送信アンテナを介してディジタル信号を伝送するトランスポンダシステム用の送信回路
本発明は、例えば自動車において鍵なし立入り監視システムのために使用されるように、所定の搬送周波数を持つ電波用の送信アンテナを介してディジタル信号を伝送するトランスポンダシステム用の送信回路に関する。
動作電圧の低い範囲にわたって送信回路を少ない損失で動作させるため、所定のクロック周波数のパルス幅変調された信号を発生するＰＷＭ信号発生器が設けられ、ＰＷＭ信号のクロック周波数がディジタル信号の周波数より大きく、なるべくその倍数であり、ディジタル信号の伝送のため、ディジタル信号がＰＷＭ信号に重畳される。ＰＷＭ信号はスイッチング動作で半導体スイッチを制御し、送信アンテナの前に帯域フィルタが接続されている。
ＰＷＭ信号のパルス−休止比を合わせかつ送信電流を目標値に設定するためなるべく制御回路が設けられ、ディジタル信号の伝送の前に、所定のテスト期間中ＰＷＭ信号のテスト列が送信され、送信アンテナを通る電流が検出され、電流がほぼ目標値に一致するようにＰＷＭ信号のパルス−休止比が制御され、続いて所定の送信期間中ディジタル信号が送信され、パルス−休止比が一定に保たれる。
動作電圧の低い範囲にわたって送信回路を少ない損失で動作させるため、所定のクロック周波数のパルス幅変調された信号を発生するＰＷＭ信号発生器が設けられ、ＰＷＭ信号のクロック周波数がディジタル信号の周波数より大きく、なるべくその倍数であり、ディジタル信号の伝送のため、ディジタル信号がＰＷＭ信号に重畳される。ＰＷＭ信号はスイッチング動作で半導体スイッチを制御し、送信アンテナの前に帯域フィルタが接続されている。
ＰＷＭ信号のパルス−休止比を合わせかつ送信電流を目標値に設定するためなるべく制御回路が設けられ、ディジタル信号の伝送の前に、所定のテスト期間中ＰＷＭ信号のテスト列が送信され、送信アンテナを通る電流が検出され、電流がほぼ目標値に一致するようにＰＷＭ信号のパルス−休止比が制御され、続いて所定の送信期間中ディジタル信号が送信され、パルス−休止比が一定に保たれる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の上位概念に記載のトランスポンダシステム用の送信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
トランスポンダシステムは、ディジタル信号例えば自動車への立入り監視用確認符号又は対比可能なデータの伝送に使用される。データ伝送のため、所定の搬送周波数を持つ電波が使用され、必要な到達距離は実際に小さく、送信回路は、大量使用のため費用の理由から非常に安価でなければならない。更に送信出力、帯域幅及び高調波減衰に関する適当な負担の遵守は、当局の無線認可のために必要である。
【０００３】
従ってトランスポンダシステムの送信アンテナを励振するため、一般に半導体トランジスタが限定された立上がり辺を持つＡ級動作で、従ってスイッチング動作でなく使用された。なぜならば、スイッチング動作は著しい高調波妨害をひき起こすからである。更に今まで動作電圧を比較的一定に保持せねばならず、特に将来車両製造者は一部異なる車載電源電圧を利用することになるので、この一定保持は特に自動車での利用において問題である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の課題は、広範囲に使用可能であるにもかかわらず安価で認可の条件に応じている送信回路を紹介することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この課題は請求項１の特徴によって解決される。有利な展開は従属請求項からわかる。
【０００６】
こうして半導体スイッチはスイッチング動作において送信アンテナを励振するために使用され、ＰＷＭ動作でパルス幅変調されて開閉され、それにより回路は従来のトランスポンダ用回路に対して著しく少ない損失出力を持ち、他方比較的大きい電圧範囲にわたって使用可能である。パルス−休止比は送信アンテナを通る電流従って送信出力を決定する。高調波妨害を除去するため、送信アンテナの前に帯域フィルタが接続される。
【０００７】
送信アンテナを通る電流が検出されて、目標値と比較され、この電流が目標値と一致するように、パルス−休止比が制御される。自動車に使用する場合防止されないような供給電圧の変動及び温度の影響も、それにより補償される。
【０００８】
しかし重畳されたディジタル信号の送信中に送信アンテナを通る電流が変動するので、送信期間中制御を中止し、パルス−休止比を一定に保つことが特に有利である。従って送信前に所定のテスト期間中ＰＷＭ信号のテスト列が動作されるので、制御回路が調節可能である。
【０００９】
ディジタル信号の伝送は所定の送信期間内に行われ、この期間の間にそれぞれ１つのテスト列が送信され、制御回路が再制御される。
【００１０】
ＰＷＭ信号発生器におけるパルス−休止比のほかに、制御自体も送信期間中設定された値に保たれ、電流の検出とは分離され、従って制御回路内でも設定された値が送信期間中保たれ、それにより送信期間及びテスト列の動作及び制御の終わりに所定値として利用可能である。それにより立上がり時間が著しく減少される。
【００１１】
動作開始の再にもこの立上がりを短くするため、制御回路はその場合にもなるべく所定値に設定される。
【００１２】
本発明が実施例及び図により以下に説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、ディジタル信号、ここでは自動車への立入り監視用確認符号を伝送するトランスポンダシステムの送信回路を機能回路図で示している。
【００１４】
エネルギを節約する簡単な駆動のために、ＰＷＭ回路６からプッシュプル回路３へのＰＷＭ駆動信号が発生される。しかし妨害高調波なしの送信信号を発生するため、アンテナ２のために前置フィルタ１が使用される。この二重回路フィルタにより、第１の回路１（位置Ｆ）において第３高調波が４５ｄＢだけ減衰される。こうして制御装置から送信アンテナへの接続部７が不必要な高調波を負荷されない。
【００１５】
第２の回路２はインダクタンスＬＡｎｔと容量ＣＡｎｔから成ってぃる。この直列共振回路は、ここでは例えば共振周波数ｆ０＝１２５ｋＨｇに合わされている。ＬＡｎｔは例えばフェライト棒から成り、送信電波を放射する。
【００１６】
注意すべきことは、理論的結果も実際の結果も６５ｄＢにわたって送信アンテナ回路により第３高調波（電流及び電圧）の減衰を生じることである。従って電波認可に必要なすべての規定が遵守される。
【００１７】
二重帯域フィルタは、Ｌ１，Ｃ１を持つ前置回路１と、ＬＡｎｔ，Ｃ２を持つ第２のフィルタ回路２から成っている。複合体ＬＡｎｔ−Ｃ２は、例えば５〜７．５ｍの長さを持つアンテナ供給導線７を介して、制御装置に接続されている。この二重帯域フィルタは、測定点Ｍにおいて、ＣＭＯＳトランジスタＴ１及びＴ２を介して方形信号で駆動される。トランジスタＴ１及びＴ２はスイッチとして使用され、レベル変換器３を介して制御される。
【００１８】
測定点Ｇには、直列抵抗Ｒ＿ＩＡｎｔにかかるＡＣ電圧が生じる。この電圧は、送信アンテナ（ＬＡｎｔ）を経て流れる電流の表現である。同期整流器を介してこの電圧が波高直流値として整流される。直流電圧は測定点Ｊに存在し、制御フィルタへ達する。
【００１９】
送信アンテナ（ＬＡｎｔ）における電流の制御動作は次の通りである。
【００２０】
時間軸発生器は、周期的な１２５ｋＨｚ方形ディジタル信号（信号Ｂ）を発生する。この信号Ｂの正の辺を介して傾斜辺（信号Ｃ）が形成されて、比較器の反転入力端へ供給される。この比較器の非反転入力端は、制御フィルタから、ＬＡｎｔ電流の振幅に関係する電圧を受ける。
【００２１】
アンテナ電流の目標値又は電波強度（ＶＡ）は、測定点Ｌを介して規定されている。演算増幅器は制御フィルタとして役立つ。アンテナ電流が増大するものと仮定すると、測定点Ｇにおける交流電圧も上昇する。従って測定点Ｊの直流電圧も比例して大きくなる。それにより演算増幅器ＯＰＶ２の反転入力端は、非反転入力端に電圧目標値Ｌより正の値をとる。
【００２２】
この電圧差はＲ１及びＣ４を介して積分される。従って測定点Ｋにおける制御フィルタの出力電圧が低下する。測定点Ｋの電圧はランプ比較器の非反転入力端へ達し、測定点Ｃのランプレベルは低下する。従って測定点Ｄにおいて、繰返し周期（８μｓ＝１２５ｋＨｚ）に対するパルス幅比は狭い。
【００２３】
それにより点Ｅは、レベル変換器３及びスイッチＴ１，Ｔ２を介して同じ電圧値を受取る。正のパルスは幅狭くなっているので、二重ＰＩ帯域フィルタにおけるエネルギは少なくなっている。その結果測定点Ｇｎの電圧（送信アンテナによる電流の表現）は小さくなっている。上述したように、測定点Ｊの直流電圧も減少する。実際値（ＩＷ）と目標値（ＳＷ）との差が小さくなるので、測定点Ｋ又は測定点Ｄを介して、正しい値への制御が行われる。
【００２４】
送信アンテナを通る電流の精度又は電波強度は、最終的にＯＰＶ１及びＯＰＶ２のオフセット及び直流電圧温度係数の精度及び絶対目標値精度に関係している。
【００２５】
制御装置は、アンテナ電流又は約０．５％の電波強度の精度を可能にする。
【００２６】
次に図２による回路装置により、制御フィルタを説明する。
【００２７】
波高値整流器（ダイオード）を介して、帯域フィルタを通る電流が求められる。得られる電圧は送信アンテナ電流に比例し、正である。この電圧は、Ｔ５４５及びＲ５９１を通って積分フィルタとして配線されている演算増幅器２１の反転入力端に達する。
【００２８】
フィルタ（又は送信アンテナ）を通る電流が大きいほど、積分回路２１の出力端の電圧が多く低下する。従ってＣ５２６がそれに応じて充電される。「Ｕ Ｋｏｒｅｋｔｕｒ」と称されるこの電圧は、ＰＷＭへの入力である。波高値整流器を介して得られる情報飛起しが大きいほど、ＰＷＭの出力端におけるパルス幅は狭くなる。
【００２９】
図３によるタイミング図により、制御の経過を説明する。
【００３０】
新出発の際又は特定の送信時間後不定の動作状態において、実際値Ｕ＿ｋｏｒｒｅｋｔｕｒができるだけ速く指令量に設定されるようにするため、段階Ｐ１中に積分フィルタ（図２の２１）が粗い値Ｕ０（図２参照）に前設定される。これはＬＦ＿ＦＩＬＴ＿ＳＥＴＵＰ＿ＵＰＯ＝ＬＯＷまで、信号ＬＦ＿ＤＣ＿ＦＩＬＴ＿ＶＡＬ＿ＵＰＯにより行なわれる。
【００３１】
前設定の打切り及びＰＷＭの動作のため、信号ＬＦ＿ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ＿ＵＰＯ及びＬＦ＿ＦＩＬＴ＿ＳＥＹＵＰ＿ＵＰＯ＝ＨＩＧＨによる開放後、トランジスタＴ５４５（図２参照）が導通せしめられ（ＦＩＬＴ＿ＯＵＴ＿ＶＡＬ＿ＨＬＤ＿ＵＰＯ＝ＬＯＷ）、即ち段階Ｐ２における制御動作が上述したように始まる。
【００３２】
こうして段階２．１に搬送波信号が変調されずに送信され（ＰＷＭ ｏｕｔ），アンテナを通る電流（Ｉ＿Ａｎｔｅｎｎｅ）が検出され、Ｕ＿Ｋｏｒｒｅｋｔｕｒの変動により認められるように、再制御される。Ｉ＿Ａｎｔｅｎｎｅの変動は、図３には殆ど認められないが、実際には存在する。
【００３３】
このＵ＿Ｋｏｒｒｅｋｔｕｒの所定の期間中に一般に正しい値への設定が行われるので、Ｔ５４５は高抵抗になる。それによりＵ＿Ｋｏｒｒｅｋｔｕｒはその前に設定された値を維持する。なぜならば、電流がＲ５９１を通ってもＯＰＶの入力抵抗を通っても流れない時、Ｃ５２６にその電荷を保持するからである。
【００３４】
続く送信段階３．１において、スイッチＴ５４５が遮断され（図３において信号ＦＩＬＴ＿ＯＵＴ＿ＶＡＬ＿ＨＬＤ＿ＵＰＯ＝ＨＩＧＨ）、従ってデータ伝送サイクルが終了するまで、ＰＷＭ比が保持される。
【００３５】
この時点にデータビットを、搬送波の１００％変調を介して伝送することができる。搬
６）ので、以前の手段及びデータ伝送サイクルの適当に設定される期間によって、Ｕ＿Ｋｏｒｒｅｋｔｕｒ従って搬送波振幅の変動が起こるのが回避される。
【００３６】
データ伝送サイクルの所定の期間Ｐ３後、制御回路が再び使用可能にされ、従って新しいテスト段階Ｐ２が開始され、即ちスイッチＴ５４５が閉じられ、所定の期間変調されない搬送波信号が送信され、送信電流Ｉ＿Ａｎｔｅｎｎｅが目標値に制御され、それから再び次の送信段階Ｐ３．２が続く。
【００３７】
前置フィルタ及び送信アンテナの動作のシミュレーションにより前置フィルタパラメータを決定するために、更にここに選ばれた１２５ｋＨｚの搬送周波数用の回路が、図４に示すようにＲＬＣ並列回路に変形された。等価回路素子の大きさは、そこに示されている式に従って出力値から得られる。
【００３８】
動作電圧の広い範囲にわたって送信回路を少ない損失で動作させるため、所定のクロック周波数のパルス幅変調される信号を発生するためのＰＷＭ信号発生器が設けられ、ＰＷＭ（基本）信号のクロック周波数は大きく、なるべくディジタル信号の周波数の倍数である。ディジタル信号を伝送するため、ディジタル信号がＰＷＭ信号に重畳され、即ちＰＷＭ基本信号上で適当な低周波振幅変調が行われる。ＰＷＭ信号はスイッチング動作で半導体スイッチを制御し、送信アンテナの前に帯域フィルタが接続されている。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】 送信回路の動作回路図を示す。
【図２】 制御の動作回路図を示す。
【図３】 ＰＷＭ制御のタイミング図を示す。
【図４】 前置フィルタ及び送信アンテナをシミュレーションするための等価回路を示す。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の上位概念に記載のトランスポンダシステム用の送信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
トランスポンダシステムは、ディジタル信号例えば自動車への立入り監視用確認符号又は対比可能なデータの伝送に使用される。データ伝送のため、所定の搬送周波数を持つ電波が使用され、必要な到達距離は実際に小さく、送信回路は、大量使用のため費用の理由から非常に安価でなければならない。更に送信出力、帯域幅及び高調波減衰に関する適当な負担の遵守は、当局の無線認可のために必要である。
【０００３】
従ってトランスポンダシステムの送信アンテナを励振するため、一般に半導体トランジスタが限定された立上がり辺を持つＡ級動作で、従ってスイッチング動作でなく使用された。なぜならば、スイッチング動作は著しい高調波妨害をひき起こすからである。更に今まで動作電圧を比較的一定に保持せねばならず、特に将来車両製造者は一部異なる車載電源電圧を利用することになるので、この一定保持は特に自動車での利用において問題である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の課題は、広範囲に使用可能であるにもかかわらず安価で認可の条件に応じている送信回路を紹介することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この課題は請求項１の特徴によって解決される。有利な展開は従属請求項からわかる。
【０００６】
こうして半導体スイッチはスイッチング動作において送信アンテナを励振するために使用され、ＰＷＭ動作でパルス幅変調されて開閉され、それにより回路は従来のトランスポンダ用回路に対して著しく少ない損失出力を持ち、他方比較的大きい電圧範囲にわたって使用可能である。パルス−休止比は送信アンテナを通る電流従って送信出力を決定する。高調波妨害を除去するため、送信アンテナの前に帯域フィルタが接続される。
【０００７】
送信アンテナを通る電流が検出されて、目標値と比較され、この電流が目標値と一致するように、パルス−休止比が制御される。自動車に使用する場合防止されないような供給電圧の変動及び温度の影響も、それにより補償される。
【０００８】
しかし重畳されたディジタル信号の送信中に送信アンテナを通る電流が変動するので、送信期間中制御を中止し、パルス−休止比を一定に保つことが特に有利である。従って送信前に所定のテスト期間中ＰＷＭ信号のテスト列が動作されるので、制御回路が調節可能である。
【０００９】
ディジタル信号の伝送は所定の送信期間内に行われ、この期間の間にそれぞれ１つのテスト列が送信され、制御回路が再制御される。
【００１０】
ＰＷＭ信号発生器におけるパルス−休止比のほかに、制御自体も送信期間中設定された値に保たれ、電流の検出とは分離され、従って制御回路内でも設定された値が送信期間中保たれ、それにより送信期間及びテスト列の動作及び制御の終わりに所定値として利用可能である。それにより立上がり時間が著しく減少される。
【００１１】
動作開始の再にもこの立上がりを短くするため、制御回路はその場合にもなるべく所定値に設定される。
【００１２】
本発明が実施例及び図により以下に説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、ディジタル信号、ここでは自動車への立入り監視用確認符号を伝送するトランスポンダシステムの送信回路を機能回路図で示している。
【００１４】
エネルギを節約する簡単な駆動のために、ＰＷＭ回路６からプッシュプル回路３へのＰＷＭ駆動信号が発生される。しかし妨害高調波なしの送信信号を発生するため、アンテナ２のために前置フィルタ１が使用される。この二重回路フィルタにより、第１の回路１（位置Ｆ）において第３高調波が４５ｄＢだけ減衰される。こうして制御装置から送信アンテナへの接続部７が不必要な高調波を負荷されない。
【００１５】
第２の回路２はインダクタンスＬＡｎｔと容量ＣＡｎｔから成ってぃる。この直列共振回路は、ここでは例えば共振周波数ｆ０＝１２５ｋＨｇに合わされている。ＬＡｎｔは例えばフェライト棒から成り、送信電波を放射する。
【００１６】
注意すべきことは、理論的結果も実際の結果も６５ｄＢにわたって送信アンテナ回路により第３高調波（電流及び電圧）の減衰を生じることである。従って電波認可に必要なすべての規定が遵守される。
【００１７】
二重帯域フィルタは、Ｌ１，Ｃ１を持つ前置回路１と、ＬＡｎｔ，Ｃ２を持つ第２のフィルタ回路２から成っている。複合体ＬＡｎｔ−Ｃ２は、例えば５〜７．５ｍの長さを持つアンテナ供給導線７を介して、制御装置に接続されている。この二重帯域フィルタは、測定点Ｍにおいて、ＣＭＯＳトランジスタＴ１及びＴ２を介して方形信号で駆動される。トランジスタＴ１及びＴ２はスイッチとして使用され、レベル変換器３を介して制御される。
【００１８】
測定点Ｇには、直列抵抗Ｒ＿ＩＡｎｔにかかるＡＣ電圧が生じる。この電圧は、送信アンテナ（ＬＡｎｔ）を経て流れる電流の表現である。同期整流器を介してこの電圧が波高直流値として整流される。直流電圧は測定点Ｊに存在し、制御フィルタへ達する。
【００１９】
送信アンテナ（ＬＡｎｔ）における電流の制御動作は次の通りである。
【００２０】
時間軸発生器は、周期的な１２５ｋＨｚ方形ディジタル信号（信号Ｂ）を発生する。この信号Ｂの正の辺を介して傾斜辺（信号Ｃ）が形成されて、比較器の反転入力端へ供給される。この比較器の非反転入力端は、制御フィルタから、ＬＡｎｔ電流の振幅に関係する電圧を受ける。
【００２１】
アンテナ電流の目標値又は電波強度（ＶＡ）は、測定点Ｌを介して規定されている。演算増幅器は制御フィルタとして役立つ。アンテナ電流が増大するものと仮定すると、測定点Ｇにおける交流電圧も上昇する。従って測定点Ｊの直流電圧も比例して大きくなる。それにより演算増幅器ＯＰＶ２の反転入力端は、非反転入力端に電圧目標値Ｌより正の値をとる。
【００２２】
この電圧差はＲ１及びＣ４を介して積分される。従って測定点Ｋにおける制御フィルタの出力電圧が低下する。測定点Ｋの電圧はランプ比較器の非反転入力端へ達し、測定点Ｃのランプレベルは低下する。従って測定点Ｄにおいて、繰返し周期（８μｓ＝１２５ｋＨｚ）に対するパルス幅比は狭い。
【００２３】
それにより点Ｅは、レベル変換器３及びスイッチＴ１，Ｔ２を介して同じ電圧値を受取る。正のパルスは幅狭くなっているので、二重ＰＩ帯域フィルタにおけるエネルギは少なくなっている。その結果測定点Ｇｎの電圧（送信アンテナによる電流の表現）は小さくなっている。上述したように、測定点Ｊの直流電圧も減少する。実際値（ＩＷ）と目標値（ＳＷ）との差が小さくなるので、測定点Ｋ又は測定点Ｄを介して、正しい値への制御が行われる。
【００２４】
送信アンテナを通る電流の精度又は電波強度は、最終的にＯＰＶ１及びＯＰＶ２のオフセット及び直流電圧温度係数の精度及び絶対目標値精度に関係している。
【００２５】
制御装置は、アンテナ電流又は約０．５％の電波強度の精度を可能にする。
【００２６】
次に図２による回路装置により、制御フィルタを説明する。
【００２７】
波高値整流器（ダイオード）を介して、帯域フィルタを通る電流が求められる。得られる電圧は送信アンテナ電流に比例し、正である。この電圧は、Ｔ５４５及びＲ５９１を通って積分フィルタとして配線されている演算増幅器２１の反転入力端に達する。
【００２８】
フィルタ（又は送信アンテナ）を通る電流が大きいほど、積分回路２１の出力端の電圧が多く低下する。従ってＣ５２６がそれに応じて充電される。「Ｕ Ｋｏｒｅｋｔｕｒ」と称されるこの電圧は、ＰＷＭへの入力である。波高値整流器を介して得られる情報飛起しが大きいほど、ＰＷＭの出力端におけるパルス幅は狭くなる。
【００２９】
図３によるタイミング図により、制御の経過を説明する。
【００３０】
新出発の際又は特定の送信時間後不定の動作状態において、実際値Ｕ＿ｋｏｒｒｅｋｔｕｒができるだけ速く指令量に設定されるようにするため、段階Ｐ１中に積分フィルタ（図２の２１）が粗い値Ｕ０（図２参照）に前設定される。これはＬＦ＿ＦＩＬＴ＿ＳＥＴＵＰ＿ＵＰＯ＝ＬＯＷまで、信号ＬＦ＿ＤＣ＿ＦＩＬＴ＿ＶＡＬ＿ＵＰＯにより行なわれる。
【００３１】
前設定の打切り及びＰＷＭの動作のため、信号ＬＦ＿ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ＿ＵＰＯ及びＬＦ＿ＦＩＬＴ＿ＳＥＹＵＰ＿ＵＰＯ＝ＨＩＧＨによる開放後、トランジスタＴ５４５（図２参照）が導通せしめられ（ＦＩＬＴ＿ＯＵＴ＿ＶＡＬ＿ＨＬＤ＿ＵＰＯ＝ＬＯＷ）、即ち段階Ｐ２における制御動作が上述したように始まる。
【００３２】
こうして段階２．１に搬送波信号が変調されずに送信され（ＰＷＭ ｏｕｔ），アンテナを通る電流（Ｉ＿Ａｎｔｅｎｎｅ）が検出され、Ｕ＿Ｋｏｒｒｅｋｔｕｒの変動により認められるように、再制御される。Ｉ＿Ａｎｔｅｎｎｅの変動は、図３には殆ど認められないが、実際には存在する。
【００３３】
このＵ＿Ｋｏｒｒｅｋｔｕｒの所定の期間中に一般に正しい値への設定が行われるので、Ｔ５４５は高抵抗になる。それによりＵ＿Ｋｏｒｒｅｋｔｕｒはその前に設定された値を維持する。なぜならば、電流がＲ５９１を通ってもＯＰＶの入力抵抗を通っても流れない時、Ｃ５２６にその電荷を保持するからである。
【００３４】
続く送信段階３．１において、スイッチＴ５４５が遮断され（図３において信号ＦＩＬＴ＿ＯＵＴ＿ＶＡＬ＿ＨＬＤ＿ＵＰＯ＝ＨＩＧＨ）、従ってデータ伝送サイクルが終了するまで、ＰＷＭ比が保持される。
【００３５】
この時点にデータビットを、搬送波の１００％変調を介して伝送することができる。搬
６）ので、以前の手段及びデータ伝送サイクルの適当に設定される期間によって、Ｕ＿Ｋｏｒｒｅｋｔｕｒ従って搬送波振幅の変動が起こるのが回避される。
【００３６】
データ伝送サイクルの所定の期間Ｐ３後、制御回路が再び使用可能にされ、従って新しいテスト段階Ｐ２が開始され、即ちスイッチＴ５４５が閉じられ、所定の期間変調されない搬送波信号が送信され、送信電流Ｉ＿Ａｎｔｅｎｎｅが目標値に制御され、それから再び次の送信段階Ｐ３．２が続く。
【００３７】
前置フィルタ及び送信アンテナの動作のシミュレーションにより前置フィルタパラメータを決定するために、更にここに選ばれた１２５ｋＨｚの搬送周波数用の回路が、図４に示すようにＲＬＣ並列回路に変形された。等価回路素子の大きさは、そこに示されている式に従って出力値から得られる。
【００３８】
動作電圧の広い範囲にわたって送信回路を少ない損失で動作させるため、所定のクロック周波数のパルス幅変調される信号を発生するためのＰＷＭ信号発生器が設けられ、ＰＷＭ（基本）信号のクロック周波数は大きく、なるべくディジタル信号の周波数の倍数である。ディジタル信号を伝送するため、ディジタル信号がＰＷＭ信号に重畳され、即ちＰＷＭ基本信号上で適当な低周波振幅変調が行われる。ＰＷＭ信号はスイッチング動作で半導体スイッチを制御し、送信アンテナの前に帯域フィルタが接続されている。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】 送信回路の動作回路図を示す。
【図２】 制御の動作回路図を示す。
【図３】 ＰＷＭ制御のタイミング図を示す。
【図４】 前置フィルタ及び送信アンテナをシミュレーションするための等価回路を示す。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の搬送周波数を持つ電波用の送信アンテナ（２）を介してディジタル信号を伝送するトランスポンダシステム用の送信回路において、
ａ）所定の搬送周波数のパルス変調された信号を発生するＰＷＭ信号発生器（６）が設けられ、ディジタル信号を伝送するため、ディジタル信号をＰＷＭ信号に重畳され、
ｂ）こうして生じる信号が、レベル変換器（３）を介して、２つの半導体スイッチ（Ｔ１，Ｔ２）をプッシュプル動作範囲において駆動し、一方の半導体スイッチ（Ｔ１）が供給電圧に接続され、他方の半導体スイッチ（Ｔ２）が接地電位に接続され、両方の半導体スイッチ（Ｔ１，Ｔ２）のそれぞれ他方の端子が帯域予備フィルタ（１）に接続され、
ｃ）帯域予備フィルタ（１）の出力端に送信アンテナ（２）が接続されている
ことを特徴とする、送信回路。
【請求項２】
ａ）送信アンテナ（２）を通る電流（Ｉ＿Ａｎｔ）用の制御回路が設けられ、
ｂ）送信アンテナを通る電流（Ｒ＿Ｉ＿Ａｎｔ）が検出され、比較器において目標値（Ｉ）と比較され、
ｃ）偏差（Ｊ）があると、ＰＷＭ信号のパルス−休止比（Ｄ）をＰＷＭ信号発生器に合わせる制御信号（Ｋ）を制御回路が発生する
ことを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項３】
ａ）ディジタル信号の伝送前に、所定のテスト期間（Ｐ２）中に、ＰＷＭ信号のテスト列が送信され、その際送信アンテナを通る電流が検出され、この電流が目標値にほぼ一致するように、ＰＷＭのパルス−休止比が制御され、
ｂ）続いて所定の送信期間（Ｐ３）中に、ディジタル信号が送信され、その際パルス−休止比が一定に保たれる
ことを特徴とする、請求項２に記載の送信回路。
【請求項４】
電流が波高値整流回路により検出されて、閾値比較器を持つ積分フィルタ（２１）に供給され、この閾値比較器の出力信号がＰＷＭ信号発生器のパルス−休止比を制御することを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項５】
波高値整流回路と積分フィルタとの間に制御可能なスイッチ手段（Ｔ５４５）が設けられ、送信期間中にこれが開かれ、その際最後に設定される値がほぼ保たれることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項６】
閾値比較器を持つ積分フィルタ（２１）が、出力端から反転入力端への帰還路中にあるコンデンサ（Ｃ５２６）及び抵抗（Ｒ５９２）を持つ演算増幅器を持ち、積分フィルタの時定数が送信期間より大きいことを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項７】
始動（Ｐ１）の際積分フィルタが直ちに所定の値に予備設定され、続いてテスト列（Ｐ２）の送信が行われることを特徴とする。請求項１に記載の送信回路。
【請求項８】
自動車にある中央装置と携帯用確認送信器との間で無線データ伝送するトランスポンダのため、先行する請求項の１つに記載の送信回路の使用。
【請求項１】
所定の搬送周波数を持つ電波用の送信アンテナ（２）を介してディジタル信号を伝送するトランスポンダシステム用の送信回路において、
ａ）所定の搬送周波数のパルス変調された信号を発生するＰＷＭ信号発生器（６）が設けられ、ディジタル信号を伝送するため、ディジタル信号をＰＷＭ信号に重畳され、
ｂ）こうして生じる信号が、レベル変換器（３）を介して、２つの半導体スイッチ（Ｔ１，Ｔ２）をプッシュプル動作範囲において駆動し、一方の半導体スイッチ（Ｔ１）が供給電圧に接続され、他方の半導体スイッチ（Ｔ２）が接地電位に接続され、両方の半導体スイッチ（Ｔ１，Ｔ２）のそれぞれ他方の端子が帯域予備フィルタ（１）に接続され、
ｃ）帯域予備フィルタ（１）の出力端に送信アンテナ（２）が接続されている
ことを特徴とする、送信回路。
【請求項２】
ａ）送信アンテナ（２）を通る電流（Ｉ＿Ａｎｔ）用の制御回路が設けられ、
ｂ）送信アンテナを通る電流（Ｒ＿Ｉ＿Ａｎｔ）が検出され、比較器において目標値（Ｉ）と比較され、
ｃ）偏差（Ｊ）があると、ＰＷＭ信号のパルス−休止比（Ｄ）をＰＷＭ信号発生器に合わせる制御信号（Ｋ）を制御回路が発生する
ことを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項３】
ａ）ディジタル信号の伝送前に、所定のテスト期間（Ｐ２）中に、ＰＷＭ信号のテスト列が送信され、その際送信アンテナを通る電流が検出され、この電流が目標値にほぼ一致するように、ＰＷＭのパルス−休止比が制御され、
ｂ）続いて所定の送信期間（Ｐ３）中に、ディジタル信号が送信され、その際パルス−休止比が一定に保たれる
ことを特徴とする、請求項２に記載の送信回路。
【請求項４】
電流が波高値整流回路により検出されて、閾値比較器を持つ積分フィルタ（２１）に供給され、この閾値比較器の出力信号がＰＷＭ信号発生器のパルス−休止比を制御することを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項５】
波高値整流回路と積分フィルタとの間に制御可能なスイッチ手段（Ｔ５４５）が設けられ、送信期間中にこれが開かれ、その際最後に設定される値がほぼ保たれることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項６】
閾値比較器を持つ積分フィルタ（２１）が、出力端から反転入力端への帰還路中にあるコンデンサ（Ｃ５２６）及び抵抗（Ｒ５９２）を持つ演算増幅器を持ち、積分フィルタの時定数が送信期間より大きいことを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
【請求項７】
始動（Ｐ１）の際積分フィルタが直ちに所定の値に予備設定され、続いてテスト列（Ｐ２）の送信が行われることを特徴とする。請求項１に記載の送信回路。
【請求項８】
自動車にある中央装置と携帯用確認送信器との間で無線データ伝送するトランスポンダのため、先行する請求項の１つに記載の送信回路の使用。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公表番号】特表２００７−５３６８８０（Ｐ２００７−５３６８８０Ａ）
【公表日】平成１９年１２月１３日（２００７．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−５１３６６３（Ｐ２００７−５１３６６３）
【出願日】平成１７年４月１４日（２００５．４．１４）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＤＥ２００５／０００６８０
【国際公開番号】ＷＯ２００５／１１１９１１
【国際公開日】平成１７年１１月２４日（２００５．１１．２４）
【出願人】（５０３３５５２９２）コンティ テミック マイクロエレクトロニック ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング (79)
【氏名又は名称原語表記】Ｃｏｎｔｉ Ｔｅｍｉｃ ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ＧｍｂＨ
【住所又は居所原語表記】Ｓｉｅｂｏｌｄｓｔｒａｓｓｅ １９， Ｄ−９０４１１ Ｎｕｅｒｎｂｅｒｇ， Ｇｅｒｍａｎｙ
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成１９年１２月１３日（２００７．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年４月１４日（２００５．４．１４）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＤＥ２００５／０００６８０
【国際公開番号】ＷＯ２００５／１１１９１１
【国際公開日】平成１７年１１月２４日（２００５．１１．２４）
【出願人】（５０３３５５２９２）コンティ テミック マイクロエレクトロニック ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング (79)
【氏名又は名称原語表記】Ｃｏｎｔｉ Ｔｅｍｉｃ ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ＧｍｂＨ
【住所又は居所原語表記】Ｓｉｅｂｏｌｄｓｔｒａｓｓｅ １９， Ｄ−９０４１１ Ｎｕｅｒｎｂｅｒｇ， Ｇｅｒｍａｎｙ
【Ｆターム（参考）】
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