ゲート指令装置、電動機指令機器及びターンオフ指令方法
【課題】 パルス幅変調（Ｐulse Ｗidtｈ Ｍodulａtion、ＰＷＭ）インバーターへの使用における部品のターンオフプロセスを改良する。
【解決手段】 本発明は、ＩＧＢＴ型の電力用半導体部品１１のゲート指令装置１０に関する。ランプ波発生回路２０は、基準ゲート電圧を出力で供給する。前記基準電圧の電流増幅段は、ＩＧＢＴ部品のゲート電流を送出し、この増幅段は、トリガー回路３０と高速ターンオフ回路４０を有する。低速ターンオフ回路５０は、ＩＧＢＴ部品のゲートＧと発生回路の出力との間に接続される。部品のコレクタ・エミッター間電圧検出回路６０は、高速ターンオフ回路４０と発生回路の出力２２に作用する帰還信号７１を供給する帰還回路７０に接続されている。
【解決手段】 本発明は、ＩＧＢＴ型の電力用半導体部品１１のゲート指令装置１０に関する。ランプ波発生回路２０は、基準ゲート電圧を出力で供給する。前記基準電圧の電流増幅段は、ＩＧＢＴ部品のゲート電流を送出し、この増幅段は、トリガー回路３０と高速ターンオフ回路４０を有する。低速ターンオフ回路５０は、ＩＧＢＴ部品のゲートＧと発生回路の出力との間に接続される。部品のコレクタ・エミッター間電圧検出回路６０は、高速ターンオフ回路４０と発生回路の出力２２に作用する帰還信号７１を供給する帰還回路７０に接続されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特にパルス幅変調（Ｐulse Ｗidtｈ Ｍodulａtion、ＰＷＭ）インバーターへの使用における部品のターンオフプロセスを改良することを主な目的とした、ＩＧＢＴ（Ｉnsulａted Ｇａte Ｂipolａｒ Ｔｒａnsistoｒ：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、又は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍetａl Ｏxide Ｓiliｃon Ｆield Ｅffeｃt Ｔｒａnsistoｒ）型の電力用の電子半導体部品の指令装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＷＭインバーターは、非同期電動機用の周波数変換器型の変速機、無停電電源等の応用に頻繁に用いられている。三相周波数変換器において、整流器は、三相電気網から、例えば２５０〜４００Ｖ、又は５００〜８００Ｖといった直流母線電圧電源を供給する。インバーターは、次にこの直流母線から、電動機の制御を可能にする可変周波数振幅電圧を生成する。周知のように、このようなインバーターは、それぞれが一つの転流ダイオード（Ｆｒee Ｗｈeeling Ｄiode、ＦＷＤ）に並列な６つの高電力ＩＧＢＴ部品を有してもよい。例えば、２５０〜４００Ｖ、又は５００〜８００Ｖの直流母線電源用ならば、コレクタ電圧がそれぞれ６００Ｖ、又は、１２００ＶのＩＧＢＴが使用され得る。
【０００３】
ＩＧＢＴは、簡単に言えば、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）とバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）の連結部品のように動作するよく知られた電力部品である。入力で、ＩＧＢＴは、ＭＯＳＦＥＴのようなゲート電極によって電圧制御されるが、出力電流の特性はバイポーラトランジスタＢＪＴのそれに近い。耐短絡性は、ＩＧＢＴの優れた長所の一つである。しばしばゲート電圧と呼ばれるゲート・エミッター間電圧値は、導通損失を低減させるために、一般的にオン状態で１５から１７Ｖ程度である。オフ状態のゲート電圧値は、直流母線電圧、ゲート・エミッター間容量、コレクタ電圧の好ましい傾き等の様々な要素に依る。一般的には、トランジスタの切換時、反対側の装置の寄生ターンオンを避けるため、０から１５Ｖ程度である。
【０００４】
ＩＧＢＴのターンオフ時（つまり、導体のオン状態から非導体のオフ状態への遷移過程）に、ＩＧＢＴ内の寄生インダクタンスにおける電流の急激な変化によりコレクタとエミッターの間に高過電圧が発生しうる。これらの過電圧は、直接、ＩＧＢＴのコレクタ電流の変化速度（切換速度）に比例する。高電流により切換速度が上がり、それにより、ターンオフ時にきわめて大きな過電圧を引き起こす。切換電流が公称電流の６〜８倍に上る可能性のある時の短絡中が特にそのケースであり、このようにして引き起こされた過電圧によりＩＧＢＴが損壊する可能性もある。
【０００５】
ターンオフ中、ＩＧＢＴはその線形動作範囲で動作せず、コレクタ電流の傾きは制御不可能である。コレクタ電流の傾きは、高いゲート抵抗が使用されている場合には、それ独自に制御が可能である。しかしながら、その場合、ターンオフ電力損失と全ターンオフ時間が増大する。ターンオフ時間増大により、所定のデッドタイムを延長しなければならなくなり、特に低速において電動機電流及びトルクの振動の問題を引き起こすことになりかねない。
【０００６】
従来型の指令では、特に４００Ｖを上回る最大実用電圧を有する６００ＶのＩＧＢＴモジュールの場合、大幅なターンオフ損失を負うことなく、ターンオフ速度を効率的に制御することができない。過電圧時のＩＧＢＴの破損を避けるため、一般的なゲート指令回路は、短絡が検出されると（不飽和化防止装置と呼ばれる）低速ターンオフを動作させる。しかしながら、問題は、低速ターンオフが不飽和化防止装置によって終了される前に、高速ＩＧＢＴターンオフが始動してしまう可能性があることである。この場合、ＩＧＢＴのゲート容量が急速に放電され、コレクタ電流の急速な変化を招き、従って、大きなターンオフ過電圧を生じる。
【０００７】
この場合、クリッパーと呼ばれるクリッピングコンデンサを使用することが知られている。しかしながら、この解決方法は高価であり、かさばる上、過電圧を制限するのにすべてのケースに効果的なわけではなく、好ましくない共振を引き起こす可能性もある。
【０００８】
解決方法は他にも提案されている。これら様々な解決策では、ＩＧＢＴの状態についての情報を検出し、この情報への返答としてＩＧＢＴのゲート指令回路における動作を起こす（feedｂａｃk ａｃtion）必要がある。例えば、特許ＵＳ５，９２６，０１２号は、ＩＧＢＴの電力エミッターと補助エミッターの間の漏れインダクタンスと臨界オン電流上昇率di／dt検出に基づくゲート指令能動回路を提案している。特許ＵＳ６，２０８，１８５号は、臨界オン電流上昇率di／dt及び臨界オフ電流上昇率dv／dt指令用３段構成回路に基づくゲート指令能動回路を提案している。特許ＵＳ６，４５９，３２４号は、ＩＧＢＴのトリガー、ターンオフ中のゲート抵抗指令のためのゲート・エミッター間電圧の帰還に基づくゲート指令能動回路を提案している。
【０００９】
ＩＧＢＴの状態情報のフィードッバックに基づく方法の主な問題は、特に高速切換低電圧ＩＧＢＴといった新世代部品では、保護回路の持つ対応時間がきわめて短く、特にＩＧＢＴがその能動領域で機能しているときに他の短絡が生じた際、又は、アーム短絡（ａｒm sｈoｒt ｃiｒｃuit）が生じた際に、これらの方法では遅すぎるという可能性があることである。こうした時、最大実用母線電圧で短絡電流が安全にターンオフされることは確かではない。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１０】
これらのことから、本発明は、ターンオフ時におけるコレクタ・エミッター間過電圧ＶＣＥを効果的に制御できるよう、ＩＧＢＴ等の電力部品のゲート電圧のダイナミックフィードバック（フィードフォワード、先行反応）と帰還情報（フィードバック）とを有するゲート指令装置を記載する。本発明により、あらゆる実用的な条件下でターンオフ電流の傾きを簡易に効率的に制御することが可能となる。
【００１１】
ＩＧＢＴターンオフ中のＩＧＢＴ内部のインダクタンスと直流母線の寄生インダクタンスとによって生じた過電圧は制御される。これにより、高価でかさばる高周波クリッピングコンデンサの必要性がなくなり、低インダクタンスの直流母線構造が必要でなくなる。提案ゲート指令は、特に動的制動時といった最大母線電圧下の短絡、過負荷時を含むあらゆる一般的な使用条件下で、効果的に過電圧を制御することができる。
【００１２】
公称条件における全切換時間、及び切換に関わる損失が増大することはない。ＩＧＢＴ技術（ＮＰＴ、ＳＰＴ、ＴＲＥＮＣＨ）によっては、本発明が提案するゲート指令による切換損失が、従来ゲート指令による切換損失を下回ることも可能である。
【００１３】
このために、本発明は、ＩＧＢＴ部品の指令コマンドから基準ゲート電圧を出力に供給する入力回路、トリガー回路と高速ターンオフ回路を有する増幅段で、ＩＧＢＴ部品のゲート電流を送出するための前記基準電圧の電流増幅段、ＩＧＢＴ部品のゲートと入力回路の出力との間に接続される低速ターンオフ回路、ＩＧＢＴ部品のコレクタ・エミッター間電圧の検出回路を有するＩＧＢＴ型の電力用半導体部品のゲート指令装置を記載する。入力回路は、ランプ波発生回路であり、装置は、検出回路の出力に接続された、高速ターンオフ回路と発生回路の出力に作用する帰還信号を供給する帰還回路を有する。
【００１４】
一つの態様では、ランプ波発生回路は、ＩＧＢＴ部品のターンオン指令コマンドに従い、上昇ランプ波で、又、ＩＧＢＴ部品のターンオフ指令コマンドに従い、上昇ランプ波とは異なる下降ランプ波で基準電圧を供給する。
【００１５】
他の態様では他の態様では、ＩＧＢＴ部品のターンオフ時に、検出回路は、ＩＧＢＴ部品のコレクタ・エミッター間電圧の閾値超過とＩＧＢＴ部品のコレクタ・エミッター間電圧の変動閾値超過を検出する。
【００１６】
他の態様では、高速ターンオフ回路は、ベースが発生回路の出力と帰還信号によって操作され、エミッターがターンオフ抵抗を介してＩＧＢＴ部品のゲートにつながれている主バイポーラトランジスタを有する。低速ターンオフ回路は、ターンオフ抵抗を上回る放電抵抗を有する。
【００１７】
他の態様では、帰還回路は、所定のホールドタイム中、帰還信号を維持するように、エミッターが帰還信号につながれ、コレクタが正電源電圧につながれ、ベースが検出回路の第一出力につながれている補助バイポーラトランジスタを有する。検出回路の第二出力は、直接帰還信号につながれている。
【００１８】
本発明は、機器の各電力部品がこのような指令装置によって制御される、前記電動機の各位相用にＩＧＢＴ型の二つの電力部品を有する電動機の指令機器も記載する。
【００１９】
本発明は、また、ＩＧＢＴ型の電力用半導体部品のターンオフのための３工程構成の指令方法を記載する。第一工程では、ＩＧＢＴ部品のゲート・エミッター間容量が主に高速ターンオフ回路のターンオフ抵抗を通して放電される。第二工程では、ゲート・エミッター間容量がホールドタイム中にターンオフ抵抗を上回る放電抵抗を通してのみ放電するように、ＩＧＢＴ部品のコレクタ・エミッター間電圧の検出回路の出力に接続された帰還回路が、高速ターンオフ回路に作用する帰還信号を供給する。第三工程では、ゲート・エミッター間容量が主にターンオフ抵抗を通して放電される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
その他の特性や利点は、例として示し、添付図面に図示した実施の態様を参照しながら以下の詳細な説明から明らかになる。
【００２１】
図１を参照すると、ＩＧＢＴトランジスタ型の電力用半導体部品（ＩＧＢＴ）１１は、ゲートＧ（又はＧＡＴＥ）、コレクタＣ（又はＣＯＬＬＥＣＴＯＲ）、及び、エミッターＥ（又はＥＭＥＴＴＯＲ）を有する。ＩＧＢＴ１１のゲートの指令装置１０は、入力２１に届く、例えば上流の処理ユニットから送られてくる指令コマンドとも呼ばれる信号によりゲートＧ上に指令電流を供給する役目を担う。記載の実施態様では、入力２１の電圧は、ＩＧＢＴ１１をオン状態にする指令を送るために正電源電圧ＶＣＣと呼ばれる約＋１６Ｖの値を、又、ＩＧＢＴ１１をオフ状態にする指令を送るために負電源電圧ＶＥＥと呼ばれる約−１０Ｖの値をとる。
【００２２】
指令装置１０は、ランプ波発生回路２０、トリガー回路３０と高速ターンオフ回路４０で構成された電流増幅段、低速ターンオフ回路５０、コレクタ・エミッター間電圧ＶＣＥ検出回路６０、及び、高速ターンオフ回路４０に作用する帰還回路７０を有する。
【００２３】
図２の電気構造を参照すると、ランプ波発生回路２０は、入力２１で指令コマンドを受け取り、出力として基準ゲート電圧をノード２２に供給する。このランプ波発生回路２０は、部品１１のターンオン命令（オフ状態からオン状態への遷移、つまり入力２１のポジティブエッジ）に従い基準電圧用の上昇ランプ波を、又、部品１１のターンオフ命令（オン状態からオフ状態への遷移、つまり入力２１のネガティブエッジ）に従い基準電圧用の下降ランプ波を生じさせるインダクタンスＬ１、Ｌ２、及び、容量Ｃ９、抵抗Ｒ７Ａ、Ｒ７Ｂ、Ｒ７Ｃを有する。これらのランプ波により、基準電圧の変動を制御することが可能となり、従ってＩＧＢＴのコレクタ電流の変動を制御することを可能にする。
【００２４】
好ましくは、部品１１のターンオン時の上昇ランプ波は、部品１１のターンオフ時の下降ランプ波とは異なり、それにより、指令装置の調整に、より多くの柔軟性を与える。そのために、発生回路２０は、例えばＲ７Ｂ、Ｒ７Ｃ、Ｌ２に並列なダイオードＤ７を有する。入力２１のポジティブエッジ時には、ダイオードＤ７は電導性を有し、ターンオンランプ波は単に抵抗Ｒ７Ａ、インダクタンスＬ１及び容量Ｃ９によって決定される。それに対し、入力２１のネガティブエッジ時には、ダイオードＤ７は、電導性を失い、ターンオフランプ波は抵抗Ｒ７Ａ、Ｒ７Ｂ、Ｒ７Ｃ、インダクタンスＬ１、Ｌ２及び容量Ｃ９によって決定される。この組み合わせにより、ＩＧＢＴのターンオフ用がターンオン用よりも小さい基準電圧の傾きを得ることが可能となる。各要素Ｒ７Ａ、Ｒ７Ｂ、Ｒ７Ｃ、Ｃ９、Ｌ１及び、Ｌ２の調整は、所望の性能と指令対象のＩＧＢＴの特徴に依る。容量Ｃ９に並列なツェナーダイオードＺＤ１とダイオードＤ８とで構成された吸収回路により、例えば＋１６．５Ｖに近い値のオーバーシュートと言われる超過電圧を制限することが可能となる。
【００２５】
指令装置１０の電流増幅段は、ノード２２の基準電圧に応じてＩＧＢＴ部品にゲート電流を供給する。この増幅段は、ノード２２とＩＧＢＴ１１のゲートＧに直接接続されたノード２３の間で双方がつながれている高速ターンオフ回路４０とトリガー回路３０を有する。好ましい実施態様によれば、この増幅段は、プッシュプル型である。
【００２６】
図５は、増幅段のトリガー回路３０を示す。トリガー回路３０は、ノード２２とノード２３の間でつながれている。このトリガー回路は、コレクタが（＋１６Ｖにほぼ等しい）正電源電圧ＶＣＣにつながれ、エミッターがトリガー抵抗Ｒ６につながれ、ベースがダイオードＤ３のカソードにつながれているＮＰＮ型バイポーラトランジスタＴＲ１を有する。トリガー抵抗Ｒ６のもう一端部は、ノード２３につながれている。ダイオードＤ３のアノードは、ノード２２につながれている。ＩＧＢＴ１１のゲート・エミッター間容量は、ダイオードＤ３、トランジスタＴＲ１、及び抵抗Ｒ６を通して充電される。ＴＲ１のベース・エミッター間電圧が１０Ｖを上回る可能性があり、ＴＲ１内の電力損失を増大させる可能性のある場合、ダイオードＤ３は、ターンオフ時のＴＲ１の破壊を避けるために使用されている。トリガー抵抗Ｒ６は、ゲートＧの充電電流Ｉgonを制限し、ＩＧＢＴ上のゲート接続端子と指令装置との間の漏れインダクタンス及びゲート・エミッター間容量により引き起こされるゲート・エミッター間電圧の寄生振動を回避する。トリガー抵抗Ｒ６の最小値は、ＩＧＢＴのオフ状態のゲート・エミッター間容量とゲートインダクタンスによる。
【００２７】
ＩＧＢＴのターンオン時には、コレクタ・エミッター間電圧ＶＣＥは、ゲート・エミッター間電圧がミラー平坦部分と呼ばれる領域にとどまるように減少し始める。ランプ波発生器２０から送出された電圧は、ターンオンランプ波に応じて増加し続け、ゲートの充電電流は増加を始める。ゲートの高充電電流は、ミラー容量の充電を速め、ターンオン時の電力損失と残留電圧を低減させる。この効果は、基準ゲート電圧のランプ波とゲート抵抗による。
【００２８】
図３は、増幅段の高速ターンオフ回路４０を示す。回路４０は、ノード２２とノード２３に接続される。この回路は、エミッターがターンオフ抵抗Ｒ１０を介してノード２３につながれ、コレクタが（ほぼ−１０Ｖに等しい）負電源電圧ＶＥＥにつながれるＰＮＰ型主バイポーラトランジスタ（主トランジスタ）ＴＲ３を有する。ＴＲ３のベースは、コンデンサＣ８と並列なダイオードＤ５を通ってノード４５に接続されている。容量Ｃ８により、トランジスタＴＲ３の遮断を速めることが可能となる。ノード４５は、抵抗Ｒ１２を介してノード２２に接続され、帰還回路７０から送られる帰還信号７１に接続されている。
【００２９】
本発明によれば、指令回路は直接ノード２２とノード２３の間につながれ、放電抵抗Ｒ９を有する低速ターンオフ回路５０をも有する。放電抵抗Ｒ９の値は、部品１１のターンオンが優先的にトリガー回路３０を通して実行されるように、トリガー抵抗Ｒ６をかなり上回る。その上、Ｒ９の値は、主トランジスタＴＲ３が導通状態である時、部品１１のターンオフが優先的に高速ターンオフ回路４０を通して実行されるように、ターンオフ抵抗Ｒ１０をかなり上回る。
【００３０】
図４は、検出回路６０、及び帰還回路７０を示す。
【００３１】
検出回路６０は、ＩＧＢＴ１１のコレクタ・エミッター間電圧ＶＣＥの増加を迅速に検出する役目を担う。この検出回路は、カソードがＩＧＢＴ１１のコレクタＣにつながれ、アノードが、反対側の端部がノード６５につながれたコンデンサＣ２につながれており、ツェナーダイオードよりも高速なトランジェント電圧サプレッサ型のクリッピングツェナーダイオードＴＳ１を有する。電圧ＶＣＥが増加を始めると、コンデンサＣ２はダイオードＴＳ１の接合容量を通して充電を始める。このダイオードＴＳ１の接合容量は、電圧ＶＣＥと電圧ＶＣＥの時間的変動に依存する。これらの関数は、特にターンオフ開始時においては、線形ではない。ダイオードＴＳ１のツェナー電圧が正電源電圧ＶＣＣをはるかに上回るとするならば、ＴＳ１の電圧がツェナー電圧に近い時、ＴＳ１の接合容量はコンデンサＣ２の容量を大きく下回る。電圧ＶＣＥがＴＳ１のツェナー電圧を上回る時、ダイオードＴＳ１は、電導性を有し、コンデンサＣ２は電流Ｉｃ２により充電される。コンデンサＣ２の電流Ｉｃ２は、検出回路６０の二つの出力それぞれ６２、６１を得るためにノード６５に接続された抵抗Ｒ３、Ｒ４に応じて調整可能な電流Ｉｒ３とＩｒ４に分かれる。
【００３２】
こうして、検出回路６０により、電圧ＶＣＥの変動にほぼ比例した電流Ｉｒ３、Ｉｒ４を迅速に生成できるよう、電圧ＶＣＥの変動値の閾値超過（例えば、毎マイクロ秒数キロボルト程度）を、及び、電圧ＶＣＥの値の閾値超過（例えば、直流母線電圧の２５％から６０％程度）を簡易に、又、迅速に、検出することが可能となる。これにより、ターンオフ時のコレクタ・エミッター間電圧ＶＣＥの過電圧を効率的に制御することが可能となる。これらの超過閾値は、ＩＧＢＴ部品に使用される技術による。
【００３３】
図４に示される帰還回路７０は、検出回路６０の第１出力６１（電流Ｉｒ４）、第２出力６２（電流Ｉｒ３）を受け取り、高速ターンオフ回路４０のノード４５に接続された帰還信号７１を出力として放出する役割を担う。
【００３４】
Ｒ３から送出された電流Ｉｒ３を送電する検出回路６０の第２出力６２は、直接、ダイオードＤ４を通り帰還信号７１に接続される。帰還回路７０は、ＮＰＮ型の補助バイポーラトランジスタＴＲ２を有する。補助トランジスタＴＲ２のコレクタは、正電源電圧ＶＣＣにつながれており、ＴＲ２のベースは、Ｒ４から送出された電流Ｉｒ４を送電する第１出力６１につながれ、ＴＲ２のエミッターは、ノード７５につながれている。ダイオードＤ９は、ＴＲ２のベースとコレクタをつなぐ。ノード７５は、ダイオードＤ４と抵抗Ｒ１４を介して、帰還信号７１に接続される。また、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ１３、及びコンデンサＣ４は、ＩＧＢＴ部品１１のターンオン時に容量Ｃ２の放電が可能となるように、ノード７５と負電源電圧ＶＥＥの間に並列に接続されている。
【００３５】
従って、ＩＧＢＴ部品１１のターンオフ過程は、３つの段階を有する。
【００３６】
１）第一段階では、主トランジスタＴＲ３は、導通状態であり、補助トランジスタＴＲ２は、遮断されている。ＩＧＢＴ１１のゲート・エミッター間容量は、高放電電流Ｉgoff１で少ないミラー平坦部分時間で、主にターンオフ抵抗Ｒ１０（Ｒ１０がＲ９をはるかに下回るため）と主トランジスタＴＲ３を通して放電する。第１段階終了時には、ゲート・エミッター間電圧は、ミラー平坦部分よりも下に位置し、ＩＧＢＴ部品１１内部のＭＯＳＦＥＴトランジスタはオフ状態に近くなっている。この場合、コレクタの電流の大部分は、部品１１内部のＢＪＴトランジスタの電流である。ゲート・エミッター間電圧の最終値は、ＩＧＢＴ部品の技術により、およそ０にもなりうる。この第１段階は、検出回路６０によって検出される電圧ＶＣＥの増大を生じさせる。
【００３７】
２）検出回路６０が、電流Ｉｒ３、Ｉｒ４を生じさせる（コンデンサＣ２により）部品１１の電圧ＶＣＥの変動閾値超過と（ダイオードＴＳ１により）部品１１の電圧ＶＣＥの閾値超過を検出したとき、第２段階が開始する。こうして、これらの閾値の超過時には、帰還回路７０が迅速に、帰還信号７１を通し、電流Ｉｒ３を介して、主トランジスタＴＲ３を遮断する。その結果、ＩＧＢＴ１１のゲート・エミッター間容量は、これ以降、Ｉgoff１を下回る低放電電流Ｉgoff２で放電抵抗Ｒ９を通してのみ放電する。また、電流Ｉｒ４の大部分は、トランジスタＴＲ２のベースを縦断し、これにより、このトランジスタＴＲ２は導通状態となる。
【００３８】
この段階では、ゲート・エミッター間電圧は、ミラー平坦部分の下に位置する。しかしながら、内部ＭＯＳＦＥＴトランジスタがオフ状態であり、電圧ＶＣＥが急速に増大することから、ゲート・エミッター間容量は、ＩＧＢＴ１１のミラー容量により、（放電電流よりも高い）付加電流によって充電する。こうして、ゲート・エミッター間電圧は再びミラー平坦部分を上回り、従って、ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、コレクタの電流が新たに制御可能となるよう、再びオン状態に遷移する。ゲート・エミッター間容量は、ミラー容量によって再び充電される。
【００３９】
補助トランジスタＴＲ２が第１段階で遮断されている間は、ノード７５の電圧はおよそ電源電圧ＶＥＥに等しく、ダイオードＤ９は、電導性を有さない。第２段階では、トランジスタＴＲ２は、導通状態となり、これにより、ノード７５の電圧が正電源電圧ＶＣＣに近い値へと増大する。ダイオードＤ９は導通状態となり、これにより、トランジスタＴＲ２を大きく飽和し、容量Ｃ４の充電に必要な時間が経過すると、帰還信号７１内に抵抗Ｒ１４とダイオードＤ４を介して電流が流れる。この構造により、トランジスタＴＲ２は、第１出力６１がオフになった後、所定のホールドタイム（蓄積時間）中、導通状態が維持される。
【００４０】
同時に、電流Ｉｒ３は、ダイオードＤ４を縦断し、ノード４５の電圧は即時に増大を開始する。ノード４５では、帰還信号７１から送られた電流は、ノード２２の基準電圧に作用するため抵抗Ｒ１２を縦断するフィードバック電流と主トランジスタＴＲ３を遮断することを可能にするコンデンサＣ８の充電電流とに分かれる。ノード４５の電圧は、およそ正電源電圧ＶＣＣに等しく、ダイオードＤ５とトランジスタＴＲ３を遮断状態に維持する。
【００４１】
こうして、ＩＧＢＴの内部ＭＯＳＦＥＴトランジスタはオフ状態に近くなる。そして、ＩＧＢＴの電圧ＶＣＥの値と傾きは、ＩＧＢＴ内部のＢＪＴトランジスタの動的特性によって決定される。電圧ＶＣＥの急速な増大は、ゲート・エミッター間電圧がミラー平坦部分まで増大し始め内部ＭＯＳＦＥＴトランジスタを再びオン状態にするように、ゲート容量内にミラー容量を介して電流を再び送出し、主トランジスタＴＲ３をターンオフする帰還信号７１を生成する。ＩＧＢＴは、線形動作の領域に戻り、そのため、ゲート・エミッター間電圧のランプ波は新たにコレクタの電流の傾きを制御できるようになる。
【００４２】
望ましくは、主トランジスタＴＲ３が遮断されている時、ゲート・エミッター間容量は、回路２０から送出された基準電圧のターンオフランプ波に応じて、低速ターンオフ回路５０の放電抵抗Ｒ９により低電流Ｉgoff２で放電し続ける。
【００４３】
第２段階の間、ＩＧＢＴの電圧ＶＣＥは増大を止め、電圧ＶＣＥの変動は再び超過閾値以下に遷移し、これにより、出力６１、６２がオフになる。しかしながら、補助トランジスタＴＲ２が飽和に関わるホールドタイムの間（つまり、ＴＲ２のベースの０への遷移とＴＲ２のコレクタ内の電流増加開始の間に流れる時間）、つまり約０．５から１マイクロ秒程度の期間、導通状態のままとどまるので、この第２段階は延長される。
【００４４】
この所定のホールドタイム中、主トランジスタＴＲ３は、望ましくは、帰還信号７１により遮断状態が維持される。あらゆる状況下で、ＩＧＢＴが完全にターンオフされるために主トランジスタＴＲ３が十分な時間遮断されたままでいなければならないので、このホールドタイムは重要である。このホールドタイム終了時に、補助トランジスタＴＲ２は再び遮断状態に遷移し、ノード７５の電圧は負電源電圧ＶＥＥまで徐々に減少する。ダイオードＤ４は遮断され、主トランジスタＴＲ３は導通状態に戻り、これにより、第３段階が開始される。
【００４５】
３）最終第３段階により、ＩＧＢＴ１１のゲート・エミッター間容量の放電を迅速に終了することが可能となり、結果として、ＩＧＢＴのターンオフ時間全体を短縮する。この段階では、主トランジスタＴＲ３が再び導通状態になるのであるから、ゲート・エミッター間容量は高電流でターンオフ抵抗Ｒ１０を介し放電する。これは、従って、ターンオフを迅速に終了することを可能にする。
【００４６】
コレクタの電流は、こうして、動的相互コンダクタンスgmと基準電圧のランプ波によって決定された傾きで減少する。電圧ＶＣＥは、全切換インダクタンスとコレクタの電流の傾きにより決定されたピーク値にとどまる。コレクタの電流が残留電流（テール電流）に達すると、電圧ＶＣＥはおよそ直流母線電圧まで減少する。
【００４７】
コンデンサＣ２は、電圧ＶＣＥが減少し始めた時、ＩＧＢＴ部品の次のターンオン中に、回路７０のダイオードＤ６と抵抗Ｒ１１、Ｒ４により放電される。
【００４８】
図６は、周波数変換機型三相非同期電動機Ｍの指令機器における本発明の使用例を示す。指令機器は電動機Ｍの各位相Ｕ、Ｖ、ＷＷの指令用に２つの部品、つまり三相電動機の例においては６つの電力部品１１、１２、１３、１４、１５、１６を有する。部品１１、１２、１３、１４、１５、１６は、可変周波数および振幅の電圧を電動機に直流母線電圧１８から供給する役割を担い、それにより、電動機が可変速度を供給することが可能となる。それぞれのＩＧＢＴ電力部品は、本発明にかなった指令装置１０から制御される。
【００４９】
本発明の範囲を逸脱することなく、他の様態や細部改良の発想、均等手段の利用も考案可能であることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明に適った指令装置の一実施態様の簡易化された一般原理を示す。
【図２】ランプ波発生回路の構造図一例を示す。
【図３】高速ターンオフ回路、低速ターンオフ回路の構造図一例を示す。
【図４】検出回路、帰還回路の構造図一例を示す。
【図５】トリガー回路の構造図一例を示す。
【図６】三相電動機指令への本発明の記載する指令装置の使用を示す。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特にパルス幅変調（Ｐulse Ｗidtｈ Ｍodulａtion、ＰＷＭ）インバーターへの使用における部品のターンオフプロセスを改良することを主な目的とした、ＩＧＢＴ（Ｉnsulａted Ｇａte Ｂipolａｒ Ｔｒａnsistoｒ：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、又は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍetａl Ｏxide Ｓiliｃon Ｆield Ｅffeｃt Ｔｒａnsistoｒ）型の電力用の電子半導体部品の指令装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＷＭインバーターは、非同期電動機用の周波数変換器型の変速機、無停電電源等の応用に頻繁に用いられている。三相周波数変換器において、整流器は、三相電気網から、例えば２５０〜４００Ｖ、又は５００〜８００Ｖといった直流母線電圧電源を供給する。インバーターは、次にこの直流母線から、電動機の制御を可能にする可変周波数振幅電圧を生成する。周知のように、このようなインバーターは、それぞれが一つの転流ダイオード（Ｆｒee Ｗｈeeling Ｄiode、ＦＷＤ）に並列な６つの高電力ＩＧＢＴ部品を有してもよい。例えば、２５０〜４００Ｖ、又は５００〜８００Ｖの直流母線電源用ならば、コレクタ電圧がそれぞれ６００Ｖ、又は、１２００ＶのＩＧＢＴが使用され得る。
【０００３】
ＩＧＢＴは、簡単に言えば、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）とバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）の連結部品のように動作するよく知られた電力部品である。入力で、ＩＧＢＴは、ＭＯＳＦＥＴのようなゲート電極によって電圧制御されるが、出力電流の特性はバイポーラトランジスタＢＪＴのそれに近い。耐短絡性は、ＩＧＢＴの優れた長所の一つである。しばしばゲート電圧と呼ばれるゲート・エミッター間電圧値は、導通損失を低減させるために、一般的にオン状態で１５から１７Ｖ程度である。オフ状態のゲート電圧値は、直流母線電圧、ゲート・エミッター間容量、コレクタ電圧の好ましい傾き等の様々な要素に依る。一般的には、トランジスタの切換時、反対側の装置の寄生ターンオンを避けるため、０から１５Ｖ程度である。
【０００４】
ＩＧＢＴのターンオフ時（つまり、導体のオン状態から非導体のオフ状態への遷移過程）に、ＩＧＢＴ内の寄生インダクタンスにおける電流の急激な変化によりコレクタとエミッターの間に高過電圧が発生しうる。これらの過電圧は、直接、ＩＧＢＴのコレクタ電流の変化速度（切換速度）に比例する。高電流により切換速度が上がり、それにより、ターンオフ時にきわめて大きな過電圧を引き起こす。切換電流が公称電流の６〜８倍に上る可能性のある時の短絡中が特にそのケースであり、このようにして引き起こされた過電圧によりＩＧＢＴが損壊する可能性もある。
【０００５】
ターンオフ中、ＩＧＢＴはその線形動作範囲で動作せず、コレクタ電流の傾きは制御不可能である。コレクタ電流の傾きは、高いゲート抵抗が使用されている場合には、それ独自に制御が可能である。しかしながら、その場合、ターンオフ電力損失と全ターンオフ時間が増大する。ターンオフ時間増大により、所定のデッドタイムを延長しなければならなくなり、特に低速において電動機電流及びトルクの振動の問題を引き起こすことになりかねない。
【０００６】
従来型の指令では、特に４００Ｖを上回る最大実用電圧を有する６００ＶのＩＧＢＴモジュールの場合、大幅なターンオフ損失を負うことなく、ターンオフ速度を効率的に制御することができない。過電圧時のＩＧＢＴの破損を避けるため、一般的なゲート指令回路は、短絡が検出されると（不飽和化防止装置と呼ばれる）低速ターンオフを動作させる。しかしながら、問題は、低速ターンオフが不飽和化防止装置によって終了される前に、高速ＩＧＢＴターンオフが始動してしまう可能性があることである。この場合、ＩＧＢＴのゲート容量が急速に放電され、コレクタ電流の急速な変化を招き、従って、大きなターンオフ過電圧を生じる。
【０００７】
この場合、クリッパーと呼ばれるクリッピングコンデンサを使用することが知られている。しかしながら、この解決方法は高価であり、かさばる上、過電圧を制限するのにすべてのケースに効果的なわけではなく、好ましくない共振を引き起こす可能性もある。
【０００８】
解決方法は他にも提案されている。これら様々な解決策では、ＩＧＢＴの状態についての情報を検出し、この情報への返答としてＩＧＢＴのゲート指令回路における動作を起こす（feedｂａｃk ａｃtion）必要がある。例えば、特許ＵＳ５，９２６，０１２号は、ＩＧＢＴの電力エミッターと補助エミッターの間の漏れインダクタンスと臨界オン電流上昇率di／dt検出に基づくゲート指令能動回路を提案している。特許ＵＳ６，２０８，１８５号は、臨界オン電流上昇率di／dt及び臨界オフ電流上昇率dv／dt指令用３段構成回路に基づくゲート指令能動回路を提案している。特許ＵＳ６，４５９，３２４号は、ＩＧＢＴのトリガー、ターンオフ中のゲート抵抗指令のためのゲート・エミッター間電圧の帰還に基づくゲート指令能動回路を提案している。
【０００９】
ＩＧＢＴの状態情報のフィードッバックに基づく方法の主な問題は、特に高速切換低電圧ＩＧＢＴといった新世代部品では、保護回路の持つ対応時間がきわめて短く、特にＩＧＢＴがその能動領域で機能しているときに他の短絡が生じた際、又は、アーム短絡（ａｒm sｈoｒt ｃiｒｃuit）が生じた際に、これらの方法では遅すぎるという可能性があることである。こうした時、最大実用母線電圧で短絡電流が安全にターンオフされることは確かではない。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１０】
これらのことから、本発明は、ターンオフ時におけるコレクタ・エミッター間過電圧ＶＣＥを効果的に制御できるよう、ＩＧＢＴ等の電力部品のゲート電圧のダイナミックフィードバック（フィードフォワード、先行反応）と帰還情報（フィードバック）とを有するゲート指令装置を記載する。本発明により、あらゆる実用的な条件下でターンオフ電流の傾きを簡易に効率的に制御することが可能となる。
【００１１】
ＩＧＢＴターンオフ中のＩＧＢＴ内部のインダクタンスと直流母線の寄生インダクタンスとによって生じた過電圧は制御される。これにより、高価でかさばる高周波クリッピングコンデンサの必要性がなくなり、低インダクタンスの直流母線構造が必要でなくなる。提案ゲート指令は、特に動的制動時といった最大母線電圧下の短絡、過負荷時を含むあらゆる一般的な使用条件下で、効果的に過電圧を制御することができる。
【００１２】
公称条件における全切換時間、及び切換に関わる損失が増大することはない。ＩＧＢＴ技術（ＮＰＴ、ＳＰＴ、ＴＲＥＮＣＨ）によっては、本発明が提案するゲート指令による切換損失が、従来ゲート指令による切換損失を下回ることも可能である。
【００１３】
このために、本発明は、ＩＧＢＴ部品の指令コマンドから基準ゲート電圧を出力に供給する入力回路、トリガー回路と高速ターンオフ回路を有する増幅段で、ＩＧＢＴ部品のゲート電流を送出するための前記基準電圧の電流増幅段、ＩＧＢＴ部品のゲートと入力回路の出力との間に接続される低速ターンオフ回路、ＩＧＢＴ部品のコレクタ・エミッター間電圧の検出回路を有するＩＧＢＴ型の電力用半導体部品のゲート指令装置を記載する。入力回路は、ランプ波発生回路であり、装置は、検出回路の出力に接続された、高速ターンオフ回路と発生回路の出力に作用する帰還信号を供給する帰還回路を有する。
【００１４】
一つの態様では、ランプ波発生回路は、ＩＧＢＴ部品のターンオン指令コマンドに従い、上昇ランプ波で、又、ＩＧＢＴ部品のターンオフ指令コマンドに従い、上昇ランプ波とは異なる下降ランプ波で基準電圧を供給する。
【００１５】
他の態様では他の態様では、ＩＧＢＴ部品のターンオフ時に、検出回路は、ＩＧＢＴ部品のコレクタ・エミッター間電圧の閾値超過とＩＧＢＴ部品のコレクタ・エミッター間電圧の変動閾値超過を検出する。
【００１６】
他の態様では、高速ターンオフ回路は、ベースが発生回路の出力と帰還信号によって操作され、エミッターがターンオフ抵抗を介してＩＧＢＴ部品のゲートにつながれている主バイポーラトランジスタを有する。低速ターンオフ回路は、ターンオフ抵抗を上回る放電抵抗を有する。
【００１７】
他の態様では、帰還回路は、所定のホールドタイム中、帰還信号を維持するように、エミッターが帰還信号につながれ、コレクタが正電源電圧につながれ、ベースが検出回路の第一出力につながれている補助バイポーラトランジスタを有する。検出回路の第二出力は、直接帰還信号につながれている。
【００１８】
本発明は、機器の各電力部品がこのような指令装置によって制御される、前記電動機の各位相用にＩＧＢＴ型の二つの電力部品を有する電動機の指令機器も記載する。
【００１９】
本発明は、また、ＩＧＢＴ型の電力用半導体部品のターンオフのための３工程構成の指令方法を記載する。第一工程では、ＩＧＢＴ部品のゲート・エミッター間容量が主に高速ターンオフ回路のターンオフ抵抗を通して放電される。第二工程では、ゲート・エミッター間容量がホールドタイム中にターンオフ抵抗を上回る放電抵抗を通してのみ放電するように、ＩＧＢＴ部品のコレクタ・エミッター間電圧の検出回路の出力に接続された帰還回路が、高速ターンオフ回路に作用する帰還信号を供給する。第三工程では、ゲート・エミッター間容量が主にターンオフ抵抗を通して放電される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
その他の特性や利点は、例として示し、添付図面に図示した実施の態様を参照しながら以下の詳細な説明から明らかになる。
【００２１】
図１を参照すると、ＩＧＢＴトランジスタ型の電力用半導体部品（ＩＧＢＴ）１１は、ゲートＧ（又はＧＡＴＥ）、コレクタＣ（又はＣＯＬＬＥＣＴＯＲ）、及び、エミッターＥ（又はＥＭＥＴＴＯＲ）を有する。ＩＧＢＴ１１のゲートの指令装置１０は、入力２１に届く、例えば上流の処理ユニットから送られてくる指令コマンドとも呼ばれる信号によりゲートＧ上に指令電流を供給する役目を担う。記載の実施態様では、入力２１の電圧は、ＩＧＢＴ１１をオン状態にする指令を送るために正電源電圧ＶＣＣと呼ばれる約＋１６Ｖの値を、又、ＩＧＢＴ１１をオフ状態にする指令を送るために負電源電圧ＶＥＥと呼ばれる約−１０Ｖの値をとる。
【００２２】
指令装置１０は、ランプ波発生回路２０、トリガー回路３０と高速ターンオフ回路４０で構成された電流増幅段、低速ターンオフ回路５０、コレクタ・エミッター間電圧ＶＣＥ検出回路６０、及び、高速ターンオフ回路４０に作用する帰還回路７０を有する。
【００２３】
図２の電気構造を参照すると、ランプ波発生回路２０は、入力２１で指令コマンドを受け取り、出力として基準ゲート電圧をノード２２に供給する。このランプ波発生回路２０は、部品１１のターンオン命令（オフ状態からオン状態への遷移、つまり入力２１のポジティブエッジ）に従い基準電圧用の上昇ランプ波を、又、部品１１のターンオフ命令（オン状態からオフ状態への遷移、つまり入力２１のネガティブエッジ）に従い基準電圧用の下降ランプ波を生じさせるインダクタンスＬ１、Ｌ２、及び、容量Ｃ９、抵抗Ｒ７Ａ、Ｒ７Ｂ、Ｒ７Ｃを有する。これらのランプ波により、基準電圧の変動を制御することが可能となり、従ってＩＧＢＴのコレクタ電流の変動を制御することを可能にする。
【００２４】
好ましくは、部品１１のターンオン時の上昇ランプ波は、部品１１のターンオフ時の下降ランプ波とは異なり、それにより、指令装置の調整に、より多くの柔軟性を与える。そのために、発生回路２０は、例えばＲ７Ｂ、Ｒ７Ｃ、Ｌ２に並列なダイオードＤ７を有する。入力２１のポジティブエッジ時には、ダイオードＤ７は電導性を有し、ターンオンランプ波は単に抵抗Ｒ７Ａ、インダクタンスＬ１及び容量Ｃ９によって決定される。それに対し、入力２１のネガティブエッジ時には、ダイオードＤ７は、電導性を失い、ターンオフランプ波は抵抗Ｒ７Ａ、Ｒ７Ｂ、Ｒ７Ｃ、インダクタンスＬ１、Ｌ２及び容量Ｃ９によって決定される。この組み合わせにより、ＩＧＢＴのターンオフ用がターンオン用よりも小さい基準電圧の傾きを得ることが可能となる。各要素Ｒ７Ａ、Ｒ７Ｂ、Ｒ７Ｃ、Ｃ９、Ｌ１及び、Ｌ２の調整は、所望の性能と指令対象のＩＧＢＴの特徴に依る。容量Ｃ９に並列なツェナーダイオードＺＤ１とダイオードＤ８とで構成された吸収回路により、例えば＋１６．５Ｖに近い値のオーバーシュートと言われる超過電圧を制限することが可能となる。
【００２５】
指令装置１０の電流増幅段は、ノード２２の基準電圧に応じてＩＧＢＴ部品にゲート電流を供給する。この増幅段は、ノード２２とＩＧＢＴ１１のゲートＧに直接接続されたノード２３の間で双方がつながれている高速ターンオフ回路４０とトリガー回路３０を有する。好ましい実施態様によれば、この増幅段は、プッシュプル型である。
【００２６】
図５は、増幅段のトリガー回路３０を示す。トリガー回路３０は、ノード２２とノード２３の間でつながれている。このトリガー回路は、コレクタが（＋１６Ｖにほぼ等しい）正電源電圧ＶＣＣにつながれ、エミッターがトリガー抵抗Ｒ６につながれ、ベースがダイオードＤ３のカソードにつながれているＮＰＮ型バイポーラトランジスタＴＲ１を有する。トリガー抵抗Ｒ６のもう一端部は、ノード２３につながれている。ダイオードＤ３のアノードは、ノード２２につながれている。ＩＧＢＴ１１のゲート・エミッター間容量は、ダイオードＤ３、トランジスタＴＲ１、及び抵抗Ｒ６を通して充電される。ＴＲ１のベース・エミッター間電圧が１０Ｖを上回る可能性があり、ＴＲ１内の電力損失を増大させる可能性のある場合、ダイオードＤ３は、ターンオフ時のＴＲ１の破壊を避けるために使用されている。トリガー抵抗Ｒ６は、ゲートＧの充電電流Ｉgonを制限し、ＩＧＢＴ上のゲート接続端子と指令装置との間の漏れインダクタンス及びゲート・エミッター間容量により引き起こされるゲート・エミッター間電圧の寄生振動を回避する。トリガー抵抗Ｒ６の最小値は、ＩＧＢＴのオフ状態のゲート・エミッター間容量とゲートインダクタンスによる。
【００２７】
ＩＧＢＴのターンオン時には、コレクタ・エミッター間電圧ＶＣＥは、ゲート・エミッター間電圧がミラー平坦部分と呼ばれる領域にとどまるように減少し始める。ランプ波発生器２０から送出された電圧は、ターンオンランプ波に応じて増加し続け、ゲートの充電電流は増加を始める。ゲートの高充電電流は、ミラー容量の充電を速め、ターンオン時の電力損失と残留電圧を低減させる。この効果は、基準ゲート電圧のランプ波とゲート抵抗による。
【００２８】
図３は、増幅段の高速ターンオフ回路４０を示す。回路４０は、ノード２２とノード２３に接続される。この回路は、エミッターがターンオフ抵抗Ｒ１０を介してノード２３につながれ、コレクタが（ほぼ−１０Ｖに等しい）負電源電圧ＶＥＥにつながれるＰＮＰ型主バイポーラトランジスタ（主トランジスタ）ＴＲ３を有する。ＴＲ３のベースは、コンデンサＣ８と並列なダイオードＤ５を通ってノード４５に接続されている。容量Ｃ８により、トランジスタＴＲ３の遮断を速めることが可能となる。ノード４５は、抵抗Ｒ１２を介してノード２２に接続され、帰還回路７０から送られる帰還信号７１に接続されている。
【００２９】
本発明によれば、指令回路は直接ノード２２とノード２３の間につながれ、放電抵抗Ｒ９を有する低速ターンオフ回路５０をも有する。放電抵抗Ｒ９の値は、部品１１のターンオンが優先的にトリガー回路３０を通して実行されるように、トリガー抵抗Ｒ６をかなり上回る。その上、Ｒ９の値は、主トランジスタＴＲ３が導通状態である時、部品１１のターンオフが優先的に高速ターンオフ回路４０を通して実行されるように、ターンオフ抵抗Ｒ１０をかなり上回る。
【００３０】
図４は、検出回路６０、及び帰還回路７０を示す。
【００３１】
検出回路６０は、ＩＧＢＴ１１のコレクタ・エミッター間電圧ＶＣＥの増加を迅速に検出する役目を担う。この検出回路は、カソードがＩＧＢＴ１１のコレクタＣにつながれ、アノードが、反対側の端部がノード６５につながれたコンデンサＣ２につながれており、ツェナーダイオードよりも高速なトランジェント電圧サプレッサ型のクリッピングツェナーダイオードＴＳ１を有する。電圧ＶＣＥが増加を始めると、コンデンサＣ２はダイオードＴＳ１の接合容量を通して充電を始める。このダイオードＴＳ１の接合容量は、電圧ＶＣＥと電圧ＶＣＥの時間的変動に依存する。これらの関数は、特にターンオフ開始時においては、線形ではない。ダイオードＴＳ１のツェナー電圧が正電源電圧ＶＣＣをはるかに上回るとするならば、ＴＳ１の電圧がツェナー電圧に近い時、ＴＳ１の接合容量はコンデンサＣ２の容量を大きく下回る。電圧ＶＣＥがＴＳ１のツェナー電圧を上回る時、ダイオードＴＳ１は、電導性を有し、コンデンサＣ２は電流Ｉｃ２により充電される。コンデンサＣ２の電流Ｉｃ２は、検出回路６０の二つの出力それぞれ６２、６１を得るためにノード６５に接続された抵抗Ｒ３、Ｒ４に応じて調整可能な電流Ｉｒ３とＩｒ４に分かれる。
【００３２】
こうして、検出回路６０により、電圧ＶＣＥの変動にほぼ比例した電流Ｉｒ３、Ｉｒ４を迅速に生成できるよう、電圧ＶＣＥの変動値の閾値超過（例えば、毎マイクロ秒数キロボルト程度）を、及び、電圧ＶＣＥの値の閾値超過（例えば、直流母線電圧の２５％から６０％程度）を簡易に、又、迅速に、検出することが可能となる。これにより、ターンオフ時のコレクタ・エミッター間電圧ＶＣＥの過電圧を効率的に制御することが可能となる。これらの超過閾値は、ＩＧＢＴ部品に使用される技術による。
【００３３】
図４に示される帰還回路７０は、検出回路６０の第１出力６１（電流Ｉｒ４）、第２出力６２（電流Ｉｒ３）を受け取り、高速ターンオフ回路４０のノード４５に接続された帰還信号７１を出力として放出する役割を担う。
【００３４】
Ｒ３から送出された電流Ｉｒ３を送電する検出回路６０の第２出力６２は、直接、ダイオードＤ４を通り帰還信号７１に接続される。帰還回路７０は、ＮＰＮ型の補助バイポーラトランジスタＴＲ２を有する。補助トランジスタＴＲ２のコレクタは、正電源電圧ＶＣＣにつながれており、ＴＲ２のベースは、Ｒ４から送出された電流Ｉｒ４を送電する第１出力６１につながれ、ＴＲ２のエミッターは、ノード７５につながれている。ダイオードＤ９は、ＴＲ２のベースとコレクタをつなぐ。ノード７５は、ダイオードＤ４と抵抗Ｒ１４を介して、帰還信号７１に接続される。また、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ１３、及びコンデンサＣ４は、ＩＧＢＴ部品１１のターンオン時に容量Ｃ２の放電が可能となるように、ノード７５と負電源電圧ＶＥＥの間に並列に接続されている。
【００３５】
従って、ＩＧＢＴ部品１１のターンオフ過程は、３つの段階を有する。
【００３６】
１）第一段階では、主トランジスタＴＲ３は、導通状態であり、補助トランジスタＴＲ２は、遮断されている。ＩＧＢＴ１１のゲート・エミッター間容量は、高放電電流Ｉgoff１で少ないミラー平坦部分時間で、主にターンオフ抵抗Ｒ１０（Ｒ１０がＲ９をはるかに下回るため）と主トランジスタＴＲ３を通して放電する。第１段階終了時には、ゲート・エミッター間電圧は、ミラー平坦部分よりも下に位置し、ＩＧＢＴ部品１１内部のＭＯＳＦＥＴトランジスタはオフ状態に近くなっている。この場合、コレクタの電流の大部分は、部品１１内部のＢＪＴトランジスタの電流である。ゲート・エミッター間電圧の最終値は、ＩＧＢＴ部品の技術により、およそ０にもなりうる。この第１段階は、検出回路６０によって検出される電圧ＶＣＥの増大を生じさせる。
【００３７】
２）検出回路６０が、電流Ｉｒ３、Ｉｒ４を生じさせる（コンデンサＣ２により）部品１１の電圧ＶＣＥの変動閾値超過と（ダイオードＴＳ１により）部品１１の電圧ＶＣＥの閾値超過を検出したとき、第２段階が開始する。こうして、これらの閾値の超過時には、帰還回路７０が迅速に、帰還信号７１を通し、電流Ｉｒ３を介して、主トランジスタＴＲ３を遮断する。その結果、ＩＧＢＴ１１のゲート・エミッター間容量は、これ以降、Ｉgoff１を下回る低放電電流Ｉgoff２で放電抵抗Ｒ９を通してのみ放電する。また、電流Ｉｒ４の大部分は、トランジスタＴＲ２のベースを縦断し、これにより、このトランジスタＴＲ２は導通状態となる。
【００３８】
この段階では、ゲート・エミッター間電圧は、ミラー平坦部分の下に位置する。しかしながら、内部ＭＯＳＦＥＴトランジスタがオフ状態であり、電圧ＶＣＥが急速に増大することから、ゲート・エミッター間容量は、ＩＧＢＴ１１のミラー容量により、（放電電流よりも高い）付加電流によって充電する。こうして、ゲート・エミッター間電圧は再びミラー平坦部分を上回り、従って、ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、コレクタの電流が新たに制御可能となるよう、再びオン状態に遷移する。ゲート・エミッター間容量は、ミラー容量によって再び充電される。
【００３９】
補助トランジスタＴＲ２が第１段階で遮断されている間は、ノード７５の電圧はおよそ電源電圧ＶＥＥに等しく、ダイオードＤ９は、電導性を有さない。第２段階では、トランジスタＴＲ２は、導通状態となり、これにより、ノード７５の電圧が正電源電圧ＶＣＣに近い値へと増大する。ダイオードＤ９は導通状態となり、これにより、トランジスタＴＲ２を大きく飽和し、容量Ｃ４の充電に必要な時間が経過すると、帰還信号７１内に抵抗Ｒ１４とダイオードＤ４を介して電流が流れる。この構造により、トランジスタＴＲ２は、第１出力６１がオフになった後、所定のホールドタイム（蓄積時間）中、導通状態が維持される。
【００４０】
同時に、電流Ｉｒ３は、ダイオードＤ４を縦断し、ノード４５の電圧は即時に増大を開始する。ノード４５では、帰還信号７１から送られた電流は、ノード２２の基準電圧に作用するため抵抗Ｒ１２を縦断するフィードバック電流と主トランジスタＴＲ３を遮断することを可能にするコンデンサＣ８の充電電流とに分かれる。ノード４５の電圧は、およそ正電源電圧ＶＣＣに等しく、ダイオードＤ５とトランジスタＴＲ３を遮断状態に維持する。
【００４１】
こうして、ＩＧＢＴの内部ＭＯＳＦＥＴトランジスタはオフ状態に近くなる。そして、ＩＧＢＴの電圧ＶＣＥの値と傾きは、ＩＧＢＴ内部のＢＪＴトランジスタの動的特性によって決定される。電圧ＶＣＥの急速な増大は、ゲート・エミッター間電圧がミラー平坦部分まで増大し始め内部ＭＯＳＦＥＴトランジスタを再びオン状態にするように、ゲート容量内にミラー容量を介して電流を再び送出し、主トランジスタＴＲ３をターンオフする帰還信号７１を生成する。ＩＧＢＴは、線形動作の領域に戻り、そのため、ゲート・エミッター間電圧のランプ波は新たにコレクタの電流の傾きを制御できるようになる。
【００４２】
望ましくは、主トランジスタＴＲ３が遮断されている時、ゲート・エミッター間容量は、回路２０から送出された基準電圧のターンオフランプ波に応じて、低速ターンオフ回路５０の放電抵抗Ｒ９により低電流Ｉgoff２で放電し続ける。
【００４３】
第２段階の間、ＩＧＢＴの電圧ＶＣＥは増大を止め、電圧ＶＣＥの変動は再び超過閾値以下に遷移し、これにより、出力６１、６２がオフになる。しかしながら、補助トランジスタＴＲ２が飽和に関わるホールドタイムの間（つまり、ＴＲ２のベースの０への遷移とＴＲ２のコレクタ内の電流増加開始の間に流れる時間）、つまり約０．５から１マイクロ秒程度の期間、導通状態のままとどまるので、この第２段階は延長される。
【００４４】
この所定のホールドタイム中、主トランジスタＴＲ３は、望ましくは、帰還信号７１により遮断状態が維持される。あらゆる状況下で、ＩＧＢＴが完全にターンオフされるために主トランジスタＴＲ３が十分な時間遮断されたままでいなければならないので、このホールドタイムは重要である。このホールドタイム終了時に、補助トランジスタＴＲ２は再び遮断状態に遷移し、ノード７５の電圧は負電源電圧ＶＥＥまで徐々に減少する。ダイオードＤ４は遮断され、主トランジスタＴＲ３は導通状態に戻り、これにより、第３段階が開始される。
【００４５】
３）最終第３段階により、ＩＧＢＴ１１のゲート・エミッター間容量の放電を迅速に終了することが可能となり、結果として、ＩＧＢＴのターンオフ時間全体を短縮する。この段階では、主トランジスタＴＲ３が再び導通状態になるのであるから、ゲート・エミッター間容量は高電流でターンオフ抵抗Ｒ１０を介し放電する。これは、従って、ターンオフを迅速に終了することを可能にする。
【００４６】
コレクタの電流は、こうして、動的相互コンダクタンスgmと基準電圧のランプ波によって決定された傾きで減少する。電圧ＶＣＥは、全切換インダクタンスとコレクタの電流の傾きにより決定されたピーク値にとどまる。コレクタの電流が残留電流（テール電流）に達すると、電圧ＶＣＥはおよそ直流母線電圧まで減少する。
【００４７】
コンデンサＣ２は、電圧ＶＣＥが減少し始めた時、ＩＧＢＴ部品の次のターンオン中に、回路７０のダイオードＤ６と抵抗Ｒ１１、Ｒ４により放電される。
【００４８】
図６は、周波数変換機型三相非同期電動機Ｍの指令機器における本発明の使用例を示す。指令機器は電動機Ｍの各位相Ｕ、Ｖ、ＷＷの指令用に２つの部品、つまり三相電動機の例においては６つの電力部品１１、１２、１３、１４、１５、１６を有する。部品１１、１２、１３、１４、１５、１６は、可変周波数および振幅の電圧を電動機に直流母線電圧１８から供給する役割を担い、それにより、電動機が可変速度を供給することが可能となる。それぞれのＩＧＢＴ電力部品は、本発明にかなった指令装置１０から制御される。
【００４９】
本発明の範囲を逸脱することなく、他の様態や細部改良の発想、均等手段の利用も考案可能であることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明に適った指令装置の一実施態様の簡易化された一般原理を示す。
【図２】ランプ波発生回路の構造図一例を示す。
【図３】高速ターンオフ回路、低速ターンオフ回路の構造図一例を示す。
【図４】検出回路、帰還回路の構造図一例を示す。
【図５】トリガー回路の構造図一例を示す。
【図６】三相電動機指令への本発明の記載する指令装置の使用を示す。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＩＧＢＴ部品（１１）の指令コマンド（２１）から基準ゲート電圧を出力（２２）で供給する入力回路（２０）、
トリガー回路（３０）と高速ターンオフ回路（４０）を有する増幅段で、ＩＧＢＴ部品（１１）のゲート電流を送出するための前記基準電圧の電流増幅段、
ＩＧＢＴ部品（１１）のゲート（Ｇ）と入力回路（２０）の出力（２２）との間に接続される低速ターンオフ回路（５０）、
ＩＧＢＴ部品（１１）のコレクタ・エミッター間電圧検出回路（６０）
を有するＩＧＢＴ型の電力用半導体部品（１１）のゲート指令装置（１０）であって、
入力回路がランプ波発生回路（２０）であることと、装置は高速ターンオフ回路（４０）と発生回路（２０）の出力（２２）に作用する帰還信号（７１）を供給し、検出回路（６０）の出力に接続された帰還回路（７０）を有することを特徴とするゲート指令装置（１０）。
【請求項２】
ランプ波発生回路（２０）は、ＩＧＢＴ部品（１１）のターンオン指令コマンドに従い、上昇ランプ波に応じた、又、ＩＧＢＴ部品（１１）のターンオフ指令コマンドに従い、上昇ランプ波とは異なる下降ランプ波に応じた基準電圧を発生させることを特徴とする請求項１に記載のゲート指令装置。
【請求項３】
検出回路（６０）は、ＩＧＢＴ部品（１１）のコレクタ・エミッター間電圧の閾値超過とＩＧＢＴ部品（１１）のコレクタ・エミッター間電圧の変動閾値超過を検出することを特徴とする請求項１に記載のゲート指令装置。
【請求項４】
高速ターンオフ回路（４０）は、ベースが発生回路（２０）の出力と帰還信号（７１）によって操作され、エミッターがターンオフ抵抗（Ｒ１０）を介しＩＧＢＴ部品（１１）のゲートにつながれている主バイポーラトランジスタ（ＴＲ３）を有することを特徴とする請求項１に記載のゲート指令装置。
【請求項５】
低速ターンオフ回路（５０）は、ターンオフ抵抗（Ｒ１０）を上回る放電抵抗（Ｒ９）を有することを特徴とする請求項４に記載のゲート指令装置。
【請求項６】
増幅段は、プッシュプル型であることを特徴とする請求項１に記載のゲート指令装置。
【請求項７】
帰還回路（７０）は、所定のホールドタイム中、帰還信号（７１）を維持するように、エミッターが帰還信号（７１）につながれ、コレクタが正電源電圧につながれ、ベースが検出回路（６０）の第一出力（６１）につながれている補助バイポーラバイポーラトランジスタ（ＴＲ２）を有することを特徴とする請求項１に記載のゲート指令装置。
【請求項８】
検出回路（６０）の第二出力（６２）が直接帰還信号（７１）につながれていることを特徴とする請求項７に記載のゲート指令装置。
【請求項９】
電動機の各位相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）用にＩＧＢＴ型の二つの電力部品を有する電動機（Ｍ）指令機器であって、機器の各電力部品（１１、１２、１３、１４、１５、１６）が上記の請求項のいずれか一つに記載のゲート指令装置（１０）によって制御されることを特徴とする電動機（Ｍ）指令機器。
【請求項１０】
ＩＧＢＴ型の電力用半導体部品（１１）のターンオフ指令方法であって、
ＩＧＢＴ部品（１１）のゲート・エミッター間容量が主に高速ターンオフ回路（４０）のターンオフ抵抗（Ｒ１０）を通して放電される第一工程、
ゲート・エミッター間容量がホールドタイム中にターンオフ抵抗（Ｒ１０）を上回る放電抵抗（Ｒ９）を通してのみ放電するように、ＩＧＢＴ部品（１１）コレクタ・エミッター間電圧の検出回路（６０）の出力に接続された帰還回路（７０）が高速ターンオフ回路（４０）に作用する帰還信号（７１）を供給する第二工程、および
ゲート・エミッター間容量が主にターンオフ抵抗（Ｒ１０）を通して放電される第三工程
を有するターンオフ指令方法。
【請求項１】
ＩＧＢＴ部品（１１）の指令コマンド（２１）から基準ゲート電圧を出力（２２）で供給する入力回路（２０）、
トリガー回路（３０）と高速ターンオフ回路（４０）を有する増幅段で、ＩＧＢＴ部品（１１）のゲート電流を送出するための前記基準電圧の電流増幅段、
ＩＧＢＴ部品（１１）のゲート（Ｇ）と入力回路（２０）の出力（２２）との間に接続される低速ターンオフ回路（５０）、
ＩＧＢＴ部品（１１）のコレクタ・エミッター間電圧検出回路（６０）
を有するＩＧＢＴ型の電力用半導体部品（１１）のゲート指令装置（１０）であって、
入力回路がランプ波発生回路（２０）であることと、装置は高速ターンオフ回路（４０）と発生回路（２０）の出力（２２）に作用する帰還信号（７１）を供給し、検出回路（６０）の出力に接続された帰還回路（７０）を有することを特徴とするゲート指令装置（１０）。
【請求項２】
ランプ波発生回路（２０）は、ＩＧＢＴ部品（１１）のターンオン指令コマンドに従い、上昇ランプ波に応じた、又、ＩＧＢＴ部品（１１）のターンオフ指令コマンドに従い、上昇ランプ波とは異なる下降ランプ波に応じた基準電圧を発生させることを特徴とする請求項１に記載のゲート指令装置。
【請求項３】
検出回路（６０）は、ＩＧＢＴ部品（１１）のコレクタ・エミッター間電圧の閾値超過とＩＧＢＴ部品（１１）のコレクタ・エミッター間電圧の変動閾値超過を検出することを特徴とする請求項１に記載のゲート指令装置。
【請求項４】
高速ターンオフ回路（４０）は、ベースが発生回路（２０）の出力と帰還信号（７１）によって操作され、エミッターがターンオフ抵抗（Ｒ１０）を介しＩＧＢＴ部品（１１）のゲートにつながれている主バイポーラトランジスタ（ＴＲ３）を有することを特徴とする請求項１に記載のゲート指令装置。
【請求項５】
低速ターンオフ回路（５０）は、ターンオフ抵抗（Ｒ１０）を上回る放電抵抗（Ｒ９）を有することを特徴とする請求項４に記載のゲート指令装置。
【請求項６】
増幅段は、プッシュプル型であることを特徴とする請求項１に記載のゲート指令装置。
【請求項７】
帰還回路（７０）は、所定のホールドタイム中、帰還信号（７１）を維持するように、エミッターが帰還信号（７１）につながれ、コレクタが正電源電圧につながれ、ベースが検出回路（６０）の第一出力（６１）につながれている補助バイポーラバイポーラトランジスタ（ＴＲ２）を有することを特徴とする請求項１に記載のゲート指令装置。
【請求項８】
検出回路（６０）の第二出力（６２）が直接帰還信号（７１）につながれていることを特徴とする請求項７に記載のゲート指令装置。
【請求項９】
電動機の各位相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）用にＩＧＢＴ型の二つの電力部品を有する電動機（Ｍ）指令機器であって、機器の各電力部品（１１、１２、１３、１４、１５、１６）が上記の請求項のいずれか一つに記載のゲート指令装置（１０）によって制御されることを特徴とする電動機（Ｍ）指令機器。
【請求項１０】
ＩＧＢＴ型の電力用半導体部品（１１）のターンオフ指令方法であって、
ＩＧＢＴ部品（１１）のゲート・エミッター間容量が主に高速ターンオフ回路（４０）のターンオフ抵抗（Ｒ１０）を通して放電される第一工程、
ゲート・エミッター間容量がホールドタイム中にターンオフ抵抗（Ｒ１０）を上回る放電抵抗（Ｒ９）を通してのみ放電するように、ＩＧＢＴ部品（１１）コレクタ・エミッター間電圧の検出回路（６０）の出力に接続された帰還回路（７０）が高速ターンオフ回路（４０）に作用する帰還信号（７１）を供給する第二工程、および
ゲート・エミッター間容量が主にターンオフ抵抗（Ｒ１０）を通して放電される第三工程
を有するターンオフ指令方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２００６−６７７９５（Ｐ２００６−６７７９５Ａ）
【公開日】平成１８年３月９日（２００６．３．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２４８３２６（Ｐ２００５−２４８３２６）
【出願日】平成１７年８月２９日（２００５．８．２９）
【出願人】（５０２３６３１９１）シュネーデル、トウシバ、インベーター、ヨーロッパ、ソシエテ、パル、アクション、セプリフエ (42)
【氏名又は名称原語表記】ＳＣＨＮＥＩＤＥＲ ＴＯＳＨＩＢＡ ＩＮＶＥＲＴＥＲ ＥＵＲＯＰＥ ＳＡＳ
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年３月９日（２００６．３．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年８月２９日（２００５．８．２９）
【出願人】（５０２３６３１９１）シュネーデル、トウシバ、インベーター、ヨーロッパ、ソシエテ、パル、アクション、セプリフエ (42)
【氏名又は名称原語表記】ＳＣＨＮＥＩＤＥＲ ＴＯＳＨＩＢＡ ＩＮＶＥＲＴＥＲ ＥＵＲＯＰＥ ＳＡＳ
【Ｆターム（参考）】
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