵抗器２０３２および２０４２から構成される。スイッチの状態は、電圧ｕ２（ｔ）と、コンデンサ２０５および２０６それぞれをわたる電圧ＶＡおよびＶＢとに依存する。ｕ２（ｔ）＞ＶＡの場合には、スイッチ２０３１は閉じられ、そしてｕ２（ｔ）≦ＶＡの間、スイッチ２０３１は、その高インピーダンス状態にあるとみなされる。同様に、スイッチ２０４１は、ｕ２（ｔ）＜−ＶＢの場合には、閉じられ、そしてｕ２（ｔ）≧−ＶＢの間、開かれる。
【００１１】
受信器コイル２０１は、送信器コイル２０９に誘導的に結合され、結合の強さは、結合係数ｋによって表現される。送信器コイル２０９は、コンデンサ２１０および抵抗器２１１とともに、直列同調型（ｓｅｒｉｅｓ−ｔｕｎｅｄ）送信器共振回路を形成し、そこでは、抵抗器２１１はコイル２０９の寄生抵抗を表す。共振周波数ｆ１と無負荷時のＱ、Ｑ１，ｕｎｌｏａｄｅｄとは、
【００１２】
【数３】
および、
【００１３】
【数４】
として規定される。送信器回路の入力は、入力電圧ｕ１（ｔ）を生成する電圧源２１２によって駆動される。ＡＳＫに対しては、一般的に２つの動作モード（すなわち、状態ＲＦ−ＯＮおよび状態ＲＦ−ＯＦＦ）が用いられる。図３に描かれるように、状態ＲＦ−ＯＮにおいて、ｕ１（ｔ）は、接地電位と電源電圧ＶＤＤとの間で周期的に切り換えられる。周期ＴはＲＦの周期を示す。状態ＲＦ−ＯＦＦの間、ｕ１（ｔ）は、接地電位に接続される。
【００１４】
図４は、自己クロッキング（ｓｅｌｆ ｃｌｏｃｋｉｎｇ）ビットフォーマットを用いるビットのシーケンスに対する電圧ｕ１（ｔ）の例を示す。ここで、論理的「０」は、ＲＦ−ＯＮの後にＲＦ−ＯＦＦが続くシーケンスへと符号化され、逆もまた同様に、論理的「１」は、ＲＦ−ＯＦＦの後にＲＦ−ＯＮが続くシーケンスへと符号化される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】Ｇａｌｂｒａｉｔｈ ＤＣ、Ｓｏｍａ Ｍ、およびＷｈｉｔｅ ＲＬ、「Ａ Ｗｉｄｅ−Ｂａｎｄ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ Ｔｒａｎｓｄｅｒｍａｌ Ｐｏｗｅｒ Ａｎｄ Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｗｉｔｈ Ｃｏｕｐｌｉｎｇ Ｉｎｓｅｎｓｉｔｉｖｅ Ｇａｉｎ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｂｉｏｍｅｄ． Ｅｎｇ． ＢＭＥ−３４、ｐ．２６５−２７５、１９８７年４月
【非特許文献２】Ｚｉｅｒｈｏｆｅｒ ＣＭおよびＨｏｃｈｍａｉｒ ＥＳ、「Ｈｉｇｈ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ Ｃｏｕｐｌｉｎｇ−Ｉｎｓｅｎｓｉｔｉｖｅ Ｐｏｗｅｒ Ａｎｄ Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｖｉａ Ａｎ Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ Ｌｉｎｋ」、ＩＥＥＥ−Ｔｒａｎｓ． Ｂｉｏｍｅｄ． Ｅｎｇ． ＢＭＥ−３７、ｐ．７１６−７２３、１９９０年７月
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１６】
（発明の概要）
本発明の実施形態は、ｒｆデータパルスを伝送するために、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）を用いるｒｆ信号伝送リンクに向けられる。該リンクは、状態遷移時間を最小化する手段を含む。
【００１７】
例えば、上記最小化する手段は、上記ｒｆデータパルスを受信する並列同調型受信器回路または該ｒｆデータパルスを送信する直列同調型共振送信回路において有用であるように、共振回路のＱを変更する手段を含み得る。例えば、直列同調型共振送信回路は、クラスＤ増幅器のドライバを含む。さらに特定の実施形態において、該クラスＤ増幅器は、単一のマイクロチップ上に統合され得る。該直列同調型共振送信回路は、該ｒｆのオフ時間の間、送信器回路のインダクタンスと直列のダンピング抵抗器ＲＤを含み得る。例えば、該ダンピング抵抗器ＲＤは、無限大の抵抗を有する開回路であり得るか、または該ダンピング抵抗器ＲＤは、上記状態遷移時間を最小化するために、最適の抵抗を有し得る。一部の実施形態において、該ダンピング抵抗器ＲＤは、ｒｆ波形の減衰が結合係数から独立であるように、該共振受信回路を機能させ得る。
【００１８】
実施形態はまた、移植型電子システム用の受信器回路を含む。移植型受信器回路は、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）されたｒｆデータパルスを外部送信器から受信する。該受信器回路は、状態遷移時間を最小化する手段を含む。一部の実施形態において、該最小化する手段は、共振回路のＱを変更する手段を含み得る。
【００１９】
実施形態はまた、移植型電子システム用の送信器回路を含む。外部送信器回路は、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）されたｒｆデータパルスを移植型受信器に送信する。該送信器回路は、状態遷移時間を最小化する手段を含む。該最小化する手段は、該ｒｆデータパルスを送信する直列同調型共振送信回路などの共振回路のＱを変更する手段を含み得る。該直列同調型共振送信回路は、クラスＤ増幅器のドライバを含み得る。さらに特定の実施形態において、該クラスＤ増幅器は、単一のマイクロチップ上に統合され得る。該直列同調型共振送信回路は、該ｒｆのオフ時間の間、送信器回路のインダクタンスと直列のダンピング抵抗器ＲＤを含み得る。例えば、該ダンピング抵抗器ＲＤは、無限大の抵抗を有する開回路であり得るか、または該ダンピング抵抗器ＲＤは、受信回路の状態遷移時間を最小化するために、最適の抵抗を有し得る。一部の実施形態において、該ダンピング抵抗器ＲＤは、ｒｆ波形の減衰が結合係数から独立であるように、該共振受信回路を機能させ得る。
【００２０】
本発明の実施形態はまた、ｒｆデータパルスを伝送するために、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）を用いるｒｆ伝送リンクを含む。該リンクは、ｒｆ波形の減衰が結合係数から独立であるように、上記システムを機能させる手段を含む。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】図１は、従来技術に従った、並列同調型受信器共振回路および電力用電源電圧の生成を示す。
【図２】図２は、従来技術に従った、直列同調型送信器と並列同調型受信器共振回路とによる誘導リンクの等価回路を示す。
【図３】図３は、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）のための入力電圧ｕ１（ｔ）のＲＦ−ＯＮモードおよびＲＦ−ＯＦＦモードを示す。
【図４】図４は、自己クロッキングビットフォーマットを用いるビットシーケンスに対するｕ１（ｔ）の例を示す。
【図５】図５は、本発明の一実施形態に従った、直列同調型送信器と並列同調型受信器共振回路とによる誘導リンクの等価回路を示す。
【図６Ａ】図６Ａ〜図６Ｃは、受信器共振回路内の様々な回路値に対する状態の信号および電圧の図形を示す。
【図６Ｂ】図６Ａ〜図６Ｃは、受信器共振回路内の様々な回路値に対する状態の信号および電圧の図形を示す。
【図６Ｃ】図６Ａ〜図６Ｃは、受信器共振回路内の様々な回路値に対する状態の信号および電圧の図形を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
（特定の実施形態の詳細な説明）
データおよびエネルギー送信用の図２のようなＡＳＫベースの信号伝送リンクシステムは潜在的な問題を有する。電圧ｕ１（ｔ）の入力状態ＲＦ−ＯＮおよびＲＦ−ＯＦＦの周期的なシーケンスを仮定し、さらに定常状態の条件を仮定すると、負荷Ｒｄｃをわたる直流電圧Ｖｄｃは一定である。状態ＲＦ−ＯＮの間、電圧ｕ２（ｔ）は、Ｖｄｃ／２よりもわずかに高いピーク振幅に達する。スイッチ２０３１または２０４１は、それぞれｕ２（ｔ）＞Ｖｄｃ／２の場合またはｕ２（ｔ）＜−Ｖｄｃ／２の場合に閉じられる。これらの非常に短い期間の間のみ、電荷がネットワークＣＡ、ＣＢ、Ｒｄｃへと流入する。しかしながら、これらのダイオード電流は、特定の負荷時（ｌｏａｄｅｄ）のＱ、Ｑ２，ｌｏａｄｅｄを規定し、Ｑ２，ｌｏａｄｅｄは、上記の式（２）で規定されたような無負荷時のＱ、Ｑ２，ｕｎｌｏａｄｅｄよりもかなり小さい。
【００２３】
ｕ１（ｔ）が状態ＲＦ−ＯＮから状態ＲＦ−ＯＦＦに変わる場合に、ｕ２（ｔ）の電圧振幅は、そのような変化にすぐに追従できない。その代わりに、ＲＦ振幅が減少して基準線（ｂａｓｅｌｉｎｅ）へと戻るためにはしばらく時間がかかり、減衰の速度は、受信器回路のＱによって強く影響される。すなわち、Ｑがより低いほど、減衰はより速くなる。あいにく、基本的に負荷時のＱ、Ｑ２，ｌｏａｄｅｄよりもかなり高い無負荷時のＱ、Ｑ２，ｕｎｌｏａｄｅｄがここであてはまり、その理由は、ｕ２（ｔ）の振幅がＶｄｃ／２を下回るとすぐにダイオードスイッチ２０３１および２０４１が開いたままとなるからであり、ＲＦエネルギーは、ネットワークＣＡ、ＣＢ、Ｒｄｃに流入し得ない。ＲＦ−ＯＦＦの間、受信器回路内の唯一の有効な交流負荷はＲ２である。
【００２４】
ＲＦ−ＯＦＦの間のｕ２（ｔ）の正確な緩和挙動は、ネットワークＲ１、Ｃ１、Ｌ１、Ｒ２、Ｃ２、Ｌ２、および結合係数ｋによって決定され、従って、無負荷時のＱ、Ｑ１，ｕｎｌｏａｄｅｄおよびＱ２，ｕｎｌｏａｄｅｄが直接的に関連する。しかしながら、これらのＱは、ＲＦ−ＯＮの間の高い電力伝送効率に関しては可能な限り高くあるべきである。従って、ＡＳＫスキームにおける高い出力効率と、ＲＦ−ＯＦＦの間の速いＲＦ緩和とに対する要件は、互いに相反している。
【００２５】
この問題に対処する一方法は、各ｒｆデータパルスが、パルス振幅のより急速な減少によって終了するように、ＲＦ−ＯＦＦの間の送信器共振回路内のＱを減少させることである。信号伝送リンクの特定の一実施形態が図５に示され、それは、ｒｆデータパルスを振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）伝送するためのシステムである。ブロック５０１は、誘導的な信号伝送リンクを表す。ブロック５０１は、ＡＳＫを用いてｒｆデータパルスを送信するための外部の直列同調型共振送信器回路と、該ｒｆデータパルスを受信するための移植された並列同調型受信器モジュールとを含む。入力ノード５０２は、スイッチの対５０３および５０４と、抵抗器５０５と、スイッチ５０６とから構成されるネットワークに接続されている。状態ＲＦ−ＯＮの間、スイッチ５０６は開いており（高インピーダンス）、ノード５０２は、スイッチの対５０３および５０４によって接地電位と電源電圧ＶＤＤとの間で切り換えられる。このことは、無線周波数における矩形の電圧を引き起こし、そのような動作モードは、クラスＤスイッチング方式（ｐａｒａｄｉｇｍ）と通常呼ばれる。状態ＲＦ−ＯＦＦの間に、スイッチ５０３および５０４は開いており、スイッチ５０６は閉じられる。ここで、ＲＤの直列ダンピング抵抗器５０５がＲ１と直列に接続され、そのことは、送信器のＱをかなり低減することを意味する。各ｒｆデータパルスの終わりにおける送信器共振回路のＱのこの低減は、パルスの立下りエッジが急速に減少して基準線に戻るために必要とされる時間を最小化するように、受信器共振回路内のＲＦ振幅の減衰を加速する。
【００２６】
図５の回路に対する定量的解析が、表１に要約されるような仕様によって行われた。シミュレーションは、０．５ｎｓの計算時間増分による状態空間モデルに基づいている。ＲＦ周波数は１０ＭＨｚであり、Ｔ＝１００ｎｓとなる。シミュレーション結果が図６Ａ〜図６Ｃに示され、そこでは、上方の図形が信号の状態を描く。ＳＴＡＴＥ＝ＨＩＧＨに対しては、クラスＤドライバは、ＲＦ信号（状態ＲＦ−ＯＮ）を作り出し、ＳＴＡＴＥ＝ＬＯＷに対しては、送信器の直列回路の入力は、ＲＤ（状態ＲＦ−ＯＦＦ）に接続される。ここでは、２μｓのビット継続時間を有する自己クロッキングビットフォーマットが仮定される。ＲＦ−ＯＮに対して可能な最短の継続時間は１μｓであり、それはちょうど１０個のＲＦサイクルを含むことに留意されたい。
【００２７】
【表１】
さらなるシミュレーションは、ｋ＝０．２の結合におけるＲＤの異なる値に対して計算された。図６Ａは、ＲＤ＝０に対する結果を示す。明らかに、ＳＴＡＴＥ＝０の周期の間に、ｕ２（ｔ）の振幅は非常にゆっくりと減衰しており、減衰は典型的なうなり効果によって重ね合わされる。エネルギーは、送信器共振回路と受信器共振回路との間で約２ＭＨｚのうなり周波数によって振動する。データの構造は、視覚的に識別され得るけれども、電子回路によるデータ検出は、容易に達成され得ない。
【００２８】
図６Ｂに示されるように、ダンピング抵抗器がＲＤ→∞に設定される場合には、うなり効果は消滅する。この場合には、受信器共振回路は、それが送信器に結合されなかったかのように緩和する。なぜならば、送信器内の電流が強制的にゼロにされるからである。従って、２次システム（２ｎｄ ｏｒｄｅｒ ｓｙｓｔｅｍ）の挙動が観察され、すなわち、ｕ２（ｔ）の振幅は、無負荷時の受信器回路のＬ２、Ｃ２、Ｒ２の時定数に従って指数的に減衰する。ここでのｕ２（ｔ）波形は、図６Ａに比べてあまり複雑ではない。ＲＤ→∞に対する減衰が結合係数ｋから独立であり、そのことは、その後のデータ復号化ステージに対して重要な特徴であり得ることに留意されたい。例えば、移植蝸牛刺激装置のシステムでは、このことは重要な判断基準である。なぜならば、データ復号化が相互のコイル位置に反応するべきではないからである。
【００２９】
図６Ｃは、ＲＤ＝１５０Ωに対する場合を示している。電圧ｕ２（ｔ）は、図６Ａおよび図６Ｂよりも明らかに優れている。各ｒｆデータパルスの終わりにおいてかなり速く減衰している。従って、ｕ２（ｔ）は、データ復号化に非常によく適合する。
【００３０】
図５に示されたような実施形態の１つの本質的な利点は、外部システムの多くの構成要素が単一のマイクロチップ上に統合され得、従って、電力消費およびシステムのサイズを非常に小さく保ち得ることである。また、ＲＦ−ＯＮの間にスイッチ５０３および５０４を駆動するｒｆ発電器（図５に示されない）が、そのようなマイクロチップ上に容易に統合され得る。スイッチ５０３および５０４の性能は特に重要である。オン抵抗は、一般的に１Ωを超えるべきではなく、ゲートキャパシタンスは、１０ｐＦよりも小さくあるべきである。しかしながら、そのような特性は、既存の技術、例えば０．３５μｍのＣＭＯＳによって達成され得る。多くの信号伝送リンクの用途においては、スイッチ５０３および５０４がＲＦ−ＯＮの間に同時に閉じられないことがまた重要であり得る。もしそうでなければ、非常に大きな電流がスイッチを介して流れ得、該電流は、電力消費を劇的に増大し、そして回路の構成要素を破損し得る。
【００３１】
本発明の様々な例示的な実施形態が開示されたけれども、本発明の正当な範囲を逸脱することなく本発明の利点のいくつかを達成する様々な変更および修正がなされ得ることは当業者に対して明らかである。
【技術分野】
【０００１】
本願は、２００７年２月１５日に出願された米国特許出願第１１／６７５，１７６号からの優先権を主張するものであり、上記出願の内容は、参考として本明細書に援用される。
【０００２】
（発明の分野）
本発明は、信号処理に関し、特に、データ電力信号を移植型（ｉｍｐｌａｎｔｅｄ）システムに提供することに関する。
【背景技術】
【０００３】
（背景技術）
電力およびデータを補綴刺激器などの移植型電子システムに提供する一方法は、誘導リンク（ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ ｌｉｎｋ）を介してＲＦ信号を送信することである。誘導リンクは基本的に２つの共振（ｒｅｓｏｎａｎｔ）回路を有し、該共振回路は、外部の回路と、患者のユーザに移植された内部の共振回路とである。２つの共振回路のインダクタンスは、例えば、２０ｍｍと３０ｍｍとの間の一般的な外径を有する２つのらせん形のコイルとして実現される。互いに向き合っているときには、コイルは、ＲＦエネルギーの伝送を可能にする変圧器を形成する。誘導リンクは、電力の伝送効率および結合の整列不良の許容範囲を最適化することに関連して調査されてきた。例えば、非特許文献１、および非特許文献２を見られたい。これらの非特許文献は、参考として本明細書中に援用される。
【０００４】
多くの用途において、並列同調型（ｐａｒａｌｌｅｌ−ｔｕｎｅｄ）受信器回路が用いられる。なぜならば、共振回路をわたるＲＦ電圧が、整流および平滑化によって直流電圧に容易に変換され得るからである。直流電圧は次いで、移植型システム内の電子回路のための電源電圧として用いられる。例えば、図１は、コイル１０１とコンデンサ１０２との並列同調型受信器の共振回路を示し、そこでは、信号ｕ２（ｔ）が誘導されたＲＦ電圧である。フィルタコンデンサ１０５および１０６との組み合わせで整流ダイオード１０３および１０４は、交流電圧ｕ２（ｔ）を直流のような電圧Ｖｄｃに変換する。フィルタコンデンサ１０５および１０６が十分に大きい場合には、Ｖｄｃのどのような交流成分も無視され得る。電圧Ｖｄｃは、移植型システム（例えば、移植された補綴刺激器）の機能性を実装する、後続の電子回路１０７の電圧供給ポートＶＣＣおよびＶＳＳに接続される。
【０００５】
信号ｕ２（ｔ）は、電力用の電源電圧の生成として用いられるだけでなく、信号ｕ２（ｔ）は、デジタルの情報データを含んでいる。例えば、移植蝸牛刺激装置に対して、信号ｕ２（ｔ）は、短い二相パルスを規定する情報を聴神経の電気刺激のために提供する。概して、ビット復号化ステージ１０８は、ＲＦ信号ｕ２（ｔ）をさらなる処理に用いられるベースバンドのビットシーケンスに変換する移植型システムの一部分である。
【０００６】
デジタルデータ伝送に対しては、ｕ２（ｔ）の少なくとも２つの異なる区別可能な状態が規定される。例えば、これらの２つの異なる状態は、ｕ２（ｔ）の２つの異なる動作周波数であり得、それらの周波数は、共振周波数ｆ２の近くにある。そのようなスキームは一般に、周波数偏移キーイング（ＦＳＫ）と呼ばれる。実際の例が、例えば上記のＧａｌｂｒａｉｔｈ（非特許文献１）に記載され、そこでは、ｆ２＝２０ＭＨｚ、そして２つの動作周波数は、１９ＭＨｚおよび２１ＭＨｚである。
【０００７】
信号ｕ２（ｔ）内にデジタル情報を符号化する別の方法は、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）による方法である。ＡＳＫスキームにおいて、ｕ２（ｔ）の２つの区別可能な状態は、「ＲＦ振幅の存在」と「ＲＦ振幅の非存在」とによって定性的に表現され得る。これら２つの（観念的）状態は、エンベロープ検出によって容易に検出され得る。例えば、図１の復号化ステージ１０８は従って、エンベロープ検出器を含み得る。
【０００８】
図２において、誘導リンクシステムの等価回路が示される。並列同調型受信器回路は、受信器コイル２０１と、コンデンサ２０２と、抵抗器２０８とを含み、そこでは、抵抗器２０８はコイル２０１の寄生抵抗に起因するオーム性損失を表す。共振周波数ｆ２と無負荷時のＱ（ｕｎｌｏａｄｅｄ ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）、Ｑ２，ｕｎｌｏａｄｅｄとは、
【０００９】
【数１】
および、
【００１０】
【数２】
として規定される。図１のステージ１０７の電力消費は、オーム性負荷２０７によって表される。整流ダイオード１０３および１０４は、単純な等価回路２０３および２０４によって表され、それらの等価回路自体は、観念的スイッチ２０３１および２０４１、ならびにオーム性抵抗器２０３２および２０４２から構成される。スイッチの状態は、電圧ｕ２（ｔ）と、コンデンサ２０５および２０６それぞれをわたる電圧ＶＡおよびＶＢとに依存する。ｕ２（ｔ）＞ＶＡの場合には、スイッチ２０３１は閉じられ、そしてｕ２（ｔ）≦ＶＡの間、スイッチ２０３１は、その高インピーダンス状態にあるとみなされる。同様に、スイッチ２０４１は、ｕ２（ｔ）＜−ＶＢの場合には、閉じられ、そしてｕ２（ｔ）≧−ＶＢの間、開かれる。
【００１１】
受信器コイル２０１は、送信器コイル２０９に誘導的に結合され、結合の強さは、結合係数ｋによって表現される。送信器コイル２０９は、コンデンサ２１０および抵抗器２１１とともに、直列同調型（ｓｅｒｉｅｓ−ｔｕｎｅｄ）送信器共振回路を形成し、そこでは、抵抗器２１１はコイル２０９の寄生抵抗を表す。共振周波数ｆ１と無負荷時のＱ、Ｑ１，ｕｎｌｏａｄｅｄとは、
【００１２】
【数３】
および、
【００１３】
【数４】
として規定される。送信器回路の入力は、入力電圧ｕ１（ｔ）を生成する電圧源２１２によって駆動される。ＡＳＫに対しては、一般的に２つの動作モード（すなわち、状態ＲＦ−ＯＮおよび状態ＲＦ−ＯＦＦ）が用いられる。図３に描かれるように、状態ＲＦ−ＯＮにおいて、ｕ１（ｔ）は、接地電位と電源電圧ＶＤＤとの間で周期的に切り換えられる。周期ＴはＲＦの周期を示す。状態ＲＦ−ＯＦＦの間、ｕ１（ｔ）は、接地電位に接続される。
【００１４】
図４は、自己クロッキング（ｓｅｌｆ ｃｌｏｃｋｉｎｇ）ビットフォーマットを用いるビットのシーケンスに対する電圧ｕ１（ｔ）の例を示す。ここで、論理的「０」は、ＲＦ−ＯＮの後にＲＦ−ＯＦＦが続くシーケンスへと符号化され、逆もまた同様に、論理的「１」は、ＲＦ−ＯＦＦの後にＲＦ−ＯＮが続くシーケンスへと符号化される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】Ｇａｌｂｒａｉｔｈ ＤＣ、Ｓｏｍａ Ｍ、およびＷｈｉｔｅ ＲＬ、「Ａ Ｗｉｄｅ−Ｂａｎｄ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ Ｔｒａｎｓｄｅｒｍａｌ Ｐｏｗｅｒ Ａｎｄ Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｗｉｔｈ Ｃｏｕｐｌｉｎｇ Ｉｎｓｅｎｓｉｔｉｖｅ Ｇａｉｎ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｂｉｏｍｅｄ． Ｅｎｇ． ＢＭＥ−３４、ｐ．２６５−２７５、１９８７年４月
【非特許文献２】Ｚｉｅｒｈｏｆｅｒ ＣＭおよびＨｏｃｈｍａｉｒ ＥＳ、「Ｈｉｇｈ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ Ｃｏｕｐｌｉｎｇ−Ｉｎｓｅｎｓｉｔｉｖｅ Ｐｏｗｅｒ Ａｎｄ Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｖｉａ Ａｎ Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ Ｌｉｎｋ」、ＩＥＥＥ−Ｔｒａｎｓ． Ｂｉｏｍｅｄ． Ｅｎｇ． ＢＭＥ−３７、ｐ．７１６−７２３、１９９０年７月
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１６】
（発明の概要）
本発明の実施形態は、ｒｆデータパルスを伝送するために、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）を用いるｒｆ信号伝送リンクに向けられる。該リンクは、状態遷移時間を最小化する手段を含む。
【００１７】
例えば、上記最小化する手段は、上記ｒｆデータパルスを受信する並列同調型受信器回路または該ｒｆデータパルスを送信する直列同調型共振送信回路において有用であるように、共振回路のＱを変更する手段を含み得る。例えば、直列同調型共振送信回路は、クラスＤ増幅器のドライバを含む。さらに特定の実施形態において、該クラスＤ増幅器は、単一のマイクロチップ上に統合され得る。該直列同調型共振送信回路は、該ｒｆのオフ時間の間、送信器回路のインダクタンスと直列のダンピング抵抗器ＲＤを含み得る。例えば、該ダンピング抵抗器ＲＤは、無限大の抵抗を有する開回路であり得るか、または該ダンピング抵抗器ＲＤは、上記状態遷移時間を最小化するために、最適の抵抗を有し得る。一部の実施形態において、該ダンピング抵抗器ＲＤは、ｒｆ波形の減衰が結合係数から独立であるように、該共振受信回路を機能させ得る。
【００１８】
実施形態はまた、移植型電子システム用の受信器回路を含む。移植型受信器回路は、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）されたｒｆデータパルスを外部送信器から受信する。該受信器回路は、状態遷移時間を最小化する手段を含む。一部の実施形態において、該最小化する手段は、共振回路のＱを変更する手段を含み得る。
【００１９】
実施形態はまた、移植型電子システム用の送信器回路を含む。外部送信器回路は、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）されたｒｆデータパルスを移植型受信器に送信する。該送信器回路は、状態遷移時間を最小化する手段を含む。該最小化する手段は、該ｒｆデータパルスを送信する直列同調型共振送信回路などの共振回路のＱを変更する手段を含み得る。該直列同調型共振送信回路は、クラスＤ増幅器のドライバを含み得る。さらに特定の実施形態において、該クラスＤ増幅器は、単一のマイクロチップ上に統合され得る。該直列同調型共振送信回路は、該ｒｆのオフ時間の間、送信器回路のインダクタンスと直列のダンピング抵抗器ＲＤを含み得る。例えば、該ダンピング抵抗器ＲＤは、無限大の抵抗を有する開回路であり得るか、または該ダンピング抵抗器ＲＤは、受信回路の状態遷移時間を最小化するために、最適の抵抗を有し得る。一部の実施形態において、該ダンピング抵抗器ＲＤは、ｒｆ波形の減衰が結合係数から独立であるように、該共振受信回路を機能させ得る。
【００２０】
本発明の実施形態はまた、ｒｆデータパルスを伝送するために、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）を用いるｒｆ伝送リンクを含む。該リンクは、ｒｆ波形の減衰が結合係数から独立であるように、上記システムを機能させる手段を含む。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】図１は、従来技術に従った、並列同調型受信器共振回路および電力用電源電圧の生成を示す。
【図２】図２は、従来技術に従った、直列同調型送信器と並列同調型受信器共振回路とによる誘導リンクの等価回路を示す。
【図３】図３は、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）のための入力電圧ｕ１（ｔ）のＲＦ−ＯＮモードおよびＲＦ−ＯＦＦモードを示す。
【図４】図４は、自己クロッキングビットフォーマットを用いるビットシーケンスに対するｕ１（ｔ）の例を示す。
【図５】図５は、本発明の一実施形態に従った、直列同調型送信器と並列同調型受信器共振回路とによる誘導リンクの等価回路を示す。
【図６Ａ】図６Ａ〜図６Ｃは、受信器共振回路内の様々な回路値に対する状態の信号および電圧の図形を示す。
【図６Ｂ】図６Ａ〜図６Ｃは、受信器共振回路内の様々な回路値に対する状態の信号および電圧の図形を示す。
【図６Ｃ】図６Ａ〜図６Ｃは、受信器共振回路内の様々な回路値に対する状態の信号および電圧の図形を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
（特定の実施形態の詳細な説明）
データおよびエネルギー送信用の図２のようなＡＳＫベースの信号伝送リンクシステムは潜在的な問題を有する。電圧ｕ１（ｔ）の入力状態ＲＦ−ＯＮおよびＲＦ−ＯＦＦの周期的なシーケンスを仮定し、さらに定常状態の条件を仮定すると、負荷Ｒｄｃをわたる直流電圧Ｖｄｃは一定である。状態ＲＦ−ＯＮの間、電圧ｕ２（ｔ）は、Ｖｄｃ／２よりもわずかに高いピーク振幅に達する。スイッチ２０３１または２０４１は、それぞれｕ２（ｔ）＞Ｖｄｃ／２の場合またはｕ２（ｔ）＜−Ｖｄｃ／２の場合に閉じられる。これらの非常に短い期間の間のみ、電荷がネットワークＣＡ、ＣＢ、Ｒｄｃへと流入する。しかしながら、これらのダイオード電流は、特定の負荷時（ｌｏａｄｅｄ）のＱ、Ｑ２，ｌｏａｄｅｄを規定し、Ｑ２，ｌｏａｄｅｄは、上記の式（２）で規定されたような無負荷時のＱ、Ｑ２，ｕｎｌｏａｄｅｄよりもかなり小さい。
【００２３】
ｕ１（ｔ）が状態ＲＦ−ＯＮから状態ＲＦ−ＯＦＦに変わる場合に、ｕ２（ｔ）の電圧振幅は、そのような変化にすぐに追従できない。その代わりに、ＲＦ振幅が減少して基準線（ｂａｓｅｌｉｎｅ）へと戻るためにはしばらく時間がかかり、減衰の速度は、受信器回路のＱによって強く影響される。すなわち、Ｑがより低いほど、減衰はより速くなる。あいにく、基本的に負荷時のＱ、Ｑ２，ｌｏａｄｅｄよりもかなり高い無負荷時のＱ、Ｑ２，ｕｎｌｏａｄｅｄがここであてはまり、その理由は、ｕ２（ｔ）の振幅がＶｄｃ／２を下回るとすぐにダイオードスイッチ２０３１および２０４１が開いたままとなるからであり、ＲＦエネルギーは、ネットワークＣＡ、ＣＢ、Ｒｄｃに流入し得ない。ＲＦ−ＯＦＦの間、受信器回路内の唯一の有効な交流負荷はＲ２である。
【００２４】
ＲＦ−ＯＦＦの間のｕ２（ｔ）の正確な緩和挙動は、ネットワークＲ１、Ｃ１、Ｌ１、Ｒ２、Ｃ２、Ｌ２、および結合係数ｋによって決定され、従って、無負荷時のＱ、Ｑ１，ｕｎｌｏａｄｅｄおよびＱ２，ｕｎｌｏａｄｅｄが直接的に関連する。しかしながら、これらのＱは、ＲＦ−ＯＮの間の高い電力伝送効率に関しては可能な限り高くあるべきである。従って、ＡＳＫスキームにおける高い出力効率と、ＲＦ−ＯＦＦの間の速いＲＦ緩和とに対する要件は、互いに相反している。
【００２５】
この問題に対処する一方法は、各ｒｆデータパルスが、パルス振幅のより急速な減少によって終了するように、ＲＦ−ＯＦＦの間の送信器共振回路内のＱを減少させることである。信号伝送リンクの特定の一実施形態が図５に示され、それは、ｒｆデータパルスを振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）伝送するためのシステムである。ブロック５０１は、誘導的な信号伝送リンクを表す。ブロック５０１は、ＡＳＫを用いてｒｆデータパルスを送信するための外部の直列同調型共振送信器回路と、該ｒｆデータパルスを受信するための移植された並列同調型受信器モジュールとを含む。入力ノード５０２は、スイッチの対５０３および５０４と、抵抗器５０５と、スイッチ５０６とから構成されるネットワークに接続されている。状態ＲＦ−ＯＮの間、スイッチ５０６は開いており（高インピーダンス）、ノード５０２は、スイッチの対５０３および５０４によって接地電位と電源電圧ＶＤＤとの間で切り換えられる。このことは、無線周波数における矩形の電圧を引き起こし、そのような動作モードは、クラスＤスイッチング方式（ｐａｒａｄｉｇｍ）と通常呼ばれる。状態ＲＦ−ＯＦＦの間に、スイッチ５０３および５０４は開いており、スイッチ５０６は閉じられる。ここで、ＲＤの直列ダンピング抵抗器５０５がＲ１と直列に接続され、そのことは、送信器のＱをかなり低減することを意味する。各ｒｆデータパルスの終わりにおける送信器共振回路のＱのこの低減は、パルスの立下りエッジが急速に減少して基準線に戻るために必要とされる時間を最小化するように、受信器共振回路内のＲＦ振幅の減衰を加速する。
【００２６】
図５の回路に対する定量的解析が、表１に要約されるような仕様によって行われた。シミュレーションは、０．５ｎｓの計算時間増分による状態空間モデルに基づいている。ＲＦ周波数は１０ＭＨｚであり、Ｔ＝１００ｎｓとなる。シミュレーション結果が図６Ａ〜図６Ｃに示され、そこでは、上方の図形が信号の状態を描く。ＳＴＡＴＥ＝ＨＩＧＨに対しては、クラスＤドライバは、ＲＦ信号（状態ＲＦ−ＯＮ）を作り出し、ＳＴＡＴＥ＝ＬＯＷに対しては、送信器の直列回路の入力は、ＲＤ（状態ＲＦ−ＯＦＦ）に接続される。ここでは、２μｓのビット継続時間を有する自己クロッキングビットフォーマットが仮定される。ＲＦ−ＯＮに対して可能な最短の継続時間は１μｓであり、それはちょうど１０個のＲＦサイクルを含むことに留意されたい。
【００２７】
【表１】
さらなるシミュレーションは、ｋ＝０．２の結合におけるＲＤの異なる値に対して計算された。図６Ａは、ＲＤ＝０に対する結果を示す。明らかに、ＳＴＡＴＥ＝０の周期の間に、ｕ２（ｔ）の振幅は非常にゆっくりと減衰しており、減衰は典型的なうなり効果によって重ね合わされる。エネルギーは、送信器共振回路と受信器共振回路との間で約２ＭＨｚのうなり周波数によって振動する。データの構造は、視覚的に識別され得るけれども、電子回路によるデータ検出は、容易に達成され得ない。
【００２８】
図６Ｂに示されるように、ダンピング抵抗器がＲＤ→∞に設定される場合には、うなり効果は消滅する。この場合には、受信器共振回路は、それが送信器に結合されなかったかのように緩和する。なぜならば、送信器内の電流が強制的にゼロにされるからである。従って、２次システム（２ｎｄ ｏｒｄｅｒ ｓｙｓｔｅｍ）の挙動が観察され、すなわち、ｕ２（ｔ）の振幅は、無負荷時の受信器回路のＬ２、Ｃ２、Ｒ２の時定数に従って指数的に減衰する。ここでのｕ２（ｔ）波形は、図６Ａに比べてあまり複雑ではない。ＲＤ→∞に対する減衰が結合係数ｋから独立であり、そのことは、その後のデータ復号化ステージに対して重要な特徴であり得ることに留意されたい。例えば、移植蝸牛刺激装置のシステムでは、このことは重要な判断基準である。なぜならば、データ復号化が相互のコイル位置に反応するべきではないからである。
【００２９】
図６Ｃは、ＲＤ＝１５０Ωに対する場合を示している。電圧ｕ２（ｔ）は、図６Ａおよび図６Ｂよりも明らかに優れている。各ｒｆデータパルスの終わりにおいてかなり速く減衰している。従って、ｕ２（ｔ）は、データ復号化に非常によく適合する。
【００３０】
図５に示されたような実施形態の１つの本質的な利点は、外部システムの多くの構成要素が単一のマイクロチップ上に統合され得、従って、電力消費およびシステムのサイズを非常に小さく保ち得ることである。また、ＲＦ−ＯＮの間にスイッチ５０３および５０４を駆動するｒｆ発電器（図５に示されない）が、そのようなマイクロチップ上に容易に統合され得る。スイッチ５０３および５０４の性能は特に重要である。オン抵抗は、一般的に１Ωを超えるべきではなく、ゲートキャパシタンスは、１０ｐＦよりも小さくあるべきである。しかしながら、そのような特性は、既存の技術、例えば０．３５μｍのＣＭＯＳによって達成され得る。多くの信号伝送リンクの用途においては、スイッチ５０３および５０４がＲＦ−ＯＮの間に同時に閉じられないことがまた重要であり得る。もしそうでなければ、非常に大きな電流がスイッチを介して流れ得、該電流は、電力消費を劇的に増大し、そして回路の構成要素を破損し得る。
【００３１】
本発明の様々な例示的な実施形態が開示されたけれども、本発明の正当な範囲を逸脱することなく本発明の利点のいくつかを達成する様々な変更および修正がなされ得ることは当業者に対して明らかである。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｒｆデータパルスを伝送するために、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）を用いるためのｒｆ信号伝送リンクであって、状態遷移時間を最小化する手段を含む、ｒｆ信号伝送リンク
を備える、リンク。
【請求項２】
前記最小化する手段は、共振回路のＱを変更する手段を含む、請求項１に記載のリンク。
【請求項３】
前記ｒｆデータパルスを受信する並列同調型受信器回路をさらに備える、請求項１に記載のリンク。
【請求項４】
前記ｒｆデータパルスを送信する直列同調型共振送信回路をさらに備える、請求項１に記載のリンク。
【請求項５】
前記直列同調型共振送信回路は、クラスＤ増幅器のドライバを含む、請求項４に記載のリンク。
【請求項６】
前記クラスＤ増幅器は、単一のマイクロチップ上に統合される、請求項５に記載のリンク。
【請求項７】
前記直列同調型共振送信回路は、前記ｒｆのオフ時間の間、送信器回路のインダクタンスと直列のダンピング抵抗器ＲＤを含む、請求項４に記載のリンク。
【請求項８】
前記ダンピング抵抗器ＲＤは、無限大の抵抗を有する開回路である、請求項７に記載のリンク。
【請求項９】
前記ダンピング抵抗器ＲＤは、受信器回路の状態遷移時間を最小化するために、最適の抵抗を有する、請求項７に記載のリンク。
【請求項１０】
前記ダンピング抵抗器ＲＤは、ｒｆ波形の減衰が結合係数から独立であるように、共振受信回路を機能させる抵抗を有する、請求項７に記載のリンク。
【請求項１１】
移植型電子システム用の受信器回路であって、該回路は、
振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）されたｒｆデータパルスを外部送信器から受信する移植型受信器回路であって、状態遷移時間を最小化する手段を含む、移植型受信器回路
を備える、受信器回路。
【請求項１２】
前記最小化する手段は、共振回路のＱを変更する手段を含む、請求項１１に記載の受信器回路。
【請求項１３】
移植型電子システムのための送信器回路であって、該回路は、
振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）されたｒｆデータパルスを移植型受信器に送信する外部送信器回路であって、状態遷移時間を最小化する手段を含む、外部送信器回路
を備える、送信器回路。
【請求項１４】
前記最小化する手段は、共振回路のＱを変更する手段を含む、請求項１３に記載の送信器回路。
【請求項１５】
前記ｒｆデータパルスを送信する直列同調型共振送信回路をさらに備える、請求項１３に記載の送信器回路。
【請求項１６】
前記直列同調型共振送信回路は、クラスＤ増幅器のドライバを含む、請求項１５に記載の送信器回路。
【請求項１７】
前記クラスＤ増幅器は、単一のマイクロチップ上に統合される、請求項１６に記載の送信器回路。
【請求項１８】
前記直列同調型共振送信回路は、前記ｒｆのオフ時間の間、送信器回路のインダクタンスと直列のダンピング抵抗器ＲＤを含む、請求項１５に記載の送信器回路。
【請求項１９】
前記ダンピング抵抗器ＲＤは、無限大の抵抗を有する開回路である、請求項１８に記載の送信器回路。
【請求項２０】
前記ダンピング抵抗器ＲＤは、受信器回路の状態遷移時間を最小化するために、最適の抵抗を有する、請求項１８に記載の送信器回路。
【請求項２１】
前記ダンピング抵抗器ＲＤは、ｒｆ波形の減衰が結合係数から独立であるように、前記共振受信回路を機能させる抵抗を有する、請求項１８に記載の送信器回路。
【請求項２２】
ｒｆデータパルスを伝送するために、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）を用いる信号伝送リンクであって、ｒｆ波形の減衰が結合係数から独立であるように、システムを機能させる手段を含む、信号伝送リンク
を備える、ｒｆ伝送リンク。
【請求項１】
ｒｆデータパルスを伝送するために、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）を用いるためのｒｆ信号伝送リンクであって、状態遷移時間を最小化する手段を含む、ｒｆ信号伝送リンク
を備える、リンク。
【請求項２】
前記最小化する手段は、共振回路のＱを変更する手段を含む、請求項１に記載のリンク。
【請求項３】
前記ｒｆデータパルスを受信する並列同調型受信器回路をさらに備える、請求項１に記載のリンク。
【請求項４】
前記ｒｆデータパルスを送信する直列同調型共振送信回路をさらに備える、請求項１に記載のリンク。
【請求項５】
前記直列同調型共振送信回路は、クラスＤ増幅器のドライバを含む、請求項４に記載のリンク。
【請求項６】
前記クラスＤ増幅器は、単一のマイクロチップ上に統合される、請求項５に記載のリンク。
【請求項７】
前記直列同調型共振送信回路は、前記ｒｆのオフ時間の間、送信器回路のインダクタンスと直列のダンピング抵抗器ＲＤを含む、請求項４に記載のリンク。
【請求項８】
前記ダンピング抵抗器ＲＤは、無限大の抵抗を有する開回路である、請求項７に記載のリンク。
【請求項９】
前記ダンピング抵抗器ＲＤは、受信器回路の状態遷移時間を最小化するために、最適の抵抗を有する、請求項７に記載のリンク。
【請求項１０】
前記ダンピング抵抗器ＲＤは、ｒｆ波形の減衰が結合係数から独立であるように、共振受信回路を機能させる抵抗を有する、請求項７に記載のリンク。
【請求項１１】
移植型電子システム用の受信器回路であって、該回路は、
振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）されたｒｆデータパルスを外部送信器から受信する移植型受信器回路であって、状態遷移時間を最小化する手段を含む、移植型受信器回路
を備える、受信器回路。
【請求項１２】
前記最小化する手段は、共振回路のＱを変更する手段を含む、請求項１１に記載の受信器回路。
【請求項１３】
移植型電子システムのための送信器回路であって、該回路は、
振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）されたｒｆデータパルスを移植型受信器に送信する外部送信器回路であって、状態遷移時間を最小化する手段を含む、外部送信器回路
を備える、送信器回路。
【請求項１４】
前記最小化する手段は、共振回路のＱを変更する手段を含む、請求項１３に記載の送信器回路。
【請求項１５】
前記ｒｆデータパルスを送信する直列同調型共振送信回路をさらに備える、請求項１３に記載の送信器回路。
【請求項１６】
前記直列同調型共振送信回路は、クラスＤ増幅器のドライバを含む、請求項１５に記載の送信器回路。
【請求項１７】
前記クラスＤ増幅器は、単一のマイクロチップ上に統合される、請求項１６に記載の送信器回路。
【請求項１８】
前記直列同調型共振送信回路は、前記ｒｆのオフ時間の間、送信器回路のインダクタンスと直列のダンピング抵抗器ＲＤを含む、請求項１５に記載の送信器回路。
【請求項１９】
前記ダンピング抵抗器ＲＤは、無限大の抵抗を有する開回路である、請求項１８に記載の送信器回路。
【請求項２０】
前記ダンピング抵抗器ＲＤは、受信器回路の状態遷移時間を最小化するために、最適の抵抗を有する、請求項１８に記載の送信器回路。
【請求項２１】
前記ダンピング抵抗器ＲＤは、ｒｆ波形の減衰が結合係数から独立であるように、前記共振受信回路を機能させる抵抗を有する、請求項１８に記載の送信器回路。
【請求項２２】
ｒｆデータパルスを伝送するために、振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）を用いる信号伝送リンクであって、ｒｆ波形の減衰が結合係数から独立であるように、システムを機能させる手段を含む、信号伝送リンク
を備える、ｒｆ伝送リンク。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【公表番号】特表２０１０−５１９８１８（Ｐ２０１０−５１９８１８Ａ）
【公表日】平成２２年６月３日（２０１０．６．３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−５５０１４８（Ｐ２００９−５５０１４８）
【出願日】平成２０年２月１５日（２００８．２．１５）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００８／０５４０６５
【国際公開番号】ＷＯ２００８／１０１１５１
【国際公開日】平成２０年８月２１日（２００８．８．２１）
【出願人】（５０７４１７１０１）メド−エル エレクトロメディジニシェ ゲラテ ゲーエムベーハー (26)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２２年６月３日（２０１０．６．３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年２月１５日（２００８．２．１５）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００８／０５４０６５
【国際公開番号】ＷＯ２００８／１０１１５１
【国際公開日】平成２０年８月２１日（２００８．８．２１）
【出願人】（５０７４１７１０１）メド−エル エレクトロメディジニシェ ゲラテ ゲーエムベーハー (26)
【Ｆターム（参考）】
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