チャネル・パラメータの推定のためのダイビット抽出
【課題】一実施形態において、読み取りチャネル、およびビット・シーケンスが記憶された記憶媒体を含む記憶デバイスの１つまたは複数のチャネル・パラメータを推定するための、記憶デバイスにより実装される方法を提供すること。
【解決手段】方法は、（ａ）記憶デバイスが、記憶媒体からビット・シーケンスの少なくとも一部を読み取って、ビット応答を生成するステップと、（ｂ）記憶デバイスが、ビット応答を畳み込んで、読み取りチャネルのインパルス応答を計算するステップと、（ｃ）記憶デバイスが、計算されたインパルス応答に基づいて、１つまたは複数のチャネル・パラメータを推定するステップとを含む。
【解決手段】方法は、（ａ）記憶デバイスが、記憶媒体からビット・シーケンスの少なくとも一部を読み取って、ビット応答を生成するステップと、（ｂ）記憶デバイスが、ビット応答を畳み込んで、読み取りチャネルのインパルス応答を計算するステップと、（ｃ）記憶デバイスが、計算されたインパルス応答に基づいて、１つまたは複数のチャネル・パラメータを推定するステップとを含む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、チャネル・パラメータ推定に関し、より詳細には、ハードディスク・ドライブなどの記憶媒体におけるチャネル・パラメータの推定に関する。
【背景技術】
【０００２】
ハードディスク・ドライブなどの磁気媒体ベースの記憶デバイスは、ポータブル・ミュージック・プレイヤから大規模なデータセンタに至るまで、幅広い範囲のコンピューティング・デバイス用のデータを記憶するために、一般的に使用されている。磁気記憶デバイスのパフォーマンスおよび信頼性を向上させることは、絶えず存在する目標である。
【０００３】
典型的なハードディスク・ドライブは、磁気面を有する複数の回転プラッタと、磁気面からデータを読み取り、そこにデータを書き込むための複数の読み取り／書き込みヘッドとを含む。読み取り／書き込みヘッドは、サーボ・メカニズムを使用して磁気面に対して位置付けされ、電磁場を生成してそれをプラッタ上で検出するための回路によって制御される。ドライブにデータを記憶するためには、書き込みチャネル回路が、コンピューティング・デバイスから受信したバイナリ・デジタル・データを磁気エンコーディングに符号化し、それが磁気面に書き込まれる。ドライブからデータを取り出すためには、サーボ・メカニズムが、最初に適切なポジションを特定し、次いで読み取りチャネル回路が、その位置で磁気エンコーディングを検出し、それをもともと記憶されていたバイナリ・デジタル・データに変換する。
【０００４】
プラッタ上のデータは、「非ゼロ復帰」（ＮＲＺ）として知られる方式において、プラッタ上の２つの隣接した位置間の磁束反転を使用して符号化され、それによって、１の値を有するビットが、一方向の磁化としてディスク上に記憶され、０の値を有するビットが、反対方向の磁化として記憶される。
【０００５】
長手記録アプローチの初期に使用されていた、ピーク検出として知られる１つのデータ検出技術では、読み取りチャネルが、磁化が方向を変える位置を検出して、バイナリ１およびゼロの記憶されたシーケンスの回復を可能にする。しかしながら、この方式は、互いに比較的離された磁気転移に依存し、それが、記憶密度を、結果的にはドライブの記憶容量を限定する。
【０００６】
部分応答最大尤度（ｐａｒｔｉａｌ−ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｍａｘｉｍｕｍ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ：ＰＲＭＬ）検出として知られる別のデータ検出技術では、アナログ「再生電圧」がデジタル方式でサンプリングされて、読み取りヘッドによって感知されたアナログ波形で表現される最も可能性の高いビット・パターンを決定する。ＰＲＭＬは、ピーク検出方法よりも互いに近い磁気転移を書き込むことにより、ピーク検出に比べて記憶密度を向上させる。情報パルスのオーバーラップのために、隣接する磁気転移の縮小された隔たりが、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を引き起こす傾向にあるものの、ＰＲＭＬ検出は、読み取りヘッドからの信号を、各ビットが隣接するビットとオーバーラップする範囲を特徴付ける目標多項式の形にするように、等化技術を利用することによってＩＳＩを考慮に入れる。したがって、ＰＲＭＬ検出を利用している記憶デバイスでは、読み取りチャネル回路が、そのようなＩＳＩを補償する。
【０００７】
記録システムに非線形性が存在しない場合、ハードディスク・ドライブの再生電圧Ｖ（ｔ）を、以下の式によって記述することができる。
【０００８】
【数１】
ここで、ａｋ∈｛−１，＋１｝は、ｋ番目のＮＲＺ書き込みによる現在のビットを表し、ｔは、連続時間を表し、Ｔは、１つのビットの持続時間を表し、ｈ（ｔ）は、離された転移に対する再生電圧応答を表す。
【０００９】
しかしながら、典型的なハードディスク・ドライブには、読み取り／書き込みチャネルが補償すべきであるさまざまな非線形性が記録システムに存在する。これらの非線形性の特徴付けおよび補償における精度の向上が、結果としてハードディスク・ドライブのパフォーマンスを高めることになる。
【００１０】
そのような非線形性に関する参考資料を含むある研究論文が、Ｐａｌｍｅｒら、「Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｏｆ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｗｒｉｔｅ Ｅｆｆｅｃｔｓ Ｕｓｉｎｇ Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ Ｏｎ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ、Ｖｏｌ．Ｍａｇ−２３、Ｎｏ．５、１９８７年９月、２３７７〜２３７９頁であり、その全体が参照により本明細書に組み込まれ、この論文は、読み取りチャネルにおいて発生する線形歪みおよび非線形歪みを論じ、最大長擬似ランダム・ビット・シーケンス（ｍａｘｉｍａｌ−ｌｅｎｇｔｈ ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ ｂｉｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＰＲＢＳ、「ｍシーケンス」とも呼ばれる）の固有の特性に基づいて、線形効果および非線形効果を分離するための技術を説明している。Ｐａｌｍｅｒらは、非線形歪み効果を識別し、検査するために、「ダイビット応答」（すなわち、離されたＮＲＺビットに対する読み取りヘッドの応答）を分析する、「ダイビット抽出」として知られる技術を説明している。
【００１１】
ダイビット抽出は、最大長ＰＲＢＳシーケンスの整数個の周期を書き込むこと、次いで読み取ること、および再生電圧Ｖ（ｔ）からダイビット応答を抽出することに基づき、それによって、ＮＲＺデータビットが再生データから解析されて（すなわち、システムの測定された出力および入力に関する情報から、システム伝達関数、またはインパルス応答を決定するプロセス）、ダイビット応答を取得する。用語「ダイビット」は、当技術分野において、ダイビットそれ自体、およびダイビット応答の両方を指すように使用されることに留意されたい。
【００１２】
ダイビット応答が正確である場合、たとえば、書き込み事前補償を使用することによりディスクに書き込まれているように信号を調整することにより、または代替的には、チャネル・パルス幅パラメータを推定することにより、読み取りチャネルにおける非線形性の適切な補償が行われて、読み取り動作を向上させることができる。抽出されたダイビットは、いくつかのタイプの非線形歪みについての情報を含む。１つのタイプの非線形歪みが、非線形転移シフト（ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ ｓｈｉｆｔ：ＮＬＴＳ）であり、これは、前の転移からの反磁界が次の転移への書き込みのタイミングに影響するのに十分なほど接近して書き込まれた２つの転移を含む。別のタイプの非線形歪みは、ハード転移シフト（ｈａｒｄ ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ ｓｈｉｆｔ：ＨＴＳ）であり、これは、既に磁化された領域において、磁化の方向が反転することを含む。他のタイプの非線形歪みには、たとえば、部分消去、磁気抵抗ヘッド非対称性（ｍａｇｎｅｔｏ−ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ ｈｅａｄ ａｓｙｍｍｅｔｒｙ：ＭＲＡ）、およびオーバーライト（ＯＷ）が含まれる。抽出されたダイビットそれ自体、または抽出されたダイビットを使用して計算された一定のメトリックのどちらかを使用して、記録チャネル・パラメータを適応させて、そのような非線形性を最小限にすることができる。
【００１３】
典型的な用途では、最大長ＰＲＢＳシーケンス（たとえば、１２７ビットのＰＲＢＳシーケンス）が、ディスクに書き込まれ、次いで読み戻されて、再生電圧Ｖ（ｔ）を取得する。ａｋが、最大長ＮＲＺ ＰＲＢＳシーケンスにおけるビットであるとすると、非線形効果は、そのビットのさまざまな積に関連付けられる。たとえば、ＭＲＡは、ａｋａｋ−１に関連付けられ、ＮＬＴＳは、ａｋ−１ａｋａｋ＋１に関連付けられる。最大長ＰＲＢＳシーケンスの「シフト・アンド・アッド」特性（ここで、異なる位相を有する任意の２つの同一ＰＲＢＳシーケンスのモジュロ２加算が、別の位相を有するもう１つの同一ＰＲＢＳシーケンスを生成する）に基づいて、非線形ＮＲＺビットの積が、抽出されたダイビットにおいてエコーを生み出す。
【００１４】
そのような非線形エコーは、しばしば、互いに、または主要なダイビット応答による干渉を引き起こし、結果として、読み取り／書き込みチャネルを特徴付けるためのダイビット抽出の精度および有用性に悪影響を及ぼすことがある、構造的または破壊的な干渉をもたらす。
【００１５】
したがって、これらのエコーの位置を特定し、エコーを適切に補償することが重要である。
【００１６】
図１は、長手記録シナリオにおいて、非線形性によるエコーを有するダイビット応答を図示する例示的な波形を示す。図１は、いくつかの考え得る非線形エコー１０３、１０４、および１０６と共に、主要なダイビット応答１０１を示す。垂直軸は、ボルトにおけるダイビット応答信号の振幅を表し、水平軸は、ＰＲＢＳシーケンスの離散時間シフトを表す。図１において、−６３ビットから＋６３ビットまでの離散時間シフト（ビットで測定される）の範囲の水平軸にわたって、１２７値が分布する。主要なダイビット応答１０１は、読み取りチャネルの線形応答を表す。各エコーの位置は、特定の非線形性と相互作用する、ＰＲＢＳシーケンスの「シフト・アンド・アッド」特性の結果であり、したがって、一般的には、各エコーの位置を予測することが可能である。長手記録シナリオにおいて、主要なダイビット応答１０１は、図１に示されるようなダイパルス形状を有するが、垂直記録シナリオ（図示せず）においては、主要なダイビット応答は、ガウスのようなパルスの形状を有することになることに留意されたい。
【００１７】
チャネル・パラメータ（たとえば、ＮＬＴＳ）を推定するための１つの知られている方法は、関連付けられたエコー振幅（またはエコー領域）対ダイビットの主パルスの振幅の比を取ることを含む。しかしながら、この方法は、２つ以上のタイプの歪みのせいで、エコーのオーバーラップが存在することがあるために、結果として不正確な推定となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】米国特許出願第１２／４６３６２６号
【非特許文献】
【００１９】
【非特許文献１】Ｐａｌｍｅｒら、「Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｏｆ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｗｒｉｔｅ Ｅｆｆｅｃｔｓ Ｕｓｉｎｇ Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ Ｏｎ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ、Ｖｏｌ．Ｍａｇ−２３、Ｎｏ．５、１９８７年９月、２３７７〜２３７９頁
【非特許文献２】ＬｉｎおよびＷｏｏｄ、「Ａｎ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ａｃｃｕｒａｔｅｌｙ ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｔｈｅ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｉｅｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ、Ｖｏｌ．２５、Ｎｏ．５、４０８４〜４０８６頁、１９８９年９月
【非特許文献３】Ｙ．Ｌｉｎ、「‘Ｓｈｉｆｔ ａｎｄ ａｄｄ’ｐｒｏｐｅｒｔｙ ｏｆ ｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ ａｎｄ ｉｔｓ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓａｔｉｏｎ ｏｆ ｄｉｇｉｔａｌ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ」、ＩＥＥＥ Ｐｒｏｃ．Ｃｏｍｍｕｎ．、Ｖｏｌ．１４２、Ｎｏ．３、１３５〜１４０頁、１９９５年６月
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明の実施形態は、エコーが、エコーを引き起こした歪みのパラメータを推定するのに使用され得る前に、これらのエコーの位置を特徴付けるために、所与の擬似ランダム・バイナリ・シーケンス（ＰＲＢＳ）多項式のために抽出されたダイビットのより正確な分析を展開する。この分析は、チャネル・パラメータ、たとえば、第１および第２のＮＬＴＳ、ＯＷ、ＭＲＡ、ならびにチャネル・ビット密度（ＣＢＤ）を推定するために、体系的で数学的な、堅実な手段を提供するための式を導き出すのに使用される。
【００２１】
ある実施形態では、エコーからＮＬＴＳおよびＭＲＡを推定するための閉形式の式が展開される。さらに、本発明の実施形態は、ＭＲＡおよびＯＷによるエコーがオーバーラップしても、エコーを使用してＭＲＡおよびＯＷを正確に推定し、それにより、関連付けられたエコーのオーバーラップを明らかにするのを可能にする。さらに、抽出されたダイビットから、ＣＢＤを推定するための補間ベースのアプローチが提供される。
【００２２】
本発明の実施形態と一致したアプローチは、数学的に非常に厳密であると同時に、チャネル・パラメータの推定における効率を提案し、それにより、ヘッドおよび媒体の分析、読み取り／書き込みチャネルの品質の評価、読み取り／書き込みチャネル・パラメータの最適化、および他の用途において非常に有効なツールを提供する。
【００２３】
一実施形態において、本発明は、読み取りチャネル、およびビット・シーケンスが記憶された記憶媒体を含む記憶デバイスの１つまたは複数のチャネル・パラメータを推定するための、記憶デバイスにより実装される方法を提供する。方法は、（ａ）記憶デバイスが、記憶媒体からビット・シーケンスの少なくとも一部を読み取って、ビット応答を生成するステップと、（ｂ）記憶デバイスが、ビット応答を畳み込んで、読み取りチャネルのインパルス応答を計算するステップと、（ｃ）記憶デバイスが、計算されたインパルス応答に基づいて、１つまたは複数のチャネル・パラメータを推定するステップとを含む。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】望ましくないエコーを有するダイビット応答を図示する例示的な波形を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施形態と一致した、ホスト・デバイスに結合された例示的なハードディスク・デバイスのブロック図である。
【図３】図２のハードディスク・デバイスの読み取り／書き込みチャネルのブロック図である。
【図４】本発明の実施形態における、さまざまな位相シフトを生成するための補間フィルタ係数を示すテーブルの図である。
【図５】本発明の実施形態と一致した、チャネル・パラメータを推定するための例示的な方法を図示する流れ図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
本発明は、抽出されたダイビットを使用して、読み取り／書き込みチャネルのいくつかの重要なパラメータを推定するための方式を提供する。これらのパラメータには、１ビット前の転移（Δ１で表す）による、および２ビット前の転移（Δ２で表す）による非線形転移シフト（ＮＬＴＳ）、ハード転移シフト（ＨＴＳ）を使用してモデル化されたオーバーライト（ＯＷ）（Δ０で表す）、磁気抵抗ヘッド非対称性（ＭＲＡ）（αで表す）、および５０％の振幅におけるインパルス応答のパルス幅（ＰＷ５０で表す）が含まれる。これらのパラメータの知識は、磁気媒体および読み取り／書き込みヘッドの品質を理解するためだけでなく、読み取り／書き込みチャネルの読み取りパスおよび書き込みパスにおいて使用される、回路および／またはアルゴリズムを最適化するためにも役立つことができる。
【００２６】
図２は、本発明の第１の実施形態と一致した、ホスト・デバイス２１２に結合された例示的なハードディスク・ドライブ２００のブロック図を示す。わかりやすさのために、ドライブ２００のいくつかのコンポーネント、たとえば、スピンドル・モータおよびサーボ／アクチュエータ・モータ・コントロールは、図２では省略されている。ドライブ２００は、１つまたは複数の磁気媒体２０２と、１つまたは複数の対応する読み取り／書き込みヘッド２０４と、読み取り増幅器２０６ｒと、書き込み増幅器２０６ｗと、読み取り／書き込みチャネル２０８と、コントローラ２１０とを含む。読み取り／書き込みチャネル２０８は、インターフェース２１４および２１６を介して増幅器２０６ｒ、２０６ｗに結合され、インターフェース２１８および２２０を介してコントローラ２１０に結合されている。
【００２７】
読み取り動作の間、ホスト・デバイス２１２は、データが読み取られることになる磁気媒体２０２の位置に対応した識別子（たとえば、シリンダおよびセクタ・アドレス）を生成し、その識別子をコントローラ２１０に提供する。識別子に基づいて、コントローラ２１０は、データが読み取られることになる磁気媒体２０２の物理的位置を計算し、読み取り／書き込みヘッド２０４をその物理的位置に、またはその物理的位置の付近に動かす。読み取り／書き込みヘッド２０４は、読み取り／書き込みヘッド２０４によって感知された磁気媒体２０２上のデータに対応したアナログ信号のストリームを、読み取り増幅器２０６ｒに提供する。読み取り増幅器２０６ｒは、読み取り／書き込みヘッド２０４から受信したアナログ信号を増幅し、増幅された信号を、インターフェース２１４を介して、読み取り／書き込みチャネル２０８に提供する。読み取り／書き込みチャネル２０８は、増幅されたアナログ信号をデジタル・バイナリ・データに復号化し、デジタル・バイナリ・データを、インターフェース２１８を介して、コントローラ２１０に提供する。コントローラ２１０は、ドライブ２００とホスト・デバイス２１２との間のインターフェースとして働き、たとえば、キャッシング、エラー検出、またはエラー訂正などの追加的な機能を実行することができる。
【００２８】
書き込み動作の間、ホスト・デバイス２１２は、バイナリ・デジタル・データと、そのバイナリ・デジタル・データが書き込まれることになる磁気媒体２０２の位置に対応した識別子（たとえば、シリンダおよびセクタ・アドレス）とを、コントローラ２１０に提供する。識別子に基づいて、コントローラ２１０は、データが書き込まれることになる磁気媒体２０２の物理的位置を計算し、読み取り／書き込みヘッド２０４をその物理的位置に、またはその物理的位置の付近に動かす。コントローラ２１０は、デジタル・バイナリ・データを、インターフェース２２０を介して、読み取り／書き込みチャネル２０８に提供する。読み取り／書き込みチャネル２０８は、バイナリ・デジタル・データを符号化し、対応するアナログ信号を生成し、アナログ信号を、インターフェース２１６を介して、書き込み増幅器２０６ｗに提供する。書き込み増幅器２０６ｗは、アナログ信号を使用して、読み取り／書き込みヘッド２０４を駆動し、読み取り／書き込みヘッド２０４は、磁気媒体２０２上に、バイナリ・デジタル・データに対応する磁束反転を作成する。
【００２９】
図３は、読み取り／書き込みチャネル２０８のブロック図を示す。わかりやすさのために、いくつかのコンポーネントは、図３では省略されている。この実施形態では、読み取り／書き込みチャネル２０８が、トランジスタに相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）プロセスを使用した集積回路として実装されているが、他のプロセス技術が使用されてもよく、本明細書に開示されている回路は、ドライブ２００に含まれる他の回路、たとえばコントローラ２１０と一体化されてもよいことが企図される。上記で説明したように、読み取り／書き込みチャネル２０８は、バイナリ・デジタル情報と、磁気媒体２０２の磁束に対応するアナログ信号とを変換する。読み取り／書き込みチャネル２０８は、読み取りパス３０２と、書き込みパス３０４と、クロック３３２とを含む。
【００３０】
クロック３３２は、論理演算を制御するためのタイミング信号を、読み取りパス３０２および書き込みパス３０４に提供する。
【００３１】
書き込みパス３０４は、パラレル／シリアル変換器３２０と、符号器３２２と、書き込み事前補償回路３２８と、ドライバ回路３３０とを含む。パラレル／シリアル変換器３２０は、インターフェース２２０を介して、コントローラ２１０から一度に８ビットのデータを受信し、パラレル入力データから、符号器３２２に提供されるシリアル・ビット・ストリームを生成する。符号器３２２は、たとえば、ランレングス制限（ＲＬＬ）アルゴリズムを使用して、シリアル・ビット・ストリームを、磁気媒体２０２に記録するためのシンボリック・バイナリ・シーケンスに符号化し、符号化されたシーケンスを、書き込み事前補償回路３２８に提供する。書き込み事前補償回路３２８は、記録プロセスにおける磁気歪みを明らかにするためにビット・ストリームのパルス幅を動的に調整し、調整された信号をドライバ回路３３０に提供する。ドライバ回路３３０は、インターフェース２１６を介して、調整された信号を書き込み増幅器２０６ｗに駆動し、書き込み増幅器２０６ｗは、読み取り／書き込みヘッド２０４を駆動して、データを磁気媒体２０２に記録する。
【００３２】
ＰＲＢＳ生成器３３３が、ＰＲＢＳシーケンスを、書き込みパス３０４中の書き込み事前補償回路３２８に提供し、その結果、ＰＲＢＳシーケンスをディスクに書き込むことができる。ＰＲＢＳ生成器３３３は、同じＰＲＢＳシーケンスを、読み取りパス３０２中のダイビット抽出器３０９に提供し、ダイビット抽出器３０９は、以下でさらに詳細に説明するように、ダイビット応答を抽出する目的のために、以前にディスクに書き込まれたＰＲＢＳシーケンスを読み取る。この実施形態では、ＰＲＢＳ生成器３３３は、ダイビット抽出が所望されるときにのみ使用され、通常の読み取り／書き込み動作の間には使用されない。
【００３３】
読み取りパス３０２は、アナログ・フロントエンド（ＡＦＥ）３０６と、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）３０８と、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ３１０と、補間タイミング・リカバリ（ＩＴＲ）回路３１２と、ビタビ・アルゴリズム検出器３１４と、復号器３１６とを含む。読み取り／書き込みチャネル２０８は、インターフェース２１４を介して、磁気媒体２０２から、読み取り／書き込みヘッド２０４によって感知された増幅された磁気信号を受信する。増幅された磁気信号に対応するアナログ波形が、最初にＡＦＥ３０６に提供され、ＡＥＦ３０６は、デジタル信号への変換のために、アナログ波形を所望のパルス振幅および帯域幅に処理する。
【００３４】
ＡＦＥ３０６は、処理されたアナログ信号を、ＡＤＣ３０８に提供し、ＡＤＣ３０８は、アナログ信号をサンプリングし、アナログ信号の振幅サンプルに関連付けられた時系列バイナリ信号を生成することによって、アナログ信号をデジタル信号に変換する。ＡＤＣ３０８は、サンプリングされたデジタル信号を、ＦＩＲフィルタ３１０（たとえば、１０タップＦＩＲフィルタ）に提供し、ＦＩＲフィルタ３１０は、所望のパルス応答に従って、デジタル信号のサンプルを等化する。ＦＩＲフィルタ３１０は、等化された信号をＩＴＲ回路３１２に提供し、ＩＴＲ回路３１２は、信号サンプルに存在するタイミング乱れを補償するように、デジタル信号のサンプル・タイミングを調整する。ＩＴＲ回路３１２のタイミングは、たとえば、位相同期回路（ＰＬＬ）（図示せず）によって、制御されてもよい。
【００３５】
ＩＴＲ回路３１２は、同期されたデジタル信号を、ビタビ検出器３１４に提供し、ビタビ検出器３１４は、デジタル信号処理（ＤＳＰ）技術を使用して、デジタル信号によって表されるバイナリ・ビット・パターンを決定する。ビタビ検出器３１４は、デジタル信号によって表されるバイナリ・データを、復号器３１６に提供し、復号器３１６は、バイナリ・ビット・パターンからパリティ・ビットを取り除き、符号化されたシンボルの実際のバイナリ・データへの復号化（たとえばＲＬＬ復号化）を実行する。復号器３１６は、実際のバイナリ・データを、インターフェース２１８を介して、コントローラ２１０に提供する。
【００３６】
読み取りパス３０２はまた、ダイビット抽出器３０９と、チャネル・パラメータ推定器３１１とを含む。ダイビット抽出器３０９は、ＡＤＣ３０８からサンプルを、かつＰＲＢＳ生成器３３３からＰＲＢＳシーケンスを受信し、サンプルと、磁気媒体２０２に以前に書き込まれた既知のＰＲＢＳシーケンスとの間で、相関を実行する。この相関は、非線形歪みによって引き起こされるエコーに対応する、サンプルとＰＲＢＳシーケンスのデータビットとの間の特定の遅延により行われ、結果として、１つまたは複数のエコー点の識別をもたらす。ダイビット抽出器３０９はさらに、ビット応答ｈｂを決定し、抽出されたダイビットを使用してインパルス応答ｈｉを計算する。ダイビット抽出器３０９は、（ｉ）（たとえば、ポジションＭ０、Ｍ１、Ｍ２、およびＭ３それぞれにおける、エコーの振幅の形ＥＭ０、ＥＭ１、ＥＭ２、およびＥＭ３での）抽出されたエコー点、（ｉｉ）ビット応答ｈｂ、および（ｉｉｉ）計算されたインパルス応答ｈｉのうちの少なくとも１つを、チャネル・パラメータ推定器３１１に提供し、チャネル・パラメータ推定器３１１は、この情報を使用して、チャネル・パラメータ、たとえば、ＮＬＴＳ、ＨＴＳ、ＭＲＡ、およびチャネル・ビット密度（ＣＢＤ）を計算する。チャネル・パラメータ推定器３１１は、計算されたチャネル・パラメータのうちの１つまたは複数を、読み取りパス３０２または書き込みパス３０４中の１つまたは複数の他のブロックに提供して、たとえば、ＦＩＲフィルタ３１０の動作を調整することができる。
信号モデル
【００３７】
次に、ダイビット抽出器３０９およびチャネル・パラメータ推定器３１１の動作を、さらに詳細に説明する。
【００３８】
ダイビット抽出器３０９は、ＡＤＣ３０８から、以下の式（１ａ）および（１ｂ）を使用してモデル化される複数のサンプルｘ［ｎ］を受信する。
【００３９】
【数２】
ここで、ａ［ｎ］∈｛−１，＋１｝は、瞬間ｎにおけるＮＲＺデータビットを表し、ｈｓ［ｋ］は、ＡＤＣ３０８の出力における非等化チャネルのステップ応答を表し、Δ［ｋ］は、瞬間ｋの時間に書き込まれたデータ転移により経験される転移シフトの量を表し（ここで、Δ［ｋ］＞０は、時間遅延を示し、Δ［ｋ］＝０は転移シフトなしを示し、Δ［ｋ］＜０は時間前進を示す）、αは、読み取り／書き込みヘッド２０４の出力波形における非対称の量を表すパラメータ（すなわち、ＭＲＡ）であり、ｚ［ｎ］は、ＭＲＡなしの再生信号を表し、ｖ［ｎ］は、ノイズを表す項である。データビットａ［ｎ］は、長さＮ個のビットのＰＲＢＳシーケンスを周期的に反復することによって、生成される。
【００４０】
式（１ａ）および１（ｂ）は、ドライブ２００が、たとえばノイズ除去、および／またはパルス整形のために、連続時間フィルタ（ＣＴＦ）を含む場合、ＣＴＦが、バイパスされる、またはフラット設定されることを想定する。ＡＦＥ３０６が、オールパス・フィルタの機能を実行することもまた仮定される。
【００４１】
Δ［ｋ］が、非線形転移シフトにより、信号ｚ［ｎ］の線形化を許容するのに十分小さいと仮定すると、ｚ［ｎ］を、一次テイラー級数を使用して、以下の式（２ａ）、（２ｂ）、および２（ｃ）を使用して表すことができる。
【００４２】
【数３】
ここで、ｈｉ［ｋ］は、チャネルのインパルス応答を表し、ｈｂ［ｋ］は、チャネルのビット応答を表す。式（２１ａ）〜（２４）を参照して以下でさらに詳細に説明するように、ｈｂ［ｋ］の値は、基準線補正のためのアルゴリズムを使用して抽出されたダイビットを後処理した後に取得される。式（１ａ）に式（２ａ）を代入すると、結果として以下の式（３ａ）および（３ｂ）になる。
【００４３】
【数４】
ｚ１［ｎ］およびαｚ２［ｎ］と比較して、ｚ２［ｎ］は、強度において一層小さいことが予想される残差項を表す。というのは、ｚ２［ｎ］が２つの比較的小さい項の積であるからである。
ＮＬＴＳ、ＯＷ、およびＭＲＡにより引き起こされるダイビット・エコー
【００４４】
式（３ａ）および（３ｂ）が与えられると、次に、ＮＬＴＳ、ＯＷ、およびＭＲＡによるエコーの位置を特定することができる。３つのタイプの転移シフトを考慮して、Δ［ｋ］を、以下の式（４）を使用して表すことができる。
【００４５】
【数５】
【００４６】
ＰＲＢＳシーケンスのシフト・アンド・アッド特性により、Δ［ｋ］（ａ［ｋ］−ａ［ｋ−１］）を、以下の式（５ａ）および（５ｂ）を使用して表すことができる。
【００４７】
【数６】
ここで、Δ３［ｋ］は、すべての定数項および線形項を合計する。式（５ａ）および（５ｂ）において、整数｛Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２｝は、ＰＲＢＳシーケンスのシフト・アンド・アッド特性から得られ、以下の式（６ａ）〜（６ｄ）によって与えられる。
ａ［ｋ］ａ［ｋ−１］＝−ａ［ｋ−Ｍ０］、 （６ａ）
ａ［ｋ］ａ［ｋ−１］ａ［ｋ−２］＝ａ［ｋ−Ｍ１］、 （６ｂ）
ａ［ｋ］ａ［ｋ−２］ａ［ｋ−３］＝ａ［ｋ−Ｍ２］、および （６ｃ）
ａ［ｋ］ａ［ｋ−２］＝−ａ［ｋ−Ｍ３］。 （６ｄ）
【００４８】
式（５）を考慮して、転移シフトに対応する信号（Δ３［ｋ］を無視する）を、以下の式（７ａ）、（７ｂ）、および（７ｃ）として表すことができる。
【００４９】
【数７】
ここで、シンボル「⇒」は、「以下を含意する」を意味する。
【００５０】
式（２ｂ）が与えられると、
【００５１】
【数８】
を、以下の式（８ａ）および（８ｂ）を使用して表すことができる。
【００５２】
【数９】
式（８ｂ）における項ｚ３［ｎ］は、ａ［ｋ］ａ［ｋ−１］およびａ［ｋ］ａ［ｋ−２］以外のすべての積を含む残差項である。ＰＲＢＳシーケンスのシフト・アンド・アッド・特性により、ＭＲＡに対応する信号（ｚ３［ｎ］を無視する）を、以下の式（９）として表すことができる。
【００５３】
【数１０】
【００５４】
項ｚ１［ｎ］および
【００５５】
【数１１】
を組み合わせることにより、以下の式（１０）において与えられるように、転移シフトおよびＭＲＡに対応する結合信号をもたらす。
【００５６】
【数１２】
式（１０）における異なる項は、転移シフトおよびＭＲＡによるエコーを表し、そのエコーは、抽出されたダイビットから導き出されたものである。以下の３つの観測が、式（１０）に関して行われるべきである。
【００５７】
第１に、ポジションＭ０において、オーバーライトおよびＭＲＡによるエコーがオーバーラップする。結果として、エコーの直接観測により、ＭＲＡまたはＯＷどちらかを個別に推定することは可能ではない。
【００５８】
第２に、シフト｛Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３｝が互いに十分に離されるようにＰＲＢＳシーケンスが選択される限り、ＭＲＡおよび／またはＯＷの有無は、ＮＬＴＳによるエコーに影響を及ぼさない。結果として、原則的には、ＭＲＡおよび／またはＯＷが存在するかどうかにかかわらず、ＮＬＴＳを推定することは可能であるはずである。
【００５９】
第３に、ポジションＭ１において、第１および第２のＮＬＴＳによるエコーがオーバーラップする。結果として、Ｍ１におけるエコーの直接観測により、これらのＮＬＴＳを推定することは可能ではない。
【００６０】
ポジションＭ０、Ｍ１、Ｍ２、およびＭ３のそれぞれにおける、エコーの振幅ＥＭ０、ＥＭ１、ＥＭ２、およびＥＭ３を、ＡＤＣ３０８の出力を、項ａ［ｎ−Ｍ０−ｍ］、ａ［ｎ−Ｍ１−ｍ］、ａ［ｎ−Ｍ２−ｍ］、およびａ［ｎ−Ｍ３−ｍ］のそれぞれと相関させることによって取得することができ、これは、ダイビット抽出プロセスの一部として行われる。これは、結果として、以下の式（１１ａ）、（１１ｂ）、（１１ｃ）、および（１１ｄ）をもたらす。
【００６１】
【数１３】
ここで、ｋ０は、ｈｂ［ｋ］におけるピークサンプルの位置を表す。式（１１ａ）〜（１１ｃ）は、ＭＲＡ項を除いて、その全体が参照により本明細書に組み込まれるＬｉｎおよびＷｏｏｄによる研究論文、「Ａｎ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ａｃｃｕｒａｔｅｌｙ ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｔｈｅ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｉｅｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ、Ｖｏｌ．２５、Ｎｏ．５、４０８４〜４０８６頁、１９８９年９月において与えられる式に類似しており、この論文は、磁気記録チャネルにおける転移シフトによる非線形歪みのモデリングおよび特徴付けについて論じている。
【００６２】
この実施形態においては、長さＮ＝１２７のＰＲＢＳシーケンスが使用されており、ダイビットｈｂ［ｋ］は、対応する１２７係数の長さを有することになることに留意されたい。したがって、式ｈｂ［ｋ０＋Ｍ＋ｍ］における独立変項ｋ０＋Ｍ＋ｍは、すべてのＭ∈｛Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３｝のモジュロＮを使用して、評価されるべきである。
【００６３】
ｈｂ［ｍ］およびｈｉ［ｍ］は、ｍの大きな値の場合にゼロに近くなることから、ｍの考え得る値は、ｍ∈｛−２，−１，０，１，２｝に限定され、ここで、ｍ＝０は、ｈｂ［０］およびｈｉ［０］が、ｈｂ［ｋ］およびｈｉ［ｋ］それぞれにおけるピークサンプルに対応するということである（すなわち、ｋ０＝０）。
ＮＬＴＳ、ＯＷ、およびＭＲＡの推定
【００６４】
ポジションＭ０、Ｍ１、Ｍ２、およびＭ３のそれぞれにおける、４つのエコーの振幅ＥＭ０、ＥＭ１、ＥＭ２、およびＥＭ３が、式（１１ａ）、（１１ｂ）、（１１ｃ）および（１１ｄ）を使用して決定されたら、この情報を使用して、読み取り／書き込みチャネル２０８の１つまたは複数の特徴（たとえば、ＮＬＴＳ、ＯＷ、およびＭＲＡ）を推定することができる。
【００６５】
したがって、ダイビット抽出器３０９は、インパルス応答値ｈｉと共に、ＥＭ０、ＥＭ１、ＥＭ２、およびＥＭ３の値を、チャネル・パラメータ推定器３１１に提供し、チャネル・パラメータ推定器３１１は、パラメータ｛Δ０，Δ１，Δ２，α｝それぞれの推定値を提供する。これらのパラメータを、たとえば、以下の式（１２ａ）、（１２ｂ）、（１２ｃ）、および（１２ｄ）を使用して推定することができる。
【００６６】
【数１４】
【００６７】
ノイズおよびその他の乱れが存在する中で、推定精度を向上させるためには、ｍのより大きい値を利用することが望ましい。言い換えれば、対象のパラメータの信号対ノイズ比を向上させるために、ｍの異なる値にまたがる平均が取られる。これは、チャネル・パラメータ推定器３１１において実装される、以下の式（１３ａ）、（１３ｂ）、（１３ｃ）、および（１３ｄ）を使用して行うことができる。
【００６８】
【数１５】
【００６９】
ビット応答ｈｂ［ｍ］からのインパルス応答ｈｉ［ｍ］の評価は、「インパルス応答の取得およびＰＷ５０の推定」の項目において、以下でさらに詳細に説明する。
ＰＲＢＳシーケンスの選択
【００７０】
次に、特定のＰＲＢＳ多項式のためのエコー位置Ｍ０、Ｍ１、Ｍ２、およびＭ３の値、およびＰＲＢＳ多項式の選択について説明する。
【００７１】
ＰＲＢＳシーケンスの所与の長さについては、ＰＲＢＳシーケンスを生成するのに使用される多項式のためにいくつかの選択がある。そのような多項式の例が、Ｙ．Ｌｉｎ、「‘Ｓｈｉｆｔ ａｎｄ ａｄｄ’ｐｒｏｐｅｒｔｙ ｏｆ ｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ ａｎｄ ｉｔｓ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓａｔｉｏｎ ｏｆ ｄｉｇｉｔａｌ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ」、ＩＥＥＥ Ｐｒｏｃ．Ｃｏｍｍｕｎ．、Ｖｏｌ．１４２、Ｎｏ．３、１３５〜１４０頁、１９９５年６月において提供されており、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。式（２１ａ）〜（２４）を参照して以下でさらに詳細に論じるように、これらのすべての多項式から生じるシーケンスは、ＰＲＢＳシーケンスの特殊な相関特性を満たすことになるが、異なる非線形性に対応するエコーの位置は、選択された多項式によって左右されることから、推定されたパラメータの精度は、多項式によって変化することがある。エコーがうまく分離されていない場合、式（１１ａ）〜（１３ｄ）がオーバーラップを反映するように修正されていない限り、結果として生じるオーバーラップが、推定プロセスの精度に影響を及ぼすことがある。
【００７２】
パラメータの推定を単純化するために、エコーが互いに最大限に分離される多項式が選択されるべきである。これを実証するために、以下の式（１４ａ）および（１４ｂ）に記述されるような、１２７ビットのＰＲＢＳシーケンスを生成するための２つの異なる多項式を検討する。
ｐ１（ｚ）＝１＋ｚ４＋ｚ７、 （１４ａ）
ｐ２（ｚ）＝１＋ｚ４＋ｚ５＋ｚ６＋ｚ７。 （１４ｂ）
これらの２つの多項式のエコー位置が、以下の式（１５ａ）および（１５ｂ）によって与えられる。
ｐ１（ｚ）の場合、｛Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３｝＝｛−３０，２６，−１２，−６０｝、 （１５ａ）
ｐ２（ｚ）の場合、 ＝｛−８６，−９５，−２０，−４５｝。 （１５ｂ）
【００７３】
エコー位置｛Ｍ０，Ｍ１｝は、ｐ１（ｚ）と比較して、ｐ２（ｚ）の場合に接近していることが観測されるはずである。したがって、ｐ２（ｚ）と比較して、ｐ１（ｚ）でよりよい精度が期待されるべきであり、したがって、１２７ビットのＰＲＢＳシーケンスを生成するための多項式としては、式（１４ａ）に与えられたようなｐ１（ｚ）を使用することが望ましい。ＰＲＢＳシーケンスは、ビット長１２７を有するため、Ｍ３＝−６０は、Ｍ３＝−６０＋１２７＝６７と同等であることに留意されたい。
インパルス応答の取得およびＰＷ５０の推定
【００７４】
ダイビット抽出を使用して、チャネル・ビット密度（ＣＢＤ）を推定することもできる。たとえば、正規化された線形ビット密度を示すのに使用されるパラメータＰＷ５０は、半分のピーク振幅におけるインパルス応答ｈｉの幅である。
【００７５】
ステップ応答を決定し、次いでそのステップ応答を微分することによって、インパルス応答ｈｉを、抽出されたダイビットから取得することができる。したがって、ビット応答からインパルス応答を生成するための適切なフィルタを、ステップ入力を微分フィルタに通過させることによって、取得することができる。位相シフト０．０１Ｔおよび−０．０１Ｔそれぞれのために設計された２つの１１タップ補間フィルタの間の差を取って、その差を０．０２Ｔで割ることによって、微分フィルタを構築することができ、ここで、Ｔは、１つのチャネル・ビットの持続時間を表す。補間フィルタは、好ましくは、２５％の過剰帯域幅による上昇余弦関数を使用して設計される。これは、結果として、ビット応答から決定されることになるインパルス応答を許容する、以下の係数を有するフィルタをもたらす。
｛０．０２６９，−０．０５６４，０．１３２１，−０．２６０５，０．６８２３，０．６８２３，−０．２６０５，０．１３２１，−０．０５６４，０．０２６９｝ （１６）
【００７６】
ｈｂ［ｋ］が、ビット応答（式（２１ａ）〜（２４）参照して以下で説明するように、抽出されたダイビットを後処理することによって取得される）を表すとすると、Ｔ間隔のインパルス応答ｈｉ［ｋ］が、公式（１６）において与えられたフィルタ係数で（代替実施形態においては、他のフィルタまたはフィルタ係数を使用することができることを認識すべきであるものの）、ｈｂ［ｋ］を畳み込むことによって取得される。結果として生じるインパルス応答ｈｉ［ｋ］を、チャネル・パラメータを推定するための式（１３ａ）、（１３ｂ）、（１３ｃ）、および（１３ｄ）において使用することができ、ｈｉ［０］は、インパルス応答のピークサンプルに対応する。
【００７７】
ＰＷ５０を推定するために、半振幅点が最初に位置を特定される。そうするために、オーバーサンプリングされたインパルス応答が利用され、それにより、補間フィルタを使用して、微細な間隔のサンプルを生成する。Ｔ間隔のインパルス応答から、｛０．１Ｔ，０．２Ｔ，０．３Ｔ，０．４Ｔ，０．５Ｔ，０．６Ｔ，０．７Ｔ，０．８Ｔ，０．９Ｔ｝の位相シフトを生成するための補間フィルタの係数（２５％過剰帯域幅による上昇余弦関数を使用）が、図４のテーブルに提供されており、これはたとえば、ルックアップ・テーブルを使用して実装されてもよい。０．６Ｔ、０．７Ｔ、０．８Ｔ、および０．９Ｔのための補間フィルタは、位相０．４Ｔ、０．３Ｔ、０．２Ｔ、および０．１Ｔそれぞれのためのフィルタの時間反転バージョンであることに留意されたい。
【００７８】
対象となる領域のみがピーク周辺の範囲であるために、それは、インパルス応答ｈｉのピーク周辺で、インターバル［−２Ｔ，２Ｔ］の間に微細な間隔のサンプルを生成するには十分である。ｈｉ［０］が、Ｔ間隔のインパルス応答のピークサンプルを表すとすると、時間ｍＴ＋０．１ｌＴにおけるインパルス応答を、ｍ＝−２、−１、０、１、２として、以下の式（１７ａ）、（１７ｂ）、（１７ｃ）、および（１７ｄ）を使用して計算することができる。
【００７９】
【数１６】
ここで、式
【００８０】
【数１７】
は、図４のテーブルのｌ番目の列におけるフィルタ係数を表し、式ｈ［ｍ］は、ｈｉ［ｍ］周辺を中心としたＴ間隔のインパルス応答サンプルの１１×１ベクトルを表す。ｈｉ（ｍＴ＋０．１ｌＴ）が、ｍ＝−２、−１、０、１、２、およびｌ＝０、１、・・・９として計算されると、パラメータＰＷ５０を、以下の５つのステップを使用して推定することができる。
【００８１】
第１に、以下の式（１８）を使用して、ベクトルｇが構築される。
ｇ＝［ｈｉ（−２Ｔ），ｈｉ（−１．９Ｔ），ｈｉ（−１．８Ｔ），・・・，ｈｉ（１．９Ｔ），ｈｉ（２Ｔ）］Ｔ （１８）
【００８２】
第２に、ベクトルｇが、そのピーク値によって正規化され、結果として
【００８３】
【数１８】
であるベクトルが生じる。
【００８４】
第３に、
【００８５】
【数１９】
および
【００８６】
【数２０】
が、正規化されたベクトル
【００８７】
【数２１】
のピークサンプルの両辺で０．５（または別の選択された値）に最も近くなるように、対の整数Ｐ１およびＰ２が決定される。
【００８８】
第４に、線形補間を使用して、正規化されたベクトル
【００８９】
【数２２】
のピークサンプルの両辺の半ピーク振幅｛β１，β２｝の位置が、以下の式（１９ａ）〜（１９ｆ）を使用して計算される。
【００９０】
【数２３】
【００９１】
第５に、ＰＷ５０が、以下の式（２０）を使用して推定される。
【００９２】
【数２４】
抽出されたダイビットの後処理
【００９３】
式（１１ａ）、（１１ｂ）、（１１ｃ）、および（１１ｄ）において、ＰＲＢＳシーケンスの相関は、ゼロのラグ（サンプル遅延）の場合に１であり、非ゼロラグの場合に０である（ここで、ｋの非ゼロラグは、ｋビットまたはサンプルの相対的なシフトにおける相互相関を意味し、すなわち、ａ［ｎ］であってａ［ｎ−ｋ］である）と仮定する。この同じ仮定が、ダイビット抽出に関連した先行技術の多くにおいて暗に行われている。しかしながら、実際には、ＰＲＢＳシーケンスの相関は、ゼロのラグの場合に１であり、非ゼロラグの場合には−１／Ｎであり、これが結果として、抽出されたダイビットにおける非ゼロ基準線をもたらし、ここで、Ｎは、ＰＲＢＳシーケンスの１周期の長さを表す。したがって、基準線の補正は、ダイビットがチャネル・パラメータを推定するために使用される前に行われるべきである。これは、垂直記録において重要である。というのは、ビット応答およびインパルス応答が、長手記録においてはゼロＤＣ値であるのに対し、垂直記録においては非ゼロＤＣ値を有するからである。この非ゼロ相関についての補正は、以下の後処理方法によって実行され、その追加的な詳細が、「Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｄｉｂｉｔ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ」と題された米国特許出願第１２／４６３６２６号において提供されており、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。
【００９４】
線形読み戻し信号が、
【００９５】
【数２５】
として式（２ｂ）によって与えられ、ここで、ｈｂ［ｋ］は、真のビット応答である。ＰＲＢＳシーケンスの相関特性を使用して、抽出されたダイビットを、以下の式（２１ａ）および（２１ｂ）を使用して表すことができる。
【００９６】
【数２６】
真のビット応答における無視できない値（すなわち、抽出されたダイビットの後処理後に見出されることが予想されるであろう値）が、ｋ＝Ｍ１、Ｍ１＋１、・・・、Ｍ２（ここで、Ｍ１およびＭ２は整数）の場合に、ｈｂ［ｋ］であると仮定した場合、抽出されたダイビットを、以下の式（２２ａ）および（２２ｂ）を使用して表すことができる。
【００９７】
【数２７】
式（２２ａ）を使用して、以下の式（２３ａ）および（２３ｂ）を導き出すことができる。
【００９８】
【数２８】
式（２１ａ）に式（２２ａ）を代入すると、結果として以下の式（２４）をもたらし、これが、後処理されたダイビットを提供する。
【００９９】
【数２９】
【０１００】
式（２４）の右辺における括弧の中の第２項を計算するために使用される項が、抽出されたダイビットの主パルスからであり、抽出されたダイビットの非線形部分を含まないことに留意されたい。これらの項は、ＡＣ結合チャネルについてでさえ非ゼロであることになる。さらに、後処理項を計算する目的のために完全なダイビットを抽出することは必須ではなく、それは、ＮＬＴＳ推定の場合などの、ダイビットの一部のみが抽出されるシナリオにおいて有益であることを理解すべきである。そのような場合、ダイビットの主パルスおよび推定に使用される部分のみを抽出することで十分であり、抽出された部分を、後処理項を計算するのに使用することができる。
例示的なチャネル・パラメータ推定モデルの概要
【０１０１】
図５は、本発明の実施形態と一致した、チャネル・パラメータを推定するための例示的な一方法５００を示す流れ図である。示されるように、最初に、ステップ５０１で、１２７ビットのＰＲＢＳシーケンスが、たとえば、式（１４ａ）に記述されるような多項式ｐ（ｚ）＝１＋ｚ４＋ｚ７を使用して生成され、これは、さまざまな非線形歪みによって引き起こされるエコーの間に大きな分離をもたらすことから、好ましく使用される。次に、ステップ５０２で、ＰＲＢＳシーケンスの周期的反復がディスクに書き込まれる。ステップ５０３で、ＰＲＢＳシーケンスを使用して、ダイビットが引き続きディスクから抽出される。ステップ５０４で、抽出されたダイビットが後処理されて、基準線補正を実行する。ステップ５０５で、チャネルのインパルス応答ｈｉ［ｋ］が、たとえば、公式（１６）で与えられたフィルタ係数で、ビット応答ｈｂ［ｋ］を畳み込むことによって計算される。ステップ５０６で、ポジションＭ０、Ｍ１、Ｍ２、およびＭ３それぞれにおける、４つのエコーの振幅ＥＭ０、ＥＭ１、ＥＭ２、およびＥＭ３が決定される。ステップ５０６は、エコー振幅を使用しないＣＢＤ（たとえば、ＰＷ５０）の計算には必須ではないことに留意されたい。ステップ５０７で、チャネル・パラメータの推定が行われる。たとえば、第１のＮＬＴＳ、第２のＮＬＴＳ、ＭＲＡ、およびＯＷが、式（１３ａ）、（１３ｂ）、（１３ｃ）、および（１３ｄ）を使用して推定され、またはＰＷ５０が、式（２０）を使用して推定される。
代替実施形態
【０１０２】
本明細書では、ダイビット抽出が、等化器（たとえば、ＦＩＲフィルタ３１０）への入力において、すなわち、ＡＤＣの出力において行われるように論じられるが、サンプルを、代替的に、等化器の出力から収集することができることを理解すべきである。そうしたシナリオでは、ＡＤＣ出力におけるサンプル収集に比べて、ＭＲＡの精度が減少することがあるものの、それでもなおＮＬＴＳ、ＨＴＳ、およびＭＲＡを推定することができる。
【０１０３】
本明細書では、「インパルス応答の取得およびＰＷ５０の推定」の項目において、垂直記録の場合の、抽出されたダイビットからＣＢＤを推定するための補間ベースのアプローチが提供される。本発明の実施形態は、この補間アプローチを使用して、抽出されたダイビットからインパルス応答を構築し、ＣＢＤが、インパルス応答の半振幅の幅を計算することによって推定される。しかしながら、代替実施形態では、かつ、とりわけ長手記録の場合には、類似の補間アプローチを使用して、ステップ応答を取得することができ、ＣＢＤを、ステップ応答の半振幅の幅から推定することができる。
【０１０４】
本発明の実施形態は、ハードディスク・ドライブにおいて実装されるように説明されるが、代替実施形態では、本発明は、テープ・ドライブ、光学ディスク・ドライブ、および磁気光学ディスク・ドライブなどを含む他の記憶媒体、ならびに、ネットワーク、電話通信、および有線／無線データ通信に使用される通信チャネルにおいて実装されてもよいことを認識すべきである。
【０１０５】
本発明の性質を明らかにするために説明され、図示されてきた部品の詳細、材質、および配置におけるさまざまな変更が、以下の特許請求の範囲で表されるような本発明の範囲から逸脱することなく、当業者によって行われてもよいことがさらに理解されるであろう。
【０１０６】
本発明の例示的な実施形態が、単一集積回路、マルチチップ・モジュール、単一カード、またはマルチカード回路パックとして可能な実装を含む、回路のプロセスに関して説明されてきたが、本発明はそのように限定されない。当業者には明らかであるように、回路要素のさまざまな機能がまた、ソフトウェア・プログラムにおける処理ブロックとして実装されてもよい。そのようなソフトウェアは、たとえば、デジタル信号プロセッサ、マイクロ・コントローラ、または汎用コンピュータにおいて利用されてもよい。
【０１０７】
本発明は、方法、およびそれらの方法を実践するための装置の形態で具体化されてもよい。本発明はまた、磁気記録媒体、光学記録媒体、固体メモリ、フロッピー・ディスケット、ＣＤ−ＲＯＭ、ハード・ドライブなどの有形の媒体、または任意の他の一時的でない機械可読記憶媒体において、具体化されるプログラム・コードの形態で具体化されてもよく、ここで、プログラム・コードがコンピュータなどの機械の中にロードされ、それによって実行されるときに、機械が本発明を実践するための装置となる。本発明はまた、たとえば、機械の中にロードされる、および／または、機械によって実行されることを含む一次的でない機械可読記憶媒体に記憶されているプログラム・コードの形態で具体化されてもよく、ここで、プログラム・コードがコンピュータなどの機械の中にロードされ、それによって実行されるときに、機械が本発明を実践するための装置となる。汎用プロセッサで実装されるとき、プログラム・コードのセグメントは、プロセッサと結合して、特定の論理回路に類似して動作する固有のデバイスをもたらす。
【０１０８】
明示的に述べられていない限り、各数値および範囲は、「約」または「およそ」という単語が値または範囲の値に先行するかのように、近似的なものとして解釈されるべきである。
【０１０９】
本明細書において記述される例示的な方法のステップは、説明される順序で実行されるべきことが必ずしも求められているわけではないことを理解すべきであり、そのような方法のステップの順序は、単に例示的であることを理解すべきである。同様に、そのような方法に追加的なステップが含まれてもよく、あるステップが、本発明のさまざまな実施形態と一致した方法において、省略または結合されてもよい。
【０１１０】
以下の方法請求項に要素が存在する場合、その要素は、対応するラベル付けを使用した特定のシーケンスにおいて記載されるが、それらの要素の一部またはすべてを実装するための特定のシーケンスを、その請求項の記述が含意しない限り、それらの要素は、必ずしもその特定のシーケンスにおいて実装されることを限定されるものとは意図されない。
【０１１１】
本願の特許請求の範囲によって保護される実施形態は、（１）本明細書によって有効にされる、かつ（２）法定主題に該当する、実施形態に限定される。非有効とされる実施形態、および非法定主題に該当する実施形態は、それらが特許請求の範囲内に含まれるとしても、明示的に請求権を拒否される。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、チャネル・パラメータ推定に関し、より詳細には、ハードディスク・ドライブなどの記憶媒体におけるチャネル・パラメータの推定に関する。
【背景技術】
【０００２】
ハードディスク・ドライブなどの磁気媒体ベースの記憶デバイスは、ポータブル・ミュージック・プレイヤから大規模なデータセンタに至るまで、幅広い範囲のコンピューティング・デバイス用のデータを記憶するために、一般的に使用されている。磁気記憶デバイスのパフォーマンスおよび信頼性を向上させることは、絶えず存在する目標である。
【０００３】
典型的なハードディスク・ドライブは、磁気面を有する複数の回転プラッタと、磁気面からデータを読み取り、そこにデータを書き込むための複数の読み取り／書き込みヘッドとを含む。読み取り／書き込みヘッドは、サーボ・メカニズムを使用して磁気面に対して位置付けされ、電磁場を生成してそれをプラッタ上で検出するための回路によって制御される。ドライブにデータを記憶するためには、書き込みチャネル回路が、コンピューティング・デバイスから受信したバイナリ・デジタル・データを磁気エンコーディングに符号化し、それが磁気面に書き込まれる。ドライブからデータを取り出すためには、サーボ・メカニズムが、最初に適切なポジションを特定し、次いで読み取りチャネル回路が、その位置で磁気エンコーディングを検出し、それをもともと記憶されていたバイナリ・デジタル・データに変換する。
【０００４】
プラッタ上のデータは、「非ゼロ復帰」（ＮＲＺ）として知られる方式において、プラッタ上の２つの隣接した位置間の磁束反転を使用して符号化され、それによって、１の値を有するビットが、一方向の磁化としてディスク上に記憶され、０の値を有するビットが、反対方向の磁化として記憶される。
【０００５】
長手記録アプローチの初期に使用されていた、ピーク検出として知られる１つのデータ検出技術では、読み取りチャネルが、磁化が方向を変える位置を検出して、バイナリ１およびゼロの記憶されたシーケンスの回復を可能にする。しかしながら、この方式は、互いに比較的離された磁気転移に依存し、それが、記憶密度を、結果的にはドライブの記憶容量を限定する。
【０００６】
部分応答最大尤度（ｐａｒｔｉａｌ−ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｍａｘｉｍｕｍ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ：ＰＲＭＬ）検出として知られる別のデータ検出技術では、アナログ「再生電圧」がデジタル方式でサンプリングされて、読み取りヘッドによって感知されたアナログ波形で表現される最も可能性の高いビット・パターンを決定する。ＰＲＭＬは、ピーク検出方法よりも互いに近い磁気転移を書き込むことにより、ピーク検出に比べて記憶密度を向上させる。情報パルスのオーバーラップのために、隣接する磁気転移の縮小された隔たりが、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を引き起こす傾向にあるものの、ＰＲＭＬ検出は、読み取りヘッドからの信号を、各ビットが隣接するビットとオーバーラップする範囲を特徴付ける目標多項式の形にするように、等化技術を利用することによってＩＳＩを考慮に入れる。したがって、ＰＲＭＬ検出を利用している記憶デバイスでは、読み取りチャネル回路が、そのようなＩＳＩを補償する。
【０００７】
記録システムに非線形性が存在しない場合、ハードディスク・ドライブの再生電圧Ｖ（ｔ）を、以下の式によって記述することができる。
【０００８】
【数１】
ここで、ａｋ∈｛−１，＋１｝は、ｋ番目のＮＲＺ書き込みによる現在のビットを表し、ｔは、連続時間を表し、Ｔは、１つのビットの持続時間を表し、ｈ（ｔ）は、離された転移に対する再生電圧応答を表す。
【０００９】
しかしながら、典型的なハードディスク・ドライブには、読み取り／書き込みチャネルが補償すべきであるさまざまな非線形性が記録システムに存在する。これらの非線形性の特徴付けおよび補償における精度の向上が、結果としてハードディスク・ドライブのパフォーマンスを高めることになる。
【００１０】
そのような非線形性に関する参考資料を含むある研究論文が、Ｐａｌｍｅｒら、「Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｏｆ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｗｒｉｔｅ Ｅｆｆｅｃｔｓ Ｕｓｉｎｇ Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ Ｏｎ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ、Ｖｏｌ．Ｍａｇ−２３、Ｎｏ．５、１９８７年９月、２３７７〜２３７９頁であり、その全体が参照により本明細書に組み込まれ、この論文は、読み取りチャネルにおいて発生する線形歪みおよび非線形歪みを論じ、最大長擬似ランダム・ビット・シーケンス（ｍａｘｉｍａｌ−ｌｅｎｇｔｈ ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ ｂｉｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＰＲＢＳ、「ｍシーケンス」とも呼ばれる）の固有の特性に基づいて、線形効果および非線形効果を分離するための技術を説明している。Ｐａｌｍｅｒらは、非線形歪み効果を識別し、検査するために、「ダイビット応答」（すなわち、離されたＮＲＺビットに対する読み取りヘッドの応答）を分析する、「ダイビット抽出」として知られる技術を説明している。
【００１１】
ダイビット抽出は、最大長ＰＲＢＳシーケンスの整数個の周期を書き込むこと、次いで読み取ること、および再生電圧Ｖ（ｔ）からダイビット応答を抽出することに基づき、それによって、ＮＲＺデータビットが再生データから解析されて（すなわち、システムの測定された出力および入力に関する情報から、システム伝達関数、またはインパルス応答を決定するプロセス）、ダイビット応答を取得する。用語「ダイビット」は、当技術分野において、ダイビットそれ自体、およびダイビット応答の両方を指すように使用されることに留意されたい。
【００１２】
ダイビット応答が正確である場合、たとえば、書き込み事前補償を使用することによりディスクに書き込まれているように信号を調整することにより、または代替的には、チャネル・パルス幅パラメータを推定することにより、読み取りチャネルにおける非線形性の適切な補償が行われて、読み取り動作を向上させることができる。抽出されたダイビットは、いくつかのタイプの非線形歪みについての情報を含む。１つのタイプの非線形歪みが、非線形転移シフト（ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ ｓｈｉｆｔ：ＮＬＴＳ）であり、これは、前の転移からの反磁界が次の転移への書き込みのタイミングに影響するのに十分なほど接近して書き込まれた２つの転移を含む。別のタイプの非線形歪みは、ハード転移シフト（ｈａｒｄ ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ ｓｈｉｆｔ：ＨＴＳ）であり、これは、既に磁化された領域において、磁化の方向が反転することを含む。他のタイプの非線形歪みには、たとえば、部分消去、磁気抵抗ヘッド非対称性（ｍａｇｎｅｔｏ−ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ ｈｅａｄ ａｓｙｍｍｅｔｒｙ：ＭＲＡ）、およびオーバーライト（ＯＷ）が含まれる。抽出されたダイビットそれ自体、または抽出されたダイビットを使用して計算された一定のメトリックのどちらかを使用して、記録チャネル・パラメータを適応させて、そのような非線形性を最小限にすることができる。
【００１３】
典型的な用途では、最大長ＰＲＢＳシーケンス（たとえば、１２７ビットのＰＲＢＳシーケンス）が、ディスクに書き込まれ、次いで読み戻されて、再生電圧Ｖ（ｔ）を取得する。ａｋが、最大長ＮＲＺ ＰＲＢＳシーケンスにおけるビットであるとすると、非線形効果は、そのビットのさまざまな積に関連付けられる。たとえば、ＭＲＡは、ａｋａｋ−１に関連付けられ、ＮＬＴＳは、ａｋ−１ａｋａｋ＋１に関連付けられる。最大長ＰＲＢＳシーケンスの「シフト・アンド・アッド」特性（ここで、異なる位相を有する任意の２つの同一ＰＲＢＳシーケンスのモジュロ２加算が、別の位相を有するもう１つの同一ＰＲＢＳシーケンスを生成する）に基づいて、非線形ＮＲＺビットの積が、抽出されたダイビットにおいてエコーを生み出す。
【００１４】
そのような非線形エコーは、しばしば、互いに、または主要なダイビット応答による干渉を引き起こし、結果として、読み取り／書き込みチャネルを特徴付けるためのダイビット抽出の精度および有用性に悪影響を及ぼすことがある、構造的または破壊的な干渉をもたらす。
【００１５】
したがって、これらのエコーの位置を特定し、エコーを適切に補償することが重要である。
【００１６】
図１は、長手記録シナリオにおいて、非線形性によるエコーを有するダイビット応答を図示する例示的な波形を示す。図１は、いくつかの考え得る非線形エコー１０３、１０４、および１０６と共に、主要なダイビット応答１０１を示す。垂直軸は、ボルトにおけるダイビット応答信号の振幅を表し、水平軸は、ＰＲＢＳシーケンスの離散時間シフトを表す。図１において、−６３ビットから＋６３ビットまでの離散時間シフト（ビットで測定される）の範囲の水平軸にわたって、１２７値が分布する。主要なダイビット応答１０１は、読み取りチャネルの線形応答を表す。各エコーの位置は、特定の非線形性と相互作用する、ＰＲＢＳシーケンスの「シフト・アンド・アッド」特性の結果であり、したがって、一般的には、各エコーの位置を予測することが可能である。長手記録シナリオにおいて、主要なダイビット応答１０１は、図１に示されるようなダイパルス形状を有するが、垂直記録シナリオ（図示せず）においては、主要なダイビット応答は、ガウスのようなパルスの形状を有することになることに留意されたい。
【００１７】
チャネル・パラメータ（たとえば、ＮＬＴＳ）を推定するための１つの知られている方法は、関連付けられたエコー振幅（またはエコー領域）対ダイビットの主パルスの振幅の比を取ることを含む。しかしながら、この方法は、２つ以上のタイプの歪みのせいで、エコーのオーバーラップが存在することがあるために、結果として不正確な推定となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】米国特許出願第１２／４６３６２６号
【非特許文献】
【００１９】
【非特許文献１】Ｐａｌｍｅｒら、「Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｏｆ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｗｒｉｔｅ Ｅｆｆｅｃｔｓ Ｕｓｉｎｇ Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ Ｏｎ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ、Ｖｏｌ．Ｍａｇ−２３、Ｎｏ．５、１９８７年９月、２３７７〜２３７９頁
【非特許文献２】ＬｉｎおよびＷｏｏｄ、「Ａｎ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ａｃｃｕｒａｔｅｌｙ ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｔｈｅ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｉｅｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ、Ｖｏｌ．２５、Ｎｏ．５、４０８４〜４０８６頁、１９８９年９月
【非特許文献３】Ｙ．Ｌｉｎ、「‘Ｓｈｉｆｔ ａｎｄ ａｄｄ’ｐｒｏｐｅｒｔｙ ｏｆ ｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ ａｎｄ ｉｔｓ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓａｔｉｏｎ ｏｆ ｄｉｇｉｔａｌ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ」、ＩＥＥＥ Ｐｒｏｃ．Ｃｏｍｍｕｎ．、Ｖｏｌ．１４２、Ｎｏ．３、１３５〜１４０頁、１９９５年６月
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明の実施形態は、エコーが、エコーを引き起こした歪みのパラメータを推定するのに使用され得る前に、これらのエコーの位置を特徴付けるために、所与の擬似ランダム・バイナリ・シーケンス（ＰＲＢＳ）多項式のために抽出されたダイビットのより正確な分析を展開する。この分析は、チャネル・パラメータ、たとえば、第１および第２のＮＬＴＳ、ＯＷ、ＭＲＡ、ならびにチャネル・ビット密度（ＣＢＤ）を推定するために、体系的で数学的な、堅実な手段を提供するための式を導き出すのに使用される。
【００２１】
ある実施形態では、エコーからＮＬＴＳおよびＭＲＡを推定するための閉形式の式が展開される。さらに、本発明の実施形態は、ＭＲＡおよびＯＷによるエコーがオーバーラップしても、エコーを使用してＭＲＡおよびＯＷを正確に推定し、それにより、関連付けられたエコーのオーバーラップを明らかにするのを可能にする。さらに、抽出されたダイビットから、ＣＢＤを推定するための補間ベースのアプローチが提供される。
【００２２】
本発明の実施形態と一致したアプローチは、数学的に非常に厳密であると同時に、チャネル・パラメータの推定における効率を提案し、それにより、ヘッドおよび媒体の分析、読み取り／書き込みチャネルの品質の評価、読み取り／書き込みチャネル・パラメータの最適化、および他の用途において非常に有効なツールを提供する。
【００２３】
一実施形態において、本発明は、読み取りチャネル、およびビット・シーケンスが記憶された記憶媒体を含む記憶デバイスの１つまたは複数のチャネル・パラメータを推定するための、記憶デバイスにより実装される方法を提供する。方法は、（ａ）記憶デバイスが、記憶媒体からビット・シーケンスの少なくとも一部を読み取って、ビット応答を生成するステップと、（ｂ）記憶デバイスが、ビット応答を畳み込んで、読み取りチャネルのインパルス応答を計算するステップと、（ｃ）記憶デバイスが、計算されたインパルス応答に基づいて、１つまたは複数のチャネル・パラメータを推定するステップとを含む。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】望ましくないエコーを有するダイビット応答を図示する例示的な波形を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施形態と一致した、ホスト・デバイスに結合された例示的なハードディスク・デバイスのブロック図である。
【図３】図２のハードディスク・デバイスの読み取り／書き込みチャネルのブロック図である。
【図４】本発明の実施形態における、さまざまな位相シフトを生成するための補間フィルタ係数を示すテーブルの図である。
【図５】本発明の実施形態と一致した、チャネル・パラメータを推定するための例示的な方法を図示する流れ図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
本発明は、抽出されたダイビットを使用して、読み取り／書き込みチャネルのいくつかの重要なパラメータを推定するための方式を提供する。これらのパラメータには、１ビット前の転移（Δ１で表す）による、および２ビット前の転移（Δ２で表す）による非線形転移シフト（ＮＬＴＳ）、ハード転移シフト（ＨＴＳ）を使用してモデル化されたオーバーライト（ＯＷ）（Δ０で表す）、磁気抵抗ヘッド非対称性（ＭＲＡ）（αで表す）、および５０％の振幅におけるインパルス応答のパルス幅（ＰＷ５０で表す）が含まれる。これらのパラメータの知識は、磁気媒体および読み取り／書き込みヘッドの品質を理解するためだけでなく、読み取り／書き込みチャネルの読み取りパスおよび書き込みパスにおいて使用される、回路および／またはアルゴリズムを最適化するためにも役立つことができる。
【００２６】
図２は、本発明の第１の実施形態と一致した、ホスト・デバイス２１２に結合された例示的なハードディスク・ドライブ２００のブロック図を示す。わかりやすさのために、ドライブ２００のいくつかのコンポーネント、たとえば、スピンドル・モータおよびサーボ／アクチュエータ・モータ・コントロールは、図２では省略されている。ドライブ２００は、１つまたは複数の磁気媒体２０２と、１つまたは複数の対応する読み取り／書き込みヘッド２０４と、読み取り増幅器２０６ｒと、書き込み増幅器２０６ｗと、読み取り／書き込みチャネル２０８と、コントローラ２１０とを含む。読み取り／書き込みチャネル２０８は、インターフェース２１４および２１６を介して増幅器２０６ｒ、２０６ｗに結合され、インターフェース２１８および２２０を介してコントローラ２１０に結合されている。
【００２７】
読み取り動作の間、ホスト・デバイス２１２は、データが読み取られることになる磁気媒体２０２の位置に対応した識別子（たとえば、シリンダおよびセクタ・アドレス）を生成し、その識別子をコントローラ２１０に提供する。識別子に基づいて、コントローラ２１０は、データが読み取られることになる磁気媒体２０２の物理的位置を計算し、読み取り／書き込みヘッド２０４をその物理的位置に、またはその物理的位置の付近に動かす。読み取り／書き込みヘッド２０４は、読み取り／書き込みヘッド２０４によって感知された磁気媒体２０２上のデータに対応したアナログ信号のストリームを、読み取り増幅器２０６ｒに提供する。読み取り増幅器２０６ｒは、読み取り／書き込みヘッド２０４から受信したアナログ信号を増幅し、増幅された信号を、インターフェース２１４を介して、読み取り／書き込みチャネル２０８に提供する。読み取り／書き込みチャネル２０８は、増幅されたアナログ信号をデジタル・バイナリ・データに復号化し、デジタル・バイナリ・データを、インターフェース２１８を介して、コントローラ２１０に提供する。コントローラ２１０は、ドライブ２００とホスト・デバイス２１２との間のインターフェースとして働き、たとえば、キャッシング、エラー検出、またはエラー訂正などの追加的な機能を実行することができる。
【００２８】
書き込み動作の間、ホスト・デバイス２１２は、バイナリ・デジタル・データと、そのバイナリ・デジタル・データが書き込まれることになる磁気媒体２０２の位置に対応した識別子（たとえば、シリンダおよびセクタ・アドレス）とを、コントローラ２１０に提供する。識別子に基づいて、コントローラ２１０は、データが書き込まれることになる磁気媒体２０２の物理的位置を計算し、読み取り／書き込みヘッド２０４をその物理的位置に、またはその物理的位置の付近に動かす。コントローラ２１０は、デジタル・バイナリ・データを、インターフェース２２０を介して、読み取り／書き込みチャネル２０８に提供する。読み取り／書き込みチャネル２０８は、バイナリ・デジタル・データを符号化し、対応するアナログ信号を生成し、アナログ信号を、インターフェース２１６を介して、書き込み増幅器２０６ｗに提供する。書き込み増幅器２０６ｗは、アナログ信号を使用して、読み取り／書き込みヘッド２０４を駆動し、読み取り／書き込みヘッド２０４は、磁気媒体２０２上に、バイナリ・デジタル・データに対応する磁束反転を作成する。
【００２９】
図３は、読み取り／書き込みチャネル２０８のブロック図を示す。わかりやすさのために、いくつかのコンポーネントは、図３では省略されている。この実施形態では、読み取り／書き込みチャネル２０８が、トランジスタに相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）プロセスを使用した集積回路として実装されているが、他のプロセス技術が使用されてもよく、本明細書に開示されている回路は、ドライブ２００に含まれる他の回路、たとえばコントローラ２１０と一体化されてもよいことが企図される。上記で説明したように、読み取り／書き込みチャネル２０８は、バイナリ・デジタル情報と、磁気媒体２０２の磁束に対応するアナログ信号とを変換する。読み取り／書き込みチャネル２０８は、読み取りパス３０２と、書き込みパス３０４と、クロック３３２とを含む。
【００３０】
クロック３３２は、論理演算を制御するためのタイミング信号を、読み取りパス３０２および書き込みパス３０４に提供する。
【００３１】
書き込みパス３０４は、パラレル／シリアル変換器３２０と、符号器３２２と、書き込み事前補償回路３２８と、ドライバ回路３３０とを含む。パラレル／シリアル変換器３２０は、インターフェース２２０を介して、コントローラ２１０から一度に８ビットのデータを受信し、パラレル入力データから、符号器３２２に提供されるシリアル・ビット・ストリームを生成する。符号器３２２は、たとえば、ランレングス制限（ＲＬＬ）アルゴリズムを使用して、シリアル・ビット・ストリームを、磁気媒体２０２に記録するためのシンボリック・バイナリ・シーケンスに符号化し、符号化されたシーケンスを、書き込み事前補償回路３２８に提供する。書き込み事前補償回路３２８は、記録プロセスにおける磁気歪みを明らかにするためにビット・ストリームのパルス幅を動的に調整し、調整された信号をドライバ回路３３０に提供する。ドライバ回路３３０は、インターフェース２１６を介して、調整された信号を書き込み増幅器２０６ｗに駆動し、書き込み増幅器２０６ｗは、読み取り／書き込みヘッド２０４を駆動して、データを磁気媒体２０２に記録する。
【００３２】
ＰＲＢＳ生成器３３３が、ＰＲＢＳシーケンスを、書き込みパス３０４中の書き込み事前補償回路３２８に提供し、その結果、ＰＲＢＳシーケンスをディスクに書き込むことができる。ＰＲＢＳ生成器３３３は、同じＰＲＢＳシーケンスを、読み取りパス３０２中のダイビット抽出器３０９に提供し、ダイビット抽出器３０９は、以下でさらに詳細に説明するように、ダイビット応答を抽出する目的のために、以前にディスクに書き込まれたＰＲＢＳシーケンスを読み取る。この実施形態では、ＰＲＢＳ生成器３３３は、ダイビット抽出が所望されるときにのみ使用され、通常の読み取り／書き込み動作の間には使用されない。
【００３３】
読み取りパス３０２は、アナログ・フロントエンド（ＡＦＥ）３０６と、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）３０８と、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ３１０と、補間タイミング・リカバリ（ＩＴＲ）回路３１２と、ビタビ・アルゴリズム検出器３１４と、復号器３１６とを含む。読み取り／書き込みチャネル２０８は、インターフェース２１４を介して、磁気媒体２０２から、読み取り／書き込みヘッド２０４によって感知された増幅された磁気信号を受信する。増幅された磁気信号に対応するアナログ波形が、最初にＡＦＥ３０６に提供され、ＡＥＦ３０６は、デジタル信号への変換のために、アナログ波形を所望のパルス振幅および帯域幅に処理する。
【００３４】
ＡＦＥ３０６は、処理されたアナログ信号を、ＡＤＣ３０８に提供し、ＡＤＣ３０８は、アナログ信号をサンプリングし、アナログ信号の振幅サンプルに関連付けられた時系列バイナリ信号を生成することによって、アナログ信号をデジタル信号に変換する。ＡＤＣ３０８は、サンプリングされたデジタル信号を、ＦＩＲフィルタ３１０（たとえば、１０タップＦＩＲフィルタ）に提供し、ＦＩＲフィルタ３１０は、所望のパルス応答に従って、デジタル信号のサンプルを等化する。ＦＩＲフィルタ３１０は、等化された信号をＩＴＲ回路３１２に提供し、ＩＴＲ回路３１２は、信号サンプルに存在するタイミング乱れを補償するように、デジタル信号のサンプル・タイミングを調整する。ＩＴＲ回路３１２のタイミングは、たとえば、位相同期回路（ＰＬＬ）（図示せず）によって、制御されてもよい。
【００３５】
ＩＴＲ回路３１２は、同期されたデジタル信号を、ビタビ検出器３１４に提供し、ビタビ検出器３１４は、デジタル信号処理（ＤＳＰ）技術を使用して、デジタル信号によって表されるバイナリ・ビット・パターンを決定する。ビタビ検出器３１４は、デジタル信号によって表されるバイナリ・データを、復号器３１６に提供し、復号器３１６は、バイナリ・ビット・パターンからパリティ・ビットを取り除き、符号化されたシンボルの実際のバイナリ・データへの復号化（たとえばＲＬＬ復号化）を実行する。復号器３１６は、実際のバイナリ・データを、インターフェース２１８を介して、コントローラ２１０に提供する。
【００３６】
読み取りパス３０２はまた、ダイビット抽出器３０９と、チャネル・パラメータ推定器３１１とを含む。ダイビット抽出器３０９は、ＡＤＣ３０８からサンプルを、かつＰＲＢＳ生成器３３３からＰＲＢＳシーケンスを受信し、サンプルと、磁気媒体２０２に以前に書き込まれた既知のＰＲＢＳシーケンスとの間で、相関を実行する。この相関は、非線形歪みによって引き起こされるエコーに対応する、サンプルとＰＲＢＳシーケンスのデータビットとの間の特定の遅延により行われ、結果として、１つまたは複数のエコー点の識別をもたらす。ダイビット抽出器３０９はさらに、ビット応答ｈｂを決定し、抽出されたダイビットを使用してインパルス応答ｈｉを計算する。ダイビット抽出器３０９は、（ｉ）（たとえば、ポジションＭ０、Ｍ１、Ｍ２、およびＭ３それぞれにおける、エコーの振幅の形ＥＭ０、ＥＭ１、ＥＭ２、およびＥＭ３での）抽出されたエコー点、（ｉｉ）ビット応答ｈｂ、および（ｉｉｉ）計算されたインパルス応答ｈｉのうちの少なくとも１つを、チャネル・パラメータ推定器３１１に提供し、チャネル・パラメータ推定器３１１は、この情報を使用して、チャネル・パラメータ、たとえば、ＮＬＴＳ、ＨＴＳ、ＭＲＡ、およびチャネル・ビット密度（ＣＢＤ）を計算する。チャネル・パラメータ推定器３１１は、計算されたチャネル・パラメータのうちの１つまたは複数を、読み取りパス３０２または書き込みパス３０４中の１つまたは複数の他のブロックに提供して、たとえば、ＦＩＲフィルタ３１０の動作を調整することができる。
信号モデル
【００３７】
次に、ダイビット抽出器３０９およびチャネル・パラメータ推定器３１１の動作を、さらに詳細に説明する。
【００３８】
ダイビット抽出器３０９は、ＡＤＣ３０８から、以下の式（１ａ）および（１ｂ）を使用してモデル化される複数のサンプルｘ［ｎ］を受信する。
【００３９】
【数２】
ここで、ａ［ｎ］∈｛−１，＋１｝は、瞬間ｎにおけるＮＲＺデータビットを表し、ｈｓ［ｋ］は、ＡＤＣ３０８の出力における非等化チャネルのステップ応答を表し、Δ［ｋ］は、瞬間ｋの時間に書き込まれたデータ転移により経験される転移シフトの量を表し（ここで、Δ［ｋ］＞０は、時間遅延を示し、Δ［ｋ］＝０は転移シフトなしを示し、Δ［ｋ］＜０は時間前進を示す）、αは、読み取り／書き込みヘッド２０４の出力波形における非対称の量を表すパラメータ（すなわち、ＭＲＡ）であり、ｚ［ｎ］は、ＭＲＡなしの再生信号を表し、ｖ［ｎ］は、ノイズを表す項である。データビットａ［ｎ］は、長さＮ個のビットのＰＲＢＳシーケンスを周期的に反復することによって、生成される。
【００４０】
式（１ａ）および１（ｂ）は、ドライブ２００が、たとえばノイズ除去、および／またはパルス整形のために、連続時間フィルタ（ＣＴＦ）を含む場合、ＣＴＦが、バイパスされる、またはフラット設定されることを想定する。ＡＦＥ３０６が、オールパス・フィルタの機能を実行することもまた仮定される。
【００４１】
Δ［ｋ］が、非線形転移シフトにより、信号ｚ［ｎ］の線形化を許容するのに十分小さいと仮定すると、ｚ［ｎ］を、一次テイラー級数を使用して、以下の式（２ａ）、（２ｂ）、および２（ｃ）を使用して表すことができる。
【００４２】
【数３】
ここで、ｈｉ［ｋ］は、チャネルのインパルス応答を表し、ｈｂ［ｋ］は、チャネルのビット応答を表す。式（２１ａ）〜（２４）を参照して以下でさらに詳細に説明するように、ｈｂ［ｋ］の値は、基準線補正のためのアルゴリズムを使用して抽出されたダイビットを後処理した後に取得される。式（１ａ）に式（２ａ）を代入すると、結果として以下の式（３ａ）および（３ｂ）になる。
【００４３】
【数４】
ｚ１［ｎ］およびαｚ２［ｎ］と比較して、ｚ２［ｎ］は、強度において一層小さいことが予想される残差項を表す。というのは、ｚ２［ｎ］が２つの比較的小さい項の積であるからである。
ＮＬＴＳ、ＯＷ、およびＭＲＡにより引き起こされるダイビット・エコー
【００４４】
式（３ａ）および（３ｂ）が与えられると、次に、ＮＬＴＳ、ＯＷ、およびＭＲＡによるエコーの位置を特定することができる。３つのタイプの転移シフトを考慮して、Δ［ｋ］を、以下の式（４）を使用して表すことができる。
【００４５】
【数５】
【００４６】
ＰＲＢＳシーケンスのシフト・アンド・アッド特性により、Δ［ｋ］（ａ［ｋ］−ａ［ｋ−１］）を、以下の式（５ａ）および（５ｂ）を使用して表すことができる。
【００４７】
【数６】
ここで、Δ３［ｋ］は、すべての定数項および線形項を合計する。式（５ａ）および（５ｂ）において、整数｛Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２｝は、ＰＲＢＳシーケンスのシフト・アンド・アッド特性から得られ、以下の式（６ａ）〜（６ｄ）によって与えられる。
ａ［ｋ］ａ［ｋ−１］＝−ａ［ｋ−Ｍ０］、 （６ａ）
ａ［ｋ］ａ［ｋ−１］ａ［ｋ−２］＝ａ［ｋ−Ｍ１］、 （６ｂ）
ａ［ｋ］ａ［ｋ−２］ａ［ｋ−３］＝ａ［ｋ−Ｍ２］、および （６ｃ）
ａ［ｋ］ａ［ｋ−２］＝−ａ［ｋ−Ｍ３］。 （６ｄ）
【００４８】
式（５）を考慮して、転移シフトに対応する信号（Δ３［ｋ］を無視する）を、以下の式（７ａ）、（７ｂ）、および（７ｃ）として表すことができる。
【００４９】
【数７】
ここで、シンボル「⇒」は、「以下を含意する」を意味する。
【００５０】
式（２ｂ）が与えられると、
【００５１】
【数８】
を、以下の式（８ａ）および（８ｂ）を使用して表すことができる。
【００５２】
【数９】
式（８ｂ）における項ｚ３［ｎ］は、ａ［ｋ］ａ［ｋ−１］およびａ［ｋ］ａ［ｋ−２］以外のすべての積を含む残差項である。ＰＲＢＳシーケンスのシフト・アンド・アッド・特性により、ＭＲＡに対応する信号（ｚ３［ｎ］を無視する）を、以下の式（９）として表すことができる。
【００５３】
【数１０】
【００５４】
項ｚ１［ｎ］および
【００５５】
【数１１】
を組み合わせることにより、以下の式（１０）において与えられるように、転移シフトおよびＭＲＡに対応する結合信号をもたらす。
【００５６】
【数１２】
式（１０）における異なる項は、転移シフトおよびＭＲＡによるエコーを表し、そのエコーは、抽出されたダイビットから導き出されたものである。以下の３つの観測が、式（１０）に関して行われるべきである。
【００５７】
第１に、ポジションＭ０において、オーバーライトおよびＭＲＡによるエコーがオーバーラップする。結果として、エコーの直接観測により、ＭＲＡまたはＯＷどちらかを個別に推定することは可能ではない。
【００５８】
第２に、シフト｛Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３｝が互いに十分に離されるようにＰＲＢＳシーケンスが選択される限り、ＭＲＡおよび／またはＯＷの有無は、ＮＬＴＳによるエコーに影響を及ぼさない。結果として、原則的には、ＭＲＡおよび／またはＯＷが存在するかどうかにかかわらず、ＮＬＴＳを推定することは可能であるはずである。
【００５９】
第３に、ポジションＭ１において、第１および第２のＮＬＴＳによるエコーがオーバーラップする。結果として、Ｍ１におけるエコーの直接観測により、これらのＮＬＴＳを推定することは可能ではない。
【００６０】
ポジションＭ０、Ｍ１、Ｍ２、およびＭ３のそれぞれにおける、エコーの振幅ＥＭ０、ＥＭ１、ＥＭ２、およびＥＭ３を、ＡＤＣ３０８の出力を、項ａ［ｎ−Ｍ０−ｍ］、ａ［ｎ−Ｍ１−ｍ］、ａ［ｎ−Ｍ２−ｍ］、およびａ［ｎ−Ｍ３−ｍ］のそれぞれと相関させることによって取得することができ、これは、ダイビット抽出プロセスの一部として行われる。これは、結果として、以下の式（１１ａ）、（１１ｂ）、（１１ｃ）、および（１１ｄ）をもたらす。
【００６１】
【数１３】
ここで、ｋ０は、ｈｂ［ｋ］におけるピークサンプルの位置を表す。式（１１ａ）〜（１１ｃ）は、ＭＲＡ項を除いて、その全体が参照により本明細書に組み込まれるＬｉｎおよびＷｏｏｄによる研究論文、「Ａｎ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ａｃｃｕｒａｔｅｌｙ ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｔｈｅ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｉｅｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ、Ｖｏｌ．２５、Ｎｏ．５、４０８４〜４０８６頁、１９８９年９月において与えられる式に類似しており、この論文は、磁気記録チャネルにおける転移シフトによる非線形歪みのモデリングおよび特徴付けについて論じている。
【００６２】
この実施形態においては、長さＮ＝１２７のＰＲＢＳシーケンスが使用されており、ダイビットｈｂ［ｋ］は、対応する１２７係数の長さを有することになることに留意されたい。したがって、式ｈｂ［ｋ０＋Ｍ＋ｍ］における独立変項ｋ０＋Ｍ＋ｍは、すべてのＭ∈｛Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３｝のモジュロＮを使用して、評価されるべきである。
【００６３】
ｈｂ［ｍ］およびｈｉ［ｍ］は、ｍの大きな値の場合にゼロに近くなることから、ｍの考え得る値は、ｍ∈｛−２，−１，０，１，２｝に限定され、ここで、ｍ＝０は、ｈｂ［０］およびｈｉ［０］が、ｈｂ［ｋ］およびｈｉ［ｋ］それぞれにおけるピークサンプルに対応するということである（すなわち、ｋ０＝０）。
ＮＬＴＳ、ＯＷ、およびＭＲＡの推定
【００６４】
ポジションＭ０、Ｍ１、Ｍ２、およびＭ３のそれぞれにおける、４つのエコーの振幅ＥＭ０、ＥＭ１、ＥＭ２、およびＥＭ３が、式（１１ａ）、（１１ｂ）、（１１ｃ）および（１１ｄ）を使用して決定されたら、この情報を使用して、読み取り／書き込みチャネル２０８の１つまたは複数の特徴（たとえば、ＮＬＴＳ、ＯＷ、およびＭＲＡ）を推定することができる。
【００６５】
したがって、ダイビット抽出器３０９は、インパルス応答値ｈｉと共に、ＥＭ０、ＥＭ１、ＥＭ２、およびＥＭ３の値を、チャネル・パラメータ推定器３１１に提供し、チャネル・パラメータ推定器３１１は、パラメータ｛Δ０，Δ１，Δ２，α｝それぞれの推定値を提供する。これらのパラメータを、たとえば、以下の式（１２ａ）、（１２ｂ）、（１２ｃ）、および（１２ｄ）を使用して推定することができる。
【００６６】
【数１４】
【００６７】
ノイズおよびその他の乱れが存在する中で、推定精度を向上させるためには、ｍのより大きい値を利用することが望ましい。言い換えれば、対象のパラメータの信号対ノイズ比を向上させるために、ｍの異なる値にまたがる平均が取られる。これは、チャネル・パラメータ推定器３１１において実装される、以下の式（１３ａ）、（１３ｂ）、（１３ｃ）、および（１３ｄ）を使用して行うことができる。
【００６８】
【数１５】
【００６９】
ビット応答ｈｂ［ｍ］からのインパルス応答ｈｉ［ｍ］の評価は、「インパルス応答の取得およびＰＷ５０の推定」の項目において、以下でさらに詳細に説明する。
ＰＲＢＳシーケンスの選択
【００７０】
次に、特定のＰＲＢＳ多項式のためのエコー位置Ｍ０、Ｍ１、Ｍ２、およびＭ３の値、およびＰＲＢＳ多項式の選択について説明する。
【００７１】
ＰＲＢＳシーケンスの所与の長さについては、ＰＲＢＳシーケンスを生成するのに使用される多項式のためにいくつかの選択がある。そのような多項式の例が、Ｙ．Ｌｉｎ、「‘Ｓｈｉｆｔ ａｎｄ ａｄｄ’ｐｒｏｐｅｒｔｙ ｏｆ ｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ ａｎｄ ｉｔｓ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓａｔｉｏｎ ｏｆ ｄｉｇｉｔａｌ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ」、ＩＥＥＥ Ｐｒｏｃ．Ｃｏｍｍｕｎ．、Ｖｏｌ．１４２、Ｎｏ．３、１３５〜１４０頁、１９９５年６月において提供されており、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。式（２１ａ）〜（２４）を参照して以下でさらに詳細に論じるように、これらのすべての多項式から生じるシーケンスは、ＰＲＢＳシーケンスの特殊な相関特性を満たすことになるが、異なる非線形性に対応するエコーの位置は、選択された多項式によって左右されることから、推定されたパラメータの精度は、多項式によって変化することがある。エコーがうまく分離されていない場合、式（１１ａ）〜（１３ｄ）がオーバーラップを反映するように修正されていない限り、結果として生じるオーバーラップが、推定プロセスの精度に影響を及ぼすことがある。
【００７２】
パラメータの推定を単純化するために、エコーが互いに最大限に分離される多項式が選択されるべきである。これを実証するために、以下の式（１４ａ）および（１４ｂ）に記述されるような、１２７ビットのＰＲＢＳシーケンスを生成するための２つの異なる多項式を検討する。
ｐ１（ｚ）＝１＋ｚ４＋ｚ７、 （１４ａ）
ｐ２（ｚ）＝１＋ｚ４＋ｚ５＋ｚ６＋ｚ７。 （１４ｂ）
これらの２つの多項式のエコー位置が、以下の式（１５ａ）および（１５ｂ）によって与えられる。
ｐ１（ｚ）の場合、｛Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３｝＝｛−３０，２６，−１２，−６０｝、 （１５ａ）
ｐ２（ｚ）の場合、 ＝｛−８６，−９５，−２０，−４５｝。 （１５ｂ）
【００７３】
エコー位置｛Ｍ０，Ｍ１｝は、ｐ１（ｚ）と比較して、ｐ２（ｚ）の場合に接近していることが観測されるはずである。したがって、ｐ２（ｚ）と比較して、ｐ１（ｚ）でよりよい精度が期待されるべきであり、したがって、１２７ビットのＰＲＢＳシーケンスを生成するための多項式としては、式（１４ａ）に与えられたようなｐ１（ｚ）を使用することが望ましい。ＰＲＢＳシーケンスは、ビット長１２７を有するため、Ｍ３＝−６０は、Ｍ３＝−６０＋１２７＝６７と同等であることに留意されたい。
インパルス応答の取得およびＰＷ５０の推定
【００７４】
ダイビット抽出を使用して、チャネル・ビット密度（ＣＢＤ）を推定することもできる。たとえば、正規化された線形ビット密度を示すのに使用されるパラメータＰＷ５０は、半分のピーク振幅におけるインパルス応答ｈｉの幅である。
【００７５】
ステップ応答を決定し、次いでそのステップ応答を微分することによって、インパルス応答ｈｉを、抽出されたダイビットから取得することができる。したがって、ビット応答からインパルス応答を生成するための適切なフィルタを、ステップ入力を微分フィルタに通過させることによって、取得することができる。位相シフト０．０１Ｔおよび−０．０１Ｔそれぞれのために設計された２つの１１タップ補間フィルタの間の差を取って、その差を０．０２Ｔで割ることによって、微分フィルタを構築することができ、ここで、Ｔは、１つのチャネル・ビットの持続時間を表す。補間フィルタは、好ましくは、２５％の過剰帯域幅による上昇余弦関数を使用して設計される。これは、結果として、ビット応答から決定されることになるインパルス応答を許容する、以下の係数を有するフィルタをもたらす。
｛０．０２６９，−０．０５６４，０．１３２１，−０．２６０５，０．６８２３，０．６８２３，−０．２６０５，０．１３２１，−０．０５６４，０．０２６９｝ （１６）
【００７６】
ｈｂ［ｋ］が、ビット応答（式（２１ａ）〜（２４）参照して以下で説明するように、抽出されたダイビットを後処理することによって取得される）を表すとすると、Ｔ間隔のインパルス応答ｈｉ［ｋ］が、公式（１６）において与えられたフィルタ係数で（代替実施形態においては、他のフィルタまたはフィルタ係数を使用することができることを認識すべきであるものの）、ｈｂ［ｋ］を畳み込むことによって取得される。結果として生じるインパルス応答ｈｉ［ｋ］を、チャネル・パラメータを推定するための式（１３ａ）、（１３ｂ）、（１３ｃ）、および（１３ｄ）において使用することができ、ｈｉ［０］は、インパルス応答のピークサンプルに対応する。
【００７７】
ＰＷ５０を推定するために、半振幅点が最初に位置を特定される。そうするために、オーバーサンプリングされたインパルス応答が利用され、それにより、補間フィルタを使用して、微細な間隔のサンプルを生成する。Ｔ間隔のインパルス応答から、｛０．１Ｔ，０．２Ｔ，０．３Ｔ，０．４Ｔ，０．５Ｔ，０．６Ｔ，０．７Ｔ，０．８Ｔ，０．９Ｔ｝の位相シフトを生成するための補間フィルタの係数（２５％過剰帯域幅による上昇余弦関数を使用）が、図４のテーブルに提供されており、これはたとえば、ルックアップ・テーブルを使用して実装されてもよい。０．６Ｔ、０．７Ｔ、０．８Ｔ、および０．９Ｔのための補間フィルタは、位相０．４Ｔ、０．３Ｔ、０．２Ｔ、および０．１Ｔそれぞれのためのフィルタの時間反転バージョンであることに留意されたい。
【００７８】
対象となる領域のみがピーク周辺の範囲であるために、それは、インパルス応答ｈｉのピーク周辺で、インターバル［−２Ｔ，２Ｔ］の間に微細な間隔のサンプルを生成するには十分である。ｈｉ［０］が、Ｔ間隔のインパルス応答のピークサンプルを表すとすると、時間ｍＴ＋０．１ｌＴにおけるインパルス応答を、ｍ＝−２、−１、０、１、２として、以下の式（１７ａ）、（１７ｂ）、（１７ｃ）、および（１７ｄ）を使用して計算することができる。
【００７９】
【数１６】
ここで、式
【００８０】
【数１７】
は、図４のテーブルのｌ番目の列におけるフィルタ係数を表し、式ｈ［ｍ］は、ｈｉ［ｍ］周辺を中心としたＴ間隔のインパルス応答サンプルの１１×１ベクトルを表す。ｈｉ（ｍＴ＋０．１ｌＴ）が、ｍ＝−２、−１、０、１、２、およびｌ＝０、１、・・・９として計算されると、パラメータＰＷ５０を、以下の５つのステップを使用して推定することができる。
【００８１】
第１に、以下の式（１８）を使用して、ベクトルｇが構築される。
ｇ＝［ｈｉ（−２Ｔ），ｈｉ（−１．９Ｔ），ｈｉ（−１．８Ｔ），・・・，ｈｉ（１．９Ｔ），ｈｉ（２Ｔ）］Ｔ （１８）
【００８２】
第２に、ベクトルｇが、そのピーク値によって正規化され、結果として
【００８３】
【数１８】
であるベクトルが生じる。
【００８４】
第３に、
【００８５】
【数１９】
および
【００８６】
【数２０】
が、正規化されたベクトル
【００８７】
【数２１】
のピークサンプルの両辺で０．５（または別の選択された値）に最も近くなるように、対の整数Ｐ１およびＰ２が決定される。
【００８８】
第４に、線形補間を使用して、正規化されたベクトル
【００８９】
【数２２】
のピークサンプルの両辺の半ピーク振幅｛β１，β２｝の位置が、以下の式（１９ａ）〜（１９ｆ）を使用して計算される。
【００９０】
【数２３】
【００９１】
第５に、ＰＷ５０が、以下の式（２０）を使用して推定される。
【００９２】
【数２４】
抽出されたダイビットの後処理
【００９３】
式（１１ａ）、（１１ｂ）、（１１ｃ）、および（１１ｄ）において、ＰＲＢＳシーケンスの相関は、ゼロのラグ（サンプル遅延）の場合に１であり、非ゼロラグの場合に０である（ここで、ｋの非ゼロラグは、ｋビットまたはサンプルの相対的なシフトにおける相互相関を意味し、すなわち、ａ［ｎ］であってａ［ｎ−ｋ］である）と仮定する。この同じ仮定が、ダイビット抽出に関連した先行技術の多くにおいて暗に行われている。しかしながら、実際には、ＰＲＢＳシーケンスの相関は、ゼロのラグの場合に１であり、非ゼロラグの場合には−１／Ｎであり、これが結果として、抽出されたダイビットにおける非ゼロ基準線をもたらし、ここで、Ｎは、ＰＲＢＳシーケンスの１周期の長さを表す。したがって、基準線の補正は、ダイビットがチャネル・パラメータを推定するために使用される前に行われるべきである。これは、垂直記録において重要である。というのは、ビット応答およびインパルス応答が、長手記録においてはゼロＤＣ値であるのに対し、垂直記録においては非ゼロＤＣ値を有するからである。この非ゼロ相関についての補正は、以下の後処理方法によって実行され、その追加的な詳細が、「Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｄｉｂｉｔ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ」と題された米国特許出願第１２／４６３６２６号において提供されており、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。
【００９４】
線形読み戻し信号が、
【００９５】
【数２５】
として式（２ｂ）によって与えられ、ここで、ｈｂ［ｋ］は、真のビット応答である。ＰＲＢＳシーケンスの相関特性を使用して、抽出されたダイビットを、以下の式（２１ａ）および（２１ｂ）を使用して表すことができる。
【００９６】
【数２６】
真のビット応答における無視できない値（すなわち、抽出されたダイビットの後処理後に見出されることが予想されるであろう値）が、ｋ＝Ｍ１、Ｍ１＋１、・・・、Ｍ２（ここで、Ｍ１およびＭ２は整数）の場合に、ｈｂ［ｋ］であると仮定した場合、抽出されたダイビットを、以下の式（２２ａ）および（２２ｂ）を使用して表すことができる。
【００９７】
【数２７】
式（２２ａ）を使用して、以下の式（２３ａ）および（２３ｂ）を導き出すことができる。
【００９８】
【数２８】
式（２１ａ）に式（２２ａ）を代入すると、結果として以下の式（２４）をもたらし、これが、後処理されたダイビットを提供する。
【００９９】
【数２９】
【０１００】
式（２４）の右辺における括弧の中の第２項を計算するために使用される項が、抽出されたダイビットの主パルスからであり、抽出されたダイビットの非線形部分を含まないことに留意されたい。これらの項は、ＡＣ結合チャネルについてでさえ非ゼロであることになる。さらに、後処理項を計算する目的のために完全なダイビットを抽出することは必須ではなく、それは、ＮＬＴＳ推定の場合などの、ダイビットの一部のみが抽出されるシナリオにおいて有益であることを理解すべきである。そのような場合、ダイビットの主パルスおよび推定に使用される部分のみを抽出することで十分であり、抽出された部分を、後処理項を計算するのに使用することができる。
例示的なチャネル・パラメータ推定モデルの概要
【０１０１】
図５は、本発明の実施形態と一致した、チャネル・パラメータを推定するための例示的な一方法５００を示す流れ図である。示されるように、最初に、ステップ５０１で、１２７ビットのＰＲＢＳシーケンスが、たとえば、式（１４ａ）に記述されるような多項式ｐ（ｚ）＝１＋ｚ４＋ｚ７を使用して生成され、これは、さまざまな非線形歪みによって引き起こされるエコーの間に大きな分離をもたらすことから、好ましく使用される。次に、ステップ５０２で、ＰＲＢＳシーケンスの周期的反復がディスクに書き込まれる。ステップ５０３で、ＰＲＢＳシーケンスを使用して、ダイビットが引き続きディスクから抽出される。ステップ５０４で、抽出されたダイビットが後処理されて、基準線補正を実行する。ステップ５０５で、チャネルのインパルス応答ｈｉ［ｋ］が、たとえば、公式（１６）で与えられたフィルタ係数で、ビット応答ｈｂ［ｋ］を畳み込むことによって計算される。ステップ５０６で、ポジションＭ０、Ｍ１、Ｍ２、およびＭ３それぞれにおける、４つのエコーの振幅ＥＭ０、ＥＭ１、ＥＭ２、およびＥＭ３が決定される。ステップ５０６は、エコー振幅を使用しないＣＢＤ（たとえば、ＰＷ５０）の計算には必須ではないことに留意されたい。ステップ５０７で、チャネル・パラメータの推定が行われる。たとえば、第１のＮＬＴＳ、第２のＮＬＴＳ、ＭＲＡ、およびＯＷが、式（１３ａ）、（１３ｂ）、（１３ｃ）、および（１３ｄ）を使用して推定され、またはＰＷ５０が、式（２０）を使用して推定される。
代替実施形態
【０１０２】
本明細書では、ダイビット抽出が、等化器（たとえば、ＦＩＲフィルタ３１０）への入力において、すなわち、ＡＤＣの出力において行われるように論じられるが、サンプルを、代替的に、等化器の出力から収集することができることを理解すべきである。そうしたシナリオでは、ＡＤＣ出力におけるサンプル収集に比べて、ＭＲＡの精度が減少することがあるものの、それでもなおＮＬＴＳ、ＨＴＳ、およびＭＲＡを推定することができる。
【０１０３】
本明細書では、「インパルス応答の取得およびＰＷ５０の推定」の項目において、垂直記録の場合の、抽出されたダイビットからＣＢＤを推定するための補間ベースのアプローチが提供される。本発明の実施形態は、この補間アプローチを使用して、抽出されたダイビットからインパルス応答を構築し、ＣＢＤが、インパルス応答の半振幅の幅を計算することによって推定される。しかしながら、代替実施形態では、かつ、とりわけ長手記録の場合には、類似の補間アプローチを使用して、ステップ応答を取得することができ、ＣＢＤを、ステップ応答の半振幅の幅から推定することができる。
【０１０４】
本発明の実施形態は、ハードディスク・ドライブにおいて実装されるように説明されるが、代替実施形態では、本発明は、テープ・ドライブ、光学ディスク・ドライブ、および磁気光学ディスク・ドライブなどを含む他の記憶媒体、ならびに、ネットワーク、電話通信、および有線／無線データ通信に使用される通信チャネルにおいて実装されてもよいことを認識すべきである。
【０１０５】
本発明の性質を明らかにするために説明され、図示されてきた部品の詳細、材質、および配置におけるさまざまな変更が、以下の特許請求の範囲で表されるような本発明の範囲から逸脱することなく、当業者によって行われてもよいことがさらに理解されるであろう。
【０１０６】
本発明の例示的な実施形態が、単一集積回路、マルチチップ・モジュール、単一カード、またはマルチカード回路パックとして可能な実装を含む、回路のプロセスに関して説明されてきたが、本発明はそのように限定されない。当業者には明らかであるように、回路要素のさまざまな機能がまた、ソフトウェア・プログラムにおける処理ブロックとして実装されてもよい。そのようなソフトウェアは、たとえば、デジタル信号プロセッサ、マイクロ・コントローラ、または汎用コンピュータにおいて利用されてもよい。
【０１０７】
本発明は、方法、およびそれらの方法を実践するための装置の形態で具体化されてもよい。本発明はまた、磁気記録媒体、光学記録媒体、固体メモリ、フロッピー・ディスケット、ＣＤ−ＲＯＭ、ハード・ドライブなどの有形の媒体、または任意の他の一時的でない機械可読記憶媒体において、具体化されるプログラム・コードの形態で具体化されてもよく、ここで、プログラム・コードがコンピュータなどの機械の中にロードされ、それによって実行されるときに、機械が本発明を実践するための装置となる。本発明はまた、たとえば、機械の中にロードされる、および／または、機械によって実行されることを含む一次的でない機械可読記憶媒体に記憶されているプログラム・コードの形態で具体化されてもよく、ここで、プログラム・コードがコンピュータなどの機械の中にロードされ、それによって実行されるときに、機械が本発明を実践するための装置となる。汎用プロセッサで実装されるとき、プログラム・コードのセグメントは、プロセッサと結合して、特定の論理回路に類似して動作する固有のデバイスをもたらす。
【０１０８】
明示的に述べられていない限り、各数値および範囲は、「約」または「およそ」という単語が値または範囲の値に先行するかのように、近似的なものとして解釈されるべきである。
【０１０９】
本明細書において記述される例示的な方法のステップは、説明される順序で実行されるべきことが必ずしも求められているわけではないことを理解すべきであり、そのような方法のステップの順序は、単に例示的であることを理解すべきである。同様に、そのような方法に追加的なステップが含まれてもよく、あるステップが、本発明のさまざまな実施形態と一致した方法において、省略または結合されてもよい。
【０１１０】
以下の方法請求項に要素が存在する場合、その要素は、対応するラベル付けを使用した特定のシーケンスにおいて記載されるが、それらの要素の一部またはすべてを実装するための特定のシーケンスを、その請求項の記述が含意しない限り、それらの要素は、必ずしもその特定のシーケンスにおいて実装されることを限定されるものとは意図されない。
【０１１１】
本願の特許請求の範囲によって保護される実施形態は、（１）本明細書によって有効にされる、かつ（２）法定主題に該当する、実施形態に限定される。非有効とされる実施形態、および非法定主題に該当する実施形態は、それらが特許請求の範囲内に含まれるとしても、明示的に請求権を拒否される。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
読み取りチャネル、およびビット・シーケンスが記憶された記憶媒体を含む記憶デバイスの１つまたは複数のチャネル・パラメータを推定するための、記憶デバイスにより実装される方法であって、
（ａ）前記記憶デバイスが、前記記憶媒体から前記ビット・シーケンスの少なくとも一部を読み取って、ビット応答を生成するステップと、
（ｂ）前記記憶デバイスが、前記ビット応答を畳み込んで、前記読み取りチャネルのインパルス応答を計算するステップと、
（ｃ）前記記憶デバイスが、計算されたインパルス応答に基づいて、１つまたは複数のチャネル・パラメータを推定するステップと
を含む方法。
【請求項２】
ステップ（ｃ）が、
（ｃ１）前記記憶デバイスが、前記ビット応答および前記計算されたインパルス応答の両方に基づいて、少なくとも１つのチャネル・パラメータを推定するステップ
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ステップｃが、
（ｃ１）前記記憶デバイスが、前記ビット応答に基づいて、しかし前記インパルス応答には基づかずに、少なくとも１つのチャネル・パラメータを推定するステップと、
（ｃ２）前記記憶デバイスが、前記インパルス応答に基づいて、しかし前記ビット応答には基づかずに、少なくとも１つのチャネル・パラメータを推定するステップと、
（ｃ３）前記記憶デバイスが、前記インパルス応答および前記ビット応答の両方に基づいて、少なくとも１つのチャネル・パラメータを推定するステップと
を含む、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記１つまたは複数のチャネル・パラメータが、エコーのうちの少なくとも１つを引き起こす非線形転移シフト（ＮＬＴＳ）を含む、請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記１つまたは複数のチャネル・パラメータが、エコーのうちの少なくとも１つを引き起こすオーバーライト（ＯＷ）を含む、請求項２に記載の方法。
【請求項６】
前記１つまたは複数のチャネル・パラメータが、エコーのうちの少なくとも１つを引き起こす磁気抵抗ヘッド非対称性（ＭＲＡ）を含む、請求項２に記載の方法。
【請求項７】
ステップ（ｃ）が、
（ｃ１）前記記憶デバイスが、前記計算されたインパルス応答に基づいて、前記記憶媒体上の情報の推定されたチャネル・ビット密度を生成するステップ
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
ステップ（ｃ１）が、
（ｃ１ｉ）前記記憶デバイスが、前記計算されたインパルス応答に基づいて、ベクトルｇを構築するステップと、
（ｃ１ｉｉ）前記記憶デバイスが、前記ベクトルｇをそのピーク値で正規化して、正規化されたベクトル
【数１】
をもたらすステップと、
（ｃ１ｉｉｉ）前記記憶デバイスが、値
【数２】
および
【数３】
が、正規化されたベクトル
【数４】
のピークサンプルの両辺で選択された値に最も近くなるように、対の整数Ｐ１およびＰ２を決定するステップと、
（ｃ１ｉｖ）前記記憶デバイスが、正規化されたベクトル
【数５】
の前記ピークサンプルの両辺の半ピーク振幅の位置を計算するステップと、
（ｃ１ｖ）前記記憶デバイスが、前記半ピーク振幅の前記位置に基づいて、チャネル・ビット密度を推定するステップと、
を含む、請求項７に記載の発明。
【請求項９】
（ｄ）前記記憶デバイスが、前記チャネル・パラメータのうちの１つまたは複数を使用して、前記読み取りチャネルの１つまたは複数の非線形性を補償するステップ
をさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれかに記載の方法を実行するようになされた装置。
【請求項１】
読み取りチャネル、およびビット・シーケンスが記憶された記憶媒体を含む記憶デバイスの１つまたは複数のチャネル・パラメータを推定するための、記憶デバイスにより実装される方法であって、
（ａ）前記記憶デバイスが、前記記憶媒体から前記ビット・シーケンスの少なくとも一部を読み取って、ビット応答を生成するステップと、
（ｂ）前記記憶デバイスが、前記ビット応答を畳み込んで、前記読み取りチャネルのインパルス応答を計算するステップと、
（ｃ）前記記憶デバイスが、計算されたインパルス応答に基づいて、１つまたは複数のチャネル・パラメータを推定するステップと
を含む方法。
【請求項２】
ステップ（ｃ）が、
（ｃ１）前記記憶デバイスが、前記ビット応答および前記計算されたインパルス応答の両方に基づいて、少なくとも１つのチャネル・パラメータを推定するステップ
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ステップｃが、
（ｃ１）前記記憶デバイスが、前記ビット応答に基づいて、しかし前記インパルス応答には基づかずに、少なくとも１つのチャネル・パラメータを推定するステップと、
（ｃ２）前記記憶デバイスが、前記インパルス応答に基づいて、しかし前記ビット応答には基づかずに、少なくとも１つのチャネル・パラメータを推定するステップと、
（ｃ３）前記記憶デバイスが、前記インパルス応答および前記ビット応答の両方に基づいて、少なくとも１つのチャネル・パラメータを推定するステップと
を含む、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記１つまたは複数のチャネル・パラメータが、エコーのうちの少なくとも１つを引き起こす非線形転移シフト（ＮＬＴＳ）を含む、請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記１つまたは複数のチャネル・パラメータが、エコーのうちの少なくとも１つを引き起こすオーバーライト（ＯＷ）を含む、請求項２に記載の方法。
【請求項６】
前記１つまたは複数のチャネル・パラメータが、エコーのうちの少なくとも１つを引き起こす磁気抵抗ヘッド非対称性（ＭＲＡ）を含む、請求項２に記載の方法。
【請求項７】
ステップ（ｃ）が、
（ｃ１）前記記憶デバイスが、前記計算されたインパルス応答に基づいて、前記記憶媒体上の情報の推定されたチャネル・ビット密度を生成するステップ
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
ステップ（ｃ１）が、
（ｃ１ｉ）前記記憶デバイスが、前記計算されたインパルス応答に基づいて、ベクトルｇを構築するステップと、
（ｃ１ｉｉ）前記記憶デバイスが、前記ベクトルｇをそのピーク値で正規化して、正規化されたベクトル
【数１】
をもたらすステップと、
（ｃ１ｉｉｉ）前記記憶デバイスが、値
【数２】
および
【数３】
が、正規化されたベクトル
【数４】
のピークサンプルの両辺で選択された値に最も近くなるように、対の整数Ｐ１およびＰ２を決定するステップと、
（ｃ１ｉｖ）前記記憶デバイスが、正規化されたベクトル
【数５】
の前記ピークサンプルの両辺の半ピーク振幅の位置を計算するステップと、
（ｃ１ｖ）前記記憶デバイスが、前記半ピーク振幅の前記位置に基づいて、チャネル・ビット密度を推定するステップと、
を含む、請求項７に記載の発明。
【請求項９】
（ｄ）前記記憶デバイスが、前記チャネル・パラメータのうちの１つまたは複数を使用して、前記読み取りチャネルの１つまたは複数の非線形性を補償するステップ
をさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれかに記載の方法を実行するようになされた装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−３３２５９（Ｐ２０１２−３３２５９Ａ）
【公開日】平成２４年２月１６日（２０１２．２．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６４９１１（Ｐ２０１１−１６４９１１）
【出願日】平成２３年７月２８日（２０１１．７．２８）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．フロッピー
【出願人】（５０８２４３６３９）エルエスアイ コーポレーション (124)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年２月１６日（２０１２．２．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２８日（２０１１．７．２８）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．フロッピー
【出願人】（５０８２４３６３９）エルエスアイ コーポレーション (124)
【Ｆターム（参考）】
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