ゲート駆動装置
【課題】ダイオードの低温時のＥＭＩノイズ低減と特定の温度条件と、電力変換器駆動条件における電圧電流振動の抑制とスイッチング損失の低減の両立。
【解決手段】上述した高圧ダイオードの課題を解決する方法として、制御パルス生成時のパルス幅と、所定のパルス幅しきい値を比較および、デバイス温度推定情報と所定の温度しきい値を比較して、ＥＭＩが大きくなる動作条件にあわせて、ゲート抵抗を切り替える。または、パワー半導体に使われているダイオードの発振現象がおきる温度での動作時や、通流時間が短い制御パルスを生成時にあわせて、対アームのスイッチング素子の駆動条件を緩やかにする。
【解決手段】上述した高圧ダイオードの課題を解決する方法として、制御パルス生成時のパルス幅と、所定のパルス幅しきい値を比較および、デバイス温度推定情報と所定の温度しきい値を比較して、ＥＭＩが大きくなる動作条件にあわせて、ゲート抵抗を切り替える。または、パワー半導体に使われているダイオードの発振現象がおきる温度での動作時や、通流時間が短い制御パルスを生成時にあわせて、対アームのスイッチング素子の駆動条件を緩やかにする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ，コンバータといった電力変換器システムのゲート制御方式にかかり、特に前記回路システムの高信頼化に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換器は、インバータ回路や昇圧および降圧回路をはじめとして、スイッチとダイオードなどからなる電気回路で構成されている。
【０００３】
インバータやコンバータをはじめとする電力変換器は、直流や交流の電力変換や、交流の周波数変換などを行うために用いられており、昇降圧用のスイッチング電源から、大容量のモータ駆動システムや、送電，変電などといった電力システムなど様々な用途で使われている。
【０００４】
上記システムに用いられる変換器用素子としては、大容量の用途においては、損失低減の観点から、高耐圧のトランジスタやダイオードなどのパワー半導体素子が使われている。
【０００５】
変換器の効率向上のため、パワー半導体には低損失化が求められるのと同時に、パワー半導体を使ったインバータでは、スイッチング損失の低減と同時にＥＭＩ（electro-magnetic interference）ノイズの低減といった高信頼化が求められている。パワートランジスタのターンオン時に生じる損失と、ＥＭＩノイズの低減を両立する方法として、ターンオン時のトランジスタの電流変化率を逐次検知してゲート抵抗を切り替えるという方式や、コレクタ電流によって電流指令値に基づいて、スイッチング速度を切り替える方式がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００５−２７８２７４号公報
【特許文献２】特開２００９−２７８８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
電力変換器を休止状態から再投入するときなどのパワー半導体が低温で動作する状態での使用や、電力変換器の負荷が大きくなったときなどのパワー半導体の温度が上昇した状態での使用など、通常動作の温度領域からはずれた場合にターンオン時のノイズが発生することがある。
【０００８】
パワートランジスタの動作自体が原因でノイズが発生することもあるが、ダイオードの動作条件によっては、ダイオードの電流振動や電圧振動現象によって、スイッチング損失やＥＭＩノイズが増大することがある。特に高圧のダイオードの場合、ダイオード逆バイアス時のリカバリ動作時の温度特性や通流時の電流値によって、出力電圧または出力電流が大きく振動し、ノイズ源となっていることがある。またＰＷＭパルス制御をインバータ回路で使用するときには、ダイオードの通流時間が極端に短くなってしまい、通流電流が小さい条件での発振現象が起こることがある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した高圧ダイオードの課題を解決する方法として、制御パルス生成時のパルス幅と、所定のパルス幅しきい値を比較および、デバイス温度推定情報と所定の温度しきい値を比較して、ＥＭＩが大きくなる動作条件にあわせて、ゲート抵抗を切り替える。
【００１０】
または、パワー半導体に使われているダイオードの発振現象がおきる温度での動作時や、通流時間が短い制御パルスを生成時にあわせて、対アームのスイッチング素子の駆動条件を緩やかにする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によると、ダイオードの電流変化率や電圧変化率を低減するように駆動することができ、ダイオードが原因のＥＭＩノイズを低減することができる。またダイオードのＥＭＩノイズが発生する条件にあてはまらないときには、スイッチング素子の駆動条件となるゲートインピーダンスを小さくするなどして、高速駆動することによって損失の低減ができる。以上本発明によって、パワー半導体のＥＭＩノイズ低減と、損失低減の２つの効果を両立することができる。また論理部のパルス生成時のロジックを簡略化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施例１の説明図。
【図２】実施例２の説明図。
【図３】実施例３の説明図。
【図４】実施例４の説明図。
【図５】実施例５の説明図。
【図６】実施例６の説明図。
【図７】実施例７の説明図。
【図８】実施例８の説明図。
【図９】実施例９の説明図。
【図１０】実施例１０の説明図。
【図１１】実施例１１の説明図。
【図１２】実施例１２の説明図。
【図１３】実施例１３の説明図。
【図１４】実施例１４の説明図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
【実施例１】
【００１４】
本発明に基づく第１の実施形態における変換器回路の構成について、図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の変換器回路構成として、変換器回路におけるスイッチング素子１とダイオード２とからなるパワー半導体と、ゲート駆動回路とパルス生成部５を備えるゲート駆動部を有する基本回路である。図１において、１はスイッチング素子、２はダイオード、３は可変ゲート抵抗、４はゲート駆動回路、５はパルス生成部、６はパワー半導体温度推定手段、７はゲイン変更信号生成部、８は第１のアンド回路、９は第１のパルス幅検知回路を、１０１に組み合わせダイオードを表している。
【００１５】
本実施例の回路について図１を用いて説明する。
【００１６】
半導体のスイッチング素子を組み合わせた変換器回路は、電力を制御するためのスイッチング素子１や、ダイオード２からなるパワー半導体で構成されている。また、変換器回路では、スイッチング素子１をオンオフ制御するために、スイッチング素子１のゲートを駆動するゲート駆動回路４を備え、マイコンやＣＰＵなどからなる制御論理部からの出力により、変換器回路で必要な電流や電圧を制御するためのパルスを生成するパルス生成部５が備えられている。近年では変換器用のスイッチング素子の多くには絶縁ゲート型のバイポーラトランジスタ（以下ＩＧＢＴと略す）が使われており、本実施例では図１のスイッチング素子１としてＩＧＢＴを用いた変換器の回路図を説明する。またＩＧＢＴをつかった電力変換器の基本構成として、制御論理部からの信号を増幅するために、４で示したゲート駆動回路が使われている。
【００１７】
ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子には電源または他のパワー半導体や、受動素子や、負荷が取り付けられており、パルス生成部５から出力される信号によってスイッチング素子１のオン，オフ動作が決まる。スイッチング素子１のゲート電圧を制御して、コレクターエミッタ間の電圧や、コレクタ電流を変化させている。
【００１８】
直流から交流への変換器（インバータ）回路の場合、ＩＧＢＴのコレクタまたはエミッタ端子には直列に組み合わせダイオード１０１が接続されるため、この組み合わせダイオード１０１が逆回復動作（リカバリ動作）を伴い、ＩＧＢＴに流れるコレクタ電流は瞬間的にピークを持つ波形となる。この組み合わせダイオード１０１の温度特性が問題となる。そこで、本実施例ではサーミスタや熱電対などといったパワー半導体温度推定手段６から出力されるパワー半導体の推定温度情報を、ゲイン変更信号生成部７で所定の温度しきい値と比較して、出力し、第１のアンド回路８に入力する。ここで、パワー半導体温度推定手段６は、スイッチング素子１とダイオード２の少なくともいずれかの温度を推定することが可能である。また第１のパルス幅検知回路９で検知したパルス幅から算出される電流推定値を第１のアンド回路８へ出力し、所定のパルス幅しきい値と比較して、第１のアンド回路８に入力する。７と９からの信号を比較することで、組み合わせダイオードのノイズの影響が大きくなる条件を検知する。前記第１のアンド回路８の出力をもとにして、可変ゲート抵抗３の抵抗を大きい値に切り替える。
【００１９】
このようにゲート駆動のインピーダンスをダイオードのＥＭＩが発生する条件で切り替えることによって、電流や電流変化率のフィードバックをせずに、上記発明の効果を実現することができる。
【実施例２】
【００２０】
本発明に基づく第２の実施形態における変換器回路の構成について、図を参照しながら説明する。図２は、ゲートインピーダンスを変更する信号をゲート電圧の変化に合わせて送信し、ターンオン時に過渡的に切り替えるゲート駆動方式の一例である。ゲイン変更信号生成部７は、あらかじめダイオードのＥＭＩが発生するパルスの判定条件を保有しており、パルス生成部５からパルス信号を受信して、パワー半導体温度推定手段６から受信した温度情報と比較して、ゲートインピーダンスを変更するゲイン変更信号を生成する。この前記ゲイン変更信号生成部７の出力と、ゲート電圧とを第１の比較器１０を使って、可変ゲート抵抗３の抵抗を大きな値に変化させることで、スイッチング素子１であるＩＧＢＴがオンしている瞬間にコレクタまたはエミッタの電圧振動や、電流振動がダイオード２によって生じた場合、スイッチング素子１であるＩＧＢＴのコレクタ電流の変化を検知し、ＩＧＢＴのスイッチのタイミングを見ながら、ダイオードのノイズが発生する瞬間にあわせて、ＩＧＢＴの電流変化率や電圧変化率を変更することが可能な回路方式を提供することができる。
【実施例３】
【００２１】
本発明に基づく第３の実施形態における変換器回路の方式について、図３を用いて説明する。図３は実施例２で示したゲート駆動方式のゲート駆動回路４とパルス生成部５の間に遅延回路１１を追加したものである。遅延回路１１以外の構成は実施例２と同様である。
【００２２】
本実施例においてパルス生成部５からゲート駆動回路４へのオンオフ信号と、ゲイン変更パルスの処理の同期を取ることで、好適なゲート駆動方式を提供することができる。
【実施例４】
【００２３】
本発明に基づく第４の実施形態における変換器回路の構成について、図４を参照しながら説明する。図４は、本発明の変換器回路構成として、スイッチング素子１としてのＩＧＢＴとダイオードのパワー半導体を直列に接続し、正極側ＩＧＢＴと負極側ＩＧＢＴを駆動するゲート駆動回路にそれぞれゲイン変更信号生成部を備えて、変換器回路におけるスイッチング素子とダイオードからなるパワー半導体と、ゲート駆動電源とパルス生成部からなるゲート駆動部からなる基本回路を２つ組み合わせたときの一例である。図１と同じ構成要素には同一の符号を付してある。
【００２４】
図４において、１２は正極端子、１３は負極端子、１４は第２のスイッチング素子、１５は第２のダイオード、１６は第２の可変抵抗、１７は第２のゲート駆動回路、１８は出力端子、１９は第２のゲイン変更信号生成部、２０は第２のアンド回路を表している。
【００２５】
正極端子１２，負極端子１３をそれぞれ直流電源に接続し、１８で示した出力端子を負荷に接続した直流から交流への変換器（インバータ）回路では、１，１４で示したスイッチング素子をそれぞれ駆動した場合、１で示したスイッチング素子のコレクターエミッタ間電圧の変化に応じて、１５の第２のダイオードで示した、対側ダイオードに電圧が印加される。例えば前述したインバータ回路において、１２と１３の端子に電源として、電圧源が取り付けられているときに、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子がターンオンする時には、１で示したスイッチング素子のコレクターエミッタ間電圧の立ち下がりにしたがって、対側ダイオードである１５のカソード−アノード間電圧が立ち上がる。このとき、動作するダイオード１５のデバイス温度や、通流させる電流の通流時間が短いとダイオードリカバリ時の電流振動および電圧振動が起こりＥＭＩノイズの原因となることがある。このようにダイオードの電流振動および電圧振動がおきる条件でＩＧＢＴをスイッチングさせる場合に、振動するダイオードリカバリ時のノイズが発生する瞬間に、対側のスイッチング素子のゲートインピーダンスを大きく変化させることによって、このダイオードリカバリ時のＥＭＩノイズを抑制することが可能である。
【００２６】
本実施例では図４における正極端子側のＩＧＢＴ１がターンオンする瞬間のゲート制御に実施例１に記載した方法が適用可能である。具体的には、負極端子側のダイオード１５のＥＭＩ抑制を行うために、本実施例では、上記ダイオード１５がＥＭＩを発生する条件のパルス信号をパルス生成部５で生成した場合に、上記パルス幅検知回路９はパルス生成部から受信したパルス信号がＥＭＩを発生する条件と一致することを検知する。ゲイン変更信号生成部７は上記パワー半導体温度推定手段で検知した上記ダイオード１５の温度推定値と所定の温度しきい値とを比較して、ゲイン変更信号生成部７で生成した出力信号を第１のアンド回路８に入力する。第１のアンド回路では、ゲイン変更信号生成部７とパルス幅検知回路９からの信号を比較することで、組み合わせダイオードのノイズの影響が大きくなる条件を検知し、３で示した可変ゲート抵抗を変化させる。
【実施例５】
【００２７】
本発明に基づく第５の実施形態における変換器回路の構成について、図５を参照しながら説明する。実施例２で示したように、ゲート電圧と、前記ゲイン変更信号生成部７の出力信号とを比較する第１の比較器１０の出力信号を用いて、ＩＧＢＴ１のゲート駆動スピードを変更するタイミングを決定し、可変ゲート抵抗３の定数を大きくして所定の時間だけゲート駆動条件を緩やかにするためのゲート駆動方式をインバータ回路に適用したときの実施例を示す。
【００２８】
１０は第１の比較器を示す。正極側のスイッチング素子１のゲート電圧と、ゲイン変更信号生成部７の出力信号とを比較する第１の比較器１０を用いて、可変ゲート抵抗３を変更することによって上記課題を達成することができる。
【００２９】
実施例４，５では、負極側のダイオード１５のＥＭＩを抑制するためのゲート駆動方式について説明したが、正極側ダイオード２のＥＭＩ抑制も実施例４，５と同様に、負極側のスイッチング素子１４のゲート駆動方式によって正極側ダイオード２のＥＭＩ抑制を実現することができる。
【００３０】
即ち、ターンオン時に負極側のＩＧＢＴ１４の制御に、ダイオード２の温度を検知するためのパワー半導体温度推定手段６を備えて、上記ダイオード２が振動する条件の時間幅のパルスをパルス生成部５で生成した場合に、上記ダイオード２の温度推定値と比較して、負極側のＩＧＢＴである第２のスイッチング素子１４のゲート駆動インピーダンスを可変ゲート抵抗１６により変更することで上記課題を達成することができる。
【実施例６】
【００３１】
インバータ回路のＩＧＢＴターンオン時に実施例２で示したゲート駆動方式を用いたときのコレクターエミッタ間電圧Ｖceと、コレクタ電流Ｉｃを示す。また、そのときのゲイン変更パルスの一例と、ゲート抵抗およびＥＭＩノイズの時間変化の模式図を図６に示す。破線は、従来方式のコレクターエミッタ電圧と、ゲート抵抗と、そのときのＥＭＩノイズ波形模式図である。
【００３２】
図６では、実施例２のゲイン変更信号生成部７から可変ゲート抵抗３の抵抗値を変更させるための信号が時間遅れなく送信された場合の最良な可変ゲート抵抗の変化を示している。
【００３３】
図６を用いてＩＧＢＴターンオン時の過渡現象と、ＥＭＩノイズの発生について説明する。ゲート駆動装置によって、ＩＧＢＴのゲート容量に充分に電荷が供給され、ＩＧＢＴのゲート閾値より電圧が高くなる。時刻ｔＡにおいてコレクタ電流Ｉｃが流れ始め、コレクターエミッタ間電圧Ｖceの立下がりが始まる。電流Ｉｃは時刻ｔＣ以降では、ダイオードの還流電流または論理部のオンオフのパルス制御によって決められた電流が流れる。時刻ｔＡとｔＣの間では、組み合わせダイオードのリバースリカバリによって、制御で決めた電流Ｉｃより大きなダイオードのリカバリ電流がＩＧＢＴに重畳する。ＩＧＢＴにダイオードリカバリ電流が重畳して電流ピーク値Ｉｐになる時刻を時刻ｔＢとする。時刻ｔＢからｔＣまでの期間において、従来方式では本発明のようにゲートインピーダンス変更を行っていない場合より、電圧Ｖceの時間変化率が大きくなる。このため対側ダイオードの電圧変化率，電流変化率も抑制できない。このため少なくとも従来方式とコレクターエミッタ電圧が一致する時刻ｔＣ′まではＥＭＩノイズが大きくなる。また負荷のインピーダンスによっては時刻ｔＣ′以降も振動が減衰せずに振動が伝播する可能性がある。
【００３４】
一方、本発明のように、パワー半導体の温度推定値や、制御パルスの時間幅などといったダイオードの電圧変化が大きくなる条件で変換器回路が動作する場合にゲートインピーダンスの操作手段を作動し、ＩＧＢＴのターンオン時に時刻ｔＢのようにリカバリ電流がピークＩｐとなる瞬間にあわせて、ゲート駆動条件を所定時間だけ緩やかにすることができるゲート駆動方式を提供することによって、ダイオードが原因のＥＭＩノイズを抑制することができる。
【実施例７】
【００３５】
上記の各実施例で示したゲートインピーダンスの変更手段を使ったＥＭＩ抑制方式に追加して、ＩＧＢＴの損失低減を行った場合のゲイン変更パルスの一例と、そのときのゲート抵抗およびＥＭＩノイズの時間変化の模式図を示す。破線で従来方式のコレクターエミッタ電圧と、ゲート抵抗とそのときのＥＭＩノイズ波形模式図を示す。実施例６との違いは、所定時間ゲート抵抗を大きくして緩やかにＩＧＢＴを駆動して、従来方式とコレクターエミッタ電圧が変化する時刻ｔＣ′から、ＩＧＢＴが導通時電圧まで立下がる時刻ｔＤまでのゲート抵抗を、ｔＢ以前の当初のゲート抵抗値より小さくすることで、ＩＧＢＴの立下がりが完了する時刻を、時刻ｔＤより早い時刻ｔＤ′に早める動作を行うということにある。
【００３６】
このような制御方式をインバータ回路に用いると、制御を行った対側のダイオードリカバリ時のＥＭＩノイズの抑制と、制御するスイッチング素子の損失低減を両立することができる。特にＩＧＢＴの場合バイポーラ動作の遅れによって期間ｔＣ′からｔＤのような電圧の立下がりの遅れが生じることがある。このため当初のゲート抵抗ではｔＤだった時刻を時刻ｔＤ′まで早めるゲート制御定数に変更することによって、ＩＧＢＴのターンオン損失を低減することができる。
【実施例８】
【００３７】
実施例７に示した波形を実現する好適な回路方式の一例について図８を用いて示す。図１と同じ構成要素には同一の符号を付してある。図８において、２４は対側ダイオード電圧比較手段、２３は第３のアンド回路を表している。図１の１で示した正極側はスイッチング素子のターンオン時にゲートを制御する場合、２４で示した対側ダイオード電圧比較手段を用いて、対側ダイオードリカバリ時の電圧に閾値をあらかじめ設定しておく。
【００３８】
リカバリ時ダイオード電圧が閾値以上になったときに２４で示した電圧比較手段の出力信号が第３のアンド回路２３に伝わり、これと、ゲイン変更信号生成部７の信号を比較して、リカバリ電圧が上昇している間のタイミングで駆動するゲート駆動処理を行う。このリカバリ電圧が上昇している間のタイミングは、インバータ回路の場合のＩＧＢＴの電圧が急速に立下がり始めたとき、すなわち図７に記載の時刻ｔＢ以降である。本実施例は、ゲート抵抗をｔＢ以前のインピーダンスより低くする回路を実装することで実現することができる。
【００３９】
なお本実施例では正極側のＩＧＢＴを制御定数に負極側のダイオードの電圧出力をゲートインピーダンスの変更を時刻ｔＢ以降に行う判定値として使うものであったが、同様のことが負極側のＩＧＢＴを制御するときの負極側のＩＧＢＴのゲートインピーダンス変更用の判定値として、正極側ダイオードのリカバリ時の電圧を閾値として用いても上記記載の実施例と同様の効果が得られるのは明らかである。
【実施例９】
【００４０】
パワー半導体の温度推定手段を実現する好適な回路方式の一例について図９を用いて示す。本実施例では、ダイオードのＥＭＩ特性改善のために、ダイオードの温度を推定する手段として、ダイオードの電流電圧特性を図８で示した対側ダイオードのダイオード電圧検出手段２４と、出力電流を測定する電流測定手段を用いた例を示す。図８と同じ構成要素には同一の符号を付してある。図９において、２６は対側ダイオード温度推定演算部、２５は出力電流測定手段を表している。実施例８では対側ダイオードのダイオード電圧検出手段２４をつかって逆バイアス時の電圧を検知するだけでなく、ダイオード通流時の電圧降下と、２５で示した電流測定手段を使って、順方向電流を測定し、ダイオードの電圧電流特性から２６で示したダイオード温度推定値演算部で処理して、ゲイン変更信号生成部７がゲイン変更信号を出力する例である。例えば、交流電動機をベクトル制御で動かす変換器回路の場合、２５で示した電流測定手段は交流出力側に電流プローブが取り付けられているのが一般的である。これと変換器回路の出力電圧を測定する２４で示した対側ダイオードのダイオード電圧検出手段のような出力電圧測定手段と組み合わせることによって、パワー半導体の温度推定が可能になる。また同じ部品を使って、通流時の電圧降下だけでなく、実施例８のように逆バイアス時のダイオードのリカバリ電圧を検知して、２３に示した第３のアンド回路への出力信号を生成することができれば、実施例８で示した構成で、サーミスタや温度計などといったパワー半導体の温度推定用部品を削除し、当初のダイオードＥＭＩ抑制のほかにパワー半導体の損失を減らしつつ、部品点数を減らすことが可能になる。
【実施例１０】
【００４１】
パワー半導体を駆動するゲートのインピーダンスを変更する可変ゲート抵抗３，１６の好適な駆動回路構成の一例を図１０で説明する。
【００４２】
本実施例は、ＩＧＢＴにゲート駆動用の電源回路を接続し、駆動信号作成手段と、トランジスタを有し、前記相補的に動作する切り替え回路を利用して、ターンオン時のゲートインピーダンスと、ターンオフ時のゲートインピーダンスを独立に設定可能なパワートランジスタとそれを駆動するゲート駆動回路と、パルス生成部を使った回路構成の一例である。
【００４３】
図１０の構成を説明する。図９と同じ構成要素には同一の符号を付してある。２６は第１のＰＭＯＳＦＥＴ、５１は第１の反転増幅器、２８は第１のゲート抵抗、２９は第２のゲート抵抗、３０はターンオン用アンド回路、３１は第３のゲート抵抗、３２は直流電源、３３は第１のｎｐｎトランジスタ、３４は第１のｐｎｐトランジスタ、３５はターンオフインピーダンスを表している。
【００４４】
図１０において、ＩＧＢＴをターンオンさせるときに直流電源３２とＩＧＢＴ１の間の抵抗は、通常第１のＰＭＯＳＦＥＴ２６がオンしており、第１のゲート抵抗２８と、並列に接続された第２のゲート抵抗２９と、前記二つの抵抗に対して直列に接続された第３のゲート抵抗３１の合成抵抗（Ｒ１×Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｒ３となる。ゲイン変更信号生成部７にてゲートを緩めるための信号が入力されると、第１のＰＭＯＳＦＥＴをオフするように作用するので、このときの合成抵抗はＲ１＋Ｒ３となり前記合成抵抗（Ｒ１×Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｒ３に対して抵抗を大きく変化することによって、上述した各実施例で示した可変ゲート抵抗３，１６を提供することができる。
【実施例１１】
【００４５】
パワー半導体を駆動するゲートのインピーダンスを変更する可変ゲート抵抗３，１６の好適な駆動回路構成の一例を図１１で説明する。
【００４６】
本実施例は、ＩＧＢＴにターンオン時にゲート電圧をフィードバックすることで、ターンオン後のゲート抵抗を過渡的に変化可能な回路の一例である。図１０と同じ構成要素には同一の符号を付してある。３６は第１のターンオン変更信号用比較器、３７は第１のインバータ回路、４２は第４のゲート抵抗を示す。
【００４７】
図１１において、ＩＧＢＴをターンオンさせるときにゲート電圧を第４のゲート抵抗４２および、第１のインバータ回路３７を通して、ゲイン変更信号生成部７の出力と第１のターンオン変更信号用比較器３６を用いて比較してある。この回路構成によって実施例１０で記したゲートインピーダンスを変化させることが可能となり、実施例５と同様の効果を得ることができる。
【実施例１２】
【００４８】
パワー半導体を駆動するゲートのインピーダンスを変更する可変ゲート抵抗３，１６の好適な駆動回路構成の一例を図１２で説明する。
【００４９】
本実施例は、ＩＧＢＴにターンオン時にゲート電圧をフィードバックすることで、ターンオン後のゲート抵抗を過渡的に変化可能な回路の一例である。図１０と同じ構成要素には同一の符号を付してある。３８に第２のターンオン変更信号用比較器を、３９に第２のＰＭＯＳＦＥＴを、４０に第５の抵抗を、４１に第１の容量を示す。
【００５０】
図１２においては、ＩＧＢＴをターンオンさせるときに実施例１０で示した方法と同じ方法で、合成抵抗を前記合成抵抗（Ｒ１×Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｒ３に対して大きいＲ１＋Ｒ３からに変えた後、ダイオード１２の電圧上昇を１９で示したようなダイオード電圧測定手段の情報と、ゲイン変更信号生成部７の信号を比較して、３８で示した第２のターンオン変更信号用比較器からの出力によって、３９で示した第２のＰＭＯＳＦＥＴを駆動し、ゲートインピーダンスをＲ１＋Ｒ３からＲ３＋（Ｒ１×Ｒ５）／（Ｒ１＋Ｒ５）に変化させることができる。
【００５１】
第５の抵抗４０に適用な定数を選択することで、実施例９で説明した効果と同様の効果が得られる。
【００５２】
また第５の抵抗４０と並列に第１の容量４１が接続された回路構成とすることで、第２のＰＭＯＳＦＥＴ３９を導通直後のインピーダンスを小さくして、スイッチング素子１を瞬間的にターンオンの電圧変化率をあげてスイッチング素子の損失を減らすことが可能となる。またこのときの効果は、実施例７で述べた効果と同様となる。
【実施例１３】
【００５３】
パワー半導体を駆動するゲートのインピーダンスを変更する可変ゲート駆動回路の一例である。
【００５４】
本実施例は、２７で示した駆動信号作成手段に対して、３３，３４，４９，５０で示したトランジスタを組み合わせて、２並列のインバータ回路を構成し、ＩＧＢＴのターンオン時にゲート電圧をフィードバックすることで、ターンオン後のゲート抵抗を過渡的に変化することができる回路の一例である。図１２と同じ構成要素には同一の符号を付してある。２７に駆動信号作成手段と、２４に第１のＮＭＯＳＦＥＴを、３７に第１の反転増幅器を、２８に第１のゲート抵抗を、２７に第７のゲート抵抗を、３６にターンオン変更信号用比較器を、４７に６のゲート抵抗を、３１に第３のゲート抵抗を示す。
【００５５】
図１３においては、ＩＧＢＴをターンオンさせるときに実施例１０や実施例１２で示した方法と同じ方法で、合成抵抗をＲ１から、Ｒ１に対して小さい合成抵抗（Ｒ１×Ｒ７）／（Ｒ１＋Ｒ７）に切り替える回路の一例である。
【００５６】
本実施例では、６のパワー半導体の温度推定手段からの情報をもとに７のゲイン変更信号生成部の信号によって、２４で示した第１のＮＭＯＳＦＥＴのゲートを、３６で示したターンオン変更信号用比較器と、３７で示した反転増幅器からなる論理回路を通じて、過渡的に駆動する回路インピーダンスを変更する回路方式である。実施例１２と同様にパワー半導体の温度情報をもとに、ゲート駆動回路の駆動に必要なインピーダンスを適宜制御することが可能である。
【００５７】
２７，２６で示したゲート抵抗のインピーダンスと、７の信号生成部の判定値に好適な定数を選択することで、実施例９で説明した効果と同様の効果が得られる。
【実施例１４】
【００５８】
図１４に本発明を３相モータと３相インバータに適用したときに、パルス出力部にて、ノイズ発生条件を振り分ける場合のシステム構成図を示す。
【００５９】
図１３までの図と同じ構成要素には同一の符号を付してある。５２に３相モータを、４３に相電流検出手段を、４４にパルス制御部を、４５にゲート駆動部を４６に３相インバータ回路を示す。
【００６０】
ＰＷＭ制御を行う３相のモータ駆動システムにおいて、電流センサなどで構成される相電流検出手段４３からの情報に基づいて、マイコンや論理ＣＰＵで構成されるパルス制御部４４にて生成された情報をゲート駆動部４５に伝える。パワー半導体温度推定手段６から得られた温度情報を元にパルス出力生成部７にて、ノイズ発生条件を振り分ける。このときにダイオードＥＭＩが発生しやすい温度やＰＷＭパルス条件においてゲート駆動部にて、駆動回路とスイッチング素子間のゲートインピーダンスを調整することで、本発明の課題を解決することが可能である。
【００６１】
また、前記実施例を適用した鉄道車両用や電気自動車用を駆動する半導体変換器システムのゲート駆動方式を利用した場合、低温時のＥＭＩ低減や、寒冷地や始動時などといった特有の動作条件におけるダイオードの共振現象による素子破壊や、インバータ故障などを未然に防ぐことができるという効果があり信頼性向上につながる。
【００６２】
上記に示した、好適実施例を逸脱しないアイデア、および好適実施例の複合的なアイデアは、本発明から容易に推敲することが可能である。
【００６３】
また上述した本発明の実施例では、２レベルインバータをはじめとした変換器回路を図示したが、本発明の変換器回路に関しては、電圧レベルを３個以上持つマルチレベルのインバータやコンバータ、あるいはＤＣ−ＤＣコンバータといった別の変換器にも適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
家電，電源，モータ駆動鉄道，鉄鋼，電力などの電力変換器を使用する各分野に適用可能である。
【符号の説明】
【００６５】
１ スイッチング素子
２ ダイオード
３ 可変ゲート抵抗
４ ゲート駆動回路
５ パルス生成部
６ パワー半導体温度推定手段
７ ゲイン変更信号生成部
８ 第１のアンド回路
９ 第１のパルス幅検知回路
１０ 第１の比較器
１１ 遅延回路
１２ 正極端子
１３ 負極端子
１４ 第２のスイッチング素子
１５ 第２のダイオード
１６ 第２の可変抵抗
１７ 第２のゲート駆動回路
１８ 出力端子
１９ 第２のゲイン変更信号生成部
２０ 第２のアンド回路
２１ 第２のパルス幅検知回路
２２ 第２の比較器
２３ 第３のアンド回路
２４ ダイオード電圧検出手段
２５ 電流検出手段
２６ 第１のＰＭＯＳＦＥＴ
２７ 駆動信号作成手段
２８ 第１のゲート抵抗
２９ 第２のゲート抵抗
３０ ターンオン用アンド回路
３１ 第３のゲート抵抗
３２ 直流電源
３３ 第１のｎｐｎトランジスタ
３４ 第１のｐｎｐトランジスタ
３５ ターンオフインピーダンス
３６ 第１のターンオン変更信号用比較器
３７ 第１のインバータ回路
３８ 第２のターンオン変更信号用比較器
３９ 第２のＰＭＯＳＦＥＴ
４０ 第５の抵抗
４１ 第１の容量
４２ 第４のゲート抵抗
４３ 相電流検出手段
４４ パルス制御部
４５ ゲート駆動部
４６ ３相インバータ回路
４７ 第６のゲート抵抗
４８ 第７のゲート抵抗
４９ 第２のｎｐｎトランジスタ
５０ 第２のｐｎｐトランジスタ
５１ 反転増幅器
５２ ３相モータ
１０１ 組み合わせダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ，コンバータといった電力変換器システムのゲート制御方式にかかり、特に前記回路システムの高信頼化に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換器は、インバータ回路や昇圧および降圧回路をはじめとして、スイッチとダイオードなどからなる電気回路で構成されている。
【０００３】
インバータやコンバータをはじめとする電力変換器は、直流や交流の電力変換や、交流の周波数変換などを行うために用いられており、昇降圧用のスイッチング電源から、大容量のモータ駆動システムや、送電，変電などといった電力システムなど様々な用途で使われている。
【０００４】
上記システムに用いられる変換器用素子としては、大容量の用途においては、損失低減の観点から、高耐圧のトランジスタやダイオードなどのパワー半導体素子が使われている。
【０００５】
変換器の効率向上のため、パワー半導体には低損失化が求められるのと同時に、パワー半導体を使ったインバータでは、スイッチング損失の低減と同時にＥＭＩ（electro-magnetic interference）ノイズの低減といった高信頼化が求められている。パワートランジスタのターンオン時に生じる損失と、ＥＭＩノイズの低減を両立する方法として、ターンオン時のトランジスタの電流変化率を逐次検知してゲート抵抗を切り替えるという方式や、コレクタ電流によって電流指令値に基づいて、スイッチング速度を切り替える方式がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００５−２７８２７４号公報
【特許文献２】特開２００９−２７８８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
電力変換器を休止状態から再投入するときなどのパワー半導体が低温で動作する状態での使用や、電力変換器の負荷が大きくなったときなどのパワー半導体の温度が上昇した状態での使用など、通常動作の温度領域からはずれた場合にターンオン時のノイズが発生することがある。
【０００８】
パワートランジスタの動作自体が原因でノイズが発生することもあるが、ダイオードの動作条件によっては、ダイオードの電流振動や電圧振動現象によって、スイッチング損失やＥＭＩノイズが増大することがある。特に高圧のダイオードの場合、ダイオード逆バイアス時のリカバリ動作時の温度特性や通流時の電流値によって、出力電圧または出力電流が大きく振動し、ノイズ源となっていることがある。またＰＷＭパルス制御をインバータ回路で使用するときには、ダイオードの通流時間が極端に短くなってしまい、通流電流が小さい条件での発振現象が起こることがある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した高圧ダイオードの課題を解決する方法として、制御パルス生成時のパルス幅と、所定のパルス幅しきい値を比較および、デバイス温度推定情報と所定の温度しきい値を比較して、ＥＭＩが大きくなる動作条件にあわせて、ゲート抵抗を切り替える。
【００１０】
または、パワー半導体に使われているダイオードの発振現象がおきる温度での動作時や、通流時間が短い制御パルスを生成時にあわせて、対アームのスイッチング素子の駆動条件を緩やかにする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によると、ダイオードの電流変化率や電圧変化率を低減するように駆動することができ、ダイオードが原因のＥＭＩノイズを低減することができる。またダイオードのＥＭＩノイズが発生する条件にあてはまらないときには、スイッチング素子の駆動条件となるゲートインピーダンスを小さくするなどして、高速駆動することによって損失の低減ができる。以上本発明によって、パワー半導体のＥＭＩノイズ低減と、損失低減の２つの効果を両立することができる。また論理部のパルス生成時のロジックを簡略化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施例１の説明図。
【図２】実施例２の説明図。
【図３】実施例３の説明図。
【図４】実施例４の説明図。
【図５】実施例５の説明図。
【図６】実施例６の説明図。
【図７】実施例７の説明図。
【図８】実施例８の説明図。
【図９】実施例９の説明図。
【図１０】実施例１０の説明図。
【図１１】実施例１１の説明図。
【図１２】実施例１２の説明図。
【図１３】実施例１３の説明図。
【図１４】実施例１４の説明図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
【実施例１】
【００１４】
本発明に基づく第１の実施形態における変換器回路の構成について、図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の変換器回路構成として、変換器回路におけるスイッチング素子１とダイオード２とからなるパワー半導体と、ゲート駆動回路とパルス生成部５を備えるゲート駆動部を有する基本回路である。図１において、１はスイッチング素子、２はダイオード、３は可変ゲート抵抗、４はゲート駆動回路、５はパルス生成部、６はパワー半導体温度推定手段、７はゲイン変更信号生成部、８は第１のアンド回路、９は第１のパルス幅検知回路を、１０１に組み合わせダイオードを表している。
【００１５】
本実施例の回路について図１を用いて説明する。
【００１６】
半導体のスイッチング素子を組み合わせた変換器回路は、電力を制御するためのスイッチング素子１や、ダイオード２からなるパワー半導体で構成されている。また、変換器回路では、スイッチング素子１をオンオフ制御するために、スイッチング素子１のゲートを駆動するゲート駆動回路４を備え、マイコンやＣＰＵなどからなる制御論理部からの出力により、変換器回路で必要な電流や電圧を制御するためのパルスを生成するパルス生成部５が備えられている。近年では変換器用のスイッチング素子の多くには絶縁ゲート型のバイポーラトランジスタ（以下ＩＧＢＴと略す）が使われており、本実施例では図１のスイッチング素子１としてＩＧＢＴを用いた変換器の回路図を説明する。またＩＧＢＴをつかった電力変換器の基本構成として、制御論理部からの信号を増幅するために、４で示したゲート駆動回路が使われている。
【００１７】
ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子には電源または他のパワー半導体や、受動素子や、負荷が取り付けられており、パルス生成部５から出力される信号によってスイッチング素子１のオン，オフ動作が決まる。スイッチング素子１のゲート電圧を制御して、コレクターエミッタ間の電圧や、コレクタ電流を変化させている。
【００１８】
直流から交流への変換器（インバータ）回路の場合、ＩＧＢＴのコレクタまたはエミッタ端子には直列に組み合わせダイオード１０１が接続されるため、この組み合わせダイオード１０１が逆回復動作（リカバリ動作）を伴い、ＩＧＢＴに流れるコレクタ電流は瞬間的にピークを持つ波形となる。この組み合わせダイオード１０１の温度特性が問題となる。そこで、本実施例ではサーミスタや熱電対などといったパワー半導体温度推定手段６から出力されるパワー半導体の推定温度情報を、ゲイン変更信号生成部７で所定の温度しきい値と比較して、出力し、第１のアンド回路８に入力する。ここで、パワー半導体温度推定手段６は、スイッチング素子１とダイオード２の少なくともいずれかの温度を推定することが可能である。また第１のパルス幅検知回路９で検知したパルス幅から算出される電流推定値を第１のアンド回路８へ出力し、所定のパルス幅しきい値と比較して、第１のアンド回路８に入力する。７と９からの信号を比較することで、組み合わせダイオードのノイズの影響が大きくなる条件を検知する。前記第１のアンド回路８の出力をもとにして、可変ゲート抵抗３の抵抗を大きい値に切り替える。
【００１９】
このようにゲート駆動のインピーダンスをダイオードのＥＭＩが発生する条件で切り替えることによって、電流や電流変化率のフィードバックをせずに、上記発明の効果を実現することができる。
【実施例２】
【００２０】
本発明に基づく第２の実施形態における変換器回路の構成について、図を参照しながら説明する。図２は、ゲートインピーダンスを変更する信号をゲート電圧の変化に合わせて送信し、ターンオン時に過渡的に切り替えるゲート駆動方式の一例である。ゲイン変更信号生成部７は、あらかじめダイオードのＥＭＩが発生するパルスの判定条件を保有しており、パルス生成部５からパルス信号を受信して、パワー半導体温度推定手段６から受信した温度情報と比較して、ゲートインピーダンスを変更するゲイン変更信号を生成する。この前記ゲイン変更信号生成部７の出力と、ゲート電圧とを第１の比較器１０を使って、可変ゲート抵抗３の抵抗を大きな値に変化させることで、スイッチング素子１であるＩＧＢＴがオンしている瞬間にコレクタまたはエミッタの電圧振動や、電流振動がダイオード２によって生じた場合、スイッチング素子１であるＩＧＢＴのコレクタ電流の変化を検知し、ＩＧＢＴのスイッチのタイミングを見ながら、ダイオードのノイズが発生する瞬間にあわせて、ＩＧＢＴの電流変化率や電圧変化率を変更することが可能な回路方式を提供することができる。
【実施例３】
【００２１】
本発明に基づく第３の実施形態における変換器回路の方式について、図３を用いて説明する。図３は実施例２で示したゲート駆動方式のゲート駆動回路４とパルス生成部５の間に遅延回路１１を追加したものである。遅延回路１１以外の構成は実施例２と同様である。
【００２２】
本実施例においてパルス生成部５からゲート駆動回路４へのオンオフ信号と、ゲイン変更パルスの処理の同期を取ることで、好適なゲート駆動方式を提供することができる。
【実施例４】
【００２３】
本発明に基づく第４の実施形態における変換器回路の構成について、図４を参照しながら説明する。図４は、本発明の変換器回路構成として、スイッチング素子１としてのＩＧＢＴとダイオードのパワー半導体を直列に接続し、正極側ＩＧＢＴと負極側ＩＧＢＴを駆動するゲート駆動回路にそれぞれゲイン変更信号生成部を備えて、変換器回路におけるスイッチング素子とダイオードからなるパワー半導体と、ゲート駆動電源とパルス生成部からなるゲート駆動部からなる基本回路を２つ組み合わせたときの一例である。図１と同じ構成要素には同一の符号を付してある。
【００２４】
図４において、１２は正極端子、１３は負極端子、１４は第２のスイッチング素子、１５は第２のダイオード、１６は第２の可変抵抗、１７は第２のゲート駆動回路、１８は出力端子、１９は第２のゲイン変更信号生成部、２０は第２のアンド回路を表している。
【００２５】
正極端子１２，負極端子１３をそれぞれ直流電源に接続し、１８で示した出力端子を負荷に接続した直流から交流への変換器（インバータ）回路では、１，１４で示したスイッチング素子をそれぞれ駆動した場合、１で示したスイッチング素子のコレクターエミッタ間電圧の変化に応じて、１５の第２のダイオードで示した、対側ダイオードに電圧が印加される。例えば前述したインバータ回路において、１２と１３の端子に電源として、電圧源が取り付けられているときに、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子がターンオンする時には、１で示したスイッチング素子のコレクターエミッタ間電圧の立ち下がりにしたがって、対側ダイオードである１５のカソード−アノード間電圧が立ち上がる。このとき、動作するダイオード１５のデバイス温度や、通流させる電流の通流時間が短いとダイオードリカバリ時の電流振動および電圧振動が起こりＥＭＩノイズの原因となることがある。このようにダイオードの電流振動および電圧振動がおきる条件でＩＧＢＴをスイッチングさせる場合に、振動するダイオードリカバリ時のノイズが発生する瞬間に、対側のスイッチング素子のゲートインピーダンスを大きく変化させることによって、このダイオードリカバリ時のＥＭＩノイズを抑制することが可能である。
【００２６】
本実施例では図４における正極端子側のＩＧＢＴ１がターンオンする瞬間のゲート制御に実施例１に記載した方法が適用可能である。具体的には、負極端子側のダイオード１５のＥＭＩ抑制を行うために、本実施例では、上記ダイオード１５がＥＭＩを発生する条件のパルス信号をパルス生成部５で生成した場合に、上記パルス幅検知回路９はパルス生成部から受信したパルス信号がＥＭＩを発生する条件と一致することを検知する。ゲイン変更信号生成部７は上記パワー半導体温度推定手段で検知した上記ダイオード１５の温度推定値と所定の温度しきい値とを比較して、ゲイン変更信号生成部７で生成した出力信号を第１のアンド回路８に入力する。第１のアンド回路では、ゲイン変更信号生成部７とパルス幅検知回路９からの信号を比較することで、組み合わせダイオードのノイズの影響が大きくなる条件を検知し、３で示した可変ゲート抵抗を変化させる。
【実施例５】
【００２７】
本発明に基づく第５の実施形態における変換器回路の構成について、図５を参照しながら説明する。実施例２で示したように、ゲート電圧と、前記ゲイン変更信号生成部７の出力信号とを比較する第１の比較器１０の出力信号を用いて、ＩＧＢＴ１のゲート駆動スピードを変更するタイミングを決定し、可変ゲート抵抗３の定数を大きくして所定の時間だけゲート駆動条件を緩やかにするためのゲート駆動方式をインバータ回路に適用したときの実施例を示す。
【００２８】
１０は第１の比較器を示す。正極側のスイッチング素子１のゲート電圧と、ゲイン変更信号生成部７の出力信号とを比較する第１の比較器１０を用いて、可変ゲート抵抗３を変更することによって上記課題を達成することができる。
【００２９】
実施例４，５では、負極側のダイオード１５のＥＭＩを抑制するためのゲート駆動方式について説明したが、正極側ダイオード２のＥＭＩ抑制も実施例４，５と同様に、負極側のスイッチング素子１４のゲート駆動方式によって正極側ダイオード２のＥＭＩ抑制を実現することができる。
【００３０】
即ち、ターンオン時に負極側のＩＧＢＴ１４の制御に、ダイオード２の温度を検知するためのパワー半導体温度推定手段６を備えて、上記ダイオード２が振動する条件の時間幅のパルスをパルス生成部５で生成した場合に、上記ダイオード２の温度推定値と比較して、負極側のＩＧＢＴである第２のスイッチング素子１４のゲート駆動インピーダンスを可変ゲート抵抗１６により変更することで上記課題を達成することができる。
【実施例６】
【００３１】
インバータ回路のＩＧＢＴターンオン時に実施例２で示したゲート駆動方式を用いたときのコレクターエミッタ間電圧Ｖceと、コレクタ電流Ｉｃを示す。また、そのときのゲイン変更パルスの一例と、ゲート抵抗およびＥＭＩノイズの時間変化の模式図を図６に示す。破線は、従来方式のコレクターエミッタ電圧と、ゲート抵抗と、そのときのＥＭＩノイズ波形模式図である。
【００３２】
図６では、実施例２のゲイン変更信号生成部７から可変ゲート抵抗３の抵抗値を変更させるための信号が時間遅れなく送信された場合の最良な可変ゲート抵抗の変化を示している。
【００３３】
図６を用いてＩＧＢＴターンオン時の過渡現象と、ＥＭＩノイズの発生について説明する。ゲート駆動装置によって、ＩＧＢＴのゲート容量に充分に電荷が供給され、ＩＧＢＴのゲート閾値より電圧が高くなる。時刻ｔＡにおいてコレクタ電流Ｉｃが流れ始め、コレクターエミッタ間電圧Ｖceの立下がりが始まる。電流Ｉｃは時刻ｔＣ以降では、ダイオードの還流電流または論理部のオンオフのパルス制御によって決められた電流が流れる。時刻ｔＡとｔＣの間では、組み合わせダイオードのリバースリカバリによって、制御で決めた電流Ｉｃより大きなダイオードのリカバリ電流がＩＧＢＴに重畳する。ＩＧＢＴにダイオードリカバリ電流が重畳して電流ピーク値Ｉｐになる時刻を時刻ｔＢとする。時刻ｔＢからｔＣまでの期間において、従来方式では本発明のようにゲートインピーダンス変更を行っていない場合より、電圧Ｖceの時間変化率が大きくなる。このため対側ダイオードの電圧変化率，電流変化率も抑制できない。このため少なくとも従来方式とコレクターエミッタ電圧が一致する時刻ｔＣ′まではＥＭＩノイズが大きくなる。また負荷のインピーダンスによっては時刻ｔＣ′以降も振動が減衰せずに振動が伝播する可能性がある。
【００３４】
一方、本発明のように、パワー半導体の温度推定値や、制御パルスの時間幅などといったダイオードの電圧変化が大きくなる条件で変換器回路が動作する場合にゲートインピーダンスの操作手段を作動し、ＩＧＢＴのターンオン時に時刻ｔＢのようにリカバリ電流がピークＩｐとなる瞬間にあわせて、ゲート駆動条件を所定時間だけ緩やかにすることができるゲート駆動方式を提供することによって、ダイオードが原因のＥＭＩノイズを抑制することができる。
【実施例７】
【００３５】
上記の各実施例で示したゲートインピーダンスの変更手段を使ったＥＭＩ抑制方式に追加して、ＩＧＢＴの損失低減を行った場合のゲイン変更パルスの一例と、そのときのゲート抵抗およびＥＭＩノイズの時間変化の模式図を示す。破線で従来方式のコレクターエミッタ電圧と、ゲート抵抗とそのときのＥＭＩノイズ波形模式図を示す。実施例６との違いは、所定時間ゲート抵抗を大きくして緩やかにＩＧＢＴを駆動して、従来方式とコレクターエミッタ電圧が変化する時刻ｔＣ′から、ＩＧＢＴが導通時電圧まで立下がる時刻ｔＤまでのゲート抵抗を、ｔＢ以前の当初のゲート抵抗値より小さくすることで、ＩＧＢＴの立下がりが完了する時刻を、時刻ｔＤより早い時刻ｔＤ′に早める動作を行うということにある。
【００３６】
このような制御方式をインバータ回路に用いると、制御を行った対側のダイオードリカバリ時のＥＭＩノイズの抑制と、制御するスイッチング素子の損失低減を両立することができる。特にＩＧＢＴの場合バイポーラ動作の遅れによって期間ｔＣ′からｔＤのような電圧の立下がりの遅れが生じることがある。このため当初のゲート抵抗ではｔＤだった時刻を時刻ｔＤ′まで早めるゲート制御定数に変更することによって、ＩＧＢＴのターンオン損失を低減することができる。
【実施例８】
【００３７】
実施例７に示した波形を実現する好適な回路方式の一例について図８を用いて示す。図１と同じ構成要素には同一の符号を付してある。図８において、２４は対側ダイオード電圧比較手段、２３は第３のアンド回路を表している。図１の１で示した正極側はスイッチング素子のターンオン時にゲートを制御する場合、２４で示した対側ダイオード電圧比較手段を用いて、対側ダイオードリカバリ時の電圧に閾値をあらかじめ設定しておく。
【００３８】
リカバリ時ダイオード電圧が閾値以上になったときに２４で示した電圧比較手段の出力信号が第３のアンド回路２３に伝わり、これと、ゲイン変更信号生成部７の信号を比較して、リカバリ電圧が上昇している間のタイミングで駆動するゲート駆動処理を行う。このリカバリ電圧が上昇している間のタイミングは、インバータ回路の場合のＩＧＢＴの電圧が急速に立下がり始めたとき、すなわち図７に記載の時刻ｔＢ以降である。本実施例は、ゲート抵抗をｔＢ以前のインピーダンスより低くする回路を実装することで実現することができる。
【００３９】
なお本実施例では正極側のＩＧＢＴを制御定数に負極側のダイオードの電圧出力をゲートインピーダンスの変更を時刻ｔＢ以降に行う判定値として使うものであったが、同様のことが負極側のＩＧＢＴを制御するときの負極側のＩＧＢＴのゲートインピーダンス変更用の判定値として、正極側ダイオードのリカバリ時の電圧を閾値として用いても上記記載の実施例と同様の効果が得られるのは明らかである。
【実施例９】
【００４０】
パワー半導体の温度推定手段を実現する好適な回路方式の一例について図９を用いて示す。本実施例では、ダイオードのＥＭＩ特性改善のために、ダイオードの温度を推定する手段として、ダイオードの電流電圧特性を図８で示した対側ダイオードのダイオード電圧検出手段２４と、出力電流を測定する電流測定手段を用いた例を示す。図８と同じ構成要素には同一の符号を付してある。図９において、２６は対側ダイオード温度推定演算部、２５は出力電流測定手段を表している。実施例８では対側ダイオードのダイオード電圧検出手段２４をつかって逆バイアス時の電圧を検知するだけでなく、ダイオード通流時の電圧降下と、２５で示した電流測定手段を使って、順方向電流を測定し、ダイオードの電圧電流特性から２６で示したダイオード温度推定値演算部で処理して、ゲイン変更信号生成部７がゲイン変更信号を出力する例である。例えば、交流電動機をベクトル制御で動かす変換器回路の場合、２５で示した電流測定手段は交流出力側に電流プローブが取り付けられているのが一般的である。これと変換器回路の出力電圧を測定する２４で示した対側ダイオードのダイオード電圧検出手段のような出力電圧測定手段と組み合わせることによって、パワー半導体の温度推定が可能になる。また同じ部品を使って、通流時の電圧降下だけでなく、実施例８のように逆バイアス時のダイオードのリカバリ電圧を検知して、２３に示した第３のアンド回路への出力信号を生成することができれば、実施例８で示した構成で、サーミスタや温度計などといったパワー半導体の温度推定用部品を削除し、当初のダイオードＥＭＩ抑制のほかにパワー半導体の損失を減らしつつ、部品点数を減らすことが可能になる。
【実施例１０】
【００４１】
パワー半導体を駆動するゲートのインピーダンスを変更する可変ゲート抵抗３，１６の好適な駆動回路構成の一例を図１０で説明する。
【００４２】
本実施例は、ＩＧＢＴにゲート駆動用の電源回路を接続し、駆動信号作成手段と、トランジスタを有し、前記相補的に動作する切り替え回路を利用して、ターンオン時のゲートインピーダンスと、ターンオフ時のゲートインピーダンスを独立に設定可能なパワートランジスタとそれを駆動するゲート駆動回路と、パルス生成部を使った回路構成の一例である。
【００４３】
図１０の構成を説明する。図９と同じ構成要素には同一の符号を付してある。２６は第１のＰＭＯＳＦＥＴ、５１は第１の反転増幅器、２８は第１のゲート抵抗、２９は第２のゲート抵抗、３０はターンオン用アンド回路、３１は第３のゲート抵抗、３２は直流電源、３３は第１のｎｐｎトランジスタ、３４は第１のｐｎｐトランジスタ、３５はターンオフインピーダンスを表している。
【００４４】
図１０において、ＩＧＢＴをターンオンさせるときに直流電源３２とＩＧＢＴ１の間の抵抗は、通常第１のＰＭＯＳＦＥＴ２６がオンしており、第１のゲート抵抗２８と、並列に接続された第２のゲート抵抗２９と、前記二つの抵抗に対して直列に接続された第３のゲート抵抗３１の合成抵抗（Ｒ１×Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｒ３となる。ゲイン変更信号生成部７にてゲートを緩めるための信号が入力されると、第１のＰＭＯＳＦＥＴをオフするように作用するので、このときの合成抵抗はＲ１＋Ｒ３となり前記合成抵抗（Ｒ１×Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｒ３に対して抵抗を大きく変化することによって、上述した各実施例で示した可変ゲート抵抗３，１６を提供することができる。
【実施例１１】
【００４５】
パワー半導体を駆動するゲートのインピーダンスを変更する可変ゲート抵抗３，１６の好適な駆動回路構成の一例を図１１で説明する。
【００４６】
本実施例は、ＩＧＢＴにターンオン時にゲート電圧をフィードバックすることで、ターンオン後のゲート抵抗を過渡的に変化可能な回路の一例である。図１０と同じ構成要素には同一の符号を付してある。３６は第１のターンオン変更信号用比較器、３７は第１のインバータ回路、４２は第４のゲート抵抗を示す。
【００４７】
図１１において、ＩＧＢＴをターンオンさせるときにゲート電圧を第４のゲート抵抗４２および、第１のインバータ回路３７を通して、ゲイン変更信号生成部７の出力と第１のターンオン変更信号用比較器３６を用いて比較してある。この回路構成によって実施例１０で記したゲートインピーダンスを変化させることが可能となり、実施例５と同様の効果を得ることができる。
【実施例１２】
【００４８】
パワー半導体を駆動するゲートのインピーダンスを変更する可変ゲート抵抗３，１６の好適な駆動回路構成の一例を図１２で説明する。
【００４９】
本実施例は、ＩＧＢＴにターンオン時にゲート電圧をフィードバックすることで、ターンオン後のゲート抵抗を過渡的に変化可能な回路の一例である。図１０と同じ構成要素には同一の符号を付してある。３８に第２のターンオン変更信号用比較器を、３９に第２のＰＭＯＳＦＥＴを、４０に第５の抵抗を、４１に第１の容量を示す。
【００５０】
図１２においては、ＩＧＢＴをターンオンさせるときに実施例１０で示した方法と同じ方法で、合成抵抗を前記合成抵抗（Ｒ１×Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｒ３に対して大きいＲ１＋Ｒ３からに変えた後、ダイオード１２の電圧上昇を１９で示したようなダイオード電圧測定手段の情報と、ゲイン変更信号生成部７の信号を比較して、３８で示した第２のターンオン変更信号用比較器からの出力によって、３９で示した第２のＰＭＯＳＦＥＴを駆動し、ゲートインピーダンスをＲ１＋Ｒ３からＲ３＋（Ｒ１×Ｒ５）／（Ｒ１＋Ｒ５）に変化させることができる。
【００５１】
第５の抵抗４０に適用な定数を選択することで、実施例９で説明した効果と同様の効果が得られる。
【００５２】
また第５の抵抗４０と並列に第１の容量４１が接続された回路構成とすることで、第２のＰＭＯＳＦＥＴ３９を導通直後のインピーダンスを小さくして、スイッチング素子１を瞬間的にターンオンの電圧変化率をあげてスイッチング素子の損失を減らすことが可能となる。またこのときの効果は、実施例７で述べた効果と同様となる。
【実施例１３】
【００５３】
パワー半導体を駆動するゲートのインピーダンスを変更する可変ゲート駆動回路の一例である。
【００５４】
本実施例は、２７で示した駆動信号作成手段に対して、３３，３４，４９，５０で示したトランジスタを組み合わせて、２並列のインバータ回路を構成し、ＩＧＢＴのターンオン時にゲート電圧をフィードバックすることで、ターンオン後のゲート抵抗を過渡的に変化することができる回路の一例である。図１２と同じ構成要素には同一の符号を付してある。２７に駆動信号作成手段と、２４に第１のＮＭＯＳＦＥＴを、３７に第１の反転増幅器を、２８に第１のゲート抵抗を、２７に第７のゲート抵抗を、３６にターンオン変更信号用比較器を、４７に６のゲート抵抗を、３１に第３のゲート抵抗を示す。
【００５５】
図１３においては、ＩＧＢＴをターンオンさせるときに実施例１０や実施例１２で示した方法と同じ方法で、合成抵抗をＲ１から、Ｒ１に対して小さい合成抵抗（Ｒ１×Ｒ７）／（Ｒ１＋Ｒ７）に切り替える回路の一例である。
【００５６】
本実施例では、６のパワー半導体の温度推定手段からの情報をもとに７のゲイン変更信号生成部の信号によって、２４で示した第１のＮＭＯＳＦＥＴのゲートを、３６で示したターンオン変更信号用比較器と、３７で示した反転増幅器からなる論理回路を通じて、過渡的に駆動する回路インピーダンスを変更する回路方式である。実施例１２と同様にパワー半導体の温度情報をもとに、ゲート駆動回路の駆動に必要なインピーダンスを適宜制御することが可能である。
【００５７】
２７，２６で示したゲート抵抗のインピーダンスと、７の信号生成部の判定値に好適な定数を選択することで、実施例９で説明した効果と同様の効果が得られる。
【実施例１４】
【００５８】
図１４に本発明を３相モータと３相インバータに適用したときに、パルス出力部にて、ノイズ発生条件を振り分ける場合のシステム構成図を示す。
【００５９】
図１３までの図と同じ構成要素には同一の符号を付してある。５２に３相モータを、４３に相電流検出手段を、４４にパルス制御部を、４５にゲート駆動部を４６に３相インバータ回路を示す。
【００６０】
ＰＷＭ制御を行う３相のモータ駆動システムにおいて、電流センサなどで構成される相電流検出手段４３からの情報に基づいて、マイコンや論理ＣＰＵで構成されるパルス制御部４４にて生成された情報をゲート駆動部４５に伝える。パワー半導体温度推定手段６から得られた温度情報を元にパルス出力生成部７にて、ノイズ発生条件を振り分ける。このときにダイオードＥＭＩが発生しやすい温度やＰＷＭパルス条件においてゲート駆動部にて、駆動回路とスイッチング素子間のゲートインピーダンスを調整することで、本発明の課題を解決することが可能である。
【００６１】
また、前記実施例を適用した鉄道車両用や電気自動車用を駆動する半導体変換器システムのゲート駆動方式を利用した場合、低温時のＥＭＩ低減や、寒冷地や始動時などといった特有の動作条件におけるダイオードの共振現象による素子破壊や、インバータ故障などを未然に防ぐことができるという効果があり信頼性向上につながる。
【００６２】
上記に示した、好適実施例を逸脱しないアイデア、および好適実施例の複合的なアイデアは、本発明から容易に推敲することが可能である。
【００６３】
また上述した本発明の実施例では、２レベルインバータをはじめとした変換器回路を図示したが、本発明の変換器回路に関しては、電圧レベルを３個以上持つマルチレベルのインバータやコンバータ、あるいはＤＣ−ＤＣコンバータといった別の変換器にも適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
家電，電源，モータ駆動鉄道，鉄鋼，電力などの電力変換器を使用する各分野に適用可能である。
【符号の説明】
【００６５】
１ スイッチング素子
２ ダイオード
３ 可変ゲート抵抗
４ ゲート駆動回路
５ パルス生成部
６ パワー半導体温度推定手段
７ ゲイン変更信号生成部
８ 第１のアンド回路
９ 第１のパルス幅検知回路
１０ 第１の比較器
１１ 遅延回路
１２ 正極端子
１３ 負極端子
１４ 第２のスイッチング素子
１５ 第２のダイオード
１６ 第２の可変抵抗
１７ 第２のゲート駆動回路
１８ 出力端子
１９ 第２のゲイン変更信号生成部
２０ 第２のアンド回路
２１ 第２のパルス幅検知回路
２２ 第２の比較器
２３ 第３のアンド回路
２４ ダイオード電圧検出手段
２５ 電流検出手段
２６ 第１のＰＭＯＳＦＥＴ
２７ 駆動信号作成手段
２８ 第１のゲート抵抗
２９ 第２のゲート抵抗
３０ ターンオン用アンド回路
３１ 第３のゲート抵抗
３２ 直流電源
３３ 第１のｎｐｎトランジスタ
３４ 第１のｐｎｐトランジスタ
３５ ターンオフインピーダンス
３６ 第１のターンオン変更信号用比較器
３７ 第１のインバータ回路
３８ 第２のターンオン変更信号用比較器
３９ 第２のＰＭＯＳＦＥＴ
４０ 第５の抵抗
４１ 第１の容量
４２ 第４のゲート抵抗
４３ 相電流検出手段
４４ パルス制御部
４５ ゲート駆動部
４６ ３相インバータ回路
４７ 第６のゲート抵抗
４８ 第７のゲート抵抗
４９ 第２のｎｐｎトランジスタ
５０ 第２のｐｎｐトランジスタ
５１ 反転増幅器
５２ ３相モータ
１０１ 組み合わせダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧駆動型半導体スイッチング素子にて構成されるゲート駆動回路に、上記スイッチング素子のターンオン時にゲート駆動用インピーダンスを所定時間大きくする第１の操作手段を備え、
あらかじめ設定された所定のゲート駆動条件にてターンオンを開始し、上記スイッチング素子のターンオン時において、上記第１の操作手段は、コレクタ電流のピーク時にあわせ、所定のタイミングで前記ゲートインピーダンスを所定時間だけ大きくすることを特徴とする前記電圧駆動型半導体スイッチング素子駆動用のゲート駆動装置。
【請求項２】
上記第１の操作手段は、上記スイッチング素子のゲートに接続されたゲート抵抗値を大きくする第１の手段、上記スイッチング素子のゲートを充電するためのゲートインピーダンスを切り替える第２の手段、上記スイッチング素子の対アームに接続されたダイオードの通流幅を検出する第３の手段、上記ダイオードのデバイス温度を推定する第４の手段の少なくともいずれか１つを用いて、上記ゲート駆動インピーダンスを所定時間大きくする請求項１記載のゲート駆動装置。
【請求項３】
上記スイッチング素子の対アームに接続されたダイオードの通流幅を検出する第３の手段、および上記ダイオードのデバイス温度を推定する第４の手段を備え、
上記第３の手段または、上記第４の手段からの出力結果を比較して、上記スイッチング素子のターンオン時のゲートインピーダンスを大きくするための第１の信号生成手段を備え、前記第１の信号生成手段からの出力を上記第１の操作手段に伝達させることで、前記ゲート駆動条件の動作開始時刻を設定し、上記所定の動作開始時刻において、上記第１の操作手段を動作させることを特徴とする請求項１または２記載のゲート駆動装置。
【請求項４】
請求項３記載のゲート駆動装置であって、スイッチング素子のゲート電圧の上昇に応じて、前記第１の信号生成手段からの出力を上記第１の操作手段に伝達させることで、前記ゲート駆動条件の動作開始時刻を設定し、上記所定のタイミングとして、上記第１の操作手段を動作させることを特徴とするゲート駆動装置。
【請求項５】
上記ダイオードのデバイス温度を推定する第４の手段と、
上記第４の手段に上記第１の操作手段で動作させるスイッチング素子の対側に接続され、該スイッチング素子のターンオンに伴い逆回復を起こすダイオードの通流電流を検出する手段と、
そのときの順方向電圧を検出する手段と、
ダイオードの電流電圧特性から、ダイオードチップの温度推定値を演算する手段とを備えた、請求項１から請求項４記載のゲート駆動装置。
【請求項６】
上記ダイオードの通流電流が０を切りマイナスになったときに前記ダイオードの逆方向電圧を検出する手段を備え、
逆方向電圧または逆方向電流が所定値を超えたときの出力と、第２の信号生成手段の出力とを比較して、前記第２の信号生成手段からの出力を第２の操作手段に伝達させることで、前記第１の操作手段が作動した後の時刻において、ゲート駆動条件の動作変更時刻を設定し、上記所定のタイミングとして、前記第２の信号生成手段からの出力を上記第２の操作手段に伝達させることで、前記ゲート駆動条件の動作変更時刻を設定し、所定のタイミングとして、上記第１の操作手段の動作条件を変更させることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のゲート駆動装置。
【請求項７】
制御用パルス生成部と、遅延回路を備えたスイッチング素子駆動用パルスを生成装置において、前記制御用パルス生成部からゲイン変更を判定する出力がゲイン変更パルス生成部に出力されて、パワー半導体温度推定部からの出力とを比較し、駆動電源へ駆動信号を供給することを特徴とする、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のゲート駆動装置。
【請求項１】
電圧駆動型半導体スイッチング素子にて構成されるゲート駆動回路に、上記スイッチング素子のターンオン時にゲート駆動用インピーダンスを所定時間大きくする第１の操作手段を備え、
あらかじめ設定された所定のゲート駆動条件にてターンオンを開始し、上記スイッチング素子のターンオン時において、上記第１の操作手段は、コレクタ電流のピーク時にあわせ、所定のタイミングで前記ゲートインピーダンスを所定時間だけ大きくすることを特徴とする前記電圧駆動型半導体スイッチング素子駆動用のゲート駆動装置。
【請求項２】
上記第１の操作手段は、上記スイッチング素子のゲートに接続されたゲート抵抗値を大きくする第１の手段、上記スイッチング素子のゲートを充電するためのゲートインピーダンスを切り替える第２の手段、上記スイッチング素子の対アームに接続されたダイオードの通流幅を検出する第３の手段、上記ダイオードのデバイス温度を推定する第４の手段の少なくともいずれか１つを用いて、上記ゲート駆動インピーダンスを所定時間大きくする請求項１記載のゲート駆動装置。
【請求項３】
上記スイッチング素子の対アームに接続されたダイオードの通流幅を検出する第３の手段、および上記ダイオードのデバイス温度を推定する第４の手段を備え、
上記第３の手段または、上記第４の手段からの出力結果を比較して、上記スイッチング素子のターンオン時のゲートインピーダンスを大きくするための第１の信号生成手段を備え、前記第１の信号生成手段からの出力を上記第１の操作手段に伝達させることで、前記ゲート駆動条件の動作開始時刻を設定し、上記所定の動作開始時刻において、上記第１の操作手段を動作させることを特徴とする請求項１または２記載のゲート駆動装置。
【請求項４】
請求項３記載のゲート駆動装置であって、スイッチング素子のゲート電圧の上昇に応じて、前記第１の信号生成手段からの出力を上記第１の操作手段に伝達させることで、前記ゲート駆動条件の動作開始時刻を設定し、上記所定のタイミングとして、上記第１の操作手段を動作させることを特徴とするゲート駆動装置。
【請求項５】
上記ダイオードのデバイス温度を推定する第４の手段と、
上記第４の手段に上記第１の操作手段で動作させるスイッチング素子の対側に接続され、該スイッチング素子のターンオンに伴い逆回復を起こすダイオードの通流電流を検出する手段と、
そのときの順方向電圧を検出する手段と、
ダイオードの電流電圧特性から、ダイオードチップの温度推定値を演算する手段とを備えた、請求項１から請求項４記載のゲート駆動装置。
【請求項６】
上記ダイオードの通流電流が０を切りマイナスになったときに前記ダイオードの逆方向電圧を検出する手段を備え、
逆方向電圧または逆方向電流が所定値を超えたときの出力と、第２の信号生成手段の出力とを比較して、前記第２の信号生成手段からの出力を第２の操作手段に伝達させることで、前記第１の操作手段が作動した後の時刻において、ゲート駆動条件の動作変更時刻を設定し、上記所定のタイミングとして、前記第２の信号生成手段からの出力を上記第２の操作手段に伝達させることで、前記ゲート駆動条件の動作変更時刻を設定し、所定のタイミングとして、上記第１の操作手段の動作条件を変更させることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のゲート駆動装置。
【請求項７】
制御用パルス生成部と、遅延回路を備えたスイッチング素子駆動用パルスを生成装置において、前記制御用パルス生成部からゲイン変更を判定する出力がゲイン変更パルス生成部に出力されて、パワー半導体温度推定部からの出力とを比較し、駆動電源へ駆動信号を供給することを特徴とする、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のゲート駆動装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１１−１６６９２０（Ｐ２０１１−１６６９２０Ａ）
【公開日】平成２３年８月２５日（２０１１．８．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２６０５３（Ｐ２０１０−２６０５３）
【出願日】平成２２年２月９日（２０１０．２．９）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年８月２５日（２０１１．８．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年２月９日（２０１０．２．９）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
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