定電圧回路
【課題】出力電圧の急激な変動を生じさせることなく、出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧を適切に制御できる定電圧回路を提供する。
【解決手段】出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路１１と、誤差増幅回路の出力に基づいて出力電圧を制御する出力トランジスタ１２とを有する定電圧回路にて、モニター用トランジスタ１４によって検出されたリーク電流に比例した電圧を発振回路１５Ａ及びチャージポンプ回路１６Ａにより発生させて出力トランジスタのバックゲートに供給するようにして、出力トランジスタのバックゲート電圧をリニアに変化させて制御し、出力電圧の変動を抑制する。
【解決手段】出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路１１と、誤差増幅回路の出力に基づいて出力電圧を制御する出力トランジスタ１２とを有する定電圧回路にて、モニター用トランジスタ１４によって検出されたリーク電流に比例した電圧を発振回路１５Ａ及びチャージポンプ回路１６Ａにより発生させて出力トランジスタのバックゲートに供給するようにして、出力トランジスタのバックゲート電圧をリニアに変化させて制御し、出力電圧の変動を抑制する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、定電圧回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
供給される電源電圧（入力電圧）を降圧して所定の定電圧を生成し出力端子に接続された負荷に出力する定電圧回路として、ＬＤＯ（Low Drop Out）回路等のリニアレギュレータ回路がある。図１２は、従来のリニアレギュレータ回路の構成例を示した回路図である。図１２において、１０１は誤差増幅回路、１０２はＰチャネルトランジスタを用いた出力トランジスタ、１０３はリニアレギュレータ回路の出力端子に接続されている負荷である。また、Ｖｒｅｆは図示しない基準電圧回路から供給される一定の基準電圧であり、Ｖｏｕｔはリニアレギュレータ回路の出力端子から出力される出力電圧である。
【０００３】
図１２に示したリニアレギュレータ回路において、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆより低くなると、誤差増幅回路１０１の出力電圧、すなわち出力トランジスタ１０２のゲートに供給される電圧が低下する。その結果、出力トランジスタ１０２のオン抵抗が減少し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、誤差増幅回路１０１の出力電圧が上昇する。その結果、出力トランジスタ１０２のオン抵抗が増大し、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。このようにして、リニアレギュレータ回路の出力端子より出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、一定の電圧である基準電圧Ｖｒｅｆに保たれる。
【０００４】
ここで、図１２に示したリニアレギュレータ回路では、負荷に流れる電流が非常に小さいとき、高温時のように出力トランジスタ１０２のドレイン・ソース間を流れるリーク電流が大きくなると、出力電圧Ｖｏｕｔは制御不能になり電源電圧レベルまで上昇してしまう。これは、誤差増幅回路１０１の出力に応じて出力トランジスタ１０２がオフ方向に作用しても、出力トランジスタ１０２に発生するリーク電流のために出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し続けてしまうからである。
【０００５】
この問題を回避するために、出力トランジスタのバックゲート（サブストレートゲートとも称す）に高い電圧を与えることで、出力トランジスタのしきい値電圧を高くし出力トランジスタのリーク電流を削減する方法が提案されている（例えば、特許文献１、３参照）。下記特許文献１には、出力トランジスタのリーク電流を抑制するために、動作モードに応じて出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧をスイッチにより切り替える構成が開示されている。特許文献１において、通常動作よりも負荷が低消費電流状態になるスタンバイモード時には、リーク電流を抑制するために、出力トランジスタのバックゲートに通常動作時の電圧ＬＶｃｃよりも高い電圧ＨＶｃｃが入力されるよう制御される。また、下記特許文献３には、ある温度以上になったときに出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧をＶＤＤ１からＶＤＤ２（＞ＶＤＤ１）に切り替えることで、高温条件下での出力トランジスタのリーク電流を抑える構成が開示されている。また、出力トランジスタの駆動電流値に応じて、出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧をスイッチにより切り替える技術が提案されている（例えば、特許文献２参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−２０６９４８号公報
【特許文献２】特開２００２−１１６８２９号公報
【特許文献３】特開２００４−９４７８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
前述した従来の定電圧回路は、出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧をスイッチにより切り替えているが、切り替え動作においてスイッチングノイズにおける出力電圧の急激な変動が生じるという問題がある。この出力電圧の変動は、電源ノイズによるロジック回路やアナログ回路の誤動作や、耐圧以上のパルス電圧の発生による素子破壊等の原因となる。
【０００８】
本発明の目的は、出力電圧の急激な変動を生じさせることなく、出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧を適切に制御できる定電圧回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
定電圧回路の一態様は、出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、誤差増幅回路の出力に基づいて出力電圧を制御する出力トランジスタと、出力トランジスタのリーク電流を検出する検出回路と、検出回路により検出されたリーク電流に比例した電圧を発生する第１の電圧発生回路とを有する。第１の電圧発生回路は、リーク電流の増加に応じて発生する電圧を上昇させ、第１の電圧発生回路の出力が出力トランジスタのバックゲートに接続される。
【発明の効果】
【００１０】
開示の定電圧回路は、出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧をリニアに変化させて制御することができ、出力電圧の変動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。
【図２】本実施形態における発振回路の一例を示す図である。
【図３】本実施形態におけるチャージポンプ回路の一例を示す図である。
【図４】第１の実施形態における定電圧回路の他の構成例を示す図である。
【図５】第２の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。
【図６】第３の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。
【図７】第４の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。
【図８】第５の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。
【図９】本発明の実施形態におけるバックゲート電圧制御時の波形例を示す図である。
【図１０】ＰチャネルトランジスタのＶｇｓ−Ｉｄｓ特性の例を示す図である。
【図１１】ＰチャネルトランジスタのＶｇｓ−Ｉｄｓ特性の例を示す図である。
【図１２】従来の定電圧回路の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
以下に説明する各実施形態における定電圧回路は、入力される電源電圧ＶＤＤを降圧して所定の定電圧を生成し出力電圧Ｖｏｕｔとして出力端子から負荷に出力する定電圧回路である。
【００１３】
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態について説明する。
図１（Ａ）は、第１の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。図１（Ａ）において、１１は誤差増幅回路、１２は出力トランジスタ、１３は負荷、１４はモニター用トランジスタ、１５Ａは発振回路、１６Ａはチャージポンプ回路、Ｒ１１、Ｒ１２は抵抗である。
【００１４】
誤差増幅回路１１は、正側入力端に定電圧回路の出力端子から出力される出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、負側入力端に予め設定された基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。基準電圧Ｖｒｅｆは、例えば図示しない基準電圧回路から供給される一定の電圧である。誤差増幅回路１１は、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を増幅して出力する。
【００１５】
出力トランジスタ１２は、例えばＰチャネルトランジスタが用いられる。出力トランジスタ１２は、ソースに電源電圧ＶＤＤが供給され、ゲートに誤差増幅回路１１の出力電圧が供給される。また、出力トランジスタ１２は、ドレインが定電圧回路の出力端子に接続されており、この定電圧回路の出力端子から出力電圧Ｖｏｕｔが負荷１３に供給される。すなわち、出力トランジスタ１２は、ゲートに供給される誤差増幅回路１１の出力電圧に応じてオン抵抗が変化し、出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。また、出力トランジスタ１２のバックゲート（サブストレートゲートとも称す）は、チャージポンプ回路１６Ａの出力に接続されるとともに、直列接続された抵抗Ｒ１１及びＲ１２を介して電源電圧ＶＤＤに対して接続される。
【００１６】
ここで、出力トランジスタ１２に用いられるＰチャネルトランジスタは、図１０及び図１１に示すようなＶｇｓ−Ｉｄｓ特性を有している。図１０及び図１１において、横軸はゲート・ソース間電圧Ｖｇｓであり、縦軸はドレイン・ソース間を流れる電流Ｉｄｓである。なお、図１１において電流Ｉｄｓは対数スケールで示している。図１０及び図１１において、ＢＧＡ、ＢＧＢ、ＢＧＣ、ＢＧＤ、ＢＧＥはバックゲートに供給される電圧が異なり、ＢＧＡ、ＢＧＢ、ＢＧＣ、ＢＧＤ、ＢＧＥの順にバックゲートに供給される電圧が高くなる。すなわち、ＢＧＡ、ＢＧＢ、ＢＧＣ、ＢＧＤ、ＢＧＥのうち、ＢＧＡがバックゲートに供給される電圧が最も低く、ＢＧＥがバックゲートに供給される電圧が最も高い。
【００１７】
図１０に示されるグラフから、負荷１３を駆動している状態（例えばＶｇｓ≧出力トランジスタ１２のしきい値電圧Ｖｔｈ）では、トランジスタのバックゲートに供給する電圧を低下させることで、電流Ｉｄｓが増加することがわかる。言い換えれば、同じ駆動能力を要求する場合には、バックゲートに供給する電圧を低下させることで、トランジスタサイズを小さくすることができる。また、図１１に示されるグラフから、負荷１３に流れる電流が非常に小さいとき（Ｖｇｓがほぼ０）には、トランジスタのバックゲートに供給する電圧を上昇させることで、電流Ｉｄｓが小さくなる、すなわちリーク電流が減少することがわかる。
【００１８】
図１に戻り、モニター用トランジスタ１４は、リーク電流を検出するためのトランジスタである。モニター用トランジスタ１４と出力トランジスタ１２とは同じ種類のトランジスタであり、かつモニター用トランジスタ１４の特性と出力トランジスタ１２の特性とは相関を持つ。例えば、モニター用トランジスタ１４及び出力トランジスタ１２を構成する単位トランジスタのゲート幅Ｗ／ゲート長Ｌが等しい。また、例えばモニター用トランジスタ１４には、出力トランジスタ１２に流れるリーク電流と相関を有するリーク電流が流れる。本実施形態では、モニター用トランジスタ１４は、例えば出力トランジスタ１２と同じ種類のＰチャネルトランジスタが用いられる。モニター用トランジスタ１４は、ソース及びゲートに電源電圧ＶＤＤが供給され、ドレインが発振回路１５Ａに接続される。また、モニター用トランジスタ１４のバックゲートには電源電圧ＶＤＤが供給される。
【００１９】
発振回路１５Ａ及びチャージポンプ回路１６Ａは電圧発生回路を構成する。発振回路１５Ａ及びチャージポンプ回路１６Ａによる電圧発生回路は、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２に応じた電圧を発生させバックゲート電圧ＢＧＶとして出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する。
【００２０】
発振回路１５Ａは、モニター用トランジスタ１４を流れるリーク電流Ｉ１２が供給される。発振回路１５Ａは、供給される電流Ｉ１２がしきい値を超えると動作し、電流Ｉ１２に比例した発振周波数の発振信号を出力する。発振回路１５Ａとして適用可能なリングオシレータの一例を図２に示す。図２（Ａ）は、発振回路１５Ａとしてのリングオシレータの構成例を示す回路図である。図２（Ａ）に示すリングオシレータは、Ｐチャネルトランジスタ２１、２３、２５、及びＮチャネルトランジスタ２２、２４、２６を有し、入力された電流に対応する電流Ｉ２１に応じた発振周波数を有する発振信号を出力する。
【００２１】
図２（Ａ）には、トランジスタ２１及び２２を有する第１のインバータ、トランジスタ２３及び２４を有する第２のインバータ、トランジスタ２５及び２６を有する第３のインバータ、を有するリングオシレータを一例として示している。図２（Ａ）に示したリングオシレータは、各インバータの遅延時間をＴｄとすると、図２（Ｂ）に示すように遅延時間Ｔｄ×６の周期で発振する発振信号を出力する。図２（Ｂ）において、ＳＡは第１のインバータの入力を示し、ＳＢは第２のインバータの入力を示し、ＳＣは第３のインバータの入力を示すものとする。ここで、各インバータの遅延時間Ｔｄは、トランジスタの相互コンダクタンスｇｍに反比例し、ゲート容量に比例する。また、トランジスタの相互コンダクタンスｇｍは、流れる電流値の平方根に比例する。したがって、図２（Ａ）に示したリングオシレータは、電流値Ｉ２１に応じた発振周波数を有する発振信号を出力する。
【００２２】
チャージポンプ回路１６Ａは、発振回路１５Ａから出力される発振信号をクロック入力として、そのクロック入力に応じた電圧を出力ＣＰＯとして出力する。図３（Ａ）は、チャージポンプ回路１６Ａの構成例を示す回路図である。図３（Ａ）に示すチャージポンプ回路１６Ａは、Ｐチャネルトランジスタ３１、Ｎチャネルトランジスタ３２、容量３３、及びダイオード３４、３５を有する。トランジスタ３１及び３２を有するインバータは、電源電圧ＶＤＤで動作し、クロック入力ＣＬＫＩが入力され、出力が容量３３の一方の電極に接続される。容量３３の他方の電極が、ダイオード３４のカソードとダイオード３５のアノードとの接続点に接続される。また、ダイオード３４のアノードが電源電圧ＶＤＤに対して接続され、ダイオード３５のカソードが出力ＣＰＯを出力する出力端に接続される。
【００２３】
図３（Ａ）に示したチャージポンプ回路に対して、図３（Ｂ）に示すようなクロックがクロック入力ＣＬＫＩとして入力されると、ＣＰＩに示すような出力電流が流れる。なお、図３（Ｂ）において、ＣＰＩＡは、出力電流ＣＰＩの平均を示している。ここで、チャージポンプ回路１６Ａの出力ＣＰＯとしての出力電圧は、チャージポンプ回路の出力端子の負荷と出力電流（平均）ＣＰＩＡとを乗じたものである。なお、図３（Ｂ）に示すチャージポンプ回路の出力電圧の上限は、（電源電圧ＶＤＤ×２−ダイオードの順方向降下電圧×２）で制限される。また、出力電流（平均）ＣＰＩＡは、クロック入力ＣＬＫＩとして入力されるクロック（発振信号）の周波数に比例する。
【００２４】
すなわち、チャージポンプ回路１６Ａの出力ＣＰＯは、チャージポンプ回路の出力端子の負荷を一定とすれば、入力される発振回路１５Ａからの発振信号の発振周波数に比例する。前述したように、発振回路１５Ａからの発振信号の発振周波数は、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２に比例する。したがって、チャージポンプ回路１６Ａの出力ＣＰＯは、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２に比例する電圧であり、それがバックゲート電圧ＢＧＶとして出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。
【００２５】
なお、図２及び図３に示した回路構成は一例であって、以下に説明する他の実施形態も含め各実施形態における発振回路及びチャージポンプ回路の構成は、図２及び図３に示した回路構成に限定されるものではない。
【００２６】
次に、第１の実施形態における定電圧回路の動作について説明する。
図１（Ａ）に示した第１の実施形態における定電圧回路の基本的な動作は、従来の定電圧回路と同様である。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆより低くなると、誤差増幅回路１１の出力電圧、すなわち出力トランジスタ１２のゲートに供給される電圧が低下する。その結果、出力トランジスタ１２のオン抵抗が減少し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、誤差増幅回路１１の出力電圧が上昇する。その結果、出力トランジスタ１２のオン抵抗が増大し、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。このようにして、定電圧回路の出力端子より出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、一定の電圧である基準電圧Ｖｒｅｆに保たれる。
【００２７】
次に、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧の制御について説明する。
モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２であるモニタ電流が小さいとき（例えば、０又はほぼ０であるとき）、発振回路１５Ａは動作せずに停止している。したがって、図１（Ｂ）に示すように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、電源電圧ＶＤＤとなる。
【００２８】
温度が変化する（高温になる）などしてモニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２がしきい値Ｉｔｈより大きくなった場合には、発振回路１５Ａは動作してリーク電流Ｉ１２に応じた発振周波数の発振信号を出力する。これにより、チャージポンプ回路１６Ａは、発振回路１５Ａから出力された発振信号の発振周波数に比例した出力電圧ＣＰＯを出力し、それが出力トランジスタ１２のバックゲートにバックゲート電圧ＢＧＶとして供給される。すなわち、図１（Ｂ）に示すようにモニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２がしきい値Ｉｔｈより大きい場合には、電源電圧ＶＤＤ以上の電圧であって、リーク電流Ｉ１２に比例した電圧が出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。このように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２に比例して大きくなるように制御することで、出力トランジスタ１２のリーク電流を削減することができる。なお、図１（Ｂ）において、Ｖ１１はチャージポンプ回路１６Ａの構成に応じて決まる電圧の上限値である。
【００２９】
このように、第１の実施形態によれば、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２に比例した電圧を発生させ、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する。これにより、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧をリニアに変化させて制御することができ、出力電圧の変動を抑制しつつ出力トランジスタ１２のリーク電流を削減することができる。例えば、高温時のように出力トランジスタ１２のリーク電流が大きくなるような動作条件下でも、リーク電流を削減し出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を抑制することができる。また、リーク電流の削減により消費電流を低減することができる。
【００３０】
また、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧をリニアに変化させるので、仮に出力電圧Ｖｏｕｔが急激に変動したとしても、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧が急激に変動することを防止できる。
【００３１】
なお、図１（Ａ）に示した例では、モニター用トランジスタ１４のバックゲートに電源電圧ＶＤＤを供給するようにしているが、図４に示すようにチャージポンプ回路１６Ａの出力ＣＰＯをバックゲート電圧として供給するようにしても良い。図４は、第１の実施形態における定電圧回路の他の構成例を示す図である。図４において、図１（Ａ）に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。図４に示したように構成した場合には、バックゲート電圧ＢＧＶに対して負帰還がかかることで、バックゲート電圧ＢＧＶ、つまりチャージポンプ回路１６Ａの出力ＣＰＯが変動し得る電圧範囲を制限することができる。
【００３２】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図５（Ａ）は、第２の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。図５（Ａ）において、図１（Ａ）に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。図５（Ａ）において、５１はモニター用トランジスタ、５２、５３はトランジスタ、５４は定電流源、１５Ｂは発振回路、１６Ｂはチャージポンプ回路である。
【００３３】
モニター用トランジスタ５１は、出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ５１を検出するためのトランジスタである。モニター用トランジスタ５１と出力トランジスタ１２とは同じ種類のトランジスタであり、かつモニター用トランジスタ５１の特性と出力トランジスタ１２の特性とは相関を持つ。例えば、モニター用トランジスタ５１及び出力トランジスタ１２を構成する単位トランジスタのゲート幅Ｗ／ゲート長Ｌが等しい。また、例えばモニター用トランジスタ５１には、出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ５１と相関を有する駆動電流Ｉ５２が流れる。
【００３４】
本実施形態では、モニター用トランジスタ５１は、例えば出力トランジスタ１２と同じ種類のＰチャネルトランジスタが用いられ、誤差増幅回路１１の出力電圧によって出力トランジスタ１２と同様に制御される。モニター用トランジスタ５１は、ソースに電源電圧ＶＤＤが供給され、ゲートに誤差増幅回路１１の出力電圧が供給され、ドレインが定電流源５４に接続される。また、モニター用トランジスタ５１のバックゲートは、チャージポンプ回路１６Ｂの出力に接続されるとともに、直列接続された抵抗Ｒ１１及びＲ１２を介して電源電圧ＶＤＤに対して接続される。
【００３５】
トランジスタ５２及び５３は、例えばＰチャネルトランジスタである。トランジスタ５２及び５３のソースに電源電圧ＶＤＤが供給される。トランジスタ５２のゲートとトランジスタ５３のゲートとが接続され、その接続点がトランジスタ５２のドレインに接続される。すなわち、トランジスタ５２及び５３は、カレントミラー接続されている。また、トランジスタ５２のドレインは、モニター用トランジスタ５１のドレインと定電流源５４との接続点に接続され、トランジスタ５３のドレインは、発振回路１５Ｂに接続される。また、トランジスタ５２及び５３のバックゲートには電源電圧ＶＤＤが供給される。
【００３６】
発振回路１５Ｂ及びチャージポンプ回路１６Ｂは電圧発生回路を構成する。発振回路１５Ｂは、第１の実施形態における発振回路１５Ａと同様に、入力される電流に応じた発振周波数を有する発振信号を出力する。また、チャージポンプ回路１６Ｂは、第１の実施形態におけるチャージポンプ回路１６Ａと同様に、発振回路１５Ｂから出力される発振信号をクロック入力として、クロック入力に応じた電圧を出力ＣＰＯとして出力する。発振回路１５Ｂは、例えば図２に示したように構成され、チャージポンプ回路１６Ｂは、例えば図３に示したように構成される。
【００３７】
次に、第２の実施形態における定電圧回路の動作について説明する。なお、第２の実施形態における定電圧回路の基本的な動作は、従来の定電圧回路と同様であるので、その説明は省略し、以下では出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧の制御について説明する。第２の実施形態における定電圧回路では、図５（Ａ）に示したモニター用トランジスタ５１に流れる電流Ｉ５２と定電流源５４の電流値であるＩｒｅｆ１とを比較し、比較結果に基づいて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を制御する。電流値Ｉｒｅｆ１は、出力トランジスタ１２を流れる電流によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するかしないかの境界レベルに対応する電流値である。負荷１３に流れる電流が小さく、出力トランジスタ１２を流れる電流Ｉ５１によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する場合には、電流Ｉ５２＜電流値Ｉｒｅｆ１となり、そうでない場合には電流値Ｉｒｅｆ１＜電流Ｉ５２となる。
【００３８】
負荷１３が軽負荷であり電流Ｉ５２＜電流値Ｉｒｅｆ１であるときには、トランジスタ５３には（Ｉｒｅｆ１−Ｉ５２）に比例した電流Ｉ５３が流れ、発振回路１５Ｂは動作して電流Ｉ５３に応じた発振周波数の発振信号を出力する。これにより、チャージポンプ回路１６Ｂは、発振回路１５Ｂから出力された発振信号の発振周波数に比例した出力電圧ＣＰＯを出力し、それがバックゲート電圧ＢＧＶとして出力トランジスタ１２、モニター用トランジスタ５１のバックゲートに供給される。すなわち、図５（Ｂ）に示すように、Ｉ５２＜Ｉｒｅｆ１である場合には、電源電圧ＶＤＤ以上の電圧であって、電流Ｉ５２、つまり出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ５１に比例した電圧が出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。このように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を、駆動電流Ｉ５１に比例して、駆動電流Ｉ５１が小さくなるほど大きくなるように制御することで、負荷１３に流れる電流が小さい状態での出力トランジスタ１２のリーク電流を低減することができる。なお、図５（Ｂ）において、Ｖ５１はチャージポンプ回路１６Ｂの構成に応じて決まる電圧の上限値である。
【００３９】
一方、負荷１３が十分に大きく電流値Ｉｒｅｆ１＜電流Ｉ５２である場合には、トランジスタ５３には電流Ｉ５３が流れず（０であり）、発振回路１５Ｂは動作せずに停止している。したがって、図５（Ｂ）に示すように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、電源電圧ＶＤＤとなる。
【００４０】
第２の実施形態によれば、負荷１３に流れる電流がしきい値より小さい場合には、出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ５１に比例した電圧を発生させ、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する。これにより、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧をリニアに変化させて制御することができ、出力電圧の変動を抑制しつつ出力トランジスタ１２のリーク電流を削減することができる。また、高温時のようにトランジスタのリーク電流が大きくなるような動作条件下でも、リーク電流を削減することができ、また消費電流を低減することができる。
【００４１】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
図６（Ａ）は、第３の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。図６（Ａ）において、図１（Ａ）に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。図６（Ａ）において、６１はモニター用トランジスタ、６４は定電流源、６５はダイオード、ＣＭはカレントミラー回路である。
【００４２】
モニター用トランジスタ６１は、出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ６１を検出するためのトランジスタである。モニター用トランジスタ６１と出力トランジスタ１２とは同じ種類のトランジスタであり、かつモニター用トランジスタ６１の特性と出力トランジスタ１２の特性とは相関を持つ。例えば、モニター用トランジスタ６１及び出力トランジスタ１２を構成する単位トランジスタのゲート幅Ｗ／ゲート長Ｌが等しい。また、例えばモニター用トランジスタ６１には、出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ６１と相関を有する駆動電流Ｉ６２が流れる。
【００４３】
モニター用トランジスタ６１は、例えば出力トランジスタ１２と同じ種類のＰチャネルトランジスタが用いられ、誤差増幅回路１１の出力電圧によって出力トランジスタ１２と同様に制御される。モニター用トランジスタ６１は、ソースに電源電圧ＶＤＤが供給され、ゲートに誤差増幅回路１１の出力電圧が供給され、ドレインが定電流源６４に接続される。また、モニター用トランジスタ６１のバックゲートは、バックゲート電圧ＢＧＶの供給線に接続されるとともに、直列接続された抵抗Ｒ１１及びＲ１２を介して電源電圧ＶＤＤに対して接続される。
【００４４】
カレントミラー回路ＣＭは、Ｎチャネルトランジスタ６２及び６３を有する。Ｎチャネルトランジスタ６２及び６３のソースが基準電位に接続される。Ｎチャネルトランジスタ６２のゲートとＮチャネルトランジスタ６３のゲートとが接続され、その接続点がＮチャネルトランジスタ６２のドレインに接続される。すなわち、Ｎチャネルトランジスタ６２及び６３は、カレントミラー接続されている。また、Ｎチャネルトランジスタ６２のドレインは、モニター用トランジスタ６１のドレインと定電流源６４との接続点に接続され、Ｎチャネルトランジスタ６３のドレインは、バックゲート電圧ＢＧＶの供給線に接続される。
【００４５】
ダイオード６５は、出力トランジスタ１２のドレイン・バックゲート間で電流が逆流することを防止するために、バックゲート電圧ＢＧＶの供給線の電位が低下しすぎないようにクリップするためのものである。ダイオード６５は、アノードが電源電圧ＶＤＤに対して接続され、カソードが抵抗Ｒ１１とＲ１２との接続点に接続される。
【００４６】
次に、第３の実施形態における定電圧回路の動作について説明する。なお、第３の実施形態における定電圧回路の基本的な動作は、従来の定電圧回路と同様であるので、その説明は省略し、以下では出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧の制御について説明する。第３の実施形態における定電圧回路では、図６（Ａ）に示したモニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ６２と定電流源６４の電流値であるＩｒｅｆ２とを比較し、比較結果に基づいて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を制御する。電流値Ｉｒｅｆ２は、カレントミラー回路ＣＭが安定動作する下限に対応する電流値を最小とし、出力トランジスタ１２の駆動能力が飽和する直前に対応する電流値を最大とする範囲内の電流値である。なお、カレントミラー回路ＣＭが安定動作するとは、モニター用トランジスタ６１を流れる電流値Ｉ６２が０であるときに、トランジスタ６２及び６３のゲート電圧が不定とならないことを指す。
【００４７】
出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ６１が小さく、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ６２が電流値Ｉｒｅｆ２より小さいときには、カレントミラー回路ＣＭのトランジスタ６３には電流Ｉ６３が流れない（０である）。したがって、バックゲート電圧ＢＧＶの供給線の電位は変化することなく、図６（Ｂ）に示すように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、電源電圧ＶＤＤとなる。
【００４８】
また、出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ６２が大きく、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ６２が電流値Ｉｒｅｆ２より大きいときには、カレントミラー回路ＣＭのトランジスタ６３には（Ｉ６２−Ｉｒｅｆ２）に比例した電流Ｉ６３が流れる。これにより、バックゲート電圧ＢＧＶの供給線の電位が下がり、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、図６（Ｂ）に示すように、電流Ｉ６２の増加に伴って電源電圧ＶＤＤ以下の電圧に低下していく。すなわち、Ｉｒｅｆ２＜Ｉ６２である場合には、電源電圧ＶＤＤ以下の電圧であって、電流Ｉ６２、つまり出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ６１に比例して低下させた電圧が出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。なお、図６（Ｂ）において、Ｖ６１は回路におけるクリップ方式により決まる電圧の下限値である。
【００４９】
第３の実施形態によれば、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ６２がしきい値より大きい場合には、電流Ｉ６２、つまり出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ６１に比例して、駆動電流Ｉ６１が大きくなるほど小さくなるように出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を制御する。これにより、出力電圧の変動を抑制しつつ、出力トランジスタ１２のオン抵抗を小さくして駆動能力（電流供給能力）を増大させることができる。したがって、出力トランジスタ１２のサイズを小さくしても、バックゲートに供給する電圧を制御することで所望の駆動能力（電流供給能力）を得ることが可能になり、出力トランジスタ１２のサイズを小さくし、回路面積を低減することができる。また、出力トランジスタ１２のサイズを小さくできることで、リーク電流を削減できる。
【００５０】
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。第４の実施形態における定電圧回路は、前述した第１の実施形態及び第３の実施形態における定電圧回路の機能を備えるものである。図７（Ａ）は、第４の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。図７（Ａ）において、図１（Ａ）、図６（Ａ）に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００５１】
第４の実施形態における定電圧回路では、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ７３、及びモニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ７２と電流値Ｉｒｅｆ２との比較結果に基づいて、出力トランジスタ１２のバックゲート電圧を制御する。電流値Ｉｒｅｆ２は、出力トランジスタ１２のオフリーク電流及びカレントミラー回路ＣＭが安定動作する下限に対応する電流のうちの大きい電流値を最小とし、出力トランジスタ１２の駆動能力が飽和する直前に対応する電流値を最大とする範囲内の電流値である。
【００５２】
出力トランジスタ１２においてリーク電流が発生しない、若しくは非常に小さい（電流Ｉ７３＜Ｉｔｈ）ときには、前述した第３の実施形態と同様にして、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、図７（Ｂ）のＢＧ７１に示すように制御される。すなわち、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ７２に応じて制御され、Ｉ７２＜Ｉｒｅｆ２である場合には、電源電圧ＶＤＤとなる。また、Ｉｒｅｆ２＜Ｉ７２である場合には、カレントミラー回路ＣＭに電流Ｉ７４が流れることで、電源電圧ＶＤＤから電流Ｉ７２、つまり出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ７１に比例して低下させた電圧が出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。なお、図７（Ｂ）において、Ｖ７１は回路におけるクリップ方式により決まる電圧の下限値である。
【００５３】
一方、出力トランジスタ１２においてリーク電流が発生している（電流Ｉ７３＞Ｉｔｈ）ときには、前述した第１の実施形態と同様に、発生したリーク電流に応じた電圧が出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。すなわち、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ７３に比例した電圧が発振回路１５Ａ及びチャージポンプ回路１６Ａで発生され、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。ここで、Ｉ７２＜Ｉｒｅｆ２である場合に、トランジスタのリーク電流に応じて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧をＶ７２（＞電源電圧ＶＤＤ）とする。なお、電圧Ｖ７２の上限は、チャージポンプ回路１６Ａの構成に応じて決まる。さらに、前述した第３の実施形態と同様にして、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ７２に応じて制御され、図７（Ｂ）のＢＧ７２に示すように制御される。すなわち、Ｉ７２＜Ｉｒｅｆ２である場合には、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、電圧Ｖ７２となる。また、Ｉｒｅｆ２＜Ｉ７２である場合には、カレントミラー回路ＣＭに電流Ｉ７４が流れることで、電圧Ｖ７２から電流Ｉ７２、つまり駆動電流Ｉ７１に比例して低下させた電圧が出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。
【００５４】
第４の実施形態によれば、第１の実施形態及び第３の実施形態と同様の効果が得られる。すなわち、モニター用トランジスタ１４で検出されたリーク電流Ｉ７３に応じて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧をリニアに変化させて制御することができ、出力電圧の変動を抑制しつつ出力トランジスタ１２のリーク電流を削減することができる。例えば、出力トランジスタ１２のリーク電流が大きくなるような動作条件下でも、リーク電流を削減し出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を抑制することができる。また、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ７２に応じて、電流Ｉ７２に比例させて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を制御することで、出力電圧の変動を抑制しつつ、出力トランジスタ１２の駆動能力を増大させることができる。これにより、出力トランジスタ１２のサイズを小さくし、リーク電流を削減できるとともに回路面積を低減することができる。また、リーク電流の削減により消費電流を低減することができる。
【００５５】
（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。第５の実施形態における定電圧回路は、前述した第２の実施形態及び第３の実施形態における定電圧回路の機能を備えるものである。図８（Ａ）は、第５の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。図８（Ａ）において、図１（Ａ）、図５（Ａ）、図６（Ａ）に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００５６】
第５の実施形態における定電圧回路では、モニター用トランジスタ５１に流れる電流Ｉ８２と電流値Ｉｒｅｆ１との比較結果、及びモニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ８４と電流値Ｉｒｅｆ２との比較結果に基づいて、出力トランジスタ１２のバックゲート電圧を制御する。電流値Ｉｒｅｆ１、Ｉｒｅｆ２は、Ｉｒｅｆ１＜Ｉｒｅｆ２の関係を満たす任意の電流値である。ただし、電流値Ｉｒｅｆ１として設定し得る最小値は、カレントミラー回路ＣＭが安定動作する下限に対応する電流値であり、電流値Ｉｒｅｆ２として設定し得る最大値は、出力トランジスタ１２の駆動能力が飽和する直前に対応する電流値である。
【００５７】
モニター用トランジスタ５１に流れる電流Ｉ８２が電流値Ｉｒｅｆ１より小さいときには、前述した第２の実施形態に対応する回路が動作し、第３の実施形態に対応する回路は動作せずに停止している。つまり、第２の実施形態に対応する回路であるトランジスタ５１〜５３、定電流源５４、発振回路１５Ｂ、及びチャージポンプ回路１６Ｂを含む回路によって、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧が制御される。すなわち、Ｉ８２＜Ｉｒｅｆ１である場合には、図８（Ｂ）に示すように、電流Ｉ８２、つまり出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ８１に比例して、駆動電流Ｉ８１が小さくなるほど大きくなるように出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧が制御される。なお、図８（Ｂ）において、Ｖ８１はチャージポンプ回路１６Ｂの構成に応じて決まる電圧の上限値である。
【００５８】
モニター用トランジスタ５１に流れる電流Ｉ８２が電流値Ｉｒｅｆ１より大きく、かつモニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ８４が電流値Ｉｒｅｆ２より小さいときには、第２の実施形態及び第３の実施形態にそれぞれ対応する回路は動作せずに停止している。このとき、図８（Ｂ）に示すように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、電源電圧ＶＤＤとなる。
【００５９】
モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ８４が電流値Ｉｒｅｆ２より大きいときには、前述した第２の実施形態に対応する回路は動作せずに停止しており、第３の実施形態に対応する回路が動作する。つまり、第３の実施形態に対応する回路であるモニター用トランジスタ６１、定電流源６４、及びカレントミラー回路ＣＭを含む回路によって、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧が制御される。すなわち、Ｉｒｅｆ２＜Ｉ８４である場合には、カレントミラー回路ＣＭに電流Ｉ８５が流れることで、図８（Ｂ）に示すように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧が制御される。電流Ｉ８４、つまり出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ８１に比例して、駆動電流Ｉ８１が大きくなるほど小さくなるように出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧が制御される。なお、図８（Ｂ）において、Ｖ８２は回路におけるクリップ方式により決まる電圧の下限値である。
【００６０】
第５の実施形態によれば、第２の実施形態及び第３の実施形態と同様の効果が得られる。すなわち、モニター用トランジスタ５１に流れる電流Ｉ８２に応じて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧をリニアに変化させて制御することができ、出力電圧の変動を抑制しつつ出力トランジスタ１２のリーク電流を削減することができる。また、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ８４に応じて、電流Ｉ８４に比例させて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を制御することで、出力電圧の変動を抑制しつつ、出力トランジスタ１２の駆動能力を増大させることができる。これにより、出力トランジスタ１２のサイズを小さくし、リーク電流を削減できるとともに回路面積を低減することができる。また、リーク電流の削減により消費電流を低減することができる。
【００６１】
図９は、本実施形態におけるバックゲート電圧制御時の波形例を示す図である。図９（Ａ）に示す定電圧回路において、出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧を制御したときのシミュレーション波形例を、図９（Ｂ）〜図９（Ｅ）に示す。図９（Ａ）において、９１は誤差増幅回路、９２は出力トランジスタ、９３は負荷である。また、ＶＤＤは電源電圧、Ｖｒｅｆは基準電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧、ＢＧはバックゲート電圧である。
【００６２】
出力トランジスタのバックゲートに供給するバックゲート電圧を図９（Ｂ）に示し、出力端子から出力される出力電圧Ｖｏｕｔを図９（Ｃ）に示している。また、出力トランジスタのドレイン・ソース間を流れる電流を図９（Ｄ）に示し、出力トランジスタのバックゲートを流れるバックゲート電流を図９（Ｅ）に示している。なお、図９（Ｂ）〜図９（Ｅ）においては、本実施形態におけるシミュレーション波形例を実線により示し、比較参考のために従来のスイッチによるバックゲート電圧制御でのシミュレーション波形例を破線により合わせて示している。
【００６３】
従来のように出力トランジスタのバックゲート電圧をスイッチにより切り替えると、出力電圧Ｖｏｕｔが急峻に切り替わる。このとき、出力トランジスタのドレイン・ソース間に流れる電流の変動も急激であり、バックゲート電流も大きく変化する。
【００６４】
それに対して、本実施形態では、出力トランジスタのバックゲート電圧がリニアに変化するので、出力電圧Ｖｏｕｔがなだらかに切り替わる。また、出力トランジスタのドレイン・ソース間に流れる電流の変動もなだらかであり、バックゲート電流も大きな変動はなくほぼ一定である。したがって、本実施形態によれば、ロジック回路やアナログ回路の誤動作や、耐圧以上のパルス電圧の発生による素子破壊等の原因となる電源ノイズの発生を抑止することができる。
【００６５】
なお、前記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化のほんの一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
本発明の諸態様を付記として以下に示す。
【００６６】
（付記１）
出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力に基づいて前記出力電圧を制御する出力トランジスタと、
前記出力トランジスタのリーク電流を検出する検出回路と、
前記検出回路により検出された前記リーク電流に比例した電圧を発生する第１の電圧発生回路とを有し、
前記第１の電圧発生回路は、前記リーク電流の増加に応じて発生する電圧を上昇させ、
前記第１の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする定電圧回路。
（付記２）
前記検出回路は、ゲート及びソースに電源電圧が供給され、ドレインが前記第１の電圧発生回路の入力に接続された第１のトランジスタを有することを特徴とする付記１記載の定電圧回路。
（付記３）
前記第１の電圧発生回路は、
入力される電流に応じた発振周波数の発振信号を出力する発振回路と、
前記発振回路から出力された前記発振信号を受けて、前記発振信号の発振周波数に応じた電圧を出力するチャージポンプ回路とを有することを特徴とする付記１記載の定電圧回路。
（付記４）
前記第１の電圧発生回路は、前記検出回路により検出された前記リーク電流が第１のしきい値より大きいときに動作し、前記リーク電流が前記第１のしきい値より小さいときに停止することを特徴とする付記１記載の定電圧回路。
（付記５）
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第２の電圧発生回路とを有し、
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流の増加に応じて発生する電圧を低下させ、
前記第２の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタ及び前記第２のトランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする付記１記載の定電圧回路。
（付記６）
前記第２の電圧発生回路は、
前記第２のトランジスタのドレインに接続された第１の定電流源と、
前記第２のトランジスタのドレインと前記第１の定電流源との接続点に、ドレイン及びゲートが接続された第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタとカレントミラー接続され、ドレインを前記第２の電圧発生回路の出力とする第４のトランジスタとを有することを特徴とする付記５記載の定電圧回路。
（付記７）
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流が第２のしきい値より大きいときに動作し、前記第２のトランジスタの電流が前記第２のしきい値より小さいときに停止することを特徴とする付記５記載の定電圧回路。
（付記８）
前記第１のトランジスタのバックゲートに電源電圧が供給されることを特徴とする付記２記載の定電圧回路。
（付記９）
前記第１のトランジスタのバックゲートが前記第１の電圧発生回路の出力に接続されることを特徴とする付記２記載の定電圧回路。
（付記１０）
出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力に基づいて前記出力電圧を制御する出力トランジスタと、
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第５のトランジスタと、
前記第５のトランジスタのドレインに接続された第２の定電流源と、
前記第５のトランジスタのドレインと前記第２の定電流源との接続点に、ドレイン及びゲートが接続された第６のトランジスタと、
前記第６のトランジスタとカレントミラー接続された第７のトランジスタと、
前記第７のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第１の電圧発生回路とを有し、
前記第１の電圧発生回路は、前記第７のトランジスタの電流の減少に応じて発生する電圧を上昇させ、
前記第１の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする定電圧回路。
（付記１１）
前記第１の電圧発生回路は、
入力される電流に応じた発振周波数の発振信号を出力する発振回路と、
前記発振回路から出力された前記発振信号を受けて、前記発振信号の発振周波数に応じた電圧を出力するチャージポンプ回路とを有することを特徴とする付記１０記載の定電圧回路。
（付記１２）
前記第１の電圧発生回路は、前記第７のトランジスタの電流が第３のしきい値より小さいときに動作し、前記第７のトランジスタの電流が前記第３のしきい値より大きいときに停止することを特徴とする付記１０記載の定電圧回路。
（付記１３）
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第２の電圧発生回路とを有し、
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流の増加に応じて発生する電圧を低下させ、
前記第２の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタ及び前記第２のトランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする付記１０記載の定電圧回路。
（付記１４）
前記第２の電圧発生回路は、
前記第２のトランジスタのドレインに接続された第１の定電流源と、
前記第２のトランジスタのドレインと前記第１の定電流源との接続点に、ドレイン及びゲートが接続された第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタとカレントミラー接続され、ドレインを前記第２の電圧発生回路の出力とする第４のトランジスタとを有することを特徴とする付記１３記載の定電圧回路。
（付記１５）
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流が第２のしきい値より大きいときに動作し、前記第２のトランジスタの電流が前記第２のしきい値より小さいときに停止することを特徴とする付記１３記載の定電圧回路。
（付記１６）
出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力に基づいて前記出力電圧を制御する出力トランジスタと、
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第２の電圧発生回路とを有し、
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流の増加に応じて発生する電圧を低下させ、
前記第２の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタ及び前記第２のトランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする定電圧回路。
（付記１７）
前記第２の電圧発生回路は、
前記第２のトランジスタのドレインに接続された第１の定電流源と、
前記第２のトランジスタのドレインと前記第１の定電流源との接続点に、ドレイン及びゲートが接続された第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタとカレントミラー接続され、ドレインを前記第２の電圧発生回路の出力とする第４のトランジスタとを有することを特徴とする付記１６記載の定電圧回路。
（付記１８）
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流が第２のしきい値より大きいときに動作し、前記第２のトランジスタの電流が前記第２のしきい値より小さいときに停止することを特徴とする付記１６記載の定電圧回路。
【符号の説明】
【００６７】
１１ 誤差増幅回路
１２ 出力トランジスタ
１３ 負荷
１４、５１、６１ モニター用トランジスタ
１５Ａ、１５Ｂ 発振回路
１６Ａ、１６Ｂ チャージポンプ回路
５２、５３、６２、６３ トランジスタ
５４、６４ 定電流源
【技術分野】
【０００１】
本発明は、定電圧回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
供給される電源電圧（入力電圧）を降圧して所定の定電圧を生成し出力端子に接続された負荷に出力する定電圧回路として、ＬＤＯ（Low Drop Out）回路等のリニアレギュレータ回路がある。図１２は、従来のリニアレギュレータ回路の構成例を示した回路図である。図１２において、１０１は誤差増幅回路、１０２はＰチャネルトランジスタを用いた出力トランジスタ、１０３はリニアレギュレータ回路の出力端子に接続されている負荷である。また、Ｖｒｅｆは図示しない基準電圧回路から供給される一定の基準電圧であり、Ｖｏｕｔはリニアレギュレータ回路の出力端子から出力される出力電圧である。
【０００３】
図１２に示したリニアレギュレータ回路において、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆより低くなると、誤差増幅回路１０１の出力電圧、すなわち出力トランジスタ１０２のゲートに供給される電圧が低下する。その結果、出力トランジスタ１０２のオン抵抗が減少し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、誤差増幅回路１０１の出力電圧が上昇する。その結果、出力トランジスタ１０２のオン抵抗が増大し、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。このようにして、リニアレギュレータ回路の出力端子より出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、一定の電圧である基準電圧Ｖｒｅｆに保たれる。
【０００４】
ここで、図１２に示したリニアレギュレータ回路では、負荷に流れる電流が非常に小さいとき、高温時のように出力トランジスタ１０２のドレイン・ソース間を流れるリーク電流が大きくなると、出力電圧Ｖｏｕｔは制御不能になり電源電圧レベルまで上昇してしまう。これは、誤差増幅回路１０１の出力に応じて出力トランジスタ１０２がオフ方向に作用しても、出力トランジスタ１０２に発生するリーク電流のために出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し続けてしまうからである。
【０００５】
この問題を回避するために、出力トランジスタのバックゲート（サブストレートゲートとも称す）に高い電圧を与えることで、出力トランジスタのしきい値電圧を高くし出力トランジスタのリーク電流を削減する方法が提案されている（例えば、特許文献１、３参照）。下記特許文献１には、出力トランジスタのリーク電流を抑制するために、動作モードに応じて出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧をスイッチにより切り替える構成が開示されている。特許文献１において、通常動作よりも負荷が低消費電流状態になるスタンバイモード時には、リーク電流を抑制するために、出力トランジスタのバックゲートに通常動作時の電圧ＬＶｃｃよりも高い電圧ＨＶｃｃが入力されるよう制御される。また、下記特許文献３には、ある温度以上になったときに出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧をＶＤＤ１からＶＤＤ２（＞ＶＤＤ１）に切り替えることで、高温条件下での出力トランジスタのリーク電流を抑える構成が開示されている。また、出力トランジスタの駆動電流値に応じて、出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧をスイッチにより切り替える技術が提案されている（例えば、特許文献２参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−２０６９４８号公報
【特許文献２】特開２００２−１１６８２９号公報
【特許文献３】特開２００４−９４７８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
前述した従来の定電圧回路は、出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧をスイッチにより切り替えているが、切り替え動作においてスイッチングノイズにおける出力電圧の急激な変動が生じるという問題がある。この出力電圧の変動は、電源ノイズによるロジック回路やアナログ回路の誤動作や、耐圧以上のパルス電圧の発生による素子破壊等の原因となる。
【０００８】
本発明の目的は、出力電圧の急激な変動を生じさせることなく、出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧を適切に制御できる定電圧回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
定電圧回路の一態様は、出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、誤差増幅回路の出力に基づいて出力電圧を制御する出力トランジスタと、出力トランジスタのリーク電流を検出する検出回路と、検出回路により検出されたリーク電流に比例した電圧を発生する第１の電圧発生回路とを有する。第１の電圧発生回路は、リーク電流の増加に応じて発生する電圧を上昇させ、第１の電圧発生回路の出力が出力トランジスタのバックゲートに接続される。
【発明の効果】
【００１０】
開示の定電圧回路は、出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧をリニアに変化させて制御することができ、出力電圧の変動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。
【図２】本実施形態における発振回路の一例を示す図である。
【図３】本実施形態におけるチャージポンプ回路の一例を示す図である。
【図４】第１の実施形態における定電圧回路の他の構成例を示す図である。
【図５】第２の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。
【図６】第３の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。
【図７】第４の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。
【図８】第５の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。
【図９】本発明の実施形態におけるバックゲート電圧制御時の波形例を示す図である。
【図１０】ＰチャネルトランジスタのＶｇｓ−Ｉｄｓ特性の例を示す図である。
【図１１】ＰチャネルトランジスタのＶｇｓ−Ｉｄｓ特性の例を示す図である。
【図１２】従来の定電圧回路の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
以下に説明する各実施形態における定電圧回路は、入力される電源電圧ＶＤＤを降圧して所定の定電圧を生成し出力電圧Ｖｏｕｔとして出力端子から負荷に出力する定電圧回路である。
【００１３】
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態について説明する。
図１（Ａ）は、第１の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。図１（Ａ）において、１１は誤差増幅回路、１２は出力トランジスタ、１３は負荷、１４はモニター用トランジスタ、１５Ａは発振回路、１６Ａはチャージポンプ回路、Ｒ１１、Ｒ１２は抵抗である。
【００１４】
誤差増幅回路１１は、正側入力端に定電圧回路の出力端子から出力される出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、負側入力端に予め設定された基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。基準電圧Ｖｒｅｆは、例えば図示しない基準電圧回路から供給される一定の電圧である。誤差増幅回路１１は、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を増幅して出力する。
【００１５】
出力トランジスタ１２は、例えばＰチャネルトランジスタが用いられる。出力トランジスタ１２は、ソースに電源電圧ＶＤＤが供給され、ゲートに誤差増幅回路１１の出力電圧が供給される。また、出力トランジスタ１２は、ドレインが定電圧回路の出力端子に接続されており、この定電圧回路の出力端子から出力電圧Ｖｏｕｔが負荷１３に供給される。すなわち、出力トランジスタ１２は、ゲートに供給される誤差増幅回路１１の出力電圧に応じてオン抵抗が変化し、出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。また、出力トランジスタ１２のバックゲート（サブストレートゲートとも称す）は、チャージポンプ回路１６Ａの出力に接続されるとともに、直列接続された抵抗Ｒ１１及びＲ１２を介して電源電圧ＶＤＤに対して接続される。
【００１６】
ここで、出力トランジスタ１２に用いられるＰチャネルトランジスタは、図１０及び図１１に示すようなＶｇｓ−Ｉｄｓ特性を有している。図１０及び図１１において、横軸はゲート・ソース間電圧Ｖｇｓであり、縦軸はドレイン・ソース間を流れる電流Ｉｄｓである。なお、図１１において電流Ｉｄｓは対数スケールで示している。図１０及び図１１において、ＢＧＡ、ＢＧＢ、ＢＧＣ、ＢＧＤ、ＢＧＥはバックゲートに供給される電圧が異なり、ＢＧＡ、ＢＧＢ、ＢＧＣ、ＢＧＤ、ＢＧＥの順にバックゲートに供給される電圧が高くなる。すなわち、ＢＧＡ、ＢＧＢ、ＢＧＣ、ＢＧＤ、ＢＧＥのうち、ＢＧＡがバックゲートに供給される電圧が最も低く、ＢＧＥがバックゲートに供給される電圧が最も高い。
【００１７】
図１０に示されるグラフから、負荷１３を駆動している状態（例えばＶｇｓ≧出力トランジスタ１２のしきい値電圧Ｖｔｈ）では、トランジスタのバックゲートに供給する電圧を低下させることで、電流Ｉｄｓが増加することがわかる。言い換えれば、同じ駆動能力を要求する場合には、バックゲートに供給する電圧を低下させることで、トランジスタサイズを小さくすることができる。また、図１１に示されるグラフから、負荷１３に流れる電流が非常に小さいとき（Ｖｇｓがほぼ０）には、トランジスタのバックゲートに供給する電圧を上昇させることで、電流Ｉｄｓが小さくなる、すなわちリーク電流が減少することがわかる。
【００１８】
図１に戻り、モニター用トランジスタ１４は、リーク電流を検出するためのトランジスタである。モニター用トランジスタ１４と出力トランジスタ１２とは同じ種類のトランジスタであり、かつモニター用トランジスタ１４の特性と出力トランジスタ１２の特性とは相関を持つ。例えば、モニター用トランジスタ１４及び出力トランジスタ１２を構成する単位トランジスタのゲート幅Ｗ／ゲート長Ｌが等しい。また、例えばモニター用トランジスタ１４には、出力トランジスタ１２に流れるリーク電流と相関を有するリーク電流が流れる。本実施形態では、モニター用トランジスタ１４は、例えば出力トランジスタ１２と同じ種類のＰチャネルトランジスタが用いられる。モニター用トランジスタ１４は、ソース及びゲートに電源電圧ＶＤＤが供給され、ドレインが発振回路１５Ａに接続される。また、モニター用トランジスタ１４のバックゲートには電源電圧ＶＤＤが供給される。
【００１９】
発振回路１５Ａ及びチャージポンプ回路１６Ａは電圧発生回路を構成する。発振回路１５Ａ及びチャージポンプ回路１６Ａによる電圧発生回路は、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２に応じた電圧を発生させバックゲート電圧ＢＧＶとして出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する。
【００２０】
発振回路１５Ａは、モニター用トランジスタ１４を流れるリーク電流Ｉ１２が供給される。発振回路１５Ａは、供給される電流Ｉ１２がしきい値を超えると動作し、電流Ｉ１２に比例した発振周波数の発振信号を出力する。発振回路１５Ａとして適用可能なリングオシレータの一例を図２に示す。図２（Ａ）は、発振回路１５Ａとしてのリングオシレータの構成例を示す回路図である。図２（Ａ）に示すリングオシレータは、Ｐチャネルトランジスタ２１、２３、２５、及びＮチャネルトランジスタ２２、２４、２６を有し、入力された電流に対応する電流Ｉ２１に応じた発振周波数を有する発振信号を出力する。
【００２１】
図２（Ａ）には、トランジスタ２１及び２２を有する第１のインバータ、トランジスタ２３及び２４を有する第２のインバータ、トランジスタ２５及び２６を有する第３のインバータ、を有するリングオシレータを一例として示している。図２（Ａ）に示したリングオシレータは、各インバータの遅延時間をＴｄとすると、図２（Ｂ）に示すように遅延時間Ｔｄ×６の周期で発振する発振信号を出力する。図２（Ｂ）において、ＳＡは第１のインバータの入力を示し、ＳＢは第２のインバータの入力を示し、ＳＣは第３のインバータの入力を示すものとする。ここで、各インバータの遅延時間Ｔｄは、トランジスタの相互コンダクタンスｇｍに反比例し、ゲート容量に比例する。また、トランジスタの相互コンダクタンスｇｍは、流れる電流値の平方根に比例する。したがって、図２（Ａ）に示したリングオシレータは、電流値Ｉ２１に応じた発振周波数を有する発振信号を出力する。
【００２２】
チャージポンプ回路１６Ａは、発振回路１５Ａから出力される発振信号をクロック入力として、そのクロック入力に応じた電圧を出力ＣＰＯとして出力する。図３（Ａ）は、チャージポンプ回路１６Ａの構成例を示す回路図である。図３（Ａ）に示すチャージポンプ回路１６Ａは、Ｐチャネルトランジスタ３１、Ｎチャネルトランジスタ３２、容量３３、及びダイオード３４、３５を有する。トランジスタ３１及び３２を有するインバータは、電源電圧ＶＤＤで動作し、クロック入力ＣＬＫＩが入力され、出力が容量３３の一方の電極に接続される。容量３３の他方の電極が、ダイオード３４のカソードとダイオード３５のアノードとの接続点に接続される。また、ダイオード３４のアノードが電源電圧ＶＤＤに対して接続され、ダイオード３５のカソードが出力ＣＰＯを出力する出力端に接続される。
【００２３】
図３（Ａ）に示したチャージポンプ回路に対して、図３（Ｂ）に示すようなクロックがクロック入力ＣＬＫＩとして入力されると、ＣＰＩに示すような出力電流が流れる。なお、図３（Ｂ）において、ＣＰＩＡは、出力電流ＣＰＩの平均を示している。ここで、チャージポンプ回路１６Ａの出力ＣＰＯとしての出力電圧は、チャージポンプ回路の出力端子の負荷と出力電流（平均）ＣＰＩＡとを乗じたものである。なお、図３（Ｂ）に示すチャージポンプ回路の出力電圧の上限は、（電源電圧ＶＤＤ×２−ダイオードの順方向降下電圧×２）で制限される。また、出力電流（平均）ＣＰＩＡは、クロック入力ＣＬＫＩとして入力されるクロック（発振信号）の周波数に比例する。
【００２４】
すなわち、チャージポンプ回路１６Ａの出力ＣＰＯは、チャージポンプ回路の出力端子の負荷を一定とすれば、入力される発振回路１５Ａからの発振信号の発振周波数に比例する。前述したように、発振回路１５Ａからの発振信号の発振周波数は、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２に比例する。したがって、チャージポンプ回路１６Ａの出力ＣＰＯは、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２に比例する電圧であり、それがバックゲート電圧ＢＧＶとして出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。
【００２５】
なお、図２及び図３に示した回路構成は一例であって、以下に説明する他の実施形態も含め各実施形態における発振回路及びチャージポンプ回路の構成は、図２及び図３に示した回路構成に限定されるものではない。
【００２６】
次に、第１の実施形態における定電圧回路の動作について説明する。
図１（Ａ）に示した第１の実施形態における定電圧回路の基本的な動作は、従来の定電圧回路と同様である。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆより低くなると、誤差増幅回路１１の出力電圧、すなわち出力トランジスタ１２のゲートに供給される電圧が低下する。その結果、出力トランジスタ１２のオン抵抗が減少し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、誤差増幅回路１１の出力電圧が上昇する。その結果、出力トランジスタ１２のオン抵抗が増大し、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。このようにして、定電圧回路の出力端子より出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、一定の電圧である基準電圧Ｖｒｅｆに保たれる。
【００２７】
次に、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧の制御について説明する。
モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２であるモニタ電流が小さいとき（例えば、０又はほぼ０であるとき）、発振回路１５Ａは動作せずに停止している。したがって、図１（Ｂ）に示すように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、電源電圧ＶＤＤとなる。
【００２８】
温度が変化する（高温になる）などしてモニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２がしきい値Ｉｔｈより大きくなった場合には、発振回路１５Ａは動作してリーク電流Ｉ１２に応じた発振周波数の発振信号を出力する。これにより、チャージポンプ回路１６Ａは、発振回路１５Ａから出力された発振信号の発振周波数に比例した出力電圧ＣＰＯを出力し、それが出力トランジスタ１２のバックゲートにバックゲート電圧ＢＧＶとして供給される。すなわち、図１（Ｂ）に示すようにモニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２がしきい値Ｉｔｈより大きい場合には、電源電圧ＶＤＤ以上の電圧であって、リーク電流Ｉ１２に比例した電圧が出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。このように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２に比例して大きくなるように制御することで、出力トランジスタ１２のリーク電流を削減することができる。なお、図１（Ｂ）において、Ｖ１１はチャージポンプ回路１６Ａの構成に応じて決まる電圧の上限値である。
【００２９】
このように、第１の実施形態によれば、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ１２に比例した電圧を発生させ、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する。これにより、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧をリニアに変化させて制御することができ、出力電圧の変動を抑制しつつ出力トランジスタ１２のリーク電流を削減することができる。例えば、高温時のように出力トランジスタ１２のリーク電流が大きくなるような動作条件下でも、リーク電流を削減し出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を抑制することができる。また、リーク電流の削減により消費電流を低減することができる。
【００３０】
また、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧をリニアに変化させるので、仮に出力電圧Ｖｏｕｔが急激に変動したとしても、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧が急激に変動することを防止できる。
【００３１】
なお、図１（Ａ）に示した例では、モニター用トランジスタ１４のバックゲートに電源電圧ＶＤＤを供給するようにしているが、図４に示すようにチャージポンプ回路１６Ａの出力ＣＰＯをバックゲート電圧として供給するようにしても良い。図４は、第１の実施形態における定電圧回路の他の構成例を示す図である。図４において、図１（Ａ）に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。図４に示したように構成した場合には、バックゲート電圧ＢＧＶに対して負帰還がかかることで、バックゲート電圧ＢＧＶ、つまりチャージポンプ回路１６Ａの出力ＣＰＯが変動し得る電圧範囲を制限することができる。
【００３２】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図５（Ａ）は、第２の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。図５（Ａ）において、図１（Ａ）に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。図５（Ａ）において、５１はモニター用トランジスタ、５２、５３はトランジスタ、５４は定電流源、１５Ｂは発振回路、１６Ｂはチャージポンプ回路である。
【００３３】
モニター用トランジスタ５１は、出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ５１を検出するためのトランジスタである。モニター用トランジスタ５１と出力トランジスタ１２とは同じ種類のトランジスタであり、かつモニター用トランジスタ５１の特性と出力トランジスタ１２の特性とは相関を持つ。例えば、モニター用トランジスタ５１及び出力トランジスタ１２を構成する単位トランジスタのゲート幅Ｗ／ゲート長Ｌが等しい。また、例えばモニター用トランジスタ５１には、出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ５１と相関を有する駆動電流Ｉ５２が流れる。
【００３４】
本実施形態では、モニター用トランジスタ５１は、例えば出力トランジスタ１２と同じ種類のＰチャネルトランジスタが用いられ、誤差増幅回路１１の出力電圧によって出力トランジスタ１２と同様に制御される。モニター用トランジスタ５１は、ソースに電源電圧ＶＤＤが供給され、ゲートに誤差増幅回路１１の出力電圧が供給され、ドレインが定電流源５４に接続される。また、モニター用トランジスタ５１のバックゲートは、チャージポンプ回路１６Ｂの出力に接続されるとともに、直列接続された抵抗Ｒ１１及びＲ１２を介して電源電圧ＶＤＤに対して接続される。
【００３５】
トランジスタ５２及び５３は、例えばＰチャネルトランジスタである。トランジスタ５２及び５３のソースに電源電圧ＶＤＤが供給される。トランジスタ５２のゲートとトランジスタ５３のゲートとが接続され、その接続点がトランジスタ５２のドレインに接続される。すなわち、トランジスタ５２及び５３は、カレントミラー接続されている。また、トランジスタ５２のドレインは、モニター用トランジスタ５１のドレインと定電流源５４との接続点に接続され、トランジスタ５３のドレインは、発振回路１５Ｂに接続される。また、トランジスタ５２及び５３のバックゲートには電源電圧ＶＤＤが供給される。
【００３６】
発振回路１５Ｂ及びチャージポンプ回路１６Ｂは電圧発生回路を構成する。発振回路１５Ｂは、第１の実施形態における発振回路１５Ａと同様に、入力される電流に応じた発振周波数を有する発振信号を出力する。また、チャージポンプ回路１６Ｂは、第１の実施形態におけるチャージポンプ回路１６Ａと同様に、発振回路１５Ｂから出力される発振信号をクロック入力として、クロック入力に応じた電圧を出力ＣＰＯとして出力する。発振回路１５Ｂは、例えば図２に示したように構成され、チャージポンプ回路１６Ｂは、例えば図３に示したように構成される。
【００３７】
次に、第２の実施形態における定電圧回路の動作について説明する。なお、第２の実施形態における定電圧回路の基本的な動作は、従来の定電圧回路と同様であるので、その説明は省略し、以下では出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧の制御について説明する。第２の実施形態における定電圧回路では、図５（Ａ）に示したモニター用トランジスタ５１に流れる電流Ｉ５２と定電流源５４の電流値であるＩｒｅｆ１とを比較し、比較結果に基づいて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を制御する。電流値Ｉｒｅｆ１は、出力トランジスタ１２を流れる電流によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するかしないかの境界レベルに対応する電流値である。負荷１３に流れる電流が小さく、出力トランジスタ１２を流れる電流Ｉ５１によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する場合には、電流Ｉ５２＜電流値Ｉｒｅｆ１となり、そうでない場合には電流値Ｉｒｅｆ１＜電流Ｉ５２となる。
【００３８】
負荷１３が軽負荷であり電流Ｉ５２＜電流値Ｉｒｅｆ１であるときには、トランジスタ５３には（Ｉｒｅｆ１−Ｉ５２）に比例した電流Ｉ５３が流れ、発振回路１５Ｂは動作して電流Ｉ５３に応じた発振周波数の発振信号を出力する。これにより、チャージポンプ回路１６Ｂは、発振回路１５Ｂから出力された発振信号の発振周波数に比例した出力電圧ＣＰＯを出力し、それがバックゲート電圧ＢＧＶとして出力トランジスタ１２、モニター用トランジスタ５１のバックゲートに供給される。すなわち、図５（Ｂ）に示すように、Ｉ５２＜Ｉｒｅｆ１である場合には、電源電圧ＶＤＤ以上の電圧であって、電流Ｉ５２、つまり出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ５１に比例した電圧が出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。このように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を、駆動電流Ｉ５１に比例して、駆動電流Ｉ５１が小さくなるほど大きくなるように制御することで、負荷１３に流れる電流が小さい状態での出力トランジスタ１２のリーク電流を低減することができる。なお、図５（Ｂ）において、Ｖ５１はチャージポンプ回路１６Ｂの構成に応じて決まる電圧の上限値である。
【００３９】
一方、負荷１３が十分に大きく電流値Ｉｒｅｆ１＜電流Ｉ５２である場合には、トランジスタ５３には電流Ｉ５３が流れず（０であり）、発振回路１５Ｂは動作せずに停止している。したがって、図５（Ｂ）に示すように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、電源電圧ＶＤＤとなる。
【００４０】
第２の実施形態によれば、負荷１３に流れる電流がしきい値より小さい場合には、出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ５１に比例した電圧を発生させ、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する。これにより、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧をリニアに変化させて制御することができ、出力電圧の変動を抑制しつつ出力トランジスタ１２のリーク電流を削減することができる。また、高温時のようにトランジスタのリーク電流が大きくなるような動作条件下でも、リーク電流を削減することができ、また消費電流を低減することができる。
【００４１】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
図６（Ａ）は、第３の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。図６（Ａ）において、図１（Ａ）に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。図６（Ａ）において、６１はモニター用トランジスタ、６４は定電流源、６５はダイオード、ＣＭはカレントミラー回路である。
【００４２】
モニター用トランジスタ６１は、出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ６１を検出するためのトランジスタである。モニター用トランジスタ６１と出力トランジスタ１２とは同じ種類のトランジスタであり、かつモニター用トランジスタ６１の特性と出力トランジスタ１２の特性とは相関を持つ。例えば、モニター用トランジスタ６１及び出力トランジスタ１２を構成する単位トランジスタのゲート幅Ｗ／ゲート長Ｌが等しい。また、例えばモニター用トランジスタ６１には、出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ６１と相関を有する駆動電流Ｉ６２が流れる。
【００４３】
モニター用トランジスタ６１は、例えば出力トランジスタ１２と同じ種類のＰチャネルトランジスタが用いられ、誤差増幅回路１１の出力電圧によって出力トランジスタ１２と同様に制御される。モニター用トランジスタ６１は、ソースに電源電圧ＶＤＤが供給され、ゲートに誤差増幅回路１１の出力電圧が供給され、ドレインが定電流源６４に接続される。また、モニター用トランジスタ６１のバックゲートは、バックゲート電圧ＢＧＶの供給線に接続されるとともに、直列接続された抵抗Ｒ１１及びＲ１２を介して電源電圧ＶＤＤに対して接続される。
【００４４】
カレントミラー回路ＣＭは、Ｎチャネルトランジスタ６２及び６３を有する。Ｎチャネルトランジスタ６２及び６３のソースが基準電位に接続される。Ｎチャネルトランジスタ６２のゲートとＮチャネルトランジスタ６３のゲートとが接続され、その接続点がＮチャネルトランジスタ６２のドレインに接続される。すなわち、Ｎチャネルトランジスタ６２及び６３は、カレントミラー接続されている。また、Ｎチャネルトランジスタ６２のドレインは、モニター用トランジスタ６１のドレインと定電流源６４との接続点に接続され、Ｎチャネルトランジスタ６３のドレインは、バックゲート電圧ＢＧＶの供給線に接続される。
【００４５】
ダイオード６５は、出力トランジスタ１２のドレイン・バックゲート間で電流が逆流することを防止するために、バックゲート電圧ＢＧＶの供給線の電位が低下しすぎないようにクリップするためのものである。ダイオード６５は、アノードが電源電圧ＶＤＤに対して接続され、カソードが抵抗Ｒ１１とＲ１２との接続点に接続される。
【００４６】
次に、第３の実施形態における定電圧回路の動作について説明する。なお、第３の実施形態における定電圧回路の基本的な動作は、従来の定電圧回路と同様であるので、その説明は省略し、以下では出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧の制御について説明する。第３の実施形態における定電圧回路では、図６（Ａ）に示したモニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ６２と定電流源６４の電流値であるＩｒｅｆ２とを比較し、比較結果に基づいて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を制御する。電流値Ｉｒｅｆ２は、カレントミラー回路ＣＭが安定動作する下限に対応する電流値を最小とし、出力トランジスタ１２の駆動能力が飽和する直前に対応する電流値を最大とする範囲内の電流値である。なお、カレントミラー回路ＣＭが安定動作するとは、モニター用トランジスタ６１を流れる電流値Ｉ６２が０であるときに、トランジスタ６２及び６３のゲート電圧が不定とならないことを指す。
【００４７】
出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ６１が小さく、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ６２が電流値Ｉｒｅｆ２より小さいときには、カレントミラー回路ＣＭのトランジスタ６３には電流Ｉ６３が流れない（０である）。したがって、バックゲート電圧ＢＧＶの供給線の電位は変化することなく、図６（Ｂ）に示すように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、電源電圧ＶＤＤとなる。
【００４８】
また、出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ６２が大きく、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ６２が電流値Ｉｒｅｆ２より大きいときには、カレントミラー回路ＣＭのトランジスタ６３には（Ｉ６２−Ｉｒｅｆ２）に比例した電流Ｉ６３が流れる。これにより、バックゲート電圧ＢＧＶの供給線の電位が下がり、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、図６（Ｂ）に示すように、電流Ｉ６２の増加に伴って電源電圧ＶＤＤ以下の電圧に低下していく。すなわち、Ｉｒｅｆ２＜Ｉ６２である場合には、電源電圧ＶＤＤ以下の電圧であって、電流Ｉ６２、つまり出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ６１に比例して低下させた電圧が出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。なお、図６（Ｂ）において、Ｖ６１は回路におけるクリップ方式により決まる電圧の下限値である。
【００４９】
第３の実施形態によれば、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ６２がしきい値より大きい場合には、電流Ｉ６２、つまり出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ６１に比例して、駆動電流Ｉ６１が大きくなるほど小さくなるように出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を制御する。これにより、出力電圧の変動を抑制しつつ、出力トランジスタ１２のオン抵抗を小さくして駆動能力（電流供給能力）を増大させることができる。したがって、出力トランジスタ１２のサイズを小さくしても、バックゲートに供給する電圧を制御することで所望の駆動能力（電流供給能力）を得ることが可能になり、出力トランジスタ１２のサイズを小さくし、回路面積を低減することができる。また、出力トランジスタ１２のサイズを小さくできることで、リーク電流を削減できる。
【００５０】
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。第４の実施形態における定電圧回路は、前述した第１の実施形態及び第３の実施形態における定電圧回路の機能を備えるものである。図７（Ａ）は、第４の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。図７（Ａ）において、図１（Ａ）、図６（Ａ）に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００５１】
第４の実施形態における定電圧回路では、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ７３、及びモニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ７２と電流値Ｉｒｅｆ２との比較結果に基づいて、出力トランジスタ１２のバックゲート電圧を制御する。電流値Ｉｒｅｆ２は、出力トランジスタ１２のオフリーク電流及びカレントミラー回路ＣＭが安定動作する下限に対応する電流のうちの大きい電流値を最小とし、出力トランジスタ１２の駆動能力が飽和する直前に対応する電流値を最大とする範囲内の電流値である。
【００５２】
出力トランジスタ１２においてリーク電流が発生しない、若しくは非常に小さい（電流Ｉ７３＜Ｉｔｈ）ときには、前述した第３の実施形態と同様にして、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、図７（Ｂ）のＢＧ７１に示すように制御される。すなわち、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ７２に応じて制御され、Ｉ７２＜Ｉｒｅｆ２である場合には、電源電圧ＶＤＤとなる。また、Ｉｒｅｆ２＜Ｉ７２である場合には、カレントミラー回路ＣＭに電流Ｉ７４が流れることで、電源電圧ＶＤＤから電流Ｉ７２、つまり出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ７１に比例して低下させた電圧が出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。なお、図７（Ｂ）において、Ｖ７１は回路におけるクリップ方式により決まる電圧の下限値である。
【００５３】
一方、出力トランジスタ１２においてリーク電流が発生している（電流Ｉ７３＞Ｉｔｈ）ときには、前述した第１の実施形態と同様に、発生したリーク電流に応じた電圧が出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。すなわち、モニター用トランジスタ１４により検出されたリーク電流Ｉ７３に比例した電圧が発振回路１５Ａ及びチャージポンプ回路１６Ａで発生され、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。ここで、Ｉ７２＜Ｉｒｅｆ２である場合に、トランジスタのリーク電流に応じて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧をＶ７２（＞電源電圧ＶＤＤ）とする。なお、電圧Ｖ７２の上限は、チャージポンプ回路１６Ａの構成に応じて決まる。さらに、前述した第３の実施形態と同様にして、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ７２に応じて制御され、図７（Ｂ）のＢＧ７２に示すように制御される。すなわち、Ｉ７２＜Ｉｒｅｆ２である場合には、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、電圧Ｖ７２となる。また、Ｉｒｅｆ２＜Ｉ７２である場合には、カレントミラー回路ＣＭに電流Ｉ７４が流れることで、電圧Ｖ７２から電流Ｉ７２、つまり駆動電流Ｉ７１に比例して低下させた電圧が出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される。
【００５４】
第４の実施形態によれば、第１の実施形態及び第３の実施形態と同様の効果が得られる。すなわち、モニター用トランジスタ１４で検出されたリーク電流Ｉ７３に応じて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧をリニアに変化させて制御することができ、出力電圧の変動を抑制しつつ出力トランジスタ１２のリーク電流を削減することができる。例えば、出力トランジスタ１２のリーク電流が大きくなるような動作条件下でも、リーク電流を削減し出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を抑制することができる。また、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ７２に応じて、電流Ｉ７２に比例させて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を制御することで、出力電圧の変動を抑制しつつ、出力トランジスタ１２の駆動能力を増大させることができる。これにより、出力トランジスタ１２のサイズを小さくし、リーク電流を削減できるとともに回路面積を低減することができる。また、リーク電流の削減により消費電流を低減することができる。
【００５５】
（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。第５の実施形態における定電圧回路は、前述した第２の実施形態及び第３の実施形態における定電圧回路の機能を備えるものである。図８（Ａ）は、第５の実施形態における定電圧回路の構成例を示す図である。図８（Ａ）において、図１（Ａ）、図５（Ａ）、図６（Ａ）に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００５６】
第５の実施形態における定電圧回路では、モニター用トランジスタ５１に流れる電流Ｉ８２と電流値Ｉｒｅｆ１との比較結果、及びモニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ８４と電流値Ｉｒｅｆ２との比較結果に基づいて、出力トランジスタ１２のバックゲート電圧を制御する。電流値Ｉｒｅｆ１、Ｉｒｅｆ２は、Ｉｒｅｆ１＜Ｉｒｅｆ２の関係を満たす任意の電流値である。ただし、電流値Ｉｒｅｆ１として設定し得る最小値は、カレントミラー回路ＣＭが安定動作する下限に対応する電流値であり、電流値Ｉｒｅｆ２として設定し得る最大値は、出力トランジスタ１２の駆動能力が飽和する直前に対応する電流値である。
【００５７】
モニター用トランジスタ５１に流れる電流Ｉ８２が電流値Ｉｒｅｆ１より小さいときには、前述した第２の実施形態に対応する回路が動作し、第３の実施形態に対応する回路は動作せずに停止している。つまり、第２の実施形態に対応する回路であるトランジスタ５１〜５３、定電流源５４、発振回路１５Ｂ、及びチャージポンプ回路１６Ｂを含む回路によって、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧が制御される。すなわち、Ｉ８２＜Ｉｒｅｆ１である場合には、図８（Ｂ）に示すように、電流Ｉ８２、つまり出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ８１に比例して、駆動電流Ｉ８１が小さくなるほど大きくなるように出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧が制御される。なお、図８（Ｂ）において、Ｖ８１はチャージポンプ回路１６Ｂの構成に応じて決まる電圧の上限値である。
【００５８】
モニター用トランジスタ５１に流れる電流Ｉ８２が電流値Ｉｒｅｆ１より大きく、かつモニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ８４が電流値Ｉｒｅｆ２より小さいときには、第２の実施形態及び第３の実施形態にそれぞれ対応する回路は動作せずに停止している。このとき、図８（Ｂ）に示すように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給される電圧は、電源電圧ＶＤＤとなる。
【００５９】
モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ８４が電流値Ｉｒｅｆ２より大きいときには、前述した第２の実施形態に対応する回路は動作せずに停止しており、第３の実施形態に対応する回路が動作する。つまり、第３の実施形態に対応する回路であるモニター用トランジスタ６１、定電流源６４、及びカレントミラー回路ＣＭを含む回路によって、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧が制御される。すなわち、Ｉｒｅｆ２＜Ｉ８４である場合には、カレントミラー回路ＣＭに電流Ｉ８５が流れることで、図８（Ｂ）に示すように、出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧が制御される。電流Ｉ８４、つまり出力トランジスタ１２の駆動電流Ｉ８１に比例して、駆動電流Ｉ８１が大きくなるほど小さくなるように出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧が制御される。なお、図８（Ｂ）において、Ｖ８２は回路におけるクリップ方式により決まる電圧の下限値である。
【００６０】
第５の実施形態によれば、第２の実施形態及び第３の実施形態と同様の効果が得られる。すなわち、モニター用トランジスタ５１に流れる電流Ｉ８２に応じて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧をリニアに変化させて制御することができ、出力電圧の変動を抑制しつつ出力トランジスタ１２のリーク電流を削減することができる。また、モニター用トランジスタ６１に流れる電流Ｉ８４に応じて、電流Ｉ８４に比例させて出力トランジスタ１２のバックゲートに供給する電圧を制御することで、出力電圧の変動を抑制しつつ、出力トランジスタ１２の駆動能力を増大させることができる。これにより、出力トランジスタ１２のサイズを小さくし、リーク電流を削減できるとともに回路面積を低減することができる。また、リーク電流の削減により消費電流を低減することができる。
【００６１】
図９は、本実施形態におけるバックゲート電圧制御時の波形例を示す図である。図９（Ａ）に示す定電圧回路において、出力トランジスタのバックゲートに供給する電圧を制御したときのシミュレーション波形例を、図９（Ｂ）〜図９（Ｅ）に示す。図９（Ａ）において、９１は誤差増幅回路、９２は出力トランジスタ、９３は負荷である。また、ＶＤＤは電源電圧、Ｖｒｅｆは基準電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧、ＢＧはバックゲート電圧である。
【００６２】
出力トランジスタのバックゲートに供給するバックゲート電圧を図９（Ｂ）に示し、出力端子から出力される出力電圧Ｖｏｕｔを図９（Ｃ）に示している。また、出力トランジスタのドレイン・ソース間を流れる電流を図９（Ｄ）に示し、出力トランジスタのバックゲートを流れるバックゲート電流を図９（Ｅ）に示している。なお、図９（Ｂ）〜図９（Ｅ）においては、本実施形態におけるシミュレーション波形例を実線により示し、比較参考のために従来のスイッチによるバックゲート電圧制御でのシミュレーション波形例を破線により合わせて示している。
【００６３】
従来のように出力トランジスタのバックゲート電圧をスイッチにより切り替えると、出力電圧Ｖｏｕｔが急峻に切り替わる。このとき、出力トランジスタのドレイン・ソース間に流れる電流の変動も急激であり、バックゲート電流も大きく変化する。
【００６４】
それに対して、本実施形態では、出力トランジスタのバックゲート電圧がリニアに変化するので、出力電圧Ｖｏｕｔがなだらかに切り替わる。また、出力トランジスタのドレイン・ソース間に流れる電流の変動もなだらかであり、バックゲート電流も大きな変動はなくほぼ一定である。したがって、本実施形態によれば、ロジック回路やアナログ回路の誤動作や、耐圧以上のパルス電圧の発生による素子破壊等の原因となる電源ノイズの発生を抑止することができる。
【００６５】
なお、前記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化のほんの一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
本発明の諸態様を付記として以下に示す。
【００６６】
（付記１）
出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力に基づいて前記出力電圧を制御する出力トランジスタと、
前記出力トランジスタのリーク電流を検出する検出回路と、
前記検出回路により検出された前記リーク電流に比例した電圧を発生する第１の電圧発生回路とを有し、
前記第１の電圧発生回路は、前記リーク電流の増加に応じて発生する電圧を上昇させ、
前記第１の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする定電圧回路。
（付記２）
前記検出回路は、ゲート及びソースに電源電圧が供給され、ドレインが前記第１の電圧発生回路の入力に接続された第１のトランジスタを有することを特徴とする付記１記載の定電圧回路。
（付記３）
前記第１の電圧発生回路は、
入力される電流に応じた発振周波数の発振信号を出力する発振回路と、
前記発振回路から出力された前記発振信号を受けて、前記発振信号の発振周波数に応じた電圧を出力するチャージポンプ回路とを有することを特徴とする付記１記載の定電圧回路。
（付記４）
前記第１の電圧発生回路は、前記検出回路により検出された前記リーク電流が第１のしきい値より大きいときに動作し、前記リーク電流が前記第１のしきい値より小さいときに停止することを特徴とする付記１記載の定電圧回路。
（付記５）
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第２の電圧発生回路とを有し、
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流の増加に応じて発生する電圧を低下させ、
前記第２の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタ及び前記第２のトランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする付記１記載の定電圧回路。
（付記６）
前記第２の電圧発生回路は、
前記第２のトランジスタのドレインに接続された第１の定電流源と、
前記第２のトランジスタのドレインと前記第１の定電流源との接続点に、ドレイン及びゲートが接続された第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタとカレントミラー接続され、ドレインを前記第２の電圧発生回路の出力とする第４のトランジスタとを有することを特徴とする付記５記載の定電圧回路。
（付記７）
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流が第２のしきい値より大きいときに動作し、前記第２のトランジスタの電流が前記第２のしきい値より小さいときに停止することを特徴とする付記５記載の定電圧回路。
（付記８）
前記第１のトランジスタのバックゲートに電源電圧が供給されることを特徴とする付記２記載の定電圧回路。
（付記９）
前記第１のトランジスタのバックゲートが前記第１の電圧発生回路の出力に接続されることを特徴とする付記２記載の定電圧回路。
（付記１０）
出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力に基づいて前記出力電圧を制御する出力トランジスタと、
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第５のトランジスタと、
前記第５のトランジスタのドレインに接続された第２の定電流源と、
前記第５のトランジスタのドレインと前記第２の定電流源との接続点に、ドレイン及びゲートが接続された第６のトランジスタと、
前記第６のトランジスタとカレントミラー接続された第７のトランジスタと、
前記第７のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第１の電圧発生回路とを有し、
前記第１の電圧発生回路は、前記第７のトランジスタの電流の減少に応じて発生する電圧を上昇させ、
前記第１の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする定電圧回路。
（付記１１）
前記第１の電圧発生回路は、
入力される電流に応じた発振周波数の発振信号を出力する発振回路と、
前記発振回路から出力された前記発振信号を受けて、前記発振信号の発振周波数に応じた電圧を出力するチャージポンプ回路とを有することを特徴とする付記１０記載の定電圧回路。
（付記１２）
前記第１の電圧発生回路は、前記第７のトランジスタの電流が第３のしきい値より小さいときに動作し、前記第７のトランジスタの電流が前記第３のしきい値より大きいときに停止することを特徴とする付記１０記載の定電圧回路。
（付記１３）
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第２の電圧発生回路とを有し、
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流の増加に応じて発生する電圧を低下させ、
前記第２の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタ及び前記第２のトランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする付記１０記載の定電圧回路。
（付記１４）
前記第２の電圧発生回路は、
前記第２のトランジスタのドレインに接続された第１の定電流源と、
前記第２のトランジスタのドレインと前記第１の定電流源との接続点に、ドレイン及びゲートが接続された第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタとカレントミラー接続され、ドレインを前記第２の電圧発生回路の出力とする第４のトランジスタとを有することを特徴とする付記１３記載の定電圧回路。
（付記１５）
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流が第２のしきい値より大きいときに動作し、前記第２のトランジスタの電流が前記第２のしきい値より小さいときに停止することを特徴とする付記１３記載の定電圧回路。
（付記１６）
出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力に基づいて前記出力電圧を制御する出力トランジスタと、
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第２の電圧発生回路とを有し、
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流の増加に応じて発生する電圧を低下させ、
前記第２の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタ及び前記第２のトランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする定電圧回路。
（付記１７）
前記第２の電圧発生回路は、
前記第２のトランジスタのドレインに接続された第１の定電流源と、
前記第２のトランジスタのドレインと前記第１の定電流源との接続点に、ドレイン及びゲートが接続された第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタとカレントミラー接続され、ドレインを前記第２の電圧発生回路の出力とする第４のトランジスタとを有することを特徴とする付記１６記載の定電圧回路。
（付記１８）
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流が第２のしきい値より大きいときに動作し、前記第２のトランジスタの電流が前記第２のしきい値より小さいときに停止することを特徴とする付記１６記載の定電圧回路。
【符号の説明】
【００６７】
１１ 誤差増幅回路
１２ 出力トランジスタ
１３ 負荷
１４、５１、６１ モニター用トランジスタ
１５Ａ、１５Ｂ 発振回路
１６Ａ、１６Ｂ チャージポンプ回路
５２、５３、６２、６３ トランジスタ
５４、６４ 定電流源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力に基づいて前記出力電圧を制御する出力トランジスタと、
前記出力トランジスタのリーク電流を検出する検出回路と、
前記検出回路により検出された前記リーク電流に比例した電圧を発生する第１の電圧発生回路とを有し、
前記第１の電圧発生回路は、前記リーク電流の増加に応じて発生する電圧を上昇させ、
前記第１の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする定電圧回路。
【請求項２】
前記検出回路は、ゲート及びソースに電源電圧が供給され、ドレインが前記第１の電圧発生回路の入力に接続された第１のトランジスタを有することを特徴とする請求項１記載の定電圧回路。
【請求項３】
前記第１の電圧発生回路は、前記検出回路により検出された前記リーク電流が第１のしきい値より大きいときに動作し、前記リーク電流が前記第１のしきい値より小さいときに停止することを特徴とする請求項１又は２記載の定電圧回路。
【請求項４】
出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力に基づいて前記出力電圧を制御する出力トランジスタと、
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第５のトランジスタと、
前記第５のトランジスタのドレインに接続された第２の定電流源と、
前記第５のトランジスタのドレインと前記第２の定電流源との接続点に、ドレイン及びゲートが接続された第６のトランジスタと、
前記第６のトランジスタとカレントミラー接続された第７のトランジスタと、
前記第７のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第１の電圧発生回路とを有し、
前記第１の電圧発生回路は、前記第７のトランジスタの電流の減少に応じて発生する電圧を上昇させ、
前記第１の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする定電圧回路。
【請求項５】
前記第１の電圧発生回路は、前記第７のトランジスタの電流が第３のしきい値より小さいときに動作し、前記第７のトランジスタの電流が前記第３のしきい値より大きいときに停止することを特徴とする請求項４記載の定電圧回路。
【請求項６】
前記第１の電圧発生回路は、
入力される電流に応じた発振周波数の発振信号を出力する発振回路と、
前記発振回路から出力された前記発振信号を受けて、前記発振信号の発振周波数に応じた電圧を出力するチャージポンプ回路とを有することを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の定電圧回路。
【請求項７】
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第２の電圧発生回路とを有し、
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流の増加に応じて発生する電圧を低下させ、
前記第２の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタ及び前記第２のトランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の定電圧回路。
【請求項８】
出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力に基づいて前記出力電圧を制御する出力トランジスタと、
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第２の電圧発生回路とを有し、
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流の増加に応じて発生する電圧を低下させ、
前記第２の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタ及び前記第２のトランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする定電圧回路。
【請求項９】
前記第２の電圧発生回路は、
前記第２のトランジスタのドレインに接続された第１の定電流源と、
前記第２のトランジスタのドレインと前記第１の定電流源との接続点に、ドレイン及びゲートが接続された第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタとカレントミラー接続され、ドレインを前記第２の電圧発生回路の出力とする第４のトランジスタとを有することを特徴とする請求項７又は８記載の定電圧回路。
【請求項１０】
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流が第２のしきい値より大きいときに動作し、前記第２のトランジスタの電流が前記第２のしきい値より小さいときに停止することを特徴とする請求項７〜９の何れか１項に記載の定電圧回路。
【請求項１】
出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力に基づいて前記出力電圧を制御する出力トランジスタと、
前記出力トランジスタのリーク電流を検出する検出回路と、
前記検出回路により検出された前記リーク電流に比例した電圧を発生する第１の電圧発生回路とを有し、
前記第１の電圧発生回路は、前記リーク電流の増加に応じて発生する電圧を上昇させ、
前記第１の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする定電圧回路。
【請求項２】
前記検出回路は、ゲート及びソースに電源電圧が供給され、ドレインが前記第１の電圧発生回路の入力に接続された第１のトランジスタを有することを特徴とする請求項１記載の定電圧回路。
【請求項３】
前記第１の電圧発生回路は、前記検出回路により検出された前記リーク電流が第１のしきい値より大きいときに動作し、前記リーク電流が前記第１のしきい値より小さいときに停止することを特徴とする請求項１又は２記載の定電圧回路。
【請求項４】
出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力に基づいて前記出力電圧を制御する出力トランジスタと、
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第５のトランジスタと、
前記第５のトランジスタのドレインに接続された第２の定電流源と、
前記第５のトランジスタのドレインと前記第２の定電流源との接続点に、ドレイン及びゲートが接続された第６のトランジスタと、
前記第６のトランジスタとカレントミラー接続された第７のトランジスタと、
前記第７のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第１の電圧発生回路とを有し、
前記第１の電圧発生回路は、前記第７のトランジスタの電流の減少に応じて発生する電圧を上昇させ、
前記第１の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする定電圧回路。
【請求項５】
前記第１の電圧発生回路は、前記第７のトランジスタの電流が第３のしきい値より小さいときに動作し、前記第７のトランジスタの電流が前記第３のしきい値より大きいときに停止することを特徴とする請求項４記載の定電圧回路。
【請求項６】
前記第１の電圧発生回路は、
入力される電流に応じた発振周波数の発振信号を出力する発振回路と、
前記発振回路から出力された前記発振信号を受けて、前記発振信号の発振周波数に応じた電圧を出力するチャージポンプ回路とを有することを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の定電圧回路。
【請求項７】
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第２の電圧発生回路とを有し、
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流の増加に応じて発生する電圧を低下させ、
前記第２の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタ及び前記第２のトランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の定電圧回路。
【請求項８】
出力電圧と基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力に基づいて前記出力電圧を制御する出力トランジスタと、
前記誤差増幅回路の出力にゲートが接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタの電流に比例した電圧を発生する第２の電圧発生回路とを有し、
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流の増加に応じて発生する電圧を低下させ、
前記第２の電圧発生回路の出力が前記出力トランジスタ及び前記第２のトランジスタのバックゲートに接続されることを特徴とする定電圧回路。
【請求項９】
前記第２の電圧発生回路は、
前記第２のトランジスタのドレインに接続された第１の定電流源と、
前記第２のトランジスタのドレインと前記第１の定電流源との接続点に、ドレイン及びゲートが接続された第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタとカレントミラー接続され、ドレインを前記第２の電圧発生回路の出力とする第４のトランジスタとを有することを特徴とする請求項７又は８記載の定電圧回路。
【請求項１０】
前記第２の電圧発生回路は、前記第２のトランジスタの電流が第２のしきい値より大きいときに動作し、前記第２のトランジスタの電流が前記第２のしきい値より小さいときに停止することを特徴とする請求項７〜９の何れか１項に記載の定電圧回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１３−１０９６９９（Ｐ２０１３−１０９６９９Ａ）
【公開日】平成２５年６月６日（２０１３．６．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２５６０４４（Ｐ２０１１−２５６０４４）
【出願日】平成２３年１１月２４日（２０１１．１１．２４）
【出願人】（３０８０１４３４１）富士通セミコンダクター株式会社 (2,507)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年６月６日（２０１３．６．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月２４日（２０１１．１１．２４）
【出願人】（３０８０１４３４１）富士通セミコンダクター株式会社 (2,507)
【Ｆターム（参考）】
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