直流電源装置
【課題】トランスによって入出力が電気的に絶縁された直流電源装置において、特に半導体スイッチの高周波動作化のためにスイッチング損失、ダイオードの損失を低減する。
【解決手段】直流電源装置は、直流電源（101）と、直流から交流を生成可能な電力変換回路（Q1〜Q4）と、一次巻線が電力変換回路の出力と接続されたトランス（T）と、該トランス（T）の二次巻線に、共振リアクトル（Lz）を介して接続された整流ダイオードブリッジ回路（D5〜D8）と、フィルタリアクトル（LD）とフィルタコンデンサ（FC）で構成され、整流ダイオードブリッジ回路の出力側に接続されるフィルタ回路（１０２）とを有している。整流ダイオードブリッジ回路の入力側に、該整流ダイオードブリッジ回路を構成する整流ダイオード（D5〜D8）のリカバリが発生する直前までの電流方向に対しては低インピーダンス、その逆方向には高インピーダンスを持つ回路要素（SR）を設けた。
【解決手段】直流電源装置は、直流電源（101）と、直流から交流を生成可能な電力変換回路（Q1〜Q4）と、一次巻線が電力変換回路の出力と接続されたトランス（T）と、該トランス（T）の二次巻線に、共振リアクトル（Lz）を介して接続された整流ダイオードブリッジ回路（D5〜D8）と、フィルタリアクトル（LD）とフィルタコンデンサ（FC）で構成され、整流ダイオードブリッジ回路の出力側に接続されるフィルタ回路（１０２）とを有している。整流ダイオードブリッジ回路の入力側に、該整流ダイオードブリッジ回路を構成する整流ダイオード（D5〜D8）のリカバリが発生する直前までの電流方向に対しては低インピーダンス、その逆方向には高インピーダンスを持つ回路要素（SR）を設けた。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータに関わり、その中でもリアクトルＬとコンデンサＣの共振によって半導体スイッチング損失の低減の機能を有する回路において、整流回路のダイオードで発生する電圧の変動抑制と損失低減に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
不安定な直流電源の安定化や、直流電圧を変更する場合、あるいは入力と電気的に絶縁された直流電源を出力する必要がある場合にはＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。その中でも、入力と出力が電気的に絶縁された直流電源装置では、絶縁に使用するトランスは、使用するスイッチング周波数の上昇に比例して小型化される。一方、半導体スイッチのスイッチング損失による発熱によって、スイッチング周波数の上昇には限界がある。こうしたスイッチング損失を低減するために、共振回路を利用した転流回路を設けたソフトスイッチングという手法がある。こうしたソフトスイッチングとして、トランスの二次側に転流回路を設けた先行技術が、下記の特許文献１と非特許文献１に記載されている。
【０００３】
図２には、これらの公知例に記載されている転流回路を有する回路の構成を示す。
１０１には入力直流電源、１０２はフィルタリアクトルＬｄとフィルタコンデンサＦＣで構成されるフィルタ回路、１０３は共振回路、１０４は各半導体スイッチのオン・オフを制御するゲート制御部である。
図２の回路動作について説明する。入力直流電源１０１に接続された半導体スイッチＱ１〜Ｑ４はインバータ回路を構成する半導体スイッチで、半導体スイッチＱ１〜Ｑ４には、それぞれフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ４が並列に接続されている。半導体スイッチＱ１とＱ２との接続点ａと半導体スイッチＱ３とＱ４との接続点ｂとの間に、トランスＴの一次巻線が接続され、二次巻線は共振リアクトルＬｚを介して、整流ダイオードＤ５〜Ｄ８よりなる整流ブリッジの接続点ｃと接続点ｄに接続される。この整流ブリッジの出力はフィルタ回路１０２を介して負荷ＲＬに与えられる。
なお、共振スイッチ回路１０３は、整流ブリッジの出力側とフィルタ回路１０２との間に挿入されている。
【０００４】
ゲート制御部１０４は、半導体スイッチＱ１〜Ｑ４と共振回路制御用半導体スイッチＱｚにオンとオフの指令を与える。これらの半導体スイッチとしては、バイポーラトランジスタ・ＭＯＳＦＥＴ・サイリスタ・ゲートターンオフサイリスタ・ＩＧＢＴなどが考えられるが、ここでは代表例としてＩＧＢＴを使用して説明する。
図３は、図２の従来例を説明するための動作波形の時間変化を表したものである。Ｉａｂは接続点ａ、ｂ間に流れる電流、Ｖａｂは接続点ａ、ｂ間の電圧、Ｉｚは共振回路に流れる電流、Ｖｚは共振コンデンサＣｚの両端の電圧である。また、Ｖｒは整流ブリッジを構成するダイオードＤ５の両端の電圧、Ｉｒは同じくダイオードＤ５の順方向の電流をそれぞれ示す。
【０００５】
回路動作について以上の記号を用いて説明する。
図２において、ゲート制御装置１０４から半導体スイッチＱ１とＱ４にオン信号が与えられて、インバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４が導通状態であるとする。電流ＩａｂがトランスＴの一次巻線に流れることにより、直流電源１０１から、トランスＴ、共振リアクトルＬｚ、整流ブリッジ、フィルタ回路１０２を介して負荷ＲＬにエネルギーを伝達している。
インバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４をターンオフする前の時刻ｔ０において、ゲート制御装置１０４から共振スイッチ回路１０３の共振回路制御用半導体スイッチＱｚをターンオンする信号を与えると、共振コンデンサＣｚの充電電流が入力直流電源１０１より流れ込む。この充電電流が、共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚの直列共振電流Ｉｚとなる。
【０００６】
半導体スイッチＱ１とＱ４に流れる電流Ｉａｂは、ここでは、トランスＴの巻数比を１：１とすると、負荷側に流れる電流Ｉｄと直列共振電流Ｉｚの和であり、正弦波状に増加してゆく。また、整流ダイオードＤ５の電流Ｉｒも同じ波形となる。その時、共振コンデンサＣｚには電圧Ｖｚが発生し、共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚの共振により、この電圧Ｖｚは、トランスＴの二次電圧より高い電圧となる。
時刻ｔ１にて、共振コンデンサＣｚの充電が完了し、電圧Ｖｚは最大値に達する。その後、共振コンデンサＣｚの放電が始まり、フリーホイールダイオードＤ９と共振コンデンサＣｚの経路で放電電流が直列共振電流Ｉｚとして流れ出す。トランスＴの巻数比を１：１としているので、フィルタリアクトルＬｄへの電流Ｉｄは、電流Ｉａｂと直列共振電流Ｉｚの和で一定となるように流れ、直列共振電流Ｉｚが増加すると電流Ｉａｂは減少することになる。
【０００７】
時刻ｔ２で、直列共振電流Ｉｚと電流Ｉｄが等しくなり、この時点で電流Ｉａｂが０となる。放電が進み、やがて時刻ｔ４で共振コンデンサＣｚは完全に放電し、直列共振電流Ｉｚは０となる。この間の時刻ｔ３に、半導体スイッチＱ１とＱ４をターンオフさせる。一方、フィルタリアクトルＬｄに流れる電流Ｉｄは連続した値であるから、共振コンデンサＣｚの放電電流Ｉｚが０となった時点で、電流Ｉｄは整流ダイオードＤ５〜Ｄ８からの電流に切り替わって流れる。この時、電流Ｉｄは、ダイオードＤ５に流れるダイオード電流Ｉｒと、ダイオードＤ７を流れるＩｏとが合流したものとなるため、ダイオードＤ５に流れるダイオード電流Ｉｒの値は、Ｉｄの半分の値となり、電流Ｉｄの連続性は保たれる。
【０００８】
直列共振電流ＩｚがフリーホイールダイオードＤ９を流れ、トランス一次側電流Ｉａｂが０となる、時刻ｔ２〜ｔ４の間の時刻ｔ３において、ゲート制御装置１０４から半導体スイッチＱ１とＱ４にターンオフ信号を送り、これらをターンオフさせると、トランス一次側電圧Ｖａｂは０となり、半導体スイッチＱ１とＱ４には入力直流電源電圧Ｅに等しい程度の電圧が印加される。これは僅かに残るトランスの励磁電流分がダイオードＤ３と直流電源１０１、ダイオードＤ２の経路でフリーホイールするためである。半導体スイッチＱ１とＱ４の電流は、時刻ｔ３の時点でほぼ０となるから、半導体スイッチＱ１とＱ４のターンオフの過程ではスイッチング損失はほとんど発生しない。
【０００９】
一方、時刻ｔ０の時点で半導体スイッチＱｚがターンオンするときは、共振リアクトルＬｚによって共振電流Ｉｚの時間変化率は小さく制限され、直列共振電流Ｉｚは徐々に増加するから、ターンオンの過渡状態ではスイッチング損失は小さい。また、フリーホイールダイオードＤ９が導通し、直列共振電流Ｉｚが正である期間に、半導体スイッチＱｚをターンオフさせると、Ｑｚの電流はすでに０であるので、ターンオフの過程ではスイッチング損失は発生しない。
【００１０】
時刻ｔ５にはゲート制御装置１０４から、半導体スイッチＱ２とＱ３にターンオン指令が出され、ターンオンを開始する。この時はフィルタリアクトルＬｄに流れる電流Ｉｄは、整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を環流している電流Ｉｒと等しい。この時、半導体スイッチＱ２とＱ３にターンオンにより、共振リアクトルＬｚを通して電流Ｉａｂが流れ始めるため、急激な増加はできず、また、電流Ｉｄは一定と見なせるため、電流Ｉａｂと電流Ｉｒとの和がＩｄとなるように変化する。したがって、電流Ｉａｂは電流Ｉｒの減少分で増加してゆき、半導体スイッチＱ２とＱ３のターンオン過渡状態ではほとんど電流は流れない。このことからターンオン損失は小さい。この電流Ｉａｂはだんだんと増加し、時刻ｔ６には電流Ｉｄと等しくなり、電流Ｉｒは０となる。この後の時刻ｔ０’から時刻ｔ６’までの半周期に関しては、以上と同様の原理で対アーム（半導体スイッチＱ２及びＱ３）が動作する。
【００１１】
図４には、実際に図２に示した回路を動作させた場合の、整流ダイオードＤ５の電圧Ｖｒと電流Ｉｒの波形を示す。なお、図４中には図３の時刻ｔ０〜ｔ６に対応する時刻を明示してある。
理想的な場合の図３と実測波形である図４を比較する。順方向に流れていたダイオード電流Ｉｒがゼロとなる時刻ｔ２及びｔ６での電圧波形には、理想的な図３ではサージ（跳ね上がり）は発生しないが、図４の実動作波形を見ると、この時刻でサージ電圧が発生することが分かる。
理想ダイオードでは、アノードとカソードの間が順方向にバイアスされ順方向に電流が流れている状態から、ダイオードが逆バイアスされたり、他の影響によって順方向電流が減少したりして、その電流値がゼロとなった場合にも逆方向に流れることはない。
【００１２】
しかし、現実のダイオードでは、アノード・カソード間が順バイアスされて順方向電流が流れている状態から、上記のような理由で電流が止められたり、もしくはゼロになったりした場合、ＰＮ接合間に蓄積された少数キャリアが消滅するまでにある程度の時間がかかることから、この間に逆方向のサージ状の電流が流れる。この現象はリカバリ（逆回復）と呼ばれており、実測波形である図４の時刻ｔ２及びｔ６を見ると、電流Ｉｒは瞬間的に負方向に流れていることからも明かである。
【００１３】
この逆方向サージ電流であるリカバリ電流によってダイオードの端子間には逆方向にサージ電圧が生じる。また、前述のリカバリ電流とこのサージ電圧の積がリカバリ損失であり、これが、ダイオードのスイッチング損失として扱われる。さらに、このサージ電圧が同ダイオードの逆方向耐電圧を超えると、ダイオードが破壊に至ることもあり、急峻な時間変化をするために、高周波の電磁ノイズが発生し他の機器へ悪影響を与えることもある。
【００１４】
このようなダイオードのリカバリ現象への対策としては、特許文献２で述べられているように、各整流ダイオードへＣＲスナバの取付けが一般的である。また、特許文献２、特許文献３では、各整流ダイオードへ可飽和リアクトルを導入している。
これらの先行技術の目的は、サージ電圧による電磁ノイズの発生を抑制することである。
また、ＲＣスナバの導入は、サージ電圧が発生したときにそのエネルギーをスナバ回路に吸収させ、サージ電圧の発生を抑えるためであり、可飽和リアクトルの導入は、リカバリ現象を発生させる逆方向のサージ電流の発生を抑え、ダイオード内部の少数キャリアの消滅を遅くさせることでリカバリ自体を遅くし、サージ電圧の抑制効果を生むものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開平４−３６８４６４号公報
【特許文献２】特開平１０−２６２３７１号公報
【特許文献３】特開２００２−２２３５６８号公報
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】O. Deblecker, A Moretti, and F. Vallee: “Comparative Analysis of Two Zero-Current Switching Isolated DC-DCConverters for Auxiliary Railway Supply,” SPEEDAM 2008.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
さて、実際に回路を動作させた場合の結果である図４に示した整流ダイオードＤ５の電圧Ｖｒと電流Ｉｒを用いて、時刻ｔ６及びｔ２のリカバリで発生する損失を計算すると、それぞれ、およそ１１０Ｗと５０Ｗとなる。
整流ダイオードＤ５を流れる電流から判断すると、時刻ｔ６で発生する整流ダイオードＤ５のリカバリは、共振スイッチ回路１０３の有無にかかわらず、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作として発生するが、時刻ｔ２のリカバリは、一次側の半導体スイッチＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失を低減するための共振電流を流し、一次側電流ＩａｂをトランスＴの励磁電流のみに減少させることによって発生する。
つまり、共振スイッチ回路１０３を導入することで、一次側半導体スイッチのターンオフ損失は大幅に減少可能となるが、トランスＴの二次側に接続される整流ダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８には新たなリカバリ損失が発生することとなる。上記の動作例であれば、共振スイッチ回路１０３の有無によってリカバリ損失が約１．５倍に増加する。これは、整流ダイオードブリッジの発熱によってＤＣ−ＤＣコンバータ自体の動作周波数に制約がかかることを意味する。
【００１８】
このように、この時刻ｔ２で発生する整流ダイオードのリカバリは、図２のようなソフトスイッチング機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータにおける新たな課題となる。
ここで、図４の時刻ｔ６とｔ２で発生するサージ電圧値を見ると、それらには差があることが分かる。これは、二次側の整流ダイオードブリッジで発生する２種類のリカバリの原因が異なるためと考えられる。
まず、時刻ｔ６で発生するリカバリを考える。時刻ｔ５の直前までは、負荷電流Ｉｄが整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を環流している。時刻ｔ５で一次側の半導体スイッチＱ２とＱ３がターンオンするから、トランスＴの端子間には電圧が発生し、整流ダイオードＤ５とＤ８に逆バイアスがかかる。そのため、時刻ｔ５〜ｔ６にかけて電流Ｉｒが、トランスＴの電流Ｉａｂの増加に従い減少する。その後、時刻ｔ６において電流Ｉｒはゼロに達し、電圧Ｖｒが発生する。この動作は「リカバリ」の典型的な動作であり、このリカバリはトランスＴを介し、一次側から直接、二次側の整流ダイオードブリッジを構成する整流ダイオードに逆バイアスが印加されて発生することが分かる。
【００１９】
次に、時刻ｔ２で発生するリカバリに関して考える。時刻ｔ１からｔ２において整流ダイオードＤ５を流れる電流Ｉｒは、共振電流Ｉｚとの和が負荷電流Ｉｄで一定であり、電流Ｉｚが徐々に増加するため、それに従い減少し、時刻ｔ２で電流Ｉｒはゼロに達する。この時、同時に一次側からトランスＴに流れ込む電流Ｉａｂもゼロとなるため、一次側からのエネルギーは供給されないが、電流Ｉｒが流れていた電流経路のインダクタンス分によって電流は流れ続けようとするため、キャリア消滅分の逆方向サージ電流が流れることでリカバリが発生する。
【００２０】
このように、一次側から逆バイアスを強制的にかけられるリカバリが時刻ｔ６で発生し、電流が自然消滅し、配線インダクタンス分などに蓄えられた磁気エネルギーのみで発生するのが時刻ｔ２のリカバリである。つまり、このことは、時刻ｔ６でリカバリを発生させるエネルギーは大きく、時刻ｔ２ではそれが小さいと言うことを意味する。すなわち、時刻ｔ２のリカバリが持つエネルギーは、電流Ｉｒが流れていた電流経路のインダクタンスによる磁気エネルギー程度であるから、大容量のエネルギー吸収素子を追加することなしに、リカバリ損失を抑えることが可能である。
【００２１】
そこで、本発明は、特に時刻ｔ２（及びｔ５で半導体スイッチＱ２とＱ３がターンオンしてからＩａｂがゼロとなるｔ２’）で、電流Ｉｒの方向が急激に変化しないように、電流が流れている方向に小さなインピーダンス、その逆方向には大きなインピーダンスを持つ回路要素を導入することで、時刻ｔ２（及びｔ２’）でリカバリ損失を減少させた直流電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
そこで、本発明の特流電源装置では、次のような技術的手段を講じた。すなわち、
（１）直流電源と、直流から交流を生成可能な電力変換回路と、一次巻線が前記電力変換回路の出力と接続されたトランスと、該トランスの二次巻線に、共振リアクトルを介して接続された整流ダイオードブリッジ回路と、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサで構成され、前記整流ダイオードブリッジ回路の出力側に接続されるフィルタ回路とを有し、環流ダイオード（Ｄ９）が逆並列に接続された共振回路制御用半導体スイッチ（Ｑｚ）と、共振コンデンサ（Ｃｚ）からなる共振スイッチ回路（１０３）を、前記整流ダイオードブリッジの出力側に並列接続することにより、前記共振リアクトル（Ｌｚ）と、共振スイッチ回路（１０３）の共振コンデンサ（Ｃｚ）とで直列共振回路を構成する直流電源装置において、前記整流ダイオードブリッジ回路の入力側に接続されるトランスの一次側または二次側に、該整流ダイオードブリッジ回路を構成する整流ダイオードのリカバリが発生する直前までの電流方向に対しては低インピーダンス、その逆方向には高インピーダンスを持つ回路要素を設けた。
【００２３】
（２）上記の直流電源装置において、前記回路要素として、可飽和リアクトルを利用した。
【００２４】
（３）上記の直流電源装置において、前記可飽和リアクトルを、前記トランスの一次側電圧及び二次側電圧のうち、電圧の低い側に配置した。
【００２５】
（４）上記の直流電源装置において、前記回路要素によって、前記トランスの一次側に接続される電力変換回路を構成する半導体スイッチのスイッチング損失を小さくする機能を持つようにした。
【００２６】
（５）上記の直流電源装置において、前記電力変換回路を構成する半導体スイッチを流れる電流がほぼゼロとなったときに、該半導体スイッチをオフさせるようにした。
【００２７】
（６）上記の直流電源装置において前記電力変換回路を構成する半導体スイッチと、前記共振回路制御用半導体スイッチのオン／オフの制御は、ゲート制御装置によって制御されるようにした。
【００２８】
（７）上記の直流電源装置において、前記共振リアクトルは、トランスの漏れインダクタンスとその配線インダクタンスの合計で構成されるようにした。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、トランス絶縁式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、整流ダイオードブリッジ回路の入力側に接続されるトランスの一次側または二次側に、該整流ダイオードブリッジ回路を構成する整流ダイオードのリカバリが発生する直前までの電流方向に対しては低インピーダンス、その逆方向には高インピーダンスを持つ回路要素を設けることにより、一次側半導体スイッチのスイッチング損失を低減するとともに、トランス二次側の整流ダイオードで発生するリカバリによる損失を低減するという優れた効果を奏することができる。
このことは、ＤＣ−ＤＣコンバータの廃熱が減少し、効率の向上による省エネルギー化、冷却装置の小型化だけでなく、駆動周波数の上昇によってトランスの小型化も実現可能であり、装置全体の小型化や信頼性向上に寄与する。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明による直流電源装置の実施例１を示す。
【図２】従来例の回路構成を示す。
【図３】従来例での理想的な電圧電流と半導体スイッチ指令の時間変化を示す。
【図４】図２の構成で、整流ダイオードＤ５の電圧Ｖｒと電流Ｉｒの実測波形を示す。
【図５】本発明の実施例１で利用する可飽和リアクトルの磁気特性（ＢＨカーブ）を示す。
【図６】従来例回路で測定した図４の時刻ｔ２付近を拡大した波形を示す。
【図７】図６の動作回路に本発明の実施例を施した場合の波形を示す。
【図８】本発明の実施例２として、一次側半導体スイッチをハーフブリッジで構成した場合の回路を示す。
【図９】本発明の実施例１，２で使用する可飽和リアクトルＳＲの例を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
本発明は、特に一次側半導体スイッチのターンオフ損失を減少させる回路が発生する電流によって整流ダイオードの損失が増加するという課題を解決するが、整流ダイオードの全リカバリ損失を減少させる効果を持つ。
以下では本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００３２】
［実施例１］
まず、本発明の実施例１として、その構成と動作原理を図１により説明する。
１０１には入力直流電源、１０２はフィルタリアクトルＬｄとフィルタコンデンサＦＣで構成されるフィルタ回路、１０３は共振回路、１０４は各半導体スイッチのゲート制御装置である。Ｑ１〜Ｑ４はインバータ回路を構成する半導体スイッチで、それぞれの半導体スイッチにはＤ１〜Ｄ４のフリーホイールダイオードが付属する。半導体スイッチＱ１とＱ２との接続点ａと半導体スイッチＱ３とＱ４との接続点ｂとの間にトランスＴの一次巻線が接続され、二次巻線は整流ダイオードＤ５〜Ｄ８よりなる整流ダイオードブリッジの接続点ｃとｄに接続される。この整流ダイオードブリッジの出力はフィルタ回路１０２を介して負荷ＲＬに与えられる。
【００３３】
ゲート制御装置１０４は半導体スイッチＱ１〜Ｑ４と共振回路１０３内の半導体スイッチＱｚにオンとオフの指令を与える。半導体スイッチとしては、バイポーラトランジスタ・ＭＯＳＦＥＴ・サイリスタ・ゲートターンオフサイリスタ・ＩＧＢＴなどが考えられるが、本実施例では代表例としてＩＧＢＴを使用して説明する。
図１に示す構成では、トランスＴの持つ漏れインダクタンスと配線によるインダクタンスの和を共振リアクトルＬｚとして記し、共振回路１０３の共振コンデンサＣｚと共に直列共振回路を構成する。
整流ダイオードＤ５〜Ｄ８の出力側ｅ，ｆに半導体スイッチＱｚで制御可能なコンデンサＣｚよりなる共振回路１０３を直列に接続している。共振回路１０３はより具体的には、フリーホイールダイオードＤ９が逆並列に接続された半導体スイッチＱｚと、共振コンデンサＣｚとが直列に接続された回路である。共振回路１０３は整流ダイオードブリッジの出力側とフィルタ回路１０２との間に、整流ダイオードブリッジ回路と並列に挿入されている。
【００３４】
また、ここではトランスＴの巻数比はＮ：１（Ｎはゼロを含まない自然数）で、一次側電圧Ｖ１は二次側電圧Ｖ２よりも大または等しいとして、トランスＴの出力である二次側に、整流ダイオードにリカバリが発生する直前までの電流が流れる方向には低インピーダンス、その逆方向には高インピーダンスを持つ回路要素として、本実施例では可飽和リアクトルＳＲを設ける。
図１の動作は図２と同一であり、電圧・電流波形は技術背景で述べた図３と同一である。ここでは図３を用いながら可飽和リアクトルＳＲの動作と効果のみを説明する。図５は可飽和リアクトルＳＲの持つ磁気特性（ＢＨカーブ）を示す。図５中において、Ｂは可飽和リアクトルの磁束密度、Ｈは磁界の強さを表す。
【００３５】
時刻ｔ５’では制御装置１０４から半導体スイッチＱ１とＱ４にオン信号が与えられて（図３参照）、インバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４が導通状態となり、トランスＴの一次側である点ａ，ｂ間の電圧Ｖａｂには電源電圧Ｅと等しい電圧が発生する。この時刻ｔ５’では可飽和リアクトルの磁気特性上の動作点は図５の点Ｈ３付近となっているため、可飽和リアクトルＳＲは大きなインダクタンスとしてみなせるから、時刻ｔ５’になった瞬間では可飽和リアクトルＳＲにはトランスＴの二次側に発生する電圧Ｖ２と等しい電圧が発生する。このときの電流Ｉａｂを考えると、従来例の図２と比較すると、共振リアクトルＬｚのインダクタンス値が大きい場合と等価であるから、さらにゆっくりと流れ出す。したがって、一次側の半導体スイッチＱ１とＱ４が発生するターンオン損失は、図２の場合のそれよりさらに小さくなる。
【００３６】
ここで、可飽和リアクトルＳＲの磁束Φは数式１で表せる。数１において、ｎは可飽和リアクトルＳＲの巻数、Ｖは可飽和リアクトルＳＲに発生する電圧を示す。この数式１はファラデーの電磁誘導の法則に基づく。
【数１】
【００３７】
また、磁束Φと磁束密度Ｂには次の数式２の関係がある。数式２において、Ｓは磁束密度Ｂの通過する面の面積を示し、ｎはその面積に対する単位法線ベクトルを示すが、数式２の右辺はさらに磁束密度Ｂとその通過する面が垂直の時を示している。
【数２】
上記、数式１と数式２の関係から、可飽和リアクトルＳＲの磁束密度Ｂは、時間変化しない電圧Ｖに対して次の数式３の関係を持つ。すなわち、磁束密度Ｂは通過する面積が一定の時、電圧Ｖとその発生時間ｔに比例する。
【数３】
【００３８】
このように、可飽和リアクトルＳＲに電圧Ｖが発生すると、その時間ｔが経つにつれて磁束密度Ｂが増加する。この時、時刻ｔ５’〜ｔ６’にかけて図５に示す可飽和リアクトルの動作点は、点Ｈ３から点Ｈ０を経て点Ｈ１に向かって移動する。
そして、時刻ｔ６’では可飽和リアクトルＳＲは飽和して、動作点は図５中の点Ｈ１に達すると、可飽和リアクトルＳＲの透磁率が極端に小さくなるため、可飽和リアクトルのインダクタンスはほとんどゼロとなる。このように、可飽和リアクトルは、その磁気特性上の動作点が図５の点Ｈ１周辺に存在するとき、トランスＴの電流Ｉａｂが正の方向にはインダクタンスがなく、低インピーダンス状態となっている。
【００３９】
やがて、時刻ｔ０に達し、共振スイッチＱｚがオンして共振電流がＩａｂを流れるが、時刻ｔ２に至るまでその電流の方向は変化しないため、可飽和リアクトルＳＲは低インピーダンス状態である。
時刻ｔ２では背景技術でも述べたとおり、電流Ｉｒが瞬間的に逆方向に流れようとするが、可飽和リアクトルＳＲはこの時は逆方向電流に対して大きなインダクタンスを持ち、高インピーダンス状態である。この時、可飽和リアクトルＳＲは時刻ｔ６’で蓄えられた磁気エネルギーを放出することで逆方向電流を妨げる方向に電圧を発生し、その動作点は時刻ｔ６’時の数式３に基づき、図５上の点Ｈ１から点Ｈ２方向へ移動するが、時刻ｔ２でリカバリを発生するエネルギーは前述のとおり小さいため、図５の動作点は点Ｈ１付近に留まる。また、リカバリ電流がサージ状に流れられず、リカバリ電流は時刻ｔ６’の電流Ｉａｂのように徐々に流れ出し、整流ダイオードＤ５のキャリアがゆっくりと消滅するため、サージ電圧の発生も伴わない。
【００４０】
図６は可飽和リアクトルを導入しない図２の回路図で動作試験を行い、時刻ｔ２の時の整流ダイオードの電圧Ｖｒと電流Ｉｒである。図中に示してあるように、逆方向のリカバリ電流が流れている際に電圧が発生し、損失が発生していることが分かる。図７は、本発明の実施例である可飽和リアクトルを導入した図１に示す回路での電圧Ｖｒと電流Ｉｒの測定結果である。整流ダイオードのリカバリ時に、逆方向に電流が流れることなく、サージ電流の発生も起こることなくリカバリが終了し、その後、ゆっくりと電圧Ｖｒが回復してゆく。
【００４１】
その後、時刻ｔ５で半導体スイッチＱ３とＱ４がターンオンし、時刻ｔ５’とは逆の電圧がトランスＴの二次側電圧Ｖ２に発生する。このときは時刻ｔ５’と同様に一次側からエネルギーが印加され、可飽和リアクトルＳＲの動作点を図５の点Ｈ１付近から点Ｈ２を通り点Ｈ３まで動かすことで、電流Ｉａｂが徐々に流れ出し、時刻ｔ６では磁気飽和し可飽和リアクトルＳＲは低インピーダンス状態となる。
時刻ｔ０’〜ｔ５’までは一次側半導体スイッチの対アームが動作するため、時刻ｔ０〜ｔ５までと電圧・電流が逆方向となるだけで、同じ原理で動作が繰り返される。
なお、時刻ｔ６及びｔ６’においても整流ダイオードにリカバリが発生するが、このリカバリのエネルギーは前述のとおり一次側から供給されるために大きく、可飽和リアクトルの動作点を点Ｈ１からＨ３（またはその逆）まで移動させるまでは、リカバリで発生するサージ電流を抑えられるため多少の効果はあるが、それ以上は途中でリアクトルの効果がなくなるため、リカバリ電流によるサージ電圧と損失が発生する。
【００４２】
本発明によれば、図２の回路においては時刻ｔ６で１１０Ｗ、時刻ｔ２で５０Ｗの合計１６０Ｗ発生したリカバリ損失が発生していたが、図１の可飽和リアクトルＳＲを導入することで、時刻ｔ６で８０Ｗ、時刻ｔ２で０Ｗの合計８０Ｗとリカバリ損失が半減する効果が得られる。
【００４３】
［実施例２］
また、本発明は、図８の形態においても実現可能である。これは、一次側の半導体スイッチの構成をハーフブリッジで構成した例である。電力変換回路の半導体スイッチの動作としては、図１の半導体スイッチＱ１とＱ４の動作を図８の半導体スイッチＱ１が受け持ち、同様に図１の半導体スイッチＱ２とＱ３の動作を半導体スイッチＱ２が受け持つ。また、半導体スイッチＱ１とＱ２の接続点ａと分圧コンデンサＣ１とＣ２の接続点ｂとの間にトランスＴの一次側が接続される。スイッチング損失低減の動作と可飽和リアクトルＳＲの動作及び電圧電流波形の形状は実施例１と同一である。
ただし、一次側の半導体スイッチがハーフブリッジで構成されるため、トランスＴの一次側電圧Ｖ１はＥ／２となる。したがって、実施例１とは異なり昇圧トランスとし、巻数比を１：Ｎ（Ｎはゼロを含まない自然数）と構成する。
【００４４】
そのため、トランスＴが巻数比１：Ｎの昇圧トランスの場合に、実施例１と同様に可飽和リアクトルＳＲをトランスＴの二次側に導入すると、整流ダイオードのリカバリ時に可飽和リアクトルＳＲで発生する電圧が実施例１と比較し高くなる。これは、数３に従うと可飽和リアクトルＳＲが飽和するまでの時間が短くなるから、リカバリのサージ電流を抑えるための高インピーダンスの期間が短くなる。
このことから、可飽和リアクトルＳＲはトランスＴの巻線のうち低電圧である一次側に導入する。
【００４５】
［実施例３］
図９は実施例１や実施例２で示した可飽和リアクトルＳＲとして、磁性材料がリング状で構成される可飽和コアをトランスＴの一次側に入れた構成例である。通常このような形状をしたコアは、電磁ノイズ防止のためにコモンモード（往復線路）で用いられるが、本発明では、ノーマルモードで用いることによって整流ダイオードのリカバリ損失を抑える効果が得られる。
なお、図９の点ａ、ｂは図１ないし図８の接続点ａ、ｂにそれぞれ対応する。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
以上説明したように、本発明によれば、直流電源装置の整流ダイオードブリッジ回路の入力側に、整流ダイオードのリカバリが発生する直前までの電流方向に対しては低インピーダンス、その逆方向には高インピーダンスを持つ回路要素を設けることにより、コストアップを招くことなく、リカバリに伴うサージ電圧の発生を効果的に抑制して電力損失を低減するとともに、整流ダイオードの破壊や電磁ノイズの発生を防止することができるので、直流電源装置の省エネルギー対策手段、高信頼性対策手段として広く利用されることが期待できる。
【符号の説明】
【００４７】
１０１： 直流電源
１０２： フィルタ回路
１０３： 共振スイッチ回路
１０４： ゲート制御装置
１０５： リング状の磁性体材料で構成された可飽和コア
Ｃ１， Ｃ２： 分圧コンデンサ
Ｃｚ： 共振コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４， Ｄ９： フリーホイールダイオード
Ｄ５〜Ｄ８： 整流ダイオード
Ｅ： 入力直流電源電圧
ＦＣ： フィルタコンデンサ
Ｌｄ： フィルタリアクトル
Ｌｚ： 共振リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４： 半導体スイッチ
Ｑｚ： 共振回路制御用半導体スイッチ
ＲＬ： 負荷
ＳＲ： 可飽和リアクトル
Ｔ： トランス
Ｖ１： トランスＴの一次側電圧
Ｖ２： トランスＴの二次側電圧
【技術分野】
【０００１】
本発明は、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータに関わり、その中でもリアクトルＬとコンデンサＣの共振によって半導体スイッチング損失の低減の機能を有する回路において、整流回路のダイオードで発生する電圧の変動抑制と損失低減に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
不安定な直流電源の安定化や、直流電圧を変更する場合、あるいは入力と電気的に絶縁された直流電源を出力する必要がある場合にはＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。その中でも、入力と出力が電気的に絶縁された直流電源装置では、絶縁に使用するトランスは、使用するスイッチング周波数の上昇に比例して小型化される。一方、半導体スイッチのスイッチング損失による発熱によって、スイッチング周波数の上昇には限界がある。こうしたスイッチング損失を低減するために、共振回路を利用した転流回路を設けたソフトスイッチングという手法がある。こうしたソフトスイッチングとして、トランスの二次側に転流回路を設けた先行技術が、下記の特許文献１と非特許文献１に記載されている。
【０００３】
図２には、これらの公知例に記載されている転流回路を有する回路の構成を示す。
１０１には入力直流電源、１０２はフィルタリアクトルＬｄとフィルタコンデンサＦＣで構成されるフィルタ回路、１０３は共振回路、１０４は各半導体スイッチのオン・オフを制御するゲート制御部である。
図２の回路動作について説明する。入力直流電源１０１に接続された半導体スイッチＱ１〜Ｑ４はインバータ回路を構成する半導体スイッチで、半導体スイッチＱ１〜Ｑ４には、それぞれフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ４が並列に接続されている。半導体スイッチＱ１とＱ２との接続点ａと半導体スイッチＱ３とＱ４との接続点ｂとの間に、トランスＴの一次巻線が接続され、二次巻線は共振リアクトルＬｚを介して、整流ダイオードＤ５〜Ｄ８よりなる整流ブリッジの接続点ｃと接続点ｄに接続される。この整流ブリッジの出力はフィルタ回路１０２を介して負荷ＲＬに与えられる。
なお、共振スイッチ回路１０３は、整流ブリッジの出力側とフィルタ回路１０２との間に挿入されている。
【０００４】
ゲート制御部１０４は、半導体スイッチＱ１〜Ｑ４と共振回路制御用半導体スイッチＱｚにオンとオフの指令を与える。これらの半導体スイッチとしては、バイポーラトランジスタ・ＭＯＳＦＥＴ・サイリスタ・ゲートターンオフサイリスタ・ＩＧＢＴなどが考えられるが、ここでは代表例としてＩＧＢＴを使用して説明する。
図３は、図２の従来例を説明するための動作波形の時間変化を表したものである。Ｉａｂは接続点ａ、ｂ間に流れる電流、Ｖａｂは接続点ａ、ｂ間の電圧、Ｉｚは共振回路に流れる電流、Ｖｚは共振コンデンサＣｚの両端の電圧である。また、Ｖｒは整流ブリッジを構成するダイオードＤ５の両端の電圧、Ｉｒは同じくダイオードＤ５の順方向の電流をそれぞれ示す。
【０００５】
回路動作について以上の記号を用いて説明する。
図２において、ゲート制御装置１０４から半導体スイッチＱ１とＱ４にオン信号が与えられて、インバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４が導通状態であるとする。電流ＩａｂがトランスＴの一次巻線に流れることにより、直流電源１０１から、トランスＴ、共振リアクトルＬｚ、整流ブリッジ、フィルタ回路１０２を介して負荷ＲＬにエネルギーを伝達している。
インバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４をターンオフする前の時刻ｔ０において、ゲート制御装置１０４から共振スイッチ回路１０３の共振回路制御用半導体スイッチＱｚをターンオンする信号を与えると、共振コンデンサＣｚの充電電流が入力直流電源１０１より流れ込む。この充電電流が、共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚの直列共振電流Ｉｚとなる。
【０００６】
半導体スイッチＱ１とＱ４に流れる電流Ｉａｂは、ここでは、トランスＴの巻数比を１：１とすると、負荷側に流れる電流Ｉｄと直列共振電流Ｉｚの和であり、正弦波状に増加してゆく。また、整流ダイオードＤ５の電流Ｉｒも同じ波形となる。その時、共振コンデンサＣｚには電圧Ｖｚが発生し、共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚの共振により、この電圧Ｖｚは、トランスＴの二次電圧より高い電圧となる。
時刻ｔ１にて、共振コンデンサＣｚの充電が完了し、電圧Ｖｚは最大値に達する。その後、共振コンデンサＣｚの放電が始まり、フリーホイールダイオードＤ９と共振コンデンサＣｚの経路で放電電流が直列共振電流Ｉｚとして流れ出す。トランスＴの巻数比を１：１としているので、フィルタリアクトルＬｄへの電流Ｉｄは、電流Ｉａｂと直列共振電流Ｉｚの和で一定となるように流れ、直列共振電流Ｉｚが増加すると電流Ｉａｂは減少することになる。
【０００７】
時刻ｔ２で、直列共振電流Ｉｚと電流Ｉｄが等しくなり、この時点で電流Ｉａｂが０となる。放電が進み、やがて時刻ｔ４で共振コンデンサＣｚは完全に放電し、直列共振電流Ｉｚは０となる。この間の時刻ｔ３に、半導体スイッチＱ１とＱ４をターンオフさせる。一方、フィルタリアクトルＬｄに流れる電流Ｉｄは連続した値であるから、共振コンデンサＣｚの放電電流Ｉｚが０となった時点で、電流Ｉｄは整流ダイオードＤ５〜Ｄ８からの電流に切り替わって流れる。この時、電流Ｉｄは、ダイオードＤ５に流れるダイオード電流Ｉｒと、ダイオードＤ７を流れるＩｏとが合流したものとなるため、ダイオードＤ５に流れるダイオード電流Ｉｒの値は、Ｉｄの半分の値となり、電流Ｉｄの連続性は保たれる。
【０００８】
直列共振電流ＩｚがフリーホイールダイオードＤ９を流れ、トランス一次側電流Ｉａｂが０となる、時刻ｔ２〜ｔ４の間の時刻ｔ３において、ゲート制御装置１０４から半導体スイッチＱ１とＱ４にターンオフ信号を送り、これらをターンオフさせると、トランス一次側電圧Ｖａｂは０となり、半導体スイッチＱ１とＱ４には入力直流電源電圧Ｅに等しい程度の電圧が印加される。これは僅かに残るトランスの励磁電流分がダイオードＤ３と直流電源１０１、ダイオードＤ２の経路でフリーホイールするためである。半導体スイッチＱ１とＱ４の電流は、時刻ｔ３の時点でほぼ０となるから、半導体スイッチＱ１とＱ４のターンオフの過程ではスイッチング損失はほとんど発生しない。
【０００９】
一方、時刻ｔ０の時点で半導体スイッチＱｚがターンオンするときは、共振リアクトルＬｚによって共振電流Ｉｚの時間変化率は小さく制限され、直列共振電流Ｉｚは徐々に増加するから、ターンオンの過渡状態ではスイッチング損失は小さい。また、フリーホイールダイオードＤ９が導通し、直列共振電流Ｉｚが正である期間に、半導体スイッチＱｚをターンオフさせると、Ｑｚの電流はすでに０であるので、ターンオフの過程ではスイッチング損失は発生しない。
【００１０】
時刻ｔ５にはゲート制御装置１０４から、半導体スイッチＱ２とＱ３にターンオン指令が出され、ターンオンを開始する。この時はフィルタリアクトルＬｄに流れる電流Ｉｄは、整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を環流している電流Ｉｒと等しい。この時、半導体スイッチＱ２とＱ３にターンオンにより、共振リアクトルＬｚを通して電流Ｉａｂが流れ始めるため、急激な増加はできず、また、電流Ｉｄは一定と見なせるため、電流Ｉａｂと電流Ｉｒとの和がＩｄとなるように変化する。したがって、電流Ｉａｂは電流Ｉｒの減少分で増加してゆき、半導体スイッチＱ２とＱ３のターンオン過渡状態ではほとんど電流は流れない。このことからターンオン損失は小さい。この電流Ｉａｂはだんだんと増加し、時刻ｔ６には電流Ｉｄと等しくなり、電流Ｉｒは０となる。この後の時刻ｔ０’から時刻ｔ６’までの半周期に関しては、以上と同様の原理で対アーム（半導体スイッチＱ２及びＱ３）が動作する。
【００１１】
図４には、実際に図２に示した回路を動作させた場合の、整流ダイオードＤ５の電圧Ｖｒと電流Ｉｒの波形を示す。なお、図４中には図３の時刻ｔ０〜ｔ６に対応する時刻を明示してある。
理想的な場合の図３と実測波形である図４を比較する。順方向に流れていたダイオード電流Ｉｒがゼロとなる時刻ｔ２及びｔ６での電圧波形には、理想的な図３ではサージ（跳ね上がり）は発生しないが、図４の実動作波形を見ると、この時刻でサージ電圧が発生することが分かる。
理想ダイオードでは、アノードとカソードの間が順方向にバイアスされ順方向に電流が流れている状態から、ダイオードが逆バイアスされたり、他の影響によって順方向電流が減少したりして、その電流値がゼロとなった場合にも逆方向に流れることはない。
【００１２】
しかし、現実のダイオードでは、アノード・カソード間が順バイアスされて順方向電流が流れている状態から、上記のような理由で電流が止められたり、もしくはゼロになったりした場合、ＰＮ接合間に蓄積された少数キャリアが消滅するまでにある程度の時間がかかることから、この間に逆方向のサージ状の電流が流れる。この現象はリカバリ（逆回復）と呼ばれており、実測波形である図４の時刻ｔ２及びｔ６を見ると、電流Ｉｒは瞬間的に負方向に流れていることからも明かである。
【００１３】
この逆方向サージ電流であるリカバリ電流によってダイオードの端子間には逆方向にサージ電圧が生じる。また、前述のリカバリ電流とこのサージ電圧の積がリカバリ損失であり、これが、ダイオードのスイッチング損失として扱われる。さらに、このサージ電圧が同ダイオードの逆方向耐電圧を超えると、ダイオードが破壊に至ることもあり、急峻な時間変化をするために、高周波の電磁ノイズが発生し他の機器へ悪影響を与えることもある。
【００１４】
このようなダイオードのリカバリ現象への対策としては、特許文献２で述べられているように、各整流ダイオードへＣＲスナバの取付けが一般的である。また、特許文献２、特許文献３では、各整流ダイオードへ可飽和リアクトルを導入している。
これらの先行技術の目的は、サージ電圧による電磁ノイズの発生を抑制することである。
また、ＲＣスナバの導入は、サージ電圧が発生したときにそのエネルギーをスナバ回路に吸収させ、サージ電圧の発生を抑えるためであり、可飽和リアクトルの導入は、リカバリ現象を発生させる逆方向のサージ電流の発生を抑え、ダイオード内部の少数キャリアの消滅を遅くさせることでリカバリ自体を遅くし、サージ電圧の抑制効果を生むものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開平４−３６８４６４号公報
【特許文献２】特開平１０−２６２３７１号公報
【特許文献３】特開２００２−２２３５６８号公報
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】O. Deblecker, A Moretti, and F. Vallee: “Comparative Analysis of Two Zero-Current Switching Isolated DC-DCConverters for Auxiliary Railway Supply,” SPEEDAM 2008.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
さて、実際に回路を動作させた場合の結果である図４に示した整流ダイオードＤ５の電圧Ｖｒと電流Ｉｒを用いて、時刻ｔ６及びｔ２のリカバリで発生する損失を計算すると、それぞれ、およそ１１０Ｗと５０Ｗとなる。
整流ダイオードＤ５を流れる電流から判断すると、時刻ｔ６で発生する整流ダイオードＤ５のリカバリは、共振スイッチ回路１０３の有無にかかわらず、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作として発生するが、時刻ｔ２のリカバリは、一次側の半導体スイッチＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失を低減するための共振電流を流し、一次側電流ＩａｂをトランスＴの励磁電流のみに減少させることによって発生する。
つまり、共振スイッチ回路１０３を導入することで、一次側半導体スイッチのターンオフ損失は大幅に減少可能となるが、トランスＴの二次側に接続される整流ダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８には新たなリカバリ損失が発生することとなる。上記の動作例であれば、共振スイッチ回路１０３の有無によってリカバリ損失が約１．５倍に増加する。これは、整流ダイオードブリッジの発熱によってＤＣ−ＤＣコンバータ自体の動作周波数に制約がかかることを意味する。
【００１８】
このように、この時刻ｔ２で発生する整流ダイオードのリカバリは、図２のようなソフトスイッチング機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータにおける新たな課題となる。
ここで、図４の時刻ｔ６とｔ２で発生するサージ電圧値を見ると、それらには差があることが分かる。これは、二次側の整流ダイオードブリッジで発生する２種類のリカバリの原因が異なるためと考えられる。
まず、時刻ｔ６で発生するリカバリを考える。時刻ｔ５の直前までは、負荷電流Ｉｄが整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を環流している。時刻ｔ５で一次側の半導体スイッチＱ２とＱ３がターンオンするから、トランスＴの端子間には電圧が発生し、整流ダイオードＤ５とＤ８に逆バイアスがかかる。そのため、時刻ｔ５〜ｔ６にかけて電流Ｉｒが、トランスＴの電流Ｉａｂの増加に従い減少する。その後、時刻ｔ６において電流Ｉｒはゼロに達し、電圧Ｖｒが発生する。この動作は「リカバリ」の典型的な動作であり、このリカバリはトランスＴを介し、一次側から直接、二次側の整流ダイオードブリッジを構成する整流ダイオードに逆バイアスが印加されて発生することが分かる。
【００１９】
次に、時刻ｔ２で発生するリカバリに関して考える。時刻ｔ１からｔ２において整流ダイオードＤ５を流れる電流Ｉｒは、共振電流Ｉｚとの和が負荷電流Ｉｄで一定であり、電流Ｉｚが徐々に増加するため、それに従い減少し、時刻ｔ２で電流Ｉｒはゼロに達する。この時、同時に一次側からトランスＴに流れ込む電流Ｉａｂもゼロとなるため、一次側からのエネルギーは供給されないが、電流Ｉｒが流れていた電流経路のインダクタンス分によって電流は流れ続けようとするため、キャリア消滅分の逆方向サージ電流が流れることでリカバリが発生する。
【００２０】
このように、一次側から逆バイアスを強制的にかけられるリカバリが時刻ｔ６で発生し、電流が自然消滅し、配線インダクタンス分などに蓄えられた磁気エネルギーのみで発生するのが時刻ｔ２のリカバリである。つまり、このことは、時刻ｔ６でリカバリを発生させるエネルギーは大きく、時刻ｔ２ではそれが小さいと言うことを意味する。すなわち、時刻ｔ２のリカバリが持つエネルギーは、電流Ｉｒが流れていた電流経路のインダクタンスによる磁気エネルギー程度であるから、大容量のエネルギー吸収素子を追加することなしに、リカバリ損失を抑えることが可能である。
【００２１】
そこで、本発明は、特に時刻ｔ２（及びｔ５で半導体スイッチＱ２とＱ３がターンオンしてからＩａｂがゼロとなるｔ２’）で、電流Ｉｒの方向が急激に変化しないように、電流が流れている方向に小さなインピーダンス、その逆方向には大きなインピーダンスを持つ回路要素を導入することで、時刻ｔ２（及びｔ２’）でリカバリ損失を減少させた直流電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
そこで、本発明の特流電源装置では、次のような技術的手段を講じた。すなわち、
（１）直流電源と、直流から交流を生成可能な電力変換回路と、一次巻線が前記電力変換回路の出力と接続されたトランスと、該トランスの二次巻線に、共振リアクトルを介して接続された整流ダイオードブリッジ回路と、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサで構成され、前記整流ダイオードブリッジ回路の出力側に接続されるフィルタ回路とを有し、環流ダイオード（Ｄ９）が逆並列に接続された共振回路制御用半導体スイッチ（Ｑｚ）と、共振コンデンサ（Ｃｚ）からなる共振スイッチ回路（１０３）を、前記整流ダイオードブリッジの出力側に並列接続することにより、前記共振リアクトル（Ｌｚ）と、共振スイッチ回路（１０３）の共振コンデンサ（Ｃｚ）とで直列共振回路を構成する直流電源装置において、前記整流ダイオードブリッジ回路の入力側に接続されるトランスの一次側または二次側に、該整流ダイオードブリッジ回路を構成する整流ダイオードのリカバリが発生する直前までの電流方向に対しては低インピーダンス、その逆方向には高インピーダンスを持つ回路要素を設けた。
【００２３】
（２）上記の直流電源装置において、前記回路要素として、可飽和リアクトルを利用した。
【００２４】
（３）上記の直流電源装置において、前記可飽和リアクトルを、前記トランスの一次側電圧及び二次側電圧のうち、電圧の低い側に配置した。
【００２５】
（４）上記の直流電源装置において、前記回路要素によって、前記トランスの一次側に接続される電力変換回路を構成する半導体スイッチのスイッチング損失を小さくする機能を持つようにした。
【００２６】
（５）上記の直流電源装置において、前記電力変換回路を構成する半導体スイッチを流れる電流がほぼゼロとなったときに、該半導体スイッチをオフさせるようにした。
【００２７】
（６）上記の直流電源装置において前記電力変換回路を構成する半導体スイッチと、前記共振回路制御用半導体スイッチのオン／オフの制御は、ゲート制御装置によって制御されるようにした。
【００２８】
（７）上記の直流電源装置において、前記共振リアクトルは、トランスの漏れインダクタンスとその配線インダクタンスの合計で構成されるようにした。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、トランス絶縁式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、整流ダイオードブリッジ回路の入力側に接続されるトランスの一次側または二次側に、該整流ダイオードブリッジ回路を構成する整流ダイオードのリカバリが発生する直前までの電流方向に対しては低インピーダンス、その逆方向には高インピーダンスを持つ回路要素を設けることにより、一次側半導体スイッチのスイッチング損失を低減するとともに、トランス二次側の整流ダイオードで発生するリカバリによる損失を低減するという優れた効果を奏することができる。
このことは、ＤＣ−ＤＣコンバータの廃熱が減少し、効率の向上による省エネルギー化、冷却装置の小型化だけでなく、駆動周波数の上昇によってトランスの小型化も実現可能であり、装置全体の小型化や信頼性向上に寄与する。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明による直流電源装置の実施例１を示す。
【図２】従来例の回路構成を示す。
【図３】従来例での理想的な電圧電流と半導体スイッチ指令の時間変化を示す。
【図４】図２の構成で、整流ダイオードＤ５の電圧Ｖｒと電流Ｉｒの実測波形を示す。
【図５】本発明の実施例１で利用する可飽和リアクトルの磁気特性（ＢＨカーブ）を示す。
【図６】従来例回路で測定した図４の時刻ｔ２付近を拡大した波形を示す。
【図７】図６の動作回路に本発明の実施例を施した場合の波形を示す。
【図８】本発明の実施例２として、一次側半導体スイッチをハーフブリッジで構成した場合の回路を示す。
【図９】本発明の実施例１，２で使用する可飽和リアクトルＳＲの例を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
本発明は、特に一次側半導体スイッチのターンオフ損失を減少させる回路が発生する電流によって整流ダイオードの損失が増加するという課題を解決するが、整流ダイオードの全リカバリ損失を減少させる効果を持つ。
以下では本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００３２】
［実施例１］
まず、本発明の実施例１として、その構成と動作原理を図１により説明する。
１０１には入力直流電源、１０２はフィルタリアクトルＬｄとフィルタコンデンサＦＣで構成されるフィルタ回路、１０３は共振回路、１０４は各半導体スイッチのゲート制御装置である。Ｑ１〜Ｑ４はインバータ回路を構成する半導体スイッチで、それぞれの半導体スイッチにはＤ１〜Ｄ４のフリーホイールダイオードが付属する。半導体スイッチＱ１とＱ２との接続点ａと半導体スイッチＱ３とＱ４との接続点ｂとの間にトランスＴの一次巻線が接続され、二次巻線は整流ダイオードＤ５〜Ｄ８よりなる整流ダイオードブリッジの接続点ｃとｄに接続される。この整流ダイオードブリッジの出力はフィルタ回路１０２を介して負荷ＲＬに与えられる。
【００３３】
ゲート制御装置１０４は半導体スイッチＱ１〜Ｑ４と共振回路１０３内の半導体スイッチＱｚにオンとオフの指令を与える。半導体スイッチとしては、バイポーラトランジスタ・ＭＯＳＦＥＴ・サイリスタ・ゲートターンオフサイリスタ・ＩＧＢＴなどが考えられるが、本実施例では代表例としてＩＧＢＴを使用して説明する。
図１に示す構成では、トランスＴの持つ漏れインダクタンスと配線によるインダクタンスの和を共振リアクトルＬｚとして記し、共振回路１０３の共振コンデンサＣｚと共に直列共振回路を構成する。
整流ダイオードＤ５〜Ｄ８の出力側ｅ，ｆに半導体スイッチＱｚで制御可能なコンデンサＣｚよりなる共振回路１０３を直列に接続している。共振回路１０３はより具体的には、フリーホイールダイオードＤ９が逆並列に接続された半導体スイッチＱｚと、共振コンデンサＣｚとが直列に接続された回路である。共振回路１０３は整流ダイオードブリッジの出力側とフィルタ回路１０２との間に、整流ダイオードブリッジ回路と並列に挿入されている。
【００３４】
また、ここではトランスＴの巻数比はＮ：１（Ｎはゼロを含まない自然数）で、一次側電圧Ｖ１は二次側電圧Ｖ２よりも大または等しいとして、トランスＴの出力である二次側に、整流ダイオードにリカバリが発生する直前までの電流が流れる方向には低インピーダンス、その逆方向には高インピーダンスを持つ回路要素として、本実施例では可飽和リアクトルＳＲを設ける。
図１の動作は図２と同一であり、電圧・電流波形は技術背景で述べた図３と同一である。ここでは図３を用いながら可飽和リアクトルＳＲの動作と効果のみを説明する。図５は可飽和リアクトルＳＲの持つ磁気特性（ＢＨカーブ）を示す。図５中において、Ｂは可飽和リアクトルの磁束密度、Ｈは磁界の強さを表す。
【００３５】
時刻ｔ５’では制御装置１０４から半導体スイッチＱ１とＱ４にオン信号が与えられて（図３参照）、インバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４が導通状態となり、トランスＴの一次側である点ａ，ｂ間の電圧Ｖａｂには電源電圧Ｅと等しい電圧が発生する。この時刻ｔ５’では可飽和リアクトルの磁気特性上の動作点は図５の点Ｈ３付近となっているため、可飽和リアクトルＳＲは大きなインダクタンスとしてみなせるから、時刻ｔ５’になった瞬間では可飽和リアクトルＳＲにはトランスＴの二次側に発生する電圧Ｖ２と等しい電圧が発生する。このときの電流Ｉａｂを考えると、従来例の図２と比較すると、共振リアクトルＬｚのインダクタンス値が大きい場合と等価であるから、さらにゆっくりと流れ出す。したがって、一次側の半導体スイッチＱ１とＱ４が発生するターンオン損失は、図２の場合のそれよりさらに小さくなる。
【００３６】
ここで、可飽和リアクトルＳＲの磁束Φは数式１で表せる。数１において、ｎは可飽和リアクトルＳＲの巻数、Ｖは可飽和リアクトルＳＲに発生する電圧を示す。この数式１はファラデーの電磁誘導の法則に基づく。
【数１】
【００３７】
また、磁束Φと磁束密度Ｂには次の数式２の関係がある。数式２において、Ｓは磁束密度Ｂの通過する面の面積を示し、ｎはその面積に対する単位法線ベクトルを示すが、数式２の右辺はさらに磁束密度Ｂとその通過する面が垂直の時を示している。
【数２】
上記、数式１と数式２の関係から、可飽和リアクトルＳＲの磁束密度Ｂは、時間変化しない電圧Ｖに対して次の数式３の関係を持つ。すなわち、磁束密度Ｂは通過する面積が一定の時、電圧Ｖとその発生時間ｔに比例する。
【数３】
【００３８】
このように、可飽和リアクトルＳＲに電圧Ｖが発生すると、その時間ｔが経つにつれて磁束密度Ｂが増加する。この時、時刻ｔ５’〜ｔ６’にかけて図５に示す可飽和リアクトルの動作点は、点Ｈ３から点Ｈ０を経て点Ｈ１に向かって移動する。
そして、時刻ｔ６’では可飽和リアクトルＳＲは飽和して、動作点は図５中の点Ｈ１に達すると、可飽和リアクトルＳＲの透磁率が極端に小さくなるため、可飽和リアクトルのインダクタンスはほとんどゼロとなる。このように、可飽和リアクトルは、その磁気特性上の動作点が図５の点Ｈ１周辺に存在するとき、トランスＴの電流Ｉａｂが正の方向にはインダクタンスがなく、低インピーダンス状態となっている。
【００３９】
やがて、時刻ｔ０に達し、共振スイッチＱｚがオンして共振電流がＩａｂを流れるが、時刻ｔ２に至るまでその電流の方向は変化しないため、可飽和リアクトルＳＲは低インピーダンス状態である。
時刻ｔ２では背景技術でも述べたとおり、電流Ｉｒが瞬間的に逆方向に流れようとするが、可飽和リアクトルＳＲはこの時は逆方向電流に対して大きなインダクタンスを持ち、高インピーダンス状態である。この時、可飽和リアクトルＳＲは時刻ｔ６’で蓄えられた磁気エネルギーを放出することで逆方向電流を妨げる方向に電圧を発生し、その動作点は時刻ｔ６’時の数式３に基づき、図５上の点Ｈ１から点Ｈ２方向へ移動するが、時刻ｔ２でリカバリを発生するエネルギーは前述のとおり小さいため、図５の動作点は点Ｈ１付近に留まる。また、リカバリ電流がサージ状に流れられず、リカバリ電流は時刻ｔ６’の電流Ｉａｂのように徐々に流れ出し、整流ダイオードＤ５のキャリアがゆっくりと消滅するため、サージ電圧の発生も伴わない。
【００４０】
図６は可飽和リアクトルを導入しない図２の回路図で動作試験を行い、時刻ｔ２の時の整流ダイオードの電圧Ｖｒと電流Ｉｒである。図中に示してあるように、逆方向のリカバリ電流が流れている際に電圧が発生し、損失が発生していることが分かる。図７は、本発明の実施例である可飽和リアクトルを導入した図１に示す回路での電圧Ｖｒと電流Ｉｒの測定結果である。整流ダイオードのリカバリ時に、逆方向に電流が流れることなく、サージ電流の発生も起こることなくリカバリが終了し、その後、ゆっくりと電圧Ｖｒが回復してゆく。
【００４１】
その後、時刻ｔ５で半導体スイッチＱ３とＱ４がターンオンし、時刻ｔ５’とは逆の電圧がトランスＴの二次側電圧Ｖ２に発生する。このときは時刻ｔ５’と同様に一次側からエネルギーが印加され、可飽和リアクトルＳＲの動作点を図５の点Ｈ１付近から点Ｈ２を通り点Ｈ３まで動かすことで、電流Ｉａｂが徐々に流れ出し、時刻ｔ６では磁気飽和し可飽和リアクトルＳＲは低インピーダンス状態となる。
時刻ｔ０’〜ｔ５’までは一次側半導体スイッチの対アームが動作するため、時刻ｔ０〜ｔ５までと電圧・電流が逆方向となるだけで、同じ原理で動作が繰り返される。
なお、時刻ｔ６及びｔ６’においても整流ダイオードにリカバリが発生するが、このリカバリのエネルギーは前述のとおり一次側から供給されるために大きく、可飽和リアクトルの動作点を点Ｈ１からＨ３（またはその逆）まで移動させるまでは、リカバリで発生するサージ電流を抑えられるため多少の効果はあるが、それ以上は途中でリアクトルの効果がなくなるため、リカバリ電流によるサージ電圧と損失が発生する。
【００４２】
本発明によれば、図２の回路においては時刻ｔ６で１１０Ｗ、時刻ｔ２で５０Ｗの合計１６０Ｗ発生したリカバリ損失が発生していたが、図１の可飽和リアクトルＳＲを導入することで、時刻ｔ６で８０Ｗ、時刻ｔ２で０Ｗの合計８０Ｗとリカバリ損失が半減する効果が得られる。
【００４３】
［実施例２］
また、本発明は、図８の形態においても実現可能である。これは、一次側の半導体スイッチの構成をハーフブリッジで構成した例である。電力変換回路の半導体スイッチの動作としては、図１の半導体スイッチＱ１とＱ４の動作を図８の半導体スイッチＱ１が受け持ち、同様に図１の半導体スイッチＱ２とＱ３の動作を半導体スイッチＱ２が受け持つ。また、半導体スイッチＱ１とＱ２の接続点ａと分圧コンデンサＣ１とＣ２の接続点ｂとの間にトランスＴの一次側が接続される。スイッチング損失低減の動作と可飽和リアクトルＳＲの動作及び電圧電流波形の形状は実施例１と同一である。
ただし、一次側の半導体スイッチがハーフブリッジで構成されるため、トランスＴの一次側電圧Ｖ１はＥ／２となる。したがって、実施例１とは異なり昇圧トランスとし、巻数比を１：Ｎ（Ｎはゼロを含まない自然数）と構成する。
【００４４】
そのため、トランスＴが巻数比１：Ｎの昇圧トランスの場合に、実施例１と同様に可飽和リアクトルＳＲをトランスＴの二次側に導入すると、整流ダイオードのリカバリ時に可飽和リアクトルＳＲで発生する電圧が実施例１と比較し高くなる。これは、数３に従うと可飽和リアクトルＳＲが飽和するまでの時間が短くなるから、リカバリのサージ電流を抑えるための高インピーダンスの期間が短くなる。
このことから、可飽和リアクトルＳＲはトランスＴの巻線のうち低電圧である一次側に導入する。
【００４５】
［実施例３］
図９は実施例１や実施例２で示した可飽和リアクトルＳＲとして、磁性材料がリング状で構成される可飽和コアをトランスＴの一次側に入れた構成例である。通常このような形状をしたコアは、電磁ノイズ防止のためにコモンモード（往復線路）で用いられるが、本発明では、ノーマルモードで用いることによって整流ダイオードのリカバリ損失を抑える効果が得られる。
なお、図９の点ａ、ｂは図１ないし図８の接続点ａ、ｂにそれぞれ対応する。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
以上説明したように、本発明によれば、直流電源装置の整流ダイオードブリッジ回路の入力側に、整流ダイオードのリカバリが発生する直前までの電流方向に対しては低インピーダンス、その逆方向には高インピーダンスを持つ回路要素を設けることにより、コストアップを招くことなく、リカバリに伴うサージ電圧の発生を効果的に抑制して電力損失を低減するとともに、整流ダイオードの破壊や電磁ノイズの発生を防止することができるので、直流電源装置の省エネルギー対策手段、高信頼性対策手段として広く利用されることが期待できる。
【符号の説明】
【００４７】
１０１： 直流電源
１０２： フィルタ回路
１０３： 共振スイッチ回路
１０４： ゲート制御装置
１０５： リング状の磁性体材料で構成された可飽和コア
Ｃ１， Ｃ２： 分圧コンデンサ
Ｃｚ： 共振コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４， Ｄ９： フリーホイールダイオード
Ｄ５〜Ｄ８： 整流ダイオード
Ｅ： 入力直流電源電圧
ＦＣ： フィルタコンデンサ
Ｌｄ： フィルタリアクトル
Ｌｚ： 共振リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４： 半導体スイッチ
Ｑｚ： 共振回路制御用半導体スイッチ
ＲＬ： 負荷
ＳＲ： 可飽和リアクトル
Ｔ： トランス
Ｖ１： トランスＴの一次側電圧
Ｖ２： トランスＴの二次側電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、直流から交流を生成可能な電力変換回路と、一次巻線が前記電力変換回路の出力と接続されたトランスと、
該トランスの二次巻線に、共振リアクトルを介して接続された整流ダイオードブリッジ回路と、
フィルタリアクトルとフィルタコンデンサで構成され、前記整流ダイオードブリッジ回路の出力側に接続されるフィルタ回路とを有し、
環流ダイオード（Ｄ９）が逆並列に接続された共振回路制御用半導体スイッチ（Ｑｚ）と、共振コンデンサ（Ｃｚ）からなる共振スイッチ回路（１０３）を、前記整流ダイオードブリッジの出力側に並列接続することにより、
前記共振リアクトル（Ｌｚ）と、共振スイッチ回路（１０３）の共振コンデンサ（Ｃｚ）とで直列共振回路を構成する直流電源装置において、
前記整流ダイオードブリッジ回路の入力側に接続されるトランスの一次側または二次側に、該整流ダイオードブリッジ回路を構成する整流ダイオードのリカバリが発生する直前までの電流方向に対しては低インピーダンス、その逆方向には高インピーダンスを持つ回路要素を設けたことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の直流電源装置において、前記回路要素として、可飽和リアクトルを利用することを特徴とした直流電源装置。
【請求項３】
請求項２に記載の直流電源装置において、前記可飽和リアクトルは電圧が高い場合に高インピーダンス状態である時間が短くなるよう、前記トランスの一次側電圧及び二次側電圧のうち、電圧の低い側に配置したことを特徴とする直流電源装置。
【請求項４】
請求項１に記載の直流電源装置において、前記回路要素によって、前記トランスの一次側に接続される電力変換回路を構成する半導体スイッチのスイッチング損失を小さくする機能を持つことを特徴とする直流電源装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の直流電源装置において、前記電力変換回路を構成する半導体スイッチを流れる電流がほぼゼロとなったときに、該半導体スイッチをオフさせることを特徴とする直流電源装置。
【請求項６】
請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の直流電源装置において、前記電力変換回路を構成する半導体スイッチと、前記共振回路制御用半導体スイッチのオン／オフの制御は、ゲート制御装置によって制御されることを特徴とする直流電源装置。
【請求項７】
請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の直流電源装置において、前記共振リアクトルは、トランスの漏れインダクタンスとその配線インダクタンスの合計で構成されることを特徴とする直流電源装置。
【請求項１】
直流電源と、直流から交流を生成可能な電力変換回路と、一次巻線が前記電力変換回路の出力と接続されたトランスと、
該トランスの二次巻線に、共振リアクトルを介して接続された整流ダイオードブリッジ回路と、
フィルタリアクトルとフィルタコンデンサで構成され、前記整流ダイオードブリッジ回路の出力側に接続されるフィルタ回路とを有し、
環流ダイオード（Ｄ９）が逆並列に接続された共振回路制御用半導体スイッチ（Ｑｚ）と、共振コンデンサ（Ｃｚ）からなる共振スイッチ回路（１０３）を、前記整流ダイオードブリッジの出力側に並列接続することにより、
前記共振リアクトル（Ｌｚ）と、共振スイッチ回路（１０３）の共振コンデンサ（Ｃｚ）とで直列共振回路を構成する直流電源装置において、
前記整流ダイオードブリッジ回路の入力側に接続されるトランスの一次側または二次側に、該整流ダイオードブリッジ回路を構成する整流ダイオードのリカバリが発生する直前までの電流方向に対しては低インピーダンス、その逆方向には高インピーダンスを持つ回路要素を設けたことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の直流電源装置において、前記回路要素として、可飽和リアクトルを利用することを特徴とした直流電源装置。
【請求項３】
請求項２に記載の直流電源装置において、前記可飽和リアクトルは電圧が高い場合に高インピーダンス状態である時間が短くなるよう、前記トランスの一次側電圧及び二次側電圧のうち、電圧の低い側に配置したことを特徴とする直流電源装置。
【請求項４】
請求項１に記載の直流電源装置において、前記回路要素によって、前記トランスの一次側に接続される電力変換回路を構成する半導体スイッチのスイッチング損失を小さくする機能を持つことを特徴とする直流電源装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の直流電源装置において、前記電力変換回路を構成する半導体スイッチを流れる電流がほぼゼロとなったときに、該半導体スイッチをオフさせることを特徴とする直流電源装置。
【請求項６】
請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の直流電源装置において、前記電力変換回路を構成する半導体スイッチと、前記共振回路制御用半導体スイッチのオン／オフの制御は、ゲート制御装置によって制御されることを特徴とする直流電源装置。
【請求項７】
請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の直流電源装置において、前記共振リアクトルは、トランスの漏れインダクタンスとその配線インダクタンスの合計で構成されることを特徴とする直流電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１３−２７１６２（Ｐ２０１３−２７１６２Ａ）
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６００３０（Ｐ２０１１−１６００３０）
【出願日】平成２３年７月２１日（２０１１．７．２１）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２１日（２０１１．７．２１）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
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