通信装置、復調方法
【課題】通信品質の向上
【解決手段】それぞれが、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する信号変化を検出する複数の信号変化検出回路と、各信号変化検出回路に対応する復調系回路を備える構成で、復調系回路の出力（パケット）を選択する際に、伝送路符号が検出できたどうかという情報のほかに平均振幅レベルの大きさの情報を用いることにより、選択の正答率を向上させる。例えば伝送路符号が複数の復調系回路で検出された場合、平均振幅レベルが最も大きい復調系回路の出力を選択する。
【解決手段】それぞれが、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する信号変化を検出する複数の信号変化検出回路と、各信号変化検出回路に対応する復調系回路を備える構成で、復調系回路の出力（パケット）を選択する際に、伝送路符号が検出できたどうかという情報のほかに平均振幅レベルの大きさの情報を用いることにより、選択の正答率を向上させる。例えば伝送路符号が複数の復調系回路で検出された場合、平均振幅レベルが最も大きい復調系回路の出力を選択する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は通信装置、復調方法に関し、特に非接触ＩＣカードと非接触通信を行うリーダ／ライタ装置として好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開２００５−３１８３８５号公報
【０００３】
非接触ＩＣカードは、その情報の読み取りや書き込みを行う装置（リーダ／ライタ装置）との間で無線通信により簡単に情報のやり取りを行うことが可能であるととともに、磁気カードに比べて記憶容量が大きく、また、格納した情報の不正な読み出しや改竄に対する耐性が高いなど、数々の優れた特徴を有している。そのため、近年では、例えば金融機関のクレジットカードや、電子マネーの格納用カード、交通機関の定期券などの用途で、広く一般に利用されている。
また、非接触ＩＣカードと同等の通信機能を、携帯電話機やＰＤＡ（Personal Digital Assistant）などの機器に内蔵し、これらの機器がＩＣカードと同様に使用できるようにしたものも開発されている。
【０００４】
ＩＣカードとリーダ／ライタ装置の概略的な構成例を図１７に示す。
図１７においてＩＣカードとしては、アンテナ回路と負荷変調回路のみを示し、復調系や制御系は省略している。
ＩＣカードでは、コイルＬ１０、コンデンサＣ１０の並列共振回路によりアンテナ回路が形成されている。また、スイッチ素子Ｔｒ１と抵抗Ｒ１０により負荷変調回路が形成される。
【０００５】
リーダ／ライタ装置では、コイルＬ２、コンデンサＣ２０の並列共振回路と、コンデンサＣ２１によりアンテナ回路９１が構成される。
このアンテナ回路９１に対して並列に、変調信号発生回路９２が接続される。変調信号発生回路９２については、信号源として簡略化して示しているが、このリーダ／ライタ装置が、ＩＣカードに対して送信するＡＳＫ（Amplitude Shift Keying)変調信号を発生させる回路部である。例えば周波数１３．５６ＭＨｚのキャリア信号を、送信するデータによりＡＳＫ変調する回路である。
またアンテナ回路９１に対して、ＡＳＫ復調回路９３が接続される。ＡＳＫ復調回路９３は、ダイオード検波回路９４、低域フィルタ９５、リミッタアンプ９６、同期回路９７、判定器９８から成る。
【０００６】
このようなＩＣカードとリーダ／ライタ装置では、次のように通信が行われる。
リーダ／ライタ装置は、変調信号発生回路９２で発生させた例えばキャリア周波数１３．５６ＭＨｚの変調信号を、アンテナ回路９１から電波出力する。
ＩＣカード側では、リーダ／ライタ装置から送出された電波をアンテナ回路で受信し、図示しない復調回路でＡＳＫ変調信号をデジタル信号に復調し、図示しない制御系回路へ供給する。
ＩＣカードから信号をリーダ／ライタ装置に送信する場合は、ＩＣカードの制御系回路が送信信号ＴｘＤをスイッチ素子Ｔｒ１に与えてスイッチ素子Ｔｒ１をオン／オフさせる。スイッチ素子Ｔｒ１がオン／オフされることで、負荷抵抗値が変化するが、これが外部のリーダ／ライタ装置側でキャリア信号のＡＳＫ変調信号、つまりＩＣカード側からの送信情報として検出される。
リーダ／ライタ装置側では、このようなＡＳＫ変調信号を、ＡＳＫ復調回路９３で復調することになる。
【０００７】
ところで、リーダ／ライタ装置でのＩＣカードでの負荷変調による送信信号の復調に関して、次のような問題があった。
負荷変調時に、ＩＣカードとリーダ／ライタ装置の間の距離が特定の距離となっている際に、位相方向の変化量は存在するが振幅方向の変化量がなくなる状態、いわゆるNull状態となることがあり、この場合、従来のＡＳＫ復調回路９３では、受信信号を復調できずに通信が不能となる。
【０００８】
この問題の対策として、上記特許文献１では、従来のＡＳＫ復調回路のような振幅変化検出回路だけでなく、位相変化検出回路も用いて、その２つの回路の出力系列の一方を選択する方法を提案している。即ち図１８（ａ）に示すように、振幅変化検出回路１０１と位相変化検出回路１０２を備えるようにする。振幅変化検出回路１０１と位相変化検出回路１０２にはアンテナ回路で得られた受信信号が供給され、振幅変化検出回路１０１は振幅変化を検出し、位相変化検出回路１０２は位相変化を検出する。
選択復調回路１００は、振幅変化検出回路１０１と位相変化検出回路１０２のうちの一方の系列を選択し、受信情報ＲｘＤを出力する。
【０００９】
そして選択復調回路１００の構成例として、図１９（ａ）（ｂ）（ｃ）が提示されている。
図１９（ａ）の構成の場合、振幅変化検出回路１０１の出力をＡ／Ｄ変換器１１１ａでデジタル化し、伝送路符号検出部１１２ａで伝送路符号の検出を行う。
ＩＣカードとリーダ／ライタ装置の間の通信は、例えば図１８（ｂ）のようにプリアンブル、シンクコード、データ、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）情報を含むパケット構造を用いて行われるが、伝送路符号検出部１１２ａでは伝送路符号として例えばシンクコードの検出を確認する。
また、位相変化検出回路１０２の出力については、Ａ／Ｄ変換器１１１ｂでデジタル化し、伝送路符号検出部１１２ｂで伝送路符号の検出を行う。
そして、選択器１１３は、伝送路符号検出部１１２ａ、１１２ｂの検出結果を確認し、伝送路符号検出部１１２ａ、１１２ｂの出力のうちで伝送路符号が正しく検出できた方を選択して同期検出部１１４に供給する。同期検出部では同期検出及びデータ再生が行われ、さらに誤り検出部１１５でＣＲＣ情報を用いた誤り検出が行われ、誤りが無ければ、正しく復調された受信情報ＲｘＤとして出力される。
【００１０】
図１９（ｂ）の構成の場合は、振幅変化検出回路１０１と位相変化検出回路１０２のそれぞれの出力がＡ／Ｄ変換器１１１ａ、１１１ｂでデジタル化され、この各デジタル信号に対して、それぞれ同期検出部１１４ａ，１１４ｂで同期検出・データ再生が行われる。そして選択器１１３は、同期検出部１１４ａ、１１４ｂからの同期検出処理結果を確認し、同期検出部１１４ａ、１１４ｂの出力のうちで正しく同期検出及びデータ再生できた方を選択して誤り検出部１１５に供給する。
【００１１】
図１９（ｃ）の構成の場合は、振幅変化検出回路１０１の出力がＡ／Ｄ変換器１１１ａでデジタル化され、同期検出部１１４ａ、誤り検出部１１５ａで処理される。また位相変化検出回路１０２の出力がＡ／Ｄ変換器１１１ｂでデジタル化され、同期検出部１１４ｂ、誤り検出部１１５ｂで処理される。
そして選択器１１３は、誤り検出部１１５ａ、１１５ｂのＣＲＣ結果を確認し、エラーのない方を選択して受信情報ＲｘＤとして出力する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、これらの方式では、遅延をもたらしてアプリケーションの仕様を満足しなかったり、選択を間違えて特性劣化をもたらすという問題が残された。
【００１３】
例えば、図１９（ａ）（ｂ）の場合、振幅変化検出回路１０１の出力に対応する処理系（伝送路符号検出部１１２ａ又は同期検出部１１４ａ）と、位相変化検出回路１０２の出力に対応する処理系（伝送路符号検出部１１２ｂ又は同期検出部１１４ｂ）のうちで、一方だけパケットデータを正しく検出処理できた場合は良いが、各処理系で伝送路符号や同期を検出できた場合、どちらがベストなものかを選択することができない。
通常、伝送路符号や同期を検出するのに必要な通信品質はそれほど高くない。このため例えば伝送路符号が検出できたとしても、そのパケットが必ずしも有効なものとは限らない。
特許文献１では、複数の処理系で伝送路符号が検出された場合、予め設定した優先度に従って選択する方法が提案されているが、有効パケットデータが振幅変化から得られるか位相変化から得られるかは、アンテナの共振周波数やアンテナ間の距離などさまざまな要因に依存するために、一意にどちらかの処理系の優先度を上げることは有効な手段ではなく、むしろ、特性を著しく劣化させてしまうこともある。
【００１４】
また、図１９（ｃ）のような方式は、誤りのないパケットを選択できるが、パケットの誤りを検出するためには、パケットを最後まで一度溜取り込んで、パケットの最後のＣＲＣで検出する。このため、誤り検出情報を検出するのに多くの時間を有するために、受信情報ＲｘＤとして得られる復調データは大きく遅延する。多くのアプリケーションは、通常、このような遅延を許容しない。
【００１５】
そこで本発明では、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する信号変化を検出する複数の信号変化検出回路を備え、復調時に複数の処理系の１つを選択するようにする場合に、大きな遅延無く、より正確に選択を行うことができるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の通信装置は、それぞれが、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する信号変化を検出する複数の信号変化検出回路と、複数の上記信号変化検出回路にそれぞれ対応して設けられ、それぞれが対応する信号変化検出回路からの信号に基づいてデータ復調のための処理を行うとともに、対応する信号変化検出回路からの信号についての伝送路符号の検出と平均振幅レベルの検出を行う、複数の復調系回路と、複数の上記復調系回路の出力のうちの一つを選択して、受信情報として出力する選択回路と、複数の上記復調系回路のそれぞれの上記伝送路符号及び平均振幅レベルの検出結果を用いて、上記選択回路の選択状態を制御する選択制御回路とを備える。
【００１７】
また上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路の一つで、上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された復調系回路の出力を、上記選択回路において選択させるとともに、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路での各平均振幅レベルの検出結果を用いて、上記選択回路の選択状態を制御する。
【００１８】
また複数の上記復調系回路は、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号をデジタル信号に変換し、該デジタル信号について上記平均振幅レベルの検出を行う。
特に、複数の上記復調系回路では、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号を１ビットＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換し、上記１ビットＡ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号の移動平均値を求め、該移動平均値のピーク値を求め、該ピーク値を加算することで上記平均振幅レベルを検出する。
この場合、上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、検出された上記平均振幅レベルの値が大きい方の出力を、上記選択回路において選択させるように制御する。
又は、複数の上記復調系回路では、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号を１ビットＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換し、上記１ビットＡ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号の移動平均値を求め、該移動平均値のゼロ点タイミングでの値を求め、該ゼロ点タイミングでの値から上記平均振幅レベルを検出する。
この場合、上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、検出された上記平均振幅レベルの値が小さい方の出力を、上記選択回路において選択させるように制御する。
また、複数の上記復調系回路では、それぞれ上記デジタル信号についてのディーティ検出を行い、検出されたディーティ情報を上記平均振幅レベルの検出の際の補正情報として用いる。
【００１９】
また、複数の上記復調系回路は、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号について上記平均振幅レベルの検出を行う。
例えば複数の上記復調系回路では、それぞれ上記対応する信号変化検出回路からのアナログ信号を積分することで、上記平均振幅レベルの検出を行う。
上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、検出された上記平均振幅レベルの値が大きい方の出力を、上記選択回路において選択させるように制御する。
或いは、上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出され、かつ、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のそれぞれで所定値以上の上記平均振幅レベルが検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、予め優先設定した復調系回路の出力を上記選択回路において選択させるように制御する。
【００２０】
また複数の上記信号変化検出回路の１つは、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する振幅変化を検出する。
また複数の上記信号変化検出回路の１つは、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する位相変化を検出する。
【００２１】
本発明の復調方法は、複数の信号変化検出回路と、複数の復調系回路と、複数の上記復調系回路の出力のうちの一つを選択して受信情報として出力する選択回路を備えた通信装置の復調方法として、複数の上記復調系回路のそれぞれの上記伝送路符号の検出結果を確認する伝送路符号検出確認ステップと、複数の上記復調系回路の１つで上記伝送路符号が検出された場合には、上記伝送路符号が検出された復調系回路の出力を、上記選択回路において選択させる第１の選択制御ステップと、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路での各平均振幅レベルの検出結果を用いて、上記選択回路の選択状態を制御する第２の選択制御ステップとを備える。
【００２２】
このような本発明では、復調系回路の出力（パケット）を選択する際に、伝送路符号が検出できたどうかという情報のほかに平均振幅レベルの大きさの情報を用いることにより、正答率を向上させる。
具体的には、伝送路符号が複数の復調系回路で検出された場合、平均振幅レベルが最も大きいもしくは小さい復調系回路の出力を選択する。
または、平均振幅レベルに閾値を設けて、その閾値以上の平均振幅レベルが検出された復調系回路の中から出力を選択する。
また平均振幅レベルを検出する際には、受信波形のデューティも考慮する。
【発明の効果】
【００２３】
本発明では、複数の復調系回路の出力の選択に、伝送路符号の検出有無と、平均振幅レベルの情報を用いることで、安定して正しい選択を行うことができ、これによって通信品質を向上させることができる。
また誤り訂正結果を用いて選択を行うものではないため、受信情報の取込に大きな遅延を発生させることはない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、非接触ＩＣカードと通信を行うリーダ／ライタ装置を例に挙げて、本発明の実施の形態を説明する。説明は次の順序で行う。
［１．基本構成］
［２．構成例Ａ：アナログ系振幅レベル算出例］
［３．構成例Ｂ：アナログ系振幅レベル算出例］
［４．構成例Ｃ：デジタル系振幅レベル算出例］
［５．構成例Ｄ：デジタル系振幅レベル算出例］
［６．構成例Ｅ：デジタル系振幅レベル算出例］
［７．構成例Ｆ：デジタル系振幅レベル算出例］
【００２５】
［１．基本構成］
図１，図２で、実施の形態のリーダ／ライタ装置１の基本構成を説明する。なお、図１は平均振幅レベルの算出回路をアナログドメインに実装する場合、図２は平均振幅レベルの算出回路をデジタルドメインに実装する場合の例である。
【００２６】
まず図１によりリーダ／ライタ装置１の構成を説明する。
リーダ／ライタ装置１では、コイルＬ１、コンデンサＣ１の並列共振回路と、コンデンサＣ２によりアンテナ回路２が構成される。
このアンテナ回路２に対して並列に、変調信号発生回路３が接続される。変調信号発生回路３については信号源として簡略化して示しているが、このリーダ／ライタ装置が、外部のＩＣカードに対して送信するＡＳＫ変調信号を発生させる回路部である。例えば周波数１３．５６ＭＨｚのキャリア信号を、送信するデータによりＡＳＫ変調する回路である。
【００２７】
外部のＩＣカードからの信号の受信復調処理を行う回路系として、まずアンテナ回路２に対して、信号変化検出回路１０，２０が接続される。信号変化検出回路１０，２０は、それぞれ受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する信号変化を検出する回路とされる。
例えば信号変化検出回路１０は、アナログＡＳＫ検波回路とされ、アンテナ回路２で得られた受信信号についての振幅変化を検出する。
また例えば信号変化検出回路２０は、例えばアナログ位相検波回路とされ、アンテナ回路２で得られた受信信号についての位相変化を検出する。
【００２８】
この信号変化検出回路１０，２０の出力は、選択復調回路４に供給される。
選択復調回路４においては、信号変化検出回路１０に対応する復調系回路として、Ａ／Ｄ変換器３１Ａ、同期回路３２Ａ、伝送路符号検出回路３３Ａ、平均振幅レベル算出回路３４Ａが設けられる。なお、これらを説明上「第１の復調系回路」と呼ぶこととする。
また、信号変化検出回路２０に対応する復調系回路として、Ａ／Ｄ変換器３１Ｂ、同期回路３２Ｂ、伝送路符号検出回路３３Ｂ、平均振幅レベル算出回路３４Ｂが設けられる。これらを説明上「第２の復調系回路」と呼ぶ。
また選択復調回路４においては、選択回路３６、誤り検出部３７，制御回路３５が設けられる。
【００２９】
この選択復調回路４において、第１の復調系回路において、Ａ／Ｄ変換器３１Ａは、信号変化検出回路１０の出力をデジタルデータ化する。
Ａ／Ｄ変換器３１Ａからのデジタルデータは同期回路３２Ａに供給され、同期回路３２Ａにおいて同期検出・データ再生処理が行われる。この同期回路３２Ａの処理で復調された信号ＳＡ（受信情報としてのパケットデータ）は選択回路３６に供給される。
また伝送路符号検出回路３３Ａでは、復調されたパケットを構成する伝送路符号として、例えばシンクコード等の検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
平均振幅レベル算出回路３４Ａは、信号変化検出回路１０の出力信号について振幅レベルを算出し、振幅レベルの情報を制御回路３５に供給する。
【００３０】
また、第２の復調系回路として、Ａ／Ｄ変換器３１Ｂは、信号変化検出回路２０の出力をデジタルデータ化する。
Ａ／Ｄ変換器３１Ｂからのデジタルデータは同期回路３２Ｂに供給され、同期回路３２Ｂにおいて同期検出・データ再生処理が行われる。この同期回路３２Ｂの処理で復調された信号ＳＢ（受信情報としてのパケットデータ）は選択回路３６に供給される。
また伝送路符号検出回路３３Ｂでは、復調されたパケットを構成する伝送路符号として、例えばシンクコード等の検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
平均振幅レベル算出回路３４Ｂは、信号変化検出回路２０の出力信号について振幅レベルを算出し、振幅レベルの情報を制御回路３５に供給する。
【００３１】
選択回路３６は、第１の復調系回路から出力された信号ＳＡと、第２の復調系回路から出力された信号ＳＢのうちの一方を選択して、後段の誤り検出部３７に出力する。
制御回路３５では、第１，第２の復調系回路における伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂからのそれぞれの伝送路符号検出結果の情報と、平均振幅レベル算出回路３４Ａ、３４Ｂからのそれぞれの平均振幅レベルの情報とを用いて、選択回路３６の選択状態を制御する。
例えば第１，第２の復調系回路の一方で伝送路符号が検出された場合、伝送路符号が検出された方の復調系回路の出力（信号ＳＡ，ＳＢの一方）が選択回路３６で選択されるように制御する。
また第１，第２の復調系回路の両方で伝送路符号が検出された場合、平均振幅レベルが大きい方の復調系回路の出力（信号ＳＡ，ＳＢの一方）が選択回路３６で選択されるように制御する。
或いは平均振幅レベルに閾値を設けて、その閾値以上の平均振幅レベルが検出された復調系回路の中から１つの復調系回路を選択して、その出力が選択回路３６で選択されるようにしてもよい。
【００３２】
選択回路３６で選択された信号は、誤り検出部３７に供給され、ＣＲＣ情報を用いた誤り検出処理が行われる。この処理でエラーが無ければ、その信号は、適正な受信情報ＲｘＤとしてのパケットデータとされて、図示しない後段の制御回路系に出力される。
【００３３】
図２の構成の場合は、平均振幅レベル算出回路３４Ａ、３４Ｂが、それぞれＡ／Ｄ変換器３１Ａ、３１Ｂから出力されるデジタルデータについて、平均振幅レベルの算出を行う点が、図１の構成と異なる。
この場合も、制御回路３５は、第１，第２の復調系回路における伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂからのそれぞれの伝送路符号検出結果の情報と、平均振幅レベル算出回路３４Ａ、３４Ｂからのそれぞれの平均振幅レベルの情報とを用いて、選択回路３６の選択状態を制御する。
【００３４】
デジタルドメインで実装される場合、平均振幅レベルＡaveは、例えば次の（数１）（数２）のいずれかの演算により導出することができる。
【００３５】
【数１】
【数２】
但し、Ｓは信号、Ｔｓはサンプリング間隔、ｍは伝送路符号が検出されたサンプル数、ａは任意の遅延サンプル数、ｉは平均値を求める際のインデックスである。
【００３６】
上記の平均振幅レベルＡaveは、必ずしも、伝送路符号が検出されたタイミングから直近のＮサンプルである必要でない。また、上記の値に比例する量であれば、利用することができる。
【００３７】
なお、図１，図２の各構成の場合において、制御回路３５は、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂからの検出出力について、次のようにして誤判定を避けることが好ましい。
信号変化検出回路１０、２０からの２つのパスは、異なるアナログ回路の出力系列であるため、データの遅延量も当然異なる。
このため、一方の復調系回路で伝送路符号が検出されたタイミングで、他方の復調系回路の検出状況を誤判定する可能性がある。
例えば図３の第１パス、第２パスは、それぞれ信号変化検出回路１０、２０に対する第１，第２の復調系回路における伝送路符号検出情報を示している。即ち第１パスの信号は、伝送路符号検出回路３３Ａの検出結果出力であり、第２パスの信号は伝送路符号検出回路３３Ｂの検出結果出力である。
ここで、制御回路３５は、或る時点ｔ０で、伝送路符号検出回路３３Ａの検出出力により、第１の復調系回路において伝送路符号が検出されたことを認識したとする。
ところがこの時点ｔ０では、まだ伝送路符号検出回路３３Ｂの検出出力によっては、アナログ系の信号遅延の影響などで、伝送路符号が検出されたという結果が得られていなかったとする。
このため、一方の復調系回路で伝送路符号が検出されたタイミングで、他方の復調系回路の検出状況について判定すると、誤判定する可能性がある。そこで、どちらかのパスで伝送路符号が検出されたとき、そのタイミングをトリガーとしてある時間Ｔｄほど時間が経過してから両パスの検出状況を読み取ることにより、誤判定を避ける。
例えば制御回路３５は、時点ｔ０より時間Ｔｄだけ待機した時点ｔ１において、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂのそれぞれの検出結果出力を読み取ることで、アナログ信号遅延による誤判定を避けることができる。
【００３８】
［２．構成例Ａ：アナログ系振幅レベル算出例］
以下、より具体的な構成例を説明していく。なお以降、構成例Ａ〜Ｆとして各種の構成例を説明するが、各構成例において、図１又は図２と同一部分には同一符号を付し、繰り返しの説明を避ける。
【００３９】
図４は、図１のようなアナログ信号について平均振幅レベルの算出を行う場合の、より具体的な構成例である。
この場合、信号変化検出回路１０に対応する第１の復調系回路の平均振幅レベル算出回路３４Ａの具体例として、積分回路４１Ａを備える。
また、信号変化検出回路２０に対応する第２の復調系回路の平均振幅レベル算出回路３４Ｂの具体例として、積分回路４１Ｂを備える。
また、積分回路４１Ａ、４１Ｂの出力を比較し、比較結果情報を出力する比較器４２を備える。なお、図では比較器４２の比較結果情報が制御回路３５に供給される構成としているが、この比較器４２は、制御回路３５の内部構成と考えても良い。
【００４０】
この場合、信号変化検出回路１０の出力についての平均振幅レベルが、積分回路４１Ａの出力として得られ、また信号変化検出回路２０の出力についての平均振幅レベルが、積分回路４１Ｂの出力として得られ、これらが比較器４２で比較される。
比較器４２は、例えば「１」「０」の２値の比較結果情報として、どちらの平均振幅レベルが大きいかの情報を制御回路３５に供給する。
なお、図１で説明したように、制御回路３５には、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂによる伝送路符号の検出結果情報も供給されている。
【００４１】
制御回路３５は、例えば図５の処理により、選択回路３６を制御する。
ステップＦ１０１として、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂのいずれかで伝送路符号が検出されたか否かを確認する。
伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの一方で伝送路符号が検出されたことの検出結果情報が得られたら、制御回路３５はステップＦ１０２に進み、時間Ｔｄ待機したうえで、再度、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの検出結果情報を確認する。つまり、図３で説明したように誤判定を避けるため、最初に伝送路符号検出が認識されてから時間Ｔｄを経た後、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂで、それぞれ伝送路符号が検出できたか否かを確認するものである。
【００４２】
ステップＦ１０３では制御回路３５は、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの両方で伝送路符号が検出できたのか、或いは一方のみ伝送路符号が検出できたかにより、処理を分岐する。
伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの一方のみで伝送路符号が検出できた場合は、ステップＦ１０４に進み、伝送路符号が検出された方の復調系回路の出力を選択するように選択回路３６を制御する。
例えば伝送路符号検出回路３３Ａのみで伝送路符号が検出できた場合は、選択回路３６には第１の復調系回路の出力信号ＳＡを選択させる。また伝送路符号検出回路３３Ｂのみで伝送路符号が検出できた場合は、選択回路３６には第２の復調系回路の出力信号ＳＢを選択させる。
【００４３】
伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの両方で伝送路符号が検出できた場合は、ステップＦ１０５に進み、制御回路３５は、平均振幅レベルの大きい方の復調系回路の出力を選択するように選択回路３６を制御する。
即ち比較器４２からの比較結果情報を確認し、第１の復調系回路で得られた平均振幅レベル（積分回路４１Ａの出力）の方が大きいという結果が得られていれば、選択回路３６には第１の復調系回路の出力信号ＳＡを選択させる。また第２の復調系回路で得られた平均振幅レベル（積分回路４１Ｂの出力）の方が大きいという結果が得られていれば、選択回路３６には第２の復調系回路の出力信号ＳＢを選択させる。
【００４４】
制御回路３５がこのような処理により選択回路３６を制御することで、第１，第２の復調系回路の出力信号ＳＡ，ＳＢの選択として、伝送路符号の検出有無と平均振幅レベルの情報を用いた正しい選択を行うことができ、これによって通信品質を向上させることができる。
選択回路３６で選択された信号（ＳＡ、ＳＢのいずれか）は、誤り検出部３７に供給されて誤り検出処理され、エラーが無ければ、適正な受信情報ＲｘＤとしてのパケットデータとして後段の制御系回路に供給される。
この構成の場合、選択回路３６の選択動作に、誤り検出結果を用いるものでないため、選択復調回路４の受信情報ＲｘＤの出力として大きな遅延を発生させることはない。
【００４５】
［３．構成例Ｂ：アナログ系振幅レベル算出例］
図６も、図１のようなアナログ信号について平均振幅レベルの算出を行う場合の具体的な構成例である。
この場合も、信号変化検出回路１０に対応する第１の復調系回路の平均振幅レベル算出回路３４Ａの具体例として、積分回路４１Ａを備え、また、信号変化検出回路２０に対応する第２の復調系回路の平均振幅レベル算出回路３４Ｂの具体例として、積分回路４１Ｂを備える。
そして積分回路４１Ａの出力電圧は比較器４３Ａに供給され、所定の閾値電圧Ｖｔｈと比較される。比較器４３Ａは、積分回路４１Ａの出力電圧が、閾値電圧Ｖｔｈ以上であるか否かの比較結果情報を制御回路３５に供給する。
同様に積分回路４１Ｂの出力電圧は比較器４３Ｂに供給され、所定の閾値電圧Ｖｔｈと比較される。比較器４３Ｂは、積分回路４１Ｂの出力電圧が、閾値電圧Ｖｔｈ以上であるか否かの比較結果情報を制御回路３５に供給する。
なお、図では比較器４３Ａ、４３Ｂの比較結果情報が制御回路３５に供給される構成としているが、この比較器４３Ａ、４３Ｂは、制御回路３５の内部構成と考えても良い。
【００４６】
この場合、信号変化検出回路１０、２０のそれぞれの出力についての平均振幅レベルが、閾値電圧Ｖｔｈに相当する所定値以上であるか否かの情報が制御回路３５に与えられることになる。
また制御回路３５には、図１で説明したように、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂによる伝送路符号の検出結果情報も供給されている。
【００４７】
制御回路３５は、例えば図７の処理により、選択回路３６を制御する。
ステップＦ２０１として、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂのいずれかで伝送路符号が検出されたか否かを確認する。
伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの一方で伝送路符号が検出されたことの検出結果情報が得られたら、制御回路３５はステップＦ２０２に進み、誤判定を避けるため、時間Ｔｄ待機したうえで、再度、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの検出結果情報を確認する。
【００４８】
ステップＦ２０３では制御回路３５は、伝送路符号が検出された一方又は両方の復調系回路において、平均振幅レベル（積分値）が閾値電圧Ｖｔｈとしての所定レベル以上であるか否かを確認する。
例えば伝送路符号検出回路３３Ａのみで伝送路符号が検出できた場合、比較器４３Ａの比較結果情報を確認して、信号変化検出回路１０の出力信号の平均振幅レベル（積分回路４１Ａ出力）として閾値Ｖｔｈ以上の積分値が検出されているか否かを確認する。
この場合、閾値Ｖｔｈ以上の平均振幅レベルが検出されていればステップＦ２０４に進み、閾値Ｖｔｈ以上の平均振幅レベルが検出されていなければステップＦ２０１に戻る。
また例えば伝送路符号検出回路３３Ｂのみで伝送路符号が検出できた場合、比較器４３Ｂの比較結果情報を確認して、信号変化検出回路２０の出力信号の平均振幅レベル（積分回路４１Ｂ出力）として閾値Ｖｔｈ以上の積分値が検出されているか否かを確認する。
この場合、閾値Ｖｔｈ以上の平均振幅レベルが検出されていればステップＦ２０４に進み、閾値Ｖｔｈ以上の平均振幅レベルが検出されていなければステップＦ２０１に戻る。
また伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの両方で伝送路符号が検出できた場合、比較器４３Ａ、４３Ｂの比較結果情報を確認して、それぞれで所定レベル以上の積分値が検出されているか否かを確認する。
この場合、一方でも閾値Ｖｔｈ以上の平均振幅レベルが検出されていればステップＦ２０４に進み、両方とも閾値Ｖｔｈ以上の平均振幅レベルが検出されていなければステップＦ２０１に戻る。
【００４９】
ステップＦ２０１に戻る場合は、第１，第２の復調系回路の一方又は両方で伝送路符号が検出できたが、信号変化検出回路１０、２０の一方又は両方の出力信号の平均振幅レベルが十分でなく、信頼できない信号状態であったとして、伝送路符号の検出からやり直すことになる。
【００５０】
第１，第２の復調系回路の一方又は両方で、平均振幅レベルが閾値Ｖｔｈ以上の状態で伝送路符号が検出できた場合は、ステップＦ２０４に進むが、ここで制御回路３５は、平均振幅レベルが閾値Ｖｔｈ以上の状態で伝送路符号が検出できた出力が、信号変化検出回路１０、２０のうちの一方であったか両方であったかにより処理を分岐する。
一方であった場合は、制御回路３５はステップＦ２０５で、条件を満足した方の復調系回路の出力を選択するように選択回路３６を制御する。
例えば信号変化検出回路１０の出力信号についての第１の復調系回路のみで平均振幅レベルが閾値Ｖｔｈ以上の状態で伝送路符号が検出できた場合は、選択回路３６には、第１の復調系回路からの信号ＳＡを選択させることになる。
【００５１】
第１，第２の復調系回路の両方で、条件を満足していた場合、いずれを選択しても問題無いことになる。そこで制御回路３５はステップＦ２０６に進み、予め決められていた優先度に従って、選択回路３６に選択させる。例えば第１の復調系回路を優先させるものとしている場合は、信号ＳＡを選択させることになる。
【００５２】
制御回路３５がこのような処理により選択回路３６を制御することで、上記構成例Ａの場合と同様に、第１，第２の復調系回路の出力信号ＳＡ，ＳＢの選択として、伝送路符号の検出有無と平均振幅レベルの情報を用いた正しい選択を、大きな遅延無く行うことができる。
【００５３】
［４．構成例Ｃ：デジタル系振幅レベル算出例］
次に構成例Ｃとしてデジタルデータ段階で平均振幅レベル検出を行う場合の構成例を図８で説明する。
【００５４】
図８の例では、選択復調回路４において信号変化検出回路１０に対応する第１の復調系回路としては、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、移動平均フィルタ５２Ａ、ピーク値検出回路５３Ａ、平均振幅レベル算出回路５４Ａ、同期回路３２Ａ、伝送路符号検出回路３３Ａを備える。
また 選択復調回路４において信号変化検出回路２０に対応する第２の復調系回路としては、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ｂ、移動平均フィルタ５２Ｂ、ピーク値検出回路５３Ｂ、平均振幅レベル算出回路５４Ｂ、同期回路３２Ｂ、伝送路符号検出回路３３Ｂを備える。
また選択復調回路４において制御回路３５，選択回路３６，誤り検出部３７を備えることは、上述した各例と同様である。
【００５５】
第１の復調系回路として、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａは、サンプリング周波数Ｆｓ＝Ｎ×Ｆbb（Ｆbbはデータ伝送速度）Ｈｚを用いた１ビット量子化を行うものであり、つまり信号変化検出回路１０の出力に対してＮ倍のオーバーサンプリングとして、例えば図９（ａ）のように「１」「０」の２値出力を行う。（図９において○はサンプル点）
移動平均フィルタ５２Ａは、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａの出力について所定サンプル数の移動平均値を算出する。移動平均フィルタ５２Ａの出力は例えば図９（ｂ）のようになる。
ピーク値検出回路５３Ａは、移動平均フィルタ５２Ａの出力値から図９（ｃ）のようなピーク値となるサンプルを抽出して平均振幅レベル算出回路３４Ａに供給する。
平均振幅レベル算出回路３４Ａは、ピーク値としてのサンプル点の絶対値の加算（もしくは平均値演算）を行い、それを平均振幅レベルの値として制御回路３５に供給する。
同期回路３２Ａは、移動平均フィルタ５２Ａの出力から、同期検出及び受信情報としてのパケットデータ再生を行い、これを復調した信号ＳＡとして選択回路３６に供給する。
伝送路符号検出回路３３Ａでは、復調されたパケットを構成する伝送路符号として、例えばシンクコード等の検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
【００５６】
第２の復調系回路でも同様の処理が行われる。即ち１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ｂも同様のサンプリング周波数Ｆｓで信号変化検出回路２０の出力に対してＮ倍のオーバーサンプリングを行い、移動平均フィルタ５２Ｂは、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ｂの出力について所定サンプル数の移動平均値を算出する。ピーク値検出回路５３Ｂは、移動平均フィルタ５２Ｂの出力値からピーク値となるサンプルを抽出して平均振幅レベル算出回路３４Ｂに供給する。平均振幅レベル算出回路３４Ｂは、ピーク値としてのサンプル点の絶対値の加算（もしくは平均値演算）を行い、それを平均振幅レベルの値として制御回路３５に供給する。
同期回路３２Ｂは、移動平均フィルタ５２Ｂの出力から、同期検出及び受信情報としてのパケットデータ再生を行い、これを復調した信号ＳＢとして選択回路３６に供給する。
伝送路符号検出回路３３Ｂでは、復調されたパケットを構成する伝送路符号として、例えばシンクコード等の検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
【００５７】
この構成において制御回路３５は、上述した図５の処理で選択回路３６を制御すればよい。即ち一方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合は、その復調系回路の出力を選択させ、また両方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合は、平均振幅レベルが大きい方の復調系回路の出力を選択させるようにすればよい。
或いは、制御回路３５は図７の処理で選択回路３６を制御しても良い。即ち、一方又は両方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合に、検出された復調系回路における平均振幅レベルが所定の閾値以上となっているか否かを判別する。そして伝送路符号が検出され、かつ平均振幅レベルが閾値以上となっている復調系回路の信号（ＳＡ又はＳＢ）を選択させるように選択回路３６を制御すればよい。
この構成の場合も、上述した構成例Ａ，Ｂと同様の効果を得ることができる。
【００５８】
［５．構成例Ｄ：デジタル系振幅レベル算出例］
次に構成例Ｄとして図１０の構成を説明するが、これも各復調系回路では、それぞれ対応する信号変化検出回路１０，２０からのアナログ信号を１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂでデジタル信号に変換し、移動平均フィルタ５２Ａ、５２Ｂで１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂから出力されるデジタル信号の移動平均値を求める。そして移動平均値のピーク値を求め、ピーク値を加算することで平均振幅レベルを検出するものであるが、特に、同期回路３２Ａ、３２Ｂとして、タイミング生成回路６１Ａ、６１Ｂ、ダウンサンプラ６２Ａ，６２Ｂ、判定器６３Ａ，６３Ｂで構成される場合の例である。
【００５９】
第１の復調系回路においては、タイミング生成回路６１Ａでは、移動平均フィルタ５２Ａの出力値からそのピーク値のタイミングを生成する。
図１１（ａ）は１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａの出力、図１１（ｂ）は移動平均フィルタ５２Ａの出力を示しているが、タイミング生成回路６１Ａは、図１１（ｃ）のように、移動平均値のピークタイミングを示すタイミング信号を生成する。
タイミングの生成は、コスタスループ回路等の手法などにより比較的簡単に導出することができる。
ダウンサンプラ６２Ａは、このタイミングを用いて、移動平均フィルタ５２Ａの出力値を２Ｆbbに間引く。図１１（ｄ）にダウンサンプラ６２Ａの出力を示す。
判定器６３Ａでは、このダウンサンプラ６２Ａの出力値を２値化し、サンプリングレートをＦbbに間引く。そして信号ＳＡとして選択回路３６に供給する。
平均振幅レベル算出回路５４Ａでは、ダウンサンプラ６２Ａの出力値を加算して平均振幅レベルを計算し、制御回路３５に供給する。
伝送路符号検出回路３３Ａでは、信号ＳＡについて伝送路符号検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
【００６０】
第２の復調系回路も同様に、タイミング生成回路６１Ｂでは、移動平均フィルタ５２Ｂの出力値からそのピーク値のタイミングを生成し、ダウンサンプラ６２Ｂは、このタイミングを用いて、移動平均フィルタ５２Ｂの出力値を２Ｆbbに間引く。判定器６３Ｂでは、ダウンサンプラ６２Ｂの出力値を２値化し、サンプリングレートをＦbbに間引く。そして信号ＳＢとして選択回路３６に供給する。
平均振幅レベル算出回路５４Ｂでは、ダウンサンプラ６２Ｂの出力値を加算して平均振幅レベルを計算し、制御回路３５に供給する。
伝送路符号検出回路３３Ｂでは、信号ＳＢについて伝送路符号検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
【００６１】
この構成においても制御回路３５は、上述した図５の処理で選択回路３６を制御すればよい。即ち一方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合は、その復調系回路の出力を選択させ、また両方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合は、平均振幅レベルが大きい方の復調系回路の出力を選択させるようにすればよい。
或いは、制御回路３５は図７の処理で選択回路３６を制御しても良い。即ち、一方又は両方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合に、検出された復調系回路における平均振幅レベルが所定の閾値以上となっているか否かを判別する。そして伝送路符号が検出され、かつ平均振幅レベルが閾値以上となっている復調系回路の信号（ＳＡ又はＳＢ）を選択させるように選択回路３６を制御すればよい。
この構成の場合も、上述した構成例Ａ，Ｂと同様の効果を得ることができる。
【００６２】
［６．構成例Ｅ：デジタル系振幅レベル算出例］
図１２で構成例Ｅを説明する。これは各復調系回路において、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂから出力されるデジタル信号について、移動平均フィルタ５２Ａ、５２Ｂで移動平均値を求め、同期回路３２Ａ、３２Ｂで移動平均値のゼロ点タイミングでの値を求め、ゼロ点タイミングでの値から平均振幅レベルを検出する例である。
同期回路３２Ａ、３２Ｂは、タイミング生成回路６１Ａ、６１Ｂ、ダウンサンプラ６２Ａ，６２Ｂ、判定器６３Ａ，６３Ｂで構成される。
【００６３】
第１の復調系回路においては、タイミング生成回路６１Ａでは、移動平均フィルタ５２Ａの出力値からそのピーク値のタイミングとゼロ点のタイミングを生成する。
図１３（ａ）は１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａの出力、図１３（ｂ）は移動平均フィルタ５２Ａの出力を示しているが、タイミング生成回路６１Ａは、図１３（ｃ）のタイミングＴＭ１として移動平均値のピークタイミングを示すタイミング信号を生成し、また図１３（ｅ）のタイミングＴＭ２としてゼロ点を示すタイミング信号を生成する。ゼロ点のタイミングＴＭ２は、ピーク値間のタイミングの中心であるため、ピーク値のタイミングＴＭ１から簡単に算出することができる。
ダウンサンプラ６２Ａは、タイミングＴＭ１を用いて、移動平均フィルタ５２Ａの出力値を２Ｆbbに間引き、図１３（ｄ）に示す出力ＯＴＭ１を判定器６３Ａに供給する。判定器６３Ａでは、このダウンサンプラ６２Ａの出力ＯＴＭ１を２値化し、サンプリングレートをＦbbに間引く。そして信号ＳＡとして選択回路３６に供給する。
またダウンサンプラ６２Ａは、タイミングＴＭ２を用いて、移動平均フィルタ５２Ａの出力値を間引き、ゼロ点のタイミングの値として、図１３（ｆ）に示す出力ＯＴＭ２を平均振幅レベル算出回路５４Ａに供給する。
平均振幅レベル算出回路５４Ａでは、ダウンサンプラ６２Ａの出力値を加算して平均振幅レベルを計算し、制御回路３５に供給する。
伝送路符号検出回路３３Ａでは、信号ＳＡについて伝送路符号検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
【００６４】
第２の復調系回路についても同様に、タイミング生成回路６１Ｂでは、移動平均フィルタ５２Ｂの出力値からそのピーク値のタイミングとゼロ点のタイミングＴＭ１，ＴＭ２を生成し、ダウンサンプラ６２Ｂは、タイミングＴＭ１での出力ＯＴＭ１を判定器６３Ｂに供給するとともに、タイミングＴＭ２での出力ＯＴＭ２を平均振幅レベル算出回路３４Ｂに供給する。
判定器６３Ｂでは、ダウンサンプラ６２Ｂの出力ＯＴＭ１を２値化し、サンプリングレートをＦbbに間引く。そして信号ＳＢとして選択回路３６に供給する。
平均振幅レベル算出回路５４Ｂでは、ダウンサンプラ６２Ｂの出力値を加算して平均振幅レベルを計算し、制御回路３５に供給する。
伝送路符号検出回路３３Ｂでは、信号ＳＢについて伝送路符号検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
【００６５】
ＩＣカードとリーダ／ライタ装置の非接触無線通信に用いられるＦｅｌｉｃａ（登録商標）方式では、プリアンブルに”0”のデータをマンチェスター符号化されたものが付加されている。
このために、移動平均フィルタの出力は規則的にゼロクロスする点が現われることになるので、本例では、このゼロ点を利用するものである。つまり規則的にゼロ点が表れることで、適切な信号状態と考えることができる。
平均振幅レベル算出回路５４Ａ，５４Ｂではゼロ点のタイミングＴＭ２でのダウンサンプリング出力を加算するが、この場合は、加算値としての平均振幅レベルが小さいほど適切な信号となる。
【００６６】
そこで制御回路３５は、上述した図５のステップＦ１０５を変形した処理で選択回路３６を制御する。
即ち一方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合は、その復調系回路の出力を選択させる。また両方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合は、ステップＦ１０５に進むが、この場合、平均振幅レベルが小さい方の復調系回路の出力を選択させるようにすればよい。
或いは、制御回路３５は図７のステップＦ２０３を変形した処理で選択回路３６を制御しても良い。即ち、一方又は両方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合に、ステップＦ２０３では、検出された復調系回路における平均振幅レベルが所定の閾値以下となっているか否かを判別する。
そして伝送路符号が検出され、かつ平均振幅レベルが閾値以下となっている復調系回路の信号（ＳＡ又はＳＢ）を選択させるように選択回路３６を制御すればよい。
この構成の場合も、上述した構成例Ａ，Ｂと同様の効果を得ることができる。
【００６７】
［７．構成例Ｆ：デジタル系振幅レベル算出例］
上記構成例Ｄ，Ｅ，Ｆの場合、第１，第２の復調系回路において、それぞれ信号変化検出回路１０、２０という異なるアナログ復調回路の信号に対応するため、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂの出力値のデューティのズレが、それぞれ異なることが考えられる。
１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂの出力波形のデューティがずれている場合、たとえ受信振幅レベルが大きくても、平均振幅レベル算出回路５４Ａ，５４Ｂで計算される値が小さくなり、選択誤りを起こす可能性がある。
【００６８】
そこで構成例Ｆとして、デューティを検出し、その検出結果に基づいて平均振幅レベル算出回路５４Ａ，５４Ｂの算出の際に補正を行う例を示す。
図１４は、例えば上記構成例Ｅとしての図１０の構成に加えて、デューティ検出回路５６Ａ、５６Ｂを設けたものである。
第１の復調系回路において、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａの出力は移動平均フィルタ５２Ａに供給されると共にデューティ検出回路５６Ａにも供給される。またデューティ検出回路５６Ａにはタイミング生成回路６１Ａからのタイミング信号（図１１（ｃ））も供給される。デューティ検出回路５６Ａは、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａの出力についてのデューティ検出を行い、検出結果を平均振幅レベル算出回路５４Ａに供給する。
また第２の復調系回路において、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ｂの出力は移動平均フィルタ５２Ｂに供給されると共にデューティ検出回路５６Ｂにも供給される。またデューティ検出回路５６Ｂにはタイミング生成回路６１Ｂからのタイミング信号も供給される。デューティ検出回路５６Ｂは、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ｂの出力についてのデューティ検出を行い、検出結果を平均振幅レベル算出回路５４Ｂに供給する。
【００６９】
この構成における動作を説明する。
図１５（ａ）（ｂ）に、理想状態とデューティがずれた場合の例を示す。ここでは１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂは１６倍オーバーサンプリングを行うとし、この１６倍オーバーサンプリング出力を●で示している。また移動平均フィルタ５２Ａ、５２Ｂは８サンプルの移動平均をとるものとし、出力される移動平均値を△で示している。
【００７０】
図１５（ａ）は１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ（５１Ｂ）の出力のデューティが５０％となっている理想状態である。
縦軸に値を示しているが、この場合、移動平均値としてのピーク値は「１」「−１」となる。
一方、図１５（ｂ）は１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ（５１Ｂ）の出力のデューティがずれた状態であるが、移動平均値としてのピーク値は「１」「−０．５」となっている。
この図１５（ｂ）のような場合、ピーク値を抽出して加算して平均振幅レベルを算出しても、その平均振幅レベルの値は不利な値となってしまう。
【００７１】
そこで、両パスをＳＮＲ（Signal Noise Ratio）で平等に比較するために、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂの各出力波形について、デューティ検出回路５６Ａ、５６Ｂでデューティ比を算出して、その値を用いて、平均振幅レベルを補正するようにする。
【００７２】
Ｆｅｌｉｃａ（登録商標）のパケット構成では、パケットの先頭にマンチェスタ符号化されたデータ−１、即ち、−１、１データが５バイト付加されている。データ伝送速度Ｆbbに対して、１６倍でオーバーサンプリングすると、１つのデータに対して−１が８サンプル, １が８サンプルで構成される。
ここで、デューティずれがなければ、１６サンプルの整数倍の数で移動平均をとれば、その移動平均値は「０」になる。図１５（ａ）に１６サンプルの移動平均値を○で示しているが、図示のように移動平均値は「０」となっている。
しかし、図１５（ｂ）のように「−１」が６サンプル、「１」が１０サンプルというようにデューティがずれている場合、１６サンプルの整数倍の数で移動平均をとると「＋０．２５」となる。
この場合、８サンプルの移動平均のピーク値は、「−０．５」「１」となるので、マイナスピーク値だけ、１６サンプルの整数倍の数で移動平均値の２倍、即ち
＋０．２５×２＝０．５
だけ補正すればよい。
【００７３】
図１６にデューティ検出回路５６Ａ、５６Ｂの一例を示す。
デューティ検出回路５６Ａ、５６Ｂは、移動平均フィルタ７１とダウンサンプラ７２から構成される。移動平均フィルタ７１では、データの伝送速度Ｆbbと１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂのサンプリングレートの比に等しい、サンプル数の整数倍のサンプル数を用いて、移動平均値を求める。例えば上記のように１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１ＢのサンプリングレートがＦbb×１６として１６倍のオーバーサンプリングを行う場合、移動平均フィルタ７１では１６の整数倍のサンプル数の移動平均値を求めればよい。
また、ダウンサンプラ７２では、タイミング生成回路の出力タイミングを用いて、移動平均フィルタの出力を間引く。
【００７４】
移動平均フィルタ７１の出力は、図１５（ａ）（ｂ）で○で示す値となり、つまり、デューティの理想状態を「０」とし、デューティのズレ量に応じて０からずれていく値となる。従って、この出力をダウンサンプリングして平均振幅レベル算出回路５４Ａ、５４Ｂに与えることで、平均振幅レベル算出回路５４Ａ、５４Ｂではデューティのズレ量の値が与えられることになり、平均振幅レベルを補正することができる。
制御回路３５は、補正された平均振幅レベルを用いて図５又は図７の処理で選択回路３６を制御すれことで、より正確な選択動作が可能となる。
【００７５】
なお、このようなデューティのズレの情報は、平均振幅レベルの補正だけでなく、下記のような使い方も考えられる。
例えば制御回路３５での選択制御に用いるようにしても良い。
例えば複数の復調系回路において、伝送路符号が検出され、平均振幅レベルが同一の場合、デューティが５０％の理想状態に近いものを選択するということが考えられる。
また、デューティをある閾値と比較し、劣化していると判断された復調系回路の出力は選択しないようにすることもできる。
【００７６】
以上、実施の形態について説明してきたが、本発明としては多様な変形例が考えられる。例えば上記各構成例では、２つの信号変化検出回路１０、２０に対応して２系統の復調系回路を設けた場合について述べたが、信号変化検出回路を３系統以上設け、それぞれに対応して３系統以上の復調系回路を設け、各復調系回路の出力の１つを選択回路で選択するという構成も、上記各実施の形態から導くことができる。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】本発明の実施の形態の基本構成のブロック図である。
【図２】実施の形態の基本構成のブロック図である。
【図３】実施の形態の伝送路符号検出についての説明図である。
【図４】実施の形態の構成例Ａのブロック図である。
【図５】実施の形態の選択制御回路の処理例のフローチャートである。
【図６】実施の形態の構成例Ｂのブロック図である。
【図７】実施の形態の選択制御回路の処理例のフローチャートである。
【図８】実施の形態の構成例Ｃのブロック図である。
【図９】実施の形態の構成例Ｃの動作の説明図である。
【図１０】実施の形態の構成例Ｄのブロック図である。
【図１１】実施の形態の構成例Ｄの動作の説明図である。
【図１２】実施の形態の構成例Ｅのブロック図である。
【図１３】実施の形態の構成例Ｅの動作の説明図である。
【図１４】実施の形態の構成例Ｆのブロック図である。
【図１５】実施の形態の構成例Ｆの動作の説明図である。
【図１６】実施の形態のデューティ検出回路のブロック図である。
【図１７】ＩＣカードとリーダ／ライタ装置の概略的なブロック図である。
【図１８】従来の復調系の構成例及びパケット構造の説明図である。
【図１９】従来の復調系の構成例のブロック図である。
【符号の説明】
【００７８】
１ リーダ／ライタ装置、２ アンテナ回路、４ 選択復調回路、１０，２０ 信号変化検出回路、３１Ａ、３１Ｂ Ａ／Ｄ変換器、３２Ａ，３２Ｂ 同期回路、３３Ａ，３３Ｂ 伝送路符号検出回路、３４Ａ，３４Ｂ，５４Ａ，５４Ｂ 平均振幅レベル算出回路、３５ 制御回路、３６ 選択回路、３７ 誤り検出部、５１Ａ，５１Ｂ １ビットＡ／Ｄ変換器、５２Ａ，５２Ｂ 移動平均フィルタ、５３Ａ，５３Ｂ ピーク検出回路、５６Ａ，５６Ｂ デューティ検出回路、６１Ａ，６１Ｂ タイミング生成回路、６２Ａ，６２Ｂ ダウンサンプラ、６３Ａ，６３Ｂ 判定器
【技術分野】
【０００１】
本発明は通信装置、復調方法に関し、特に非接触ＩＣカードと非接触通信を行うリーダ／ライタ装置として好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開２００５−３１８３８５号公報
【０００３】
非接触ＩＣカードは、その情報の読み取りや書き込みを行う装置（リーダ／ライタ装置）との間で無線通信により簡単に情報のやり取りを行うことが可能であるととともに、磁気カードに比べて記憶容量が大きく、また、格納した情報の不正な読み出しや改竄に対する耐性が高いなど、数々の優れた特徴を有している。そのため、近年では、例えば金融機関のクレジットカードや、電子マネーの格納用カード、交通機関の定期券などの用途で、広く一般に利用されている。
また、非接触ＩＣカードと同等の通信機能を、携帯電話機やＰＤＡ（Personal Digital Assistant）などの機器に内蔵し、これらの機器がＩＣカードと同様に使用できるようにしたものも開発されている。
【０００４】
ＩＣカードとリーダ／ライタ装置の概略的な構成例を図１７に示す。
図１７においてＩＣカードとしては、アンテナ回路と負荷変調回路のみを示し、復調系や制御系は省略している。
ＩＣカードでは、コイルＬ１０、コンデンサＣ１０の並列共振回路によりアンテナ回路が形成されている。また、スイッチ素子Ｔｒ１と抵抗Ｒ１０により負荷変調回路が形成される。
【０００５】
リーダ／ライタ装置では、コイルＬ２、コンデンサＣ２０の並列共振回路と、コンデンサＣ２１によりアンテナ回路９１が構成される。
このアンテナ回路９１に対して並列に、変調信号発生回路９２が接続される。変調信号発生回路９２については、信号源として簡略化して示しているが、このリーダ／ライタ装置が、ＩＣカードに対して送信するＡＳＫ（Amplitude Shift Keying)変調信号を発生させる回路部である。例えば周波数１３．５６ＭＨｚのキャリア信号を、送信するデータによりＡＳＫ変調する回路である。
またアンテナ回路９１に対して、ＡＳＫ復調回路９３が接続される。ＡＳＫ復調回路９３は、ダイオード検波回路９４、低域フィルタ９５、リミッタアンプ９６、同期回路９７、判定器９８から成る。
【０００６】
このようなＩＣカードとリーダ／ライタ装置では、次のように通信が行われる。
リーダ／ライタ装置は、変調信号発生回路９２で発生させた例えばキャリア周波数１３．５６ＭＨｚの変調信号を、アンテナ回路９１から電波出力する。
ＩＣカード側では、リーダ／ライタ装置から送出された電波をアンテナ回路で受信し、図示しない復調回路でＡＳＫ変調信号をデジタル信号に復調し、図示しない制御系回路へ供給する。
ＩＣカードから信号をリーダ／ライタ装置に送信する場合は、ＩＣカードの制御系回路が送信信号ＴｘＤをスイッチ素子Ｔｒ１に与えてスイッチ素子Ｔｒ１をオン／オフさせる。スイッチ素子Ｔｒ１がオン／オフされることで、負荷抵抗値が変化するが、これが外部のリーダ／ライタ装置側でキャリア信号のＡＳＫ変調信号、つまりＩＣカード側からの送信情報として検出される。
リーダ／ライタ装置側では、このようなＡＳＫ変調信号を、ＡＳＫ復調回路９３で復調することになる。
【０００７】
ところで、リーダ／ライタ装置でのＩＣカードでの負荷変調による送信信号の復調に関して、次のような問題があった。
負荷変調時に、ＩＣカードとリーダ／ライタ装置の間の距離が特定の距離となっている際に、位相方向の変化量は存在するが振幅方向の変化量がなくなる状態、いわゆるNull状態となることがあり、この場合、従来のＡＳＫ復調回路９３では、受信信号を復調できずに通信が不能となる。
【０００８】
この問題の対策として、上記特許文献１では、従来のＡＳＫ復調回路のような振幅変化検出回路だけでなく、位相変化検出回路も用いて、その２つの回路の出力系列の一方を選択する方法を提案している。即ち図１８（ａ）に示すように、振幅変化検出回路１０１と位相変化検出回路１０２を備えるようにする。振幅変化検出回路１０１と位相変化検出回路１０２にはアンテナ回路で得られた受信信号が供給され、振幅変化検出回路１０１は振幅変化を検出し、位相変化検出回路１０２は位相変化を検出する。
選択復調回路１００は、振幅変化検出回路１０１と位相変化検出回路１０２のうちの一方の系列を選択し、受信情報ＲｘＤを出力する。
【０００９】
そして選択復調回路１００の構成例として、図１９（ａ）（ｂ）（ｃ）が提示されている。
図１９（ａ）の構成の場合、振幅変化検出回路１０１の出力をＡ／Ｄ変換器１１１ａでデジタル化し、伝送路符号検出部１１２ａで伝送路符号の検出を行う。
ＩＣカードとリーダ／ライタ装置の間の通信は、例えば図１８（ｂ）のようにプリアンブル、シンクコード、データ、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）情報を含むパケット構造を用いて行われるが、伝送路符号検出部１１２ａでは伝送路符号として例えばシンクコードの検出を確認する。
また、位相変化検出回路１０２の出力については、Ａ／Ｄ変換器１１１ｂでデジタル化し、伝送路符号検出部１１２ｂで伝送路符号の検出を行う。
そして、選択器１１３は、伝送路符号検出部１１２ａ、１１２ｂの検出結果を確認し、伝送路符号検出部１１２ａ、１１２ｂの出力のうちで伝送路符号が正しく検出できた方を選択して同期検出部１１４に供給する。同期検出部では同期検出及びデータ再生が行われ、さらに誤り検出部１１５でＣＲＣ情報を用いた誤り検出が行われ、誤りが無ければ、正しく復調された受信情報ＲｘＤとして出力される。
【００１０】
図１９（ｂ）の構成の場合は、振幅変化検出回路１０１と位相変化検出回路１０２のそれぞれの出力がＡ／Ｄ変換器１１１ａ、１１１ｂでデジタル化され、この各デジタル信号に対して、それぞれ同期検出部１１４ａ，１１４ｂで同期検出・データ再生が行われる。そして選択器１１３は、同期検出部１１４ａ、１１４ｂからの同期検出処理結果を確認し、同期検出部１１４ａ、１１４ｂの出力のうちで正しく同期検出及びデータ再生できた方を選択して誤り検出部１１５に供給する。
【００１１】
図１９（ｃ）の構成の場合は、振幅変化検出回路１０１の出力がＡ／Ｄ変換器１１１ａでデジタル化され、同期検出部１１４ａ、誤り検出部１１５ａで処理される。また位相変化検出回路１０２の出力がＡ／Ｄ変換器１１１ｂでデジタル化され、同期検出部１１４ｂ、誤り検出部１１５ｂで処理される。
そして選択器１１３は、誤り検出部１１５ａ、１１５ｂのＣＲＣ結果を確認し、エラーのない方を選択して受信情報ＲｘＤとして出力する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、これらの方式では、遅延をもたらしてアプリケーションの仕様を満足しなかったり、選択を間違えて特性劣化をもたらすという問題が残された。
【００１３】
例えば、図１９（ａ）（ｂ）の場合、振幅変化検出回路１０１の出力に対応する処理系（伝送路符号検出部１１２ａ又は同期検出部１１４ａ）と、位相変化検出回路１０２の出力に対応する処理系（伝送路符号検出部１１２ｂ又は同期検出部１１４ｂ）のうちで、一方だけパケットデータを正しく検出処理できた場合は良いが、各処理系で伝送路符号や同期を検出できた場合、どちらがベストなものかを選択することができない。
通常、伝送路符号や同期を検出するのに必要な通信品質はそれほど高くない。このため例えば伝送路符号が検出できたとしても、そのパケットが必ずしも有効なものとは限らない。
特許文献１では、複数の処理系で伝送路符号が検出された場合、予め設定した優先度に従って選択する方法が提案されているが、有効パケットデータが振幅変化から得られるか位相変化から得られるかは、アンテナの共振周波数やアンテナ間の距離などさまざまな要因に依存するために、一意にどちらかの処理系の優先度を上げることは有効な手段ではなく、むしろ、特性を著しく劣化させてしまうこともある。
【００１４】
また、図１９（ｃ）のような方式は、誤りのないパケットを選択できるが、パケットの誤りを検出するためには、パケットを最後まで一度溜取り込んで、パケットの最後のＣＲＣで検出する。このため、誤り検出情報を検出するのに多くの時間を有するために、受信情報ＲｘＤとして得られる復調データは大きく遅延する。多くのアプリケーションは、通常、このような遅延を許容しない。
【００１５】
そこで本発明では、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する信号変化を検出する複数の信号変化検出回路を備え、復調時に複数の処理系の１つを選択するようにする場合に、大きな遅延無く、より正確に選択を行うことができるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の通信装置は、それぞれが、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する信号変化を検出する複数の信号変化検出回路と、複数の上記信号変化検出回路にそれぞれ対応して設けられ、それぞれが対応する信号変化検出回路からの信号に基づいてデータ復調のための処理を行うとともに、対応する信号変化検出回路からの信号についての伝送路符号の検出と平均振幅レベルの検出を行う、複数の復調系回路と、複数の上記復調系回路の出力のうちの一つを選択して、受信情報として出力する選択回路と、複数の上記復調系回路のそれぞれの上記伝送路符号及び平均振幅レベルの検出結果を用いて、上記選択回路の選択状態を制御する選択制御回路とを備える。
【００１７】
また上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路の一つで、上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された復調系回路の出力を、上記選択回路において選択させるとともに、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路での各平均振幅レベルの検出結果を用いて、上記選択回路の選択状態を制御する。
【００１８】
また複数の上記復調系回路は、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号をデジタル信号に変換し、該デジタル信号について上記平均振幅レベルの検出を行う。
特に、複数の上記復調系回路では、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号を１ビットＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換し、上記１ビットＡ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号の移動平均値を求め、該移動平均値のピーク値を求め、該ピーク値を加算することで上記平均振幅レベルを検出する。
この場合、上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、検出された上記平均振幅レベルの値が大きい方の出力を、上記選択回路において選択させるように制御する。
又は、複数の上記復調系回路では、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号を１ビットＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換し、上記１ビットＡ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号の移動平均値を求め、該移動平均値のゼロ点タイミングでの値を求め、該ゼロ点タイミングでの値から上記平均振幅レベルを検出する。
この場合、上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、検出された上記平均振幅レベルの値が小さい方の出力を、上記選択回路において選択させるように制御する。
また、複数の上記復調系回路では、それぞれ上記デジタル信号についてのディーティ検出を行い、検出されたディーティ情報を上記平均振幅レベルの検出の際の補正情報として用いる。
【００１９】
また、複数の上記復調系回路は、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号について上記平均振幅レベルの検出を行う。
例えば複数の上記復調系回路では、それぞれ上記対応する信号変化検出回路からのアナログ信号を積分することで、上記平均振幅レベルの検出を行う。
上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、検出された上記平均振幅レベルの値が大きい方の出力を、上記選択回路において選択させるように制御する。
或いは、上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出され、かつ、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のそれぞれで所定値以上の上記平均振幅レベルが検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、予め優先設定した復調系回路の出力を上記選択回路において選択させるように制御する。
【００２０】
また複数の上記信号変化検出回路の１つは、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する振幅変化を検出する。
また複数の上記信号変化検出回路の１つは、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する位相変化を検出する。
【００２１】
本発明の復調方法は、複数の信号変化検出回路と、複数の復調系回路と、複数の上記復調系回路の出力のうちの一つを選択して受信情報として出力する選択回路を備えた通信装置の復調方法として、複数の上記復調系回路のそれぞれの上記伝送路符号の検出結果を確認する伝送路符号検出確認ステップと、複数の上記復調系回路の１つで上記伝送路符号が検出された場合には、上記伝送路符号が検出された復調系回路の出力を、上記選択回路において選択させる第１の選択制御ステップと、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路での各平均振幅レベルの検出結果を用いて、上記選択回路の選択状態を制御する第２の選択制御ステップとを備える。
【００２２】
このような本発明では、復調系回路の出力（パケット）を選択する際に、伝送路符号が検出できたどうかという情報のほかに平均振幅レベルの大きさの情報を用いることにより、正答率を向上させる。
具体的には、伝送路符号が複数の復調系回路で検出された場合、平均振幅レベルが最も大きいもしくは小さい復調系回路の出力を選択する。
または、平均振幅レベルに閾値を設けて、その閾値以上の平均振幅レベルが検出された復調系回路の中から出力を選択する。
また平均振幅レベルを検出する際には、受信波形のデューティも考慮する。
【発明の効果】
【００２３】
本発明では、複数の復調系回路の出力の選択に、伝送路符号の検出有無と、平均振幅レベルの情報を用いることで、安定して正しい選択を行うことができ、これによって通信品質を向上させることができる。
また誤り訂正結果を用いて選択を行うものではないため、受信情報の取込に大きな遅延を発生させることはない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、非接触ＩＣカードと通信を行うリーダ／ライタ装置を例に挙げて、本発明の実施の形態を説明する。説明は次の順序で行う。
［１．基本構成］
［２．構成例Ａ：アナログ系振幅レベル算出例］
［３．構成例Ｂ：アナログ系振幅レベル算出例］
［４．構成例Ｃ：デジタル系振幅レベル算出例］
［５．構成例Ｄ：デジタル系振幅レベル算出例］
［６．構成例Ｅ：デジタル系振幅レベル算出例］
［７．構成例Ｆ：デジタル系振幅レベル算出例］
【００２５】
［１．基本構成］
図１，図２で、実施の形態のリーダ／ライタ装置１の基本構成を説明する。なお、図１は平均振幅レベルの算出回路をアナログドメインに実装する場合、図２は平均振幅レベルの算出回路をデジタルドメインに実装する場合の例である。
【００２６】
まず図１によりリーダ／ライタ装置１の構成を説明する。
リーダ／ライタ装置１では、コイルＬ１、コンデンサＣ１の並列共振回路と、コンデンサＣ２によりアンテナ回路２が構成される。
このアンテナ回路２に対して並列に、変調信号発生回路３が接続される。変調信号発生回路３については信号源として簡略化して示しているが、このリーダ／ライタ装置が、外部のＩＣカードに対して送信するＡＳＫ変調信号を発生させる回路部である。例えば周波数１３．５６ＭＨｚのキャリア信号を、送信するデータによりＡＳＫ変調する回路である。
【００２７】
外部のＩＣカードからの信号の受信復調処理を行う回路系として、まずアンテナ回路２に対して、信号変化検出回路１０，２０が接続される。信号変化検出回路１０，２０は、それぞれ受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する信号変化を検出する回路とされる。
例えば信号変化検出回路１０は、アナログＡＳＫ検波回路とされ、アンテナ回路２で得られた受信信号についての振幅変化を検出する。
また例えば信号変化検出回路２０は、例えばアナログ位相検波回路とされ、アンテナ回路２で得られた受信信号についての位相変化を検出する。
【００２８】
この信号変化検出回路１０，２０の出力は、選択復調回路４に供給される。
選択復調回路４においては、信号変化検出回路１０に対応する復調系回路として、Ａ／Ｄ変換器３１Ａ、同期回路３２Ａ、伝送路符号検出回路３３Ａ、平均振幅レベル算出回路３４Ａが設けられる。なお、これらを説明上「第１の復調系回路」と呼ぶこととする。
また、信号変化検出回路２０に対応する復調系回路として、Ａ／Ｄ変換器３１Ｂ、同期回路３２Ｂ、伝送路符号検出回路３３Ｂ、平均振幅レベル算出回路３４Ｂが設けられる。これらを説明上「第２の復調系回路」と呼ぶ。
また選択復調回路４においては、選択回路３６、誤り検出部３７，制御回路３５が設けられる。
【００２９】
この選択復調回路４において、第１の復調系回路において、Ａ／Ｄ変換器３１Ａは、信号変化検出回路１０の出力をデジタルデータ化する。
Ａ／Ｄ変換器３１Ａからのデジタルデータは同期回路３２Ａに供給され、同期回路３２Ａにおいて同期検出・データ再生処理が行われる。この同期回路３２Ａの処理で復調された信号ＳＡ（受信情報としてのパケットデータ）は選択回路３６に供給される。
また伝送路符号検出回路３３Ａでは、復調されたパケットを構成する伝送路符号として、例えばシンクコード等の検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
平均振幅レベル算出回路３４Ａは、信号変化検出回路１０の出力信号について振幅レベルを算出し、振幅レベルの情報を制御回路３５に供給する。
【００３０】
また、第２の復調系回路として、Ａ／Ｄ変換器３１Ｂは、信号変化検出回路２０の出力をデジタルデータ化する。
Ａ／Ｄ変換器３１Ｂからのデジタルデータは同期回路３２Ｂに供給され、同期回路３２Ｂにおいて同期検出・データ再生処理が行われる。この同期回路３２Ｂの処理で復調された信号ＳＢ（受信情報としてのパケットデータ）は選択回路３６に供給される。
また伝送路符号検出回路３３Ｂでは、復調されたパケットを構成する伝送路符号として、例えばシンクコード等の検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
平均振幅レベル算出回路３４Ｂは、信号変化検出回路２０の出力信号について振幅レベルを算出し、振幅レベルの情報を制御回路３５に供給する。
【００３１】
選択回路３６は、第１の復調系回路から出力された信号ＳＡと、第２の復調系回路から出力された信号ＳＢのうちの一方を選択して、後段の誤り検出部３７に出力する。
制御回路３５では、第１，第２の復調系回路における伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂからのそれぞれの伝送路符号検出結果の情報と、平均振幅レベル算出回路３４Ａ、３４Ｂからのそれぞれの平均振幅レベルの情報とを用いて、選択回路３６の選択状態を制御する。
例えば第１，第２の復調系回路の一方で伝送路符号が検出された場合、伝送路符号が検出された方の復調系回路の出力（信号ＳＡ，ＳＢの一方）が選択回路３６で選択されるように制御する。
また第１，第２の復調系回路の両方で伝送路符号が検出された場合、平均振幅レベルが大きい方の復調系回路の出力（信号ＳＡ，ＳＢの一方）が選択回路３６で選択されるように制御する。
或いは平均振幅レベルに閾値を設けて、その閾値以上の平均振幅レベルが検出された復調系回路の中から１つの復調系回路を選択して、その出力が選択回路３６で選択されるようにしてもよい。
【００３２】
選択回路３６で選択された信号は、誤り検出部３７に供給され、ＣＲＣ情報を用いた誤り検出処理が行われる。この処理でエラーが無ければ、その信号は、適正な受信情報ＲｘＤとしてのパケットデータとされて、図示しない後段の制御回路系に出力される。
【００３３】
図２の構成の場合は、平均振幅レベル算出回路３４Ａ、３４Ｂが、それぞれＡ／Ｄ変換器３１Ａ、３１Ｂから出力されるデジタルデータについて、平均振幅レベルの算出を行う点が、図１の構成と異なる。
この場合も、制御回路３５は、第１，第２の復調系回路における伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂからのそれぞれの伝送路符号検出結果の情報と、平均振幅レベル算出回路３４Ａ、３４Ｂからのそれぞれの平均振幅レベルの情報とを用いて、選択回路３６の選択状態を制御する。
【００３４】
デジタルドメインで実装される場合、平均振幅レベルＡaveは、例えば次の（数１）（数２）のいずれかの演算により導出することができる。
【００３５】
【数１】
【数２】
但し、Ｓは信号、Ｔｓはサンプリング間隔、ｍは伝送路符号が検出されたサンプル数、ａは任意の遅延サンプル数、ｉは平均値を求める際のインデックスである。
【００３６】
上記の平均振幅レベルＡaveは、必ずしも、伝送路符号が検出されたタイミングから直近のＮサンプルである必要でない。また、上記の値に比例する量であれば、利用することができる。
【００３７】
なお、図１，図２の各構成の場合において、制御回路３５は、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂからの検出出力について、次のようにして誤判定を避けることが好ましい。
信号変化検出回路１０、２０からの２つのパスは、異なるアナログ回路の出力系列であるため、データの遅延量も当然異なる。
このため、一方の復調系回路で伝送路符号が検出されたタイミングで、他方の復調系回路の検出状況を誤判定する可能性がある。
例えば図３の第１パス、第２パスは、それぞれ信号変化検出回路１０、２０に対する第１，第２の復調系回路における伝送路符号検出情報を示している。即ち第１パスの信号は、伝送路符号検出回路３３Ａの検出結果出力であり、第２パスの信号は伝送路符号検出回路３３Ｂの検出結果出力である。
ここで、制御回路３５は、或る時点ｔ０で、伝送路符号検出回路３３Ａの検出出力により、第１の復調系回路において伝送路符号が検出されたことを認識したとする。
ところがこの時点ｔ０では、まだ伝送路符号検出回路３３Ｂの検出出力によっては、アナログ系の信号遅延の影響などで、伝送路符号が検出されたという結果が得られていなかったとする。
このため、一方の復調系回路で伝送路符号が検出されたタイミングで、他方の復調系回路の検出状況について判定すると、誤判定する可能性がある。そこで、どちらかのパスで伝送路符号が検出されたとき、そのタイミングをトリガーとしてある時間Ｔｄほど時間が経過してから両パスの検出状況を読み取ることにより、誤判定を避ける。
例えば制御回路３５は、時点ｔ０より時間Ｔｄだけ待機した時点ｔ１において、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂのそれぞれの検出結果出力を読み取ることで、アナログ信号遅延による誤判定を避けることができる。
【００３８】
［２．構成例Ａ：アナログ系振幅レベル算出例］
以下、より具体的な構成例を説明していく。なお以降、構成例Ａ〜Ｆとして各種の構成例を説明するが、各構成例において、図１又は図２と同一部分には同一符号を付し、繰り返しの説明を避ける。
【００３９】
図４は、図１のようなアナログ信号について平均振幅レベルの算出を行う場合の、より具体的な構成例である。
この場合、信号変化検出回路１０に対応する第１の復調系回路の平均振幅レベル算出回路３４Ａの具体例として、積分回路４１Ａを備える。
また、信号変化検出回路２０に対応する第２の復調系回路の平均振幅レベル算出回路３４Ｂの具体例として、積分回路４１Ｂを備える。
また、積分回路４１Ａ、４１Ｂの出力を比較し、比較結果情報を出力する比較器４２を備える。なお、図では比較器４２の比較結果情報が制御回路３５に供給される構成としているが、この比較器４２は、制御回路３５の内部構成と考えても良い。
【００４０】
この場合、信号変化検出回路１０の出力についての平均振幅レベルが、積分回路４１Ａの出力として得られ、また信号変化検出回路２０の出力についての平均振幅レベルが、積分回路４１Ｂの出力として得られ、これらが比較器４２で比較される。
比較器４２は、例えば「１」「０」の２値の比較結果情報として、どちらの平均振幅レベルが大きいかの情報を制御回路３５に供給する。
なお、図１で説明したように、制御回路３５には、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂによる伝送路符号の検出結果情報も供給されている。
【００４１】
制御回路３５は、例えば図５の処理により、選択回路３６を制御する。
ステップＦ１０１として、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂのいずれかで伝送路符号が検出されたか否かを確認する。
伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの一方で伝送路符号が検出されたことの検出結果情報が得られたら、制御回路３５はステップＦ１０２に進み、時間Ｔｄ待機したうえで、再度、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの検出結果情報を確認する。つまり、図３で説明したように誤判定を避けるため、最初に伝送路符号検出が認識されてから時間Ｔｄを経た後、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂで、それぞれ伝送路符号が検出できたか否かを確認するものである。
【００４２】
ステップＦ１０３では制御回路３５は、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの両方で伝送路符号が検出できたのか、或いは一方のみ伝送路符号が検出できたかにより、処理を分岐する。
伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの一方のみで伝送路符号が検出できた場合は、ステップＦ１０４に進み、伝送路符号が検出された方の復調系回路の出力を選択するように選択回路３６を制御する。
例えば伝送路符号検出回路３３Ａのみで伝送路符号が検出できた場合は、選択回路３６には第１の復調系回路の出力信号ＳＡを選択させる。また伝送路符号検出回路３３Ｂのみで伝送路符号が検出できた場合は、選択回路３６には第２の復調系回路の出力信号ＳＢを選択させる。
【００４３】
伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの両方で伝送路符号が検出できた場合は、ステップＦ１０５に進み、制御回路３５は、平均振幅レベルの大きい方の復調系回路の出力を選択するように選択回路３６を制御する。
即ち比較器４２からの比較結果情報を確認し、第１の復調系回路で得られた平均振幅レベル（積分回路４１Ａの出力）の方が大きいという結果が得られていれば、選択回路３６には第１の復調系回路の出力信号ＳＡを選択させる。また第２の復調系回路で得られた平均振幅レベル（積分回路４１Ｂの出力）の方が大きいという結果が得られていれば、選択回路３６には第２の復調系回路の出力信号ＳＢを選択させる。
【００４４】
制御回路３５がこのような処理により選択回路３６を制御することで、第１，第２の復調系回路の出力信号ＳＡ，ＳＢの選択として、伝送路符号の検出有無と平均振幅レベルの情報を用いた正しい選択を行うことができ、これによって通信品質を向上させることができる。
選択回路３６で選択された信号（ＳＡ、ＳＢのいずれか）は、誤り検出部３７に供給されて誤り検出処理され、エラーが無ければ、適正な受信情報ＲｘＤとしてのパケットデータとして後段の制御系回路に供給される。
この構成の場合、選択回路３６の選択動作に、誤り検出結果を用いるものでないため、選択復調回路４の受信情報ＲｘＤの出力として大きな遅延を発生させることはない。
【００４５】
［３．構成例Ｂ：アナログ系振幅レベル算出例］
図６も、図１のようなアナログ信号について平均振幅レベルの算出を行う場合の具体的な構成例である。
この場合も、信号変化検出回路１０に対応する第１の復調系回路の平均振幅レベル算出回路３４Ａの具体例として、積分回路４１Ａを備え、また、信号変化検出回路２０に対応する第２の復調系回路の平均振幅レベル算出回路３４Ｂの具体例として、積分回路４１Ｂを備える。
そして積分回路４１Ａの出力電圧は比較器４３Ａに供給され、所定の閾値電圧Ｖｔｈと比較される。比較器４３Ａは、積分回路４１Ａの出力電圧が、閾値電圧Ｖｔｈ以上であるか否かの比較結果情報を制御回路３５に供給する。
同様に積分回路４１Ｂの出力電圧は比較器４３Ｂに供給され、所定の閾値電圧Ｖｔｈと比較される。比較器４３Ｂは、積分回路４１Ｂの出力電圧が、閾値電圧Ｖｔｈ以上であるか否かの比較結果情報を制御回路３５に供給する。
なお、図では比較器４３Ａ、４３Ｂの比較結果情報が制御回路３５に供給される構成としているが、この比較器４３Ａ、４３Ｂは、制御回路３５の内部構成と考えても良い。
【００４６】
この場合、信号変化検出回路１０、２０のそれぞれの出力についての平均振幅レベルが、閾値電圧Ｖｔｈに相当する所定値以上であるか否かの情報が制御回路３５に与えられることになる。
また制御回路３５には、図１で説明したように、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂによる伝送路符号の検出結果情報も供給されている。
【００４７】
制御回路３５は、例えば図７の処理により、選択回路３６を制御する。
ステップＦ２０１として、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂのいずれかで伝送路符号が検出されたか否かを確認する。
伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの一方で伝送路符号が検出されたことの検出結果情報が得られたら、制御回路３５はステップＦ２０２に進み、誤判定を避けるため、時間Ｔｄ待機したうえで、再度、伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの検出結果情報を確認する。
【００４８】
ステップＦ２０３では制御回路３５は、伝送路符号が検出された一方又は両方の復調系回路において、平均振幅レベル（積分値）が閾値電圧Ｖｔｈとしての所定レベル以上であるか否かを確認する。
例えば伝送路符号検出回路３３Ａのみで伝送路符号が検出できた場合、比較器４３Ａの比較結果情報を確認して、信号変化検出回路１０の出力信号の平均振幅レベル（積分回路４１Ａ出力）として閾値Ｖｔｈ以上の積分値が検出されているか否かを確認する。
この場合、閾値Ｖｔｈ以上の平均振幅レベルが検出されていればステップＦ２０４に進み、閾値Ｖｔｈ以上の平均振幅レベルが検出されていなければステップＦ２０１に戻る。
また例えば伝送路符号検出回路３３Ｂのみで伝送路符号が検出できた場合、比較器４３Ｂの比較結果情報を確認して、信号変化検出回路２０の出力信号の平均振幅レベル（積分回路４１Ｂ出力）として閾値Ｖｔｈ以上の積分値が検出されているか否かを確認する。
この場合、閾値Ｖｔｈ以上の平均振幅レベルが検出されていればステップＦ２０４に進み、閾値Ｖｔｈ以上の平均振幅レベルが検出されていなければステップＦ２０１に戻る。
また伝送路符号検出回路３３Ａ、３３Ｂの両方で伝送路符号が検出できた場合、比較器４３Ａ、４３Ｂの比較結果情報を確認して、それぞれで所定レベル以上の積分値が検出されているか否かを確認する。
この場合、一方でも閾値Ｖｔｈ以上の平均振幅レベルが検出されていればステップＦ２０４に進み、両方とも閾値Ｖｔｈ以上の平均振幅レベルが検出されていなければステップＦ２０１に戻る。
【００４９】
ステップＦ２０１に戻る場合は、第１，第２の復調系回路の一方又は両方で伝送路符号が検出できたが、信号変化検出回路１０、２０の一方又は両方の出力信号の平均振幅レベルが十分でなく、信頼できない信号状態であったとして、伝送路符号の検出からやり直すことになる。
【００５０】
第１，第２の復調系回路の一方又は両方で、平均振幅レベルが閾値Ｖｔｈ以上の状態で伝送路符号が検出できた場合は、ステップＦ２０４に進むが、ここで制御回路３５は、平均振幅レベルが閾値Ｖｔｈ以上の状態で伝送路符号が検出できた出力が、信号変化検出回路１０、２０のうちの一方であったか両方であったかにより処理を分岐する。
一方であった場合は、制御回路３５はステップＦ２０５で、条件を満足した方の復調系回路の出力を選択するように選択回路３６を制御する。
例えば信号変化検出回路１０の出力信号についての第１の復調系回路のみで平均振幅レベルが閾値Ｖｔｈ以上の状態で伝送路符号が検出できた場合は、選択回路３６には、第１の復調系回路からの信号ＳＡを選択させることになる。
【００５１】
第１，第２の復調系回路の両方で、条件を満足していた場合、いずれを選択しても問題無いことになる。そこで制御回路３５はステップＦ２０６に進み、予め決められていた優先度に従って、選択回路３６に選択させる。例えば第１の復調系回路を優先させるものとしている場合は、信号ＳＡを選択させることになる。
【００５２】
制御回路３５がこのような処理により選択回路３６を制御することで、上記構成例Ａの場合と同様に、第１，第２の復調系回路の出力信号ＳＡ，ＳＢの選択として、伝送路符号の検出有無と平均振幅レベルの情報を用いた正しい選択を、大きな遅延無く行うことができる。
【００５３】
［４．構成例Ｃ：デジタル系振幅レベル算出例］
次に構成例Ｃとしてデジタルデータ段階で平均振幅レベル検出を行う場合の構成例を図８で説明する。
【００５４】
図８の例では、選択復調回路４において信号変化検出回路１０に対応する第１の復調系回路としては、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、移動平均フィルタ５２Ａ、ピーク値検出回路５３Ａ、平均振幅レベル算出回路５４Ａ、同期回路３２Ａ、伝送路符号検出回路３３Ａを備える。
また 選択復調回路４において信号変化検出回路２０に対応する第２の復調系回路としては、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ｂ、移動平均フィルタ５２Ｂ、ピーク値検出回路５３Ｂ、平均振幅レベル算出回路５４Ｂ、同期回路３２Ｂ、伝送路符号検出回路３３Ｂを備える。
また選択復調回路４において制御回路３５，選択回路３６，誤り検出部３７を備えることは、上述した各例と同様である。
【００５５】
第１の復調系回路として、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａは、サンプリング周波数Ｆｓ＝Ｎ×Ｆbb（Ｆbbはデータ伝送速度）Ｈｚを用いた１ビット量子化を行うものであり、つまり信号変化検出回路１０の出力に対してＮ倍のオーバーサンプリングとして、例えば図９（ａ）のように「１」「０」の２値出力を行う。（図９において○はサンプル点）
移動平均フィルタ５２Ａは、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａの出力について所定サンプル数の移動平均値を算出する。移動平均フィルタ５２Ａの出力は例えば図９（ｂ）のようになる。
ピーク値検出回路５３Ａは、移動平均フィルタ５２Ａの出力値から図９（ｃ）のようなピーク値となるサンプルを抽出して平均振幅レベル算出回路３４Ａに供給する。
平均振幅レベル算出回路３４Ａは、ピーク値としてのサンプル点の絶対値の加算（もしくは平均値演算）を行い、それを平均振幅レベルの値として制御回路３５に供給する。
同期回路３２Ａは、移動平均フィルタ５２Ａの出力から、同期検出及び受信情報としてのパケットデータ再生を行い、これを復調した信号ＳＡとして選択回路３６に供給する。
伝送路符号検出回路３３Ａでは、復調されたパケットを構成する伝送路符号として、例えばシンクコード等の検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
【００５６】
第２の復調系回路でも同様の処理が行われる。即ち１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ｂも同様のサンプリング周波数Ｆｓで信号変化検出回路２０の出力に対してＮ倍のオーバーサンプリングを行い、移動平均フィルタ５２Ｂは、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ｂの出力について所定サンプル数の移動平均値を算出する。ピーク値検出回路５３Ｂは、移動平均フィルタ５２Ｂの出力値からピーク値となるサンプルを抽出して平均振幅レベル算出回路３４Ｂに供給する。平均振幅レベル算出回路３４Ｂは、ピーク値としてのサンプル点の絶対値の加算（もしくは平均値演算）を行い、それを平均振幅レベルの値として制御回路３５に供給する。
同期回路３２Ｂは、移動平均フィルタ５２Ｂの出力から、同期検出及び受信情報としてのパケットデータ再生を行い、これを復調した信号ＳＢとして選択回路３６に供給する。
伝送路符号検出回路３３Ｂでは、復調されたパケットを構成する伝送路符号として、例えばシンクコード等の検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
【００５７】
この構成において制御回路３５は、上述した図５の処理で選択回路３６を制御すればよい。即ち一方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合は、その復調系回路の出力を選択させ、また両方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合は、平均振幅レベルが大きい方の復調系回路の出力を選択させるようにすればよい。
或いは、制御回路３５は図７の処理で選択回路３６を制御しても良い。即ち、一方又は両方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合に、検出された復調系回路における平均振幅レベルが所定の閾値以上となっているか否かを判別する。そして伝送路符号が検出され、かつ平均振幅レベルが閾値以上となっている復調系回路の信号（ＳＡ又はＳＢ）を選択させるように選択回路３６を制御すればよい。
この構成の場合も、上述した構成例Ａ，Ｂと同様の効果を得ることができる。
【００５８】
［５．構成例Ｄ：デジタル系振幅レベル算出例］
次に構成例Ｄとして図１０の構成を説明するが、これも各復調系回路では、それぞれ対応する信号変化検出回路１０，２０からのアナログ信号を１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂでデジタル信号に変換し、移動平均フィルタ５２Ａ、５２Ｂで１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂから出力されるデジタル信号の移動平均値を求める。そして移動平均値のピーク値を求め、ピーク値を加算することで平均振幅レベルを検出するものであるが、特に、同期回路３２Ａ、３２Ｂとして、タイミング生成回路６１Ａ、６１Ｂ、ダウンサンプラ６２Ａ，６２Ｂ、判定器６３Ａ，６３Ｂで構成される場合の例である。
【００５９】
第１の復調系回路においては、タイミング生成回路６１Ａでは、移動平均フィルタ５２Ａの出力値からそのピーク値のタイミングを生成する。
図１１（ａ）は１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａの出力、図１１（ｂ）は移動平均フィルタ５２Ａの出力を示しているが、タイミング生成回路６１Ａは、図１１（ｃ）のように、移動平均値のピークタイミングを示すタイミング信号を生成する。
タイミングの生成は、コスタスループ回路等の手法などにより比較的簡単に導出することができる。
ダウンサンプラ６２Ａは、このタイミングを用いて、移動平均フィルタ５２Ａの出力値を２Ｆbbに間引く。図１１（ｄ）にダウンサンプラ６２Ａの出力を示す。
判定器６３Ａでは、このダウンサンプラ６２Ａの出力値を２値化し、サンプリングレートをＦbbに間引く。そして信号ＳＡとして選択回路３６に供給する。
平均振幅レベル算出回路５４Ａでは、ダウンサンプラ６２Ａの出力値を加算して平均振幅レベルを計算し、制御回路３５に供給する。
伝送路符号検出回路３３Ａでは、信号ＳＡについて伝送路符号検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
【００６０】
第２の復調系回路も同様に、タイミング生成回路６１Ｂでは、移動平均フィルタ５２Ｂの出力値からそのピーク値のタイミングを生成し、ダウンサンプラ６２Ｂは、このタイミングを用いて、移動平均フィルタ５２Ｂの出力値を２Ｆbbに間引く。判定器６３Ｂでは、ダウンサンプラ６２Ｂの出力値を２値化し、サンプリングレートをＦbbに間引く。そして信号ＳＢとして選択回路３６に供給する。
平均振幅レベル算出回路５４Ｂでは、ダウンサンプラ６２Ｂの出力値を加算して平均振幅レベルを計算し、制御回路３５に供給する。
伝送路符号検出回路３３Ｂでは、信号ＳＢについて伝送路符号検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
【００６１】
この構成においても制御回路３５は、上述した図５の処理で選択回路３６を制御すればよい。即ち一方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合は、その復調系回路の出力を選択させ、また両方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合は、平均振幅レベルが大きい方の復調系回路の出力を選択させるようにすればよい。
或いは、制御回路３５は図７の処理で選択回路３６を制御しても良い。即ち、一方又は両方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合に、検出された復調系回路における平均振幅レベルが所定の閾値以上となっているか否かを判別する。そして伝送路符号が検出され、かつ平均振幅レベルが閾値以上となっている復調系回路の信号（ＳＡ又はＳＢ）を選択させるように選択回路３６を制御すればよい。
この構成の場合も、上述した構成例Ａ，Ｂと同様の効果を得ることができる。
【００６２】
［６．構成例Ｅ：デジタル系振幅レベル算出例］
図１２で構成例Ｅを説明する。これは各復調系回路において、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂから出力されるデジタル信号について、移動平均フィルタ５２Ａ、５２Ｂで移動平均値を求め、同期回路３２Ａ、３２Ｂで移動平均値のゼロ点タイミングでの値を求め、ゼロ点タイミングでの値から平均振幅レベルを検出する例である。
同期回路３２Ａ、３２Ｂは、タイミング生成回路６１Ａ、６１Ｂ、ダウンサンプラ６２Ａ，６２Ｂ、判定器６３Ａ，６３Ｂで構成される。
【００６３】
第１の復調系回路においては、タイミング生成回路６１Ａでは、移動平均フィルタ５２Ａの出力値からそのピーク値のタイミングとゼロ点のタイミングを生成する。
図１３（ａ）は１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａの出力、図１３（ｂ）は移動平均フィルタ５２Ａの出力を示しているが、タイミング生成回路６１Ａは、図１３（ｃ）のタイミングＴＭ１として移動平均値のピークタイミングを示すタイミング信号を生成し、また図１３（ｅ）のタイミングＴＭ２としてゼロ点を示すタイミング信号を生成する。ゼロ点のタイミングＴＭ２は、ピーク値間のタイミングの中心であるため、ピーク値のタイミングＴＭ１から簡単に算出することができる。
ダウンサンプラ６２Ａは、タイミングＴＭ１を用いて、移動平均フィルタ５２Ａの出力値を２Ｆbbに間引き、図１３（ｄ）に示す出力ＯＴＭ１を判定器６３Ａに供給する。判定器６３Ａでは、このダウンサンプラ６２Ａの出力ＯＴＭ１を２値化し、サンプリングレートをＦbbに間引く。そして信号ＳＡとして選択回路３６に供給する。
またダウンサンプラ６２Ａは、タイミングＴＭ２を用いて、移動平均フィルタ５２Ａの出力値を間引き、ゼロ点のタイミングの値として、図１３（ｆ）に示す出力ＯＴＭ２を平均振幅レベル算出回路５４Ａに供給する。
平均振幅レベル算出回路５４Ａでは、ダウンサンプラ６２Ａの出力値を加算して平均振幅レベルを計算し、制御回路３５に供給する。
伝送路符号検出回路３３Ａでは、信号ＳＡについて伝送路符号検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
【００６４】
第２の復調系回路についても同様に、タイミング生成回路６１Ｂでは、移動平均フィルタ５２Ｂの出力値からそのピーク値のタイミングとゼロ点のタイミングＴＭ１，ＴＭ２を生成し、ダウンサンプラ６２Ｂは、タイミングＴＭ１での出力ＯＴＭ１を判定器６３Ｂに供給するとともに、タイミングＴＭ２での出力ＯＴＭ２を平均振幅レベル算出回路３４Ｂに供給する。
判定器６３Ｂでは、ダウンサンプラ６２Ｂの出力ＯＴＭ１を２値化し、サンプリングレートをＦbbに間引く。そして信号ＳＢとして選択回路３６に供給する。
平均振幅レベル算出回路５４Ｂでは、ダウンサンプラ６２Ｂの出力値を加算して平均振幅レベルを計算し、制御回路３５に供給する。
伝送路符号検出回路３３Ｂでは、信号ＳＢについて伝送路符号検出の有無を判別し、その判別結果情報を制御回路３５に与える。
【００６５】
ＩＣカードとリーダ／ライタ装置の非接触無線通信に用いられるＦｅｌｉｃａ（登録商標）方式では、プリアンブルに”0”のデータをマンチェスター符号化されたものが付加されている。
このために、移動平均フィルタの出力は規則的にゼロクロスする点が現われることになるので、本例では、このゼロ点を利用するものである。つまり規則的にゼロ点が表れることで、適切な信号状態と考えることができる。
平均振幅レベル算出回路５４Ａ，５４Ｂではゼロ点のタイミングＴＭ２でのダウンサンプリング出力を加算するが、この場合は、加算値としての平均振幅レベルが小さいほど適切な信号となる。
【００６６】
そこで制御回路３５は、上述した図５のステップＦ１０５を変形した処理で選択回路３６を制御する。
即ち一方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合は、その復調系回路の出力を選択させる。また両方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合は、ステップＦ１０５に進むが、この場合、平均振幅レベルが小さい方の復調系回路の出力を選択させるようにすればよい。
或いは、制御回路３５は図７のステップＦ２０３を変形した処理で選択回路３６を制御しても良い。即ち、一方又は両方の復調系回路で伝送路符号が検出された場合に、ステップＦ２０３では、検出された復調系回路における平均振幅レベルが所定の閾値以下となっているか否かを判別する。
そして伝送路符号が検出され、かつ平均振幅レベルが閾値以下となっている復調系回路の信号（ＳＡ又はＳＢ）を選択させるように選択回路３６を制御すればよい。
この構成の場合も、上述した構成例Ａ，Ｂと同様の効果を得ることができる。
【００６７】
［７．構成例Ｆ：デジタル系振幅レベル算出例］
上記構成例Ｄ，Ｅ，Ｆの場合、第１，第２の復調系回路において、それぞれ信号変化検出回路１０、２０という異なるアナログ復調回路の信号に対応するため、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂの出力値のデューティのズレが、それぞれ異なることが考えられる。
１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂの出力波形のデューティがずれている場合、たとえ受信振幅レベルが大きくても、平均振幅レベル算出回路５４Ａ，５４Ｂで計算される値が小さくなり、選択誤りを起こす可能性がある。
【００６８】
そこで構成例Ｆとして、デューティを検出し、その検出結果に基づいて平均振幅レベル算出回路５４Ａ，５４Ｂの算出の際に補正を行う例を示す。
図１４は、例えば上記構成例Ｅとしての図１０の構成に加えて、デューティ検出回路５６Ａ、５６Ｂを設けたものである。
第１の復調系回路において、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａの出力は移動平均フィルタ５２Ａに供給されると共にデューティ検出回路５６Ａにも供給される。またデューティ検出回路５６Ａにはタイミング生成回路６１Ａからのタイミング信号（図１１（ｃ））も供給される。デューティ検出回路５６Ａは、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａの出力についてのデューティ検出を行い、検出結果を平均振幅レベル算出回路５４Ａに供給する。
また第２の復調系回路において、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ｂの出力は移動平均フィルタ５２Ｂに供給されると共にデューティ検出回路５６Ｂにも供給される。またデューティ検出回路５６Ｂにはタイミング生成回路６１Ｂからのタイミング信号も供給される。デューティ検出回路５６Ｂは、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ｂの出力についてのデューティ検出を行い、検出結果を平均振幅レベル算出回路５４Ｂに供給する。
【００６９】
この構成における動作を説明する。
図１５（ａ）（ｂ）に、理想状態とデューティがずれた場合の例を示す。ここでは１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂは１６倍オーバーサンプリングを行うとし、この１６倍オーバーサンプリング出力を●で示している。また移動平均フィルタ５２Ａ、５２Ｂは８サンプルの移動平均をとるものとし、出力される移動平均値を△で示している。
【００７０】
図１５（ａ）は１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ（５１Ｂ）の出力のデューティが５０％となっている理想状態である。
縦軸に値を示しているが、この場合、移動平均値としてのピーク値は「１」「−１」となる。
一方、図１５（ｂ）は１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ（５１Ｂ）の出力のデューティがずれた状態であるが、移動平均値としてのピーク値は「１」「−０．５」となっている。
この図１５（ｂ）のような場合、ピーク値を抽出して加算して平均振幅レベルを算出しても、その平均振幅レベルの値は不利な値となってしまう。
【００７１】
そこで、両パスをＳＮＲ（Signal Noise Ratio）で平等に比較するために、１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂの各出力波形について、デューティ検出回路５６Ａ、５６Ｂでデューティ比を算出して、その値を用いて、平均振幅レベルを補正するようにする。
【００７２】
Ｆｅｌｉｃａ（登録商標）のパケット構成では、パケットの先頭にマンチェスタ符号化されたデータ−１、即ち、−１、１データが５バイト付加されている。データ伝送速度Ｆbbに対して、１６倍でオーバーサンプリングすると、１つのデータに対して−１が８サンプル, １が８サンプルで構成される。
ここで、デューティずれがなければ、１６サンプルの整数倍の数で移動平均をとれば、その移動平均値は「０」になる。図１５（ａ）に１６サンプルの移動平均値を○で示しているが、図示のように移動平均値は「０」となっている。
しかし、図１５（ｂ）のように「−１」が６サンプル、「１」が１０サンプルというようにデューティがずれている場合、１６サンプルの整数倍の数で移動平均をとると「＋０．２５」となる。
この場合、８サンプルの移動平均のピーク値は、「−０．５」「１」となるので、マイナスピーク値だけ、１６サンプルの整数倍の数で移動平均値の２倍、即ち
＋０．２５×２＝０．５
だけ補正すればよい。
【００７３】
図１６にデューティ検出回路５６Ａ、５６Ｂの一例を示す。
デューティ検出回路５６Ａ、５６Ｂは、移動平均フィルタ７１とダウンサンプラ７２から構成される。移動平均フィルタ７１では、データの伝送速度Ｆbbと１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１Ｂのサンプリングレートの比に等しい、サンプル数の整数倍のサンプル数を用いて、移動平均値を求める。例えば上記のように１ビットＡ／Ｄ変換器５１Ａ、５１ＢのサンプリングレートがＦbb×１６として１６倍のオーバーサンプリングを行う場合、移動平均フィルタ７１では１６の整数倍のサンプル数の移動平均値を求めればよい。
また、ダウンサンプラ７２では、タイミング生成回路の出力タイミングを用いて、移動平均フィルタの出力を間引く。
【００７４】
移動平均フィルタ７１の出力は、図１５（ａ）（ｂ）で○で示す値となり、つまり、デューティの理想状態を「０」とし、デューティのズレ量に応じて０からずれていく値となる。従って、この出力をダウンサンプリングして平均振幅レベル算出回路５４Ａ、５４Ｂに与えることで、平均振幅レベル算出回路５４Ａ、５４Ｂではデューティのズレ量の値が与えられることになり、平均振幅レベルを補正することができる。
制御回路３５は、補正された平均振幅レベルを用いて図５又は図７の処理で選択回路３６を制御すれことで、より正確な選択動作が可能となる。
【００７５】
なお、このようなデューティのズレの情報は、平均振幅レベルの補正だけでなく、下記のような使い方も考えられる。
例えば制御回路３５での選択制御に用いるようにしても良い。
例えば複数の復調系回路において、伝送路符号が検出され、平均振幅レベルが同一の場合、デューティが５０％の理想状態に近いものを選択するということが考えられる。
また、デューティをある閾値と比較し、劣化していると判断された復調系回路の出力は選択しないようにすることもできる。
【００７６】
以上、実施の形態について説明してきたが、本発明としては多様な変形例が考えられる。例えば上記各構成例では、２つの信号変化検出回路１０、２０に対応して２系統の復調系回路を設けた場合について述べたが、信号変化検出回路を３系統以上設け、それぞれに対応して３系統以上の復調系回路を設け、各復調系回路の出力の１つを選択回路で選択するという構成も、上記各実施の形態から導くことができる。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】本発明の実施の形態の基本構成のブロック図である。
【図２】実施の形態の基本構成のブロック図である。
【図３】実施の形態の伝送路符号検出についての説明図である。
【図４】実施の形態の構成例Ａのブロック図である。
【図５】実施の形態の選択制御回路の処理例のフローチャートである。
【図６】実施の形態の構成例Ｂのブロック図である。
【図７】実施の形態の選択制御回路の処理例のフローチャートである。
【図８】実施の形態の構成例Ｃのブロック図である。
【図９】実施の形態の構成例Ｃの動作の説明図である。
【図１０】実施の形態の構成例Ｄのブロック図である。
【図１１】実施の形態の構成例Ｄの動作の説明図である。
【図１２】実施の形態の構成例Ｅのブロック図である。
【図１３】実施の形態の構成例Ｅの動作の説明図である。
【図１４】実施の形態の構成例Ｆのブロック図である。
【図１５】実施の形態の構成例Ｆの動作の説明図である。
【図１６】実施の形態のデューティ検出回路のブロック図である。
【図１７】ＩＣカードとリーダ／ライタ装置の概略的なブロック図である。
【図１８】従来の復調系の構成例及びパケット構造の説明図である。
【図１９】従来の復調系の構成例のブロック図である。
【符号の説明】
【００７８】
１ リーダ／ライタ装置、２ アンテナ回路、４ 選択復調回路、１０，２０ 信号変化検出回路、３１Ａ、３１Ｂ Ａ／Ｄ変換器、３２Ａ，３２Ｂ 同期回路、３３Ａ，３３Ｂ 伝送路符号検出回路、３４Ａ，３４Ｂ，５４Ａ，５４Ｂ 平均振幅レベル算出回路、３５ 制御回路、３６ 選択回路、３７ 誤り検出部、５１Ａ，５１Ｂ １ビットＡ／Ｄ変換器、５２Ａ，５２Ｂ 移動平均フィルタ、５３Ａ，５３Ｂ ピーク検出回路、５６Ａ，５６Ｂ デューティ検出回路、６１Ａ，６１Ｂ タイミング生成回路、６２Ａ，６２Ｂ ダウンサンプラ、６３Ａ，６３Ｂ 判定器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれが、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する信号変化を検出する複数の信号変化検出回路と、
複数の上記信号変化検出回路にそれぞれ対応して設けられ、それぞれが対応する信号変化検出回路からの信号に基づいてデータ復調のための処理を行うとともに、対応する信号変化検出回路からの信号についての伝送路符号の検出と平均振幅レベルの検出を行う、複数の復調系回路と、
複数の上記復調系回路の出力のうちの一つを選択して、受信情報として出力する選択回路と、
複数の上記復調系回路のそれぞれの上記伝送路符号及び平均振幅レベルの検出結果を用いて、上記選択回路の選択状態を制御する選択制御回路と、
を備えたことを特徴とする通信装置。
【請求項２】
上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路の一つで、上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された復調系回路の出力を、上記選択回路において選択させるとともに、
複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路での各平均振幅レベルの検出結果を用いて、上記選択回路の選択状態を制御することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】
複数の上記復調系回路は、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号をデジタル信号に変換し、該デジタル信号について上記平均振幅レベルの検出を行うことを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
【請求項４】
複数の上記復調系回路では、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号を１ビットＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換し、上記１ビットＡ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号の移動平均値を求め、該移動平均値のピーク値を求め、該ピーク値を加算することで上記平均振幅レベルを検出することを特徴とする請求項３に記載の通信装置。
【請求項５】
上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、検出された上記平均振幅レベルの値が大きい方の出力を、上記選択回路において選択させるように制御することを特徴とする請求項４に記載の通信装置。
【請求項６】
複数の上記復調系回路では、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号を１ビットＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換し、上記１ビットＡ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号の移動平均値を求め、該移動平均値のゼロ点タイミングでの値を求め、該ゼロ点タイミングでの値から上記平均振幅レベルを検出することを特徴とする請求項３に記載の通信装置。
【請求項７】
上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、検出された上記平均振幅レベルの値が小さい方の出力を、上記選択回路において選択させるように制御することを特徴とする請求項６に記載の通信装置。
【請求項８】
複数の上記復調系回路では、それぞれ上記デジタル信号についてのディーティ検出を行い、検出されたディーティ情報を上記平均振幅レベルの検出の際の補正情報として用いることを特徴とする請求項３に記載の通信装置。
【請求項９】
複数の上記復調系回路は、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号について上記平均振幅レベルの検出を行うことを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
【請求項１０】
複数の上記復調系回路では、それぞれ上記対応する信号変化検出回路からのアナログ信号を積分することで、上記平均振幅レベルの検出を行うことを特徴とする請求項９に記載の通信装置。
【請求項１１】
上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、検出された上記平均振幅レベルの値が大きい方の出力を、上記選択回路において選択させるように制御することを特徴とする請求項９に記載の通信装置。
【請求項１２】
上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出され、かつ、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のそれぞれで所定値以上の上記平均振幅レベルが検出された場合は、
上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、予め優先設定した復調系回路の出力を上記選択回路において選択させるように制御することを特徴とする請求項９に記載の通信装置。
【請求項１３】
複数の上記信号変化検出回路の１つは、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する振幅変化を検出することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
【請求項１４】
複数の上記信号変化検出回路の１つは、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する位相変化を検出することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
【請求項１５】
それぞれが、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する信号変化を検出する複数の信号変化検出回路と、
複数の上記信号変化検出回路にそれぞれ対応して設けられ、それぞれが対応する信号変化検出回路からの信号に基づいてデータ復調のための処理を行うとともに、対応する信号変化検出回路からの信号についての伝送路符号の検出と平均振幅レベルの検出を行う、複数の復調系回路と、
複数の上記復調系回路の出力のうちの一つを選択して、受信情報として出力する選択回路と、
を備えた通信装置の復調方法として、
複数の上記復調系回路のそれぞれの上記伝送路符号の検出結果を確認する伝送路符号検出確認ステップと、
複数の上記復調系回路の１つで上記伝送路符号が検出された場合には、上記伝送路符号が検出された復調系回路の出力を、上記選択回路において選択させる第１の選択制御ステップと、
複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路での各平均振幅レベルの検出結果を用いて、上記選択回路の選択状態を制御する第２の選択制御ステップと、
を備えたことを特徴とする復調方法。
【請求項１】
それぞれが、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する信号変化を検出する複数の信号変化検出回路と、
複数の上記信号変化検出回路にそれぞれ対応して設けられ、それぞれが対応する信号変化検出回路からの信号に基づいてデータ復調のための処理を行うとともに、対応する信号変化検出回路からの信号についての伝送路符号の検出と平均振幅レベルの検出を行う、複数の復調系回路と、
複数の上記復調系回路の出力のうちの一つを選択して、受信情報として出力する選択回路と、
複数の上記復調系回路のそれぞれの上記伝送路符号及び平均振幅レベルの検出結果を用いて、上記選択回路の選択状態を制御する選択制御回路と、
を備えたことを特徴とする通信装置。
【請求項２】
上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路の一つで、上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された復調系回路の出力を、上記選択回路において選択させるとともに、
複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路での各平均振幅レベルの検出結果を用いて、上記選択回路の選択状態を制御することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】
複数の上記復調系回路は、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号をデジタル信号に変換し、該デジタル信号について上記平均振幅レベルの検出を行うことを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
【請求項４】
複数の上記復調系回路では、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号を１ビットＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換し、上記１ビットＡ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号の移動平均値を求め、該移動平均値のピーク値を求め、該ピーク値を加算することで上記平均振幅レベルを検出することを特徴とする請求項３に記載の通信装置。
【請求項５】
上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、検出された上記平均振幅レベルの値が大きい方の出力を、上記選択回路において選択させるように制御することを特徴とする請求項４に記載の通信装置。
【請求項６】
複数の上記復調系回路では、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号を１ビットＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換し、上記１ビットＡ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号の移動平均値を求め、該移動平均値のゼロ点タイミングでの値を求め、該ゼロ点タイミングでの値から上記平均振幅レベルを検出することを特徴とする請求項３に記載の通信装置。
【請求項７】
上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、検出された上記平均振幅レベルの値が小さい方の出力を、上記選択回路において選択させるように制御することを特徴とする請求項６に記載の通信装置。
【請求項８】
複数の上記復調系回路では、それぞれ上記デジタル信号についてのディーティ検出を行い、検出されたディーティ情報を上記平均振幅レベルの検出の際の補正情報として用いることを特徴とする請求項３に記載の通信装置。
【請求項９】
複数の上記復調系回路は、それぞれ対応する信号変化検出回路からのアナログ信号について上記平均振幅レベルの検出を行うことを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
【請求項１０】
複数の上記復調系回路では、それぞれ上記対応する信号変化検出回路からのアナログ信号を積分することで、上記平均振幅レベルの検出を行うことを特徴とする請求項９に記載の通信装置。
【請求項１１】
上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、検出された上記平均振幅レベルの値が大きい方の出力を、上記選択回路において選択させるように制御することを特徴とする請求項９に記載の通信装置。
【請求項１２】
上記選択制御回路は、複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出され、かつ、上記伝送路符号が検出された各復調系回路のそれぞれで所定値以上の上記平均振幅レベルが検出された場合は、
上記伝送路符号が検出された各復調系回路のうちで、予め優先設定した復調系回路の出力を上記選択回路において選択させるように制御することを特徴とする請求項９に記載の通信装置。
【請求項１３】
複数の上記信号変化検出回路の１つは、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する振幅変化を検出することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
【請求項１４】
複数の上記信号変化検出回路の１つは、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する位相変化を検出することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
【請求項１５】
それぞれが、受信した負荷変調信号について負荷変調に起因する信号変化を検出する複数の信号変化検出回路と、
複数の上記信号変化検出回路にそれぞれ対応して設けられ、それぞれが対応する信号変化検出回路からの信号に基づいてデータ復調のための処理を行うとともに、対応する信号変化検出回路からの信号についての伝送路符号の検出と平均振幅レベルの検出を行う、複数の復調系回路と、
複数の上記復調系回路の出力のうちの一つを選択して、受信情報として出力する選択回路と、
を備えた通信装置の復調方法として、
複数の上記復調系回路のそれぞれの上記伝送路符号の検出結果を確認する伝送路符号検出確認ステップと、
複数の上記復調系回路の１つで上記伝送路符号が検出された場合には、上記伝送路符号が検出された復調系回路の出力を、上記選択回路において選択させる第１の選択制御ステップと、
複数の上記復調系回路のうちで２つ以上の復調系回路で上記伝送路符号が検出された場合は、上記伝送路符号が検出された各復調系回路での各平均振幅レベルの検出結果を用いて、上記選択回路の選択状態を制御する第２の選択制御ステップと、
を備えたことを特徴とする復調方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【公開番号】特開２００９−１１８０７０（Ｐ２００９−１１８０７０Ａ）
【公開日】平成２１年５月２８日（２００９．５．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２８７５１８（Ｐ２００７−２８７５１８）
【出願日】平成１９年１１月５日（２００７．１１．５）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年５月２８日（２００９．５．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１１月５日（２００７．１１．５）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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