無線受信装置、無線受信装置のキャリブレーション方法、無線受信装置の時系列変化分補正方法及び無線基地局装置
【課題】無線受信装置の受信ダイナミックレンジを拡大する。
【解決手段】アナログ受信回路２で受信された無線周波数信号を周波数変換して得られる中間周波信号を振幅に関し複数の信号部分に分割して出力する信号分割部３と、信号分割部で分割された複数の信号部分のそれぞれについてアナログ／ディジタル変換してディジタル受信回路６側へ出力する複数のアナログ／ディジタル変換器４，５とをそなえる。
【解決手段】アナログ受信回路２で受信された無線周波数信号を周波数変換して得られる中間周波信号を振幅に関し複数の信号部分に分割して出力する信号分割部３と、信号分割部で分割された複数の信号部分のそれぞれについてアナログ／ディジタル変換してディジタル受信回路６側へ出力する複数のアナログ／ディジタル変換器４，５とをそなえる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本件は、無線受信装置、無線受信装置のキャリブレーション方法、無線受信装置の時系列変化分補正方法及び無線基地局装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話システムなどの無線通信システムにおけるデータ通信の需要が急拡大しており、無線通信システムのトラフィックを分散するために小型の基地局装置の設置需要が増加している。
また、通信速度の高速化やブローバンド化の進展に伴い、各システムで使用される無線通信用周波数が密集しており、複数周波数の無線信号が通信サービスエリアに密集して混在している。
【０００３】
このため、無線受信装置においては、自装置宛ての無線信号（所望信号）以外に、所望信号の周波数に近接した周波数の他装置宛ての無線信号（妨害波）が受信される。
無線受信装置は、所望信号を正しく復調するために、復調部入力前において、受信した信号から妨害波を除去する必要がある。
そこで、従来における無線受信装置は、例えば、図１に示す構成をそなえる。
【０００４】
図１は、従来における無線受信装置の構成の一例を示す図である。
図１に示すように、無線受信装置１００は、例示的に、アナログ受信部２００と、アナログ／ディジタル変換器（以下、ＡＤＣということがある。ＡＤＣはAnalog-Digital Converterの略語である。）３００と、ディジタル受信部４００と、復調部５００とをそなえる。
【０００５】
アナログ受信部２００は、受信信号に対し、所定の受信処理を施す。前記所定の受信処理には、フィルタ処理，信号増幅及び周波数変換などが含まれる。
このため、アナログ受信部２００は、例えば図２に示す構成をそなえる。
図２は、図１のアナログ受信部２００の構成の一例を示す図である。
図２に示すように、アナログ受信部２００は、例示的に、ＲＦ（Radio Frequency）バンドパスフィルタ２０１と、低雑音増幅器２０２と、周波数変換器２０３と、ＩＦ（Intermediate Frequency）バンドパスフィルタ２０４とをそなえる。
【０００６】
ＲＦバンドパスフィルタ２０１は、受信した無線周波数信号（以下ＲＦ信号ともいう）に対して無線周波数帯におけるフィルタ処理を施すことにより、所望信号の周波数から離れた周波数における妨害波信号を除去する。
低雑音増幅器２０２は、ＲＦバンドパスフィルタ２０１によって妨害波信号を除去された受信信号を、所定のレベルまで増幅する。
【０００７】
周波数変換器２０３は、低雑音増幅器２０２から出力された信号に対し、局部発振周波数の信号をミキシングすることにより、中間周波数へダウンコンバートして出力する。
ＩＦバンドパスフィルタ２０４は、周波数変換器２０３から出力された信号に対して中間周波数帯におけるフィルタ処理を施すことにより、ＲＦバンドパスフィルタで除去しきれない所望信号の周波数の近傍の周波数における妨害波や、周波数変換器２０３におけるミキシングにより発生する不要波を除去する。
【０００８】
ＩＦバンドパスフィルタ２０４でフィルタ処理が施された信号は、中間周波信号（以下ＩＦ信号ともいう）としてＡＤＣ３００に出力される。
即ち、アナログ受信部２００において、ＲＦバンドパスフィルタ２０１及びＩＦバンドパスフィルタ２０４が協働することにより妨害波の除去を行なう。
一方、図１のディジタル受信部４００は、入力された信号にディジタル処理を施すものであり、アナログ受信部２００で除去しきれない所望信号の周波数に非常に近接した周波数の妨害波を除去する。
【０００９】
即ち、所望信号の周波数に対して妨害波の周波数が近いと、ＲＦバンドパスフィルタ２０１及びＩＦバンドパスフィルタ２０４で妨害波を十分に除去しきれない場合があるため、ディジタル受信部４００は、ディジタル受信部４００がそなえる急峻なフィルタを用いることにより、所望信号の周波数に非常に近接した周波数の妨害波を除去する。
復調部５００は、ディジタル受信部４００から出力された信号に対し、所定の復調処理を施す。
【００１０】
ＡＤＣ３００は、アナログ信号をディジタル信号で再現するため、アナログ受信部２００から出力されたアナログ信号を一定間隔の時間でサンプリングし、信号振幅をディジタル値に変換する。
このＡＤＣ３００に入力される信号には、当然、ディジタル受信部４００による受信処理が施されていないため、妨害波が十分に除去されていない場合がある。
【００１１】
例えば、以下のような場合において、妨害波の影響が深刻となる。
基地局と端末とが通信中であり、端末が基地局から遠く離れている場合、端末から送信された送信信号は、基地局において低いレベルで受信される。
このとき、基地局の近くで他無線システムの無線機が通信しており、更に、該無線機の出力電力が高い場合には、端末から送信された送信信号よりも高いレベルの他無線システムの信号が基地局で受信される。
【００１２】
図３及び図４に、ＡＤＣ３００に入力されるＩＦ信号のスペクトラム及び時間軸波形の一例を示す。
図３は、ＡＤＣ３００に入力されるＩＦ信号のスペクトラムの一例を示す図である。
ここでは説明のため、一例として、所望信号の周波数を９２．１６ＭＨｚとし、妨害波の周波数を１８４．３２ＭＨｚとする。また、両信号のＤ／Ｕ（Desired-to-Undesired signal ratio）を６０ｄＢとする。
【００１３】
図３に示す妨害波は、ＲＦバンドパスフィルタ２０１およびＩＦバンドパスフィルタ２０４では除去しきれず、ＡＤＣ３００に入力される。
図４は、ＡＤＣ３００に入力されるＩＦ信号の時間軸波形の一例を示す図である。なお、ＡＤＣ３００の分解能は、一例として１２ｂｉｔとする。
図４に示すグラフの縦軸スケールは、説明のため簡略化しているが、所望信号と妨害波のＤ／Ｕは６０ｄＢのため、妨害波の振幅は所望信号の振幅の１０００倍（２０×ｌｏｇ（１０００／１）＝６０ｄＢ）となる。
【００１４】
図４に示す所望信号と妨害波とを足し合わせた信号が、ＡＤＣ３００に入力される。
従って、大きなレベルの妨害波によってＡＤＣ３００の最大入力範囲を超えることがあるため、無線受信装置の受信回路を設計する際には、所望信号の受信レベルだけでなく、妨害波の受信レベルを想定して回路を設計しなければならない。
また、大きなレベルの妨害波が入力された場合、相対的に小さい所望信号をディジタル信号で再現するためには、ＡＤＣ３００の分解能を十分に確保しなければならない（１２ｂｉｔのＡＤＣでは、相対的に小さい所望信号をディジタル信号で再現できない場合がある）。
【００１５】
このように、大きなレベルの妨害波が入力された場合、ＡＤＣ３００には広いダイナミックレンジが要求される。
また、無線受信装置１００のダイナミックレンジは、ＡＤＣ３００のダイナミックレンジによって決定されるため、使用電波環境における十分な妨害波耐力を満たす無線受信装置１００を設計するためには、十分ダイナミックレンジの広いＡＤＣ３００を選択しなければならない。
【００１６】
しかしながら、ＡＤＣ３００の性能には限界がある。
無線受信装置のダイナミックレンジ不足を解決する手段として、ＡＤＣの前段において、入力信号のレベルを判定し、判定した入力信号のレベルに応じて、入力信号を減衰させる減衰器の減衰量を切り替える技術がある（下記特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開昭５２−１１９１６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
上記特許文献１に記載された技術の適用対象は音声周波数であり、最高周波数を２０ｋＨｚとしている。
一方、本件の対象としている無線受信装置１００は、ＩＦ信号の周波数が数百ＭＨｚである。
上記特許文献１に記載された技術を、数百ＭＨｚの信号を扱う無線受信装置に適用した場合、減衰器における減衰量の誤差が大きくなるため、微弱な所望信号を受信すると、減衰量の誤差によって感度点付近の微弱な所望信号が埋もれてしまい、復調することができなくなる。
【００１９】
このため、上記特許文献１に記載された技術を無線受信装置に適用することはできない。
また、上記特許文献１に記載された技術は、入力レベルを判定する回路や減衰器を必要とするため、回路が複雑になり、実装スペースやコストが大幅に増加する。
そこで、本件は、無線受信装置の受信ダイナミックレンジを拡大することを目的の１つとする。
【００２０】
なお、前記目的に限らず、後述する発明を実施するための形態に示す各構成により導かれる作用効果であって、従来の技術によっては得られない作用効果を奏することも本発明の他の目的の一つとして位置付けることができる。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
（１）第１の案として、アナログ受信回路で受信された無線周波数信号（以下ＲＦ信号という）を周波数変換して得られる中間周波信号（以下ＩＦ信号という）を振幅に関し複数の信号部分に分割して出力する信号分割部と、該信号分割部で分割された複数の信号部分のそれぞれについてアナログ／ディジタル変換してディジタル受信回路側へ出力する複数のアナログ／ディジタル変換器とをそなえて構成された、無線受信装置を用いることができる。
【００２２】
（２）また、第２の案として、上記無線受信装置について、キャリブレーション信号を該信号分割部の入力側から入力するステップと、該キャリブレーション信号と参照信号と比較して、該キャリブレーション信号が該参照信号と一致するように調整するステップと、該ＩＦ信号とは周波数の異なるパイロット信号が該調整されたキャリブレーション信号と一致するように該パイロット信号の信号レベルを決定するステップとをそなえた、無線受信装置のキャリブレーション方法を用いることができる。
【００２３】
（３）さらに、第３の案として、上記の無線受信装置のキャリブレーション方法で得られた該パイロット信号の信号レベルを参照値情報として記憶するステップと、入力されたパイロット信号と該参照値情報とを比較して、該信号分割部における該信号分割境界部分の時系列変化分を補正するステップとをそなえた、無線受信装置の時系列変化分補正方法を用いることができる。
【００２４】
（４）また、第４の案として、上記無線受信装置を有する、無線基地局装置を用いることができる。
【発明の効果】
【００２５】
無線受信装置の受信ダイナミックレンジを拡大することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】従来における無線受信装置の構成の一例を示す図である。
【図２】図１に示すアナログ受信部の構成の一例を示す図である。
【図３】ＩＦ信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図４】ＩＦ信号の時間軸波形の一例を示す図である。
【図５】一実施形態に係る無線受信装置の構成の一例を示す図である。
【図６】図５に示すアナログ受信部の構成の一例を示す図である。
【図７】ディジタル受信部における合成後の信号の時間軸波形を示す図である。
【図８】図５に示す信号分割回路の構成の一例を示す図である。
【図９】（ａ），（ｂ）は図６に示す信号分割回路から出力される信号の時間軸波形の一例を示す図である。
【図１０】図６に示す信号分割回路を用いた場合の、ディジタル受信部における合成後の信号の時間軸波形を示す図である。
【図１１】図６に示す信号分割回路用いたことに起因する波形歪によって生じる誤差信号の時間軸波形を示す図である。
【図１２】（ａ）〜（ｃ）は一実施形態に係る波形歪みの補正方法を示す図である。
【図１３】図５に示すレベル可変回路の構成の一例を示す図である。
【図１４】一実施形態に係るキャリブレーションのフローを示す図である。
【図１５】一実施形態に係る無線受信装置の時系列変化分を補正するフローを示す図である。
【図１６】図５に示すＡＤＣの入力端及び出力端におけるキャリブレーション信号のスペクトラムを示す図である。
【図１７】図５に示すディジタル受信部におけるキャリブレーション信号及び参照信号の時間軸波形を示す図である。
【図１８】図５に示すディジタル受信部におけるパイロット信号及びキャリブレーション信号のスペクトラムを示す図である。
【図１９】図５に示す無線受信装置の運用時において、ＡＤＣの入力端における所望信号及びディジタル受信部で観測される各信号のスペクトラムを示す図である。
【図２０】図５に示す無線受信装置の運用時において、ディジタル受信部で観測されるパイロット信号の時間軸波形を示す図である。
【図２１】第１変形例に係る無線受信装置の構成の一例を示す図である。
【図２２】（ａ），（ｂ）は図２１に示すＡＤＣから出力されるディジタル信号の時間軸波形を示す図である。
【図２３】第２変形例に係る無線受信装置の構成の一例を示す図である。
【図２４】第３変形例に係る無線受信装置の構成の一例を示す図である。
【図２５】無線基地局装置の構成の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、以下に示す実施の形態は、あくまでも例示に過ぎず、以下に示す各実施形態及び変形例で明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。即ち、各実施形態及び変形例を、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できることはいうまでもない。
〔１〕一実施形態
図５は、本願の一実施形態に係る無線受信装置の構成の一例を示す図である。
【００２８】
図５に示す無線受信装置１は、例示的に、アナログ受信部２と、信号分割回路（この信号分割回路を、信号分岐回路という場合もある）３と、ＡＤＣ４，５と、ディジタル受信部６と、復調部７と、メモリ８と、パイロット信号生成部９と、レベル可変回路１０と、パイロット信号印加部１１とをそなえる。
アナログ受信部は２、受信信号に対し、所定の受信処理を施す。前記所定の受信処理には、フィルタ処理，信号増幅及び周波数変換などが含まれる。
【００２９】
このため、アナログ受信部２は、例えば図６に示す構成をそなえる。
図６は、図５のアナログ受信部２の構成の一例を示す図である。
図６に示すように、アナログ受信部２は、例示的に、ＲＦ（Radio Frequency）バンドパスフィルタ２−１と、低雑音増幅器２−２と、周波数変換器２−３と、ＩＦ（Intermediate Frequency）バンドパスフィルタ２−４と、局部発信器２−５とをそなえる。
【００３０】
ＲＦバンドパスフィルタ２−１は、受信した無線周波数信号（以下ＲＦ信号ともいう）に対して無線周波数帯におけるフィルタ処理を施すことにより、所望信号の周波数から離れた周波数における妨害波信号を除去する。
低雑音増幅器２−２は、ＲＦバンドパスフィルタ２０１によって妨害波信号を除去された受信信号を、所定のレベルまで増幅する。
【００３１】
周波数変換器２−３は、低雑音増幅器２−２から出力された信号に対し、後述する局部発信器２−５から出力された局部発振周波数の信号をミキシングすることにより、中間周波数へダウンコンバートして出力する。
ＩＦバンドパスフィルタ２−４は、周波数変換器２−３から出力された信号に対して中間周波数帯におけるフィルタ処理を施すことにより、ＲＦバンドパスフィルタで除去しきれない所望信号の周波数の近傍の周波数における妨害波や、周波数変換器２−３におけるミキシングにより発生する不要波を除去する。
【００３２】
局部発信器２０５は、局部発振周波数の信号を生成し、周波数変換器２−３へ出力する。
即ち、アナログ受信部２に入力されたＲＦ信号は、中間周波数にダウンコンバートされ、ＩＦ信号として出力される。
信号分割回路３は、アナログ受信部２から出力されたＩＦ信号を、正側の信号と負側の信号とに分割し、分割した各信号をそれぞれパス１（Ｐａｔｈ１）及びパス２（Ｐａｔｈ２）へ出力する。即ち、信号分割回路３は、アナログ受信回路で受信された無線周波数信号をダウンコンバートして得られる中間周波信号を振幅に関し複数の信号部分（この例では２つの信号部分）に分割して出力する信号分割部の一例として機能するとともに、ＩＦ信号を受ける入力部と入力部を通じて入力されたＩＦ信号を振幅に関し２つの信号部分に分割して出力する２つの出力部とを有する信号分割回路の一例として機能する。
【００３３】
ＡＤＣ（Analog Digital Converter）４，５は、入力されたアナログ信号をディジタル信号で再現するため、アナログ信号を一定間隔の時間でサンプリングし、信号振幅をディジタル値に変換するものである。即ち、ＡＤＣ４，５は、信号分割部で分割された複数の信号部分のそれぞれについてアナログ／ディジタル変換してディジタル受信回路側へ出力する複数のアナログ／ディジタル変換器の一例として機能する。
【００３４】
ＡＤＣ４は、パス１に設けられたＡＤＣであり、信号分割回路３から出力された正側の信号をディジタル信号に変換して出力する。
ＡＤＣ５は、パス２に設けられたＡＤＣであり、信号分割回路３から出力された負側の信号をディジタル信号に変換して出力する。
また、ＡＤＣ４，５には、同一周波数のクロック信号（ＣＬＫ）が与えられる。
【００３５】
なお、説明のため、ＡＤＣ４，５の各々の分解能は１２ｂｉｔとする。
ディジタル受信部６は、ＡＤＣ４，５から出力された各ディジタル信号の合成を行なうとともに、ディジタルフィルタによるフィルタリング処理などの所定のディジタル処理を施す。
ＡＤＣ５により信号をディジタル化したことで信号処理が容易になるため、ディジタル受信部６は、入力された信号を任意に加工し、復調部７へ出力することができる。
【００３６】
復調部７は、ディジタル受信部６から出力された信号に対し、所定の復調処理を施す。
図７は、ディジタル受信部６における合成後の信号の時間軸波形を示す図である。なお、ディジタル受信部６で扱う信号はディジタル信号であるため、信号波形を示す際には包絡線で示す（以下においても同様である）。
以上の構成によると、アナログ受信部２から出力されたＩＦ信号を、信号分割回路３が正側の信号と負側の信号に分割して出力し、正側の信号と負側の信号のそれぞれについて１２ｂｉｔの分解能を有するＡＤＣ４，５でディジタル信号に変換するので、ＡＤＣ４，５のそれぞれが扱う振幅範囲はアナログ受信部２から出力されたＩＦ信号の半分となる。
【００３７】
これにより、無線受信装置１が扱える受信信号の振幅範囲は２倍となり、また、無線受信装置１の分解能は、等価的に、２１２（１２ｂｉｔ）の２倍、即ち、２１３（１３ｂｉｔ）となる。
なお、上述した信号分割回路３は、例えば、プッシュプル回路で構成することができる。
【００３８】
図８は、図５に示す信号分割回路３の構成の一例を示す図である。
図８に示す信号分割回路３は、例示的に、トランジスタ２１，２２と、抵抗２３〜２８からなるプッシュプル回路によって構成される。
なお、図８における端子ａ〜ｅは、図５における端子ａ〜ｅにそれぞれ対応している。
トランジスタ２１は、ＰＮＰトランジスタで構成され、トランジスタ２２は、ＮＰＮトランジスタで構成される。なお、これらのバイポーラトランジスタをＦＥＴなどの他の半導体素子に置き換えることも可能である。
【００３９】
図８に示す信号分割回路３は、端子ａに信号が入力されると、入力された信号が振幅０を基準として正側の時に、トランジスタ２１がＯＮ状態になり、トランジスタ２２がＯＦＦ状態になる。
一方、入力された信号が振幅０を基準として負側の時に、トランジスタ２２がＯＮ状態になり、トランジスタ２１がＯＦＦ状態になる。
【００４０】
これにより、端子ｄには端子ａに入力された信号の正側の信号のみが出力され、端子ｅには端子ａに入力された信号の負側の信号のみが出力される。
即ち、プッシュプル回路を用いることによって信号分割回路３の機能を実現することができる。
しかしながら、信号分割回路３を図８に示すプッシュプル回路で構成した場合、トランジスタ２１，２２のベースのＯＮ電圧の影響で、出力波形が振幅０付近で歪んでしまう。
【００４１】
図９は、プッシュプル回路によって構成された信号分割回路３から出力される信号の時間軸波形を示す図であり、図９（ａ），（ｂ）は、それぞれ信号分割回路３の端子ｄ，ｅから出力される信号の時間軸波形を示す図である。
図９（ａ），（ｂ）のそれぞれで示すように、信号分割回路３の端子ｄ，ｅから出力される信号の波形（図９（ａ），（ｂ）中実線で示す）は、振幅０付近で波形が歪むため、信号分割回路３に入力されたＩＦ信号の波形（図９（ａ），（ｂ）中点線で示し、以下理想波形ともいう）とは異なる波形になる。
【００４２】
図１０は、プッシュプル回路を用いて信号分割回路３を構成した場合の、ディジタル受信部６における合成後の信号の時間軸波形を示す図である。
このような波形歪を含んだ信号をディジタル受信部６で合成すると、合成後の信号波形は、信号分割回路３に入力されたＩＦ信号の波形とは異なり振幅０付近で不連続部分（以下、信号分割境界部分ともいう）を有する。
【００４３】
この信号の不連続部分における波形歪によって、図１１に示す誤差信号が生じてしまい、復調部７は受信した信号を正しく復調できなくなる。
そこで、本実施形態では、上記波形歪の発生を防ぐため、ディジタル受信部６は、上述した機能に加えて、信号分割回路３の端子ｂ及びｃにそれぞれパス１用制御電圧及びパス２用制御電圧を出力する。これらの各制御電圧により、信号分割回路３におけるトランジスタ２１，２２のベース電圧が変化し、波形歪みを補正することができる。
【００４４】
図１２は、波形歪みの補正方法を示す図である。
図１２（ａ）は、信号分割回路３の端子ｂにパス１用制御電圧を印加したとき端子ｄから出力される信号の時間軸波形を示す。
ディジタル受信部６は、信号分割回路３の端子ｂに印加するパス１用制御電圧を調整することによって、トランジスタ２１のベース電圧を変更し、端子ｄから出力される信号のクリップ位置を図１２（ａ）の一点差線で示す位置に調整する。
【００４５】
そして、信号分割回路３の端子ｄから出力された信号は、ＡＤＣ４においてディジタル信号へ変換された後、ディジタル受信部６へ入力される。
ここで、ディジタル受信部６は、所定のウインドウ（Ｗｉｎｄｏｗ）を用いて、ＡＤＣ４から出力された波形から、波形歪が生じていない位置を切り出すことで、波形歪を含まない正側の信号を抽出することができる（図１２（ａ）の網掛け部分参照）。
【００４６】
また、図１２（ｂ）は、信号分割回路３の端子ｃにパス２用制御電圧を印加したとき端子ｅから出力される信号の時間軸波形を示す。
端子ｅから出力される信号についても、端子ｄから出力される信号と同様の処理を施すことにより、波形歪を含まない負側の信号を抽出することができる（図１２（ｂ）の網掛け部分参照）。
【００４７】
そして、上記の手順で得られた正側及び負側の信号をディジタル受信部６において合成処理することにより、図１２（ｃ）のような波形歪を含まない信号を得ることができる。
しかしながら、上述したプッシュプル回路は、図８に示すようにアナログ素子であるトランジスタ２１，２２によって構成されており、環境温度の変化や経年劣化などによりベースのＯＮ電圧が変動する。
【００４８】
このため、上記のパス１用制御電圧及びパス２用制御電圧の最適値も変動する。
そこで、本実施形態では、パイロット信号を用いて、トランジスタ２１及び２２の特性の変動をモニタリングする。そして、当該モニタリング結果に基づき、パス１用制御電圧及びパス２用制御電圧を調整する。
パイロット信号生成部９は、クロック信号（ＣＬＫ）を用いてパイロット信号を生成するものであり、例えば、分周器などによって実現することができる。本実施形態では、パイロット信号生成部９を、クロック信号を４分周する分周器で構成する。
【００４９】
レベル可変回路１０は、パイロット信号生成部９から出力されたパイロット信号のレベルを調整するものであり、ディジタル受信部６から出力されるパイロット信号レベル制御電圧によって制御される。
なお、レベル可変回路１０は、例えば、図１３に示す回路によって実現することができる。
【００５０】
図１３は、図５に示すレベル可変回路の構成の一例を示す図である。
即ち、レベル可変回路１０は、ダイオード３１〜３４と、抵抗３５〜４０と、コンデンサ４１〜４５とをそなえる。
また、図１３における端子ｆ〜ｈは、図５における端子ｆ〜ｈにそれぞれ対応している。
【００５１】
図１３に示すレベル可変回路１０は、端子ｇへ印加するパイロット信号レベル制御電圧を調整することで、ダイオード３１〜３４のバイアス電圧を変えてダイオードの抵抗値を調整できるため、端子ｆと端子ｈとの間における減衰量を調整することができる。
即ちパイロット信号生成部９及びレベル可変回路１０は、ＩＦ信号とは周波数の異なるパイロット信号を生成するパイロット信号生成部の一例として機能する。
【００５２】
パイロット信号印加部１１は、アナログ受信部２から出力されたＩＦ信号にパイロット信号を加算し、信号分割回路３へ出力する。
以下に、パイロットを用いた無線受信装置１の時系列変化分の補正方法について説明する。なお、本実施形態で示す例はあくまで一例であり、信号周波数や信号レベルなどの条件は、ここで例示するものに限定されない。
【００５３】
無線受信装置１の時系列変化分を補正するにあたり、まず、キャリブレーションを実行することにより、パイロット信号の基準レベルを記憶するが、まず、キャリブレーションについて説明する。
図１４は、キャリブレーションのフローを示す図である。
まず、キャリブレーション信号として、ダウンコンバート後に９２．１６ＭＨｚとなる正弦波がアナログ受信部２の入力端（以下、単に入力端ともいう）に入力される（図１４のステップＳ１１参照）。即ち、キャリブレーション信号は、ＩＦ信号と同じ周波数の正弦波信号である。また、入力端におけるキャリブレーション信号のレベルは−１１０ｄＢｍとする。
【００５４】
このとき、レベル可変回路１０をＯＦＦ状態にして（レベル可変回路１０の端子ｇへ印加するパイロット信号レベル制御電圧を０Ｖにする）、ＩＦ信号にはパイロット信号を加算しない。
キャリブレーション信号は、信号分割回路３によって分割され、ＡＤＣ４，５によってディジタル信号に変換される。このとき、ＡＤＣ４，５は、クロック信号の周波数である６１．４４ＭＨｚでサンプリングを行なう。
【００５５】
図１６は、ＡＤＣ４，５の入力端及び出力端におけるキャリブレーション信号のスペクトラムを示す図である。
キャリブレーション信号は、ＡＤＣ４，５により６１．４４ＭＨｚでサンプリングされるため、ＡＤＣ４，５から出力されると周波数が３０．７２ＭＨｚとなる。
次に、上記キャリブレーション信号と参照信号とのレベルの比較を行う（図１４のステップＳ１２参照）。
【００５６】
メモリ８は、基準となる参照信号（この参照信号は参照値情報を有する）を予め保持しており、ディジタル受信部６は、必要に応じてメモリ８から参照信号を読み出す。即ち、メモリ８は、参照値情報を記憶する記憶部の一例として機能する。
参照信号は、例えば、入力端に−１１０ｄＢｍの信号が入力された際にディジタル受信部６で観測されるべき理想的な出力レベルである。
【００５７】
なお、参照信号は、例えば、無線受信装置１の設計後に特性試験を行なうことで内部部品の特性を調べ、その特性に基づいて決定することができる。また、参照信号は、無線受信装置１の工場出荷時にメモリ８に記憶することができる。
図１７は、図５に示すディジタル受信部６におけるキャリブレーション信号及び参照信号の時間軸波形を示す図である。
【００５８】
そして、ディジタル受信部６は、キャリブレーション信号のレベルが参照信号のレベルに一致するようにパス１用制御電圧及びパス２用制御電圧を設定する（図１４のステップＳ１３参照）。
キャリブレーション信号の正側の振幅の調整は、パス１用制御電圧を調整し、トランジスタ２１のベース電圧を変更することで行なう。
【００５９】
また、キャリブレーション信号の負側の振幅の調整は、パス２用制御電圧を調整し、トランジスタ２２のベース電圧を変更することで行なう。
図１７に示す例では、キャリブレーション信号の正側の振幅が、参照信号のレベルより大きいため、ディジタル受信部６は、キャリブレーション信号の正側の振幅が小さくなるようにパス１用制御電圧を調整する。
【００６０】
一方、キャリブレーション信号の負側の振幅が、参照信号のレベルより小さいため、ディジタル受信部６は、キャリブレーション信号の負側の振幅が大きくなるようにパス２用制御電圧を調整する。
また、これに伴い、ディジタル受信部６は、Ｗｉｎｄｏｗの切り出し位置を決定する。
このようにして決定されたパス１用制御電圧及びパス２用制御電圧並びにＷｉｎｄｏｗの切り出し位置はメモリ８に保存される。
【００６１】
次に、パイロット信号のレベルを決定する（図１４のステップＳ１４参照）。
図５のレベル可変回路１０をＯＮ状態にして（即ち、ディジタル受信部６が、図１３に示すレベル可変回路１０の端子ｇに＋電圧を印加して）、パイロット信号印加部１１にパイロット信号を入力する。
図１８は、図５に示すディジタル受信部６におけるパイロット信号及びキャリブレーション信号のスペクトラムを示す図である。
【００６２】
パイロット信号生成部９は、６１．４４ＭＨｚのクロック信号を４分周してパイロット信号を生成しているため、パイロット信号の周波数は１５．３６ＭＨｚである。
ディジタル受信部６は、この図１８におけるパイロット信号のレベルがキャリブレーション信号と同じレベルになるように、レベル可変回路１０に出力するパイロット信号レベル制御電圧を調整する。
【００６３】
そして、ディジタル受信部６は、このようにして調整されたパイロット信号レベル制御信号の大きさ、即ち、基準となるパイロット信号のレベルを、参照値として図５のメモリ８に記憶する。即ち、ディジタル受信部６は、参照値情報とパイロット信号とを比較して、信号分割部における信号分割境界部分の時系列変化分を補正する補正部の一例として機能する。
【００６４】
以上でキャリブレーションを完了する。
無線受信装置１の運用時において、環境温度の変化や経年劣化などにより、信号分割境界部分に時系列変化を生じるが、この信号分割境界部分の時系列変化分を補正することが行なわれる。
即ち、図１５に示すように、まず、無線受信装置１の運用前に上述のキャリブレーション方法で得られた基準となるパイロット信号の信号レベルを参照値として記憶し（図１５のステップＳ１参照）、次いで、無線受信装置１の運用中では、パイロット信号レベルと上記参照値とを比較し、無線受信装置１の時系列変化分を補正する（図１５のステップＳ２参照）。
【００６５】
なお、ここでは簡単のため、ＲＦ信号として所望信号のみが受信されるものとする。
無線受信装置１の起動時において、パイロット信号がパイロット信号印加部１１へ入力される。
この状態で、入力端にＲＦ信号が入力される。なお、ＲＦ信号は、ダウンコンバート後に中心周波数が９２．１６ＭＨｚとなる信号であり、帯域幅が２０ＭＨｚの変調信号とする。
【００６６】
このため、信号分割回路３には、中心周波数が９２．１６ＭＨｚで帯域幅が２０ＭＨｚのＩＦ信号と、１５．３６ＭＨｚのパイロット信号とが入力される。
そして、ＡＤＣ４，５が、６１．４４ＭＨｚのサンプリング周波数でサンプリングを行なうため、中心周波数が９２．１６ＭＨｚのＩＦ信号は、ＡＤＣ４，５から出力されると中心周波数が３０．７２ＭＨｚのディジタル信号となる。
【００６７】
なお、パイロット信号はＡＤＣ４，５でサンプリングを行なった後も１５．３６ＭＨｚのままである。
即ち、ディジタル受信部６には、１５．３６ＭＨｚのパイロット信号と、３０．７２ＭＨｚのディジタル信号とが入力される。
図１９は、図５に示す無線受信装置１の運用時において、ＡＤＣ４，５の入力端における所望信号及びディジタル受信部６で観測される各信号のスペクトラムを示す図である。
【００６８】
また、図２０は、図５に示す無線受信装置１の運用時において、ディジタル受信部６で観測されるパイロット信号の時間軸波形を示す図である。
環境温度の変化などにより、トランジスタ２１，２２のベース電圧による信号クリップ位置が変動すると、パイロット信号のレベルが変動する。
ディジタル受信部６は、無線受信装置１の運用中、常にパイロット信号をモニタリングしており、パイロット信号のレベルが変動すると、パス１用制御電圧及びパス２用制御電圧を変化させて、パイロット信号のレベルが参照値と同じようになるように調整する。
【００６９】
例えば、図２０に示す例では、ＡＤＣ４から出力されたパイロット信号のレベルが参照値より大きいため、ディジタル受信部６は、ＡＤＣ４から出力されたパイロット信号のレベルが小さくなるようにパス１用制御電圧を調整する。
一方、ＡＤＣ５から出力されたパイロット信号のレベルが参照値より小さいため、ディジタル受信部６は、ＡＤＣ５から出力されたパイロット信号のレベルが大きくなるようにパス２用制御電圧を調整する。
【００７０】
このように、パイロット信号のレベルが常に参照値と同じようになるようにパス１用制御電圧及びパス２用制御電圧を調整することで、トランジスタ２１，２２のベース電圧による信号クリップ位置を常に適正位置に保つことができる。
即ち、無線受信装置１は、例えば運用中に環境温度の変動が生じたとしても、自動的に信号クリップ位置を最適位置に保つことができる。
【００７１】
なお、ディジタル受信部６は、帯域幅２０ＭＨｚのディジタルフィルタを用いてパイロット信号及び妨害波を除去した後に、所望信号のみを復調部７へ出力する。
以上のように、本実施例によれば、信号分割回路３がＩＦ信号を正側の信号と負側の信号に分割し、ＡＤＣ４，５が正側の信号及び負側の信号のそれぞれについてディジタル信号に変換するので、複雑な回路や高価なＡＤＣを用いることなく無線受信装置のダイナミックレンジを拡大することができる。
【００７２】
また、ディジタル受信部６が、信号分割回路３にパス１用制御電圧及びパス２用制御電圧を出力して信号クリップ位置を調整し、Ｗｉｎｄｏｗを用いて波形歪成分を除去するので、プッシュプル回路を用いて信号分割回路３を構成した場合であっても、波形歪の発生を防ぐことができる。
さらに、パイロット信号を用いて回路特性の変動をモニタリングすることにより、信号分割回路の信号クリップ位置を回路特性の変動にあわせて自動的に調整することができ、安定した受信特性を得ることができる。
【００７３】
〔２〕第１変形例
なお、一実施形態に係る信号分割回路３を多段構成にすることにより、より多くのＡＤＣをそなえた無線受信装置を実現することができる。
図２１は、第１変形例に係る無線受信装置１′の構成の一例を示す図である。
図２１に示す無線受信装置１′は、例示的に、アナログ受信部２と、信号分割部３０と、ＡＤＣ４Ａ，５Ａ，４Ｂ，５Ｂと、ディジタル受信部６と、復調部７と、メモリ８と、パイロット信号生成部９と、レベル可変回路１０と、パイロット信号印加部１１とをそなえる。なお、図２１中、既述の符号を付した各構成については、前述の各構成と同様の機能を具備するので、その詳細な説明は省略する。
【００７４】
信号分割部３０は、それぞれ同じ構成の３つの信号分割回路３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃをそなえて構成されており、信号上流側の信号分割回路３０Ａの２つの出力部に、一対の信号分割回路３０Ｂ，３０Ｃの各入力部が接続された信号分割回路ユニット構成を有している。
信号分割回路３０Ａは、アナログ受信部２から出力されたＩＦ信号を、振幅０を基準として正側の信号と負側の信号とに分割する。
【００７５】
信号分割回路３０Ｂ及び３０Ｃは、それぞれ信号分割回路３０Ａの出力端に接続され、信号分割回路３０Ａから出力された正側の信号及び負側の信号を更に分割する。
図２２は、信号分割回路３０Ｂ及び３０Ｃから出力される信号の時間軸波形を示す図である。
図２２は（ａ）、信号分割回路３０Ｂから出力される信号の時間軸波形を示す。
【００７６】
信号分割回路３０Ｂは、信号分割回路３０Ａから出力された正側の信号を、正側の信号の最大振幅の１／２の値を基準として、第１信号及び第２信号に分割する。
図２２は（ｂ）、信号分割回路３０Ｃから出力される信号の時間軸波形を示す。
信号分割回路３０Ｃは、信号分割回路３０Ａから出力された負側の信号を、負側の信号の最大振幅の１／２の値を基準として、第３信号及び第４信号に分割する。
【００７７】
即ち、ＡＤＣ３０Ａ〜３０Ｃが協働することにより、アナログ受信回路で受信された無線周波数信号をダウンコンバートして得られる中間周波信号を振幅に関し複数の信号部分に分割して出力する信号分割部の一例として機能し、また、ＡＤＣ３０Ａ〜３０Ｃのそれぞれが、ＩＦ信号を受ける入力部と入力部を通じて入力されたＩＦ信号を振幅に関し２つの信号部分に分割して出力する２つの出力部とを有する信号分割回路の一例として機能する。
【００７８】
上記のようにして得られた第１〜第４信号はそれぞれＡＤＣ４Ａ，５Ａ，４Ｂ，５Ｂによってディジタル信号に変換される。
以上の構成によると、アナログ受信部２から出力されたＩＦ信号を、信号分割回路３０Ａ〜３０Ｃが第１〜第４信号に分割して出力し、第１〜第４信号のそれぞれについて１２ｂｉｔの分解能を有するＡＤＣ４Ａ，５Ａ，４Ｂ，５Ｂでディジタル信号に変換するので、ＡＤＣ４Ａ，５Ａ，４Ｂ，５Ｂのそれぞれが扱う振幅範囲は、アナログ受信部２から出力されたＩＦ信号の１／４となる。
【００７９】
これにより、無線受信装置１が扱える振幅範囲は４倍となり、また、無線受信装置１の分解能は、等価的に、２１２（１２ｂｉｔ）の４倍、即ち、２１４（１４ｂｉｔ）となる。
以上のように、本変形例によると、信号分割回路を多段構成にし、より多くのＡＤＣを用いることで、無線受信装置の分解能を更に向上することができる。
【００８０】
なお、上述した実施形態と同様、信号分割回路３０Ａ〜３０Ｃは、それぞれ図８に示すプッシュプル回路で構成することができる。
この場合、ディジタル受信部６が、信号分割回路３０Ａ〜３０Ｃに制御電圧を印加することにより、上述した実施形態と同様、波形歪の発生を防ぐことができる。
また、パイロット信号を用いて、信号分割回路３０Ａ〜３０Ｃ内のそれぞれがそなえるトランジスタの特性変化をモニタリングすることにより、信号分割回路３０Ａ〜３０Ｃに印加する制御電圧を常に最適な状態に保つことができる。
【００８１】
〔３〕第２変形例
上述した一実施形態及び第１変形例において、無線受信装置１，１′の動作環境が安定している場合、回路構成をより簡単化することができる。
ここでは、一実施形態と同様、１つの信号分割回路及び２つのＡＤＣをそなえて構成された例について説明するが、第１変形例のように３つの信号分割回路及び４つのＡＤＣをそなえて構成された場合や、更に多くの信号分割回路及びＡＤＣをそなえて構成された場合についても同様に実施可能である。
【００８２】
図２３は、第２変形例に係る無線受信装置１Ａの構成の一例を示す図である。
図２３に示す無線受信装置１Ａは、例示的に、アナログ受信部２と、信号分割回路３と、ＡＤＣ４，５と、ディジタル受信部６と、復調部７とをそなえる。
即ち、第２実施形態に係る無線受信装置は、図５に示す無線受信装置１におけるメモリ８，パイロット信号生成部９，レベル可変回路１０及びパイロット信号印加部を省略して構成することができる。
【００８３】
以上のように本変形例によると、無線受信装置の回路構成が簡略化されるため、無線受信装置の低消費電力化、省スペース化，低コスト化などのメリットが得られる。
〔４〕第３変形例
また、第２変形例において、信号分割回路３を理想的な半端整流回路などで構成し、波形歪み成分の発生を抑えることができた場合、回路構成を更に簡単化することができる。
【００８４】
ここでは、一実施形態と同様、１つの信号分割回路及び２つのＡＤＣをそなえて構成された例について説明するが、第１変形例のように３つの信号分割回路及び４つのＡＤＣをそなえて構成された場合や、更に多くの信号分割回路及びＡＤＣをそなえて構成された場合についても同様に実施可能である。
図２４は、第３変形例に係る無線受信装置１Ｂの構成の一例を示す図である。
【００８５】
図２４に示す無線受信装置１Ｂは、例示的に、アナログ受信部２と、信号分割回路３と、ＡＤＣ４，５と、ディジタル受信部６と、復調部７とをそなえる。
ここで、第３実施形態に係る無線受信装置におけるディジタル受信部６は、ＡＤＣ４，５から出力された信号を合成する機能及びディジタルフィルタによるフィルタリングなどの所定のディジタル処理を施す機能のみを有する。
【００８６】
即ち、信号分割回路３において生じる波形歪を補正するための、信号分割回路３への制御電圧を出力する機能や、ＡＤＣ４，５から出力された信号からウインドウを用いて波形歪を切り出す機能を省略することができる。
以上のように、本変形例によると、無線受信装置の処理負荷を軽減することができる。
〔５〕その他
なお、上述した実施形態及び各変形例において、アナログ受信部２、信号分割回路３，３０Ａ〜３０Ｃ、パイロット信号生成部９、レベル可変回路１０及びパイロット信号印加部１１は、各種のアナログ回路を適宜組み合わせて実現される（アナログ部）。また、ディジタル受信部６，復調部７はＤＳＰやＣＰＵなどを用いて実現される（ディジタル部）。
【００８７】
また、上述した無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂの各構成，各手段及び各機能は、必要に応じて取捨選択されてもよいし、適宜組み合わせられてもよい。即ち、上述した本発明の機能を発揮できるように、上記の各構成及び各機能は取捨選択されたり、適宜組み合わせて用いられたりしてもよい。
さらに、上述した無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂの各構成，各手段及び各機能を、適宜用いて、無線基地局装置（例えば、フェムトセルに用いられる小型基地局装置）を構成することができる。
【００８８】
図２５は、上述した実施形態及び各変形例に係る無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂを適用した無線基地局装置の構成を示す図である。
図２５に示す無線基地局装置５０は、例示的に、有線インタフェース（ＩＦ；Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）５１と、有線受信処理部５２と、有線送信処理部５３と、無線送信処理部５４と、無線受信処理部５５と、無線インタフェース５６と、Ｋ（Ｋは１以上の自然数）本のアンテナ５７−１〜５７−Ｋと、ＣＰＵ５８と、論理回路５９と、メモリ６０とをそなえる。なお、以下では、アンテナ５７−１〜５７−Ｋを区別しない場合、単にアンテナ５７と表記する。
【００８９】
有線インタフェース５１は、無線基地局装置５０と、外部ネットワークもしくは上位装置との通信を制御する。
有線受信処理部５２は、有線インタフェース５１から入力された信号に復調処理や復号処理など所定の信号処理を施す。
有線送信処理部５３は、外部ネットワークもしくは上位装置へ送信する信号に符号化処理や変調処理など所定の信号処理を施す。
【００９０】
無線送信処理部５４は、移動局へ送信する信号に符号化処理、変調処理などの所定の信号処理を施し、アンテナ１３０へ出力する。
無線受信処理部５５は、移動局から送信された無線信号に復調処理、復号処理など所定の信号処理を施すもので、無線インタフェース５６は、アップコンバートやダウンコンバートなどの周波数変換処理などを施すことにより、後述するアンテナ５７で送受信を行なう無線信号と、無線基地局装置５０で扱う信号とを相互に変換するものである。
【００９１】
これらの、無線受信処理部５５や無線インタフェース５６が、上述した実施形態及び各変形例に係る無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂを構成する。
例えば、無線受信処理部５５は、上述した実施形態及び各変形例に係る無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂにおける信号分割回路３，３０Ａ〜３０Ｃ，ＡＤＣ４，５，４Ａ，５Ａ，４Ｂ，５Ｂ，ディジタル受信部６，復調部７，メモリ８，パイロット信号生成部９，レベル可変回路１０，パイロット信号印加部１１によって構成することができ、無線インタフェース５６は、上述した実施形態及び各変形例に係る無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂにおけるアナログ受信部２によって構成することができる。
【００９２】
アンテナ５７は、それぞれ、基地局へ無線信号を送信する送信アンテナ及び移動局から無線信号を受信する受信アンテナとして機能する。なお、アンテナ５７−１〜５７−Ｋのうちの一部が送信アンテナとして機能し、残りが受信アンテナとして機能しても良いし、アンテナ５７−１〜５７−Ｋのそれぞれが送受信アンテナとして機能しても良い。
ＣＰＵ５８は、バスによって相互接続された論理回路５９及びメモリ６０と協働することにより、有線受信処理部５２，有線送信処理部５３，無線送信処理部５４及び無線受信処理部５５を制御する。
【００９３】
以上のようにして、上述した実施形態及び各変形例に係る無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂは無線基地局装置５０に適用することができる。
また、上述した実施形態及び各変形例において、パイロット信号生成部９は、クロック信号を４分周する分周器で構成したが、パイロット信号の周波数は、パイロット信号がＩＦ信号に干渉しない範囲で任意に決定することができる。
【００９４】
さらに、上述した各変形例において、信号分割回路３０Ａの後段に信号分割回路３０Ｂ，３０Ｃが接続される２段接続とし、４つのＡＤＣを用いる例を示したが、同様の要領で信号分割回路を多段接続することにより、更に多くのＡＤＣを用いた受信処理を行なうことができる。
例えば、信号分割回路をＮ（Ｎは２以上の自然数）段接続することにより、２Ｎ倍個のＡＤＣを使用した受信処理を行なうことができ、各ＡＤＣの分解能の２Ｎ倍の分解能を有する受信回路１′を実現することができる。
【００９５】
また、上述した実施形態及び各変形例において、複数のＡＤＣには、同一の分解能を有するＡＤＣを用いたが、こうすることで、部品の調達を低コストで行なうことができ、また、部品管理も容易である。ただし、分解能の異なるＡＤＣを用いた場合であっても、同様に実施可能である。
以上の実施形態及び各変形例に関し、さらに以下の付記を開示する。
【００９６】
〔６〕付記
（付記１）
アナログ受信回路で受信された無線周波数信号（以下ＲＦ信号という）を周波数変換して得られる中間周波信号（以下ＩＦ信号という）を振幅に関し複数の信号部分に分割して出力する信号分割部と、
該信号分割部で分割された複数の信号部分のそれぞれについてアナログ／ディジタル変換してディジタル受信回路側へ出力する複数のアナログ／ディジタル変換器とをそなえて構成されたことを特徴とする、無線受信装置。
【００９７】
（付記２）
該信号分割部が、該ＩＦ信号を受ける入力部と該入力部を通じて入力された該ＩＦ信号を振幅に関し２つの信号部分に分割して出力する２つの出力部とを有する信号分割回路を少なくとも１つそなえていることを特徴とする、付記１記載の無線受信装置。
（付記３）
該信号分割部が、
該信号分割回路を複数そなえ、
該複数の信号分割回路が、信号上流側の信号分割回路の２つの出力部に一対の信号分割回路の各入力部が接続された信号分割回路ユニット構成を有していることを特徴とする、付記２記載の無線受信装置。
【００９８】
（付記４）
該信号分割部が信号分割境界部分に信号不連続部分を生成する回路として構成され、
該信号分割部で生成される該信号不連続部分の影響を除去する信号不連続部分除去部が設けられたことを特徴とする、付記１ないし付記３のいずれかに記載の無線受信装置。
（付記５）
該信号分割回路が、
一対のプッシュプル接続された各トランジスタからの出力を出力信号とし、各出力信号の信号分割境界部分に信号不連続部分が生成される回路として構成され、
該信号分割回路における各トランジスタの信号クリップ位置を調整して該信号不連続部分の影響を除去する信号不連続部分除去回路が設けられたことを特徴とする、付記２または付記３に記載の無線受信装置。
【００９９】
（付記６）
参照値情報を記憶する記憶部と、
該ＩＦ信号とは周波数の異なるパイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、
該参照値情報と該パイロット信号とを比較して、該信号分割部における該信号分割境界部分の時系列変化分を補正する補正部とが設けられたことを特徴とする、付記１ないし付記５のいずれかに記載の無線受信装置。
【０１００】
（付記７）
付記１ないし付記６のいずれかに記載の無線受信装置について、
キャリブレーション信号を該信号分割部の入力側から入力するステップと、
該キャリブレーション信号と参照信号と比較して、該キャリブレーション信号が該参照信号と一致するように調整するステップと、
該ＩＦ信号とは周波数の異なるパイロット信号が該調整されたキャリブレーション信号と一致するように該パイロット信号の信号レベルを決定するステップとをそなえたことを特徴とする、無線受信装置のキャリブレーション方法。
【０１０１】
（付記８）
該キャリブレーション信号が該ＩＦ信号と同じ周波数の正弦波信号であることを特徴とする、付記7記載の無線受信装置のキャリブレーション方法。
（付記９）
付記７または付記８に記載の無線受信装置のキャリブレーション方法で得られた該パイロット信号の信号レベルを参照値情報として記憶するステップと、
入力されたパイロット信号と該参照値情報とを比較して、該信号分割部における該信号分割境界部分の時系列変化分を補正するステップとをそなえたことを特徴とする、無線受信装置の時系列変化分補正方法。
【０１０２】
（付記１０）
付記１ないし付記６のいずれかに記載の無線受信装置を有することを特徴とする、無線基地局装置。
【符号の説明】
【０１０３】
１００ 無線受信装置
２００ アナログ受信部
２０１ ＲＦバンドパスフィルタ
２０２ 低雑音増幅器
２０３ 周波数変換器
２０４ ＩＦバンドパスフィルタ
３００ ＡＤＣ
４００ ディジタル受信部
５００ 復調部
１，１′，１Ａ，１Ｂ 無線受信装置
２ アナログ受信部
２−１ ＲＦバンドパスフィルタ
２−２ 低雑音増幅器
２−３ 周波数変換器
２−４ ＩＦバンドパスフィルタ
２−５ 局部発信器
３，３０Ａ〜３０Ｃ 信号分割回路
３０ 信号分割部
４，５，４Ａ，５Ａ，４Ｂ，５Ｂ ＡＤＣ
６ ディジタル受信部
７ 復調部
８ メモリ
９ パイロット信号生成部
１０ レベル可変回路
１１ パイロット信号印加部
２１，２２ トランジスタ
２３〜２８，３５〜４０ 抵抗
３１〜３４ ダイオード
４１〜４５ コンデンサ
５０ 無線基地局装置
５１ 有線インタフェース
５２ 有線受信処理部
５３ 有線送信処理部
５４ 無線送信処理部
５５ 無線受信処理部
５６ 無線インタフェース
５７−１〜５７−Ｋ アンテナ
５８ ＣＰＵ
５９ 論理回路
６０ メモリ
【技術分野】
【０００１】
本件は、無線受信装置、無線受信装置のキャリブレーション方法、無線受信装置の時系列変化分補正方法及び無線基地局装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話システムなどの無線通信システムにおけるデータ通信の需要が急拡大しており、無線通信システムのトラフィックを分散するために小型の基地局装置の設置需要が増加している。
また、通信速度の高速化やブローバンド化の進展に伴い、各システムで使用される無線通信用周波数が密集しており、複数周波数の無線信号が通信サービスエリアに密集して混在している。
【０００３】
このため、無線受信装置においては、自装置宛ての無線信号（所望信号）以外に、所望信号の周波数に近接した周波数の他装置宛ての無線信号（妨害波）が受信される。
無線受信装置は、所望信号を正しく復調するために、復調部入力前において、受信した信号から妨害波を除去する必要がある。
そこで、従来における無線受信装置は、例えば、図１に示す構成をそなえる。
【０００４】
図１は、従来における無線受信装置の構成の一例を示す図である。
図１に示すように、無線受信装置１００は、例示的に、アナログ受信部２００と、アナログ／ディジタル変換器（以下、ＡＤＣということがある。ＡＤＣはAnalog-Digital Converterの略語である。）３００と、ディジタル受信部４００と、復調部５００とをそなえる。
【０００５】
アナログ受信部２００は、受信信号に対し、所定の受信処理を施す。前記所定の受信処理には、フィルタ処理，信号増幅及び周波数変換などが含まれる。
このため、アナログ受信部２００は、例えば図２に示す構成をそなえる。
図２は、図１のアナログ受信部２００の構成の一例を示す図である。
図２に示すように、アナログ受信部２００は、例示的に、ＲＦ（Radio Frequency）バンドパスフィルタ２０１と、低雑音増幅器２０２と、周波数変換器２０３と、ＩＦ（Intermediate Frequency）バンドパスフィルタ２０４とをそなえる。
【０００６】
ＲＦバンドパスフィルタ２０１は、受信した無線周波数信号（以下ＲＦ信号ともいう）に対して無線周波数帯におけるフィルタ処理を施すことにより、所望信号の周波数から離れた周波数における妨害波信号を除去する。
低雑音増幅器２０２は、ＲＦバンドパスフィルタ２０１によって妨害波信号を除去された受信信号を、所定のレベルまで増幅する。
【０００７】
周波数変換器２０３は、低雑音増幅器２０２から出力された信号に対し、局部発振周波数の信号をミキシングすることにより、中間周波数へダウンコンバートして出力する。
ＩＦバンドパスフィルタ２０４は、周波数変換器２０３から出力された信号に対して中間周波数帯におけるフィルタ処理を施すことにより、ＲＦバンドパスフィルタで除去しきれない所望信号の周波数の近傍の周波数における妨害波や、周波数変換器２０３におけるミキシングにより発生する不要波を除去する。
【０００８】
ＩＦバンドパスフィルタ２０４でフィルタ処理が施された信号は、中間周波信号（以下ＩＦ信号ともいう）としてＡＤＣ３００に出力される。
即ち、アナログ受信部２００において、ＲＦバンドパスフィルタ２０１及びＩＦバンドパスフィルタ２０４が協働することにより妨害波の除去を行なう。
一方、図１のディジタル受信部４００は、入力された信号にディジタル処理を施すものであり、アナログ受信部２００で除去しきれない所望信号の周波数に非常に近接した周波数の妨害波を除去する。
【０００９】
即ち、所望信号の周波数に対して妨害波の周波数が近いと、ＲＦバンドパスフィルタ２０１及びＩＦバンドパスフィルタ２０４で妨害波を十分に除去しきれない場合があるため、ディジタル受信部４００は、ディジタル受信部４００がそなえる急峻なフィルタを用いることにより、所望信号の周波数に非常に近接した周波数の妨害波を除去する。
復調部５００は、ディジタル受信部４００から出力された信号に対し、所定の復調処理を施す。
【００１０】
ＡＤＣ３００は、アナログ信号をディジタル信号で再現するため、アナログ受信部２００から出力されたアナログ信号を一定間隔の時間でサンプリングし、信号振幅をディジタル値に変換する。
このＡＤＣ３００に入力される信号には、当然、ディジタル受信部４００による受信処理が施されていないため、妨害波が十分に除去されていない場合がある。
【００１１】
例えば、以下のような場合において、妨害波の影響が深刻となる。
基地局と端末とが通信中であり、端末が基地局から遠く離れている場合、端末から送信された送信信号は、基地局において低いレベルで受信される。
このとき、基地局の近くで他無線システムの無線機が通信しており、更に、該無線機の出力電力が高い場合には、端末から送信された送信信号よりも高いレベルの他無線システムの信号が基地局で受信される。
【００１２】
図３及び図４に、ＡＤＣ３００に入力されるＩＦ信号のスペクトラム及び時間軸波形の一例を示す。
図３は、ＡＤＣ３００に入力されるＩＦ信号のスペクトラムの一例を示す図である。
ここでは説明のため、一例として、所望信号の周波数を９２．１６ＭＨｚとし、妨害波の周波数を１８４．３２ＭＨｚとする。また、両信号のＤ／Ｕ（Desired-to-Undesired signal ratio）を６０ｄＢとする。
【００１３】
図３に示す妨害波は、ＲＦバンドパスフィルタ２０１およびＩＦバンドパスフィルタ２０４では除去しきれず、ＡＤＣ３００に入力される。
図４は、ＡＤＣ３００に入力されるＩＦ信号の時間軸波形の一例を示す図である。なお、ＡＤＣ３００の分解能は、一例として１２ｂｉｔとする。
図４に示すグラフの縦軸スケールは、説明のため簡略化しているが、所望信号と妨害波のＤ／Ｕは６０ｄＢのため、妨害波の振幅は所望信号の振幅の１０００倍（２０×ｌｏｇ（１０００／１）＝６０ｄＢ）となる。
【００１４】
図４に示す所望信号と妨害波とを足し合わせた信号が、ＡＤＣ３００に入力される。
従って、大きなレベルの妨害波によってＡＤＣ３００の最大入力範囲を超えることがあるため、無線受信装置の受信回路を設計する際には、所望信号の受信レベルだけでなく、妨害波の受信レベルを想定して回路を設計しなければならない。
また、大きなレベルの妨害波が入力された場合、相対的に小さい所望信号をディジタル信号で再現するためには、ＡＤＣ３００の分解能を十分に確保しなければならない（１２ｂｉｔのＡＤＣでは、相対的に小さい所望信号をディジタル信号で再現できない場合がある）。
【００１５】
このように、大きなレベルの妨害波が入力された場合、ＡＤＣ３００には広いダイナミックレンジが要求される。
また、無線受信装置１００のダイナミックレンジは、ＡＤＣ３００のダイナミックレンジによって決定されるため、使用電波環境における十分な妨害波耐力を満たす無線受信装置１００を設計するためには、十分ダイナミックレンジの広いＡＤＣ３００を選択しなければならない。
【００１６】
しかしながら、ＡＤＣ３００の性能には限界がある。
無線受信装置のダイナミックレンジ不足を解決する手段として、ＡＤＣの前段において、入力信号のレベルを判定し、判定した入力信号のレベルに応じて、入力信号を減衰させる減衰器の減衰量を切り替える技術がある（下記特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開昭５２−１１９１６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
上記特許文献１に記載された技術の適用対象は音声周波数であり、最高周波数を２０ｋＨｚとしている。
一方、本件の対象としている無線受信装置１００は、ＩＦ信号の周波数が数百ＭＨｚである。
上記特許文献１に記載された技術を、数百ＭＨｚの信号を扱う無線受信装置に適用した場合、減衰器における減衰量の誤差が大きくなるため、微弱な所望信号を受信すると、減衰量の誤差によって感度点付近の微弱な所望信号が埋もれてしまい、復調することができなくなる。
【００１９】
このため、上記特許文献１に記載された技術を無線受信装置に適用することはできない。
また、上記特許文献１に記載された技術は、入力レベルを判定する回路や減衰器を必要とするため、回路が複雑になり、実装スペースやコストが大幅に増加する。
そこで、本件は、無線受信装置の受信ダイナミックレンジを拡大することを目的の１つとする。
【００２０】
なお、前記目的に限らず、後述する発明を実施するための形態に示す各構成により導かれる作用効果であって、従来の技術によっては得られない作用効果を奏することも本発明の他の目的の一つとして位置付けることができる。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
（１）第１の案として、アナログ受信回路で受信された無線周波数信号（以下ＲＦ信号という）を周波数変換して得られる中間周波信号（以下ＩＦ信号という）を振幅に関し複数の信号部分に分割して出力する信号分割部と、該信号分割部で分割された複数の信号部分のそれぞれについてアナログ／ディジタル変換してディジタル受信回路側へ出力する複数のアナログ／ディジタル変換器とをそなえて構成された、無線受信装置を用いることができる。
【００２２】
（２）また、第２の案として、上記無線受信装置について、キャリブレーション信号を該信号分割部の入力側から入力するステップと、該キャリブレーション信号と参照信号と比較して、該キャリブレーション信号が該参照信号と一致するように調整するステップと、該ＩＦ信号とは周波数の異なるパイロット信号が該調整されたキャリブレーション信号と一致するように該パイロット信号の信号レベルを決定するステップとをそなえた、無線受信装置のキャリブレーション方法を用いることができる。
【００２３】
（３）さらに、第３の案として、上記の無線受信装置のキャリブレーション方法で得られた該パイロット信号の信号レベルを参照値情報として記憶するステップと、入力されたパイロット信号と該参照値情報とを比較して、該信号分割部における該信号分割境界部分の時系列変化分を補正するステップとをそなえた、無線受信装置の時系列変化分補正方法を用いることができる。
【００２４】
（４）また、第４の案として、上記無線受信装置を有する、無線基地局装置を用いることができる。
【発明の効果】
【００２５】
無線受信装置の受信ダイナミックレンジを拡大することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】従来における無線受信装置の構成の一例を示す図である。
【図２】図１に示すアナログ受信部の構成の一例を示す図である。
【図３】ＩＦ信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図４】ＩＦ信号の時間軸波形の一例を示す図である。
【図５】一実施形態に係る無線受信装置の構成の一例を示す図である。
【図６】図５に示すアナログ受信部の構成の一例を示す図である。
【図７】ディジタル受信部における合成後の信号の時間軸波形を示す図である。
【図８】図５に示す信号分割回路の構成の一例を示す図である。
【図９】（ａ），（ｂ）は図６に示す信号分割回路から出力される信号の時間軸波形の一例を示す図である。
【図１０】図６に示す信号分割回路を用いた場合の、ディジタル受信部における合成後の信号の時間軸波形を示す図である。
【図１１】図６に示す信号分割回路用いたことに起因する波形歪によって生じる誤差信号の時間軸波形を示す図である。
【図１２】（ａ）〜（ｃ）は一実施形態に係る波形歪みの補正方法を示す図である。
【図１３】図５に示すレベル可変回路の構成の一例を示す図である。
【図１４】一実施形態に係るキャリブレーションのフローを示す図である。
【図１５】一実施形態に係る無線受信装置の時系列変化分を補正するフローを示す図である。
【図１６】図５に示すＡＤＣの入力端及び出力端におけるキャリブレーション信号のスペクトラムを示す図である。
【図１７】図５に示すディジタル受信部におけるキャリブレーション信号及び参照信号の時間軸波形を示す図である。
【図１８】図５に示すディジタル受信部におけるパイロット信号及びキャリブレーション信号のスペクトラムを示す図である。
【図１９】図５に示す無線受信装置の運用時において、ＡＤＣの入力端における所望信号及びディジタル受信部で観測される各信号のスペクトラムを示す図である。
【図２０】図５に示す無線受信装置の運用時において、ディジタル受信部で観測されるパイロット信号の時間軸波形を示す図である。
【図２１】第１変形例に係る無線受信装置の構成の一例を示す図である。
【図２２】（ａ），（ｂ）は図２１に示すＡＤＣから出力されるディジタル信号の時間軸波形を示す図である。
【図２３】第２変形例に係る無線受信装置の構成の一例を示す図である。
【図２４】第３変形例に係る無線受信装置の構成の一例を示す図である。
【図２５】無線基地局装置の構成の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、以下に示す実施の形態は、あくまでも例示に過ぎず、以下に示す各実施形態及び変形例で明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。即ち、各実施形態及び変形例を、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できることはいうまでもない。
〔１〕一実施形態
図５は、本願の一実施形態に係る無線受信装置の構成の一例を示す図である。
【００２８】
図５に示す無線受信装置１は、例示的に、アナログ受信部２と、信号分割回路（この信号分割回路を、信号分岐回路という場合もある）３と、ＡＤＣ４，５と、ディジタル受信部６と、復調部７と、メモリ８と、パイロット信号生成部９と、レベル可変回路１０と、パイロット信号印加部１１とをそなえる。
アナログ受信部は２、受信信号に対し、所定の受信処理を施す。前記所定の受信処理には、フィルタ処理，信号増幅及び周波数変換などが含まれる。
【００２９】
このため、アナログ受信部２は、例えば図６に示す構成をそなえる。
図６は、図５のアナログ受信部２の構成の一例を示す図である。
図６に示すように、アナログ受信部２は、例示的に、ＲＦ（Radio Frequency）バンドパスフィルタ２−１と、低雑音増幅器２−２と、周波数変換器２−３と、ＩＦ（Intermediate Frequency）バンドパスフィルタ２−４と、局部発信器２−５とをそなえる。
【００３０】
ＲＦバンドパスフィルタ２−１は、受信した無線周波数信号（以下ＲＦ信号ともいう）に対して無線周波数帯におけるフィルタ処理を施すことにより、所望信号の周波数から離れた周波数における妨害波信号を除去する。
低雑音増幅器２−２は、ＲＦバンドパスフィルタ２０１によって妨害波信号を除去された受信信号を、所定のレベルまで増幅する。
【００３１】
周波数変換器２−３は、低雑音増幅器２−２から出力された信号に対し、後述する局部発信器２−５から出力された局部発振周波数の信号をミキシングすることにより、中間周波数へダウンコンバートして出力する。
ＩＦバンドパスフィルタ２−４は、周波数変換器２−３から出力された信号に対して中間周波数帯におけるフィルタ処理を施すことにより、ＲＦバンドパスフィルタで除去しきれない所望信号の周波数の近傍の周波数における妨害波や、周波数変換器２−３におけるミキシングにより発生する不要波を除去する。
【００３２】
局部発信器２０５は、局部発振周波数の信号を生成し、周波数変換器２−３へ出力する。
即ち、アナログ受信部２に入力されたＲＦ信号は、中間周波数にダウンコンバートされ、ＩＦ信号として出力される。
信号分割回路３は、アナログ受信部２から出力されたＩＦ信号を、正側の信号と負側の信号とに分割し、分割した各信号をそれぞれパス１（Ｐａｔｈ１）及びパス２（Ｐａｔｈ２）へ出力する。即ち、信号分割回路３は、アナログ受信回路で受信された無線周波数信号をダウンコンバートして得られる中間周波信号を振幅に関し複数の信号部分（この例では２つの信号部分）に分割して出力する信号分割部の一例として機能するとともに、ＩＦ信号を受ける入力部と入力部を通じて入力されたＩＦ信号を振幅に関し２つの信号部分に分割して出力する２つの出力部とを有する信号分割回路の一例として機能する。
【００３３】
ＡＤＣ（Analog Digital Converter）４，５は、入力されたアナログ信号をディジタル信号で再現するため、アナログ信号を一定間隔の時間でサンプリングし、信号振幅をディジタル値に変換するものである。即ち、ＡＤＣ４，５は、信号分割部で分割された複数の信号部分のそれぞれについてアナログ／ディジタル変換してディジタル受信回路側へ出力する複数のアナログ／ディジタル変換器の一例として機能する。
【００３４】
ＡＤＣ４は、パス１に設けられたＡＤＣであり、信号分割回路３から出力された正側の信号をディジタル信号に変換して出力する。
ＡＤＣ５は、パス２に設けられたＡＤＣであり、信号分割回路３から出力された負側の信号をディジタル信号に変換して出力する。
また、ＡＤＣ４，５には、同一周波数のクロック信号（ＣＬＫ）が与えられる。
【００３５】
なお、説明のため、ＡＤＣ４，５の各々の分解能は１２ｂｉｔとする。
ディジタル受信部６は、ＡＤＣ４，５から出力された各ディジタル信号の合成を行なうとともに、ディジタルフィルタによるフィルタリング処理などの所定のディジタル処理を施す。
ＡＤＣ５により信号をディジタル化したことで信号処理が容易になるため、ディジタル受信部６は、入力された信号を任意に加工し、復調部７へ出力することができる。
【００３６】
復調部７は、ディジタル受信部６から出力された信号に対し、所定の復調処理を施す。
図７は、ディジタル受信部６における合成後の信号の時間軸波形を示す図である。なお、ディジタル受信部６で扱う信号はディジタル信号であるため、信号波形を示す際には包絡線で示す（以下においても同様である）。
以上の構成によると、アナログ受信部２から出力されたＩＦ信号を、信号分割回路３が正側の信号と負側の信号に分割して出力し、正側の信号と負側の信号のそれぞれについて１２ｂｉｔの分解能を有するＡＤＣ４，５でディジタル信号に変換するので、ＡＤＣ４，５のそれぞれが扱う振幅範囲はアナログ受信部２から出力されたＩＦ信号の半分となる。
【００３７】
これにより、無線受信装置１が扱える受信信号の振幅範囲は２倍となり、また、無線受信装置１の分解能は、等価的に、２１２（１２ｂｉｔ）の２倍、即ち、２１３（１３ｂｉｔ）となる。
なお、上述した信号分割回路３は、例えば、プッシュプル回路で構成することができる。
【００３８】
図８は、図５に示す信号分割回路３の構成の一例を示す図である。
図８に示す信号分割回路３は、例示的に、トランジスタ２１，２２と、抵抗２３〜２８からなるプッシュプル回路によって構成される。
なお、図８における端子ａ〜ｅは、図５における端子ａ〜ｅにそれぞれ対応している。
トランジスタ２１は、ＰＮＰトランジスタで構成され、トランジスタ２２は、ＮＰＮトランジスタで構成される。なお、これらのバイポーラトランジスタをＦＥＴなどの他の半導体素子に置き換えることも可能である。
【００３９】
図８に示す信号分割回路３は、端子ａに信号が入力されると、入力された信号が振幅０を基準として正側の時に、トランジスタ２１がＯＮ状態になり、トランジスタ２２がＯＦＦ状態になる。
一方、入力された信号が振幅０を基準として負側の時に、トランジスタ２２がＯＮ状態になり、トランジスタ２１がＯＦＦ状態になる。
【００４０】
これにより、端子ｄには端子ａに入力された信号の正側の信号のみが出力され、端子ｅには端子ａに入力された信号の負側の信号のみが出力される。
即ち、プッシュプル回路を用いることによって信号分割回路３の機能を実現することができる。
しかしながら、信号分割回路３を図８に示すプッシュプル回路で構成した場合、トランジスタ２１，２２のベースのＯＮ電圧の影響で、出力波形が振幅０付近で歪んでしまう。
【００４１】
図９は、プッシュプル回路によって構成された信号分割回路３から出力される信号の時間軸波形を示す図であり、図９（ａ），（ｂ）は、それぞれ信号分割回路３の端子ｄ，ｅから出力される信号の時間軸波形を示す図である。
図９（ａ），（ｂ）のそれぞれで示すように、信号分割回路３の端子ｄ，ｅから出力される信号の波形（図９（ａ），（ｂ）中実線で示す）は、振幅０付近で波形が歪むため、信号分割回路３に入力されたＩＦ信号の波形（図９（ａ），（ｂ）中点線で示し、以下理想波形ともいう）とは異なる波形になる。
【００４２】
図１０は、プッシュプル回路を用いて信号分割回路３を構成した場合の、ディジタル受信部６における合成後の信号の時間軸波形を示す図である。
このような波形歪を含んだ信号をディジタル受信部６で合成すると、合成後の信号波形は、信号分割回路３に入力されたＩＦ信号の波形とは異なり振幅０付近で不連続部分（以下、信号分割境界部分ともいう）を有する。
【００４３】
この信号の不連続部分における波形歪によって、図１１に示す誤差信号が生じてしまい、復調部７は受信した信号を正しく復調できなくなる。
そこで、本実施形態では、上記波形歪の発生を防ぐため、ディジタル受信部６は、上述した機能に加えて、信号分割回路３の端子ｂ及びｃにそれぞれパス１用制御電圧及びパス２用制御電圧を出力する。これらの各制御電圧により、信号分割回路３におけるトランジスタ２１，２２のベース電圧が変化し、波形歪みを補正することができる。
【００４４】
図１２は、波形歪みの補正方法を示す図である。
図１２（ａ）は、信号分割回路３の端子ｂにパス１用制御電圧を印加したとき端子ｄから出力される信号の時間軸波形を示す。
ディジタル受信部６は、信号分割回路３の端子ｂに印加するパス１用制御電圧を調整することによって、トランジスタ２１のベース電圧を変更し、端子ｄから出力される信号のクリップ位置を図１２（ａ）の一点差線で示す位置に調整する。
【００４５】
そして、信号分割回路３の端子ｄから出力された信号は、ＡＤＣ４においてディジタル信号へ変換された後、ディジタル受信部６へ入力される。
ここで、ディジタル受信部６は、所定のウインドウ（Ｗｉｎｄｏｗ）を用いて、ＡＤＣ４から出力された波形から、波形歪が生じていない位置を切り出すことで、波形歪を含まない正側の信号を抽出することができる（図１２（ａ）の網掛け部分参照）。
【００４６】
また、図１２（ｂ）は、信号分割回路３の端子ｃにパス２用制御電圧を印加したとき端子ｅから出力される信号の時間軸波形を示す。
端子ｅから出力される信号についても、端子ｄから出力される信号と同様の処理を施すことにより、波形歪を含まない負側の信号を抽出することができる（図１２（ｂ）の網掛け部分参照）。
【００４７】
そして、上記の手順で得られた正側及び負側の信号をディジタル受信部６において合成処理することにより、図１２（ｃ）のような波形歪を含まない信号を得ることができる。
しかしながら、上述したプッシュプル回路は、図８に示すようにアナログ素子であるトランジスタ２１，２２によって構成されており、環境温度の変化や経年劣化などによりベースのＯＮ電圧が変動する。
【００４８】
このため、上記のパス１用制御電圧及びパス２用制御電圧の最適値も変動する。
そこで、本実施形態では、パイロット信号を用いて、トランジスタ２１及び２２の特性の変動をモニタリングする。そして、当該モニタリング結果に基づき、パス１用制御電圧及びパス２用制御電圧を調整する。
パイロット信号生成部９は、クロック信号（ＣＬＫ）を用いてパイロット信号を生成するものであり、例えば、分周器などによって実現することができる。本実施形態では、パイロット信号生成部９を、クロック信号を４分周する分周器で構成する。
【００４９】
レベル可変回路１０は、パイロット信号生成部９から出力されたパイロット信号のレベルを調整するものであり、ディジタル受信部６から出力されるパイロット信号レベル制御電圧によって制御される。
なお、レベル可変回路１０は、例えば、図１３に示す回路によって実現することができる。
【００５０】
図１３は、図５に示すレベル可変回路の構成の一例を示す図である。
即ち、レベル可変回路１０は、ダイオード３１〜３４と、抵抗３５〜４０と、コンデンサ４１〜４５とをそなえる。
また、図１３における端子ｆ〜ｈは、図５における端子ｆ〜ｈにそれぞれ対応している。
【００５１】
図１３に示すレベル可変回路１０は、端子ｇへ印加するパイロット信号レベル制御電圧を調整することで、ダイオード３１〜３４のバイアス電圧を変えてダイオードの抵抗値を調整できるため、端子ｆと端子ｈとの間における減衰量を調整することができる。
即ちパイロット信号生成部９及びレベル可変回路１０は、ＩＦ信号とは周波数の異なるパイロット信号を生成するパイロット信号生成部の一例として機能する。
【００５２】
パイロット信号印加部１１は、アナログ受信部２から出力されたＩＦ信号にパイロット信号を加算し、信号分割回路３へ出力する。
以下に、パイロットを用いた無線受信装置１の時系列変化分の補正方法について説明する。なお、本実施形態で示す例はあくまで一例であり、信号周波数や信号レベルなどの条件は、ここで例示するものに限定されない。
【００５３】
無線受信装置１の時系列変化分を補正するにあたり、まず、キャリブレーションを実行することにより、パイロット信号の基準レベルを記憶するが、まず、キャリブレーションについて説明する。
図１４は、キャリブレーションのフローを示す図である。
まず、キャリブレーション信号として、ダウンコンバート後に９２．１６ＭＨｚとなる正弦波がアナログ受信部２の入力端（以下、単に入力端ともいう）に入力される（図１４のステップＳ１１参照）。即ち、キャリブレーション信号は、ＩＦ信号と同じ周波数の正弦波信号である。また、入力端におけるキャリブレーション信号のレベルは−１１０ｄＢｍとする。
【００５４】
このとき、レベル可変回路１０をＯＦＦ状態にして（レベル可変回路１０の端子ｇへ印加するパイロット信号レベル制御電圧を０Ｖにする）、ＩＦ信号にはパイロット信号を加算しない。
キャリブレーション信号は、信号分割回路３によって分割され、ＡＤＣ４，５によってディジタル信号に変換される。このとき、ＡＤＣ４，５は、クロック信号の周波数である６１．４４ＭＨｚでサンプリングを行なう。
【００５５】
図１６は、ＡＤＣ４，５の入力端及び出力端におけるキャリブレーション信号のスペクトラムを示す図である。
キャリブレーション信号は、ＡＤＣ４，５により６１．４４ＭＨｚでサンプリングされるため、ＡＤＣ４，５から出力されると周波数が３０．７２ＭＨｚとなる。
次に、上記キャリブレーション信号と参照信号とのレベルの比較を行う（図１４のステップＳ１２参照）。
【００５６】
メモリ８は、基準となる参照信号（この参照信号は参照値情報を有する）を予め保持しており、ディジタル受信部６は、必要に応じてメモリ８から参照信号を読み出す。即ち、メモリ８は、参照値情報を記憶する記憶部の一例として機能する。
参照信号は、例えば、入力端に−１１０ｄＢｍの信号が入力された際にディジタル受信部６で観測されるべき理想的な出力レベルである。
【００５７】
なお、参照信号は、例えば、無線受信装置１の設計後に特性試験を行なうことで内部部品の特性を調べ、その特性に基づいて決定することができる。また、参照信号は、無線受信装置１の工場出荷時にメモリ８に記憶することができる。
図１７は、図５に示すディジタル受信部６におけるキャリブレーション信号及び参照信号の時間軸波形を示す図である。
【００５８】
そして、ディジタル受信部６は、キャリブレーション信号のレベルが参照信号のレベルに一致するようにパス１用制御電圧及びパス２用制御電圧を設定する（図１４のステップＳ１３参照）。
キャリブレーション信号の正側の振幅の調整は、パス１用制御電圧を調整し、トランジスタ２１のベース電圧を変更することで行なう。
【００５９】
また、キャリブレーション信号の負側の振幅の調整は、パス２用制御電圧を調整し、トランジスタ２２のベース電圧を変更することで行なう。
図１７に示す例では、キャリブレーション信号の正側の振幅が、参照信号のレベルより大きいため、ディジタル受信部６は、キャリブレーション信号の正側の振幅が小さくなるようにパス１用制御電圧を調整する。
【００６０】
一方、キャリブレーション信号の負側の振幅が、参照信号のレベルより小さいため、ディジタル受信部６は、キャリブレーション信号の負側の振幅が大きくなるようにパス２用制御電圧を調整する。
また、これに伴い、ディジタル受信部６は、Ｗｉｎｄｏｗの切り出し位置を決定する。
このようにして決定されたパス１用制御電圧及びパス２用制御電圧並びにＷｉｎｄｏｗの切り出し位置はメモリ８に保存される。
【００６１】
次に、パイロット信号のレベルを決定する（図１４のステップＳ１４参照）。
図５のレベル可変回路１０をＯＮ状態にして（即ち、ディジタル受信部６が、図１３に示すレベル可変回路１０の端子ｇに＋電圧を印加して）、パイロット信号印加部１１にパイロット信号を入力する。
図１８は、図５に示すディジタル受信部６におけるパイロット信号及びキャリブレーション信号のスペクトラムを示す図である。
【００６２】
パイロット信号生成部９は、６１．４４ＭＨｚのクロック信号を４分周してパイロット信号を生成しているため、パイロット信号の周波数は１５．３６ＭＨｚである。
ディジタル受信部６は、この図１８におけるパイロット信号のレベルがキャリブレーション信号と同じレベルになるように、レベル可変回路１０に出力するパイロット信号レベル制御電圧を調整する。
【００６３】
そして、ディジタル受信部６は、このようにして調整されたパイロット信号レベル制御信号の大きさ、即ち、基準となるパイロット信号のレベルを、参照値として図５のメモリ８に記憶する。即ち、ディジタル受信部６は、参照値情報とパイロット信号とを比較して、信号分割部における信号分割境界部分の時系列変化分を補正する補正部の一例として機能する。
【００６４】
以上でキャリブレーションを完了する。
無線受信装置１の運用時において、環境温度の変化や経年劣化などにより、信号分割境界部分に時系列変化を生じるが、この信号分割境界部分の時系列変化分を補正することが行なわれる。
即ち、図１５に示すように、まず、無線受信装置１の運用前に上述のキャリブレーション方法で得られた基準となるパイロット信号の信号レベルを参照値として記憶し（図１５のステップＳ１参照）、次いで、無線受信装置１の運用中では、パイロット信号レベルと上記参照値とを比較し、無線受信装置１の時系列変化分を補正する（図１５のステップＳ２参照）。
【００６５】
なお、ここでは簡単のため、ＲＦ信号として所望信号のみが受信されるものとする。
無線受信装置１の起動時において、パイロット信号がパイロット信号印加部１１へ入力される。
この状態で、入力端にＲＦ信号が入力される。なお、ＲＦ信号は、ダウンコンバート後に中心周波数が９２．１６ＭＨｚとなる信号であり、帯域幅が２０ＭＨｚの変調信号とする。
【００６６】
このため、信号分割回路３には、中心周波数が９２．１６ＭＨｚで帯域幅が２０ＭＨｚのＩＦ信号と、１５．３６ＭＨｚのパイロット信号とが入力される。
そして、ＡＤＣ４，５が、６１．４４ＭＨｚのサンプリング周波数でサンプリングを行なうため、中心周波数が９２．１６ＭＨｚのＩＦ信号は、ＡＤＣ４，５から出力されると中心周波数が３０．７２ＭＨｚのディジタル信号となる。
【００６７】
なお、パイロット信号はＡＤＣ４，５でサンプリングを行なった後も１５．３６ＭＨｚのままである。
即ち、ディジタル受信部６には、１５．３６ＭＨｚのパイロット信号と、３０．７２ＭＨｚのディジタル信号とが入力される。
図１９は、図５に示す無線受信装置１の運用時において、ＡＤＣ４，５の入力端における所望信号及びディジタル受信部６で観測される各信号のスペクトラムを示す図である。
【００６８】
また、図２０は、図５に示す無線受信装置１の運用時において、ディジタル受信部６で観測されるパイロット信号の時間軸波形を示す図である。
環境温度の変化などにより、トランジスタ２１，２２のベース電圧による信号クリップ位置が変動すると、パイロット信号のレベルが変動する。
ディジタル受信部６は、無線受信装置１の運用中、常にパイロット信号をモニタリングしており、パイロット信号のレベルが変動すると、パス１用制御電圧及びパス２用制御電圧を変化させて、パイロット信号のレベルが参照値と同じようになるように調整する。
【００６９】
例えば、図２０に示す例では、ＡＤＣ４から出力されたパイロット信号のレベルが参照値より大きいため、ディジタル受信部６は、ＡＤＣ４から出力されたパイロット信号のレベルが小さくなるようにパス１用制御電圧を調整する。
一方、ＡＤＣ５から出力されたパイロット信号のレベルが参照値より小さいため、ディジタル受信部６は、ＡＤＣ５から出力されたパイロット信号のレベルが大きくなるようにパス２用制御電圧を調整する。
【００７０】
このように、パイロット信号のレベルが常に参照値と同じようになるようにパス１用制御電圧及びパス２用制御電圧を調整することで、トランジスタ２１，２２のベース電圧による信号クリップ位置を常に適正位置に保つことができる。
即ち、無線受信装置１は、例えば運用中に環境温度の変動が生じたとしても、自動的に信号クリップ位置を最適位置に保つことができる。
【００７１】
なお、ディジタル受信部６は、帯域幅２０ＭＨｚのディジタルフィルタを用いてパイロット信号及び妨害波を除去した後に、所望信号のみを復調部７へ出力する。
以上のように、本実施例によれば、信号分割回路３がＩＦ信号を正側の信号と負側の信号に分割し、ＡＤＣ４，５が正側の信号及び負側の信号のそれぞれについてディジタル信号に変換するので、複雑な回路や高価なＡＤＣを用いることなく無線受信装置のダイナミックレンジを拡大することができる。
【００７２】
また、ディジタル受信部６が、信号分割回路３にパス１用制御電圧及びパス２用制御電圧を出力して信号クリップ位置を調整し、Ｗｉｎｄｏｗを用いて波形歪成分を除去するので、プッシュプル回路を用いて信号分割回路３を構成した場合であっても、波形歪の発生を防ぐことができる。
さらに、パイロット信号を用いて回路特性の変動をモニタリングすることにより、信号分割回路の信号クリップ位置を回路特性の変動にあわせて自動的に調整することができ、安定した受信特性を得ることができる。
【００７３】
〔２〕第１変形例
なお、一実施形態に係る信号分割回路３を多段構成にすることにより、より多くのＡＤＣをそなえた無線受信装置を実現することができる。
図２１は、第１変形例に係る無線受信装置１′の構成の一例を示す図である。
図２１に示す無線受信装置１′は、例示的に、アナログ受信部２と、信号分割部３０と、ＡＤＣ４Ａ，５Ａ，４Ｂ，５Ｂと、ディジタル受信部６と、復調部７と、メモリ８と、パイロット信号生成部９と、レベル可変回路１０と、パイロット信号印加部１１とをそなえる。なお、図２１中、既述の符号を付した各構成については、前述の各構成と同様の機能を具備するので、その詳細な説明は省略する。
【００７４】
信号分割部３０は、それぞれ同じ構成の３つの信号分割回路３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃをそなえて構成されており、信号上流側の信号分割回路３０Ａの２つの出力部に、一対の信号分割回路３０Ｂ，３０Ｃの各入力部が接続された信号分割回路ユニット構成を有している。
信号分割回路３０Ａは、アナログ受信部２から出力されたＩＦ信号を、振幅０を基準として正側の信号と負側の信号とに分割する。
【００７５】
信号分割回路３０Ｂ及び３０Ｃは、それぞれ信号分割回路３０Ａの出力端に接続され、信号分割回路３０Ａから出力された正側の信号及び負側の信号を更に分割する。
図２２は、信号分割回路３０Ｂ及び３０Ｃから出力される信号の時間軸波形を示す図である。
図２２は（ａ）、信号分割回路３０Ｂから出力される信号の時間軸波形を示す。
【００７６】
信号分割回路３０Ｂは、信号分割回路３０Ａから出力された正側の信号を、正側の信号の最大振幅の１／２の値を基準として、第１信号及び第２信号に分割する。
図２２は（ｂ）、信号分割回路３０Ｃから出力される信号の時間軸波形を示す。
信号分割回路３０Ｃは、信号分割回路３０Ａから出力された負側の信号を、負側の信号の最大振幅の１／２の値を基準として、第３信号及び第４信号に分割する。
【００７７】
即ち、ＡＤＣ３０Ａ〜３０Ｃが協働することにより、アナログ受信回路で受信された無線周波数信号をダウンコンバートして得られる中間周波信号を振幅に関し複数の信号部分に分割して出力する信号分割部の一例として機能し、また、ＡＤＣ３０Ａ〜３０Ｃのそれぞれが、ＩＦ信号を受ける入力部と入力部を通じて入力されたＩＦ信号を振幅に関し２つの信号部分に分割して出力する２つの出力部とを有する信号分割回路の一例として機能する。
【００７８】
上記のようにして得られた第１〜第４信号はそれぞれＡＤＣ４Ａ，５Ａ，４Ｂ，５Ｂによってディジタル信号に変換される。
以上の構成によると、アナログ受信部２から出力されたＩＦ信号を、信号分割回路３０Ａ〜３０Ｃが第１〜第４信号に分割して出力し、第１〜第４信号のそれぞれについて１２ｂｉｔの分解能を有するＡＤＣ４Ａ，５Ａ，４Ｂ，５Ｂでディジタル信号に変換するので、ＡＤＣ４Ａ，５Ａ，４Ｂ，５Ｂのそれぞれが扱う振幅範囲は、アナログ受信部２から出力されたＩＦ信号の１／４となる。
【００７９】
これにより、無線受信装置１が扱える振幅範囲は４倍となり、また、無線受信装置１の分解能は、等価的に、２１２（１２ｂｉｔ）の４倍、即ち、２１４（１４ｂｉｔ）となる。
以上のように、本変形例によると、信号分割回路を多段構成にし、より多くのＡＤＣを用いることで、無線受信装置の分解能を更に向上することができる。
【００８０】
なお、上述した実施形態と同様、信号分割回路３０Ａ〜３０Ｃは、それぞれ図８に示すプッシュプル回路で構成することができる。
この場合、ディジタル受信部６が、信号分割回路３０Ａ〜３０Ｃに制御電圧を印加することにより、上述した実施形態と同様、波形歪の発生を防ぐことができる。
また、パイロット信号を用いて、信号分割回路３０Ａ〜３０Ｃ内のそれぞれがそなえるトランジスタの特性変化をモニタリングすることにより、信号分割回路３０Ａ〜３０Ｃに印加する制御電圧を常に最適な状態に保つことができる。
【００８１】
〔３〕第２変形例
上述した一実施形態及び第１変形例において、無線受信装置１，１′の動作環境が安定している場合、回路構成をより簡単化することができる。
ここでは、一実施形態と同様、１つの信号分割回路及び２つのＡＤＣをそなえて構成された例について説明するが、第１変形例のように３つの信号分割回路及び４つのＡＤＣをそなえて構成された場合や、更に多くの信号分割回路及びＡＤＣをそなえて構成された場合についても同様に実施可能である。
【００８２】
図２３は、第２変形例に係る無線受信装置１Ａの構成の一例を示す図である。
図２３に示す無線受信装置１Ａは、例示的に、アナログ受信部２と、信号分割回路３と、ＡＤＣ４，５と、ディジタル受信部６と、復調部７とをそなえる。
即ち、第２実施形態に係る無線受信装置は、図５に示す無線受信装置１におけるメモリ８，パイロット信号生成部９，レベル可変回路１０及びパイロット信号印加部を省略して構成することができる。
【００８３】
以上のように本変形例によると、無線受信装置の回路構成が簡略化されるため、無線受信装置の低消費電力化、省スペース化，低コスト化などのメリットが得られる。
〔４〕第３変形例
また、第２変形例において、信号分割回路３を理想的な半端整流回路などで構成し、波形歪み成分の発生を抑えることができた場合、回路構成を更に簡単化することができる。
【００８４】
ここでは、一実施形態と同様、１つの信号分割回路及び２つのＡＤＣをそなえて構成された例について説明するが、第１変形例のように３つの信号分割回路及び４つのＡＤＣをそなえて構成された場合や、更に多くの信号分割回路及びＡＤＣをそなえて構成された場合についても同様に実施可能である。
図２４は、第３変形例に係る無線受信装置１Ｂの構成の一例を示す図である。
【００８５】
図２４に示す無線受信装置１Ｂは、例示的に、アナログ受信部２と、信号分割回路３と、ＡＤＣ４，５と、ディジタル受信部６と、復調部７とをそなえる。
ここで、第３実施形態に係る無線受信装置におけるディジタル受信部６は、ＡＤＣ４，５から出力された信号を合成する機能及びディジタルフィルタによるフィルタリングなどの所定のディジタル処理を施す機能のみを有する。
【００８６】
即ち、信号分割回路３において生じる波形歪を補正するための、信号分割回路３への制御電圧を出力する機能や、ＡＤＣ４，５から出力された信号からウインドウを用いて波形歪を切り出す機能を省略することができる。
以上のように、本変形例によると、無線受信装置の処理負荷を軽減することができる。
〔５〕その他
なお、上述した実施形態及び各変形例において、アナログ受信部２、信号分割回路３，３０Ａ〜３０Ｃ、パイロット信号生成部９、レベル可変回路１０及びパイロット信号印加部１１は、各種のアナログ回路を適宜組み合わせて実現される（アナログ部）。また、ディジタル受信部６，復調部７はＤＳＰやＣＰＵなどを用いて実現される（ディジタル部）。
【００８７】
また、上述した無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂの各構成，各手段及び各機能は、必要に応じて取捨選択されてもよいし、適宜組み合わせられてもよい。即ち、上述した本発明の機能を発揮できるように、上記の各構成及び各機能は取捨選択されたり、適宜組み合わせて用いられたりしてもよい。
さらに、上述した無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂの各構成，各手段及び各機能を、適宜用いて、無線基地局装置（例えば、フェムトセルに用いられる小型基地局装置）を構成することができる。
【００８８】
図２５は、上述した実施形態及び各変形例に係る無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂを適用した無線基地局装置の構成を示す図である。
図２５に示す無線基地局装置５０は、例示的に、有線インタフェース（ＩＦ；Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）５１と、有線受信処理部５２と、有線送信処理部５３と、無線送信処理部５４と、無線受信処理部５５と、無線インタフェース５６と、Ｋ（Ｋは１以上の自然数）本のアンテナ５７−１〜５７−Ｋと、ＣＰＵ５８と、論理回路５９と、メモリ６０とをそなえる。なお、以下では、アンテナ５７−１〜５７−Ｋを区別しない場合、単にアンテナ５７と表記する。
【００８９】
有線インタフェース５１は、無線基地局装置５０と、外部ネットワークもしくは上位装置との通信を制御する。
有線受信処理部５２は、有線インタフェース５１から入力された信号に復調処理や復号処理など所定の信号処理を施す。
有線送信処理部５３は、外部ネットワークもしくは上位装置へ送信する信号に符号化処理や変調処理など所定の信号処理を施す。
【００９０】
無線送信処理部５４は、移動局へ送信する信号に符号化処理、変調処理などの所定の信号処理を施し、アンテナ１３０へ出力する。
無線受信処理部５５は、移動局から送信された無線信号に復調処理、復号処理など所定の信号処理を施すもので、無線インタフェース５６は、アップコンバートやダウンコンバートなどの周波数変換処理などを施すことにより、後述するアンテナ５７で送受信を行なう無線信号と、無線基地局装置５０で扱う信号とを相互に変換するものである。
【００９１】
これらの、無線受信処理部５５や無線インタフェース５６が、上述した実施形態及び各変形例に係る無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂを構成する。
例えば、無線受信処理部５５は、上述した実施形態及び各変形例に係る無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂにおける信号分割回路３，３０Ａ〜３０Ｃ，ＡＤＣ４，５，４Ａ，５Ａ，４Ｂ，５Ｂ，ディジタル受信部６，復調部７，メモリ８，パイロット信号生成部９，レベル可変回路１０，パイロット信号印加部１１によって構成することができ、無線インタフェース５６は、上述した実施形態及び各変形例に係る無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂにおけるアナログ受信部２によって構成することができる。
【００９２】
アンテナ５７は、それぞれ、基地局へ無線信号を送信する送信アンテナ及び移動局から無線信号を受信する受信アンテナとして機能する。なお、アンテナ５７−１〜５７−Ｋのうちの一部が送信アンテナとして機能し、残りが受信アンテナとして機能しても良いし、アンテナ５７−１〜５７−Ｋのそれぞれが送受信アンテナとして機能しても良い。
ＣＰＵ５８は、バスによって相互接続された論理回路５９及びメモリ６０と協働することにより、有線受信処理部５２，有線送信処理部５３，無線送信処理部５４及び無線受信処理部５５を制御する。
【００９３】
以上のようにして、上述した実施形態及び各変形例に係る無線受信装置１，１′，１Ａ，１Ｂは無線基地局装置５０に適用することができる。
また、上述した実施形態及び各変形例において、パイロット信号生成部９は、クロック信号を４分周する分周器で構成したが、パイロット信号の周波数は、パイロット信号がＩＦ信号に干渉しない範囲で任意に決定することができる。
【００９４】
さらに、上述した各変形例において、信号分割回路３０Ａの後段に信号分割回路３０Ｂ，３０Ｃが接続される２段接続とし、４つのＡＤＣを用いる例を示したが、同様の要領で信号分割回路を多段接続することにより、更に多くのＡＤＣを用いた受信処理を行なうことができる。
例えば、信号分割回路をＮ（Ｎは２以上の自然数）段接続することにより、２Ｎ倍個のＡＤＣを使用した受信処理を行なうことができ、各ＡＤＣの分解能の２Ｎ倍の分解能を有する受信回路１′を実現することができる。
【００９５】
また、上述した実施形態及び各変形例において、複数のＡＤＣには、同一の分解能を有するＡＤＣを用いたが、こうすることで、部品の調達を低コストで行なうことができ、また、部品管理も容易である。ただし、分解能の異なるＡＤＣを用いた場合であっても、同様に実施可能である。
以上の実施形態及び各変形例に関し、さらに以下の付記を開示する。
【００９６】
〔６〕付記
（付記１）
アナログ受信回路で受信された無線周波数信号（以下ＲＦ信号という）を周波数変換して得られる中間周波信号（以下ＩＦ信号という）を振幅に関し複数の信号部分に分割して出力する信号分割部と、
該信号分割部で分割された複数の信号部分のそれぞれについてアナログ／ディジタル変換してディジタル受信回路側へ出力する複数のアナログ／ディジタル変換器とをそなえて構成されたことを特徴とする、無線受信装置。
【００９７】
（付記２）
該信号分割部が、該ＩＦ信号を受ける入力部と該入力部を通じて入力された該ＩＦ信号を振幅に関し２つの信号部分に分割して出力する２つの出力部とを有する信号分割回路を少なくとも１つそなえていることを特徴とする、付記１記載の無線受信装置。
（付記３）
該信号分割部が、
該信号分割回路を複数そなえ、
該複数の信号分割回路が、信号上流側の信号分割回路の２つの出力部に一対の信号分割回路の各入力部が接続された信号分割回路ユニット構成を有していることを特徴とする、付記２記載の無線受信装置。
【００９８】
（付記４）
該信号分割部が信号分割境界部分に信号不連続部分を生成する回路として構成され、
該信号分割部で生成される該信号不連続部分の影響を除去する信号不連続部分除去部が設けられたことを特徴とする、付記１ないし付記３のいずれかに記載の無線受信装置。
（付記５）
該信号分割回路が、
一対のプッシュプル接続された各トランジスタからの出力を出力信号とし、各出力信号の信号分割境界部分に信号不連続部分が生成される回路として構成され、
該信号分割回路における各トランジスタの信号クリップ位置を調整して該信号不連続部分の影響を除去する信号不連続部分除去回路が設けられたことを特徴とする、付記２または付記３に記載の無線受信装置。
【００９９】
（付記６）
参照値情報を記憶する記憶部と、
該ＩＦ信号とは周波数の異なるパイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、
該参照値情報と該パイロット信号とを比較して、該信号分割部における該信号分割境界部分の時系列変化分を補正する補正部とが設けられたことを特徴とする、付記１ないし付記５のいずれかに記載の無線受信装置。
【０１００】
（付記７）
付記１ないし付記６のいずれかに記載の無線受信装置について、
キャリブレーション信号を該信号分割部の入力側から入力するステップと、
該キャリブレーション信号と参照信号と比較して、該キャリブレーション信号が該参照信号と一致するように調整するステップと、
該ＩＦ信号とは周波数の異なるパイロット信号が該調整されたキャリブレーション信号と一致するように該パイロット信号の信号レベルを決定するステップとをそなえたことを特徴とする、無線受信装置のキャリブレーション方法。
【０１０１】
（付記８）
該キャリブレーション信号が該ＩＦ信号と同じ周波数の正弦波信号であることを特徴とする、付記7記載の無線受信装置のキャリブレーション方法。
（付記９）
付記７または付記８に記載の無線受信装置のキャリブレーション方法で得られた該パイロット信号の信号レベルを参照値情報として記憶するステップと、
入力されたパイロット信号と該参照値情報とを比較して、該信号分割部における該信号分割境界部分の時系列変化分を補正するステップとをそなえたことを特徴とする、無線受信装置の時系列変化分補正方法。
【０１０２】
（付記１０）
付記１ないし付記６のいずれかに記載の無線受信装置を有することを特徴とする、無線基地局装置。
【符号の説明】
【０１０３】
１００ 無線受信装置
２００ アナログ受信部
２０１ ＲＦバンドパスフィルタ
２０２ 低雑音増幅器
２０３ 周波数変換器
２０４ ＩＦバンドパスフィルタ
３００ ＡＤＣ
４００ ディジタル受信部
５００ 復調部
１，１′，１Ａ，１Ｂ 無線受信装置
２ アナログ受信部
２−１ ＲＦバンドパスフィルタ
２−２ 低雑音増幅器
２−３ 周波数変換器
２−４ ＩＦバンドパスフィルタ
２−５ 局部発信器
３，３０Ａ〜３０Ｃ 信号分割回路
３０ 信号分割部
４，５，４Ａ，５Ａ，４Ｂ，５Ｂ ＡＤＣ
６ ディジタル受信部
７ 復調部
８ メモリ
９ パイロット信号生成部
１０ レベル可変回路
１１ パイロット信号印加部
２１，２２ トランジスタ
２３〜２８，３５〜４０ 抵抗
３１〜３４ ダイオード
４１〜４５ コンデンサ
５０ 無線基地局装置
５１ 有線インタフェース
５２ 有線受信処理部
５３ 有線送信処理部
５４ 無線送信処理部
５５ 無線受信処理部
５６ 無線インタフェース
５７−１〜５７−Ｋ アンテナ
５８ ＣＰＵ
５９ 論理回路
６０ メモリ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ受信回路で受信された無線周波数信号（以下ＲＦ信号という）を周波数変換して得られる中間周波信号（以下ＩＦ信号という）を振幅に関し複数の信号部分に分割して出力する信号分割部と、
該信号分割部で分割された複数の信号部分のそれぞれについてアナログ／ディジタル変換してディジタル受信回路側へ出力する複数のアナログ／ディジタル変換器とをそなえて構成されたことを特徴とする、無線受信装置。
【請求項２】
該信号分割部が、該ＩＦ信号を受ける入力部と該入力部を通じて入力された該ＩＦ信号を振幅に関し２つの信号部分に分割して出力する２つの出力部とを有する信号分割回路を少なくとも１つそなえていることを特徴とする、請求項１記載の無線受信装置。
【請求項３】
該信号分割部が、
該信号分割回路を複数そなえ、
該複数の信号分割回路が、信号上流側の信号分割回路の２つの出力部に一対の信号分割回路の各入力部が接続された信号分割回路ユニット構成を有していることを特徴とする、請求項２記載の無線受信装置。
【請求項４】
該信号分割部が信号分割境界部分に信号不連続部分を生成する回路として構成され、
該信号分割部で生成される該信号不連続部分の影響を除去する信号不連続部分除去部が設けられたことを特徴とする、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の無線受信装置。
【請求項５】
該信号分割回路が、
一対のプッシュプル接続された各トランジスタからの出力を出力信号とし、各出力信号の信号分割境界部分に信号不連続部分が生成される回路として構成され、
該信号分割回路における各トランジスタの信号クリップ位置を調整して該信号不連続部分の影響を除去する信号不連続部分除去回路が設けられたことを特徴とする、請求項２または請求項３に記載の無線受信装置。
【請求項６】
請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の無線受信装置について、
キャリブレーション信号を該信号分割部の入力側から入力するステップと、
該キャリブレーション信号と参照信号と比較して、該キャリブレーション信号が該参照信号と一致するように調整するステップと、
該ＩＦ信号とは周波数の異なるパイロット信号が該調整されたキャリブレーション信号と一致するように該パイロット信号の信号レベルを決定するステップとをそなえたことを特徴とする、無線受信装置のキャリブレーション方法。
【請求項７】
請求項６に記載の無線受信装置のキャリブレーション方法で得られた該パイロット信号の信号レベルを参照値情報として記憶するステップと、
入力されたパイロット信号と該参照値情報とを比較して、該信号分割部における該信号分割境界部分の時系列変化分を補正するステップとをそなえたことを特徴とする、無線受信装置の時系列変化分補正方法。
【請求項８】
請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の無線受信装置を有することを特徴とする、無線基地局装置。
【請求項１】
アナログ受信回路で受信された無線周波数信号（以下ＲＦ信号という）を周波数変換して得られる中間周波信号（以下ＩＦ信号という）を振幅に関し複数の信号部分に分割して出力する信号分割部と、
該信号分割部で分割された複数の信号部分のそれぞれについてアナログ／ディジタル変換してディジタル受信回路側へ出力する複数のアナログ／ディジタル変換器とをそなえて構成されたことを特徴とする、無線受信装置。
【請求項２】
該信号分割部が、該ＩＦ信号を受ける入力部と該入力部を通じて入力された該ＩＦ信号を振幅に関し２つの信号部分に分割して出力する２つの出力部とを有する信号分割回路を少なくとも１つそなえていることを特徴とする、請求項１記載の無線受信装置。
【請求項３】
該信号分割部が、
該信号分割回路を複数そなえ、
該複数の信号分割回路が、信号上流側の信号分割回路の２つの出力部に一対の信号分割回路の各入力部が接続された信号分割回路ユニット構成を有していることを特徴とする、請求項２記載の無線受信装置。
【請求項４】
該信号分割部が信号分割境界部分に信号不連続部分を生成する回路として構成され、
該信号分割部で生成される該信号不連続部分の影響を除去する信号不連続部分除去部が設けられたことを特徴とする、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の無線受信装置。
【請求項５】
該信号分割回路が、
一対のプッシュプル接続された各トランジスタからの出力を出力信号とし、各出力信号の信号分割境界部分に信号不連続部分が生成される回路として構成され、
該信号分割回路における各トランジスタの信号クリップ位置を調整して該信号不連続部分の影響を除去する信号不連続部分除去回路が設けられたことを特徴とする、請求項２または請求項３に記載の無線受信装置。
【請求項６】
請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の無線受信装置について、
キャリブレーション信号を該信号分割部の入力側から入力するステップと、
該キャリブレーション信号と参照信号と比較して、該キャリブレーション信号が該参照信号と一致するように調整するステップと、
該ＩＦ信号とは周波数の異なるパイロット信号が該調整されたキャリブレーション信号と一致するように該パイロット信号の信号レベルを決定するステップとをそなえたことを特徴とする、無線受信装置のキャリブレーション方法。
【請求項７】
請求項６に記載の無線受信装置のキャリブレーション方法で得られた該パイロット信号の信号レベルを参照値情報として記憶するステップと、
入力されたパイロット信号と該参照値情報とを比較して、該信号分割部における該信号分割境界部分の時系列変化分を補正するステップとをそなえたことを特徴とする、無線受信装置の時系列変化分補正方法。
【請求項８】
請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の無線受信装置を有することを特徴とする、無線基地局装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【公開番号】特開２０１２−２４９１８９（Ｐ２０１２−２４９１８９Ａ）
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１２０９１４（Ｐ２０１１−１２０９１４）
【出願日】平成２３年５月３０日（２０１１．５．３０）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月３０日（２０１１．５．３０）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
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