半導体電力変換装置
【課題】インバータ回路に設置されるフィルタ回路を小型化可能とするとともに、コモンモード電流を低減してエネルギー効率の優れた小型の半導体電力変換装置を提供する。
【解決手段】直流電源１１に２つの相補的に動作するスイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２を直列接続して構成された双方向の降圧チョッパ回路１を接続する。そして、圧チョッパ回路１で降圧された直流を交流に変換するＨブリッジインバータ回路２を降圧チョッパ回路１に接続する。
【解決手段】直流電源１１に２つの相補的に動作するスイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２を直列接続して構成された双方向の降圧チョッパ回路１を接続する。そして、圧チョッパ回路１で降圧された直流を交流に変換するＨブリッジインバータ回路２を降圧チョッパ回路１に接続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、直流を所望の交流に変換する半導体電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、太陽電池や燃料電池、バッテリなどの直流電源は、直流電力を電力系統へ連系させることが多く、直流電力を交流電力に変換させる単相インバータ回路が用いられている（例えば非特許文献１）。
【０００３】
図６は、従来の単相インバータ回路の一例を示す構成図である。直流電源１１には単相インバータが接続されている。単相インバータは、４個のスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４に、逆並列ダイオードＤＡ１、ＤＡ２、ＤＡ３、ＤＡ４が逆並列接続され、Ｈブリッジインバータで形成されている。
【０００４】
単相インバータは、直流電源１１の直流電圧ＶＤＣを入力し、スイッチング素子ＳＡ１〜ＳＡ４のオン・オフによって、−ＶＤＣ、０、ＶＤＣの３レベルで出力し、各レベルの出力時間を調整することによって電圧の大小を表わすＰＷＭ制御を行い擬似正弦波を出力する。この単相インバータ回路を電力系統に連系する際、ＰＷＭ電圧波形に含まれる高調波に起因する高調波電流が系統へ流出することを防ぐため、リアクトルＬＦ、コンデンサＣＦで構成するフィルタ回路１２を介してトランスＴＲにより電力系統に連系する。
【０００５】
また、出力電圧ＶＯＵＴのレベルが０のときにコモンモード電圧を発生し、トランスＴＲの中性点から直流電源１１と対地間の寄生容量ＣＣＭ１、ＣＣＭ２を通してコモンモード電流ｉＣＭが流れる。コモンモード電流ｉＣＭは漏電遮断器の誤動作、感電・火災を引き起こす恐れがあるため、電気用品安全法等で規制されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】「パワーエレクトロニクス入門」第４版、オーム社、２００６年９月０日、ｐ．２８３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところが、このように構成された従来の単相インバータ回路においては、フィルタ回路１２を設置しているので装置が大型化し、フィルタ回路１２で発生する損失によりエネルギー効率が低下する。特にリアクトルＬＦは銅損・鉄損を発生し効率低下への影響が大きい。一方、スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４のスイッチング周波数を大きくすればフィルタ回路１２を小さくできるが、スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４に発生する損失が増大し、エネルギー効率の低下は免れない。
【０００８】
また、従来回路は出力電圧ＶＯＵＴのレベルが０のときにコモンモード電圧を発生し、トランスＴＲの中性点から直流電源と対地間の寄生容量ＣＣＭ１、ＣＣＭ２を通してコモンモード電流ｉＣＭが流れるので、そのコモンモード電流ｉＣＭを抑制するためにコモンモードフィルタを挿入することがある。そうした場合には、コモンモードフィルタのリアクトルにより、銅損・鉄損を発生するためエネルギー効率低下の要因となる。
【０００９】
本発明の実施形態は、インバータ回路に設置されるフィルタ回路を小型化可能にするとともに、コモンモード電流を低減してエネルギー効率の優れた小型の半導体電力変換装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の実施形態の半導体電力変換装置は、直流を所望の交流に変換する半導体電力変換装置において、直流電源に２つの相補的に動作するスイッチング素子を直列接続して構成され直流を降圧する双方向降圧チョッパ回路と、前記双方向降圧チョッパで降圧された直流を交流に変換するＨブリッジインバータ回路とを備えたことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施形態に係る半導体電力変換装置の構成図。
【図２】本発明の実施形態に係る半導体電力変換装置の各部の電流電圧の波形図。
【図３】本発明の実施形態に係る半導体電力変換装置のスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４がオンのときの降圧チョッパ回路の出力電流ｉＩＮの電流経路Ｌ１の説明図。
【図４】本発明の実施形態に係る半導体電力変換装置のスイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３がオンのときの降圧チョッパ回路の出力電流ｉＩＮの電流経路Ｌ２の説明図。
【図５】本発明の実施形態における降圧チョッパ回路のリアクトルＬに指令電流ｉＬＲｅｆを流すためにリアクトル電流ｉＬを制御した場合の一例を示すグラフ。
【図６】従来の単相インバータ回路の一例を示す構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態を説明する。図１は本発明の実施形態に係る半導体電力変換装置の構成図である。図１では直流電圧ＶＤＣを任意の周波数ｆＯｕｔ、電圧ＶＯＵＴに変換して交流電力を供給するためのインバータを構成した半導体電力変換装置を示している。直流電源１１には、電源側、負荷側の双方向に電流ｉＬを流せる降圧チョッパ回路を接続する。すなわち、双方向降圧チョッパ回路１は２つの直列接続したスイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２とそれぞれに逆並列に接続する２つのダイオードＤＣ１、ＤＣ２、リアクトルＬとコンデンサＣで構成される。リアクトルＬとコンデンサＣはフィルタ回路の役目をする。
【００１３】
降圧チョッパ回路１の出力側にはインバータ回路２が接続されている。インバータ回路２は、４つのスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４および逆並列ダイオードＤＡ１、ＤＡ２、ＤＡ３、ＤＡ４で構成されるＨブリッジインバータ回路である。このインバータ回路２の出力側には系統連系トランスＴＲが接続され、交流電力を系統へ供給する。
【００１４】
双方向降圧チョッパ回路１を構成するスイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２は高速スイッチング素子とし、インバータ回路（Ｈブリッジインバータ回路）を構成するスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４は低速スイッチング素子とする。これは、後述するように、インバータ回路２のスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４のスイッチング回数は出力電圧ＶＯＵＴの周波数ｆＯＵＴと同じであり、スイッチング回数は従来回路の数１００分の１となり、低速スイッチング素子でよいからである。
【００１５】
このように構成された半導体電力変換装置の直流電源１１の直流電圧ＶＤＣ、降圧チョッパ回路１のリアクトルＬおよびコンデンサＣの値は、半導体電力変換装置から電力系統に供給する電流値ｉＯＵＴ、電圧値ＶＯＵＴに従い決定される。
【００１６】
図２は半導体電力変換装置の各部の電流電圧の波形図である。電力系統に供給する電流値ｉＯＵＴ、電圧値ＶＯＵＴ、降圧チョッパ回路１の出力電流ｉＩＮ、コンデンサＣの電圧ＶＣ、コンデンサＣに流入する電流ｉＣを示している。
【００１７】
まず、降圧チョッパ回路１とインバータ回路２との構成では、出力電圧は入力電圧より小さい値となる。つまり、出力電圧ＶＯＵＴのピーク値ＶＰは直流電圧ＶＤＣより小さくなければならない。よって、式（１）の関係により直流電圧ＶＤＣは決定される。
【数１】
【００１８】
この実施形態においては出力電圧ＶＯＵＴを正弦波に近い波形とするため、コンデンサＣの電圧ＶＣの波形を正弦波の絶対値とする。インバータ回路２のスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４をオンし、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３をオフすれば正の電圧を出力でき、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３をオンし、スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４をオフすれば負の電圧を出力できる。
【００１９】
このため、出力電圧ＶＯＵＴの極性が変わるときにスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３をそれぞれペアとしてオン・オフすれば、出力電圧ＶＯＵＴを正弦波にできる。
【００２０】
次に、コンデンサ電圧ＶＣを正弦波の絶対値とする方法を述べる。コンデンサＣに流入する電流ｉＣとコンデンサ電圧ＶＣの関係は式（２）で示される。
【数２】
【００２１】
このため、コンデンサ電流ｉＣは正弦波の絶対値を微分した波形にしなければならない。降圧チョッパ回路１の出力電流ｉＩＮはスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４がオンのときは図３の経路Ｌ１を電流が流れ、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３がオンのときは図４の経路Ｌ２を流れる。したがって、例えば出力電圧ＶＯＵＴと電流ｉＯＵＴの位相が一致している力率１のとき、降圧チョッパ回路１の出力電流ｉＩＮは出力電流ｉＯＵＴの絶対値にする必要がある。
【００２２】
リアクトル電流ｉＬは電流ｉＩＮとコンデンサ電流ｉＣの和となる。つまり、リアクトル電流ｉＬに式（３）で表わされる指令電流ｉＬＲｅｆを流すことができれば、所望の電流電圧を出力できる。
【数３】
【００２３】
そこで、リアクトルＬに指令電流ｉＬＲｅｆを流すために、ヒステリシス制御を行う。リアクトルＬの電流ｉＬ・電圧ＶＬの関係は式（４）に従う。
【数４】
【００２４】
したがって、スイッチング素子ＳＣ１がオンし、スイッチング素子ＳＣ２がオフの状態では、リアクトル電流ｉＬは図１の矢印の方向に増大し、スイッチングＳＣ１がオフし、スイッチングＳＣ２がオンの状態では減少する。
【００２５】
図５は、リアクトルＬに指令電流ｉＬＲｅｆを流すためにリアクトル電流ｉＬを制御した場合の一例を示すグラフである。スイッチング素子ＳＣ１がオン、スイッチング素子ＳＣ２がオフの状態において、リアクトル電流ｉＬが時点ｔ１で指令電流ｉＬＲｅｆをヒステリシス幅Ａだけ上回ったとき、スイッチング素子ＳＣ１をオフしてスイッチング素子ＳＣ２をオンし、リアクトル電流ｉＬを減少させる。
【００２６】
次に、リアクトル電流ｉＬが時点ｔ２で指令電流ｉＬＲｅｆをヒステリシス幅Ａだけ下回ったとき、スイッチング素子ＳＣ１をオンしてスイッチング素子ＳＣ２をオフし、リアクトル電流ｉＬを増大させる。このように、スイッチングＳＣ１、ＳＣ２のオン・オフを繰り返すことによって、リアクトル電流ｉＬを指令電流ｉＬＲｅｆの±Ａの範囲（ｉＬＲｅｆ±Ａ）に留めることができる。
【００２７】
スイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２のスイッチング周波数ｆＳＷは、直流電圧ＶＤＣ、リアクトルＬのインダクタンス値Ｌ、出力電圧ＶＯＵＴやヒステリシス幅Ａによって変化する。しかし、スイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２の特性によりスイッチング周波数ｆＳＷの上限値ｆＳＷＵＬが存在し、上限値ｆＳＷＵＬ以上のスイッチングを行うとスイッチング損失の増大による熱破壊が懸念される。
【００２８】
そこで、直流電圧ＶＤＣと出力電圧ＶＯＵＴは仕様値として決まっているとしたとき、スイッチング周波数上限値ｆＳＷＵＬ以上にスイッチング周波数ｆＳＷが増大しないようにリアクトルＬのインダクタンス値Ｌ、ヒステリシス幅Ａを決める。
【００２９】
図１の回路において、出力電圧ＶＯＵＴのピーク値ＶＰが直流電圧ＶＤＣより大きいとき、スイッチング周波数最大値ｆＳＷＭＡＸは式（５）で決定される。
【数５】
【００３０】
出力電圧ＶＯＵＴのピーク値ＶＰが直流電圧ＶＤＣより小さいときは、式（６）に従う。
【数６】
【００３１】
式（６）のスイッチング周波数最大値ｆＳＷＭＡＸが上限値ｆＳＷＵＬを超えないように、ヒステリシス幅Ａ、リアクトルＬのインダクタンス値Ｌを決定する。
【００３２】
なお、出力電流ｉＯＵＴが小さいときはスイッチング周波数上限値ｆＳＷＵＬを引き上げることができるので、このときはヒステリシス幅Ａを小さくすることができる。つまり、出力電流ｉＯＵＴに応じてヒステリシス幅Ａを動的に変化させてもよい。
【００３３】
また、インダクタンス値Ｌは出力電流ｉＯＵＴの最大変化率を満足するように、式（７）の条件を満たしていることを確認する。なお、出力電流ｉＯＵＴが０のときに、変化率が最大となる。
【数７】
【００３４】
次に、コンデンサＣの容量値Ｃを決定する。インダクタンス値Ｌの電流変化率制限から、式（８）を満たす必要がある。
【数８】
【００３５】
式（２）を式（８）に代入し、式（９）を得る。
【数９】
【００３６】
コンデンサ電圧ＶＣは電流ｉＣ＝０においては正弦波の絶対値の頂点の位置にあるため、式（９）は式（１０）に書き換えられる。
【数１０】
【００３７】
これを整理し、式（１１）を得る。
【数１１】
【００３８】
よって、式（１１）の条件を満たすコンデンサ容量値に決定する。ただし、連系インピーダンスなどの出力回路のインダクタンスＬＯＵＴとの共振を回避するため、式（１２）の条件を満たすことを確認する。
【数１２】
【００３９】
ここで、Ｋは通常、数十以上の値とする。
【００４０】
上述したように、本発明の実施形態において、リアクトル電流指令値ｉＬＲｅｆに従ってスイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２のオン・オフをヒステリシス制御し、供給したい電圧ＶＯＵＴの極性に従ってスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４をオン・オフさせることにより、所望の交流電力を供給できる。
【００４１】
このように、降圧チョッパ回路１のリアクトルＬ、コンデンサＣは出力電圧ＶＯＵＴの周波数ｆＯＵＴの変化率に対応するために、ある値以上に小さくする必要がある。従来の単相インバータ回路のフィルタ回路を構成するリアクトルＬＦ、コンデンサＣＦは、スイッチング周波数ｆＳＷに比べてカットオフ周波数を十分に小さくするように設計する必要があり、本発明の実施形態のリアクトルＬ、コンデンサＣと比較して必然的に大きくなる。
【００４２】
また、本発明の実施形態のインバータ回路２を構成するスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４は２レベル動作をする。すなわち、スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４がオンのとき、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３がオフ、スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４がオフのとき、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３がオンであるため、トランスＴＲの中性点にコモンモード電圧が現れない。つまり、コモンモード電流が流れないので、コモンモードフィルタが不要となる。
【００４３】
スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４のスイッチング回数は出力電圧ＶＯＵＴの周波数ｆＯＵＴと同じであり、スイッチング回数は従来の単相インバータ回路の数１００分の１である。さらに、力率が１であればコンデンサ電圧ＶＣは０となり、原理的にスイッチング損失が発生しない。このため、インバータ回路２のスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４は低速スイッチング素子でよい。
【００４４】
スイッチング素子数は、従来の単相インバータ回路では４個、本発明の実施形態の半導体電力変換装置では６個である。従来の単相インバータ回路は４つの高速スイッチング素子が必要であるのに対し、本発明の実施形態では、高速スイッチング素子は、降圧チョッパ回路１のスイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２のみでよく、コストが高い高速スイッチング素子の数が半減する。このため、全体コストは従来の単相インバータ回路よりも低減する。
【００４５】
従って、リアクトル、コンデンサの小型化、コモンモードフィルタが削減され、従来の単相インバータ回路と比較してエネルギー効率が高くなり、体積が小さいインバータを実現できる。
【００４６】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００４７】
１…降圧チョッパ回路、２…インバータ回路、１１…直流電源、１２…フィルタ回路、
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、直流を所望の交流に変換する半導体電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、太陽電池や燃料電池、バッテリなどの直流電源は、直流電力を電力系統へ連系させることが多く、直流電力を交流電力に変換させる単相インバータ回路が用いられている（例えば非特許文献１）。
【０００３】
図６は、従来の単相インバータ回路の一例を示す構成図である。直流電源１１には単相インバータが接続されている。単相インバータは、４個のスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４に、逆並列ダイオードＤＡ１、ＤＡ２、ＤＡ３、ＤＡ４が逆並列接続され、Ｈブリッジインバータで形成されている。
【０００４】
単相インバータは、直流電源１１の直流電圧ＶＤＣを入力し、スイッチング素子ＳＡ１〜ＳＡ４のオン・オフによって、−ＶＤＣ、０、ＶＤＣの３レベルで出力し、各レベルの出力時間を調整することによって電圧の大小を表わすＰＷＭ制御を行い擬似正弦波を出力する。この単相インバータ回路を電力系統に連系する際、ＰＷＭ電圧波形に含まれる高調波に起因する高調波電流が系統へ流出することを防ぐため、リアクトルＬＦ、コンデンサＣＦで構成するフィルタ回路１２を介してトランスＴＲにより電力系統に連系する。
【０００５】
また、出力電圧ＶＯＵＴのレベルが０のときにコモンモード電圧を発生し、トランスＴＲの中性点から直流電源１１と対地間の寄生容量ＣＣＭ１、ＣＣＭ２を通してコモンモード電流ｉＣＭが流れる。コモンモード電流ｉＣＭは漏電遮断器の誤動作、感電・火災を引き起こす恐れがあるため、電気用品安全法等で規制されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】「パワーエレクトロニクス入門」第４版、オーム社、２００６年９月０日、ｐ．２８３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところが、このように構成された従来の単相インバータ回路においては、フィルタ回路１２を設置しているので装置が大型化し、フィルタ回路１２で発生する損失によりエネルギー効率が低下する。特にリアクトルＬＦは銅損・鉄損を発生し効率低下への影響が大きい。一方、スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４のスイッチング周波数を大きくすればフィルタ回路１２を小さくできるが、スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４に発生する損失が増大し、エネルギー効率の低下は免れない。
【０００８】
また、従来回路は出力電圧ＶＯＵＴのレベルが０のときにコモンモード電圧を発生し、トランスＴＲの中性点から直流電源と対地間の寄生容量ＣＣＭ１、ＣＣＭ２を通してコモンモード電流ｉＣＭが流れるので、そのコモンモード電流ｉＣＭを抑制するためにコモンモードフィルタを挿入することがある。そうした場合には、コモンモードフィルタのリアクトルにより、銅損・鉄損を発生するためエネルギー効率低下の要因となる。
【０００９】
本発明の実施形態は、インバータ回路に設置されるフィルタ回路を小型化可能にするとともに、コモンモード電流を低減してエネルギー効率の優れた小型の半導体電力変換装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の実施形態の半導体電力変換装置は、直流を所望の交流に変換する半導体電力変換装置において、直流電源に２つの相補的に動作するスイッチング素子を直列接続して構成され直流を降圧する双方向降圧チョッパ回路と、前記双方向降圧チョッパで降圧された直流を交流に変換するＨブリッジインバータ回路とを備えたことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施形態に係る半導体電力変換装置の構成図。
【図２】本発明の実施形態に係る半導体電力変換装置の各部の電流電圧の波形図。
【図３】本発明の実施形態に係る半導体電力変換装置のスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４がオンのときの降圧チョッパ回路の出力電流ｉＩＮの電流経路Ｌ１の説明図。
【図４】本発明の実施形態に係る半導体電力変換装置のスイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３がオンのときの降圧チョッパ回路の出力電流ｉＩＮの電流経路Ｌ２の説明図。
【図５】本発明の実施形態における降圧チョッパ回路のリアクトルＬに指令電流ｉＬＲｅｆを流すためにリアクトル電流ｉＬを制御した場合の一例を示すグラフ。
【図６】従来の単相インバータ回路の一例を示す構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態を説明する。図１は本発明の実施形態に係る半導体電力変換装置の構成図である。図１では直流電圧ＶＤＣを任意の周波数ｆＯｕｔ、電圧ＶＯＵＴに変換して交流電力を供給するためのインバータを構成した半導体電力変換装置を示している。直流電源１１には、電源側、負荷側の双方向に電流ｉＬを流せる降圧チョッパ回路を接続する。すなわち、双方向降圧チョッパ回路１は２つの直列接続したスイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２とそれぞれに逆並列に接続する２つのダイオードＤＣ１、ＤＣ２、リアクトルＬとコンデンサＣで構成される。リアクトルＬとコンデンサＣはフィルタ回路の役目をする。
【００１３】
降圧チョッパ回路１の出力側にはインバータ回路２が接続されている。インバータ回路２は、４つのスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４および逆並列ダイオードＤＡ１、ＤＡ２、ＤＡ３、ＤＡ４で構成されるＨブリッジインバータ回路である。このインバータ回路２の出力側には系統連系トランスＴＲが接続され、交流電力を系統へ供給する。
【００１４】
双方向降圧チョッパ回路１を構成するスイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２は高速スイッチング素子とし、インバータ回路（Ｈブリッジインバータ回路）を構成するスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４は低速スイッチング素子とする。これは、後述するように、インバータ回路２のスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４のスイッチング回数は出力電圧ＶＯＵＴの周波数ｆＯＵＴと同じであり、スイッチング回数は従来回路の数１００分の１となり、低速スイッチング素子でよいからである。
【００１５】
このように構成された半導体電力変換装置の直流電源１１の直流電圧ＶＤＣ、降圧チョッパ回路１のリアクトルＬおよびコンデンサＣの値は、半導体電力変換装置から電力系統に供給する電流値ｉＯＵＴ、電圧値ＶＯＵＴに従い決定される。
【００１６】
図２は半導体電力変換装置の各部の電流電圧の波形図である。電力系統に供給する電流値ｉＯＵＴ、電圧値ＶＯＵＴ、降圧チョッパ回路１の出力電流ｉＩＮ、コンデンサＣの電圧ＶＣ、コンデンサＣに流入する電流ｉＣを示している。
【００１７】
まず、降圧チョッパ回路１とインバータ回路２との構成では、出力電圧は入力電圧より小さい値となる。つまり、出力電圧ＶＯＵＴのピーク値ＶＰは直流電圧ＶＤＣより小さくなければならない。よって、式（１）の関係により直流電圧ＶＤＣは決定される。
【数１】
【００１８】
この実施形態においては出力電圧ＶＯＵＴを正弦波に近い波形とするため、コンデンサＣの電圧ＶＣの波形を正弦波の絶対値とする。インバータ回路２のスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４をオンし、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３をオフすれば正の電圧を出力でき、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３をオンし、スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４をオフすれば負の電圧を出力できる。
【００１９】
このため、出力電圧ＶＯＵＴの極性が変わるときにスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３をそれぞれペアとしてオン・オフすれば、出力電圧ＶＯＵＴを正弦波にできる。
【００２０】
次に、コンデンサ電圧ＶＣを正弦波の絶対値とする方法を述べる。コンデンサＣに流入する電流ｉＣとコンデンサ電圧ＶＣの関係は式（２）で示される。
【数２】
【００２１】
このため、コンデンサ電流ｉＣは正弦波の絶対値を微分した波形にしなければならない。降圧チョッパ回路１の出力電流ｉＩＮはスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４がオンのときは図３の経路Ｌ１を電流が流れ、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３がオンのときは図４の経路Ｌ２を流れる。したがって、例えば出力電圧ＶＯＵＴと電流ｉＯＵＴの位相が一致している力率１のとき、降圧チョッパ回路１の出力電流ｉＩＮは出力電流ｉＯＵＴの絶対値にする必要がある。
【００２２】
リアクトル電流ｉＬは電流ｉＩＮとコンデンサ電流ｉＣの和となる。つまり、リアクトル電流ｉＬに式（３）で表わされる指令電流ｉＬＲｅｆを流すことができれば、所望の電流電圧を出力できる。
【数３】
【００２３】
そこで、リアクトルＬに指令電流ｉＬＲｅｆを流すために、ヒステリシス制御を行う。リアクトルＬの電流ｉＬ・電圧ＶＬの関係は式（４）に従う。
【数４】
【００２４】
したがって、スイッチング素子ＳＣ１がオンし、スイッチング素子ＳＣ２がオフの状態では、リアクトル電流ｉＬは図１の矢印の方向に増大し、スイッチングＳＣ１がオフし、スイッチングＳＣ２がオンの状態では減少する。
【００２５】
図５は、リアクトルＬに指令電流ｉＬＲｅｆを流すためにリアクトル電流ｉＬを制御した場合の一例を示すグラフである。スイッチング素子ＳＣ１がオン、スイッチング素子ＳＣ２がオフの状態において、リアクトル電流ｉＬが時点ｔ１で指令電流ｉＬＲｅｆをヒステリシス幅Ａだけ上回ったとき、スイッチング素子ＳＣ１をオフしてスイッチング素子ＳＣ２をオンし、リアクトル電流ｉＬを減少させる。
【００２６】
次に、リアクトル電流ｉＬが時点ｔ２で指令電流ｉＬＲｅｆをヒステリシス幅Ａだけ下回ったとき、スイッチング素子ＳＣ１をオンしてスイッチング素子ＳＣ２をオフし、リアクトル電流ｉＬを増大させる。このように、スイッチングＳＣ１、ＳＣ２のオン・オフを繰り返すことによって、リアクトル電流ｉＬを指令電流ｉＬＲｅｆの±Ａの範囲（ｉＬＲｅｆ±Ａ）に留めることができる。
【００２７】
スイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２のスイッチング周波数ｆＳＷは、直流電圧ＶＤＣ、リアクトルＬのインダクタンス値Ｌ、出力電圧ＶＯＵＴやヒステリシス幅Ａによって変化する。しかし、スイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２の特性によりスイッチング周波数ｆＳＷの上限値ｆＳＷＵＬが存在し、上限値ｆＳＷＵＬ以上のスイッチングを行うとスイッチング損失の増大による熱破壊が懸念される。
【００２８】
そこで、直流電圧ＶＤＣと出力電圧ＶＯＵＴは仕様値として決まっているとしたとき、スイッチング周波数上限値ｆＳＷＵＬ以上にスイッチング周波数ｆＳＷが増大しないようにリアクトルＬのインダクタンス値Ｌ、ヒステリシス幅Ａを決める。
【００２９】
図１の回路において、出力電圧ＶＯＵＴのピーク値ＶＰが直流電圧ＶＤＣより大きいとき、スイッチング周波数最大値ｆＳＷＭＡＸは式（５）で決定される。
【数５】
【００３０】
出力電圧ＶＯＵＴのピーク値ＶＰが直流電圧ＶＤＣより小さいときは、式（６）に従う。
【数６】
【００３１】
式（６）のスイッチング周波数最大値ｆＳＷＭＡＸが上限値ｆＳＷＵＬを超えないように、ヒステリシス幅Ａ、リアクトルＬのインダクタンス値Ｌを決定する。
【００３２】
なお、出力電流ｉＯＵＴが小さいときはスイッチング周波数上限値ｆＳＷＵＬを引き上げることができるので、このときはヒステリシス幅Ａを小さくすることができる。つまり、出力電流ｉＯＵＴに応じてヒステリシス幅Ａを動的に変化させてもよい。
【００３３】
また、インダクタンス値Ｌは出力電流ｉＯＵＴの最大変化率を満足するように、式（７）の条件を満たしていることを確認する。なお、出力電流ｉＯＵＴが０のときに、変化率が最大となる。
【数７】
【００３４】
次に、コンデンサＣの容量値Ｃを決定する。インダクタンス値Ｌの電流変化率制限から、式（８）を満たす必要がある。
【数８】
【００３５】
式（２）を式（８）に代入し、式（９）を得る。
【数９】
【００３６】
コンデンサ電圧ＶＣは電流ｉＣ＝０においては正弦波の絶対値の頂点の位置にあるため、式（９）は式（１０）に書き換えられる。
【数１０】
【００３７】
これを整理し、式（１１）を得る。
【数１１】
【００３８】
よって、式（１１）の条件を満たすコンデンサ容量値に決定する。ただし、連系インピーダンスなどの出力回路のインダクタンスＬＯＵＴとの共振を回避するため、式（１２）の条件を満たすことを確認する。
【数１２】
【００３９】
ここで、Ｋは通常、数十以上の値とする。
【００４０】
上述したように、本発明の実施形態において、リアクトル電流指令値ｉＬＲｅｆに従ってスイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２のオン・オフをヒステリシス制御し、供給したい電圧ＶＯＵＴの極性に従ってスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４をオン・オフさせることにより、所望の交流電力を供給できる。
【００４１】
このように、降圧チョッパ回路１のリアクトルＬ、コンデンサＣは出力電圧ＶＯＵＴの周波数ｆＯＵＴの変化率に対応するために、ある値以上に小さくする必要がある。従来の単相インバータ回路のフィルタ回路を構成するリアクトルＬＦ、コンデンサＣＦは、スイッチング周波数ｆＳＷに比べてカットオフ周波数を十分に小さくするように設計する必要があり、本発明の実施形態のリアクトルＬ、コンデンサＣと比較して必然的に大きくなる。
【００４２】
また、本発明の実施形態のインバータ回路２を構成するスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４は２レベル動作をする。すなわち、スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４がオンのとき、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３がオフ、スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４がオフのとき、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３がオンであるため、トランスＴＲの中性点にコモンモード電圧が現れない。つまり、コモンモード電流が流れないので、コモンモードフィルタが不要となる。
【００４３】
スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４のスイッチング回数は出力電圧ＶＯＵＴの周波数ｆＯＵＴと同じであり、スイッチング回数は従来の単相インバータ回路の数１００分の１である。さらに、力率が１であればコンデンサ電圧ＶＣは０となり、原理的にスイッチング損失が発生しない。このため、インバータ回路２のスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３、ＳＡ４は低速スイッチング素子でよい。
【００４４】
スイッチング素子数は、従来の単相インバータ回路では４個、本発明の実施形態の半導体電力変換装置では６個である。従来の単相インバータ回路は４つの高速スイッチング素子が必要であるのに対し、本発明の実施形態では、高速スイッチング素子は、降圧チョッパ回路１のスイッチング素子ＳＣ１、ＳＣ２のみでよく、コストが高い高速スイッチング素子の数が半減する。このため、全体コストは従来の単相インバータ回路よりも低減する。
【００４５】
従って、リアクトル、コンデンサの小型化、コモンモードフィルタが削減され、従来の単相インバータ回路と比較してエネルギー効率が高くなり、体積が小さいインバータを実現できる。
【００４６】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００４７】
１…降圧チョッパ回路、２…インバータ回路、１１…直流電源、１２…フィルタ回路、
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流を所望の交流に変換する半導体電力変換装置において、直流電源に２つの相補的に動作するスイッチング素子を直列接続して構成され直流を降圧する双方向降圧チョッパ回路と、前記双方向降圧チョッパで降圧された直流を交流に変換するＨブリッジインバータ回路とを備えたことを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項２】
前記双方向降圧チョッパのフィルタリアクトルのインダクタンス値は、前記直流電源の直流電圧の値から前記交流の交流電圧のピーク値を減算した値を、前記交流電流のピーク値と前記交流電流の角周波数とを乗算して計算される値で除算した値より、小さい値とすることを特徴とする請求項１記載の半導体電力変換装置。
【請求項３】
前記双方向降圧チョッパのフィルタコンデンサの容量値は、前記直流電源の直流電圧の値から前記交流の交流電圧のピーク値を減算した値を、前記交流電圧のピーク値と前記フィルタリアクトルのインダクタンス値と前記交流電流の角周波数の２乗とを乗算して計算される値で除算した値より、小さい値とすることを特徴とする請求項２記載の半導体電力変換装置。
【請求項４】
前記フィルタコンデンサの容量値は、前記フィルタコンデンサと前記負荷のインピーダンスとを合成したインピーダンスの共振周波数が前記スイッチング素子のスイッチング周波数より高い値になるように決定することを特徴とする請求項３記載の半導体電力変換装置。
【請求項５】
前記双方向降圧チョッパ回路は前記交流電圧の絶対値を電圧出力し、前記Ｈブリッジインバータ回路は前記交流電圧の正負の切り替わり時に極性を反転させて前記双方向チョッパ回路の出力電圧を出力することを特徴とする請求項４記載の半導体電力変換装置。
【請求項６】
前記双方向降圧チョッパ回路を構成するスイッチング素子を高速スイッチング素子とし、前記Ｈブリッジインバータ回路を構成するスイッチング素子を低速スイッチング素子としたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項記載の半導体電力変換装置。
【請求項７】
前記フィルタリアクトルの電流検出手段を備え、前記所望の交流電圧を交流電圧指令値とし、前記交流電圧指令値の絶対値を微分した上で前記フィルタコンデンサ容量値を乗算した値に前記交流電流の値を加算した値を前記フィルタリアクトルの電流指令値とし、前記電流検出手段から得られた電流値が前記フィルタリアクトル電流指令値よりヒステリシス幅Ａだけ上回ったときに前記双方向チョッパの上側スイッチング素子をオンし、前記電流検出手段から得られた電流値が前記フィルタリアクトル電流指令値よりヒステリシス幅Ａだけ下回ったときに前記上側スイッチング素子をオフすることを特徴とする請求項５記載の半導体電力変換装置。
【請求項８】
前記出力電流が増大したときに前記ヒステリシス幅Ａを大きくし、前記出力電流が減少したときに前記ヒステリシス幅Ａを小さくすることを特徴とする請求項７記載の半導体電力変換装置。
【請求項１】
直流を所望の交流に変換する半導体電力変換装置において、直流電源に２つの相補的に動作するスイッチング素子を直列接続して構成され直流を降圧する双方向降圧チョッパ回路と、前記双方向降圧チョッパで降圧された直流を交流に変換するＨブリッジインバータ回路とを備えたことを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項２】
前記双方向降圧チョッパのフィルタリアクトルのインダクタンス値は、前記直流電源の直流電圧の値から前記交流の交流電圧のピーク値を減算した値を、前記交流電流のピーク値と前記交流電流の角周波数とを乗算して計算される値で除算した値より、小さい値とすることを特徴とする請求項１記載の半導体電力変換装置。
【請求項３】
前記双方向降圧チョッパのフィルタコンデンサの容量値は、前記直流電源の直流電圧の値から前記交流の交流電圧のピーク値を減算した値を、前記交流電圧のピーク値と前記フィルタリアクトルのインダクタンス値と前記交流電流の角周波数の２乗とを乗算して計算される値で除算した値より、小さい値とすることを特徴とする請求項２記載の半導体電力変換装置。
【請求項４】
前記フィルタコンデンサの容量値は、前記フィルタコンデンサと前記負荷のインピーダンスとを合成したインピーダンスの共振周波数が前記スイッチング素子のスイッチング周波数より高い値になるように決定することを特徴とする請求項３記載の半導体電力変換装置。
【請求項５】
前記双方向降圧チョッパ回路は前記交流電圧の絶対値を電圧出力し、前記Ｈブリッジインバータ回路は前記交流電圧の正負の切り替わり時に極性を反転させて前記双方向チョッパ回路の出力電圧を出力することを特徴とする請求項４記載の半導体電力変換装置。
【請求項６】
前記双方向降圧チョッパ回路を構成するスイッチング素子を高速スイッチング素子とし、前記Ｈブリッジインバータ回路を構成するスイッチング素子を低速スイッチング素子としたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項記載の半導体電力変換装置。
【請求項７】
前記フィルタリアクトルの電流検出手段を備え、前記所望の交流電圧を交流電圧指令値とし、前記交流電圧指令値の絶対値を微分した上で前記フィルタコンデンサ容量値を乗算した値に前記交流電流の値を加算した値を前記フィルタリアクトルの電流指令値とし、前記電流検出手段から得られた電流値が前記フィルタリアクトル電流指令値よりヒステリシス幅Ａだけ上回ったときに前記双方向チョッパの上側スイッチング素子をオンし、前記電流検出手段から得られた電流値が前記フィルタリアクトル電流指令値よりヒステリシス幅Ａだけ下回ったときに前記上側スイッチング素子をオフすることを特徴とする請求項５記載の半導体電力変換装置。
【請求項８】
前記出力電流が増大したときに前記ヒステリシス幅Ａを大きくし、前記出力電流が減少したときに前記ヒステリシス幅Ａを小さくすることを特徴とする請求項７記載の半導体電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１３−９９２２６（Ｐ２０１３−９９２２６Ａ）
【公開日】平成２５年５月２０日（２０１３．５．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２４３２０４（Ｐ２０１１−２４３２０４）
【出願日】平成２３年１１月７日（２０１１．１１．７）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月２０日（２０１３．５．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月７日（２０１１．１１．７）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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