センサ装置
【課題】機能診断をより精度良く行うことができるセンサ装置を提供する。
【解決手段】圧力センサ装置１１において、自己診断電流発生回路２０は、自己診断時に、圧力センサ素子１の出力端子に注入する自己診断電流を、歪ゲージ抵抗Ｒｓの抵抗値の影響を打ち消すように変化させるので、自己診断時の出力電圧変化は、歪ゲージ抵抗Ｒｓにばらつきなどがあったとしてもその影響を受けることなく略一定の値となり、診断をより正確に行うことが可能となる。
【解決手段】圧力センサ装置１１において、自己診断電流発生回路２０は、自己診断時に、圧力センサ素子１の出力端子に注入する自己診断電流を、歪ゲージ抵抗Ｒｓの抵抗値の影響を打ち消すように変化させるので、自己診断時の出力電圧変化は、歪ゲージ抵抗Ｒｓにばらつきなどがあったとしてもその影響を受けることなく略一定の値となり、診断をより正確に行うことが可能となる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子に駆動電流を供給、前記センサ素子の出力電圧を増幅して出力するセンサ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１７は、特許文献１に開示されている半導体式加速度検出装置の構成を示すものである。センサ素子１は、４つの半導体歪ゲージ抵抗２ａ〜２ｄをブリッジ接続して構成されたブリッジ（歪ゲージブリッジ）回路からなり、歪ゲージ抵抗２ａ及び２ｂの共通接続点にはセンサ駆動電流発生回路３からの定電流Ｉｓが供給され、歪ゲージ抵抗２ｃ及び２ｄの共通接続点はグランドに接続されている。
歪ゲージ抵抗２ｂ及び２ｄの共通接続点（電位ＶＳＰ）と、歪ゲージ抵抗２ａ及び２ｃの共通接続点（電位ＶＳＭ）とは、夫々増幅調整部４の入力端子に接続されており、増幅調整部４は、両接続点の電位差を増幅率Ａｖで増幅した電圧ＶＯＵＴを出力する。
ＶＯＵＴ＝Ａｖ・（ＶＳＰ−ＶＳＭ）＋ＶＯＦＳ …（１）
尚、ＶＯＦＳは、増幅調整部４の回路において発生するオフセット電圧である。
【０００３】
また、歪ゲージ抵抗２ａ及び２ｃの共通接続点とグランドとの間には、スイッチ５及び定電流回路６の直列回路が接続されている。これらは、センサ素子１が正常に動作するか診断を行うために使用される。即ち、図１８に示すように、通常動作時はスイッチ５を開き、診断時にはスイッチ５を閉じて、定電流回路６による診断用電流Ｉ＿ＤＩＧを流す。電流Ｉ＿ＤＩＧが流れると電位点ＶＳＰ，ＶＳＭの電圧が不平衡となり、その差に応じた電圧ΔＶＯＵＴが出力されれば、センサ素子１が正常に動作していることを確認できる。この場合、電圧ΔＶＯＵＴは、歪ゲージ抵抗２の抵抗値をＲｓとすると（２）式で表される。
ΔＶＯＵＴ＝Ｉ＿ＤＩＧ・Ｒｓ・Ａｖ／２ …（２）
【０００４】
また、特許文献２には、図１９に示すように、定電流回路６を抵抗７に置き換え、診断時にスイッチ５を閉じることでセンサ素子１の出力端子の一方をプルダウンして、出力電圧を変化させる構成が開示されている。この場合、電圧ΔＶＯＵＴは、抵抗７の抵抗値をＲ＿ＤＩＧとすると、（３）式で表される。但し、Ｒｓ≪Ｒ＿ＤＩＧと仮定する。
ΔＶＯＵＴ＝Ｉｓ・Ｒｓ2・Ａｖ／（４・Ｒ＿ＤＩＧ） …（３）
【特許文献１】特公平６−６４０８５号公報
【特許文献２】特許第３０１９５４９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１の技術では、歪ゲージの抵抗値Ｒｓや、診断電流Ｉ＿ＤＩＧは通常±２０％程度独立にばらつくため、ΔＶＯＵＴは最大で±４０％もばらつくことが想定され、診断精度が悪い。その結果、センサ素子１や増幅調整部４の異常検出精度も悪くなるという問題があった。
また、特許文献２の技術では、センサ駆動電流Ｉｓによりセンサ素子１の感度ばらつきを補償して、出力電圧が所望の感度になるように調整されている。したがって、駆動電流Ｉｓはセンサ素子１の感度と同程度にばらつき、ΔＶＯＵＴのばらつきも大きくなるため、やはり異常検出精度も悪くなるという問題があった。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みて成されたものであり、その目的は、機能診断をより精度良く行うことができるセンサ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路は、自己診断時にセンサ素子の出力端子に注入する自己診断電流を、歪ゲージ抵抗の抵抗値の影響を打ち消すように変化させる。従って、自己診断時の出力電圧変化は、歪ゲージ抵抗にばらつきなどがあったとしてもその影響を受けることなく略一定の値となり、診断をより正確に行うことができる。
【０００８】
請求項２記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路は、歪ゲージ抵抗の抵抗値に反比例するように自己診断電流を変化させる。従って、診断時の出力電圧変化について、歪ゲージ抵抗の抵抗値の影響を除去することができる。
【０００９】
請求項３記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路は、センサ素子の印加電圧に応じて流れる第１電流と、電流源回路において駆動電流を決定するために付与される電流決定電圧に応じて流れる第２電流との比に応じた電流を増幅して出力する電流増幅回路を備える。即ち、センサ素子の印加電圧は歪ゲージ抵抗の抵抗値と駆動電流とを反映しており、電流決定電圧は前記駆動電流を決定する電圧であるから、電流増幅回路が、これらの電圧に応じて定まる第１，第２電流の比に基づいて流す自己診断電流は、歪ゲージ抵抗の抵抗値に反比例する電流となる。
【００１０】
請求項４記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路は、自己診断時に、センサ素子の印加電圧検出レベルを保持するサンプルホールド回路を備える。即ち、診断時には、センサ素子の出力端子に自己診断電流が注入されることにより、センサ素子の電圧印加点とグランドとの間の抵抗値は歪ゲージ抵抗の抵抗値から変化するため、センサ素子の印加電圧が変化する。そこで、診断時に、サンプルホールド回路によって上記印加電圧検出レベルを保持すれば、自己診断電流の精度を向上させることができる。
【００１１】
請求項５記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路に、センサ素子の出力端子と自身とを断続するスイッチ回路を組み込む。即ち、自己診断電流発生回路をバイポーラトランジスタで構成する場合、スイッチ回路の機能もトランジスタによって一体に構成することができる。
【００１２】
請求項６記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路は、歪みゲージ抵抗が有している温度特性に対して逆の温度特性を有する電流を発生する。即ち、歪みゲージ抵抗の温度特性を打ち消すように自己診断電流を流せば、歪みゲージ抵抗の温度変動による影響を小さくすることができる。
【００１３】
請求項７記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路は、反転増幅回路により、電圧源の出力電圧を基準としてセンサ素子の印加電圧を反転増幅する。その増幅出力は分圧回路により分圧され、定電流回路により、分圧電位に応じて流れる電流に所定のミラー比を乗じた電流が自己診断電流として出力される。この場合、自己診断時における出力電圧変化の温度変動分は、電圧源の出力電圧を調整することで改善することができる。そして、出力電圧変化のばらつきは、分圧回路の分圧比を調整することで小さくすることができる。
【００１４】
請求項８記載のセンサ装置によれば、自己診断時における出力電圧変化の温度変動分は、請求項７における電圧源の出力電圧を調整することに替えて、反転増幅回路の増幅率を調整することで改善できる。そして、出力電圧変化のばらつきは、請求項７と同様に分圧回路の分圧比を調整することで小さくすることができる。
【００１５】
請求項９記載のセンサ装置によれば、電圧バッファは、自己診断時にセンサ素子の印加電圧検出レベルを保持するサンプルホールド回路を構成するので、センサ素子の駆動電流に対して自己診断電流が十分に小さいという条件が成り立たない場合でも、自己診断電流を高精度に調整することができる。
【００１６】
請求項１０記載のセンサ装置によれば、センサ素子は、圧力センサ又は加速度センサを構成するので、歪ゲージ抵抗により構成したブリッジ回路により圧力や加速度を検出するものに本発明を適用することができる。
【００１７】
請求項１１記載のセンサ装置によれば、センサ素子は、車両側面のドア内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサを構成するので、事故発生時に車両の乗員の安全を確保するため、確実に動作する必要があるものについて自己診断を行う場合に、本発明を適用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図４を参照して説明する。図１は、本実施例の圧力センサ装置１１の構成を示すものである。圧力センサ装置１１は、図１７に示す構成より、定電流回路６を電流増幅回路１２に置き換えたものである。図２は、圧力関数の一例を示すものであり、圧力とセンサの出力電圧との関係は線形である。ここで、圧力センサ装置１１の出力電圧ＶＯＵＴは、一般に（1.1）式のように表される。
ＶＯＵＴ＝Ａｖ・Ｋｓ・Ｉｓ・Ｐ＋ＶＯＦＳ …（1.1）
尚、Ｋｓは圧力センサ素子１の単位電流当たりの感度であり、Ｐは圧力である。圧力センサ装置１１は、例えば車両の側面衝突検出用のセンサなどに使用されるので、自己診断を行う場合の圧力Ｐは、通常大気圧に等しい。
【００１９】
圧力センサ装置１１としての感度、すなわち圧力関数の傾きは（Ａｖ・Ｋｓ・Ｉｓ）であり、Ａｖは回路上数に応じて決まる一定値であるが、Ｋｓにはばらつきがある。そこで、Ｋｓのばらつきを吸収して所定の感度となるように、図３に示す回路において駆動電流Ｉｓを調整する。
【００２０】
図３は、圧力センサ装置１１の構成をより具体的に示すものである。まず、センサ駆動電流発生回路（電流源回路）３の詳細構成について説明する。電源ＶＣＣとグランドとの間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＦＥＴ）Ｐ１，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１，抵抗素子Ｒ１の直列回路が接続されており、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子とは、トランジスタＮ１のソース，ゲートに夫々接続されている。そして、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、Ｄ／Ａ変換回路（ＤＡＣ＿Ｋ）１３より基準電圧ＶＫが与えられる。そのＤ／Ａ変換回路１３に対しては、ＥＰＲＯＭ１４より上記の基準電圧ＶＫを与えるためのデータＤＫが入力されている。
【００２１】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２，Ｐ３のソースは電源ＶＣＣに接続され、ゲートは、トランジスタＰ１のゲート及びドレインに接続されてワイドラー型の二連出力形カレントミラー回路を構成している。トランジスタＰ３のドレインとグランドとの間には、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２が接続されており、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のソースはグランドに接続され、ゲートはトランジスタＮ２のゲート及びドレインに接続されて、トランジスタＮ２，Ｎ３はカレントミラー回路を構成している。また、電源とトランジスタＮ３との間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ４が接続されている。
【００２２】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５のソースはトランジスタＰ２のドレインに、ゲートはトランジスタＰ４のドレインに夫々接続されている。そして、トランジスタＰ４のゲートは、トランジスタＰ５のソースに接続されており、トランジスタＰ５のドレインより定電流Ｉｓが出力される。尚、以上の構成は、特開２００６−１４０８８８号公報に開示されている定電流生成回路と同様である。
【００２３】
次に、センサ駆動電流発生回路３の詳細動作について説明する。トランジスタＰ１のドレイン電流ＩＰ１は、オペアンプＯＰ１のオフセット電圧を無視すると、
【００２４】
【数１】
となる。
【００２５】
そして、トランジスタＰ１，Ｐ２の電流ミラー比をｍとすると、定電流Ｉｓは、
【００２６】
【数２】
即ち、
Ｉｓ＝ｍ・ＶＫ／Ｒ１ …（1.3a）
となる。ミラー比ｍは、トランジスタＰ１のゲート幅，ゲート長をＷ１，Ｌ１とし、トランジスタＰ２のゲート幅，ゲート長をＷ２，Ｌ２とすれば、
【００２７】
【数３】
で表される。
【００２８】
一般に、定電流回路では、トランジスタＰ１，Ｐ２の特性の相対精度を高めるため、Ｌ１＝Ｌ２に設定し、ゲート幅がＷ１，Ｗ２よりも小さい単位トランジスタを複数個並列に接続してトランジスタＰ１，Ｐ２を構成する。また、トランジスタＰ３〜Ｐ５やトランジスタＮ２，Ｎ３は、電流ミラー比の変動を抑制するために配置されている。即ち、圧力センサ素子１の抵抗値が変化すると、トランジスタＰ５のソース−ドレイン間電圧は変化するが、トランジスタＰ２のソース−ドレイン間電圧は変化しないので、電流ミラー比ｍは一定に維持されるようになっている。
【００２９】
センサ駆動電流発生回路３の電流出力端子（トランジスタＰ５のドレイン）は、圧力センサ素子１に接続されていると共にサンプルホールド回路１５を介して、電流増幅回路１２の入力端子Ｉ１＿ＲＥＦに接続されている。サンプルホールド回路１５は、スイッチ１６（Ｓ２）と、電圧バッファを構成するオペアンプＯＰ２と、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子とグランドとの間に接続されるコンデンサＣ２２とで構成されている。
スイッチ１６は常閉型であり、サンプルホールド回路１５の入力端子には、圧力センサ素子１に定電流Ｉｓを供給することで現れる電圧ＶＳＩが印加される。自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧがハイレベルになるとスイッチ１６が開くため、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子には、直前の電圧ＶＳＩのレベルが保持される。
【００３０】
電流増幅回路１２の入力端子Ｉ２＿ＲＥＦには、センサ駆動電流発生回路３と同様に基準電圧ＶＫが与えられている。また、電源ＶＣＣとグランドとの間には、抵抗素子１７〜１９の直列回路が接続されており、電流増幅回路１２の入力端子ＩＰ，ＩＮには、抵抗素子１７及び１８の共通接続点と、抵抗素子１８及び１９の共通接続点とがそれぞれ接続されている。尚、以上の構成において、電流増幅回路１２及びサンプルホールド回路１５が、自己診断電流発生回路２０を構成している。
【００３１】
図４は、電流増幅回路１２の具体構成を示すものである。この回路は、例えば特開２００６−１７０６２０号公報の図１２に開示されているものと同様である（但し、出力において電流−電圧変換を行うＩＶ変換回路７１９を除く）。ここで、電流増幅回路１２の回路動作について説明する。電流増幅回路１２は、定電流発生回路５１及び５２，差動回路５３，差動増幅部５４で構成されている。ＶＩ１＿ＲＥＦを入力端子Ｉ１＿ＲＥＦに印加される電圧とすると、定電流発生回路５１において、トランジスタＱ３８，Ｑ３９のコレクタ電流（定電流）Ｉ１は（1.5）式となる。
Ｉ１＝ＶＩ１＿ＲＥＦ／ＲＩ１＿ＲＥＦ …（1.5）
【００３２】
そして、差動回路５３において、入力端子ＩＰ，ＩＮ間には、電源電圧ＶＣＣを抵抗素子１７〜１９により分圧した電圧ＶＡが印加される。
ＶＩＰ−ＶＩＮ＝ＶＡ …（1.6）
ＶＩＰ，ＶＩＮは、それぞれ入力端子ＩＰ，ＩＮに印加される電圧である。そして、トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタからエミッタに流れる電流ＩＱ３，ＩＱ４は、（1.7），（1.8）式となる。
ＩＱ３＝Ｉ１＋ＶＡ／ＲＩＮ …（1.7）
ＩＱ４＝Ｉ１−ＶＡ／ＲＩＮ …（1.8）
この時、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ電位ＶＰ，ＶＮは、（1.9），（1.10）式となる。
ＶＰ＝ＶＣＣ−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＱ３／Ｉｓ） …（1.9）
ＶＮ＝ＶＣＣ−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＱ４／Ｉｓ） …（1.10）
ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷、ＩｓはトランジスタＱ３，Ｑ４の逆方向飽和電流である。
【００３３】
トランジスタＱ５〜Ｑ８のベースエミッタ間電圧をＶＦとすると、差動増幅部５４におけるトランジスタＱ９，Ｑ１０のベース電位ＶＱ９，ＶＱ１０は、（1.11），（1.12）式となる。
ＶＱ９ ＝ＶＮ−２ＶＦ …（1.11）
ＶＱ１０＝ＶＰ−２ＶＦ …（1.12）
また、ＶＩ２＿ＲＥＦを入力端子Ｉ２＿ＲＥＦに印加される電圧とすると、定電流発生回路５２において、トランジスタＱ４８のコレクタ電流（定電流）Ｉ２は（1.13）式となる。
Ｉ２＝ＶＩ２＿ＲＥＦ／ＲＩ２＿ＲＥＦ …（1.13）
差動増幅部５４におけるトランジスタＱ９側に流れる電流をＩｘ，Ｑ１０側に流れる電流をＩｙとすると、定電流Ｉ２との関係は、（1.14）式となる。
Ｉ２＝Ｉｘ＋Ｉｙ …（1.14）
（1.14）式より電流Ｉｘ，Ｉｙの増減は互いに逆になる。変数ΔＩ２を電流をＩｘ，Ｉｙの差で定義する。即ち、
Ｉｘ−Ｉｙ＝２・ΔＩ２ …（1.15）
と表す。（1.14）式，（1.15）式より
Ｉｘ＝Ｉ２／２＋ΔＩ２，Ｉｙ＝Ｉ２／２−ΔＩ２ …（1.16）
となる。
【００３４】
また、トランジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタ電位をＶＥ，逆方向飽和電流をＩｓ’とすすると、（1.11），（1.12）式より、（1.17），（1.18）式が成り立つ。
ＶＮ−２ＶＦ−ＶＥ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｘ／Ｉｓ’） …（1.17）
ＶＰ−２ＶＦ−ＶＥ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｙ／Ｉｓ’） …（1.18）
そして、（1.18）式と（1.17）式との差をとり、（1.9），（1.10）式を使うと、
ＶＰ−ＶＮ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｙ／Ｉｘ）
（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＱ４／ＩＱ３）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｙ／Ｉｘ）
となるから、
ＩＱ４／ＩＱ３＝Ｉｙ／Ｉｘ …（1.19）
の関係が成り立つ。すると、（1.7），（1.8），（1.16），（1.19）式より、（1.15）式を計算すると、
Ｉｘ−Ｉｙ＝２・ΔＩ２＝（ＶＡ／ＲＩＮ）・（Ｉ２／Ｉ１） …（1.20）
となる。
【００３５】
ここで、差動増幅部５４の出力段において、トランジスタＱ２１のコレクタ電流がＩｘ，トランジスタＱ１８のコレクタ電流がＩｙに相当するから、電流（Ｉｘ−Ｉｙ）は、差動増幅部５４の出力電流、すなわち、自己診断時にスイッチ（スイッチ回路）５が閉じられた場合に流れる自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧに等しい。
【００３６】
自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、（1.20）式に、（1.5），（1.13）式を代入すると、
【００３７】
【数４】
と表される。
【００３８】
入力端子Ｉ１＿ＲＥＦ，Ｉ２＿ＲＥＦには、それぞれ電圧ＶＳＩ，ＶＫが印加されているので、
ＶＩ１＿ＲＥＦ＝ＶＳＩ＝Ｒｓ・Ｉｓ …（1.22）
ＶＩ２＿ＲＥＦ＝ＶＫ …（1.23）
である。（1.21）式に（1.22），（1.23）式を代入し、（1.3a）式を使って整理すると、
【００３９】
【数５】
となる。ここで、圧力センサ素子１の抵抗値Ｒｓ以外は回路定数であるから、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、抵抗値Ｒｓに反比例する電流となる。
【００４０】
（1.24）式を（２）式に代入して、自己診断時における圧力センサ素子１の出力電圧変化ΔＶＯＵＴを計算すると、
【００４１】
【数６】
となり、抵抗値Ｒｓに依存しないことが判る。
【００４２】
すなわち、抵抗値Ｒｓにばらつきや温度変動があっても、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは電流増幅回路１２の作用により自動的に補正されるので、出力電圧変化ΔＶＯＵＴが抵抗値Ｒｓに依存しなくなるのである。更に言えば、電圧変化ΔＶＯＵＴは、回路定数の絶対値により決定されるものではなく、電流ミラー比や抵抗比などの相対値によって決定されるため、調整を行わずとも圧力センサ装置１１の自己診断を精度良く行うことが可能となっている。尚、電圧ＶＡは抵抗素子１７〜１９の抵抗比で決まり、増幅率Ａｖも増幅・調整部４において増幅回路を構成するオペアンプ回路の抵抗比で決定される。
【００４３】
次に、サンプルホールド回路１５の作用について説明する。自己診断時には、圧力センサ素子１の出力端子より自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧを流すため、圧力センサ素子１の端子ＶＳＩ−ＧＮＤ間の抵抗値は、等価的にＲｓよりも小さくなる。すると、厳密には（1.22），（1.24）式が成り立たなくなる結果、自己診断の精度が悪化してしまう。
【００４４】
そこで、サンプルホールド回路１５を配置し、自己診断時にスイッチ１６を開くことで、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧが流れる直前の電圧ＶＳＩの検出レベルをサンプルホールド回路１５で保持し、電流増幅回路１２の入力端子Ｉ１＿ＲＥＦに与えることができ、（1.22），（1.24）式がそのまま成り立つため、自己診断の精度悪化を防止することができる。
但し、Ｉ＿ＤＩＧ≪Ｉｓの関係が成り立つ場合は、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧの影響は小さいと考えられるため、サンプルホールド回路１５を配置することなく、電圧ＶＳＩを直接入力端子Ｉ１＿ＲＥＦに与えても良い。
【００４５】
以上のように本実施例によれば、圧力センサ装置１１において、自己診断電流発生回路２０は、自己診断時に圧力センサ素子１の出力端子に注入する自己診断電流を、歪ゲージ抵抗Ｒｓの抵抗値の影響を打ち消すように変化させるので、診断時の出力電圧変化ΔＶＯＵＴは、歪ゲージ抵抗Ｒｓにばらつきなどがあったとしてもその影響を受けることなく略一定の値となる。従って、診断をより正確に行うことができる。
そして、電流増幅回路１２は、歪ゲージ抵抗Ｒｓの抵抗値に反比例するように自己診断電流を変化させるので、診断時の出力電圧変化ΔＶＯＵＴについて、歪ゲージ抵抗Ｒｓの抵抗値の影響を除去することができる。
【００４６】
また、電流増幅回路１２は、圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩに応じて流れる第１電流Ｉ１と、センサ駆動電流発生回路３において駆動電流Ｉｓを決定するために付与される電流決定電圧ＶＫに応じて流れる第２電流Ｉ２との比に応じた電流を増幅して出力する。即ち、圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩは歪ゲージ抵抗Ｒｓの抵抗値と駆動電流Ｉｓとを反映しており、電流決定電圧ＶＫは前記駆動電流Ｉｓを決定する電圧であるから、電流増幅回路１２が、これらの電圧に応じて定まる電流Ｉ１，Ｉ２の比に基づいて流す自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、歪ゲージ抵抗Ｒｓの抵抗値に反比例する電流となる。
更に、自己診断電流発生回路２０は、診断時に、圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩの検出レベルを保持するサンプルホールド回路１５を備えるので、診断時に流れる電流の増加分により、圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩの検出レベルが変化することを回避して、自己診断電流の精度を向上させることができる。
【００４７】
（第２実施例）
図５は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第１実施例では、電流増幅回路１２とスイッチ５とを個別の構成としたが、第２実施例は、スイッチ５の機能を電流増幅回路２１の内部に組み込んで構成した場合を示す。
【００４８】
図５に示す電流増幅回路２１は、図４に示す定電流発生回路５１，５２を機能ブロックで示すと共に、第２実施例において追加した回路部分を示すものである。図中において、差動増幅部５４の右側に破線で囲んだ部分がスイッチ５（Ｓ１）の機能に相当する部分である。グランドには、ＮＰＮトランジスタＱ５１〜Ｑ５３のエミッタが接続されており、トランジスタＱ５１及びＱ５２のベースは、それぞれ抵抗素子Ｒ５１及びＲ５２を介してトランジスタＱ５３のコレクタに接続されている。そして、トランジスタＱ５３のコレクタは、定電流回路Ｉ４を介して電源ＶＣＣに接続されている。
【００４９】
トランジスタＱ５１のコレクタは、差動増幅部５４を構成するＮＰＮトランジスタＱ２０及びＱ２１のベースに接続されており、トランジスタＱ５２のコレクタは、抵抗素子Ｒ５３及びＲ５４の直列回路を介して電源ＶＣＣに接続されている。抵抗素子Ｒ５３及びＲ５４の共通接続点は、ＰＮＰトランジスタＱ５４のベースに接続されており、トランジスタＱ５４のエミッタは電源ＶＣＣに、コレクタは、ＰＮＰトランジスタＱ１５及びＱ１６のベースに接続されている。そして、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧの入力端子とグランドとの間には、抵抗素子Ｒ５６及びＲ５５の直列回路が接続されており、両者の共通接続点は、ＰＮＰトランジスタＱ５３のベースに接続されている。
【００５０】
次に、第２実施例の作用について説明する。自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧがロウレベルの場合、トランジスタＱ５３はＯＦＦであるから、トランジスタＱ５１及びＱ５２は何れもＯＮとなる。したがって、トランジスタＱ１６及びＱ２１は何れもＯＦＦとなり、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは流れない。一方、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧがハイレベルの場合、上記ＯＮ，ＯＦＦの関係が逆になる結果、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧが流れることになる。
以上のように第２実施例によれば、電流増幅回路２１に、圧力センサ素子１の出力端子と自身とを断続する第１実施例におけるスイッチ５（Ｓ１）の機能に相当する回路を組み込んだので、電流増幅回路２１をバイポーラトランジスタで構成する場合、スイッチＳ１の機能もトランジスタによって一体に構成することができる。
【００５１】
（第３実施例）
図６は本発明の第３実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部分のみ説明する。図６は、図３相当図である。第３実施例の圧力センサ装置２２では、スイッチ５が、圧力センサ素子１の出力端子ＶＳＰ側に接続されており、それに伴い、電流増幅回路１２の入力端子ＩＰ，ＩＮは、抵抗素子１７〜１９の直列回路において接続される共通接続点が上下逆となっている。その他の構成は第１実施例と同様である。この場合、電流増幅回路１２からは、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧがソース電流として出力端子ＶＳＰ側に供給される。斯様に構成される第３実施例による場合も、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００５２】
（第４実施例）
図７乃至図１１は本発明の第４実施例を示すものである。第４実施例の圧力センサ装置２４は、電流増幅回路１２を使用することなく、全てをＣＭＯＳ回路で構成した場合を示す。スイッチ５，１６（Ｓ１，Ｓ２）に替わるスイッチ２５，２６は、ＭＯＳトランジスタＰ２１及びＮ２１，ＭＯＳトランジスタＰ２２及びＮ２２よりなるアナログスイッチで構成されている。そして、電流増幅回路１２に替えて、定電流回路２７が配置されており、サンプルホールド回路１５と定電流回路２７との間には、反転増幅回路２８及び分圧回路２９が配置されている。
定電流回路２７は、２つの電流ミラー回路３０，３１によって構成されており、初段の電流ミラー回路３０は、センサ駆動電流発生回路３と同様に、トランジスタＰ１１〜Ｐ１５及びＮ１１〜Ｎ１３，オペアンプＯＰ４，抵抗素子ＲＤ＿ＲＥＦにより構成されている。
【００５３】
後段の電流ミラー回路３１は、グランド側でミラー対を構成するトランジスタＮ１４及びＮ１５，電源側でミラー対を構成するトランジスタＰ１６及びＰ１７，トランジスタＰ１６のドレインとグランドとの間に接続され、ゲートがトランジスタＮ１４及びＮ１５のゲートに接続されるトランジスタＮ１６，トランジスタＰ１７のドレインとグランドとの間に接続され、ゲートがトランジスタＮ１５のドレインに接続されるトランジスタＮ１７，スイッチ２５とトランジスタＮ１５のドレインとの間に接続され、ゲートがトランジスタＮ１７のドレインに接続されるトランジスタＮ１８で構成されている。そして、電流ミラー回路３０を構成するトランジスタＰ１５のドレインと、電流ミラー回路３１を構成するトランジスタＮ１４のドレイン及びゲートとが接続されている。
【００５４】
反転増幅回路２８は、オペアンプＯＰ３，入力抵抗ＲＩ３，帰還抵抗ＲＦ３で構成されており、オペアンプＯＰ３の非反転入力端子には、ＥＰＲＯＭ１４より出力されるデータがＤ／Ａ変換回路３２（ＤＡＣ＿Ｄ）により変換された電圧ＶＤが与えられている。そして、反転増幅回路２８の出力電圧ＶＯ３は分圧回路２９により分圧され、その分圧出力ＶＩ４が、電流ミラー回路３０のオペアンプＯＰ４の非反転入力端子に与えられている。
【００５５】
分圧回路２９は、可変抵抗ＲＯ３Ｈ及びＲＯ３Ｌの直列回路で構成されるが、その詳細構成を図８に示す。オペアンプＯＰ３の出力端子とグランドとの間には、２DN＿0＋１個の抵抗素子ＲＯ３＿２DN＿0〜ＲＯ３＿０の直列回路が接続されている。そして、各抵抗素子ＲＯ３＿２DN＿0〜ＲＯ３＿０接続点には、アナログスイッチＳＯ３＿２DN＿0-1〜ＳＯ３＿０が接続されている。各アナログスイッチＳＯ３＿２DN＿0-1〜ＳＯ３＿０のＯＮ，ＯＦＦは、ＥＰＲＯＭ１４より出力されるＤＮ＿０ビットのデータＤＯが、デコーダ３３によりデコードされた出力ＤＯ３＿２DN＿0-1〜ＤＯ３＿０により、インバータゲートＩＮＶＯ３＿２DN＿0-1〜ＩＮＶＯ３＿０も介して行われる。
【００５６】
ここで、データＤＯの値に応じた各アナログスイッチＳＯ３＿０〜ＳＯ３＿２DN＿0-1のＯＮ，ＯＦＦ状態と、その結果として実現される分圧回路２９の分圧比との関係を、表１に示す。
【００５７】
【表１】
尚、以上の構成において、サンプルホールド回路１５，反転増幅回路２８，分圧回路２９，定電流回路２７が、自己診断電流発生回路４６を構成している。
【００５８】
次に、圧力センサ装置２４において、自己診断時の出力電圧変化ΔＶＯＵＴがどのように定まるかを求める。反転増幅回路２８には、サンプルホールド回路１５を介して電圧ＶＳＩが入力され、その電圧ＶＳＩが、Ｄ／Ａ変換回路（電圧源）３２の出力電圧ＶＤを基準として反転増幅される。したがって、反転増幅回路２８の出力電圧ＶＯ３は、
ＶＯ３＝−α・ＶＳＩ＋（α＋１）・ＶＤ …（4.1）
ただし、αは反転増幅回路２８のゲインであり、
α＝ＲＦ３／ＲＩ３ …（4.2）
である。
【００５９】
上記出力電圧ＶＯ３は、分圧回路２９において抵抗ＲＯ３Ｈ，ＲＯ３Ｌにより分圧されるので、電流ミラー回路３０のオペアンプＯＰ４に入力される電圧ＶＩ４は、
ＶＩ４＝β・ＶＯ３ …（4.3）
となる。βは、分圧回路２９の分圧比であり、
β＝ＲＯ３Ｌ／（ＲＯ３Ｈ＋ＲＯ３Ｌ） …（4.4）
となり、表１に示すようにデータＤＯに応じて調整することができる。
【００６０】
定電流回路２７で、初段の電流ミラー回路３０におけるトランジスタＰ１１のドレイン電流をＩＰ１１とすると、
ＩＰ１１＝ＶＩ４／ＲＤ＿ＲＥＦ …（4.5）
となる。電流ミラー回路３０及び３１におけるミラー比の積をγとすると、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、
Ｉ＿ＤＩＧ＝γ・ＩＰ１１ …（4.6）
であり、ミラー比の積γは、
【００６１】
【数７】
となる。Ｗ，Ｌは、（1.4）式と同様に、各トランジスタＰ１１，Ｐ１２，Ｎ１４，Ｎ１５のゲート幅，ゲート長である。
【００６２】
（4.1），（4.3），（4.5），（4.6）式より、
【００６３】
【数８】
となる。更に、（２）式に（4.8）式を代入すると共に、ＶＳＩ＝Ｒｓ・Ｉｓを用いて出力電圧変化ΔＶＯＵＴを計算すると、
【００６４】
【数９】
となる。
【００６５】
次に、（4.9）式のΔＶＯＵＴについて評価する。（4.9）式の分圧比β，ミラー比の積γ，ゲインＡｖは、何れも相対値で決まる値であり、温度変動は十分小さく無視してよい。また、基準電圧ＶＤも、Ｄ／Ａ変換回路３２において電源電圧を抵抗で分圧して出力されるものであるから、同様に温度変動は十分小さく無視してよい。
センサ駆動電流Ｉｓ，抵抗値ＲＤ＿ＲＥＦは、抵抗値の温度特性に依存するが、センサ駆動電流発生回路３の抵抗素子Ｒ１と、電流ミラー回路３０の抵抗素子ＲＤ＿ＲＥＦに薄膜抵抗等を用いることで、その温度変動を、圧力センサ素子１の歪みゲージ抵抗Ｒｓの温度変動に対して十分小さくすることが可能である。従って、（4.9）式のΔＶＯＵＴの温度変動は、歪みゲージ抵抗Ｒｓの温度変動のみによって生じるとみなすことができる。
【００６６】
続いて、ΔＶＯＵＴの温度変動を、基準電圧ＶＤを調整して改善できることを示す。
ΔＶＯＵＴ０，ΔＶＯＵＴ’を、それぞれ室温でのΔＶＯＵＴ，任意の温度でのΔＶＯＵＴとする。同様に、Ｒｓ０，Ｒｓ’を、それぞれ室温でのＲｓ，任意の温度でのＲｓとする。すると、（4.9）式より、
【００６７】
【数１０】
となる。Ｒｓ’について、室温からの変動分をδとすると、
Ｒｓ’＝Ｒｓ０・（１＋δ） …（4.12）
となる。
【００６８】
（4.12）式を、（4.11）式に代入して整理すると、
【００６９】
【数１１】
となり、（4.10）式，（4.13）式より、ΔＶＯＵＴの温度変動分を求めると、
【００７０】
【数１２】
となる。
【００７１】
（4.14）式において、［］内が０になれば、ΔＶＯＵＴの温度変動は０になる。すなわち、
【００７２】
【数１３】
となるように電圧ＶＤを調整できれば、ΔＶＯＵＴの温度変動を０にすることができる。
【００７３】
しかしながら、電圧ＶＤは温度に依存しないが、δは温度により変化する。したがって、全温度範囲について（4.15）式が成り立つようにすることはできない。歪みゲージ抵抗Ｒｓは半導体チップ上で拡散により形成されており、抵抗Ｒｓの温度係数ＴＣＲｓは、＋２０００ｐｐｍ／℃程度である。すなわち、δは高温で正，低温で負となるから、前温度範囲での平均値を０と考え、
【００７４】
【数１４】
となるように電圧ＶＤを調整する。ここで、ＶＳＩ０は室温での分圧出力ＶＳＩである。
【００７５】
（4.16）式を、（4.10），（4.14）式に代入して整理すると、
【００７６】
【数１５】
となる。更に、ΔＶＯＵＴの温度変動をΔＶＯＵＴ０で規格化すると、
（ΔＶＯＵＴ’−ΔＶＯＵＴ０）／ΔＶＯＵＴ０＝−δ2 …（4.19）
となる。
【００７７】
（２）式から明らかなように、従来技術（図１７）の場合、回路定数の温度変動がなければ、ΔＶＯＵＴの温度変動はδに等しい。第４実施例では−δ2 であるから、温度変動はより小さくなっている。図９は、両者の変動状態を関数グラフによって示すものである。ここで、抵抗Ｒｓの温度係数ＴＣＲｓを２０００ｐｐｍ／℃，室温を２５℃，使用温度範囲を−４０℃〜１２５℃として、ΔＶＯＵＴの温度変動を従来技術と比較すると、次表のようになる。
【００７８】
【表２】
温度変動は１／５に、温度変動幅は１／８に改善されていることが判る。
【００７９】
このようにΔＶＯＵＴの温度変動が改善されたのは、ＶＤを（4.16）式のように設定することにより、自己診断電流の温度特性が、抵抗Ｒｓの温度特性と逆になるように構成されたからである。（4.16）式を、（4.8）式に代入して整理すると、
Ｉ＿ＤＩＧ＝α・（２Ｒｓ０−Ｒｓ）・Ｉｓ・β・γ／ＲＤ＿ＲＥＦ …（4.20）
となる。Ｉ＿ＤＩＧ０を室温でのＩ＿ＤＩＧとする。（4.20）式のＲｓをＲｓ０に置き換えて、
Ｉ＿ＤＩＧ０＝α・Ｒｓ０・Ｉｓ・β・γ／ＲＤ＿ＲＥＦ …（4.21）
となる。Ｉ＿ＤＩＧ’を任意の温度でのＩ＿ＤＩＧとする。（4.12）式のＲｓを、Ｒｓ’と置き換えて、さらに（4.12）式を使って整理すると、
Ｉ＿ＤＩＧ’＝α・Ｒｓ０・Ｉｓ・β・γ・（１−δ）／ＲＤ＿ＲＥＦ…（4.22）
となる。（4.21），（4.22）式より、
Ｉ＿ＤＩＧ’＝Ｉ＿ＤＩＧ０・（１−δ） …（4.23）
となる。（4.23）式と（4.12）式を比較することにより、自己診断電流の温度特性が、抵抗Ｒｓの温度特性と逆であることが判る。
【００８０】
次に、ΔＶＯＵＴのばらつきを、分圧回路２９の分圧比βを調整することで改善する手法について、図１０及び図１１を参照して説明する。
（１）まず、室温において、反転増幅の基準電圧ＶＤを（4.16）式が成り立つように調整した後、ΔＶＯＵＴ０が設計値となるように分圧比βを調整する。
（２）ΔＶＯＵＴは室温（ΔＶＯＵＴ０）で最高を示し、そこからの温度変動は常に負となる。したがって、温度変動分を見込んで、ΔＶＯＵＴ０を設計値よりも高めに調整すれば、全温度範囲での偏差（設計値からのずれ）を小さくすることができる。この場合、ΔＶＯＵＴ０を設計値よりも温度変動幅の１／２だけ高くなるように調整すれば、偏差を最も小さく（±１／２）することができる（図１０参照）。
【００８１】
また、上述した説明は、基準電圧ＶＤの調整温度を室温にすることを前提としているが、必ずしも室温でなくても良い。例えば、調整時の歪みゲージ抵抗Ｒｓ，圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩを、それぞれＲｓａ，ＶＳＩａとすると、基準電圧ＶＤを、室温以外の温度において
【００８２】
【数１６】
となるように調整し、変動分δを、この調整時の温度からの変動として置き換えれば（4.19）式は成り立つ。
【００８３】
（３）また、調整時の温度を、最高温度と最低温度のちょうど中間（−４０℃~１２５℃の場合、４２．５℃）に設定すれば、δMINの絶対値とδMAXの絶対値とが等しくなり、温度変動幅も最小にすることができる。
（４）この場合も（２）と同様に、調整時のΔＶＯＵＴであるΔＶＯＵＴａを、設計値よりも温度変動幅の１／２だけ高くなるように調整すれば、偏差を最も小さくすることができる（図１１参照）。
【００８４】
上記の調整（１）〜（４）を、次表にまとめて示す。
【００８５】
【表３】
【００８６】
以上のように第４実施例によれば、定電流回路２７は、反転増幅回路２８により、Ｄ／Ａ変換回路３２の出力電圧を基準として圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩを反転増幅し、その増幅出力を分圧回路２９により分圧し、分圧電位に応じて流れる電流に所定のミラー比γを乗じた電流を自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧとして出力する構成とした。
このように構成することで、自己診断時における出力電圧変化ΔＶＯＵＴの温度変動分を、Ｄ／Ａ変換回路３２の出力電圧ＶＤを調整して改善することができる。また、出力電圧変化ΔＶＯＵＴのばらつきを、分圧比βを調整することにより小さくすることができる。さらに、出力電圧ＶＤ及び分圧比β調整時の温度と、調整の狙い値を最適化することにより、出力電圧変化ΔＶＯＵＴの偏差を小さくすることができる。
【００８７】
尚、第１実施例で用いた電流増幅回路１２は、バイポーラトランジスタにおけるＰＮ接合の順方向Ｉ−Ｖ特性を利用（対数圧縮，指数伸長）したものであるから、ＣＭＯＳ回路で構成することは困難である。これに対して、第４実施例の定電流回路２７は、室温でのばらつきや温度特性を改善するために調整が必要ではあるが、ＣＭＯＳ回路で容易に構成することができる。
加えて、オペアンプＯＰ２よりなる電圧バッファは、診断時に圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩの検出レベルを保持するサンプルホールド回路１５の一部を構成するので、圧力センサ素子１の駆動電流に対して自己診断電流の変化分が十分に小さいという条件が成り立たない場合でも、自己診断電流を高精度に調整することができる。
【００８８】
（第５実施例）
図１２は本発明の第５実施例を示すものであり、第４実施例と異なる部分について説明する。第５実施例の圧力センサ装置３４は、第４実施例よりＤ／Ａ変換回路３２を削除して、反転増幅の基準電圧ＶＤは、抵抗素子３５及び３６により分圧された一定電圧として与えられている。それに替えて、反転増幅回路３７における入力抵抗ＲＩ３，帰還抵抗ＲＦ３が可変抵抗として構成されており、反転増幅回路３７のゲインαがＥＰＲＯＭ１４より出力されるデータＤＤによって調整可能となっている。そして、自己診断電流発生回路４６の構成の一部を置き換えたものが、自己診断電流発生回路４７を構成している。
【００８９】
この場合、ゲインαを調整して（4.16）式が成り立つようにする。（4.16）式をゲインαについて解くと、
α＝ＶＤ／（２ＶＳＩ０−ＶＤ） …（5.1）
となる。したがって、ＶＳＩ０を測定し、（5.1）で計算されたゲインαとなるようにデータＤＤを決定すれば良い。
【００９０】
以上のように構成される第５実施例によれば、自己診断時における出力電圧変化ΔＶＯＵＴの温度変動分を、第４実施例におけるＤ／Ａ変換回路３２の出力電圧を調整することに替えて、反転増幅回路３７の増幅率αを調整して改善することができる。そして、出力電圧変化ΔＶＯＵＴのばらつきについては第４実施例と同様に分圧比βを調整すれば良いので、第４実施例と同様の効果を得ることができる。
【００９１】
（第６実施例）
図１３は本発明の第６実施例を示すものであり、第４実施例と異なる部分のみ説明する。第６実施例の圧力センサ装置３８は、第４実施例の圧力センサ装置２４より、定電流回路２７の後段に配置されている電流ミラー回路３１を削除して構成されている。そして、初段の電流ミラー回路３０におけるトランジスタＰ１５のドレインが、スイッチ２５を介して圧力センサ素子１の出力端子ＶＳＰ側に接続されている。そして、自己診断電流発生回路４６の構成の一部を置き換えたものが、自己診断電流発生回路４８を構成している。
この場合、第３実施例と同様に、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、ソース電流として出力端子ＶＳＰ側に供給される。以上のように構成される第６実施例によれば、第４実施例に比較して回路構成を小規模にすることができる。
【００９２】
（第７実施例）
図１４及び図１５は本発明の第７実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部分について説明する。第７実施例の圧力センサ装置４１では、第１実施例のセンサ駆動電流発生回路３にＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２＿１，Ｐ４＿１，Ｐ５＿１，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３＿１よりなる電流ミラー回路４２を追加してセンサ駆動電流発生回路（電流源回路）４３を構成し、電流増幅回路１２における定電流回路５２のトランジスタを幾つか削除して電流増幅回路４４を構成している。
【００９３】
センサ駆動電流発生回路４３において、トランジスタＰ２＿１及びＰ４＿１のソースは電源ＶＣＣに接続されており、トランジスタＰ２＿１のゲートは、トランジスタＰ１のゲートに接続されている。トランジスタＰ５＿１のソースは、トランジスタＰ２＿１のドレイン及びトランジスタＰ４＿１のゲートに接続されている。トランジスタＮ３＿１のドレインはトランジスタＰ４＿１のドレイン及びトランジスタＰ５＿１のゲートに接続されており、ソースはグランドに、ゲートはトランジスタＮ２のゲートに接続されている。そして、トランジスタＰ５＿１のドレインが、電流増幅回路４４の入力端子Ｉ２＿ＩＮに接続されている。
【００９４】
電流増幅回路４４において、定電流回路５２は、電流ミラー回路４５に置き換えられている。その電流ミラー回路４５は、定電流回路５２を構成していたＮＰＮトランジスタＱ４６〜Ｑ４８と、抵抗素子Ｒ４３及びＲ４４のみで構成されており、トランジスタＱ４６のベースが入力端子Ｉ２＿ＩＮとなっている。
【００９５】
次に、第７実施例の作用について説明する。センサ駆動電流発生回路４３において、電流ミラー回路４２が電流増幅回路４４に対して出力する電流をＩｓ＿１とすると、センサ駆動電流Ｉｓと同様に、
Ｉｓ＿１＝ｎ・ＶＫ／Ｒ１ …（7.1）
ｎ＝（Ｗ２＿１／Ｌ２＿１）／（Ｗ１／Ｌ１） …（7.2）
となる。ｎは電流ミラー回路４２のミラー比であり、Ｗ２＿１，Ｌ２＿１はトランジスタＰ２＿１のゲート幅，ゲート長である。
【００９６】
電流増幅回路４４の電流ミラー回路４５は、ミラー比「１」であるから、
Ｉ２＝Ｉｓ＿１ …（7.3）
であり、電流増幅回路４４が出力する自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、
【００９７】
【数１７】
となる。第１実施例と同様に、（1.6），（1.22），（7.3）式を代入し、（1.3a），（7.1）式を使って整理すると、
【００９８】
【数１８】
となる。Ｒｓ以外は回路定数なので、第１実施例と同様に、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、圧力センサ素子１の抵抗値Ｒｓに反比例する。（7.5）式を（２）式に代入し、自己診断時における圧力センサ素子１の出力電圧変化ΔＶＯＵＴを計算すると、
【００９９】
【数１９】
となる。
【０１００】
したがって、第１実施例と同様に、抵抗値Ｒｓにばらつきや温度変動があっても、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは自動的に補正され、出力電圧変化ΔＶＯＵＴは、抵抗値Ｒｓに依存しない。そして、出力電圧変化ΔＶＯＵＴは回路定数の絶対値ではなく相対値（ミラー比，抵抗比）で決定されるので、調整を行わずとも自己診断を高精度で行うことができる。
また、電流ミラー回路４２のような回路は、一般にオペアンプよりも小さなサイズで構成される。したがって、センサ駆動電流発生回路４３に追加した電流ミラー回路４２の占有面積は、電流増幅回路４４において削除されたオペアンプＯＰＩ２等の占有面積よりも小さくなるから、第１実施例の構成よりも回路サイズを小型化することができる。
【０１０１】
（第８実施例）
図１６は本発明の第８実施例を示すものである。第８実施例は、本発明の圧力センサ装置を、車両における側面衝突検出用の圧力センサに適用した場合を具体的に示す。
自動車の側面ドア６１は、車体外側のドアアウタパネル６１ａと、車室内側のドアインナパネル６１ｂとによって断面が中空となるように形成されており、このドア内空間６１ｃには、圧力センサ６２が、ドアインナパネル６１ｂの内面のほぼ中央に固定して、ドア内空間６１ｃの気圧を測定可能に設けられている。
【０１０２】
圧力センサ６２は、エアバッグ制御用のＥＣＵ（Electronic Control Unit）６３に接続されている。ＥＣＵ６３は、圧力センサ６２から入力された信号を処理して側面衝突の判定を行い、また側面衝突の判定時には、エアバッグモジュール６４にインフレータの着火信号を出力するように構成されている。なお、ここでエアバッグモジュール６４は、インフレータとエアバッグとをアッセンブリ化して構成されている。
以上のように構成される第８実施例によれば、本発明の圧力センサ装置を、車両側面のドア６１内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサ６２に適用したので、事故発生時に車両の乗員の安全を確保するため、確実に動作する必要があるものについて自己診断を行う場合に、本発明を適用することができる。
【０１０３】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
車両の側面衝突検出用の圧力センサに限ることなく、その他の用途の圧力センサについても広く適用することができる。
また、圧力センサに限ることなく、加速度センサや歪みゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子を使用するものであれば適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】本発明の第１実施例であり、圧力センサ装置の構成を示す図
【図２】圧力関数を示す図
【図３】圧力センサ装置の詳細構成を示す図
【図４】電流増幅回路の詳細構成を示す図
【図５】本発明の第２実施例を示す図４相当図
【図６】本発明の第３実施例を示す図３相当図
【図７】本発明の第４実施例を示す図３相当図
【図８】分圧回路の詳細構成を示す図
【図９】第４実施例の構成と、従来構成との温度変動特性を示す図
【図１０】調整方法を説明する図（その１）
【図１１】調整方法を説明する図（その２）
【図１２】本発明の第５実施例を示す図３相当図
【図１３】本発明の第６実施例を示す図３相当図
【図１４】本発明の第７実施例を示す図３相当図
【図１５】図４相当図
【図１６】本発明の第８実施例であり、車両の側面ドア内部に圧力センサを配置した状態を示す断面図
【図１７】従来技術（その１）を示す図１相当図
【図１８】自己診断時における各端子の電圧変化を示す図
【図１９】従来技術（その２）を示す図１相当図
【符号の説明】
【０１０５】
図面中、１は圧力センサ素子（歪ゲージブリッジ回路）、３はセンサ駆動電流発生回路（電流源回路）、４は増幅・調整部（増幅回路）、５はスイッチ（スイッチ回路）、１１は圧力センサ装置、１２は電流増幅回路、１５はサンプルホールド回路、２０は自己診断電流発生回路、２１は電流増幅回路、２２，２４は圧力センサ装置、２７は定電流回路、２８は反転増幅回路、２９は分圧回路、３２はＤ／Ａ変換回路（電圧源）、３４は圧力センサ装置、３７は反転増幅回路、３８，４１は圧力センサ装置、４３はセンサ駆動電流発生回路（電流源回路）、４４は電流増幅回路、４６〜４９は自己診断電流発生回路、６２は圧力センサを示す。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子に駆動電流を供給、前記センサ素子の出力電圧を増幅して出力するセンサ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１７は、特許文献１に開示されている半導体式加速度検出装置の構成を示すものである。センサ素子１は、４つの半導体歪ゲージ抵抗２ａ〜２ｄをブリッジ接続して構成されたブリッジ（歪ゲージブリッジ）回路からなり、歪ゲージ抵抗２ａ及び２ｂの共通接続点にはセンサ駆動電流発生回路３からの定電流Ｉｓが供給され、歪ゲージ抵抗２ｃ及び２ｄの共通接続点はグランドに接続されている。
歪ゲージ抵抗２ｂ及び２ｄの共通接続点（電位ＶＳＰ）と、歪ゲージ抵抗２ａ及び２ｃの共通接続点（電位ＶＳＭ）とは、夫々増幅調整部４の入力端子に接続されており、増幅調整部４は、両接続点の電位差を増幅率Ａｖで増幅した電圧ＶＯＵＴを出力する。
ＶＯＵＴ＝Ａｖ・（ＶＳＰ−ＶＳＭ）＋ＶＯＦＳ …（１）
尚、ＶＯＦＳは、増幅調整部４の回路において発生するオフセット電圧である。
【０００３】
また、歪ゲージ抵抗２ａ及び２ｃの共通接続点とグランドとの間には、スイッチ５及び定電流回路６の直列回路が接続されている。これらは、センサ素子１が正常に動作するか診断を行うために使用される。即ち、図１８に示すように、通常動作時はスイッチ５を開き、診断時にはスイッチ５を閉じて、定電流回路６による診断用電流Ｉ＿ＤＩＧを流す。電流Ｉ＿ＤＩＧが流れると電位点ＶＳＰ，ＶＳＭの電圧が不平衡となり、その差に応じた電圧ΔＶＯＵＴが出力されれば、センサ素子１が正常に動作していることを確認できる。この場合、電圧ΔＶＯＵＴは、歪ゲージ抵抗２の抵抗値をＲｓとすると（２）式で表される。
ΔＶＯＵＴ＝Ｉ＿ＤＩＧ・Ｒｓ・Ａｖ／２ …（２）
【０００４】
また、特許文献２には、図１９に示すように、定電流回路６を抵抗７に置き換え、診断時にスイッチ５を閉じることでセンサ素子１の出力端子の一方をプルダウンして、出力電圧を変化させる構成が開示されている。この場合、電圧ΔＶＯＵＴは、抵抗７の抵抗値をＲ＿ＤＩＧとすると、（３）式で表される。但し、Ｒｓ≪Ｒ＿ＤＩＧと仮定する。
ΔＶＯＵＴ＝Ｉｓ・Ｒｓ2・Ａｖ／（４・Ｒ＿ＤＩＧ） …（３）
【特許文献１】特公平６−６４０８５号公報
【特許文献２】特許第３０１９５４９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１の技術では、歪ゲージの抵抗値Ｒｓや、診断電流Ｉ＿ＤＩＧは通常±２０％程度独立にばらつくため、ΔＶＯＵＴは最大で±４０％もばらつくことが想定され、診断精度が悪い。その結果、センサ素子１や増幅調整部４の異常検出精度も悪くなるという問題があった。
また、特許文献２の技術では、センサ駆動電流Ｉｓによりセンサ素子１の感度ばらつきを補償して、出力電圧が所望の感度になるように調整されている。したがって、駆動電流Ｉｓはセンサ素子１の感度と同程度にばらつき、ΔＶＯＵＴのばらつきも大きくなるため、やはり異常検出精度も悪くなるという問題があった。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みて成されたものであり、その目的は、機能診断をより精度良く行うことができるセンサ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路は、自己診断時にセンサ素子の出力端子に注入する自己診断電流を、歪ゲージ抵抗の抵抗値の影響を打ち消すように変化させる。従って、自己診断時の出力電圧変化は、歪ゲージ抵抗にばらつきなどがあったとしてもその影響を受けることなく略一定の値となり、診断をより正確に行うことができる。
【０００８】
請求項２記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路は、歪ゲージ抵抗の抵抗値に反比例するように自己診断電流を変化させる。従って、診断時の出力電圧変化について、歪ゲージ抵抗の抵抗値の影響を除去することができる。
【０００９】
請求項３記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路は、センサ素子の印加電圧に応じて流れる第１電流と、電流源回路において駆動電流を決定するために付与される電流決定電圧に応じて流れる第２電流との比に応じた電流を増幅して出力する電流増幅回路を備える。即ち、センサ素子の印加電圧は歪ゲージ抵抗の抵抗値と駆動電流とを反映しており、電流決定電圧は前記駆動電流を決定する電圧であるから、電流増幅回路が、これらの電圧に応じて定まる第１，第２電流の比に基づいて流す自己診断電流は、歪ゲージ抵抗の抵抗値に反比例する電流となる。
【００１０】
請求項４記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路は、自己診断時に、センサ素子の印加電圧検出レベルを保持するサンプルホールド回路を備える。即ち、診断時には、センサ素子の出力端子に自己診断電流が注入されることにより、センサ素子の電圧印加点とグランドとの間の抵抗値は歪ゲージ抵抗の抵抗値から変化するため、センサ素子の印加電圧が変化する。そこで、診断時に、サンプルホールド回路によって上記印加電圧検出レベルを保持すれば、自己診断電流の精度を向上させることができる。
【００１１】
請求項５記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路に、センサ素子の出力端子と自身とを断続するスイッチ回路を組み込む。即ち、自己診断電流発生回路をバイポーラトランジスタで構成する場合、スイッチ回路の機能もトランジスタによって一体に構成することができる。
【００１２】
請求項６記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路は、歪みゲージ抵抗が有している温度特性に対して逆の温度特性を有する電流を発生する。即ち、歪みゲージ抵抗の温度特性を打ち消すように自己診断電流を流せば、歪みゲージ抵抗の温度変動による影響を小さくすることができる。
【００１３】
請求項７記載のセンサ装置によれば、自己診断電流発生回路は、反転増幅回路により、電圧源の出力電圧を基準としてセンサ素子の印加電圧を反転増幅する。その増幅出力は分圧回路により分圧され、定電流回路により、分圧電位に応じて流れる電流に所定のミラー比を乗じた電流が自己診断電流として出力される。この場合、自己診断時における出力電圧変化の温度変動分は、電圧源の出力電圧を調整することで改善することができる。そして、出力電圧変化のばらつきは、分圧回路の分圧比を調整することで小さくすることができる。
【００１４】
請求項８記載のセンサ装置によれば、自己診断時における出力電圧変化の温度変動分は、請求項７における電圧源の出力電圧を調整することに替えて、反転増幅回路の増幅率を調整することで改善できる。そして、出力電圧変化のばらつきは、請求項７と同様に分圧回路の分圧比を調整することで小さくすることができる。
【００１５】
請求項９記載のセンサ装置によれば、電圧バッファは、自己診断時にセンサ素子の印加電圧検出レベルを保持するサンプルホールド回路を構成するので、センサ素子の駆動電流に対して自己診断電流が十分に小さいという条件が成り立たない場合でも、自己診断電流を高精度に調整することができる。
【００１６】
請求項１０記載のセンサ装置によれば、センサ素子は、圧力センサ又は加速度センサを構成するので、歪ゲージ抵抗により構成したブリッジ回路により圧力や加速度を検出するものに本発明を適用することができる。
【００１７】
請求項１１記載のセンサ装置によれば、センサ素子は、車両側面のドア内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサを構成するので、事故発生時に車両の乗員の安全を確保するため、確実に動作する必要があるものについて自己診断を行う場合に、本発明を適用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図４を参照して説明する。図１は、本実施例の圧力センサ装置１１の構成を示すものである。圧力センサ装置１１は、図１７に示す構成より、定電流回路６を電流増幅回路１２に置き換えたものである。図２は、圧力関数の一例を示すものであり、圧力とセンサの出力電圧との関係は線形である。ここで、圧力センサ装置１１の出力電圧ＶＯＵＴは、一般に（1.1）式のように表される。
ＶＯＵＴ＝Ａｖ・Ｋｓ・Ｉｓ・Ｐ＋ＶＯＦＳ …（1.1）
尚、Ｋｓは圧力センサ素子１の単位電流当たりの感度であり、Ｐは圧力である。圧力センサ装置１１は、例えば車両の側面衝突検出用のセンサなどに使用されるので、自己診断を行う場合の圧力Ｐは、通常大気圧に等しい。
【００１９】
圧力センサ装置１１としての感度、すなわち圧力関数の傾きは（Ａｖ・Ｋｓ・Ｉｓ）であり、Ａｖは回路上数に応じて決まる一定値であるが、Ｋｓにはばらつきがある。そこで、Ｋｓのばらつきを吸収して所定の感度となるように、図３に示す回路において駆動電流Ｉｓを調整する。
【００２０】
図３は、圧力センサ装置１１の構成をより具体的に示すものである。まず、センサ駆動電流発生回路（電流源回路）３の詳細構成について説明する。電源ＶＣＣとグランドとの間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＦＥＴ）Ｐ１，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１，抵抗素子Ｒ１の直列回路が接続されており、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子とは、トランジスタＮ１のソース，ゲートに夫々接続されている。そして、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、Ｄ／Ａ変換回路（ＤＡＣ＿Ｋ）１３より基準電圧ＶＫが与えられる。そのＤ／Ａ変換回路１３に対しては、ＥＰＲＯＭ１４より上記の基準電圧ＶＫを与えるためのデータＤＫが入力されている。
【００２１】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２，Ｐ３のソースは電源ＶＣＣに接続され、ゲートは、トランジスタＰ１のゲート及びドレインに接続されてワイドラー型の二連出力形カレントミラー回路を構成している。トランジスタＰ３のドレインとグランドとの間には、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２が接続されており、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のソースはグランドに接続され、ゲートはトランジスタＮ２のゲート及びドレインに接続されて、トランジスタＮ２，Ｎ３はカレントミラー回路を構成している。また、電源とトランジスタＮ３との間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ４が接続されている。
【００２２】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５のソースはトランジスタＰ２のドレインに、ゲートはトランジスタＰ４のドレインに夫々接続されている。そして、トランジスタＰ４のゲートは、トランジスタＰ５のソースに接続されており、トランジスタＰ５のドレインより定電流Ｉｓが出力される。尚、以上の構成は、特開２００６−１４０８８８号公報に開示されている定電流生成回路と同様である。
【００２３】
次に、センサ駆動電流発生回路３の詳細動作について説明する。トランジスタＰ１のドレイン電流ＩＰ１は、オペアンプＯＰ１のオフセット電圧を無視すると、
【００２４】
【数１】
となる。
【００２５】
そして、トランジスタＰ１，Ｐ２の電流ミラー比をｍとすると、定電流Ｉｓは、
【００２６】
【数２】
即ち、
Ｉｓ＝ｍ・ＶＫ／Ｒ１ …（1.3a）
となる。ミラー比ｍは、トランジスタＰ１のゲート幅，ゲート長をＷ１，Ｌ１とし、トランジスタＰ２のゲート幅，ゲート長をＷ２，Ｌ２とすれば、
【００２７】
【数３】
で表される。
【００２８】
一般に、定電流回路では、トランジスタＰ１，Ｐ２の特性の相対精度を高めるため、Ｌ１＝Ｌ２に設定し、ゲート幅がＷ１，Ｗ２よりも小さい単位トランジスタを複数個並列に接続してトランジスタＰ１，Ｐ２を構成する。また、トランジスタＰ３〜Ｐ５やトランジスタＮ２，Ｎ３は、電流ミラー比の変動を抑制するために配置されている。即ち、圧力センサ素子１の抵抗値が変化すると、トランジスタＰ５のソース−ドレイン間電圧は変化するが、トランジスタＰ２のソース−ドレイン間電圧は変化しないので、電流ミラー比ｍは一定に維持されるようになっている。
【００２９】
センサ駆動電流発生回路３の電流出力端子（トランジスタＰ５のドレイン）は、圧力センサ素子１に接続されていると共にサンプルホールド回路１５を介して、電流増幅回路１２の入力端子Ｉ１＿ＲＥＦに接続されている。サンプルホールド回路１５は、スイッチ１６（Ｓ２）と、電圧バッファを構成するオペアンプＯＰ２と、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子とグランドとの間に接続されるコンデンサＣ２２とで構成されている。
スイッチ１６は常閉型であり、サンプルホールド回路１５の入力端子には、圧力センサ素子１に定電流Ｉｓを供給することで現れる電圧ＶＳＩが印加される。自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧがハイレベルになるとスイッチ１６が開くため、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子には、直前の電圧ＶＳＩのレベルが保持される。
【００３０】
電流増幅回路１２の入力端子Ｉ２＿ＲＥＦには、センサ駆動電流発生回路３と同様に基準電圧ＶＫが与えられている。また、電源ＶＣＣとグランドとの間には、抵抗素子１７〜１９の直列回路が接続されており、電流増幅回路１２の入力端子ＩＰ，ＩＮには、抵抗素子１７及び１８の共通接続点と、抵抗素子１８及び１９の共通接続点とがそれぞれ接続されている。尚、以上の構成において、電流増幅回路１２及びサンプルホールド回路１５が、自己診断電流発生回路２０を構成している。
【００３１】
図４は、電流増幅回路１２の具体構成を示すものである。この回路は、例えば特開２００６−１７０６２０号公報の図１２に開示されているものと同様である（但し、出力において電流−電圧変換を行うＩＶ変換回路７１９を除く）。ここで、電流増幅回路１２の回路動作について説明する。電流増幅回路１２は、定電流発生回路５１及び５２，差動回路５３，差動増幅部５４で構成されている。ＶＩ１＿ＲＥＦを入力端子Ｉ１＿ＲＥＦに印加される電圧とすると、定電流発生回路５１において、トランジスタＱ３８，Ｑ３９のコレクタ電流（定電流）Ｉ１は（1.5）式となる。
Ｉ１＝ＶＩ１＿ＲＥＦ／ＲＩ１＿ＲＥＦ …（1.5）
【００３２】
そして、差動回路５３において、入力端子ＩＰ，ＩＮ間には、電源電圧ＶＣＣを抵抗素子１７〜１９により分圧した電圧ＶＡが印加される。
ＶＩＰ−ＶＩＮ＝ＶＡ …（1.6）
ＶＩＰ，ＶＩＮは、それぞれ入力端子ＩＰ，ＩＮに印加される電圧である。そして、トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタからエミッタに流れる電流ＩＱ３，ＩＱ４は、（1.7），（1.8）式となる。
ＩＱ３＝Ｉ１＋ＶＡ／ＲＩＮ …（1.7）
ＩＱ４＝Ｉ１−ＶＡ／ＲＩＮ …（1.8）
この時、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ電位ＶＰ，ＶＮは、（1.9），（1.10）式となる。
ＶＰ＝ＶＣＣ−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＱ３／Ｉｓ） …（1.9）
ＶＮ＝ＶＣＣ−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＱ４／Ｉｓ） …（1.10）
ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷、ＩｓはトランジスタＱ３，Ｑ４の逆方向飽和電流である。
【００３３】
トランジスタＱ５〜Ｑ８のベースエミッタ間電圧をＶＦとすると、差動増幅部５４におけるトランジスタＱ９，Ｑ１０のベース電位ＶＱ９，ＶＱ１０は、（1.11），（1.12）式となる。
ＶＱ９ ＝ＶＮ−２ＶＦ …（1.11）
ＶＱ１０＝ＶＰ−２ＶＦ …（1.12）
また、ＶＩ２＿ＲＥＦを入力端子Ｉ２＿ＲＥＦに印加される電圧とすると、定電流発生回路５２において、トランジスタＱ４８のコレクタ電流（定電流）Ｉ２は（1.13）式となる。
Ｉ２＝ＶＩ２＿ＲＥＦ／ＲＩ２＿ＲＥＦ …（1.13）
差動増幅部５４におけるトランジスタＱ９側に流れる電流をＩｘ，Ｑ１０側に流れる電流をＩｙとすると、定電流Ｉ２との関係は、（1.14）式となる。
Ｉ２＝Ｉｘ＋Ｉｙ …（1.14）
（1.14）式より電流Ｉｘ，Ｉｙの増減は互いに逆になる。変数ΔＩ２を電流をＩｘ，Ｉｙの差で定義する。即ち、
Ｉｘ−Ｉｙ＝２・ΔＩ２ …（1.15）
と表す。（1.14）式，（1.15）式より
Ｉｘ＝Ｉ２／２＋ΔＩ２，Ｉｙ＝Ｉ２／２−ΔＩ２ …（1.16）
となる。
【００３４】
また、トランジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタ電位をＶＥ，逆方向飽和電流をＩｓ’とすすると、（1.11），（1.12）式より、（1.17），（1.18）式が成り立つ。
ＶＮ−２ＶＦ−ＶＥ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｘ／Ｉｓ’） …（1.17）
ＶＰ−２ＶＦ−ＶＥ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｙ／Ｉｓ’） …（1.18）
そして、（1.18）式と（1.17）式との差をとり、（1.9），（1.10）式を使うと、
ＶＰ−ＶＮ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｙ／Ｉｘ）
（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＱ４／ＩＱ３）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｙ／Ｉｘ）
となるから、
ＩＱ４／ＩＱ３＝Ｉｙ／Ｉｘ …（1.19）
の関係が成り立つ。すると、（1.7），（1.8），（1.16），（1.19）式より、（1.15）式を計算すると、
Ｉｘ−Ｉｙ＝２・ΔＩ２＝（ＶＡ／ＲＩＮ）・（Ｉ２／Ｉ１） …（1.20）
となる。
【００３５】
ここで、差動増幅部５４の出力段において、トランジスタＱ２１のコレクタ電流がＩｘ，トランジスタＱ１８のコレクタ電流がＩｙに相当するから、電流（Ｉｘ−Ｉｙ）は、差動増幅部５４の出力電流、すなわち、自己診断時にスイッチ（スイッチ回路）５が閉じられた場合に流れる自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧに等しい。
【００３６】
自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、（1.20）式に、（1.5），（1.13）式を代入すると、
【００３７】
【数４】
と表される。
【００３８】
入力端子Ｉ１＿ＲＥＦ，Ｉ２＿ＲＥＦには、それぞれ電圧ＶＳＩ，ＶＫが印加されているので、
ＶＩ１＿ＲＥＦ＝ＶＳＩ＝Ｒｓ・Ｉｓ …（1.22）
ＶＩ２＿ＲＥＦ＝ＶＫ …（1.23）
である。（1.21）式に（1.22），（1.23）式を代入し、（1.3a）式を使って整理すると、
【００３９】
【数５】
となる。ここで、圧力センサ素子１の抵抗値Ｒｓ以外は回路定数であるから、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、抵抗値Ｒｓに反比例する電流となる。
【００４０】
（1.24）式を（２）式に代入して、自己診断時における圧力センサ素子１の出力電圧変化ΔＶＯＵＴを計算すると、
【００４１】
【数６】
となり、抵抗値Ｒｓに依存しないことが判る。
【００４２】
すなわち、抵抗値Ｒｓにばらつきや温度変動があっても、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは電流増幅回路１２の作用により自動的に補正されるので、出力電圧変化ΔＶＯＵＴが抵抗値Ｒｓに依存しなくなるのである。更に言えば、電圧変化ΔＶＯＵＴは、回路定数の絶対値により決定されるものではなく、電流ミラー比や抵抗比などの相対値によって決定されるため、調整を行わずとも圧力センサ装置１１の自己診断を精度良く行うことが可能となっている。尚、電圧ＶＡは抵抗素子１７〜１９の抵抗比で決まり、増幅率Ａｖも増幅・調整部４において増幅回路を構成するオペアンプ回路の抵抗比で決定される。
【００４３】
次に、サンプルホールド回路１５の作用について説明する。自己診断時には、圧力センサ素子１の出力端子より自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧを流すため、圧力センサ素子１の端子ＶＳＩ−ＧＮＤ間の抵抗値は、等価的にＲｓよりも小さくなる。すると、厳密には（1.22），（1.24）式が成り立たなくなる結果、自己診断の精度が悪化してしまう。
【００４４】
そこで、サンプルホールド回路１５を配置し、自己診断時にスイッチ１６を開くことで、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧが流れる直前の電圧ＶＳＩの検出レベルをサンプルホールド回路１５で保持し、電流増幅回路１２の入力端子Ｉ１＿ＲＥＦに与えることができ、（1.22），（1.24）式がそのまま成り立つため、自己診断の精度悪化を防止することができる。
但し、Ｉ＿ＤＩＧ≪Ｉｓの関係が成り立つ場合は、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧの影響は小さいと考えられるため、サンプルホールド回路１５を配置することなく、電圧ＶＳＩを直接入力端子Ｉ１＿ＲＥＦに与えても良い。
【００４５】
以上のように本実施例によれば、圧力センサ装置１１において、自己診断電流発生回路２０は、自己診断時に圧力センサ素子１の出力端子に注入する自己診断電流を、歪ゲージ抵抗Ｒｓの抵抗値の影響を打ち消すように変化させるので、診断時の出力電圧変化ΔＶＯＵＴは、歪ゲージ抵抗Ｒｓにばらつきなどがあったとしてもその影響を受けることなく略一定の値となる。従って、診断をより正確に行うことができる。
そして、電流増幅回路１２は、歪ゲージ抵抗Ｒｓの抵抗値に反比例するように自己診断電流を変化させるので、診断時の出力電圧変化ΔＶＯＵＴについて、歪ゲージ抵抗Ｒｓの抵抗値の影響を除去することができる。
【００４６】
また、電流増幅回路１２は、圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩに応じて流れる第１電流Ｉ１と、センサ駆動電流発生回路３において駆動電流Ｉｓを決定するために付与される電流決定電圧ＶＫに応じて流れる第２電流Ｉ２との比に応じた電流を増幅して出力する。即ち、圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩは歪ゲージ抵抗Ｒｓの抵抗値と駆動電流Ｉｓとを反映しており、電流決定電圧ＶＫは前記駆動電流Ｉｓを決定する電圧であるから、電流増幅回路１２が、これらの電圧に応じて定まる電流Ｉ１，Ｉ２の比に基づいて流す自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、歪ゲージ抵抗Ｒｓの抵抗値に反比例する電流となる。
更に、自己診断電流発生回路２０は、診断時に、圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩの検出レベルを保持するサンプルホールド回路１５を備えるので、診断時に流れる電流の増加分により、圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩの検出レベルが変化することを回避して、自己診断電流の精度を向上させることができる。
【００４７】
（第２実施例）
図５は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第１実施例では、電流増幅回路１２とスイッチ５とを個別の構成としたが、第２実施例は、スイッチ５の機能を電流増幅回路２１の内部に組み込んで構成した場合を示す。
【００４８】
図５に示す電流増幅回路２１は、図４に示す定電流発生回路５１，５２を機能ブロックで示すと共に、第２実施例において追加した回路部分を示すものである。図中において、差動増幅部５４の右側に破線で囲んだ部分がスイッチ５（Ｓ１）の機能に相当する部分である。グランドには、ＮＰＮトランジスタＱ５１〜Ｑ５３のエミッタが接続されており、トランジスタＱ５１及びＱ５２のベースは、それぞれ抵抗素子Ｒ５１及びＲ５２を介してトランジスタＱ５３のコレクタに接続されている。そして、トランジスタＱ５３のコレクタは、定電流回路Ｉ４を介して電源ＶＣＣに接続されている。
【００４９】
トランジスタＱ５１のコレクタは、差動増幅部５４を構成するＮＰＮトランジスタＱ２０及びＱ２１のベースに接続されており、トランジスタＱ５２のコレクタは、抵抗素子Ｒ５３及びＲ５４の直列回路を介して電源ＶＣＣに接続されている。抵抗素子Ｒ５３及びＲ５４の共通接続点は、ＰＮＰトランジスタＱ５４のベースに接続されており、トランジスタＱ５４のエミッタは電源ＶＣＣに、コレクタは、ＰＮＰトランジスタＱ１５及びＱ１６のベースに接続されている。そして、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧの入力端子とグランドとの間には、抵抗素子Ｒ５６及びＲ５５の直列回路が接続されており、両者の共通接続点は、ＰＮＰトランジスタＱ５３のベースに接続されている。
【００５０】
次に、第２実施例の作用について説明する。自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧがロウレベルの場合、トランジスタＱ５３はＯＦＦであるから、トランジスタＱ５１及びＱ５２は何れもＯＮとなる。したがって、トランジスタＱ１６及びＱ２１は何れもＯＦＦとなり、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは流れない。一方、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧがハイレベルの場合、上記ＯＮ，ＯＦＦの関係が逆になる結果、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧが流れることになる。
以上のように第２実施例によれば、電流増幅回路２１に、圧力センサ素子１の出力端子と自身とを断続する第１実施例におけるスイッチ５（Ｓ１）の機能に相当する回路を組み込んだので、電流増幅回路２１をバイポーラトランジスタで構成する場合、スイッチＳ１の機能もトランジスタによって一体に構成することができる。
【００５１】
（第３実施例）
図６は本発明の第３実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部分のみ説明する。図６は、図３相当図である。第３実施例の圧力センサ装置２２では、スイッチ５が、圧力センサ素子１の出力端子ＶＳＰ側に接続されており、それに伴い、電流増幅回路１２の入力端子ＩＰ，ＩＮは、抵抗素子１７〜１９の直列回路において接続される共通接続点が上下逆となっている。その他の構成は第１実施例と同様である。この場合、電流増幅回路１２からは、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧがソース電流として出力端子ＶＳＰ側に供給される。斯様に構成される第３実施例による場合も、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００５２】
（第４実施例）
図７乃至図１１は本発明の第４実施例を示すものである。第４実施例の圧力センサ装置２４は、電流増幅回路１２を使用することなく、全てをＣＭＯＳ回路で構成した場合を示す。スイッチ５，１６（Ｓ１，Ｓ２）に替わるスイッチ２５，２６は、ＭＯＳトランジスタＰ２１及びＮ２１，ＭＯＳトランジスタＰ２２及びＮ２２よりなるアナログスイッチで構成されている。そして、電流増幅回路１２に替えて、定電流回路２７が配置されており、サンプルホールド回路１５と定電流回路２７との間には、反転増幅回路２８及び分圧回路２９が配置されている。
定電流回路２７は、２つの電流ミラー回路３０，３１によって構成されており、初段の電流ミラー回路３０は、センサ駆動電流発生回路３と同様に、トランジスタＰ１１〜Ｐ１５及びＮ１１〜Ｎ１３，オペアンプＯＰ４，抵抗素子ＲＤ＿ＲＥＦにより構成されている。
【００５３】
後段の電流ミラー回路３１は、グランド側でミラー対を構成するトランジスタＮ１４及びＮ１５，電源側でミラー対を構成するトランジスタＰ１６及びＰ１７，トランジスタＰ１６のドレインとグランドとの間に接続され、ゲートがトランジスタＮ１４及びＮ１５のゲートに接続されるトランジスタＮ１６，トランジスタＰ１７のドレインとグランドとの間に接続され、ゲートがトランジスタＮ１５のドレインに接続されるトランジスタＮ１７，スイッチ２５とトランジスタＮ１５のドレインとの間に接続され、ゲートがトランジスタＮ１７のドレインに接続されるトランジスタＮ１８で構成されている。そして、電流ミラー回路３０を構成するトランジスタＰ１５のドレインと、電流ミラー回路３１を構成するトランジスタＮ１４のドレイン及びゲートとが接続されている。
【００５４】
反転増幅回路２８は、オペアンプＯＰ３，入力抵抗ＲＩ３，帰還抵抗ＲＦ３で構成されており、オペアンプＯＰ３の非反転入力端子には、ＥＰＲＯＭ１４より出力されるデータがＤ／Ａ変換回路３２（ＤＡＣ＿Ｄ）により変換された電圧ＶＤが与えられている。そして、反転増幅回路２８の出力電圧ＶＯ３は分圧回路２９により分圧され、その分圧出力ＶＩ４が、電流ミラー回路３０のオペアンプＯＰ４の非反転入力端子に与えられている。
【００５５】
分圧回路２９は、可変抵抗ＲＯ３Ｈ及びＲＯ３Ｌの直列回路で構成されるが、その詳細構成を図８に示す。オペアンプＯＰ３の出力端子とグランドとの間には、２DN＿0＋１個の抵抗素子ＲＯ３＿２DN＿0〜ＲＯ３＿０の直列回路が接続されている。そして、各抵抗素子ＲＯ３＿２DN＿0〜ＲＯ３＿０接続点には、アナログスイッチＳＯ３＿２DN＿0-1〜ＳＯ３＿０が接続されている。各アナログスイッチＳＯ３＿２DN＿0-1〜ＳＯ３＿０のＯＮ，ＯＦＦは、ＥＰＲＯＭ１４より出力されるＤＮ＿０ビットのデータＤＯが、デコーダ３３によりデコードされた出力ＤＯ３＿２DN＿0-1〜ＤＯ３＿０により、インバータゲートＩＮＶＯ３＿２DN＿0-1〜ＩＮＶＯ３＿０も介して行われる。
【００５６】
ここで、データＤＯの値に応じた各アナログスイッチＳＯ３＿０〜ＳＯ３＿２DN＿0-1のＯＮ，ＯＦＦ状態と、その結果として実現される分圧回路２９の分圧比との関係を、表１に示す。
【００５７】
【表１】
尚、以上の構成において、サンプルホールド回路１５，反転増幅回路２８，分圧回路２９，定電流回路２７が、自己診断電流発生回路４６を構成している。
【００５８】
次に、圧力センサ装置２４において、自己診断時の出力電圧変化ΔＶＯＵＴがどのように定まるかを求める。反転増幅回路２８には、サンプルホールド回路１５を介して電圧ＶＳＩが入力され、その電圧ＶＳＩが、Ｄ／Ａ変換回路（電圧源）３２の出力電圧ＶＤを基準として反転増幅される。したがって、反転増幅回路２８の出力電圧ＶＯ３は、
ＶＯ３＝−α・ＶＳＩ＋（α＋１）・ＶＤ …（4.1）
ただし、αは反転増幅回路２８のゲインであり、
α＝ＲＦ３／ＲＩ３ …（4.2）
である。
【００５９】
上記出力電圧ＶＯ３は、分圧回路２９において抵抗ＲＯ３Ｈ，ＲＯ３Ｌにより分圧されるので、電流ミラー回路３０のオペアンプＯＰ４に入力される電圧ＶＩ４は、
ＶＩ４＝β・ＶＯ３ …（4.3）
となる。βは、分圧回路２９の分圧比であり、
β＝ＲＯ３Ｌ／（ＲＯ３Ｈ＋ＲＯ３Ｌ） …（4.4）
となり、表１に示すようにデータＤＯに応じて調整することができる。
【００６０】
定電流回路２７で、初段の電流ミラー回路３０におけるトランジスタＰ１１のドレイン電流をＩＰ１１とすると、
ＩＰ１１＝ＶＩ４／ＲＤ＿ＲＥＦ …（4.5）
となる。電流ミラー回路３０及び３１におけるミラー比の積をγとすると、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、
Ｉ＿ＤＩＧ＝γ・ＩＰ１１ …（4.6）
であり、ミラー比の積γは、
【００６１】
【数７】
となる。Ｗ，Ｌは、（1.4）式と同様に、各トランジスタＰ１１，Ｐ１２，Ｎ１４，Ｎ１５のゲート幅，ゲート長である。
【００６２】
（4.1），（4.3），（4.5），（4.6）式より、
【００６３】
【数８】
となる。更に、（２）式に（4.8）式を代入すると共に、ＶＳＩ＝Ｒｓ・Ｉｓを用いて出力電圧変化ΔＶＯＵＴを計算すると、
【００６４】
【数９】
となる。
【００６５】
次に、（4.9）式のΔＶＯＵＴについて評価する。（4.9）式の分圧比β，ミラー比の積γ，ゲインＡｖは、何れも相対値で決まる値であり、温度変動は十分小さく無視してよい。また、基準電圧ＶＤも、Ｄ／Ａ変換回路３２において電源電圧を抵抗で分圧して出力されるものであるから、同様に温度変動は十分小さく無視してよい。
センサ駆動電流Ｉｓ，抵抗値ＲＤ＿ＲＥＦは、抵抗値の温度特性に依存するが、センサ駆動電流発生回路３の抵抗素子Ｒ１と、電流ミラー回路３０の抵抗素子ＲＤ＿ＲＥＦに薄膜抵抗等を用いることで、その温度変動を、圧力センサ素子１の歪みゲージ抵抗Ｒｓの温度変動に対して十分小さくすることが可能である。従って、（4.9）式のΔＶＯＵＴの温度変動は、歪みゲージ抵抗Ｒｓの温度変動のみによって生じるとみなすことができる。
【００６６】
続いて、ΔＶＯＵＴの温度変動を、基準電圧ＶＤを調整して改善できることを示す。
ΔＶＯＵＴ０，ΔＶＯＵＴ’を、それぞれ室温でのΔＶＯＵＴ，任意の温度でのΔＶＯＵＴとする。同様に、Ｒｓ０，Ｒｓ’を、それぞれ室温でのＲｓ，任意の温度でのＲｓとする。すると、（4.9）式より、
【００６７】
【数１０】
となる。Ｒｓ’について、室温からの変動分をδとすると、
Ｒｓ’＝Ｒｓ０・（１＋δ） …（4.12）
となる。
【００６８】
（4.12）式を、（4.11）式に代入して整理すると、
【００６９】
【数１１】
となり、（4.10）式，（4.13）式より、ΔＶＯＵＴの温度変動分を求めると、
【００７０】
【数１２】
となる。
【００７１】
（4.14）式において、［］内が０になれば、ΔＶＯＵＴの温度変動は０になる。すなわち、
【００７２】
【数１３】
となるように電圧ＶＤを調整できれば、ΔＶＯＵＴの温度変動を０にすることができる。
【００７３】
しかしながら、電圧ＶＤは温度に依存しないが、δは温度により変化する。したがって、全温度範囲について（4.15）式が成り立つようにすることはできない。歪みゲージ抵抗Ｒｓは半導体チップ上で拡散により形成されており、抵抗Ｒｓの温度係数ＴＣＲｓは、＋２０００ｐｐｍ／℃程度である。すなわち、δは高温で正，低温で負となるから、前温度範囲での平均値を０と考え、
【００７４】
【数１４】
となるように電圧ＶＤを調整する。ここで、ＶＳＩ０は室温での分圧出力ＶＳＩである。
【００７５】
（4.16）式を、（4.10），（4.14）式に代入して整理すると、
【００７６】
【数１５】
となる。更に、ΔＶＯＵＴの温度変動をΔＶＯＵＴ０で規格化すると、
（ΔＶＯＵＴ’−ΔＶＯＵＴ０）／ΔＶＯＵＴ０＝−δ2 …（4.19）
となる。
【００７７】
（２）式から明らかなように、従来技術（図１７）の場合、回路定数の温度変動がなければ、ΔＶＯＵＴの温度変動はδに等しい。第４実施例では−δ2 であるから、温度変動はより小さくなっている。図９は、両者の変動状態を関数グラフによって示すものである。ここで、抵抗Ｒｓの温度係数ＴＣＲｓを２０００ｐｐｍ／℃，室温を２５℃，使用温度範囲を−４０℃〜１２５℃として、ΔＶＯＵＴの温度変動を従来技術と比較すると、次表のようになる。
【００７８】
【表２】
温度変動は１／５に、温度変動幅は１／８に改善されていることが判る。
【００７９】
このようにΔＶＯＵＴの温度変動が改善されたのは、ＶＤを（4.16）式のように設定することにより、自己診断電流の温度特性が、抵抗Ｒｓの温度特性と逆になるように構成されたからである。（4.16）式を、（4.8）式に代入して整理すると、
Ｉ＿ＤＩＧ＝α・（２Ｒｓ０−Ｒｓ）・Ｉｓ・β・γ／ＲＤ＿ＲＥＦ …（4.20）
となる。Ｉ＿ＤＩＧ０を室温でのＩ＿ＤＩＧとする。（4.20）式のＲｓをＲｓ０に置き換えて、
Ｉ＿ＤＩＧ０＝α・Ｒｓ０・Ｉｓ・β・γ／ＲＤ＿ＲＥＦ …（4.21）
となる。Ｉ＿ＤＩＧ’を任意の温度でのＩ＿ＤＩＧとする。（4.12）式のＲｓを、Ｒｓ’と置き換えて、さらに（4.12）式を使って整理すると、
Ｉ＿ＤＩＧ’＝α・Ｒｓ０・Ｉｓ・β・γ・（１−δ）／ＲＤ＿ＲＥＦ…（4.22）
となる。（4.21），（4.22）式より、
Ｉ＿ＤＩＧ’＝Ｉ＿ＤＩＧ０・（１−δ） …（4.23）
となる。（4.23）式と（4.12）式を比較することにより、自己診断電流の温度特性が、抵抗Ｒｓの温度特性と逆であることが判る。
【００８０】
次に、ΔＶＯＵＴのばらつきを、分圧回路２９の分圧比βを調整することで改善する手法について、図１０及び図１１を参照して説明する。
（１）まず、室温において、反転増幅の基準電圧ＶＤを（4.16）式が成り立つように調整した後、ΔＶＯＵＴ０が設計値となるように分圧比βを調整する。
（２）ΔＶＯＵＴは室温（ΔＶＯＵＴ０）で最高を示し、そこからの温度変動は常に負となる。したがって、温度変動分を見込んで、ΔＶＯＵＴ０を設計値よりも高めに調整すれば、全温度範囲での偏差（設計値からのずれ）を小さくすることができる。この場合、ΔＶＯＵＴ０を設計値よりも温度変動幅の１／２だけ高くなるように調整すれば、偏差を最も小さく（±１／２）することができる（図１０参照）。
【００８１】
また、上述した説明は、基準電圧ＶＤの調整温度を室温にすることを前提としているが、必ずしも室温でなくても良い。例えば、調整時の歪みゲージ抵抗Ｒｓ，圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩを、それぞれＲｓａ，ＶＳＩａとすると、基準電圧ＶＤを、室温以外の温度において
【００８２】
【数１６】
となるように調整し、変動分δを、この調整時の温度からの変動として置き換えれば（4.19）式は成り立つ。
【００８３】
（３）また、調整時の温度を、最高温度と最低温度のちょうど中間（−４０℃~１２５℃の場合、４２．５℃）に設定すれば、δMINの絶対値とδMAXの絶対値とが等しくなり、温度変動幅も最小にすることができる。
（４）この場合も（２）と同様に、調整時のΔＶＯＵＴであるΔＶＯＵＴａを、設計値よりも温度変動幅の１／２だけ高くなるように調整すれば、偏差を最も小さくすることができる（図１１参照）。
【００８４】
上記の調整（１）〜（４）を、次表にまとめて示す。
【００８５】
【表３】
【００８６】
以上のように第４実施例によれば、定電流回路２７は、反転増幅回路２８により、Ｄ／Ａ変換回路３２の出力電圧を基準として圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩを反転増幅し、その増幅出力を分圧回路２９により分圧し、分圧電位に応じて流れる電流に所定のミラー比γを乗じた電流を自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧとして出力する構成とした。
このように構成することで、自己診断時における出力電圧変化ΔＶＯＵＴの温度変動分を、Ｄ／Ａ変換回路３２の出力電圧ＶＤを調整して改善することができる。また、出力電圧変化ΔＶＯＵＴのばらつきを、分圧比βを調整することにより小さくすることができる。さらに、出力電圧ＶＤ及び分圧比β調整時の温度と、調整の狙い値を最適化することにより、出力電圧変化ΔＶＯＵＴの偏差を小さくすることができる。
【００８７】
尚、第１実施例で用いた電流増幅回路１２は、バイポーラトランジスタにおけるＰＮ接合の順方向Ｉ−Ｖ特性を利用（対数圧縮，指数伸長）したものであるから、ＣＭＯＳ回路で構成することは困難である。これに対して、第４実施例の定電流回路２７は、室温でのばらつきや温度特性を改善するために調整が必要ではあるが、ＣＭＯＳ回路で容易に構成することができる。
加えて、オペアンプＯＰ２よりなる電圧バッファは、診断時に圧力センサ素子１の印加電圧ＶＳＩの検出レベルを保持するサンプルホールド回路１５の一部を構成するので、圧力センサ素子１の駆動電流に対して自己診断電流の変化分が十分に小さいという条件が成り立たない場合でも、自己診断電流を高精度に調整することができる。
【００８８】
（第５実施例）
図１２は本発明の第５実施例を示すものであり、第４実施例と異なる部分について説明する。第５実施例の圧力センサ装置３４は、第４実施例よりＤ／Ａ変換回路３２を削除して、反転増幅の基準電圧ＶＤは、抵抗素子３５及び３６により分圧された一定電圧として与えられている。それに替えて、反転増幅回路３７における入力抵抗ＲＩ３，帰還抵抗ＲＦ３が可変抵抗として構成されており、反転増幅回路３７のゲインαがＥＰＲＯＭ１４より出力されるデータＤＤによって調整可能となっている。そして、自己診断電流発生回路４６の構成の一部を置き換えたものが、自己診断電流発生回路４７を構成している。
【００８９】
この場合、ゲインαを調整して（4.16）式が成り立つようにする。（4.16）式をゲインαについて解くと、
α＝ＶＤ／（２ＶＳＩ０−ＶＤ） …（5.1）
となる。したがって、ＶＳＩ０を測定し、（5.1）で計算されたゲインαとなるようにデータＤＤを決定すれば良い。
【００９０】
以上のように構成される第５実施例によれば、自己診断時における出力電圧変化ΔＶＯＵＴの温度変動分を、第４実施例におけるＤ／Ａ変換回路３２の出力電圧を調整することに替えて、反転増幅回路３７の増幅率αを調整して改善することができる。そして、出力電圧変化ΔＶＯＵＴのばらつきについては第４実施例と同様に分圧比βを調整すれば良いので、第４実施例と同様の効果を得ることができる。
【００９１】
（第６実施例）
図１３は本発明の第６実施例を示すものであり、第４実施例と異なる部分のみ説明する。第６実施例の圧力センサ装置３８は、第４実施例の圧力センサ装置２４より、定電流回路２７の後段に配置されている電流ミラー回路３１を削除して構成されている。そして、初段の電流ミラー回路３０におけるトランジスタＰ１５のドレインが、スイッチ２５を介して圧力センサ素子１の出力端子ＶＳＰ側に接続されている。そして、自己診断電流発生回路４６の構成の一部を置き換えたものが、自己診断電流発生回路４８を構成している。
この場合、第３実施例と同様に、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、ソース電流として出力端子ＶＳＰ側に供給される。以上のように構成される第６実施例によれば、第４実施例に比較して回路構成を小規模にすることができる。
【００９２】
（第７実施例）
図１４及び図１５は本発明の第７実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部分について説明する。第７実施例の圧力センサ装置４１では、第１実施例のセンサ駆動電流発生回路３にＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２＿１，Ｐ４＿１，Ｐ５＿１，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３＿１よりなる電流ミラー回路４２を追加してセンサ駆動電流発生回路（電流源回路）４３を構成し、電流増幅回路１２における定電流回路５２のトランジスタを幾つか削除して電流増幅回路４４を構成している。
【００９３】
センサ駆動電流発生回路４３において、トランジスタＰ２＿１及びＰ４＿１のソースは電源ＶＣＣに接続されており、トランジスタＰ２＿１のゲートは、トランジスタＰ１のゲートに接続されている。トランジスタＰ５＿１のソースは、トランジスタＰ２＿１のドレイン及びトランジスタＰ４＿１のゲートに接続されている。トランジスタＮ３＿１のドレインはトランジスタＰ４＿１のドレイン及びトランジスタＰ５＿１のゲートに接続されており、ソースはグランドに、ゲートはトランジスタＮ２のゲートに接続されている。そして、トランジスタＰ５＿１のドレインが、電流増幅回路４４の入力端子Ｉ２＿ＩＮに接続されている。
【００９４】
電流増幅回路４４において、定電流回路５２は、電流ミラー回路４５に置き換えられている。その電流ミラー回路４５は、定電流回路５２を構成していたＮＰＮトランジスタＱ４６〜Ｑ４８と、抵抗素子Ｒ４３及びＲ４４のみで構成されており、トランジスタＱ４６のベースが入力端子Ｉ２＿ＩＮとなっている。
【００９５】
次に、第７実施例の作用について説明する。センサ駆動電流発生回路４３において、電流ミラー回路４２が電流増幅回路４４に対して出力する電流をＩｓ＿１とすると、センサ駆動電流Ｉｓと同様に、
Ｉｓ＿１＝ｎ・ＶＫ／Ｒ１ …（7.1）
ｎ＝（Ｗ２＿１／Ｌ２＿１）／（Ｗ１／Ｌ１） …（7.2）
となる。ｎは電流ミラー回路４２のミラー比であり、Ｗ２＿１，Ｌ２＿１はトランジスタＰ２＿１のゲート幅，ゲート長である。
【００９６】
電流増幅回路４４の電流ミラー回路４５は、ミラー比「１」であるから、
Ｉ２＝Ｉｓ＿１ …（7.3）
であり、電流増幅回路４４が出力する自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、
【００９７】
【数１７】
となる。第１実施例と同様に、（1.6），（1.22），（7.3）式を代入し、（1.3a），（7.1）式を使って整理すると、
【００９８】
【数１８】
となる。Ｒｓ以外は回路定数なので、第１実施例と同様に、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは、圧力センサ素子１の抵抗値Ｒｓに反比例する。（7.5）式を（２）式に代入し、自己診断時における圧力センサ素子１の出力電圧変化ΔＶＯＵＴを計算すると、
【００９９】
【数１９】
となる。
【０１００】
したがって、第１実施例と同様に、抵抗値Ｒｓにばらつきや温度変動があっても、自己診断電流Ｉ＿ＤＩＧは自動的に補正され、出力電圧変化ΔＶＯＵＴは、抵抗値Ｒｓに依存しない。そして、出力電圧変化ΔＶＯＵＴは回路定数の絶対値ではなく相対値（ミラー比，抵抗比）で決定されるので、調整を行わずとも自己診断を高精度で行うことができる。
また、電流ミラー回路４２のような回路は、一般にオペアンプよりも小さなサイズで構成される。したがって、センサ駆動電流発生回路４３に追加した電流ミラー回路４２の占有面積は、電流増幅回路４４において削除されたオペアンプＯＰＩ２等の占有面積よりも小さくなるから、第１実施例の構成よりも回路サイズを小型化することができる。
【０１０１】
（第８実施例）
図１６は本発明の第８実施例を示すものである。第８実施例は、本発明の圧力センサ装置を、車両における側面衝突検出用の圧力センサに適用した場合を具体的に示す。
自動車の側面ドア６１は、車体外側のドアアウタパネル６１ａと、車室内側のドアインナパネル６１ｂとによって断面が中空となるように形成されており、このドア内空間６１ｃには、圧力センサ６２が、ドアインナパネル６１ｂの内面のほぼ中央に固定して、ドア内空間６１ｃの気圧を測定可能に設けられている。
【０１０２】
圧力センサ６２は、エアバッグ制御用のＥＣＵ（Electronic Control Unit）６３に接続されている。ＥＣＵ６３は、圧力センサ６２から入力された信号を処理して側面衝突の判定を行い、また側面衝突の判定時には、エアバッグモジュール６４にインフレータの着火信号を出力するように構成されている。なお、ここでエアバッグモジュール６４は、インフレータとエアバッグとをアッセンブリ化して構成されている。
以上のように構成される第８実施例によれば、本発明の圧力センサ装置を、車両側面のドア６１内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサ６２に適用したので、事故発生時に車両の乗員の安全を確保するため、確実に動作する必要があるものについて自己診断を行う場合に、本発明を適用することができる。
【０１０３】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
車両の側面衝突検出用の圧力センサに限ることなく、その他の用途の圧力センサについても広く適用することができる。
また、圧力センサに限ることなく、加速度センサや歪みゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子を使用するものであれば適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】本発明の第１実施例であり、圧力センサ装置の構成を示す図
【図２】圧力関数を示す図
【図３】圧力センサ装置の詳細構成を示す図
【図４】電流増幅回路の詳細構成を示す図
【図５】本発明の第２実施例を示す図４相当図
【図６】本発明の第３実施例を示す図３相当図
【図７】本発明の第４実施例を示す図３相当図
【図８】分圧回路の詳細構成を示す図
【図９】第４実施例の構成と、従来構成との温度変動特性を示す図
【図１０】調整方法を説明する図（その１）
【図１１】調整方法を説明する図（その２）
【図１２】本発明の第５実施例を示す図３相当図
【図１３】本発明の第６実施例を示す図３相当図
【図１４】本発明の第７実施例を示す図３相当図
【図１５】図４相当図
【図１６】本発明の第８実施例であり、車両の側面ドア内部に圧力センサを配置した状態を示す断面図
【図１７】従来技術（その１）を示す図１相当図
【図１８】自己診断時における各端子の電圧変化を示す図
【図１９】従来技術（その２）を示す図１相当図
【符号の説明】
【０１０５】
図面中、１は圧力センサ素子（歪ゲージブリッジ回路）、３はセンサ駆動電流発生回路（電流源回路）、４は増幅・調整部（増幅回路）、５はスイッチ（スイッチ回路）、１１は圧力センサ装置、１２は電流増幅回路、１５はサンプルホールド回路、２０は自己診断電流発生回路、２１は電流増幅回路、２２，２４は圧力センサ装置、２７は定電流回路、２８は反転増幅回路、２９は分圧回路、３２はＤ／Ａ変換回路（電圧源）、３４は圧力センサ装置、３７は反転増幅回路、３８，４１は圧力センサ装置、４３はセンサ駆動電流発生回路（電流源回路）、４４は電流増幅回路、４６〜４９は自己診断電流発生回路、６２は圧力センサを示す。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子と、
このセンサ素子に駆動電流を供給する電流源回路と、
前記センサ素子の出力電圧を増幅する増幅回路と、
前記センサ素子を診断するため、当該センサ素子の出力端子の一方に自己診断電流を注入する自己診断電流発生回路とを備え、
前記自己診断電流発生回路は、前記歪ゲージ抵抗の抵抗値の影響を打ち消すように、前記自己診断電流を変化させることを特徴とするセンサ装置。
【請求項２】
前記自己診断電流発生回路は、前記歪ゲージ抵抗の抵抗値に反比例するように、前記自己診断電流を変化させることを特徴とする請求項１記載のセンサ装置。
【請求項３】
前記自己診断電流発生回路は、前記センサ素子の印加電圧に応じて流れる第１電流と、前記電流源回路において前記駆動電流を決定するために付与される電流決定電圧に応じて流れる第２電流との比に応じた電流を増幅して出力する電流増幅回路を備えて構成されることを特徴とする請求項２記載のセンサ装置。
【請求項４】
前記自己診断電流発生回路は、診断時に、前記センサ素子の印加電圧検出レベルを保持するサンプルホールド回路を備えることを特徴とする請求項３記載のセンサ装置。
【請求項５】
前記自己診断電流発生回路は、前記センサ素子の出力端子と自身とを断続するスイッチ回路が組み込まれて構成されていることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項６】
前記自己診断電流発生回路は、前記歪みゲージ抵抗が有している温度特性に対して逆の温度特性を有する前記自己診断電流を発生するように構成されていることを特徴とする請求項１記載のセンサ装置。
【請求項７】
前記自己診断電流発生回路は、
前記センサ素子の印加電圧をバッファして出力する電圧バッファと、
出力電圧が調整可能に構成される電圧源と、
前記電圧源の出力電圧を基準として、前記電圧バッファの出力電圧を反転増幅する反転増幅回路と、
この反転増幅回路の出力電圧を分圧するもので、分圧比が調整可能に構成される分圧回路と、
前記分圧電位に応じて流れる電流に所定のミラー比を乗じた電流を、自己診断時の電流として出力する定電流回路とを備えることを特徴とする請求項６記載のセンサ装置。
【請求項８】
前記自己診断電流発生回路は、
前記センサ素子の印加電圧をバッファして出力する電圧バッファと、
電圧源と、
前記電圧源の出力電圧を基準として、前記電圧バッファの出力電圧を反転増幅すると共に、増幅率が調整可能に構成される反転増幅回路と、
この反転増幅回路の出力電圧を分圧するもので、分圧比が調整可能に構成される分圧回路と、
前記分圧電位に応じて流れる電流に所定のミラー比を乗じた電流を、自己診断時の電流として出力する定電流回路とを備えることを特徴とする請求項６記載のセンサ装置。
【請求項９】
前記電圧バッファは、診断時に、前記センサ素子の印加電圧検出レベルを保持するサンプルホールド回路を構成していることを特徴とする請求項７又は８記載のセンサ装置。
【請求項１０】
前記センサ素子は、圧力センサ又は加速度センサを構成するものであることを特徴とする請求項１乃至９の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項１１】
前記センサ素子は、車両側面のドア内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサを構成するものであることを特徴とする請求項１乃至１０の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項１】
歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子と、
このセンサ素子に駆動電流を供給する電流源回路と、
前記センサ素子の出力電圧を増幅する増幅回路と、
前記センサ素子を診断するため、当該センサ素子の出力端子の一方に自己診断電流を注入する自己診断電流発生回路とを備え、
前記自己診断電流発生回路は、前記歪ゲージ抵抗の抵抗値の影響を打ち消すように、前記自己診断電流を変化させることを特徴とするセンサ装置。
【請求項２】
前記自己診断電流発生回路は、前記歪ゲージ抵抗の抵抗値に反比例するように、前記自己診断電流を変化させることを特徴とする請求項１記載のセンサ装置。
【請求項３】
前記自己診断電流発生回路は、前記センサ素子の印加電圧に応じて流れる第１電流と、前記電流源回路において前記駆動電流を決定するために付与される電流決定電圧に応じて流れる第２電流との比に応じた電流を増幅して出力する電流増幅回路を備えて構成されることを特徴とする請求項２記載のセンサ装置。
【請求項４】
前記自己診断電流発生回路は、診断時に、前記センサ素子の印加電圧検出レベルを保持するサンプルホールド回路を備えることを特徴とする請求項３記載のセンサ装置。
【請求項５】
前記自己診断電流発生回路は、前記センサ素子の出力端子と自身とを断続するスイッチ回路が組み込まれて構成されていることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項６】
前記自己診断電流発生回路は、前記歪みゲージ抵抗が有している温度特性に対して逆の温度特性を有する前記自己診断電流を発生するように構成されていることを特徴とする請求項１記載のセンサ装置。
【請求項７】
前記自己診断電流発生回路は、
前記センサ素子の印加電圧をバッファして出力する電圧バッファと、
出力電圧が調整可能に構成される電圧源と、
前記電圧源の出力電圧を基準として、前記電圧バッファの出力電圧を反転増幅する反転増幅回路と、
この反転増幅回路の出力電圧を分圧するもので、分圧比が調整可能に構成される分圧回路と、
前記分圧電位に応じて流れる電流に所定のミラー比を乗じた電流を、自己診断時の電流として出力する定電流回路とを備えることを特徴とする請求項６記載のセンサ装置。
【請求項８】
前記自己診断電流発生回路は、
前記センサ素子の印加電圧をバッファして出力する電圧バッファと、
電圧源と、
前記電圧源の出力電圧を基準として、前記電圧バッファの出力電圧を反転増幅すると共に、増幅率が調整可能に構成される反転増幅回路と、
この反転増幅回路の出力電圧を分圧するもので、分圧比が調整可能に構成される分圧回路と、
前記分圧電位に応じて流れる電流に所定のミラー比を乗じた電流を、自己診断時の電流として出力する定電流回路とを備えることを特徴とする請求項６記載のセンサ装置。
【請求項９】
前記電圧バッファは、診断時に、前記センサ素子の印加電圧検出レベルを保持するサンプルホールド回路を構成していることを特徴とする請求項７又は８記載のセンサ装置。
【請求項１０】
前記センサ素子は、圧力センサ又は加速度センサを構成するものであることを特徴とする請求項１乃至９の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項１１】
前記センサ素子は、車両側面のドア内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサを構成するものであることを特徴とする請求項１乃至１０の何れかに記載のセンサ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【公開番号】特開２００９−７５００６（Ｐ２００９−７５００６Ａ）
【公開日】平成２１年４月９日（２００９．４．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２４５８６０（Ｐ２００７−２４５８６０）
【出願日】平成１９年９月２１日（２００７．９．２１）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年４月９日（２００９．４．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年９月２１日（２００７．９．２１）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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