低損失チューナブル無線周波数フィルタ
【課題】チューナブルＲＦフィルタを提供する。
【解決手段】フィルタは入出力を有する信号伝送経路と、単一の伝送経路に沿って入出力間に配列した複数の共振素子と、共振素子を結合する複数の非共振素子とを具えている。共振素子はそれぞれの共振素子周波数に対応する複数の伝送ゼロを有する停止帯域と、停止帯域間に少なくとも１の副帯域とを形成するように互いに結合する。非共振素子は、副帯域のうちの１つに通過帯域を形成すべく、停止帯域内に少なくとも１の反射ゼロを選択的に導入するように少なくとも１の可変非共振素子を具えている。可変非共振素子は、副帯域内又は選択した副帯域内へ通過帯域を選択的に移動すべく停止帯域に沿って反射ゼロを転置するように構成することができる。
【解決手段】フィルタは入出力を有する信号伝送経路と、単一の伝送経路に沿って入出力間に配列した複数の共振素子と、共振素子を結合する複数の非共振素子とを具えている。共振素子はそれぞれの共振素子周波数に対応する複数の伝送ゼロを有する停止帯域と、停止帯域間に少なくとも１の副帯域とを形成するように互いに結合する。非共振素子は、副帯域のうちの１つに通過帯域を形成すべく、停止帯域内に少なくとも１の反射ゼロを選択的に導入するように少なくとも１の可変非共振素子を具えている。可変非共振素子は、副帯域内又は選択した副帯域内へ通過帯域を選択的に移動すべく停止帯域に沿って反射ゼロを転置するように構成することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概してマイクロ波回路、特にマイクロ波帯域フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
電気フィルタは電気信号処理において長く用いられてきた。特に、このような電気フィルタを用いて、所望の信号周波数を通過させる一方で、その他の所望されない信号周波数をブロック又は減衰することにより、入力信号から所望の電気信号周波数を選択している。フィルタは、低域フィルタ、高域フィルタ、帯域フィルタ、帯域消去フィルタを含むいくつかの一般的なカテゴリに分類され、フィルタを選択的に通過する周波数の類型を示すことができる。更に、フィルタはバタワース、チェビシェフ、逆チェビシェフ、楕円のような類型に分類され、理想的な周波数特性に関連する、フィルタが提供する帯域形状（ｂａｎｄｓｈａｐｅ）の周波数応答（周波数カットオフ特性）の類型を示す。
【０００３】
用いるフィルタの類型は、多くの場合その用途に依存する。通信アプリケーションにおいて、帯域フィルタは、１又はそれ以上の所定の帯域を除いて全てのＲＦ信号をノイズ除去し、ブロックするために、携帯電話の基地局やその他の遠距離通信装置で従来用いられている。例えば、このようなフィルタは、基地局又は遠距離通信装置における受信機のコンポーネントを害するノイズや他の不必要な信号を除去するために、受信機のフロントエンドに通常用いられている。シャープに定義された帯域フィルタを受信機のアンテナ入力に対して直接的に配置することは、所望の信号周波数に近い周波数の強い干渉信号から生じる様々な悪影響を除去するであろう。受信機のアンテナ入力に対するフィルタの配置のためには、挿入損は雑音指数を低下させないように非常に低くしなければならない。ほとんどのフィルタ技術においては、低い挿入損を達成することによって、フィルタのしゅん度又は選択度において相応の妥協が必要となる。
【０００４】
商業上の遠距離通信アプリケーションにおいて、固定化した周波数スペクトルを可能な限り最大の周波数帯域数で分割できるようにするために、狭帯域フィルタを用いて可能な限り最小の通過帯域でフィルタをかけることがしばしば所望され、それによって、固定化したスペクトル内に適合させることができる実際のユーザ数が増加する。無線通信の劇的な増加とともに、このようなフィルタリングは、ますます対立する周波数スペクトルにおいて高度な選択度（小さい周波数の違いによって分けられた信号間を区別する能力）と感度（弱い信号を受信する能力）の双方を提供すべきである。８００乃至９００ＭＨｚのアナログ携帯電話通信用範囲と、１，８００乃至２，２００ＭＨｚの個人通信サービス（ＰＣＳ）用範囲の周波数が、特に最も重要である。
【０００５】
軍の（例えば、レーダ）通信、電子情報（ＥＬＩＮＴ）の双方、及び様々な通信アプリケーションのような、携帯電話を含む商業上の分野における、高質因子Ｑ（すなわち、エネルギを貯める能力の測定値、従って電力消費又は損失と反比例する）で低い挿入損の、マイクロ波とＲＦのアプリケーションの広範囲でチューナブルフィルタに対するニーズが、特に本発明の関心事である。多くのアプリケーションにおいては、受信フィルタは所望の周波数を選択するか、干渉信号周波数を割り出すかのいずれかのためにチューニング可能でなければならない。従って、受信機において、受信アンテナと第１の非線形素子（一般的には、低ノイズ増幅器又はミキサ）の間に線形でチューナブル帯域フィルタを導入することは、挿入損が非常に低くなるならば、ＲＦマイクロ波システムの広範囲に実質上の利点を提供する。
【０００６】
例えば、商業上のアプリケーションにおいて、ＰＣＳによって用いられる１，８００乃至２，２００ＭＨｚの周波数範囲は、数個のより狭い周波数帯域（Ａ−Ｆ帯域）、つまり所定領域の遠距離通信オペレータが用いることができるサブセットのみに分割することができる。従って、基地局とハンドヘルド装置を再設定して、選択したこれらの周波数帯域のサブセットを用いて操作できるので有益である。別の例としては、レーダシステムにおいて、「味方の」近くの情報源、又は妨害機のいずれかからの高振幅の干渉信号は、受信機の感度を落とし、偽の標的指示を与えるように高振幅のクラッタ信号レベルで相互変調することができる。従って、高密度信号の環境においては、レーダ警告システムは、完全に使用不可能となり、その場合、周波数ホッピングが有効になる。
【０００７】
マイクロ波フィルタは、一般的に２回路のビルディングブロック：複数の共振器で、一の周波数ｆ０で非常に効率的にエネルギを貯蓄することができるものと；連結器であって、多数の段又は極を形成するために共振器間の電磁気エネルギを連結するものと；を用いて構築される。例えば、４極フィルタは４つの共振器を含むことができる。所定の連結器の電気量がそのリアクタンス（すなわち、インダクタンス及び／又はキャパシタンス）によって決定される。連結器の相対的電気量は、フィルタの形状を決定し、連結器のトポロジはフィルタが帯域機能、又は帯域停止機能を実行するかどうかを決定する。共振周波数ｆ０は、それぞれの共振器のインダクタンス及びキャパシタンスによって大きく決定される。従来のフィルタ設計について、フィルタがアクティブになる周波数は、フィルタを構築する共振器の共振周波数によって決定される。各共振器は、フィルタが上述した理由によってシャープかつ、高選択度にすることができるように、非常に低い内部抵抗値を有していなければならない。この低い抵抗値に対する要求は、所定技術用の共振器のサイズとコストを動かしがちである。
【０００８】
一般的に、従来のフィルタのサイズとコストが、実現に必要な共振器の数とともに線形的に増加するので、固定化周波数のフィルタは、ある形状に達するのに必要な共振器の数を最小化するように設計される。半導体デバイスの場合において、フォトリソグラフィ的に定義されたフィルタ構造（高温超伝導体（ＨＴＳ）、マイクロ電気機械システム（ＭＥＭＳ）、薄膜バルクアコースティック共振器（ＦＢＡＲ）フィルタにおけるような）は、従来のくし型又は誘電型フィルタよりも、この種の大きさ及びコストスケーリングに対する感度が低くなっている。
【０００９】
チューナブルフィルタを設計するのに用いるアプローチは、固定化周波数のフィルタに関する上述と同一のアプローチに従う。よって、このアプローチは、非常に効率的で有用的で簡単な回路；すなわち、所定のフィルタ応答を実行するのに必要な最も簡単な回路を導く。従来技術のチューニング手法において、フィルタの全ての共振周波数はフィルタの周波数に合うように調整される。例えば、デバイスの操作周波数の帯域を５０ＭＨｚずつ増やすことが所望される場合、狭帯域フィルタの全ての共振周波数は、５０ＭＨっずつ増やさなくてはならない。一方、この先行技術の手法が一般的に周波数帯域を調整するのに成功しているので、必然に抵抗を共振器の中に導入することとなり、これによってフィルタの挿入損が不利に増大する。
【００１０】
ＨＴＳフィルタは、共振周波数を変化させるために、フィルタ内の各共振器上のＨＴＳプレートを機械的に動かすことによって、共振器内へ有意な抵抗を導入することなく、チューニングすることができるが、このような手法は本質的にゆっくりであり（およそ数秒）、相対的に大きな３次元のチューニング構造を必要とする。挿入損はいわゆるスイッチフィルタ設計で減ずることができるが、これらの設計は、スイッチ時間に実質的な損失量を挿入したままであり、更なる共振器を要求する。例えば、２つのフィルタと、フィルタ間を選択する一対の単極双投（ＳＰ２Ｔ）スイッチを提供し、これによりチューニング範囲の要求を効果的に減じるが、２つのファクタによる共振器数を増加することによって、挿入損を減ずることができる。損失は更により多くのスイッチとフィルタを導入することによって減ずることができるが、各々の追加したフィルタは元のフィルタと同一数の共振器を必要とする。
【００１１】
従って、少ない挿入損を有し、素早くチューニングすることができる帯域フィルタを提供する必要は残されたままである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の第１の態様により、無線周波数（ＲＦ）フィルタを提供する。ＲＦフィルタは、入出力を有する信号伝送経路と、信号伝送経路に沿って入出力間に配列した複数の共振素子と、共振素子を互いに結合する複数の非共振素子と、を具える。共振素子は、それぞれの共振素子の周波数に対応した複数の伝送ゼロを有する停止帯域と、伝送ゼロ間に少なくとも１の副帯域とを形成するように互いに結合される。非共振素子は、副帯域のうちの１つにおいて少なくとも１の通過帯域を生成するために、停止帯域内で少なくとも１の反射ゼロを配置するサセプタンス値を有している。
【００１３】
非共振素子はある様態で固定することができるので、特定の都合の良い様態において、非共振素子は、副帯域のうちの１つにおいて少なくとも１の通過帯域を生成するように、停止帯域内で少なくとも１の反射ゼロを選択的に導入するための少なくとも１の可変非共振素子を具えている。可変非共振素子は、例えば調整可能なサセプタンスを有し、１又はそれ以上の可変コンデンサ、低損失スイッチ、可変容量ダイオード、及びスイッチコンデンサを含むことができる。ある様態においては、共振素子は、所望の周波数で共振するいくつかの構造形態を取ることができるが、各々の共振素子は薄膜集中素子構造（例えば、高温超伝導体（ＨＴＳ）のような）を具えている。
【００１４】
１の様態において、可変非共振素子は、１の副帯域内で通過帯域を選択的に動かすために、停止帯域に沿って反射ゼロを転置して構成される。複数の副帯域が、伝送ゼロ間にある場合、可変非共振素子は、副帯域から選択したものの内から通過帯域を生成するために、停止帯域に沿った反射ゼロの転置用にすることができる。代替的に、又は更に、可変非共振素子は、別の副帯域のものの内から別の通過帯域を生成するために、停止帯域内の少なくとも別の反射ゼロの転置用にすることができる。ある様態において、通過帯域は選択した副帯域内に実質的に異なる帯域幅を有している。本発明は、それらの最も主要な態様内に限定されるべきではないが、可変非共振素子を調製することで選択した副帯域内の通過帯域を導入する能力により、共振素子の周波数を調整する必要を除去するか、少なくとも最小化し、従ってフィルタによってこうむる挿入損を減ずる。
【００１５】
別の様態において、ＲＦフィルタは、少なくとも共振素子のうちの１つの周波数変更用に形成した少なくとも１のチューニング素子を更に具える。例えば、チューニング素子は、反射ゼロと関連した停止帯域に沿って、共振素子の各々の伝送ゼロを転置するために、共振素子の周波数変更用に構成することができる。別の例として、ＲＦフィルタは、停止帯域と周波数範囲に沿った通過帯域とを同時に転置するために、共振素子の周波数変更用に構成された複数のチューニング素子を具えている。選択的な様態において、ＲＦフィルタは可変非共振素子を調整する電気信号の生成用に形成したコントローラを具える。
【００１６】
本発明の第２の態様により、別のＲＦフィルタを提供する。ＲＦフィルタは、入出力を有する信号伝送経路と、信号伝送経路に沿って配置される複数のノードと、ノードからそれぞれに延びる複数の共振分岐と、ノードからそれぞれに延びる複数の非共振分岐と、を具える。ＲＦフィルタは、共振分岐とそれぞれに結合された複数の共振素子と、複数の非共振素子であって、いくつかが非共振分岐とそれぞれ結合する非共振素子と、共振素子の共振周波数に対応する複数の伝送ゼロと、通過帯域を生成するために、伝送ゼロ間に形成した少なくとも１の反射ゼロと、を更に具える。
【００１７】
ある様態において、非共振素子は伝送ゼロに対し反射ゼロを選択的に転置するために少なくとも１の可変非共振素子を具えている。別の様態においては、複数の伝送ゼロは２以上の伝送ゼロを具えている。他の様態においては、共振素子は、所望の周波数で共振するいくつかの構造形態を取ることができるが、各々の共振素子は薄膜集中素子構造（例えば、高温超伝導体（ＨＴＳ）のような）を具えている。
【００１８】
本発明の第３の態様により、チューニング範囲を定義する停止帯域を有するＲＦフィルタのチューニング方法を提供する。その方法は第１の周波数構成から第２の周波数構成まで、ＲＦフィルタを変更するステップを具える。第１の周波数構成の場合は、ＲＦフィルタがチューニング範囲内に第１の通過帯域特性のセットを有し、第２の周波数構成の場合は、ＲＦフィルタが停止帯域のチューニング範囲内に第２の異なる通過帯域特性のセットを有する。限定されない例として、第１及び第２の通過帯域特性は、異なる搬送周波数、異なる帯域幅、及び／又は異なる独立した通過帯域の数を有している。ある方法では、ＲＦフィルタは、停止帯域内の少なくとも１の反射ゼロを転置することによって、第１の周波数構成から第２の周波数構成へと変更される。この場合、停止帯域は複数の伝送ゼロを有し、少なくとも１の基準ゼロは、伝送ゼロが周波数で転置される以上に、周波数で転置される。この場合、ＲＦフィルタを第１の周波数構成から第２の周波数構成まで変更する際に、ＲＦフィルタの挿入損は最小化される。
【００１９】
本発明のその他の、及び更なる態様は、下記の好ましい実施例の詳細な説明を読むことで明らかになり、限定せずに発明を示すことを意図している。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
図１を引用し、本発明により構成されるチューナブル無線周波数（ＲＦ）フィルタ１０をここに説明する。示された様態において、ＲＦフィルタ１０は所望の周波数範囲内で、例えば８００乃至９００ＭＨｚ又は１，８００乃至２，２２０ＭＨｚでチューナブル帯域を有する帯域フィルタである。典型的なシナリオでは、ＲＦフィルタ１０は、所望の周波数範囲の外側のエネルギを拒絶する広帯域フィルタの前の受信機（図示せず）の前端内に配置される。ＲＦフィルタ１０は一般的に入力１４と出力１６を有する信号伝送経路１２と、信号伝送経路１２に沿って配置される複数のノード１７と、ノード１７からそれぞれに延びる複数の共振分岐１９と、ノード１７からそれぞれに延びる複数の非共振分岐２１と、を具える。ＲＦフィルタ１０は、入力１４と出力１６の間に複数の共振素子１８（この場合は４個）と、特に共振分岐２１と接地との間を結合する場合に、共振素子１８の周波数調整用の複数のチューニング素子２０、共振素子１８を相互に結合し、そのうちの４つが非共振分岐２１と接地間を結合する複数の非共振素子２２とを更に具える。ＲＦフィルタ１０は、周波数範囲内の選択した狭帯域に対するＲＦフィルタ１０のチューニング用に形成した電子制御器２４を更に具える。
【００２１】
信号伝送経路１２は、非共振素子２２が直接的又は間接的に結合する物理的な伝送線路を具えることができるが、別の様態においては、物理的な伝送線路は用いられない。示した様態において、共振素子１８は、インダクタやコンデンサのような、集中素子の電気素子と、特に、プレーナスパイラル構造、ジグザグ蛇行構造、単コイル構造、及び二重コイル構造のような、薄膜集中素子とを含んでいる。このような構造は、低損失基板上にコンデンサとインダクタを形成するためにパターン化した薄膜エピタキシャル高温超伝導体（ＨＴＳ）を含むことができる。高温超伝導体集中素子フィルタについて述べた更なる詳細は、米国特許第５，６１６，５３９号に述べられている。
【００２２】
示した様態において、共振素子１８はサセプタンスＢＲによって表し、非共振素子２２は、共振素子１８と並列に結合するサセプタンスＢＮと共振素子１８の間に結合するアドミタンスインバータＪと、によって表す。選択した非共振素子２２は変化させることができるが、残りの非共振素子２２は固定化したままである。
【００２３】
下記に詳細に述べるように、非共振素子２２を変化させ、必要であれば共振素子１８の周波数を、周波数範囲の相対位置内の通過帯域に合わせて、及び／又は、動かして微調整しながら実質的に全周波数範囲にわたり、通過帯域をチューニングすることができる。この方法において、フィルタ１０の挿入損は有意に減少するが、これはフィルタ１０をチューニングする第１の手段として用いられるのが共振素子１８よりむしろ非共振素子２２だからである。すなわち、非共振素子２２の調整は、有意に低感度の共振素子１８の調整をするよりも、フィルタ１０の損失の原因とはほとんどならないので、フィルタ１０は、共振素子をフィルタ１０のチューニング用の主要手段として利用する従来技術のフィルタよりも、ほとんど損失を有していない。更に、共振素子１８の周波数は、あるにしてもほとんど調整されないので、フィルタ１０のチューニング速度は向上する。
【００２４】
ＲＦフィルタ１０は、選択した広停止帯域領域に狭帯域を導入することにより、上述を遂行している。すなわち、ＲＦフィルタ１０は結局は帯域フィルタとして用いられるが、通過帯域を生成するためではなく、むしろ、共振素子１８のそれぞれの周波数に対応する伝送ゼロ（この場合、４つ）を有する広停止帯域応答を生成するために、共振素子１８は実際のところ、非共振素子２２によって互いに結合されている。その時、電気制御器２４は、所望の周波数範囲内で狭通過帯域を動かすべく、停止帯域に沿って反射ゼロを導入し転置するために非共振素子２２を調整する。電気制御器２４はまた、フィルタ応答を最適化するために周波数範囲に沿って伝送ゼロを動かして、チューニング素子２０を介して共振素子１８の周波数を調整することができる。示した様態において、電気制御器２４は、周波数範囲内の所望の通過帯域位置に効果を及ぼすのに必要な、非共振素子２２の値を保存するメモリ（図示せず）を含んでいる。
【００２５】
本技術は、次の式によりモデリングした様々な例示的なフィルタに関して、ここに説明する：
ここで、Ｓ１１はフィルタの入力反射係数であり、Ｓ２１はフォワード伝送係数、ｓは正規化周波数、Ｆ及びＰは、一般化した複合周波数ｓのＮ次多項式（Ｎは共振素子の数）であり、εは等リップルの反射減衰量を定義する定数である。係数Ｓ１１とＳ２１の各々は、分子がＮ次であるので、Ｎ個の零点を有することができる。係数Ｓ１１とＳ２１の両方がＮ個の零点全てを有する場合、フィルタ応答は完全楕円形と見なす。フィルタのモデリングについての更に詳細な議論は、「“Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ ＲＦ／Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ，”Ｊｉａ−Ｓｈｅｎ Ｇ．Ｈｏｎｇ ａｎｄ Ｍ．Ｊ． Ｌａｎｃａｓｔｅｒ，Ｗｉｌｅｙ−Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ ２００１」に述べられている。正規化周波数であるｓ＝ｊｗは、式：
によって、実周波数にマッピングすることができ、ｆは実周波数、ｆｃは中心周波数であり、ＢＷはフィルタの帯域である。正規化周波数の実周波数への変換についての更に詳細な議論は、「“Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｆｉｌｔｅｒｓ，Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ−Ｍａｔｃｈｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ，ａｎｄ Ｃｏｕｐｌｉｎｇ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ，”Ｇ．Ｍａｔｔｈａｅｉ，Ｌ．Ｙｏｕｎｇ ａｎｄ Ｅ．Ｍ．Ｔ．Ｊｏｎｅｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ（１９６４）」に述べられている。
【００２６】
図２は例示的な広帯域停止フィルタ応答を示し、８個の共振素子を用いてモデル化した。従って、停止帯域３２を形成するために、それぞれの共振素子周波数で、８の対応する伝送ゼロ３０（６つのみ示す）と（図２の右側図において最も良く示されるように）、この停止帯域３２の外側にある（図２の左側図において最も良く示されるように）８つの反射ゼロ３４（６つのみ示す）を生成する。この特定の例において、伝送ゼロ３０は、正規化周波数範囲において、−１．０５、−０．７５、−０．４５、−０．１５、０．１５、０．４５、０．７５、１．０５に配置し、従って、−１．０５と１．０５の間の正規化周波数範囲を有する停止帯域を生成する。図２の右側図に示したように、フィルタ応答は、それぞれ、−０．９０、−０．６０、−０．３０、０．０、０．３０、０．６０、０．９０に配置した、伝送ゼロ３０間の領域３６に７個の「バウンスバック」を含んでいる。従って、一般的に帯域停止フィルタはＮ個の伝送ゼロと、Ｎ個までの反射ゼロと、Ｎ−１個のバウンスバック領域３６とを含んでいる。
【００２７】
重要なことに、通過帯域は、少なくとも１つの反射ゼロ３４を停止帯域３２に転置することにより（すなわち、非共振素子の値を調整することにより）、図２に示した領域３６のバウンスバックのうちのいずれか１つ（これ以降は、「副帯域」という）から形成される。例えば図３は、中心副帯域３６（４）内に（すなわち、０で）通過帯域３８を生成するように図２の停止帯域に導入した例示的なフィルタ応答を示している。反射ゼロ３４は、停止帯域３２に沿って（すなわち、非共振素子の値を調節することによって）転置することができ、これにより選択した副帯域３６の中へ通過帯域３８を生成することができる。すなわち、反射ゼロ３４を、停止帯域３２に沿って転置して、副帯域３６間の通過領域３８を「ホップ」することができる。
【００２８】
例えば、図４（ａ）乃至４（ｇ）は、全７個の副帯域３６の中心に通過帯域３８を選択的に生成するために、４つの反射ゼロ３４を停止帯域３２内へ転置した例示的なフィルタ応答を示している。すなわち、図４（ａ）乃至（ｇ）を逐次的に経て、通過帯域は第１の副帯域３６（１）から（図４（ａ））、第２の副帯域３６（２）へ（図４（ｂ））、第３の副帯域３６（３）へ（図４（ｃ））、第４の副帯域３６（４）へ（図４（ｄ））、第５の副帯域３６（５）へ（図４（ｅ））、第６の副帯域３６（６）へ（図４（ｆ））、そして次いで最終的に第７の副帯域３６（７）へ（図４（ｇ））、とホップする。従って、示した様態において、通過帯域３８の中心は、−０．９０、−０．６０、−０．３０、０．０、０．３０、０．６０、０．９０の間をホップする。図４（ａ）乃至４（ｇ）の順序は、通過帯域３８が隣接した副帯域３６の間をホップすることを暗示しているが、通過帯域３８は隣接しない副帯域３６の間を、例えば、第２の副帯域３６（２）から第５の副帯域３６（５）まで、ホップすることができることに留意すべきである。
【００２９】
通過帯域３８は、副帯域３６の間をホップして、所望の周波数範囲を不連続にカバーすることができるが、伝送ゼロ３０を公称位置から一斉に同時移動して、停止帯域３２全体、及びこのような通過帯域３８を正規化周波数範囲内へ転置することができる。従って、通過帯域３８を副帯域３６の中心（すなわち、−０．９０、−０．６０、−０．３０、０．０、０．３０、０．６０、０．９０）から移動して、所望の周波数範囲の連続体をカバーすることができる。従って、全ての伝送ゼロ３０を公称位置から＋／−０．１５で転置することができる（すなわち共振素子が、＋／−０．１５の周波数範囲で同時にチューニングされた）場合、図４（ａ）乃至（ｇ）に示した各通過帯域３８は、−１．０５乃至１．０５の正規化周波数範囲の１５％をカバーするであろう。
【００３０】
例として、−０．２０で通過帯域３８を中心に置くことが所望される場合、通過帯域３８を、（図４（ｃ）中で−０．３０に中心配置した）第３の副帯域３６（３）に配置することができ、伝送ゼロ３０を公称位置から０．１０転置して、−０．３０から−０．２０まで通過帯域３８を移動させることができる。０．８５で通過帯域３８の中心に配置することが所望される場合、通過帯域３８を、（図４（ｇ）中で０．９０に中心配置した）７番目の副帯域３６（７）に配置することができ、伝送ゼロ３０を公称位置から−０．０５転置して、０．９０から０．８５まで通過帯域３８を移動させることができる。
【００３１】
副帯域３６内で中心配置されるように、通過帯域３８を、図４（ａ）乃至４（ｇ）で示した場合、反射ゼロ３４を停止帯域３２内へ（すなわち、非共振素子の値を調整することにより）転置して、選択した副帯域３６内へ通過帯域３８を選択的に移動させることができる。この場面において、通過帯域は副帯域３６の間をホップすると同時に、各々の副帯域内を移動することができ、これによって、通過帯域３８が所望の周波数範囲の連続体をカバーするように、伝送ゼロ３０を調整する必要があった総量を減ずることができる。例えば、中心の副帯域３６（４）に関して、図５（ａ）乃至５（ｄ）は、全ての伝送ゼロ３０を公称位置から（すなわち、０．０５だけ共振素子１８の周波数を増やすことにより）０．０５転置し、反射ゼロ３４を公称位置から０．０５だけ（すなわち、非共振素子２２を調整することにより）、に増加的に転置する例示的なフィルタ応答を示している。
【００３２】
特に、図５（ａ）乃至５（ｄ）を逐次的に経て、伝送ゼロ３０は公称位置から０．０５転置し、これにより通過帯域３８を０（図５（ａ））から０．０５（図５（ｂ））まで移動させる。次いで、伝送ゼロ３０を適所に固定化した後で、副帯域の中心（図５（ｂ）における０．０５）から、副帯域３６（４）の中心を右側に向けて０．０５の位置（図５（ｃ）における０．１）まで、次いで、副帯域３６（４）の中心を右側に向けて０．１０の位置（図５（ｄ）における０．１５）まで、通過帯域を移動させるために反射ゼロ３４を公称位置から０．０５増加的に転置する。
【００３３】
このモダリティは、帯域フィルタの除去傾斜の対称性を破壊するので、この場合、必要とされる伝送ゼロ３０の転置と、それにより、反射ゼロ３４を副帯域３６内に転置しない場合と同一のチューニング範囲を得るために、１５％から５％まで共振素子のチューニング範囲と、を減じている。結果として、フィルタの損失は更に減少する。
【００３４】
特に、伝送ゼロ３０は理論的には副帯域３６全体に転置することができるが、そのような場合、各帯域３８は共振素子をチューニングするに及ばすとも停止帯域１２の約１５％をカバーすることができ、実際には、反射ゼロ３４が伝送ゼロ３０に接近すると、フィルタ損失は有意に増加する。同様にして、通過帯域３８を有意な損失なく周波数範囲全体に移動させるためには、反射ゼロ３４に沿って伝送ゼロ３０を転置する事が好ましい。
【００３５】
例えば、図６では、通過帯域３８を公称周波数の−１．０５乃至１．０５（対角の点線で表わすように）の範囲内のいずれかに配置することを可能にするために、伝送ゼロ３０を公称位置（水平な点線で示した）に対して＋／−０．０５の範囲において転置している。通過帯域３８の周波数が、−１．０５から１．０５まで移動する場合、反射ゼロ３４は、ある副帯域３６から次のものへとホップし、ホップ間の全０．３の範囲について、反射ゼロ３４を＋／−０．１０の範囲内で副帯域３６に沿って転置し、伝送ゼロ３０を＋／−０．０５の範囲内で転置する。
【００３６】
特に、チューニング範囲の開始時では、伝送ゼロ３０を公称位置（すなわち、−１．０５、−０．７５、−０．４５、−０．１５、０．１５、０．４５、０．７５、１．０５）に対して−０．０５で初期配置し、第１の副帯域３６（１）の中心を−０．９５に配置する。この場合、反射ゼロ３４は、通過帯域３８を−１．０５に配置するために、第１の副帯域３６（１）の公称位置に対して−０．１０で初期配置する。伝送ゼロ３０が固定化されると同時に、反射ゼロ３４を第１の副帯域３６（１）内の公称位置へ転置し、−１．０５から−０．９５まで通過帯域を移動させることができる。反射ゼロ３４が固定化されると同時に、伝送ゼロ３０は公称位置に対して０．０５で転置することができ、第１の副帯域３６（１）の中心を−０．８５まで移動し、これにより−０．９５から−０．８５まで通過帯域を移動する。伝送ゼロ３０が再び固定化されると同時に、反射ゼロ３４を、−０．８５から−０．７５まで通過範囲を移動させるために、公称位置に対して０．１０で転置することができる。
【００３７】
通過帯域が−０．７５に到達するとすぐに、反射ゼロ３４は第１の副帯域３６（１）から第２の副帯域３６（２）までホップし、伝送ゼロ３０は、公称位置に対して−０．０５で再び転置し、第２の副帯域３６（２）の中心を−０．６５へ移動させ、この場合においては、反射ゼロ３４は通過帯域３８を−０．７５で維持するために、公称位置に対して−０．１０で初期配置される。その際、通過帯域３８を−０．７５から−０．４５まで移動させるために、第１の副帯域３６（１）に関する上述と同一方法で互いに協調して、伝送ゼロ３０と反射ゼロ３４を移動させる。通過帯域３８が−０．４５に到達するとすぐに、反射ゼロ３４は第２の副帯域３６（２）から第３の副帯域３６（３）までポップする等々して、通過帯域３８は１．０５に到達するに至る。
【００３８】
ＲＦフィルタ１０は、所望の周波数範囲の連続体内で、狭い通過帯域をチューニングすることができるように上述してきた（すなわち、ＲＦフィルタ１０は、連続的な手段で再形成できる）が、ＲＦフィルタ１０は不連続な手段で再形成することができ、結果通過帯域３８は不連続に選択した周波数帯域の領域で、中心配置される。例えば、ＰＣＳアプリケーションにおいて、ＲＦフィルタ１０を再形成して、６つのＡ−Ｆ周波数帯域のいずれかの中で、選択したこれらの周波数帯域のうちの１つに狭い通過帯域を配置することによって、操作できる。
【００３９】
図７（ａ）−７（ｆ）は、ＲＦフィルタの６つの異なる再形成状態に対応する例示的なフィルタ応答を示す。この場合、モデル化したフィルタは、それぞれの伝送ゼロ３０の間に配置した８つの副帯域３６を有する停止帯域３２を生成する９つの伝送ゼロ３０（７つだけ示した）と、選択した６つの中間の副帯域３６のうちの１つで、通過帯域３８を生成するために、停止帯域３２の中へ転置することができる７つの反射ゼロ３４を有している。従って、ＲＦフィルタを再形成して、ＰＣＳ通信プロトコルのＡ帯域（図７（ａ））、Ｄ帯域（図７（ｂ））、Ｂ帯域（図７（ｃ））、Ｅ帯域（図７（ｄ））、Ｆ帯域（図７（ｅ））、又はＣ帯域（図７（ｆ））内で操作することできる。示したように、通過帯域３８の幅は、隣接した伝送ゼロ３０の分離によって指図されるように、副帯域３６で異なっている。特に、Ａ、Ｂ及びＣ帯域幅は、Ｄ、Ｅ及びＦ帯域幅より約２．５大きい。
【００４０】
特に、再形成可能な実装において、通過帯域３８は所望の周波数範囲の連続体内に移動する必要はなく、むしろ、所望の周波数範囲をカバーするのに十分に広く設計するので、伝送ゼロ３０は、通過帯域３８の範囲を拡張するためには転置されない。むしろ図８に示すように、伝送ゼロ３０は、通過帯域３８用の場所を空けるように公称位置から独立して転置するか、さもなくば、拒絶能力を改善する。例えば、第２及び第３の伝送ゼロ３０（２）、３０（３）は、Ａ帯域で反射ゼロ３４用の場所を空けるために、互いに離れて移動し；第４及び第５の伝送ゼロ３０（４）、３０（５）は、Ｂ帯域で反射ゼロ用のに場所を空けるために、互いに離れて移動し、第７及び第８の伝送ゼロ３０（７）、３０（８）は、Ｃ帯域で反射ゼロ３４用の場所を空けるために、互いに離れて移動し；第３及び第４の伝送ゼロ３０（３）、３０（４）は、Ｄ帯域で反射ゼロ３４用の場所を空けるために、互いに離れて移動し、第５及び第６の伝送ゼロ３０（５）、３０（６）は、Ｅ帯域で反射ゼロ３４用の場所を空けるために、互いに離れて移動し；第６及び第７の伝送ゼロ３０（６）、３０（７）は、Ｆ帯域で反射ゼロ３４のために場所を空けるために、互いに離れて移動する。
【００４１】
先行技術は、単一の通過帯域３８（すなわち、一回につき１の通過帯域）を停止帯域３２内に導入するように記載されているが、多数の通過帯域を停止帯域３２内へ導入することができる。例えば、図９（ａ）乃至９（ｆ）は、選択した副帯域３６の対の中心に２つの通過帯域３８（１）、３８（２）を選択的に生成するために、２セットの４つの反射ゼロ３４を停止帯域３２内に転置する例示的なフィルタ応答を示している。すなわち、図９（ａ）乃至（ｆ）を逐次的に経て、通過帯域３８（１）、３８（２）は、第２及び第３の副帯域３６（２）、３６（３）へ（図９（ａ））、第３及び第５の副帯域３６（３）、３６（５）へ（図９（ｂ））、第３及び第４の副帯域３６（３）、３６（４）へ（図９（ｃ））、第２及び第４の副帯域３６（２）、３６（４）へ（図９（ｄ））、第２及び第６の副帯域３６（２）、３６（６）へ（図９（ｅ））、第２及び第５の副帯域３６（２）、３６（５）へ（図９（ｆ））、導入される。
【００４２】
図１０及び１１にある、基本的なチューナブルフィルタ５０は、可変非共振素子の値と広い停止帯域内の結果としての狭い通過領域の動作との間の相関を説明する目的で述べられている。図１０に示すように、ＲＦフィルタ５０は一般的に、入力５４と出力５６を有する単一の伝送経路５２と、入力５４と出力５６との間にある複数の共振素子５８（この場合は２個）と、共振素子５８を互いに結合する複数の非共振素子とを具えている。チューニング素子（図示せず）を用いて、共振素子５８の周波数を調整し、電気制御器（図示せず）を用いて、周波数範囲内の選択した狭帯域にＲＦフィルタ５０をチューニングすることができる。図１に示したフィルタ１０のように、フィルタ５０の共振素子５８は、サセプタンスＢＲによって表し、非共振素子６２は、共振素子５８と並列に結合したサセプタンスＢＮと、共振素子５８の間に結合したアドミタンスインバータＪと、によって表す。非共振素子２２のうちから選択したものを可変にすることができるが（この場合は、サセプタンスＢＮ）、非共振素子２２のうちの残りのものを固定化したままにした（この場合は、アドミタンスインバータＪ）。
【００４３】
フィルタ５０をモデル化し、図１１に示す例示的なフィルタ応答を生成した。２つの共振素子５８の周波数、つまり２個の伝送ゼロ７０を０．９５ＧＨｚと１．０５ＧＨｚと設定し、これにより０．９５ＧＨｚと１．０５ＧＨｚの間に正規化周波数範囲を有する停止帯域（図示せず）を生成した。この場合、２個の共振素子５８のみが存在するので、単一の副帯域７６は１．００ＧＨｚで伝送ゼロ７０の間に中心配置する。従って、反射ゼロ（図示せず）は、単一の副帯域７６内へ通過帯域７８（５個の通過領域７８の位置を示した）を移動させるためにのみ、停止帯域に沿って導入し、転置する。
【００４４】
更に図１１と１２に示すように、可変の非共振素子６６（図１２にＢＮ（Ｌ）及びＢＮ（Ｓ）として設計した）を調整して、結合値を変えることによって、１．００ＧＨｚの公称周波数あたりで通過帯域７８を移動させることができる。特に、通過帯域７８は、ロード側の非共振素子ＢＮ（Ｌ）の結合値のパーセンテージが増加し、ソース側の非共振素子ＢＮ（Ｓ）の結合値のパーセンテージが減少すると、周波数が減少し（左に移動）、ロード側の非共振素子ＢＮ（Ｌ）の結合値のパーセンテージが減少し、ソース側の非共振素子ＢＮ（Ｓ）の結合値のパーセンテージが増加すると、周波数が増加する（右に移動）。
【００４５】
図１３（ａ）乃至１３（ｃ）では、図1のフィルタ１０の非共振素子２２を実際の素子に置き換えることができ、結果としてフィルタ１０をモデル化し実装することができる。図１３（ａ）に示すように、回路はまず非共振素子２２のみを用いてフィルタ１０を再形成するために必要な構成素子を減じた。この場合、チューニング素子２０は、フィルタ１０の再形成についてシミュレート（モデリング）する必要なく、従って図１３（ａ）における回路表現から除去した。図１３（ｂ）に示したように、図１３（ａ）の回路表現のブロック素子を実際の回路素子に置き換えた。ＢＮで表した非共振素子２２は、コンデンサで転置し、Ｊで表した非共振素子２２は、容量性のπ回路網で転置し、ＢＲで表した共振素子２０は、並列のコンデンサ−コイルの組合せで転置した。図１３（ｂ）を更に図１３（ｃ）の回路表現に減じ、非共振素子は可変にしてフィルタ１０の再形成をもたらすことができる。
【００４６】
図１３（ｃ）のフィルタ１０は、実際の回路素子の値を用いて、エミュレートした。図１３（ｃ）の回路は、素子の値が多項式の係数に関連する場合を除いて、上述した多項式によりモデル化する。上述したように、フィルタ１０は４つの共振素子２２を有しており、ゆえに、周波数応答において、その間に形成した３つの副帯域を伴う４つの伝送ゼロを有する。従って、図１３（ｃ）の回路表現における非共振素子２２のコンデンサ値は、図１４に示した３セットの値のうちの１つで調整して、３つの状態量から選択した１つにフィルタ１０を配置するために３つの副帯域の間の通過帯域をホップすることができる。図１３（ｃ）の回路表現における各コンデンサは、図１３（ｄ）の回路表現によってモデル化した。特に各コンデンサＣは、可変コンデンサＣｄと並列の固定コンデンサＣ０と、可変コンデンサＣｄと直列の抵抗Ｒ（スイッチを表す）とを有する回路として表現した。
【００４７】
図１５（ａ）乃至１５（ｃ）では、図１３（ｃ）に示した基本アーキテクチャを用いて、フィルタ１０を非共振素子２２の選択したものを調整することにより、３つの状態量のうちの１つの間で再形成することができる。示したように、フィルタ１０の全ての周波数応答は、４つの共振素子１８の周波数に対応する４つの伝送ゼロ３０と、伝送ゼロ３０の間に形成される３つの副帯域３６を有する。従って、通過帯域３８を、３つの副帯域３６の各々で生成して：通過帯域３８を第１の副帯域３６（１）に生成した左の状態量；通過帯域３８を第２の副帯域３６（２）に生成した中央の状態量；通過帯域３８を第３の副帯域３６（３）に生成した右の状態量；の３つの異なる状態量全てを可能にできる。
【００４８】
示すように、各々の非共振素子２２は、３つのコンデンサＣ１乃至Ｃ３を並列に有し、外側の２つのコンデンサＣ１とＣ２は、スイッチＳ１とＳ２の抵抗性損失を誘導する抵抗Ｒ１とＲ２と直列のそれぞれのスイッチコンデンサを有している。従って、コンデンサＣ１とＣ２は、スイッチＳ２とＳ３を閉じることによって回路内に含み、スイッチＳ１とＳ２を個別に開けることによって回路から除外することができる。従って、コンデンサＣ１乃至Ｃ３が同等の値を有すると仮定すると、非共振素子２２は：Ｃ１（スイッチＳ１、Ｓ２ともに閉じていない）、Ｃ２＋Ｃ３（スイッチＳ１、Ｓ２のうちの１つを閉じる）、Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３（スイッチＳ１、Ｓ２の両方を閉じる）、の３つの値から選択した１つを有することができる。スイッチＳ１とＳ２は、例えば、低損失ＧａＡｓスイッチのような、いずれかの適した損失スイッチにすることができる。代替的に、可変コンデンサ、ＧａＡｓバラクタ、スイッチコンデンサのようなキャパシタンス値を調整することができる可変素子を用いることができる。
【００４９】
非共振素子２２が図１５（ａ）に示したスイッチ状態で指図される値を有する際には、第１の副帯域３６（１）（左の状態量）で；非共振素子２２が図１５（ｂ）に示したスイッチ状態で指図される値を有する際には、第２の副帯域３６（２）（中央の状態量）で；非共振素子２２が図１５（ｃ）に示したスイッチ状態で指図される値を有する際には、第３の副帯域３６（３）（右の状態量）で、通過帯域３８を配置できるように決定されている。フィルタ１０は、米国特許公報第２００６／０２０２７７５号において開示したパラメータ抽出と分析技術とを用いてチューニングできる。図示の目的で、閉状態のスイッチに隣接した白熱電球を点灯で（中を彩色して）示し、開状態のスイッチに隣接した白熱電球は、消灯で（中を彩色せずに）示した。フィルタ１０は、副帯域３６の間の通過帯域３８をホップする能力だけを有するように、図１５（ａ）乃至１５（ｃ）については記載しているが、選択した副帯域３６内への通過帯域３８の移動を可能にするために、より多くのスイッチコンデンサによって、回路の分解能を増大させることができる。また、通過帯域３８は、副帯域３６の中心に位置するので、共振素子１８へ結合したチューニング素子は示されていない。
【００５０】
図１７により、挿入損を最小化するために７７０ＭＨｚ乃至８９０ＭＨｚの周波数範囲に沿ってチューニングした、図１３（ｃ）に示したエミュレートしたフィルタを示している。このシナリオにおいて、フィルタ１０は非共振素子２２を、副帯域３６の中心の間に通過帯域３８をホップするために調整し（図１６（ａ）−（ｃ）に示したように）、副帯域３６内へ通過帯域３８を移動させるために（すなわち、副帯域３６の中心の間の周波数範囲をカバーするために）、共振素子１８の周波数を変えることによって、チューニングした。示したように、通過帯域３８は８９０ＭＨｚの第３の副帯域３６（３）（図１５（ｃ）に図示した）の中心から、８５０ＭＨｚの第３の副帯域３６（３）の左側へ移動し、フィルタ１０の挿入損は約−０．２ｄＢから約−１．５ｄＢまで増加する。８５０ＭＨｚに達するとすぐに、通過帯域３８は、第３の副帯域３６（３）から第２の副帯域３６（２）の中心までホップし（図１５（ｂ）に示した）、これにより挿入損が約−１．５ｄＢから約−０．２５ｄＢまで減少する。帯域３８は次いで、８５０ＭＨｚの第２の副帯域３６（２）の中心から、８１０ＭＨｚの第２の副帯域３６（２）の左側へと移動し、フィルタ１０の挿入損は約−０．２５ｄＢから約−１．５ｄＢまで増加する。８１０ＭＨｚに達するとすぐに、通過帯域３８は、第２の副帯域３６（２）から第１の副帯域３６（１）の中心までホップし（図１５（ａ）に示した）、これにより挿入損が約−１．５ｄＢから約−０．７ｄＢまで減少する。帯域３８は次いで、８１０ＭＨｚの第１の副帯域３６（１）の中心から、７７０ＭＨｚの第１の副帯域３６（１）の左側へと移動し、フィルタ１０の挿入損は約−０．７ｄＢから約−１．９ｄＢまで増加する。このように、周波数範囲７７０ＭＨｚ乃至８９０ＭＨｚの全範囲が、フィルタ１０で、周波数範囲に沿って通過帯域３８に移動させる一方で、挿入損を最小化するために副帯域３６の間をホッピングすることによって、カバーすることができる。
【００５１】
図１５に示したモデル化したパラメータを用いて、共振素子１８だけとは対照的に、非共振素子２２をフィルタをチューニングするのに用いた場合、挿入損が周波数範囲の全域で有意に減ずることを示した。例えば、図１８に示したように、周波数範囲７７０ＭＨｚ乃至８９０ＭＨｚにわたりフィルタ１０をチューニングするために、共振素子１８の周波数に沿って、非共振素子２２を調整する場合のフィルタ１０の最悪なケースの挿入損は、同じ周波数範囲にわたりフィルタ１０をチューニングするのに、共振素子の周波数のみを調整した場合のフィルタ１０の挿入損より約８ｄＢ低い。
【００５２】
図１５に示したパラメータに従ってモデル化で、フィルタ１０が先行技術のスイッチフィルタチューニング技術より有意に少ない挿入損を有していることも示してきた。例えば、図１９に示すように、周波数範囲７７０ＭＨｚ乃至８９０ＭＨｚにわたりフィルタ１０をチューニングするために、共振素子の周波数に沿って、可変非共振素子を調整する場合のフィルタ１０の最悪なケースの挿入損は、同じ周波数範囲にわたり（追加スイッチからの小さな挿入損を仮定し、スイッチング間の全チューニング範囲の半分をカバーするように、共振素子の周波数を調整する）チューニングしたスイッチフィルタの挿入損より有意に低い。
【００５３】
特に、帯域フィルタの挿入損は、共振素子数の増加に伴って増加するというのが、従来の考えであったが、ここに述べた設計技術を利用したフィルタにおいて、用いた共振素子の数とともに挿入損が増加しないことを示している。例えば、図２０に示すように、ここに述べた技術を用いた２個の共振器、４個の共振器、６個の共振器のフィルタ設計と、標準のフィルタ設計との周波数応答を、７５０ＧＨｚから９５０ＧＨｚまでの周波数範囲に沿ってプロットした。そこに示したように、共振素子の数ではなく、再接近した共振素子のＱが、挿入損を抑制している。
【００５４】
本発明の特定の様態を図示して述べてきたが、上述のことが、本発明をこれらの様態に限定することを意図するものではないことを理解すべきである。様々な変更と改良が本発明の精神及び範囲から離れることなくなされることは当該技術分野の当業者にとって明らかである。例えば、本発明は、単一入出力を有するフィルタ以上に良いアプリケーションを有し、本発明の特定の態様を用いて、低損失選択性回路を用いることができる送受切替器、マルチプレクサ、チャネライザ、反応性スイッチ等を形成することができる。従って、本発明は、特許請求の範囲に定義した本発明の精神及び範囲内にある代替物、改良物及び同一物をカバーすることを意図している。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
図は、本発明の好ましい実施例の設計と効用を示し、類似した要素は共通の引用数字によって参照する。上に列挙した又は他の本発明の利点及び目的がどのように取得できるのかをより良く認識させるために、簡単に上述した発明のより特定した記載を、その特定の実施例を引用することにより与え、添付図に示している。これらの図が、典型的な本発明の実施例のみを示し、従って範囲限定とみなされるべきではないと解して、本発明を、下記の添付図の使用を介して、更に限定して詳細に記述して説明する。
【図１】図１は、本発明のある様態によって構成されたチューナブル無線周波数（ＲＦ）フィルタのブロック図である。
【図２】図２は、８個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図である。
【図３】図３は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ａ）】図４（ａ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ｂ）】図４（ｂ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ｃ）】図４（ｃ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ｄ）】図４（ｄ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ｅ）】図４（ｅ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ｆ）】図４（ｆ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ｇ）】図４（ｇ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図５（ａ）】図５（ａ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、停止帯域は、周波数内を偏移し、通過帯域は偏移した停止帯域の副帯域の様々な位置に導入されている。
【図５（ｂ）】図５（ｂ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、停止帯域は、周波数内を偏移し、通過帯域は偏移した停止帯域の副帯域の様々な位置に導入されている。
【図５（ｃ）】図５（ｃ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、停止帯域は、周波数内を偏移し、通過帯域は偏移した停止帯域の副帯域の様々な位置に導入されている。
【図５（ｄ）】図５（ｄ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、停止帯域は、周波数内を偏移し、通過帯域は偏移した停止帯域の副帯域の様々な位置に導入されている。
【図６】図６は、図４（ａ）−４（ｇ）の選択した停止帯域の副帯域内で導入される通過帯域の範囲を拡大するために、図２の周波数応答の伝送ゼロの同時偏移を示すプロット図である。
【図７（ａ）】図７（ａ）は、９個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーするように、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図７（ｂ）】図７（ｂ）は、９個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーするように、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図７（ｃ）】図７（ｃ）は、９個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーするように、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図７（ｄ）】図７（ｄ）は、９個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーするように、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図７（ｅ）】図７（ｅ）は、９個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーするように、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図７（ｆ）】図７（ｆ）は、９個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーするように、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図８】図８は、選択した停止帯域の副帯域内へ通過帯域の導入を提供するために、図７（ａ）−７（ｆ）の周波数応答の伝送ゼロの独立した偏移を示した図である。
【図９（ａ）】図９（ａ）は、図２のモデル化周波数応答のプロット図であり、多数の通過帯域が、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図９（ｂ）】図９（ｂ）は、図２のモデル化周波数応答のプロット図であり、多数の通過帯域が、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図９（ｃ）】図９（ｃ）は、図２のモデル化周波数応答のプロット図であり、多数の通過帯域が、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図９（ｄ）】図９（ｄ）は、図２のモデル化周波数応答のプロット図であり、多数の通過帯域が、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図９（ｅ）】図９（ｅ）は、図２のモデル化周波数応答のプロット図であり、多数の通過帯域が、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図９（ｆ）】図９（ｆ）は、図２のモデル化周波数応答のプロット図であり、多数の通過帯域が、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図１０】図１０は、本発明の別の態様により構成された、チューナブルＲＦフィルタのブロック図である。
【図１１】図１１は、図１０のフィルタのモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、偏移した停止帯域の副帯域の様々な位置へ導入されている。
【図１２】図１２は、図１１の通過帯域における周波数偏移に対する図１０のチューナブルＲＦフィルタに用いた非共振素子の結合値の変化を示すプロット図である。
【図１３（ａ）】図１３（ａ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路表現を示している。
【図１３（ｂ）】図１３（ｂ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路表現を示している。
【図１３（ｃ）】図１３（ｃ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路表現を示している。
【図１３（ｄ）】図１３（ｄ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路表現を示している。
【図１４】３つのフィルタ状態量について、図１４のＲＦフィルタをモデリングに用いた素子の値を示す表である。
【図１５（ａ）】図１５（ａ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路実装であり、様々なフィルタ状態量と対応する周波数応答を詳しく示している。
【図１５（ｂ）】図１５（ｂ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路実装であり、様々なフィルタ状態量と対応する周波数応答を詳しく示している。
【図１５（ｃ）】図１５（ｃ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路実装であり、様々なフィルタ状態量と対応する周波数応答を詳しく示している。
【図１６（ａ）】図１６（ａ）は、３つの状態量における図１４のＲＦフィルタの周波数応答のプロット図である。
【図１６（ｂ）】図１６（ｂ）は、３つの状態量における図１４のＲＦフィルタの周波数応答のプロット図である。
【図１６（ｃ）】図１６（ｃ）は、３つの状態量における図１４のＲＦフィルタの周波数応答のプロット図である。
【図１７】図１７は、フィルタの挿入損に対する図１４のＲＦフィルタのチューニングを示すプロット図である。
【図１８】図１８は、同一の周波数範囲に同調させた場合のスイッチフィルタの挿入損に対して図１４のフィルタの挿入損を比較するプロット図である。
【図１９】図１９は、同一の周波数範囲に同調させた場合のスイッチフィルタの挿入損に対して図１のフィルタの挿入損を比較するプロット図である。
【図２０】図２０は、本発明により構成される２個の共振器、４個の共振器、６個の共振器間の周波数応答と、標準的な帯域フィルタの周波数応答とを比較したプロット図である。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概してマイクロ波回路、特にマイクロ波帯域フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
電気フィルタは電気信号処理において長く用いられてきた。特に、このような電気フィルタを用いて、所望の信号周波数を通過させる一方で、その他の所望されない信号周波数をブロック又は減衰することにより、入力信号から所望の電気信号周波数を選択している。フィルタは、低域フィルタ、高域フィルタ、帯域フィルタ、帯域消去フィルタを含むいくつかの一般的なカテゴリに分類され、フィルタを選択的に通過する周波数の類型を示すことができる。更に、フィルタはバタワース、チェビシェフ、逆チェビシェフ、楕円のような類型に分類され、理想的な周波数特性に関連する、フィルタが提供する帯域形状（ｂａｎｄｓｈａｐｅ）の周波数応答（周波数カットオフ特性）の類型を示す。
【０００３】
用いるフィルタの類型は、多くの場合その用途に依存する。通信アプリケーションにおいて、帯域フィルタは、１又はそれ以上の所定の帯域を除いて全てのＲＦ信号をノイズ除去し、ブロックするために、携帯電話の基地局やその他の遠距離通信装置で従来用いられている。例えば、このようなフィルタは、基地局又は遠距離通信装置における受信機のコンポーネントを害するノイズや他の不必要な信号を除去するために、受信機のフロントエンドに通常用いられている。シャープに定義された帯域フィルタを受信機のアンテナ入力に対して直接的に配置することは、所望の信号周波数に近い周波数の強い干渉信号から生じる様々な悪影響を除去するであろう。受信機のアンテナ入力に対するフィルタの配置のためには、挿入損は雑音指数を低下させないように非常に低くしなければならない。ほとんどのフィルタ技術においては、低い挿入損を達成することによって、フィルタのしゅん度又は選択度において相応の妥協が必要となる。
【０００４】
商業上の遠距離通信アプリケーションにおいて、固定化した周波数スペクトルを可能な限り最大の周波数帯域数で分割できるようにするために、狭帯域フィルタを用いて可能な限り最小の通過帯域でフィルタをかけることがしばしば所望され、それによって、固定化したスペクトル内に適合させることができる実際のユーザ数が増加する。無線通信の劇的な増加とともに、このようなフィルタリングは、ますます対立する周波数スペクトルにおいて高度な選択度（小さい周波数の違いによって分けられた信号間を区別する能力）と感度（弱い信号を受信する能力）の双方を提供すべきである。８００乃至９００ＭＨｚのアナログ携帯電話通信用範囲と、１，８００乃至２，２００ＭＨｚの個人通信サービス（ＰＣＳ）用範囲の周波数が、特に最も重要である。
【０００５】
軍の（例えば、レーダ）通信、電子情報（ＥＬＩＮＴ）の双方、及び様々な通信アプリケーションのような、携帯電話を含む商業上の分野における、高質因子Ｑ（すなわち、エネルギを貯める能力の測定値、従って電力消費又は損失と反比例する）で低い挿入損の、マイクロ波とＲＦのアプリケーションの広範囲でチューナブルフィルタに対するニーズが、特に本発明の関心事である。多くのアプリケーションにおいては、受信フィルタは所望の周波数を選択するか、干渉信号周波数を割り出すかのいずれかのためにチューニング可能でなければならない。従って、受信機において、受信アンテナと第１の非線形素子（一般的には、低ノイズ増幅器又はミキサ）の間に線形でチューナブル帯域フィルタを導入することは、挿入損が非常に低くなるならば、ＲＦマイクロ波システムの広範囲に実質上の利点を提供する。
【０００６】
例えば、商業上のアプリケーションにおいて、ＰＣＳによって用いられる１，８００乃至２，２００ＭＨｚの周波数範囲は、数個のより狭い周波数帯域（Ａ−Ｆ帯域）、つまり所定領域の遠距離通信オペレータが用いることができるサブセットのみに分割することができる。従って、基地局とハンドヘルド装置を再設定して、選択したこれらの周波数帯域のサブセットを用いて操作できるので有益である。別の例としては、レーダシステムにおいて、「味方の」近くの情報源、又は妨害機のいずれかからの高振幅の干渉信号は、受信機の感度を落とし、偽の標的指示を与えるように高振幅のクラッタ信号レベルで相互変調することができる。従って、高密度信号の環境においては、レーダ警告システムは、完全に使用不可能となり、その場合、周波数ホッピングが有効になる。
【０００７】
マイクロ波フィルタは、一般的に２回路のビルディングブロック：複数の共振器で、一の周波数ｆ０で非常に効率的にエネルギを貯蓄することができるものと；連結器であって、多数の段又は極を形成するために共振器間の電磁気エネルギを連結するものと；を用いて構築される。例えば、４極フィルタは４つの共振器を含むことができる。所定の連結器の電気量がそのリアクタンス（すなわち、インダクタンス及び／又はキャパシタンス）によって決定される。連結器の相対的電気量は、フィルタの形状を決定し、連結器のトポロジはフィルタが帯域機能、又は帯域停止機能を実行するかどうかを決定する。共振周波数ｆ０は、それぞれの共振器のインダクタンス及びキャパシタンスによって大きく決定される。従来のフィルタ設計について、フィルタがアクティブになる周波数は、フィルタを構築する共振器の共振周波数によって決定される。各共振器は、フィルタが上述した理由によってシャープかつ、高選択度にすることができるように、非常に低い内部抵抗値を有していなければならない。この低い抵抗値に対する要求は、所定技術用の共振器のサイズとコストを動かしがちである。
【０００８】
一般的に、従来のフィルタのサイズとコストが、実現に必要な共振器の数とともに線形的に増加するので、固定化周波数のフィルタは、ある形状に達するのに必要な共振器の数を最小化するように設計される。半導体デバイスの場合において、フォトリソグラフィ的に定義されたフィルタ構造（高温超伝導体（ＨＴＳ）、マイクロ電気機械システム（ＭＥＭＳ）、薄膜バルクアコースティック共振器（ＦＢＡＲ）フィルタにおけるような）は、従来のくし型又は誘電型フィルタよりも、この種の大きさ及びコストスケーリングに対する感度が低くなっている。
【０００９】
チューナブルフィルタを設計するのに用いるアプローチは、固定化周波数のフィルタに関する上述と同一のアプローチに従う。よって、このアプローチは、非常に効率的で有用的で簡単な回路；すなわち、所定のフィルタ応答を実行するのに必要な最も簡単な回路を導く。従来技術のチューニング手法において、フィルタの全ての共振周波数はフィルタの周波数に合うように調整される。例えば、デバイスの操作周波数の帯域を５０ＭＨｚずつ増やすことが所望される場合、狭帯域フィルタの全ての共振周波数は、５０ＭＨっずつ増やさなくてはならない。一方、この先行技術の手法が一般的に周波数帯域を調整するのに成功しているので、必然に抵抗を共振器の中に導入することとなり、これによってフィルタの挿入損が不利に増大する。
【００１０】
ＨＴＳフィルタは、共振周波数を変化させるために、フィルタ内の各共振器上のＨＴＳプレートを機械的に動かすことによって、共振器内へ有意な抵抗を導入することなく、チューニングすることができるが、このような手法は本質的にゆっくりであり（およそ数秒）、相対的に大きな３次元のチューニング構造を必要とする。挿入損はいわゆるスイッチフィルタ設計で減ずることができるが、これらの設計は、スイッチ時間に実質的な損失量を挿入したままであり、更なる共振器を要求する。例えば、２つのフィルタと、フィルタ間を選択する一対の単極双投（ＳＰ２Ｔ）スイッチを提供し、これによりチューニング範囲の要求を効果的に減じるが、２つのファクタによる共振器数を増加することによって、挿入損を減ずることができる。損失は更により多くのスイッチとフィルタを導入することによって減ずることができるが、各々の追加したフィルタは元のフィルタと同一数の共振器を必要とする。
【００１１】
従って、少ない挿入損を有し、素早くチューニングすることができる帯域フィルタを提供する必要は残されたままである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の第１の態様により、無線周波数（ＲＦ）フィルタを提供する。ＲＦフィルタは、入出力を有する信号伝送経路と、信号伝送経路に沿って入出力間に配列した複数の共振素子と、共振素子を互いに結合する複数の非共振素子と、を具える。共振素子は、それぞれの共振素子の周波数に対応した複数の伝送ゼロを有する停止帯域と、伝送ゼロ間に少なくとも１の副帯域とを形成するように互いに結合される。非共振素子は、副帯域のうちの１つにおいて少なくとも１の通過帯域を生成するために、停止帯域内で少なくとも１の反射ゼロを配置するサセプタンス値を有している。
【００１３】
非共振素子はある様態で固定することができるので、特定の都合の良い様態において、非共振素子は、副帯域のうちの１つにおいて少なくとも１の通過帯域を生成するように、停止帯域内で少なくとも１の反射ゼロを選択的に導入するための少なくとも１の可変非共振素子を具えている。可変非共振素子は、例えば調整可能なサセプタンスを有し、１又はそれ以上の可変コンデンサ、低損失スイッチ、可変容量ダイオード、及びスイッチコンデンサを含むことができる。ある様態においては、共振素子は、所望の周波数で共振するいくつかの構造形態を取ることができるが、各々の共振素子は薄膜集中素子構造（例えば、高温超伝導体（ＨＴＳ）のような）を具えている。
【００１４】
１の様態において、可変非共振素子は、１の副帯域内で通過帯域を選択的に動かすために、停止帯域に沿って反射ゼロを転置して構成される。複数の副帯域が、伝送ゼロ間にある場合、可変非共振素子は、副帯域から選択したものの内から通過帯域を生成するために、停止帯域に沿った反射ゼロの転置用にすることができる。代替的に、又は更に、可変非共振素子は、別の副帯域のものの内から別の通過帯域を生成するために、停止帯域内の少なくとも別の反射ゼロの転置用にすることができる。ある様態において、通過帯域は選択した副帯域内に実質的に異なる帯域幅を有している。本発明は、それらの最も主要な態様内に限定されるべきではないが、可変非共振素子を調製することで選択した副帯域内の通過帯域を導入する能力により、共振素子の周波数を調整する必要を除去するか、少なくとも最小化し、従ってフィルタによってこうむる挿入損を減ずる。
【００１５】
別の様態において、ＲＦフィルタは、少なくとも共振素子のうちの１つの周波数変更用に形成した少なくとも１のチューニング素子を更に具える。例えば、チューニング素子は、反射ゼロと関連した停止帯域に沿って、共振素子の各々の伝送ゼロを転置するために、共振素子の周波数変更用に構成することができる。別の例として、ＲＦフィルタは、停止帯域と周波数範囲に沿った通過帯域とを同時に転置するために、共振素子の周波数変更用に構成された複数のチューニング素子を具えている。選択的な様態において、ＲＦフィルタは可変非共振素子を調整する電気信号の生成用に形成したコントローラを具える。
【００１６】
本発明の第２の態様により、別のＲＦフィルタを提供する。ＲＦフィルタは、入出力を有する信号伝送経路と、信号伝送経路に沿って配置される複数のノードと、ノードからそれぞれに延びる複数の共振分岐と、ノードからそれぞれに延びる複数の非共振分岐と、を具える。ＲＦフィルタは、共振分岐とそれぞれに結合された複数の共振素子と、複数の非共振素子であって、いくつかが非共振分岐とそれぞれ結合する非共振素子と、共振素子の共振周波数に対応する複数の伝送ゼロと、通過帯域を生成するために、伝送ゼロ間に形成した少なくとも１の反射ゼロと、を更に具える。
【００１７】
ある様態において、非共振素子は伝送ゼロに対し反射ゼロを選択的に転置するために少なくとも１の可変非共振素子を具えている。別の様態においては、複数の伝送ゼロは２以上の伝送ゼロを具えている。他の様態においては、共振素子は、所望の周波数で共振するいくつかの構造形態を取ることができるが、各々の共振素子は薄膜集中素子構造（例えば、高温超伝導体（ＨＴＳ）のような）を具えている。
【００１８】
本発明の第３の態様により、チューニング範囲を定義する停止帯域を有するＲＦフィルタのチューニング方法を提供する。その方法は第１の周波数構成から第２の周波数構成まで、ＲＦフィルタを変更するステップを具える。第１の周波数構成の場合は、ＲＦフィルタがチューニング範囲内に第１の通過帯域特性のセットを有し、第２の周波数構成の場合は、ＲＦフィルタが停止帯域のチューニング範囲内に第２の異なる通過帯域特性のセットを有する。限定されない例として、第１及び第２の通過帯域特性は、異なる搬送周波数、異なる帯域幅、及び／又は異なる独立した通過帯域の数を有している。ある方法では、ＲＦフィルタは、停止帯域内の少なくとも１の反射ゼロを転置することによって、第１の周波数構成から第２の周波数構成へと変更される。この場合、停止帯域は複数の伝送ゼロを有し、少なくとも１の基準ゼロは、伝送ゼロが周波数で転置される以上に、周波数で転置される。この場合、ＲＦフィルタを第１の周波数構成から第２の周波数構成まで変更する際に、ＲＦフィルタの挿入損は最小化される。
【００１９】
本発明のその他の、及び更なる態様は、下記の好ましい実施例の詳細な説明を読むことで明らかになり、限定せずに発明を示すことを意図している。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
図１を引用し、本発明により構成されるチューナブル無線周波数（ＲＦ）フィルタ１０をここに説明する。示された様態において、ＲＦフィルタ１０は所望の周波数範囲内で、例えば８００乃至９００ＭＨｚ又は１，８００乃至２，２２０ＭＨｚでチューナブル帯域を有する帯域フィルタである。典型的なシナリオでは、ＲＦフィルタ１０は、所望の周波数範囲の外側のエネルギを拒絶する広帯域フィルタの前の受信機（図示せず）の前端内に配置される。ＲＦフィルタ１０は一般的に入力１４と出力１６を有する信号伝送経路１２と、信号伝送経路１２に沿って配置される複数のノード１７と、ノード１７からそれぞれに延びる複数の共振分岐１９と、ノード１７からそれぞれに延びる複数の非共振分岐２１と、を具える。ＲＦフィルタ１０は、入力１４と出力１６の間に複数の共振素子１８（この場合は４個）と、特に共振分岐２１と接地との間を結合する場合に、共振素子１８の周波数調整用の複数のチューニング素子２０、共振素子１８を相互に結合し、そのうちの４つが非共振分岐２１と接地間を結合する複数の非共振素子２２とを更に具える。ＲＦフィルタ１０は、周波数範囲内の選択した狭帯域に対するＲＦフィルタ１０のチューニング用に形成した電子制御器２４を更に具える。
【００２１】
信号伝送経路１２は、非共振素子２２が直接的又は間接的に結合する物理的な伝送線路を具えることができるが、別の様態においては、物理的な伝送線路は用いられない。示した様態において、共振素子１８は、インダクタやコンデンサのような、集中素子の電気素子と、特に、プレーナスパイラル構造、ジグザグ蛇行構造、単コイル構造、及び二重コイル構造のような、薄膜集中素子とを含んでいる。このような構造は、低損失基板上にコンデンサとインダクタを形成するためにパターン化した薄膜エピタキシャル高温超伝導体（ＨＴＳ）を含むことができる。高温超伝導体集中素子フィルタについて述べた更なる詳細は、米国特許第５，６１６，５３９号に述べられている。
【００２２】
示した様態において、共振素子１８はサセプタンスＢＲによって表し、非共振素子２２は、共振素子１８と並列に結合するサセプタンスＢＮと共振素子１８の間に結合するアドミタンスインバータＪと、によって表す。選択した非共振素子２２は変化させることができるが、残りの非共振素子２２は固定化したままである。
【００２３】
下記に詳細に述べるように、非共振素子２２を変化させ、必要であれば共振素子１８の周波数を、周波数範囲の相対位置内の通過帯域に合わせて、及び／又は、動かして微調整しながら実質的に全周波数範囲にわたり、通過帯域をチューニングすることができる。この方法において、フィルタ１０の挿入損は有意に減少するが、これはフィルタ１０をチューニングする第１の手段として用いられるのが共振素子１８よりむしろ非共振素子２２だからである。すなわち、非共振素子２２の調整は、有意に低感度の共振素子１８の調整をするよりも、フィルタ１０の損失の原因とはほとんどならないので、フィルタ１０は、共振素子をフィルタ１０のチューニング用の主要手段として利用する従来技術のフィルタよりも、ほとんど損失を有していない。更に、共振素子１８の周波数は、あるにしてもほとんど調整されないので、フィルタ１０のチューニング速度は向上する。
【００２４】
ＲＦフィルタ１０は、選択した広停止帯域領域に狭帯域を導入することにより、上述を遂行している。すなわち、ＲＦフィルタ１０は結局は帯域フィルタとして用いられるが、通過帯域を生成するためではなく、むしろ、共振素子１８のそれぞれの周波数に対応する伝送ゼロ（この場合、４つ）を有する広停止帯域応答を生成するために、共振素子１８は実際のところ、非共振素子２２によって互いに結合されている。その時、電気制御器２４は、所望の周波数範囲内で狭通過帯域を動かすべく、停止帯域に沿って反射ゼロを導入し転置するために非共振素子２２を調整する。電気制御器２４はまた、フィルタ応答を最適化するために周波数範囲に沿って伝送ゼロを動かして、チューニング素子２０を介して共振素子１８の周波数を調整することができる。示した様態において、電気制御器２４は、周波数範囲内の所望の通過帯域位置に効果を及ぼすのに必要な、非共振素子２２の値を保存するメモリ（図示せず）を含んでいる。
【００２５】
本技術は、次の式によりモデリングした様々な例示的なフィルタに関して、ここに説明する：
ここで、Ｓ１１はフィルタの入力反射係数であり、Ｓ２１はフォワード伝送係数、ｓは正規化周波数、Ｆ及びＰは、一般化した複合周波数ｓのＮ次多項式（Ｎは共振素子の数）であり、εは等リップルの反射減衰量を定義する定数である。係数Ｓ１１とＳ２１の各々は、分子がＮ次であるので、Ｎ個の零点を有することができる。係数Ｓ１１とＳ２１の両方がＮ個の零点全てを有する場合、フィルタ応答は完全楕円形と見なす。フィルタのモデリングについての更に詳細な議論は、「“Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ ＲＦ／Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ，”Ｊｉａ−Ｓｈｅｎ Ｇ．Ｈｏｎｇ ａｎｄ Ｍ．Ｊ． Ｌａｎｃａｓｔｅｒ，Ｗｉｌｅｙ−Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ ２００１」に述べられている。正規化周波数であるｓ＝ｊｗは、式：
によって、実周波数にマッピングすることができ、ｆは実周波数、ｆｃは中心周波数であり、ＢＷはフィルタの帯域である。正規化周波数の実周波数への変換についての更に詳細な議論は、「“Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｆｉｌｔｅｒｓ，Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ−Ｍａｔｃｈｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ，ａｎｄ Ｃｏｕｐｌｉｎｇ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ，”Ｇ．Ｍａｔｔｈａｅｉ，Ｌ．Ｙｏｕｎｇ ａｎｄ Ｅ．Ｍ．Ｔ．Ｊｏｎｅｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ（１９６４）」に述べられている。
【００２６】
図２は例示的な広帯域停止フィルタ応答を示し、８個の共振素子を用いてモデル化した。従って、停止帯域３２を形成するために、それぞれの共振素子周波数で、８の対応する伝送ゼロ３０（６つのみ示す）と（図２の右側図において最も良く示されるように）、この停止帯域３２の外側にある（図２の左側図において最も良く示されるように）８つの反射ゼロ３４（６つのみ示す）を生成する。この特定の例において、伝送ゼロ３０は、正規化周波数範囲において、−１．０５、−０．７５、−０．４５、−０．１５、０．１５、０．４５、０．７５、１．０５に配置し、従って、−１．０５と１．０５の間の正規化周波数範囲を有する停止帯域を生成する。図２の右側図に示したように、フィルタ応答は、それぞれ、−０．９０、−０．６０、−０．３０、０．０、０．３０、０．６０、０．９０に配置した、伝送ゼロ３０間の領域３６に７個の「バウンスバック」を含んでいる。従って、一般的に帯域停止フィルタはＮ個の伝送ゼロと、Ｎ個までの反射ゼロと、Ｎ−１個のバウンスバック領域３６とを含んでいる。
【００２７】
重要なことに、通過帯域は、少なくとも１つの反射ゼロ３４を停止帯域３２に転置することにより（すなわち、非共振素子の値を調整することにより）、図２に示した領域３６のバウンスバックのうちのいずれか１つ（これ以降は、「副帯域」という）から形成される。例えば図３は、中心副帯域３６（４）内に（すなわち、０で）通過帯域３８を生成するように図２の停止帯域に導入した例示的なフィルタ応答を示している。反射ゼロ３４は、停止帯域３２に沿って（すなわち、非共振素子の値を調節することによって）転置することができ、これにより選択した副帯域３６の中へ通過帯域３８を生成することができる。すなわち、反射ゼロ３４を、停止帯域３２に沿って転置して、副帯域３６間の通過領域３８を「ホップ」することができる。
【００２８】
例えば、図４（ａ）乃至４（ｇ）は、全７個の副帯域３６の中心に通過帯域３８を選択的に生成するために、４つの反射ゼロ３４を停止帯域３２内へ転置した例示的なフィルタ応答を示している。すなわち、図４（ａ）乃至（ｇ）を逐次的に経て、通過帯域は第１の副帯域３６（１）から（図４（ａ））、第２の副帯域３６（２）へ（図４（ｂ））、第３の副帯域３６（３）へ（図４（ｃ））、第４の副帯域３６（４）へ（図４（ｄ））、第５の副帯域３６（５）へ（図４（ｅ））、第６の副帯域３６（６）へ（図４（ｆ））、そして次いで最終的に第７の副帯域３６（７）へ（図４（ｇ））、とホップする。従って、示した様態において、通過帯域３８の中心は、−０．９０、−０．６０、−０．３０、０．０、０．３０、０．６０、０．９０の間をホップする。図４（ａ）乃至４（ｇ）の順序は、通過帯域３８が隣接した副帯域３６の間をホップすることを暗示しているが、通過帯域３８は隣接しない副帯域３６の間を、例えば、第２の副帯域３６（２）から第５の副帯域３６（５）まで、ホップすることができることに留意すべきである。
【００２９】
通過帯域３８は、副帯域３６の間をホップして、所望の周波数範囲を不連続にカバーすることができるが、伝送ゼロ３０を公称位置から一斉に同時移動して、停止帯域３２全体、及びこのような通過帯域３８を正規化周波数範囲内へ転置することができる。従って、通過帯域３８を副帯域３６の中心（すなわち、−０．９０、−０．６０、−０．３０、０．０、０．３０、０．６０、０．９０）から移動して、所望の周波数範囲の連続体をカバーすることができる。従って、全ての伝送ゼロ３０を公称位置から＋／−０．１５で転置することができる（すなわち共振素子が、＋／−０．１５の周波数範囲で同時にチューニングされた）場合、図４（ａ）乃至（ｇ）に示した各通過帯域３８は、−１．０５乃至１．０５の正規化周波数範囲の１５％をカバーするであろう。
【００３０】
例として、−０．２０で通過帯域３８を中心に置くことが所望される場合、通過帯域３８を、（図４（ｃ）中で−０．３０に中心配置した）第３の副帯域３６（３）に配置することができ、伝送ゼロ３０を公称位置から０．１０転置して、−０．３０から−０．２０まで通過帯域３８を移動させることができる。０．８５で通過帯域３８の中心に配置することが所望される場合、通過帯域３８を、（図４（ｇ）中で０．９０に中心配置した）７番目の副帯域３６（７）に配置することができ、伝送ゼロ３０を公称位置から−０．０５転置して、０．９０から０．８５まで通過帯域３８を移動させることができる。
【００３１】
副帯域３６内で中心配置されるように、通過帯域３８を、図４（ａ）乃至４（ｇ）で示した場合、反射ゼロ３４を停止帯域３２内へ（すなわち、非共振素子の値を調整することにより）転置して、選択した副帯域３６内へ通過帯域３８を選択的に移動させることができる。この場面において、通過帯域は副帯域３６の間をホップすると同時に、各々の副帯域内を移動することができ、これによって、通過帯域３８が所望の周波数範囲の連続体をカバーするように、伝送ゼロ３０を調整する必要があった総量を減ずることができる。例えば、中心の副帯域３６（４）に関して、図５（ａ）乃至５（ｄ）は、全ての伝送ゼロ３０を公称位置から（すなわち、０．０５だけ共振素子１８の周波数を増やすことにより）０．０５転置し、反射ゼロ３４を公称位置から０．０５だけ（すなわち、非共振素子２２を調整することにより）、に増加的に転置する例示的なフィルタ応答を示している。
【００３２】
特に、図５（ａ）乃至５（ｄ）を逐次的に経て、伝送ゼロ３０は公称位置から０．０５転置し、これにより通過帯域３８を０（図５（ａ））から０．０５（図５（ｂ））まで移動させる。次いで、伝送ゼロ３０を適所に固定化した後で、副帯域の中心（図５（ｂ）における０．０５）から、副帯域３６（４）の中心を右側に向けて０．０５の位置（図５（ｃ）における０．１）まで、次いで、副帯域３６（４）の中心を右側に向けて０．１０の位置（図５（ｄ）における０．１５）まで、通過帯域を移動させるために反射ゼロ３４を公称位置から０．０５増加的に転置する。
【００３３】
このモダリティは、帯域フィルタの除去傾斜の対称性を破壊するので、この場合、必要とされる伝送ゼロ３０の転置と、それにより、反射ゼロ３４を副帯域３６内に転置しない場合と同一のチューニング範囲を得るために、１５％から５％まで共振素子のチューニング範囲と、を減じている。結果として、フィルタの損失は更に減少する。
【００３４】
特に、伝送ゼロ３０は理論的には副帯域３６全体に転置することができるが、そのような場合、各帯域３８は共振素子をチューニングするに及ばすとも停止帯域１２の約１５％をカバーすることができ、実際には、反射ゼロ３４が伝送ゼロ３０に接近すると、フィルタ損失は有意に増加する。同様にして、通過帯域３８を有意な損失なく周波数範囲全体に移動させるためには、反射ゼロ３４に沿って伝送ゼロ３０を転置する事が好ましい。
【００３５】
例えば、図６では、通過帯域３８を公称周波数の−１．０５乃至１．０５（対角の点線で表わすように）の範囲内のいずれかに配置することを可能にするために、伝送ゼロ３０を公称位置（水平な点線で示した）に対して＋／−０．０５の範囲において転置している。通過帯域３８の周波数が、−１．０５から１．０５まで移動する場合、反射ゼロ３４は、ある副帯域３６から次のものへとホップし、ホップ間の全０．３の範囲について、反射ゼロ３４を＋／−０．１０の範囲内で副帯域３６に沿って転置し、伝送ゼロ３０を＋／−０．０５の範囲内で転置する。
【００３６】
特に、チューニング範囲の開始時では、伝送ゼロ３０を公称位置（すなわち、−１．０５、−０．７５、−０．４５、−０．１５、０．１５、０．４５、０．７５、１．０５）に対して−０．０５で初期配置し、第１の副帯域３６（１）の中心を−０．９５に配置する。この場合、反射ゼロ３４は、通過帯域３８を−１．０５に配置するために、第１の副帯域３６（１）の公称位置に対して−０．１０で初期配置する。伝送ゼロ３０が固定化されると同時に、反射ゼロ３４を第１の副帯域３６（１）内の公称位置へ転置し、−１．０５から−０．９５まで通過帯域を移動させることができる。反射ゼロ３４が固定化されると同時に、伝送ゼロ３０は公称位置に対して０．０５で転置することができ、第１の副帯域３６（１）の中心を−０．８５まで移動し、これにより−０．９５から−０．８５まで通過帯域を移動する。伝送ゼロ３０が再び固定化されると同時に、反射ゼロ３４を、−０．８５から−０．７５まで通過範囲を移動させるために、公称位置に対して０．１０で転置することができる。
【００３７】
通過帯域が−０．７５に到達するとすぐに、反射ゼロ３４は第１の副帯域３６（１）から第２の副帯域３６（２）までホップし、伝送ゼロ３０は、公称位置に対して−０．０５で再び転置し、第２の副帯域３６（２）の中心を−０．６５へ移動させ、この場合においては、反射ゼロ３４は通過帯域３８を−０．７５で維持するために、公称位置に対して−０．１０で初期配置される。その際、通過帯域３８を−０．７５から−０．４５まで移動させるために、第１の副帯域３６（１）に関する上述と同一方法で互いに協調して、伝送ゼロ３０と反射ゼロ３４を移動させる。通過帯域３８が−０．４５に到達するとすぐに、反射ゼロ３４は第２の副帯域３６（２）から第３の副帯域３６（３）までポップする等々して、通過帯域３８は１．０５に到達するに至る。
【００３８】
ＲＦフィルタ１０は、所望の周波数範囲の連続体内で、狭い通過帯域をチューニングすることができるように上述してきた（すなわち、ＲＦフィルタ１０は、連続的な手段で再形成できる）が、ＲＦフィルタ１０は不連続な手段で再形成することができ、結果通過帯域３８は不連続に選択した周波数帯域の領域で、中心配置される。例えば、ＰＣＳアプリケーションにおいて、ＲＦフィルタ１０を再形成して、６つのＡ−Ｆ周波数帯域のいずれかの中で、選択したこれらの周波数帯域のうちの１つに狭い通過帯域を配置することによって、操作できる。
【００３９】
図７（ａ）−７（ｆ）は、ＲＦフィルタの６つの異なる再形成状態に対応する例示的なフィルタ応答を示す。この場合、モデル化したフィルタは、それぞれの伝送ゼロ３０の間に配置した８つの副帯域３６を有する停止帯域３２を生成する９つの伝送ゼロ３０（７つだけ示した）と、選択した６つの中間の副帯域３６のうちの１つで、通過帯域３８を生成するために、停止帯域３２の中へ転置することができる７つの反射ゼロ３４を有している。従って、ＲＦフィルタを再形成して、ＰＣＳ通信プロトコルのＡ帯域（図７（ａ））、Ｄ帯域（図７（ｂ））、Ｂ帯域（図７（ｃ））、Ｅ帯域（図７（ｄ））、Ｆ帯域（図７（ｅ））、又はＣ帯域（図７（ｆ））内で操作することできる。示したように、通過帯域３８の幅は、隣接した伝送ゼロ３０の分離によって指図されるように、副帯域３６で異なっている。特に、Ａ、Ｂ及びＣ帯域幅は、Ｄ、Ｅ及びＦ帯域幅より約２．５大きい。
【００４０】
特に、再形成可能な実装において、通過帯域３８は所望の周波数範囲の連続体内に移動する必要はなく、むしろ、所望の周波数範囲をカバーするのに十分に広く設計するので、伝送ゼロ３０は、通過帯域３８の範囲を拡張するためには転置されない。むしろ図８に示すように、伝送ゼロ３０は、通過帯域３８用の場所を空けるように公称位置から独立して転置するか、さもなくば、拒絶能力を改善する。例えば、第２及び第３の伝送ゼロ３０（２）、３０（３）は、Ａ帯域で反射ゼロ３４用の場所を空けるために、互いに離れて移動し；第４及び第５の伝送ゼロ３０（４）、３０（５）は、Ｂ帯域で反射ゼロ用のに場所を空けるために、互いに離れて移動し、第７及び第８の伝送ゼロ３０（７）、３０（８）は、Ｃ帯域で反射ゼロ３４用の場所を空けるために、互いに離れて移動し；第３及び第４の伝送ゼロ３０（３）、３０（４）は、Ｄ帯域で反射ゼロ３４用の場所を空けるために、互いに離れて移動し、第５及び第６の伝送ゼロ３０（５）、３０（６）は、Ｅ帯域で反射ゼロ３４用の場所を空けるために、互いに離れて移動し；第６及び第７の伝送ゼロ３０（６）、３０（７）は、Ｆ帯域で反射ゼロ３４のために場所を空けるために、互いに離れて移動する。
【００４１】
先行技術は、単一の通過帯域３８（すなわち、一回につき１の通過帯域）を停止帯域３２内に導入するように記載されているが、多数の通過帯域を停止帯域３２内へ導入することができる。例えば、図９（ａ）乃至９（ｆ）は、選択した副帯域３６の対の中心に２つの通過帯域３８（１）、３８（２）を選択的に生成するために、２セットの４つの反射ゼロ３４を停止帯域３２内に転置する例示的なフィルタ応答を示している。すなわち、図９（ａ）乃至（ｆ）を逐次的に経て、通過帯域３８（１）、３８（２）は、第２及び第３の副帯域３６（２）、３６（３）へ（図９（ａ））、第３及び第５の副帯域３６（３）、３６（５）へ（図９（ｂ））、第３及び第４の副帯域３６（３）、３６（４）へ（図９（ｃ））、第２及び第４の副帯域３６（２）、３６（４）へ（図９（ｄ））、第２及び第６の副帯域３６（２）、３６（６）へ（図９（ｅ））、第２及び第５の副帯域３６（２）、３６（５）へ（図９（ｆ））、導入される。
【００４２】
図１０及び１１にある、基本的なチューナブルフィルタ５０は、可変非共振素子の値と広い停止帯域内の結果としての狭い通過領域の動作との間の相関を説明する目的で述べられている。図１０に示すように、ＲＦフィルタ５０は一般的に、入力５４と出力５６を有する単一の伝送経路５２と、入力５４と出力５６との間にある複数の共振素子５８（この場合は２個）と、共振素子５８を互いに結合する複数の非共振素子とを具えている。チューニング素子（図示せず）を用いて、共振素子５８の周波数を調整し、電気制御器（図示せず）を用いて、周波数範囲内の選択した狭帯域にＲＦフィルタ５０をチューニングすることができる。図１に示したフィルタ１０のように、フィルタ５０の共振素子５８は、サセプタンスＢＲによって表し、非共振素子６２は、共振素子５８と並列に結合したサセプタンスＢＮと、共振素子５８の間に結合したアドミタンスインバータＪと、によって表す。非共振素子２２のうちから選択したものを可変にすることができるが（この場合は、サセプタンスＢＮ）、非共振素子２２のうちの残りのものを固定化したままにした（この場合は、アドミタンスインバータＪ）。
【００４３】
フィルタ５０をモデル化し、図１１に示す例示的なフィルタ応答を生成した。２つの共振素子５８の周波数、つまり２個の伝送ゼロ７０を０．９５ＧＨｚと１．０５ＧＨｚと設定し、これにより０．９５ＧＨｚと１．０５ＧＨｚの間に正規化周波数範囲を有する停止帯域（図示せず）を生成した。この場合、２個の共振素子５８のみが存在するので、単一の副帯域７６は１．００ＧＨｚで伝送ゼロ７０の間に中心配置する。従って、反射ゼロ（図示せず）は、単一の副帯域７６内へ通過帯域７８（５個の通過領域７８の位置を示した）を移動させるためにのみ、停止帯域に沿って導入し、転置する。
【００４４】
更に図１１と１２に示すように、可変の非共振素子６６（図１２にＢＮ（Ｌ）及びＢＮ（Ｓ）として設計した）を調整して、結合値を変えることによって、１．００ＧＨｚの公称周波数あたりで通過帯域７８を移動させることができる。特に、通過帯域７８は、ロード側の非共振素子ＢＮ（Ｌ）の結合値のパーセンテージが増加し、ソース側の非共振素子ＢＮ（Ｓ）の結合値のパーセンテージが減少すると、周波数が減少し（左に移動）、ロード側の非共振素子ＢＮ（Ｌ）の結合値のパーセンテージが減少し、ソース側の非共振素子ＢＮ（Ｓ）の結合値のパーセンテージが増加すると、周波数が増加する（右に移動）。
【００４５】
図１３（ａ）乃至１３（ｃ）では、図1のフィルタ１０の非共振素子２２を実際の素子に置き換えることができ、結果としてフィルタ１０をモデル化し実装することができる。図１３（ａ）に示すように、回路はまず非共振素子２２のみを用いてフィルタ１０を再形成するために必要な構成素子を減じた。この場合、チューニング素子２０は、フィルタ１０の再形成についてシミュレート（モデリング）する必要なく、従って図１３（ａ）における回路表現から除去した。図１３（ｂ）に示したように、図１３（ａ）の回路表現のブロック素子を実際の回路素子に置き換えた。ＢＮで表した非共振素子２２は、コンデンサで転置し、Ｊで表した非共振素子２２は、容量性のπ回路網で転置し、ＢＲで表した共振素子２０は、並列のコンデンサ−コイルの組合せで転置した。図１３（ｂ）を更に図１３（ｃ）の回路表現に減じ、非共振素子は可変にしてフィルタ１０の再形成をもたらすことができる。
【００４６】
図１３（ｃ）のフィルタ１０は、実際の回路素子の値を用いて、エミュレートした。図１３（ｃ）の回路は、素子の値が多項式の係数に関連する場合を除いて、上述した多項式によりモデル化する。上述したように、フィルタ１０は４つの共振素子２２を有しており、ゆえに、周波数応答において、その間に形成した３つの副帯域を伴う４つの伝送ゼロを有する。従って、図１３（ｃ）の回路表現における非共振素子２２のコンデンサ値は、図１４に示した３セットの値のうちの１つで調整して、３つの状態量から選択した１つにフィルタ１０を配置するために３つの副帯域の間の通過帯域をホップすることができる。図１３（ｃ）の回路表現における各コンデンサは、図１３（ｄ）の回路表現によってモデル化した。特に各コンデンサＣは、可変コンデンサＣｄと並列の固定コンデンサＣ０と、可変コンデンサＣｄと直列の抵抗Ｒ（スイッチを表す）とを有する回路として表現した。
【００４７】
図１５（ａ）乃至１５（ｃ）では、図１３（ｃ）に示した基本アーキテクチャを用いて、フィルタ１０を非共振素子２２の選択したものを調整することにより、３つの状態量のうちの１つの間で再形成することができる。示したように、フィルタ１０の全ての周波数応答は、４つの共振素子１８の周波数に対応する４つの伝送ゼロ３０と、伝送ゼロ３０の間に形成される３つの副帯域３６を有する。従って、通過帯域３８を、３つの副帯域３６の各々で生成して：通過帯域３８を第１の副帯域３６（１）に生成した左の状態量；通過帯域３８を第２の副帯域３６（２）に生成した中央の状態量；通過帯域３８を第３の副帯域３６（３）に生成した右の状態量；の３つの異なる状態量全てを可能にできる。
【００４８】
示すように、各々の非共振素子２２は、３つのコンデンサＣ１乃至Ｃ３を並列に有し、外側の２つのコンデンサＣ１とＣ２は、スイッチＳ１とＳ２の抵抗性損失を誘導する抵抗Ｒ１とＲ２と直列のそれぞれのスイッチコンデンサを有している。従って、コンデンサＣ１とＣ２は、スイッチＳ２とＳ３を閉じることによって回路内に含み、スイッチＳ１とＳ２を個別に開けることによって回路から除外することができる。従って、コンデンサＣ１乃至Ｃ３が同等の値を有すると仮定すると、非共振素子２２は：Ｃ１（スイッチＳ１、Ｓ２ともに閉じていない）、Ｃ２＋Ｃ３（スイッチＳ１、Ｓ２のうちの１つを閉じる）、Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３（スイッチＳ１、Ｓ２の両方を閉じる）、の３つの値から選択した１つを有することができる。スイッチＳ１とＳ２は、例えば、低損失ＧａＡｓスイッチのような、いずれかの適した損失スイッチにすることができる。代替的に、可変コンデンサ、ＧａＡｓバラクタ、スイッチコンデンサのようなキャパシタンス値を調整することができる可変素子を用いることができる。
【００４９】
非共振素子２２が図１５（ａ）に示したスイッチ状態で指図される値を有する際には、第１の副帯域３６（１）（左の状態量）で；非共振素子２２が図１５（ｂ）に示したスイッチ状態で指図される値を有する際には、第２の副帯域３６（２）（中央の状態量）で；非共振素子２２が図１５（ｃ）に示したスイッチ状態で指図される値を有する際には、第３の副帯域３６（３）（右の状態量）で、通過帯域３８を配置できるように決定されている。フィルタ１０は、米国特許公報第２００６／０２０２７７５号において開示したパラメータ抽出と分析技術とを用いてチューニングできる。図示の目的で、閉状態のスイッチに隣接した白熱電球を点灯で（中を彩色して）示し、開状態のスイッチに隣接した白熱電球は、消灯で（中を彩色せずに）示した。フィルタ１０は、副帯域３６の間の通過帯域３８をホップする能力だけを有するように、図１５（ａ）乃至１５（ｃ）については記載しているが、選択した副帯域３６内への通過帯域３８の移動を可能にするために、より多くのスイッチコンデンサによって、回路の分解能を増大させることができる。また、通過帯域３８は、副帯域３６の中心に位置するので、共振素子１８へ結合したチューニング素子は示されていない。
【００５０】
図１７により、挿入損を最小化するために７７０ＭＨｚ乃至８９０ＭＨｚの周波数範囲に沿ってチューニングした、図１３（ｃ）に示したエミュレートしたフィルタを示している。このシナリオにおいて、フィルタ１０は非共振素子２２を、副帯域３６の中心の間に通過帯域３８をホップするために調整し（図１６（ａ）−（ｃ）に示したように）、副帯域３６内へ通過帯域３８を移動させるために（すなわち、副帯域３６の中心の間の周波数範囲をカバーするために）、共振素子１８の周波数を変えることによって、チューニングした。示したように、通過帯域３８は８９０ＭＨｚの第３の副帯域３６（３）（図１５（ｃ）に図示した）の中心から、８５０ＭＨｚの第３の副帯域３６（３）の左側へ移動し、フィルタ１０の挿入損は約−０．２ｄＢから約−１．５ｄＢまで増加する。８５０ＭＨｚに達するとすぐに、通過帯域３８は、第３の副帯域３６（３）から第２の副帯域３６（２）の中心までホップし（図１５（ｂ）に示した）、これにより挿入損が約−１．５ｄＢから約−０．２５ｄＢまで減少する。帯域３８は次いで、８５０ＭＨｚの第２の副帯域３６（２）の中心から、８１０ＭＨｚの第２の副帯域３６（２）の左側へと移動し、フィルタ１０の挿入損は約−０．２５ｄＢから約−１．５ｄＢまで増加する。８１０ＭＨｚに達するとすぐに、通過帯域３８は、第２の副帯域３６（２）から第１の副帯域３６（１）の中心までホップし（図１５（ａ）に示した）、これにより挿入損が約−１．５ｄＢから約−０．７ｄＢまで減少する。帯域３８は次いで、８１０ＭＨｚの第１の副帯域３６（１）の中心から、７７０ＭＨｚの第１の副帯域３６（１）の左側へと移動し、フィルタ１０の挿入損は約−０．７ｄＢから約−１．９ｄＢまで増加する。このように、周波数範囲７７０ＭＨｚ乃至８９０ＭＨｚの全範囲が、フィルタ１０で、周波数範囲に沿って通過帯域３８に移動させる一方で、挿入損を最小化するために副帯域３６の間をホッピングすることによって、カバーすることができる。
【００５１】
図１５に示したモデル化したパラメータを用いて、共振素子１８だけとは対照的に、非共振素子２２をフィルタをチューニングするのに用いた場合、挿入損が周波数範囲の全域で有意に減ずることを示した。例えば、図１８に示したように、周波数範囲７７０ＭＨｚ乃至８９０ＭＨｚにわたりフィルタ１０をチューニングするために、共振素子１８の周波数に沿って、非共振素子２２を調整する場合のフィルタ１０の最悪なケースの挿入損は、同じ周波数範囲にわたりフィルタ１０をチューニングするのに、共振素子の周波数のみを調整した場合のフィルタ１０の挿入損より約８ｄＢ低い。
【００５２】
図１５に示したパラメータに従ってモデル化で、フィルタ１０が先行技術のスイッチフィルタチューニング技術より有意に少ない挿入損を有していることも示してきた。例えば、図１９に示すように、周波数範囲７７０ＭＨｚ乃至８９０ＭＨｚにわたりフィルタ１０をチューニングするために、共振素子の周波数に沿って、可変非共振素子を調整する場合のフィルタ１０の最悪なケースの挿入損は、同じ周波数範囲にわたり（追加スイッチからの小さな挿入損を仮定し、スイッチング間の全チューニング範囲の半分をカバーするように、共振素子の周波数を調整する）チューニングしたスイッチフィルタの挿入損より有意に低い。
【００５３】
特に、帯域フィルタの挿入損は、共振素子数の増加に伴って増加するというのが、従来の考えであったが、ここに述べた設計技術を利用したフィルタにおいて、用いた共振素子の数とともに挿入損が増加しないことを示している。例えば、図２０に示すように、ここに述べた技術を用いた２個の共振器、４個の共振器、６個の共振器のフィルタ設計と、標準のフィルタ設計との周波数応答を、７５０ＧＨｚから９５０ＧＨｚまでの周波数範囲に沿ってプロットした。そこに示したように、共振素子の数ではなく、再接近した共振素子のＱが、挿入損を抑制している。
【００５４】
本発明の特定の様態を図示して述べてきたが、上述のことが、本発明をこれらの様態に限定することを意図するものではないことを理解すべきである。様々な変更と改良が本発明の精神及び範囲から離れることなくなされることは当該技術分野の当業者にとって明らかである。例えば、本発明は、単一入出力を有するフィルタ以上に良いアプリケーションを有し、本発明の特定の態様を用いて、低損失選択性回路を用いることができる送受切替器、マルチプレクサ、チャネライザ、反応性スイッチ等を形成することができる。従って、本発明は、特許請求の範囲に定義した本発明の精神及び範囲内にある代替物、改良物及び同一物をカバーすることを意図している。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
図は、本発明の好ましい実施例の設計と効用を示し、類似した要素は共通の引用数字によって参照する。上に列挙した又は他の本発明の利点及び目的がどのように取得できるのかをより良く認識させるために、簡単に上述した発明のより特定した記載を、その特定の実施例を引用することにより与え、添付図に示している。これらの図が、典型的な本発明の実施例のみを示し、従って範囲限定とみなされるべきではないと解して、本発明を、下記の添付図の使用を介して、更に限定して詳細に記述して説明する。
【図１】図１は、本発明のある様態によって構成されたチューナブル無線周波数（ＲＦ）フィルタのブロック図である。
【図２】図２は、８個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図である。
【図３】図３は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ａ）】図４（ａ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ｂ）】図４（ｂ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ｃ）】図４（ｃ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ｄ）】図４（ｄ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ｅ）】図４（ｅ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ｆ）】図４（ｆ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図４（ｇ）】図４（ｇ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、選択した停止帯域の副帯域内に導入されている。
【図５（ａ）】図５（ａ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、停止帯域は、周波数内を偏移し、通過帯域は偏移した停止帯域の副帯域の様々な位置に導入されている。
【図５（ｂ）】図５（ｂ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、停止帯域は、周波数内を偏移し、通過帯域は偏移した停止帯域の副帯域の様々な位置に導入されている。
【図５（ｃ）】図５（ｃ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、停止帯域は、周波数内を偏移し、通過帯域は偏移した停止帯域の副帯域の様々な位置に導入されている。
【図５（ｄ）】図５（ｄ）は、図２の周波数応答のプロット図であり、停止帯域は、周波数内を偏移し、通過帯域は偏移した停止帯域の副帯域の様々な位置に導入されている。
【図６】図６は、図４（ａ）−４（ｇ）の選択した停止帯域の副帯域内で導入される通過帯域の範囲を拡大するために、図２の周波数応答の伝送ゼロの同時偏移を示すプロット図である。
【図７（ａ）】図７（ａ）は、９個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーするように、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図７（ｂ）】図７（ｂ）は、９個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーするように、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図７（ｃ）】図７（ｃ）は、９個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーするように、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図７（ｄ）】図７（ｄ）は、９個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーするように、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図７（ｅ）】図７（ｅ）は、９個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーするように、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図７（ｆ）】図７（ｆ）は、９個の共振素子を用いる典型的な広停止帯域のモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーするように、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図８】図８は、選択した停止帯域の副帯域内へ通過帯域の導入を提供するために、図７（ａ）−７（ｆ）の周波数応答の伝送ゼロの独立した偏移を示した図である。
【図９（ａ）】図９（ａ）は、図２のモデル化周波数応答のプロット図であり、多数の通過帯域が、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図９（ｂ）】図９（ｂ）は、図２のモデル化周波数応答のプロット図であり、多数の通過帯域が、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図９（ｃ）】図９（ｃ）は、図２のモデル化周波数応答のプロット図であり、多数の通過帯域が、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図９（ｄ）】図９（ｄ）は、図２のモデル化周波数応答のプロット図であり、多数の通過帯域が、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図９（ｅ）】図９（ｅ）は、図２のモデル化周波数応答のプロット図であり、多数の通過帯域が、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図９（ｆ）】図９（ｆ）は、図２のモデル化周波数応答のプロット図であり、多数の通過帯域が、選択した停止帯域の副帯域内へ導入されている。
【図１０】図１０は、本発明の別の態様により構成された、チューナブルＲＦフィルタのブロック図である。
【図１１】図１１は、図１０のフィルタのモデル化周波数応答のプロット図であり、通過帯域は、偏移した停止帯域の副帯域の様々な位置へ導入されている。
【図１２】図１２は、図１１の通過帯域における周波数偏移に対する図１０のチューナブルＲＦフィルタに用いた非共振素子の結合値の変化を示すプロット図である。
【図１３（ａ）】図１３（ａ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路表現を示している。
【図１３（ｂ）】図１３（ｂ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路表現を示している。
【図１３（ｃ）】図１３（ｃ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路表現を示している。
【図１３（ｄ）】図１３（ｄ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路表現を示している。
【図１４】３つのフィルタ状態量について、図１４のＲＦフィルタをモデリングに用いた素子の値を示す表である。
【図１５（ａ）】図１５（ａ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路実装であり、様々なフィルタ状態量と対応する周波数応答を詳しく示している。
【図１５（ｂ）】図１５（ｂ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路実装であり、様々なフィルタ状態量と対応する周波数応答を詳しく示している。
【図１５（ｃ）】図１５（ｃ）は、図１のチューナブルＲＦフィルタの回路実装であり、様々なフィルタ状態量と対応する周波数応答を詳しく示している。
【図１６（ａ）】図１６（ａ）は、３つの状態量における図１４のＲＦフィルタの周波数応答のプロット図である。
【図１６（ｂ）】図１６（ｂ）は、３つの状態量における図１４のＲＦフィルタの周波数応答のプロット図である。
【図１６（ｃ）】図１６（ｃ）は、３つの状態量における図１４のＲＦフィルタの周波数応答のプロット図である。
【図１７】図１７は、フィルタの挿入損に対する図１４のＲＦフィルタのチューニングを示すプロット図である。
【図１８】図１８は、同一の周波数範囲に同調させた場合のスイッチフィルタの挿入損に対して図１４のフィルタの挿入損を比較するプロット図である。
【図１９】図１９は、同一の周波数範囲に同調させた場合のスイッチフィルタの挿入損に対して図１のフィルタの挿入損を比較するプロット図である。
【図２０】図２０は、本発明により構成される２個の共振器、４個の共振器、６個の共振器間の周波数応答と、標準的な帯域フィルタの周波数応答とを比較したプロット図である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力と出力を有する信号伝送経路と；
前記信号伝送経路に沿って前記入力と前記出力の間に配列した複数の共振素子と；
前記共振素子のそれぞれの周波数に対応する複数の伝送ゼロを有する停止帯域と、当該伝送ゼロ間の少なくとも１の副帯域とを形成するように、前記共振素子を互いに結合する複数の非共振素子であって、少なくとも１の副帯域のうちの１つに通過帯域を生成するために、前記停止帯域内に少なくとも１の反射ゼロを選択的に導入するための少なくとも１の可変非共振素子を具える非共振素子と；
を具えることを特徴とする無線周波数（ＲＦ）フィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の副帯域が複数の副帯域を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３】
請求項２に記載のＲＦフィルタにおいて、前記可変非共振素子が、選択した副帯域内に前記通過帯域を生成すべく前記停止帯域に沿って前記少なくとも１の反射ゼロを転置するためにあることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項４】
請求項３に記載のＲＦフィルタにおいて、前記通過帯域が、前記選択される副帯域内で実質的に異なる帯域幅を有することを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項５】
請求項２に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の可変非共振素子が、別の副帯域内に別の通過帯域を生成すべく前記停止帯域内で少なくとも別の反射ゼロを転置するためにあることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項６】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の可変非共振素子が、前記１の副帯域内に前記通過帯域を選択的に移動させるべく、前記停止帯域に沿って少なくとも１の反射ゼロを転置するためにあることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項７】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の反射ゼロが、複数の反射ゼロを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項８】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の非共振素子が、複数の可変非共振素子を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項９】
請求項１に記載のＲＦフィルタが、少なくとも前記共振素子のうちの１つの周波数を変更するよう構成された少なくとも１のチューニング素子を更に具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１０】
請求項９に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１のチューニング素子が、前記少なくとも１の反射ゼロに対して、前記停止帯域に沿って各周波数の前記少なくとも１の共振素子に対応する前記伝送ゼロを転置するように、前記少なくとも１の共振素子の前記周波数を変更するよう構成されたことを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１１】
請求項９に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１のチューニング素子が、ある周波数範囲に沿って、前記通過帯域で前記停止帯域を同時に転置するように前記共振素子の前記周波数を変更するよう構成された複数のチューニング素子を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１２】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の可変非共振素子が調整可能なサセプタンスを有することを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１３】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の可変非共振素子が、可変コンデンサ、低損失スイッチ、可変容量ダイオード、スイッチコンデンサのうちの少なくとも１つを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１４】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記共振素子の各々が、薄膜集中素子構造を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１５】
請求項１４に記載のＲＦフィルタにおいて、前記薄膜集中素子構造が、高温超伝導体（ＨＴＳ）を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１６】
請求項１に記載のＲＦフィルタが、前記少なくとも１の可変非共振素子を調整する電気信号を生成するよう構成された制御器を更に具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１７】
入力と出力を有する信号伝送経路と；
前記信号伝送経路に沿って前記入力と前記出力の間に配列した複数の共振素子と；
前記共振素子のそれぞれの周波数に対応する複数の伝送ゼロを有する停止帯域と、当該伝送ゼロ間に複数の副帯域とを形成するように、前記共振素子を互いに結合する複数の非共振素子と；
選択した前記副帯域内に通過帯域を生成すべく、前記停止帯域に沿って、少なくとも１の反射ゼロを導入するために、少なくとも前記非共振素子のうちの１つを変えるよう構成された電気制御器と；
を具えることを特徴とする無線周波数（ＲＦ）フィルタ。
【請求項１８】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記通過帯域が、前記選択した副帯域内で実質的に異なる帯域幅を有することを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１９】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記電気制御器が、別の前記副帯域内へ別の通過帯域を生成する前記停止帯域に沿って、前記少なくとも１の反射ゼロを転置する前記少なくとも１の非共振素子を変えるよう構成されることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２０】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記電気制御器が、各々の選択した副帯域内へ別の通過帯域を選択的に移動させるために、前記停止帯域に沿って前記少なくとも１の反射ゼロを転置すべく、前記少なくとも１の非共振素子を変えるよう構成されることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２１】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の反射ゼロが、複数の反射ゼロを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２２】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の非共振素子が、少なくとも２の非共振素子を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２３】
請求項１７に記載のＲＦフィルタが、前記少なくとも１の反射ゼロに対して前記それぞれの伝送ゼロを独立して転置すべく前記共振素子の前記周波数を変更するよう構成される複数のチューニング素子を更に具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２４】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記１の非共振素子が、前記少なくとも１の非共振素子のサセプタンスを調整するために形成されることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２５】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の非共振素子が、可変コンデンサ、低損失スイッチ、可変容量ダイオード、スイッチコンデンサのうちの少なくとも１つを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２６】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記共振素子の各々が、薄膜集中素子構造を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２７】
請求項１７に記載のＲＦフィルタが、前記少なくとも１の可変非共振素子を調整する電気信号を生成するよう構成された制御器を更に具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２８】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記薄膜集中素子構造が、高温超伝導体（ＨＴＳ）を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２９】
入力と出力を有する信号伝送経路と；
前記信号伝送経路に沿って前記入力と前記出力の間に配列した複数の共振素子と；
前記共振素子のそれぞれの周波数に対応する複数の伝送ゼロを有する停止帯域と、当該伝送ゼロ間の少なくとも１の副帯域とを形成するように、前記共振素子を互いに結合する複数の非共振素子であって、少なくとも前記１の副帯域のうちの１つに通過帯域を生成するために、前記停止帯域内に少なくとも１の反射ゼロを配置するサセプタンス値を有する非共振素子と；
を具えることを特徴とする無線周波数（ＲＦ）フィルタ。
【請求項３０】
請求項２９に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の副帯域が、複数の副帯域を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３１】
請求項２９に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の反射ゼロが、複数の反射ゼロを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３２】
請求項２９に記載のＲＦフィルタにおいて、前記共振素子の各々が、薄膜集中素子構造を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３３】
請求項３２に記載のＲＦフィルタにおいて、前記薄膜集中素子構造が、高温超伝導体（ＨＴＳ）を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３４】
入力と出力を有する信号伝送経路と；
前記信号伝送経路に沿って配置される複数のノードと；
前記ノードからそれぞれ延びる複数の共振分岐と；
前記ノードからそれぞれ延びる複数の非共振分岐と；
前記共振分岐にそれぞれ結合された複数の共振素子と；
いくつかが前記非共振分岐へそれぞれ結合された複数の非共振素子と；
前記非共振分岐の共振周波数に対応する複数の伝送ゼロと；
通過帯域を生成するために前記伝送ゼロの間に形成された少なくとも１の反射ゼロと；
を具えることを特徴とする無線周波数（ＲＦ）フィルタ。
【請求項３５】
請求項３４に記載のＲＦフィルタにおいて、前記非共振素子が前記伝送ゼロに対し前記少なくとも１の反射ゼロを選択的に転置するための少なくとも１の可変非共振素子を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３６】
請求項３４に記載のＲＦフィルタにおいて、複数の伝送ゼロが、２以上の伝送ゼロを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３７】
請求項３４に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の反射ゼロが、複数の反射ゼロを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３８】
請求項３４に記載のＲＦフィルタにおいて、前記共振素子の各々が、薄膜集中素子構造を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３９】
請求項３８に記載のＲＦフィルタにおいて、前記薄膜集中素子構造が、高温超伝導体（ＨＴＳ）を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１】
入力と出力を有する信号伝送経路と；
前記信号伝送経路に沿って前記入力と前記出力の間に配列した複数の共振素子と；
前記共振素子のそれぞれの周波数に対応する複数の伝送ゼロを有する停止帯域と、当該伝送ゼロ間の少なくとも１の副帯域とを形成するように、前記共振素子を互いに結合する複数の非共振素子であって、少なくとも１の副帯域のうちの１つに通過帯域を生成するために、前記停止帯域内に少なくとも１の反射ゼロを選択的に導入するための少なくとも１の可変非共振素子を具える非共振素子と；
を具えることを特徴とする無線周波数（ＲＦ）フィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の副帯域が複数の副帯域を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３】
請求項２に記載のＲＦフィルタにおいて、前記可変非共振素子が、選択した副帯域内に前記通過帯域を生成すべく前記停止帯域に沿って前記少なくとも１の反射ゼロを転置するためにあることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項４】
請求項３に記載のＲＦフィルタにおいて、前記通過帯域が、前記選択される副帯域内で実質的に異なる帯域幅を有することを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項５】
請求項２に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の可変非共振素子が、別の副帯域内に別の通過帯域を生成すべく前記停止帯域内で少なくとも別の反射ゼロを転置するためにあることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項６】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の可変非共振素子が、前記１の副帯域内に前記通過帯域を選択的に移動させるべく、前記停止帯域に沿って少なくとも１の反射ゼロを転置するためにあることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項７】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の反射ゼロが、複数の反射ゼロを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項８】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の非共振素子が、複数の可変非共振素子を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項９】
請求項１に記載のＲＦフィルタが、少なくとも前記共振素子のうちの１つの周波数を変更するよう構成された少なくとも１のチューニング素子を更に具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１０】
請求項９に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１のチューニング素子が、前記少なくとも１の反射ゼロに対して、前記停止帯域に沿って各周波数の前記少なくとも１の共振素子に対応する前記伝送ゼロを転置するように、前記少なくとも１の共振素子の前記周波数を変更するよう構成されたことを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１１】
請求項９に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１のチューニング素子が、ある周波数範囲に沿って、前記通過帯域で前記停止帯域を同時に転置するように前記共振素子の前記周波数を変更するよう構成された複数のチューニング素子を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１２】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の可変非共振素子が調整可能なサセプタンスを有することを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１３】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の可変非共振素子が、可変コンデンサ、低損失スイッチ、可変容量ダイオード、スイッチコンデンサのうちの少なくとも１つを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１４】
請求項１に記載のＲＦフィルタにおいて、前記共振素子の各々が、薄膜集中素子構造を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１５】
請求項１４に記載のＲＦフィルタにおいて、前記薄膜集中素子構造が、高温超伝導体（ＨＴＳ）を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１６】
請求項１に記載のＲＦフィルタが、前記少なくとも１の可変非共振素子を調整する電気信号を生成するよう構成された制御器を更に具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１７】
入力と出力を有する信号伝送経路と；
前記信号伝送経路に沿って前記入力と前記出力の間に配列した複数の共振素子と；
前記共振素子のそれぞれの周波数に対応する複数の伝送ゼロを有する停止帯域と、当該伝送ゼロ間に複数の副帯域とを形成するように、前記共振素子を互いに結合する複数の非共振素子と；
選択した前記副帯域内に通過帯域を生成すべく、前記停止帯域に沿って、少なくとも１の反射ゼロを導入するために、少なくとも前記非共振素子のうちの１つを変えるよう構成された電気制御器と；
を具えることを特徴とする無線周波数（ＲＦ）フィルタ。
【請求項１８】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記通過帯域が、前記選択した副帯域内で実質的に異なる帯域幅を有することを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項１９】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記電気制御器が、別の前記副帯域内へ別の通過帯域を生成する前記停止帯域に沿って、前記少なくとも１の反射ゼロを転置する前記少なくとも１の非共振素子を変えるよう構成されることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２０】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記電気制御器が、各々の選択した副帯域内へ別の通過帯域を選択的に移動させるために、前記停止帯域に沿って前記少なくとも１の反射ゼロを転置すべく、前記少なくとも１の非共振素子を変えるよう構成されることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２１】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の反射ゼロが、複数の反射ゼロを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２２】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の非共振素子が、少なくとも２の非共振素子を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２３】
請求項１７に記載のＲＦフィルタが、前記少なくとも１の反射ゼロに対して前記それぞれの伝送ゼロを独立して転置すべく前記共振素子の前記周波数を変更するよう構成される複数のチューニング素子を更に具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２４】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記１の非共振素子が、前記少なくとも１の非共振素子のサセプタンスを調整するために形成されることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２５】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の非共振素子が、可変コンデンサ、低損失スイッチ、可変容量ダイオード、スイッチコンデンサのうちの少なくとも１つを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２６】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記共振素子の各々が、薄膜集中素子構造を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２７】
請求項１７に記載のＲＦフィルタが、前記少なくとも１の可変非共振素子を調整する電気信号を生成するよう構成された制御器を更に具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２８】
請求項１７に記載のＲＦフィルタにおいて、前記薄膜集中素子構造が、高温超伝導体（ＨＴＳ）を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項２９】
入力と出力を有する信号伝送経路と；
前記信号伝送経路に沿って前記入力と前記出力の間に配列した複数の共振素子と；
前記共振素子のそれぞれの周波数に対応する複数の伝送ゼロを有する停止帯域と、当該伝送ゼロ間の少なくとも１の副帯域とを形成するように、前記共振素子を互いに結合する複数の非共振素子であって、少なくとも前記１の副帯域のうちの１つに通過帯域を生成するために、前記停止帯域内に少なくとも１の反射ゼロを配置するサセプタンス値を有する非共振素子と；
を具えることを特徴とする無線周波数（ＲＦ）フィルタ。
【請求項３０】
請求項２９に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の副帯域が、複数の副帯域を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３１】
請求項２９に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の反射ゼロが、複数の反射ゼロを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３２】
請求項２９に記載のＲＦフィルタにおいて、前記共振素子の各々が、薄膜集中素子構造を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３３】
請求項３２に記載のＲＦフィルタにおいて、前記薄膜集中素子構造が、高温超伝導体（ＨＴＳ）を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３４】
入力と出力を有する信号伝送経路と；
前記信号伝送経路に沿って配置される複数のノードと；
前記ノードからそれぞれ延びる複数の共振分岐と；
前記ノードからそれぞれ延びる複数の非共振分岐と；
前記共振分岐にそれぞれ結合された複数の共振素子と；
いくつかが前記非共振分岐へそれぞれ結合された複数の非共振素子と；
前記非共振分岐の共振周波数に対応する複数の伝送ゼロと；
通過帯域を生成するために前記伝送ゼロの間に形成された少なくとも１の反射ゼロと；
を具えることを特徴とする無線周波数（ＲＦ）フィルタ。
【請求項３５】
請求項３４に記載のＲＦフィルタにおいて、前記非共振素子が前記伝送ゼロに対し前記少なくとも１の反射ゼロを選択的に転置するための少なくとも１の可変非共振素子を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３６】
請求項３４に記載のＲＦフィルタにおいて、複数の伝送ゼロが、２以上の伝送ゼロを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３７】
請求項３４に記載のＲＦフィルタにおいて、前記少なくとも１の反射ゼロが、複数の反射ゼロを具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３８】
請求項３４に記載のＲＦフィルタにおいて、前記共振素子の各々が、薄膜集中素子構造を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【請求項３９】
請求項３８に記載のＲＦフィルタにおいて、前記薄膜集中素子構造が、高温超伝導体（ＨＴＳ）を具えることを特徴とするＲＦフィルタ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４（ａ）】
【図４（ｂ）】
【図４（ｃ）】
【図４（ｄ）】
【図４（ｅ）】
【図４（ｆ）】
【図４（ｇ）】
【図５（ａ）】
【図５（ｂ）】
【図５（ｃ）】
【図５（ｄ）】
【図６】
【図７（ａ）】
【図７（ｂ）】
【図７（ｃ）】
【図７（ｄ）】
【図７（ｅ）】
【図７（ｆ）】
【図８】
【図９（ａ）】
【図９（ｂ）】
【図９（ｃ）】
【図９（ｄ）】
【図９（ｅ）】
【図９（ｆ）】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３（ａ）】
【図１３（ｂ）】
【図１３（ｃ）】
【図１３（ｄ）】
【図１４】
【図１５（ａ）】
【図１５（ｂ）】
【図１５（ｃ）】
【図１６（ａ）】
【図１６（ｂ）】
【図１６（ｃ）】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４（ａ）】
【図４（ｂ）】
【図４（ｃ）】
【図４（ｄ）】
【図４（ｅ）】
【図４（ｆ）】
【図４（ｇ）】
【図５（ａ）】
【図５（ｂ）】
【図５（ｃ）】
【図５（ｄ）】
【図６】
【図７（ａ）】
【図７（ｂ）】
【図７（ｃ）】
【図７（ｄ）】
【図７（ｅ）】
【図７（ｆ）】
【図８】
【図９（ａ）】
【図９（ｂ）】
【図９（ｃ）】
【図９（ｄ）】
【図９（ｅ）】
【図９（ｆ）】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３（ａ）】
【図１３（ｂ）】
【図１３（ｃ）】
【図１３（ｄ）】
【図１４】
【図１５（ａ）】
【図１５（ｂ）】
【図１５（ｃ）】
【図１６（ａ）】
【図１６（ｂ）】
【図１６（ｃ）】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２０１３−３１２１６（Ｐ２０１３−３１２１６Ａ）
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−２１４０３３（Ｐ２０１２−２１４０３３）
【出願日】平成２４年９月２７日（２０１２．９．２７）
【分割の表示】特願２００８−５４１４９２（Ｐ２００８−５４１４９２）の分割
【原出願日】平成１８年１１月１７日（２００６．１１．１７）
【出願人】（５０８１４３５９１）スーパーコンダクター テクノロジーズ，インク． (7)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年９月２７日（２０１２．９．２７）
【分割の表示】特願２００８−５４１４９２（Ｐ２００８−５４１４９２）の分割
【原出願日】平成１８年１１月１７日（２００６．１１．１７）
【出願人】（５０８１４３５９１）スーパーコンダクター テクノロジーズ，インク． (7)
【Ｆターム（参考）】
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