レクテナ装置
【課題】負荷抵抗の変動に関わらず、最も効率のよい変換効率で動作させる。
【解決手段】並列整流回路１３を第１〜第４レクテナ基板１９〜２２から構成する。並列整流回路１３から出力される合成直流電力の出力電圧を電圧検出回路４７で検出する。スイッチ制御部５０は、出力電圧の検出結果に基づき、負荷回路１６及び可変抵抗４３の出力側インピーダンスＺｏを求める。スイッチ制御部５０は、出力側インピーダンスＺｏに基づき、変換効率ηが最大となるレクテナ接続数を決定する。スイッチ制御部５０は、第１及び第２スイッチ回路２３，２４を制御して、決定されたレクテナ接続数に切り替える。これにより、最も効率のよい変換効率で動作させることができる。
【解決手段】並列整流回路１３を第１〜第４レクテナ基板１９〜２２から構成する。並列整流回路１３から出力される合成直流電力の出力電圧を電圧検出回路４７で検出する。スイッチ制御部５０は、出力電圧の検出結果に基づき、負荷回路１６及び可変抵抗４３の出力側インピーダンスＺｏを求める。スイッチ制御部５０は、出力側インピーダンスＺｏに基づき、変換効率ηが最大となるレクテナ接続数を決定する。スイッチ制御部５０は、第１及び第２スイッチ回路２３，２４を制御して、決定されたレクテナ接続数に切り替える。これにより、最も効率のよい変換効率で動作させることができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アンテナで受信したマイクロ波を整流回路で直流電力に変換するレクテナ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
アンテナで受信したマイクロ波を整流回路で直流電力に変換するレクテナ装置が知られている（特許文献１参照）。レクテナ装置は、太陽電池パネルを搭載した人工衛星で作られた電力をマイクロ波で地球に送る宇宙太陽光衛星（Ｓｏｌａｒ Ｐｏｗｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ：ＳＰＳ）計画や、有線送電が難しい離島や山頂などへのマイクロ波送電計画などへの利用が期待されている。
【０００３】
近年、レクテナ装置はＲＦＩＤ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）タグなどの応答器にも利用されている。ＲＦＩＤタグが質問器に近づくと、質問器からＲＦＩＤタグにマイクロ波が送信される。ＲＦＩＤタグは、質問器から送信されたマイクロ波を整流回路により直流電力に変換し、この直流電力を駆動電力として内蔵の負荷回路を動作させる。そして、負荷回路に予め記憶されている情報を応答信号として質問器に返送する。
【０００４】
このようなレクテナ装置では、安定した直流電力の供給を実現するために種々の提案がなされている。例えばレクテナ装置を、基板と、基板にｎ個形成されたアンテナ素子と、各アンテナ素子にそれぞれ別個に接続されたｎ個の整流回路とから構成する。そして、各整流回路を直列接続すると、レクテナ装置から出力される出力電圧は、個々の整流回路の出力電圧Ｖをｎ個加算したＶ・ｎになる。また、各整流回路を並列接続すると、レクテナ装置から出力される出力電流は、個々の整流回路の出力電流Ｉをｎ個加算したＩ・ｎになる。従って、この整流回路を適宜直列または並列接続することで、所望の大きさの直流電力の供給が実現可能となる（特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００２−８４６８５号公報
【特許文献２】特開平８−３３２４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、一般にレクテナ装置がマイクロ波（入力電力）を直流電力に変換する変換効率は、整流回路のインピーダンスと、負荷回路の負荷抵抗とがインピーダンスマッチングしたときに最大となることが知られている。
【０００６】
しかしながら、負荷回路の負荷抵抗は一定ではなく、機器の動作状況に応じて変動する。つまり、負荷回路内の消費電力が増大すると負荷抵抗は低下し、逆に、消費電力が減少すると負荷抵抗は増加する。その結果、整流回路と負荷回路のインピーダンスマッチングが崩れ、変換効率が低下する。特にＲＦＩＤタグでは、大電力を送電する上述のＳＰＳとは異なり小電力を送電するため、負荷抵抗の変動により変換効率が著しく低下すると、負荷回路の動作に必要な駆動電力を確保することができない。
【０００７】
この問題を解決するために、例えば特許文献２記載のレクテナ装置を用いれば、アンテナ素子及び整流回路を増やすことで必要な駆動電力を確保可能である。しかしながら、アンテナ素子及び整流回路を増やすとレクテナ装置が大型化するため、ＲＦＩＤタグのような小型な装置に適用することができない。
【０００８】
また、例えば負荷回路に可変抵抗を並列接続し、負荷回路の負荷抵抗の変動が補正されるように可変抵抗の大きさを調整することで、インピーダンスマッチングを図る方法が考えられる。しかしながら、この方法を用いたとしても、負荷回路の消費電力が増加して負荷抵抗が著しく低下した場合には、可変抵抗の調整では対応することができないため、変換効率が低下するという問題は依然として残る。
【０００９】
本発明は上記問題を解決するためになされたものであり、負荷回路の負荷抵抗の変動した場合、特に負荷抵抗が著しく低下した場合においても最も効率のよい変換効率で動作させることが可能なレクテナ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記問題を解決するため、本発明のレクテナ装置は、アンテナで受信したマイクロ波を直流電力に変換し、変換した直流電力を駆動電力として負荷回路を作動させるレクテナ装置において、前記マイクロ波を直流電力に変換し、互いに並列に接続された複数の整流回路と、前記複数の整流回路の中から１以上の前記整流回路を選択的に前記アンテナに接続するためのスイッチと、前記負荷回路の回路インピーダンスの大きさを判別する判別手段と、前記判別手段の判別結果に基づいて、前記マイクロ波の入力電力に対する前記直流電力の変換効率が最大となる前記整流回路の接続数を決定し、決定した接続数の前記整流回路が前記アンテナに接続されるように、前記スイッチを動作させるスイッチ制御手段とを備えることを特徴とする。
【００１１】
前記負荷回路に並列接続された可変抵抗と、前記可変抵抗の大きさを制御する可変抵抗制御手段とを備え、前記判別手段は、前記回路インピーダンスと前記可変抵抗とを合成した第１合成インピーダンスの大きさを取得し、前記スイッチ制御手段は、前記第１合成インピーダンスに基づいて前記変換効率が最大となる前記整流回路の接続数を決定し、前記可変抵抗制御手段は、決定した前記接続数に応じた前記整流回路の第２合成インピーダンスに基づいて、前記第１合成インピーダンスが前記第２合成インピーダンスとインピーダンスマッチングするように前記可変抵抗の大きさを制御することが好ましい。これにより、第１及び第２合成インピーダンスを完全にマッチングさせて、より最適な変換効率で動作させることができる。
【００１２】
前記直流電力の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記接続数のそれぞれについて、前記出力電圧の大きさに対する前記第１合成インピーダンスの第１の関係を予め記憶した第１の記憶手段とを備え、前記判別手段は、前記第１の関係を参照して、前記出力電圧検出手段の検出結果に対応する前記第１合成インピーダンスの大きさを取得することが好ましい。これにより、測定困難な負荷回路の回路インピーダンス（例えば負荷抵抗）を実測することなく、第１合成インピーダンスを容易に求めることができる。
【００１３】
前記判別手段は、前記負荷回路の動作状況から前記負荷回路の消費電力の大きさを推定して、前記消費電力の推定結果に基づき、前記第１合成インピーダンスの大きさを取得することが好ましい。これにより、出力電圧を検出する電圧検出回路等が不要となり、レクテナ装置のコストダウン及び小型化を図ることができる。
【００１４】
前記接続数のそれぞれについて、前記第１合成インピーダンスに対する前記変換効率の第２の関係を予め記憶した第２の記憶手段を備え、前記スイッチ制御手段は、前記第２の関係を参照して、前記判別手段により取得された前記第１合成インピーダンスに対して、前記変換効率が最大となる前記接続数を決定することが好ましい。
【００１５】
前記第２の関係は、前記接続数のそれぞれについて、他の接続数のときよりも前記変換効率が高くなる前記第１合成インピーダンスの範囲が予め設定されているデータテーブルであることが好ましい。これにより、第１合成インピーダンスの判別結果から直接的に変換効率が最大となる整流回路の接続数を決定することができる。その結果、整流回路の接続数の決定処理を迅速に行うことができる。
【００１６】
前記負荷回路の起動時は、前記接続数が１に設定されていることが好ましい。これにより、負荷回路の起動時において、少なくとも負荷回路の起動電力だけは確保することができる。
【００１７】
前記スイッチ制御手段は、前記直流電力の出力電圧が定格電圧を超えたときに、前記接続数を増やすことが好ましい。これにより、出力電圧が定格電圧を超えてしまうときは、整流回路の接続数を増加させて出力電圧を下げることができる。その結果、負荷回路の破壊が防止される。
【００１８】
前記複数の整流回路と前記負荷回路との間に、前記直流電力の出力電圧を前記負荷回路の動作電圧まで昇圧させる昇圧回路が設けられていることが好ましい。これにより、負荷回路の回路インピーダンス（第１合成インピーダンス）の大きさに関わらず、出力電圧を負荷回路の動作電圧まで昇圧させることができる。
【００１９】
前記複数の整流回路は、それぞれ同一回路パターンを有する複数の基板に設けられていることが好ましい。これにより、解析設計が複雑で難しいレクテナ基板を複数種類用意する必要がなくなるため、製造コストが抑えられる。
【００２０】
前記複数の基板は、積層されていることが好ましい。これにより、各基板間の配線長を短くすることができる。その結果、マイクロ波を直流電力に変換する際の損失を抑えることができる。さらに、レクテナ装置の小型化が可能となる。
【００２１】
前記複数の整流回路は、同一基板上に並列に形成された複数の回路パターンにより構成されており、前記複数の回路パターンは、互いに隣接する回路パターンが対称性を有するように形成されていることが好ましい。これにより、基板を積層した場合よりも厚みを薄くすることができる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明のレクテナ装置によれば、負荷回路の回路インピーダンスの大きさを判別して、この判別結果に基づき、変換効率が最大となる整流回路の接続数を決定し、決定した接続数の整流回路が前記アンテナに接続されるようにしたので、負荷回路の消費電力の急激な増加により負荷回路の回路インピーダンスが著しく低下した場合でも、最適な変換効率で動作させることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
図１に示すように、本発明の第１実施形態のＲＦＩＤタグ１０（レクテナ装置）は、携帯電子機器や非接触ＩＣカード（図示せず）等の移動体に組み込まれているものであり、大別して、アンテナ１１と、方向性結合器１２と、並列整流回路１３と、切替スイッチ１４と、電源安定昇圧回路１５と、負荷回路１６と、復調回路１７と、変調回路１８とから構成される。
【００２４】
アンテナ１１は、ＲＦＩＤタグ１０が質問器（図示せず）に近づいたときに、質問器から送信されるマイクロ波を受信する。なお、本実施形態で使用されるマイクロ波の基本周波数は、ＩＳＭ（Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ｓｃｉｅｎｃｅ Ｍｅｄｉｃａｌ）バンドである２．４５ＧＨｚ帯である。アンテナ１１で受信されたマイクロ波は、方向性結合器１２に入力される。
【００２５】
方向性結合器１２は、アンテナ１１から入力されるマイクロ波の一部（例えば−１０ｄＢ程度）を駆動電源用に並列整流回路１３に出力し、残りを質問信号として切替スイッチ１４に出力する。並列整流回路１３は、入力されたマイクロ波を直流電力に変換して出力する。この並列整流回路１３から出力された直流電力は、電源安定昇圧回路１５を経て負荷回路１６に入力される。電源安定昇圧回路１５は、並列整流回路１３から出力される直流電力の電圧変動やノイズを抑制するとともに、その直流電力の出力電圧を負荷回路１６の動作電圧まで昇圧させる。
【００２６】
切替スイッチ１４は、方向性結合器１２より入力されるマイクロ波（質問信号）を復調回路１７に向けて出力し、変調回路１８より入力されるマイクロ波（応答信号）を方向性結合器１２に向けて出力する。復調回路１７は、切替スイッチ１４からのマイクロ波を元の質問信号に復調する。復調された質問信号は、負荷回路１６に入力される。
【００２７】
負荷回路１６は、ＣＰＵ１６ａやメモリ１６ｂ等から構成されており、電源安定化回路１５を経て入力される直流電力を駆動電力として作動する。ＣＰＵ１６ａは、質問信号が入力されたら、メモリ１６ｂにアクセスして予め記憶されている応答信号を変調回路１８に入力する。変調回路１８は、応答信号をマイクロ波に変調する。変調されたマイクロ波は、切替スイッチ１４及び方向性結合器１２を経てアンテナ１１より出力される。
【００２８】
質問器（図示せず）は、ＲＦＩＤタグ１０より送信されるマイクロ波を受信・復調することで、ＲＦＩＤタグ１０が組み込まれた移動体またはこの移動体を所持している人を認識する。
【００２９】
図２に示すように、並列整流回路１３は、本発明の複数の整流回路に相当する第１〜第４レクテナ基板１９〜２２と、第１スイッチ回路２３と、第２スイッチ回路２４とから構成されている。第１レクテナ基板１９は、伝送線路２５ａを介してアンテナ１１（方向性結合器１２）に直列接続されるとともに、伝送線路２５ｂを介して負荷回路１６（電源安定昇圧回路１５）に直列接続されている。第２〜第４レクテナ基板２０〜２２は、第１及び第２スイッチ回路２３，２４を介して第１レクテナ基板１９に並列接続されている。つまり、第１〜第４レクテナ基板１９〜２２は互いに並列接続されている。
【００３０】
図３及び図４に示すように、第１〜第４レクテナ基板１９〜２２はそれぞれ入力されたマイクロ波を直流電力に変換する同一の回路基板であり、下から第１レクテナ基板１９、第２レクテナ基板２０、第３レクテナ基板２１、第４レクテナ基板２２の順に積層されている。なお、各レクテナ基板１９〜２２の積層順序は特に限定はされない。このように、各レクテナ基板１９〜２２を積層することで、各レクテナ基板間の配線長を短くすることができる。これにより、マイクロ波を直流電力に変換する際の損失を抑えることができる。さらに、各レクテナ基板１９〜２２を積層することで小型化が可能となり、ＲＦＩＤタグ１０等の小型の応答器に内蔵可能となる。
【００３１】
各レクテナ基板１９〜２２には、それぞれ同一の回路パターン３１が形成されている。各レクテナ基板１９〜２２の回路パターン３１を共通化することで、解析設計が複雑で難しいレクテナ基板を複数種類用意する場合よりも、製造コストが抑えられる。
【００３２】
回路パターン３１には、マイクロ波入力部３２、コンデンサ実装部３３、ダイオード実装部３５、ローパスフイルタ（ＬＰＦ）３６、直流電力出力部３７がマイクロ波の入力側から順に形成されている。第１レクテナ基板１９のマイクロ波入力部３２は、伝送線路２５ａに直接接続され、第２〜第４レクテナ基板２０〜２２のマイクロ波入力部３２は、第１スイッチ回路２３を介して伝送線路２５ａに接続される（図２参照）。
【００３３】
コンデンサ実装部３３には、直流（ＤＣ）カット用のコンデンサ３８が実装されている。コンデンサ３８としては、例えばチップセラミックコンデンサ（１０ｐＦ）が用いられる。コンデンサ３８は、ダイオード３９により整流された直流電力がアンテナ１１側に出力されるのを防止する。なお、コンデンサ３８としては、入力されたマイクロ波の高調波信号がダイオード３９に効率良く伝送されるように、インピーダンスが充分に低いものを用いることが好ましい。
【００３４】
ダイオード実装部３５にはダイオード３９が実装される。ダイオード３９としては、例えばＵＨＦ帯の高周波検波・ミキサ用のショットキーバリアダイオードが使用される。ダイオード３９のアノードは、回路パターン３１に形成されたビアホール４２を介して、基板の反対面側に形成されたＧＮＤパターン（図示せず）に接続されている。また、ダイオード３９のカソードは、マイクロ波入力部３２と直流電力出力部３７との間の線路に接続されている。ダイオード３９は、マイクロ波を整流して直流に変換する。
【００３５】
ＬＰＦ３６は、回路パターン３１のオープンスタブにより形成されている。ＬＰＦ３６は、ダイオード３９の出力から漏れ出してくる基本周波数の信号や、整流時に生じる高調波成分の信号を遮断して、負荷回路１６に高調波信号が流れることを防止する。また、ＬＰＦ３６は、ダイオード３９により整流された直流を平滑化する。ＬＰＦ３６で平滑化された直流電力は、直流電力出力部３７より出力される。第１レクテナ基板１９の直流電力出力部３７は、伝送線路２５ｂに直接接続され、第２〜第４レクテナ基板２０〜２２の直流電力出力部３７は、第２スイッチ回路２４を介して伝送線路２５ｂに接続される（図２参照）。
【００３６】
図２に戻って、第１スイッチ回路２３は、各レクテナ基板１９〜２２の中から１以上のレクテナ基板を選択的にアンテナ１１に接続するためのものであり、スイッチ２３ａ〜２３ｃを備えている。スイッチ２３ａ〜２３ｃは、それぞれ独立にＯＮ／ＯＦＦ切替可能である。スイッチ２３ａは、第２レクテナ基板２０とアンテナ１１との接続をＯＮ／ＯＦＦし、スイッチ２３ｂ，２３ｃは、それぞれ第３，第４レクテナ基板２１，２２とアンテナ１１との接続をＯＮ／ＯＦＦする。
【００３７】
スイッチ２３ａ〜２３ｃとしては、例えばＧａＡｓＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路）スイッチなどの高周波スイッチが用いられる。また、ダイオード、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）などからなるスイッチを用いてもよい。なお、第１スイッチ回路２３は、マイクロ波の電力損失を抑えるため、各レクテナ基板１９〜２２とのインピーダンス整合がとれるように調整されている。
【００３８】
第２スイッチ回路２４は、第１スイッチ回路２３と同じものであり、スイッチ２４ａ〜２４ｃとから構成されている。スイッチ２４ａは、第２レクテナ基板２０と伝送線路２５ｂ（負荷回路１６）との接続をＯＮ／ＯＦＦし、スイッチ２４ｂ，２４ｃは、それぞれ第３，第４レクテナ基板２１，２２と伝送線路２５ｂとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。スイッチ２３ａのＯＮ／ＯＦＦに連動してスイッチ２４ａはＯＮ／ＯＦＦされる。同様にスイッチ２３ｂ，２３ｃのＯＮ／ＯＦＦに連動して、スイッチ２４ｂ，２４ｃもそれぞれＯＮ／ＯＦＦされる。
【００３９】
スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃを全てＯＦＦにした場合には、アンテナ１１に接続されるのは第１レクテナ基板１９のみとなる。つまり、第１レクテナ基板１９は、常時アンテナ１１及び負荷回路１６に接続される。これにより、マイクロ波受信時に少なくとも第１レクテナ基板１９は必ず動作される。その結果、第２〜第４レクテナ基板２０〜２２を使用しない場合に、ＯＦＦ状態のスイッチ２３ａ〜２３ｃの入力側で生じる反射電力（マイクロ波）を第１レクテナ基板１９で直流電力に変換することができる。よって、スイッチ２３ａ〜２３ｃの入力側での反射による損失を吸収することができる。
【００４０】
スイッチ２３ａ，２４ａのみがＯＮされると、第２レクテナ基板２０がアンテナ１１に接続される。さらに、スイッチ２３ｂ、２４ｂがＯＮされると、第３レクテナ基板２１もアンテナ１１に接続される。そして、全てのスイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃがＯＮされると、全てのレクテナ基板１９〜２２がアンテナ１１に接続される。
【００４１】
このように、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃをそれぞれＯＮ／ＯＦＦすることで、アンテナ１１に接続されるレクテナ基板の接続数（以下、単にレクテナ接続数という）を１〜４の範囲で任意に変えることができる。この際に、各レクテナ基板１９〜２２は、個々にインピーダンスを持っている。このため、レクテナ接続数を変えると、並列整流回路１３の合成インピーダンス（以下、入力側インピーダンスＺｉという）が変化する。具体的には、各レクテナ基板１９〜２２は、両スイッチ回路２３，２４を介して互いに並列接続されているため、レクテナ接続数が増えると入力側インピーダンスＺｉ（第２合成インピーダンス）は小さくなり、逆に減ると入力側インピーダンスＺｉは大きくなる。
【００４２】
第１レクテナ基板１９から出力される直流電力と、第２〜第４レクテナ基板２０〜２２から出力される直流電力とは、第２スイッチ回路２４を介して伝送線路２５ｂで電力合成され後、負荷回路１６に向けて出力される。なお、以下の説明では並列整流回路１３から出力される直流電力を合成直流電力と定義して説明を行う。
【００４３】
並列整流回路１３から出力される合成直流電力は、電源安定昇圧回路１５（図１参照）を経て負荷回路１６に入力される。なお、図示は省略するが、並列整流回路１３と負荷回路１６との間に、コンデンサなどからなり、第１及び第２スイッチ回路２３，２４が切り替えられる際の合成直流電力の電圧変動を抑える蓄電機能部（回路）を設けてもよい。
【００４４】
負荷回路１６には、可変抵抗４３が並列接続されている。可変抵抗４３は、一端が伝送線路２５ｂに接続され、他端がＧＮＤ端子等に接地されている。可変抵抗４３としては、例えば電圧印加により抵抗値ＺＶＲを可変可能な各種の可変抵抗素子（ＭＯＳＦＥＴ等）が用いられるが、本発明はこれに限定されるものではなく、各種可変抵抗を用いてよい。
【００４５】
可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増減することで、負荷回路１６の負荷抵抗（回路インピーダンス）ＺＬ と、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲとの合成インピーダンス（以下、単に出力側インピーダンスＺｏという）を調整することができる。これにより、ＣＰＵ１６ａ等の消費電力の増減による負荷回路１６の負荷抵抗ＺＬ の変動をある程度吸収することができる。この出力側インピーダンスＺｏ（第１合成インピーダンス）は、下記式（１）で表される。
（１）Ｚｏ＝（ＺＬ ×ＺＶＲ）÷（ＺＬ ＋ＺＶＲ）
【００４６】
入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏの調整は、インピーダンスマッチング制御回路（以下、単に制御回路という）４５により行われる。制御回路４５は、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏをインピーダンスマッチング（以下、単にマッチングという）させることで、マイクロ波の入力電力に対する合成直流電力の変換効率ηを最適に調整する。
【００４７】
変換効率ηは、マイクロ波の入力電力をＰＩＮＲＦ、合成直流電力をＰｏｕｔＤＣ、合成直流電力の出力電圧をＶｏｕｔＤＣとしたときに、下記（２）、（３）式に基づいて下記（４）式で表される。
（２）η＝ＰｏｕｔＤＣ／ＰＩＮＲＦ
（３）ＰｏｕｔＤＣ＝（ＶｏｕｔＤＣ）２ ／Ｚｏ
（４）η＝（ＶｏｕｔＤＣ）２ ／（Ｚｏ×ＰＩＮＲＦ）
【００４８】
上記式（４）で表される変換効率が最大となるのは、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏが完全にマッチングしてＺｏ＝Ｚｉとなる場合である。両者をマッチングさせる際に、入力側インピーダンスＺｉはレクテナ接続数に応じて変わる。このため、レクテナ接続数が変わると、入力側インピーダンスＺｉにマッチングする出力側インピーダンスＺｏも変わる。さらに、レクテナ特有の性質としてＺｉ、Ｚｏが完全にマッチングしたときのレクテナ接続数ごとの変換効率ηの最大値も異なる。以下、レクテナ接続数ごとの出力側インピーダンスＺｏと変換効率ηとの関係について、下記表１及びこの表１をグラフ化した図５（Ａ）を用いて説明する。
【００４９】
【表１】
【００５０】
表１に示すように、レクテナ接続数１〜４においてそれぞれ出力側インピーダンスＺｏを２７Ω、５０Ω、１８０Ω、２７０Ω、５６０Ω、７８０Ω、１０００Ωと変えた時の出力電圧ＶｏｕｔＤＣを測定し、この出力電圧測定結果をそれぞれ上記式（３）、（４）に代入して合成直流電力ＰｏｕｔＤＣ及び変換効率ηを求めた。なお、出力電圧ＶｏｕｔＤＣは、電圧検出回路４７（図２参照）により測定した。
【００５１】
表１のデータは、入力電力ＰＩＮＲＦを１０ｍＷに固定した状態で測定されたものである。また、レクテナ接続数「１」のときは第１レクテナ基板１９のみ、レクテナ接続数「２」のときは第１及び第２レクテナ基板１９，２０、レクテナ接続数「３」のときは第１〜第３レクテナ基板１９〜２１、レクテナ接続数「４」のときは第１〜第４レクテナ基板１９〜２２をそれぞれアンテナ１１及び負荷回路１６に接続している。
【００５２】
図５（Ａ）に示すように、レクテナ接続数が増えるに従って、変換効率ηがピーク値ηｍａｘとなる出力側インピーダンスＺｏの値が小さくなるとともに、変換効率のピーク値ηｍａｘも小さくなる。具体的には、レクテナ接続数「１」のときはＺｏ＝２７０Ω（Ｚ１Ｐ）でη１ ｍａｘ＝６５％となり、レクテナ接続数「２」のときはＺｏ＝１８０Ω（Ｚ２Ｐ）付近でη２ ｍａｘ＝６２％、レクテナ接続数「３」のときはＺｏ＝５０Ω（Ｚ３Ｐ）付近でη３ ｍａｘ＝５４％、レクテナ接続数「４」のときはＺｏ＝２７Ω（Ｚ４Ｐ）付近でη４ ｍａｘ＝４８％となる。
【００５３】
η１ ｍａｘ〜η４ ｍａｘを比較するとη１ ｍａｘが最も大きくなる。従って、レクテナ接続数を１に切り替えて、可変抵抗４３の増減により出力側インピーダンスＺｏをＺ１Ｐに調整すれば、最も効率の良い変換効率で直流電力を確保することができる。しかしながら、出力側インピーダンスＺｏは、上記式（１）で表される負荷回路１６と可変抵抗４３との合成インピーダンスである。従って、負荷回路１６の消費電力が増加して負荷抵抗ＺＬ が著しく低下した場合には、抵抗値ＺＶＲを最大にしても出力側インピーダンスＺｏの増加には限界がある。その結果、レクテナ接続数が１のままでは入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングがとれず、レクテナ接続数２〜４のときよりも変換効率ηが低下してしまう場合がある（後述する図５（Ｂ）のＷＺ２〜ＷＺ４の範囲内の点線部分）。
【００５４】
そこで、このような場合には、レクテナ接続数を１から２〜４に切り替えて、入力側インピーダンスＺｉを下げることで、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングをとる。このため、制御回路４５は、出力側インピーダンスＺｏに応じて、最適な変換効率が得られるレクテナ接続数を選択する。以下、レクテナ接続数の選択の一例について説明を行う。
【００５５】
詳しくは後述する方法で出力側インピーダンスＺｏが求められたら、図５（Ａ）に示したような出力インピーダンスＺｏと変換効率ηとの関係を参照して、出力側インピーダンスＺｏの値から各レクテナ接続数のそれぞれにおける変換効率ηを求める。そして、求められた各変換効率ηの値を比較して、変換効率ηが最も大きくなるレクテナ接続数を選択する。
【００５６】
図５（Ｂ）は、図５（Ａ）中の出力インピーダンスの各値において最も高い変換効率の値のみを示している。図５（Ｂ）に示すように、レクテナ接続数１が最も変換効率が高くなる出力側インピーダンスＺｏの範囲をＷＺ１としたときに、求められた出力側インピーダンスＺｏがＷＺ１の範囲内であればレクテナ接続数１が選択される。同様に、レクテナ接続数２，３，４が最も変換効率が高くなる出力側インピーダンスＺｏの範囲をそれぞれＷＺ２，ＷＺ３，ＷＺ４としたときに、求められた出力側インピーダンスＺｏがＷＺ２，ＷＺ３，ＷＺ４の範囲内であれば、それぞれレクテナ接続数２，３，４が選択される。なお、図中のＺａは、範囲ＷＺ１とＷＺ２との境界値となる出力側インピーダンスＺｏの値であり、Ｚｂ，Ｚｃは、それぞれ範囲ＷＺ２とＷＺ３との境界値、ＷＺ３とＷＺ４との境界値となる出力側インピーダンスＺｏの値である。
【００５７】
このように、出力側インピーダンスＺｏがＷＺ２〜ＷＺ４の範囲内まで低下した場合には、レクテナ接続数を増やして入力側インピーダンスＺｉを低下させることで、両インピーダンスＺｏ，Ｚｉのマッチングをとる。これにより、レクテナ接続数を１のままにした時と比較して変換効率ηを上げることができる。
【００５８】
図２に戻って、制御回路４５は、最適なレクテナ接続数を選択する際に出力側インピーダンスＺｏを最初に求める。出力側インピーダンスＺｏは、合成直流電力ＰｏｕｔＤＣの出力電圧ＶｏｕｔＤＣから求められる。
【００５９】
電圧検出回路４７は、本発明の出力電圧検出手段に相当するものであり、出力電圧ＶｏｕｔＤＣを検出する。電圧検出回路４７は、その一端が可変抵抗４３よりも並列整流回路１３側で伝送線路２５ｂに接続されるとともに、その他端がＧＮＤ端子等に接地されており、負荷回路１６及び可変抵抗４３に対して並列接続されている。電圧検出回路４７は、検出した出力電圧ＶｏｕｔＤＣを制御回路４５に入力する。なお、出力電圧ＶｏｕｔＤＣを検出可能であれば、電圧検出回路の種類は特に限定されず、電圧検出回路４７を接続する位置も上記位置に限定はされない。
【００６０】
ここで、出力電圧ＶｏｕｔＤＣと出力側インピーダンスＺｏの関係は、上記式（４）に基づき図５（Ａ），（Ｂ）の縦軸「変換効率（％）」をそれぞれ「出力電圧（Ｖ）」に置き換えた図６（Ａ），（Ｂ）で示される。
【００６１】
図６（Ａ）に示すような、出力電圧ＶｏｕｔＤＣと出力側インピーダンスＺｏとの関係を予め求めておくことで、現在のレクテナ接続数情報と出力電圧ＶｏｕｔＤＣとから、出力側インピーダンスＺｏが求められる。また、求められた出力側インピーダンスＺｏと、既知の可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲとに基づき、上記式（１）から負荷回路１６の負荷抵抗ＺＬ も求められる。このように、並列整流回路１３から出力される出力電圧ＶｏｕｔＤＣを検出した結果に基づき出力側インピーダンスＺｏを求めるようにしたので、測定困難な負荷回路１６の負荷抵抗ＺＬ を実測する手間が省ける。
【００６２】
求められた出力側インピーダンスＺｏがＷＺ１の範囲内にある場合には、レクテナ接続数
は「１」が選択されるため、図６（Ｂ）に示すように、出力電圧ＶｏｕｔＤＣはＷＶ１の範囲内になる。この場合には、出力電圧ＶｏｕｔＤＣが１．３２Ｖ（Ｖ１Ｐ）となった時に、出力側インピーダンスＺｏがＺ１Ｐとなり、変換効率ηが最大になる（表１参照）。従って、レクテナ接続数を１に設定した後、出力電圧ＶｏｕｔＤＣがＶ１Ｐとなるように、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増減させて出力電圧ＶｏｕｔＤＣを増減させることで、出力側インピーダンスＺｏをＺ１Ｐに調整することができる。これにより、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏを完全にマッチングさせることができる。
【００６３】
また、出力側インピーダンスＺｏがＷＺ２，ＷＺ３，ＷＺ４の範囲内にある場合には、レクテナ接続数はそれぞれ２、３、４が選択されるため、出力電圧ＶｏｕｔＤＣはそれぞれＷＶ２，ＷＶ３，ＷＶ４の範囲内となる。この場合も同様に、出力電圧ＶｏｕｔＤＣがＶ２Ｐ、Ｖ３Ｐ、Ｖ４Ｐとなるように可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増減させることで、出力側インピーダンスＺｏをそれぞれＺ２Ｐ、Ｚ３Ｐ、Ｚ４Ｐに調整して、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏを完全にマッチングさせることができる。なお、例えば出力電圧Ｖ４Ｐは０．４Ｖを下回っているが、上述の電源安定昇圧回路１５により負荷回路１６の駆動電圧まで昇圧される。
【００６４】
可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを調整する際に、可変抵抗４３の調整可能範囲を超えてしまうと、出力電圧ＶｏｕｔＤＣをＶ１Ｐ〜Ｖ４Ｐに調整できない場合がある。この場合には、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを最大または最小にして、出力電圧ＶｏｕｔＤＣを可能な限りＶ１Ｐ〜Ｖ４Ｐに近づければよい。
【００６５】
図２に戻って、制御回路４５は、スイッチ制御部５０と可変抵抗制御部５１とから構成されている。スイッチ制御部５０は、本発明の判別手段及びスイッチ制御手段に相当するものであり、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃのＯＮ／ＯＦＦを制御する。スイッチ制御部５０には、第１演算式記憶部５３（第１の記憶手段）と第２演算式記憶部５４（第２の記憶手段）とが設けられている。
【００６６】
第１演算式記憶部５３には、上述の図６（Ａ）に示したような、各レクテナ接続数１〜４のそれぞれについて、出力電圧ＶｏｕｔＤＣに対する出力側インピーダンスＺｏの第１の関係を示す第１演算式が計４種類記憶されている。第２演算式記憶部５４には、上述の図５（Ａ）に示したような、各レクテナ接続数１〜４のそれぞれについて、出力側インピーダンスＺｏに対する変換効率ηの第２の関係を示す第２演算式が計４種類記憶されている。
【００６７】
スイッチ制御部５０は、出力電圧ＶｏｕｔＤＣの検出結果が入力されたら、第１演算式記憶部５３から現在のレクテナ接続数に対応する第１演算式を読み込む。次いで、スイッチ制御部５０は、入力された出力電圧ＶｏｕｔＤＣを第１演算式に代入して、出力側インピーダンスＺｏを求める。そして、スイッチ制御部５０は、第２演算式記憶部５４からレクテナ接続数１〜４にそれぞれ対応する第２演算式を読み込み、各第２演算式に第１演算式で求められた出力側インピーダンスＺｏを代入する。これにより、レクテナ接続数１〜４ごとの変換効率ηが求められる。スイッチ制御部５０は、変換効率ηが最大となるレクテナ接続数を選択して、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃのＯＮ／ＯＦＦを制御する。
【００６８】
可変抵抗制御部５１は、本発明の可変抵抗制御手段に相当するものであり、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを調整する。可変抵抗制御部５１は、電圧検出回路４７から入力される出力電圧ＶｏｕｔＤＣの検出結果に基づき、現在のレクテナ接続数１〜４に応じて出力電圧ＶｏｕｔＤＣがそれぞれ可能な限りＶ１Ｐ〜Ｖ４Ｐに近づくように可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増減させる。これにより、各レクテナ接続数において変換効率ηをそれぞれη１ ｍａｘ〜η４ ｍａｘに近づけることができる。
【００６９】
入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏをマッチングさせた際に、レクテナ接続数が１であるときは変換効率ηが最大値η１ ｍａｘとなるため、出力電圧ＶｏｕｔＤＣも最大となる。この際に、マイクロ波の入力電力が増大すると、出力電圧ＶｏｕｔＤＣも増大するため、出力電圧ＶｏｕｔＤＣが定格電圧を超えて負荷回路１６や各レクテナ基板１９〜２２に実装されているコンデサ３８やダイオード３９（図３参照）等が破壊されるおそれがある。このため、スイッチ制御部５０は、電圧検出回路４７から入力された出力電圧ＶｏｕｔＤＣが定格電圧を超えるときは、レクテナ接続数を＋１増加させる。これにより、変換効率ηが低下して出力電圧ＶｏｕｔＤＣを定格電圧よりも小さくすることができる。なお、＋１増加しても出力電圧ＶｏｕｔＤＣが定格電圧を下回らない場合には、レクテナ接続数を＋２以上増加させてもよい。
【００７０】
負荷回路１６の起動時は、負荷抵抗ＺＬ は高く、出力側インピーダンスＺｏも高いと考えられる。この際に入力側インピーダンスＺｉが低いと、変換効率ηが著しく低下して、負荷回路１６の起動電力が確保できないおそれがある。このため、起動時においては、出力側インピーダンスＺｏに合わせて入力側インピーダンスＺｉを高くすれば、変換効率ηが高くなる。従って、起動時には、入力側インピーダンスＺｉを高くするため、レクテナ接続数が１になるように初期設定されている。これにより、負荷回路１６の起動時に少なくとも負荷回路１６の起動電力だけは確保することができる。また、出力側インピーダンスＺｏを減少させて、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏの差を小さくするために、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲは所定の値よりも小さい値に初期設定されている。なお、抵抗値ＺＶＲの初期設定値は、マイクロ波の入力電力の大きさやレクテナ基板の種類により適宜選択される。
【００７１】
次に図７〜図９に示すフローチャートを用いて、本発明の第１実施形態のＲＦＩＤタグ１０の作用について説明を行う。初期設定として、並列整流回路１３のレクテナ接続数は「１」が選択され、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲも所定の初期設定値に調整されている。これにより、起動時において出力側インピーダンスＺｏが高い場合に、入力側インピーダンスＺｉを高くすることで、高い変換効率ηが得られる。その結果、負荷回路１６を動作可能な電力を確実に確保することができる。
【００７２】
アンテナ１１でマイクロ波が受信されると、受信されたマイクロ波は第１レクテナ基板１９により直流電力に変換される。変換された直流電力は、その出力電圧ＶｏｕｔＤＣが電源安定昇圧回路１５により負荷回路１６の動作電圧まで昇圧された後、負荷回路１６に入力される。これにより、負荷回路１６が作動する。
【００７３】
電圧検出回路４７は、出力電圧ＶｏｕｔＤＣを検出して、その検出結果を制御回路４５に入力する。スイッチ制御部５０は、レクテナ接続数１に対応する第１演算式に出力電圧ＶｏｕｔＤＣの検出結果を代入して、出力側インピーダンスＺｏを求める。次いで、スイッチ制御部５０は、求めた出力側インピーダンスＺｏをレクテナ接続数１〜４のそれぞれに対応する第２演算式に代入し、レクテナ接続数１〜４ごとの変換効率ηを求める。そして、求めた変換効率ηのうち、変換効率ηが最大となるレクテナ接続数を決定する。
【００７４】
レクテナ接続数１の変換効率ηが最大となり、レクテナ接続数が１に決定されたら、レクテナ接続数はそのままで、可変抵抗制御部５１は可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲの調整を開始する（図８参照）。出力電圧ＶｏｕｔＤＣがＶ１Ｐを下回っている場合には、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増加させる。逆に出力電圧ＶｏｕｔＤＣがＶ１Ｐを上回っている場合には、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを減少させる。そして、出力電圧ＶｏｕｔＤＣをＶ１Ｐ、または可能な限りＶ１Ｐに近づけたら、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲの調整が完了する。これにより、出力側インピーダンスＺｏがＷＺ１（図５参照）の範囲内にあるときに、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングがとれて変換効率η１ ｍａｘが得られる。
【００７５】
負荷回路１６の消費電力が増大した場合には、負荷抵抗ＺＬ が減少するため、出力側インピーダンスＺｏも減少する。その結果、出力側インピーダンスＺｏがＷＺ２の範囲内にあるときは、レクテナ接続数２の変換効率ηが最大となり、スイッチ制御部５０による演算でレクテナ接続数２が決定される。また、出力側インピーダンスＺｏがＷＺ３、ＷＺ４の範囲内にあるときは、同様にしてスイッチ制御部５０による演算でそれぞれレクテナ接続数３，４が決定される。新たなレクテナ接続数が決定されたら、スイッチ制御部５０は、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃを制御して、決定されたレクテナ接続数に切り替える（図９参照）。
【００７６】
レクテナ接続数の切替が完了したら、可変抵抗制御部５１は可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを調整して、出力電圧ＶｏｕｔＤＣをそれぞれＶ２Ｐ〜Ｖ４Ｐ、または可能な限りＶ２Ｐ〜Ｖ４Ｐに近づける。これにより、出力側インピーダンスＺｏがＷＺ２〜ＷＺ４の範囲内まで低下した場合でも、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングがとれて最適な変換効率η２ ｍａｘ〜η４ ｍａｘが得られる。このように、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを調整して、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏをより完全にマッチングさせるようにしたので、より最適な変換効率で直流電力を確保することができる。
【００７７】
入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングをとることで、出力電圧ＶｏｕｔＤＣも高くなるため、スイッチ制御部５０は、出力電圧ＶｏｕｔＤＣが定格電圧を超えるか否かを常時監視する。そして、出力電圧ＶｏｕｔＤＣが定格電圧を超えてしまうときは、レクテナ接続数を＋１増加させて出力電圧ＶｏｕｔＤＣを下げる。これにより、負荷回路１６、コンデサ３８、ダイオード３９等の破壊が防止される。
【００７８】
これら一連の処理は、ＲＦＩＤタグ１０から質問器（図示せず）への応答信号の出力が完了して、ＲＦＩＤタグ１０の動作が終了するまで繰り返し続行される。スイッチ制御部５０及び可変抵抗制御部５１は、動作を終了する前にレクテナ接続数、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを初期設定の状態に戻す。
【００７９】
以上のように本発明の第１実施形態のＲＦＩＤタグ１０は、負荷回路１６の消費電力の急激な増加により出力側インピーダンスＺｏが著しく低下した場合でも、レクテナ接続数を増やして入力側インピーダンスＺｉを下げることで、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングがとれて、最適な変換効率で直流電力を確保することができる。
【００８０】
次に、図１０を用いて本発明の第２実施形態のＲＦＩＤタグ６０について説明を行う。なお、以下の説明では、上記第１実施形態のＲＦＩＤタグ１０と機能・構成上同一のものについては、同一符号を付してその説明は省略する（第３実施形態も同様）。
【００８１】
ＲＦＩＤタグ６０は、基本的には第１実施形態のＲＦＩＤタグ１０と同じ構成である。ただし、ＲＦＩＤタグ６０では、出力側インピーダンスＺｏを負荷回路１６のＣＰＵ１６ａの動作状況から推定する。このため、ＣＰＵ１６ａには消費電力推定回路６２が設けられ、制御回路６４には、スイッチ制御部６５と可変抵抗制御部６６とが設けられている。
【００８２】
消費電力推定回路６２は、ＣＰＵ１６ａの動作状況に基づき、負荷回路１６の消費電力Ｐを推定する。このような推定を行う場合には、例えばＣＰＵ１６ａが各種プログラムをそれぞれ実行しているときの消費電力や、ＣＰＵ１６ａがメモリ１６ｂにアクセスしているときの消費電力を予め実験や動作シミュレーション等で求めておく。これにより、消費電力検出回路６２は、ＣＰＵ１６ａがどのプログラムを実行しているか、或いはメモリ１６ｂにアクセスしているか等の動作状況に基づき、消費電力Ｐを推定することができる。なお、消費電力Ｐを推定可能であれば上記方法以外の各種方法を用いてよい。消費電力Ｐの推定結果は、制御回路６４に入力される。
【００８３】
スイッチ制御部６５には、Ｚｏ推定部６７と、上述の第２演算式記憶部５４とが設けられている。Ｚｏ推定部６７は、消費電力推定回路６２と共に本発明の判別手段を構成するものである。上述したように、消費電力Ｐが増加すると負荷回路１６の負荷抵抗ＺＬ が低下して出力側インピーダンスＺｏは低下し、逆に負荷回路１６の消費電力が低下すると負荷抵抗ＺＬ が増加して出力側インピーダンスＺｏは増加する。従って、Ｚｏ推定部６７は、消費電力Ｐの推定結果に基づき負荷抵抗ＺＬ を推定し、この推定結果及び既知の抵抗値ＺＶＲを上記式（１）に代入することで、出力側インピーダンスＺｏを推定する。このため、Ｚｏ推定部６７には、Ｚｏ推定用テーブル６７ａが記憶されている。
【００８４】
Ｚｏ推定用テーブル６７ａは、各レクテナ接続数１〜４のそれぞれについて、消費電力Ｐに対する負荷抵抗ＺＬ の関係を示すデータテーブルであり、予め実験や動作シミュレーション等により求められる。Ｚｏ推定部６７は、現行のレクテナ接続数情報とＺｏ推定用テーブル６７ａとを参照して、消費電力Ｐの推定結果に対応する負荷抵抗ＺＬ を推定した結果に基づき、出力側インピーダンスＺｏを推定（取得）する。なお、出力側インピーダンスＺｏの推定方法は特には限定されず、例えばＺｏ推定用テーブル６７ａの代わりにＺｏ推定用演算式を用いてもよい。また、消費電力Ｐと出力側インピーダンスＺｏとの関係を示すデータテーブルを求めておき、消費電力Ｐの推定結果から出力側インピーダンスＺｏを直接推定してもよい。
【００８５】
スイッチ制御部６５は、出力側インピーダンスＺｏの推定結果と、第２演算式記憶部５４に記憶されている第２演算式とに基づき、レクテナ接続数１〜４ごとの変換効率ηを求める。第１実施形態と同様に、スイッチ制御部６５は、変換効率ηが最大となるレクテナ接続数を選択して、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃのＯＮ／ＯＦＦを制御する。
【００８６】
可変抵抗制御部６６は、消費電力Ｐの推定結果に基づき可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを調整する。このため、可変抵抗制御部６６のメモリ（図示せず）には、各レクテナ接続数１〜４についてそれぞれ出力側インピーダンスＺｏがＺ１Ｐ〜Ｚ４Ｐに調整されたときの消費電力Ｐ１Ｐ〜Ｐ４Ｐが予め記憶されている。可変抵抗制御部６６は、現在のレクテナ接続数１〜４に応じて、消費電力Ｐ（推定結果）がそれぞれＰ１Ｐ〜Ｐ４Ｐに一致、或いは可能な限りＰ１Ｐ〜Ｐ４Ｐに近づくように可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増減させる。これにより、変換効率ηをそれぞれη１ ｍａｘ〜η４ ｍａｘに近づけることができる。
【００８７】
次に、図１１及び図１２に示すフローチャートを用いて本発明の第２実施形態のＲＦＩＤタグ６０の作用について説明する。なお、直流電力が負荷回路１６に入力されるまでは、上記第１実施形態と同じであるため、説明は省略する。
【００８８】
負荷回路１６が動作したら、消費電力推定回路６２は、ＣＰＵ１６ａの動作状況に基づき負荷回路１６の消費電力Ｐを推定して、この推定結果を制御回路６４に入力する。Ｚｏ推定部６７は、現行のレクテナ接続数情報と、入力された消費電力Ｐの推定結果と、Ｚｏ推定用テーブル６７ａとから負荷抵抗ＺＬ を推定した結果に基づき、出力側インピーダンスＺｏを推定する。
【００８９】
次いで、スイッチ制御部６５は、出力側インピーダンスＺｏの推定結果と、第２演算式記憶部５４から読み込んだ第２演算式とに基づき、レクテナ接続数１〜４ごとの変換効率ηを求めて、変換効率ηが最大となるレクテナ接続数を決定する。
【００９０】
レクテナ接続数１の状態の継続が決定されたら、可変抵抗制御部６６は、入力された消費電力Ｐの推定結果に基づき、消費電力Ｐの推定結果がＰ１Ｐになる、或いは可能な限りＰ１Ｐに近づくように可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増減させる（図１２参照）。これにより、出力側インピーダンスＺｏがＺ１Ｐ（図５参照）に近づくため、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングがとれて変換効率がη１ ｍａｘに近い値となる。
【００９１】
また、レクテナ接続数２〜４が決定された場合には、図９で説明したように、レクテナ接続数の切替が行われる。このレクテナ接続数の切替が終了したら、可変抵抗制御部６６は、同様に消費電力Ｐの推定結果がそれぞれＰ２Ｐ〜Ｐ４Ｐになる、或いは可能限り近づくように、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを調整する。これにより、各レクテナ接続数２〜４においても、出力側インピーダンスＺｏをＺ２Ｐ〜Ｚ４Ｐに近づけられるため、変換効率がη２ ｍａｘ〜η４ ｍａｘに近い値となる。これらの調整が完了した後は、上記第１実施形態と同じであるので、説明は省略する。
【００９２】
以上のように本発明の第２実施形態のＲＦＩＤタグ６０は、負荷回路１６のＣＰＵ１６ａの動作状況に基づき、負荷回路１６の消費電力Ｐを推定し、この推定結果に基づき出力側インピーダンスＺｏを推定して、レクテナ接続数の切替を行うので、上記第１実施形態で説明した効果と同様の効果が得られる。また、第２実施形態では、ＣＰＵ１６ａに負荷回路１６の消費電力を推定させることで、第１実施形態とは異なり電圧検出回路４７が不要となるため、コストダウン及び小型化を図ることができる。
【００９３】
次に、図１３を用いて本発明の第３実施形態のＲＦＩＤタグ７０について説明を行う。上記第１実施形態のＲＦＩＤタグ１０では、出力側インピーダンスＺｏを求めた後、各レクテナ接続数１〜４における変換効率ηを求めた上で、変換効率ηが最大となるレクテナ接続数を決定している。この場合には、出力側インピーダンスＺｏからレクテナ接続数を決めるために各レクテナ接続数の変換効率ηを求める必要があり、レクテナ接続数の決定処理に時間が掛かるという問題がある。そこで、ＲＦＩＤタグ７０の制御回路７２には、レクテナ接続数の決定を迅速に行うためのスイッチ制御部７３が設けられている。
【００９４】
スイッチ制御部７３には、上述の第１演算式記憶部５３と、データテーブル７５とが設けられている。データテーブル７５は、上記表１及び図５（Ａ），（Ｂ）に基づき作成されている。上述したように、出力側インピーダンスＺｏがＺａ以上（ＷＺ１の範囲内）にあるときは、レクテナ接続数１が最も変換効率ηが高くなる。また、出力側インピーダンスＺｏがＺｂ〜Ｚａ（ＷＺ２の範囲内）、Ｚｃ〜Ｚｂ（ＷＺ３の範囲内）、Ｚｃ未満（ＷＺ４の範囲内）のときは、それぞれレクテナ接続数２〜４が最も変換効率ηが高くなる（図５参照）。この関係はレクテナ基板が同じであれば変わらない。従って、図１４に示すように、データテーブル７５は、出力側インピーダンスＺｏの各範囲（Ｚａ以上、Ｚｂ〜Ｚａ、Ｚｃ〜Ｚｂ、Ｚｃ未満）において、それぞれ最適なレクテナ接続数が選択されるように作成されている。
【００９５】
図１３に戻って、スイッチ制御部７３は、出力電圧ＶｏｕｔＤＣの検出結果に基づき出力側インピーダンスＺｏが求められたら、データテーブル７５を参照して、求められたインピーダンスＺｏにおいて最も変換効率ηが高くなるレクテナ接続数を決定する。この決定結果に基づき、スイッチ制御部７３は、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃを制御して、決定されたレクテナ接続数に切り替える。
【００９６】
次に、図１５に示すフローチャートを用いて本発明の第３実施形態のＲＦＩＤタグ７０の作用について説明する。なお、出力側インピーダンスＺｏが求められるまでは、上記第１実施形態と同じであるため、説明は省略する。
【００９７】
出力側インピーダンスＺｏが求められたら、スイッチ制御部７３はデータテーブル７５を参照する。スイッチ制御部７３は、出力側インピーダンスＺｏがＺａ以上であれば、レクテナ接続数１の状態を継続する。また、スイッチ制御部７３は、出力側インピーダンスＺｏがＺｂ〜Ｚａ、Ｚｃ〜Ｚｂ、Ｚｃ未満であれば、それぞれレクテナ接続数が２、３，４に切り替えられるように、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃを制御する。以降の処理は、上記第１実施形態と同じであるため、説明は省略する。
【００９８】
以上のように本発明の第３実施形態のＲＦＩＤタグ７０は、データテーブル７５を参照することで、求められた出力側インピーダンスＺｏから変換効率ηが最も高くなるレクテナ接続数を直接的に決定することができるので、上記第１実施形態で説明した効果に加えて、レクテナ接続数の決定処理を迅速に行うことができる。
【００９９】
なお、上記各実施形態では並列整流回路１３として、第１〜第４レクテナ基板１９〜２２を順に積層した積層基板を例に挙げて説明を行ったが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、図１６に示すように、並列整流回路８０として、２枚のレクテナ基板８１を積層した積層基板を用いて、各レクテナ基板８１にそれぞれ２つの回路パターン８３ａ，８３ｂを並列に形成してもよい。
【０１００】
回路パターン８３ａは、上述の回路パターン３１（図３参照）と同じパターンに形成されている。回路パターン８３ｂは、回路パターン８３ａと対称性を有するように形成されている。両回路パターン８３ａ，８３ｂには、それぞれマイクロ波入力部３２ａ，３２ｂと、コンデンサ３８が実装されたコンデンサ実装部３３ａ，３３ｂと、ダイオード３９が実装されたダイオード実装部３５ａ，３５ｂと、ＬＰＦ３６ａ，３６ｂと、スイッチ２４ａ〜２４ｃと基本的に同じスイッチ８４ａ，８４ｂが設けられた直流電力出力部３７ａ，３７ｂとが形成されている。これら各部については、回路パターン３１に形成されているものと同じであるため、説明は省略する。
【０１０１】
このように１枚のレクテナ基板８１に複数の回路パターンを形成した場合には、４層積層基板である並列整流回路１３よりも厚みを薄くすることができるので、ＲＦＩＤタグ１０等の薄型の応答器への内蔵により適している。なお、レクテナ基板８１には、回路パターンが２つしか形成されていないが、１つのレクテナ基板上に３つ以上の回路パターンを形成してもよい。この場合には、互いに隣接する回路パターンが対称性を有するように形成すればよい。
【０１０２】
なお、上記各実施形態では、負荷回路１６に可変抵抗４３が並列接続されている場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明はこれに限定されるものではなく、可変抵抗４３が設けられていなくともよい。この場合の出力側インピーダンスＺｏは、負荷回路１６の負荷抵抗ＺＬ となる。また、上記各実施形態では、可変抵抗４３が１個だけしか設けられていないが、本発明はこれに限定されるものではなく、各レクテナ基板１９〜２２の直流電力出力部３７にそれぞれ個別に接続するようにしてもよい。
【０１０３】
また、上記各実施形態では、第１〜第４レクテナ基板１９〜２２は全て同じものを用いた場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明はこれに限定されるものではなく、レクテナ基板の種類は異なっていてもよい。この場合には、レクテナ基板の接続数及びその組み合せ別に、それぞれ上述の図５及び図６に示したような出力側インピーダンスＺｏと、変換効率η及び出力電圧ＶｏｕｔＤＣとの関係を求めておけばよい。
【０１０４】
なお、上記各実施形態では、起動時にはレクテナ接続数が１に切り替えられているように初期設定されているが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば起動時に負荷回路１６（ＣＰＵ１６ａ）の消費電力が大きくなり、出力側インピーダンスＺｏが著しく低下するような場合には、レクテナ接続数が２以上に切り替えられるように初期設定してもよい。
【０１０５】
また、上記各実施形態ではマイクロ波の入力電力が１０ｍＷで一定である場合を例に挙げて説明を行ったが、入力電力の大きさはＲＦＩＤタグと質問器との距離によって変わる。このため、複数の入力電力の大きさに対応する複数の第１及び第２演算式やデータテーブルを予め容易しておき、入力電力の大きさに最も適した演算式やデータテーブルを用いて出力側インピーダンスＺｏの大きさを判断するようにしてもよい。
【０１０６】
なお、上記第１及び第２実施形態において、可変抵抗制御部５１，６６はそれぞれ出力電圧ＶｏｕｔＤＣ、消費電力Ｐの推定結果に基づき可変抵抗４３の調整を行っているが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、スイッチ制御部５０，６５により求められた出力側インピーダンスＺｏに基づき、この出力側インピーダンスＺｏがＺ１Ｐ、Ｚ２Ｐ、Ｚ３Ｐ、Ｚ４Ｐに可能な限り近づくように可変抵抗４３を調整してもよい。
【０１０７】
また、上記各実施形態では、第２〜第４レクテナ基板２０〜２２を間に挟むように第１及び第２スイッチ回路２３，２４が設けられているが、本発明はこれに限定されるものではなく、いずれか一方のみでもよい。例えば、第１スイッチ回路２３のみを設けて、第２〜第４レクテナ基板２０〜２２の出力側（負荷回路側）は常時接続するようにしても良い。
【０１０８】
なお、上記各実施形態では、第１〜第４レクテナ基板１９〜２２の計４つの基板が互いに並列接続されている場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明はこれに限定されるものではなく、３つ以下或いは５つ以上のレクテナ基板が並列接続されている場合にも、本発明を適用することができる。
【０１０９】
また、上記各実施形態では、本発明のレクテナ装置をＲＦＩＤタグに適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明はこれに限定されるものではなく、各種電子機器に適用することができる。例えばレクテナ装置は、カプセル型内視鏡等の電池を内蔵するスペースが確保し難い小型電子機器や、有線で電力供給を行えない電子機器（携帯電子機器を含む）に駆動電力を供給する電力供給源として用いることができる。こうした電子機器では、例えばＬＣＤのバックライトのオン・オフなどによって負荷変動がさらに大きいと考えられるので、本発明を適用することは有効である。また、レクテナ装置は、直接負荷回路に給電するものでなく、充電池を充電するものであっても良い。
【図面の簡単な説明】
【０１１０】
【図１】ＲＦＩＤタグの電気的構成を示したブロック図である。
【図２】第１実施形態のＲＦＩＤタグのインピーダンスマッチング制御回路を示したブロック図である。
【図３】並列整流回路の外観斜視図である。
【図４】並列整流回路の上面図である。
【図５】（Ａ）はレクテナ接続数ごとの出力インピーダンスと変換効率との関係を示したグラフであり、（Ｂ）は出力インピーダンスの各値において最も高い変換効率の値のみを示したグラフである。
【図６】（Ａ）はレクテナ接続数ごとの出力インピーダンスと出力電圧との関係を示したグラフであり、（Ｂ）は出力インピーダンスの各値において最も高い出力電圧の値のみを示したグラフである。
【図７】第１実施形態のＲＦＩＤタグの作用を説明するためのフローチャートである。
【図８】可変抵抗の調整処理を説明するためのフローチャートである。
【図９】レクテナ接続数の切替処理を説明するためのフローチャートである。
【図１０】第２実施形態のＲＦＩＤタグのインピーダンスマッチング制御回路を示したブロック図である。
【図１１】第２実施形態のＲＦＩＤタグの作用を説明するためのフローチャートである。
【図１２】第２実施形態における可変抵抗の調整処理を説明するためのフローチャートである。
【図１３】第３実施形態のＲＦＩＤタグのインピーダンスマッチング制御回路を示したブロック図である。
【図１４】図１３中におけるインピーダンスマッチング制御回路内のデータテーブルの一例を示した図である。
【図１５】第３実施形態のＲＦＩＤタグの作用を説明するためのフローチャートである。
【図１６】他の実施形態の並列整流回路の外観斜視図である。
【符号の説明】
【０１１１】
１０，６０，７０ ＲＦＩＤタグ
１１ アンテナ
１３ 並列整流回路
１５ 電源安定昇圧回路
１６ 負荷回路
１６ａ ＣＰＵ
１９〜２２ 第１〜第４レクテナ基板
２３ 第１スイッチ回路
２４ 第２スイッチ回路
２５ 電力分配回路
２３ａ〜２３ｃ スイッチ
２４ａ〜２４ｃ スイッチ
４３ 可変抵抗
４５，６４，７２ インピーダンスマッチング制御回路
４７ 電圧検出回路
５０，６５，７３ スイッチ制御部
５１，６６ 可変抵抗制御部
５３ 第１演算式記憶部
５４ 第２演算式記憶部
６２ 消費電力推定回路
６７ Ｚｏ推定部
７５ データテーブル
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アンテナで受信したマイクロ波を整流回路で直流電力に変換するレクテナ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
アンテナで受信したマイクロ波を整流回路で直流電力に変換するレクテナ装置が知られている（特許文献１参照）。レクテナ装置は、太陽電池パネルを搭載した人工衛星で作られた電力をマイクロ波で地球に送る宇宙太陽光衛星（Ｓｏｌａｒ Ｐｏｗｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ：ＳＰＳ）計画や、有線送電が難しい離島や山頂などへのマイクロ波送電計画などへの利用が期待されている。
【０００３】
近年、レクテナ装置はＲＦＩＤ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）タグなどの応答器にも利用されている。ＲＦＩＤタグが質問器に近づくと、質問器からＲＦＩＤタグにマイクロ波が送信される。ＲＦＩＤタグは、質問器から送信されたマイクロ波を整流回路により直流電力に変換し、この直流電力を駆動電力として内蔵の負荷回路を動作させる。そして、負荷回路に予め記憶されている情報を応答信号として質問器に返送する。
【０００４】
このようなレクテナ装置では、安定した直流電力の供給を実現するために種々の提案がなされている。例えばレクテナ装置を、基板と、基板にｎ個形成されたアンテナ素子と、各アンテナ素子にそれぞれ別個に接続されたｎ個の整流回路とから構成する。そして、各整流回路を直列接続すると、レクテナ装置から出力される出力電圧は、個々の整流回路の出力電圧Ｖをｎ個加算したＶ・ｎになる。また、各整流回路を並列接続すると、レクテナ装置から出力される出力電流は、個々の整流回路の出力電流Ｉをｎ個加算したＩ・ｎになる。従って、この整流回路を適宜直列または並列接続することで、所望の大きさの直流電力の供給が実現可能となる（特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００２−８４６８５号公報
【特許文献２】特開平８−３３２４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、一般にレクテナ装置がマイクロ波（入力電力）を直流電力に変換する変換効率は、整流回路のインピーダンスと、負荷回路の負荷抵抗とがインピーダンスマッチングしたときに最大となることが知られている。
【０００６】
しかしながら、負荷回路の負荷抵抗は一定ではなく、機器の動作状況に応じて変動する。つまり、負荷回路内の消費電力が増大すると負荷抵抗は低下し、逆に、消費電力が減少すると負荷抵抗は増加する。その結果、整流回路と負荷回路のインピーダンスマッチングが崩れ、変換効率が低下する。特にＲＦＩＤタグでは、大電力を送電する上述のＳＰＳとは異なり小電力を送電するため、負荷抵抗の変動により変換効率が著しく低下すると、負荷回路の動作に必要な駆動電力を確保することができない。
【０００７】
この問題を解決するために、例えば特許文献２記載のレクテナ装置を用いれば、アンテナ素子及び整流回路を増やすことで必要な駆動電力を確保可能である。しかしながら、アンテナ素子及び整流回路を増やすとレクテナ装置が大型化するため、ＲＦＩＤタグのような小型な装置に適用することができない。
【０００８】
また、例えば負荷回路に可変抵抗を並列接続し、負荷回路の負荷抵抗の変動が補正されるように可変抵抗の大きさを調整することで、インピーダンスマッチングを図る方法が考えられる。しかしながら、この方法を用いたとしても、負荷回路の消費電力が増加して負荷抵抗が著しく低下した場合には、可変抵抗の調整では対応することができないため、変換効率が低下するという問題は依然として残る。
【０００９】
本発明は上記問題を解決するためになされたものであり、負荷回路の負荷抵抗の変動した場合、特に負荷抵抗が著しく低下した場合においても最も効率のよい変換効率で動作させることが可能なレクテナ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記問題を解決するため、本発明のレクテナ装置は、アンテナで受信したマイクロ波を直流電力に変換し、変換した直流電力を駆動電力として負荷回路を作動させるレクテナ装置において、前記マイクロ波を直流電力に変換し、互いに並列に接続された複数の整流回路と、前記複数の整流回路の中から１以上の前記整流回路を選択的に前記アンテナに接続するためのスイッチと、前記負荷回路の回路インピーダンスの大きさを判別する判別手段と、前記判別手段の判別結果に基づいて、前記マイクロ波の入力電力に対する前記直流電力の変換効率が最大となる前記整流回路の接続数を決定し、決定した接続数の前記整流回路が前記アンテナに接続されるように、前記スイッチを動作させるスイッチ制御手段とを備えることを特徴とする。
【００１１】
前記負荷回路に並列接続された可変抵抗と、前記可変抵抗の大きさを制御する可変抵抗制御手段とを備え、前記判別手段は、前記回路インピーダンスと前記可変抵抗とを合成した第１合成インピーダンスの大きさを取得し、前記スイッチ制御手段は、前記第１合成インピーダンスに基づいて前記変換効率が最大となる前記整流回路の接続数を決定し、前記可変抵抗制御手段は、決定した前記接続数に応じた前記整流回路の第２合成インピーダンスに基づいて、前記第１合成インピーダンスが前記第２合成インピーダンスとインピーダンスマッチングするように前記可変抵抗の大きさを制御することが好ましい。これにより、第１及び第２合成インピーダンスを完全にマッチングさせて、より最適な変換効率で動作させることができる。
【００１２】
前記直流電力の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記接続数のそれぞれについて、前記出力電圧の大きさに対する前記第１合成インピーダンスの第１の関係を予め記憶した第１の記憶手段とを備え、前記判別手段は、前記第１の関係を参照して、前記出力電圧検出手段の検出結果に対応する前記第１合成インピーダンスの大きさを取得することが好ましい。これにより、測定困難な負荷回路の回路インピーダンス（例えば負荷抵抗）を実測することなく、第１合成インピーダンスを容易に求めることができる。
【００１３】
前記判別手段は、前記負荷回路の動作状況から前記負荷回路の消費電力の大きさを推定して、前記消費電力の推定結果に基づき、前記第１合成インピーダンスの大きさを取得することが好ましい。これにより、出力電圧を検出する電圧検出回路等が不要となり、レクテナ装置のコストダウン及び小型化を図ることができる。
【００１４】
前記接続数のそれぞれについて、前記第１合成インピーダンスに対する前記変換効率の第２の関係を予め記憶した第２の記憶手段を備え、前記スイッチ制御手段は、前記第２の関係を参照して、前記判別手段により取得された前記第１合成インピーダンスに対して、前記変換効率が最大となる前記接続数を決定することが好ましい。
【００１５】
前記第２の関係は、前記接続数のそれぞれについて、他の接続数のときよりも前記変換効率が高くなる前記第１合成インピーダンスの範囲が予め設定されているデータテーブルであることが好ましい。これにより、第１合成インピーダンスの判別結果から直接的に変換効率が最大となる整流回路の接続数を決定することができる。その結果、整流回路の接続数の決定処理を迅速に行うことができる。
【００１６】
前記負荷回路の起動時は、前記接続数が１に設定されていることが好ましい。これにより、負荷回路の起動時において、少なくとも負荷回路の起動電力だけは確保することができる。
【００１７】
前記スイッチ制御手段は、前記直流電力の出力電圧が定格電圧を超えたときに、前記接続数を増やすことが好ましい。これにより、出力電圧が定格電圧を超えてしまうときは、整流回路の接続数を増加させて出力電圧を下げることができる。その結果、負荷回路の破壊が防止される。
【００１８】
前記複数の整流回路と前記負荷回路との間に、前記直流電力の出力電圧を前記負荷回路の動作電圧まで昇圧させる昇圧回路が設けられていることが好ましい。これにより、負荷回路の回路インピーダンス（第１合成インピーダンス）の大きさに関わらず、出力電圧を負荷回路の動作電圧まで昇圧させることができる。
【００１９】
前記複数の整流回路は、それぞれ同一回路パターンを有する複数の基板に設けられていることが好ましい。これにより、解析設計が複雑で難しいレクテナ基板を複数種類用意する必要がなくなるため、製造コストが抑えられる。
【００２０】
前記複数の基板は、積層されていることが好ましい。これにより、各基板間の配線長を短くすることができる。その結果、マイクロ波を直流電力に変換する際の損失を抑えることができる。さらに、レクテナ装置の小型化が可能となる。
【００２１】
前記複数の整流回路は、同一基板上に並列に形成された複数の回路パターンにより構成されており、前記複数の回路パターンは、互いに隣接する回路パターンが対称性を有するように形成されていることが好ましい。これにより、基板を積層した場合よりも厚みを薄くすることができる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明のレクテナ装置によれば、負荷回路の回路インピーダンスの大きさを判別して、この判別結果に基づき、変換効率が最大となる整流回路の接続数を決定し、決定した接続数の整流回路が前記アンテナに接続されるようにしたので、負荷回路の消費電力の急激な増加により負荷回路の回路インピーダンスが著しく低下した場合でも、最適な変換効率で動作させることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
図１に示すように、本発明の第１実施形態のＲＦＩＤタグ１０（レクテナ装置）は、携帯電子機器や非接触ＩＣカード（図示せず）等の移動体に組み込まれているものであり、大別して、アンテナ１１と、方向性結合器１２と、並列整流回路１３と、切替スイッチ１４と、電源安定昇圧回路１５と、負荷回路１６と、復調回路１７と、変調回路１８とから構成される。
【００２４】
アンテナ１１は、ＲＦＩＤタグ１０が質問器（図示せず）に近づいたときに、質問器から送信されるマイクロ波を受信する。なお、本実施形態で使用されるマイクロ波の基本周波数は、ＩＳＭ（Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ｓｃｉｅｎｃｅ Ｍｅｄｉｃａｌ）バンドである２．４５ＧＨｚ帯である。アンテナ１１で受信されたマイクロ波は、方向性結合器１２に入力される。
【００２５】
方向性結合器１２は、アンテナ１１から入力されるマイクロ波の一部（例えば−１０ｄＢ程度）を駆動電源用に並列整流回路１３に出力し、残りを質問信号として切替スイッチ１４に出力する。並列整流回路１３は、入力されたマイクロ波を直流電力に変換して出力する。この並列整流回路１３から出力された直流電力は、電源安定昇圧回路１５を経て負荷回路１６に入力される。電源安定昇圧回路１５は、並列整流回路１３から出力される直流電力の電圧変動やノイズを抑制するとともに、その直流電力の出力電圧を負荷回路１６の動作電圧まで昇圧させる。
【００２６】
切替スイッチ１４は、方向性結合器１２より入力されるマイクロ波（質問信号）を復調回路１７に向けて出力し、変調回路１８より入力されるマイクロ波（応答信号）を方向性結合器１２に向けて出力する。復調回路１７は、切替スイッチ１４からのマイクロ波を元の質問信号に復調する。復調された質問信号は、負荷回路１６に入力される。
【００２７】
負荷回路１６は、ＣＰＵ１６ａやメモリ１６ｂ等から構成されており、電源安定化回路１５を経て入力される直流電力を駆動電力として作動する。ＣＰＵ１６ａは、質問信号が入力されたら、メモリ１６ｂにアクセスして予め記憶されている応答信号を変調回路１８に入力する。変調回路１８は、応答信号をマイクロ波に変調する。変調されたマイクロ波は、切替スイッチ１４及び方向性結合器１２を経てアンテナ１１より出力される。
【００２８】
質問器（図示せず）は、ＲＦＩＤタグ１０より送信されるマイクロ波を受信・復調することで、ＲＦＩＤタグ１０が組み込まれた移動体またはこの移動体を所持している人を認識する。
【００２９】
図２に示すように、並列整流回路１３は、本発明の複数の整流回路に相当する第１〜第４レクテナ基板１９〜２２と、第１スイッチ回路２３と、第２スイッチ回路２４とから構成されている。第１レクテナ基板１９は、伝送線路２５ａを介してアンテナ１１（方向性結合器１２）に直列接続されるとともに、伝送線路２５ｂを介して負荷回路１６（電源安定昇圧回路１５）に直列接続されている。第２〜第４レクテナ基板２０〜２２は、第１及び第２スイッチ回路２３，２４を介して第１レクテナ基板１９に並列接続されている。つまり、第１〜第４レクテナ基板１９〜２２は互いに並列接続されている。
【００３０】
図３及び図４に示すように、第１〜第４レクテナ基板１９〜２２はそれぞれ入力されたマイクロ波を直流電力に変換する同一の回路基板であり、下から第１レクテナ基板１９、第２レクテナ基板２０、第３レクテナ基板２１、第４レクテナ基板２２の順に積層されている。なお、各レクテナ基板１９〜２２の積層順序は特に限定はされない。このように、各レクテナ基板１９〜２２を積層することで、各レクテナ基板間の配線長を短くすることができる。これにより、マイクロ波を直流電力に変換する際の損失を抑えることができる。さらに、各レクテナ基板１９〜２２を積層することで小型化が可能となり、ＲＦＩＤタグ１０等の小型の応答器に内蔵可能となる。
【００３１】
各レクテナ基板１９〜２２には、それぞれ同一の回路パターン３１が形成されている。各レクテナ基板１９〜２２の回路パターン３１を共通化することで、解析設計が複雑で難しいレクテナ基板を複数種類用意する場合よりも、製造コストが抑えられる。
【００３２】
回路パターン３１には、マイクロ波入力部３２、コンデンサ実装部３３、ダイオード実装部３５、ローパスフイルタ（ＬＰＦ）３６、直流電力出力部３７がマイクロ波の入力側から順に形成されている。第１レクテナ基板１９のマイクロ波入力部３２は、伝送線路２５ａに直接接続され、第２〜第４レクテナ基板２０〜２２のマイクロ波入力部３２は、第１スイッチ回路２３を介して伝送線路２５ａに接続される（図２参照）。
【００３３】
コンデンサ実装部３３には、直流（ＤＣ）カット用のコンデンサ３８が実装されている。コンデンサ３８としては、例えばチップセラミックコンデンサ（１０ｐＦ）が用いられる。コンデンサ３８は、ダイオード３９により整流された直流電力がアンテナ１１側に出力されるのを防止する。なお、コンデンサ３８としては、入力されたマイクロ波の高調波信号がダイオード３９に効率良く伝送されるように、インピーダンスが充分に低いものを用いることが好ましい。
【００３４】
ダイオード実装部３５にはダイオード３９が実装される。ダイオード３９としては、例えばＵＨＦ帯の高周波検波・ミキサ用のショットキーバリアダイオードが使用される。ダイオード３９のアノードは、回路パターン３１に形成されたビアホール４２を介して、基板の反対面側に形成されたＧＮＤパターン（図示せず）に接続されている。また、ダイオード３９のカソードは、マイクロ波入力部３２と直流電力出力部３７との間の線路に接続されている。ダイオード３９は、マイクロ波を整流して直流に変換する。
【００３５】
ＬＰＦ３６は、回路パターン３１のオープンスタブにより形成されている。ＬＰＦ３６は、ダイオード３９の出力から漏れ出してくる基本周波数の信号や、整流時に生じる高調波成分の信号を遮断して、負荷回路１６に高調波信号が流れることを防止する。また、ＬＰＦ３６は、ダイオード３９により整流された直流を平滑化する。ＬＰＦ３６で平滑化された直流電力は、直流電力出力部３７より出力される。第１レクテナ基板１９の直流電力出力部３７は、伝送線路２５ｂに直接接続され、第２〜第４レクテナ基板２０〜２２の直流電力出力部３７は、第２スイッチ回路２４を介して伝送線路２５ｂに接続される（図２参照）。
【００３６】
図２に戻って、第１スイッチ回路２３は、各レクテナ基板１９〜２２の中から１以上のレクテナ基板を選択的にアンテナ１１に接続するためのものであり、スイッチ２３ａ〜２３ｃを備えている。スイッチ２３ａ〜２３ｃは、それぞれ独立にＯＮ／ＯＦＦ切替可能である。スイッチ２３ａは、第２レクテナ基板２０とアンテナ１１との接続をＯＮ／ＯＦＦし、スイッチ２３ｂ，２３ｃは、それぞれ第３，第４レクテナ基板２１，２２とアンテナ１１との接続をＯＮ／ＯＦＦする。
【００３７】
スイッチ２３ａ〜２３ｃとしては、例えばＧａＡｓＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路）スイッチなどの高周波スイッチが用いられる。また、ダイオード、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）などからなるスイッチを用いてもよい。なお、第１スイッチ回路２３は、マイクロ波の電力損失を抑えるため、各レクテナ基板１９〜２２とのインピーダンス整合がとれるように調整されている。
【００３８】
第２スイッチ回路２４は、第１スイッチ回路２３と同じものであり、スイッチ２４ａ〜２４ｃとから構成されている。スイッチ２４ａは、第２レクテナ基板２０と伝送線路２５ｂ（負荷回路１６）との接続をＯＮ／ＯＦＦし、スイッチ２４ｂ，２４ｃは、それぞれ第３，第４レクテナ基板２１，２２と伝送線路２５ｂとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。スイッチ２３ａのＯＮ／ＯＦＦに連動してスイッチ２４ａはＯＮ／ＯＦＦされる。同様にスイッチ２３ｂ，２３ｃのＯＮ／ＯＦＦに連動して、スイッチ２４ｂ，２４ｃもそれぞれＯＮ／ＯＦＦされる。
【００３９】
スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃを全てＯＦＦにした場合には、アンテナ１１に接続されるのは第１レクテナ基板１９のみとなる。つまり、第１レクテナ基板１９は、常時アンテナ１１及び負荷回路１６に接続される。これにより、マイクロ波受信時に少なくとも第１レクテナ基板１９は必ず動作される。その結果、第２〜第４レクテナ基板２０〜２２を使用しない場合に、ＯＦＦ状態のスイッチ２３ａ〜２３ｃの入力側で生じる反射電力（マイクロ波）を第１レクテナ基板１９で直流電力に変換することができる。よって、スイッチ２３ａ〜２３ｃの入力側での反射による損失を吸収することができる。
【００４０】
スイッチ２３ａ，２４ａのみがＯＮされると、第２レクテナ基板２０がアンテナ１１に接続される。さらに、スイッチ２３ｂ、２４ｂがＯＮされると、第３レクテナ基板２１もアンテナ１１に接続される。そして、全てのスイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃがＯＮされると、全てのレクテナ基板１９〜２２がアンテナ１１に接続される。
【００４１】
このように、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃをそれぞれＯＮ／ＯＦＦすることで、アンテナ１１に接続されるレクテナ基板の接続数（以下、単にレクテナ接続数という）を１〜４の範囲で任意に変えることができる。この際に、各レクテナ基板１９〜２２は、個々にインピーダンスを持っている。このため、レクテナ接続数を変えると、並列整流回路１３の合成インピーダンス（以下、入力側インピーダンスＺｉという）が変化する。具体的には、各レクテナ基板１９〜２２は、両スイッチ回路２３，２４を介して互いに並列接続されているため、レクテナ接続数が増えると入力側インピーダンスＺｉ（第２合成インピーダンス）は小さくなり、逆に減ると入力側インピーダンスＺｉは大きくなる。
【００４２】
第１レクテナ基板１９から出力される直流電力と、第２〜第４レクテナ基板２０〜２２から出力される直流電力とは、第２スイッチ回路２４を介して伝送線路２５ｂで電力合成され後、負荷回路１６に向けて出力される。なお、以下の説明では並列整流回路１３から出力される直流電力を合成直流電力と定義して説明を行う。
【００４３】
並列整流回路１３から出力される合成直流電力は、電源安定昇圧回路１５（図１参照）を経て負荷回路１６に入力される。なお、図示は省略するが、並列整流回路１３と負荷回路１６との間に、コンデンサなどからなり、第１及び第２スイッチ回路２３，２４が切り替えられる際の合成直流電力の電圧変動を抑える蓄電機能部（回路）を設けてもよい。
【００４４】
負荷回路１６には、可変抵抗４３が並列接続されている。可変抵抗４３は、一端が伝送線路２５ｂに接続され、他端がＧＮＤ端子等に接地されている。可変抵抗４３としては、例えば電圧印加により抵抗値ＺＶＲを可変可能な各種の可変抵抗素子（ＭＯＳＦＥＴ等）が用いられるが、本発明はこれに限定されるものではなく、各種可変抵抗を用いてよい。
【００４５】
可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増減することで、負荷回路１６の負荷抵抗（回路インピーダンス）ＺＬ と、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲとの合成インピーダンス（以下、単に出力側インピーダンスＺｏという）を調整することができる。これにより、ＣＰＵ１６ａ等の消費電力の増減による負荷回路１６の負荷抵抗ＺＬ の変動をある程度吸収することができる。この出力側インピーダンスＺｏ（第１合成インピーダンス）は、下記式（１）で表される。
（１）Ｚｏ＝（ＺＬ ×ＺＶＲ）÷（ＺＬ ＋ＺＶＲ）
【００４６】
入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏの調整は、インピーダンスマッチング制御回路（以下、単に制御回路という）４５により行われる。制御回路４５は、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏをインピーダンスマッチング（以下、単にマッチングという）させることで、マイクロ波の入力電力に対する合成直流電力の変換効率ηを最適に調整する。
【００４７】
変換効率ηは、マイクロ波の入力電力をＰＩＮＲＦ、合成直流電力をＰｏｕｔＤＣ、合成直流電力の出力電圧をＶｏｕｔＤＣとしたときに、下記（２）、（３）式に基づいて下記（４）式で表される。
（２）η＝ＰｏｕｔＤＣ／ＰＩＮＲＦ
（３）ＰｏｕｔＤＣ＝（ＶｏｕｔＤＣ）２ ／Ｚｏ
（４）η＝（ＶｏｕｔＤＣ）２ ／（Ｚｏ×ＰＩＮＲＦ）
【００４８】
上記式（４）で表される変換効率が最大となるのは、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏが完全にマッチングしてＺｏ＝Ｚｉとなる場合である。両者をマッチングさせる際に、入力側インピーダンスＺｉはレクテナ接続数に応じて変わる。このため、レクテナ接続数が変わると、入力側インピーダンスＺｉにマッチングする出力側インピーダンスＺｏも変わる。さらに、レクテナ特有の性質としてＺｉ、Ｚｏが完全にマッチングしたときのレクテナ接続数ごとの変換効率ηの最大値も異なる。以下、レクテナ接続数ごとの出力側インピーダンスＺｏと変換効率ηとの関係について、下記表１及びこの表１をグラフ化した図５（Ａ）を用いて説明する。
【００４９】
【表１】
【００５０】
表１に示すように、レクテナ接続数１〜４においてそれぞれ出力側インピーダンスＺｏを２７Ω、５０Ω、１８０Ω、２７０Ω、５６０Ω、７８０Ω、１０００Ωと変えた時の出力電圧ＶｏｕｔＤＣを測定し、この出力電圧測定結果をそれぞれ上記式（３）、（４）に代入して合成直流電力ＰｏｕｔＤＣ及び変換効率ηを求めた。なお、出力電圧ＶｏｕｔＤＣは、電圧検出回路４７（図２参照）により測定した。
【００５１】
表１のデータは、入力電力ＰＩＮＲＦを１０ｍＷに固定した状態で測定されたものである。また、レクテナ接続数「１」のときは第１レクテナ基板１９のみ、レクテナ接続数「２」のときは第１及び第２レクテナ基板１９，２０、レクテナ接続数「３」のときは第１〜第３レクテナ基板１９〜２１、レクテナ接続数「４」のときは第１〜第４レクテナ基板１９〜２２をそれぞれアンテナ１１及び負荷回路１６に接続している。
【００５２】
図５（Ａ）に示すように、レクテナ接続数が増えるに従って、変換効率ηがピーク値ηｍａｘとなる出力側インピーダンスＺｏの値が小さくなるとともに、変換効率のピーク値ηｍａｘも小さくなる。具体的には、レクテナ接続数「１」のときはＺｏ＝２７０Ω（Ｚ１Ｐ）でη１ ｍａｘ＝６５％となり、レクテナ接続数「２」のときはＺｏ＝１８０Ω（Ｚ２Ｐ）付近でη２ ｍａｘ＝６２％、レクテナ接続数「３」のときはＺｏ＝５０Ω（Ｚ３Ｐ）付近でη３ ｍａｘ＝５４％、レクテナ接続数「４」のときはＺｏ＝２７Ω（Ｚ４Ｐ）付近でη４ ｍａｘ＝４８％となる。
【００５３】
η１ ｍａｘ〜η４ ｍａｘを比較するとη１ ｍａｘが最も大きくなる。従って、レクテナ接続数を１に切り替えて、可変抵抗４３の増減により出力側インピーダンスＺｏをＺ１Ｐに調整すれば、最も効率の良い変換効率で直流電力を確保することができる。しかしながら、出力側インピーダンスＺｏは、上記式（１）で表される負荷回路１６と可変抵抗４３との合成インピーダンスである。従って、負荷回路１６の消費電力が増加して負荷抵抗ＺＬ が著しく低下した場合には、抵抗値ＺＶＲを最大にしても出力側インピーダンスＺｏの増加には限界がある。その結果、レクテナ接続数が１のままでは入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングがとれず、レクテナ接続数２〜４のときよりも変換効率ηが低下してしまう場合がある（後述する図５（Ｂ）のＷＺ２〜ＷＺ４の範囲内の点線部分）。
【００５４】
そこで、このような場合には、レクテナ接続数を１から２〜４に切り替えて、入力側インピーダンスＺｉを下げることで、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングをとる。このため、制御回路４５は、出力側インピーダンスＺｏに応じて、最適な変換効率が得られるレクテナ接続数を選択する。以下、レクテナ接続数の選択の一例について説明を行う。
【００５５】
詳しくは後述する方法で出力側インピーダンスＺｏが求められたら、図５（Ａ）に示したような出力インピーダンスＺｏと変換効率ηとの関係を参照して、出力側インピーダンスＺｏの値から各レクテナ接続数のそれぞれにおける変換効率ηを求める。そして、求められた各変換効率ηの値を比較して、変換効率ηが最も大きくなるレクテナ接続数を選択する。
【００５６】
図５（Ｂ）は、図５（Ａ）中の出力インピーダンスの各値において最も高い変換効率の値のみを示している。図５（Ｂ）に示すように、レクテナ接続数１が最も変換効率が高くなる出力側インピーダンスＺｏの範囲をＷＺ１としたときに、求められた出力側インピーダンスＺｏがＷＺ１の範囲内であればレクテナ接続数１が選択される。同様に、レクテナ接続数２，３，４が最も変換効率が高くなる出力側インピーダンスＺｏの範囲をそれぞれＷＺ２，ＷＺ３，ＷＺ４としたときに、求められた出力側インピーダンスＺｏがＷＺ２，ＷＺ３，ＷＺ４の範囲内であれば、それぞれレクテナ接続数２，３，４が選択される。なお、図中のＺａは、範囲ＷＺ１とＷＺ２との境界値となる出力側インピーダンスＺｏの値であり、Ｚｂ，Ｚｃは、それぞれ範囲ＷＺ２とＷＺ３との境界値、ＷＺ３とＷＺ４との境界値となる出力側インピーダンスＺｏの値である。
【００５７】
このように、出力側インピーダンスＺｏがＷＺ２〜ＷＺ４の範囲内まで低下した場合には、レクテナ接続数を増やして入力側インピーダンスＺｉを低下させることで、両インピーダンスＺｏ，Ｚｉのマッチングをとる。これにより、レクテナ接続数を１のままにした時と比較して変換効率ηを上げることができる。
【００５８】
図２に戻って、制御回路４５は、最適なレクテナ接続数を選択する際に出力側インピーダンスＺｏを最初に求める。出力側インピーダンスＺｏは、合成直流電力ＰｏｕｔＤＣの出力電圧ＶｏｕｔＤＣから求められる。
【００５９】
電圧検出回路４７は、本発明の出力電圧検出手段に相当するものであり、出力電圧ＶｏｕｔＤＣを検出する。電圧検出回路４７は、その一端が可変抵抗４３よりも並列整流回路１３側で伝送線路２５ｂに接続されるとともに、その他端がＧＮＤ端子等に接地されており、負荷回路１６及び可変抵抗４３に対して並列接続されている。電圧検出回路４７は、検出した出力電圧ＶｏｕｔＤＣを制御回路４５に入力する。なお、出力電圧ＶｏｕｔＤＣを検出可能であれば、電圧検出回路の種類は特に限定されず、電圧検出回路４７を接続する位置も上記位置に限定はされない。
【００６０】
ここで、出力電圧ＶｏｕｔＤＣと出力側インピーダンスＺｏの関係は、上記式（４）に基づき図５（Ａ），（Ｂ）の縦軸「変換効率（％）」をそれぞれ「出力電圧（Ｖ）」に置き換えた図６（Ａ），（Ｂ）で示される。
【００６１】
図６（Ａ）に示すような、出力電圧ＶｏｕｔＤＣと出力側インピーダンスＺｏとの関係を予め求めておくことで、現在のレクテナ接続数情報と出力電圧ＶｏｕｔＤＣとから、出力側インピーダンスＺｏが求められる。また、求められた出力側インピーダンスＺｏと、既知の可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲとに基づき、上記式（１）から負荷回路１６の負荷抵抗ＺＬ も求められる。このように、並列整流回路１３から出力される出力電圧ＶｏｕｔＤＣを検出した結果に基づき出力側インピーダンスＺｏを求めるようにしたので、測定困難な負荷回路１６の負荷抵抗ＺＬ を実測する手間が省ける。
【００６２】
求められた出力側インピーダンスＺｏがＷＺ１の範囲内にある場合には、レクテナ接続数
は「１」が選択されるため、図６（Ｂ）に示すように、出力電圧ＶｏｕｔＤＣはＷＶ１の範囲内になる。この場合には、出力電圧ＶｏｕｔＤＣが１．３２Ｖ（Ｖ１Ｐ）となった時に、出力側インピーダンスＺｏがＺ１Ｐとなり、変換効率ηが最大になる（表１参照）。従って、レクテナ接続数を１に設定した後、出力電圧ＶｏｕｔＤＣがＶ１Ｐとなるように、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増減させて出力電圧ＶｏｕｔＤＣを増減させることで、出力側インピーダンスＺｏをＺ１Ｐに調整することができる。これにより、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏを完全にマッチングさせることができる。
【００６３】
また、出力側インピーダンスＺｏがＷＺ２，ＷＺ３，ＷＺ４の範囲内にある場合には、レクテナ接続数はそれぞれ２、３、４が選択されるため、出力電圧ＶｏｕｔＤＣはそれぞれＷＶ２，ＷＶ３，ＷＶ４の範囲内となる。この場合も同様に、出力電圧ＶｏｕｔＤＣがＶ２Ｐ、Ｖ３Ｐ、Ｖ４Ｐとなるように可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増減させることで、出力側インピーダンスＺｏをそれぞれＺ２Ｐ、Ｚ３Ｐ、Ｚ４Ｐに調整して、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏを完全にマッチングさせることができる。なお、例えば出力電圧Ｖ４Ｐは０．４Ｖを下回っているが、上述の電源安定昇圧回路１５により負荷回路１６の駆動電圧まで昇圧される。
【００６４】
可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを調整する際に、可変抵抗４３の調整可能範囲を超えてしまうと、出力電圧ＶｏｕｔＤＣをＶ１Ｐ〜Ｖ４Ｐに調整できない場合がある。この場合には、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを最大または最小にして、出力電圧ＶｏｕｔＤＣを可能な限りＶ１Ｐ〜Ｖ４Ｐに近づければよい。
【００６５】
図２に戻って、制御回路４５は、スイッチ制御部５０と可変抵抗制御部５１とから構成されている。スイッチ制御部５０は、本発明の判別手段及びスイッチ制御手段に相当するものであり、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃのＯＮ／ＯＦＦを制御する。スイッチ制御部５０には、第１演算式記憶部５３（第１の記憶手段）と第２演算式記憶部５４（第２の記憶手段）とが設けられている。
【００６６】
第１演算式記憶部５３には、上述の図６（Ａ）に示したような、各レクテナ接続数１〜４のそれぞれについて、出力電圧ＶｏｕｔＤＣに対する出力側インピーダンスＺｏの第１の関係を示す第１演算式が計４種類記憶されている。第２演算式記憶部５４には、上述の図５（Ａ）に示したような、各レクテナ接続数１〜４のそれぞれについて、出力側インピーダンスＺｏに対する変換効率ηの第２の関係を示す第２演算式が計４種類記憶されている。
【００６７】
スイッチ制御部５０は、出力電圧ＶｏｕｔＤＣの検出結果が入力されたら、第１演算式記憶部５３から現在のレクテナ接続数に対応する第１演算式を読み込む。次いで、スイッチ制御部５０は、入力された出力電圧ＶｏｕｔＤＣを第１演算式に代入して、出力側インピーダンスＺｏを求める。そして、スイッチ制御部５０は、第２演算式記憶部５４からレクテナ接続数１〜４にそれぞれ対応する第２演算式を読み込み、各第２演算式に第１演算式で求められた出力側インピーダンスＺｏを代入する。これにより、レクテナ接続数１〜４ごとの変換効率ηが求められる。スイッチ制御部５０は、変換効率ηが最大となるレクテナ接続数を選択して、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃのＯＮ／ＯＦＦを制御する。
【００６８】
可変抵抗制御部５１は、本発明の可変抵抗制御手段に相当するものであり、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを調整する。可変抵抗制御部５１は、電圧検出回路４７から入力される出力電圧ＶｏｕｔＤＣの検出結果に基づき、現在のレクテナ接続数１〜４に応じて出力電圧ＶｏｕｔＤＣがそれぞれ可能な限りＶ１Ｐ〜Ｖ４Ｐに近づくように可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増減させる。これにより、各レクテナ接続数において変換効率ηをそれぞれη１ ｍａｘ〜η４ ｍａｘに近づけることができる。
【００６９】
入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏをマッチングさせた際に、レクテナ接続数が１であるときは変換効率ηが最大値η１ ｍａｘとなるため、出力電圧ＶｏｕｔＤＣも最大となる。この際に、マイクロ波の入力電力が増大すると、出力電圧ＶｏｕｔＤＣも増大するため、出力電圧ＶｏｕｔＤＣが定格電圧を超えて負荷回路１６や各レクテナ基板１９〜２２に実装されているコンデサ３８やダイオード３９（図３参照）等が破壊されるおそれがある。このため、スイッチ制御部５０は、電圧検出回路４７から入力された出力電圧ＶｏｕｔＤＣが定格電圧を超えるときは、レクテナ接続数を＋１増加させる。これにより、変換効率ηが低下して出力電圧ＶｏｕｔＤＣを定格電圧よりも小さくすることができる。なお、＋１増加しても出力電圧ＶｏｕｔＤＣが定格電圧を下回らない場合には、レクテナ接続数を＋２以上増加させてもよい。
【００７０】
負荷回路１６の起動時は、負荷抵抗ＺＬ は高く、出力側インピーダンスＺｏも高いと考えられる。この際に入力側インピーダンスＺｉが低いと、変換効率ηが著しく低下して、負荷回路１６の起動電力が確保できないおそれがある。このため、起動時においては、出力側インピーダンスＺｏに合わせて入力側インピーダンスＺｉを高くすれば、変換効率ηが高くなる。従って、起動時には、入力側インピーダンスＺｉを高くするため、レクテナ接続数が１になるように初期設定されている。これにより、負荷回路１６の起動時に少なくとも負荷回路１６の起動電力だけは確保することができる。また、出力側インピーダンスＺｏを減少させて、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏの差を小さくするために、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲは所定の値よりも小さい値に初期設定されている。なお、抵抗値ＺＶＲの初期設定値は、マイクロ波の入力電力の大きさやレクテナ基板の種類により適宜選択される。
【００７１】
次に図７〜図９に示すフローチャートを用いて、本発明の第１実施形態のＲＦＩＤタグ１０の作用について説明を行う。初期設定として、並列整流回路１３のレクテナ接続数は「１」が選択され、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲも所定の初期設定値に調整されている。これにより、起動時において出力側インピーダンスＺｏが高い場合に、入力側インピーダンスＺｉを高くすることで、高い変換効率ηが得られる。その結果、負荷回路１６を動作可能な電力を確実に確保することができる。
【００７２】
アンテナ１１でマイクロ波が受信されると、受信されたマイクロ波は第１レクテナ基板１９により直流電力に変換される。変換された直流電力は、その出力電圧ＶｏｕｔＤＣが電源安定昇圧回路１５により負荷回路１６の動作電圧まで昇圧された後、負荷回路１６に入力される。これにより、負荷回路１６が作動する。
【００７３】
電圧検出回路４７は、出力電圧ＶｏｕｔＤＣを検出して、その検出結果を制御回路４５に入力する。スイッチ制御部５０は、レクテナ接続数１に対応する第１演算式に出力電圧ＶｏｕｔＤＣの検出結果を代入して、出力側インピーダンスＺｏを求める。次いで、スイッチ制御部５０は、求めた出力側インピーダンスＺｏをレクテナ接続数１〜４のそれぞれに対応する第２演算式に代入し、レクテナ接続数１〜４ごとの変換効率ηを求める。そして、求めた変換効率ηのうち、変換効率ηが最大となるレクテナ接続数を決定する。
【００７４】
レクテナ接続数１の変換効率ηが最大となり、レクテナ接続数が１に決定されたら、レクテナ接続数はそのままで、可変抵抗制御部５１は可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲの調整を開始する（図８参照）。出力電圧ＶｏｕｔＤＣがＶ１Ｐを下回っている場合には、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増加させる。逆に出力電圧ＶｏｕｔＤＣがＶ１Ｐを上回っている場合には、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを減少させる。そして、出力電圧ＶｏｕｔＤＣをＶ１Ｐ、または可能な限りＶ１Ｐに近づけたら、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲの調整が完了する。これにより、出力側インピーダンスＺｏがＷＺ１（図５参照）の範囲内にあるときに、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングがとれて変換効率η１ ｍａｘが得られる。
【００７５】
負荷回路１６の消費電力が増大した場合には、負荷抵抗ＺＬ が減少するため、出力側インピーダンスＺｏも減少する。その結果、出力側インピーダンスＺｏがＷＺ２の範囲内にあるときは、レクテナ接続数２の変換効率ηが最大となり、スイッチ制御部５０による演算でレクテナ接続数２が決定される。また、出力側インピーダンスＺｏがＷＺ３、ＷＺ４の範囲内にあるときは、同様にしてスイッチ制御部５０による演算でそれぞれレクテナ接続数３，４が決定される。新たなレクテナ接続数が決定されたら、スイッチ制御部５０は、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃを制御して、決定されたレクテナ接続数に切り替える（図９参照）。
【００７６】
レクテナ接続数の切替が完了したら、可変抵抗制御部５１は可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを調整して、出力電圧ＶｏｕｔＤＣをそれぞれＶ２Ｐ〜Ｖ４Ｐ、または可能な限りＶ２Ｐ〜Ｖ４Ｐに近づける。これにより、出力側インピーダンスＺｏがＷＺ２〜ＷＺ４の範囲内まで低下した場合でも、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングがとれて最適な変換効率η２ ｍａｘ〜η４ ｍａｘが得られる。このように、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを調整して、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏをより完全にマッチングさせるようにしたので、より最適な変換効率で直流電力を確保することができる。
【００７７】
入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングをとることで、出力電圧ＶｏｕｔＤＣも高くなるため、スイッチ制御部５０は、出力電圧ＶｏｕｔＤＣが定格電圧を超えるか否かを常時監視する。そして、出力電圧ＶｏｕｔＤＣが定格電圧を超えてしまうときは、レクテナ接続数を＋１増加させて出力電圧ＶｏｕｔＤＣを下げる。これにより、負荷回路１６、コンデサ３８、ダイオード３９等の破壊が防止される。
【００７８】
これら一連の処理は、ＲＦＩＤタグ１０から質問器（図示せず）への応答信号の出力が完了して、ＲＦＩＤタグ１０の動作が終了するまで繰り返し続行される。スイッチ制御部５０及び可変抵抗制御部５１は、動作を終了する前にレクテナ接続数、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを初期設定の状態に戻す。
【００７９】
以上のように本発明の第１実施形態のＲＦＩＤタグ１０は、負荷回路１６の消費電力の急激な増加により出力側インピーダンスＺｏが著しく低下した場合でも、レクテナ接続数を増やして入力側インピーダンスＺｉを下げることで、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングがとれて、最適な変換効率で直流電力を確保することができる。
【００８０】
次に、図１０を用いて本発明の第２実施形態のＲＦＩＤタグ６０について説明を行う。なお、以下の説明では、上記第１実施形態のＲＦＩＤタグ１０と機能・構成上同一のものについては、同一符号を付してその説明は省略する（第３実施形態も同様）。
【００８１】
ＲＦＩＤタグ６０は、基本的には第１実施形態のＲＦＩＤタグ１０と同じ構成である。ただし、ＲＦＩＤタグ６０では、出力側インピーダンスＺｏを負荷回路１６のＣＰＵ１６ａの動作状況から推定する。このため、ＣＰＵ１６ａには消費電力推定回路６２が設けられ、制御回路６４には、スイッチ制御部６５と可変抵抗制御部６６とが設けられている。
【００８２】
消費電力推定回路６２は、ＣＰＵ１６ａの動作状況に基づき、負荷回路１６の消費電力Ｐを推定する。このような推定を行う場合には、例えばＣＰＵ１６ａが各種プログラムをそれぞれ実行しているときの消費電力や、ＣＰＵ１６ａがメモリ１６ｂにアクセスしているときの消費電力を予め実験や動作シミュレーション等で求めておく。これにより、消費電力検出回路６２は、ＣＰＵ１６ａがどのプログラムを実行しているか、或いはメモリ１６ｂにアクセスしているか等の動作状況に基づき、消費電力Ｐを推定することができる。なお、消費電力Ｐを推定可能であれば上記方法以外の各種方法を用いてよい。消費電力Ｐの推定結果は、制御回路６４に入力される。
【００８３】
スイッチ制御部６５には、Ｚｏ推定部６７と、上述の第２演算式記憶部５４とが設けられている。Ｚｏ推定部６７は、消費電力推定回路６２と共に本発明の判別手段を構成するものである。上述したように、消費電力Ｐが増加すると負荷回路１６の負荷抵抗ＺＬ が低下して出力側インピーダンスＺｏは低下し、逆に負荷回路１６の消費電力が低下すると負荷抵抗ＺＬ が増加して出力側インピーダンスＺｏは増加する。従って、Ｚｏ推定部６７は、消費電力Ｐの推定結果に基づき負荷抵抗ＺＬ を推定し、この推定結果及び既知の抵抗値ＺＶＲを上記式（１）に代入することで、出力側インピーダンスＺｏを推定する。このため、Ｚｏ推定部６７には、Ｚｏ推定用テーブル６７ａが記憶されている。
【００８４】
Ｚｏ推定用テーブル６７ａは、各レクテナ接続数１〜４のそれぞれについて、消費電力Ｐに対する負荷抵抗ＺＬ の関係を示すデータテーブルであり、予め実験や動作シミュレーション等により求められる。Ｚｏ推定部６７は、現行のレクテナ接続数情報とＺｏ推定用テーブル６７ａとを参照して、消費電力Ｐの推定結果に対応する負荷抵抗ＺＬ を推定した結果に基づき、出力側インピーダンスＺｏを推定（取得）する。なお、出力側インピーダンスＺｏの推定方法は特には限定されず、例えばＺｏ推定用テーブル６７ａの代わりにＺｏ推定用演算式を用いてもよい。また、消費電力Ｐと出力側インピーダンスＺｏとの関係を示すデータテーブルを求めておき、消費電力Ｐの推定結果から出力側インピーダンスＺｏを直接推定してもよい。
【００８５】
スイッチ制御部６５は、出力側インピーダンスＺｏの推定結果と、第２演算式記憶部５４に記憶されている第２演算式とに基づき、レクテナ接続数１〜４ごとの変換効率ηを求める。第１実施形態と同様に、スイッチ制御部６５は、変換効率ηが最大となるレクテナ接続数を選択して、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃのＯＮ／ＯＦＦを制御する。
【００８６】
可変抵抗制御部６６は、消費電力Ｐの推定結果に基づき可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを調整する。このため、可変抵抗制御部６６のメモリ（図示せず）には、各レクテナ接続数１〜４についてそれぞれ出力側インピーダンスＺｏがＺ１Ｐ〜Ｚ４Ｐに調整されたときの消費電力Ｐ１Ｐ〜Ｐ４Ｐが予め記憶されている。可変抵抗制御部６６は、現在のレクテナ接続数１〜４に応じて、消費電力Ｐ（推定結果）がそれぞれＰ１Ｐ〜Ｐ４Ｐに一致、或いは可能な限りＰ１Ｐ〜Ｐ４Ｐに近づくように可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増減させる。これにより、変換効率ηをそれぞれη１ ｍａｘ〜η４ ｍａｘに近づけることができる。
【００８７】
次に、図１１及び図１２に示すフローチャートを用いて本発明の第２実施形態のＲＦＩＤタグ６０の作用について説明する。なお、直流電力が負荷回路１６に入力されるまでは、上記第１実施形態と同じであるため、説明は省略する。
【００８８】
負荷回路１６が動作したら、消費電力推定回路６２は、ＣＰＵ１６ａの動作状況に基づき負荷回路１６の消費電力Ｐを推定して、この推定結果を制御回路６４に入力する。Ｚｏ推定部６７は、現行のレクテナ接続数情報と、入力された消費電力Ｐの推定結果と、Ｚｏ推定用テーブル６７ａとから負荷抵抗ＺＬ を推定した結果に基づき、出力側インピーダンスＺｏを推定する。
【００８９】
次いで、スイッチ制御部６５は、出力側インピーダンスＺｏの推定結果と、第２演算式記憶部５４から読み込んだ第２演算式とに基づき、レクテナ接続数１〜４ごとの変換効率ηを求めて、変換効率ηが最大となるレクテナ接続数を決定する。
【００９０】
レクテナ接続数１の状態の継続が決定されたら、可変抵抗制御部６６は、入力された消費電力Ｐの推定結果に基づき、消費電力Ｐの推定結果がＰ１Ｐになる、或いは可能な限りＰ１Ｐに近づくように可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを増減させる（図１２参照）。これにより、出力側インピーダンスＺｏがＺ１Ｐ（図５参照）に近づくため、入力側及び出力側インピーダンスＺｉ，Ｚｏのマッチングがとれて変換効率がη１ ｍａｘに近い値となる。
【００９１】
また、レクテナ接続数２〜４が決定された場合には、図９で説明したように、レクテナ接続数の切替が行われる。このレクテナ接続数の切替が終了したら、可変抵抗制御部６６は、同様に消費電力Ｐの推定結果がそれぞれＰ２Ｐ〜Ｐ４Ｐになる、或いは可能限り近づくように、可変抵抗４３の抵抗値ＺＶＲを調整する。これにより、各レクテナ接続数２〜４においても、出力側インピーダンスＺｏをＺ２Ｐ〜Ｚ４Ｐに近づけられるため、変換効率がη２ ｍａｘ〜η４ ｍａｘに近い値となる。これらの調整が完了した後は、上記第１実施形態と同じであるので、説明は省略する。
【００９２】
以上のように本発明の第２実施形態のＲＦＩＤタグ６０は、負荷回路１６のＣＰＵ１６ａの動作状況に基づき、負荷回路１６の消費電力Ｐを推定し、この推定結果に基づき出力側インピーダンスＺｏを推定して、レクテナ接続数の切替を行うので、上記第１実施形態で説明した効果と同様の効果が得られる。また、第２実施形態では、ＣＰＵ１６ａに負荷回路１６の消費電力を推定させることで、第１実施形態とは異なり電圧検出回路４７が不要となるため、コストダウン及び小型化を図ることができる。
【００９３】
次に、図１３を用いて本発明の第３実施形態のＲＦＩＤタグ７０について説明を行う。上記第１実施形態のＲＦＩＤタグ１０では、出力側インピーダンスＺｏを求めた後、各レクテナ接続数１〜４における変換効率ηを求めた上で、変換効率ηが最大となるレクテナ接続数を決定している。この場合には、出力側インピーダンスＺｏからレクテナ接続数を決めるために各レクテナ接続数の変換効率ηを求める必要があり、レクテナ接続数の決定処理に時間が掛かるという問題がある。そこで、ＲＦＩＤタグ７０の制御回路７２には、レクテナ接続数の決定を迅速に行うためのスイッチ制御部７３が設けられている。
【００９４】
スイッチ制御部７３には、上述の第１演算式記憶部５３と、データテーブル７５とが設けられている。データテーブル７５は、上記表１及び図５（Ａ），（Ｂ）に基づき作成されている。上述したように、出力側インピーダンスＺｏがＺａ以上（ＷＺ１の範囲内）にあるときは、レクテナ接続数１が最も変換効率ηが高くなる。また、出力側インピーダンスＺｏがＺｂ〜Ｚａ（ＷＺ２の範囲内）、Ｚｃ〜Ｚｂ（ＷＺ３の範囲内）、Ｚｃ未満（ＷＺ４の範囲内）のときは、それぞれレクテナ接続数２〜４が最も変換効率ηが高くなる（図５参照）。この関係はレクテナ基板が同じであれば変わらない。従って、図１４に示すように、データテーブル７５は、出力側インピーダンスＺｏの各範囲（Ｚａ以上、Ｚｂ〜Ｚａ、Ｚｃ〜Ｚｂ、Ｚｃ未満）において、それぞれ最適なレクテナ接続数が選択されるように作成されている。
【００９５】
図１３に戻って、スイッチ制御部７３は、出力電圧ＶｏｕｔＤＣの検出結果に基づき出力側インピーダンスＺｏが求められたら、データテーブル７５を参照して、求められたインピーダンスＺｏにおいて最も変換効率ηが高くなるレクテナ接続数を決定する。この決定結果に基づき、スイッチ制御部７３は、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃを制御して、決定されたレクテナ接続数に切り替える。
【００９６】
次に、図１５に示すフローチャートを用いて本発明の第３実施形態のＲＦＩＤタグ７０の作用について説明する。なお、出力側インピーダンスＺｏが求められるまでは、上記第１実施形態と同じであるため、説明は省略する。
【００９７】
出力側インピーダンスＺｏが求められたら、スイッチ制御部７３はデータテーブル７５を参照する。スイッチ制御部７３は、出力側インピーダンスＺｏがＺａ以上であれば、レクテナ接続数１の状態を継続する。また、スイッチ制御部７３は、出力側インピーダンスＺｏがＺｂ〜Ｚａ、Ｚｃ〜Ｚｂ、Ｚｃ未満であれば、それぞれレクテナ接続数が２、３，４に切り替えられるように、各スイッチ２３ａ〜２３ｃ，２４ａ〜２４ｃを制御する。以降の処理は、上記第１実施形態と同じであるため、説明は省略する。
【００９８】
以上のように本発明の第３実施形態のＲＦＩＤタグ７０は、データテーブル７５を参照することで、求められた出力側インピーダンスＺｏから変換効率ηが最も高くなるレクテナ接続数を直接的に決定することができるので、上記第１実施形態で説明した効果に加えて、レクテナ接続数の決定処理を迅速に行うことができる。
【００９９】
なお、上記各実施形態では並列整流回路１３として、第１〜第４レクテナ基板１９〜２２を順に積層した積層基板を例に挙げて説明を行ったが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、図１６に示すように、並列整流回路８０として、２枚のレクテナ基板８１を積層した積層基板を用いて、各レクテナ基板８１にそれぞれ２つの回路パターン８３ａ，８３ｂを並列に形成してもよい。
【０１００】
回路パターン８３ａは、上述の回路パターン３１（図３参照）と同じパターンに形成されている。回路パターン８３ｂは、回路パターン８３ａと対称性を有するように形成されている。両回路パターン８３ａ，８３ｂには、それぞれマイクロ波入力部３２ａ，３２ｂと、コンデンサ３８が実装されたコンデンサ実装部３３ａ，３３ｂと、ダイオード３９が実装されたダイオード実装部３５ａ，３５ｂと、ＬＰＦ３６ａ，３６ｂと、スイッチ２４ａ〜２４ｃと基本的に同じスイッチ８４ａ，８４ｂが設けられた直流電力出力部３７ａ，３７ｂとが形成されている。これら各部については、回路パターン３１に形成されているものと同じであるため、説明は省略する。
【０１０１】
このように１枚のレクテナ基板８１に複数の回路パターンを形成した場合には、４層積層基板である並列整流回路１３よりも厚みを薄くすることができるので、ＲＦＩＤタグ１０等の薄型の応答器への内蔵により適している。なお、レクテナ基板８１には、回路パターンが２つしか形成されていないが、１つのレクテナ基板上に３つ以上の回路パターンを形成してもよい。この場合には、互いに隣接する回路パターンが対称性を有するように形成すればよい。
【０１０２】
なお、上記各実施形態では、負荷回路１６に可変抵抗４３が並列接続されている場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明はこれに限定されるものではなく、可変抵抗４３が設けられていなくともよい。この場合の出力側インピーダンスＺｏは、負荷回路１６の負荷抵抗ＺＬ となる。また、上記各実施形態では、可変抵抗４３が１個だけしか設けられていないが、本発明はこれに限定されるものではなく、各レクテナ基板１９〜２２の直流電力出力部３７にそれぞれ個別に接続するようにしてもよい。
【０１０３】
また、上記各実施形態では、第１〜第４レクテナ基板１９〜２２は全て同じものを用いた場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明はこれに限定されるものではなく、レクテナ基板の種類は異なっていてもよい。この場合には、レクテナ基板の接続数及びその組み合せ別に、それぞれ上述の図５及び図６に示したような出力側インピーダンスＺｏと、変換効率η及び出力電圧ＶｏｕｔＤＣとの関係を求めておけばよい。
【０１０４】
なお、上記各実施形態では、起動時にはレクテナ接続数が１に切り替えられているように初期設定されているが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば起動時に負荷回路１６（ＣＰＵ１６ａ）の消費電力が大きくなり、出力側インピーダンスＺｏが著しく低下するような場合には、レクテナ接続数が２以上に切り替えられるように初期設定してもよい。
【０１０５】
また、上記各実施形態ではマイクロ波の入力電力が１０ｍＷで一定である場合を例に挙げて説明を行ったが、入力電力の大きさはＲＦＩＤタグと質問器との距離によって変わる。このため、複数の入力電力の大きさに対応する複数の第１及び第２演算式やデータテーブルを予め容易しておき、入力電力の大きさに最も適した演算式やデータテーブルを用いて出力側インピーダンスＺｏの大きさを判断するようにしてもよい。
【０１０６】
なお、上記第１及び第２実施形態において、可変抵抗制御部５１，６６はそれぞれ出力電圧ＶｏｕｔＤＣ、消費電力Ｐの推定結果に基づき可変抵抗４３の調整を行っているが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、スイッチ制御部５０，６５により求められた出力側インピーダンスＺｏに基づき、この出力側インピーダンスＺｏがＺ１Ｐ、Ｚ２Ｐ、Ｚ３Ｐ、Ｚ４Ｐに可能な限り近づくように可変抵抗４３を調整してもよい。
【０１０７】
また、上記各実施形態では、第２〜第４レクテナ基板２０〜２２を間に挟むように第１及び第２スイッチ回路２３，２４が設けられているが、本発明はこれに限定されるものではなく、いずれか一方のみでもよい。例えば、第１スイッチ回路２３のみを設けて、第２〜第４レクテナ基板２０〜２２の出力側（負荷回路側）は常時接続するようにしても良い。
【０１０８】
なお、上記各実施形態では、第１〜第４レクテナ基板１９〜２２の計４つの基板が互いに並列接続されている場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明はこれに限定されるものではなく、３つ以下或いは５つ以上のレクテナ基板が並列接続されている場合にも、本発明を適用することができる。
【０１０９】
また、上記各実施形態では、本発明のレクテナ装置をＲＦＩＤタグに適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明はこれに限定されるものではなく、各種電子機器に適用することができる。例えばレクテナ装置は、カプセル型内視鏡等の電池を内蔵するスペースが確保し難い小型電子機器や、有線で電力供給を行えない電子機器（携帯電子機器を含む）に駆動電力を供給する電力供給源として用いることができる。こうした電子機器では、例えばＬＣＤのバックライトのオン・オフなどによって負荷変動がさらに大きいと考えられるので、本発明を適用することは有効である。また、レクテナ装置は、直接負荷回路に給電するものでなく、充電池を充電するものであっても良い。
【図面の簡単な説明】
【０１１０】
【図１】ＲＦＩＤタグの電気的構成を示したブロック図である。
【図２】第１実施形態のＲＦＩＤタグのインピーダンスマッチング制御回路を示したブロック図である。
【図３】並列整流回路の外観斜視図である。
【図４】並列整流回路の上面図である。
【図５】（Ａ）はレクテナ接続数ごとの出力インピーダンスと変換効率との関係を示したグラフであり、（Ｂ）は出力インピーダンスの各値において最も高い変換効率の値のみを示したグラフである。
【図６】（Ａ）はレクテナ接続数ごとの出力インピーダンスと出力電圧との関係を示したグラフであり、（Ｂ）は出力インピーダンスの各値において最も高い出力電圧の値のみを示したグラフである。
【図７】第１実施形態のＲＦＩＤタグの作用を説明するためのフローチャートである。
【図８】可変抵抗の調整処理を説明するためのフローチャートである。
【図９】レクテナ接続数の切替処理を説明するためのフローチャートである。
【図１０】第２実施形態のＲＦＩＤタグのインピーダンスマッチング制御回路を示したブロック図である。
【図１１】第２実施形態のＲＦＩＤタグの作用を説明するためのフローチャートである。
【図１２】第２実施形態における可変抵抗の調整処理を説明するためのフローチャートである。
【図１３】第３実施形態のＲＦＩＤタグのインピーダンスマッチング制御回路を示したブロック図である。
【図１４】図１３中におけるインピーダンスマッチング制御回路内のデータテーブルの一例を示した図である。
【図１５】第３実施形態のＲＦＩＤタグの作用を説明するためのフローチャートである。
【図１６】他の実施形態の並列整流回路の外観斜視図である。
【符号の説明】
【０１１１】
１０，６０，７０ ＲＦＩＤタグ
１１ アンテナ
１３ 並列整流回路
１５ 電源安定昇圧回路
１６ 負荷回路
１６ａ ＣＰＵ
１９〜２２ 第１〜第４レクテナ基板
２３ 第１スイッチ回路
２４ 第２スイッチ回路
２５ 電力分配回路
２３ａ〜２３ｃ スイッチ
２４ａ〜２４ｃ スイッチ
４３ 可変抵抗
４５，６４，７２ インピーダンスマッチング制御回路
４７ 電圧検出回路
５０，６５，７３ スイッチ制御部
５１，６６ 可変抵抗制御部
５３ 第１演算式記憶部
５４ 第２演算式記憶部
６２ 消費電力推定回路
６７ Ｚｏ推定部
７５ データテーブル
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナで受信したマイクロ波を直流電力に変換し、変換した直流電力を駆動電力として負荷回路を作動させるレクテナ装置において、
前記マイクロ波を直流電力に変換し、互いに並列に接続された複数の整流回路と、
前記複数の整流回路の中から１以上の前記整流回路を選択的に前記アンテナに接続するためのスイッチと、
前記負荷回路の回路インピーダンスの大きさを判別する判別手段と、
前記判別手段の判別結果に基づいて、前記マイクロ波の入力電力に対する前記直流電力の変換効率が最大となる前記整流回路の接続数を決定し、決定した接続数の前記整流回路が前記アンテナに接続されるように、前記スイッチを動作させるスイッチ制御手段とを備えることを特徴とするレクテナ装置。
【請求項２】
前記負荷回路に並列接続された可変抵抗と、
前記可変抵抗の大きさを制御する可変抵抗制御手段とを備え、
前記判別手段は、前記回路インピーダンスと前記可変抵抗とを合成した第１合成インピーダンスの大きさを取得し、
前記スイッチ制御手段は、前記第１合成インピーダンスに基づいて前記変換効率が最大となる前記整流回路の接続数を決定し、
前記可変抵抗制御手段は、決定した前記接続数に応じた前記整流回路の第２合成インピーダンスに基づいて、前記第１合成インピーダンスが前記第２合成インピーダンスとインピーダンスマッチングするように前記可変抵抗の大きさを制御すること特徴とする請求項１記載のレクテナ装置。
【請求項３】
前記直流電力の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
前記接続数のそれぞれについて、前記出力電圧の大きさに対する前記第１合成インピーダンスの第１の関係を予め記憶した第１の記憶手段とを備え、
前記判別手段は、前記第１の関係を参照して、前記出力電圧検出手段の検出結果に対応する前記第１合成インピーダンスの大きさを取得することを特徴とする請求項２記載のレクテナ装置。
【請求項４】
前記判別手段は、前記負荷回路の動作状況から前記負荷回路の消費電力の大きさを推定して、前記消費電力の推定結果に基づき、前記第１合成インピーダンスの大きさを取得することを特徴とする請求項２記載のレクテナ装置。
【請求項５】
前記接続数のそれぞれについて、前記第１合成インピーダンスに対する前記変換効率の第２の関係を予め記憶した第２の記憶手段を備え、
前記スイッチ制御手段は、前記第２の関係を参照して、前記判別手段により取得された前記第１合成インピーダンスに対して、前記変換効率が最大となる前記接続数を決定することを特徴とする請求項３または４記載のレクテナ装置。
【請求項６】
前記第２の関係は、前記接続数のそれぞれについて、他の接続数のときよりも前記変換効率が高くなる前記第１合成インピーダンスの範囲が予め設定されているデータテーブルであることを特徴とする請求項５記載のレクテナ装置。
【請求項７】
前記負荷回路の起動時は、前記接続数が１に設定されていることを特徴とする請求項１ないし６いずれか１項記載のレクテナ装置。
【請求項８】
前記スイッチ制御手段は、前記直流電力の出力電圧が定格電圧を超えたときに、前記接続数を増やすことを特徴とする請求項１ないし７いずれか１項記載のレクテナ装置。
【請求項９】
前記複数の整流回路と前記負荷回路との間に、前記直流電力の出力電圧を前記負荷回路の動作電圧まで昇圧させる昇圧回路が設けられていることを特徴とする請求項１ないし８いずれか１項記載のレクテナ装置。
【請求項１０】
前記複数の整流回路は、それぞれ同一回路パターンを有する複数の基板に設けられていることを特徴とする請求項１ないし９いずれか１項記載のレクテナ装置。
【請求項１１】
前記複数の基板は、積層されていることを特徴する請求項１０記載のレクテナ装置。
【請求項１２】
前記複数の整流回路は、同一基板上に並列に形成された複数の回路パターンにより構成されており、
前記複数の回路パターンは、互いに隣接する回路パターンが対称性を有するように形成されていることを特徴とする請求項１ないし９いずれか１項記載のレクテナ装置。
【請求項１】
アンテナで受信したマイクロ波を直流電力に変換し、変換した直流電力を駆動電力として負荷回路を作動させるレクテナ装置において、
前記マイクロ波を直流電力に変換し、互いに並列に接続された複数の整流回路と、
前記複数の整流回路の中から１以上の前記整流回路を選択的に前記アンテナに接続するためのスイッチと、
前記負荷回路の回路インピーダンスの大きさを判別する判別手段と、
前記判別手段の判別結果に基づいて、前記マイクロ波の入力電力に対する前記直流電力の変換効率が最大となる前記整流回路の接続数を決定し、決定した接続数の前記整流回路が前記アンテナに接続されるように、前記スイッチを動作させるスイッチ制御手段とを備えることを特徴とするレクテナ装置。
【請求項２】
前記負荷回路に並列接続された可変抵抗と、
前記可変抵抗の大きさを制御する可変抵抗制御手段とを備え、
前記判別手段は、前記回路インピーダンスと前記可変抵抗とを合成した第１合成インピーダンスの大きさを取得し、
前記スイッチ制御手段は、前記第１合成インピーダンスに基づいて前記変換効率が最大となる前記整流回路の接続数を決定し、
前記可変抵抗制御手段は、決定した前記接続数に応じた前記整流回路の第２合成インピーダンスに基づいて、前記第１合成インピーダンスが前記第２合成インピーダンスとインピーダンスマッチングするように前記可変抵抗の大きさを制御すること特徴とする請求項１記載のレクテナ装置。
【請求項３】
前記直流電力の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
前記接続数のそれぞれについて、前記出力電圧の大きさに対する前記第１合成インピーダンスの第１の関係を予め記憶した第１の記憶手段とを備え、
前記判別手段は、前記第１の関係を参照して、前記出力電圧検出手段の検出結果に対応する前記第１合成インピーダンスの大きさを取得することを特徴とする請求項２記載のレクテナ装置。
【請求項４】
前記判別手段は、前記負荷回路の動作状況から前記負荷回路の消費電力の大きさを推定して、前記消費電力の推定結果に基づき、前記第１合成インピーダンスの大きさを取得することを特徴とする請求項２記載のレクテナ装置。
【請求項５】
前記接続数のそれぞれについて、前記第１合成インピーダンスに対する前記変換効率の第２の関係を予め記憶した第２の記憶手段を備え、
前記スイッチ制御手段は、前記第２の関係を参照して、前記判別手段により取得された前記第１合成インピーダンスに対して、前記変換効率が最大となる前記接続数を決定することを特徴とする請求項３または４記載のレクテナ装置。
【請求項６】
前記第２の関係は、前記接続数のそれぞれについて、他の接続数のときよりも前記変換効率が高くなる前記第１合成インピーダンスの範囲が予め設定されているデータテーブルであることを特徴とする請求項５記載のレクテナ装置。
【請求項７】
前記負荷回路の起動時は、前記接続数が１に設定されていることを特徴とする請求項１ないし６いずれか１項記載のレクテナ装置。
【請求項８】
前記スイッチ制御手段は、前記直流電力の出力電圧が定格電圧を超えたときに、前記接続数を増やすことを特徴とする請求項１ないし７いずれか１項記載のレクテナ装置。
【請求項９】
前記複数の整流回路と前記負荷回路との間に、前記直流電力の出力電圧を前記負荷回路の動作電圧まで昇圧させる昇圧回路が設けられていることを特徴とする請求項１ないし８いずれか１項記載のレクテナ装置。
【請求項１０】
前記複数の整流回路は、それぞれ同一回路パターンを有する複数の基板に設けられていることを特徴とする請求項１ないし９いずれか１項記載のレクテナ装置。
【請求項１１】
前記複数の基板は、積層されていることを特徴する請求項１０記載のレクテナ装置。
【請求項１２】
前記複数の整流回路は、同一基板上に並列に形成された複数の回路パターンにより構成されており、
前記複数の回路パターンは、互いに隣接する回路パターンが対称性を有するように形成されていることを特徴とする請求項１ないし９いずれか１項記載のレクテナ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２００９−６５７２６（Ｐ２００９−６５７２６Ａ）
【公開日】平成２１年３月２６日（２００９．３．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２２８７３８（Ｐ２００７−２２８７３８）
【出願日】平成１９年９月４日（２００７．９．４）
【出願人】（３０６０３７３１１）富士フイルム株式会社 (25,513)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年３月２６日（２００９．３．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年９月４日（２００７．９．４）
【出願人】（３０６０３７３１１）富士フイルム株式会社 (25,513)
【Ｆターム（参考）】
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