放電灯点灯装置
【課題】電磁場に対してその影響を受け難く、グランドレベル付近のランプ電圧に対して精度の高いＡＤ変換機能を有する放電灯点灯装置を提供すること。
【解決手段】直流電力を放電灯への供給電力に変換する電力変換回路と、電力変換回路のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、放電灯のランプ電圧Ｖ１を検出して制御回路にアナログ電圧信号Ｖ２を送るランプ電圧検出回路６とを備える。ランプ電圧検出回路６は分圧回路７と定電圧源８とを有する。分圧回路７は、放電灯の両端に接続される抵抗器Ｒ２、Ｒ３の直列回路からなり、一方を分圧用抵抗器Ｒ２として該抵抗器Ｒ２の両端子間電圧を分圧値として供する。定電圧源８は、抵抗器Ｒ２に直列接続され、分圧値にオフセット電圧を加算する。制御回路は、分圧値にオフセット電圧を加算したアナログ電圧信号Ｖ２をＡＤ変換して、そのディジタル電圧信号に基づき電力変換回路の制御を行う。
【解決手段】直流電力を放電灯への供給電力に変換する電力変換回路と、電力変換回路のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、放電灯のランプ電圧Ｖ１を検出して制御回路にアナログ電圧信号Ｖ２を送るランプ電圧検出回路６とを備える。ランプ電圧検出回路６は分圧回路７と定電圧源８とを有する。分圧回路７は、放電灯の両端に接続される抵抗器Ｒ２、Ｒ３の直列回路からなり、一方を分圧用抵抗器Ｒ２として該抵抗器Ｒ２の両端子間電圧を分圧値として供する。定電圧源８は、抵抗器Ｒ２に直列接続され、分圧値にオフセット電圧を加算する。制御回路は、分圧値にオフセット電圧を加算したアナログ電圧信号Ｖ２をＡＤ変換して、そのディジタル電圧信号に基づき電力変換回路の制御を行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は蛍光灯やＨＩＤランプ等の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置、特にそのランプ電圧検出機構の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、放電灯点灯装置としては、銅鉄型の安定器（いわゆる銅鉄バラスト）が用いられてきた。安定器にはランプ電流を適正に制限するという役目があるが、銅鉄型の安定器では重量が重くなるとともに安定器自体が大型化してしまうため、近年では、安定器の軽量化、小型化、高機能化を目的としてスイッチング素子やダイオード等の電子部品を用いたいわゆる電子式安定器が利用されている。さらに、電子式安定器にマイクロコンピュータを内蔵した制御回路を設けて、寿命末期等の異常放電発生時にも対応できる電子式安定器が使用されるようになってきている。
【０００３】
例えば、放電灯の点灯不能、異常放電あるいは短絡を適切に検知して、点灯電力の供給を停止する機能を備えた電子式安定器が知られている（特許文献１参照）。特許文献１によると、電圧検知手段が放電灯への供給電圧を検知して、マイクロコンピュータが検知電圧と正常電圧領域とを比較して、該領域から逸脱した場合に放電灯への電力供給を停止するようになっている。
【０００４】
このようなマイクロコンピュータ搭載型電子式安定器では、通常、ＡＤコンバータがランプ電圧の検出値をアナログ信号からディジタル信号に変換して、その信号をマイクロコンピュータに送っている。マイクロコンピュータは、ＡＤ変換されたランプ電圧検出値に基づいて、放電灯への供給電圧が異常でないかどうかを判断する。供給電圧が正常であれば、ランプ電力変換回路におけるスイッチング素子のオンデューティなどを演算し、スイッチング素子を駆動する指令信号をランプ電力変換回路に出力して、適切な電力の供給を維持するようになっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−２８９５８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のスイッチング方式の電力変換回路を備えた電子式安定器では、スイッチング素子の周期的なオンオフ制御を高周波にすればするほど、安定器全体の軽量化と小型化を進めることが可能である。電子式安定器を構成する部品およびケースを小型化できれば、安定器内部でのエネルギーロスも小さくなり、省資源化に役立つ。
しかしながら、オンオフ制御を高周波にすると、回路内での電流の激しい変化に伴って発生する電磁場も大きくなってしまい、電磁場によるノイズの密度が増大する。そのため、特許文献１に記載のようなマイコン搭載型の電子式安定器では、制御回路に設けられたＡＤコンバータが電子式安定器の内部で発生する電磁場の影響を強く受けてしまう。
特に、グランドレベル付近のランプ電圧を検出する際には、上記の電磁場によるノイズの影響でＡＤ変換機能の精度に限界があった。
【０００７】
放電灯の始動時においては、放電灯の点灯直後にランプ電圧が急激に低下してグランドレベル（零レベル）に近くなる。例えば、始動電圧２４０Ｖとした場合には、点灯によりランプ電極間が短絡電圧となり、１０Ｖ以下に低下する。この電圧の急激な低下を検知してランプ点灯を判定し、始動制御から始動初期制御へと制御モードを変更するなどの方法が採られている。
このような始動時に激しい変動が生じるランプ特性を有する放電灯の始動制御を一層安定させるためには、グランドレベル付近でのより正確なランプ電圧の検出機能が必須となる。従って、前述のような電磁場の発生によるノイズの影響を受けてグランドレベル付近でのＡＤ変換機能の精度に限界があるという問題は、早急に解決されるべきであった。
【０００８】
本発明は前記従来技術に鑑みなされたものであり、ＡＤコンバータでディジタル電圧信号に変換されたランプ電圧検出値を用いて、電力変換制御を行うマイクロコンピュータを搭載している放電灯点灯装置において、その目的は、放電灯点灯装置自身を発生源とする電磁場に対してその影響を受け難く、グランドレベル付近のランプ電圧に対して精度の高いＡＤ変換機能を有する高精度ＡＤ変換機能付きの放電灯点灯装置を提供することにある。言い換えると、ＡＤコンバータが電磁場の影響を受けることでグランドレベル付近での変換機能の精度に限界があるとしても、グランドレベル付近のランプ電圧を正確に検出することが可能で、放電灯の始動段階における安定した始動制御を実行できる放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
発明者は、近年、電力変換回路等のスイッチング制御の高周波数化が進み、点灯装置自身がより強い電磁場の発生源となってきたことで、ランプ電圧の検出値をマイクロコンピュータで使用可能なディジタル信号に変換するためのＡＤコンバータがグランドレベル付近でのノイズの影響を強く受けるようになり、このことが放電灯の始動制御をより安定にすることに対する障害になっているという点に着目した。発明者は、電磁場の発生を防止する対策とは異なり、グランドレベルでノイズの影響を受ける環境下であっても、高い精度でランプ電圧信号をＡＤ変換できるような検出機構を見い出し、本発明を完成するに至った。
【００１０】
すなわち、前記課題を解決するために本発明にかかる放電灯点灯装置は、
交流電圧を全波整流する整流回路、および、該整流回路の両出力端に接続される電解コンデンサを有し、前記電解コンデンサの両端を出力端として直流電圧を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路からの直流電圧をスイッチング素子のオンオフ制御で電力変換する電力変換回路と、
前記電力変換回路のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
を備え、前記電力変換回路の両出力端に接続された放電灯に対して所定のランプ電流を供給する放電灯点灯装置において、
放電灯の両端子間に印加される電圧を検出して前記制御回路にアナログ電圧信号を送るランプ電圧検出回路を備え、
該ランプ電圧検出回路は、
放電灯の両端子間に接続される二つの抵抗器の直列回路を有するとともに、このうちの一方を分圧用抵抗器として用いて、該分圧用抵抗器の両端子間電圧をランプ電圧の分圧値として供する分圧部と、
前記分圧用抵抗器に直列接続され、前記ランプ電圧の分圧値に一定電圧を加算する定電圧加算部と、
を含んで構成され、前記分圧用抵抗器と前記定電圧発生部との直列回路における両端子間電圧をアナログ電圧信号で出力することを特徴とする。
ここで、制御回路は、前記ランプ電圧検出回路からのアナログ電圧信号をディジタル電圧信号に変換するＡＤコンバータと、前記ディジタル電圧信号を用いて前記電力変換回路の電力変換制御を行うマイクロコンピュータと、を有している。
【００１１】
また、本発明の放電灯点灯装置では、
前記ランプ電圧検出回路は、検出するランプ電圧からリップル成分を除去する高周波リップル除去部を有し、
前記高周波リップル除去部は、放電灯の両端子間に接続されるフィルタ用抵抗器とフィルタ用コンデンサとの直列回路からなり、
前記分圧部および前記定電圧加算部の直列回路は、前記フィルタ用コンデンサの両端子間に接続されることが好ましい。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の構成によれば、分圧部と定電圧加算部とを有するランプ電圧検出回路を用いたから、ランプ電圧を適切な大きさの電圧に分圧して検出するだけでなく、検出したランプ電圧信号がグラウンド電位近くのノイズに埋もれてしまうのを防ぐことができる。すなわち、従来のＡＤコンバータ入力端子電圧の信号は、本発明のランプ電圧検出回路により、ランプ電圧の分圧値に電圧加算部による一定電圧を加算した信号に置き換えられる。その結果、ＡＤコンバータ入力端子電圧の信号は、一定電圧分だけ上昇し、ＡＤ変換の際にグランドレベルのノイズの影響を受けないで済むようになる。
【００１３】
このように定電圧加算部による一定電圧の加算を行うと、検出対象のランプ電圧が従来と同じレベルであっても、ＡＤ変換後の電圧値にノイズの影響が表れなくなる。ＡＤコンバータ入力端子電圧の信号レベルを、グラウンドの電位レベルに近いノイズレベルから、ノイズの影響を受けない程度の高いレベルまで浮かすことができるから、ランプ電圧信号がグラウンド電位近くのノイズに埋もれなくて済む。
【００１４】
以上のように、本発明によれば、放電灯点灯装置自身を発生源とする電磁場に起因するノイズに強く、グランドレベル付近のランプ電圧を高い精度でＡＤ変換できる。つまり、ＡＤコンバータがグランドレベル付近で電磁場の影響を受けたとしても、ランプ電圧を正確に検出することが可能で、放電灯の始動段階においてより安定した始動制御を実行できる。
また、ランプ電圧検出回路に高周波リップル除去部を設けたことにより、ランプ電圧に含まれている高周波成分（ノイズ分）を、フィルタ用抵抗とフィルタ用コンデンサからなるＲＣ積分回路により平滑除去できるので、後段の分圧部へ送られるランプ電圧信号に高周波ノイズが混在するのを防ぐことができる。その結果、ＡＤコンバータ入力端子電圧の信号に高周波のノイズ成分が含まれることがなくなるので、ＡＤコンバータ入力端子電圧のＳＮ比をランプ電圧信号のＳＮ比のレベルに維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明にかかる放電灯点灯装置の概略回路構成図である。
【図２】第１実施形態にかかる放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図３】（Ａ）は従来の放電灯点灯装置におけるランプ電圧と、ＡＤコンバータ入力端子電圧との関係、（Ｂ）は該ランプ電圧と、ＡＤ変換後のマイクロコンピュータが認識した電圧の数値データとの関係を示すグラフである。
【図４】図２の回路中のランプ電圧検出回路の回路図である。
【図５】本発明の放電灯点灯装置におけるランプ電圧とＡＤコンバータ入力端子電圧との関係、および、該ランプ電圧とＡＤ変換後のマイクロコンピュータが認識した電圧の数値データとの関係を合わせて示すグラフである。
【図６】本発明の放電灯点灯装置におけるランプ電圧と、マイクロコンピュータが認識した電圧の数値データを補正したデータとの関係を示すグラフである。
【図７】第２実施形態にかかる放電灯点灯装置のランプ電圧検出回路の回路図である。
【図８】（Ａ）は実施例としてランプ電圧検出回路で検出されマイクロコンピュータで補正された零レベル付近のランプ電圧の信号波形を示す図であり、（Ｂ）はその比較例である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（第１実施形態）
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。
図１に本実施形態にかかる放電灯点灯装置の回路構成の概略を示す。放電灯点灯装置は、交流電流を整流して直流化し、直流電圧を所定の大きさに制御して放電灯に供給するものであり、例えば、水銀灯、メタルハライドランプおよび高圧ナトリウムランプなどの高圧放電灯Ｌａを点灯制御するために用いられる。放電灯点灯装置は、直流電源回路２、電力変換回路３、制御回路１およびランプ電圧検出回路６に大別される。
【００１７】
直流電源回路２は、図１のように、交流電源ＡＣからの交流電力から安定した直流電力を作り出して後段に接続された電力変換回路３に直流電力を供給する。
電力変換回路３は、高圧放電灯Ｌａのランプ電圧に応じて、直流電力を適切な電力に変換して高圧放電灯Ｌａに供給する。
高圧放電灯Ｌａは、電力変換回路３の両出力端１ａ、１ｂ間に接続されている。
【００１８】
ランプ電圧検出回路６は、電力変換回路３の両出力端１ａ、１ｂ間に印加されるランプ電圧Ｖ１を検出し、検出値をアナログ電圧信号として制御回路１へ出力する。
制御回路１は、電力変換回路３に内蔵されているスイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動を制御するための回路であり、ＡＤコンバータ５とマイクロコンピュータ４とを含んで構成される。制御回路１には、ランプ電圧検出回路６からのアナログ電圧信号を入力する一対の端子２ａ、２ｂを有する。
【００１９】
ＡＤコンバータ５は、アナログ−ディジタル変換を行う回路素子である。ＡＤコンバータ５には、入力端子２ａ、２ｂを介してランプ電圧検出回路６からのアナログ電圧信号が入力される。このＡＤコンバータ５の入力端子に印加される電圧をＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２と呼ぶ。すなわち、ＡＤコンバータ５は、アナログ電圧信号であるＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２をディジタル電圧信号Ｖ２ｄに変換するのである。
マイクロコンピュータ４は、ＡＤコンバータ５からのディジタル電圧信号Ｖ２ｄを用いて電力変換回路３の電力変換制御を行う。
【００２０】
図２は第１実施形態にかかる放電灯点灯装置における直流電源回路２および電力変換回路３の具体的な回路構成を示す。
直流電源回路２は、ダイオードブリッジなどで構成される全波整流回路２１と、この全波整流回路２１の両出力端に接続された電解コンデンサＣ０と、を有する。全波整流回路２１は、交流電流を全波整流し直流化する。電解コンデンサＣ０は、整流化された直流電流によって充電され、電力変換回路３に内蔵されたスイッチング素子Ｑ１がオン状態に期間、電力変換回路３に直流電力を供給する。すなわち、電解コンデンサＣ０の両端を出力端として直流電圧が供給される。
【００２１】
電力変換回路３は、直流電源回路２の後段に接続され、直流電源回路２からの直流電力をスイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動により電力変換する。電力変換回路３としては、一般的な降圧チョッパ回路が用いられており、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１、ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ２によって構成され、平滑コンデンサＣ２の両端子に高圧放電灯Ｌａが接続される。
電力変換回路３は、次のように各素子が接続されて構成されている。まず、電解コンデンサＣ０の正極側の出力端にスイッチング素子Ｑ１の一端を接続し、平滑コンデンサＣ０の負極側の出力端とスイッチング素子Ｑ１の他端の間にインダクタＬ１および平滑コンデンサＣ２の直列回路を接続し、平滑コンデンサＣ２の端子間に放電灯Ｌａを並列に接続する。スイッチング素子Ｑ１は、数十ｋＨｚの高い周波数でオンオフするようになっている。
【００２２】
スイッチング素子Ｑ１がオン状態である期間に、電解コンデンサＶＣ０に蓄えられた電荷を電源として、スイッチング素子Ｑ１を直流電流が流れ、インダクタＬ１に磁場のエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフ状態に切り替わると、インダクタＬ１のエネルギーの放出によってインダクタＬ１に電流が連続して流れる。電力変換回路３には、スイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わった後、インダクタＬ１からの電流が、放電灯Ｌａを経由して再びインダクタＬ１に戻るような閉ループの電流経路が形成されている。すなわち、インダクタＬ１と平滑コンデンサＣ２の直列回路の両端間が、インダクタＬ１に戻る方向のみに電流を流すダイオードＤ１によって接続されている。
【００２３】
このように電力変換回路３では、高周波で切り替わるスイッチング素子Ｑ１がオンになると、電解コンデンサＣ０の正極の端子からの直流電流が、スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→放電灯Ｌａの順番で電解コンデンサＣ０の負極の端子に流れて、インダクタＬ１に磁場のエネルギーが蓄積される。また、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、直流電流の供給が遮断され、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１の接続点における電圧が略零になる。そして、インダクタＬ１のエネルギーが電流となって放出され、放電灯Ｌａ→ダイオードＤ１の順番でインダクタＬ１に戻るようになっている。
従って、電力変換回路３は、直流電源回路２の出力直流電圧ＶＣ０を高圧放電灯Ｌａの定格で決まる電力値で点灯動作できるランプ電圧Ｖ１に変換して、これに応じたランプ電流を高圧放電灯Ｌａに供給することができる。
【００２４】
なお、図２は本発明の放電灯点灯装置の一例であり、直流電源回路２の構成としては、前述の全波整流回路と、昇圧チョッパ型の力率改善回路とからなる構成でもよい。また、電力変換回路３の後段にランプ電圧の極性反転回路を追加して、所定の周期で交番するランプ電圧を高圧放電灯Ｌａに印加するようにした放電灯点灯装置としてもよい。
【００２５】
図２の放電灯点灯装置では、ランプ電圧検出回路６が平滑コンデンサＣ２の両端電圧を高圧放電灯Ｌａのランプ電圧Ｖ１として検出し、制御回路１がランプ電圧Ｖ１の検出値に基づいてスイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフさせるスイッチング周波数、又はそのオンデューティを決定し、スイッチング素子Ｑ１の制御用の指令信号を出力する。このようにして制御回路１は高圧放電灯Ｌａに供給する電力を調整している。
【００２６】
ここで、従来の放電灯点灯装置の問題点をグラフに基づいて詳しく説明する。図３（Ａ）に、ランプ電圧検出回路を通常の分圧回路７のみで構成した場合の、ランプ電圧Ｖ１とＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の関係を示す。また、同図（Ｂ）に、同じランプ電圧検出回路を用いた場合の、ランプ電圧Ｖ１とＡＤ変換後のマイクロコンピュータ４が認識する電圧値Ｖ１ｄの関係を示す。従来の放電灯点灯装置では、同図（Ａ）のようにランプ電圧検出回路で検出可能なランプ電圧の下限値が、例えば０．２Ｖ程度であるにも関わらず、同図（Ｂ）のように、マイクロコンピュータ４が認識可能な電圧値の下限値が、例えば０．５Ｖ程度まで上昇（悪化）してしまう。
【００２７】
この原因は、グランドレベルの電位を検出する際に、ＡＤコンバータ５がノイズの影響を受けてしまうことである。このノイズは、高周波スイッチングで制御する電力変換回路３などで発生する電磁場に起因していることが判っている。ＡＤコンバータ５に対するノイズ対策が行われていない場合、グランドレベル付近のランプ電圧値が放電灯点灯装置自身からの電磁波によるノイズで埋もれてしまうのである。この結果、グランドレベル付近のランプ電圧の検出値をより高い精度でＡＤ変換することが困難になっていた。
【００２８】
本発明で特徴的なことは、ＡＤコンバータ５がより高い精度のＡＤ変換を実行できるように、ランプ電圧検出回路６を、図４に示す分圧回路（分圧部に相当する）７と、定電圧源（定電圧加算部に相当する）８とを含んで構成した点にある。
分圧回路７は、高圧放電灯Ｌａの両端子（１ａ、１ｂ）間に接続される二つの抵抗器Ｒ２、Ｒ３の直列回路を有する。二つの抵抗器Ｒ２、Ｒ３のうちで抵抗値の小さい方を分圧用抵抗器Ｒ２として用いる。そして、分圧用抵抗器Ｒ２の両端子間電圧が、ランプ電圧Ｖ１の分圧値とされる。
【００２９】
定電圧源８は、分圧用抵抗器Ｒ２に直列接続されており、分圧用抵抗器Ｒ２によるランプ電圧Ｖ１の分圧値に、一定電圧（オフセット電圧）を加算する。つまり、ランプ電圧検出回路６は、分圧用抵抗器Ｒ２と定電圧源８との直列回路における両端子間電圧をアナログ電圧信号で出力する。この出力電圧がＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２となる。
【００３０】
定電圧源８の具体的な回路構成を説明する。
定電圧源８は、図４のように定電流源９と抵抗器Ｒ１の並列回路からなる。定電流源９は、抵抗器Ｒ５と安定化直流電源Ｅ１の直列回路からなる。すなわち、高圧放電灯Ｌａの高電位側の端子１ａとグランドライン側の端子１ｂとの間には、抵抗器Ｒ１、抵抗器Ｒ２および抵抗器Ｒ３とが直列に接続され、抵抗器Ｒ１の両端子間に定電流源９が並列に接続されているのである。安定化直流電源Ｅ１からの直流電流は、抵抗器Ｒ５→抵抗器Ｒ１→安定化直流電源Ｅ１の順に流れるため、抵抗器Ｒ１の両端にオフセット電圧が生じる。
【００３１】
このような構成のランプ電圧検出回路６を用いれば、ランプ電圧Ｖ１を適切な大きさの電圧に分圧して検出できるだけでなく、検出したランプ電圧信号がグラウンド電位近くのノイズに埋もれてしまうのを防ぐことができる。すなわち、図３（Ａ）で示した従来のＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の信号は、本発明のランプ電圧検出回路６により、ランプ電圧Ｖ１の分圧値に定電圧源８によるオフセット電圧を加算した信号に置き換えられる。その結果、ＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の信号の下限値は、図５に示すようにオフセット電圧レベル分だけ上昇し、ＡＤ変換の際にグランドレベルのノイズの影響を受けないで済むようになる。
【００３２】
定電圧源８によるオフセット電圧の加算を行うと、図５のようにＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２とＡＤ変換後のマイクロコンピュータ４が認識する電圧値Ｖ２ｄとがグランドレベル付近においても一致するようになる。従って、検出対象のランプ電圧Ｖ１が同じレベルであっても、ランプ電圧検出回路６を用いることでＡＤ変換後の電圧値にノイズの影響が表れなくなる。このように、ＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の信号レベルを、グラウンドの電位レベルに近いノイズレベルから、ノイズの影響を受けない程度の高いレベルまで浮かすことができるから、ランプ電圧信号がグラウンド電位近くのノイズに埋もれなくて済む。また、ＡＤコンバータ５については従来と同じものを使用できる。
【００３３】
マイクロコンピュータ４では、認識したディジタル信号を容易に補正することができる。ここでは、マイクロコンピュータ４で認識されたＡＤ変換後のディジタル信号を元のランプ電圧に補正処理する方法について説明する。
ＡＤコンバータ５は、グラウンドの電位レベルに近いノイズレベルから浮かされたＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の信号のＡＤ変換を実行する。そして、マイクロコンピュータ４は、このＡＤ変換後の数値データより、次式を使って元のランプ電圧Ｖ１を算出する。
（数１）
Ｖ１ ＝ Ｋ１ ×（Ｖ２ − Ｋ２）
ただし、
Ｋ１＝１／（１．０−（（Ｒ１＋Ｒ５）・Ｒ３／Ｘ））
Ｋ２＝Ｅ１・Ｒ１・Ｒ３／Ｘ
Ｘ ＝（Ｒ１＋Ｒ５）（Ｒ３＋Ｒ２＋Ｒ１）−Ｒ１・Ｒ１
上式で用いる各係数は、図４に示すランプ電圧検出回路６の各素子の仕様に対応させている。図６にマイクロコンピュータ４によって補正されたランプ電圧値を示す。
【００３４】
（第２実施形態）
本実施形態は、第１実施形態におけるランプ電圧検出回路６を、図７に示すように、リップル除去回路１０を有するランプ電圧検出回路１０６にしたものである。第１実施形態における直流電源回路２、電力変換回路３および制御回路１については、本実施形態において共通するので説明を省略する。
ランプ電圧検出回路１０６は、第１実施形態と同様に、分圧回路７および定電圧源８を有するとともに、さらに、検出するランプ電圧Ｖ１からリップル成分を除去する高周波リップル除去回路（リップル除去部に相当する）１０を有している。
【００３５】
高周波リップル除去部１０は、高圧放電灯Ｌａの両端子（１ａ、１ｂ）間に接続されるフィルタ用抵抗器Ｒ４とフィルタ用コンデンサＣ１との直列回路からなる。そして、分圧回路７の二つの抵抗器Ｒ２、Ｒ３と定電圧源８との直列回路は、フィルタ用コンデンサＣ１の両端子間に接続されている。
【００３６】
フィルタ用抵抗Ｒ４とフィルタ用コンデンサＣ１からなる積分回路を通さずに高い抵抗値のＲ３と低い抵抗値のＲ２とで分圧した場合、ランプ電圧信号に含まれている高い周波数成分を含むノイズ成分は抵抗器Ｒ３の寄生容量成分を通り抜けてしまい、分圧用抵抗器Ｒ２の両端子間の電圧に取り込まれる。その結果、高周波のノイズ成分がＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の信号とともに、ＡＤ変換されてしまい、高周波のノイズ成分が発生してしまう。ＡＤコンバータ５の入力端子電圧Ｖ２におけるＳＮ比（信号成分とノイズ成分の比率）は、ランプ電圧信号のＳＮ比よりも悪化してしまう。
【００３７】
しかし、本実施形態によれば、ランプ電圧Ｖ１に含まれている高周波成分（ノイズ分）を、図７に示すようなフィルタ用抵抗Ｒ４とフィルタ用コンデンサＣ１からなるＲＣ積分回路により平滑除去するので、後段の分圧回路７へ送られるランプ電圧信号に高周波ノイズが混在するのを防ぐことができる。その結果、ＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の信号に高周波のノイズ成分が含まれることがなくなるので、ＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２のＳＮ比をランプ電圧信号のＳＮ比のレベルに維持することができる。
【００３８】
マイクロコンピュータ４は、このＡＤ変換後の数値データより、次式を使って元のランプ電圧Ｖ１を算出することができる。
（数２）
Ｖ１ ＝ Ｋ１ ×（Ｖ２ − Ｋ２）
ただし、
Ｋ１＝１／（１．０−（（Ｒ１＋Ｒ５）（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｘ））
Ｋ２＝Ｅ１・Ｒ１・（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｘ
Ｘ ＝（Ｒ１＋Ｒ５）（Ｒ４＋Ｒ３＋Ｒ２＋Ｒ１）−Ｒ１・Ｒ１
上式で用いる各係数は、図７に示すランプ電圧検出回路６の各素子の仕様に対応させている。
【００３９】
図７の回路構成中の各素子を次のように設定した場合の補正式を例示する。
抵抗器Ｒ３を５１０ＫΩとし、分圧用抵抗器Ｒ２を５．１ＫΩとして分圧回路７を構成する。また、安定化直流電源Ｅ１を５．０Ｖとし、抵抗器Ｒ５を１０ＫΩとして定電流源９を構成する。そして、抵抗器Ｒ１を１．５ＫΩとして、抵抗器Ｒ１および定電流源９から定電圧源８を構成する。また、リップル除去回路１０のフィルタ用抵抗器Ｒ４を５．１ＫΩ、フィルタ用コンデンサＣ１を２２００ｐＦとする。
【００４０】
予め、定電流源９からの安定化直流電流を抵抗器Ｒ１に流すことにより、オフセット電圧を発生させておく。
まず、高圧放電灯Ｌａの両端子１ａ、１ｂ間に印加されたランプ電圧Ｖ１に含有されている高周波成分をリップル除去回路１０で除去する。さらに、分圧回路７で分圧した電圧、つまり分圧用抵抗器Ｒ２の端子間電圧に、抵抗器Ｒ１で発生したオフセット電圧を加算したものをＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２とする。
【００４１】
ＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２をＡＤ変換した数値をＶ２ｄとすれば、前述の補正式（２）は、下記のようになる。
（数３）
Ｖ１ｄ ＝ ８１.０ ×（Ｖ２ｄ − ０.６４）
式（３）中のＶ１ｄは、ランプ電圧Ｖ１をバックグラウンドノイズのない状態でＡＤ変換した数値を示す。この補正式によりバックグラウンドノイズのない状態でＡＤ変換した電圧値Ｖ１ｄを算出することができる。
【００４２】
図８に本発明にかかる実施例と比較例とを示す。同図（Ａ）は、実施例として、ランプ電圧検出回路で検出されＡ／Ｄ変換された後、マイクロコンピュータで補正されたランプ電圧の信号波形を示す。同図（Ｂ）は、比較例として、従来の分圧回路のみのランプ電圧検出回路で検出されＡＤ変換された後、マイクロコンピュータで認識されたランプ電圧の信号波形を示す。いずれも零レベル付近の電圧を検出対象とし、ランプ電圧検出回路以外の構成（例えばＡＤコンバータ等）は同じとした。そして、マイクロコンピュータからＤＡコンバータにより出力されるランプ電圧の信号波形を、通常のプローブを用いて検出し、オシロスコープで可視化させた（図８）。そのためオシロスコープで得られる実施例および比較例の各信号波形には、プローブでの検出に伴うノイズが同程度ずつ含まれている。通常のプローブでは、検針とグランド接続用の配線により構成されるループ状の断面が、一種のループアンテナとして機能し、測定波形に、ループアンテナが拾ったノイズ成分が重複し、本来の波形がノイズ成分により太くなるという問題点がある。
このような前提で、実施例および比較例を比べると、本発明の電圧検出回路を用いた方が、マイクロコンピュータで認識される信号波形に含まれるノイズレベルが小さくなることが判る。つまり、ランプ電圧が零レベル付近であっても、本発明の電圧検出回路がランプ電圧に一定電圧を加算するので、ＡＤ変換の際にグランドレベル付近のノイズの影響を受けずに済む。さらに、マイクロコンピュータがＡＤ変換後のディジタル信号を、一定電圧加算前のランプ電圧のレベルに容易に補正できるので、図８（Ａ）のように、従来よりもグランドレベルのノイズの影響を受けない高精度の波形信号を得ることができる。
【００４３】
なお、上記の実施形態では、高輝度高圧放電灯（いわゆるＨＩＤランプ）の電子式安定器について説明したが、他にも蛍光灯などの放電灯に対しても、本発明の電子式安定器を適用できる。
【符号の説明】
【００４４】
１ 制御回路
２ 直流電源回路
３ 電力変換回路
４ マイクロコンピュータ
５ ＡＤコンバータ
６、１０６ ランプ電圧検出回路
７ 分圧回路（分圧部）
８ 定電圧源（定電圧加算部）
９ 定電流源
１０ リップル除去回路（リップル除去部）
ＡＣ 交流電源
Ｃ０ 電解コンデンサ
Ｃ１ フィルタ用コンデンサ
Ｅ１ 安定化直流電源
Ｌａ 高圧放電灯
Ｒ１ 抵抗器
Ｒ２ 分圧用抵抗器
Ｒ３ 抵抗器
Ｒ４ フィルタ用抵抗器
Ｒ５ 抵抗器
Ｖ１ ランプ電圧
Ｖ２ ＡＤコンバータ入力端子電圧
【技術分野】
【０００１】
本発明は蛍光灯やＨＩＤランプ等の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置、特にそのランプ電圧検出機構の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、放電灯点灯装置としては、銅鉄型の安定器（いわゆる銅鉄バラスト）が用いられてきた。安定器にはランプ電流を適正に制限するという役目があるが、銅鉄型の安定器では重量が重くなるとともに安定器自体が大型化してしまうため、近年では、安定器の軽量化、小型化、高機能化を目的としてスイッチング素子やダイオード等の電子部品を用いたいわゆる電子式安定器が利用されている。さらに、電子式安定器にマイクロコンピュータを内蔵した制御回路を設けて、寿命末期等の異常放電発生時にも対応できる電子式安定器が使用されるようになってきている。
【０００３】
例えば、放電灯の点灯不能、異常放電あるいは短絡を適切に検知して、点灯電力の供給を停止する機能を備えた電子式安定器が知られている（特許文献１参照）。特許文献１によると、電圧検知手段が放電灯への供給電圧を検知して、マイクロコンピュータが検知電圧と正常電圧領域とを比較して、該領域から逸脱した場合に放電灯への電力供給を停止するようになっている。
【０００４】
このようなマイクロコンピュータ搭載型電子式安定器では、通常、ＡＤコンバータがランプ電圧の検出値をアナログ信号からディジタル信号に変換して、その信号をマイクロコンピュータに送っている。マイクロコンピュータは、ＡＤ変換されたランプ電圧検出値に基づいて、放電灯への供給電圧が異常でないかどうかを判断する。供給電圧が正常であれば、ランプ電力変換回路におけるスイッチング素子のオンデューティなどを演算し、スイッチング素子を駆動する指令信号をランプ電力変換回路に出力して、適切な電力の供給を維持するようになっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−２８９５８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のスイッチング方式の電力変換回路を備えた電子式安定器では、スイッチング素子の周期的なオンオフ制御を高周波にすればするほど、安定器全体の軽量化と小型化を進めることが可能である。電子式安定器を構成する部品およびケースを小型化できれば、安定器内部でのエネルギーロスも小さくなり、省資源化に役立つ。
しかしながら、オンオフ制御を高周波にすると、回路内での電流の激しい変化に伴って発生する電磁場も大きくなってしまい、電磁場によるノイズの密度が増大する。そのため、特許文献１に記載のようなマイコン搭載型の電子式安定器では、制御回路に設けられたＡＤコンバータが電子式安定器の内部で発生する電磁場の影響を強く受けてしまう。
特に、グランドレベル付近のランプ電圧を検出する際には、上記の電磁場によるノイズの影響でＡＤ変換機能の精度に限界があった。
【０００７】
放電灯の始動時においては、放電灯の点灯直後にランプ電圧が急激に低下してグランドレベル（零レベル）に近くなる。例えば、始動電圧２４０Ｖとした場合には、点灯によりランプ電極間が短絡電圧となり、１０Ｖ以下に低下する。この電圧の急激な低下を検知してランプ点灯を判定し、始動制御から始動初期制御へと制御モードを変更するなどの方法が採られている。
このような始動時に激しい変動が生じるランプ特性を有する放電灯の始動制御を一層安定させるためには、グランドレベル付近でのより正確なランプ電圧の検出機能が必須となる。従って、前述のような電磁場の発生によるノイズの影響を受けてグランドレベル付近でのＡＤ変換機能の精度に限界があるという問題は、早急に解決されるべきであった。
【０００８】
本発明は前記従来技術に鑑みなされたものであり、ＡＤコンバータでディジタル電圧信号に変換されたランプ電圧検出値を用いて、電力変換制御を行うマイクロコンピュータを搭載している放電灯点灯装置において、その目的は、放電灯点灯装置自身を発生源とする電磁場に対してその影響を受け難く、グランドレベル付近のランプ電圧に対して精度の高いＡＤ変換機能を有する高精度ＡＤ変換機能付きの放電灯点灯装置を提供することにある。言い換えると、ＡＤコンバータが電磁場の影響を受けることでグランドレベル付近での変換機能の精度に限界があるとしても、グランドレベル付近のランプ電圧を正確に検出することが可能で、放電灯の始動段階における安定した始動制御を実行できる放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
発明者は、近年、電力変換回路等のスイッチング制御の高周波数化が進み、点灯装置自身がより強い電磁場の発生源となってきたことで、ランプ電圧の検出値をマイクロコンピュータで使用可能なディジタル信号に変換するためのＡＤコンバータがグランドレベル付近でのノイズの影響を強く受けるようになり、このことが放電灯の始動制御をより安定にすることに対する障害になっているという点に着目した。発明者は、電磁場の発生を防止する対策とは異なり、グランドレベルでノイズの影響を受ける環境下であっても、高い精度でランプ電圧信号をＡＤ変換できるような検出機構を見い出し、本発明を完成するに至った。
【００１０】
すなわち、前記課題を解決するために本発明にかかる放電灯点灯装置は、
交流電圧を全波整流する整流回路、および、該整流回路の両出力端に接続される電解コンデンサを有し、前記電解コンデンサの両端を出力端として直流電圧を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路からの直流電圧をスイッチング素子のオンオフ制御で電力変換する電力変換回路と、
前記電力変換回路のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
を備え、前記電力変換回路の両出力端に接続された放電灯に対して所定のランプ電流を供給する放電灯点灯装置において、
放電灯の両端子間に印加される電圧を検出して前記制御回路にアナログ電圧信号を送るランプ電圧検出回路を備え、
該ランプ電圧検出回路は、
放電灯の両端子間に接続される二つの抵抗器の直列回路を有するとともに、このうちの一方を分圧用抵抗器として用いて、該分圧用抵抗器の両端子間電圧をランプ電圧の分圧値として供する分圧部と、
前記分圧用抵抗器に直列接続され、前記ランプ電圧の分圧値に一定電圧を加算する定電圧加算部と、
を含んで構成され、前記分圧用抵抗器と前記定電圧発生部との直列回路における両端子間電圧をアナログ電圧信号で出力することを特徴とする。
ここで、制御回路は、前記ランプ電圧検出回路からのアナログ電圧信号をディジタル電圧信号に変換するＡＤコンバータと、前記ディジタル電圧信号を用いて前記電力変換回路の電力変換制御を行うマイクロコンピュータと、を有している。
【００１１】
また、本発明の放電灯点灯装置では、
前記ランプ電圧検出回路は、検出するランプ電圧からリップル成分を除去する高周波リップル除去部を有し、
前記高周波リップル除去部は、放電灯の両端子間に接続されるフィルタ用抵抗器とフィルタ用コンデンサとの直列回路からなり、
前記分圧部および前記定電圧加算部の直列回路は、前記フィルタ用コンデンサの両端子間に接続されることが好ましい。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の構成によれば、分圧部と定電圧加算部とを有するランプ電圧検出回路を用いたから、ランプ電圧を適切な大きさの電圧に分圧して検出するだけでなく、検出したランプ電圧信号がグラウンド電位近くのノイズに埋もれてしまうのを防ぐことができる。すなわち、従来のＡＤコンバータ入力端子電圧の信号は、本発明のランプ電圧検出回路により、ランプ電圧の分圧値に電圧加算部による一定電圧を加算した信号に置き換えられる。その結果、ＡＤコンバータ入力端子電圧の信号は、一定電圧分だけ上昇し、ＡＤ変換の際にグランドレベルのノイズの影響を受けないで済むようになる。
【００１３】
このように定電圧加算部による一定電圧の加算を行うと、検出対象のランプ電圧が従来と同じレベルであっても、ＡＤ変換後の電圧値にノイズの影響が表れなくなる。ＡＤコンバータ入力端子電圧の信号レベルを、グラウンドの電位レベルに近いノイズレベルから、ノイズの影響を受けない程度の高いレベルまで浮かすことができるから、ランプ電圧信号がグラウンド電位近くのノイズに埋もれなくて済む。
【００１４】
以上のように、本発明によれば、放電灯点灯装置自身を発生源とする電磁場に起因するノイズに強く、グランドレベル付近のランプ電圧を高い精度でＡＤ変換できる。つまり、ＡＤコンバータがグランドレベル付近で電磁場の影響を受けたとしても、ランプ電圧を正確に検出することが可能で、放電灯の始動段階においてより安定した始動制御を実行できる。
また、ランプ電圧検出回路に高周波リップル除去部を設けたことにより、ランプ電圧に含まれている高周波成分（ノイズ分）を、フィルタ用抵抗とフィルタ用コンデンサからなるＲＣ積分回路により平滑除去できるので、後段の分圧部へ送られるランプ電圧信号に高周波ノイズが混在するのを防ぐことができる。その結果、ＡＤコンバータ入力端子電圧の信号に高周波のノイズ成分が含まれることがなくなるので、ＡＤコンバータ入力端子電圧のＳＮ比をランプ電圧信号のＳＮ比のレベルに維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明にかかる放電灯点灯装置の概略回路構成図である。
【図２】第１実施形態にかかる放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図３】（Ａ）は従来の放電灯点灯装置におけるランプ電圧と、ＡＤコンバータ入力端子電圧との関係、（Ｂ）は該ランプ電圧と、ＡＤ変換後のマイクロコンピュータが認識した電圧の数値データとの関係を示すグラフである。
【図４】図２の回路中のランプ電圧検出回路の回路図である。
【図５】本発明の放電灯点灯装置におけるランプ電圧とＡＤコンバータ入力端子電圧との関係、および、該ランプ電圧とＡＤ変換後のマイクロコンピュータが認識した電圧の数値データとの関係を合わせて示すグラフである。
【図６】本発明の放電灯点灯装置におけるランプ電圧と、マイクロコンピュータが認識した電圧の数値データを補正したデータとの関係を示すグラフである。
【図７】第２実施形態にかかる放電灯点灯装置のランプ電圧検出回路の回路図である。
【図８】（Ａ）は実施例としてランプ電圧検出回路で検出されマイクロコンピュータで補正された零レベル付近のランプ電圧の信号波形を示す図であり、（Ｂ）はその比較例である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（第１実施形態）
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。
図１に本実施形態にかかる放電灯点灯装置の回路構成の概略を示す。放電灯点灯装置は、交流電流を整流して直流化し、直流電圧を所定の大きさに制御して放電灯に供給するものであり、例えば、水銀灯、メタルハライドランプおよび高圧ナトリウムランプなどの高圧放電灯Ｌａを点灯制御するために用いられる。放電灯点灯装置は、直流電源回路２、電力変換回路３、制御回路１およびランプ電圧検出回路６に大別される。
【００１７】
直流電源回路２は、図１のように、交流電源ＡＣからの交流電力から安定した直流電力を作り出して後段に接続された電力変換回路３に直流電力を供給する。
電力変換回路３は、高圧放電灯Ｌａのランプ電圧に応じて、直流電力を適切な電力に変換して高圧放電灯Ｌａに供給する。
高圧放電灯Ｌａは、電力変換回路３の両出力端１ａ、１ｂ間に接続されている。
【００１８】
ランプ電圧検出回路６は、電力変換回路３の両出力端１ａ、１ｂ間に印加されるランプ電圧Ｖ１を検出し、検出値をアナログ電圧信号として制御回路１へ出力する。
制御回路１は、電力変換回路３に内蔵されているスイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動を制御するための回路であり、ＡＤコンバータ５とマイクロコンピュータ４とを含んで構成される。制御回路１には、ランプ電圧検出回路６からのアナログ電圧信号を入力する一対の端子２ａ、２ｂを有する。
【００１９】
ＡＤコンバータ５は、アナログ−ディジタル変換を行う回路素子である。ＡＤコンバータ５には、入力端子２ａ、２ｂを介してランプ電圧検出回路６からのアナログ電圧信号が入力される。このＡＤコンバータ５の入力端子に印加される電圧をＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２と呼ぶ。すなわち、ＡＤコンバータ５は、アナログ電圧信号であるＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２をディジタル電圧信号Ｖ２ｄに変換するのである。
マイクロコンピュータ４は、ＡＤコンバータ５からのディジタル電圧信号Ｖ２ｄを用いて電力変換回路３の電力変換制御を行う。
【００２０】
図２は第１実施形態にかかる放電灯点灯装置における直流電源回路２および電力変換回路３の具体的な回路構成を示す。
直流電源回路２は、ダイオードブリッジなどで構成される全波整流回路２１と、この全波整流回路２１の両出力端に接続された電解コンデンサＣ０と、を有する。全波整流回路２１は、交流電流を全波整流し直流化する。電解コンデンサＣ０は、整流化された直流電流によって充電され、電力変換回路３に内蔵されたスイッチング素子Ｑ１がオン状態に期間、電力変換回路３に直流電力を供給する。すなわち、電解コンデンサＣ０の両端を出力端として直流電圧が供給される。
【００２１】
電力変換回路３は、直流電源回路２の後段に接続され、直流電源回路２からの直流電力をスイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動により電力変換する。電力変換回路３としては、一般的な降圧チョッパ回路が用いられており、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１、ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ２によって構成され、平滑コンデンサＣ２の両端子に高圧放電灯Ｌａが接続される。
電力変換回路３は、次のように各素子が接続されて構成されている。まず、電解コンデンサＣ０の正極側の出力端にスイッチング素子Ｑ１の一端を接続し、平滑コンデンサＣ０の負極側の出力端とスイッチング素子Ｑ１の他端の間にインダクタＬ１および平滑コンデンサＣ２の直列回路を接続し、平滑コンデンサＣ２の端子間に放電灯Ｌａを並列に接続する。スイッチング素子Ｑ１は、数十ｋＨｚの高い周波数でオンオフするようになっている。
【００２２】
スイッチング素子Ｑ１がオン状態である期間に、電解コンデンサＶＣ０に蓄えられた電荷を電源として、スイッチング素子Ｑ１を直流電流が流れ、インダクタＬ１に磁場のエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフ状態に切り替わると、インダクタＬ１のエネルギーの放出によってインダクタＬ１に電流が連続して流れる。電力変換回路３には、スイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わった後、インダクタＬ１からの電流が、放電灯Ｌａを経由して再びインダクタＬ１に戻るような閉ループの電流経路が形成されている。すなわち、インダクタＬ１と平滑コンデンサＣ２の直列回路の両端間が、インダクタＬ１に戻る方向のみに電流を流すダイオードＤ１によって接続されている。
【００２３】
このように電力変換回路３では、高周波で切り替わるスイッチング素子Ｑ１がオンになると、電解コンデンサＣ０の正極の端子からの直流電流が、スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→放電灯Ｌａの順番で電解コンデンサＣ０の負極の端子に流れて、インダクタＬ１に磁場のエネルギーが蓄積される。また、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、直流電流の供給が遮断され、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１の接続点における電圧が略零になる。そして、インダクタＬ１のエネルギーが電流となって放出され、放電灯Ｌａ→ダイオードＤ１の順番でインダクタＬ１に戻るようになっている。
従って、電力変換回路３は、直流電源回路２の出力直流電圧ＶＣ０を高圧放電灯Ｌａの定格で決まる電力値で点灯動作できるランプ電圧Ｖ１に変換して、これに応じたランプ電流を高圧放電灯Ｌａに供給することができる。
【００２４】
なお、図２は本発明の放電灯点灯装置の一例であり、直流電源回路２の構成としては、前述の全波整流回路と、昇圧チョッパ型の力率改善回路とからなる構成でもよい。また、電力変換回路３の後段にランプ電圧の極性反転回路を追加して、所定の周期で交番するランプ電圧を高圧放電灯Ｌａに印加するようにした放電灯点灯装置としてもよい。
【００２５】
図２の放電灯点灯装置では、ランプ電圧検出回路６が平滑コンデンサＣ２の両端電圧を高圧放電灯Ｌａのランプ電圧Ｖ１として検出し、制御回路１がランプ電圧Ｖ１の検出値に基づいてスイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフさせるスイッチング周波数、又はそのオンデューティを決定し、スイッチング素子Ｑ１の制御用の指令信号を出力する。このようにして制御回路１は高圧放電灯Ｌａに供給する電力を調整している。
【００２６】
ここで、従来の放電灯点灯装置の問題点をグラフに基づいて詳しく説明する。図３（Ａ）に、ランプ電圧検出回路を通常の分圧回路７のみで構成した場合の、ランプ電圧Ｖ１とＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の関係を示す。また、同図（Ｂ）に、同じランプ電圧検出回路を用いた場合の、ランプ電圧Ｖ１とＡＤ変換後のマイクロコンピュータ４が認識する電圧値Ｖ１ｄの関係を示す。従来の放電灯点灯装置では、同図（Ａ）のようにランプ電圧検出回路で検出可能なランプ電圧の下限値が、例えば０．２Ｖ程度であるにも関わらず、同図（Ｂ）のように、マイクロコンピュータ４が認識可能な電圧値の下限値が、例えば０．５Ｖ程度まで上昇（悪化）してしまう。
【００２７】
この原因は、グランドレベルの電位を検出する際に、ＡＤコンバータ５がノイズの影響を受けてしまうことである。このノイズは、高周波スイッチングで制御する電力変換回路３などで発生する電磁場に起因していることが判っている。ＡＤコンバータ５に対するノイズ対策が行われていない場合、グランドレベル付近のランプ電圧値が放電灯点灯装置自身からの電磁波によるノイズで埋もれてしまうのである。この結果、グランドレベル付近のランプ電圧の検出値をより高い精度でＡＤ変換することが困難になっていた。
【００２８】
本発明で特徴的なことは、ＡＤコンバータ５がより高い精度のＡＤ変換を実行できるように、ランプ電圧検出回路６を、図４に示す分圧回路（分圧部に相当する）７と、定電圧源（定電圧加算部に相当する）８とを含んで構成した点にある。
分圧回路７は、高圧放電灯Ｌａの両端子（１ａ、１ｂ）間に接続される二つの抵抗器Ｒ２、Ｒ３の直列回路を有する。二つの抵抗器Ｒ２、Ｒ３のうちで抵抗値の小さい方を分圧用抵抗器Ｒ２として用いる。そして、分圧用抵抗器Ｒ２の両端子間電圧が、ランプ電圧Ｖ１の分圧値とされる。
【００２９】
定電圧源８は、分圧用抵抗器Ｒ２に直列接続されており、分圧用抵抗器Ｒ２によるランプ電圧Ｖ１の分圧値に、一定電圧（オフセット電圧）を加算する。つまり、ランプ電圧検出回路６は、分圧用抵抗器Ｒ２と定電圧源８との直列回路における両端子間電圧をアナログ電圧信号で出力する。この出力電圧がＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２となる。
【００３０】
定電圧源８の具体的な回路構成を説明する。
定電圧源８は、図４のように定電流源９と抵抗器Ｒ１の並列回路からなる。定電流源９は、抵抗器Ｒ５と安定化直流電源Ｅ１の直列回路からなる。すなわち、高圧放電灯Ｌａの高電位側の端子１ａとグランドライン側の端子１ｂとの間には、抵抗器Ｒ１、抵抗器Ｒ２および抵抗器Ｒ３とが直列に接続され、抵抗器Ｒ１の両端子間に定電流源９が並列に接続されているのである。安定化直流電源Ｅ１からの直流電流は、抵抗器Ｒ５→抵抗器Ｒ１→安定化直流電源Ｅ１の順に流れるため、抵抗器Ｒ１の両端にオフセット電圧が生じる。
【００３１】
このような構成のランプ電圧検出回路６を用いれば、ランプ電圧Ｖ１を適切な大きさの電圧に分圧して検出できるだけでなく、検出したランプ電圧信号がグラウンド電位近くのノイズに埋もれてしまうのを防ぐことができる。すなわち、図３（Ａ）で示した従来のＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の信号は、本発明のランプ電圧検出回路６により、ランプ電圧Ｖ１の分圧値に定電圧源８によるオフセット電圧を加算した信号に置き換えられる。その結果、ＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の信号の下限値は、図５に示すようにオフセット電圧レベル分だけ上昇し、ＡＤ変換の際にグランドレベルのノイズの影響を受けないで済むようになる。
【００３２】
定電圧源８によるオフセット電圧の加算を行うと、図５のようにＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２とＡＤ変換後のマイクロコンピュータ４が認識する電圧値Ｖ２ｄとがグランドレベル付近においても一致するようになる。従って、検出対象のランプ電圧Ｖ１が同じレベルであっても、ランプ電圧検出回路６を用いることでＡＤ変換後の電圧値にノイズの影響が表れなくなる。このように、ＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の信号レベルを、グラウンドの電位レベルに近いノイズレベルから、ノイズの影響を受けない程度の高いレベルまで浮かすことができるから、ランプ電圧信号がグラウンド電位近くのノイズに埋もれなくて済む。また、ＡＤコンバータ５については従来と同じものを使用できる。
【００３３】
マイクロコンピュータ４では、認識したディジタル信号を容易に補正することができる。ここでは、マイクロコンピュータ４で認識されたＡＤ変換後のディジタル信号を元のランプ電圧に補正処理する方法について説明する。
ＡＤコンバータ５は、グラウンドの電位レベルに近いノイズレベルから浮かされたＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の信号のＡＤ変換を実行する。そして、マイクロコンピュータ４は、このＡＤ変換後の数値データより、次式を使って元のランプ電圧Ｖ１を算出する。
（数１）
Ｖ１ ＝ Ｋ１ ×（Ｖ２ − Ｋ２）
ただし、
Ｋ１＝１／（１．０−（（Ｒ１＋Ｒ５）・Ｒ３／Ｘ））
Ｋ２＝Ｅ１・Ｒ１・Ｒ３／Ｘ
Ｘ ＝（Ｒ１＋Ｒ５）（Ｒ３＋Ｒ２＋Ｒ１）−Ｒ１・Ｒ１
上式で用いる各係数は、図４に示すランプ電圧検出回路６の各素子の仕様に対応させている。図６にマイクロコンピュータ４によって補正されたランプ電圧値を示す。
【００３４】
（第２実施形態）
本実施形態は、第１実施形態におけるランプ電圧検出回路６を、図７に示すように、リップル除去回路１０を有するランプ電圧検出回路１０６にしたものである。第１実施形態における直流電源回路２、電力変換回路３および制御回路１については、本実施形態において共通するので説明を省略する。
ランプ電圧検出回路１０６は、第１実施形態と同様に、分圧回路７および定電圧源８を有するとともに、さらに、検出するランプ電圧Ｖ１からリップル成分を除去する高周波リップル除去回路（リップル除去部に相当する）１０を有している。
【００３５】
高周波リップル除去部１０は、高圧放電灯Ｌａの両端子（１ａ、１ｂ）間に接続されるフィルタ用抵抗器Ｒ４とフィルタ用コンデンサＣ１との直列回路からなる。そして、分圧回路７の二つの抵抗器Ｒ２、Ｒ３と定電圧源８との直列回路は、フィルタ用コンデンサＣ１の両端子間に接続されている。
【００３６】
フィルタ用抵抗Ｒ４とフィルタ用コンデンサＣ１からなる積分回路を通さずに高い抵抗値のＲ３と低い抵抗値のＲ２とで分圧した場合、ランプ電圧信号に含まれている高い周波数成分を含むノイズ成分は抵抗器Ｒ３の寄生容量成分を通り抜けてしまい、分圧用抵抗器Ｒ２の両端子間の電圧に取り込まれる。その結果、高周波のノイズ成分がＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の信号とともに、ＡＤ変換されてしまい、高周波のノイズ成分が発生してしまう。ＡＤコンバータ５の入力端子電圧Ｖ２におけるＳＮ比（信号成分とノイズ成分の比率）は、ランプ電圧信号のＳＮ比よりも悪化してしまう。
【００３７】
しかし、本実施形態によれば、ランプ電圧Ｖ１に含まれている高周波成分（ノイズ分）を、図７に示すようなフィルタ用抵抗Ｒ４とフィルタ用コンデンサＣ１からなるＲＣ積分回路により平滑除去するので、後段の分圧回路７へ送られるランプ電圧信号に高周波ノイズが混在するのを防ぐことができる。その結果、ＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２の信号に高周波のノイズ成分が含まれることがなくなるので、ＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２のＳＮ比をランプ電圧信号のＳＮ比のレベルに維持することができる。
【００３８】
マイクロコンピュータ４は、このＡＤ変換後の数値データより、次式を使って元のランプ電圧Ｖ１を算出することができる。
（数２）
Ｖ１ ＝ Ｋ１ ×（Ｖ２ − Ｋ２）
ただし、
Ｋ１＝１／（１．０−（（Ｒ１＋Ｒ５）（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｘ））
Ｋ２＝Ｅ１・Ｒ１・（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｘ
Ｘ ＝（Ｒ１＋Ｒ５）（Ｒ４＋Ｒ３＋Ｒ２＋Ｒ１）−Ｒ１・Ｒ１
上式で用いる各係数は、図７に示すランプ電圧検出回路６の各素子の仕様に対応させている。
【００３９】
図７の回路構成中の各素子を次のように設定した場合の補正式を例示する。
抵抗器Ｒ３を５１０ＫΩとし、分圧用抵抗器Ｒ２を５．１ＫΩとして分圧回路７を構成する。また、安定化直流電源Ｅ１を５．０Ｖとし、抵抗器Ｒ５を１０ＫΩとして定電流源９を構成する。そして、抵抗器Ｒ１を１．５ＫΩとして、抵抗器Ｒ１および定電流源９から定電圧源８を構成する。また、リップル除去回路１０のフィルタ用抵抗器Ｒ４を５．１ＫΩ、フィルタ用コンデンサＣ１を２２００ｐＦとする。
【００４０】
予め、定電流源９からの安定化直流電流を抵抗器Ｒ１に流すことにより、オフセット電圧を発生させておく。
まず、高圧放電灯Ｌａの両端子１ａ、１ｂ間に印加されたランプ電圧Ｖ１に含有されている高周波成分をリップル除去回路１０で除去する。さらに、分圧回路７で分圧した電圧、つまり分圧用抵抗器Ｒ２の端子間電圧に、抵抗器Ｒ１で発生したオフセット電圧を加算したものをＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２とする。
【００４１】
ＡＤコンバータ入力端子電圧Ｖ２をＡＤ変換した数値をＶ２ｄとすれば、前述の補正式（２）は、下記のようになる。
（数３）
Ｖ１ｄ ＝ ８１.０ ×（Ｖ２ｄ − ０.６４）
式（３）中のＶ１ｄは、ランプ電圧Ｖ１をバックグラウンドノイズのない状態でＡＤ変換した数値を示す。この補正式によりバックグラウンドノイズのない状態でＡＤ変換した電圧値Ｖ１ｄを算出することができる。
【００４２】
図８に本発明にかかる実施例と比較例とを示す。同図（Ａ）は、実施例として、ランプ電圧検出回路で検出されＡ／Ｄ変換された後、マイクロコンピュータで補正されたランプ電圧の信号波形を示す。同図（Ｂ）は、比較例として、従来の分圧回路のみのランプ電圧検出回路で検出されＡＤ変換された後、マイクロコンピュータで認識されたランプ電圧の信号波形を示す。いずれも零レベル付近の電圧を検出対象とし、ランプ電圧検出回路以外の構成（例えばＡＤコンバータ等）は同じとした。そして、マイクロコンピュータからＤＡコンバータにより出力されるランプ電圧の信号波形を、通常のプローブを用いて検出し、オシロスコープで可視化させた（図８）。そのためオシロスコープで得られる実施例および比較例の各信号波形には、プローブでの検出に伴うノイズが同程度ずつ含まれている。通常のプローブでは、検針とグランド接続用の配線により構成されるループ状の断面が、一種のループアンテナとして機能し、測定波形に、ループアンテナが拾ったノイズ成分が重複し、本来の波形がノイズ成分により太くなるという問題点がある。
このような前提で、実施例および比較例を比べると、本発明の電圧検出回路を用いた方が、マイクロコンピュータで認識される信号波形に含まれるノイズレベルが小さくなることが判る。つまり、ランプ電圧が零レベル付近であっても、本発明の電圧検出回路がランプ電圧に一定電圧を加算するので、ＡＤ変換の際にグランドレベル付近のノイズの影響を受けずに済む。さらに、マイクロコンピュータがＡＤ変換後のディジタル信号を、一定電圧加算前のランプ電圧のレベルに容易に補正できるので、図８（Ａ）のように、従来よりもグランドレベルのノイズの影響を受けない高精度の波形信号を得ることができる。
【００４３】
なお、上記の実施形態では、高輝度高圧放電灯（いわゆるＨＩＤランプ）の電子式安定器について説明したが、他にも蛍光灯などの放電灯に対しても、本発明の電子式安定器を適用できる。
【符号の説明】
【００４４】
１ 制御回路
２ 直流電源回路
３ 電力変換回路
４ マイクロコンピュータ
５ ＡＤコンバータ
６、１０６ ランプ電圧検出回路
７ 分圧回路（分圧部）
８ 定電圧源（定電圧加算部）
９ 定電流源
１０ リップル除去回路（リップル除去部）
ＡＣ 交流電源
Ｃ０ 電解コンデンサ
Ｃ１ フィルタ用コンデンサ
Ｅ１ 安定化直流電源
Ｌａ 高圧放電灯
Ｒ１ 抵抗器
Ｒ２ 分圧用抵抗器
Ｒ３ 抵抗器
Ｒ４ フィルタ用抵抗器
Ｒ５ 抵抗器
Ｖ１ ランプ電圧
Ｖ２ ＡＤコンバータ入力端子電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を全波整流する整流回路、および、該整流回路の両出力端に接続される電解コンデンサを有し、前記電解コンデンサの両端を出力端として直流電圧を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路からの直流電圧をスイッチング素子のオンオフ制御で電力変換する電力変換回路と、
前記電力変換回路のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
を備え、前記電力変換回路の両出力端に接続された放電灯に対して所定のランプ電流を供給する放電灯点灯装置において、
放電灯の両端子間に印加される電圧を検出して前記制御回路にアナログ電圧信号を送るランプ電圧検出回路を備え、
該ランプ電圧検出回路は、
放電灯の両端子間に接続される二つの抵抗器の直列回路を有するとともに、このうちの一方を分圧用抵抗器として用いて、該分圧用抵抗器の両端子間電圧をランプ電圧の分圧値として供する分圧部と、
前記分圧用抵抗器に直列接続され、前記ランプ電圧の分圧値に一定電圧を加算する定電圧加算部と、
を含んで構成され、前記分圧用抵抗器と前記定電圧発生部との直列回路における両端子間電圧をアナログ電圧信号で出力し、
前記制御回路は、前記ランプ電圧検出回路からのアナログ電圧信号をディジタル電圧信号に変換するＡＤコンバータと、前記ディジタル電圧信号を用いて前記電力変換回路の電力変換制御を行うマイクロコンピュータと、を有することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１記載の放電灯点灯装置において、
前記ランプ電圧検出回路は、検出するランプ電圧からリップル成分を除去する高周波リップル除去部を有し、
前記高周波リップル除去部は、放電灯の両端子間に接続されるフィルタ用抵抗器とフィルタ用コンデンサとの直列回路からなり、
前記分圧部および前記定電圧加算部の直列回路は、前記フィルタ用コンデンサの両端子間に接続されることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項１】
交流電圧を全波整流する整流回路、および、該整流回路の両出力端に接続される電解コンデンサを有し、前記電解コンデンサの両端を出力端として直流電圧を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路からの直流電圧をスイッチング素子のオンオフ制御で電力変換する電力変換回路と、
前記電力変換回路のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
を備え、前記電力変換回路の両出力端に接続された放電灯に対して所定のランプ電流を供給する放電灯点灯装置において、
放電灯の両端子間に印加される電圧を検出して前記制御回路にアナログ電圧信号を送るランプ電圧検出回路を備え、
該ランプ電圧検出回路は、
放電灯の両端子間に接続される二つの抵抗器の直列回路を有するとともに、このうちの一方を分圧用抵抗器として用いて、該分圧用抵抗器の両端子間電圧をランプ電圧の分圧値として供する分圧部と、
前記分圧用抵抗器に直列接続され、前記ランプ電圧の分圧値に一定電圧を加算する定電圧加算部と、
を含んで構成され、前記分圧用抵抗器と前記定電圧発生部との直列回路における両端子間電圧をアナログ電圧信号で出力し、
前記制御回路は、前記ランプ電圧検出回路からのアナログ電圧信号をディジタル電圧信号に変換するＡＤコンバータと、前記ディジタル電圧信号を用いて前記電力変換回路の電力変換制御を行うマイクロコンピュータと、を有することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１記載の放電灯点灯装置において、
前記ランプ電圧検出回路は、検出するランプ電圧からリップル成分を除去する高周波リップル除去部を有し、
前記高周波リップル除去部は、放電灯の両端子間に接続されるフィルタ用抵抗器とフィルタ用コンデンサとの直列回路からなり、
前記分圧部および前記定電圧加算部の直列回路は、前記フィルタ用コンデンサの両端子間に接続されることを特徴とする放電灯点灯装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１２−３８５７８（Ｐ２０１２−３８５７８Ａ）
【公開日】平成２４年２月２３日（２０１２．２．２３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１７７７０７（Ｐ２０１０−１７７７０７）
【出願日】平成２２年８月６日（２０１０．８．６）
【出願人】（０００１２６２７４）株式会社アイ・ライティング・システム (56)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年２月２３日（２０１２．２．２３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年８月６日（２０１０．８．６）
【出願人】（０００１２６２７４）株式会社アイ・ライティング・システム (56)
【Ｆターム（参考）】
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