リング発振器
【課題】周波数同調方式で通信波を復調する際には、局部発振器の信号の歪によって高調波成分が復調されノイズとなる。これを回避するにはハーモニック・リジェクション機能を有するチューナが効果的であるが、このチューナを得るためには位相が１２０度ずつ異なる６相信号が必要になる。従来位相が９０度ずつ異なる４相の信号は比較的容易に得られていたが、インバータを用いて６相の信号を得ることは容易ではなかった。
【解決手段】反転増幅器を、隣の出力を入力に直接接続するリング発振器を２系列ならべて、それぞれの対応する反転増幅器毎に、入力と出力を互いにキャパシタを介して接続する。このようにすることで、位相が１２０ずつ異なった６相の信号を得ることができ、ここの反転増幅器の駆動電圧若しくは駆動電流を共通にして制御することで、発振周波数も制御することができる。
【解決手段】反転増幅器を、隣の出力を入力に直接接続するリング発振器を２系列ならべて、それぞれの対応する反転増幅器毎に、入力と出力を互いにキャパシタを介して接続する。このようにすることで、位相が１２０ずつ異なった６相の信号を得ることができ、ここの反転増幅器の駆動電圧若しくは駆動電流を共通にして制御することで、発振周波数も制御することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル放送の画像受信機若しくは音声受信機で用いられるチューナに好適に用いることのできる局部発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
テレビ放送等を受信するチューナにハーモニック・リジェクション・ミキサ（ＨＲＭ）を用いる場合においては、局部発振器として因数に奇数を含む相数のものが必要となることがある。例えば、第３高調波による妨害波を抑制するために６（２×３）相の局部発振器を用いる。６相の局部発振器信号を得る手段の一つとして、６相信号を出力するリング発振器を用いる方法がある。
【０００３】
リング発振器とは、反転増幅器を複数個リング状に接続した発振器である。偶数相信号を出力するリング発振器の構成方法としては、マルチパス方式（特許文献１）と、差動増幅器をリング状に接続し、かつ一周で位相を反転させるように接続する方法（特許文献２、３）が知られている。
【０００４】
しかし、マルチパス方式においては、４相出力のものを実現することは容易であるが、６相出力のものを出力することは容易ではない。差動増幅器を用いた方法の例を図１４、１５に示す。これらはそれぞれ、特許文献２、３に開示されているものである。図１４では、ゲインステージ２００の次段に定電流源とローパスフィルターからなるバンドパスフィルタを設け、位相の制御を行っている。
【０００５】
図１５では、差増増幅器１００をリング状に３つ連結したリング発振器が開示されている。１１１および１１２はＰＭＯＳトランジスタである。図１５のリング発振器では、トランジスタと接地に愛代に挿入された６つの抵抗Ｒの部分で６相出力の発振信号が容易に得られる。
【０００６】
ところで、テレビチューナの局部発振器は周波数を可変させる必要がある。差動増幅器を用いた場合、周波数を可変させるには各差動増幅器のテール電流を可変させる必要がある。すなわち、差動増幅器を用いたリング発振器の場合は、差動増幅器の数だけ定電流源が必要になる。
【特許文献１】特開２００４−９６３６２号公報
【特許文献２】特開平７−７４５９２号公報
【特許文献３】特開２００７−１４２６７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
差動増幅器のテール電流はいわば駆動電流でもあるので、低ノイズである必要がある。しかし、低ノイズの定電流源をＩＣチップ上に形成するには多くの面積を必要とするという課題があった。つまり、チューナなどのリング発振器を利用する装置のＩＣ化においては、リング発振器の占める面積は狭いほうが、ＩＣの小型化に有利である。従って、定電流源の数は減らしたいという要求が存在した。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明はかかる課題に鑑み想到されたものであり、発振周波数を制御する定電流源の数を一つにしたまま奇数の２倍の相数を持つリング発振器を提供するものである。
【０００９】
すなわち、
奇数個の反転増幅器を順次リング状に接続した第１の増幅器列と、
前記第１の増幅器列に属する個々の反転増幅器に対応する反転増幅器を順次リング状に接続した第２の増幅器列を有し、
前記第１の増幅器列に属する前記反転増幅器の出力は、対応する前記第２の増幅器列に属する前記反転増幅器の入力にキャパシタを介して接続され、
前記第１の増幅器列に属する前記反転増幅器の入力は、対応する前記第２の増幅器列に属する前記反転増幅器の出力にキャパシタを介して接続されたリング発振器を提供するものである。
【００１０】
また、
奇数個の反転増幅器を順次リング状に接続した第１の増幅器列と、
前記第１の増幅器列に属する個々の反転増幅器に対応する反転増幅器を順次リング状に接続した第２の増幅器列を有し、
前記第１の増幅器列に属する前記反転増幅器と、対応する前記第２の増幅器列に属する前記反転増幅器の駆動電源は共通であり、前記駆動電源にはインピーダンス素子が接続されたリング発振器を提供するものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明を用いることにより、定電流源を一つとしながら奇数の２倍の相数のリング発振器を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態に係わるリング発振器のブロック図を図１に示す。本実施の形態のリング発振器は、インバータＶ１乃至Ｖ６と、コンデンサＣ１乃至Ｃ６と、定電流源Ｉｃと、出力端子ＯＵＴ１乃至６を含む。インバータＶ１、Ｖ２、Ｖ３はそれぞれの出力が次のインバータの入力となるように接続されており、インバータＶ３の出力はインバータＶ１の入力に接続されている。すなわち、インバータＶ１乃至Ｖ３はリング状に接続されている。なお、本明細書中において、インバータは反転増幅器と同意味として使う。
【００１３】
ここで、インバータＶ１乃至Ｖ３は一つの増幅器列を成しているという。インバータＶ１乃至Ｖ３を第１の増幅器列と呼ぶ。また、同様にインバータＶ４乃至Ｖ６もリング状に接続されており、他の増幅器列を構成している。インバータＶ４乃至Ｖ６を第２の増幅器列と呼ぶ。なお、増幅器列自体もリング発振器である。
【００１４】
インバータＶ１の出力は、コンデンサＣ１を介してインバータＶ４の入力に接続されており、インバータＶ１の入力は、コンデンサＣ２を介してインバータＶ４の出力に接続されている。
同様にインバータＶ２の出力は、コンデンサＣ３を介してインバータＶ５の入力に接続されており、インバータＶ２の入力は、コンデンサＣ４を介してインバータＶ５の出力に接続されている。
【００１５】
また、インバータＶ３の出力は、コンデンサＣ５を介してインバータＶ６の入力に接続されており、インバータＶ３の入力は、コンデンサＣ６を介してインバータＶ６の出力に接続されている。つまり、第１の増幅器列のインバータＶ１は第２の増幅器列のインバータＶ４と対応している。同様にインバータＶ２とＶ５、およびインバータＶ３とＶ６も対応している。
【００１６】
インバータＶ１乃至Ｖ６は駆動電源Ｖｃｃで駆動されており、接地側には定電流源Ｉｃが接続されている。出力端子ＯＵＴ１乃至６はインバータＶ１乃至Ｖ６の出力端に接続されている。
【００１７】
次に本発明のリング発振器の動作について説明する。図２には第１の増幅器列だけの構成と信号について示す。第１の増幅器列を見ると、コンデンサを介して出力を接地した３つのインバータがリング状に結合されている。まず、インバータＶ１の入力が最初にゼロであったとすると、遅延時間ｔ後に出力が１になる。この出力はインバータＶ２の入力となり、やはり遅延時間ｔ後にインバータＶ２はゼロの出力となる。同様にこの出力はインバータＶ３の入力となり、遅延時間ｔ後にインバータＶ３は１を出力する。インバータＶ３の出力はインバータＶ１の入力となり、以下同様の動作を繰り返す。
【００１８】
すなわち、インバータＶ１の出力は時間３ｔ毎に変化し、周期は６ｔである。インバータＶ２およびＶ３の出力も同様である。しかし、インバータＶ１から見ると、インバータＶ３の出力は２ｔ分だけ遅れており、インバータＶ２の出力は４ｔだけ遅れている。周期が６ｔであるので、２ｔは位相で１２０度に対応し、４ｔは２４０度に対応する。
【００１９】
このように、第１の増幅器列の出力はＯＵＴ１の位相をゼロ度とすると、ＯＵＴ２は２４０度、ＯＵＴ３は１２０度だけ位相がずれた信号である。この意味でＯＵＴ１をＰ０、ＯＵＴ２をＰ２４０、ＯＵＴ３をＰ１２０と表す。実際には出力端に接続したコンデンサによってＯＵＴ１乃至ＯＵＴ３は正弦波に近い波形として得ることができる。
【００２０】
また、それぞれのインバータの反転周期は、入力電圧が変化してから出力電圧が変化するまでの時間ｔに依存する。この時間はインバータの出力電流と、出力端に接続されたコンデンサの値および信号振幅で決まるため、インバータの駆動電圧若しくは駆動電流を変化させることでインバータの出力電流と信号振幅の比が変化し、発振周波数は変化する。
【００２１】
図１に戻って、奇数段のインバータをリング状に接続した場合、リング発振器として動作することは良く知られている。電源を定電流源に接続するリング発振器の場合、二つの等価なリング発振器に対して共通の定電流源に接続した場合、二つのリング発振器は同一の周波数で発振し、条件を整えれば二つの発振器出力信号は互いに位相が１８０度異なったものとなる。これは、二つのリング発振器の消費電流のリプルにより同期されることによる。
【００２２】
図１のリング発振器１は、まさに二つのリング発振器を共通の定電流源に接続した状態となっている。しかし、単に第１の増幅器列および第２の増幅器列を共通の定電流源に接続しただけでは、どの出力端子がどの位相に対応するかが定かではない。それぞれの３段リング発振器は上記の説明のように、位相差１２０度の３相信号を出力するのであるが、それぞれの３段リング発振器同士の出力端の対応が定まらないからである。
【００２３】
そこで、図１で示すように、第１の増幅器列と第２の増幅器列のそれぞれ対応する反転増幅器同士の出力を、位相差が１８０度となるように容量結合させる。このようにすることで、二つのリング発振器の位相差を確実に１８０度とし、結果として位相差が６０度ずつ異なる６相の発振信号を得ることができる。
【００２４】
図１の第１の増幅器列は、図２で説明したように、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２、ＯＵＴ３の位相はそれぞれゼロ度、２４０度、１２０度である。すなわち、インバータＶ１乃至Ｖ３は−１２０度の位相回転を与える周波数で発振している。
【００２５】
さて、インバータＶ４の出力には、インバータＶ１の入力ＯＵＴ３とインバータＶ２の出力ＯＵＴ２が入力されている。すなわち、位相が１２０度の信号と２４０度の信号が加えられている。これらの信号の加算はベクトルとして求められその位相は１８０度である。
【００２６】
一方、インバータＶ４の入力には、インバータＶ２の出力ＯＵＴ２とインバータＶ１の出力ＯＵＴ１が加えられている。これらの信号の位相はそれぞれ２４０度とゼロ度である。つまり、インバータＶ４の入力は３００度の位相の信号である。
【００２７】
第２の増幅器列の３つのインバータは基本的に大１の増幅器列のインバータと同じであるから、安定的に発振しているとすると、それぞれのインバータは−１２０度の位相回転を生じる周波数で発振している。すると、入力が３００度の位相の信号が入力された場合は、出力信号の位相は１８０度となり、インバータＶ４の出力にインバータＶ１の入力とインバータＶ２の出力から与えられる信号の位相３００度と一致する。同様にインバータＶ５の出力信号の位相は６０度であり、インバータＶ６の出力信号の位相は３００度となる。
【００２８】
このように、この第２の増幅器列の３つのインバータの位相関係は第１の増幅器列の位相関係とは１８０度ずれた関係となっている。また、第1の増幅器列のインバータの出力が容量を介して第２の増幅器列のインバータの入力及び出力に与える信号の位相は一致する。従って、第１の増幅器列及び第２の増幅器列は１８０度ずれた位相関係で安定に発振する。
【００２９】
結果として、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２、ＯＵＴ３からは位相がゼロ度、２４０度、１２０度の信号が得られ、ＯＵＴ４、ＯＵＴ５、ＯＵＴ６からは位相が１８０度、６０度、３００度の信号を得ることができる。
【００３０】
なお、それぞれの増幅器列から見ると、容量結合されたコンデンサは各インバータから見て負荷容量として働く。例えば、インバータＶ３の出力はコンデンサＣ１により位相６０度の信号に接続され、またコンデンサＣ６により位相１８０度の信号に接続されている。コンデンサＣ１とＣ６の容量を等しくするので、結果として位相１２０度の信号に接続されていることと等価になる。
【００３１】
このとき、位相６０度と位相１８０度は位相が１２０度ずれているので、二つの信号の平均値の振幅は、それぞれの信号の半分となる。したがって、インバータＶ３の出力から見た場合、コンデンサＣ１またはＣ６の容量と同じ容量のコンデンサが負荷として接続されていることと等価となる。言い換えると、二つの容量の和の半分の大きさなので、同じ容量となる。容量結合により負荷容量が発生するので、リング発振器としての発振周波数は低下するが、その分、位相ノイズが抑えられることになる。
【００３２】
図３には具体的な回路構成の一例を示す。Ｍ１とＭ２はそれぞれＰチャンネル、ＮチャンネルのＦＥＴである。それぞれのゲートは接続されていて、この点が入力端子となる。また、Ｍ１のドレインとＭ２のドレインは接続されており、この点が出力端子ＯＵＴ１となる。Ｍ１のソースは駆動電圧Ｖｃｃと接続されている。一方、Ｍ２のソースは定電流源Ｉｃに接続されている。
【００３３】
このＭ１およびＭ２でインバータＶ１が構成される。同様にＭ３とＭ４でインバータＶ２が構成され、Ｍ５とＭ６でインバータＶ３が構成されている。また、それぞれのインバータの出力は隣のインバータの入力と接続されている。さらに、出力端子ＯＵＴ３とＭ１およびＭ２の入力端子が接続されているので、インバータＶ１乃至Ｖ３はリング状に接続されている。従ってＭ１乃至Ｍ６で第１の増幅器列が構成されている。同様にＭ７乃至Ｍ１２でインバータＶ４、Ｖ５、Ｖ６が構成され、第２の増幅器列が構成されている。
【００３４】
出力端子ＯＵＴ１はコンデンサＣ１を解してＭ７およびＭ８の入力端と接続されている。またＯＵＴ４はコンデンサＣ２を介してＭ１およびＭ２の入力端と接続されている。すなわち、図１のインバータＶ１およびＶ４の接続関係と同じである。Ｍ３、Ｍ４によるインバータＶ２とＭ９、Ｍ１０によるインバータＶ５も図１と同様の関係が実現されている。Ｍ５、Ｍ６によるインバータＶ３とＭ１１、Ｍ１２によるインバータＶ６の関係も同様である。
この回路は定電流源Ｉｃの電流量を変化させることで、発振周波数を制御することができる。
【００３５】
（実施の形態２）
本発明の補足２の実施例の構成図を図４に示す。これは６相の信号を出力するリング発振器である。実施の形態１では発振周波数を各インバータの駆動電流で制御していたが、本実施の形態のリング発振器では、発振周波数はＶｃの電圧値を変化させることによって制御する。
【００３６】
また、この構成を実現する実際の回路図を図５に例示する。基本的な構成は図３と同じである。各インバータはＰチャンネルタイプのＦＥＴとＮチャンネルタイプそれぞれのドレイン同士を接続して構成される。それぞれのＦＥＴのゲートは入力端子として結合される。制御電圧Ｖｃは、ＰチャンネルタイプのＦＥＴのソースとＮチャンネルタイプのソースの間に接続され、所定の電圧を印加する。この駆動電圧によってインバータの入力から出力までの時間差が決まり、発振周波数を制御することができる。
【００３７】
（実施の形態３）
本発明第３の実施の形態を図６に示す。これは位相が６０度ずつずれた６相の信号を出力するものであり、発振周波数は定電流源Ｉｃの電流によって決まる。インバータＶ１からＶ３により第１の増幅器列が形成され、インバータＶ４からＶ６により第２の増幅器列が形成されている。
【００３８】
これらの二つの増幅器列の電源電流は一つの定電流源Ｉｃによって供給されている。Ｚ１からＺ３はそれぞれ二つのインバータの電源で共通する線形または非線形のインピーダンス素子であり、抵抗などである。
【００３９】
第１の増幅器列と第２の増幅器列は同等なものであり、両者は同期して同じ周波数で発振するが、インバータＶ１とインバータＶ４の合計電流があまり大きくないように動作するため、インバータＶ１の出力とインバータＶ４の出力は互いに位相が１８０度異なったものとなる。その結果、位相が６０度ずつ異なった６相の発振出力が得られる。
【００４０】
本実施の形態における具体的な回路例を図７に示す。各インバータはそれぞれＮチャンネルのＦＥＴ一つとＰチャンネルのＦＥＴ一つより構成されている点は実施の形態１や２と同じである。インピーダンス素子は電圧Ｖｂをゲート・ソース間にかけられているＦＥＴであるＭ１３、Ｍ１４、Ｍ１５である。これらはともに線形領域で動作するので、抵抗として動作する。その抵抗の大きさは電圧Ｖｂによって決まる。
【００４１】
一般に、インピーダンス素子のインピーダンスが高いとリング発振器の位相ノイズが多くなってしまうが、あまりインピーダンスを下げすぎると、二つのリング発振回路における位相差が１８０度からずれやすくなる。そこで、インピーダンス素子の抵抗が低電源Ｉｃの電流に応じた値となるように、電流に応じて適切にＶｂの値を調整することが望ましい。
この回路例においては、各インバータ出力に負荷容量Ｌｏａｄ１乃至Ｌｏａｄ６が付加されているが、負荷容量Ｌｏａｄ１乃至Ｌｏａｄ６を付加しなくてもよい。
【００４２】
図８に他の回路例を示す。回路全体の構成は図６と同じである。また、第1の増幅器列と第２の増幅器列の構成も図７と同じである。図７との相違は、インピーダンス素子がバイポーラトランジスタＱ１からＱ３になっている点であり、バイポーラトランジスタＱ１からＱ３はベース・エミッタ間の電圧がＶｂとなっている。このような回路の場合、バイポーラトランジスタＱ１からＱ３は電流リミッタとして動作する。
【００４３】
すなわち、リミット電流以下では短絡状態になるが、リミット電流以上の電流が流れようとすると急に電圧降下が増大してリミット電流以上の電流が流れないようになる。本実施の形態においては、リミット電流の値を一つのインバータに流れる電流の最大値よりもわずかに大きい値に設定する。
【００４４】
したがってＭ１およびＭ２により構成されるインバータと、Ｍ７およびＭ８により構成されるインバータの動作の位相が１８０度ずれている場合は、電流リミッタは短絡状態であり続けるが、位相差が６０度または３００度のときは、電流リミッタに流れようとする電流がリミット電流を超えるので、二つのリング発振回路の位相差が変化するように作用する。その結果、Ｍ１およびＭ２により構成されるインバータとＭ７およびＭ８により構成されるインバータの動作の位相は１８０度となるように自動的に調整される。
【００４５】
本回路構成の利点は、インピーダンス素子の挿入によりリング発振器の位相ノイズの劣化を抑えることが出来る点である。通常動作においては、インピーダンス素子である電流リミッタは短絡状態にあるので、インピーダンス素子がリング発振器の位相ノイズに寄与する分は少ない。
【００４６】
本回路構成においては、インピーダンス素子として非線形素子である電流リミッタを用いたが、インピーダンス素子として他の種類の非線形素子を用いてもよい。
【００４７】
図９にまた他の回路構成例を示す。インピーダンス素子として純粋な抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３が用いられている点が図７や８で示した回路と異なる。抵抗素子を用いる利点は、外部からバイアス電圧などを供給する必要がないので、回路が簡素化される点である。
【００４８】
（実施の形態４）
本実施の形態を示すブロック図を図１０に示す。これまでの実施の形態においては、リング発振器の発振周波数を電源電流により制御していたが、本実施の形態においては電源電圧により制御するようにしてもよい。また、負荷用量Ｌｏａｄ１からＬｏａｄ３の容量を変化させることによって発振周波数を制御してもよい。また、その他の方法で制御してもよい。
【００４９】
（実施の形態５）
本実施の形態を示すブロック図を図１１に示す。これまでの実施の形態においては、インピーダンス素子を電源の正側にのみ挿入していたが、正側と負側の両方に挿入している。リング発振器を構成するインバータは、スルー電流のほかに容量負荷を充放電する電流も含まれるため、電源の正側と負側に流れる電流が異なり、電源の両側にインピーダンス素子を挿入することにより、二つの増幅器列間の位相差を１８０度に保つ能力を向上させることができる。また、図１２に示すように、電源の負側のみにインピーダンス素子を挿入してもよい。
【００５０】
（実施の形態６）
本実施の形態を表す構成の例を図１３に示す。これは１０相の信号を出力するリング発振器である。インバータＶ１、Ｖ２，Ｖ３、Ｖ７、Ｖ８によって構成される第１の増幅器列とＶ４、Ｖ５，Ｖ６、Ｖ９、Ｖ１０によって構成される第２の増幅器列はともに５段であり、インピーダンス素子Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ７、Ｚ８によりインバータＶ１、Ｖ２，Ｖ３、Ｖ７、Ｖ８の出力信号はインバータＶ４、Ｖ５，Ｖ６、Ｖ９、Ｖ１０の出力信号と位相が１８０度異なるので、位相が３６度ずつずれた１０相の発振出力信号を得ることが出来る。
【産業上の利用可能性】
【００５１】
本発明はテレビやラジオのチューナだけでなく、携帯電話や光通信などの局部発振器としても利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明のリング発振器の構成を示す図。
【図２】本発明のリング発振器の動作を説明するための図。
【図３】実施の形態１のリング発振器の具体的な回路の一例を示す図。
【図４】本発明のリング発振器の他の構成を示す図。
【図５】実施の形態２のリング発振器の具体的な回路の一例を示す図。
【図６】実施の形態３のリング発振器の構成を示す図。
【図７】実施の形態３のリング発振器の具体的な回路の一例を示す図。
【図８】実施の形態３の他の具体的な回路の一例を示す図。
【図９】実施の形態３の他の具体的な回路の一例を示す図。
【図１０】実施の形態４のリング発振器の構成を示す図。
【図１１】実施の形態５のリング発振器の構成を示す図。
【図１２】実施の形態５のリング発振器の他の構成を示す図。
【図１３】実施の形態６のリング発振器の構成を示す図。
【図１４】従来技術を示す図。
【図１５】従来技術を示す図。
【符号の説明】
【００５３】
Ｖ１乃至Ｖ６ インバータ
Ｍ１乃至Ｍ１２ ＦＥＴ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル放送の画像受信機若しくは音声受信機で用いられるチューナに好適に用いることのできる局部発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
テレビ放送等を受信するチューナにハーモニック・リジェクション・ミキサ（ＨＲＭ）を用いる場合においては、局部発振器として因数に奇数を含む相数のものが必要となることがある。例えば、第３高調波による妨害波を抑制するために６（２×３）相の局部発振器を用いる。６相の局部発振器信号を得る手段の一つとして、６相信号を出力するリング発振器を用いる方法がある。
【０００３】
リング発振器とは、反転増幅器を複数個リング状に接続した発振器である。偶数相信号を出力するリング発振器の構成方法としては、マルチパス方式（特許文献１）と、差動増幅器をリング状に接続し、かつ一周で位相を反転させるように接続する方法（特許文献２、３）が知られている。
【０００４】
しかし、マルチパス方式においては、４相出力のものを実現することは容易であるが、６相出力のものを出力することは容易ではない。差動増幅器を用いた方法の例を図１４、１５に示す。これらはそれぞれ、特許文献２、３に開示されているものである。図１４では、ゲインステージ２００の次段に定電流源とローパスフィルターからなるバンドパスフィルタを設け、位相の制御を行っている。
【０００５】
図１５では、差増増幅器１００をリング状に３つ連結したリング発振器が開示されている。１１１および１１２はＰＭＯＳトランジスタである。図１５のリング発振器では、トランジスタと接地に愛代に挿入された６つの抵抗Ｒの部分で６相出力の発振信号が容易に得られる。
【０００６】
ところで、テレビチューナの局部発振器は周波数を可変させる必要がある。差動増幅器を用いた場合、周波数を可変させるには各差動増幅器のテール電流を可変させる必要がある。すなわち、差動増幅器を用いたリング発振器の場合は、差動増幅器の数だけ定電流源が必要になる。
【特許文献１】特開２００４−９６３６２号公報
【特許文献２】特開平７−７４５９２号公報
【特許文献３】特開２００７−１４２６７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
差動増幅器のテール電流はいわば駆動電流でもあるので、低ノイズである必要がある。しかし、低ノイズの定電流源をＩＣチップ上に形成するには多くの面積を必要とするという課題があった。つまり、チューナなどのリング発振器を利用する装置のＩＣ化においては、リング発振器の占める面積は狭いほうが、ＩＣの小型化に有利である。従って、定電流源の数は減らしたいという要求が存在した。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明はかかる課題に鑑み想到されたものであり、発振周波数を制御する定電流源の数を一つにしたまま奇数の２倍の相数を持つリング発振器を提供するものである。
【０００９】
すなわち、
奇数個の反転増幅器を順次リング状に接続した第１の増幅器列と、
前記第１の増幅器列に属する個々の反転増幅器に対応する反転増幅器を順次リング状に接続した第２の増幅器列を有し、
前記第１の増幅器列に属する前記反転増幅器の出力は、対応する前記第２の増幅器列に属する前記反転増幅器の入力にキャパシタを介して接続され、
前記第１の増幅器列に属する前記反転増幅器の入力は、対応する前記第２の増幅器列に属する前記反転増幅器の出力にキャパシタを介して接続されたリング発振器を提供するものである。
【００１０】
また、
奇数個の反転増幅器を順次リング状に接続した第１の増幅器列と、
前記第１の増幅器列に属する個々の反転増幅器に対応する反転増幅器を順次リング状に接続した第２の増幅器列を有し、
前記第１の増幅器列に属する前記反転増幅器と、対応する前記第２の増幅器列に属する前記反転増幅器の駆動電源は共通であり、前記駆動電源にはインピーダンス素子が接続されたリング発振器を提供するものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明を用いることにより、定電流源を一つとしながら奇数の２倍の相数のリング発振器を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態に係わるリング発振器のブロック図を図１に示す。本実施の形態のリング発振器は、インバータＶ１乃至Ｖ６と、コンデンサＣ１乃至Ｃ６と、定電流源Ｉｃと、出力端子ＯＵＴ１乃至６を含む。インバータＶ１、Ｖ２、Ｖ３はそれぞれの出力が次のインバータの入力となるように接続されており、インバータＶ３の出力はインバータＶ１の入力に接続されている。すなわち、インバータＶ１乃至Ｖ３はリング状に接続されている。なお、本明細書中において、インバータは反転増幅器と同意味として使う。
【００１３】
ここで、インバータＶ１乃至Ｖ３は一つの増幅器列を成しているという。インバータＶ１乃至Ｖ３を第１の増幅器列と呼ぶ。また、同様にインバータＶ４乃至Ｖ６もリング状に接続されており、他の増幅器列を構成している。インバータＶ４乃至Ｖ６を第２の増幅器列と呼ぶ。なお、増幅器列自体もリング発振器である。
【００１４】
インバータＶ１の出力は、コンデンサＣ１を介してインバータＶ４の入力に接続されており、インバータＶ１の入力は、コンデンサＣ２を介してインバータＶ４の出力に接続されている。
同様にインバータＶ２の出力は、コンデンサＣ３を介してインバータＶ５の入力に接続されており、インバータＶ２の入力は、コンデンサＣ４を介してインバータＶ５の出力に接続されている。
【００１５】
また、インバータＶ３の出力は、コンデンサＣ５を介してインバータＶ６の入力に接続されており、インバータＶ３の入力は、コンデンサＣ６を介してインバータＶ６の出力に接続されている。つまり、第１の増幅器列のインバータＶ１は第２の増幅器列のインバータＶ４と対応している。同様にインバータＶ２とＶ５、およびインバータＶ３とＶ６も対応している。
【００１６】
インバータＶ１乃至Ｖ６は駆動電源Ｖｃｃで駆動されており、接地側には定電流源Ｉｃが接続されている。出力端子ＯＵＴ１乃至６はインバータＶ１乃至Ｖ６の出力端に接続されている。
【００１７】
次に本発明のリング発振器の動作について説明する。図２には第１の増幅器列だけの構成と信号について示す。第１の増幅器列を見ると、コンデンサを介して出力を接地した３つのインバータがリング状に結合されている。まず、インバータＶ１の入力が最初にゼロであったとすると、遅延時間ｔ後に出力が１になる。この出力はインバータＶ２の入力となり、やはり遅延時間ｔ後にインバータＶ２はゼロの出力となる。同様にこの出力はインバータＶ３の入力となり、遅延時間ｔ後にインバータＶ３は１を出力する。インバータＶ３の出力はインバータＶ１の入力となり、以下同様の動作を繰り返す。
【００１８】
すなわち、インバータＶ１の出力は時間３ｔ毎に変化し、周期は６ｔである。インバータＶ２およびＶ３の出力も同様である。しかし、インバータＶ１から見ると、インバータＶ３の出力は２ｔ分だけ遅れており、インバータＶ２の出力は４ｔだけ遅れている。周期が６ｔであるので、２ｔは位相で１２０度に対応し、４ｔは２４０度に対応する。
【００１９】
このように、第１の増幅器列の出力はＯＵＴ１の位相をゼロ度とすると、ＯＵＴ２は２４０度、ＯＵＴ３は１２０度だけ位相がずれた信号である。この意味でＯＵＴ１をＰ０、ＯＵＴ２をＰ２４０、ＯＵＴ３をＰ１２０と表す。実際には出力端に接続したコンデンサによってＯＵＴ１乃至ＯＵＴ３は正弦波に近い波形として得ることができる。
【００２０】
また、それぞれのインバータの反転周期は、入力電圧が変化してから出力電圧が変化するまでの時間ｔに依存する。この時間はインバータの出力電流と、出力端に接続されたコンデンサの値および信号振幅で決まるため、インバータの駆動電圧若しくは駆動電流を変化させることでインバータの出力電流と信号振幅の比が変化し、発振周波数は変化する。
【００２１】
図１に戻って、奇数段のインバータをリング状に接続した場合、リング発振器として動作することは良く知られている。電源を定電流源に接続するリング発振器の場合、二つの等価なリング発振器に対して共通の定電流源に接続した場合、二つのリング発振器は同一の周波数で発振し、条件を整えれば二つの発振器出力信号は互いに位相が１８０度異なったものとなる。これは、二つのリング発振器の消費電流のリプルにより同期されることによる。
【００２２】
図１のリング発振器１は、まさに二つのリング発振器を共通の定電流源に接続した状態となっている。しかし、単に第１の増幅器列および第２の増幅器列を共通の定電流源に接続しただけでは、どの出力端子がどの位相に対応するかが定かではない。それぞれの３段リング発振器は上記の説明のように、位相差１２０度の３相信号を出力するのであるが、それぞれの３段リング発振器同士の出力端の対応が定まらないからである。
【００２３】
そこで、図１で示すように、第１の増幅器列と第２の増幅器列のそれぞれ対応する反転増幅器同士の出力を、位相差が１８０度となるように容量結合させる。このようにすることで、二つのリング発振器の位相差を確実に１８０度とし、結果として位相差が６０度ずつ異なる６相の発振信号を得ることができる。
【００２４】
図１の第１の増幅器列は、図２で説明したように、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２、ＯＵＴ３の位相はそれぞれゼロ度、２４０度、１２０度である。すなわち、インバータＶ１乃至Ｖ３は−１２０度の位相回転を与える周波数で発振している。
【００２５】
さて、インバータＶ４の出力には、インバータＶ１の入力ＯＵＴ３とインバータＶ２の出力ＯＵＴ２が入力されている。すなわち、位相が１２０度の信号と２４０度の信号が加えられている。これらの信号の加算はベクトルとして求められその位相は１８０度である。
【００２６】
一方、インバータＶ４の入力には、インバータＶ２の出力ＯＵＴ２とインバータＶ１の出力ＯＵＴ１が加えられている。これらの信号の位相はそれぞれ２４０度とゼロ度である。つまり、インバータＶ４の入力は３００度の位相の信号である。
【００２７】
第２の増幅器列の３つのインバータは基本的に大１の増幅器列のインバータと同じであるから、安定的に発振しているとすると、それぞれのインバータは−１２０度の位相回転を生じる周波数で発振している。すると、入力が３００度の位相の信号が入力された場合は、出力信号の位相は１８０度となり、インバータＶ４の出力にインバータＶ１の入力とインバータＶ２の出力から与えられる信号の位相３００度と一致する。同様にインバータＶ５の出力信号の位相は６０度であり、インバータＶ６の出力信号の位相は３００度となる。
【００２８】
このように、この第２の増幅器列の３つのインバータの位相関係は第１の増幅器列の位相関係とは１８０度ずれた関係となっている。また、第1の増幅器列のインバータの出力が容量を介して第２の増幅器列のインバータの入力及び出力に与える信号の位相は一致する。従って、第１の増幅器列及び第２の増幅器列は１８０度ずれた位相関係で安定に発振する。
【００２９】
結果として、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２、ＯＵＴ３からは位相がゼロ度、２４０度、１２０度の信号が得られ、ＯＵＴ４、ＯＵＴ５、ＯＵＴ６からは位相が１８０度、６０度、３００度の信号を得ることができる。
【００３０】
なお、それぞれの増幅器列から見ると、容量結合されたコンデンサは各インバータから見て負荷容量として働く。例えば、インバータＶ３の出力はコンデンサＣ１により位相６０度の信号に接続され、またコンデンサＣ６により位相１８０度の信号に接続されている。コンデンサＣ１とＣ６の容量を等しくするので、結果として位相１２０度の信号に接続されていることと等価になる。
【００３１】
このとき、位相６０度と位相１８０度は位相が１２０度ずれているので、二つの信号の平均値の振幅は、それぞれの信号の半分となる。したがって、インバータＶ３の出力から見た場合、コンデンサＣ１またはＣ６の容量と同じ容量のコンデンサが負荷として接続されていることと等価となる。言い換えると、二つの容量の和の半分の大きさなので、同じ容量となる。容量結合により負荷容量が発生するので、リング発振器としての発振周波数は低下するが、その分、位相ノイズが抑えられることになる。
【００３２】
図３には具体的な回路構成の一例を示す。Ｍ１とＭ２はそれぞれＰチャンネル、ＮチャンネルのＦＥＴである。それぞれのゲートは接続されていて、この点が入力端子となる。また、Ｍ１のドレインとＭ２のドレインは接続されており、この点が出力端子ＯＵＴ１となる。Ｍ１のソースは駆動電圧Ｖｃｃと接続されている。一方、Ｍ２のソースは定電流源Ｉｃに接続されている。
【００３３】
このＭ１およびＭ２でインバータＶ１が構成される。同様にＭ３とＭ４でインバータＶ２が構成され、Ｍ５とＭ６でインバータＶ３が構成されている。また、それぞれのインバータの出力は隣のインバータの入力と接続されている。さらに、出力端子ＯＵＴ３とＭ１およびＭ２の入力端子が接続されているので、インバータＶ１乃至Ｖ３はリング状に接続されている。従ってＭ１乃至Ｍ６で第１の増幅器列が構成されている。同様にＭ７乃至Ｍ１２でインバータＶ４、Ｖ５、Ｖ６が構成され、第２の増幅器列が構成されている。
【００３４】
出力端子ＯＵＴ１はコンデンサＣ１を解してＭ７およびＭ８の入力端と接続されている。またＯＵＴ４はコンデンサＣ２を介してＭ１およびＭ２の入力端と接続されている。すなわち、図１のインバータＶ１およびＶ４の接続関係と同じである。Ｍ３、Ｍ４によるインバータＶ２とＭ９、Ｍ１０によるインバータＶ５も図１と同様の関係が実現されている。Ｍ５、Ｍ６によるインバータＶ３とＭ１１、Ｍ１２によるインバータＶ６の関係も同様である。
この回路は定電流源Ｉｃの電流量を変化させることで、発振周波数を制御することができる。
【００３５】
（実施の形態２）
本発明の補足２の実施例の構成図を図４に示す。これは６相の信号を出力するリング発振器である。実施の形態１では発振周波数を各インバータの駆動電流で制御していたが、本実施の形態のリング発振器では、発振周波数はＶｃの電圧値を変化させることによって制御する。
【００３６】
また、この構成を実現する実際の回路図を図５に例示する。基本的な構成は図３と同じである。各インバータはＰチャンネルタイプのＦＥＴとＮチャンネルタイプそれぞれのドレイン同士を接続して構成される。それぞれのＦＥＴのゲートは入力端子として結合される。制御電圧Ｖｃは、ＰチャンネルタイプのＦＥＴのソースとＮチャンネルタイプのソースの間に接続され、所定の電圧を印加する。この駆動電圧によってインバータの入力から出力までの時間差が決まり、発振周波数を制御することができる。
【００３７】
（実施の形態３）
本発明第３の実施の形態を図６に示す。これは位相が６０度ずつずれた６相の信号を出力するものであり、発振周波数は定電流源Ｉｃの電流によって決まる。インバータＶ１からＶ３により第１の増幅器列が形成され、インバータＶ４からＶ６により第２の増幅器列が形成されている。
【００３８】
これらの二つの増幅器列の電源電流は一つの定電流源Ｉｃによって供給されている。Ｚ１からＺ３はそれぞれ二つのインバータの電源で共通する線形または非線形のインピーダンス素子であり、抵抗などである。
【００３９】
第１の増幅器列と第２の増幅器列は同等なものであり、両者は同期して同じ周波数で発振するが、インバータＶ１とインバータＶ４の合計電流があまり大きくないように動作するため、インバータＶ１の出力とインバータＶ４の出力は互いに位相が１８０度異なったものとなる。その結果、位相が６０度ずつ異なった６相の発振出力が得られる。
【００４０】
本実施の形態における具体的な回路例を図７に示す。各インバータはそれぞれＮチャンネルのＦＥＴ一つとＰチャンネルのＦＥＴ一つより構成されている点は実施の形態１や２と同じである。インピーダンス素子は電圧Ｖｂをゲート・ソース間にかけられているＦＥＴであるＭ１３、Ｍ１４、Ｍ１５である。これらはともに線形領域で動作するので、抵抗として動作する。その抵抗の大きさは電圧Ｖｂによって決まる。
【００４１】
一般に、インピーダンス素子のインピーダンスが高いとリング発振器の位相ノイズが多くなってしまうが、あまりインピーダンスを下げすぎると、二つのリング発振回路における位相差が１８０度からずれやすくなる。そこで、インピーダンス素子の抵抗が低電源Ｉｃの電流に応じた値となるように、電流に応じて適切にＶｂの値を調整することが望ましい。
この回路例においては、各インバータ出力に負荷容量Ｌｏａｄ１乃至Ｌｏａｄ６が付加されているが、負荷容量Ｌｏａｄ１乃至Ｌｏａｄ６を付加しなくてもよい。
【００４２】
図８に他の回路例を示す。回路全体の構成は図６と同じである。また、第1の増幅器列と第２の増幅器列の構成も図７と同じである。図７との相違は、インピーダンス素子がバイポーラトランジスタＱ１からＱ３になっている点であり、バイポーラトランジスタＱ１からＱ３はベース・エミッタ間の電圧がＶｂとなっている。このような回路の場合、バイポーラトランジスタＱ１からＱ３は電流リミッタとして動作する。
【００４３】
すなわち、リミット電流以下では短絡状態になるが、リミット電流以上の電流が流れようとすると急に電圧降下が増大してリミット電流以上の電流が流れないようになる。本実施の形態においては、リミット電流の値を一つのインバータに流れる電流の最大値よりもわずかに大きい値に設定する。
【００４４】
したがってＭ１およびＭ２により構成されるインバータと、Ｍ７およびＭ８により構成されるインバータの動作の位相が１８０度ずれている場合は、電流リミッタは短絡状態であり続けるが、位相差が６０度または３００度のときは、電流リミッタに流れようとする電流がリミット電流を超えるので、二つのリング発振回路の位相差が変化するように作用する。その結果、Ｍ１およびＭ２により構成されるインバータとＭ７およびＭ８により構成されるインバータの動作の位相は１８０度となるように自動的に調整される。
【００４５】
本回路構成の利点は、インピーダンス素子の挿入によりリング発振器の位相ノイズの劣化を抑えることが出来る点である。通常動作においては、インピーダンス素子である電流リミッタは短絡状態にあるので、インピーダンス素子がリング発振器の位相ノイズに寄与する分は少ない。
【００４６】
本回路構成においては、インピーダンス素子として非線形素子である電流リミッタを用いたが、インピーダンス素子として他の種類の非線形素子を用いてもよい。
【００４７】
図９にまた他の回路構成例を示す。インピーダンス素子として純粋な抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３が用いられている点が図７や８で示した回路と異なる。抵抗素子を用いる利点は、外部からバイアス電圧などを供給する必要がないので、回路が簡素化される点である。
【００４８】
（実施の形態４）
本実施の形態を示すブロック図を図１０に示す。これまでの実施の形態においては、リング発振器の発振周波数を電源電流により制御していたが、本実施の形態においては電源電圧により制御するようにしてもよい。また、負荷用量Ｌｏａｄ１からＬｏａｄ３の容量を変化させることによって発振周波数を制御してもよい。また、その他の方法で制御してもよい。
【００４９】
（実施の形態５）
本実施の形態を示すブロック図を図１１に示す。これまでの実施の形態においては、インピーダンス素子を電源の正側にのみ挿入していたが、正側と負側の両方に挿入している。リング発振器を構成するインバータは、スルー電流のほかに容量負荷を充放電する電流も含まれるため、電源の正側と負側に流れる電流が異なり、電源の両側にインピーダンス素子を挿入することにより、二つの増幅器列間の位相差を１８０度に保つ能力を向上させることができる。また、図１２に示すように、電源の負側のみにインピーダンス素子を挿入してもよい。
【００５０】
（実施の形態６）
本実施の形態を表す構成の例を図１３に示す。これは１０相の信号を出力するリング発振器である。インバータＶ１、Ｖ２，Ｖ３、Ｖ７、Ｖ８によって構成される第１の増幅器列とＶ４、Ｖ５，Ｖ６、Ｖ９、Ｖ１０によって構成される第２の増幅器列はともに５段であり、インピーダンス素子Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ７、Ｚ８によりインバータＶ１、Ｖ２，Ｖ３、Ｖ７、Ｖ８の出力信号はインバータＶ４、Ｖ５，Ｖ６、Ｖ９、Ｖ１０の出力信号と位相が１８０度異なるので、位相が３６度ずつずれた１０相の発振出力信号を得ることが出来る。
【産業上の利用可能性】
【００５１】
本発明はテレビやラジオのチューナだけでなく、携帯電話や光通信などの局部発振器としても利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明のリング発振器の構成を示す図。
【図２】本発明のリング発振器の動作を説明するための図。
【図３】実施の形態１のリング発振器の具体的な回路の一例を示す図。
【図４】本発明のリング発振器の他の構成を示す図。
【図５】実施の形態２のリング発振器の具体的な回路の一例を示す図。
【図６】実施の形態３のリング発振器の構成を示す図。
【図７】実施の形態３のリング発振器の具体的な回路の一例を示す図。
【図８】実施の形態３の他の具体的な回路の一例を示す図。
【図９】実施の形態３の他の具体的な回路の一例を示す図。
【図１０】実施の形態４のリング発振器の構成を示す図。
【図１１】実施の形態５のリング発振器の構成を示す図。
【図１２】実施の形態５のリング発振器の他の構成を示す図。
【図１３】実施の形態６のリング発振器の構成を示す図。
【図１４】従来技術を示す図。
【図１５】従来技術を示す図。
【符号の説明】
【００５３】
Ｖ１乃至Ｖ６ インバータ
Ｍ１乃至Ｍ１２ ＦＥＴ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
奇数個の反転増幅器を順次リング状に接続した第１の増幅器列と、
前記第１の増幅器列に属する個々の反転増幅器に対応する反転増幅器を順次リング状に接続した第２の増幅器列を有し、
前記第１の増幅器列に属する前記反転増幅器の出力は、対応する前記第２の増幅器列に属する前記反転増幅器の入力にキャパシタを介して接続され、
前記第１の増幅器列に属する前記反転増幅器の入力は、対応する前記第２の増幅器列に属する前記反転増幅器の出力にキャパシタを介して接続されたリング発振器。
【請求項２】
前記第１の増幅器列と前記第２の増幅器列に属する反転増幅器は同一の電流源によって動作遅延時間が変化する請求項１に記載されたリング発振器。
【請求項３】
前記第１の増幅器列と前記第２の増幅器列に属する反転増幅器は同一の電圧源によって動作遅延時間が変化する請求項１に記載されたリング発振器。
【請求項４】
奇数個の反転増幅器を順次リング状に接続した第１の増幅器列と、
前記第１の増幅器列に属する個々の反転増幅器に対応する反転増幅器を順次リング状に接続した第２の増幅器列を有し、
前記第１の増幅器列に属する前記反転増幅器と、対応する前記第２の増幅器列に属する前記反転増幅器の駆動電源は共通であり、前記駆動電源にはインピーダンス素子が接続されたリング発振器。
【請求項５】
前記第１の増幅器列と前記第２の増幅器列に属する反転増幅器は同一の電流源によって動作遅延時間が変化する請求項４に記載されたリング発振器。
【請求項６】
前記第１の増幅器列と前記第２の増幅器列に属する反転増幅器は同一の電圧源によって動作遅延時間が変化する請求項４に記載されたリング発振器。
【請求項７】
前記インピーダンス素子は前記駆動電源の正側に設けられた請求項４乃至６のいずれか１の請求項に記載されたリング発振器。
【請求項８】
前記インピーダンス素子は前記駆動電源の負側に設けられた請求項４乃至６のいずれか１の請求項に記載されたリング発振器。
【請求項９】
前記インピーダンス素子は前記駆動電源の正側および負側に設けられた請求項４乃至６のいずれか１の請求項に記載されたリング発振器。
【請求項１０】
前記インピーダンス素子は能動回路である請求項４乃至９のいずれか１の請求項に記載されたリング発振器。
【請求項１１】
前記インピーダンス素子は電流リミッタである請求項４乃至９のいずれか１の請求項に記載されたリング発振器。
【請求項１２】
前記インピーダンス素子は抵抗である請求項４乃至９のいずれか１の請求項に記載されたリング発振器。
【請求項１】
奇数個の反転増幅器を順次リング状に接続した第１の増幅器列と、
前記第１の増幅器列に属する個々の反転増幅器に対応する反転増幅器を順次リング状に接続した第２の増幅器列を有し、
前記第１の増幅器列に属する前記反転増幅器の出力は、対応する前記第２の増幅器列に属する前記反転増幅器の入力にキャパシタを介して接続され、
前記第１の増幅器列に属する前記反転増幅器の入力は、対応する前記第２の増幅器列に属する前記反転増幅器の出力にキャパシタを介して接続されたリング発振器。
【請求項２】
前記第１の増幅器列と前記第２の増幅器列に属する反転増幅器は同一の電流源によって動作遅延時間が変化する請求項１に記載されたリング発振器。
【請求項３】
前記第１の増幅器列と前記第２の増幅器列に属する反転増幅器は同一の電圧源によって動作遅延時間が変化する請求項１に記載されたリング発振器。
【請求項４】
奇数個の反転増幅器を順次リング状に接続した第１の増幅器列と、
前記第１の増幅器列に属する個々の反転増幅器に対応する反転増幅器を順次リング状に接続した第２の増幅器列を有し、
前記第１の増幅器列に属する前記反転増幅器と、対応する前記第２の増幅器列に属する前記反転増幅器の駆動電源は共通であり、前記駆動電源にはインピーダンス素子が接続されたリング発振器。
【請求項５】
前記第１の増幅器列と前記第２の増幅器列に属する反転増幅器は同一の電流源によって動作遅延時間が変化する請求項４に記載されたリング発振器。
【請求項６】
前記第１の増幅器列と前記第２の増幅器列に属する反転増幅器は同一の電圧源によって動作遅延時間が変化する請求項４に記載されたリング発振器。
【請求項７】
前記インピーダンス素子は前記駆動電源の正側に設けられた請求項４乃至６のいずれか１の請求項に記載されたリング発振器。
【請求項８】
前記インピーダンス素子は前記駆動電源の負側に設けられた請求項４乃至６のいずれか１の請求項に記載されたリング発振器。
【請求項９】
前記インピーダンス素子は前記駆動電源の正側および負側に設けられた請求項４乃至６のいずれか１の請求項に記載されたリング発振器。
【請求項１０】
前記インピーダンス素子は能動回路である請求項４乃至９のいずれか１の請求項に記載されたリング発振器。
【請求項１１】
前記インピーダンス素子は電流リミッタである請求項４乃至９のいずれか１の請求項に記載されたリング発振器。
【請求項１２】
前記インピーダンス素子は抵抗である請求項４乃至９のいずれか１の請求項に記載されたリング発振器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２００９−２１２９７６（Ｐ２００９−２１２９７６Ａ）
【公開日】平成２１年９月１７日（２００９．９．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−５５４８０（Ｐ２００８−５５４８０）
【出願日】平成２０年３月５日（２００８．３．５）
【出願人】（８０５００００１８）財団法人名古屋産業科学研究所 (55)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年９月１７日（２００９．９．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年３月５日（２００８．３．５）
【出願人】（８０５００００１８）財団法人名古屋産業科学研究所 (55)
【Ｆターム（参考）】
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