スイッチング電源及び画像形成装置
【課題】 トランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチング損失を増加させずに、トランスの唸り音の発生を低減する。
【解決手段】 スイッチング電源において、スイッチング部を間欠的に駆動することにより出力部から第一電圧よりも小さい第二電圧を出力する状態において、スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎にスイッチング部の駆動回数を変更する。
【解決手段】 スイッチング電源において、スイッチング部を間欠的に駆動することにより出力部から第一電圧よりも小さい第二電圧を出力する状態において、スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎にスイッチング部の駆動回数を変更する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を生成するスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、様々な電子機器において、消費電力をより低減して省電力化した機器が望まれており、電子機器に電力を供給する電源においても一層の省電力化が望まれている。電子機器の電源の一例であるスイッチング電源の構成概念図を図１５に示す。図１５において、商用交流電源１００から入力される交流電圧を整流部１４０を介してトランス１０４に入力し、ＦＥＴ等のスイッチング素子１０８を制御回路１４４から送出される信号に基づいて所定の周波数でスイッチング動作させ、トランス１０４の一次側を駆動する。そして、トランス１０４の二次側に発生した電圧を平滑部１４１により平滑することにより直流電圧Ｖを生成する。このように、所定の周波数でスイッチング素子１０８を駆動して、所望の直流電圧を生成するスイッチング電源が広く使用されている。このようなスイッチング電源では、例えば、電子機器が動作していな状態のような省電力動作時（軽負荷運転時ともいう）において、スイッチング素子１０８のスイッチング回数を減らして（スイッチング周波数を低下させて）動作効率を向上させるものがある。軽負荷運転時におけるスイッチング電源の損失の多くは、スイッチング動作による損失であり、この損失を低減させるために、スイッチング素子１０８がオンしている時間（オン時間ともいう）を長くして、１回当たりのスイッチング動作のエネルギーを大きくする。これにより、休止期間を長くして単位時間当たりのスイッチング回数を減らす工夫がなされている。しかし、休止期間を長くすると、スイッチング周波数がより低下し、スイッチング動作に伴ってトランスから発生する音が可聴域に入る可能性が出てくる。また、この音は、高調波成分を含むために耳障りな音になる。
【０００３】
以下、スイッチング周波数が高調波を含む音になる理由について説明する。スイッチング周波数が、数ｋＨｚ以下になると、スイッチング素子の休止期間が長くなるため、トランス駆動電流波形は、図１６に示すようなデルタ関数的な波形になる。ここで、図１６は、スイッチング素子を１ｍｓｅｃ周期、オン時間５μｓｅｃの１波駆動パルスで、駆動した際のトランス駆動電流波形、及び、駆動パルス波形を示している。図１６（ａ）はトランスの駆動電流波形であり、縦軸はトランス駆動電流（Ａ）であり横軸は時間（ｓｅｃ）、図１６（ｂ）は駆動パルス波形であり、縦軸は駆動電圧（Ｖ）であり横軸は時間（ｓｅｃ）である。このようなトランス駆動電流波形に対して、周波数解析（高速フーリエ変換解析（ＦＦＴ解析ともいう））を行った結果を図１７に示す。
【０００４】
図１７において、縦軸はトランス駆動電流（ｍＡ）、横軸は周波数（Ｈｚ）である。図１７に示されるように、トランス駆動電流は、スイッチング周波数を基本波として、その逓倍周波数の高調波成分を持ち、この高調波成分で駆動されるエネルギーを有する電流波形になる。また、スイッチング電源のトランスもスイッチング動作して所定の共振周波数で駆動される。このトランスの機械的な共振周波数は、トランスのコア形状にも依存し、概ね、数ｋＨｚ〜十数ｋＨｚの周波数帯域に共振周波数のピークを持つ。ここで、例えば、図１６に示されるような、１波駆動パルスをスイッチング素子に与えて、機械的な共振周波数特性が１８ｋＨｚをピークとして、１８ｋＨｚ周辺の周波数帯域に近い共振レベルを有するトランスを用いて駆動することを考える。この際に、トランスから発生する唸り音の音圧を図１８に示す。図１８において、縦軸はトランスの唸り音の音圧（ｄＢ）、横軸は周波数（Ｈｚ）であり、その音圧は、スイッチング周波数を基本波として、包絡線がトランスの機械的な共振周波数特性となるような高調波を含んだ特性になる。つまり、スイッチング周波数とトランスの機械的な共振周波数が重なり合うことにより、トランスの唸り音として可聴域に入る耳障りな音が発生する。
【０００５】
このようなトランスの唸り音の発生を低減する方法の１つとして、トランスの磁界の変化率を抑えて唸り音を低減させる方法が知られている。従来は、トランスの磁界の変化率を抑えるために、トランスのコア材に断面積の大きいものを用いたり、また、スイッチング素子のオン時間を短くしてトランスの１回当たりのスイッチング電流を小さくしたりする方法を採用していた。
【０００６】
また、トランス駆動電流波形を工夫してトランスの唸り音の発生を低減する方法としては、スイッチング電源において、ソフトスタート回路を設けて、起動開始時にコンデンサ両端の電圧の立ち上げと立ち下げの際のデューティ比を徐々に変化させる方式がある。トランス駆動電流波形を徐々に大きく、また、徐々に小さくする電流波形にすれば、トランスの磁束変化を小さくできるため、唸り音の発生を低減することができる。なお、このような従来方式は、例えば、特許文献１や特許文献２に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第３５６７３５５号公報
【特許文献２】特許第３６６５９８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、トランスのコア材に断面積の大きいものを用いると、電源の小型化が困難になる。また、スイッチング素子のオン時間を短くする方法では、トランスの磁束変化を小さくすることにより、トランスの唸り音の発生は軽減されるものの、単位時間当たりのスイッチング回数を増やすことになり、スイッチング損失が増加する。また、トランス駆動電流波形を徐々に大きく、また、徐々に小さくするソフトスタートの電流波形にする方法では、軽負荷運転時において、更に消費電力を低減しようとする場合に、二次側負荷に供給するエネルギーが小さくなるため適用が困難になる。なぜなら、軽負荷運転時において、二次側への供給エネルギーがより小さくなると、ソフトスタート回路により徐々に電流波形を大きくする、また、小さくすることが困難であるからである。また、従来の方法では、１回当たりのスイッチング動作で供給するエネルギーを小さくして多くの回数スイッチングを行うか、もしくは、１回当たりのスイッチング動作で供給するエネルギーを変えずに二次側のコンデンサ容量を数倍に大きくする必要がある。前者の方法ではスイッチング損失が増加して効率を著しく損ねる。後者はコストアップになる。すなわち、スイッチング電源は、スイッチング回数を少なくしてスイッチング損失を低減したいが、その場合、１波当たりの駆動パルスによりトランスに与えられるエネルギーが大きくなるために、発生する音が大きくなるという矛盾を抱えている。
【０００９】
本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、スイッチング電源の軽負荷運転時において、トランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチング損失を増加させずに、トランスの唸り音の発生を低減することを目的する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のスイッチング電源は、トランスと、前記トランスの一次側を駆動するスイッチング部と、前記トランスの二次側に発生する電圧を出力する出力部と、前記スイッチング部を連続的に駆動することにより前記出力部から第一電圧を出力する第一出力状態と、前記スイッチング部を間欠的に駆動することにより前記出力部から前記第一電圧よりも小さい第二電圧を出力する第二出力状態と、を有し、前記第二出力状態において、前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎に前記スイッチング部の駆動回数を変更することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明の画像形成装置は、画像を形成する画像形成部と、前記画像形成部の動作を制御する制御部と、前記制御部に電力を供給するスイッチング電源と、を有し、前記電源は、トランスと、前記トランスの一次側を駆動するスイッチング部と、前記トランスの二次側に発生する電圧を出力する出力部と、前記スイッチング部を連続的に駆動することにより前記出力部から第一電圧を出力する第一の出力状態と、前記スイッチング部を間欠的に駆動することにより前記出力部から前記第一電圧よりも小さい第二電圧を出力する第二出力状態と、を有し、前記第二出力状態において、前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎に前記スイッチング部の駆動回数を変更することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチング電源の軽負荷運転時において、トランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチング損失を増加させずに、トランスの唸り音の発生を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施例１のスイッチング電源の構成概念図である。
【図２】スイッチング電源の基本構成を示す図である。
【図３】スイッチング電源の制御ＩＣの内部構成を示す図である。
【図４】スイッチング電源の軽負荷運転時における動作波形の一例を示す図である。
【図５】実施例１のスイッチング電源の回路構成を示す図である。
【図６】実施例１のスイッチング電源の軽負荷運転時における動作波形を示す図である。
【図７】実施例１のスイッチング電源の軽負荷運転時における制御フローチャートである。
【図８】実施例１のスイッチング電源の軽負荷運転時における駆動パルス群の構成概念図である。
【図９】実施例１のスイッチング電源の軽負荷運転時におけるトランス駆動電流波形及び駆動パルス波形を示す図である。
【図１０】実施例１のスイッチング電源の軽負荷運転時におけるトランス駆動電流波形の周波数特性を示す図である。
【図１１】実施例１のスイッチング電源の軽負荷運転時におけるトランスの唸り音の音圧レベルを示す図である。
【図１２】実施例２のスイッチング電源の軽負荷運転時における動作の波形を示す図である。
【図１３】実施例２のスイッチング電源の軽負荷運転時における制御フローチャートの特徴部を示す図である。
【図１４】スイッチング電源の適用例を示す図である。
【図１５】従来のスイッチング電源の構成概念図である。
【図１６】従来のスイッチング電源の軽負荷運転時におけるトランス駆動電流波形及び駆動パルス波形を示す図である。
【図１７】従来のスイッチング電源の軽負荷運転時におけるトランス駆動電流波形の周波数特性を示す図である。
【図１８】従来のスイッチング電源の軽負荷運転時におけるトランスの唸り音の音圧レベルを示す図である。
【図１９】パルス数の変更方法の変形例１に関するパルス波形を示す図。
【図２０】パルス数の変更方法の変形例１に関する周波数解析結果を示す図。
【図２１】パルス数の変更方法の変形例２に関するパルス波形を示す図。
【図２２】パルス数の変更方法の変形例２に関する周波数解析結果を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下に、本発明の構成及び動作について説明する。なお、以下に示す実施例は一例であって、この発明の技術的範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。以下、添付図面を参照しながら、本発明を実施する為の形態を、実施例により詳しく説明する。
【００１５】
（実施例１）
まず、実施例１について図１乃至図１１を用いて説明する。なお、図において、上記従来例の説明図と同一構成及び機能に対応する部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００１６】
図１は、本実施例のスイッチング電源の構成概念を示している。図１の特徴は、商用交流電源１００からの交流電圧から直流電圧Ｖを生成するスイッチング電源を、整流部１４０、スイッチング素子１０８で駆動されるトランス１０４、平滑部１４１、負荷状態判断部１４２及びパルス群生成部１４３から構成することである。負荷状態判断部１４２が、スイッチング電源が軽負荷運転状態であると判断した場合、パルス群生成部１４３は、スイッチング素子１０８のスイッチング動作を、休止期間を含んだ所定の周期（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３・・・）で行う（この動作はバースト動作ともいう）。そして、駆動パルス群中のパルス数を、所定の波数（ｎ１，ｎ２，ｎ３・・・）のように可変する。このようなスイッチング動作によって、広範囲の周波数帯域に対して、トランス駆動電流波形のＦＦＴスペクトラムのレベルを低減させる。これにより、トランスのサイズを大きくせずに、かつ、スイッチング損失を増加させずに、トランスの唸り音の発生を低減することができる。
【００１７】
まず、本実施例のスイッチング電源の詳細構成を説明する。図２に本実施例のスイッチング電源の構成を示す。なお、本実施例で例示するスイッチング電源は、擬似共振方式のスイッチング電源である。図２において、１００は商用交流電源、１０１はダイオードブリッジ、１０２は一次電解コンデンサ、１０３は起動抵抗、１０４はトランス、１０５はトランスの一次巻線、１０６はトランスの二次巻線、１０７はトランスの補助巻線である。また、１０８はＦＥＴであり、トランス１０４への電源供給をオンオフするメインのスイッチング素子である。また、１０９は電流検出抵抗、１１０はスイッチング制御ＩＣ（以下、ＩＣと記す）、１１１はトランスの二次側からトランスの一次側に信号を伝達する信号伝達部としてのフォトカプラ、１１２はダイオード、１１３は電解コンデンサである。１１４はトランスの二次巻線１０６に接続されたダイオード、１１５は電解コンデンサ、１１６、１１８、１１９は抵抗、１１７はシリーズレギュレータ、１２０は負荷部である。なお、ＩＣ１１０の一例として、一般的に用いられる擬似共振制御用のＩＣを例に挙げて説明する。
【００１８】
ここで、本実施例のトランス１０４は、ＥＥＲタイプのトランスを適用している。このＥＥＲタイプのトランス１０４は、ワックス、もしくはワニス等の樹脂を液状に溶かしたものに含浸した後、乾燥させる工程を経て製造される。一般に、含浸されたトランスは未含浸のトランスに比べて唸り音が小さく、また、コイルボビンとコアを安定して固定することができる。この含浸処理は、コイルボビンにコイルを巻き、コアを組み付けてコアテープで固定した状態で行う場合が多い。本実施例に適用したトランス１０４は、上記の従来例で説明した特性と同様に、その機械的な共振周波数特性が１８ｋＨｚをピークとして、１８ｋＨｚ周辺の周波数帯域に近い共振レベルを有するものである。
【００１９】
図３に、図２におけるＩＣ１１０の内部回路構成のブロック図を示す。図３において、端子１は起動端子であり、１１０２が電源回路である。電源回路１１０２は、高耐圧のスイッチ（不図示）を有し、電源端子である端子２から供給される電圧（図１の補助巻線１０７から供給される電圧）が低い場合、高耐圧スイッチをオンして、ＩＣ１１０の外部に設けられた起動抵抗１０３を介して電源を得て動作する。ＦＥＴ１０８（図１）がスイッチング動作すると、トランスの補助巻線１０７から電圧が供給され、端子２の電圧が上昇して安定した電圧が供給される。するとＩＣ１１０は、端子１からの電圧供給（起動抵抗による電圧供給）を遮断して、端子２からの電源供給のみで動作可能となる。
【００２０】
端子３はフライバック電圧の下限、すなわち、フライバック電圧の低下を検出する端子である。１１０１はフライバック電圧下限検出回路であり、フライバック電圧の低下を検出すると、ワンショット回路１１０４に信号を出力する。１１０８はフリップフロップであり、ワンショット回路１１０４よりフライバック電圧の下限が検出されると信号を出力するようにセットを行い、コンパレータ１１１１の出力によりリセット動作、つまり、出力を停止するように動作する。このように、ＩＣ１１０は端子３に入力されるフライバック電圧が下限となるタイミングに合わせて、端子７から駆動パルス（ＦＥＴ１０８のゲートに対する信号）を出力し、ＦＥＴ１０８をターンオンさせる。
【００２１】
端子４はフィードバック電圧端子であり、ＩＣ１１０内部の基準電源Ｖｃｃに対して抵抗１１１３でプルアップ接続されており、コンパレータ１１０３、及び、コンパレータ１１１１に接続されている。コンパレータ１１０３は、基準電圧１１０７に接続されており、基準電圧１１０７よりも端子４の電圧が低くなるとワンショット回路１１０４をクリアする。従って、端子４の電圧が１１０７の電圧よりも低い期間、ＩＣ１１０は、ＦＥＴ１０８をターンオンすることができなくなり、基準電圧１１０７がパルス停止電圧となる。
【００２２】
端子５はグランド端子（ＧＮＤ端子）、端子６は電流検出端子である。端子６はコンパレータ１１１１に入力されており、端子４のフィードバック電圧と比較してフィードバック電圧よりも検出値が大きくなると、コンパレータ１１１１が動作して、フリップフロップ１１０８のリセット端子をＨｉｇｈとする。このようにして、トランスの一次巻線１０５の電流が大きくなって、電流検出抵抗１０９からの電圧が上昇すると、ＦＥＴ１０８をターンオフするように動作する。１１０６は電源電圧監視のためのコンパレータであり、端子２の電圧が、基準電圧１１１３よりも低い場合に、ＩＣ１１０が駆動パルスを出力しないように保護する回路である。また、１１０５はＩＣ１１０内部の基準電圧を生成する回路であり、基準電圧が確定したことで、端子７の出力を許可するように、ＡＮＤ回路１１０９に接続されている。１１１２は安全回路であり、ＩＣ１１０の内部温度の影響で異常電流波形が発生した時に端子７からの出力を停止するよう構成している。
【００２３】
電源が投入された時、ＩＣ１１０は端子１の内部回路を起動抵抗１０３に接続し、起動抵抗１０３を介して電圧供給を受ける。ＩＣ１１０は端子７にＨｉｇｈを出力して、ＦＥＴ１０８をターンオンする。この際、電解コンデンサ１１５には未だ電圧が発生していない、もしくは、低い電圧しか発生（蓄積）していないため、フォトカプラ１１１のフォトＬＥＤは発光せず、フォトカプラ１１１のフォトトランジスタもオンしない。このため、端子４の電圧は高く維持されており、トランスの一次巻線１０５の電流が大きくなるまでＩＣ１１０は端子７からのＨｉｇｈ出力を継続し、ＦＥＴ１０８はターンオンを続ける。そして、ＩＣ１１０は、端子４の電圧と端子６の電圧、すなわち、フィードバック電圧と、電流検出抵抗１０９に発生する電圧を比較し、端子６の電圧が端子４の電圧よりも高くなると、ＦＥＴ１０８をターンオフする。ＦＥＴ１０８がターンオフすると、トランスの二次巻線１０６にダイオード１１４を介して電解コンデンサ１１５を充電する方向に電流が発生し、電解コンデンサ１１５を充電する。この充電電流は、トランス１０４のエネルギーが放出されるとともに減少し、トランス１０４がエネルギーを放出し終わると、電解コンデンサ１１５の電圧よりもトランス二次巻線１０６の電圧が低くなり、ダイオード１１４が導通しなくなる。すると、ＦＥＴ１０８のドレイン端子の電圧も低下し、この電圧は一次電解コンデンサ１０２の電圧を中心として自由振動を始める。この自由振動する電圧と相似した電圧波形がトランスの補助巻線１０７に現れ、端子３の電圧が低下する。端子３にはフライバック電圧の下限を検出する機能が備えられており、ＩＣ１１０の端子７をＨｉｇｈ出力としてＦＥＴ１０８をターンオンする。このように、ＦＥＴ１０８のターンオンとターンオフが繰り返されて、端子７より駆動パルスが連続的に出力されて、トランスの一次巻線１０５を駆動する。また、トランスの補助巻線１０７に発生する電圧により電解コンデンサ１１３が充電され、ＩＣ１１０の電源として十分な電圧まで上昇すると、ＩＣ１１０は端子１からの電源供給を停止し、端子２からの電源（補助巻線からの電圧）のみで動作する。
【００２４】
また、トランス１０４の二次側に発生して整流、及び、平滑された直流電圧Ｖが上昇して、予め定められた閾値電圧に近づくと、シャントレギュレータ１１７が動作して、フォトカプラ１１１のフォトＬＥＤに電流を流し始める。すると、端子４のフィードバック電圧が低下し、ＦＥＴ１０８のオン時の最大電流値が低下する。そして、ＦＥＴ１０８のオン時間が短くなり、トランス１０４に蓄えられるエネルギーが小さくなるため、出力電圧の上昇が抑えられて、所定の目標直流電圧Ｖが生成されるように制御される。
【００２５】
次に、図２で説明したスイッチング電源の軽負荷運転時における動作の一例を図４に示す。軽負荷運転時とは、負荷部１２０が動作せず、負荷部の消費電力が非常に小さい状態であり、スイッチング電源としては消費電力が小さい状態（省電力状態）で動作している。図４において、フィードバック電圧、パルス停止電圧、トランスの一次巻線１０５に流れる電流に応じた電圧値である電流検出抵抗１０９の端子電圧、及び、駆動パルスが示されており、ＩＣ１１０は、フィードバック電圧が低下すると、駆動パルスを停止する。軽負荷運転状態となって直流電圧Ｖが高くなるとシャントレギュレータ１１７がさらに多く電流を流すため、フォトカプラ１１１のフォトＬＥＤ電流が増大し、フォトカプラ１１１のフォトトランジスタ側の電圧が低下する。その結果、フィードバック電圧が図４に示すように変化して、駆動パルスが停止するパルス停止電圧以下となる。すると、ＩＣ１１０は端子７からの駆動パルスの出力を停止する。次に、負荷部１２０の電流は引き続き流れ続けているため、電解コンデンサ１１５に蓄えられている電圧が低下して、シャントレギュレータ１１７の電流が減少する。この結果、フォトカプラ１１１のフォトＬＥＤ電流が減少し、フォトトランジスタ電流が減少するため、フィードバック電圧が上昇し、フィードバック電圧がパルス停止電圧以上になると、ＩＣ１１０は端子７からの駆動パルスの出力を再び開始する。このように、ＩＣ１１０により、軽負荷運転時のＦＥＴ１０８の動作を制御しており、この軽負荷運転時のスイッチング動作はバースト動作とも呼ばれる。このバースト動作時において、ＦＥＴ１０８による短い周期のオフ動作の時間は、トランス１０４の二次側の電圧を放出する時間、すなわち、トランス１０４の二次側の出力電圧と二次側のインダクタンスで決定されており、トランス１０４の機械的な共振周波数よりもかなり高い周波数で動作する。以上が本実施例のスイッチング電源の基本的な動作である。
【００２６】
次に、本実施例の特徴的な構成及び動作ついて詳細に説明する。図５に本実施例のスイッチング電源の構成を示す。図５のスイッチング電源において、上記図２のスイッチング電源と異なる点は、マイクロコントローラ１２１（図５では、ＣＰＵと記す）、抵抗１２２、１２４、コンデンサ１２３、誤差検出器としてのオペアンプ１２５、トランジスタ１２６、及び、二次側の負荷電流を電圧情報に変換するＩＶ変換回路１２７からなる回路が追加されている点である。本実施例では、軽負荷運転時において、ＣＰＵ１２１のデジタル出力ポートＰＯから送出されるＰＷＭ信号に基づく信号を、ＩＣ１１０のフィードバック電圧端子４に入力して、強制的にＦＥＴ１０８を駆動する駆動パルス群中のパルス数を可変する制御を行うことを特徴としている。
【００２７】
図６に、図５のスイッチング電源における本実施例の特徴的な軽負荷運転時の動作波形を示す。図６において、図４と異なる点は、フィードバック電圧をＣＰＵ１２１が制御している点である。すなわち、ＣＰＵ１２１は、デジタル出力ポートＰＯからＰＷＭ信号を出力し、抵抗１２２、コンデンサ１２３で平滑したアナログ電圧により、抵抗１２４、オペアンプ１２５、及び、トランジスタ１２６からなる電流源を駆動する。そして、この電流源の出力電流がフォトカプラ１１１のフォトＬＥＤに流れる。ここで、トランジスタ１２６のコレクタ端子がシャントレギュレータ１１７のカソード端子とワイヤードＯＲ接続されており、通常運転時では、ＣＰＵ１２１は、デジタル出力ポートＰＯからＬｏｗを出力しており、トランジスタ１２６はオフされているものとする。一方、軽負荷運転時において、直流電圧Ｖの目標値が通常運転時よりも低下しているため、シャントレギュレータ１１７は動作せず、抵抗１２４、オペアンプ１２５、及び、トランジスタ１２６からなる電流源に接続されている回路が支配的に動作を担う構成になる。つまり、軽負荷運転時において、ＣＰＵ１２１のデジタル出力ポートＰＯから出力されるＰＷＭ信号によりフィードバック電圧を制御し、この制御に従って生成される駆動パルス群中のパルス数を可変に制御する。図６に示すように、フィードバック電圧がパルス停止電圧よりも高くなる時間Ｔｏｎ＿ｉ（ｉは１以上の整数）を持続させれば、駆動パルス数ｎｉ（ｉは１以上の整数）を増大させることができる。逆に、フィードバック電圧がパルス停止電圧よりも低くなる時間Ｔｏｆｆ＿ｉ（ｉは１以上の整数）を持続させれば、駆動パルス出力をオフすることができる。ここで、ＣＰＵ１２１は、軽負荷運転時において、直流電圧Ｖを抵抗１１８、１１９で分圧した電圧をアナログデジタル入力ポートＡＤ１により監視しており、所望の直流電圧Ｖ、電流値を、ＩＣ１１０内部のＲＯＭ（不図示）等に情報として格納して、予め組み込まれたプログラムに従って、駆動パルス数ｎｉ、及び、駆動パルス休止期間Ｔｏｆｆ＿ｉを制御するものとする。
【００２８】
図７は、軽負荷運転時におけるＣＰＵ１２１による制御動作を示すフローチャートである。まず、スイッチング電源が軽負荷運転状態に遷移しているかどうかをＣＰＵ１２１が判断する（Ｓ１）。この負荷状態を判断する方法としては、二次側負荷電流をＩＶ変換回路１２７により電圧情報に変換し、ＣＰＵ１２１のアナログデジタル入力ポートＡＤ２に入力することにより、ＣＰＵ１２１によって判断している。他の方法としては、スイッチング電源を搭載している電子機器のその他の機能、例えば、電子機器の動作状態を管理している不図示のコントローラが、電子機器の遷移している動作状態に基づいて、軽負荷運転状態にあると判断する方式でも良い。
【００２９】
次に、スイッチング電源が軽負荷運転状態であれば、駆動パルス群中のパルス数ｎｉを、予め組み込まれたプログラムに基づく値に設定し、駆動パルス群中のパルス数ｎｉが、設定された値になるように制御する。すなわち、時間Ｔｏｎ＿ｉだけデジタル出力ポートＰＯからＰＷＭ信号を出力して、フィードバック電圧をパルス停止電圧よりも高くなるようにして駆動パルスを出力する（Ｓ２）。ここで、本実施例では、例えば、この駆動パルス数ｎｉの設定値は、Ｓ２の処理状態に入る毎に、３波→４波→５波→４波→３波→４波→・・・と、１波ずつ加算、あるいは減算し、平均的には４波のパルス数となるように波数を可変制御する処理を行っている。次に、出力した駆動パルス数ｎｉ、及び、アナログデジタル入力ポートＡＤ１に入力される直流電圧Ｖの情報に基づいて、駆動パルス休止期間Ｔｏｆｆ＿ｉを算出して駆動パルス出力をオフする。すなわち、時間Ｔｏｆｆ＿ｉだけデジタル出力ポートＰＯからのＰＷＭ信号をオフして、フィードバック電圧をパルス停止電圧よりも低くなるようにして駆動パルス出力をオフする（Ｓ３）。この駆動パルスの休止期間Ｔｏｆｆ＿ｉは、例えば、直流電圧Ｖが、要求される軽負荷運転時の消費電力の仕様に基づいて決定された目標値の±５％以内の値に収束するように算出している。つまり、休止期間Ｔｏｆｆ＿ｉを算出する処理において、直流電圧Ｖが目標値の±５％以内の値であれば、予めプログラムされた休止期間の値をそのまま設定し、目標値の±５％以内の値でない場合には、その値に応じて予めプログラムされた休止期間の値に演算（補正）を施して増減させる。このように、スイッチング電源の軽負荷運転時において、図７における処理Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３を繰り返してバースト動作をさせており、処理Ｓ２において、毎回、駆動パルス群中の駆動パルス数ｎｉを可変する制御を行う。なお、軽負荷運転状態ではなく、通常運転状態や、通常運転状態に遷移すべき条件が発生した場合には、ＣＰＵ１２１のデジタル出力ポートＰＯからのＰＷＭ信号をオフして、上記で説明したような通常運転時の直流電圧Ｖのフィードバック制御を行う（Ｓ４）。以上説明したように図７のフローチャートに基づいて、スイッチング電源の軽負荷運転時における直流電圧Ｖの定電圧制御を行う。
【００３０】
次に、図８に軽負荷運転時の駆動パルス群の可変制御の概念を示す。図８に示すように、ＣＰＵ１２１は、図７のフローチャートに従って、波数ｎｉのパルス群を周期Ｔｉで出力する要領で軽負荷運転時のバースト動作を行う。本実施例においては、例えば、パルス数（波数）を、３波→４波→５波→４波→３波→４波→・・・というように１周期におけるＦＥＴ１０８のオン回数を周期的に可変制御する。具体的には、駆動パルス群中のパルス数（ＦＥＴ１０８のオン回数になる）を１波ずつ加算、又は減算し、平均的に４波のパルス数となるように、駆動パルス数を可変制御（散らし制御ともいう）した場合のトランス駆動電流波形、及び、駆動パルス波形を図９に示す。ここで、図９では、ＦＥＴ１０８を１ｍｓｅｃ周期（図８の周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）、オン時間２．５μｓｅｃ、駆動パルス間におけるオフ時間２０μｓｅｃの駆動パルス群で駆動した際のトランス駆動電流波形、及び、駆動パルス波形を示す。図９（ａ）において縦軸は、トランス駆動電流（Ａ）、横軸は時間（ｍｓｅｃ）である。図９（ｂ）において、駆動パルス電圧（Ｖ）であり、横軸は時間（ｍｓｅｃ）である。また、図９のトランス駆動電流波形に対して、周波数解析（高速フーリエ変換解析（ＦＦＴ解析））を行った結果を図１０に示す。図１０において、縦軸はトランス駆動電流（ｍＡ）、横軸は周波数（Ｈｚ）である。図１０に示されるように、上記従来例における図１７で説明した軽負荷運転時に１波の駆動パルスでスイッチング動作する際のＦＦＴスペクトラムに比べて、高調波成分が互いに打ち消しあう効果が生まれ、広範囲の周波数帯域に対してスペクトラムのレベルが低減されることがわかる。このように、バースト動作の周期毎にトランスに入力する駆動パルス数を可変制御することにより、ＦＦＴスペクトラムのレベルを低減することができる。ここで、一般に、駆動パルスの１波当たりで、トランスに入力される電圧をＥ、オン時間をｔ、一次側インダクタンスをＬ、一次側インダクタンス電流をＩ、トランスに蓄えられるエネルギーをＵとすると、次式が成り立つ。
Ｅｔ＝ＬＩ ・・・（式１）
Ｕ＝（１／２）×Ｌ×（Ｉ＾２）＝（Ｅ＾２）×（ｔ＾２）／（２・Ｌ） ・・・（式２）
式２により、１波の駆動パルスによるエネルギーＵ１と、平均４波の駆動パルス群によるエネルギーＵ４を等しくさせるためには、平均４波の駆動パルス群によるＦＥＴ１０８のオン時間を、１波の駆動パルスによるＦＥＴ１０８のオン時間ｔの１／２にすれば良いことがわかる。
【００３１】
従って、図１６で示される１波の駆動パルスの動作と、図９で示される駆動パルス数を可変制御した動作では、互いにトランス１０４に入力する単位時間当たりの平均エネルギーが等しくなるように駆動している。（互いの動作における比較を容易にするため、スイッチング電源の二次側の負荷電圧、及び、電流が等しくなる条件で駆動したものある。）次に、上記従来例と同様、図９に示されるような、１ｍｓｅｃ周期、オン時間２．５μｓｅｃ、駆動パルス間におけるオフ時間２０μｓｅｃの駆動パルス群をＦＥＴ１０８に与えて、機械的な共振周波数特性が１８ｋＨｚをピークとして、１８ｋＨｚ周辺の周波数帯域に高い共振レベルを有するトランスを駆動する。この際に、トランス１０４から発生する唸り音の音圧レベルを図１１に示す。図１１において、縦軸はトランス１０４の唸り音の音圧レベル（ｄＢ）、横軸は周波数（Ｈｚ）である。本実施例に対応する図１１と従来例に対応する図１８を比較すると明らかなように、従来のように１波の駆動パルスにてスイッチング電源を駆動した場合に比べ、本実施例の駆動パルス数を可変制御した場合は、音圧レベルが低減され、耳障りなトランスの唸り音が低減されていることがわかる。具体的には図１８の音圧レベルと本実施例の音圧レベルを比較すると約−１５ｄＢ〜−２０ｄＢの低減効果が得られることがわかる。
【００３２】
以上説明した本実施例の駆動パルス群中のパルス波数を可変制御する動作は、図１０に示すように、トランスの駆動電流波形のＦＦＴスペクトラムのレベルを、広範囲の周波数帯域に対して低減させる効果がある。従って、特に広域な周波数帯域において、機械的な共振周波数特性を有するトランスを用いる場合に、トランスの唸り音を低減することができる。なお、駆動パルス群中で可変する駆動パルス数を増大させ過ぎると、スイッチング損失の増大につながるため、本実施例で示したように、３波から５波程度の波数で可変して駆動パルスで駆動パルス群を生成することが好ましい。なお、上記したように、バースト動作の周期毎の駆動パルス数の可変パターンは、スイッチング電源の効率が低下しない程度の値が、予めＣＰＵ１２１のＲＯＭ（不図示）にプログラムされている。また、本実施例の特徴は、スイッチング電源の軽負荷運転時において、フィードバック電圧を強制的に制御して、ＦＥＴ１０８の駆動パルス群中のパルス数を可変することである。なお、本実施例で例示したようなＣＰＵ１２１を用いた方法に限ること無く、ハードウエア回路でパルス数を切り換える構成でも良い。
【００３３】
以上、本実施例によれば、スイッチング電源の軽負荷運転時において、バースト動作の周期毎のパルス数を可変することによりトランスの唸り音を低減した。この構成により、トランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチング損失を増加させずに、トランスの唸り音の発生を低減することが可能になる。特に、広範囲の周波数帯域に対して、トランスの駆動電流波形のＦＦＴスペクトラムのレベルを低減することができるため、広範囲の周波数帯域において、機械的な共振周波数特性を有するトランスに対して唸り音を低減する効果が得られる。
【００３４】
（実施例２）
次に、実施例２について図１２及び図１３に基づいて説明する。なお、上記従来例、及び、実施例１と同一構成及び機能に関する部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００３５】
図１２は、本実施例の特徴を示す、軽負荷運転時の動作波形であり、ＣＰＵ１２１が出力するＰＷＭ信号によるフィードバック電圧の電圧レベルを可変する制御を加えている点が実施例１の動作と異なる。図１２に示すように、フィードバック電圧の電圧レベルを、ＣＰＵ１２１のデジタル出力ポートＰＯから送出するＰＷＭ信号のデューティ比を調整することにより、１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間を制御する（オン時間を切り換える）ことができる。すなわち、ＰＷＭ信号のデューティ比を大きくすれば、フィードバック電圧の電圧レベルが高くなり、逆に、ＰＷＭ信号のデューティ比を小さくすればフィードバック電圧の電圧レベルが低くなる。結果として、１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間を長く設定する、もしくは、短く設定することができ、トランスに蓄えるエネルギー調整を、より柔軟に行うことができる。このように、本実施例は、実施例１で説明した駆動パルス群を生成する方法として、更に、フィードバック電圧の電圧レベルを可変することにより、１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間を調整する制御を加えている点が特徴である。
【００３６】
図１３に、軽負荷運転時におけるＣＰＵ１２１の制御フローチャートの一部を示す。図１３は、実施例１で説明した図７と同様、駆動パルス群中のパルス数ｎｉを可変制御すること、及び、直流電圧Ｖを目標値に収束させる制御である。また、本実施例においても、実施例１と同様に、３波→４波→５波→４波→３波→４波→・・・と、駆動パルス群中のパルス数ｎｉを１波ずつ加算、あるいは減算し、平均的には４波のパルス数となるように、駆動パルス数を可変制御している。本実施例では、図７のＳ２において駆動パルス数を３波→４波→５波と１パルスずつ可変するとともに、フィードバック電圧の電圧レベルを可変する。図１３は、この動作の詳細を示している。なお、実施例１の図７におけるＳ１とＳ４のステップは動作が共通するためフローチャートのステップの記載及び説明を省略する。
【００３７】
図１３において、まず、駆動パルス数を３波生成する場合において、ＣＰＵ１２１は、式１、式２に基づいて、所望の直流電圧Ｖを得るための、１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間を算出する。すなわち、そのオン時間に相当するＰＷＭ信号のデューティ比を算出し、出力する（Ｓ２１）。そして、ＣＰＵ１２１は、出力した駆動パルス数が３であること、及び、アナログデジタル入力ポートＡＤ１に入力される直流電圧Ｖの情報に基づいて、駆動パルス休止期間Ｔｏｆｆ＿ｉを算出して駆動パルス出力をオフする（Ｓ２２）。次に、駆動パルス数を４波生成する状態において、ＣＰＵ１２１は、（Ｓ２１）と同様の処理を行い、ＰＷＭ信号を出力する（Ｓ２３）。以下、同様に、バースト動作の周期毎の休止期間を設けながら、パルス群の出力を、そのパルス数を可変しながら繰り返す（Ｓ２４、Ｓ２５、Ｓ２６）。
【００３８】
このように、直流電圧Ｖを制御するにあたり、トランス駆動電流のＦＦＴスペクトラムの高調波成分が互いに打ち消しあうように制御するために、駆動パルス群中のパルス数を可変にする。そして、更に、かつ、更に、エネルギーを調整するため、１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間を可変する。
【００３９】
本実施例では、ＣＰＵ１２１が１波当たりのオン時間を切り換える切換部として機能したが、ＣＰＵに限らずＡＳＩＣ等のハードウエア回路によっても同様の機能を実現することが可能である。
【００４０】
以上のような制御方法により、所望の直流電圧Ｖを生成するエネルギー調整において、制御方法の自由度を向上させることができる。すなわち、駆動パルス数、スイッチング動作の１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間、及び、バースト動作の周期等のパラメータを任意に調整することができる。これにより、出力電圧の精度を維持しつつ、軽負荷運転時のスイッチング動作の効率向上、トランスの唸り音の低減することができる。
【００４１】
（実施例３）
次に実施例３について図１４に基づいて説明する。なお、上記の従来例、及び、実施例１、２と同一の構成や機能を説明する部分については同一符号を付し説明を省略する。
【００４２】
本実施例の特徴は図４のＣＰＵ１２１の制御ブロック示す通りであり、バースト周期毎の駆動パルス数の変更パターンを、ＣＰＵ１２１の内部に設けた乱数生成部１２９により決定する点が実施例１２とは異なる。実施例１、２では、３波→４波→５波→４波→３波→４波→・・・のように、駆動パルス群中のパルス数ｎｉを規則的（周期的）に１波づつ加算、あるいは減算し、平均的には所定のパルス数となるように、駆動パルス数を散らす制御であった。しかし、軽負荷時における直流電圧Ｖの変動量が小さくなることを考慮すると、実施例１、２で示したような規則的な駆動パルス数の変更パターンでなくても、長期間で見た場合に、平均的に所定のパルス数となるような駆動パルス数ｎｉの変更パターンであれば、エネルギーの調整は可能である。そこで、本実施例では、パルス数の変更パターンにランダム性を持たせる。以下にパルス数にランダム性を持たせた場合の制御方法について説明する。
【００４３】
図１４において、ＣＰＵ１２１のアナログ／デジタル入力ポートＡＤ１、ＡＤ２それぞれに対して、直流電圧Ｖの電圧情報と負荷に流れる電流情報が入力される。この電圧情報と電流情報は、電力情報生成部１２８に入力され、電力情報に変換されて、ＰＷＭ信号生成部１３０に送出される。一方、乱数生成部１２９は、所定タイミングでＰＷＭ信号生成部１３０に乱数を生成して送出しており、その乱数は、例えば、３〜５程度の数値に設定さしている。ＰＷＭ信号生成部１３０は、乱数生成部１２９から送出された数値に基づいて、駆動パルス群中のパルス数ｎｉを決定し、電力情報生成部１２８から送出される電力情報に基づいて、１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間、及び、バースト周期を算出する。そして、ＰＷＭ信号生成部１３０は、処理結果に基づいて、駆動パルスを生成するためのＰＷＭ信号をデジタル出力ポートＰＯから出力及び停止する。
【００４４】
以上制御により、所望の直流電圧Ｖを生成するエネルギー調整において、制御方法の自由度を向上させることができる。すなわち、駆動パルス数、スイッチング動作の１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間、及び、バースト動作の周期等のパラメータを任意に調整することができる。これにより、出力電圧の精度を維持しつつ、軽負荷運転時のスイッチング動作の効率向上、トランスの唸り音の低減することができる。
【００４５】
次に、バースト周期毎の駆動パルス数の変更パターンの変形例について説明する。実施例１、２、３で説明した変更パターンとは異なる変更パターンでもトランス駆動電流のＦＦＴスペクトラムの高調波成分が低減する（互いに打ち消しあうように制御する）ことが可能である。
【００４６】
次に、パルス数の変更方法に関する変形例について説明する。
【００４７】
＜変形例１＞
パルス数（波数）を、「１波→１波→２波→１波→１波→２波→・・・」というような変更パターンにした場合のトランス駆動電流波形、及び、駆動パルス波形を図１９に示す。ここで、図１９では、ＦＥＴ１０８を１ｍｓｅｃ周期（図８の周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）、オン時間２．５μｓｅｃ、駆動パルス間におけるオフ時間２０μｓｅｃの駆動パルス群で駆動した際のトランス駆動電流波形、及び、駆動パルス波形を示す。また、図１９のトランス駆動電流波形に対して、周波数解析（高速フーリエ変換解析（ＦＦＴ解析））を行った結果を図２０に示す。図２０に示されるように、上記従来例における図１７で説明した軽負荷運転時に１波の駆動パルスでスイッチング動作する際のＦＦＴスペクトラムに比べて、高調波成分が互いに打ち消しあう効果が生まれ、広範囲の周波数帯域に対してスペクトラムのレベルが低減されることがわかる。
【００４８】
＜変形例２＞
パルス数（波数）を、「１波→２波→１波→２波→・・・」というような変更パターンにした場合のトランス駆動電流波形、及び、駆動パルス波形を図２１に示す。また、図２１のトランス駆動電流波形に対して、周波数解析（高速フーリエ変換解析（ＦＦＴ解析））を行った結果を図２２に示す。図２２に示されるように、上記（変形例１）と同様のスペクトラム低減が行われる。
【００４９】
このように、平均的に所定のパルス数になるようにパルス数を散らすような変更パターンであれば高調波成分が低減することがわかる。
【００５０】
（スイッチング電源の適用例）
上記実施例１、２のスイッチング電源を、例えばプリンタ、複写機、ファクシミリ等の画像形成装置における低電圧電源として適用することができる。画像形成装置における制御部としてのコントローラへの電力供給、また、用紙を搬送する搬送ローラの駆動部としてのモータへの電力供給のための電源として適用可能である。
【００５１】
図１４（ａ）に画像形成装置の一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ２００は、画像形成部２１０として潜像が形成される像担持体としての感光ドラム２１１、感光ドラムに形成された潜像をトナーで現像する現像部２１２を備えている。そして感光ドラム２１１に現像されたトナー像をカセット２１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写して、シートに転写したトナー像を定着器２１４で定着してトレイ２１５に排出する。また、図１４（ｂ）に画像形成装置の制御部としてのコントローラと駆動部としてのモータへの電源からの電力供給ラインを示す。前述のスイッチング電源は、画像形成装置の画像形成動作を制御するＣＰＵ３１０を有するコントローラへ３００の電力供給、また、画像形成のための駆動部としてのモータ３１２、３１３に電力を供給する低圧電源として適用できる。供給する電力の一例として、コントローラ３００へは３．３Ｖ、モータへは２４Ｖを供給する。例えば、モータ３１２はシートを搬送する搬送ローラを駆動するモータ、モータ３１３は定着器２１４を駆動するモータである。そして、画像形成装置が動作していない状態で、コントローラからの指示に応じて装置が省エネルギーモードに移行する際に、スイッチング電源においても出力する電圧を小さくして軽負荷状態に遷移し、上記のようなスイッチング動作に遷移して唸り音を低減して画像形成装置の静穏化が可能になる。なお、上記実施例で説明してスイッチング動作の制御は、ここで説明した画像形成装置に限らず他の電子機器の低電圧電源としても適用可能である。
【符号の説明】
【００５２】
１００ 商用交流電源
１０４ トランス
１０８ スイッチング素子
１４０ 整流部
１４１ 平滑部
１４２ 負荷状態判断部
１４３ パルス群生成部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を生成するスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、様々な電子機器において、消費電力をより低減して省電力化した機器が望まれており、電子機器に電力を供給する電源においても一層の省電力化が望まれている。電子機器の電源の一例であるスイッチング電源の構成概念図を図１５に示す。図１５において、商用交流電源１００から入力される交流電圧を整流部１４０を介してトランス１０４に入力し、ＦＥＴ等のスイッチング素子１０８を制御回路１４４から送出される信号に基づいて所定の周波数でスイッチング動作させ、トランス１０４の一次側を駆動する。そして、トランス１０４の二次側に発生した電圧を平滑部１４１により平滑することにより直流電圧Ｖを生成する。このように、所定の周波数でスイッチング素子１０８を駆動して、所望の直流電圧を生成するスイッチング電源が広く使用されている。このようなスイッチング電源では、例えば、電子機器が動作していな状態のような省電力動作時（軽負荷運転時ともいう）において、スイッチング素子１０８のスイッチング回数を減らして（スイッチング周波数を低下させて）動作効率を向上させるものがある。軽負荷運転時におけるスイッチング電源の損失の多くは、スイッチング動作による損失であり、この損失を低減させるために、スイッチング素子１０８がオンしている時間（オン時間ともいう）を長くして、１回当たりのスイッチング動作のエネルギーを大きくする。これにより、休止期間を長くして単位時間当たりのスイッチング回数を減らす工夫がなされている。しかし、休止期間を長くすると、スイッチング周波数がより低下し、スイッチング動作に伴ってトランスから発生する音が可聴域に入る可能性が出てくる。また、この音は、高調波成分を含むために耳障りな音になる。
【０００３】
以下、スイッチング周波数が高調波を含む音になる理由について説明する。スイッチング周波数が、数ｋＨｚ以下になると、スイッチング素子の休止期間が長くなるため、トランス駆動電流波形は、図１６に示すようなデルタ関数的な波形になる。ここで、図１６は、スイッチング素子を１ｍｓｅｃ周期、オン時間５μｓｅｃの１波駆動パルスで、駆動した際のトランス駆動電流波形、及び、駆動パルス波形を示している。図１６（ａ）はトランスの駆動電流波形であり、縦軸はトランス駆動電流（Ａ）であり横軸は時間（ｓｅｃ）、図１６（ｂ）は駆動パルス波形であり、縦軸は駆動電圧（Ｖ）であり横軸は時間（ｓｅｃ）である。このようなトランス駆動電流波形に対して、周波数解析（高速フーリエ変換解析（ＦＦＴ解析ともいう））を行った結果を図１７に示す。
【０００４】
図１７において、縦軸はトランス駆動電流（ｍＡ）、横軸は周波数（Ｈｚ）である。図１７に示されるように、トランス駆動電流は、スイッチング周波数を基本波として、その逓倍周波数の高調波成分を持ち、この高調波成分で駆動されるエネルギーを有する電流波形になる。また、スイッチング電源のトランスもスイッチング動作して所定の共振周波数で駆動される。このトランスの機械的な共振周波数は、トランスのコア形状にも依存し、概ね、数ｋＨｚ〜十数ｋＨｚの周波数帯域に共振周波数のピークを持つ。ここで、例えば、図１６に示されるような、１波駆動パルスをスイッチング素子に与えて、機械的な共振周波数特性が１８ｋＨｚをピークとして、１８ｋＨｚ周辺の周波数帯域に近い共振レベルを有するトランスを用いて駆動することを考える。この際に、トランスから発生する唸り音の音圧を図１８に示す。図１８において、縦軸はトランスの唸り音の音圧（ｄＢ）、横軸は周波数（Ｈｚ）であり、その音圧は、スイッチング周波数を基本波として、包絡線がトランスの機械的な共振周波数特性となるような高調波を含んだ特性になる。つまり、スイッチング周波数とトランスの機械的な共振周波数が重なり合うことにより、トランスの唸り音として可聴域に入る耳障りな音が発生する。
【０００５】
このようなトランスの唸り音の発生を低減する方法の１つとして、トランスの磁界の変化率を抑えて唸り音を低減させる方法が知られている。従来は、トランスの磁界の変化率を抑えるために、トランスのコア材に断面積の大きいものを用いたり、また、スイッチング素子のオン時間を短くしてトランスの１回当たりのスイッチング電流を小さくしたりする方法を採用していた。
【０００６】
また、トランス駆動電流波形を工夫してトランスの唸り音の発生を低減する方法としては、スイッチング電源において、ソフトスタート回路を設けて、起動開始時にコンデンサ両端の電圧の立ち上げと立ち下げの際のデューティ比を徐々に変化させる方式がある。トランス駆動電流波形を徐々に大きく、また、徐々に小さくする電流波形にすれば、トランスの磁束変化を小さくできるため、唸り音の発生を低減することができる。なお、このような従来方式は、例えば、特許文献１や特許文献２に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第３５６７３５５号公報
【特許文献２】特許第３６６５９８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、トランスのコア材に断面積の大きいものを用いると、電源の小型化が困難になる。また、スイッチング素子のオン時間を短くする方法では、トランスの磁束変化を小さくすることにより、トランスの唸り音の発生は軽減されるものの、単位時間当たりのスイッチング回数を増やすことになり、スイッチング損失が増加する。また、トランス駆動電流波形を徐々に大きく、また、徐々に小さくするソフトスタートの電流波形にする方法では、軽負荷運転時において、更に消費電力を低減しようとする場合に、二次側負荷に供給するエネルギーが小さくなるため適用が困難になる。なぜなら、軽負荷運転時において、二次側への供給エネルギーがより小さくなると、ソフトスタート回路により徐々に電流波形を大きくする、また、小さくすることが困難であるからである。また、従来の方法では、１回当たりのスイッチング動作で供給するエネルギーを小さくして多くの回数スイッチングを行うか、もしくは、１回当たりのスイッチング動作で供給するエネルギーを変えずに二次側のコンデンサ容量を数倍に大きくする必要がある。前者の方法ではスイッチング損失が増加して効率を著しく損ねる。後者はコストアップになる。すなわち、スイッチング電源は、スイッチング回数を少なくしてスイッチング損失を低減したいが、その場合、１波当たりの駆動パルスによりトランスに与えられるエネルギーが大きくなるために、発生する音が大きくなるという矛盾を抱えている。
【０００９】
本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、スイッチング電源の軽負荷運転時において、トランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチング損失を増加させずに、トランスの唸り音の発生を低減することを目的する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のスイッチング電源は、トランスと、前記トランスの一次側を駆動するスイッチング部と、前記トランスの二次側に発生する電圧を出力する出力部と、前記スイッチング部を連続的に駆動することにより前記出力部から第一電圧を出力する第一出力状態と、前記スイッチング部を間欠的に駆動することにより前記出力部から前記第一電圧よりも小さい第二電圧を出力する第二出力状態と、を有し、前記第二出力状態において、前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎に前記スイッチング部の駆動回数を変更することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明の画像形成装置は、画像を形成する画像形成部と、前記画像形成部の動作を制御する制御部と、前記制御部に電力を供給するスイッチング電源と、を有し、前記電源は、トランスと、前記トランスの一次側を駆動するスイッチング部と、前記トランスの二次側に発生する電圧を出力する出力部と、前記スイッチング部を連続的に駆動することにより前記出力部から第一電圧を出力する第一の出力状態と、前記スイッチング部を間欠的に駆動することにより前記出力部から前記第一電圧よりも小さい第二電圧を出力する第二出力状態と、を有し、前記第二出力状態において、前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎に前記スイッチング部の駆動回数を変更することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチング電源の軽負荷運転時において、トランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチング損失を増加させずに、トランスの唸り音の発生を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施例１のスイッチング電源の構成概念図である。
【図２】スイッチング電源の基本構成を示す図である。
【図３】スイッチング電源の制御ＩＣの内部構成を示す図である。
【図４】スイッチング電源の軽負荷運転時における動作波形の一例を示す図である。
【図５】実施例１のスイッチング電源の回路構成を示す図である。
【図６】実施例１のスイッチング電源の軽負荷運転時における動作波形を示す図である。
【図７】実施例１のスイッチング電源の軽負荷運転時における制御フローチャートである。
【図８】実施例１のスイッチング電源の軽負荷運転時における駆動パルス群の構成概念図である。
【図９】実施例１のスイッチング電源の軽負荷運転時におけるトランス駆動電流波形及び駆動パルス波形を示す図である。
【図１０】実施例１のスイッチング電源の軽負荷運転時におけるトランス駆動電流波形の周波数特性を示す図である。
【図１１】実施例１のスイッチング電源の軽負荷運転時におけるトランスの唸り音の音圧レベルを示す図である。
【図１２】実施例２のスイッチング電源の軽負荷運転時における動作の波形を示す図である。
【図１３】実施例２のスイッチング電源の軽負荷運転時における制御フローチャートの特徴部を示す図である。
【図１４】スイッチング電源の適用例を示す図である。
【図１５】従来のスイッチング電源の構成概念図である。
【図１６】従来のスイッチング電源の軽負荷運転時におけるトランス駆動電流波形及び駆動パルス波形を示す図である。
【図１７】従来のスイッチング電源の軽負荷運転時におけるトランス駆動電流波形の周波数特性を示す図である。
【図１８】従来のスイッチング電源の軽負荷運転時におけるトランスの唸り音の音圧レベルを示す図である。
【図１９】パルス数の変更方法の変形例１に関するパルス波形を示す図。
【図２０】パルス数の変更方法の変形例１に関する周波数解析結果を示す図。
【図２１】パルス数の変更方法の変形例２に関するパルス波形を示す図。
【図２２】パルス数の変更方法の変形例２に関する周波数解析結果を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下に、本発明の構成及び動作について説明する。なお、以下に示す実施例は一例であって、この発明の技術的範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。以下、添付図面を参照しながら、本発明を実施する為の形態を、実施例により詳しく説明する。
【００１５】
（実施例１）
まず、実施例１について図１乃至図１１を用いて説明する。なお、図において、上記従来例の説明図と同一構成及び機能に対応する部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００１６】
図１は、本実施例のスイッチング電源の構成概念を示している。図１の特徴は、商用交流電源１００からの交流電圧から直流電圧Ｖを生成するスイッチング電源を、整流部１４０、スイッチング素子１０８で駆動されるトランス１０４、平滑部１４１、負荷状態判断部１４２及びパルス群生成部１４３から構成することである。負荷状態判断部１４２が、スイッチング電源が軽負荷運転状態であると判断した場合、パルス群生成部１４３は、スイッチング素子１０８のスイッチング動作を、休止期間を含んだ所定の周期（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３・・・）で行う（この動作はバースト動作ともいう）。そして、駆動パルス群中のパルス数を、所定の波数（ｎ１，ｎ２，ｎ３・・・）のように可変する。このようなスイッチング動作によって、広範囲の周波数帯域に対して、トランス駆動電流波形のＦＦＴスペクトラムのレベルを低減させる。これにより、トランスのサイズを大きくせずに、かつ、スイッチング損失を増加させずに、トランスの唸り音の発生を低減することができる。
【００１７】
まず、本実施例のスイッチング電源の詳細構成を説明する。図２に本実施例のスイッチング電源の構成を示す。なお、本実施例で例示するスイッチング電源は、擬似共振方式のスイッチング電源である。図２において、１００は商用交流電源、１０１はダイオードブリッジ、１０２は一次電解コンデンサ、１０３は起動抵抗、１０４はトランス、１０５はトランスの一次巻線、１０６はトランスの二次巻線、１０７はトランスの補助巻線である。また、１０８はＦＥＴであり、トランス１０４への電源供給をオンオフするメインのスイッチング素子である。また、１０９は電流検出抵抗、１１０はスイッチング制御ＩＣ（以下、ＩＣと記す）、１１１はトランスの二次側からトランスの一次側に信号を伝達する信号伝達部としてのフォトカプラ、１１２はダイオード、１１３は電解コンデンサである。１１４はトランスの二次巻線１０６に接続されたダイオード、１１５は電解コンデンサ、１１６、１１８、１１９は抵抗、１１７はシリーズレギュレータ、１２０は負荷部である。なお、ＩＣ１１０の一例として、一般的に用いられる擬似共振制御用のＩＣを例に挙げて説明する。
【００１８】
ここで、本実施例のトランス１０４は、ＥＥＲタイプのトランスを適用している。このＥＥＲタイプのトランス１０４は、ワックス、もしくはワニス等の樹脂を液状に溶かしたものに含浸した後、乾燥させる工程を経て製造される。一般に、含浸されたトランスは未含浸のトランスに比べて唸り音が小さく、また、コイルボビンとコアを安定して固定することができる。この含浸処理は、コイルボビンにコイルを巻き、コアを組み付けてコアテープで固定した状態で行う場合が多い。本実施例に適用したトランス１０４は、上記の従来例で説明した特性と同様に、その機械的な共振周波数特性が１８ｋＨｚをピークとして、１８ｋＨｚ周辺の周波数帯域に近い共振レベルを有するものである。
【００１９】
図３に、図２におけるＩＣ１１０の内部回路構成のブロック図を示す。図３において、端子１は起動端子であり、１１０２が電源回路である。電源回路１１０２は、高耐圧のスイッチ（不図示）を有し、電源端子である端子２から供給される電圧（図１の補助巻線１０７から供給される電圧）が低い場合、高耐圧スイッチをオンして、ＩＣ１１０の外部に設けられた起動抵抗１０３を介して電源を得て動作する。ＦＥＴ１０８（図１）がスイッチング動作すると、トランスの補助巻線１０７から電圧が供給され、端子２の電圧が上昇して安定した電圧が供給される。するとＩＣ１１０は、端子１からの電圧供給（起動抵抗による電圧供給）を遮断して、端子２からの電源供給のみで動作可能となる。
【００２０】
端子３はフライバック電圧の下限、すなわち、フライバック電圧の低下を検出する端子である。１１０１はフライバック電圧下限検出回路であり、フライバック電圧の低下を検出すると、ワンショット回路１１０４に信号を出力する。１１０８はフリップフロップであり、ワンショット回路１１０４よりフライバック電圧の下限が検出されると信号を出力するようにセットを行い、コンパレータ１１１１の出力によりリセット動作、つまり、出力を停止するように動作する。このように、ＩＣ１１０は端子３に入力されるフライバック電圧が下限となるタイミングに合わせて、端子７から駆動パルス（ＦＥＴ１０８のゲートに対する信号）を出力し、ＦＥＴ１０８をターンオンさせる。
【００２１】
端子４はフィードバック電圧端子であり、ＩＣ１１０内部の基準電源Ｖｃｃに対して抵抗１１１３でプルアップ接続されており、コンパレータ１１０３、及び、コンパレータ１１１１に接続されている。コンパレータ１１０３は、基準電圧１１０７に接続されており、基準電圧１１０７よりも端子４の電圧が低くなるとワンショット回路１１０４をクリアする。従って、端子４の電圧が１１０７の電圧よりも低い期間、ＩＣ１１０は、ＦＥＴ１０８をターンオンすることができなくなり、基準電圧１１０７がパルス停止電圧となる。
【００２２】
端子５はグランド端子（ＧＮＤ端子）、端子６は電流検出端子である。端子６はコンパレータ１１１１に入力されており、端子４のフィードバック電圧と比較してフィードバック電圧よりも検出値が大きくなると、コンパレータ１１１１が動作して、フリップフロップ１１０８のリセット端子をＨｉｇｈとする。このようにして、トランスの一次巻線１０５の電流が大きくなって、電流検出抵抗１０９からの電圧が上昇すると、ＦＥＴ１０８をターンオフするように動作する。１１０６は電源電圧監視のためのコンパレータであり、端子２の電圧が、基準電圧１１１３よりも低い場合に、ＩＣ１１０が駆動パルスを出力しないように保護する回路である。また、１１０５はＩＣ１１０内部の基準電圧を生成する回路であり、基準電圧が確定したことで、端子７の出力を許可するように、ＡＮＤ回路１１０９に接続されている。１１１２は安全回路であり、ＩＣ１１０の内部温度の影響で異常電流波形が発生した時に端子７からの出力を停止するよう構成している。
【００２３】
電源が投入された時、ＩＣ１１０は端子１の内部回路を起動抵抗１０３に接続し、起動抵抗１０３を介して電圧供給を受ける。ＩＣ１１０は端子７にＨｉｇｈを出力して、ＦＥＴ１０８をターンオンする。この際、電解コンデンサ１１５には未だ電圧が発生していない、もしくは、低い電圧しか発生（蓄積）していないため、フォトカプラ１１１のフォトＬＥＤは発光せず、フォトカプラ１１１のフォトトランジスタもオンしない。このため、端子４の電圧は高く維持されており、トランスの一次巻線１０５の電流が大きくなるまでＩＣ１１０は端子７からのＨｉｇｈ出力を継続し、ＦＥＴ１０８はターンオンを続ける。そして、ＩＣ１１０は、端子４の電圧と端子６の電圧、すなわち、フィードバック電圧と、電流検出抵抗１０９に発生する電圧を比較し、端子６の電圧が端子４の電圧よりも高くなると、ＦＥＴ１０８をターンオフする。ＦＥＴ１０８がターンオフすると、トランスの二次巻線１０６にダイオード１１４を介して電解コンデンサ１１５を充電する方向に電流が発生し、電解コンデンサ１１５を充電する。この充電電流は、トランス１０４のエネルギーが放出されるとともに減少し、トランス１０４がエネルギーを放出し終わると、電解コンデンサ１１５の電圧よりもトランス二次巻線１０６の電圧が低くなり、ダイオード１１４が導通しなくなる。すると、ＦＥＴ１０８のドレイン端子の電圧も低下し、この電圧は一次電解コンデンサ１０２の電圧を中心として自由振動を始める。この自由振動する電圧と相似した電圧波形がトランスの補助巻線１０７に現れ、端子３の電圧が低下する。端子３にはフライバック電圧の下限を検出する機能が備えられており、ＩＣ１１０の端子７をＨｉｇｈ出力としてＦＥＴ１０８をターンオンする。このように、ＦＥＴ１０８のターンオンとターンオフが繰り返されて、端子７より駆動パルスが連続的に出力されて、トランスの一次巻線１０５を駆動する。また、トランスの補助巻線１０７に発生する電圧により電解コンデンサ１１３が充電され、ＩＣ１１０の電源として十分な電圧まで上昇すると、ＩＣ１１０は端子１からの電源供給を停止し、端子２からの電源（補助巻線からの電圧）のみで動作する。
【００２４】
また、トランス１０４の二次側に発生して整流、及び、平滑された直流電圧Ｖが上昇して、予め定められた閾値電圧に近づくと、シャントレギュレータ１１７が動作して、フォトカプラ１１１のフォトＬＥＤに電流を流し始める。すると、端子４のフィードバック電圧が低下し、ＦＥＴ１０８のオン時の最大電流値が低下する。そして、ＦＥＴ１０８のオン時間が短くなり、トランス１０４に蓄えられるエネルギーが小さくなるため、出力電圧の上昇が抑えられて、所定の目標直流電圧Ｖが生成されるように制御される。
【００２５】
次に、図２で説明したスイッチング電源の軽負荷運転時における動作の一例を図４に示す。軽負荷運転時とは、負荷部１２０が動作せず、負荷部の消費電力が非常に小さい状態であり、スイッチング電源としては消費電力が小さい状態（省電力状態）で動作している。図４において、フィードバック電圧、パルス停止電圧、トランスの一次巻線１０５に流れる電流に応じた電圧値である電流検出抵抗１０９の端子電圧、及び、駆動パルスが示されており、ＩＣ１１０は、フィードバック電圧が低下すると、駆動パルスを停止する。軽負荷運転状態となって直流電圧Ｖが高くなるとシャントレギュレータ１１７がさらに多く電流を流すため、フォトカプラ１１１のフォトＬＥＤ電流が増大し、フォトカプラ１１１のフォトトランジスタ側の電圧が低下する。その結果、フィードバック電圧が図４に示すように変化して、駆動パルスが停止するパルス停止電圧以下となる。すると、ＩＣ１１０は端子７からの駆動パルスの出力を停止する。次に、負荷部１２０の電流は引き続き流れ続けているため、電解コンデンサ１１５に蓄えられている電圧が低下して、シャントレギュレータ１１７の電流が減少する。この結果、フォトカプラ１１１のフォトＬＥＤ電流が減少し、フォトトランジスタ電流が減少するため、フィードバック電圧が上昇し、フィードバック電圧がパルス停止電圧以上になると、ＩＣ１１０は端子７からの駆動パルスの出力を再び開始する。このように、ＩＣ１１０により、軽負荷運転時のＦＥＴ１０８の動作を制御しており、この軽負荷運転時のスイッチング動作はバースト動作とも呼ばれる。このバースト動作時において、ＦＥＴ１０８による短い周期のオフ動作の時間は、トランス１０４の二次側の電圧を放出する時間、すなわち、トランス１０４の二次側の出力電圧と二次側のインダクタンスで決定されており、トランス１０４の機械的な共振周波数よりもかなり高い周波数で動作する。以上が本実施例のスイッチング電源の基本的な動作である。
【００２６】
次に、本実施例の特徴的な構成及び動作ついて詳細に説明する。図５に本実施例のスイッチング電源の構成を示す。図５のスイッチング電源において、上記図２のスイッチング電源と異なる点は、マイクロコントローラ１２１（図５では、ＣＰＵと記す）、抵抗１２２、１２４、コンデンサ１２３、誤差検出器としてのオペアンプ１２５、トランジスタ１２６、及び、二次側の負荷電流を電圧情報に変換するＩＶ変換回路１２７からなる回路が追加されている点である。本実施例では、軽負荷運転時において、ＣＰＵ１２１のデジタル出力ポートＰＯから送出されるＰＷＭ信号に基づく信号を、ＩＣ１１０のフィードバック電圧端子４に入力して、強制的にＦＥＴ１０８を駆動する駆動パルス群中のパルス数を可変する制御を行うことを特徴としている。
【００２７】
図６に、図５のスイッチング電源における本実施例の特徴的な軽負荷運転時の動作波形を示す。図６において、図４と異なる点は、フィードバック電圧をＣＰＵ１２１が制御している点である。すなわち、ＣＰＵ１２１は、デジタル出力ポートＰＯからＰＷＭ信号を出力し、抵抗１２２、コンデンサ１２３で平滑したアナログ電圧により、抵抗１２４、オペアンプ１２５、及び、トランジスタ１２６からなる電流源を駆動する。そして、この電流源の出力電流がフォトカプラ１１１のフォトＬＥＤに流れる。ここで、トランジスタ１２６のコレクタ端子がシャントレギュレータ１１７のカソード端子とワイヤードＯＲ接続されており、通常運転時では、ＣＰＵ１２１は、デジタル出力ポートＰＯからＬｏｗを出力しており、トランジスタ１２６はオフされているものとする。一方、軽負荷運転時において、直流電圧Ｖの目標値が通常運転時よりも低下しているため、シャントレギュレータ１１７は動作せず、抵抗１２４、オペアンプ１２５、及び、トランジスタ１２６からなる電流源に接続されている回路が支配的に動作を担う構成になる。つまり、軽負荷運転時において、ＣＰＵ１２１のデジタル出力ポートＰＯから出力されるＰＷＭ信号によりフィードバック電圧を制御し、この制御に従って生成される駆動パルス群中のパルス数を可変に制御する。図６に示すように、フィードバック電圧がパルス停止電圧よりも高くなる時間Ｔｏｎ＿ｉ（ｉは１以上の整数）を持続させれば、駆動パルス数ｎｉ（ｉは１以上の整数）を増大させることができる。逆に、フィードバック電圧がパルス停止電圧よりも低くなる時間Ｔｏｆｆ＿ｉ（ｉは１以上の整数）を持続させれば、駆動パルス出力をオフすることができる。ここで、ＣＰＵ１２１は、軽負荷運転時において、直流電圧Ｖを抵抗１１８、１１９で分圧した電圧をアナログデジタル入力ポートＡＤ１により監視しており、所望の直流電圧Ｖ、電流値を、ＩＣ１１０内部のＲＯＭ（不図示）等に情報として格納して、予め組み込まれたプログラムに従って、駆動パルス数ｎｉ、及び、駆動パルス休止期間Ｔｏｆｆ＿ｉを制御するものとする。
【００２８】
図７は、軽負荷運転時におけるＣＰＵ１２１による制御動作を示すフローチャートである。まず、スイッチング電源が軽負荷運転状態に遷移しているかどうかをＣＰＵ１２１が判断する（Ｓ１）。この負荷状態を判断する方法としては、二次側負荷電流をＩＶ変換回路１２７により電圧情報に変換し、ＣＰＵ１２１のアナログデジタル入力ポートＡＤ２に入力することにより、ＣＰＵ１２１によって判断している。他の方法としては、スイッチング電源を搭載している電子機器のその他の機能、例えば、電子機器の動作状態を管理している不図示のコントローラが、電子機器の遷移している動作状態に基づいて、軽負荷運転状態にあると判断する方式でも良い。
【００２９】
次に、スイッチング電源が軽負荷運転状態であれば、駆動パルス群中のパルス数ｎｉを、予め組み込まれたプログラムに基づく値に設定し、駆動パルス群中のパルス数ｎｉが、設定された値になるように制御する。すなわち、時間Ｔｏｎ＿ｉだけデジタル出力ポートＰＯからＰＷＭ信号を出力して、フィードバック電圧をパルス停止電圧よりも高くなるようにして駆動パルスを出力する（Ｓ２）。ここで、本実施例では、例えば、この駆動パルス数ｎｉの設定値は、Ｓ２の処理状態に入る毎に、３波→４波→５波→４波→３波→４波→・・・と、１波ずつ加算、あるいは減算し、平均的には４波のパルス数となるように波数を可変制御する処理を行っている。次に、出力した駆動パルス数ｎｉ、及び、アナログデジタル入力ポートＡＤ１に入力される直流電圧Ｖの情報に基づいて、駆動パルス休止期間Ｔｏｆｆ＿ｉを算出して駆動パルス出力をオフする。すなわち、時間Ｔｏｆｆ＿ｉだけデジタル出力ポートＰＯからのＰＷＭ信号をオフして、フィードバック電圧をパルス停止電圧よりも低くなるようにして駆動パルス出力をオフする（Ｓ３）。この駆動パルスの休止期間Ｔｏｆｆ＿ｉは、例えば、直流電圧Ｖが、要求される軽負荷運転時の消費電力の仕様に基づいて決定された目標値の±５％以内の値に収束するように算出している。つまり、休止期間Ｔｏｆｆ＿ｉを算出する処理において、直流電圧Ｖが目標値の±５％以内の値であれば、予めプログラムされた休止期間の値をそのまま設定し、目標値の±５％以内の値でない場合には、その値に応じて予めプログラムされた休止期間の値に演算（補正）を施して増減させる。このように、スイッチング電源の軽負荷運転時において、図７における処理Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３を繰り返してバースト動作をさせており、処理Ｓ２において、毎回、駆動パルス群中の駆動パルス数ｎｉを可変する制御を行う。なお、軽負荷運転状態ではなく、通常運転状態や、通常運転状態に遷移すべき条件が発生した場合には、ＣＰＵ１２１のデジタル出力ポートＰＯからのＰＷＭ信号をオフして、上記で説明したような通常運転時の直流電圧Ｖのフィードバック制御を行う（Ｓ４）。以上説明したように図７のフローチャートに基づいて、スイッチング電源の軽負荷運転時における直流電圧Ｖの定電圧制御を行う。
【００３０】
次に、図８に軽負荷運転時の駆動パルス群の可変制御の概念を示す。図８に示すように、ＣＰＵ１２１は、図７のフローチャートに従って、波数ｎｉのパルス群を周期Ｔｉで出力する要領で軽負荷運転時のバースト動作を行う。本実施例においては、例えば、パルス数（波数）を、３波→４波→５波→４波→３波→４波→・・・というように１周期におけるＦＥＴ１０８のオン回数を周期的に可変制御する。具体的には、駆動パルス群中のパルス数（ＦＥＴ１０８のオン回数になる）を１波ずつ加算、又は減算し、平均的に４波のパルス数となるように、駆動パルス数を可変制御（散らし制御ともいう）した場合のトランス駆動電流波形、及び、駆動パルス波形を図９に示す。ここで、図９では、ＦＥＴ１０８を１ｍｓｅｃ周期（図８の周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）、オン時間２．５μｓｅｃ、駆動パルス間におけるオフ時間２０μｓｅｃの駆動パルス群で駆動した際のトランス駆動電流波形、及び、駆動パルス波形を示す。図９（ａ）において縦軸は、トランス駆動電流（Ａ）、横軸は時間（ｍｓｅｃ）である。図９（ｂ）において、駆動パルス電圧（Ｖ）であり、横軸は時間（ｍｓｅｃ）である。また、図９のトランス駆動電流波形に対して、周波数解析（高速フーリエ変換解析（ＦＦＴ解析））を行った結果を図１０に示す。図１０において、縦軸はトランス駆動電流（ｍＡ）、横軸は周波数（Ｈｚ）である。図１０に示されるように、上記従来例における図１７で説明した軽負荷運転時に１波の駆動パルスでスイッチング動作する際のＦＦＴスペクトラムに比べて、高調波成分が互いに打ち消しあう効果が生まれ、広範囲の周波数帯域に対してスペクトラムのレベルが低減されることがわかる。このように、バースト動作の周期毎にトランスに入力する駆動パルス数を可変制御することにより、ＦＦＴスペクトラムのレベルを低減することができる。ここで、一般に、駆動パルスの１波当たりで、トランスに入力される電圧をＥ、オン時間をｔ、一次側インダクタンスをＬ、一次側インダクタンス電流をＩ、トランスに蓄えられるエネルギーをＵとすると、次式が成り立つ。
Ｅｔ＝ＬＩ ・・・（式１）
Ｕ＝（１／２）×Ｌ×（Ｉ＾２）＝（Ｅ＾２）×（ｔ＾２）／（２・Ｌ） ・・・（式２）
式２により、１波の駆動パルスによるエネルギーＵ１と、平均４波の駆動パルス群によるエネルギーＵ４を等しくさせるためには、平均４波の駆動パルス群によるＦＥＴ１０８のオン時間を、１波の駆動パルスによるＦＥＴ１０８のオン時間ｔの１／２にすれば良いことがわかる。
【００３１】
従って、図１６で示される１波の駆動パルスの動作と、図９で示される駆動パルス数を可変制御した動作では、互いにトランス１０４に入力する単位時間当たりの平均エネルギーが等しくなるように駆動している。（互いの動作における比較を容易にするため、スイッチング電源の二次側の負荷電圧、及び、電流が等しくなる条件で駆動したものある。）次に、上記従来例と同様、図９に示されるような、１ｍｓｅｃ周期、オン時間２．５μｓｅｃ、駆動パルス間におけるオフ時間２０μｓｅｃの駆動パルス群をＦＥＴ１０８に与えて、機械的な共振周波数特性が１８ｋＨｚをピークとして、１８ｋＨｚ周辺の周波数帯域に高い共振レベルを有するトランスを駆動する。この際に、トランス１０４から発生する唸り音の音圧レベルを図１１に示す。図１１において、縦軸はトランス１０４の唸り音の音圧レベル（ｄＢ）、横軸は周波数（Ｈｚ）である。本実施例に対応する図１１と従来例に対応する図１８を比較すると明らかなように、従来のように１波の駆動パルスにてスイッチング電源を駆動した場合に比べ、本実施例の駆動パルス数を可変制御した場合は、音圧レベルが低減され、耳障りなトランスの唸り音が低減されていることがわかる。具体的には図１８の音圧レベルと本実施例の音圧レベルを比較すると約−１５ｄＢ〜−２０ｄＢの低減効果が得られることがわかる。
【００３２】
以上説明した本実施例の駆動パルス群中のパルス波数を可変制御する動作は、図１０に示すように、トランスの駆動電流波形のＦＦＴスペクトラムのレベルを、広範囲の周波数帯域に対して低減させる効果がある。従って、特に広域な周波数帯域において、機械的な共振周波数特性を有するトランスを用いる場合に、トランスの唸り音を低減することができる。なお、駆動パルス群中で可変する駆動パルス数を増大させ過ぎると、スイッチング損失の増大につながるため、本実施例で示したように、３波から５波程度の波数で可変して駆動パルスで駆動パルス群を生成することが好ましい。なお、上記したように、バースト動作の周期毎の駆動パルス数の可変パターンは、スイッチング電源の効率が低下しない程度の値が、予めＣＰＵ１２１のＲＯＭ（不図示）にプログラムされている。また、本実施例の特徴は、スイッチング電源の軽負荷運転時において、フィードバック電圧を強制的に制御して、ＦＥＴ１０８の駆動パルス群中のパルス数を可変することである。なお、本実施例で例示したようなＣＰＵ１２１を用いた方法に限ること無く、ハードウエア回路でパルス数を切り換える構成でも良い。
【００３３】
以上、本実施例によれば、スイッチング電源の軽負荷運転時において、バースト動作の周期毎のパルス数を可変することによりトランスの唸り音を低減した。この構成により、トランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチング損失を増加させずに、トランスの唸り音の発生を低減することが可能になる。特に、広範囲の周波数帯域に対して、トランスの駆動電流波形のＦＦＴスペクトラムのレベルを低減することができるため、広範囲の周波数帯域において、機械的な共振周波数特性を有するトランスに対して唸り音を低減する効果が得られる。
【００３４】
（実施例２）
次に、実施例２について図１２及び図１３に基づいて説明する。なお、上記従来例、及び、実施例１と同一構成及び機能に関する部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００３５】
図１２は、本実施例の特徴を示す、軽負荷運転時の動作波形であり、ＣＰＵ１２１が出力するＰＷＭ信号によるフィードバック電圧の電圧レベルを可変する制御を加えている点が実施例１の動作と異なる。図１２に示すように、フィードバック電圧の電圧レベルを、ＣＰＵ１２１のデジタル出力ポートＰＯから送出するＰＷＭ信号のデューティ比を調整することにより、１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間を制御する（オン時間を切り換える）ことができる。すなわち、ＰＷＭ信号のデューティ比を大きくすれば、フィードバック電圧の電圧レベルが高くなり、逆に、ＰＷＭ信号のデューティ比を小さくすればフィードバック電圧の電圧レベルが低くなる。結果として、１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間を長く設定する、もしくは、短く設定することができ、トランスに蓄えるエネルギー調整を、より柔軟に行うことができる。このように、本実施例は、実施例１で説明した駆動パルス群を生成する方法として、更に、フィードバック電圧の電圧レベルを可変することにより、１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間を調整する制御を加えている点が特徴である。
【００３６】
図１３に、軽負荷運転時におけるＣＰＵ１２１の制御フローチャートの一部を示す。図１３は、実施例１で説明した図７と同様、駆動パルス群中のパルス数ｎｉを可変制御すること、及び、直流電圧Ｖを目標値に収束させる制御である。また、本実施例においても、実施例１と同様に、３波→４波→５波→４波→３波→４波→・・・と、駆動パルス群中のパルス数ｎｉを１波ずつ加算、あるいは減算し、平均的には４波のパルス数となるように、駆動パルス数を可変制御している。本実施例では、図７のＳ２において駆動パルス数を３波→４波→５波と１パルスずつ可変するとともに、フィードバック電圧の電圧レベルを可変する。図１３は、この動作の詳細を示している。なお、実施例１の図７におけるＳ１とＳ４のステップは動作が共通するためフローチャートのステップの記載及び説明を省略する。
【００３７】
図１３において、まず、駆動パルス数を３波生成する場合において、ＣＰＵ１２１は、式１、式２に基づいて、所望の直流電圧Ｖを得るための、１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間を算出する。すなわち、そのオン時間に相当するＰＷＭ信号のデューティ比を算出し、出力する（Ｓ２１）。そして、ＣＰＵ１２１は、出力した駆動パルス数が３であること、及び、アナログデジタル入力ポートＡＤ１に入力される直流電圧Ｖの情報に基づいて、駆動パルス休止期間Ｔｏｆｆ＿ｉを算出して駆動パルス出力をオフする（Ｓ２２）。次に、駆動パルス数を４波生成する状態において、ＣＰＵ１２１は、（Ｓ２１）と同様の処理を行い、ＰＷＭ信号を出力する（Ｓ２３）。以下、同様に、バースト動作の周期毎の休止期間を設けながら、パルス群の出力を、そのパルス数を可変しながら繰り返す（Ｓ２４、Ｓ２５、Ｓ２６）。
【００３８】
このように、直流電圧Ｖを制御するにあたり、トランス駆動電流のＦＦＴスペクトラムの高調波成分が互いに打ち消しあうように制御するために、駆動パルス群中のパルス数を可変にする。そして、更に、かつ、更に、エネルギーを調整するため、１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間を可変する。
【００３９】
本実施例では、ＣＰＵ１２１が１波当たりのオン時間を切り換える切換部として機能したが、ＣＰＵに限らずＡＳＩＣ等のハードウエア回路によっても同様の機能を実現することが可能である。
【００４０】
以上のような制御方法により、所望の直流電圧Ｖを生成するエネルギー調整において、制御方法の自由度を向上させることができる。すなわち、駆動パルス数、スイッチング動作の１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間、及び、バースト動作の周期等のパラメータを任意に調整することができる。これにより、出力電圧の精度を維持しつつ、軽負荷運転時のスイッチング動作の効率向上、トランスの唸り音の低減することができる。
【００４１】
（実施例３）
次に実施例３について図１４に基づいて説明する。なお、上記の従来例、及び、実施例１、２と同一の構成や機能を説明する部分については同一符号を付し説明を省略する。
【００４２】
本実施例の特徴は図４のＣＰＵ１２１の制御ブロック示す通りであり、バースト周期毎の駆動パルス数の変更パターンを、ＣＰＵ１２１の内部に設けた乱数生成部１２９により決定する点が実施例１２とは異なる。実施例１、２では、３波→４波→５波→４波→３波→４波→・・・のように、駆動パルス群中のパルス数ｎｉを規則的（周期的）に１波づつ加算、あるいは減算し、平均的には所定のパルス数となるように、駆動パルス数を散らす制御であった。しかし、軽負荷時における直流電圧Ｖの変動量が小さくなることを考慮すると、実施例１、２で示したような規則的な駆動パルス数の変更パターンでなくても、長期間で見た場合に、平均的に所定のパルス数となるような駆動パルス数ｎｉの変更パターンであれば、エネルギーの調整は可能である。そこで、本実施例では、パルス数の変更パターンにランダム性を持たせる。以下にパルス数にランダム性を持たせた場合の制御方法について説明する。
【００４３】
図１４において、ＣＰＵ１２１のアナログ／デジタル入力ポートＡＤ１、ＡＤ２それぞれに対して、直流電圧Ｖの電圧情報と負荷に流れる電流情報が入力される。この電圧情報と電流情報は、電力情報生成部１２８に入力され、電力情報に変換されて、ＰＷＭ信号生成部１３０に送出される。一方、乱数生成部１２９は、所定タイミングでＰＷＭ信号生成部１３０に乱数を生成して送出しており、その乱数は、例えば、３〜５程度の数値に設定さしている。ＰＷＭ信号生成部１３０は、乱数生成部１２９から送出された数値に基づいて、駆動パルス群中のパルス数ｎｉを決定し、電力情報生成部１２８から送出される電力情報に基づいて、１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間、及び、バースト周期を算出する。そして、ＰＷＭ信号生成部１３０は、処理結果に基づいて、駆動パルスを生成するためのＰＷＭ信号をデジタル出力ポートＰＯから出力及び停止する。
【００４４】
以上制御により、所望の直流電圧Ｖを生成するエネルギー調整において、制御方法の自由度を向上させることができる。すなわち、駆動パルス数、スイッチング動作の１波当たりの駆動パルスにおけるオン時間、及び、バースト動作の周期等のパラメータを任意に調整することができる。これにより、出力電圧の精度を維持しつつ、軽負荷運転時のスイッチング動作の効率向上、トランスの唸り音の低減することができる。
【００４５】
次に、バースト周期毎の駆動パルス数の変更パターンの変形例について説明する。実施例１、２、３で説明した変更パターンとは異なる変更パターンでもトランス駆動電流のＦＦＴスペクトラムの高調波成分が低減する（互いに打ち消しあうように制御する）ことが可能である。
【００４６】
次に、パルス数の変更方法に関する変形例について説明する。
【００４７】
＜変形例１＞
パルス数（波数）を、「１波→１波→２波→１波→１波→２波→・・・」というような変更パターンにした場合のトランス駆動電流波形、及び、駆動パルス波形を図１９に示す。ここで、図１９では、ＦＥＴ１０８を１ｍｓｅｃ周期（図８の周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）、オン時間２．５μｓｅｃ、駆動パルス間におけるオフ時間２０μｓｅｃの駆動パルス群で駆動した際のトランス駆動電流波形、及び、駆動パルス波形を示す。また、図１９のトランス駆動電流波形に対して、周波数解析（高速フーリエ変換解析（ＦＦＴ解析））を行った結果を図２０に示す。図２０に示されるように、上記従来例における図１７で説明した軽負荷運転時に１波の駆動パルスでスイッチング動作する際のＦＦＴスペクトラムに比べて、高調波成分が互いに打ち消しあう効果が生まれ、広範囲の周波数帯域に対してスペクトラムのレベルが低減されることがわかる。
【００４８】
＜変形例２＞
パルス数（波数）を、「１波→２波→１波→２波→・・・」というような変更パターンにした場合のトランス駆動電流波形、及び、駆動パルス波形を図２１に示す。また、図２１のトランス駆動電流波形に対して、周波数解析（高速フーリエ変換解析（ＦＦＴ解析））を行った結果を図２２に示す。図２２に示されるように、上記（変形例１）と同様のスペクトラム低減が行われる。
【００４９】
このように、平均的に所定のパルス数になるようにパルス数を散らすような変更パターンであれば高調波成分が低減することがわかる。
【００５０】
（スイッチング電源の適用例）
上記実施例１、２のスイッチング電源を、例えばプリンタ、複写機、ファクシミリ等の画像形成装置における低電圧電源として適用することができる。画像形成装置における制御部としてのコントローラへの電力供給、また、用紙を搬送する搬送ローラの駆動部としてのモータへの電力供給のための電源として適用可能である。
【００５１】
図１４（ａ）に画像形成装置の一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ２００は、画像形成部２１０として潜像が形成される像担持体としての感光ドラム２１１、感光ドラムに形成された潜像をトナーで現像する現像部２１２を備えている。そして感光ドラム２１１に現像されたトナー像をカセット２１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写して、シートに転写したトナー像を定着器２１４で定着してトレイ２１５に排出する。また、図１４（ｂ）に画像形成装置の制御部としてのコントローラと駆動部としてのモータへの電源からの電力供給ラインを示す。前述のスイッチング電源は、画像形成装置の画像形成動作を制御するＣＰＵ３１０を有するコントローラへ３００の電力供給、また、画像形成のための駆動部としてのモータ３１２、３１３に電力を供給する低圧電源として適用できる。供給する電力の一例として、コントローラ３００へは３．３Ｖ、モータへは２４Ｖを供給する。例えば、モータ３１２はシートを搬送する搬送ローラを駆動するモータ、モータ３１３は定着器２１４を駆動するモータである。そして、画像形成装置が動作していない状態で、コントローラからの指示に応じて装置が省エネルギーモードに移行する際に、スイッチング電源においても出力する電圧を小さくして軽負荷状態に遷移し、上記のようなスイッチング動作に遷移して唸り音を低減して画像形成装置の静穏化が可能になる。なお、上記実施例で説明してスイッチング動作の制御は、ここで説明した画像形成装置に限らず他の電子機器の低電圧電源としても適用可能である。
【符号の説明】
【００５２】
１００ 商用交流電源
１０４ トランス
１０８ スイッチング素子
１４０ 整流部
１４１ 平滑部
１４２ 負荷状態判断部
１４３ パルス群生成部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、
前記トランスの一次側を駆動するスイッチング部と、
前記トランスの二次側に発生する電圧を出力する出力部と；
前記スイッチング部を連続的に駆動することにより前記出力部から第一電圧を出力する第一出力状態と、
前記スイッチング部を間欠的に駆動することにより前記出力部から前記第一電圧よりも小さい第二電圧を出力する第二出力状態と、を有し、
前記第二出力状態において、前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎に前記スイッチング部の駆動回数を変更することを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎に前記スイッチング部の駆動回数を所定回数ずつ変更することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎の前記スイッチング部の駆動回数の平均値が所定回数になるように、前記駆動回数を変更することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
更に、前記出力部から出力される電圧と基準電圧との差に応じた電圧を前記トランスの一次側に伝達にする伝達部と、
前記第二出力状態において、前記伝達部の出力によって前記スイッチング部の駆動回数を制御することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
更に、前記スイッチング部のオン時間を切り換える切換部を備え、
前記第二出力状態において、前記切換部は、前記スイッチング部のオン回数に応じて、前記スイッチング部のオン時間を切り換えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項６】
画像を形成する画像形成部と、
前記画像形成部の動作を制御する制御部と、
前記制御部に電力を供給するスイッチング電源とを有し、
前記電源は、
トランスと、前記トランスの一次側を駆動するスイッチング部と、前記トランスの二次側に発生する電圧を出力する出力部と、前記スイッチング部を連続的に駆動することにより前記出力部から第一電圧を出力する第一の出力状態と、前記スイッチング部を間欠的に駆動することにより前記出力部から前記第一電圧よりも小さい第二電圧を出力する第二出力状態と、を有し、前記第二出力状態において、前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎に前記スイッチング部の駆動回数を変更することを特徴とする画像形成装置。
【請求項７】
前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎に前記スイッチング部の駆動回数を所定回数ずつ変更することを特徴とする請求項６に記載の画像形成装置。
【請求項８】
前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎の前記スイッチング部の駆動回数の平均値が所定回数になるように、前記駆動回数を変更することを特徴とする請求項６に記載の画像形成装置。
【請求項９】
更に、前記出力部から出力される電圧と基準電圧との差に応じた電圧を前記トランスの一次側に伝達にする伝達部と、
前記第二出力状態において、前記伝達部の出力によって前記スイッチング部の駆動回数を制御することを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１項に記載の画像形成装置。
【請求項１０】
更に、前記スイッチング部のオン時間を切り換える切換部を備え、
前記第二出力状態において、前記切換部は、前記スイッチング部のオン回数に応じて、前記スイッチング部のオン時間を切り換えることを特徴とする請求項６乃至９のいずれか１項に記載の画像形成装置。
【請求項１】
トランスと、
前記トランスの一次側を駆動するスイッチング部と、
前記トランスの二次側に発生する電圧を出力する出力部と；
前記スイッチング部を連続的に駆動することにより前記出力部から第一電圧を出力する第一出力状態と、
前記スイッチング部を間欠的に駆動することにより前記出力部から前記第一電圧よりも小さい第二電圧を出力する第二出力状態と、を有し、
前記第二出力状態において、前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎に前記スイッチング部の駆動回数を変更することを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎に前記スイッチング部の駆動回数を所定回数ずつ変更することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎の前記スイッチング部の駆動回数の平均値が所定回数になるように、前記駆動回数を変更することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
更に、前記出力部から出力される電圧と基準電圧との差に応じた電圧を前記トランスの一次側に伝達にする伝達部と、
前記第二出力状態において、前記伝達部の出力によって前記スイッチング部の駆動回数を制御することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
更に、前記スイッチング部のオン時間を切り換える切換部を備え、
前記第二出力状態において、前記切換部は、前記スイッチング部のオン回数に応じて、前記スイッチング部のオン時間を切り換えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項６】
画像を形成する画像形成部と、
前記画像形成部の動作を制御する制御部と、
前記制御部に電力を供給するスイッチング電源とを有し、
前記電源は、
トランスと、前記トランスの一次側を駆動するスイッチング部と、前記トランスの二次側に発生する電圧を出力する出力部と、前記スイッチング部を連続的に駆動することにより前記出力部から第一電圧を出力する第一の出力状態と、前記スイッチング部を間欠的に駆動することにより前記出力部から前記第一電圧よりも小さい第二電圧を出力する第二出力状態と、を有し、前記第二出力状態において、前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎に前記スイッチング部の駆動回数を変更することを特徴とする画像形成装置。
【請求項７】
前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎に前記スイッチング部の駆動回数を所定回数ずつ変更することを特徴とする請求項６に記載の画像形成装置。
【請求項８】
前記スイッチング部が間欠的に駆動する際の駆動周期毎の前記スイッチング部の駆動回数の平均値が所定回数になるように、前記駆動回数を変更することを特徴とする請求項６に記載の画像形成装置。
【請求項９】
更に、前記出力部から出力される電圧と基準電圧との差に応じた電圧を前記トランスの一次側に伝達にする伝達部と、
前記第二出力状態において、前記伝達部の出力によって前記スイッチング部の駆動回数を制御することを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１項に記載の画像形成装置。
【請求項１０】
更に、前記スイッチング部のオン時間を切り換える切換部を備え、
前記第二出力状態において、前記切換部は、前記スイッチング部のオン回数に応じて、前記スイッチング部のオン時間を切り換えることを特徴とする請求項６乃至９のいずれか１項に記載の画像形成装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【公開番号】特開２０１３−７０５９６（Ｐ２０１３−７０５９６Ａ）
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−１７３７５５（Ｐ２０１２−１７３７５５）
【出願日】平成２４年８月６日（２０１２．８．６）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年８月６日（２０１２．８．６）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
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