スイッチングコンバータ
【課題】電流臨界モード動作の昇圧コンバータにおいては、リアクトルの充電エネルギが放電を完了した時点でスイッチをターンオフさせる必要がある。そのためにリアクトル電流をシャント抵抗や電流センサで検出したり、リアクトル端子電圧をリアクトルに巻かれた２次巻き線から検出することが行われている。
【解決手段】本発明によれば、スイッチ端子電圧の電圧傾斜の変化を検出することによりリアクトルの充電エネルギの放電完了の検出が可能で、リアクトル電流やリアクトル電圧を検出することなく、電流臨界モードの昇圧コンバータ制御を行うことができる。
本発明をＰＦＣインバータに適用すれば、シャント抵抗などによる電流検出不要の電源システムが実現できる。
【解決手段】本発明によれば、スイッチ端子電圧の電圧傾斜の変化を検出することによりリアクトルの充電エネルギの放電完了の検出が可能で、リアクトル電流やリアクトル電圧を検出することなく、電流臨界モードの昇圧コンバータ制御を行うことができる。
本発明をＰＦＣインバータに適用すれば、シャント抵抗などによる電流検出不要の電源システムが実現できる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＦＣ（力率補正）方式を含む各種昇圧コンバータのスイッチのオン／オフ制御を行なう技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、昇圧コンバータのスイッチのＰＷＭ（パルス幅変調）動作のうち電流臨界モード動作（ＰＷＭ毎周期ごとにリアクトル電流が０に復帰する動作モード）は電流連続モード動作（ＰＷＭ毎周期ごとにリアクトル電流が０に復帰しない動作モード）に比べ、スイッチのターンオン時におけるダイオードのリカバリ時間中にスイッチとダイオードを貫通して流れる電流が抑えられ、スイッチングノイズを小さくできるという長所が知られている。さらに、インターリーブ方式（複数の昇圧コンバータを並列動作させる方式）において各コンバータのリアクトル電流位相をずらすことにより、電流臨界モード動作の昇圧コンバータのＰＷＭ周波数リップル電流振幅が小さく抑えられることから、電流臨界モードのインターリーブ方式も広く使用されている。
【０００３】
前記電流臨界モード動作においては、スイッチオフ区間中にリアクトルの充電エネルギの放出が完了した瞬間を検出し、スイッチをオンに移行させる必要がある。スイッチオフ区間終了のタイミングを検出するために、従来は、リアクトル電流をシャント抵抗や電流センサを設置して検出する方法、またはリアクトルに２次巻線を追加して巻き、リアクトル電圧を検出する方法、または昇圧コンバータの入出力電圧を検出しスイッチオン時間が既知であり、リアクトル電圧の平均値が０であることからオフ時間を求める方法が行われている（例えば、特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開２０１０−１１９２８５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
前記シャント抵抗による方法には、シャント抵抗の占めるスペース、コスト、発熱および検出信号に検出端子の共通インピーダンスによる誤差成分が加わることが問題となる場合がある。また、前記電流センサによる方法ではＤＣ電流センサが必要でありスペース、コストが問題となる場合がある。
【０００５】
前記リアクトルに２次巻線を追加する方法は、リアクトルとして標準インダクタ部品が使えず特殊な２巻線部品が必要になり、コストアップの要因となりうる。
【０００６】
入出力電圧とスイッチオン時間からオフ時間を求める方法は、入出力電圧の変動を考慮に入れると、高精度の演算手段が必要になる場合がある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために請求項１の発明は、昇圧コンバータと、前記昇圧コンバータを制御する制御部と、前記昇圧コンバータに電力を供給する電源と、前記昇圧コンバータが電力を供給する負荷と、前記昇圧コンバータの出力電圧または前記昇圧コンバータの出力電流を調節するために前記制御部に供給する制御指令信号と、からなるスイッチングコンバータであって、前記昇圧コンバータは、前記昇圧コンバータの入力の１端子に接続されるリアクトルと、前記昇圧コンバータの出力の１端子にカソード端子が接続されるダイオードと、前記リアクトルと前記ダイオードの直列接続点と前記昇圧コンバータの入出力共通端子間に接続されるスイッチと、前記昇圧コンバータの出力端子間に接続される出力コンデンサと、からなり、前記制御部は、前記制御指令信号を入力とし前記スイッチのオン時間を決定しオン区間終了信号を出力するオン時間決定手段と、前記スイッチの端子電圧を入力とし前記スイッチのオフ時間を決定しオフ区間終了信号を出力するオフ時間決定手段と、前記オン区間終了信号と前記オフ区間終了信号とを入力とし、前記スイッチにスイッチ駆動信号を供給し、前記オン時間決定手段にオン／オフ区間信号を供給するオン／オフ制御手段と、からなることを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明は、前記昇圧コンバータの出力電圧または前記昇圧コンバータの出力電流いづれかの信号とサーボ指令信号との誤差信号を検出し増幅し、前記制御部に前記制御指令信号として供給する誤差増幅手段を有する請求項１記載のスイッチングコンバータである。
【０００９】
請求項３の発明は、前記制御部に動作を開始させるための起動信号を発生し、前記制御部に供給する起動手段を有する請求項１または請求項２記載のスイッチングコンバータである。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、リアクトル電流およびリアクトル端子電圧のいずれも検出を必要としない。出力電流制御でない場合は昇圧コンバータの出力電流の検出も必要としない。本発明においては、スイッチ端子電圧を検出し、リアクトルに充電されたエネルギの放出が完了したときに発生するスイッチ端子電圧の時間に対する傾斜変化や電圧値変化をオフ区間の終了タイミングとし、スイッチのオフ区間終了時刻を決定することができる。
【００１１】
したがって、従来は必要とされたシャント抵抗または電流センサおよび２次巻線を備えたリアクトルまたは昇圧コンバータの入出力電圧とオン時間からの演算は不要である。
【００１２】
本発明によるスイッチングコンバータは、ハードウエアで構成する以外に制御部の一部または全部をソフトウエアで構成することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の請求項３の一実施例である。
【図２】図１に示す実施例における動作波形である。
【図３】時間軸を図２よりも拡大した場合の動作波形である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明による昇圧コンバータ制御システムの好適実施形態について、図面を参照しながら以下に説明する。
【実施例】
【００１５】
図１は本発明の請求項３の一実施例を示す。図１の昇圧コンバータ１は、入力電圧Ｖｉを出力電圧Ｖｏに変換し、負荷抵抗６に供給する。交流電源３は、ダイオードブリッジ４により全波整流されて昇圧コンバータ１の入力に供給される。入力コンデンサ５は、昇圧コンバータ１のリアクトル電流ＩＬに含まれるＰＷＭ周波数成分のリップル電流を流し、入力電圧Ｖｉに含まれるＰＷＭ周波数成分のリップル電圧を低減させるために必要な最小限の値が選ばれており、交流電源３の周波数成分を平滑する作用はほとんどないので、入力電圧Ｖｉは交流電源３の全波整流波形となる。
【００１６】
図２は図１の動作波形であり、昇圧コンバータ１の入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとリアクトル電流ＩＬの各波形を、交流電源３の１周期にわたり示している。
【００１７】
図１の制御部２は、サーボ指令信号源７の出力であるサーボ指令信号Ｖｃをサーボ指令入力とし、昇圧コンバータ１の出力電圧Ｖｏをフィードバック信号とするサーボシステムを構成し、出力電圧Ｖｏを制御する。
【００１８】
誤差増幅手段２５は、サーボ指令信号Ｖｃと出力電圧Ｖｏとを図１に示す極性で加算する加算器２５１と、加算器出力信号を増幅する誤差増幅器２５２と、からなり、制御指令信号Ｖｅを出力する。
【００１９】
図３は、時間ｔ軸を図２よりも拡大して示した波形図であり、ＰＷＭ動作の約１．５周期分を示している。以下においては図３も参照して説明する。
【００２０】
オン時間決定手段２１は、ランプ信号発生器２１２とコンパレータ２１１とからなる。直流定電流源２１３はコンデンサ充電直流電流Ｉｒを供給し、充電コンデンサ２１４の端子間に一定傾斜のランプ信号Ｖｒを発生する。コンパレータ２１１はランプ信号Ｖｒと制御指令信号Ｖｅを比較し、図３のＶｒ波形に示すようにランプ信号Ｖｒの値が制御指令信号Ｖｅに達すると、オン時間決定手段２１の出力としてオン区間終了信号ＯＮ−ｅｎｄを発生し、オン／オフ制御手段２３のＲ端子に供給する。コンデンサ放電スイッチ２１５は、オン／オフ制御手段２３のオン／オフ区間信号ＱｂがＨｉレベルのときオン、Ｌｏレベルのときオフとなる。
【００２１】
オフ時間決定手段２２は、微分コンデンサ２２３と、微分抵抗２２４と、からなる微分器２２２とコンパレータ２２１により構成される。昇圧コンバータ１のスイッチ端子電圧Ｖｓｗを微分器２２２で微分することにより、微分パルス信号Ｖｄを得る。図３に示すように、Ｖｓｗ波形の立下りエッジに同期した微分パルス信号Ｖｄの負極性パルスをコンパレータ２２１により検出し、オフ時間決定手段２２の出力としてオフ区間終了信号ＯＦＦ−ｅｎｄを発生し、オン／オフ制御手段２３のＳ端子に供給する。
【００２２】
オン／オフ制御手段２３はフリップフロップであり、図３に示すスイッチオン区間においては、スイッチ駆動信号ＱａがＨｉレベル、オン／オフ区間信号ＱｂがＬｏレベルであり、スイッチ１０２はオン、コンデンサ放電スイッチ２１５はオフとなる。スイッチ１０２がオンであれば、リアクトル電流ＩＬはリアクトル１０１およびスイッチ１０２を通じて流れ、スイッチオン区間におけるリアクトル電圧ＶＬは入力電圧Ｖｉに等しく、約５０〜６０Ｈｚである交流電源３の周波数よりもＰＷＭ周波数を１ｋＨｚ程度よりも高い値に設定すれば、ＰＷＭ１周期時間内ではＶｉはほぼ一定とみなせるので、リアクトル電流ＩＬは、図３に示すようにほぼ直線的に増大する。コンデンサ放電スイッチ２１５がオフであれば、ランプ信号Ｖｒは増大し続けやがて制御指令信号Ｖｅの値に達すると、オン／オフ制御手段２３のＲ端子にオン区間終了信号ＯＮ−ｅｎｄが入力された直後にスイッチ駆動信号ＱａがＬｏレベル、オン／オフ区間信号ＱｂがＨｉレベルに反転し、その結果スイッチ１０２がオフに、コンデンサ放電スイッチ２１５がオンにそれぞれ反転し、スイッチオン区間が終了する。
【００２３】
制御部２の前記サーボシステムは、昇圧コンバータ１のリアクトル電流ＩＬを入力電圧Ｖｉと相似にする目的のために、サーボループ周波数帯域の上限を、約５０〜６０Ｈｚである交流電源３の周波数より低い１０Ｈｚ程度以下に設定することから、制御指令信号Ｖｅは交流電源３の１周期時間内では一定とみなすことができる。すなわちスイッチオン時間Ｔｏｎも交流電源３の１周期時間内では一定とみなすことができる。スイッチオン区間終了時刻におけるリアクトル電流ＩＬの値をＩＬのピーク値Ｉｐｋ、リアクトルのインダクタンスをＬとすれば、リアクトル電流ＩＬはスイッチオン区間においては直線波とみなすことができるので、次式が成り立つ。
Ｉｐｋ＝（Ｖｉ×Ｔｏｎ）／Ｌ
よって、上式から交流電源３の１周期時間内では、ＩＬのピーク値ＩｐｋはＶｉに比例することがわかる。ＩＬのピーク値Ｉｐｋの包絡線は入力電圧Ｖｉと相似であり、リアクトル電流ＩＬの平均値はＩＬのピーク値Ｉｐｋの１／２であるので、リアクトル電流ＩＬの平均値もまた入力電圧Ｖｉと相似となる。リアクトル電流ＩＬはスイッチオフ区間においても直線波とみなすことができるので、リアクトル電流ＩＬはＰＷＭスイッチング周波数の三角波であり、ＰＷＭ毎周期ごとに０から流れ始め０に復帰する動作を繰り返す。よって、本実施例は電流臨界モードのＰＦＣ動作を行うことがわかる。
【００２４】
スイッチオン区間終了時刻において、リアクトル１０１には（Ｌ×Ｉｐｋ２）／２で表されるエネルギが充電されている。スイッチオン区間終了時刻にスイッチ１０２がオフになると、リアクトル１０１は前記エネルギを放出するためにダイオード１０３を順バイアスさせる逆起電圧を発生するので、スイッチオフ区間におけるスイッチ端子電圧Ｖｓｗは、ダイオード１０３の順電圧降下を無視すれば、図３に示すように昇圧コンバータ１の出力電圧Ｖｏと等しい。スイッチオフ区間において、Ｖｓｗ＝Ｖｏの状態でリアクトル１０１は前記エネルギをダイオード１０３を通じて、出力コンデンサ１０４および負荷抵抗６に供給を続ける。エネルギの放出が完了すると発生していた逆起電圧は消滅し、スイッチ端子電圧Ｖｓｗは急速に減衰する。オフ時間決定手段２２はスイッチ端子電圧Ｖｓｗを微分することにより電圧傾斜の変化をとらえスイッチオフ区間終了のタイミングとして検出する。リアクトル１０１のエネルギ放出とともにリアクトル電流ＩＬは直線的に減衰し、放出完了時点においてリアクトル電流ＩＬは０となる。スイッチオフ区間終了と同時にスイッチ駆動信号ＱａがＨｉレベル、オン／オフ区間信号ＱｂがＬｏレベルに反転し、その結果スイッチ１０２がオンに、コンデンサ放電スイッチ２１５がオフにそれぞれ反転し、スイッチオン区間が開始する。以降同様な動作によりスイッチ１０２のオン／オフが繰り返し行われる。スイッチ１０２のオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆは、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ，負荷抵抗６の各値によって変化するので、本実施例のＰＷＭ周波数もオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの変化に伴い、変化する。起動手段２４は、電源投入時および起動不安定状態においてオン／オフ動作を開始させる起動信号Ｖｔｒｇを発生しオン／オフ制御手段２３のＰＲ端子に供給し、スイッチ駆動信号Ｑａ信号をＨｉレベルにし、スイッチ１０２をオンにさせ、以降オン／オフ動作を開始させる。
【００２５】
図１の実施例においては、フィードバック信号として出力電圧Ｖｏを直接検出しているが、スイッチオフ区間におけるスイッチ端子電圧Ｖｓｗは、図３に示すように出力電圧Ｖｏに等しいので、スイッチオフ区間のＶｓｗとして出力電圧Ｖｏを検出すればＶｏの直接検出は不要であり、制御部２は昇圧コンバータ１からスイッチ端子電圧Ｖｓｗのみの検出ですべての制御が可能である。
【００２６】
図１は請求項３の実施例であるが、図１の実施例から起動手段２４とオン／オフ制御手段２３のＰＲ端子を削除すれば請求項２の実施例となり、図１の実施例から起動手段２４とオン／オフ制御手段２３のＰＲ端子と誤差増幅手段２５を削除すれば請求項１の実施例となる。誤差増幅手段２５を削除した場合は、オン時間決定手段２１の入力にはサーボ指令信号源７の出力であるサーボ指令信号Ｖｃを供給する。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
電子機器のＤＣ電源として広く使用されている昇圧コンバータの中でもＰＦＣは、力率改善により消費電流を最小限とすることが可能で、コンデンサインプット型整流平滑回路を使用した電源機器にみられる消費電流波形のひずみも小さい。さらに、電流臨界モードの昇圧コンバータは、電流連続モードに比べて、ダイオードのリカバリ時間におけるダイオードとスイッチを貫通する電流が少なくノイズ発生も少なく、複数の昇圧コンバータを使用し、スイッチングリップル電流振幅を低減させるインターリーブ方式にも適用可能である。本発明はＰＦＣ電流臨界モード昇圧コンバータに好適に利用可能である。
【００２８】
本発明による昇圧コンバータ制御システムはリアクトル電流の検出やリアクトル端子電圧の検出が不要であり、スペースやコスト面で従来方式に比べ有利である。
【符号の説明】
【００２９】
図１の符号の説明を以下に示す。
１：昇圧コンバータ、 １０１：リアクトル、 １０２：スイッチ、
１０３：ダイオード、 １０４：出力コンデンサ、
２：制御部、 ２１：オン時間決定手段、 ２１１：コンパレータ、
２１２：ランプ信号発生器、 ２１３：直流定電流源、
２１４：充電コンデンサ、 ２１５：コンデンサ放電スイッチ、
２２：オフ時間決定手段、 ２２１：コンパレータ、
２２２：微分器、 ２２３：微分コンデンサ、 ２２４：微分抵抗、
２３：オン／オフ制御手段、 ２４：起動手段、
２５：誤差増幅手段、 ２５１：加算器、 ２５２：誤差増幅器、
３：交流電源、 ４：ダイオードブリッジ、 ５：入力コンデンサ、
６：負荷抵抗、 ７：サーボ指令信号源
【００３０】
図１、図２、図３に付した符号の説明を以下に示す。
Ｖａｃ：交流電源電圧、 Ｉａｃ：交流電源の出力電流、
Ｖｉ：入力電圧、 ＩＬ：リアクトル電流、
ＶＬ：リアクトル端子電圧、Ｌ：リアクトルのインダクタンス、
Ｖｓｗ：スイッチ端子電圧、
Ｖｏ：出力電圧、 Ｖｃ：サーボ指令信号、
Ｖｅ：制御指令信号、 Ｖｒ：ランプ信号、
Ｉｒ：コンデンサ充電直流電流、 ＯＮ−ｅｎｄ：オン区間終了信号、
Ｖｄ：微分パルス信号、 ＯＦＦ−ｅｎｄ：オフ区間終了信号、
Ｖｔｒｇ：起動信号、 Ｑａ：スイッチ駆動信号、
Ｑｂ：オン／オフ区間信号（Ｑａの論理反転信号）
Ｔａｃ：交流電源周期、 Ｔｏｎ：スイッチオン時間、
Ｔｏｆｆ：スイッチオフ時間、
Ｉｐｋ：ＩＬのピーク値（スイッチオン区間終了時刻におけるリアクトル電流ＩＬの値）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＦＣ（力率補正）方式を含む各種昇圧コンバータのスイッチのオン／オフ制御を行なう技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、昇圧コンバータのスイッチのＰＷＭ（パルス幅変調）動作のうち電流臨界モード動作（ＰＷＭ毎周期ごとにリアクトル電流が０に復帰する動作モード）は電流連続モード動作（ＰＷＭ毎周期ごとにリアクトル電流が０に復帰しない動作モード）に比べ、スイッチのターンオン時におけるダイオードのリカバリ時間中にスイッチとダイオードを貫通して流れる電流が抑えられ、スイッチングノイズを小さくできるという長所が知られている。さらに、インターリーブ方式（複数の昇圧コンバータを並列動作させる方式）において各コンバータのリアクトル電流位相をずらすことにより、電流臨界モード動作の昇圧コンバータのＰＷＭ周波数リップル電流振幅が小さく抑えられることから、電流臨界モードのインターリーブ方式も広く使用されている。
【０００３】
前記電流臨界モード動作においては、スイッチオフ区間中にリアクトルの充電エネルギの放出が完了した瞬間を検出し、スイッチをオンに移行させる必要がある。スイッチオフ区間終了のタイミングを検出するために、従来は、リアクトル電流をシャント抵抗や電流センサを設置して検出する方法、またはリアクトルに２次巻線を追加して巻き、リアクトル電圧を検出する方法、または昇圧コンバータの入出力電圧を検出しスイッチオン時間が既知であり、リアクトル電圧の平均値が０であることからオフ時間を求める方法が行われている（例えば、特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開２０１０−１１９２８５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
前記シャント抵抗による方法には、シャント抵抗の占めるスペース、コスト、発熱および検出信号に検出端子の共通インピーダンスによる誤差成分が加わることが問題となる場合がある。また、前記電流センサによる方法ではＤＣ電流センサが必要でありスペース、コストが問題となる場合がある。
【０００５】
前記リアクトルに２次巻線を追加する方法は、リアクトルとして標準インダクタ部品が使えず特殊な２巻線部品が必要になり、コストアップの要因となりうる。
【０００６】
入出力電圧とスイッチオン時間からオフ時間を求める方法は、入出力電圧の変動を考慮に入れると、高精度の演算手段が必要になる場合がある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために請求項１の発明は、昇圧コンバータと、前記昇圧コンバータを制御する制御部と、前記昇圧コンバータに電力を供給する電源と、前記昇圧コンバータが電力を供給する負荷と、前記昇圧コンバータの出力電圧または前記昇圧コンバータの出力電流を調節するために前記制御部に供給する制御指令信号と、からなるスイッチングコンバータであって、前記昇圧コンバータは、前記昇圧コンバータの入力の１端子に接続されるリアクトルと、前記昇圧コンバータの出力の１端子にカソード端子が接続されるダイオードと、前記リアクトルと前記ダイオードの直列接続点と前記昇圧コンバータの入出力共通端子間に接続されるスイッチと、前記昇圧コンバータの出力端子間に接続される出力コンデンサと、からなり、前記制御部は、前記制御指令信号を入力とし前記スイッチのオン時間を決定しオン区間終了信号を出力するオン時間決定手段と、前記スイッチの端子電圧を入力とし前記スイッチのオフ時間を決定しオフ区間終了信号を出力するオフ時間決定手段と、前記オン区間終了信号と前記オフ区間終了信号とを入力とし、前記スイッチにスイッチ駆動信号を供給し、前記オン時間決定手段にオン／オフ区間信号を供給するオン／オフ制御手段と、からなることを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明は、前記昇圧コンバータの出力電圧または前記昇圧コンバータの出力電流いづれかの信号とサーボ指令信号との誤差信号を検出し増幅し、前記制御部に前記制御指令信号として供給する誤差増幅手段を有する請求項１記載のスイッチングコンバータである。
【０００９】
請求項３の発明は、前記制御部に動作を開始させるための起動信号を発生し、前記制御部に供給する起動手段を有する請求項１または請求項２記載のスイッチングコンバータである。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、リアクトル電流およびリアクトル端子電圧のいずれも検出を必要としない。出力電流制御でない場合は昇圧コンバータの出力電流の検出も必要としない。本発明においては、スイッチ端子電圧を検出し、リアクトルに充電されたエネルギの放出が完了したときに発生するスイッチ端子電圧の時間に対する傾斜変化や電圧値変化をオフ区間の終了タイミングとし、スイッチのオフ区間終了時刻を決定することができる。
【００１１】
したがって、従来は必要とされたシャント抵抗または電流センサおよび２次巻線を備えたリアクトルまたは昇圧コンバータの入出力電圧とオン時間からの演算は不要である。
【００１２】
本発明によるスイッチングコンバータは、ハードウエアで構成する以外に制御部の一部または全部をソフトウエアで構成することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の請求項３の一実施例である。
【図２】図１に示す実施例における動作波形である。
【図３】時間軸を図２よりも拡大した場合の動作波形である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明による昇圧コンバータ制御システムの好適実施形態について、図面を参照しながら以下に説明する。
【実施例】
【００１５】
図１は本発明の請求項３の一実施例を示す。図１の昇圧コンバータ１は、入力電圧Ｖｉを出力電圧Ｖｏに変換し、負荷抵抗６に供給する。交流電源３は、ダイオードブリッジ４により全波整流されて昇圧コンバータ１の入力に供給される。入力コンデンサ５は、昇圧コンバータ１のリアクトル電流ＩＬに含まれるＰＷＭ周波数成分のリップル電流を流し、入力電圧Ｖｉに含まれるＰＷＭ周波数成分のリップル電圧を低減させるために必要な最小限の値が選ばれており、交流電源３の周波数成分を平滑する作用はほとんどないので、入力電圧Ｖｉは交流電源３の全波整流波形となる。
【００１６】
図２は図１の動作波形であり、昇圧コンバータ１の入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとリアクトル電流ＩＬの各波形を、交流電源３の１周期にわたり示している。
【００１７】
図１の制御部２は、サーボ指令信号源７の出力であるサーボ指令信号Ｖｃをサーボ指令入力とし、昇圧コンバータ１の出力電圧Ｖｏをフィードバック信号とするサーボシステムを構成し、出力電圧Ｖｏを制御する。
【００１８】
誤差増幅手段２５は、サーボ指令信号Ｖｃと出力電圧Ｖｏとを図１に示す極性で加算する加算器２５１と、加算器出力信号を増幅する誤差増幅器２５２と、からなり、制御指令信号Ｖｅを出力する。
【００１９】
図３は、時間ｔ軸を図２よりも拡大して示した波形図であり、ＰＷＭ動作の約１．５周期分を示している。以下においては図３も参照して説明する。
【００２０】
オン時間決定手段２１は、ランプ信号発生器２１２とコンパレータ２１１とからなる。直流定電流源２１３はコンデンサ充電直流電流Ｉｒを供給し、充電コンデンサ２１４の端子間に一定傾斜のランプ信号Ｖｒを発生する。コンパレータ２１１はランプ信号Ｖｒと制御指令信号Ｖｅを比較し、図３のＶｒ波形に示すようにランプ信号Ｖｒの値が制御指令信号Ｖｅに達すると、オン時間決定手段２１の出力としてオン区間終了信号ＯＮ−ｅｎｄを発生し、オン／オフ制御手段２３のＲ端子に供給する。コンデンサ放電スイッチ２１５は、オン／オフ制御手段２３のオン／オフ区間信号ＱｂがＨｉレベルのときオン、Ｌｏレベルのときオフとなる。
【００２１】
オフ時間決定手段２２は、微分コンデンサ２２３と、微分抵抗２２４と、からなる微分器２２２とコンパレータ２２１により構成される。昇圧コンバータ１のスイッチ端子電圧Ｖｓｗを微分器２２２で微分することにより、微分パルス信号Ｖｄを得る。図３に示すように、Ｖｓｗ波形の立下りエッジに同期した微分パルス信号Ｖｄの負極性パルスをコンパレータ２２１により検出し、オフ時間決定手段２２の出力としてオフ区間終了信号ＯＦＦ−ｅｎｄを発生し、オン／オフ制御手段２３のＳ端子に供給する。
【００２２】
オン／オフ制御手段２３はフリップフロップであり、図３に示すスイッチオン区間においては、スイッチ駆動信号ＱａがＨｉレベル、オン／オフ区間信号ＱｂがＬｏレベルであり、スイッチ１０２はオン、コンデンサ放電スイッチ２１５はオフとなる。スイッチ１０２がオンであれば、リアクトル電流ＩＬはリアクトル１０１およびスイッチ１０２を通じて流れ、スイッチオン区間におけるリアクトル電圧ＶＬは入力電圧Ｖｉに等しく、約５０〜６０Ｈｚである交流電源３の周波数よりもＰＷＭ周波数を１ｋＨｚ程度よりも高い値に設定すれば、ＰＷＭ１周期時間内ではＶｉはほぼ一定とみなせるので、リアクトル電流ＩＬは、図３に示すようにほぼ直線的に増大する。コンデンサ放電スイッチ２１５がオフであれば、ランプ信号Ｖｒは増大し続けやがて制御指令信号Ｖｅの値に達すると、オン／オフ制御手段２３のＲ端子にオン区間終了信号ＯＮ−ｅｎｄが入力された直後にスイッチ駆動信号ＱａがＬｏレベル、オン／オフ区間信号ＱｂがＨｉレベルに反転し、その結果スイッチ１０２がオフに、コンデンサ放電スイッチ２１５がオンにそれぞれ反転し、スイッチオン区間が終了する。
【００２３】
制御部２の前記サーボシステムは、昇圧コンバータ１のリアクトル電流ＩＬを入力電圧Ｖｉと相似にする目的のために、サーボループ周波数帯域の上限を、約５０〜６０Ｈｚである交流電源３の周波数より低い１０Ｈｚ程度以下に設定することから、制御指令信号Ｖｅは交流電源３の１周期時間内では一定とみなすことができる。すなわちスイッチオン時間Ｔｏｎも交流電源３の１周期時間内では一定とみなすことができる。スイッチオン区間終了時刻におけるリアクトル電流ＩＬの値をＩＬのピーク値Ｉｐｋ、リアクトルのインダクタンスをＬとすれば、リアクトル電流ＩＬはスイッチオン区間においては直線波とみなすことができるので、次式が成り立つ。
Ｉｐｋ＝（Ｖｉ×Ｔｏｎ）／Ｌ
よって、上式から交流電源３の１周期時間内では、ＩＬのピーク値ＩｐｋはＶｉに比例することがわかる。ＩＬのピーク値Ｉｐｋの包絡線は入力電圧Ｖｉと相似であり、リアクトル電流ＩＬの平均値はＩＬのピーク値Ｉｐｋの１／２であるので、リアクトル電流ＩＬの平均値もまた入力電圧Ｖｉと相似となる。リアクトル電流ＩＬはスイッチオフ区間においても直線波とみなすことができるので、リアクトル電流ＩＬはＰＷＭスイッチング周波数の三角波であり、ＰＷＭ毎周期ごとに０から流れ始め０に復帰する動作を繰り返す。よって、本実施例は電流臨界モードのＰＦＣ動作を行うことがわかる。
【００２４】
スイッチオン区間終了時刻において、リアクトル１０１には（Ｌ×Ｉｐｋ２）／２で表されるエネルギが充電されている。スイッチオン区間終了時刻にスイッチ１０２がオフになると、リアクトル１０１は前記エネルギを放出するためにダイオード１０３を順バイアスさせる逆起電圧を発生するので、スイッチオフ区間におけるスイッチ端子電圧Ｖｓｗは、ダイオード１０３の順電圧降下を無視すれば、図３に示すように昇圧コンバータ１の出力電圧Ｖｏと等しい。スイッチオフ区間において、Ｖｓｗ＝Ｖｏの状態でリアクトル１０１は前記エネルギをダイオード１０３を通じて、出力コンデンサ１０４および負荷抵抗６に供給を続ける。エネルギの放出が完了すると発生していた逆起電圧は消滅し、スイッチ端子電圧Ｖｓｗは急速に減衰する。オフ時間決定手段２２はスイッチ端子電圧Ｖｓｗを微分することにより電圧傾斜の変化をとらえスイッチオフ区間終了のタイミングとして検出する。リアクトル１０１のエネルギ放出とともにリアクトル電流ＩＬは直線的に減衰し、放出完了時点においてリアクトル電流ＩＬは０となる。スイッチオフ区間終了と同時にスイッチ駆動信号ＱａがＨｉレベル、オン／オフ区間信号ＱｂがＬｏレベルに反転し、その結果スイッチ１０２がオンに、コンデンサ放電スイッチ２１５がオフにそれぞれ反転し、スイッチオン区間が開始する。以降同様な動作によりスイッチ１０２のオン／オフが繰り返し行われる。スイッチ１０２のオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆは、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ，負荷抵抗６の各値によって変化するので、本実施例のＰＷＭ周波数もオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの変化に伴い、変化する。起動手段２４は、電源投入時および起動不安定状態においてオン／オフ動作を開始させる起動信号Ｖｔｒｇを発生しオン／オフ制御手段２３のＰＲ端子に供給し、スイッチ駆動信号Ｑａ信号をＨｉレベルにし、スイッチ１０２をオンにさせ、以降オン／オフ動作を開始させる。
【００２５】
図１の実施例においては、フィードバック信号として出力電圧Ｖｏを直接検出しているが、スイッチオフ区間におけるスイッチ端子電圧Ｖｓｗは、図３に示すように出力電圧Ｖｏに等しいので、スイッチオフ区間のＶｓｗとして出力電圧Ｖｏを検出すればＶｏの直接検出は不要であり、制御部２は昇圧コンバータ１からスイッチ端子電圧Ｖｓｗのみの検出ですべての制御が可能である。
【００２６】
図１は請求項３の実施例であるが、図１の実施例から起動手段２４とオン／オフ制御手段２３のＰＲ端子を削除すれば請求項２の実施例となり、図１の実施例から起動手段２４とオン／オフ制御手段２３のＰＲ端子と誤差増幅手段２５を削除すれば請求項１の実施例となる。誤差増幅手段２５を削除した場合は、オン時間決定手段２１の入力にはサーボ指令信号源７の出力であるサーボ指令信号Ｖｃを供給する。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
電子機器のＤＣ電源として広く使用されている昇圧コンバータの中でもＰＦＣは、力率改善により消費電流を最小限とすることが可能で、コンデンサインプット型整流平滑回路を使用した電源機器にみられる消費電流波形のひずみも小さい。さらに、電流臨界モードの昇圧コンバータは、電流連続モードに比べて、ダイオードのリカバリ時間におけるダイオードとスイッチを貫通する電流が少なくノイズ発生も少なく、複数の昇圧コンバータを使用し、スイッチングリップル電流振幅を低減させるインターリーブ方式にも適用可能である。本発明はＰＦＣ電流臨界モード昇圧コンバータに好適に利用可能である。
【００２８】
本発明による昇圧コンバータ制御システムはリアクトル電流の検出やリアクトル端子電圧の検出が不要であり、スペースやコスト面で従来方式に比べ有利である。
【符号の説明】
【００２９】
図１の符号の説明を以下に示す。
１：昇圧コンバータ、 １０１：リアクトル、 １０２：スイッチ、
１０３：ダイオード、 １０４：出力コンデンサ、
２：制御部、 ２１：オン時間決定手段、 ２１１：コンパレータ、
２１２：ランプ信号発生器、 ２１３：直流定電流源、
２１４：充電コンデンサ、 ２１５：コンデンサ放電スイッチ、
２２：オフ時間決定手段、 ２２１：コンパレータ、
２２２：微分器、 ２２３：微分コンデンサ、 ２２４：微分抵抗、
２３：オン／オフ制御手段、 ２４：起動手段、
２５：誤差増幅手段、 ２５１：加算器、 ２５２：誤差増幅器、
３：交流電源、 ４：ダイオードブリッジ、 ５：入力コンデンサ、
６：負荷抵抗、 ７：サーボ指令信号源
【００３０】
図１、図２、図３に付した符号の説明を以下に示す。
Ｖａｃ：交流電源電圧、 Ｉａｃ：交流電源の出力電流、
Ｖｉ：入力電圧、 ＩＬ：リアクトル電流、
ＶＬ：リアクトル端子電圧、Ｌ：リアクトルのインダクタンス、
Ｖｓｗ：スイッチ端子電圧、
Ｖｏ：出力電圧、 Ｖｃ：サーボ指令信号、
Ｖｅ：制御指令信号、 Ｖｒ：ランプ信号、
Ｉｒ：コンデンサ充電直流電流、 ＯＮ−ｅｎｄ：オン区間終了信号、
Ｖｄ：微分パルス信号、 ＯＦＦ−ｅｎｄ：オフ区間終了信号、
Ｖｔｒｇ：起動信号、 Ｑａ：スイッチ駆動信号、
Ｑｂ：オン／オフ区間信号（Ｑａの論理反転信号）
Ｔａｃ：交流電源周期、 Ｔｏｎ：スイッチオン時間、
Ｔｏｆｆ：スイッチオフ時間、
Ｉｐｋ：ＩＬのピーク値（スイッチオン区間終了時刻におけるリアクトル電流ＩＬの値）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
昇圧コンバータと、前記昇圧コンバータを制御する制御部と、前記昇圧コンバータに電力を供給する電源と、前記昇圧コンバータが電力を供給する負荷と、前記昇圧コンバータの出力電圧または前記昇圧コンバータの出力電流を調節するために前記制御部に供給する制御指令信号と、からなるスイッチングコンバータであって、前記昇圧コンバータは、前記昇圧コンバータの入力の１端子に接続されるリアクトルと、前記昇圧コンバータの出力の１端子にカソード端子が接続されるダイオードと、前記リアクトルと前記ダイオードの直列接続点と前記昇圧コンバータの入出力共通端子間に接続されるスイッチと、前記昇圧コンバータの出力端子間に接続される出力コンデンサと、からなり、前記制御部は、前記制御指令信号を入力とし前記スイッチのオン時間を決定しオン区間終了信号を出力するオン時間決定手段と、前記スイッチの端子電圧を入力とし前記スイッチのオフ時間を決定しオフ区間終了信号を出力するオフ時間決定手段と、前記オン区間終了信号と前記オフ区間終了信号とを入力とし、前記スイッチにスイッチ駆動信号を供給し、前記オン時間決定手段にオン／オフ区間信号を供給するオン／オフ制御手段と、からなることを特徴とする前記スイッチングコンバータ。
【請求項２】
前記昇圧コンバータの出力電圧または前記昇圧コンバータの出力電流いづれかの信号とサーボ指令信号との誤差信号を検出し増幅し、前記制御部に前記制御指令信号として供給する誤差増幅手段を有する請求項１記載のスイッチングコンバータ。
【請求項３】
前記制御部に動作を開始させるための起動信号を発生し、前記制御部に供給する起動手段を有する請求項１または請求項２記載のスイッチングコンバータ。
【請求項１】
昇圧コンバータと、前記昇圧コンバータを制御する制御部と、前記昇圧コンバータに電力を供給する電源と、前記昇圧コンバータが電力を供給する負荷と、前記昇圧コンバータの出力電圧または前記昇圧コンバータの出力電流を調節するために前記制御部に供給する制御指令信号と、からなるスイッチングコンバータであって、前記昇圧コンバータは、前記昇圧コンバータの入力の１端子に接続されるリアクトルと、前記昇圧コンバータの出力の１端子にカソード端子が接続されるダイオードと、前記リアクトルと前記ダイオードの直列接続点と前記昇圧コンバータの入出力共通端子間に接続されるスイッチと、前記昇圧コンバータの出力端子間に接続される出力コンデンサと、からなり、前記制御部は、前記制御指令信号を入力とし前記スイッチのオン時間を決定しオン区間終了信号を出力するオン時間決定手段と、前記スイッチの端子電圧を入力とし前記スイッチのオフ時間を決定しオフ区間終了信号を出力するオフ時間決定手段と、前記オン区間終了信号と前記オフ区間終了信号とを入力とし、前記スイッチにスイッチ駆動信号を供給し、前記オン時間決定手段にオン／オフ区間信号を供給するオン／オフ制御手段と、からなることを特徴とする前記スイッチングコンバータ。
【請求項２】
前記昇圧コンバータの出力電圧または前記昇圧コンバータの出力電流いづれかの信号とサーボ指令信号との誤差信号を検出し増幅し、前記制御部に前記制御指令信号として供給する誤差増幅手段を有する請求項１記載のスイッチングコンバータ。
【請求項３】
前記制御部に動作を開始させるための起動信号を発生し、前記制御部に供給する起動手段を有する請求項１または請求項２記載のスイッチングコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２０１３−７０５８６（Ｐ２０１３−７０５８６Ａ）
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２２３３８０（Ｐ２０１１−２２３３８０）
【出願日】平成２３年９月２０日（２０１１．９．２０）
【出願人】（５９１０２３３９８）ソフトロニクス株式会社 (9)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月２０日（２０１１．９．２０）
【出願人】（５９１０２３３９８）ソフトロニクス株式会社 (9)
【Ｆターム（参考）】
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