ローレベルとハイレベルとの間の振幅を変更することによって（ＡＳＫ）変調される電圧のアナログ／デジタル変換のための回路構成物
ローレベルとハイレベルとの間の振幅を変更することによって（ＡＳＫ）変調される電圧を復調するための回路構成物が提供される。その際、第１の充電回路および第２の充電回路に、それぞれ、充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）が生成される。その際、切断回路（Ｓ１）は、第２の充電回路（Ｃ２、ｉ２）の充電電圧（Ｖ２）と、整流装置（Ｄ１、Ｄ２）の入力電圧（ＵＨＦ）との間に所定の関係がある場合に、第１の充電回路（Ｃ１、ｉ１）を切り離す。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１による、ローレベルとハイレベルとの間の振幅を変更することによって（ＡＳＫ）変調される電圧のアナログ／デジタル変換のための回路構成物に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、非接触タグのように、非接触チップカードおよびその類似物の導入の際に、いわゆるＡＳＫ変調が頻繁に導入されている。これに関して、デジタル形状で存在するデータによって第１と第２のレベルとの間で変化しそれによって変調される高周波信号が知られている。
【０００３】
デジタルデータが、「イエス」と「ノー」との間、あるいは「１」と「０」との間、あるいは「ハイ」と「ロー」との間において区別されるように、大きい振幅と小さい振幅との間において区別される。目下、２つの異なる変調方法、すなわちＡＳＫ１００およびＡＳＫ１０が慣用されている。その際、ＡＳＫ１００は１００％のレベル差を有し、ＡＳＫ１０は１０％のレベル差を有する。しかしながら、他の差の可能もあり、また、後述の本発明は、これら２つの通常の変調態様に限定されない。
【０００４】
ＡＳＫ変調の問題点は、送信機と受信機との間の距離の変化によって、送信される信号の同一の振幅による変調信号が、距離が変化した場合、受信側において受信された振幅の変化をもたらすことにある。同様なことが、送信機と受信機との間の空間において、差が発生した場合にも該当する。
【０００５】
さらに、複雑な場合として、絶えず「ゼロ」に戻る、すなわち２つの２進数の「１」間に、信号が「ゼロ」に戻る信号が使用される場合、およびこれが提供されず、異なる長さの連続する「０」および「１」が変調され、伝送される信号の場合がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の課題は、ＡＳＫ変調の際の２つの状態間のレベル変換ができる限り少ない労力によって、確実に認識されるアナログ／デジタル変換回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本課題は、本発明による請求項１に提示された処置によって解決される。提示された回路は、２つの充電電圧の比較の際に、変調レベルの変化が容易に認識されるという利点を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下において、本発明は、図面を参照して詳細に説明される。
【０００９】
図１に示された本発明による第一の実施例において、２つの入力端子（ＬＡおよびＬＢ）によって示される、復調器の入力に、高周波入力電圧ＵＨＦが供給される。図２には、高周波入力電圧の振幅値の包絡線が示される。認識されるように、振幅値は、「ｈｉｇｈ（ハイ）」と示される高振幅レベルと「ｌｏｗ（ロー）」と示される低振幅レベルとの間において変化する。その結果、この整流された高周波入力電圧ＵＨＦは、ノードＹにおいて整流された形状において供給される。ノードＹには、整流された高周波電圧によって充電される２つの充電回路が接続される。
【００１０】
第１の充電回路はコンデンサＣ１および電圧ノードＶ１から分岐して並列に接続される電流源ｉ１からなる。対応して、第２の充電回路はコンデンサＣ２および電圧ノードＶ２から分岐して並列に接続される電流源ｉ２からなる。第２の充電回路は、充電スイッチＳ１を介してノードＹに接続されている。このスイッチＳ１は、高周波交流電圧ＵＨＦが変調される低周波電圧ＵＮＦによって操作される。最も簡易な方法として、これは、図示されないダイオードによって可能である。
【００１１】
続いて、この回路の機能が説明される。ノードＹの整流された高周波電圧ＵＨＦが入力ノードＶ１およびＶ２の電圧より大きく、スイッチＳ１が閉じられている間は、コンデンサＣ１およびＣ２は、整流された高周波交流電圧ＵＨＦに充電される。同時に、コンデンサＣ１およびＣ２は、電流源ｉ１あるいは電流源ｉ２によって放電される。その際、２つの充電回路の時定数は、高周波入力電圧ＵＨＦの半周期より大きくなるように選択され、その結果、充電回路の２つの入力ノードＶ１およびＶ２には、高周波交流電圧のゼロクロスに起因する実質的な電圧変動（Ｂｒｕｍｍｅｎ）が生じない。
【００１２】
図２に示されるように、高周波入力電圧ＵＨＦの振幅は、時刻ｔ１までは「ｈｉｇｈ」レベルにある。時刻ｔ１においてその振幅は、「ｌｏｗ」レベルに変化する。この変化は、スイッチＳ１を開き、第２の充電回路およびそれによって入力ノードＶ２が他の回路と切断される。第１および第２の充電回路の時定数は異なって選択されるため、２つのコンデンサＣ１およびＣ２の異なる放電を引き起こす。これは、例えば、２つのコンデンサＣ１およびＣ２が同じ大きさであり、しかしながら、電流源ｉ１およびｉ２が異なる強さであることによって、可能である。その結果生じた放電態様は、図３に示される。
【００１３】
図３から察知できるように、ノードＶ１の電圧に比べてノードＶ２の電圧は明らかにより急に降下する。図１から認識されるように、電圧Ｖ１は分圧器Ｘ％によって電圧Ｖ１´に変換される。その結果、図３から認識されるように、放電曲線Ｖ２およびＶ１´の交差が生じる。交点Ｓは、「ｈｉｇｈ」レベルから「ｌｏｗ」レベルへの移行を示すのに適している。後述する評価回路によって、そのような交点は把握可能である。
【００１４】
図４によって、本発明による回路のさらなる実施形態が示される。ここではまず、ノードＶ２の電圧を、「Ｖｓｉｇｌｏｗ」と記される電圧と「Ｖｓｉｇｈｉｇｈ」と記される電圧との２つの異なる電圧に変換する２つの分圧器Ｙ％およびＺ％が参照される。
【００１５】
図４による回路は、基本的に図１によって記載された回路と同様に機能する。ここでは、第２の充電回路の時定数は、第１の充電回路に比べて明らかに小さい、すなわち電流源ｉ２は、コンデンサＣ１に関する電流源ｉ１に比べて、コンデンサＣ２を明らかにより速く放電する。その結果、信号Ｖｓｉｇｈｉおよび信号Ｖｓｉｇｌｏｗは、高周波入力電圧の「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」へのレベル変換にかなり正確に追随する。図１に関連して図３にすでに記載されたように、信号Ｖｒｅｆと、電圧信号Ｖｓｉｇｈｉｇｈに相当する信号との間の交点Ｓが生じる。
【００１６】
電圧ノードＶ２の電圧が、電流源ｉ２による放電によって、高周波入力電圧ＵＨＦを下回るまで低下すると、スイッチＳ１は再び閉じる。これは、電流源ｉ２が抵抗Ｒ１を介してさらにコンデンサＣ１をも放電することを意味する。これは、図６のＶｒｅｆの時刻ｔ２からの急な放電経過によって認識される。高周波電圧ＵＨＦの「ｌｏｗ」から「ｈｉｇｈ」へのレベル変換が生じた場合、充電回路のコンデンサＣ１およびＣ２は再び充電され、図７に示されるように、曲線Ｖｒｅｆと曲線Ｖｓｉｇｌｏｗとの間の交点Ｓ´が生じる。
【００１７】
ダイオードＤ３は、Ｖ１とＶ２との間において、ダイオードＤ３による電圧降下に対応した電圧差が生じるように手配される。その結果、２つのノード点の電圧は、例えば、ＡＳＫ１００のような大きな変調行程の場合には、並行に導かれる。そのＡＳＫ１００では、高周波入力電圧の振幅は、レベル「ｌｏｗ」の場合、ほぼ「０」ボルトに達する。このような方法によって、この高い変調飛躍の際に、信号ＶｓｉｇｈｉｇｈとＶｒｅｆとの間に明白な交点が常に確定されるということが、保証される。
【００１８】
図５において、Ｖｒｅｆに対応した信号Ｖ１´、Ｖｓｉｇｈｉｇｈに対応した信号Ｖ２´、およびＶｓｉｇｌｏｗに対応した信号Ｖ２´´のための評価回路が示される。ここでは、Ｖ１´は各々２つの差動増幅器の反転入力に印加され、ＶｓｉｇｈｉｇｈあるいはＶｓｉｇｌｏｗは各々非反転入力に印加される。差動増幅器の出力は、示されるように、ＲＳフリップフロップに接続される。ＲＳフリップフロップに出力において、信号は「ｈｉｇｈ」レベルあるいは「ｌｏｗ」レベルに応じて出力される。しかしながら、他の評価回路も考え得る。
【００１９】
図６は、可能な信号経過を示し、その際、時刻ｔ１における入力されたＨＦ信号の「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」への振幅変換によって、第１および第２の充電回路が放電され、その結果、Ｖｓｉｇｈｉｇｈ、ＶｓｉｇｌｏｗおよびＶｒｅｆの示された電圧経過が生じる。第２の充電回路に対して第１の充電回路の長い放電時間によって、交点Ｓが生じる。この交点は、例えば図５に示された評価回路によって認識される。
【００２０】
図７は、通常のＣＭＯＳ技術においての本発明による回路の実現を示す。ここでも、入力交流電圧が入力端子ＬＡおよびＬＢに印加される。上記実施例におけるダイオードＤ１およびＤ２は、この技術に対応して、トランジスタＮ４およびＮ５によって形成される。
【００２１】
整流回路の接続において、搬送波周波数の抑制のために、ローパス入力フィルタが提供される。
【００２２】
上記実施例の充電回路に対して、ｐチャネルトランジスタＰ１およびＰ２からなる浮遊カレントミラー回路が提供される。このカレントミラー回路はコンデンサＣ１およびＣ２を充電し、そこに、ｎチャネルトランジスタＮ８およびＮ１０による電流シンクが加わる。カレントミラー回路によって供給される充電電流の放電電流に対する割合は、各々コンデンサＣ１およびＣ２の充電時定数を決定する。抵抗Ｒ４、Ｒ５およびＲ７は、既に上記実施例との関係で説明された分圧器を実現し、この分圧器は、ウィンドウ回路（Ｆｅｎｓｔｅｒｓｃｈａｌｔｕｎｇ）に供給される信号ｖｒｅｆ＿ｄｅｍ、信号ｖｓｉｇｈｉｇｈ、および信号ｖｓｉｇｌｏｗを生成する。
【００２３】
ダイオードＮ２４およびＮ２５は、入力電圧がＶ１あるいはＶ２の電圧レベルを下回ると、すぐに電圧Ｖ１およびＶ２を外す。
【００２４】
ダイオードＶ１１は、上記ダイオードＤ３と同様の機能を有する。
【００２５】
上記実施例に追加して、出力信号ｐａｕｓｅｘに高い変調度が認められた場合に、対応する制御信号ｄｅｍｏｄｅｎｘがゲートＮＡ６に供給される。これは、カレントミラーＰ４と直列接続される２つの電流シンクＮ１およびＮ０を駆動する。カレントミラーＰ４は、カレントミラー回路Ｐ１およびＰ２と接続され、これによって、コンデンサの充電電流は数倍に増加される。これは、振動状態が大きなハブ（Ｈｕｂ）を用いた制御によって加速されて回復されるため、減少されない検出帯域幅を保証する。
【００２６】
例えば「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」へのあるいはその逆の頻繁なレベル変換の処理のために、有利にも、第１の充電回路の充電時間および放電時間が追加的に変更可能である。そのため、図８に示される信号経過が実施可能であり、その結果、レベル変化の直後にアナログ振幅変調信号のデジタル化が行われるということが、達成される。
【００２７】
第１の充電回路の充電時間および放電時間の変更可能性は、例えば、一時的にコンデンサＣ１に直列に接続されるコンデンサＣ１´によって実施可能である。その結果、第１の充電回路の総容量が変更され、およびそれにより第１の充電回路の充電時間および放電時間が変更される。
【００２８】
その際、充電時間および放電時間は、信号Ｖｒｅｆと信号Ｖｓｉｇｈｉｇｈあるいは信号Ｖｓｉｇｌｏｗとの各知られた交点の後に、変更される。これは、トランジスタＮ１１によって行われる。トランジスタＮ１１は、信号Ｖｓｉｇｈｉｇｈおよび信号Ｖｓｉｇｌｏｗによって印加される電圧ウィンドウ（Ｓｐａｎｕｎｇｓｆｅｎｓｔｅｒ）の信号Ｖｒｅｆが除去された場合には、常に充電時間および放電時間を短縮し、電圧ウィンドウが再印加された場合には、充電時間および放電時間、あるいは容量を増加する。その結果、信号Ｖｒｅｆの経過は、信号Ｖｓｉｇｈｉｇｈおよび信号Ｖｓｉｇｌｏｗの経過より早くなる。ＬからＨ、あるいはＨからＬへの有効信号のための切替え点として、各々、ＶｒｅｆとＶｓｉｇｈｉｇｈとの第１の交点Ｓ、およびＶｒｅｆとＶｓｉｇｌｏｗとの第１の交点Ｓが使用される。
【００２９】
この実施形態は、変調深さおよび有効な信号周波数に関して、アナログデジタル変換の高い柔軟性の利点を含む。そのため、例えば、８４８ｋＨｚまでの有効な信号周波数が、この実施例において、処理可能である。
【００３０】
信号Ｖｒｅｆ、ＶｓｉｇｈｉｇｈおよびＶｓｉｇｌｏｗの評価は、その他の場合、上記実施例と同様に行われる。
【００３１】
回路の設計規模は、実施例から直接得られる。
【００３２】
しかしながら、本発明は、この設計にその全部が制限されるわけではない。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明による回路構成物の第一の実施例を示す。
【図２】ＡＳＫ変調信号の包絡線を示す。
【図３】第１および第２の充電電圧の例示的な経過を示す。
【図４】本発明による第二の実施例を示す。
【図５】評価回路の一例を示す。
【図６】評価回路に供給される電圧の例示的な経過を示す。
【図７】本発明の実施のための回路設計を示す。
【図８】評価回路に供給される電圧の例示的な経過を示し、その際、第１の充電電圧は変更された充電時間あるいは放電時間によって生成される。
【符号の説明】
【００３４】
Ｖ１ 第１の入力ノード
Ｖ２ 第２の入力ノード
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｉ１ 電流源
Ｉ２ 電流源
Ｄ１ 整流回路
Ｄ２ 整流回路
Ｙ 出力ノード
Ｓ１ 切断装置（スイッチ）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１による、ローレベルとハイレベルとの間の振幅を変更することによって（ＡＳＫ）変調される電圧のアナログ／デジタル変換のための回路構成物に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、非接触タグのように、非接触チップカードおよびその類似物の導入の際に、いわゆるＡＳＫ変調が頻繁に導入されている。これに関して、デジタル形状で存在するデータによって第１と第２のレベルとの間で変化しそれによって変調される高周波信号が知られている。
【０００３】
デジタルデータが、「イエス」と「ノー」との間、あるいは「１」と「０」との間、あるいは「ハイ」と「ロー」との間において区別されるように、大きい振幅と小さい振幅との間において区別される。目下、２つの異なる変調方法、すなわちＡＳＫ１００およびＡＳＫ１０が慣用されている。その際、ＡＳＫ１００は１００％のレベル差を有し、ＡＳＫ１０は１０％のレベル差を有する。しかしながら、他の差の可能もあり、また、後述の本発明は、これら２つの通常の変調態様に限定されない。
【０００４】
ＡＳＫ変調の問題点は、送信機と受信機との間の距離の変化によって、送信される信号の同一の振幅による変調信号が、距離が変化した場合、受信側において受信された振幅の変化をもたらすことにある。同様なことが、送信機と受信機との間の空間において、差が発生した場合にも該当する。
【０００５】
さらに、複雑な場合として、絶えず「ゼロ」に戻る、すなわち２つの２進数の「１」間に、信号が「ゼロ」に戻る信号が使用される場合、およびこれが提供されず、異なる長さの連続する「０」および「１」が変調され、伝送される信号の場合がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の課題は、ＡＳＫ変調の際の２つの状態間のレベル変換ができる限り少ない労力によって、確実に認識されるアナログ／デジタル変換回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本課題は、本発明による請求項１に提示された処置によって解決される。提示された回路は、２つの充電電圧の比較の際に、変調レベルの変化が容易に認識されるという利点を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下において、本発明は、図面を参照して詳細に説明される。
【０００９】
図１に示された本発明による第一の実施例において、２つの入力端子（ＬＡおよびＬＢ）によって示される、復調器の入力に、高周波入力電圧ＵＨＦが供給される。図２には、高周波入力電圧の振幅値の包絡線が示される。認識されるように、振幅値は、「ｈｉｇｈ（ハイ）」と示される高振幅レベルと「ｌｏｗ（ロー）」と示される低振幅レベルとの間において変化する。その結果、この整流された高周波入力電圧ＵＨＦは、ノードＹにおいて整流された形状において供給される。ノードＹには、整流された高周波電圧によって充電される２つの充電回路が接続される。
【００１０】
第１の充電回路はコンデンサＣ１および電圧ノードＶ１から分岐して並列に接続される電流源ｉ１からなる。対応して、第２の充電回路はコンデンサＣ２および電圧ノードＶ２から分岐して並列に接続される電流源ｉ２からなる。第２の充電回路は、充電スイッチＳ１を介してノードＹに接続されている。このスイッチＳ１は、高周波交流電圧ＵＨＦが変調される低周波電圧ＵＮＦによって操作される。最も簡易な方法として、これは、図示されないダイオードによって可能である。
【００１１】
続いて、この回路の機能が説明される。ノードＹの整流された高周波電圧ＵＨＦが入力ノードＶ１およびＶ２の電圧より大きく、スイッチＳ１が閉じられている間は、コンデンサＣ１およびＣ２は、整流された高周波交流電圧ＵＨＦに充電される。同時に、コンデンサＣ１およびＣ２は、電流源ｉ１あるいは電流源ｉ２によって放電される。その際、２つの充電回路の時定数は、高周波入力電圧ＵＨＦの半周期より大きくなるように選択され、その結果、充電回路の２つの入力ノードＶ１およびＶ２には、高周波交流電圧のゼロクロスに起因する実質的な電圧変動（Ｂｒｕｍｍｅｎ）が生じない。
【００１２】
図２に示されるように、高周波入力電圧ＵＨＦの振幅は、時刻ｔ１までは「ｈｉｇｈ」レベルにある。時刻ｔ１においてその振幅は、「ｌｏｗ」レベルに変化する。この変化は、スイッチＳ１を開き、第２の充電回路およびそれによって入力ノードＶ２が他の回路と切断される。第１および第２の充電回路の時定数は異なって選択されるため、２つのコンデンサＣ１およびＣ２の異なる放電を引き起こす。これは、例えば、２つのコンデンサＣ１およびＣ２が同じ大きさであり、しかしながら、電流源ｉ１およびｉ２が異なる強さであることによって、可能である。その結果生じた放電態様は、図３に示される。
【００１３】
図３から察知できるように、ノードＶ１の電圧に比べてノードＶ２の電圧は明らかにより急に降下する。図１から認識されるように、電圧Ｖ１は分圧器Ｘ％によって電圧Ｖ１´に変換される。その結果、図３から認識されるように、放電曲線Ｖ２およびＶ１´の交差が生じる。交点Ｓは、「ｈｉｇｈ」レベルから「ｌｏｗ」レベルへの移行を示すのに適している。後述する評価回路によって、そのような交点は把握可能である。
【００１４】
図４によって、本発明による回路のさらなる実施形態が示される。ここではまず、ノードＶ２の電圧を、「Ｖｓｉｇｌｏｗ」と記される電圧と「Ｖｓｉｇｈｉｇｈ」と記される電圧との２つの異なる電圧に変換する２つの分圧器Ｙ％およびＺ％が参照される。
【００１５】
図４による回路は、基本的に図１によって記載された回路と同様に機能する。ここでは、第２の充電回路の時定数は、第１の充電回路に比べて明らかに小さい、すなわち電流源ｉ２は、コンデンサＣ１に関する電流源ｉ１に比べて、コンデンサＣ２を明らかにより速く放電する。その結果、信号Ｖｓｉｇｈｉおよび信号Ｖｓｉｇｌｏｗは、高周波入力電圧の「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」へのレベル変換にかなり正確に追随する。図１に関連して図３にすでに記載されたように、信号Ｖｒｅｆと、電圧信号Ｖｓｉｇｈｉｇｈに相当する信号との間の交点Ｓが生じる。
【００１６】
電圧ノードＶ２の電圧が、電流源ｉ２による放電によって、高周波入力電圧ＵＨＦを下回るまで低下すると、スイッチＳ１は再び閉じる。これは、電流源ｉ２が抵抗Ｒ１を介してさらにコンデンサＣ１をも放電することを意味する。これは、図６のＶｒｅｆの時刻ｔ２からの急な放電経過によって認識される。高周波電圧ＵＨＦの「ｌｏｗ」から「ｈｉｇｈ」へのレベル変換が生じた場合、充電回路のコンデンサＣ１およびＣ２は再び充電され、図７に示されるように、曲線Ｖｒｅｆと曲線Ｖｓｉｇｌｏｗとの間の交点Ｓ´が生じる。
【００１７】
ダイオードＤ３は、Ｖ１とＶ２との間において、ダイオードＤ３による電圧降下に対応した電圧差が生じるように手配される。その結果、２つのノード点の電圧は、例えば、ＡＳＫ１００のような大きな変調行程の場合には、並行に導かれる。そのＡＳＫ１００では、高周波入力電圧の振幅は、レベル「ｌｏｗ」の場合、ほぼ「０」ボルトに達する。このような方法によって、この高い変調飛躍の際に、信号ＶｓｉｇｈｉｇｈとＶｒｅｆとの間に明白な交点が常に確定されるということが、保証される。
【００１８】
図５において、Ｖｒｅｆに対応した信号Ｖ１´、Ｖｓｉｇｈｉｇｈに対応した信号Ｖ２´、およびＶｓｉｇｌｏｗに対応した信号Ｖ２´´のための評価回路が示される。ここでは、Ｖ１´は各々２つの差動増幅器の反転入力に印加され、ＶｓｉｇｈｉｇｈあるいはＶｓｉｇｌｏｗは各々非反転入力に印加される。差動増幅器の出力は、示されるように、ＲＳフリップフロップに接続される。ＲＳフリップフロップに出力において、信号は「ｈｉｇｈ」レベルあるいは「ｌｏｗ」レベルに応じて出力される。しかしながら、他の評価回路も考え得る。
【００１９】
図６は、可能な信号経過を示し、その際、時刻ｔ１における入力されたＨＦ信号の「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」への振幅変換によって、第１および第２の充電回路が放電され、その結果、Ｖｓｉｇｈｉｇｈ、ＶｓｉｇｌｏｗおよびＶｒｅｆの示された電圧経過が生じる。第２の充電回路に対して第１の充電回路の長い放電時間によって、交点Ｓが生じる。この交点は、例えば図５に示された評価回路によって認識される。
【００２０】
図７は、通常のＣＭＯＳ技術においての本発明による回路の実現を示す。ここでも、入力交流電圧が入力端子ＬＡおよびＬＢに印加される。上記実施例におけるダイオードＤ１およびＤ２は、この技術に対応して、トランジスタＮ４およびＮ５によって形成される。
【００２１】
整流回路の接続において、搬送波周波数の抑制のために、ローパス入力フィルタが提供される。
【００２２】
上記実施例の充電回路に対して、ｐチャネルトランジスタＰ１およびＰ２からなる浮遊カレントミラー回路が提供される。このカレントミラー回路はコンデンサＣ１およびＣ２を充電し、そこに、ｎチャネルトランジスタＮ８およびＮ１０による電流シンクが加わる。カレントミラー回路によって供給される充電電流の放電電流に対する割合は、各々コンデンサＣ１およびＣ２の充電時定数を決定する。抵抗Ｒ４、Ｒ５およびＲ７は、既に上記実施例との関係で説明された分圧器を実現し、この分圧器は、ウィンドウ回路（Ｆｅｎｓｔｅｒｓｃｈａｌｔｕｎｇ）に供給される信号ｖｒｅｆ＿ｄｅｍ、信号ｖｓｉｇｈｉｇｈ、および信号ｖｓｉｇｌｏｗを生成する。
【００２３】
ダイオードＮ２４およびＮ２５は、入力電圧がＶ１あるいはＶ２の電圧レベルを下回ると、すぐに電圧Ｖ１およびＶ２を外す。
【００２４】
ダイオードＶ１１は、上記ダイオードＤ３と同様の機能を有する。
【００２５】
上記実施例に追加して、出力信号ｐａｕｓｅｘに高い変調度が認められた場合に、対応する制御信号ｄｅｍｏｄｅｎｘがゲートＮＡ６に供給される。これは、カレントミラーＰ４と直列接続される２つの電流シンクＮ１およびＮ０を駆動する。カレントミラーＰ４は、カレントミラー回路Ｐ１およびＰ２と接続され、これによって、コンデンサの充電電流は数倍に増加される。これは、振動状態が大きなハブ（Ｈｕｂ）を用いた制御によって加速されて回復されるため、減少されない検出帯域幅を保証する。
【００２６】
例えば「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」へのあるいはその逆の頻繁なレベル変換の処理のために、有利にも、第１の充電回路の充電時間および放電時間が追加的に変更可能である。そのため、図８に示される信号経過が実施可能であり、その結果、レベル変化の直後にアナログ振幅変調信号のデジタル化が行われるということが、達成される。
【００２７】
第１の充電回路の充電時間および放電時間の変更可能性は、例えば、一時的にコンデンサＣ１に直列に接続されるコンデンサＣ１´によって実施可能である。その結果、第１の充電回路の総容量が変更され、およびそれにより第１の充電回路の充電時間および放電時間が変更される。
【００２８】
その際、充電時間および放電時間は、信号Ｖｒｅｆと信号Ｖｓｉｇｈｉｇｈあるいは信号Ｖｓｉｇｌｏｗとの各知られた交点の後に、変更される。これは、トランジスタＮ１１によって行われる。トランジスタＮ１１は、信号Ｖｓｉｇｈｉｇｈおよび信号Ｖｓｉｇｌｏｗによって印加される電圧ウィンドウ（Ｓｐａｎｕｎｇｓｆｅｎｓｔｅｒ）の信号Ｖｒｅｆが除去された場合には、常に充電時間および放電時間を短縮し、電圧ウィンドウが再印加された場合には、充電時間および放電時間、あるいは容量を増加する。その結果、信号Ｖｒｅｆの経過は、信号Ｖｓｉｇｈｉｇｈおよび信号Ｖｓｉｇｌｏｗの経過より早くなる。ＬからＨ、あるいはＨからＬへの有効信号のための切替え点として、各々、ＶｒｅｆとＶｓｉｇｈｉｇｈとの第１の交点Ｓ、およびＶｒｅｆとＶｓｉｇｌｏｗとの第１の交点Ｓが使用される。
【００２９】
この実施形態は、変調深さおよび有効な信号周波数に関して、アナログデジタル変換の高い柔軟性の利点を含む。そのため、例えば、８４８ｋＨｚまでの有効な信号周波数が、この実施例において、処理可能である。
【００３０】
信号Ｖｒｅｆ、ＶｓｉｇｈｉｇｈおよびＶｓｉｇｌｏｗの評価は、その他の場合、上記実施例と同様に行われる。
【００３１】
回路の設計規模は、実施例から直接得られる。
【００３２】
しかしながら、本発明は、この設計にその全部が制限されるわけではない。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明による回路構成物の第一の実施例を示す。
【図２】ＡＳＫ変調信号の包絡線を示す。
【図３】第１および第２の充電電圧の例示的な経過を示す。
【図４】本発明による第二の実施例を示す。
【図５】評価回路の一例を示す。
【図６】評価回路に供給される電圧の例示的な経過を示す。
【図７】本発明の実施のための回路設計を示す。
【図８】評価回路に供給される電圧の例示的な経過を示し、その際、第１の充電電圧は変更された充電時間あるいは放電時間によって生成される。
【符号の説明】
【００３４】
Ｖ１ 第１の入力ノード
Ｖ２ 第２の入力ノード
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｉ１ 電流源
Ｉ２ 電流源
Ｄ１ 整流回路
Ｄ２ 整流回路
Ｙ 出力ノード
Ｓ１ 切断装置（スイッチ）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ローレベルとハイレベルとの間の振幅を変更することによって（ＡＳＫ）変調される電圧のアナログ／デジタル変換のための回路構成物であって、
高周波入力（ＬＢ、ＬＡ）に後続する整流装置（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）と、該整流装置（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）の出力（Ｙ）と並列に接続され、それぞれ充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）を生成する、第１の充電回路（Ｃ１、ｉ１；Ｃ１、Ｐ１）および第２の充電回路（Ｃ２、ｉ２；Ｃ２、Ｐ２）と、該それぞれの充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）の所定の関係の際に、該充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）を、該整流装置（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）の入力電圧（ＵＨＦ）と切り離す、切断回路（Ｓ１；Ｎ２４、Ｎ２５）と、該充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）の関係から、レベル変換を確定する評価回路とを備える、回路構成物。
【請求項２】
前記充電回路は、フローティングカレントミラー回路（Ｐ１；Ｐ２）を有する、請求項１に記載の回路構成物。
【請求項３】
前記第１および第２の充電回路（Ｃ１、ｉ１；Ｃ２、ｉ２）は、前記充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）の所定の関係の際に、ダイオード（Ｄ３；Ｖ１１）を介して、互いに接続される、請求項１または２に記載の回路構成物。
【請求項４】
前記第２の充電回路の電圧は、２つの異なる電圧に変換される、請求項１から３のいずれか一項に記載の回路構成物。
【請求項５】
前記第１および第２の充電回路は、異なる放電時間を有する、請求項１から４のいずれか一項に記載の回路構成物。
【請求項６】
所定の変調度から、充電電流増幅回路（Ｐ４、Ｎ１、Ｎ０、Ｎ２、Ｐ２）を活性化する切替え装置が提供される、請求項１から５のいずれか一項に記載の回路構成物。
【請求項７】
前記第１の充電回路の放電時間および/または充電時間は変更可能である、請求項１から６のいずれか一項に記載の回路構成物。
【請求項８】
前記第１の充電回路の前記放電時間および/または充電時間は、前記充電電圧（Ｕ１、Ｕ２）の前記関係に依存することなく変更される、請求項７に記載の回路構成物。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ローレベルとハイレベルとの間の振幅を変更することによって（ＡＳＫ）変調される電圧のアナログ／デジタル変換のための回路構成物であって、
高周波入力（ＬＢ、ＬＡ）に後続する整流装置（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）と、該整流装置（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）の出力（Ｙ）と並列に接続され、それぞれ充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）を生成する、第１の充電回路（Ｃ１、ｉ１；Ｃ１、Ｐ１）および第２の充電回路（Ｃ２、ｉ２；Ｃ２、Ｐ２）と、該それぞれの充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）の所定の関係の際に、該充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）を、該整流装置（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）の入力電圧（ＵＨＦ）と切り離す、切断回路（Ｓ１；Ｎ２４、Ｎ２５）と、該充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）の関係から、レベル変換を確定する評価回路とを備え、該第１の充電回路の放電時間および/または充電時間は変更可能である、回路構成物。
【請求項１】
ローレベルとハイレベルとの間の振幅を変更することによって（ＡＳＫ）変調される電圧のアナログ／デジタル変換のための回路構成物であって、
高周波入力（ＬＢ、ＬＡ）に後続する整流装置（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）と、該整流装置（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）の出力（Ｙ）と並列に接続され、それぞれ充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）を生成する、第１の充電回路（Ｃ１、ｉ１；Ｃ１、Ｐ１）および第２の充電回路（Ｃ２、ｉ２；Ｃ２、Ｐ２）と、該それぞれの充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）の所定の関係の際に、該充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）を、該整流装置（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）の入力電圧（ＵＨＦ）と切り離す、切断回路（Ｓ１；Ｎ２４、Ｎ２５）と、該充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）の関係から、レベル変換を確定する評価回路とを備える、回路構成物。
【請求項２】
前記充電回路は、フローティングカレントミラー回路（Ｐ１；Ｐ２）を有する、請求項１に記載の回路構成物。
【請求項３】
前記第１および第２の充電回路（Ｃ１、ｉ１；Ｃ２、ｉ２）は、前記充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）の所定の関係の際に、ダイオード（Ｄ３；Ｖ１１）を介して、互いに接続される、請求項１または２に記載の回路構成物。
【請求項４】
前記第２の充電回路の電圧は、２つの異なる電圧に変換される、請求項１から３のいずれか一項に記載の回路構成物。
【請求項５】
前記第１および第２の充電回路は、異なる放電時間を有する、請求項１から４のいずれか一項に記載の回路構成物。
【請求項６】
所定の変調度から、充電電流増幅回路（Ｐ４、Ｎ１、Ｎ０、Ｎ２、Ｐ２）を活性化する切替え装置が提供される、請求項１から５のいずれか一項に記載の回路構成物。
【請求項７】
前記第１の充電回路の放電時間および/または充電時間は変更可能である、請求項１から６のいずれか一項に記載の回路構成物。
【請求項８】
前記第１の充電回路の前記放電時間および/または充電時間は、前記充電電圧（Ｕ１、Ｕ２）の前記関係に依存することなく変更される、請求項７に記載の回路構成物。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ローレベルとハイレベルとの間の振幅を変更することによって（ＡＳＫ）変調される電圧のアナログ／デジタル変換のための回路構成物であって、
高周波入力（ＬＢ、ＬＡ）に後続する整流装置（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）と、該整流装置（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）の出力（Ｙ）と並列に接続され、それぞれ充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）を生成する、第１の充電回路（Ｃ１、ｉ１；Ｃ１、Ｐ１）および第２の充電回路（Ｃ２、ｉ２；Ｃ２、Ｐ２）と、該それぞれの充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）の所定の関係の際に、該充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）を、該整流装置（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）の入力電圧（ＵＨＦ）と切り離す、切断回路（Ｓ１；Ｎ２４、Ｎ２５）と、該充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）の関係から、レベル変換を確定する評価回路とを備え、該第１の充電回路の放電時間および/または充電時間は変更可能である、回路構成物。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公表番号】特表２００６−５０２６８４（Ｐ２００６−５０２６８４Ａ）
【公表日】平成１８年１月１９日（２００６．１．１９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−５０１２６４（Ｐ２００５−５０１２６４）
【出願日】平成１５年９月２２日（２００３．９．２２）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＤＥ２００３／００３１４８
【国際公開番号】ＷＯ２００４／０３６８６０
【国際公開日】平成１６年４月２９日（２００４．４．２９）
【出願人】（５０１２０９０７０）インフィネオン テクノロジーズ アクチエンゲゼルシャフト (331)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成１８年１月１９日（２００６．１．１９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１５年９月２２日（２００３．９．２２）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＤＥ２００３／００３１４８
【国際公開番号】ＷＯ２００４／０３６８６０
【国際公開日】平成１６年４月２９日（２００４．４．２９）
【出願人】（５０１２０９０７０）インフィネオン テクノロジーズ アクチエンゲゼルシャフト (331)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]