リモートセンシング電位検出型車両用電源装置
【課題】リモート制御を行っているときに出力電源線が断線したとき、負荷の大小にかかわらず出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制して、従来よりも出力電圧を安定に出力できるようにする。
【解決手段】出力端子３２，３３とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４とを有するスイッチング電源回路部２０と、ローカル電位ＶLおよびリモートセンシング電位ＶSのうち、リモートセンシング電位ＶSが正常範囲内ならばリモート制御を行い、リモートセンシング電位ＶSが正常範囲外ならばローカル制御を行い、リモート制御とローカル制御とを切り替えられる電圧制御回路部５０とを備えたリモートセンシング電位検出型車両用電源装置１０において、出力電流Ｉを検出する出力電流検出手段（電流検出器４０）を備え、電圧制御回路部５０は出力電流Ｉに基づいてリモート制御とローカル制御との切り替えを行う。
【解決手段】出力端子３２，３３とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４とを有するスイッチング電源回路部２０と、ローカル電位ＶLおよびリモートセンシング電位ＶSのうち、リモートセンシング電位ＶSが正常範囲内ならばリモート制御を行い、リモートセンシング電位ＶSが正常範囲外ならばローカル制御を行い、リモート制御とローカル制御とを切り替えられる電圧制御回路部５０とを備えたリモートセンシング電位検出型車両用電源装置１０において、出力電流Ｉを検出する出力電流検出手段（電流検出器４０）を備え、電圧制御回路部５０は出力電流Ｉに基づいてリモート制御とローカル制御との切り替えを行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源回路部と電圧制御回路部とを備えたリモートセンシング電位検出型車両用電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のリモートセンシング電位検出型車両用電源装置として、回路構成が複雑にならないようにし、出力電圧精度が低下しないようにする技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。この技術によれば、リモートセンシング電位差とローカル電位差とを独立に検出するとともに、ローカル電位差がリモートセンシング電位差の正常時より大きくなるように設定し、両電位差のうち小さい方の電位差に基づいてＰＷＭ制御（すなわちリモート制御とローカル制御）を切り替える構成となっている。
【０００３】
上記技術に従ってリモートセンシング電位差に基づくＰＷＭ制御（すなわちリモート制御）を行っているときに出力電源線が断線すると、負荷が大きい場合にはリモートセンシング電位差の低下も速い。すなわちリモートセンシング電位差が速く基準電位差よりも下回るため、断線の発生に伴って一時的に出力電圧が大きくなっても、一定時間が経過するとローカル電位差に基づくＰＷＭ制御（すなわちローカル制御）を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−０４５９４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、リモート制御を行っているときに出力電源線が断線するという条件下において、負荷が小さい場合はリモートセンシング電位差の低下もゆっくりとなる。すなわちリモートセンシング電位差が基準電位差よりも上回る期間が長くなるため、この期間中はリモート制御とローカル制御との切り替えが頻繁に行われるようになる。例えば図５に示す例では、断線が発生した時刻ｔ１１からリモートセンシング電位差（ＶS）が基準電位差（Ｖth1）を下回る時刻ｔ１７までの間、リモート制御とローカル制御の切り替えを行っている。この制御の切り替えによって、出力電圧のハンチング現象（すなわち出力電圧が頻繁に変動する現象）を引き起こすという問題があった。
【０００６】
本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、リモート制御を行っているときに出力電源線が断線したとき、負荷の大小にかかわらず出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制して、従来よりも出力電圧を安定に出力できるリモートセンシング電位検出型車両用電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、直流出力電圧を負荷に出力する出力端子と、前記直流出力電圧を制御するスイッチング素子とを有するスイッチング電源回路部と、前記出力端子の電位としてのローカル電位および前記負荷の電位としてのリモートセンシング電位のうち、前記リモートセンシング電位が正常範囲内にある場合には前記リモートセンシング電位に基づくＰＷＭ制御信号により前記直流出力電圧を制御するリモート制御を行い、前記リモートセンシング電位が正常範囲外になった場合には前記ローカル電位に基づくＰＷＭ制御信号により前記直流出力電圧を制御するローカル制御を行い、前記リモート制御と前記ローカル制御とを切り替えられる電圧制御回路部とを備えたリモートセンシング電位検出型車両用電源装置において、前記出力端子から前記負荷に向かって流れる出力電流を検出する出力電流検出手段を備え、前記電圧制御回路部は、前記出力電流検出手段によって検出された出力電流に基づいて、前記リモート制御と前記ローカル制御との切り替えを行うことを特徴とする。
【０００８】
この構成によれば、電圧制御回路部は出力電流検出手段によって検出された出力電流に基づいてリモート制御とローカル制御との切り替えを行う。負荷が小さいためにリモートセンシング電位の低下がゆっくりになっても、断線が発生すると出力電流はすぐにゼロになる。出力電流検出手段によって検出された出力電流が基準電流値（閾値）を上回るか否かでリモート制御とローカル制御との切り替えを行うことにより、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制し、直流出力電圧を安定して出力できる。
【０００９】
なお、スイッチング素子は、例えばＦＥＴ（具体的にはＭＯＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等）、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、パワートランジスタ等が該当する。また、出力電流検出手段は出力電流を検出できれば任意であり、例えば出力電源線を流れる電流によって生じる磁力をコイルやホール素子等で検出する磁気型や、分流器に分流させて生じる電位差で検出する分流型、計器用変流器で変流させて検出する変流式型などが該当する。さらに、負荷には電源（バッテリ）を含めてもよい。
【００１０】
請求項２に記載の発明は、前記電圧制御回路部は、前記リモート制御中に、前記出力電流検出手段によって検出された出力電流が前記基準電流値を下回ったとき、前記ローカル制御への切り替えを行うことを特徴とする。
【００１１】
この構成によれば、電圧制御回路部は、出力電流が基準電流値を下回れば、リモート制御からローカル制御への切り替えを確実に行う。したがって、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのをより確実に抑制することができる。
【００１２】
請求項３に記載の発明は、前記出力電流検出手段は、前記出力端子に接続される出力電源線を流れる電流によって生じる磁力に基づいて前記出力電流の検出を行うことを特徴とする。
【００１３】
この構成によれば、出力電流検出手段を出力電源線に対して直列的に接続しないので、出力電流を変化させない。したがって、出力電流を正確に検出して、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制することができる。
【００１４】
請求項４に記載の発明は、前記電圧制御回路部は、前記ローカル電位と前記リモートセンシング電位との電位差を求める差動増幅器と、前記出力電流検出手段から出力される電流値に前記出力電源線の抵抗値を乗算して得られる電圧値と前記差動増幅器から出力される電位差とに基づいて所定の演算を行って論理値を出力する演算器と、前記演算器から出力される論理値と前記リモートセンシング電位に基づく論理値との論理積を求めて出力する論理積演算回路と、前記論理積演算回路から出力される論理値に基づいて、前記ローカル電位および前記リモートセンシング電位のうち一方の電位に切り替えて出力する切替器と、を有することを特徴とする。
【００１５】
この構成によれば、ローカル電位、リモートセンシング電位および出力電流検出手段から出力される電流値に基づいて、切替器からローカル電位およびリモートセンシング電位のうち一方の電位を出力する。したがって、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制するにあたって、簡単な回路構成で実現することができる。なお、論理値は正論理または負論理のいずれに従ってもよい。
【００１６】
請求項５に記載の発明は、前記スイッチング電源回路部は、前記スイッチング素子により構成されて前記スイッチング素子のスイッチングにより入力直流電力を交流電力に変換するスイッチング部と、前記スイッチング部が出力する前記交流電力の電圧を変換するトランスと、前記トランスの出力電力を整流し平滑して前記出力端子に出力する整流平滑部と、を有するトランス型ＤＣ−ＤＣコンバータからなることを特徴とする。
【００１７】
上述したように、電圧制御回路部によって従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制できる。そのためにこの構成では、ハンチング現象の発生に伴うトランスの磁気飽和が抑制されるのでトランスの大型化（すなわち最大磁束密度の増大化）を行う必要がなくなり、スイッチング素子に流す電流の変化を少なく抑えられるので当該スイッチング素子の劣化や破壊を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】車両用電源装置の構成例を示す回路図である。
【図２】小さい負荷のときの電位差や電流等の変化を表すタイムチャートである。
【図３】大きい負荷のときの電位差や電流等の変化を表すタイムチャートである。
【図４】電流検出器の配置例を説明する回路図である。
【図５】従来技術におけるハンチング現象を説明するタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下では本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、「接続する」という場合には、特に明示しない限りは電気的な接続を意味する。また、論理値は正論理に従うものと仮定し、ハイレベル（他には真，１など）を「Ｈ」で示し、ローレベル（他には偽，０など）を「Ｌ」で示す。
【００２０】
まず、図１にはリモートセンシング電位検出型車両用電源装置（以下では単に「車両用電源装置」と呼ぶ。）の構成例を回路図で示す。図１に示す車両用電源装置１０は、出力端子３２，３３に接続された出力電源線Ｓ１，Ｓ２を通じて負荷Ｚに直流電力（すなわち直流出力電圧および直流出力電流）を出力する機能を実現するため、スイッチング電源回路部２０，電流検出器４０，電圧制御回路部５０等を有する。なお、負荷Ｚには電源（バッテリ）を含めてもよい。
【００２１】
トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータであるスイッチング電源回路部２０は、スイッチング部２１，トランス２２，整流平滑部２３等を有する。スイッチング部２１は４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を有し、直流電源Ｅから入力端子３０，３１を経て入力される直流電力（すなわち直流入力電圧および直流入力電流）を交流電力に変換して出力する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４には例えばＭＯＳＦＥＴを用いる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の各スイッチングは、後述するドライブ部５１から出力されるＰＷＭ制御信号に基づいて行われる。トランス２２は、スイッチング部２１が出力する交流電力の電圧分を巻線比に従って昇圧または降圧する変換を行う。整流平滑部２３は、トランス２２の出力電力を整流し平滑して出力端子３２，３３に出力する機能を実現するため、ダイオードＤ１，Ｄ２、コイルＬ、コンデンサＣ等を有する。具体的には、ダイオードＤ１，Ｄ２によって全波整流を行い、コイルＬおよびコンデンサＣによって全波整流した波形を平滑化する。
【００２２】
出力電流検出手段に相当する電流検出器４０は、出力端子３２から負荷Ｚに向かって流れる出力電流Ｉを検出し、検出した電流値に対応した電圧値ＶIとして出力する。この電流検出器４０には、例えば電源線（線路）を流れる出力電流Ｉによって生じる磁力をコイルやホール素子等で検出する磁気型電流検出器を用いる。電圧値ＶIについては、例えば出力電流Ｉが３アンペアであれば、３ボルトの電圧値ＶIを出力する。図１に示す例では、出力端子３２を流れる電流値が大きいため、直流電源Ｅとスイッチング部２１とを接続する電源線に電流検出器４０を備えている。
【００２３】
電圧制御回路部５０は、出力端子３２の電位（直流出力電圧に相当する）を示すローカル電位ＶLと、負荷Ｚの電位を示すリモートセンシング電位ＶSと、電流検出器４０から出力される電圧値ＶIとに基づいて、スイッチング部２１から出力する出力電力の制御を行う。この電圧制御回路部５０は、ドライブ部５１、切替器５２、演算器５３、論理積演算回路（ＡＮＤ回路）５４、差動増幅器５５，５６、抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４等を有する。
【００２４】
上記電圧制御回路部５０の具体的な接続例について説明する。まず、出力端子３２に接続するローカル電位線Ｓ４は、切替器５２に接続するとともに、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の分圧回路を経て差動増幅器５５のプラス端子に接続する。また、負荷Ｚに接続するリモートセンシング電位線Ｓ５は、切替器５２に接続するとともに、抵抗器Ｒ３，Ｒ４の分圧回路を経て差動増幅器５５のマイナス端子と差動増幅器５６のプラス端子とに並列して接続する。差動増幅器５６のマイナス端子は基準電圧Ｖcを介して接地する。差動増幅器５５の出力端子を演算器５３の入力端子に接続し、電流検出器４０に接続する電流検出線Ｓ３を演算器５３の入力端子に接続する。演算器５３の出力端子を論理積演算回路５４の入力端子に接続し、差動増幅器５６の出力端子を論理積演算回路５４の入力端子に接続する。当該論理積演算回路５４の出力端子は切替器５２に接続する。切替器５２の出力端子はドライブ部５１の入力端子に接続する。
【００２５】
次に、上記電圧制御回路部５０を構成する各要素の機能について説明する。まず、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の組み合わせと、抵抗器Ｒ３，Ｒ４の組み合わせは、いずれも分圧回路を構成する。これらの分圧回路は、ローカル電位ＶLやリモートセンシング電位ＶSの大きさに応じて各抵抗器の抵抗値を適切に設定する。なおローカル電位ＶLやリモートセンシング電位ＶSが低電圧（例えば５ボルト以下）のときは、一方または双方の分圧回路を不要とすることもできる。
【００２６】
差動増幅器５５は、ローカル電位ＶLをプラス端子に入力し、リモートセンシング電位ＶSをマイナス端子に入力して、ローカル電位ＶLとリモートセンシング電位ＶSとの電位差ΔＶ（すなわちΔＶ＝ＶL−ＶS）を出力する。差動増幅器５６は、リモートセンシング電位ＶSをプラス端子に入力し、基準電圧Ｖcのプラス側をマイナス端子に入力して、リモートセンシング電位ＶSと基準電圧Ｖcとの電位差（すなわちＶS−Ｖc）を出力する。
【００２７】
演算器５３は、上述した差動増幅器５５から出力された電位差ΔＶと、電流検出器４０で検出された電流値に対応する電圧値ＶIとを入力する。電圧値ＶIは出力電流Ｉを示す数値なので、予め測定を行って記憶させた出力電源線Ｓ１の抵抗値ＲIを乗算して、出力端子３２から負荷Ｚまでに生じる出力電源線Ｓ１の電圧降下（すなわち電位差ＶIR＝ＶI×ＲI）を求める。そして、電位差ΔＶと電位差ＶIRとの差分電圧値（＝ΔＶ−ＶIR）が閾値Ｖth2を上回るか否かで論理値Ｘｂを決定して出力する。例えば、差分電圧値が閾値Ｖth2を上回れば「Ｈ」の論理値Ｘｂを出力し、逆に下回れば「Ｌ」の論理値Ｘｂを出力する。
【００２８】
論理積演算回路５４は、演算器５３から出力された論理値Ｘｂと、差動増幅器５６から出力された電位差に基づく論理値Ｘｃとの論理積を演算した結果を論理値Ｘａとして出力する。なお、論理値Ｘｃが「Ｈ」になるか「Ｌ」になるかは、差動増幅器５６から出力された電位差が論理積演算回路５４で設定した閾値を超えるか否かで定まる。
【００２９】
切替器５２は、リモート制御とローカル制御との切り替えを行う機能を担う。具体的には、論理積演算回路５４から出力される論理値Ｘａに基づいて、ローカル電位ＶLおよびリモートセンシング電位ＶSのいずれか一方の電位に切り替えて出力する。例えば、論理値Ｘａが「Ｈ」であれば、リモート制御を行うためにリモートセンシング電位ＶSに切り替えて出力する。一方、論理値Ｘａが「Ｌ」であれば、ローカル制御を行うためにローカル電位ＶLに切り替えて出力する。
【００３０】
ドライブ部５１は、切替器５２から出力される電位（ローカル電位ＶLまたはリモートセンシング電位ＶS）に基づいて、パルス波のデューティ比を変化させたＰＷＭ波形をＰＷＭ制御信号としてスイッチング部２１（具体的にはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の各ゲート端子）に出力する。
【００３１】
上述のように構成された車両用電源装置１０において、ローカル電位ＶLおよびリモートセンシング電位ＶSに基づいてリモート制御とローカル制御との切り替えを行う例について図２を参照しながら説明する。図２（Ａ）にはローカル電位ＶLの変化を示す。図２（Ｂ）にはリモートセンシング電位ＶSの変化を示す。図２（Ｃ）には差動増幅器５５から出力された電位差ΔＶの変化を示す。図２（Ｄ）には、出力端子３２を流れる出力電流Ｉ（すなわち電流検出器４０から出力される電圧値ＶI）の変化を示す。図２（Ｅ）には、上から順番に差動増幅器５６から出力された電位差に基づく論理値Ｘｃ、演算器５３から出力される論理値Ｘｂ、論理積演算回路５４から出力される論理値Ｘａについてそれぞれの変化を示す。
【００３２】
なお、この例では出力端子３２と負荷Ｚとを接続する出力電源線Ｓ１において時刻ｔ１に断線が発生したものと仮定し、小さい負荷Ｚを仮定する。
【００３３】
断線が発生するまでは、切替器５２は図２（Ｅ）に示すようにリモートセンシング電位ＶSを出力しているのでリモート制御を行っている。図２（Ｂ）に示すように時刻ｔ１からリモートセンシング電位ＶSが低下し始めているので、ドライブ部５１は時刻ｔ１に断線が発生したと判断してローカル電位ＶLを期間ｔａ（すなわち時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間）だけ一時的に増大させる。
【００３４】
しかし、小さい負荷Ｚを接続したことによってリモートセンシング電位ＶSはゆっくり低下している。この低下に伴って、図２（Ｅ）の１段目に示すように、論理積演算回路５４に入力される論理値Ｘｃが「Ｈ」から「Ｌ」に変わるのはリモートセンシング電位ＶSが閾値Ｖth1を下回る時刻ｔ４である。ところが、上述したようにドライブ部５１がローカル電位ＶLを期間ｔａだけ一時的に増大させるので、電位差ΔＶも上昇する。その結果として、演算器５３から出力される論理値Ｘａは断線後も「Ｈ」に維持される。
【００３５】
一方、時刻ｔ１に断線が発生すると、図２（Ｄ）に示すように出力端子３２を流れる出力電流Ｉがゼロになるので、電流検出器４０から出力される電圧値ＶIもゼロになる。よって図２（Ｅ）の２段目に示すように、演算器５３は期間ｔａは電位差ΔＶと電圧値ＶIとの差分電圧値が閾値Ｖth2を上回って論理値Ｘｂを「Ｈ」で出力するが、期間ｔａを経過した時刻ｔ２以降は閾値Ｖth2を下回るので論理値Ｘｂを「Ｌ」で出力する。論理値Ｘｂの変化に伴って、図２（Ｅ）の３段目に示すように、論理積演算回路５４は時刻ｔ２までは論理値Ｘａを「Ｈ」で出力し、時刻ｔ２以降は論理値Ｘａを「Ｌ」で出力する。
【００３６】
論理積演算回路５４から出力される論理値Ｘａを受けたドライブ部５１は、図２（Ｅ）の４段目に示すように、時刻ｔ２まではリモート制御を行うためにリモートセンシング電位ＶSに切り替えて出力し、時刻ｔ２以降はローカル制御を行うためにローカル電位ＶLに切り替えて出力する。このようにしてリモート制御とローカル制御との切り替えを行うので、従来技術のようなハンチング現象が抑制される。したがって、直流出力電圧（すなわちローカル電位ＶL）を従来よりもよりも安定して出力することができる。
【００３７】
ところで、小さい負荷Ｚの代わりに大きい負荷Ｚを接続すると、図２に示す項目の変化は図３のようになる。簡単のために、ここでは図２との相違について述べる。
【００３８】
大きい負荷Ｚを接続すると、図３（Ｂ）に示すようにリモートセンシング電位ＶSは速く低下する。この低下に伴って、 図３（Ｅ）の１段目に示すように、論理積演算回路５４に入力される論理値Ｘｃが「Ｈ」から「Ｌ」に変わるのは時刻ｔ４よりも早い時刻ｔ３になる。しかし、図３（Ｅ）の２段目に示すように演算器５３から出力する論理値Ｘｂは時刻ｔ２以降が「Ｌ」になるので、同図の４段目に示すようにドライブ部５１は時刻ｔ２以降にローカル電位ＶLに切り替えて出力してローカル制御を行う。したがって、負荷Ｚの大小にかかわらず従来技術のようなハンチング現象が抑制され、直流出力電圧を従来よりもよりも安定して出力することができる。
【００３９】
上述した実施の形態によれば、以下に示す各効果を得ることができる。
【００４０】
車両用電源装置１０には、出力端子３２から負荷Ｚに向かって流れる出力電流Ｉを検出する電流検出器４０を備えた（図１を参照）。また電圧制御回路部５０は、電流検出器４０によって検出された出力電流Ｉに対応する電圧値ＶIに基づいて、リモート制御とローカル制御との切り替えを行う（図２，図３を参照）。この構成によれば、負荷Ｚが小さいためにリモートセンシング電位ＶSの低下がゆっくりになっても、断線が発生すると出力電流Ｉに対応する電圧値ＶIはすぐにゼロになる。差動増幅器５６から出力された電位差（基はリモートセンシング電位ＶS）に基づく論理値Ｘｃが「Ｈ」である期間が延びるため、電圧値ＶIと電位差ΔＶとの差分電圧値が閾値Ｖth2（基準電流値に相当する）上回るか否かに基づいて（すなわち論理値Ｘｂに従って）、切替器５２はリモート制御とローカル制御との切り替えを行う。したがって、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制し、直流出力電圧を安定して出力できる。
【００４１】
電圧制御回路部５０では、電位差ΔＶと電位差ＶIRとの差分電圧値が閾値Ｖth2を下回って演算器５３から出力される論理値Ｘｂが「Ｌ」になると（この形態は出力電流Ｉが基準電流値を下回ることに相当する）、切替器５２はローカル電位ＶLに切り替えて出力する。したがって、出力電流Ｉに基づいてリモート制御からローカル制御への切り替えを確実に行うので、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのをより確実に抑制することができる。
【００４２】
電流検出器４０は、電源線を流れる電流によって生じる磁力に基づいて出力電流Ｉの検出を行う磁気型電流検出器を用いた。そのため、電流検出器４０を電源線に対して直列的に接続しないので、出力電流Ｉを変化させない。したがって、出力電流Ｉを正確に検出して、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制できる。
【００４３】
電圧制御回路部５０は、ローカル電位ＶLとリモートセンシング電位ＶSとの電位差ΔＶを求める差動増幅器５５と、電流検出器４０から出力される電圧値ＶI（出力電流Ｉの電流値に相当）に出力電源線Ｓ１の抵抗値ＲIを乗算して得られる電圧値（すなわち電位差ＶIR）と差動増幅器５５から出力される電位差ΔＶとに基づいて所定の演算を行って論理値Ｘｂを出力する演算器５３と、演算器５３から出力される論理値Ｘｂと差動増幅器５６から出力された電位差（基はリモートセンシング電位ＶS）に基づく論理値Ｘｃとの論理積を求めて出力する論理積演算回路５４と、論理積演算回路５４から出力される論理値Ｘａに基づいてローカル電位ＶLおよびリモートセンシング電位ＶSのうち一方の電位に切り替えて出力する切替器５２とを備えた（図１を参照）。したがって、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制するにあたって、簡単な回路構成で実現することができる。
【００４４】
スイッチング電源回路部２０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のスイッチングにより入力直流電力を交流電力に変換するスイッチング部２１と、スイッチング部２１が出力する交流電力の電圧を変換するトランス２２と、トランス２２の出力電力を整流し平滑して出力端子３２，３３に出力する整流平滑部２３とを備えた（図１を参照）。この構成によれば、ハンチング現象の発生に伴うトランス２２の磁気飽和が抑制されるのでトランス２２の大型化（すなわち最大磁束密度の増大化）を行う必要がなくなり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に流す電流の変化を少なく抑えられるので当該スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の劣化や破壊を防止することができる。
【００４５】
〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。
【００４６】
上述した実施の形態では、電流検出器４０は直流電源Ｅとスイッチング部２１とを接続する電源線（マイナス側）に備える構成とした（図１を参照）。この形態に代えて、電流検出器４０は出力電流Ｉを検出可能な任意の位置や部位に備えてよい。例えば図４において、実線で示すようにコイルＬと出力端子３２との間の出力電源線Ｓ１に備えてもよく、二点鎖線で示すように直流電源Ｅとスイッチング部２１とを接続する電源線（プラス側）に備えてもよい。いずれの位置や部位に備えた場合でも出力電流Ｉを検出し、切替器５２がリモート制御とローカル制御との切り替えを行うので、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制し、直流出力電圧を安定して出力できる。
【００４７】
上述した実施の形態では、電流検出器４０には出力電流Ｉによって生じる磁力をコイルやホール素子等で検出する磁気型電流検出器を用いた。この形態に代えて、他の磁気型電流検出器（例えば磁気抵抗効果素子，磁気インピーダンス素子，ウィーガンド・ワイヤ，フラックス・ゲートセンサ，ファラデー素子，プロトン磁力計，電気力学的磁気センサ，超伝導量子干渉素子等を有するもの）を用いてもよい。また、分流器に分流させて生じる電位差で検出する分流型電流検出器や、計器用変流器で変流させ検出する変流式型電流検出器などを用いてもよい。さらには、演算器５３がデジタルデータを入力して演算するタイプのものであれば、出力電流Ｉの電流値をデジタルデータで出力する電流検出器を用いてもよい。いずれの電流検出器であっても出力電流Ｉを検出してリモート制御とローカル制御との切り替えを行うので、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制できる。
【００４８】
上述した実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４にはＭＯＳＦＥＴを用いた（図１を参照）。この形態に代えて、他のスイッチング素子を用いてもよい。他のスイッチング素子としては、例えばＭＯＳＦＥＴ以外のＦＥＴ（ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等）、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、パワートランジスタ等が該当する。他のスイッチング素子を用いた場合でも直流入力電力を交流電力に変換して出力するので、上述した実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００４９】
上述した実施の形態では、スイッチング電源回路部２０にはトランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを適用した（図１を参照）。この形態に代えて、他の電源回路を適用することもできる。他の電源回路としては、例えばトランス型以外のＤＣ−ＤＣコンバータ（例えばチョッパ制御型やシリーズレギュレータ等）や、ＡＣ−ＤＣコンバータなどが該当する。いずれの電源回路であっても出力電流Ｉを検出してリモート制御とローカル制御との切り替えを行うので、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制できる。
【符号の説明】
【００５０】
１０ 車両用電源装置
２０ スイッチング電源回路部
２１ スイッチング部
２２ トランス
２３ 整流平滑部
４０ 電流検出器（出力電流検出手段）
５０ 電圧制御回路部
５１ ドライブ部
５２ 切替器
５３ 演算器
５４ 論理積演算回路
５５，５６ 差動増幅器
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子
Ｓ１，Ｓ２ 出力電源線
Ｓ３ 電流検出線
Ｓ４ ローカル電位線
Ｓ５ リモートセンシング電位線
Ｚ 負荷
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源回路部と電圧制御回路部とを備えたリモートセンシング電位検出型車両用電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のリモートセンシング電位検出型車両用電源装置として、回路構成が複雑にならないようにし、出力電圧精度が低下しないようにする技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。この技術によれば、リモートセンシング電位差とローカル電位差とを独立に検出するとともに、ローカル電位差がリモートセンシング電位差の正常時より大きくなるように設定し、両電位差のうち小さい方の電位差に基づいてＰＷＭ制御（すなわちリモート制御とローカル制御）を切り替える構成となっている。
【０００３】
上記技術に従ってリモートセンシング電位差に基づくＰＷＭ制御（すなわちリモート制御）を行っているときに出力電源線が断線すると、負荷が大きい場合にはリモートセンシング電位差の低下も速い。すなわちリモートセンシング電位差が速く基準電位差よりも下回るため、断線の発生に伴って一時的に出力電圧が大きくなっても、一定時間が経過するとローカル電位差に基づくＰＷＭ制御（すなわちローカル制御）を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−０４５９４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、リモート制御を行っているときに出力電源線が断線するという条件下において、負荷が小さい場合はリモートセンシング電位差の低下もゆっくりとなる。すなわちリモートセンシング電位差が基準電位差よりも上回る期間が長くなるため、この期間中はリモート制御とローカル制御との切り替えが頻繁に行われるようになる。例えば図５に示す例では、断線が発生した時刻ｔ１１からリモートセンシング電位差（ＶS）が基準電位差（Ｖth1）を下回る時刻ｔ１７までの間、リモート制御とローカル制御の切り替えを行っている。この制御の切り替えによって、出力電圧のハンチング現象（すなわち出力電圧が頻繁に変動する現象）を引き起こすという問題があった。
【０００６】
本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、リモート制御を行っているときに出力電源線が断線したとき、負荷の大小にかかわらず出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制して、従来よりも出力電圧を安定に出力できるリモートセンシング電位検出型車両用電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、直流出力電圧を負荷に出力する出力端子と、前記直流出力電圧を制御するスイッチング素子とを有するスイッチング電源回路部と、前記出力端子の電位としてのローカル電位および前記負荷の電位としてのリモートセンシング電位のうち、前記リモートセンシング電位が正常範囲内にある場合には前記リモートセンシング電位に基づくＰＷＭ制御信号により前記直流出力電圧を制御するリモート制御を行い、前記リモートセンシング電位が正常範囲外になった場合には前記ローカル電位に基づくＰＷＭ制御信号により前記直流出力電圧を制御するローカル制御を行い、前記リモート制御と前記ローカル制御とを切り替えられる電圧制御回路部とを備えたリモートセンシング電位検出型車両用電源装置において、前記出力端子から前記負荷に向かって流れる出力電流を検出する出力電流検出手段を備え、前記電圧制御回路部は、前記出力電流検出手段によって検出された出力電流に基づいて、前記リモート制御と前記ローカル制御との切り替えを行うことを特徴とする。
【０００８】
この構成によれば、電圧制御回路部は出力電流検出手段によって検出された出力電流に基づいてリモート制御とローカル制御との切り替えを行う。負荷が小さいためにリモートセンシング電位の低下がゆっくりになっても、断線が発生すると出力電流はすぐにゼロになる。出力電流検出手段によって検出された出力電流が基準電流値（閾値）を上回るか否かでリモート制御とローカル制御との切り替えを行うことにより、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制し、直流出力電圧を安定して出力できる。
【０００９】
なお、スイッチング素子は、例えばＦＥＴ（具体的にはＭＯＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等）、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、パワートランジスタ等が該当する。また、出力電流検出手段は出力電流を検出できれば任意であり、例えば出力電源線を流れる電流によって生じる磁力をコイルやホール素子等で検出する磁気型や、分流器に分流させて生じる電位差で検出する分流型、計器用変流器で変流させて検出する変流式型などが該当する。さらに、負荷には電源（バッテリ）を含めてもよい。
【００１０】
請求項２に記載の発明は、前記電圧制御回路部は、前記リモート制御中に、前記出力電流検出手段によって検出された出力電流が前記基準電流値を下回ったとき、前記ローカル制御への切り替えを行うことを特徴とする。
【００１１】
この構成によれば、電圧制御回路部は、出力電流が基準電流値を下回れば、リモート制御からローカル制御への切り替えを確実に行う。したがって、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのをより確実に抑制することができる。
【００１２】
請求項３に記載の発明は、前記出力電流検出手段は、前記出力端子に接続される出力電源線を流れる電流によって生じる磁力に基づいて前記出力電流の検出を行うことを特徴とする。
【００１３】
この構成によれば、出力電流検出手段を出力電源線に対して直列的に接続しないので、出力電流を変化させない。したがって、出力電流を正確に検出して、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制することができる。
【００１４】
請求項４に記載の発明は、前記電圧制御回路部は、前記ローカル電位と前記リモートセンシング電位との電位差を求める差動増幅器と、前記出力電流検出手段から出力される電流値に前記出力電源線の抵抗値を乗算して得られる電圧値と前記差動増幅器から出力される電位差とに基づいて所定の演算を行って論理値を出力する演算器と、前記演算器から出力される論理値と前記リモートセンシング電位に基づく論理値との論理積を求めて出力する論理積演算回路と、前記論理積演算回路から出力される論理値に基づいて、前記ローカル電位および前記リモートセンシング電位のうち一方の電位に切り替えて出力する切替器と、を有することを特徴とする。
【００１５】
この構成によれば、ローカル電位、リモートセンシング電位および出力電流検出手段から出力される電流値に基づいて、切替器からローカル電位およびリモートセンシング電位のうち一方の電位を出力する。したがって、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制するにあたって、簡単な回路構成で実現することができる。なお、論理値は正論理または負論理のいずれに従ってもよい。
【００１６】
請求項５に記載の発明は、前記スイッチング電源回路部は、前記スイッチング素子により構成されて前記スイッチング素子のスイッチングにより入力直流電力を交流電力に変換するスイッチング部と、前記スイッチング部が出力する前記交流電力の電圧を変換するトランスと、前記トランスの出力電力を整流し平滑して前記出力端子に出力する整流平滑部と、を有するトランス型ＤＣ−ＤＣコンバータからなることを特徴とする。
【００１７】
上述したように、電圧制御回路部によって従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制できる。そのためにこの構成では、ハンチング現象の発生に伴うトランスの磁気飽和が抑制されるのでトランスの大型化（すなわち最大磁束密度の増大化）を行う必要がなくなり、スイッチング素子に流す電流の変化を少なく抑えられるので当該スイッチング素子の劣化や破壊を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】車両用電源装置の構成例を示す回路図である。
【図２】小さい負荷のときの電位差や電流等の変化を表すタイムチャートである。
【図３】大きい負荷のときの電位差や電流等の変化を表すタイムチャートである。
【図４】電流検出器の配置例を説明する回路図である。
【図５】従来技術におけるハンチング現象を説明するタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下では本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、「接続する」という場合には、特に明示しない限りは電気的な接続を意味する。また、論理値は正論理に従うものと仮定し、ハイレベル（他には真，１など）を「Ｈ」で示し、ローレベル（他には偽，０など）を「Ｌ」で示す。
【００２０】
まず、図１にはリモートセンシング電位検出型車両用電源装置（以下では単に「車両用電源装置」と呼ぶ。）の構成例を回路図で示す。図１に示す車両用電源装置１０は、出力端子３２，３３に接続された出力電源線Ｓ１，Ｓ２を通じて負荷Ｚに直流電力（すなわち直流出力電圧および直流出力電流）を出力する機能を実現するため、スイッチング電源回路部２０，電流検出器４０，電圧制御回路部５０等を有する。なお、負荷Ｚには電源（バッテリ）を含めてもよい。
【００２１】
トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータであるスイッチング電源回路部２０は、スイッチング部２１，トランス２２，整流平滑部２３等を有する。スイッチング部２１は４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を有し、直流電源Ｅから入力端子３０，３１を経て入力される直流電力（すなわち直流入力電圧および直流入力電流）を交流電力に変換して出力する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４には例えばＭＯＳＦＥＴを用いる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の各スイッチングは、後述するドライブ部５１から出力されるＰＷＭ制御信号に基づいて行われる。トランス２２は、スイッチング部２１が出力する交流電力の電圧分を巻線比に従って昇圧または降圧する変換を行う。整流平滑部２３は、トランス２２の出力電力を整流し平滑して出力端子３２，３３に出力する機能を実現するため、ダイオードＤ１，Ｄ２、コイルＬ、コンデンサＣ等を有する。具体的には、ダイオードＤ１，Ｄ２によって全波整流を行い、コイルＬおよびコンデンサＣによって全波整流した波形を平滑化する。
【００２２】
出力電流検出手段に相当する電流検出器４０は、出力端子３２から負荷Ｚに向かって流れる出力電流Ｉを検出し、検出した電流値に対応した電圧値ＶIとして出力する。この電流検出器４０には、例えば電源線（線路）を流れる出力電流Ｉによって生じる磁力をコイルやホール素子等で検出する磁気型電流検出器を用いる。電圧値ＶIについては、例えば出力電流Ｉが３アンペアであれば、３ボルトの電圧値ＶIを出力する。図１に示す例では、出力端子３２を流れる電流値が大きいため、直流電源Ｅとスイッチング部２１とを接続する電源線に電流検出器４０を備えている。
【００２３】
電圧制御回路部５０は、出力端子３２の電位（直流出力電圧に相当する）を示すローカル電位ＶLと、負荷Ｚの電位を示すリモートセンシング電位ＶSと、電流検出器４０から出力される電圧値ＶIとに基づいて、スイッチング部２１から出力する出力電力の制御を行う。この電圧制御回路部５０は、ドライブ部５１、切替器５２、演算器５３、論理積演算回路（ＡＮＤ回路）５４、差動増幅器５５，５６、抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４等を有する。
【００２４】
上記電圧制御回路部５０の具体的な接続例について説明する。まず、出力端子３２に接続するローカル電位線Ｓ４は、切替器５２に接続するとともに、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の分圧回路を経て差動増幅器５５のプラス端子に接続する。また、負荷Ｚに接続するリモートセンシング電位線Ｓ５は、切替器５２に接続するとともに、抵抗器Ｒ３，Ｒ４の分圧回路を経て差動増幅器５５のマイナス端子と差動増幅器５６のプラス端子とに並列して接続する。差動増幅器５６のマイナス端子は基準電圧Ｖcを介して接地する。差動増幅器５５の出力端子を演算器５３の入力端子に接続し、電流検出器４０に接続する電流検出線Ｓ３を演算器５３の入力端子に接続する。演算器５３の出力端子を論理積演算回路５４の入力端子に接続し、差動増幅器５６の出力端子を論理積演算回路５４の入力端子に接続する。当該論理積演算回路５４の出力端子は切替器５２に接続する。切替器５２の出力端子はドライブ部５１の入力端子に接続する。
【００２５】
次に、上記電圧制御回路部５０を構成する各要素の機能について説明する。まず、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の組み合わせと、抵抗器Ｒ３，Ｒ４の組み合わせは、いずれも分圧回路を構成する。これらの分圧回路は、ローカル電位ＶLやリモートセンシング電位ＶSの大きさに応じて各抵抗器の抵抗値を適切に設定する。なおローカル電位ＶLやリモートセンシング電位ＶSが低電圧（例えば５ボルト以下）のときは、一方または双方の分圧回路を不要とすることもできる。
【００２６】
差動増幅器５５は、ローカル電位ＶLをプラス端子に入力し、リモートセンシング電位ＶSをマイナス端子に入力して、ローカル電位ＶLとリモートセンシング電位ＶSとの電位差ΔＶ（すなわちΔＶ＝ＶL−ＶS）を出力する。差動増幅器５６は、リモートセンシング電位ＶSをプラス端子に入力し、基準電圧Ｖcのプラス側をマイナス端子に入力して、リモートセンシング電位ＶSと基準電圧Ｖcとの電位差（すなわちＶS−Ｖc）を出力する。
【００２７】
演算器５３は、上述した差動増幅器５５から出力された電位差ΔＶと、電流検出器４０で検出された電流値に対応する電圧値ＶIとを入力する。電圧値ＶIは出力電流Ｉを示す数値なので、予め測定を行って記憶させた出力電源線Ｓ１の抵抗値ＲIを乗算して、出力端子３２から負荷Ｚまでに生じる出力電源線Ｓ１の電圧降下（すなわち電位差ＶIR＝ＶI×ＲI）を求める。そして、電位差ΔＶと電位差ＶIRとの差分電圧値（＝ΔＶ−ＶIR）が閾値Ｖth2を上回るか否かで論理値Ｘｂを決定して出力する。例えば、差分電圧値が閾値Ｖth2を上回れば「Ｈ」の論理値Ｘｂを出力し、逆に下回れば「Ｌ」の論理値Ｘｂを出力する。
【００２８】
論理積演算回路５４は、演算器５３から出力された論理値Ｘｂと、差動増幅器５６から出力された電位差に基づく論理値Ｘｃとの論理積を演算した結果を論理値Ｘａとして出力する。なお、論理値Ｘｃが「Ｈ」になるか「Ｌ」になるかは、差動増幅器５６から出力された電位差が論理積演算回路５４で設定した閾値を超えるか否かで定まる。
【００２９】
切替器５２は、リモート制御とローカル制御との切り替えを行う機能を担う。具体的には、論理積演算回路５４から出力される論理値Ｘａに基づいて、ローカル電位ＶLおよびリモートセンシング電位ＶSのいずれか一方の電位に切り替えて出力する。例えば、論理値Ｘａが「Ｈ」であれば、リモート制御を行うためにリモートセンシング電位ＶSに切り替えて出力する。一方、論理値Ｘａが「Ｌ」であれば、ローカル制御を行うためにローカル電位ＶLに切り替えて出力する。
【００３０】
ドライブ部５１は、切替器５２から出力される電位（ローカル電位ＶLまたはリモートセンシング電位ＶS）に基づいて、パルス波のデューティ比を変化させたＰＷＭ波形をＰＷＭ制御信号としてスイッチング部２１（具体的にはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の各ゲート端子）に出力する。
【００３１】
上述のように構成された車両用電源装置１０において、ローカル電位ＶLおよびリモートセンシング電位ＶSに基づいてリモート制御とローカル制御との切り替えを行う例について図２を参照しながら説明する。図２（Ａ）にはローカル電位ＶLの変化を示す。図２（Ｂ）にはリモートセンシング電位ＶSの変化を示す。図２（Ｃ）には差動増幅器５５から出力された電位差ΔＶの変化を示す。図２（Ｄ）には、出力端子３２を流れる出力電流Ｉ（すなわち電流検出器４０から出力される電圧値ＶI）の変化を示す。図２（Ｅ）には、上から順番に差動増幅器５６から出力された電位差に基づく論理値Ｘｃ、演算器５３から出力される論理値Ｘｂ、論理積演算回路５４から出力される論理値Ｘａについてそれぞれの変化を示す。
【００３２】
なお、この例では出力端子３２と負荷Ｚとを接続する出力電源線Ｓ１において時刻ｔ１に断線が発生したものと仮定し、小さい負荷Ｚを仮定する。
【００３３】
断線が発生するまでは、切替器５２は図２（Ｅ）に示すようにリモートセンシング電位ＶSを出力しているのでリモート制御を行っている。図２（Ｂ）に示すように時刻ｔ１からリモートセンシング電位ＶSが低下し始めているので、ドライブ部５１は時刻ｔ１に断線が発生したと判断してローカル電位ＶLを期間ｔａ（すなわち時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間）だけ一時的に増大させる。
【００３４】
しかし、小さい負荷Ｚを接続したことによってリモートセンシング電位ＶSはゆっくり低下している。この低下に伴って、図２（Ｅ）の１段目に示すように、論理積演算回路５４に入力される論理値Ｘｃが「Ｈ」から「Ｌ」に変わるのはリモートセンシング電位ＶSが閾値Ｖth1を下回る時刻ｔ４である。ところが、上述したようにドライブ部５１がローカル電位ＶLを期間ｔａだけ一時的に増大させるので、電位差ΔＶも上昇する。その結果として、演算器５３から出力される論理値Ｘａは断線後も「Ｈ」に維持される。
【００３５】
一方、時刻ｔ１に断線が発生すると、図２（Ｄ）に示すように出力端子３２を流れる出力電流Ｉがゼロになるので、電流検出器４０から出力される電圧値ＶIもゼロになる。よって図２（Ｅ）の２段目に示すように、演算器５３は期間ｔａは電位差ΔＶと電圧値ＶIとの差分電圧値が閾値Ｖth2を上回って論理値Ｘｂを「Ｈ」で出力するが、期間ｔａを経過した時刻ｔ２以降は閾値Ｖth2を下回るので論理値Ｘｂを「Ｌ」で出力する。論理値Ｘｂの変化に伴って、図２（Ｅ）の３段目に示すように、論理積演算回路５４は時刻ｔ２までは論理値Ｘａを「Ｈ」で出力し、時刻ｔ２以降は論理値Ｘａを「Ｌ」で出力する。
【００３６】
論理積演算回路５４から出力される論理値Ｘａを受けたドライブ部５１は、図２（Ｅ）の４段目に示すように、時刻ｔ２まではリモート制御を行うためにリモートセンシング電位ＶSに切り替えて出力し、時刻ｔ２以降はローカル制御を行うためにローカル電位ＶLに切り替えて出力する。このようにしてリモート制御とローカル制御との切り替えを行うので、従来技術のようなハンチング現象が抑制される。したがって、直流出力電圧（すなわちローカル電位ＶL）を従来よりもよりも安定して出力することができる。
【００３７】
ところで、小さい負荷Ｚの代わりに大きい負荷Ｚを接続すると、図２に示す項目の変化は図３のようになる。簡単のために、ここでは図２との相違について述べる。
【００３８】
大きい負荷Ｚを接続すると、図３（Ｂ）に示すようにリモートセンシング電位ＶSは速く低下する。この低下に伴って、 図３（Ｅ）の１段目に示すように、論理積演算回路５４に入力される論理値Ｘｃが「Ｈ」から「Ｌ」に変わるのは時刻ｔ４よりも早い時刻ｔ３になる。しかし、図３（Ｅ）の２段目に示すように演算器５３から出力する論理値Ｘｂは時刻ｔ２以降が「Ｌ」になるので、同図の４段目に示すようにドライブ部５１は時刻ｔ２以降にローカル電位ＶLに切り替えて出力してローカル制御を行う。したがって、負荷Ｚの大小にかかわらず従来技術のようなハンチング現象が抑制され、直流出力電圧を従来よりもよりも安定して出力することができる。
【００３９】
上述した実施の形態によれば、以下に示す各効果を得ることができる。
【００４０】
車両用電源装置１０には、出力端子３２から負荷Ｚに向かって流れる出力電流Ｉを検出する電流検出器４０を備えた（図１を参照）。また電圧制御回路部５０は、電流検出器４０によって検出された出力電流Ｉに対応する電圧値ＶIに基づいて、リモート制御とローカル制御との切り替えを行う（図２，図３を参照）。この構成によれば、負荷Ｚが小さいためにリモートセンシング電位ＶSの低下がゆっくりになっても、断線が発生すると出力電流Ｉに対応する電圧値ＶIはすぐにゼロになる。差動増幅器５６から出力された電位差（基はリモートセンシング電位ＶS）に基づく論理値Ｘｃが「Ｈ」である期間が延びるため、電圧値ＶIと電位差ΔＶとの差分電圧値が閾値Ｖth2（基準電流値に相当する）上回るか否かに基づいて（すなわち論理値Ｘｂに従って）、切替器５２はリモート制御とローカル制御との切り替えを行う。したがって、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制し、直流出力電圧を安定して出力できる。
【００４１】
電圧制御回路部５０では、電位差ΔＶと電位差ＶIRとの差分電圧値が閾値Ｖth2を下回って演算器５３から出力される論理値Ｘｂが「Ｌ」になると（この形態は出力電流Ｉが基準電流値を下回ることに相当する）、切替器５２はローカル電位ＶLに切り替えて出力する。したがって、出力電流Ｉに基づいてリモート制御からローカル制御への切り替えを確実に行うので、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのをより確実に抑制することができる。
【００４２】
電流検出器４０は、電源線を流れる電流によって生じる磁力に基づいて出力電流Ｉの検出を行う磁気型電流検出器を用いた。そのため、電流検出器４０を電源線に対して直列的に接続しないので、出力電流Ｉを変化させない。したがって、出力電流Ｉを正確に検出して、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制できる。
【００４３】
電圧制御回路部５０は、ローカル電位ＶLとリモートセンシング電位ＶSとの電位差ΔＶを求める差動増幅器５５と、電流検出器４０から出力される電圧値ＶI（出力電流Ｉの電流値に相当）に出力電源線Ｓ１の抵抗値ＲIを乗算して得られる電圧値（すなわち電位差ＶIR）と差動増幅器５５から出力される電位差ΔＶとに基づいて所定の演算を行って論理値Ｘｂを出力する演算器５３と、演算器５３から出力される論理値Ｘｂと差動増幅器５６から出力された電位差（基はリモートセンシング電位ＶS）に基づく論理値Ｘｃとの論理積を求めて出力する論理積演算回路５４と、論理積演算回路５４から出力される論理値Ｘａに基づいてローカル電位ＶLおよびリモートセンシング電位ＶSのうち一方の電位に切り替えて出力する切替器５２とを備えた（図１を参照）。したがって、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制するにあたって、簡単な回路構成で実現することができる。
【００４４】
スイッチング電源回路部２０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のスイッチングにより入力直流電力を交流電力に変換するスイッチング部２１と、スイッチング部２１が出力する交流電力の電圧を変換するトランス２２と、トランス２２の出力電力を整流し平滑して出力端子３２，３３に出力する整流平滑部２３とを備えた（図１を参照）。この構成によれば、ハンチング現象の発生に伴うトランス２２の磁気飽和が抑制されるのでトランス２２の大型化（すなわち最大磁束密度の増大化）を行う必要がなくなり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に流す電流の変化を少なく抑えられるので当該スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の劣化や破壊を防止することができる。
【００４５】
〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。
【００４６】
上述した実施の形態では、電流検出器４０は直流電源Ｅとスイッチング部２１とを接続する電源線（マイナス側）に備える構成とした（図１を参照）。この形態に代えて、電流検出器４０は出力電流Ｉを検出可能な任意の位置や部位に備えてよい。例えば図４において、実線で示すようにコイルＬと出力端子３２との間の出力電源線Ｓ１に備えてもよく、二点鎖線で示すように直流電源Ｅとスイッチング部２１とを接続する電源線（プラス側）に備えてもよい。いずれの位置や部位に備えた場合でも出力電流Ｉを検出し、切替器５２がリモート制御とローカル制御との切り替えを行うので、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制し、直流出力電圧を安定して出力できる。
【００４７】
上述した実施の形態では、電流検出器４０には出力電流Ｉによって生じる磁力をコイルやホール素子等で検出する磁気型電流検出器を用いた。この形態に代えて、他の磁気型電流検出器（例えば磁気抵抗効果素子，磁気インピーダンス素子，ウィーガンド・ワイヤ，フラックス・ゲートセンサ，ファラデー素子，プロトン磁力計，電気力学的磁気センサ，超伝導量子干渉素子等を有するもの）を用いてもよい。また、分流器に分流させて生じる電位差で検出する分流型電流検出器や、計器用変流器で変流させ検出する変流式型電流検出器などを用いてもよい。さらには、演算器５３がデジタルデータを入力して演算するタイプのものであれば、出力電流Ｉの電流値をデジタルデータで出力する電流検出器を用いてもよい。いずれの電流検出器であっても出力電流Ｉを検出してリモート制御とローカル制御との切り替えを行うので、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制できる。
【００４８】
上述した実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４にはＭＯＳＦＥＴを用いた（図１を参照）。この形態に代えて、他のスイッチング素子を用いてもよい。他のスイッチング素子としては、例えばＭＯＳＦＥＴ以外のＦＥＴ（ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等）、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、パワートランジスタ等が該当する。他のスイッチング素子を用いた場合でも直流入力電力を交流電力に変換して出力するので、上述した実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００４９】
上述した実施の形態では、スイッチング電源回路部２０にはトランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを適用した（図１を参照）。この形態に代えて、他の電源回路を適用することもできる。他の電源回路としては、例えばトランス型以外のＤＣ−ＤＣコンバータ（例えばチョッパ制御型やシリーズレギュレータ等）や、ＡＣ−ＤＣコンバータなどが該当する。いずれの電源回路であっても出力電流Ｉを検出してリモート制御とローカル制御との切り替えを行うので、従来よりも直流出力電圧のハンチング現象が発生するのを抑制できる。
【符号の説明】
【００５０】
１０ 車両用電源装置
２０ スイッチング電源回路部
２１ スイッチング部
２２ トランス
２３ 整流平滑部
４０ 電流検出器（出力電流検出手段）
５０ 電圧制御回路部
５１ ドライブ部
５２ 切替器
５３ 演算器
５４ 論理積演算回路
５５，５６ 差動増幅器
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子
Ｓ１，Ｓ２ 出力電源線
Ｓ３ 電流検出線
Ｓ４ ローカル電位線
Ｓ５ リモートセンシング電位線
Ｚ 負荷
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流出力電圧を負荷に出力する出力端子と、前記直流出力電圧を制御するスイッチング素子とを有するスイッチング電源回路部と、
前記出力端子の電位としてのローカル電位および前記負荷の電位としてのリモートセンシング電位のうち、前記リモートセンシング電位が正常範囲内にある場合には前記リモートセンシング電位に基づくＰＷＭ制御信号により前記直流出力電圧を制御するリモート制御を行い、前記リモートセンシング電位が正常範囲外になった場合には前記ローカル電位に基づくＰＷＭ制御信号により前記直流出力電圧を制御するローカル制御を行い、前記リモート制御と前記ローカル制御とを切り替えられる電圧制御回路部とを備えたリモートセンシング電位検出型車両用電源装置において、
前記出力端子から前記負荷に向かって流れる出力電流を検出する出力電流検出手段を備え、
前記電圧制御回路部は、前記出力電流検出手段によって検出された出力電流に基づいて、前記リモート制御と前記ローカル制御との切り替えを行うことを特徴とするリモートセンシング電位検出型車両用電源装置。
【請求項２】
前記電圧制御回路部は、前記リモート制御中に、前記出力電流検出手段によって検出された出力電流が前記基準電流値を下回ったとき、前記ローカル制御への切り替えを行うことを特徴とする請求項１に記載のリモートセンシング電位検出型車両用電源装置。
【請求項３】
前記出力電流検出手段は、前記出力端子に接続される出力電源線を流れる電流によって生じる磁力に基づいて前記出力電流の検出を行うことを特徴とする請求項１または２に記載のリモートセンシング電位検出型車両用電源装置。
【請求項４】
前記電圧制御回路部は、
前記ローカル電位と前記リモートセンシング電位との電位差を求める差動増幅器と、
前記出力電流検出手段から出力される電流値に前記出力電源線の抵抗値を乗算して得られる電圧値と、前記差動増幅器から出力される電位差とに基づいて、所定の演算を行って論理値を出力する演算器と、
前記演算器から出力される論理値と前記リモートセンシング電位に基づく論理値との論理積を求めて出力する論理積演算回路と、
前記論理積演算回路から出力される論理値に基づいて、前記ローカル電位および前記リモートセンシング電位のうち一方の電位に切り替えて出力する切替器と、
を有することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のリモートセンシング電位検出型車両用電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング電源回路部は、
前記スイッチング素子により構成されて前記スイッチング素子のスイッチングにより入力直流電力を交流電力に変換するスイッチング部と、
前記スイッチング部が出力する前記交流電力の電圧を変換するトランスと、
前記トランスの出力電力を整流し平滑して前記出力端子に出力する整流平滑部と、
を有するトランス型ＤＣ−ＤＣコンバータからなることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載のリモートセンシング電位検出型車両用電源装置。
【請求項１】
直流出力電圧を負荷に出力する出力端子と、前記直流出力電圧を制御するスイッチング素子とを有するスイッチング電源回路部と、
前記出力端子の電位としてのローカル電位および前記負荷の電位としてのリモートセンシング電位のうち、前記リモートセンシング電位が正常範囲内にある場合には前記リモートセンシング電位に基づくＰＷＭ制御信号により前記直流出力電圧を制御するリモート制御を行い、前記リモートセンシング電位が正常範囲外になった場合には前記ローカル電位に基づくＰＷＭ制御信号により前記直流出力電圧を制御するローカル制御を行い、前記リモート制御と前記ローカル制御とを切り替えられる電圧制御回路部とを備えたリモートセンシング電位検出型車両用電源装置において、
前記出力端子から前記負荷に向かって流れる出力電流を検出する出力電流検出手段を備え、
前記電圧制御回路部は、前記出力電流検出手段によって検出された出力電流に基づいて、前記リモート制御と前記ローカル制御との切り替えを行うことを特徴とするリモートセンシング電位検出型車両用電源装置。
【請求項２】
前記電圧制御回路部は、前記リモート制御中に、前記出力電流検出手段によって検出された出力電流が前記基準電流値を下回ったとき、前記ローカル制御への切り替えを行うことを特徴とする請求項１に記載のリモートセンシング電位検出型車両用電源装置。
【請求項３】
前記出力電流検出手段は、前記出力端子に接続される出力電源線を流れる電流によって生じる磁力に基づいて前記出力電流の検出を行うことを特徴とする請求項１または２に記載のリモートセンシング電位検出型車両用電源装置。
【請求項４】
前記電圧制御回路部は、
前記ローカル電位と前記リモートセンシング電位との電位差を求める差動増幅器と、
前記出力電流検出手段から出力される電流値に前記出力電源線の抵抗値を乗算して得られる電圧値と、前記差動増幅器から出力される電位差とに基づいて、所定の演算を行って論理値を出力する演算器と、
前記演算器から出力される論理値と前記リモートセンシング電位に基づく論理値との論理積を求めて出力する論理積演算回路と、
前記論理積演算回路から出力される論理値に基づいて、前記ローカル電位および前記リモートセンシング電位のうち一方の電位に切り替えて出力する切替器と、
を有することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のリモートセンシング電位検出型車両用電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング電源回路部は、
前記スイッチング素子により構成されて前記スイッチング素子のスイッチングにより入力直流電力を交流電力に変換するスイッチング部と、
前記スイッチング部が出力する前記交流電力の電圧を変換するトランスと、
前記トランスの出力電力を整流し平滑して前記出力端子に出力する整流平滑部と、
を有するトランス型ＤＣ−ＤＣコンバータからなることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載のリモートセンシング電位検出型車両用電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１０−２２６８３９（Ｐ２０１０−２２６８３９Ａ）
【公開日】平成２２年１０月７日（２０１０．１０．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−７００４８（Ｐ２００９−７００４８）
【出願日】平成２１年３月２３日（２００９．３．２３）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１０月７日（２０１０．１０．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年３月２３日（２００９．３．２３）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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