低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法
本発明は、無線周波数信号を受信するための低中間周波数レシーバを提供し、そのサンプリング方法を提供する。低中間周波数レシーバは、最初に、無線周波数信号をサンプリングし、この信号を、非ゼロ周波数領域のデジタル信号に変換する。次に、低中間周波数レシーバは、非ゼロ周波数領域のデジタル信号を補償し、デジタル信号内の干渉信号をフィルタ除去する。最後に、補償されたデジタル信号は、ゼロ周波数領域に周波数シフトされる。本発明に係る低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法を使用することによって、ＤＣドリフトおよび相互変調成分のような、ゼロ周波数における干渉を、有用な信号にどのような大きな影響も及ぼすことなく容易にフィルタ除去することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信に用いられる無線信号レシーバに関し、特に、低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信分野において、レシーバの新規なアーキテクチャが、ますます盛んに使用されている。このようなレシーバアーキテクチャの基本的な設計概念は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）を、無線周波数（ＲＦ）受信アンテナに可能な限り近づけて、無線周波数信号に対して直接アナログ−デジタル変換を行うことであり、そして、プログラム可能なデジタル信号処理ユニットが、受信した信号を処理する。デジタル信号処理の柔軟性、低コストおよび集積化の容易性の特性により、このような方法は、多くの種類の通信プロトコルに対して適用可能であり、よって、技術的な改良を促進する。
【０００３】
しかしながら、上述の種類のレシーバは、ここでは、このようなレシーバが直面する問題を示す例として挙げられる。
【０００４】
まず、ユーザ信号（Ｂの帯域幅を有する）は、２つの直交成分、すなわちＩ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）によって表され、そして、ユーザ信号によって直交変調されるｆｃの搬送周波数を有する無線周波数信号は、次のように表すことができる。
【数１】
ここで、ωｃ＝２πｆｃであり、搬送波の角振動数を表し、φは搬送波の初期位相である。
【０００５】
Ｓ（ｔ）は、中心周波数がそれぞれｆｃと−ｆｃである２つの帯域通過成分Ｓ’（ｔ）およびＳ’’（ｔ）によって、次のようにさらに表すことができる。
【数２】
【０００６】
これらの周波数スペクトル特性は、図１に示す通りであり、Ｓ’（ｔ）およびＳ’’（ｔ）の信号帯域幅は、完全に同一であることが分かる。
【０００７】
無線周波数信号に帯域通過サンプリングを行う際の周波数スペクトルのエイリアシングを避けるために、ｆｓ＝ｆｃ／Ｎ＞Ｂの周波数を有するクロック信号を選択することができ、サンプリングされた信号周波数スペクトルは、図２に示されるように、サンプリング周波数ｆｓを周期として取り、周波数スペクトル領域において周期的に延長された、元のＲＦ信号周波数スペクトル（図１に示す）と同等である。
【０００８】
図２から分かるように、周波数スペクトルが周期的に延長される場合、Ｓ’（ｔ）およびＳ’’（ｔ）の高次元の周波数スペクトル成分が、サンプリング周波数の整数倍である周波数で互いに重ね合わされる。従って、ゼロ周波数において、その後のベースバンド信号処理のために、Ｂの帯域幅を有する重ねられた周波数成分がある。その中心としてゼロ周波数を有する（すなわちその搬送周波数がゼロである）信号の時間領域表現は、式（２）および（３）から計算することができ、すなわち、Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（φ）−Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（φ）となる。周波数スペクトルのエイリアシングにより、ゼロ搬送波信号は、実際には、直交するユーザ信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）の線形の組合せである。
【０００９】
直交するユーザ信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を分離するために、同じ周波数を持つが異なる位相を有する２つのクロック信号を用いて、ＲＦ信号に２パスの帯域通過サンプリングを行い、これにより、互いに異なる２つの直交するユーザ信号の線形の組合せを得、次いで、分離プロセスを通じて、ユーザ信号のＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）を得ることができる。
【００１０】
上述の原理に従い、フィリップスエレクトロニクス（Koninklijke Philips Electronics N. V.）の出願人によって２００３年１２月５日に出願された、“帯域通過サンプリングレシーバおよびそのサンプリング方法（Band-pass sampling receiver and the sampling method thereof）”と題された発明についての中国特許出願第２００３１０１２２５０２．３号において、解決策が提唱されており、この出願に開示された内容は、ここに挿入することによって導入される。この特許出願により提供される帯域通過サンプリングレシーバのアーキテクチャは、図３に示される通りであり、ここで、２つのＡＤＣ７１０および７１１のサンプリングクロック周波数は、両方ともＲＦ信号の搬送周波数の１／Ｎであるが、２つのサンプリングクロックＣＬＫ１およびＣＬＫ２の間に、固定の比例時間遅延τがあり、一方、τ≪１／Ｂであり、よって、クロック信号の２つのパスのサンプリング点に、異なる搬送波位相を持たせる。従って、２つの異なるデジタルシーケンスが、アナログ−デジタル変換の後に得られる。必要なデジタル信号処理が行なわれ、２つの直交成分が分離され、その後に、所望のユーザ信号が復元される。
【００１１】
上述の解決策は、その比較的低いサンプリング周波数、および主な信号処理をより柔軟なデジタル領域で行うことにより、理想的な条件下では、効果的なサブサンプリング解決策である。
【００１２】
しかし、いくつかの状況下では、理想的でない回路によって生じるより強いＤＣドリフトおよび相互変調成分があり、このような干渉は、通常は受け入れがたいものであり、フィルタまたは補償アルゴリズムによって除去する必要がある。ＩＳ−９５、ＣＤＭＡ２０００およびＵＭＴＳシステムのような通信システム向けには、その有用な信号のエネルギーは、広い周波数領域で分配され、一方で、ＤＣドリフトおよび相互変調成分等の干渉は、ゼロ周波数に近い狭い周波数領域内にあり、この領域では、信号のエネルギーは、合計信号エネルギーの非常に小さなシェアにおいてのみ発生し、よって、干渉は、デジタル高域通過フィルタによって、有用な信号の性能に大きな影響を及ぼすことなくフィルタ除去することができる。しかし、ＧＳＭおよびＢｌｕｅｔｏｏｔｈなどの通信システムに対しては、その有用な信号のエネルギーは、主にゼロ周波数領域付近の狭い範囲に集中されているため、デジタル高域通過フィルタを通してゼロ周波数領域付近の干渉をフィルタリングした場合、多くの有用な信号が失われる。よって、このような方法は、ゼロ中間周波数の帯域通過サンプリングレシーバ用には適していない。
【００１３】
従って、ＤＣドリフトおよび相互変調成分等の干渉を有効にフィルタ除去し、より多くの種類の通信システムに適用可能にするために、既存のレシーバの構造およびそのサンプリング方法をどのように改善するかは、未解決の問題となっている。
【発明の目的及び概要】
【００１４】
本発明の目的は、有用な信号にどのような大きな影響も及ぼすことなく、ＤＣドリフトおよび相互変調成分等の干渉を有効にフィルタ除去できる、低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法を提供することである。
【００１５】
上述の目的を達成するために、本発明に従い提供される低中間周波数レシーバのサンプリング方法は、
（ａ）無線周波数信号をサンプリングし、無線周波数信号を、非ゼロ周波数領域のデジタル信号に変換するステップと、
（ｂ）非ゼロ周波数領域のデジタル信号を補償し、デジタル信号内の干渉信号をフィルタ除去するステップと、
（ｃ）補償されたデジタル信号を、ゼロ周波数領域にシフトするステップと、を備える。
【００１６】
上述の目的を達成するために、本発明に従い提供される低中間周波数レシーバは、アナログ−デジタル変換手段と、補償手段と、ミキシング手段と、を備え、アナログ−デジタル変換手段を用いて無線周波数信号をサンプリングし、無線周波数信号を、非ゼロ周波数領域のデジタル信号に変換する。補償手段を用いて、非ゼロ周波数領域のデジタル信号を補償し、デジタル信号内の干渉信号をフィルタ除去し、ミキシング手段を用いて、補償されたデジタル信号を、ゼロ周波数領域にシフトする。
【００１７】
本発明に係る上述の低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法を用いることによって、最初に非ゼロ周波数サンプリング信号が得られ、これに対して、ゼロ周波数におけるＤＣドリフトおよび相互変調成分等の干渉を、有用な信号にどのような大きな影響も及ぼすことなく容易にフィルタ除去することができる。従って、本発明に係る低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法は、ＩＳ−９５、ＣＤＭＡ２０００およびＵＭＴＳのような通信システムに適用できるだけでなく、ＧＳＭおよびＢｌｕｅｔｏｏｔｈ等の種類の通信システムにも適用可能である。
【００１８】
本発明の他の目的および実施と共に、より包括的な理解は、添付の図面と関連して、以下の説明および特許請求の範囲を参照することによって明らかとなり、容易に理解できるようになる。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明は、以下の本文に、図面と組み合わせて説明される。
【００２０】
本発明を明確に述べるために、最初に、本発明の低中間周波数レシーバのサンプリング方法の設計原理を、図４、図５および図６と関連して説明および分析し、次いで、本発明に係る低中間周波数レシーバの具体的な一実施形態の構造的特性を、図７と関連して紹介する。
【００２１】
図４は、変調無線周波数信号および帯域外（outband）干渉信号（斜線部分）の周波数スペクトルグラフである。図３に示されるような帯域通過サンプリングレシーバを用いて、受信した無線周波数信号を処理した場合、得られるサンプリングされた有用な信号は、ゼロ周波数を中心とする狭い範囲内となり、この状況では、ゼロ周波数において存在するＤＣドリフトまたは相互変調成分等の干渉は、フィルタ除去が困難となる。
【００２２】
従って、本発明の設計の概念は、最初に非ゼロ周波数のサンプリング信号を得、次いで、ゼロ周波数におけるＤＣドリフトまたは相互変調成分等の干渉をフィルタ除去した後、有用な信号を、ゼロ周波数にシフトバックすることであり、具体的な方法は、以下の通りである。
【００２３】
最初に、受信した無線周波数信号のアナログ−デジタル変換を、２つのパスで行い、このとき、２つのサンプリングクロックＣＬＫ１およびＣＬＫ２が選択され、ここで、これら２つのサンプリングクロックＣＬＫ１およびＣＬＫ２の両方のサンプリング周波数は、ｆｓである。サンプリング周波数ｆｓと信号搬送周波数ｆｃの関係は、ｆｃ＝Ｎｆｓ±ｆＩＦ、すなわちｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／Ｎであり、ここでｆＩＦは、低中間周波数値であり、０≦ｆＩＦ＜ｆｓである。Ｎは自然数であり、有用な信号の周波数スペクトルがサンプリング後の干渉信号の周波数スペクトルによってエイリアシングされないことを確実にするために、ｆｓが十分に高くなるように、選択されるべきである。
【００２４】
２つのサンプリングクロックＣＬＫ１およびＣＬＫ２の間に、固定の比例時間遅延τがあり、異なる位相を有する２つのデジタルシーケンスが得られ、そして、時間間隔τの間に、同相成分Ｉ（ｔ）と直交成分Ｑ（ｔ）を、実質的に不変のまま維持するために、τ≪１／Ｂの条件が、満たされるべきである。
【００２５】
サンプリングされた信号の各パスの周波数スペクトルグラフは、図５に示すとおりであり、ここで、サンプリングされた信号の各パスの周波数スペクトルは、元の負の周波数領域の無線周波数信号の周期的に延長された周波数スペクトル（スペクトルＬ）と、元の正の周波数領域の無線周波数信号の周波数スペクトル（スペクトルＲ）との重ね合わせである。より明らかに図示するために、図面では、周波数スペクトルの２つの部分を分離している。図５からは、サンプリングされた有用な信号の中心は、±ｆＩＦの位置にあることが分かり、よって、高域通過フィルタなどの、いくつかの従来のＤＣ補償方法を採用して、ゼロ周波数におけるＤＣドリフトおよび相互変調成分等の干渉をフィルタ除去することができる。このとき、有用な信号のエネルギーは、ゼロ周波数に集中されないため、ゼロ周波数でのフィルタリングは、有用な信号にどのような大きな影響も及ぼさない。
【００２６】
その後、ＤＣ補償信号に対して、Ｉ／Ｑ分離が行われる。このとき、２つのサンプリングクロックＣＬＫ１およびＣＬＫ２に関する、無線周波数信号の初期位相φ１およびφ２は、それぞれ最初に決定することができ、次いで、受信した信号は、決定されたφ１およびφ２に基づいて処理され、ユーザ信号の２つの直交成分Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）が計算される。ここで、φ１およびφ２の位相差は、Δφ＝φ２−φ１＝Ｎｆｓτ≠ｎπを満足すべきである。加えて、Ｉ／Ｏ分離プロセスをさらに簡素化するために、好ましい代替案は、Δφ＝（ｎ＋１／２）πとすることである。上のＩ／Ｑ分離プロセスのための具体的なアルゴリズムは、特許出願第２００３１０１２２５０２．３に詳述されており、よって、ここでは詳述しない。
【００２７】
図６は、Ｉ／Ｑ分離後のＩパスおよびＱパスの直交信号の周波数スペクトルグラフである。有用な信号の周波数スペクトルは、帯域外干渉信号の周波数スペクトルから分離されることが分かり、よって、帯域外干渉信号は、後のデジタル信号処理において、容易にフィルタ除去することができる。その上、Ｉ／Ｑ分離の前に、粗いフィルタリングを行い、Ｉ／Ｑ分離後のフィルタのインデックスに関する要件を下げることもできる。
【００２８】
最後に、Ｉ／Ｑ分離を通じた直交信号は、それぞれ混合され、次いで、有用な信号の中心を、その後のユーザ信号を復元するベースバンドデジタル信号処理のために、ゼロ周波数へとシフトする。
【００２９】
上述のサンプリング方法によると、本発明の低中間周波数レシーバの一実施形態のアーキテクチャ図は、図７に示す通りである。図７において、アンテナによって受信した無線周波数信号は、最初に、無線周波数帯域通過フィルタ１０のフィルタリング処理を通過し、次にＬＮＡ２０の低雑音増幅を通過し、２つの信号のパスに分割され、２つの信号のパスは、ＡＤＣ３１および３２を通過して、アナログ−デジタル変換が完了される。ＡＤＣ３１および３２のサンプリングクロック周波数は、両方とも、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／Ｎであり、０≦ｆＩＦ＜ｆｓであり、サンプリングクロックＣＬＫ１およびＣＬＫ２の間に、固定の相対時間遅延τがあり、τ≪１／Ｂであり、ここで、Ｂは信号帯域幅である。
【００３０】
アナログ−デジタル変換後に、２つのデジタル信号シーケンスは、ＤＣ補償モジュール４１および４２をそれぞれ通過し、そのゼロ周波数領域におけるＤＣドリフトおよび相互変調成分等の干渉がフィルタ除去され、ここで、ＤＣ補償モジュール４１および４２は、高域通過フィルタとすることができる。
【００３１】
ＤＣ補償の後に、２つのデジタル信号シーケンスは、デジタル低域通過フィルタ５１および５２をそれぞれ通過し、帯域外干渉信号が粗くフィルタ除去される。次いで、デジタル低域通過フィルタ５１および５２から出力されたベースバンドデジタル信号の２つのパスは、Ｉ／Ｑ分離器６０に供給され、２つの直交成分が分離される。
【００３２】
最後に、Ｉ／Ｑ分離器６０から出力された信号は、混合モジュール７０を通過し、有用な信号の周波数スペクトルの中心が、ゼロ周波数にシフトされ、次いで、後に続くデジタル信号処理ユニット８０に供給されて、さらにフィルタリング、復調、復号等がなされ、所望のユーザ信号が復元される。
【００３３】
本発明に係る上述の低中間周波数レシーバおよびサンプリング方法を用いることによって、ゼロ周波数におけるＤＣドリフトおよび相互変調成分等のような干渉を、有用な信号にどのような大きな影響も及ぼすことなく容易にフィルタ除去することができる。従って、本発明に係る低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法は、ＩＳ−９５、ＣＤＭＡ２０００およびＵＭＴＳのような通信システムに適用できるだけでなく、ＧＳＭおよびＢｌｕｅｔｏｏｔｈ等の種類の通信システムにも適用でき、よって、より普遍的である。
【００３４】
当業者は、本発明の内容から逸脱することなく、本発明に開示された低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法に対して様々な改善を行うことができることを理解するであろう。よって、本発明の保護の範囲は、添付された特許請求の範囲により決定される。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、変調無線周波数信号の周波数スペクトルグラフである。
【図２】図２は、ｆｓ＝ｆｃ／Ｎの周波数のクロック信号によってサンプリングされた、無線周波数信号の周波数スペクトルグラフである。
【図３】図３は、帯域通過サンプリングレシーバのアーキテクチャ図である。
【図４】図４は、変調無線周波数信号および帯域外（outband）干渉信号の周波数スペクトルグラフである。
【図５】図５は、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／Ｎの周波数のクロック信号によってサンプリングされた、無線周波数信号の周波数スペクトルグラフである。
【図６】図６は、Ｉ／Ｑ分離の後の直交無線周波数信号の周波数スペクトルグラフである。
【図７】図７は、本発明の低中間周波数レシーバの一実施形態のアーキテクチャ図である。
【００３６】
全ての図面を通して、同一の参照符号は、類似または対応する特徴または機能を示す。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信に用いられる無線信号レシーバに関し、特に、低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信分野において、レシーバの新規なアーキテクチャが、ますます盛んに使用されている。このようなレシーバアーキテクチャの基本的な設計概念は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）を、無線周波数（ＲＦ）受信アンテナに可能な限り近づけて、無線周波数信号に対して直接アナログ−デジタル変換を行うことであり、そして、プログラム可能なデジタル信号処理ユニットが、受信した信号を処理する。デジタル信号処理の柔軟性、低コストおよび集積化の容易性の特性により、このような方法は、多くの種類の通信プロトコルに対して適用可能であり、よって、技術的な改良を促進する。
【０００３】
しかしながら、上述の種類のレシーバは、ここでは、このようなレシーバが直面する問題を示す例として挙げられる。
【０００４】
まず、ユーザ信号（Ｂの帯域幅を有する）は、２つの直交成分、すなわちＩ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）によって表され、そして、ユーザ信号によって直交変調されるｆｃの搬送周波数を有する無線周波数信号は、次のように表すことができる。
【数１】
ここで、ωｃ＝２πｆｃであり、搬送波の角振動数を表し、φは搬送波の初期位相である。
【０００５】
Ｓ（ｔ）は、中心周波数がそれぞれｆｃと−ｆｃである２つの帯域通過成分Ｓ’（ｔ）およびＳ’’（ｔ）によって、次のようにさらに表すことができる。
【数２】
【０００６】
これらの周波数スペクトル特性は、図１に示す通りであり、Ｓ’（ｔ）およびＳ’’（ｔ）の信号帯域幅は、完全に同一であることが分かる。
【０００７】
無線周波数信号に帯域通過サンプリングを行う際の周波数スペクトルのエイリアシングを避けるために、ｆｓ＝ｆｃ／Ｎ＞Ｂの周波数を有するクロック信号を選択することができ、サンプリングされた信号周波数スペクトルは、図２に示されるように、サンプリング周波数ｆｓを周期として取り、周波数スペクトル領域において周期的に延長された、元のＲＦ信号周波数スペクトル（図１に示す）と同等である。
【０００８】
図２から分かるように、周波数スペクトルが周期的に延長される場合、Ｓ’（ｔ）およびＳ’’（ｔ）の高次元の周波数スペクトル成分が、サンプリング周波数の整数倍である周波数で互いに重ね合わされる。従って、ゼロ周波数において、その後のベースバンド信号処理のために、Ｂの帯域幅を有する重ねられた周波数成分がある。その中心としてゼロ周波数を有する（すなわちその搬送周波数がゼロである）信号の時間領域表現は、式（２）および（３）から計算することができ、すなわち、Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（φ）−Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（φ）となる。周波数スペクトルのエイリアシングにより、ゼロ搬送波信号は、実際には、直交するユーザ信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）の線形の組合せである。
【０００９】
直交するユーザ信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を分離するために、同じ周波数を持つが異なる位相を有する２つのクロック信号を用いて、ＲＦ信号に２パスの帯域通過サンプリングを行い、これにより、互いに異なる２つの直交するユーザ信号の線形の組合せを得、次いで、分離プロセスを通じて、ユーザ信号のＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）を得ることができる。
【００１０】
上述の原理に従い、フィリップスエレクトロニクス（Koninklijke Philips Electronics N. V.）の出願人によって２００３年１２月５日に出願された、“帯域通過サンプリングレシーバおよびそのサンプリング方法（Band-pass sampling receiver and the sampling method thereof）”と題された発明についての中国特許出願第２００３１０１２２５０２．３号において、解決策が提唱されており、この出願に開示された内容は、ここに挿入することによって導入される。この特許出願により提供される帯域通過サンプリングレシーバのアーキテクチャは、図３に示される通りであり、ここで、２つのＡＤＣ７１０および７１１のサンプリングクロック周波数は、両方ともＲＦ信号の搬送周波数の１／Ｎであるが、２つのサンプリングクロックＣＬＫ１およびＣＬＫ２の間に、固定の比例時間遅延τがあり、一方、τ≪１／Ｂであり、よって、クロック信号の２つのパスのサンプリング点に、異なる搬送波位相を持たせる。従って、２つの異なるデジタルシーケンスが、アナログ−デジタル変換の後に得られる。必要なデジタル信号処理が行なわれ、２つの直交成分が分離され、その後に、所望のユーザ信号が復元される。
【００１１】
上述の解決策は、その比較的低いサンプリング周波数、および主な信号処理をより柔軟なデジタル領域で行うことにより、理想的な条件下では、効果的なサブサンプリング解決策である。
【００１２】
しかし、いくつかの状況下では、理想的でない回路によって生じるより強いＤＣドリフトおよび相互変調成分があり、このような干渉は、通常は受け入れがたいものであり、フィルタまたは補償アルゴリズムによって除去する必要がある。ＩＳ−９５、ＣＤＭＡ２０００およびＵＭＴＳシステムのような通信システム向けには、その有用な信号のエネルギーは、広い周波数領域で分配され、一方で、ＤＣドリフトおよび相互変調成分等の干渉は、ゼロ周波数に近い狭い周波数領域内にあり、この領域では、信号のエネルギーは、合計信号エネルギーの非常に小さなシェアにおいてのみ発生し、よって、干渉は、デジタル高域通過フィルタによって、有用な信号の性能に大きな影響を及ぼすことなくフィルタ除去することができる。しかし、ＧＳＭおよびＢｌｕｅｔｏｏｔｈなどの通信システムに対しては、その有用な信号のエネルギーは、主にゼロ周波数領域付近の狭い範囲に集中されているため、デジタル高域通過フィルタを通してゼロ周波数領域付近の干渉をフィルタリングした場合、多くの有用な信号が失われる。よって、このような方法は、ゼロ中間周波数の帯域通過サンプリングレシーバ用には適していない。
【００１３】
従って、ＤＣドリフトおよび相互変調成分等の干渉を有効にフィルタ除去し、より多くの種類の通信システムに適用可能にするために、既存のレシーバの構造およびそのサンプリング方法をどのように改善するかは、未解決の問題となっている。
【発明の目的及び概要】
【００１４】
本発明の目的は、有用な信号にどのような大きな影響も及ぼすことなく、ＤＣドリフトおよび相互変調成分等の干渉を有効にフィルタ除去できる、低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法を提供することである。
【００１５】
上述の目的を達成するために、本発明に従い提供される低中間周波数レシーバのサンプリング方法は、
（ａ）無線周波数信号をサンプリングし、無線周波数信号を、非ゼロ周波数領域のデジタル信号に変換するステップと、
（ｂ）非ゼロ周波数領域のデジタル信号を補償し、デジタル信号内の干渉信号をフィルタ除去するステップと、
（ｃ）補償されたデジタル信号を、ゼロ周波数領域にシフトするステップと、を備える。
【００１６】
上述の目的を達成するために、本発明に従い提供される低中間周波数レシーバは、アナログ−デジタル変換手段と、補償手段と、ミキシング手段と、を備え、アナログ−デジタル変換手段を用いて無線周波数信号をサンプリングし、無線周波数信号を、非ゼロ周波数領域のデジタル信号に変換する。補償手段を用いて、非ゼロ周波数領域のデジタル信号を補償し、デジタル信号内の干渉信号をフィルタ除去し、ミキシング手段を用いて、補償されたデジタル信号を、ゼロ周波数領域にシフトする。
【００１７】
本発明に係る上述の低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法を用いることによって、最初に非ゼロ周波数サンプリング信号が得られ、これに対して、ゼロ周波数におけるＤＣドリフトおよび相互変調成分等の干渉を、有用な信号にどのような大きな影響も及ぼすことなく容易にフィルタ除去することができる。従って、本発明に係る低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法は、ＩＳ−９５、ＣＤＭＡ２０００およびＵＭＴＳのような通信システムに適用できるだけでなく、ＧＳＭおよびＢｌｕｅｔｏｏｔｈ等の種類の通信システムにも適用可能である。
【００１８】
本発明の他の目的および実施と共に、より包括的な理解は、添付の図面と関連して、以下の説明および特許請求の範囲を参照することによって明らかとなり、容易に理解できるようになる。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明は、以下の本文に、図面と組み合わせて説明される。
【００２０】
本発明を明確に述べるために、最初に、本発明の低中間周波数レシーバのサンプリング方法の設計原理を、図４、図５および図６と関連して説明および分析し、次いで、本発明に係る低中間周波数レシーバの具体的な一実施形態の構造的特性を、図７と関連して紹介する。
【００２１】
図４は、変調無線周波数信号および帯域外（outband）干渉信号（斜線部分）の周波数スペクトルグラフである。図３に示されるような帯域通過サンプリングレシーバを用いて、受信した無線周波数信号を処理した場合、得られるサンプリングされた有用な信号は、ゼロ周波数を中心とする狭い範囲内となり、この状況では、ゼロ周波数において存在するＤＣドリフトまたは相互変調成分等の干渉は、フィルタ除去が困難となる。
【００２２】
従って、本発明の設計の概念は、最初に非ゼロ周波数のサンプリング信号を得、次いで、ゼロ周波数におけるＤＣドリフトまたは相互変調成分等の干渉をフィルタ除去した後、有用な信号を、ゼロ周波数にシフトバックすることであり、具体的な方法は、以下の通りである。
【００２３】
最初に、受信した無線周波数信号のアナログ−デジタル変換を、２つのパスで行い、このとき、２つのサンプリングクロックＣＬＫ１およびＣＬＫ２が選択され、ここで、これら２つのサンプリングクロックＣＬＫ１およびＣＬＫ２の両方のサンプリング周波数は、ｆｓである。サンプリング周波数ｆｓと信号搬送周波数ｆｃの関係は、ｆｃ＝Ｎｆｓ±ｆＩＦ、すなわちｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／Ｎであり、ここでｆＩＦは、低中間周波数値であり、０≦ｆＩＦ＜ｆｓである。Ｎは自然数であり、有用な信号の周波数スペクトルがサンプリング後の干渉信号の周波数スペクトルによってエイリアシングされないことを確実にするために、ｆｓが十分に高くなるように、選択されるべきである。
【００２４】
２つのサンプリングクロックＣＬＫ１およびＣＬＫ２の間に、固定の比例時間遅延τがあり、異なる位相を有する２つのデジタルシーケンスが得られ、そして、時間間隔τの間に、同相成分Ｉ（ｔ）と直交成分Ｑ（ｔ）を、実質的に不変のまま維持するために、τ≪１／Ｂの条件が、満たされるべきである。
【００２５】
サンプリングされた信号の各パスの周波数スペクトルグラフは、図５に示すとおりであり、ここで、サンプリングされた信号の各パスの周波数スペクトルは、元の負の周波数領域の無線周波数信号の周期的に延長された周波数スペクトル（スペクトルＬ）と、元の正の周波数領域の無線周波数信号の周波数スペクトル（スペクトルＲ）との重ね合わせである。より明らかに図示するために、図面では、周波数スペクトルの２つの部分を分離している。図５からは、サンプリングされた有用な信号の中心は、±ｆＩＦの位置にあることが分かり、よって、高域通過フィルタなどの、いくつかの従来のＤＣ補償方法を採用して、ゼロ周波数におけるＤＣドリフトおよび相互変調成分等の干渉をフィルタ除去することができる。このとき、有用な信号のエネルギーは、ゼロ周波数に集中されないため、ゼロ周波数でのフィルタリングは、有用な信号にどのような大きな影響も及ぼさない。
【００２６】
その後、ＤＣ補償信号に対して、Ｉ／Ｑ分離が行われる。このとき、２つのサンプリングクロックＣＬＫ１およびＣＬＫ２に関する、無線周波数信号の初期位相φ１およびφ２は、それぞれ最初に決定することができ、次いで、受信した信号は、決定されたφ１およびφ２に基づいて処理され、ユーザ信号の２つの直交成分Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）が計算される。ここで、φ１およびφ２の位相差は、Δφ＝φ２−φ１＝Ｎｆｓτ≠ｎπを満足すべきである。加えて、Ｉ／Ｏ分離プロセスをさらに簡素化するために、好ましい代替案は、Δφ＝（ｎ＋１／２）πとすることである。上のＩ／Ｑ分離プロセスのための具体的なアルゴリズムは、特許出願第２００３１０１２２５０２．３に詳述されており、よって、ここでは詳述しない。
【００２７】
図６は、Ｉ／Ｑ分離後のＩパスおよびＱパスの直交信号の周波数スペクトルグラフである。有用な信号の周波数スペクトルは、帯域外干渉信号の周波数スペクトルから分離されることが分かり、よって、帯域外干渉信号は、後のデジタル信号処理において、容易にフィルタ除去することができる。その上、Ｉ／Ｑ分離の前に、粗いフィルタリングを行い、Ｉ／Ｑ分離後のフィルタのインデックスに関する要件を下げることもできる。
【００２８】
最後に、Ｉ／Ｑ分離を通じた直交信号は、それぞれ混合され、次いで、有用な信号の中心を、その後のユーザ信号を復元するベースバンドデジタル信号処理のために、ゼロ周波数へとシフトする。
【００２９】
上述のサンプリング方法によると、本発明の低中間周波数レシーバの一実施形態のアーキテクチャ図は、図７に示す通りである。図７において、アンテナによって受信した無線周波数信号は、最初に、無線周波数帯域通過フィルタ１０のフィルタリング処理を通過し、次にＬＮＡ２０の低雑音増幅を通過し、２つの信号のパスに分割され、２つの信号のパスは、ＡＤＣ３１および３２を通過して、アナログ−デジタル変換が完了される。ＡＤＣ３１および３２のサンプリングクロック周波数は、両方とも、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／Ｎであり、０≦ｆＩＦ＜ｆｓであり、サンプリングクロックＣＬＫ１およびＣＬＫ２の間に、固定の相対時間遅延τがあり、τ≪１／Ｂであり、ここで、Ｂは信号帯域幅である。
【００３０】
アナログ−デジタル変換後に、２つのデジタル信号シーケンスは、ＤＣ補償モジュール４１および４２をそれぞれ通過し、そのゼロ周波数領域におけるＤＣドリフトおよび相互変調成分等の干渉がフィルタ除去され、ここで、ＤＣ補償モジュール４１および４２は、高域通過フィルタとすることができる。
【００３１】
ＤＣ補償の後に、２つのデジタル信号シーケンスは、デジタル低域通過フィルタ５１および５２をそれぞれ通過し、帯域外干渉信号が粗くフィルタ除去される。次いで、デジタル低域通過フィルタ５１および５２から出力されたベースバンドデジタル信号の２つのパスは、Ｉ／Ｑ分離器６０に供給され、２つの直交成分が分離される。
【００３２】
最後に、Ｉ／Ｑ分離器６０から出力された信号は、混合モジュール７０を通過し、有用な信号の周波数スペクトルの中心が、ゼロ周波数にシフトされ、次いで、後に続くデジタル信号処理ユニット８０に供給されて、さらにフィルタリング、復調、復号等がなされ、所望のユーザ信号が復元される。
【００３３】
本発明に係る上述の低中間周波数レシーバおよびサンプリング方法を用いることによって、ゼロ周波数におけるＤＣドリフトおよび相互変調成分等のような干渉を、有用な信号にどのような大きな影響も及ぼすことなく容易にフィルタ除去することができる。従って、本発明に係る低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法は、ＩＳ−９５、ＣＤＭＡ２０００およびＵＭＴＳのような通信システムに適用できるだけでなく、ＧＳＭおよびＢｌｕｅｔｏｏｔｈ等の種類の通信システムにも適用でき、よって、より普遍的である。
【００３４】
当業者は、本発明の内容から逸脱することなく、本発明に開示された低中間周波数レシーバおよびそのサンプリング方法に対して様々な改善を行うことができることを理解するであろう。よって、本発明の保護の範囲は、添付された特許請求の範囲により決定される。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、変調無線周波数信号の周波数スペクトルグラフである。
【図２】図２は、ｆｓ＝ｆｃ／Ｎの周波数のクロック信号によってサンプリングされた、無線周波数信号の周波数スペクトルグラフである。
【図３】図３は、帯域通過サンプリングレシーバのアーキテクチャ図である。
【図４】図４は、変調無線周波数信号および帯域外（outband）干渉信号の周波数スペクトルグラフである。
【図５】図５は、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／Ｎの周波数のクロック信号によってサンプリングされた、無線周波数信号の周波数スペクトルグラフである。
【図６】図６は、Ｉ／Ｑ分離の後の直交無線周波数信号の周波数スペクトルグラフである。
【図７】図７は、本発明の低中間周波数レシーバの一実施形態のアーキテクチャ図である。
【００３６】
全ての図面を通して、同一の参照符号は、類似または対応する特徴または機能を示す。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した無線周波数信号をサンプリングするための方法であって、
（ａ）前記無線周波数信号をサンプリングし、前記無線周波数信号を、非ゼロ周波数領域のデジタル信号に変換するステップと、
（ｂ）前記非ゼロ周波数領域のデジタル信号を補償し、前記デジタル信号内の干渉信号をフィルタ除去するステップと、
（ｃ）前記補償されたデジタル信号の周波数を、ゼロ周波数領域にシフトするステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
ステップ（ａ）は、前記無線周波数信号を、２つのサンプリングクロック信号の制御下で、それぞれ、非ゼロ周波数領域のデジタル信号の２つのパスに変換することを備える、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記２つのサンプリングクロック信号の周波数ｆｓは、それぞれ（ｆｃ＋ｆＩＦ）／Ｎおよび（ｆｃ−ｆＩＦ）／Ｎに等しく、ここで、Ｎは自然数であり、ｆｃは前記無線周波数信号の周波数であり、ｆＩＦは中間周波数値であり、０≦ｆＩＦ＜ｆｓである、ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記２つのサンプリングクロック信号の間に、相対時間遅延τがあり、τは、式φ２−φ１＝Ｎｆｓτ≠ｎπを満足し、ここで、φ１およびφ２は、それぞれ、前記２つのサンプリングクロック信号に対する、無線周波数信号の初期位相であり、ｎは自然数である、ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記比例時間遅延τは、式Ｎｆｓτ＝（ｎ＋１／２）πを満足する、ことを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
ステップ（ｂ）は、前記非ゼロ周波数領域のデジタル信号を、高域通過フィルタリングを通して補償し、前記ゼロ周波数領域での干渉信号をフィルタ除去することを備える、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
ステップ（ｂ）の後に、前記補償されたデジタル信号に対して低域通過フィルタリングを行なうこと、および結果として生じる信号を、ステップ（ｃ）に供給して処理させることをさらに備える、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
ステップ（ｂ）の後に、前記補償されたデジタル信号に対してＩ／Ｑ分離を行なうこと、および、処理すべき結果の信号を、ステップ（ｃ）に供給することをさらに備える、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
無線周波数信号を受信するための低中間周波数レシーバであって、
無線周波数信号をサンプリングし、前記無線周波数信号を、非ゼロ周波数領域のデジタル信号に変換するためのアナログ−デジタル変換手段と、
前記非ゼロ周波数領域のデジタル信号を補償し、前記デジタル信号内の干渉信号をフィルタ除去するための補償手段と、
前記補償されたデジタル信号を、前記ゼロ周波数領域にシフトするためのミキシング手段と、
を備えることを特徴とする低中間周波数レシーバ。
【請求項１０】
前記アナログ−デジタル変換手段は、第１のアナログ−デジタル変換器と、第２のアナログ−デジタル変換器とを備えており、前記無線周波数信号を、２つのサンプリングクロック信号の制御下で、非ゼロ周波数領域のデジタル信号の２つのパスに変換するために、前記第１のアナログ−デジタル変換器および第２のアナログ−デジタル変換器がそれぞれ用いられる、ことを特徴とする請求項９に記載の低中間周波数レシーバ。
【請求項１１】
前記２つのサンプリングクロック信号の周波数ｆｓは、それぞれ（ｆｃ＋ｆＩＦ）／Ｎおよび（ｆｃ−ｆＩＦ）／Ｎに等しく、ここで、Ｎは自然数であり、ｆｃは前記無線周波数信号の周波数であり、ｆＩＦは中間周波数値であり、０≦ｆＩＦ＜ｆｓである、ことを特徴とする請求項１０に記載の低中間周波数レシーバ。
【請求項１２】
前記補償手段は、２つの高域通過フィルタを備える、ことを特徴とする請求項９に記載の低中間周波数レシーバ。
【請求項１３】
前記補償されたデジタル信号に、Ｉ／Ｑ分離を行うための信号分離手段をさらに備える、ことを特徴とする請求項９に記載の低中間周波数レシーバ。
【請求項１４】
前記補償手段から出力された信号をフィルタリングし、フィルタリングされたデジタル信号を前記信号分離手段に出力するためのフィルタリング手段をさらに備える、ことを特徴とする請求項１３に記載の低中間周波数レシーバ。
【請求項１５】
無線通信システムにおいて使用される移動体端末であって、
無線周波数信号を受信するための受信手段と、
前記無線周波数信号をサンプリングし、前記無線周波数信号を、非ゼロ周波数領域のデジタル信号に変換するためのアナログ−デジタル変換手段と、
前記非ゼロ周波数領域のデジタル信号を補償し、前記デジタル信号内の干渉信号をフィルタ除去するための補償手段と、
前記補償されたデジタル信号を、前記ゼロ周波数領域にシフトするためのミキシング手段と、
前記ミキシング手段から出力された信号に対するその後の処理を行うための信号処理手段と、
を備えるレシーバを、
備えることを特徴とする移動体端末。
【請求項１６】
前記アナログ−デジタル変換手段は、第１のアナログ−デジタル変換器と、第２のアナログ−デジタル変換器とを備えており、前記無線周波数信号を、２つのサンプリングクロック信号の制御下で、非ゼロ周波数領域のデジタル信号の２つのパスに変換するために、前記第１のアナログ−デジタル変換器および第２のアナログ−デジタル変換器がそれぞれ用いられる、ことを特徴とする請求項１５に記載の移動体端末。
【請求項１７】
前記２つのサンプリングクロック信号の周波数ｆｓは、それぞれ（ｆｃ＋ｆＩＦ）／Ｎおよび（ｆｃ−ｆＩＦ）／Ｎであり、ここで、Ｎは自然数であり、ｆｃは前記無線周波数信号の周波数であり、ｆＩＦは中間周波数値であり、０≦ｆＩＦ＜ｆｓである、ことを特徴とする請求項１６に記載の移動体端末。
【請求項１】
受信した無線周波数信号をサンプリングするための方法であって、
（ａ）前記無線周波数信号をサンプリングし、前記無線周波数信号を、非ゼロ周波数領域のデジタル信号に変換するステップと、
（ｂ）前記非ゼロ周波数領域のデジタル信号を補償し、前記デジタル信号内の干渉信号をフィルタ除去するステップと、
（ｃ）前記補償されたデジタル信号の周波数を、ゼロ周波数領域にシフトするステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
ステップ（ａ）は、前記無線周波数信号を、２つのサンプリングクロック信号の制御下で、それぞれ、非ゼロ周波数領域のデジタル信号の２つのパスに変換することを備える、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記２つのサンプリングクロック信号の周波数ｆｓは、それぞれ（ｆｃ＋ｆＩＦ）／Ｎおよび（ｆｃ−ｆＩＦ）／Ｎに等しく、ここで、Ｎは自然数であり、ｆｃは前記無線周波数信号の周波数であり、ｆＩＦは中間周波数値であり、０≦ｆＩＦ＜ｆｓである、ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記２つのサンプリングクロック信号の間に、相対時間遅延τがあり、τは、式φ２−φ１＝Ｎｆｓτ≠ｎπを満足し、ここで、φ１およびφ２は、それぞれ、前記２つのサンプリングクロック信号に対する、無線周波数信号の初期位相であり、ｎは自然数である、ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記比例時間遅延τは、式Ｎｆｓτ＝（ｎ＋１／２）πを満足する、ことを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
ステップ（ｂ）は、前記非ゼロ周波数領域のデジタル信号を、高域通過フィルタリングを通して補償し、前記ゼロ周波数領域での干渉信号をフィルタ除去することを備える、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
ステップ（ｂ）の後に、前記補償されたデジタル信号に対して低域通過フィルタリングを行なうこと、および結果として生じる信号を、ステップ（ｃ）に供給して処理させることをさらに備える、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
ステップ（ｂ）の後に、前記補償されたデジタル信号に対してＩ／Ｑ分離を行なうこと、および、処理すべき結果の信号を、ステップ（ｃ）に供給することをさらに備える、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
無線周波数信号を受信するための低中間周波数レシーバであって、
無線周波数信号をサンプリングし、前記無線周波数信号を、非ゼロ周波数領域のデジタル信号に変換するためのアナログ−デジタル変換手段と、
前記非ゼロ周波数領域のデジタル信号を補償し、前記デジタル信号内の干渉信号をフィルタ除去するための補償手段と、
前記補償されたデジタル信号を、前記ゼロ周波数領域にシフトするためのミキシング手段と、
を備えることを特徴とする低中間周波数レシーバ。
【請求項１０】
前記アナログ−デジタル変換手段は、第１のアナログ−デジタル変換器と、第２のアナログ−デジタル変換器とを備えており、前記無線周波数信号を、２つのサンプリングクロック信号の制御下で、非ゼロ周波数領域のデジタル信号の２つのパスに変換するために、前記第１のアナログ−デジタル変換器および第２のアナログ−デジタル変換器がそれぞれ用いられる、ことを特徴とする請求項９に記載の低中間周波数レシーバ。
【請求項１１】
前記２つのサンプリングクロック信号の周波数ｆｓは、それぞれ（ｆｃ＋ｆＩＦ）／Ｎおよび（ｆｃ−ｆＩＦ）／Ｎに等しく、ここで、Ｎは自然数であり、ｆｃは前記無線周波数信号の周波数であり、ｆＩＦは中間周波数値であり、０≦ｆＩＦ＜ｆｓである、ことを特徴とする請求項１０に記載の低中間周波数レシーバ。
【請求項１２】
前記補償手段は、２つの高域通過フィルタを備える、ことを特徴とする請求項９に記載の低中間周波数レシーバ。
【請求項１３】
前記補償されたデジタル信号に、Ｉ／Ｑ分離を行うための信号分離手段をさらに備える、ことを特徴とする請求項９に記載の低中間周波数レシーバ。
【請求項１４】
前記補償手段から出力された信号をフィルタリングし、フィルタリングされたデジタル信号を前記信号分離手段に出力するためのフィルタリング手段をさらに備える、ことを特徴とする請求項１３に記載の低中間周波数レシーバ。
【請求項１５】
無線通信システムにおいて使用される移動体端末であって、
無線周波数信号を受信するための受信手段と、
前記無線周波数信号をサンプリングし、前記無線周波数信号を、非ゼロ周波数領域のデジタル信号に変換するためのアナログ−デジタル変換手段と、
前記非ゼロ周波数領域のデジタル信号を補償し、前記デジタル信号内の干渉信号をフィルタ除去するための補償手段と、
前記補償されたデジタル信号を、前記ゼロ周波数領域にシフトするためのミキシング手段と、
前記ミキシング手段から出力された信号に対するその後の処理を行うための信号処理手段と、
を備えるレシーバを、
備えることを特徴とする移動体端末。
【請求項１６】
前記アナログ−デジタル変換手段は、第１のアナログ−デジタル変換器と、第２のアナログ−デジタル変換器とを備えており、前記無線周波数信号を、２つのサンプリングクロック信号の制御下で、非ゼロ周波数領域のデジタル信号の２つのパスに変換するために、前記第１のアナログ−デジタル変換器および第２のアナログ−デジタル変換器がそれぞれ用いられる、ことを特徴とする請求項１５に記載の移動体端末。
【請求項１７】
前記２つのサンプリングクロック信号の周波数ｆｓは、それぞれ（ｆｃ＋ｆＩＦ）／Ｎおよび（ｆｃ−ｆＩＦ）／Ｎであり、ここで、Ｎは自然数であり、ｆｃは前記無線周波数信号の周波数であり、ｆＩＦは中間周波数値であり、０≦ｆＩＦ＜ｆｓである、ことを特徴とする請求項１６に記載の移動体端末。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公表番号】特表２００８−５２７８８５（Ｐ２００８−５２７８８５Ａ）
【公表日】平成２０年７月２４日（２００８．７．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−５５０８９５（Ｐ２００７−５５０８９５）
【出願日】平成１８年１月１０日（２００６．１．１０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＢ２００６／０５００８１
【国際公開番号】ＷＯ２００６／０７５２８５
【国際公開日】平成１８年７月２０日（２００６．７．２０）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ
【出願人】（３０６０４３７０３）エヌエックスピー ビー ヴィ (125)
【氏名又は名称原語表記】ＮＸＰ Ｂ．Ｖ．
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２０年７月２４日（２００８．７．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年１月１０日（２００６．１．１０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＢ２００６／０５００８１
【国際公開番号】ＷＯ２００６／０７５２８５
【国際公開日】平成１８年７月２０日（２００６．７．２０）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ
【出願人】（３０６０４３７０３）エヌエックスピー ビー ヴィ (125)
【氏名又は名称原語表記】ＮＸＰ Ｂ．Ｖ．
【Ｆターム（参考）】
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