光通信システム
【課題】 光の強度が長距離光通信に適用できるほど強く、かつ送信器の構成が簡便で、さらに光ファイバの非線形光学効果に強い、安全な光通信システムを実現することが課題である。
【解決手段】 シード鍵から生成した乱数と情報信号によってレーザ光を直接周波数変調して情報信号を送信する。このとき、変調時の周波数間隔を光源のスペクトル線幅より十分狭く設定する。受信器では光へテロダイン受信を行い、送信器と同じシード鍵から同じ過程で生成した乱数を用いて元の情報信号を復調する。
【解決手段】 シード鍵から生成した乱数と情報信号によってレーザ光を直接周波数変調して情報信号を送信する。このとき、変調時の周波数間隔を光源のスペクトル線幅より十分狭く設定する。受信器では光へテロダイン受信を行い、送信器と同じシード鍵から同じ過程で生成した乱数を用いて元の情報信号を復調する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
光通信
【背景技術】
【０００２】
近年、通信のセキュリティに関する関心が高まっている。この理由は、個人情報や企業情報がインターネットを使って通信する場合に、正規の送信者から正規の受信者までの通信システムのどこかで盗聴者がこれらの情報を盗む可能性があり、それが個人や企業に多大な損害を与えるためである。光通信において絶対に安全な通信手段は、単一光子を使った暗号鍵配布システム（非特許文献１）である。このシステムは単一光子の状態を用いて乱数を正規の送受信者間で共有しこの乱数を用いて情報を暗号化して通信する方式（いわゆる共通鍵暗号方式）で、鍵は使い捨てである。この方式は単一光子の使用とnon-cloning定理（非特許文献１）によってその絶対安全性が保証されているが、単一光子を発生させるための特殊なデバイスが必要である。また単一光子（微弱光）のため送受信者間の通信距離は１００ｋｍ程度、また鍵生成速度はせいぜい数Ｍｂｉｔ／ｓ程度に限られている。
【０００３】
レーザから発生するコヒーレント光に付随する量子揺らぎで情報を“覆い隠して”通信する方式も提案され実験されている。この通信方式は、情報を光の強度に乗せて通信する方式（非特許文献２）と、光の位相に乗せて通信する方式（非特許文献３）の２通りがある。光の強度に情報を乗せて通信する場合は、伝送路である光ファイバが示す非線形光学効果、たとえば自己位相変調効果や、波長多重伝送時の相互位相変調効果の影響を受けやすく、長距離伝送に適さない。また、光の位相に情報を乗せて通信する場合は、送信側でレーザ光源と位相変調器を使用する必要があり煩雑な送信器構成となる。
【０００４】
【非特許文献１】N. Gisin, G. Ribordy, W. Tittel, and H. Zbinden, Reviews of Modern Physics 74, 145 195 (2002).
【非特許文献２】佐々木雅英、松岡正浩 監修「量子情報通信」pp.207-209 オプトロニクス社（2006）
【非特許文献３】E. Corndorf, C. Liang, G. S. Kanter, et al, Physical Review A 71, 062326 (2005)
【非特許文献４】A. Elrefaie, M. W. Maeda, and R. Guru, IEEE Photonics Technology Letters, Vol.1, No.4, 88 (1989)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
光の強度が長距離光通信に適用できるほど強く、かつ送信器の構成が簡便で、さらに光ファイバの非線形光学効果に強い、安全な光通信システムを実現することが課題である。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
正規送信者は、光源として半導体レーザ光を用いる。正規送信者と正規受信者は同じシード鍵と乱数発生回路を事前に保持している。正規送信者はこのシード鍵と乱数発生回路によって互いに独立なｍ＋１個の乱数列を生成し、このうちのｍ個の乱数列で決まるバイアス信号に対応したバイアス電流Ibと後で説明する信号電流Isを加算した電流を半導体レーザに印加する。半導体レーザは駆動電流の大小によって発振する光の周波数が変化する，いわゆる直接周波数変調が可能であり外部変調器が不要でその結果，送信器構成が簡単であるという特長がある。
【０００７】
該バイアス電流Ibは多数（たとえばｍ＝８の場合は２８＝２５６）の値をとり、周波数空間では隣り合う信号点（バイアス電流に対応した光周波数）に付随する半導体レーザ固有の周波数雑音によってそのスペクトルが互いに重なるようにこの信号点の周波数を設定する。つまり，隣り合う信号点の周波数間隔Δｆは，半導体レーザのスペクトル線幅ΔΦより十分小さいように設定する。
【０００８】
正規送信者は，通信しようとする２値ディジタル情報と上記シード鍵と乱数発生回路から生成される残り１個の乱数列との排他的論理和を取る。その結果が“0”の場合は信号電流Isを0，排他的論理和が“1”の場合は信号電流をIsとし，上記バイアス電流Ibと加算した電流で該半導体レーザを駆動する。その結果半導体レーザからの光には周波数変調がかかる。信号電流振幅Isは次のように決定する。すなわち，Isが０の場合とIsの場合で対応する光周波数の周波数差ΔＦは，正規受信者によって符号誤り率が十分低い値，例えば１０−１３以下になるように決定する。
【０００９】
正規受信者は正規送信者から送られてくる信号光と受信器内部にある局発レーザを合波し受信する，いわゆる光ヘテロダイン受信を行う。光ヘテロダイン受信した結果得られる中間周波信号は，周波数弁別回路で２値ディジタル信号に変換される。正規受信者は正規送信者と同一のシード鍵と乱数発生回路を持っているため，正規送信者と同一のバイアス信号を必要なタイミングで生成することができ，それに応じて周波数弁別回路の中心周波数あるいは局発レーザの発振光周波数を変化させることにより，正しい周波数弁別が可能である。周波数弁別回路の出力である２値ディジタル信号は，該乱数発生回路からのｍ＋１個の乱数列のうち，バイアス信号を決定するｍ個の乱数列を除いた残りの1個の乱数列と排他的論理和を取ることによりオリジナルの２値ディジタル情報を得ることができる。
【００１０】
正規送受信者数の間に存在する盗聴者はシード鍵と乱数発生回路を知らないため、また半導体レーザ固有の周波数雑音によって信号が周波数空間で重なり互いに覆われているため、盗聴者はどの周波数の信号が送信されているか判別ができず，その結果盗聴は不可能である。よって正規送受信者間でセキュアな光通信システムが実現できる。
【発明の効果】
【００１１】
このシステムでは、周波数空間での信号点間距離（つまり周波数間隔Δｆ）を光の強度に無関係に任意に小さく設定できる。従って長距離通信に適した信号強度を保ったまま、正規送受信者間で必要なセキュリティを実現するためのSN比を設定でき、その結果安全な光通信システムを実現できる。さらに、伝送路である光ファイバ中では光の強度がほぼ一定であるため、光強度変化に起因する非線形光学効果（Kerr効果）の影響を受けにくい。また、送信は、光源として用いる半導体レーザの直接周波数変調を用いているため，外部変調器が不要であり，送信器が簡単な構成で実現できる、という効果がある。
【実施例１】
【００１２】
図1に本発明の第一の実施例を示す。正規の送信器100と正規の受信器200は伝送路である光ファイバ116を介して通信が行われる。通信に使用する光は、レーザ101を駆動電流102によって直接周波数変調した信号光115である。なお，レーザ101は半導体レーザが適しているが，周波数変調が実現できるレーザであれば半導体レーザに限らない。
【００１３】
情報信号入力端107から入力される情報信号120（ここでは２値ディジタル信号を仮定、情報速度は毎秒Rビット）は、送信器100の内部に保存されているシード鍵105 から乱数発生回路103によって毎秒Rビットで生成される互いに独立なｍ＋１個の乱数ビット列のうちの一つである乱数列106と排他的論理和回路109で信号電圧111を出力する。一方シード鍵105と乱数発生回路103によって毎秒Rビットの速度で並列に生成される独立なｍ個の乱数列104は、D/A変換回路108で2ｍレベルのバイアス電圧110に変換される。排他的論理和回路109の出力である信号電圧111とこのバイアス電圧110は加算回路112で加算され、電圧電流変換回路114で駆動電流102に変換されてレーザ101 に印加されることにより周波数変調された送信光115が生成される。
【００１４】
ここで，光の周波数変調と，信号電圧111やバイアス電圧110の関係を述べる。レーザ101の駆動電流102とレーザ101の出力光の周波数f0は一般に比例する。例えば半導体レーザではこの比例定数Ｌ(ＭＨｚ／ｍＡ)は，例えば３００ＭＨｚ／ｍＡなどの値である。つまりこの場合，駆動電流を1ｍＡ変化させるとレーザ光の周波数は３００ＭＨｚ変化する。一方，レーザ101のスペクトルは一般に図２で示すローレンツ形の形状をしており，スペクトル線幅ΔΦはレーザ101の周波数雑音を表している。さて，排他的論理和回路109の出力が”0”の場合の信号電圧111を0ボルト，その出力が”1”の場合の信号電圧111をＳボルトとすると，Sボルトによって生じる光周波数の変化ΔＦは，電圧電流変換回路114の変換係数をＫ(ｍＡ/ｍＶ)とすると，S(Ｖ)×Ｋ(ｍＡ/ｍＶ)×Ｌ（ＭＨｚ／ｍＡ）となる。この周波数差ΔＦで２値ディジタル信号を送信するため、正規受信者の光ヘテロダイン受信器では，レーザの周波数雑音ΔΦに影響されることなくあらかじめ決められた符号誤り率，例えば10−１３以下で受信できるようにΔＦを，つまり電圧Ｓを決める必要がある。一般に周波数雑音がΔΦの光源を用いてディジタル周波数変調を行う場合，信号変調周波数差ΔＦは非特許文献４によると次式を満たす必要がある。
【００１５】
ここで，Rはビットレートを表す。例えば，１Ｇｂｐｓのビットレートで周波数雑音
ΔΦが１００ＭＨｚの場合は，信号変調周波数差ΔＦは(式１)より５．６ＧＨｚと求まる(つまり，周波数変調度は５．６と求まる)。ここで注意すべき点は，(式１)の周波数雑音ΔΦは，本来はＩＦ帯での信号の周波数雑音を表している，という点である。つまり，ΔΦは送信器のレーザの周波数雑音と局発レーザの周波数雑音の和を表している。この明細書では，議論を簡単にするため，局発レーザの周波数雑音が送信器のレーザの周波数雑音より十分小さく無視できる，と仮定した。この仮定は例えば送信器のレーザに通常の市販されている半導体レーザを用い局発レーザに外部共振器レーザを用いる場合などが当てはまる。この仮定が当てはまらないときは，ΔΦを本来の解釈として議論をする必要があることを注意しておく。
【００１６】
次に，バイアス電圧110について図３を用いて述べる。このバイアス電圧は２ｍ個の大きさの異なる電圧である。バイアス電圧110の最小値をＶｂmin，最大値をＶｂmaxとすると，これらの電圧に対応する光周波数はfmin(図３ではf1)とｆmax(図３ではf8)である。fmin＝Ｖｂmin×Ｋ×Ｌ，fmax＝Ｖｂmax×Ｋ×Ｌである。ここでΔｆ＝ΔＦ/２ｍとする。バイアス電圧110に信号電圧111が加算回路112で加算され電圧電流変換回路114で駆動電流102に変換される。バイアス電圧110がＶｂ（Ｖｂmin≦Ｖｂ≦Ｖｂmax）で，信号電圧110が０ボルト（つまり，排他的論理和回路の出力が”0“）の場合，駆動電流102はＶｂ×Ｋとなり，それに対応する光周波数はfb（f1≦fb≦fmax）となる。信号電圧110がＳボルト（つまり，排他的論理和回路の出力が”1“）の場合は，駆動電流102は（Ｖｂ＋Ｓ）×Ｋとなり，これに対応する光周波数はfb+ΔＦとなる。図３は変調した信号光115の時間平均スペクトルの例を示している。図３では，ｍ＝３の場合を示している。図３ではfmin=f1, fmax=f8である。図３はあくまで時間平均したスペクトルを表しており，実際の通信では，毎秒Rビットで光の周波数がf1からf16の間を変化する。上述したようにΔf＝ΔＦ／２ｍで表せるが，このΔｆはレーザ101に固有の周波数雑音の大きさΔΦより十分小さい値となるように，ｍを決定しておく。このように設定すると，瞬時の信号の光周波数は，レーザの周波数雑音ΔΦに覆われているため，隣接するバイアス電圧に対応する光周波数と区別がつかず，盗聴者は盗聴した光の周波数を決定することができない。このため盗聴が不可能になる。
【００１７】
具体的な数値を挙げて説明する。ここでは前述の具体例と同じ数値を仮定する。すなわちビットレートは１Ｇｂｐｓ，送信器100内部のレーザ101の周波数雑音ΔΦは１００ＭＨｚ，受信器200の局発レーザ201の周波数雑音は無視できるほど小さいと仮定する。すると，信号変調周波数差ΔＦは５．６ＧＨｚとなる。例えばｍ＝８とすると，Δｆは５．６ＧＨｚ／２８＝２１．８ＭＨｚとなる。すなわち，１００ＭＨｚのスペクトル線幅を持つレーザ101を送信用に用いているので，このレーザ101の周波数雑音のなかに５つの信号が隠れることになり，これを盗聴した場合これら５つの信号を区別することはできない。
【００１８】
次に図１の受信器200について説明する。伝送路である光ファイバ116を伝播してきた信号光115は，受信器200内に設置された局発レーザ201の局発光224と２入力２出力の光カプラ230で合波され，バランス型Ｏ／Ｅ変換回路240で中間周波信号241に変換される。中間周波信号241の周波数は，信号光115の周波数fsと局発光224の周波数fLの差周波数fs-fLで与えられる。図４にバランス型Ｏ／Ｅ変換回路240の構成を示す。２つのpinフォトダイオード400と401がシリーズに接続されており、その中点からトランスインピーダンス増幅回路402に信号が導かれる構成となっている。光ヘテロダイン受信の効率は，信号光115と局発光224の偏波が一致している場合が最大になる。信号光115の偏波は光ファイバ116を伝播するため，受信器入力では時間と共に変化する。そこで中間周波信号の振幅が最大になるように、最大値制御を制御回路250と偏波コントローラ251で局発光の偏波が信号光115の偏波の変化に追従するように制御している。信号光115の偏波の時間的変化に対応する手段は，上記の偏波制御法以外に，いわゆる偏波ダイバーシティ方式もあるが，この構成は自明なのでここでは説明を省略する。得られた中間周波信号241は、周波数変換回路220に導かれその出力は周波数弁別回路222で２値ディジタル信号に復調される。
【００１９】
周波数変換回路220の構成例を図５に示す。バランス型Ｏ／Ｅ変換回路240の出力である中間周波信号241はミキサ450で電圧制御発振器451の出力信号452と掛け合わされ、周波数変換された信号221が得られる。ここで電圧制御発振器451は受信器内部に設置されたシード鍵205と乱数発生回路203で生成される互いに独立なｍ+1個の乱数列にうちｍ個の乱数列204とD/A変換回路208で作られるバイアス電圧210によって制御され所望の周波数fVCOの信号452 を発生する。この所望の周波数fVCOは次のようにして決定する。送信器100からの信号光115の光周波数がｆｘとする。fxは送信器100のバイアス電圧112で決まる光周波数fb（送信器内部の排他的論理和回路109の出力信号電圧111が“0”の場合）か、fb＋ΔＦ（送信器内部の排他的論理和回路109の出力信号電圧111が“1”の場合）である。この二つの場合に中間周波信号241の周波数は、局発レーザ201の光周波数をfLOとすると、fx-fLO、すなわちfb-fLOあるいはfb-fLO＋ΔＦとなる。この周波数が周波数変換回路220によって後段の周波数弁別回路222の周波数特性に一致するように、周波数変換回路220内部の電圧制御発振器451の出力信号452の周波数fVCOをバイアス電圧210で制御する。具体的には，後述の周波数弁別回路222内部の２つの帯域通過フィルタ500と501(図６参照)の中心周波数fmとfs（＝fm−ΔＦ）と周波数変換後の信号周波数が次の関係を満たすようにfVCOを制御する。すなわち，
fm=fb-fLO+ΔＦ-fVCO， fs=fb-fLO-fVCO (式２)
を満たすように制御する。なお，(式２)では周波数変換後に下側帯波信号を周波数弁別回路222の帯域通過フィルタ500と501の中心周波数に合わせたが，上側帯波信号，すなわちfb-fLO+ΔＦ+fVCOとfb-fLO+fVCOをfmとfsにそれぞれ合わせても良いのは言うまでもない。送信器100内部のバイアス電圧110と受信器200内部のバイアス電圧210はともに毎秒Ｒビットで変化するが、同じシード鍵と乱数発生回路から生成されており、必要なタイミングで同じ値を持つように設計されている。
【００２０】
周波数弁別回路222の構成例を図６に示す。周波数変換された信号221は、2系統に分かれそれぞれ帯域通過フィルタ500と501に入力する。この帯域通過フィルタは通過帯域の中心周波数がfmとfs（＝fm−ΔＦ）に設定されている。入力信号221の周波数がfmの時はフィルタ500を通過した信号が包絡線検波回路502でその振幅を検出して差動回路504に入力される。一方、信号221の周波数がfsの場合はフィルタ501を通過し包絡線検波回路503でその振幅を検出して差動回路504で反転される。つまり信号221の周波数がfmの時は正の信号が、fsの時は負の信号が差動回路504から出力され、これら2つの周波数以外の信号は帯域通過フィルタ500と501を通過せず、差動回路504の出力にはまったく現れない。差動回路504の出力信号を低域通過フィルタ505を通過させて識別回路506 に入力すると“0”、“1”の２値ディジタル信号が得られる。このディジタル信号は、受信器200内部のシード鍵205と乱数発生回路203から生成される互いに独立なｍ＋１個の乱数列のうち，バイアス電圧210を決定するために用いるｍ個の乱数列を除いた1個の乱数列206（これは送信器100内部で情報信号120と排他的論理和を取った乱数列106と同じ乱数である）と排他的論理和回路209で排他的論理和演算を行い、オリジナルの情報信号が情報信号出力端207から得られる。
【実施例２】
【００２１】
図７を用いて第二の実施例を説明する。第二の実施例では送信器100は第一の実施例と同じ構成である。受信器200では中間周波信号241を得るところまでは，第一の実施例と同じである。また，周波数弁別回路222以降も第一の実施例と同じである。
【００２２】
第二の実施例では，光ヘテロダイン受信後の中間周波信号241の周波数が，次式を満足するように受信器200の内部の局発レーザ201の発振周波数fLOをD/A回路208のバイアス信号210によって制御している。
fm=fb-fLO+ΔＦ， fs=fb-fLO (式３)
すなわち，中間周波信号241の周波数が周波数弁別回路222内部の２つの帯域通過フィルタ500と501の中心周波数fmとfsに一致するように局発レーザ201の発振周波数fLOを制御している。この点が第一の実施例と異なる点である。すなわち，第一の実施例では毎秒Rビットで変化する中間周波信号の周波数と周波数弁別回路222の周波数特性とを一致させるために周波数変換回路220の電圧制御発振器451を毎秒Ｒビットで変化させたが，第二の実施例では，周波数変換回路を用いず，局発レーザ201の発振周波数fLOを毎秒Ｒビット変化させている。
【００２３】
なお，第一の実施例でも第二の実施例でも周波数弁別回路としてフィルタと包絡線検波回路を用いた場合を示したが，遅延検波回路を用いた周波数弁別回路の場合も同様に動作することは自明である。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
本発明は、安全な光通信システムを実現する上で必要な光パワと安全性強度を保っており、産業的観点から見て利用可能性は高い。また、本明細書は光ファイバ通信システムを想定して記述しているが、本特許をそのままの形で空間光通信に利用もできることは明確である。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】第一の実施例を示す構成図。
【図２】レーザのスペクトルの例を示す説明図。
【図３】本発明の送信光の時間平均スペクトルを示す説明図。
【図４】バランス型O/E回路の構成例。
【図５】周波数変換回路の構成例。
【図６】周波数弁別回路の構成例。
【図７】第二の実施例を示す構成図。
【符号の説明】
【００２６】
100：送信器、101：レーザ、102：駆動電流、103、203：乱数発生回路、104、204：乱数列、105、205：シード鍵、106、206：乱数列、107：情報信号入力端、108、208：D/A変換回路、109、209：排他的論理和回路、110，210：バイアス電圧、111：信号電圧、112：加算回路、113：電圧信号、114：電圧電流変換回路、115：信号光、116；光ファイバ、120：情報信号、200：受信器、201：局発レーザ、207：情報信号出力端、220：周波数変換回路、221：周波数変換された信号、222：周波数弁別回路、224：局発光，230：２入力２出力光カプラ、240：バランス型Ｏ／Ｅ変換回路、241：中間周波信号、250：制御回路，251：偏波コントローラ，400,401：pinフォトダイオード、402：トランスインピーダンス増幅回路、450：ミキサ，451：電圧制御発振器，452：電圧制御発振器出力信号，500：帯域通過フィルタ（中心周波数fm），501；帯域通過フィルタ（中心周波数fs），502、503：包絡線検波回路、504：差動回路，505：低域通過フィルタ、506：識別回路。
【技術分野】
【０００１】
光通信
【背景技術】
【０００２】
近年、通信のセキュリティに関する関心が高まっている。この理由は、個人情報や企業情報がインターネットを使って通信する場合に、正規の送信者から正規の受信者までの通信システムのどこかで盗聴者がこれらの情報を盗む可能性があり、それが個人や企業に多大な損害を与えるためである。光通信において絶対に安全な通信手段は、単一光子を使った暗号鍵配布システム（非特許文献１）である。このシステムは単一光子の状態を用いて乱数を正規の送受信者間で共有しこの乱数を用いて情報を暗号化して通信する方式（いわゆる共通鍵暗号方式）で、鍵は使い捨てである。この方式は単一光子の使用とnon-cloning定理（非特許文献１）によってその絶対安全性が保証されているが、単一光子を発生させるための特殊なデバイスが必要である。また単一光子（微弱光）のため送受信者間の通信距離は１００ｋｍ程度、また鍵生成速度はせいぜい数Ｍｂｉｔ／ｓ程度に限られている。
【０００３】
レーザから発生するコヒーレント光に付随する量子揺らぎで情報を“覆い隠して”通信する方式も提案され実験されている。この通信方式は、情報を光の強度に乗せて通信する方式（非特許文献２）と、光の位相に乗せて通信する方式（非特許文献３）の２通りがある。光の強度に情報を乗せて通信する場合は、伝送路である光ファイバが示す非線形光学効果、たとえば自己位相変調効果や、波長多重伝送時の相互位相変調効果の影響を受けやすく、長距離伝送に適さない。また、光の位相に情報を乗せて通信する場合は、送信側でレーザ光源と位相変調器を使用する必要があり煩雑な送信器構成となる。
【０００４】
【非特許文献１】N. Gisin, G. Ribordy, W. Tittel, and H. Zbinden, Reviews of Modern Physics 74, 145 195 (2002).
【非特許文献２】佐々木雅英、松岡正浩 監修「量子情報通信」pp.207-209 オプトロニクス社（2006）
【非特許文献３】E. Corndorf, C. Liang, G. S. Kanter, et al, Physical Review A 71, 062326 (2005)
【非特許文献４】A. Elrefaie, M. W. Maeda, and R. Guru, IEEE Photonics Technology Letters, Vol.1, No.4, 88 (1989)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
光の強度が長距離光通信に適用できるほど強く、かつ送信器の構成が簡便で、さらに光ファイバの非線形光学効果に強い、安全な光通信システムを実現することが課題である。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
正規送信者は、光源として半導体レーザ光を用いる。正規送信者と正規受信者は同じシード鍵と乱数発生回路を事前に保持している。正規送信者はこのシード鍵と乱数発生回路によって互いに独立なｍ＋１個の乱数列を生成し、このうちのｍ個の乱数列で決まるバイアス信号に対応したバイアス電流Ibと後で説明する信号電流Isを加算した電流を半導体レーザに印加する。半導体レーザは駆動電流の大小によって発振する光の周波数が変化する，いわゆる直接周波数変調が可能であり外部変調器が不要でその結果，送信器構成が簡単であるという特長がある。
【０００７】
該バイアス電流Ibは多数（たとえばｍ＝８の場合は２８＝２５６）の値をとり、周波数空間では隣り合う信号点（バイアス電流に対応した光周波数）に付随する半導体レーザ固有の周波数雑音によってそのスペクトルが互いに重なるようにこの信号点の周波数を設定する。つまり，隣り合う信号点の周波数間隔Δｆは，半導体レーザのスペクトル線幅ΔΦより十分小さいように設定する。
【０００８】
正規送信者は，通信しようとする２値ディジタル情報と上記シード鍵と乱数発生回路から生成される残り１個の乱数列との排他的論理和を取る。その結果が“0”の場合は信号電流Isを0，排他的論理和が“1”の場合は信号電流をIsとし，上記バイアス電流Ibと加算した電流で該半導体レーザを駆動する。その結果半導体レーザからの光には周波数変調がかかる。信号電流振幅Isは次のように決定する。すなわち，Isが０の場合とIsの場合で対応する光周波数の周波数差ΔＦは，正規受信者によって符号誤り率が十分低い値，例えば１０−１３以下になるように決定する。
【０００９】
正規受信者は正規送信者から送られてくる信号光と受信器内部にある局発レーザを合波し受信する，いわゆる光ヘテロダイン受信を行う。光ヘテロダイン受信した結果得られる中間周波信号は，周波数弁別回路で２値ディジタル信号に変換される。正規受信者は正規送信者と同一のシード鍵と乱数発生回路を持っているため，正規送信者と同一のバイアス信号を必要なタイミングで生成することができ，それに応じて周波数弁別回路の中心周波数あるいは局発レーザの発振光周波数を変化させることにより，正しい周波数弁別が可能である。周波数弁別回路の出力である２値ディジタル信号は，該乱数発生回路からのｍ＋１個の乱数列のうち，バイアス信号を決定するｍ個の乱数列を除いた残りの1個の乱数列と排他的論理和を取ることによりオリジナルの２値ディジタル情報を得ることができる。
【００１０】
正規送受信者数の間に存在する盗聴者はシード鍵と乱数発生回路を知らないため、また半導体レーザ固有の周波数雑音によって信号が周波数空間で重なり互いに覆われているため、盗聴者はどの周波数の信号が送信されているか判別ができず，その結果盗聴は不可能である。よって正規送受信者間でセキュアな光通信システムが実現できる。
【発明の効果】
【００１１】
このシステムでは、周波数空間での信号点間距離（つまり周波数間隔Δｆ）を光の強度に無関係に任意に小さく設定できる。従って長距離通信に適した信号強度を保ったまま、正規送受信者間で必要なセキュリティを実現するためのSN比を設定でき、その結果安全な光通信システムを実現できる。さらに、伝送路である光ファイバ中では光の強度がほぼ一定であるため、光強度変化に起因する非線形光学効果（Kerr効果）の影響を受けにくい。また、送信は、光源として用いる半導体レーザの直接周波数変調を用いているため，外部変調器が不要であり，送信器が簡単な構成で実現できる、という効果がある。
【実施例１】
【００１２】
図1に本発明の第一の実施例を示す。正規の送信器100と正規の受信器200は伝送路である光ファイバ116を介して通信が行われる。通信に使用する光は、レーザ101を駆動電流102によって直接周波数変調した信号光115である。なお，レーザ101は半導体レーザが適しているが，周波数変調が実現できるレーザであれば半導体レーザに限らない。
【００１３】
情報信号入力端107から入力される情報信号120（ここでは２値ディジタル信号を仮定、情報速度は毎秒Rビット）は、送信器100の内部に保存されているシード鍵105 から乱数発生回路103によって毎秒Rビットで生成される互いに独立なｍ＋１個の乱数ビット列のうちの一つである乱数列106と排他的論理和回路109で信号電圧111を出力する。一方シード鍵105と乱数発生回路103によって毎秒Rビットの速度で並列に生成される独立なｍ個の乱数列104は、D/A変換回路108で2ｍレベルのバイアス電圧110に変換される。排他的論理和回路109の出力である信号電圧111とこのバイアス電圧110は加算回路112で加算され、電圧電流変換回路114で駆動電流102に変換されてレーザ101 に印加されることにより周波数変調された送信光115が生成される。
【００１４】
ここで，光の周波数変調と，信号電圧111やバイアス電圧110の関係を述べる。レーザ101の駆動電流102とレーザ101の出力光の周波数f0は一般に比例する。例えば半導体レーザではこの比例定数Ｌ(ＭＨｚ／ｍＡ)は，例えば３００ＭＨｚ／ｍＡなどの値である。つまりこの場合，駆動電流を1ｍＡ変化させるとレーザ光の周波数は３００ＭＨｚ変化する。一方，レーザ101のスペクトルは一般に図２で示すローレンツ形の形状をしており，スペクトル線幅ΔΦはレーザ101の周波数雑音を表している。さて，排他的論理和回路109の出力が”0”の場合の信号電圧111を0ボルト，その出力が”1”の場合の信号電圧111をＳボルトとすると，Sボルトによって生じる光周波数の変化ΔＦは，電圧電流変換回路114の変換係数をＫ(ｍＡ/ｍＶ)とすると，S(Ｖ)×Ｋ(ｍＡ/ｍＶ)×Ｌ（ＭＨｚ／ｍＡ）となる。この周波数差ΔＦで２値ディジタル信号を送信するため、正規受信者の光ヘテロダイン受信器では，レーザの周波数雑音ΔΦに影響されることなくあらかじめ決められた符号誤り率，例えば10−１３以下で受信できるようにΔＦを，つまり電圧Ｓを決める必要がある。一般に周波数雑音がΔΦの光源を用いてディジタル周波数変調を行う場合，信号変調周波数差ΔＦは非特許文献４によると次式を満たす必要がある。
【００１５】
ここで，Rはビットレートを表す。例えば，１Ｇｂｐｓのビットレートで周波数雑音
ΔΦが１００ＭＨｚの場合は，信号変調周波数差ΔＦは(式１)より５．６ＧＨｚと求まる(つまり，周波数変調度は５．６と求まる)。ここで注意すべき点は，(式１)の周波数雑音ΔΦは，本来はＩＦ帯での信号の周波数雑音を表している，という点である。つまり，ΔΦは送信器のレーザの周波数雑音と局発レーザの周波数雑音の和を表している。この明細書では，議論を簡単にするため，局発レーザの周波数雑音が送信器のレーザの周波数雑音より十分小さく無視できる，と仮定した。この仮定は例えば送信器のレーザに通常の市販されている半導体レーザを用い局発レーザに外部共振器レーザを用いる場合などが当てはまる。この仮定が当てはまらないときは，ΔΦを本来の解釈として議論をする必要があることを注意しておく。
【００１６】
次に，バイアス電圧110について図３を用いて述べる。このバイアス電圧は２ｍ個の大きさの異なる電圧である。バイアス電圧110の最小値をＶｂmin，最大値をＶｂmaxとすると，これらの電圧に対応する光周波数はfmin(図３ではf1)とｆmax(図３ではf8)である。fmin＝Ｖｂmin×Ｋ×Ｌ，fmax＝Ｖｂmax×Ｋ×Ｌである。ここでΔｆ＝ΔＦ/２ｍとする。バイアス電圧110に信号電圧111が加算回路112で加算され電圧電流変換回路114で駆動電流102に変換される。バイアス電圧110がＶｂ（Ｖｂmin≦Ｖｂ≦Ｖｂmax）で，信号電圧110が０ボルト（つまり，排他的論理和回路の出力が”0“）の場合，駆動電流102はＶｂ×Ｋとなり，それに対応する光周波数はfb（f1≦fb≦fmax）となる。信号電圧110がＳボルト（つまり，排他的論理和回路の出力が”1“）の場合は，駆動電流102は（Ｖｂ＋Ｓ）×Ｋとなり，これに対応する光周波数はfb+ΔＦとなる。図３は変調した信号光115の時間平均スペクトルの例を示している。図３では，ｍ＝３の場合を示している。図３ではfmin=f1, fmax=f8である。図３はあくまで時間平均したスペクトルを表しており，実際の通信では，毎秒Rビットで光の周波数がf1からf16の間を変化する。上述したようにΔf＝ΔＦ／２ｍで表せるが，このΔｆはレーザ101に固有の周波数雑音の大きさΔΦより十分小さい値となるように，ｍを決定しておく。このように設定すると，瞬時の信号の光周波数は，レーザの周波数雑音ΔΦに覆われているため，隣接するバイアス電圧に対応する光周波数と区別がつかず，盗聴者は盗聴した光の周波数を決定することができない。このため盗聴が不可能になる。
【００１７】
具体的な数値を挙げて説明する。ここでは前述の具体例と同じ数値を仮定する。すなわちビットレートは１Ｇｂｐｓ，送信器100内部のレーザ101の周波数雑音ΔΦは１００ＭＨｚ，受信器200の局発レーザ201の周波数雑音は無視できるほど小さいと仮定する。すると，信号変調周波数差ΔＦは５．６ＧＨｚとなる。例えばｍ＝８とすると，Δｆは５．６ＧＨｚ／２８＝２１．８ＭＨｚとなる。すなわち，１００ＭＨｚのスペクトル線幅を持つレーザ101を送信用に用いているので，このレーザ101の周波数雑音のなかに５つの信号が隠れることになり，これを盗聴した場合これら５つの信号を区別することはできない。
【００１８】
次に図１の受信器200について説明する。伝送路である光ファイバ116を伝播してきた信号光115は，受信器200内に設置された局発レーザ201の局発光224と２入力２出力の光カプラ230で合波され，バランス型Ｏ／Ｅ変換回路240で中間周波信号241に変換される。中間周波信号241の周波数は，信号光115の周波数fsと局発光224の周波数fLの差周波数fs-fLで与えられる。図４にバランス型Ｏ／Ｅ変換回路240の構成を示す。２つのpinフォトダイオード400と401がシリーズに接続されており、その中点からトランスインピーダンス増幅回路402に信号が導かれる構成となっている。光ヘテロダイン受信の効率は，信号光115と局発光224の偏波が一致している場合が最大になる。信号光115の偏波は光ファイバ116を伝播するため，受信器入力では時間と共に変化する。そこで中間周波信号の振幅が最大になるように、最大値制御を制御回路250と偏波コントローラ251で局発光の偏波が信号光115の偏波の変化に追従するように制御している。信号光115の偏波の時間的変化に対応する手段は，上記の偏波制御法以外に，いわゆる偏波ダイバーシティ方式もあるが，この構成は自明なのでここでは説明を省略する。得られた中間周波信号241は、周波数変換回路220に導かれその出力は周波数弁別回路222で２値ディジタル信号に復調される。
【００１９】
周波数変換回路220の構成例を図５に示す。バランス型Ｏ／Ｅ変換回路240の出力である中間周波信号241はミキサ450で電圧制御発振器451の出力信号452と掛け合わされ、周波数変換された信号221が得られる。ここで電圧制御発振器451は受信器内部に設置されたシード鍵205と乱数発生回路203で生成される互いに独立なｍ+1個の乱数列にうちｍ個の乱数列204とD/A変換回路208で作られるバイアス電圧210によって制御され所望の周波数fVCOの信号452 を発生する。この所望の周波数fVCOは次のようにして決定する。送信器100からの信号光115の光周波数がｆｘとする。fxは送信器100のバイアス電圧112で決まる光周波数fb（送信器内部の排他的論理和回路109の出力信号電圧111が“0”の場合）か、fb＋ΔＦ（送信器内部の排他的論理和回路109の出力信号電圧111が“1”の場合）である。この二つの場合に中間周波信号241の周波数は、局発レーザ201の光周波数をfLOとすると、fx-fLO、すなわちfb-fLOあるいはfb-fLO＋ΔＦとなる。この周波数が周波数変換回路220によって後段の周波数弁別回路222の周波数特性に一致するように、周波数変換回路220内部の電圧制御発振器451の出力信号452の周波数fVCOをバイアス電圧210で制御する。具体的には，後述の周波数弁別回路222内部の２つの帯域通過フィルタ500と501(図６参照)の中心周波数fmとfs（＝fm−ΔＦ）と周波数変換後の信号周波数が次の関係を満たすようにfVCOを制御する。すなわち，
fm=fb-fLO+ΔＦ-fVCO， fs=fb-fLO-fVCO (式２)
を満たすように制御する。なお，(式２)では周波数変換後に下側帯波信号を周波数弁別回路222の帯域通過フィルタ500と501の中心周波数に合わせたが，上側帯波信号，すなわちfb-fLO+ΔＦ+fVCOとfb-fLO+fVCOをfmとfsにそれぞれ合わせても良いのは言うまでもない。送信器100内部のバイアス電圧110と受信器200内部のバイアス電圧210はともに毎秒Ｒビットで変化するが、同じシード鍵と乱数発生回路から生成されており、必要なタイミングで同じ値を持つように設計されている。
【００２０】
周波数弁別回路222の構成例を図６に示す。周波数変換された信号221は、2系統に分かれそれぞれ帯域通過フィルタ500と501に入力する。この帯域通過フィルタは通過帯域の中心周波数がfmとfs（＝fm−ΔＦ）に設定されている。入力信号221の周波数がfmの時はフィルタ500を通過した信号が包絡線検波回路502でその振幅を検出して差動回路504に入力される。一方、信号221の周波数がfsの場合はフィルタ501を通過し包絡線検波回路503でその振幅を検出して差動回路504で反転される。つまり信号221の周波数がfmの時は正の信号が、fsの時は負の信号が差動回路504から出力され、これら2つの周波数以外の信号は帯域通過フィルタ500と501を通過せず、差動回路504の出力にはまったく現れない。差動回路504の出力信号を低域通過フィルタ505を通過させて識別回路506 に入力すると“0”、“1”の２値ディジタル信号が得られる。このディジタル信号は、受信器200内部のシード鍵205と乱数発生回路203から生成される互いに独立なｍ＋１個の乱数列のうち，バイアス電圧210を決定するために用いるｍ個の乱数列を除いた1個の乱数列206（これは送信器100内部で情報信号120と排他的論理和を取った乱数列106と同じ乱数である）と排他的論理和回路209で排他的論理和演算を行い、オリジナルの情報信号が情報信号出力端207から得られる。
【実施例２】
【００２１】
図７を用いて第二の実施例を説明する。第二の実施例では送信器100は第一の実施例と同じ構成である。受信器200では中間周波信号241を得るところまでは，第一の実施例と同じである。また，周波数弁別回路222以降も第一の実施例と同じである。
【００２２】
第二の実施例では，光ヘテロダイン受信後の中間周波信号241の周波数が，次式を満足するように受信器200の内部の局発レーザ201の発振周波数fLOをD/A回路208のバイアス信号210によって制御している。
fm=fb-fLO+ΔＦ， fs=fb-fLO (式３)
すなわち，中間周波信号241の周波数が周波数弁別回路222内部の２つの帯域通過フィルタ500と501の中心周波数fmとfsに一致するように局発レーザ201の発振周波数fLOを制御している。この点が第一の実施例と異なる点である。すなわち，第一の実施例では毎秒Rビットで変化する中間周波信号の周波数と周波数弁別回路222の周波数特性とを一致させるために周波数変換回路220の電圧制御発振器451を毎秒Ｒビットで変化させたが，第二の実施例では，周波数変換回路を用いず，局発レーザ201の発振周波数fLOを毎秒Ｒビット変化させている。
【００２３】
なお，第一の実施例でも第二の実施例でも周波数弁別回路としてフィルタと包絡線検波回路を用いた場合を示したが，遅延検波回路を用いた周波数弁別回路の場合も同様に動作することは自明である。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
本発明は、安全な光通信システムを実現する上で必要な光パワと安全性強度を保っており、産業的観点から見て利用可能性は高い。また、本明細書は光ファイバ通信システムを想定して記述しているが、本特許をそのままの形で空間光通信に利用もできることは明確である。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】第一の実施例を示す構成図。
【図２】レーザのスペクトルの例を示す説明図。
【図３】本発明の送信光の時間平均スペクトルを示す説明図。
【図４】バランス型O/E回路の構成例。
【図５】周波数変換回路の構成例。
【図６】周波数弁別回路の構成例。
【図７】第二の実施例を示す構成図。
【符号の説明】
【００２６】
100：送信器、101：レーザ、102：駆動電流、103、203：乱数発生回路、104、204：乱数列、105、205：シード鍵、106、206：乱数列、107：情報信号入力端、108、208：D/A変換回路、109、209：排他的論理和回路、110，210：バイアス電圧、111：信号電圧、112：加算回路、113：電圧信号、114：電圧電流変換回路、115：信号光、116；光ファイバ、120：情報信号、200：受信器、201：局発レーザ、207：情報信号出力端、220：周波数変換回路、221：周波数変換された信号、222：周波数弁別回路、224：局発光，230：２入力２出力光カプラ、240：バランス型Ｏ／Ｅ変換回路、241：中間周波信号、250：制御回路，251：偏波コントローラ，400,401：pinフォトダイオード、402：トランスインピーダンス増幅回路、450：ミキサ，451：電圧制御発振器，452：電圧制御発振器出力信号，500：帯域通過フィルタ（中心周波数fm），501；帯域通過フィルタ（中心周波数fs），502、503：包絡線検波回路、504：差動回路，505：低域通過フィルタ、506：識別回路。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信器においてレーザ光をディジタル周波数変調（FSK: Frequency Shift Keying)することによって２値ディジタル情報を送信し、受信器において前記レーザ光を光へテロダイン受信する光通信システムにおいて、
前記送信器及び受信器は、
同一のシード鍵と前記シード鍵を用いて同一のｍ＋１個の乱数列を生成する乱数生成回路と、をそれぞれ備え、
前記送信器は、
前記ｍ＋１個の乱数列のうちのｍ個の乱数列に基づいて前記送信器と前記受信器との通信に使う光周波数対を決定し、
前記ｍ＋１個の乱数列のうちの残りの１個の乱数列と該２値ディジタル情報との排他的論理和を取り、前記送信器と前記受信器との通信に使用する最小の光周波数間隔は前記レーザ光の周波数雑音を表すスペクトル線幅より狭い事を特徴とする光通信システム。
【請求項２】
前記送信器は、
前記ｍ＋１個の乱数列のうちの残り１個の乱数列と、通信する情報信号である前記２値ディジタル信号との排他的論理和を取ることによって該情報信号を暗号化し、
前記ｍ＋１個の乱数列のうちのｍ個の乱数列をD/A変換して得られる２ｍ個の電圧レベルと前記暗号化された前記情報信号を加算し、
前記加算値に基づいて前記レーザ光の光周波数をディジタル周波数変調し、
前記受信器は、
前記送信器から送信されてきた信号光を光ヘテロダイン受信して電圧振幅に変換し、
該受信器の前記乱数生成回路が生成するｍ＋１個の乱数列のうちｍ個の乱数列をD/A変換して得られる２ｍ個の電圧レベルに応じて周波数弁別回路の中心周波数を決定し、
該周波数弁別回路は前記電圧振幅を入力として前記２値ディジタル信号の判定を行って判定結果を出力し、
該周波数弁別回路の出力と前記受信器の前記乱数生成回路が生成する前記ｍ＋１個の乱数列のうちの残りの１個の乱数列との排他的論理和を取って前記情報信号を得ることを特徴とする請求項１に記載の光通信システム。
【請求項３】
前記送信器は、
前記ｍ＋１個の乱数列のうちの残り１個の乱数列と、通信する情報信号である前記２値ディジタル信号との排他的論理和を取ることによって該情報信号を暗号化し、
前記ｍ＋１個の乱数列のうちのｍ個の乱数列をD/A変換して得られる２ｍ個の電圧レベルと前記暗号化された前記情報信号を加算し、
前記加算値に基づいて前記レーザ光の光周波数をディジタル周波数変調し、
前記受信器は、
前記送信器から送信されてきた光を光ヘテロダイン受信して電圧振幅に変換し、
該受信器の前記乱数生成回路が生成するｍ＋１個の乱数列のうちｍ個の乱数列をD/A変換して得られる２ｍ個の電流レベルに応じて光ヘテロダイン受信に用いる局発レーザの光周波数を決定し、
中心周波数が固定されている周波数弁別回路では前記電圧振幅を入力として前記２値ディジタル信号の判定を行って判定結果を出力し、
前記周波数弁別回路の出力と前記受信器の前記乱数生成回路が生成する前記ｍ＋１個の乱数列のうちの残りの１個の乱数列との排他的論理和を取って前記情報信号を得ることを特徴とする請求項１に記載の光通信システム。
【請求項１】
送信器においてレーザ光をディジタル周波数変調（FSK: Frequency Shift Keying)することによって２値ディジタル情報を送信し、受信器において前記レーザ光を光へテロダイン受信する光通信システムにおいて、
前記送信器及び受信器は、
同一のシード鍵と前記シード鍵を用いて同一のｍ＋１個の乱数列を生成する乱数生成回路と、をそれぞれ備え、
前記送信器は、
前記ｍ＋１個の乱数列のうちのｍ個の乱数列に基づいて前記送信器と前記受信器との通信に使う光周波数対を決定し、
前記ｍ＋１個の乱数列のうちの残りの１個の乱数列と該２値ディジタル情報との排他的論理和を取り、前記送信器と前記受信器との通信に使用する最小の光周波数間隔は前記レーザ光の周波数雑音を表すスペクトル線幅より狭い事を特徴とする光通信システム。
【請求項２】
前記送信器は、
前記ｍ＋１個の乱数列のうちの残り１個の乱数列と、通信する情報信号である前記２値ディジタル信号との排他的論理和を取ることによって該情報信号を暗号化し、
前記ｍ＋１個の乱数列のうちのｍ個の乱数列をD/A変換して得られる２ｍ個の電圧レベルと前記暗号化された前記情報信号を加算し、
前記加算値に基づいて前記レーザ光の光周波数をディジタル周波数変調し、
前記受信器は、
前記送信器から送信されてきた信号光を光ヘテロダイン受信して電圧振幅に変換し、
該受信器の前記乱数生成回路が生成するｍ＋１個の乱数列のうちｍ個の乱数列をD/A変換して得られる２ｍ個の電圧レベルに応じて周波数弁別回路の中心周波数を決定し、
該周波数弁別回路は前記電圧振幅を入力として前記２値ディジタル信号の判定を行って判定結果を出力し、
該周波数弁別回路の出力と前記受信器の前記乱数生成回路が生成する前記ｍ＋１個の乱数列のうちの残りの１個の乱数列との排他的論理和を取って前記情報信号を得ることを特徴とする請求項１に記載の光通信システム。
【請求項３】
前記送信器は、
前記ｍ＋１個の乱数列のうちの残り１個の乱数列と、通信する情報信号である前記２値ディジタル信号との排他的論理和を取ることによって該情報信号を暗号化し、
前記ｍ＋１個の乱数列のうちのｍ個の乱数列をD/A変換して得られる２ｍ個の電圧レベルと前記暗号化された前記情報信号を加算し、
前記加算値に基づいて前記レーザ光の光周波数をディジタル周波数変調し、
前記受信器は、
前記送信器から送信されてきた光を光ヘテロダイン受信して電圧振幅に変換し、
該受信器の前記乱数生成回路が生成するｍ＋１個の乱数列のうちｍ個の乱数列をD/A変換して得られる２ｍ個の電流レベルに応じて光ヘテロダイン受信に用いる局発レーザの光周波数を決定し、
中心周波数が固定されている周波数弁別回路では前記電圧振幅を入力として前記２値ディジタル信号の判定を行って判定結果を出力し、
前記周波数弁別回路の出力と前記受信器の前記乱数生成回路が生成する前記ｍ＋１個の乱数列のうちの残りの１個の乱数列との排他的論理和を取って前記情報信号を得ることを特徴とする請求項１に記載の光通信システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００９−１７１０７７（Ｐ２００９−１７１０７７Ａ）
【公開日】平成２１年７月３０日（２００９．７．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−５１６５（Ｐ２００８−５１６５）
【出願日】平成２０年１月１５日（２００８．１．１５）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年７月３０日（２００９．７．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１月１５日（２００８．１．１５）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
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