試験測定装置及び信号デジタル化方法
【課題】ノイズを減らしながら広帯域入力信号をデジタル化する。
【解決手段】スプリッタ１０は、特定帯域幅を有する入力信号１２を複数の分配信号１４及び１６へと分配する。高調波ミキサ１８及び２４は、分配信号１４及び１６の夫々を、関連する高調波信号２０及び２６と混合し、関連する混合信号２２及び２８を生成する。デジタイザ３０及び３２は、夫々の混合信号２２及び２８をデジタル化する。高調波ミキサ１８及び２４に関する高調波信号の少なくとも１つの１次高調波は、デジタイザ３０及び３２の少なくとも１つの有効サンプル・レートと異なっている。
【解決手段】スプリッタ１０は、特定帯域幅を有する入力信号１２を複数の分配信号１４及び１６へと分配する。高調波ミキサ１８及び２４は、分配信号１４及び１６の夫々を、関連する高調波信号２０及び２６と混合し、関連する混合信号２２及び２８を生成する。デジタイザ３０及び３２は、夫々の混合信号２２及び２８をデジタル化する。高調波ミキサ１８及び２４に関する高調波信号の少なくとも１つの１次高調波は、デジタイザ３０及び３２の少なくとも１つの有効サンプル・レートと異なっている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、試験測定装置に関し、特に、信号をデジタル化するデジタイザを含む試験測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル・オシロスコープのような試験測定装置で利用可能な帯域幅は、入力信号をデジタル化するアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）によって制限される傾向にある。ＡＤＣの利用可能な帯域幅は、アナログ帯域幅未満か、又は、最大サンプル・レートの半分未満に制限される。既存のＡＤＣを用いて、より高い帯域幅の信号をデジタル化する種々の技術が開発されてきている。
【０００３】
効率良く、より高いサンプル・レートを実現するためには、例えば、同期時間インタリーブを用いることができる。時間的なずれ（オフセット）をもって１つのサンプル期間中に１つの入力信号を複数のＡＤＣでサンプルするものである。デジタル化された複数の出力は、１つに合成されて、サンプル・レートは事実上掛け算されたものとなる。しかし、ＡＤＣのアナログ帯域幅が制限要因となれば、より高い帯域幅を実現するために、複数経路のインタリーブ・トラック・ホールド増幅回路のような高帯域幅フロント・エンドが必要となる。
【０００４】
従来のトラック・ホールド増幅回路ベースのインタリーブ・システムでは、トラック・ホールド増幅回路をＡＤＣチャンネル帯域幅と同様か又はもっと遅いサンプル・レートでクロックすることとなるので、ＡＤＣには、ホールドされた値に安定する十分な時間がある。ＡＤＣは、各ホールド値をデジタル的に捕捉するために、トラック・ホールド増幅回路と同期してクロックされる。トラック・ホールド増幅回路におけるこうした制限は、回りまわって、ＡＤＣサンプル・レートを制限する。更には、ナイキスト・サンプリング定理を満たすため、ＡＤＣサンプル・レートは、ＡＤＣチャンネルの帯域幅の２倍よりも小さくされる。結果として、所望の性能を実現するには、多数の時間インタリーブＡＤＣチャンネルが必要となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平９−５１００７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ＡＤＣチャンネルの個数が増加すると、全体的なコストと、システムの複雑さも増加する。例えば、フロント・エンド・チップは、望ましい値に達する正味の総合サンプル・レートを得るためには、今では、付加的なＡＤＣ回路、クロック回路などを含んだより多数のＡＤＣチャンネルを駆動しなければならない。チップのサイズ及び複雑さは、通信パスがより長くなるという結果を生じ、それ故、寄生容量、電磁気的ノイズ、設計の困難さなどが増加する結果を生じる。
【０００７】
他の技術では、入力信号の複数のサブ帯域（sub-bands）を、より低いサンプル・レートのＡＤＣを通過できる周波数範囲へとダウンコンバートさせるというものもある。言い換えると、広い入力帯域幅を、複数の低い帯域幅のＡＤＣチャンネルに分割させるというものである。デジタル化した後、これらサブ帯域は、それぞれの元の周波数範囲にデジタル的にアップコンバートされ、そして、入力信号を表すものに結合される。この技術の重大な欠点は、任意の入力信号の周波数の内容を１つだけのＡＤＣチャンネルに送って、その入力信号をデジタル化するときに、先天的にノイズというペナルティがあることである。再結合された出力は、１つのＡＤＣだけからの信号エネルギーを含むが、複数全てのＡＤＣからのノイズ・エネルギーを含み、それ故、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を悪化させる。
【０００８】
従って、非同期時間インタリーブ・アキテクチャの全ＡＤＣチャンネルによって、任意の周波数の入力信号をデジタル化し、それによってノイズのペナルティを回避するための改善されたデバイス及び方法へのニーズが残っている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の概念１は、試験測定装置であって、
特定帯域幅を有する入力信号を、該入力信号のほぼ全帯域幅を夫々含む複数の分配信号に分配するスプリッタと、
複数の上記分配信号の中の関連する１つの分配信号を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を夫々生成する複数の高調波ミキサと、
複数の上記高調波ミキサの中の関連する１つの高調波ミキサの混合信号を夫々デジタル化するよう構成される複数のデジタイザとを具え、
複数の上記高調波ミキサに関連する高調波信号の少なくとも１つの１次高調波が、複数の上記デジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートと異なっていることを特徴としている。
【００１０】
本発明の概念２は、概念１の試験測定装置であって、複数の上記高調波ミキサに関連する高調波信号の少なくとも１つの上記１次高調波が、複数の上記デジタイザの少なくとも１つの上記有効サンプル・レートの整数倍又は約数ではないことを特徴としている。
【００１１】
本発明の概念３は、概念１の試験測定装置であって、複数の上記高調波ミキサに関連する高調波信号の少なくとも１つの上記１次高調波が、複数の上記デジタイザの少なくとも１つの上記有効サンプル・レートと、複数の上記デジタイザの少なくとも１つの上記有効サンプル・レートの半分の間にあることを特徴としている。
【００１２】
本発明の概念４は、概念１の試験測定装置であって、上記混合信号の夫々が、１つのサブ帯域の帯域幅内に、上記入力信号の少なくとも２つのサブ帯域を含むことを特徴としている。
【００１３】
本発明の概念５は、概念４の試験測定装置であって、上記１つのサブ帯域がベースバンド・サブ帯域であることを特徴としている。
【００１４】
本発明の概念６は、概念４の試験測定装置であって、上記混合信号の夫々が、上記１つのサブ帯域の帯域幅内に、入力信号の各サブ帯域を含むことを特徴としている。
【００１５】
本発明の概念７は、概念１の試験測定装置であって、複数のデジタル・フィルタを更に具え、該デジタル・フィルタの夫々は、関連するデジタル化混合信号をフィルタ処理することで、上記デジタル化混合信号に関連する周波数応答が、関連する上記高調波信号の上記１次高調波の周波数の半分に関して、ほぼ相補的になるよう構成される。
【００１６】
本発明の概念８は、概念７の試験測定装置であって、複数のデジタル高調波ミキサを更に具え、該デジタル高調波ミキサの夫々が、上記デジタル化混合信号に関連する上記高調波信号と周波数及び位相に関してほぼ同様のデジタル高調波信号と、関連するフィルタ処理デジタル化混合信号とを混合し、関連する再混合信号を生成するよう構成される。
【００１７】
本発明の概念９は、概念８の試験測定装置であって、複数の上記デジタル高調波ミキサに関連する上記再混合信号を結合し、再構成入力信号にするよう構成される結合器を更に具えている。
【００１８】
本発明の概念１０は、概念８の試験測定装置であって、複数の上記高調波ミキサによって混合される上記高調波信号はアナログ高調波信号であり、上記デジタル高調波ミキサが、上記デジタル高調波信号の振幅及び位相を調整することによって、上記アナログ高調波信号中の位相及び振幅エラーを補償するよう構成されることを特徴としている。
【００１９】
本発明の概念１１は、概念１の試験測定装置であって、上記高調波信号の夫々は、１にサブ帯域の数の半分を加えて端数を切り捨てたものに等しい数の高調波を少なくとも含むことを特徴としている。
【００２０】
本発明の概念１２は、概念１１の試験測定装置であって、複数の上記高調波は、１周期を上記サブ帯域の数で割った時間シフトだけ位相に関して間隔を空けられていることを特徴としている。
【００２１】
本発明の概念１３は、信号をデジタル化するための方法であって、
特定帯域幅を有する入力信号を、該入力信号のほぼ全帯域幅を夫々含む複数の分配信号に分配することと、
上記分配信号の夫々を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を生成することと、
上記混合信号の夫々をデジタル化することとを具え、
複数の上記分配信号に関連する上記高調波信号の少なくとも１つの１次高調波が、上記混合信号のデジタル化で使用した有効サンプル・レートと異なることを特徴としている。
【００２２】
本発明の概念１４は、概念１３の方法であって、複数の上記分配信号に関連する高調波信号の少なくとも１つの上記１次高調波が、上記混合信号のデジタル化で使用した有効サンプル・レートの整数倍又は約数ではないことを特徴としている。
【００２３】
本発明の概念１５は、概念１３の方法であって、複数の上記分配信号に関連する高調波信号の少なくとも１つの上記１次高調波が、上記混合信号のデジタル化で使用した有効サンプル・レートと、上記混合信号のデジタル化で使用した有効サンプル・レートの半分の間にあることを特徴としている。
【００２４】
本発明の概念１６は、概念１３の方法であって、上記混合信号の夫々が、１つのサブ帯域の帯域幅内に、上記入力信号の少なくとも２つのサブ帯域を含むことを特徴としている。
【００２５】
本発明の概念１７は、概念１６の方法であって、上記１つのサブ帯域がベースバンド・サブ帯域であることを特徴としている。
【００２６】
本発明の概念１８は、概念１６の方法であって、上記混合信号の夫々が、上記１つのサブ帯域の帯域幅内に、入力信号の各サブ帯域を含むことを特徴としている。
【００２７】
本発明の概念１９は、概念１３の方法であって、デジタル化混合信号に関連する周波数応答が、関連する上記高調波信号の上記１次高調波の周波数の半分に関して、ほぼ相補的になるように、上記デジタル化混合信号の夫々をフィルタ処理することを更に具えている。
【００２８】
本発明の概念２０は、概念１９の方法であって、フィルタ処理デジタル化混合信号の夫々を、上記デジタル化混合信号と関連する上記高調波信号と周波数及び位相に関してほぼ同様のデジタル高調波信号と混合し、関連する再混合信号を生成することを更に具えている。
【００２９】
本発明の概念２１は、概念２０の方法であって、上記再混合信号を結合し、再構成入力信号にすることを更に具えている。
【００３０】
本発明の概念２２は、概念２０の方法であって、
上記高調波信号はアナログ高調波信号であり、上記フィルタ処理デジタル化混合信号の夫々を上記デジタル高調波信号と混合することには、上記デジタル高調波信号の振幅及び位相を調整することによって、上記アナログ高調波信号中の位相及び振幅エラーを補償することを含むことを特徴としている。
【００３１】
本発明の概念２３は、概念１３の方法であって、上記高調波信号の夫々は、１にサブ帯域の数の半分を加えて端数を切り捨てたものに等しい数の高調波を少なくとも含むことを特徴としている。
【００３２】
本発明の概念２４は、概念２３の方法であって、複数の上記高調波は、１周期を上記サブ帯域の数で割った時間シフトだけ位相に関して間隔を空けられていることを特徴としている。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】図１は、本発明の実施形態による高調波混合処理を用いた試験測定装置用ＡＤＣシステムのブロック図である。
【図２】図２は、再混合信号２２のスペクトラム成分の例を表す。
【図３】図３は、フィルタ処理混合信号３８のスペクトラム成分の例を表す。
【図４】図４は、フィルタ処理混合信号４４のスペクトラム成分の例を表す。
【図５】図３は、再混合信号２８のスペクトラム成分の例を表す。
【図６】図６は、再混合信号５０のスペクトラム成分の例を表す。
【図７】図７は、再混合信号５６のスペクトラム成分の例を表す。
【図８】図８は、再構成入力信号６０のスペクトラム１６０を示す。
【図９Ａ】図９Ａは、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。
【図９Ｂ】図９Ｂは、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。
【図１０】図１０は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。
【図１１】図１１は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。
【図１２】図１２は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
この開示は、高調波混合処理（ミキシング）を用いた試験測定装置用のＡＤＣシステムの実施形態を記載している。
【００３５】
図１は、本発明の実施形態による高調波混合処理を用いた試験測定装置用のＡＤＣシステムのブロック図である。この実施形態では、装置には、スプリッタ１０があり、これは、特定の周波数を有する入力信号１２を複数の分配（スプリット）信号１４及び１６に分配するよう構成され、分配信号の夫々は、入力信号１２のほぼ全スペクトラムを含んでいる。スプリッタ１０としては、入力信号１２を複数の信号に分配できるのであれば、種々の回路があり得る。例えば、スプリッタ１０は、抵抗分割回路としても良い。このように、入力信号１２のほぼ全周波数成分が、分配信号１４及び１６の夫々に存在することができる。しかし、パスの個数、使用される高調波信号などによって、スプリッタ１０の種々の分配信号の周波数応答は、異なることがある。
【００３６】
分配信号１４及び１６は、高調波ミキサ１８及び２４に夫々入力される。高調波ミキサ１８は、分配信号１４を高調波信号２０と混合（ミックス）し、混合信号２２を生成するよう構成される。同様に、高調波ミキサ２４は、分配信号１６を高調波信号２６と混合し、混合信号２８を生成するよう構成される。
【００３７】
本願では、高調波ミキサは、信号を複数の高調波と混合するように構成されるデバイスである。詳しくは後述するように、乗算又は混合処理は、高調波混合処理と関連して説明されるが、信号を複数の高調波と乗算する効果を持つデバイスは、高調波ミキサとして利用可能である。
【００３８】
いくつかの実施形態では、複数の高調波は、０次の高調波、つまり、ＤＣ（直流）成分を含んでも良い。例えば、いくつかの実施形態では、高調波信号２０は、数式１で表される信号としても良い。
【００３９】
【数１】
【００４０】
ここで、Ｆ1は、１次高調波を表し、ｔは時間を表す。このように、数式１の形式を有する信号は、ＤＣと周波数Ｆ1において高調波を有する。
【００４１】
高調波信号２６は、数式２で表される信号としても良い。
【００４２】
【数２】
【００４３】
高調波信号２０と同様に、高調波信号２６は、ＤＣと周波数Ｆ1において高調波を有する。しかし、周波数Ｆ1における１次高調波は、高調波信号２０中の同様の１次高調波に比較して、１８０度位相がずれている。
【００４４】
デジタイザ３０は、混合信号２２をデジタル化するよう構成される。同様に、デジタイザ３２は、混合信号２８をデジタル化するよう構成される。デジタイザ３０及び３２としては、種々のデジタイザがあり得る。図示せずも、デジタイザ３０及び３２の夫々は、必要に応じて、増幅回路、フィルタ、減衰回路などのアナログ回路を設けても良い。そのため、デジタイザ３０に入力された混合信号２２は、デジタル化される前に、増幅や減衰されたり、また、フィルタ処理されることがある。
【００４５】
デジタイザ３０及び３２は、有効サンプル・レートで動作するよう構成される。いくつかの実施形態では、デジタイザ３０は、１つのアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）を含むとしても良い。しかし、別の実施形態では、デジタイザ３０は、より低いサンプル・レートで動作するインタリーブされた複数のＡＤＣを含むとし、より高い有効サンプル・レートを実現するようにしても良い。
【００４６】
高調波信号２０及び２６の少なくとも一方の１次高調波は、デジタイザ３０及び３２の少なくとも一方の有効サンプル・レートとは異なっている。例えば、高調波信号２０の１次高調波Ｆ1は、３４ＧＨｚということがあり得る。デジタイザ３０のサンプル・レートは、５０ＧＳ／ｓということがあり得る。このように、１次高調波Ｆ1は、有効サンプル・レートとは異なる。
【００４７】
いくつかの実施形態では、高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの整数倍又は約数である必要はない。言い換えると、いくつかの実施形態では、高調波ミキサに関連する高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの整数倍又は約数ではない。
【００４８】
いくつかの実施形態では、高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートと、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの半分の間としても良い。具体的には、詳しくは後述するように、こうした周波数であれば、１次高調波の前後の高い周波数成分を、デジタイザ３０のサンプル・レートの半分より低い周波数に混合処理により低下させることができる。そのため、こうした周波数成分であれば、デジタイザ３０によって効果的にデジタル化できる。
【００４９】
当然のことながら、入力信号１２の全ての帯域が全てのパスを通過する。言い換えると、１つの入力信号１２を処理するのに、２つ以上のチャンネルが組み合わせられた場合、各チャンネル又はパスは、入力信号１２の全帯域幅を受ける。入力信号１２は、全てのデジタイザを通って伝送されるので、信号対ノイズ比は、大幅に改善される。
【００５０】
フィルタ３６は、デジタイザ３０からのデジタル化混合信号３４をフィルタ処理するように構成しても良い。同様に、フィルタ４２は、デジタイザ３２からのデジタル化混合信号４０をフィルタ処理するように構成しても良い。高調波ミキサ４６及び５２は、フィルタ処理混合信号３８及び４４を高調波信号４８及び５４と夫々混合（ミックス）するように構成される。いくつかの実施形態では、高調波信号４８及び５４は、対応する高調波信号２０及び２６と、周波数及び位相に関して、実質的に同様としても良い。高調波信号２０及び２６がアナログ信号である一方、高調波信号４８及び５４はデジタル信号であるが、これら高調波信号についての拡大縮小率（scaling factor）は、互いに同じか又は同様としても良い。出力信号５０及び５６は、再混合信号５０及び５６と呼ばれる。結合器（combiner）５８は、再混合信号５０及び５６を結合し、再構成入力信号６０にする。いくつかの実施形態では、結合器５８は、単なる信号の加算以上のことを実施しても良い。例えば、平均化処理、フィルタ処理、拡大縮小処理などを、結合器５８で実施しても良い。
【００５１】
フィルタ３６及び４２、高調波ミキサ４６及び５２、高調波信号４８及び５４、結合器５８、その他の関連する要素は、デジタル的に実現しても良い。例えば、好ましい適切な周辺デバイスと共に、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロプロセッサ、プログラマブル・ロジック・デバイス、汎用プロセッサその他の処理システムを、デジタル化信号の処理機能を実現するために利用しても良い。こうした機能を実現するのに、完全に集積されたものから、完全なディスクリート部品までの間の種々なものが利用できる。
【００５２】
何らかの形で、高調波信号２０、２６、４８及び５４の同期処理が用いられる。例えば、高調波信号２０及び２６の高調波は、デジタイザ３０及び３２の関するクロックにロックしてもよい。他の例では、高調波信号をデジタル化しても良い。そして、１次高調波を高調波信号４８及び５４を同期するのに利用できる。他の例では、混合信号２２及び２８の１つ以上に帯域外のトーン（tones）を加えても良い。３４ＧＨｚの１次高調波を用いて、１９.１２５ＧＨｚ及び２１.２５ＧＨｚのトーン、つまり、３４ＧＨｚの９／１６及び１０／１６を混合信号２２に加えても良い。これらトーンは、フィルタ３６で結果的にもたらされるフィルタ処理の帯域幅、つまり、遷移帯域によって決まる約１８ＧＨｚの外であるから、これらトーンは、再構築信号６０に対する影響は無視できる。しかし、これらトーンは、ナイキスト周波数よりも小さい、つまり、５０ＧＳ／ｓのサンプル・レートについての２５ＧＨｚよりも小さいので、これらトーンは、フィルタ処理される前のデジタル化混合信号３４を用いて取込むことができる。この技術を用いるかに関係なく、高調波信号２０及び２６並びにデジタル高調波信号４８及び５４間の位相及び周波数の関係は維持できる。
【００５３】
図２〜図８は、図１の試験測定装置用のＡＤＣシステム中の種々の信号のスペクトラム成分の例を示している。図１及び図２を参照すると、スペクトラム１００は、入力信号１２の、よって、分配信号１４のスペクトラムとしてあり得るものである。上述の数式１で定義される高調波信号の例を用いると、分配信号１４のＤＣ成分は、スペクトラム１００で表されるように通過する。しかし、入力信号１２中のスペクトラム１００は、周波数Ｆ1で１次高調波とも混合される。結果として得られるスペクトラム１０２は、こうした混合処理の生成物である。こうして、混合信号２２は、スペクトラム１００及びスペクトラム１０２の成分を含む。ここにおいて、そして他の図において、スペクトラム成分は、分離し、重複するよう描かれているが、実際のスペクトラムは、スペクトラム１００及び１０２を組み合わせたものである。
【００５４】
図１及び図３を参照すると、スペクトラム１１０は、同様にして、入力信号１２を高調波信号２６のＤＣ高調波と混合処理したことによる混合信号２８の成分を表す。しかし、図２と対比して、スペクトラム１１２は、図２のスペクトラム１０２に比較して１８０度の位相差がある。上述のように、高調波信号２６の１次高調波は、高調波信号２０の１次高調波から１８０度位相がシフトしている。高調波信号２６中の１８０度の位相シフトは、スペクトラム１１２における１８０度の位相シフトを誘発する。１８０度の位相差は、点線として示されている。
【００５５】
図４及び図５は、フィルタ処理混合信号３８及び４４のスペクトラムを表す。いくつかの実施形態では、フィルタ処理は、対応するデジタイザ３０及び３２が固有に備えるフィルタ処理機能としても良く、フィルタ３６及び４２、その他の機能としても良い。図１では、フィルタ処理は、デジタイザ３６及び４２の後で行われるとして描かれているが、フィルタ処理は、他の位置で実行されても良い。例えば、フィルタ処理は、デジタル化する前に行っても良い。混合信号２２及び２８は、デジタイザ３０及び３２の有効サンプル・レートの半分に近いカットオフ周波数を有するローパス・フィルタで、フィルタ処理されるとしても良い。フィルタ３６及び４２のフィルタ処理を、こうした固有又は誘発されるフィルタ処理に加えても良い。
【００５６】
いくつかの実施形態では、混合信号２２及び２８の正味のフィルタ処理は、高調波信号２０及び２６の１次高調波の周波数の約半分に関して、ほぼ相補的な周波数応答という結果が得られるようにしても良い。つまり、周波数Ｆ1／２よりあるオフセットだけ高い位置での周波数応答と、周波数Ｆ1／２よりあるオフセットだけ低い位置での周波数応答が加えられる。１つを例として用いたが、信号の拡大縮小処理などの要求に応じて、他の値を用いても良い。更には、上述の例は、理想的な場合として記述されている。つまり、実現されるフィルタ処理は、理想的でない成分、校正などを考慮して、異なる応答を持つようにしても良い。
【００５７】
上述した３４ＧＨｚのＦ1を用いた周波数応答の具体例では、周波数Ｆ1／２は１７ＧＨｚとなる。ＤＣから１６ＧＨｚまでは、周波数応答は１となる。１６から１８ＧＨｚまでは、周波数応答は１からゼロまで線形に変化し、１７ＧＨｚで１／２を通過する。
【００５８】
図４の結果として得られるスペクトラム成分は、フィルタ処理混合信号３８を表し、スペクトラム１２０で表されるスペクトラム１００の低周波数部分と、スペクトラム１２２で表されるスペクトラム１０２の低周波数部分とを含む。混合処理によって、スペクトラム１２２は、周波数に関して反転しているが、スペクトラム１００の高い方のサブ帯域の周波数成分を含むことに注意されたい。同様に、図５のスペクトラム成分１３０及び１３２は、図３のスペクトラム１１０及び１１２の低周波数成分に対応する。スペクトラム１１２の１８０度の位相関係は、スペクトラム１３２でも保持されている。
【００５９】
従って、高調波混合処理を通して、入力信号の２つのサブ帯域は、サブ帯域のスパンがデジタイザ３０及び３２に関するナイキスト帯域を超えていたとしても、デジタル化される。この実施形態では、混合信号の夫々は、アナログ、デジタル、フィルタ処理されているのいずれであっても、入力信号１２のサブ帯域夫々の成分を含んでいる。つまり、この例では、混合信号２２及び２８からフィルタ処理デジタル化混合信号３８及び４４までの信号の夫々が、スペクトラム１００の低周波数サブ帯域及び高周波数サブ帯域の両方を含んでいる。
【００６０】
具体的には、入力信号１２の複数のサブ帯域は、ベ―スバンド・サブ帯域の帯域幅内に周波数シフトされている。いくつかの実施形態では、入力信号１２のサブ帯域の夫々は、１つのサブ帯域の帯域幅内に周波数シフトされても良い。しかし、サブ帯域及び高調波信号の数によっては、各サブ帯域が各混合信号中に存在しないかもしれない。
【００６１】
図６及び図７は、再混合信号５０及び５６のスペクトラムを表す。図１及び図６を参照すると、スペクトラムは、再混合信号５０を表す。上述のように、フィルタ処理デジタル化混合信号３８は、高調波ミキサ４６において、高調波信号２０と周波数及び位相に関して実質的に同様な高調波信号４８と混合される。従って、図４のスペクトラムは、ＤＣ成分及び１次高調波と混合される。
【００６２】
スペクトラム１４０及び１４２は、図４のスペクトラム１２０及び１２２をＤＣ成分と混合することから生じるスペクトラムを表す。スペクトラム１４４は、スペクトラム１２０を１次高調波と混合した結果を表す。スペクトラム１４６及び１４８は、図４のスペクトラム１２２と１次高調波の混合処理を表す。
【００６３】
同様に、図７は、再混合信号５６のスペクトラムを表す。スペクトラム１５０及び１５２は、ＤＣ成分と図５のスペクトラムの混合処理を表す。スペクトラム１５４は、高調波信号５４の１次高調波と図５のスペクトラム１３０の混合処理を表す。具体的には、高調波信号５４の１次高調波は、相対的な１８０度位相シフトがあるので、得られるスペクトラム１５４も、点線で表される１８０度位相シフトがある。
【００６４】
図５のスペクトラム１３２も高調波信号５４の１次高調波と混合されるが、スペクトラム１３２には、１８０度の誘発された位相シフトが既にある。そのため、追加の１８０度位相シフトは、スペクトラム１５６及び１５８の実線で表される、事実上の０度の位相シフトという結果になる。
【００６５】
図８は、図８の再構成入力信号６０のスペクトラム１６０を示す。スペクトラム１６２及び１６４は、スペクトラム１６０を形成するサブ帯域の成分を表す。スペクトラム１６６は、図６及び図７に関して記述された混合処理から生じる付随の側波帯（サイドバンド）を表す。この実施形態では、スペクトラム１６６をフィルタ処理で除いても良いが、他の実施形態では、サブ帯域が１次高調波周波数Ｆ1を超えて広がっていることがある。そうした実施形態では、低周波数サブ帯域から生成されるスペクトラム１６６を、相殺する組合せを用いて除去するようにしても良い。
【００６６】
再混合信号５０及び５６の成分の相対的な位相合わせによって、元々の周波数範囲にあるサブ帯域は、建設的に結合する一方、元々の周波数範囲にないサブ帯域は、相殺的に結合するように位相が合わせられる。図６〜図８を参照すると、結合した場合に、スペクトラム１４０及び１５０は建設的に結合し、スペクトラム１６２が得られる。スペクトラム１４２及び１５２は、スペクトラムが１８０度位相がずれているので、相殺的に結合する。こうして、ベースバンド・サブ帯域内のスペクトラムから残るサブ帯域は、元々のサブ帯域である。
【００６７】
同様に、約Ｆ1／２からＦ1までのサブ帯域については、スペクトラム１４６及び１５６は建設的に結合してスペクトラム１６４となる一方、スペクトラム１４４及び１５４は相殺的に結合する。スペクトラム１４８及び１５８は建設的に結合してスペクトラム１６６となるが、これは、この場合では、おおよそ周波数Ｆ1より下の期待される入力信号周波数範囲を超えているので、フィルタ処理で除いても良い。
【００６８】
スペクトラム１６２及び１６４で示されるように、周波数Ｆ1／２のあたりで遷移が生じる。この遷移は、図４及び図５を参照して上述したフィルタ処理の結果である。具体的には、スペクトラム１６２及びスペクトラム１６４の傾斜は、相補的である。そのため、スペクトラム１６２及び１６４の周波数成分が結合されると、スペクトラム１６０の中の得られる部分は、元の周波数スペクトラムとほぼ一致する。
【００６９】
従って、入力信号１２を種々の高調波信号と混合処理することによって、入力信号１２のサブ帯域は、デジタイザのより低い帯域幅を通過できる。混合信号は、重複するサブ帯域を含んでいたとしても、複数の高調波信号の位相合わせ処理のために、これらサブ帯域は建設的及び相殺的に結合し、結合されたときに、上述のように、入力信号１２をほぼ正確に表すものを生成する。
【００７０】
図９〜図１２は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。いくつかの実施形態では、ミキサは、分配信号１４及び１６を、夫々と対応する高調波信号２０及び２６と混合するために利用できる。全てポートにおいてＤＣ及びベースバンド信号が通過できるミキサが、高調波ミキサとして利用できる。
【００７１】
図９Ａ及び図９Ｂは、高調波ミキサの例を示し、これらは、上述した高調波ミキサ１８、２４、４６及び５２の任意の１つ以上のものを表すとして良い。図９Ａは、２出力時間インタリーブ・スイッチを示す。図９Ｂは、Ｎ出力時間インタリーブ・スイッチを示す。
【００７２】
これら実施形態では、スイッチ１８０及び１８１は、入力信号１８２を受けるように構成される。２出力スイッチ１８０を使う場合、入力信号１８２は、制御信号１８８に応答して出力端子１８４及び１８６へとスイッチされる。Ｎ出力スイッチ１８１を使う場合では、入力信号１８２は、制御信号１８８に応答して、出力１８４、１８６から第Ｎ番出力１８７までへとスイッチされる。例えば、スイッチ１８１は、Ｎ投（N-throw）スイッチまでの３投スイッチ、４投スイッチなどでも良く、これは、入力信号１８２がその時間のＮ分の１を各ポイント、つまり、出力端子において過ごす。更なるパス及びサブ帯域が追加されたら、高調波信号の高調波が適切に位相整合されるようにしても良い。いくつかの実施形態では、高調波信号の相対的な位相シフトは、１周期をサブ帯域の数で割った時間シフトだけ位相に関して間隔を空けるようにしても良い。
【００７３】
クロック・サイクル全体に比較してパルスが短くなれば、高調波の含有がもっと豊富になる。例えば、２出力又は３出力スイッチについては、０次高調波（ＤＣ）及び１次高調波が使用される。４出力又は５出力スイッチについては、０次高調波、１次高調波及び２次高調波を使用できる。６出力又は７出力スイッチについては、０次高調波、１次高調波、２次高調波及び３次高調波を使用できる。Ｎが増加するほどパルスが狭くなり、それによって、高調波の含有がもっと豊富なものを生成する。制御信号１８８は、１次高調波の基本周波数か、上述した他の適切な高調波周波数を有する信号としても良い。
【００７４】
入力信号１８２の全帯域は、全パスを通過する、つまり、出力パスの夫々に行く（例えば、１８４、１８６から第Ｎ番出力１８７まで）
【００７５】
例えば、スイッチ１８０を参照すると、制御信号１８８は、３４ＧＨｚの基本周波数を有する矩形波としても良い。スイッチングの結果として、出力１８４は、制御信号の周期の半分の間は入力信号１８２を受け、周期の反対の半分の間は約ゼロである。事実上、出力１８４は、入力信号１８４に矩形波を乗算したものであり、３４ＧＨｚでゼロと１の間を変動する。こうした矩形波は、数式３で表すことができる。
【００７６】
【数３】
【００７７】
数式３は、このような矩形波のテイラー級数展開である。ＤＣと最初の２つの高調波を載せている。ここで、Ｆ1は、３４ＧＨｚである。成分の振幅は異なるものの、数式１及び３は、類似する高調波を含んでいる。
【００７８】
出力１８６は、出力１８４と同様であるが、入力信号１８２が出力１８６に送られる時間周期は、出力１８４に比較して反転している。その効果は、再度、入力信号１８２に、数式４で定義される矩形波を乗算したものと同様となる。
【００７９】
【数４】
【００８０】
数式３と同様に、数式４は、数式２に記載された高調波信号と類似する。このように、スイッチ１８０のスイッチングの乗算効果は、上述の分配信号を高調波信号に混合処理するのとほぼ同様である。加えて、この例では、スイッチは、スプリッタ１０並びに高調波ミキサ１８及び２４の両方の役割もする。しかし、他の実施形態では、スイッチ１８０は、単極単投スイッチとして、１つの高調波ミキサとして作用するとしても良い。
【００８１】
ＤＣ成分及び１次高調波の相対的な振幅は異なるが、こうしたバランスの悪さは、適切なパス中の補償フィルタを通すことで補正できる。例えば、上述した周波数Ｆ1／２及び周波数Ｆ1間のサブ帯域は、ベースバンド・サブ帯域に比べて、結合器５８における再結合の間、異なる利得が適用されるようにしても良い。
【００８２】
加えて、上記数式３及び４は、３次高調波も記載している。いくつかの実施形態では、３次高調波が望ましいことがある。しかし、もしなければ、こうした高調波の効果は、適切なフィルタ処理で補償できる。例えば、入力信号１２は、周波数Ｆ1より上の周波数成分を除去するためにフィルタ処理されても良い。このため、３＊Ｆ1の周波数で混合するような、こうした周波数成分は存在しないようになる。更には、デジタイザの前のフィルタ処理によって、エイリアシングによってデジタル化信号に影響を与えかねない任意の高次周波数成分を除去できる。
【００８３】
アナログ不整合（ミスマッチ）が原因のインタリーブ・エラーの場合には、混合処理クロックの振幅及び位相についてハードウェアを調整しても良い。次に、その調整では、インタリーブ不整合（ミスマッチ）による疑似信号を最小化するよう校正しても良い。これに代えて、又は、上記やり方に加えて、ハードウェア不整合の特性を調べ、線形時間可変補正フィルタを用いて、インタリーブ疑似信号をキャンセルするようにしても良い。更に、場合によっては、スイッチが完璧には動作しないかもしれない。例えば、正常状態からずれたスイッチでは、１方向において他方向でよりも多くの時間を費やし、これによって、デューティー・サイクルにスキューを起こすことがある。デジタル高調波ミキサ４６及び５２は、アナログ高調波信号２０又は２６中に存在することがある位相及び振幅エラーを、デジタル高調波信号４８又は５４の振幅又は位相を微調整することによって、補償する構成しても良い。
【００８４】
図１０は、他の高調波ミキサの例である。スイッチング回路２００は、２つの入力信号２０２及び２０４を、制御信号２０６に応答して、出力２０８及び２１０に交互にスイッチするように構成される。制御信号２０６は、スイッチング回路２００の中のスイッチがスイッチ動作可能となるように、再度、矩形波又は他の同様な信号としても良い。制御信号２０６の半サイクルの間、入力信号２０２が出力２０８にスイッチされる一方、入力信号２０４は出力２１０にスイッチされる。残りの半サイクルの間は、入力信号２０２が出力２１０にスイッチされる一方、入力信号２０４は出力２０８にスイッチされる。
【００８５】
いくつかの実施形態では、入力信号２０４は、入力信号２０２を反転及び拡大／縮小したものとしても良い。こうした上述の入力及びスイッチングの結果として、図９Ａのスイッチ１８０に関して上述したレベルから、ＤＣと他の高調波がバランスを取り戻す。例えば、入力信号２０４は、入力信号２０２の分数で且つ反転したものとしても良い。図９Ａのスイッチ１８０を用いた１及び０の間のスイッチングに代えて、出力端子２０８及び２１０の有効出力は、例えば、１と（２− ）／（２＋ ）の間でスイッチングするとしても良い。このように、複数の高調波間で所望のバランスとなるように、振幅及びＤＣレベルを希望に応じて調整しても良い。
【００８６】
図１１は、高調波ミキサの別の例を示す。高調波ミキサ１７０は、スプリッタ１７２、ミキサ１７５及び結合器１７７を含む。スプリッタ１７２は、入力信号１７１を信号１７３及び１７４として分配するよう構成される。信号１７４は、結合器１７７に入力される。信号１７４は他の信号と混合されないので、信号１７４は、上述の高調波ミキサのＤＣ成分としての役割を果たす。
【００８７】
信号１７３は、ミキサ１７５に入力される。信号１７６が、信号１７３と混合される。いくつかの実施形態では、信号１７６は、上述の周波数Ｆ1のような単一の高調波としても良い。もし追加の高調波を希望するなら追加のミキサを用意すれば良く、夫々の出力は結合器１７７で結合される。
【００８８】
別の実施形態では、信号１７６が複数の高調波を含んでも良い。ミキサ１７５のポートの帯域幅が所望の周波数範囲を収容できる限り、１つのミキサ１７５を利用できる。しかし、上述の高調波信号のＤＣ成分は、異なるパスによって結合器１７７に渡されるので、信号１７３及び１７６を受けるミキサのポートは、ＤＣに至るまで動作する必要はない。従って、広く多種のミキサを用いることができる。信号１７９及び１７４が結合器１７７で結合された時点で、出力信号１７８は上述の混合信号とほぼ同様となり得る。
【００８９】
いくつかの実施形態では、スプリッタ１７２は、入力信号１７１を対称に分配できるが、対称に分配する必要はない。スプリッタの信号１７４を出力する側は、上述のフィルタ処理カットオフ周波数以上の帯域幅を持つようにしても良い。スプリッタ１７２の信号１７３を出力する側は、信号１７６の高調波が中心に来る周波数範囲であって、上述のフィルタ処理カットオフ周波数の２倍以上の帯域幅を持つ周波数範囲を持つようにしても良い。言い換えると、スプリッタ１７２の周波数応答は、各パスについて等しい必要はなく、希望に応じて設定しても良い。
【００９０】
図１２は、図９Ａの一般的な形態の高調波ミキサの別の例である。この実施形態では、高調波信号２２４は、トランス２２５を通して、ミキサと同様なヂオード・リング２２０に入力できる。入力信号２２２は、トランス２２５のタップに入力できる。従って、高調波信号２２４に応じて、入力信号２２２は、出力端子２２６及び２２８の間でスイッチされる。例えば、高調波信号２２４は、トランスの下部がプラスで上部がマイナスのときに左ダイオード２２７をオンにし、トランスの極性が反対のときに右ダイオード２２９をオンにする。このようにして、入力信号２２２は、出力端子２２８及び出力端子２２６に交互に送られる。いくつかの実施形態では、追加のダイオード・リングを用いて出力端子を終端したり、入力信号２２２のサブ帯域の反転部分を入れて、より高い利得を実現したり、図１０の形態のように、複数の高調波のバランスの悪さを補償したりといったことなどを行うようにしても良い。
【００９１】
いくつかの実施形態では、２つのパス及び重複する２つのサブ帯域が実現される。しかし、上述のように、任意の数のパス及びサブ帯域を用いても良い。このような実施形態では、使用する高調波の数は、１にサブ帯域の数の半分を加えて端数を切り捨てたものにでき、このとき、ＤＣは、０次高調波として含まれる。例えば、３つのサブ帯域については、２つの高調波だけが利用できる。上記周波数範囲を例として用いると、１次高調波は、周波数Ｆ1よりも高い周波数をベースバンド・サブ帯域まで周波数シフトできる。高調波信号の複数の１次高調波は、１２０度の複数の相対位相シフトに位相を合わせるようにしても良い。
【００９２】
従って、結合器５８における結合処理中に、サブ帯域が適切な周波数範囲にあるときは、サブ帯域のスペクトラムは、０度の相対位相シフトのような同じ位相シフトを持つことになる。対照的に、適切でない周波数範囲にある１つのサブ帯域の３つの成分は、位相に関して互いに１２０度だけずれる。結果として得られるスペクトラムは、適切でないサブ帯域を除去するように相殺的に結合する。更にパスとサブ帯域が追加されたら、複数の高調波信号の高調波の位相を適切に合わせるようにしても良い。いくつかの実施形態では、高調波信号の相対的な位相シフトは、１周期をサブ帯域の数で割った時間シフトだけ位相に関して間隔を空けるようにしても良い。
【００９３】
上述してきた実施形態では、デジタル化信号は、ほぼ直ぐに処理されるものとしたが、こうしたデジタル化後の処理は、希望があれば、遅らせることができる。例えば、デジタイザ３０及び３２からのデジタル化データは、後で処理するために、メモリに蓄積することができる。
【００９４】
更には、デジタル的なフィルタ処理、混合処理及び結合処理は、別々の動作として説明してきたが、こうした動作を組み合わせて、他の機能などに組み入れても良い。加えて、上述の説明は、理想的な成分を仮定していたので、こうした処理に追加の補償を適切に導入し、理想的でない成分を補正するようにしても良い。更には、デジタル化信号を処理するとき、周波数範囲の変更、混合処理などは、そうした変化を表すのに、より高いサンプル・レートという結果になる。デジタル化信号は、必要に応じて、アップサンプル、補間などができる。
【００９５】
他の実施形態では、コンピュータ読み出し可能な媒体上に記録されたコンピュータ読み出し可能なコードを含み、これは、実行されると、コンピュータに上述した動作のいずれかを実行させる。ここでは、コンピュータとは、コードを実行できる任意のデバイスである。マイクロプロセッサ、プログラマブル・ロジック・デバイス、マルチプロセッサ・システム、デジタル・シグナル・プロセッサ、パーソナル・コンピュータなどは、全てこうしたコンピュータの例である。コンピュータ読み出し可能な媒体は、有形のコンピュータ読み出し可能な媒体であり、これは、コンピュータ読み出し可能なコードを非一時的なやり方で蓄積するよう構成される。
【００９６】
具体的な実施形態を説明してきたが、本発明の原理は、これら実施形態に限定されるものではないと理解されたい。以下の請求項に記載される本発明の原理から離れることなく、変形及び変更を行うことができる。
【符号の説明】
【００９７】
１０ スプリッタ
１２ 入力信号
１４ 分配信号
１６ 分配信号
１８ 高調波ミキサ
２０ 高調波信号
２２ 混合信号
２４ 高調波ミキサ
２６ 高調波信号
２８ 混合信号
３０ デジタイザ
３２ デジタイザ
３４ デジタル化混合信号
３６ フィルタ
３８ フィルタ処理デジタル化混合信号
４０ デジタル化混合信号
４２ フィルタ
４４ フィルタ処理デジタル化混合信号
４６ 高調波ミキサ
４８ 高調波信号
５０ 再混合信号
５２ 高調波ミキサ
５４ 高調波信号
５６ 再混合信号
５８ 結合器
６０ 再構成入力信号
【技術分野】
【０００１】
本発明は、試験測定装置に関し、特に、信号をデジタル化するデジタイザを含む試験測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル・オシロスコープのような試験測定装置で利用可能な帯域幅は、入力信号をデジタル化するアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）によって制限される傾向にある。ＡＤＣの利用可能な帯域幅は、アナログ帯域幅未満か、又は、最大サンプル・レートの半分未満に制限される。既存のＡＤＣを用いて、より高い帯域幅の信号をデジタル化する種々の技術が開発されてきている。
【０００３】
効率良く、より高いサンプル・レートを実現するためには、例えば、同期時間インタリーブを用いることができる。時間的なずれ（オフセット）をもって１つのサンプル期間中に１つの入力信号を複数のＡＤＣでサンプルするものである。デジタル化された複数の出力は、１つに合成されて、サンプル・レートは事実上掛け算されたものとなる。しかし、ＡＤＣのアナログ帯域幅が制限要因となれば、より高い帯域幅を実現するために、複数経路のインタリーブ・トラック・ホールド増幅回路のような高帯域幅フロント・エンドが必要となる。
【０００４】
従来のトラック・ホールド増幅回路ベースのインタリーブ・システムでは、トラック・ホールド増幅回路をＡＤＣチャンネル帯域幅と同様か又はもっと遅いサンプル・レートでクロックすることとなるので、ＡＤＣには、ホールドされた値に安定する十分な時間がある。ＡＤＣは、各ホールド値をデジタル的に捕捉するために、トラック・ホールド増幅回路と同期してクロックされる。トラック・ホールド増幅回路におけるこうした制限は、回りまわって、ＡＤＣサンプル・レートを制限する。更には、ナイキスト・サンプリング定理を満たすため、ＡＤＣサンプル・レートは、ＡＤＣチャンネルの帯域幅の２倍よりも小さくされる。結果として、所望の性能を実現するには、多数の時間インタリーブＡＤＣチャンネルが必要となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平９−５１００７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ＡＤＣチャンネルの個数が増加すると、全体的なコストと、システムの複雑さも増加する。例えば、フロント・エンド・チップは、望ましい値に達する正味の総合サンプル・レートを得るためには、今では、付加的なＡＤＣ回路、クロック回路などを含んだより多数のＡＤＣチャンネルを駆動しなければならない。チップのサイズ及び複雑さは、通信パスがより長くなるという結果を生じ、それ故、寄生容量、電磁気的ノイズ、設計の困難さなどが増加する結果を生じる。
【０００７】
他の技術では、入力信号の複数のサブ帯域（sub-bands）を、より低いサンプル・レートのＡＤＣを通過できる周波数範囲へとダウンコンバートさせるというものもある。言い換えると、広い入力帯域幅を、複数の低い帯域幅のＡＤＣチャンネルに分割させるというものである。デジタル化した後、これらサブ帯域は、それぞれの元の周波数範囲にデジタル的にアップコンバートされ、そして、入力信号を表すものに結合される。この技術の重大な欠点は、任意の入力信号の周波数の内容を１つだけのＡＤＣチャンネルに送って、その入力信号をデジタル化するときに、先天的にノイズというペナルティがあることである。再結合された出力は、１つのＡＤＣだけからの信号エネルギーを含むが、複数全てのＡＤＣからのノイズ・エネルギーを含み、それ故、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を悪化させる。
【０００８】
従って、非同期時間インタリーブ・アキテクチャの全ＡＤＣチャンネルによって、任意の周波数の入力信号をデジタル化し、それによってノイズのペナルティを回避するための改善されたデバイス及び方法へのニーズが残っている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の概念１は、試験測定装置であって、
特定帯域幅を有する入力信号を、該入力信号のほぼ全帯域幅を夫々含む複数の分配信号に分配するスプリッタと、
複数の上記分配信号の中の関連する１つの分配信号を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を夫々生成する複数の高調波ミキサと、
複数の上記高調波ミキサの中の関連する１つの高調波ミキサの混合信号を夫々デジタル化するよう構成される複数のデジタイザとを具え、
複数の上記高調波ミキサに関連する高調波信号の少なくとも１つの１次高調波が、複数の上記デジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートと異なっていることを特徴としている。
【００１０】
本発明の概念２は、概念１の試験測定装置であって、複数の上記高調波ミキサに関連する高調波信号の少なくとも１つの上記１次高調波が、複数の上記デジタイザの少なくとも１つの上記有効サンプル・レートの整数倍又は約数ではないことを特徴としている。
【００１１】
本発明の概念３は、概念１の試験測定装置であって、複数の上記高調波ミキサに関連する高調波信号の少なくとも１つの上記１次高調波が、複数の上記デジタイザの少なくとも１つの上記有効サンプル・レートと、複数の上記デジタイザの少なくとも１つの上記有効サンプル・レートの半分の間にあることを特徴としている。
【００１２】
本発明の概念４は、概念１の試験測定装置であって、上記混合信号の夫々が、１つのサブ帯域の帯域幅内に、上記入力信号の少なくとも２つのサブ帯域を含むことを特徴としている。
【００１３】
本発明の概念５は、概念４の試験測定装置であって、上記１つのサブ帯域がベースバンド・サブ帯域であることを特徴としている。
【００１４】
本発明の概念６は、概念４の試験測定装置であって、上記混合信号の夫々が、上記１つのサブ帯域の帯域幅内に、入力信号の各サブ帯域を含むことを特徴としている。
【００１５】
本発明の概念７は、概念１の試験測定装置であって、複数のデジタル・フィルタを更に具え、該デジタル・フィルタの夫々は、関連するデジタル化混合信号をフィルタ処理することで、上記デジタル化混合信号に関連する周波数応答が、関連する上記高調波信号の上記１次高調波の周波数の半分に関して、ほぼ相補的になるよう構成される。
【００１６】
本発明の概念８は、概念７の試験測定装置であって、複数のデジタル高調波ミキサを更に具え、該デジタル高調波ミキサの夫々が、上記デジタル化混合信号に関連する上記高調波信号と周波数及び位相に関してほぼ同様のデジタル高調波信号と、関連するフィルタ処理デジタル化混合信号とを混合し、関連する再混合信号を生成するよう構成される。
【００１７】
本発明の概念９は、概念８の試験測定装置であって、複数の上記デジタル高調波ミキサに関連する上記再混合信号を結合し、再構成入力信号にするよう構成される結合器を更に具えている。
【００１８】
本発明の概念１０は、概念８の試験測定装置であって、複数の上記高調波ミキサによって混合される上記高調波信号はアナログ高調波信号であり、上記デジタル高調波ミキサが、上記デジタル高調波信号の振幅及び位相を調整することによって、上記アナログ高調波信号中の位相及び振幅エラーを補償するよう構成されることを特徴としている。
【００１９】
本発明の概念１１は、概念１の試験測定装置であって、上記高調波信号の夫々は、１にサブ帯域の数の半分を加えて端数を切り捨てたものに等しい数の高調波を少なくとも含むことを特徴としている。
【００２０】
本発明の概念１２は、概念１１の試験測定装置であって、複数の上記高調波は、１周期を上記サブ帯域の数で割った時間シフトだけ位相に関して間隔を空けられていることを特徴としている。
【００２１】
本発明の概念１３は、信号をデジタル化するための方法であって、
特定帯域幅を有する入力信号を、該入力信号のほぼ全帯域幅を夫々含む複数の分配信号に分配することと、
上記分配信号の夫々を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を生成することと、
上記混合信号の夫々をデジタル化することとを具え、
複数の上記分配信号に関連する上記高調波信号の少なくとも１つの１次高調波が、上記混合信号のデジタル化で使用した有効サンプル・レートと異なることを特徴としている。
【００２２】
本発明の概念１４は、概念１３の方法であって、複数の上記分配信号に関連する高調波信号の少なくとも１つの上記１次高調波が、上記混合信号のデジタル化で使用した有効サンプル・レートの整数倍又は約数ではないことを特徴としている。
【００２３】
本発明の概念１５は、概念１３の方法であって、複数の上記分配信号に関連する高調波信号の少なくとも１つの上記１次高調波が、上記混合信号のデジタル化で使用した有効サンプル・レートと、上記混合信号のデジタル化で使用した有効サンプル・レートの半分の間にあることを特徴としている。
【００２４】
本発明の概念１６は、概念１３の方法であって、上記混合信号の夫々が、１つのサブ帯域の帯域幅内に、上記入力信号の少なくとも２つのサブ帯域を含むことを特徴としている。
【００２５】
本発明の概念１７は、概念１６の方法であって、上記１つのサブ帯域がベースバンド・サブ帯域であることを特徴としている。
【００２６】
本発明の概念１８は、概念１６の方法であって、上記混合信号の夫々が、上記１つのサブ帯域の帯域幅内に、入力信号の各サブ帯域を含むことを特徴としている。
【００２７】
本発明の概念１９は、概念１３の方法であって、デジタル化混合信号に関連する周波数応答が、関連する上記高調波信号の上記１次高調波の周波数の半分に関して、ほぼ相補的になるように、上記デジタル化混合信号の夫々をフィルタ処理することを更に具えている。
【００２８】
本発明の概念２０は、概念１９の方法であって、フィルタ処理デジタル化混合信号の夫々を、上記デジタル化混合信号と関連する上記高調波信号と周波数及び位相に関してほぼ同様のデジタル高調波信号と混合し、関連する再混合信号を生成することを更に具えている。
【００２９】
本発明の概念２１は、概念２０の方法であって、上記再混合信号を結合し、再構成入力信号にすることを更に具えている。
【００３０】
本発明の概念２２は、概念２０の方法であって、
上記高調波信号はアナログ高調波信号であり、上記フィルタ処理デジタル化混合信号の夫々を上記デジタル高調波信号と混合することには、上記デジタル高調波信号の振幅及び位相を調整することによって、上記アナログ高調波信号中の位相及び振幅エラーを補償することを含むことを特徴としている。
【００３１】
本発明の概念２３は、概念１３の方法であって、上記高調波信号の夫々は、１にサブ帯域の数の半分を加えて端数を切り捨てたものに等しい数の高調波を少なくとも含むことを特徴としている。
【００３２】
本発明の概念２４は、概念２３の方法であって、複数の上記高調波は、１周期を上記サブ帯域の数で割った時間シフトだけ位相に関して間隔を空けられていることを特徴としている。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】図１は、本発明の実施形態による高調波混合処理を用いた試験測定装置用ＡＤＣシステムのブロック図である。
【図２】図２は、再混合信号２２のスペクトラム成分の例を表す。
【図３】図３は、フィルタ処理混合信号３８のスペクトラム成分の例を表す。
【図４】図４は、フィルタ処理混合信号４４のスペクトラム成分の例を表す。
【図５】図３は、再混合信号２８のスペクトラム成分の例を表す。
【図６】図６は、再混合信号５０のスペクトラム成分の例を表す。
【図７】図７は、再混合信号５６のスペクトラム成分の例を表す。
【図８】図８は、再構成入力信号６０のスペクトラム１６０を示す。
【図９Ａ】図９Ａは、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。
【図９Ｂ】図９Ｂは、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。
【図１０】図１０は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。
【図１１】図１１は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。
【図１２】図１２は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
この開示は、高調波混合処理（ミキシング）を用いた試験測定装置用のＡＤＣシステムの実施形態を記載している。
【００３５】
図１は、本発明の実施形態による高調波混合処理を用いた試験測定装置用のＡＤＣシステムのブロック図である。この実施形態では、装置には、スプリッタ１０があり、これは、特定の周波数を有する入力信号１２を複数の分配（スプリット）信号１４及び１６に分配するよう構成され、分配信号の夫々は、入力信号１２のほぼ全スペクトラムを含んでいる。スプリッタ１０としては、入力信号１２を複数の信号に分配できるのであれば、種々の回路があり得る。例えば、スプリッタ１０は、抵抗分割回路としても良い。このように、入力信号１２のほぼ全周波数成分が、分配信号１４及び１６の夫々に存在することができる。しかし、パスの個数、使用される高調波信号などによって、スプリッタ１０の種々の分配信号の周波数応答は、異なることがある。
【００３６】
分配信号１４及び１６は、高調波ミキサ１８及び２４に夫々入力される。高調波ミキサ１８は、分配信号１４を高調波信号２０と混合（ミックス）し、混合信号２２を生成するよう構成される。同様に、高調波ミキサ２４は、分配信号１６を高調波信号２６と混合し、混合信号２８を生成するよう構成される。
【００３７】
本願では、高調波ミキサは、信号を複数の高調波と混合するように構成されるデバイスである。詳しくは後述するように、乗算又は混合処理は、高調波混合処理と関連して説明されるが、信号を複数の高調波と乗算する効果を持つデバイスは、高調波ミキサとして利用可能である。
【００３８】
いくつかの実施形態では、複数の高調波は、０次の高調波、つまり、ＤＣ（直流）成分を含んでも良い。例えば、いくつかの実施形態では、高調波信号２０は、数式１で表される信号としても良い。
【００３９】
【数１】
【００４０】
ここで、Ｆ1は、１次高調波を表し、ｔは時間を表す。このように、数式１の形式を有する信号は、ＤＣと周波数Ｆ1において高調波を有する。
【００４１】
高調波信号２６は、数式２で表される信号としても良い。
【００４２】
【数２】
【００４３】
高調波信号２０と同様に、高調波信号２６は、ＤＣと周波数Ｆ1において高調波を有する。しかし、周波数Ｆ1における１次高調波は、高調波信号２０中の同様の１次高調波に比較して、１８０度位相がずれている。
【００４４】
デジタイザ３０は、混合信号２２をデジタル化するよう構成される。同様に、デジタイザ３２は、混合信号２８をデジタル化するよう構成される。デジタイザ３０及び３２としては、種々のデジタイザがあり得る。図示せずも、デジタイザ３０及び３２の夫々は、必要に応じて、増幅回路、フィルタ、減衰回路などのアナログ回路を設けても良い。そのため、デジタイザ３０に入力された混合信号２２は、デジタル化される前に、増幅や減衰されたり、また、フィルタ処理されることがある。
【００４５】
デジタイザ３０及び３２は、有効サンプル・レートで動作するよう構成される。いくつかの実施形態では、デジタイザ３０は、１つのアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）を含むとしても良い。しかし、別の実施形態では、デジタイザ３０は、より低いサンプル・レートで動作するインタリーブされた複数のＡＤＣを含むとし、より高い有効サンプル・レートを実現するようにしても良い。
【００４６】
高調波信号２０及び２６の少なくとも一方の１次高調波は、デジタイザ３０及び３２の少なくとも一方の有効サンプル・レートとは異なっている。例えば、高調波信号２０の１次高調波Ｆ1は、３４ＧＨｚということがあり得る。デジタイザ３０のサンプル・レートは、５０ＧＳ／ｓということがあり得る。このように、１次高調波Ｆ1は、有効サンプル・レートとは異なる。
【００４７】
いくつかの実施形態では、高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの整数倍又は約数である必要はない。言い換えると、いくつかの実施形態では、高調波ミキサに関連する高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの整数倍又は約数ではない。
【００４８】
いくつかの実施形態では、高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートと、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの半分の間としても良い。具体的には、詳しくは後述するように、こうした周波数であれば、１次高調波の前後の高い周波数成分を、デジタイザ３０のサンプル・レートの半分より低い周波数に混合処理により低下させることができる。そのため、こうした周波数成分であれば、デジタイザ３０によって効果的にデジタル化できる。
【００４９】
当然のことながら、入力信号１２の全ての帯域が全てのパスを通過する。言い換えると、１つの入力信号１２を処理するのに、２つ以上のチャンネルが組み合わせられた場合、各チャンネル又はパスは、入力信号１２の全帯域幅を受ける。入力信号１２は、全てのデジタイザを通って伝送されるので、信号対ノイズ比は、大幅に改善される。
【００５０】
フィルタ３６は、デジタイザ３０からのデジタル化混合信号３４をフィルタ処理するように構成しても良い。同様に、フィルタ４２は、デジタイザ３２からのデジタル化混合信号４０をフィルタ処理するように構成しても良い。高調波ミキサ４６及び５２は、フィルタ処理混合信号３８及び４４を高調波信号４８及び５４と夫々混合（ミックス）するように構成される。いくつかの実施形態では、高調波信号４８及び５４は、対応する高調波信号２０及び２６と、周波数及び位相に関して、実質的に同様としても良い。高調波信号２０及び２６がアナログ信号である一方、高調波信号４８及び５４はデジタル信号であるが、これら高調波信号についての拡大縮小率（scaling factor）は、互いに同じか又は同様としても良い。出力信号５０及び５６は、再混合信号５０及び５６と呼ばれる。結合器（combiner）５８は、再混合信号５０及び５６を結合し、再構成入力信号６０にする。いくつかの実施形態では、結合器５８は、単なる信号の加算以上のことを実施しても良い。例えば、平均化処理、フィルタ処理、拡大縮小処理などを、結合器５８で実施しても良い。
【００５１】
フィルタ３６及び４２、高調波ミキサ４６及び５２、高調波信号４８及び５４、結合器５８、その他の関連する要素は、デジタル的に実現しても良い。例えば、好ましい適切な周辺デバイスと共に、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロプロセッサ、プログラマブル・ロジック・デバイス、汎用プロセッサその他の処理システムを、デジタル化信号の処理機能を実現するために利用しても良い。こうした機能を実現するのに、完全に集積されたものから、完全なディスクリート部品までの間の種々なものが利用できる。
【００５２】
何らかの形で、高調波信号２０、２６、４８及び５４の同期処理が用いられる。例えば、高調波信号２０及び２６の高調波は、デジタイザ３０及び３２の関するクロックにロックしてもよい。他の例では、高調波信号をデジタル化しても良い。そして、１次高調波を高調波信号４８及び５４を同期するのに利用できる。他の例では、混合信号２２及び２８の１つ以上に帯域外のトーン（tones）を加えても良い。３４ＧＨｚの１次高調波を用いて、１９.１２５ＧＨｚ及び２１.２５ＧＨｚのトーン、つまり、３４ＧＨｚの９／１６及び１０／１６を混合信号２２に加えても良い。これらトーンは、フィルタ３６で結果的にもたらされるフィルタ処理の帯域幅、つまり、遷移帯域によって決まる約１８ＧＨｚの外であるから、これらトーンは、再構築信号６０に対する影響は無視できる。しかし、これらトーンは、ナイキスト周波数よりも小さい、つまり、５０ＧＳ／ｓのサンプル・レートについての２５ＧＨｚよりも小さいので、これらトーンは、フィルタ処理される前のデジタル化混合信号３４を用いて取込むことができる。この技術を用いるかに関係なく、高調波信号２０及び２６並びにデジタル高調波信号４８及び５４間の位相及び周波数の関係は維持できる。
【００５３】
図２〜図８は、図１の試験測定装置用のＡＤＣシステム中の種々の信号のスペクトラム成分の例を示している。図１及び図２を参照すると、スペクトラム１００は、入力信号１２の、よって、分配信号１４のスペクトラムとしてあり得るものである。上述の数式１で定義される高調波信号の例を用いると、分配信号１４のＤＣ成分は、スペクトラム１００で表されるように通過する。しかし、入力信号１２中のスペクトラム１００は、周波数Ｆ1で１次高調波とも混合される。結果として得られるスペクトラム１０２は、こうした混合処理の生成物である。こうして、混合信号２２は、スペクトラム１００及びスペクトラム１０２の成分を含む。ここにおいて、そして他の図において、スペクトラム成分は、分離し、重複するよう描かれているが、実際のスペクトラムは、スペクトラム１００及び１０２を組み合わせたものである。
【００５４】
図１及び図３を参照すると、スペクトラム１１０は、同様にして、入力信号１２を高調波信号２６のＤＣ高調波と混合処理したことによる混合信号２８の成分を表す。しかし、図２と対比して、スペクトラム１１２は、図２のスペクトラム１０２に比較して１８０度の位相差がある。上述のように、高調波信号２６の１次高調波は、高調波信号２０の１次高調波から１８０度位相がシフトしている。高調波信号２６中の１８０度の位相シフトは、スペクトラム１１２における１８０度の位相シフトを誘発する。１８０度の位相差は、点線として示されている。
【００５５】
図４及び図５は、フィルタ処理混合信号３８及び４４のスペクトラムを表す。いくつかの実施形態では、フィルタ処理は、対応するデジタイザ３０及び３２が固有に備えるフィルタ処理機能としても良く、フィルタ３６及び４２、その他の機能としても良い。図１では、フィルタ処理は、デジタイザ３６及び４２の後で行われるとして描かれているが、フィルタ処理は、他の位置で実行されても良い。例えば、フィルタ処理は、デジタル化する前に行っても良い。混合信号２２及び２８は、デジタイザ３０及び３２の有効サンプル・レートの半分に近いカットオフ周波数を有するローパス・フィルタで、フィルタ処理されるとしても良い。フィルタ３６及び４２のフィルタ処理を、こうした固有又は誘発されるフィルタ処理に加えても良い。
【００５６】
いくつかの実施形態では、混合信号２２及び２８の正味のフィルタ処理は、高調波信号２０及び２６の１次高調波の周波数の約半分に関して、ほぼ相補的な周波数応答という結果が得られるようにしても良い。つまり、周波数Ｆ1／２よりあるオフセットだけ高い位置での周波数応答と、周波数Ｆ1／２よりあるオフセットだけ低い位置での周波数応答が加えられる。１つを例として用いたが、信号の拡大縮小処理などの要求に応じて、他の値を用いても良い。更には、上述の例は、理想的な場合として記述されている。つまり、実現されるフィルタ処理は、理想的でない成分、校正などを考慮して、異なる応答を持つようにしても良い。
【００５７】
上述した３４ＧＨｚのＦ1を用いた周波数応答の具体例では、周波数Ｆ1／２は１７ＧＨｚとなる。ＤＣから１６ＧＨｚまでは、周波数応答は１となる。１６から１８ＧＨｚまでは、周波数応答は１からゼロまで線形に変化し、１７ＧＨｚで１／２を通過する。
【００５８】
図４の結果として得られるスペクトラム成分は、フィルタ処理混合信号３８を表し、スペクトラム１２０で表されるスペクトラム１００の低周波数部分と、スペクトラム１２２で表されるスペクトラム１０２の低周波数部分とを含む。混合処理によって、スペクトラム１２２は、周波数に関して反転しているが、スペクトラム１００の高い方のサブ帯域の周波数成分を含むことに注意されたい。同様に、図５のスペクトラム成分１３０及び１３２は、図３のスペクトラム１１０及び１１２の低周波数成分に対応する。スペクトラム１１２の１８０度の位相関係は、スペクトラム１３２でも保持されている。
【００５９】
従って、高調波混合処理を通して、入力信号の２つのサブ帯域は、サブ帯域のスパンがデジタイザ３０及び３２に関するナイキスト帯域を超えていたとしても、デジタル化される。この実施形態では、混合信号の夫々は、アナログ、デジタル、フィルタ処理されているのいずれであっても、入力信号１２のサブ帯域夫々の成分を含んでいる。つまり、この例では、混合信号２２及び２８からフィルタ処理デジタル化混合信号３８及び４４までの信号の夫々が、スペクトラム１００の低周波数サブ帯域及び高周波数サブ帯域の両方を含んでいる。
【００６０】
具体的には、入力信号１２の複数のサブ帯域は、ベ―スバンド・サブ帯域の帯域幅内に周波数シフトされている。いくつかの実施形態では、入力信号１２のサブ帯域の夫々は、１つのサブ帯域の帯域幅内に周波数シフトされても良い。しかし、サブ帯域及び高調波信号の数によっては、各サブ帯域が各混合信号中に存在しないかもしれない。
【００６１】
図６及び図７は、再混合信号５０及び５６のスペクトラムを表す。図１及び図６を参照すると、スペクトラムは、再混合信号５０を表す。上述のように、フィルタ処理デジタル化混合信号３８は、高調波ミキサ４６において、高調波信号２０と周波数及び位相に関して実質的に同様な高調波信号４８と混合される。従って、図４のスペクトラムは、ＤＣ成分及び１次高調波と混合される。
【００６２】
スペクトラム１４０及び１４２は、図４のスペクトラム１２０及び１２２をＤＣ成分と混合することから生じるスペクトラムを表す。スペクトラム１４４は、スペクトラム１２０を１次高調波と混合した結果を表す。スペクトラム１４６及び１４８は、図４のスペクトラム１２２と１次高調波の混合処理を表す。
【００６３】
同様に、図７は、再混合信号５６のスペクトラムを表す。スペクトラム１５０及び１５２は、ＤＣ成分と図５のスペクトラムの混合処理を表す。スペクトラム１５４は、高調波信号５４の１次高調波と図５のスペクトラム１３０の混合処理を表す。具体的には、高調波信号５４の１次高調波は、相対的な１８０度位相シフトがあるので、得られるスペクトラム１５４も、点線で表される１８０度位相シフトがある。
【００６４】
図５のスペクトラム１３２も高調波信号５４の１次高調波と混合されるが、スペクトラム１３２には、１８０度の誘発された位相シフトが既にある。そのため、追加の１８０度位相シフトは、スペクトラム１５６及び１５８の実線で表される、事実上の０度の位相シフトという結果になる。
【００６５】
図８は、図８の再構成入力信号６０のスペクトラム１６０を示す。スペクトラム１６２及び１６４は、スペクトラム１６０を形成するサブ帯域の成分を表す。スペクトラム１６６は、図６及び図７に関して記述された混合処理から生じる付随の側波帯（サイドバンド）を表す。この実施形態では、スペクトラム１６６をフィルタ処理で除いても良いが、他の実施形態では、サブ帯域が１次高調波周波数Ｆ1を超えて広がっていることがある。そうした実施形態では、低周波数サブ帯域から生成されるスペクトラム１６６を、相殺する組合せを用いて除去するようにしても良い。
【００６６】
再混合信号５０及び５６の成分の相対的な位相合わせによって、元々の周波数範囲にあるサブ帯域は、建設的に結合する一方、元々の周波数範囲にないサブ帯域は、相殺的に結合するように位相が合わせられる。図６〜図８を参照すると、結合した場合に、スペクトラム１４０及び１５０は建設的に結合し、スペクトラム１６２が得られる。スペクトラム１４２及び１５２は、スペクトラムが１８０度位相がずれているので、相殺的に結合する。こうして、ベースバンド・サブ帯域内のスペクトラムから残るサブ帯域は、元々のサブ帯域である。
【００６７】
同様に、約Ｆ1／２からＦ1までのサブ帯域については、スペクトラム１４６及び１５６は建設的に結合してスペクトラム１６４となる一方、スペクトラム１４４及び１５４は相殺的に結合する。スペクトラム１４８及び１５８は建設的に結合してスペクトラム１６６となるが、これは、この場合では、おおよそ周波数Ｆ1より下の期待される入力信号周波数範囲を超えているので、フィルタ処理で除いても良い。
【００６８】
スペクトラム１６２及び１６４で示されるように、周波数Ｆ1／２のあたりで遷移が生じる。この遷移は、図４及び図５を参照して上述したフィルタ処理の結果である。具体的には、スペクトラム１６２及びスペクトラム１６４の傾斜は、相補的である。そのため、スペクトラム１６２及び１６４の周波数成分が結合されると、スペクトラム１６０の中の得られる部分は、元の周波数スペクトラムとほぼ一致する。
【００６９】
従って、入力信号１２を種々の高調波信号と混合処理することによって、入力信号１２のサブ帯域は、デジタイザのより低い帯域幅を通過できる。混合信号は、重複するサブ帯域を含んでいたとしても、複数の高調波信号の位相合わせ処理のために、これらサブ帯域は建設的及び相殺的に結合し、結合されたときに、上述のように、入力信号１２をほぼ正確に表すものを生成する。
【００７０】
図９〜図１２は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。いくつかの実施形態では、ミキサは、分配信号１４及び１６を、夫々と対応する高調波信号２０及び２６と混合するために利用できる。全てポートにおいてＤＣ及びベースバンド信号が通過できるミキサが、高調波ミキサとして利用できる。
【００７１】
図９Ａ及び図９Ｂは、高調波ミキサの例を示し、これらは、上述した高調波ミキサ１８、２４、４６及び５２の任意の１つ以上のものを表すとして良い。図９Ａは、２出力時間インタリーブ・スイッチを示す。図９Ｂは、Ｎ出力時間インタリーブ・スイッチを示す。
【００７２】
これら実施形態では、スイッチ１８０及び１８１は、入力信号１８２を受けるように構成される。２出力スイッチ１８０を使う場合、入力信号１８２は、制御信号１８８に応答して出力端子１８４及び１８６へとスイッチされる。Ｎ出力スイッチ１８１を使う場合では、入力信号１８２は、制御信号１８８に応答して、出力１８４、１８６から第Ｎ番出力１８７までへとスイッチされる。例えば、スイッチ１８１は、Ｎ投（N-throw）スイッチまでの３投スイッチ、４投スイッチなどでも良く、これは、入力信号１８２がその時間のＮ分の１を各ポイント、つまり、出力端子において過ごす。更なるパス及びサブ帯域が追加されたら、高調波信号の高調波が適切に位相整合されるようにしても良い。いくつかの実施形態では、高調波信号の相対的な位相シフトは、１周期をサブ帯域の数で割った時間シフトだけ位相に関して間隔を空けるようにしても良い。
【００７３】
クロック・サイクル全体に比較してパルスが短くなれば、高調波の含有がもっと豊富になる。例えば、２出力又は３出力スイッチについては、０次高調波（ＤＣ）及び１次高調波が使用される。４出力又は５出力スイッチについては、０次高調波、１次高調波及び２次高調波を使用できる。６出力又は７出力スイッチについては、０次高調波、１次高調波、２次高調波及び３次高調波を使用できる。Ｎが増加するほどパルスが狭くなり、それによって、高調波の含有がもっと豊富なものを生成する。制御信号１８８は、１次高調波の基本周波数か、上述した他の適切な高調波周波数を有する信号としても良い。
【００７４】
入力信号１８２の全帯域は、全パスを通過する、つまり、出力パスの夫々に行く（例えば、１８４、１８６から第Ｎ番出力１８７まで）
【００７５】
例えば、スイッチ１８０を参照すると、制御信号１８８は、３４ＧＨｚの基本周波数を有する矩形波としても良い。スイッチングの結果として、出力１８４は、制御信号の周期の半分の間は入力信号１８２を受け、周期の反対の半分の間は約ゼロである。事実上、出力１８４は、入力信号１８４に矩形波を乗算したものであり、３４ＧＨｚでゼロと１の間を変動する。こうした矩形波は、数式３で表すことができる。
【００７６】
【数３】
【００７７】
数式３は、このような矩形波のテイラー級数展開である。ＤＣと最初の２つの高調波を載せている。ここで、Ｆ1は、３４ＧＨｚである。成分の振幅は異なるものの、数式１及び３は、類似する高調波を含んでいる。
【００７８】
出力１８６は、出力１８４と同様であるが、入力信号１８２が出力１８６に送られる時間周期は、出力１８４に比較して反転している。その効果は、再度、入力信号１８２に、数式４で定義される矩形波を乗算したものと同様となる。
【００７９】
【数４】
【００８０】
数式３と同様に、数式４は、数式２に記載された高調波信号と類似する。このように、スイッチ１８０のスイッチングの乗算効果は、上述の分配信号を高調波信号に混合処理するのとほぼ同様である。加えて、この例では、スイッチは、スプリッタ１０並びに高調波ミキサ１８及び２４の両方の役割もする。しかし、他の実施形態では、スイッチ１８０は、単極単投スイッチとして、１つの高調波ミキサとして作用するとしても良い。
【００８１】
ＤＣ成分及び１次高調波の相対的な振幅は異なるが、こうしたバランスの悪さは、適切なパス中の補償フィルタを通すことで補正できる。例えば、上述した周波数Ｆ1／２及び周波数Ｆ1間のサブ帯域は、ベースバンド・サブ帯域に比べて、結合器５８における再結合の間、異なる利得が適用されるようにしても良い。
【００８２】
加えて、上記数式３及び４は、３次高調波も記載している。いくつかの実施形態では、３次高調波が望ましいことがある。しかし、もしなければ、こうした高調波の効果は、適切なフィルタ処理で補償できる。例えば、入力信号１２は、周波数Ｆ1より上の周波数成分を除去するためにフィルタ処理されても良い。このため、３＊Ｆ1の周波数で混合するような、こうした周波数成分は存在しないようになる。更には、デジタイザの前のフィルタ処理によって、エイリアシングによってデジタル化信号に影響を与えかねない任意の高次周波数成分を除去できる。
【００８３】
アナログ不整合（ミスマッチ）が原因のインタリーブ・エラーの場合には、混合処理クロックの振幅及び位相についてハードウェアを調整しても良い。次に、その調整では、インタリーブ不整合（ミスマッチ）による疑似信号を最小化するよう校正しても良い。これに代えて、又は、上記やり方に加えて、ハードウェア不整合の特性を調べ、線形時間可変補正フィルタを用いて、インタリーブ疑似信号をキャンセルするようにしても良い。更に、場合によっては、スイッチが完璧には動作しないかもしれない。例えば、正常状態からずれたスイッチでは、１方向において他方向でよりも多くの時間を費やし、これによって、デューティー・サイクルにスキューを起こすことがある。デジタル高調波ミキサ４６及び５２は、アナログ高調波信号２０又は２６中に存在することがある位相及び振幅エラーを、デジタル高調波信号４８又は５４の振幅又は位相を微調整することによって、補償する構成しても良い。
【００８４】
図１０は、他の高調波ミキサの例である。スイッチング回路２００は、２つの入力信号２０２及び２０４を、制御信号２０６に応答して、出力２０８及び２１０に交互にスイッチするように構成される。制御信号２０６は、スイッチング回路２００の中のスイッチがスイッチ動作可能となるように、再度、矩形波又は他の同様な信号としても良い。制御信号２０６の半サイクルの間、入力信号２０２が出力２０８にスイッチされる一方、入力信号２０４は出力２１０にスイッチされる。残りの半サイクルの間は、入力信号２０２が出力２１０にスイッチされる一方、入力信号２０４は出力２０８にスイッチされる。
【００８５】
いくつかの実施形態では、入力信号２０４は、入力信号２０２を反転及び拡大／縮小したものとしても良い。こうした上述の入力及びスイッチングの結果として、図９Ａのスイッチ１８０に関して上述したレベルから、ＤＣと他の高調波がバランスを取り戻す。例えば、入力信号２０４は、入力信号２０２の分数で且つ反転したものとしても良い。図９Ａのスイッチ１８０を用いた１及び０の間のスイッチングに代えて、出力端子２０８及び２１０の有効出力は、例えば、１と（２− ）／（２＋ ）の間でスイッチングするとしても良い。このように、複数の高調波間で所望のバランスとなるように、振幅及びＤＣレベルを希望に応じて調整しても良い。
【００８６】
図１１は、高調波ミキサの別の例を示す。高調波ミキサ１７０は、スプリッタ１７２、ミキサ１７５及び結合器１７７を含む。スプリッタ１７２は、入力信号１７１を信号１７３及び１７４として分配するよう構成される。信号１７４は、結合器１７７に入力される。信号１７４は他の信号と混合されないので、信号１７４は、上述の高調波ミキサのＤＣ成分としての役割を果たす。
【００８７】
信号１７３は、ミキサ１７５に入力される。信号１７６が、信号１７３と混合される。いくつかの実施形態では、信号１７６は、上述の周波数Ｆ1のような単一の高調波としても良い。もし追加の高調波を希望するなら追加のミキサを用意すれば良く、夫々の出力は結合器１７７で結合される。
【００８８】
別の実施形態では、信号１７６が複数の高調波を含んでも良い。ミキサ１７５のポートの帯域幅が所望の周波数範囲を収容できる限り、１つのミキサ１７５を利用できる。しかし、上述の高調波信号のＤＣ成分は、異なるパスによって結合器１７７に渡されるので、信号１７３及び１７６を受けるミキサのポートは、ＤＣに至るまで動作する必要はない。従って、広く多種のミキサを用いることができる。信号１７９及び１７４が結合器１７７で結合された時点で、出力信号１７８は上述の混合信号とほぼ同様となり得る。
【００８９】
いくつかの実施形態では、スプリッタ１７２は、入力信号１７１を対称に分配できるが、対称に分配する必要はない。スプリッタの信号１７４を出力する側は、上述のフィルタ処理カットオフ周波数以上の帯域幅を持つようにしても良い。スプリッタ１７２の信号１７３を出力する側は、信号１７６の高調波が中心に来る周波数範囲であって、上述のフィルタ処理カットオフ周波数の２倍以上の帯域幅を持つ周波数範囲を持つようにしても良い。言い換えると、スプリッタ１７２の周波数応答は、各パスについて等しい必要はなく、希望に応じて設定しても良い。
【００９０】
図１２は、図９Ａの一般的な形態の高調波ミキサの別の例である。この実施形態では、高調波信号２２４は、トランス２２５を通して、ミキサと同様なヂオード・リング２２０に入力できる。入力信号２２２は、トランス２２５のタップに入力できる。従って、高調波信号２２４に応じて、入力信号２２２は、出力端子２２６及び２２８の間でスイッチされる。例えば、高調波信号２２４は、トランスの下部がプラスで上部がマイナスのときに左ダイオード２２７をオンにし、トランスの極性が反対のときに右ダイオード２２９をオンにする。このようにして、入力信号２２２は、出力端子２２８及び出力端子２２６に交互に送られる。いくつかの実施形態では、追加のダイオード・リングを用いて出力端子を終端したり、入力信号２２２のサブ帯域の反転部分を入れて、より高い利得を実現したり、図１０の形態のように、複数の高調波のバランスの悪さを補償したりといったことなどを行うようにしても良い。
【００９１】
いくつかの実施形態では、２つのパス及び重複する２つのサブ帯域が実現される。しかし、上述のように、任意の数のパス及びサブ帯域を用いても良い。このような実施形態では、使用する高調波の数は、１にサブ帯域の数の半分を加えて端数を切り捨てたものにでき、このとき、ＤＣは、０次高調波として含まれる。例えば、３つのサブ帯域については、２つの高調波だけが利用できる。上記周波数範囲を例として用いると、１次高調波は、周波数Ｆ1よりも高い周波数をベースバンド・サブ帯域まで周波数シフトできる。高調波信号の複数の１次高調波は、１２０度の複数の相対位相シフトに位相を合わせるようにしても良い。
【００９２】
従って、結合器５８における結合処理中に、サブ帯域が適切な周波数範囲にあるときは、サブ帯域のスペクトラムは、０度の相対位相シフトのような同じ位相シフトを持つことになる。対照的に、適切でない周波数範囲にある１つのサブ帯域の３つの成分は、位相に関して互いに１２０度だけずれる。結果として得られるスペクトラムは、適切でないサブ帯域を除去するように相殺的に結合する。更にパスとサブ帯域が追加されたら、複数の高調波信号の高調波の位相を適切に合わせるようにしても良い。いくつかの実施形態では、高調波信号の相対的な位相シフトは、１周期をサブ帯域の数で割った時間シフトだけ位相に関して間隔を空けるようにしても良い。
【００９３】
上述してきた実施形態では、デジタル化信号は、ほぼ直ぐに処理されるものとしたが、こうしたデジタル化後の処理は、希望があれば、遅らせることができる。例えば、デジタイザ３０及び３２からのデジタル化データは、後で処理するために、メモリに蓄積することができる。
【００９４】
更には、デジタル的なフィルタ処理、混合処理及び結合処理は、別々の動作として説明してきたが、こうした動作を組み合わせて、他の機能などに組み入れても良い。加えて、上述の説明は、理想的な成分を仮定していたので、こうした処理に追加の補償を適切に導入し、理想的でない成分を補正するようにしても良い。更には、デジタル化信号を処理するとき、周波数範囲の変更、混合処理などは、そうした変化を表すのに、より高いサンプル・レートという結果になる。デジタル化信号は、必要に応じて、アップサンプル、補間などができる。
【００９５】
他の実施形態では、コンピュータ読み出し可能な媒体上に記録されたコンピュータ読み出し可能なコードを含み、これは、実行されると、コンピュータに上述した動作のいずれかを実行させる。ここでは、コンピュータとは、コードを実行できる任意のデバイスである。マイクロプロセッサ、プログラマブル・ロジック・デバイス、マルチプロセッサ・システム、デジタル・シグナル・プロセッサ、パーソナル・コンピュータなどは、全てこうしたコンピュータの例である。コンピュータ読み出し可能な媒体は、有形のコンピュータ読み出し可能な媒体であり、これは、コンピュータ読み出し可能なコードを非一時的なやり方で蓄積するよう構成される。
【００９６】
具体的な実施形態を説明してきたが、本発明の原理は、これら実施形態に限定されるものではないと理解されたい。以下の請求項に記載される本発明の原理から離れることなく、変形及び変更を行うことができる。
【符号の説明】
【００９７】
１０ スプリッタ
１２ 入力信号
１４ 分配信号
１６ 分配信号
１８ 高調波ミキサ
２０ 高調波信号
２２ 混合信号
２４ 高調波ミキサ
２６ 高調波信号
２８ 混合信号
３０ デジタイザ
３２ デジタイザ
３４ デジタル化混合信号
３６ フィルタ
３８ フィルタ処理デジタル化混合信号
４０ デジタル化混合信号
４２ フィルタ
４４ フィルタ処理デジタル化混合信号
４６ 高調波ミキサ
４８ 高調波信号
５０ 再混合信号
５２ 高調波ミキサ
５４ 高調波信号
５６ 再混合信号
５８ 結合器
６０ 再構成入力信号
【特許請求の範囲】
【請求項１】
特定帯域幅を有する入力信号を、該入力信号のほぼ全帯域幅を夫々含む複数の分配信号に分配するスプリッタと、
複数の上記分配信号の中の関連する１つの分配信号を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を夫々生成する複数の高調波ミキサと、
複数の上記高調波ミキサの中の関連する１つの高調波ミキサの混合信号を夫々デジタル化するよう構成される複数のデジタイザとを具え、
複数の上記高調波ミキサに関連する高調波信号の少なくとも１つの１次高調波が、複数の上記デジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートと異なっていることを特徴とする試験測定装置。
【請求項２】
複数のデジタル・フィルタを更に具え、該デジタル・フィルタの夫々は、関連するデジタル化混合信号をフィルタ処理することで、上記デジタル化混合信号に関連する周波数応答が、関連する上記高調波信号の上記１次高調波の周波数の半分に関して、ほぼ相補的になるよう構成される請求項１の試験測定装置。
【請求項３】
複数のデジタル高調波ミキサを更に具え、該デジタル高調波ミキサの夫々が、上記デジタル化混合信号と関連する上記高調波信号と周波数及び位相に関してほぼ同様のデジタル高調波信号と、関連するフィルタ処理デジタル化混合信号とを混合し、関連する再混合信号を生成するよう構成される請求項２の試験測定装置。
【請求項４】
複数の上記デジタル高調波ミキサに関連する上記再混合信号を結合し、再構成入力信号にするよう構成される結合器を更に具える請求項３の試験測定装置。
【請求項５】
特定帯域幅を有する入力信号を、該入力信号のほぼ全帯域幅を夫々含む複数の分配信号に分配することと、
上記分配信号の夫々を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を生成することと、
上記混合信号の夫々をデジタル化することとを具え、
複数の上記分配信号に関連する上記高調波信号の少なくとも１つの１次高調波が、上記混合信号のデジタル化で使用した有効サンプル・レートと異なることを特徴とする信号デジタル化方法。
【請求項１】
特定帯域幅を有する入力信号を、該入力信号のほぼ全帯域幅を夫々含む複数の分配信号に分配するスプリッタと、
複数の上記分配信号の中の関連する１つの分配信号を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を夫々生成する複数の高調波ミキサと、
複数の上記高調波ミキサの中の関連する１つの高調波ミキサの混合信号を夫々デジタル化するよう構成される複数のデジタイザとを具え、
複数の上記高調波ミキサに関連する高調波信号の少なくとも１つの１次高調波が、複数の上記デジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートと異なっていることを特徴とする試験測定装置。
【請求項２】
複数のデジタル・フィルタを更に具え、該デジタル・フィルタの夫々は、関連するデジタル化混合信号をフィルタ処理することで、上記デジタル化混合信号に関連する周波数応答が、関連する上記高調波信号の上記１次高調波の周波数の半分に関して、ほぼ相補的になるよう構成される請求項１の試験測定装置。
【請求項３】
複数のデジタル高調波ミキサを更に具え、該デジタル高調波ミキサの夫々が、上記デジタル化混合信号と関連する上記高調波信号と周波数及び位相に関してほぼ同様のデジタル高調波信号と、関連するフィルタ処理デジタル化混合信号とを混合し、関連する再混合信号を生成するよう構成される請求項２の試験測定装置。
【請求項４】
複数の上記デジタル高調波ミキサに関連する上記再混合信号を結合し、再構成入力信号にするよう構成される結合器を更に具える請求項３の試験測定装置。
【請求項５】
特定帯域幅を有する入力信号を、該入力信号のほぼ全帯域幅を夫々含む複数の分配信号に分配することと、
上記分配信号の夫々を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を生成することと、
上記混合信号の夫々をデジタル化することとを具え、
複数の上記分配信号に関連する上記高調波信号の少なくとも１つの１次高調波が、上記混合信号のデジタル化で使用した有効サンプル・レートと異なることを特徴とする信号デジタル化方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９Ａ】
【図９Ｂ】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９Ａ】
【図９Ｂ】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１２−２４７４２３（Ｐ２０１２−２４７４２３Ａ）
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２０１２−１１９８６７（Ｐ２０１２−１１９８６７）
【出願日】平成２４年５月２５日（２０１２．５．２５）
【出願人】（３９１００２３４０）テクトロニクス・インコーポレイテッド (234)
【氏名又は名称原語表記】ＴＥＫＴＲＯＮＩＸ，ＩＮＣ．
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−１１９８６７（Ｐ２０１２−１１９８６７）
【出願日】平成２４年５月２５日（２０１２．５．２５）
【出願人】（３９１００２３４０）テクトロニクス・インコーポレイテッド (234)
【氏名又は名称原語表記】ＴＥＫＴＲＯＮＩＸ，ＩＮＣ．
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]