通信装置および半導体装置
【課題】外部機器との距離の変化に応じて駆動電力が変化した場合でも信号を正常に無線送信する。
【解決手段】通信装置１は、外部のリーダ／ライタからアンテナ２０を通じて電力の供給を受けて駆動する。強度検出部１１は、アンテナ２０を通じて受信された受信波の強度を検出する。送信信号生成部１２は、リーダ／ライタに送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する。変調部１３は、送信信号生成部１２から出力された送信信号パルスに応じて負荷変調を行う。これにより、送信データに応じた無線信号がリーダ／ライタに送信される。パルス制御部１４は、送信信号パルスに現れる基準パルスのデューティ比を、受信波の強度が弱いほどＨレベルの期間を短くするように変化させて、負荷変調後の変調信号波形の形状を制御する。
【解決手段】通信装置１は、外部のリーダ／ライタからアンテナ２０を通じて電力の供給を受けて駆動する。強度検出部１１は、アンテナ２０を通じて受信された受信波の強度を検出する。送信信号生成部１２は、リーダ／ライタに送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する。変調部１３は、送信信号生成部１２から出力された送信信号パルスに応じて負荷変調を行う。これにより、送信データに応じた無線信号がリーダ／ライタに送信される。パルス制御部１４は、送信信号パルスに現れる基準パルスのデューティ比を、受信波の強度が弱いほどＨレベルの期間を短くするように変化させて、負荷変調後の変調信号波形の形状を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アンテナと、このアンテナを通じて外部機器から電力の供給を受けて情報を送受信する半導体装置とを備えた通信装置、およびその半導体装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、非接触で外部との情報の受け渡しが可能なＩＣ（Integrated Circuit）チップが注目されている。例えば、このようなＩＣチップにＩＤを記憶させ、商品などの識別や管理に利用することが考えられている。このような用途の非接触ＩＣチップは、ＲＦＩＤ（Radio Frequency ID）タグなどと呼ばれる。
【０００３】
非接触型のＩＣチップは、一般的に、リーダ／ライタからの電波あるいは電磁波を基に駆動電力を発生し、読み取り器と無線通信して、ＩＣチップのメモリ内に記憶されたＩＤなどの情報をリーダ／ライタに送信する。このため、リーダ／ライタとの間の距離が離れるほど、ＩＣチップが発生する駆動電力が小さくなり、リーダ／ライタに対して正常に情報を送信できなくなる。
【０００４】
図１６は、非接触型のＩＣチップを用いたシステムにおける送受信信号の波形の例を示す図である。なお、ここでは、ＩＳＯ／ＩＥＣ（International Organization for Standardization/International Electrotechnical Commission）１５６９３の単一副搬送波方式に従って、ＩＣチップからリーダ／ライタに対して情報が送信される場合を想定する。
【０００５】
非接触型のＩＣチップ内では、リーダ／ライタからの受信信号に応答して、所定の送信データが生成される。この送信データは規定された方式で符号化され、さらに副搬送波と重畳される。図１６において、送信信号パルスは、送信データと副搬送波とが重畳された信号を示している。この図１６では例として、論理値“０”を示す１シンボル分の送信信号パルスを示しており、１シンボル中の前半には８パルスの副搬送波が現れ、後半はＬ（ロー）レベルに固定される。
【０００６】
ＩＣチップでは、このように生成された送信信号パルスに応じて搬送波が振幅変調され、リーダ／ライタに対して信号が送信される。図１６において、アンテナ端子間信号は、変調によりアンテナ端子間に生じる変調信号を示している。リーダ／ライタは、ＩＣチップから受信した信号を復調し、送信信号パルスに対応する受信信号パルスを得る。
【０００７】
ここで、図１６（Ａ）は、ＩＣチップとリーダ／ライタとの距離が十分近い場合の波形を示しており、この場合にはリーダ／ライタにおいて信号を正確に受信できる。しかし、ＩＣチップとリーダ／ライタとの距離が離れるほど、リーダ／ライタからの受信波を基にＩＣチップが発生する駆動電力が小さくなる。駆動電力が小さくなると、ＩＣチップのアンテナ端子間に生じる変調信号の波形の立ち上がりが鈍る。
【０００８】
図１６（Ｂ）は、図１６（Ａ）の場合と比較してＩＣチップとリーダ／ライタとの距離が離れている場合を示している。また、図１６（Ｃ）は、これらの距離が図１６（Ｂ）の場合よりさらに離れている場合を示している。これらの図のように、ＩＣチップが受け取る電力が小さくなると、アンテナ端子間信号の波形の立ち上がりが鈍り、その信号強度も小さくなる。そして、リーダ／ライタでは、ＩＣチップからの信号を受信できたとしても、得られる受信信号パルスの強度は小さくなり、その波形のデューティ比も崩れる。このような状態になると、リーダ／ライタでは、ＩＣチップからの信号を正確に受信できなくなってしまう。
【０００９】
なお、上記に関連する従来の技術として、受電電力レベルに対する集積回路の消費電力レベルを検出し、この消費電力レベルに応じて動作クロック周波数を変化させるようにした非接触型ＩＣカードがあった（例えば、特許文献１参照）。また、アンテナで受信した高周波信号を検波した検波信号を高速度でサンプリングし、その検波信号の信号レベルの分布に応じて、伝送されたデータを復号するようにしたリーダ／ライタがあった（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００５−１９１９６１号公報
【特許文献２】特開２００１−１７５８２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記のように、非接触型のＩＣチップとリーダ／ライタとの距離が離れるほど、ＩＣチップのアンテナ端子間に現れる、情報送信のための変調信号波形の立ち上がりが鈍る。このため、リーダ／ライタにおいてＩＣチップからの信号を正確に受信できなくなるという問題があった。これに対して、ＩＣチップで生成する送信信号パルスの形状を調整して、リーダ／ライタとの距離が離れている状態に最適化する方法が考えられる。しかし、この場合には逆に、ＩＣチップがリーダ／ライタと十分接近し、大きな駆動電力が得られる状態では、リーダ／ライタにおいて情報を正常に受信できなくなってしまう。
【００１１】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、送信先の装置との距離に応じて駆動電力が変動した場合でも、信号を正常に送信することが可能な通信装置および半導体装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、アンテナと、外部機器から前記アンテナを通じて電力の供給を受けて情報を送受信する半導体装置とを備えた通信装置が提供される。この通信装置は、前記アンテナを通じて受信された受信波の強度を検出する強度検出部と、前記外部機器に送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する送信信号生成部と、前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を、検出された前記受信波の強度に応じて変化させるパルス制御部と、前記送信信号生成部から出力された前記送信信号パルスに応じて負荷変調を行う変調部と、を有する。
【００１３】
この通信装置は、外部機器からアンテナを通じて電力の供給を受けて駆動する。強度検出部は、アンテナを通じて受信された受信波の強度を検出する。送信信号生成部は、外部機器に送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する。変調部は、送信信号生成部から出力された送信信号パルスに応じて負荷変調を行う。これにより、送信データに応じた無線信号が外部機器に送信される。パルス制御部は、送信信号パルスに現れる基準パルスのデューティ比を、検出された受信波の強度に応じて変化させる。これにより、負荷変調後の変調信号波形の形状が、受信波の強度に応じて制御される。
【００１４】
また、上記目的を達成するために、上記の通信装置が備えている半導体装置が提供される。
【発明の効果】
【００１５】
上記の通信装置および半導体装置によれば、外部機器との距離の変化に応じて駆動電力が変化した場合でも、外部機器に対して信号を正常に送信できるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
図１は、実施の形態に係る通信装置の概要を示す図である。
図１に示すように、通信装置１は、半導体装置１０とアンテナ２０とを備えている。半導体装置１０は、アンテナ２０を通じて外部機器との間で非接触で通信することが可能な半導体集積回路である。このような通信装置１としては、例えば、ＲＦＩＤタグ、あるいは、携帯電話機を始めとする携帯機器などが考えられる。
【００１７】
半導体装置１０は、アンテナ２０を通じて図示しない外部機器から非接触で受信した受信波を基に、駆動電力を発生する。そして、その駆動電力により、外部機器との間で非接触で通信する。この半導体装置１０は、強度検出部１１、送信信号生成部１２、変調部１３およびパルス制御部１４を備えている。
【００１８】
強度検出部１１は、アンテナ２０を通じて受信された受信波の強度を検出する。この強度検出部１１は、例えば、受信波から得られた直流電圧を安定化して装置内に電源として供給する電源回路から信号の供給を受け、この信号を基に受信波の強度を検出することができる。
【００１９】
送信信号生成部１２には、外部機器に送信する送信データと、基準パルスとが入力される。送信信号生成部１２は、これらの送信データと基準パルスとを重畳して、送信信号パルスを生成する。
【００２０】
基準パルスは、例えば、搬送波を振幅変調するために用意される副搬送波である。送信信号生成部１２は、例えば、送信データのレベルに応じて、送信信号パルスにおいて基準パルスが現れる期間と、Ｈ（ハイ）レベルまたはＬレベルに固定される期間とを決定する。このような信号の重畳方法は、例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ１４４４３のタイプＡ方式、ＩＳＯ／ＩＥＣ１５６９３の単一副搬送波方式などに利用されている。また、この他の方法の例として、送信データのレベルに応じて基準パルスの位相が逆転される、あるいは、送信データのレベルに応じて異なる周波数の基準パルスが選択的に出力されるなどの方法で、信号の重畳が行われてもよい。前者は、ＩＳＯ／ＩＥＣ１４４４３のタイプＢ方式、後者は、ＩＳＯ／ＩＥＣ１５６９３の双副搬送波方式などにそれぞれ利用されている。
【００２１】
変調部１３は、送信信号生成部１２から出力された送信信号パルスに応じて負荷変調を行う。すなわち、変調部１３は、送信信号パルスに応じて、アンテナ２０のインピーダンスを変化させる。これにより、アンテナ２０から送信される搬送波が振幅変調され、信号の送信が行われる。
【００２２】
パルス制御部１４は、送信信号パルスに現れる基準パルスのデューティ比を、強度検出部１１による受信波の強度の検出結果に応じて変化させる。これにより、通信装置１と外部機器との間の距離が変化した場合でも、この外部機器に対して信号を正常に送信できるようになる。
【００２３】
ここで、通信装置１と、電力供給元の外部機器との距離が離れるほど、通信装置１で得られる駆動電力は小さくなる。そして、駆動電力が小さくなるほど、変調部１３から出力される変調信号の立ち上がりが鈍り、外部機器において通信装置１からの送信信号を正常に受信できなくなる。一方、駆動電力が小さい場合でも、送信信号パルスに現れる基準パルスにおけるＬレベルの期間をＨレベルの期間より相対的に長くすることで、外部機器で信号を受信できなくなる事態を回避できる。
【００２４】
そこで、パルス制御部１４は、受信波の強度により、外部機器との距離を判定する。そして、受信波の強度が小さくなるほど、送信信号パルスに現れる基準パルスにおけるＬレベルの期間を長くする。これにより、従来と比較して外部機器との距離がより離れた場合でも信号を正常に送信できるようになり、通信可能な距離が長くなる。また、このように信号を正常に送信できる範囲であれば、外部機器との距離に関係なく信号を常に正常に送信でき、通信可能な範囲が広くなる。
【００２５】
なお、上記の通信装置１としては、副搬送波を用いずに信号を送信するものを適用することも可能である。例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ１８０４２ＮＦＣ（Near Field Communication）では、送信データを符号化したマンチェスタ符号によって直接負荷変調が行われる。マンチェスタ符号では、論理値“１”の場合、１シンボル中の前半がＨレベル、後半がＬレベルとなり、論理値“０”ではその逆となる。従って、１シンボルにおけるＨレベルとなる期間とＬレベルとなる期間との比を受信波の強度に応じて変化させることで、上記と同様に通信可能な距離を長くすることができる。
【００２６】
上記の送信信号生成部１２は、例えば、１シンボル分の周期を有する基準パルスの位相を、送信データに応じて反転するか否かを決定するなどの方法により、送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスとしてマンチェスタ符号を生成できる。この送信信号パルスにおいては、Ｈレベルの期間に基準パルスが現れることになる。そして、パルス制御部１４により、送信信号パルスに現れる基準パルスのデューティ比を制御することで、通信可能な距離を長くすることができる。
【００２７】
次に、上記の通信装置として、ＩＳＯ／ＩＥＣ１５６９３の単一副搬送波方式に準拠したＲＦＩＤタグを適用した場合を想定して、通信装置についてのより具体的な構成および動作を説明する。
［第１の実施の形態］
図２は、第１の実施の形態の非接触通信システムの構成を示す図である。
【００２８】
本実施の形態の非接触通信システムは、ＲＦＩＤタグ１００、リーダ／ライタ（Ｒ／Ｗ）２００およびコンピュータ３００を備えている。リーダ／ライタ２００は、上位装置であるコンピュータ３００の制御の下で、ＲＦＩＤタグ１００に対して信号を送信するとともに、ＲＦＩＤタグ１００から送信された信号を受信する。ＲＦＩＤタグ１００は、Ｒ／Ｗ２００からの電磁波に基づく駆動電力により動作する。
【００２９】
図２では、リーダ／ライタ２００の概略構成も示している。この図に示すように、リーダ／ライタ２００は、デジタル信号処理部２０１、送信部２０２、非接触通信インタフェース（Ｉ／Ｆ）２０３および受信部２０４を備えている。
【００３０】
デジタル信号処理部２０１は、コンピュータ３００からの制御信号を受け付け、この制御信号に応じて、送信部２０２に対して送信データを出力する。また、受信部２０４からの受信データを処理し、コンピュータ３００に対して応答する。
【００３１】
送信部２０２は、デジタル信号処理部２０１からの送信データを変調し、非接触通信インタフェース２０３に出力する。
非接触通信インタフェース２０３は、アンテナや整合回路などを備え、送信部２０２からの変調信号をアンテナを通じてＲＦＩＤタグ１００に送信する。また、ＲＦＩＤタグ１００から送信された信号を受信し、受信部２０４に出力する。
【００３２】
受信部２０４は、非接触通信インタフェース２０３により受信された信号から受信データを復調し、デジタル信号処理部２０１に出力する。
図３は、第１の実施の形態におけるＲＦＩＤタグの内部構成を示す図である。
【００３３】
ＲＦＩＤタグ１００は、非接触型のＩＣチップ１０１とアンテナ１０２とを備えている。ＲＦＩＤタグ１００においては、例えば、これらの構成部品が同一の基板上に搭載されている。また、ＩＣチップ１０１は、コンデンサＣ１、整流回路１１０、電源回路１２０、受信パワー検出回路１３０、クロック生成回路１４０、復調回路１５０、変調回路１６０、ロジック回路１７０およびメモリ１８０を備えている。
【００３４】
アンテナ１０２は、コンデンサＣ１との間でＬＣ共振回路を構成して、リーダ／ライタ２００からの電磁波を捕捉して電流あるいは電圧に変換する。整流回路１１０は、例えば全波整流回路として構成され、アンテナ１０２によって受信された交流電圧を直流電圧に変換して、電源回路１２０に出力する。
【００３５】
電源回路１２０は、整流回路１１０からの直流電圧を安定化し、ロジック回路１７０やメモリ１８０など、ＩＣチップ１０１内の各部に対して電源として供給する。また、本実施の形態では、受信波の強度（以下、受信パワーと呼ぶ）の検出のために必要な信号を、受信パワー検出回路１３０に対して出力する。
【００３６】
受信パワー検出回路１３０は、電源回路１２０からの所定の信号に基づき、リーダ／ライタ２００からの受信パワーを検出して、検出結果をロジック回路１７０に出力する。なお、この受信パワー検出回路１３０の機能は、例えば、ロジック回路１７０内に設けられてもよい。
【００３７】
クロック生成回路１４０は、リーダ／ライタ２００からの受信波から、ＩＣチップ１０１の内部で使用されるメインクロック信号を生成して、ロジック回路１７０へ供給する。なお、クロック信号を受信波から生成するのではなく、例えば、ＩＣチップ１０１の内部に設けられたＰＬＬ（Phase Lock Loop）回路を用いて自発的に生成してもよい。
【００３８】
復調回路１５０は、リーダ／ライタ２００からの受信信号を振幅復調して、重畳されている信号パルスを抽出し、ロジック回路１７０に供給する。
変調回路１６０は、ロジック回路１７０から出力された送信信号パルスを負荷変調する。なお、この変調回路１６０の回路構成については、次の図４において具体的に説明する。
【００３９】
ロジック回路１７０は、クロック生成回路１４０からのクロック信号に従って、種々の処理を実行する。例えば、復調回路１５０による復調信号から受信コマンドを復号する。そして、この受信コマンドを解釈して、メモリ１８０に対する読み書き、ステータスの遷移、応答データの生成、符号化処理などの、受信コマンドに応じた処理を実行する。また、本実施の形態では、ロジック回路１７０は、受信パワー検出回路１３０による受信パワーの検出結果に応じて、送信信号パルスのデューティ比を制御する機能も備えている。
【００４０】
メモリ１８０は、例えばフラッシュメモリなどの不揮発性記憶媒体であり、例えば、リーダ／ライタ２００に対して送信すべき応答メッセージや各種データなどを保持する。
図４は、変調回路の回路構成例を示す図である。
【００４１】
変調回路１６０は、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor）として構成されるトランジスタＭ１１と、ＩＣチップ１０１に対するアンテナ１０２の接続端子とトランジスタＭ１１との間に挿入された抵抗Ｒ１２とを備える。トランジスタＭ１１のゲートには、ロジック回路１７０からの送信信号パルスＭＯＤＯＮが入力される。この送信信号パルスＭＯＤＯＮに応じてアンテナ１０２のインピーダンスが変化することにより、アンテナ１０２に振幅変調信号が発生する。これにより、リーダ／ライタ２００に対して信号が送信される。
【００４２】
ところで、ＲＦＩＤタグ１００では、リーダ／ライタ２００との距離が離れるほど、受信波から得られる駆動電力は小さくなる。そして、駆動電力が小さくなるほど、変調回路１６０から出力される変調信号の立ち上がりが鈍る。変調信号波形が崩れると、リーダ／ライタ２００においてＲＦＩＤタグ１００からの送信信号を正常に受信できなくなる。
【００４３】
これに対して、次の図５に示すように、ロジック回路１７０から変調回路１６０に供給される送信信号パルスに現れる副搬送波の波形を、受信波に基づく駆動電力が小さい状態に合わせて調整することで、リーダ／ライタ２００において信号が正常に受信できない事態を回避できる。
【００４４】
図５は、駆動電力が小さい状態に最適化した場合の送受信信号の波形の例を示す図である。
図５において、アンテナ端子間信号は、ＩＣチップ１０１に対するアンテナ１０２の接続端子間に生じる変調信号を示している。また、受信信号パルスは、リーダ／ライタ２００の受信部２０４において、受信信号から振幅復調された復調信号の波形を示している。なお、図５において、ＲＦＩＤタグ１００の変調回路１６０に入力される送信信号パルスの波形は、例として、論理値“０”を示す１シンボル分の信号波形に対応している。従って、１シンボル中の前半には、８パルス分の副搬送波が現れている。
【００４５】
図５（Ａ）は、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が十分近く、ＲＦＩＤタグ１００において十分な駆動電力が得られる場合の波形を示している。また、図５（Ｂ）は、図５（Ａ）の場合と比較して、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が離れた場合を示している。図５（Ｃ）は、図（Ｂ）の場合と比較して、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離がさらに離れた場合を示している。
【００４６】
変調回路１６０に入力される送信信号パルスに現れる副搬送波のパルスは、本来、１：１のデューティ比を有している。しかし、図５の例では、送信信号パルスに現れる副搬送波のデューティ比を、Ｌレベルの期間が相対的に長くなるように変化させている。このようにすることで、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００とが離れ、ＲＦＩＤタグ１００で得られる駆動電力が小さい場合でも、リーダ／ライタ２００で信号を正常に受信できるようになる。図５（Ｃ）がこの場合を示しており、リーダ／ライタ２００では、正常に復調された受信信号パルスの波形が得られていることがわかる。
【００４７】
しかし、送信信号パルスの形状を、上記のように常にＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００とが大きく離れた状態に最適化しておいた場合には、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００とを近接させたときに、リーダ／ライタ２００において信号を正常に受信できなくなる。図５（Ａ）がこの場合を示しており、リーダ／ライタ２００で復調された受信信号パルスのデューティ比が崩れている。リーダ／ライタ２００では、このような状態の信号からデータを正常に復号することはできない。
【００４８】
これに対して、本実施の形態のＲＦＩＤタグ１００では、図３に示したように、受信パワー検出回路１３０を設け、この受信パワー検出回路１３０による受信パワーの検出結果に応じて、送信信号パルスに現れる副搬送波のデューティ比を変化させる。これにより、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が近接した状態でも、離れた状態でも、ＲＦＩＤタグ１００からの信号をリーダ／ライタ２００が常に確実に受信できるようにする。
【００４９】
図６は、電源回路の構成例を示す図である。
電源回路１２０には、オペアンプ１２１と、整流回路１１０からの電源線とグランドとの間に挿入されたトランジスタＭ２１と、同様に電源線とグランドとの間に直列に挿入された抵抗Ｒ２２，Ｒ２３とが設けられている。これらの回路要素は、いわゆるシャントレギュレータ方式の電源安定化回路を構成している。
【００５０】
トランジスタＭ２１は、例えばＦＥＴである。オペアンプ１２１の一方の入力端子には、一定の基準電圧Ｖｒｅｆ１が印加される。また、他方の入力端子には、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３によって電源電圧が分圧された電圧が、基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較するための比較電圧として入力される。オペアンプ１２１は、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３により生成された比較電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ１と一致させるように動作する。
【００５１】
すなわち、整流回路１１０からの入力電圧が高くなり、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３により生成された比較電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、オペアンプ１２１は、それらの電圧差に応じた電圧をトランジスタＭ２１のゲートに印加する。トランジスタＭ２１のドレイン・ソース間には、ゲートへの印加電圧に応じた大きさのシャント電流Ｉｓｈｕｎｔが、電源線から分流される。このシャント電流Ｉｓｈｕｎｔが流れることにより、電源電圧が降下する。そして、オペアンプ１２１への比較電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１に一致するまで低下すると、トランジスタＭ２１のゲートへの印加電圧が“０”になり、シャント電流Ｉｓｈｕｎｔが流れなくなる。このような動作により、電源回路１２０から出力される電源電圧が一定に保持される。
【００５２】
このような電源回路１２０においては、リーダ／ライタ２００からの受信波から生成された電源電圧が、所定の電圧より高くなるほど、オペアンプ１２１からトランジスタＭ２１のゲートに印加される電圧が高くなる。これはすなわち、オペアンプ１２１からの出力電圧が、ＩＣチップ１０１の受信パワーの増減を示していることを意味する。そこで、本実施の形態では、オペアンプ１２１からの出力電圧を、パワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔとして受信パワー検出回路１３０に供給する。
【００５３】
図７は、受信パワー検出回路の構成例を示す図である。
図７に示す受信パワー検出回路１３０は、例として、電源回路１２０からのパワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔを基に、受信パワーの検出値を４段階のパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４として出力するものである。この受信パワー検出回路１３０は、フラッシュ型ＡＤコンバータと呼ばれる構成を有しており、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３５、コンパレータＣＰ４１〜ＣＰ４４、ラッチ回路１３１〜１３４およびＡＮＤ（論理積）ゲートＧ５１〜Ｇ５４を備えている。
【００５４】
抵抗Ｒ３１〜Ｒ３５は直列に接続されており、一定の基準電流Ｉｒｅｆが流されて、コンパレータＣＰ４１〜ＣＰ４４に供給するための比較電圧を生成する。コンパレータＣＰ４１〜ＣＰ４４のそれぞれの一方の入力端子には、電源回路からのパワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔが入力される。また、コンパレータＣＰ４１〜ＣＰ４４の他方の入力端子には、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３５によって分圧された比較電圧が供給される。
【００５５】
各コンパレータＣＰ４１〜ＣＰ４４は、パワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔが比較電圧を超えた場合に、検出信号をＨレベルにする。図７の例では、パワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔが所定の電圧を超えると、まずコンパレータＣＰ４４からの検出信号がＨレベルに変化する。そして、さらにパワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔが上昇するのに従って、コンパレータＣＰ４３，ＣＰ４２，ＣＰ４１の順で、これらの各部からの検出信号がＨレベルに変化する。
【００５６】
ラッチ回路１３１〜１３４は、受信パワーの検出タイミングを与えるためのパワー検出用クロックＣＬＫＤＥＴが入力されるごとに、それぞれコンパレータＣＰ４１〜ＣＰ４４からの検出信号をラッチする。パワー検出用クロックＣＬＫＤＥＴは、例えば、クロック生成回路１４０によって生成される。あるいは、受信パワー検出回路１３０の内部に、クロック生成回路１４０からのクロック信号を基にパワー検出用クロックＣＬＫＤＥＴを生成する分周回路が設けられてもよい。
【００５７】
ラッチ回路１３１からの出力信号はゲートＧ５４に供給され、その反転信号はゲートＧ５１〜Ｇ５３に供給される。ラッチ回路１３２からの出力信号はゲートＧ５３，Ｇ５４に供給され、その反転信号はゲートＧ５１，Ｇ５２に供給される。ラッチ回路１３３からの出力信号はゲートＧ５２〜Ｇ５４に供給され、その反転信号はゲートＧ５１に供給される。ラッチ回路１３４からの出力信号は、ゲートＧ５１〜Ｇ５４に出力される。ゲートＧ５１〜Ｇ５４からの出力信号は、それぞれパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４としてロジック回路１７０に出力される。
【００５８】
このような構成により、パワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔが、抵抗Ｒ３４，Ｒ３５の間で分圧された比較電圧より高い状態において、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４のうちのいずれか１つのみがＨレベルになる。すなわち、このような状態において、パワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔが上昇するのに従って、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１，ＰＷＬＶ２，ＰＷＬＶ３，ＰＷＬＶ４の順に、出力信号がＨレベルとなるＡＮＤゲートＧ５１〜Ｇ５４が変化していく。
【００５９】
図８は、ロジック回路が備える機能を示す図である。
ロジック回路１７０は、符号化回路１７１、分周回路１７２および信号重畳回路１７３を備えている。
【００６０】
符号化回路１７１は、リーダ／ライタ２００からの受信コマンドに応じたデータをメモリ１８０から読み込み、所定の符号化方式に従って符号化データＭｏｄｅｎを生成する。本実施の形態では、マンチェスタ符号化方式によって符号化データＭｏｄｅｎが生成される。
【００６１】
分周回路１７２は、クロック生成回路１４０からのクロック信号ＣＬＫを分周して、クロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ３を生成し、信号重畳回路１７３に供給する。クロック信号ＣＬＫの周波数をＦｓとすると、クロック信号ＣＬＫ１の周波数はＦｓ／２、クロック信号ＣＬＫ２の周波数はＦｓ／４、クロック信号ＣＬＫ３の周波数はＦｓ／８とされる。
【００６２】
ここで、クロック信号ＣＬＫ３は、本来の副搬送波に対応するパルスである。また、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２は、送信信号パルスＭＯＤＯＮに現れる副搬送波のデューティ比を変化させるために利用されるパルスである。
【００６３】
信号重畳回路１７３は、符号化回路１７１からの符号化データＭｏｄｅｎと、分周回路１７２からの副搬送波とを重畳して、送信信号パルスＭＯＤＯＮを生成する。このとき、信号重畳回路１７３は、分周回路１７２からのクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ３を利用し、受信パワー検出回路１３０からのパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４に応じて、送信信号パルスＭＯＤＯＮに現れる副搬送波のデューティ比を変化させる。
【００６４】
図９は、信号重畳回路の内部構成例を示す図である。
信号重畳回路１７３は、ＡＮＤゲートＧ７１〜Ｇ７６とＯＲ（論理和）ゲートＧ７７，Ｇ７８とを備えている。
【００６５】
ＡＮＤゲートＧ７１には、符号化回路１７１からの符号化データＭｏｄｅｎと、分周回路１７２からのクロック信号ＣＬＫ３とが入力される。ＡＮＤゲートＧ７２には、ＡＮＤゲートＧ７１からの出力信号と、分周回路１７２からのクロック信号ＣＬＫ２とが入力される。ＯＲゲートＧ７７には、分周回路１７２からのクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２が入力される。
【００６６】
ＡＮＤゲートＧ７３には、ＡＮＤゲートＧ７２からの出力信号と、分周回路１７２からのクロック信号ＣＬＫ１と、受信パワー検出回路１３０からのパワーレベル信号ＰＷＬＶ４とが入力される。ＡＮＤゲートＧ７４には、ＡＮＤゲートＧ７２からの出力信号と、受信パワー検出回路１３０からのパワーレベル信号ＰＷＬＶ２とが入力される。ＡＮＤゲートＧ７５には、ＡＮＤゲートＧ７１、ＯＲゲートＧ７７からの各出力信号と、受信パワー検出回路１３０からのパワーレベル信号ＰＷＬＶ３とが入力される。ＡＮＤゲートＧ７６には、ＡＮＤゲートＧ７１からの出力信号と、受信パワー検出回路１３０からのパワーレベル信号ＰＷＬＶ４とが入力される。
【００６７】
ＡＮＤゲートＧ７３〜Ｇ７６からの各出力信号は、それぞれパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４がＨレベルである場合の送信信号パルスＭＯＤＯＮ１〜ＭＯＤＯＮ４に対応する。これらの信号は、ＯＲゲートＧ７８を通じて、送信信号パルスＭＯＤＯＮとして変調回路１６０に出力される。
【００６８】
このような回路構成において、ＡＮＤゲートＧ７１は、デューティ比が１：１である本来の副搬送波と、符号化データＭｏｄｅｎとを重畳する機能を果たす。ＡＮＤゲートＧ７１は、符号化回路１７１からの符号化データＭｏｄｅｎがＨレベルの期間において、クロック信号ＣＬＫ３を出力する。従って、このＡＮＤゲートＧ７１により、符号化データＭｏｄｅｎがＨレベルの期間にのみ副搬送波が現れるような送信信号パルスが生成される。そして、ＡＮＤゲートＧ７１以外の回路要素は、生成された送信信号パルスに現れる副搬送波のデューティ比を、受信パワーに応じて変化させるための機能を果たす。
【００６９】
図１０は、信号重畳回路の内部に発生する信号波形を示す図である。なお、図１０では、クロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ３の基になったクロック信号ＣＬＫも、参考のために示している。
【００７０】
ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が十分近く、受信パワーが最大となる場合には、パワーレベル信号ＰＷＬＶ４がＨレベルとなる。このとき、信号重畳回路１７３の出力段のＯＲゲートＧ７８からは、ＡＮＤゲートＧ７６からの送信信号パルスＭＯＤＯＮ４が出力される。図１０に示すように、送信信号パルスＭＯＤＯＮ４に現れる副搬送波のデューティ比は、１：１となる。
【００７１】
また、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が離れることにより、受信パワーが１段階低下し、パワーレベル信号ＰＷＬＶ３がＨレベルになると、ＯＲゲートＧ７８からは、ＡＮＤゲートＧ７５からの送信信号パルスＭＯＤＯＮ３が出力される。図１０に示すように、送信信号パルスＭＯＤＯＮ３に現れる副搬送波のデューティ比は、ＡＮＤゲートＧ７５およびＯＲゲートＧ７７の動作により３：５に変化する。
【００７２】
さらに受信パワーが１段階低下し、パワーレベル信号ＰＷＬＶ２がＨレベルになると、ＯＲゲートＧ７８からは、ＡＮＤゲートＧ７４からの送信信号パルスＭＯＤＯＮ２が出力される。図１０に示すように、送信信号パルスＭＯＤＯＮ２に現れる副搬送波のデューティ比は、ＡＮＤゲートＧ７２の動作により２：６に変化する。
【００７３】
さらに受信パワーが１段階低下し、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１がＨレベルになると、ＯＲゲートＧ７８からは、ＡＮＤゲートＧ７３からの送信信号パルスＭＯＤＯＮ１が出力される。図１０に示すように、送信信号パルスＭＯＤＯＮ１に現れる副搬送波のデューティ比は、ＡＮＤゲートＧ７２，Ｇ７３の動作により１：７に変化する。
【００７４】
図１１は、ＲＦＩＤタグとリーダ／ライタとの間の送受信信号の波形の例を示す図である。なお、図１１では、上記の図５と同様に、論理値“０”を示す１シンボル分の信号が送信される場合の信号波形を示している。
【００７５】
ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が十分近く、ＲＦＩＤタグ１００において十分な駆動電力が得られる場合には、図１１（Ａ）に示すように、送信信号パルスＭＯＤＯＮに現れる副搬送波のデューティ比は１：１とされる。また、図１１（Ｂ）は、図１１（Ａ）の場合と比較して、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が離れた場合を示している。図１１（Ｃ）は、図１１（Ｂ）の場合と比較して、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離がさらに離れた場合を示している。このように、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が離れるほど、送信信号パルスＭＯＤＯＮに現れる副搬送波の波形では、Ｈレベルの期間よりＬレベルの期間の方が長くされる。
【００７６】
以上のように送信信号パルスＭＯＤＯＮの波形が制御され、このような送信信号パルスＭＯＤＯＮが変調回路１６０に入力されることにより、ＩＣチップ１０１に対するアンテナ１０２の接続端子間に生じる変調信号の波形のデューティ比も変化する。これにより、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が図１１（Ａ）〜（Ｃ）に対応するどの距離になった場合でも、リーダ／ライタ２００においてＲＦＩＤタグ１００からの信号を正確に受信し、復調できるようになる。従って、信号を送受信することが可能な範囲を拡大することができる。
【００７７】
また、本実施の形態では、既存の電源回路１２０内のノードから、受信パワーを検出するための検出信号であるパワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔを得ている。このような構成により、回路構成を大きく変更することなく、上記のような波形制御を実現できる。従って、製造・開発コストや回路実装面積が増大することを抑止できる。
【００７８】
なお、図９に示した信号重畳回路１７３では、本来の副搬送波と符合化データとを重畳する回路であるＡＮＤゲートＧ７１の後段に、その出力信号に現れる副搬送波のデューティ比を可変する回路を設ける構成とした。しかし、この他に例えば、前段に、副搬送波自体のデューティ比を可変する回路を設け、その後段に、デューティ比が調整された副搬送波と符合化データとを重畳する回路を設ける構成としてもよい。
【００７９】
このような構成の場合、例えば、本実施の形態のように、符号化データがＨレベルの期間に副搬送波が現れるように信号を重畳する方式の他、符合化データがＨレベルの期間に副搬送波が現れ、符号化データがＬレベルの期間をＨレベルに固定するように信号を重畳する方式（例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ１４４４３のタイプＡ方式）、重畳する副搬送波の位相を符合化データのレベルごとに変える方式（例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ１４４４３のタイプＢ方式）、２つの異なる周波数の副搬送波を符合化データのレベルごとに切り替えて重畳する方式（例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ１５６９３の双副搬送波方式）などを適用した場合にも、同様の構成の前段回路を用いて、送信信号パルスに現れる副搬送波のデューティ比を容易に可変できるようになる。なお、これらの方式の場合でも、本実施の形態のように、本来の副搬送波と符号化データとを重畳する回路の後段において、デューティ比を可変する回路を設ける構成としてもよい。
［第２の実施の形態］
上記の第１の実施の形態では、電源回路１２０のシャントレギュレータ内のオペアンプ１２１からトランジスタＭ２１のゲートに印加される電圧を、受信パワー検出用の電圧として利用した。これに対して、以下の第２の実施の形態では、シャントレギュレータに流れるシャント電流を基に、受信パワーを検出する構成を採用する。
【００８０】
図１２は、第２の実施の形態のＲＦＩＤタグにおける電源回路の回路構成例を示す図である。なお、この図１２では、図６に対応する構成要素には同じ符号を付して示している。
【００８１】
図１２に示した電源回路１２０ａでは、例として、トランジスタＭ２１のドレイン・ソース間に流れるシャント電流Ｉｓｈｕｎｔをそのまま検出する代わりに、トランジスタＭ２２，Ｍ２３からなるカレントミラー回路を用いて、シャント電流Ｉｓｈｕｎｔに応じた電流を検出する。すなわち、トランジスタＭ２１のドレインと、整流回路１１０からの電源線との間に、トランジスタＭ２２を挿入し、トランジスタＭ２２のゲートとソースとを接続する。また、トランジスタＭ２２，Ｍ２３のゲート同士、ドレイン同士を接続することで、カレントミラー回路を構成する。そして、トランジスタＭ２３のドレイン・ソース間を流れる電流を、パワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔとして、次の図に示す受信パワー検出回路に供給する。
【００８２】
このような構成では、例えば、トランジスタＭ２２，Ｍ２３のサイズをＭ：１（ただし、Ｍ＞１）とすることで、パワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔを、シャント電流Ｉｓｈｕｎｔの１／Ｍ倍とすることができる。これにより、パワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔの電圧を、後述する比較回路において基準電圧と比較するために必要な電流に適合させることができる。なお、このようなカレントミラー回路を設けずに、図６の構成におけるシャント電流Ｉｓｈｕｎｔをそのままパワー検出電流として利用してもよい。
【００８３】
図１３は、第２の実施の形態のＲＦＩＤタグにおける受信パワー検出回路の構成例を示す図である。
図１３に示す受信パワー検出回路１３０ａは、図７に示した受信パワー検出回路１３０と同様に、受信パワーを４段階のパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４として検出する。この受信パワー検出回路１３０ａは、抵抗Ｒ３６〜Ｒ４０、コンパレータＣＰ４６〜ＣＰ４９、ラッチ回路１３６〜１３９およびＡＮＤゲートＧ５６〜Ｇ５９を備えている。
【００８４】
抵抗Ｒ３６〜Ｒ４０は直列に接続されており、電源回路１２０ａからのパワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔが流されて、コンパレータＣＰ４６〜ＣＰ４９に供給するための、受信パワーに応じた比較電圧を生成する。コンパレータＣＰ４６〜ＣＰ４９のそれぞれの一方の入力端子には、一定の基準電圧Ｖｒｅｆ２が入力される。また、コンパレータＣＰ４６〜ＣＰ４９の他方の入力端子には、抵抗Ｒ３６〜Ｒ４０によって分圧された比較電圧が供給される。
【００８５】
各コンパレータＣＰ４６〜ＣＰ４９は、比較電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２を超えた場合に、検出信号をＨレベルにする。図１３の例では、パワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔが一定の電流値を超えると、まずコンパレータＣＰ４６からの検出信号がＨレベルに変化する。そして、さらにパワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔが上昇するのに従って、コンパレータＣＰ４７，ＣＰ４８，ＣＰ４９の順で、これらの各部からの検出信号がＨレベルに変化する。
【００８６】
ラッチ回路１３６〜１３９は、受信パワーの検出タイミングを与えるためのパワー検出用クロックＣＬＫＤＥＴが入力されるごとに、それぞれコンパレータＣＰ４６〜ＣＰ４９からの検出信号をラッチする。
【００８７】
ラッチ回路１３６からの出力信号は、ゲートＧ５６〜Ｇ５９に供給される。ラッチ回路１３７からの出力信号はゲートＧ５７〜Ｇ５９に供給され、その反転信号はゲートＧ５６に供給される。ラッチ回路１３８からの出力信号はゲートＧ５８，Ｇ５９に供給され、その反転信号はゲートＧ５６，Ｇ５７に供給される。ラッチ回路１３９からの出力信号はゲートＧ５９に供給され、その反転信号はゲートＧ５６〜Ｇ５８に供給される。ゲートＧ５６〜Ｇ５９からの出力信号は、それぞれパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４としてロジック回路１７０に出力される。
【００８８】
このような構成により、パワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔが上昇し、抵抗Ｒ３６，Ｒ３７の間で分圧された電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２より高くなった状態において、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４のうちのいずれか１つのみがＨレベルになる。すなわち、このような状態において、パワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔが上昇するのに従って、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１，ＰＷＬＶ２，ＰＷＬＶ３，ＰＷＬＶ４の順に、出力信号がＨレベルとなるＡＮＤゲートＧ５６〜Ｇ５９が変化していく。従って、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４を、図９に示した信号重畳回路１７３に入力することにより、第１の実施の形態と同様な送信信号パルスＭＯＤＯＮの波形制御を実行可能になる。
【００８９】
以上の第２の実施の形態では、第１の実施の形態と同様に、受信パワーに応じて送信信号パルスＭＯＤＯＮに現れる副搬送波のデューティ比が可変されるので、信号を送受信することが可能なＲＦＩＤタグとリーダ／ライタとの距離を拡大することができる。また、本実施の形態では、既存の電源回路に流れる電流を利用して、受信パワーを検出するための検出信号であるパワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔを得ている。このような構成により、回路構成の変更を最小限に留めながら、上記のような波形制御を実現できる。従って、製造・開発コストや回路実装面積が増大することを抑止できる。
［第３の実施の形態］
第３の実施の形態では、電源回路において、上記のシャントレギュレータの代わりに、デジタルボリューム方式と呼ばれる電源安定化手段を採用した場合のＲＦＩＤタグの変形例について説明する。
【００９０】
図１４は、第３の実施の形態のＲＦＩＤタグにおける電源回路の回路構成例を示す図である。
図１４に示す電源回路１２０ｂは、抵抗Ｒ６１，Ｒ６２、コンパレータＣＰ６３、ラッチ回路１４１、アップダウンカウンタ１４２、トランジスタＭ６４＿１〜Ｍ６４＿ｎ（ただし、ｎは１以上の整数）および抵抗Ｒ６５＿１〜Ｒ６５＿ｎを備えている。これらの回路要素は、デジタルボリューム方式の電源安定化回路を構成している。
【００９１】
抵抗Ｒ６１，Ｒ６２は、整流回路１１０からの電源線とグランドとの間に直列に挿入されており、電源線の電圧を分圧して比較電圧を生成し、コンパレータＣＰ６３に出力する。コンパレータＣＰ６３の他方の入力端子には、所定の基準電圧Ｖｒｅｆ３が入力される。コンパレータＣＰ６３は、比較電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ３より高くなると、出力信号をＨレベルに変化させる。
【００９２】
ラッチ回路１４１は、コンパレータＣＰ６３からの出力信号を、サンプリングクロックＣＬＫＳＭＰが入力されるごとにラッチして、ラッチ信号をアップダウンカウンタ１４２に出力する。
【００９３】
アップダウンカウンタ１４２は、ｎビットのカウンタとして構成される。このアップダウンカウンタ１４２は、ラッチ回路１４１の出力信号がＨレベルの場合、すなわち、入力電圧が所定の電圧より高い場合には、カウント値を増加させる。また、ラッチ回路１４１の出力信号がＬレベルのとき、すなわち、入力電圧が所定の電圧以下の場合には、カウント値を減少させる。
【００９４】
アップダウンカウンタ１４２のカウント値における下位からの各ビットに対応するビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎは、それぞれトランジスタＭ６４＿１，Ｍ６４＿２，……，Ｍ６４＿ｎのゲートに供給される。トランジスタＭ６４＿１，Ｍ６４＿２，……，Ｍ６４＿ｎは、例えばＦＥＴであり、これらと電源線との間には、抵抗Ｒ６５＿１，Ｒ６５＿２，……，Ｒ６５＿ｎがそれぞれ接続されている。
【００９５】
このような構成により、トランジスタＭ６４＿１，Ｍ６４＿２，……，Ｍ６４＿ｎがビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎに応じてそれぞれオンになると、電源線の負荷が、対応する抵抗Ｒ６５＿１，Ｒ６５＿２，……，Ｒ６５＿ｎの抵抗値の分だけ変化する。
【００９６】
入力電圧が増加し、アップダウンカウンタ１４２のカウント値が増加するのに従って、電源線の負荷が増加する。このとき、電源回路１２０ｂは、出力電圧を低下させるように動作する。逆に、入力電圧が低下し、アップダウンカウンタ１４２のカウント値が減少するのに従って、電源線の負荷が減少する。このとき、電源回路１２０ｂは、出力電圧を増加させるように動作する。このような動作により、出力電圧が一定に保持される。
【００９７】
なお、抵抗Ｒ６５＿１，Ｒ６５＿２，……，Ｒ６５＿ｎの抵抗値は、順に１／２倍ずつ小さくされている。
以上の電源回路１２０ｂにおいては、アップダウンカウンタ１４２のカウント値が、受信パワーの増減に応じて変化している。そこで、本実施の形態では、アップダウンカウンタ１４２のカウント値、すなわちビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎを受信パワー検出回路１３０ｂにも出力する。そして、受信パワー検出回路１３０ｂにおいて、ビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎを基に、例えばｍ段階（ただし、ｍは１以上の整数）のパワーレベル信号ＰＷＬＶ１，ＰＷＬＶ２，……，ＰＷＬＶｍを生成する。
【００９８】
受信パワー検出回路１３０ｂは、例えば、ビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎを基にパワーレベル信号ＰＷＬＶ１，ＰＷＬＶ２，……，ＰＷＬＶｍを生成するデコード機能を備えていればよい。
【００９９】
なお、受信パワー検出回路１３０ｂには、必ずしもすべてのビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎを供給する必要はない。例えば、アップダウンカウンタ１４２のカウント値の上位数ビットに対応するビット信号のみを受信パワー検出回路１３０ｂに供給してもよい。また、受信パワー検出回路１３０ｂに供給されるビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎの数が、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１，ＰＷＬＶ２，……，ＰＷＬＶｍの数、すなわち受信パワー検出の段階数と一致している必要もない。
【０１００】
図１５は、ビット信号に応じたデコード機能を備えた受信パワー検出回路の構成例を示す図である。
この図１５では、例として、ｎ＝ｍ＝４とし、受信パワー検出回路１３０ｂは、４桁のビット信号のうち上位２ビットのビット信号ｄｉｇｖ３，ｄｉｇｖ４から４段階のパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４をデコードするものとする。受信パワー検出回路１３０ｂは、ゲートＧ８１〜Ｇ８４を備えている。
【０１０１】
電源回路１２０ｂからのビット信号ｄｉｇｖ３はゲートＧ８２，Ｇ８４に供給され、その反転信号はゲートＧ８１，Ｇ８３に供給される。また、電源回路１２０ｂからのビット信号ｄｉｇｖ４はゲートＧ８３，Ｇ８４に供給され、その反転信号はゲートＧ８１，Ｇ８２に供給される。ゲートＧ８１〜Ｇ８４からは、それぞれパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４が出力される。
【０１０２】
このような構成により、アップダウンカウンタ１４２のカウント値のうちの下位から３桁目および４桁目による２ビットの値が“００”“０１”“１０”“１１”とカウントアップされるのに従って、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１，ＰＷＬＶ２，ＰＷＬＶ３，ＰＷＬＶ４の順に、出力信号がＨレベルとなるＡＮＤゲートＧ８１〜Ｇ８４が変化していく。従って、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４を、図９に示した信号重畳回路１７３に入力することにより、第１の実施の形態と同様な送信信号パルスＭＯＤＯＮの波形制御を実行可能になる。
【０１０３】
以上の第３の実施の形態では、前述の第１，第２の実施の形態と同様に、受信パワーに応じて送信信号パルスＭＯＤＯＮに現れる副搬送波のデューティ比が可変される。このため、信号を送受信することが可能なＲＦＩＤタグとリーダ／ライタとの距離を拡大することができる。また、本実施の形態では、既存の電源回路からの出力信号を、受信パワーを検出するための検出信号としても利用している。このような構成により、回路構成の変更を大きく変更することなく、上記のような波形制御を実現できる。従って、製造・開発コストや回路実装面積が増大することを抑止できる。
【０１０４】
以上の実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１） アンテナと、外部機器から前記アンテナを通じて電力の供給を受けて情報を送受信する半導体装置とを備えた通信装置において、
前記アンテナを通じて受信された受信波の強度を検出する強度検出部と、
前記外部機器に送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する送信信号生成部と、
前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を、検出された前記受信波の強度に応じて変化させるパルス制御部と、
前記送信信号生成部から出力された前記送信信号パルスに応じて負荷変調を行う変調部と、
を有することを特徴とする通信装置。
【０１０５】
（付記２） 前記パルス制御部は、前記受信波の強度が小さいほど、前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスにおけるハイレベルの期間を短くすることを特徴とする付記１記載の通信装置。
【０１０６】
（付記３） 前記受信波から得られた電源電圧に応じた電圧を、所定の基準電圧に一致させるように動作する制御アンプと、前記制御アンプからの出力電圧に応じて、前記電源電圧が印加される電源線から電流を分流するトランジスタとを備え、前記電源電圧を安定化するように動作する電圧安定化部をさらに有し、
前記強度検出部は、前記制御アンプからの出力電圧を基に、前記受信波の強度を検出することを特徴とする付記１または２に記載の通信装置。
【０１０７】
（付記４） 前記受信波から得られた電源電圧に応じた電圧を、所定の基準電圧に一致させるように動作する制御アンプと、前記制御アンプからの出力電圧に応じて、前記電源電圧が印加される電源線から電流を分流するトランジスタとを備え、前記電源電圧を安定化するように動作する電圧安定化部をさらに有し、
前記強度検出部は、前記トランジスタにより前記電源線から分流される電流を基に、前記受信波の強度を検出することを特徴とする付記１または２に記載の通信装置。
【０１０８】
（付記５） 前記受信波から得られた電源電圧に応じた電圧を、所定の基準電圧と比較する比較部と、前記比較部による比較結果に応じてカウント値を増減するカウンタ部と、前記カウンタ部による前記カウント値の各ビットに対応するビット信号に応じてそれぞれスイッチング動作することで、前記電源電圧が入力される電源線の負荷を調整する負荷調整部とを備え、前記電源電圧を安定化するように動作するデジタル式電圧安定化部をさらに有し、
前記強度検出部は、前記カウンタ部による前記カウント値を基に、前記受信波の強度を検出することを特徴とする付記１または２に記載の通信装置。
【０１０９】
（付記６） 入力クロック信号を分周するクロック分周部をさらに有し、
前記送信信号生成部は、前記クロック分周部からの分周クロック信号のうちの１つを前記基準パルスとして利用し、
前記パルス制御部は、前記クロック分周部からの複数の分周クロック信号を基に、前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を変化させる、
ことを特徴とする付記１〜５のいずれか１つに記載の通信装置。
【０１１０】
（付記７） 前記パルス制御部は、前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を、前記クロック分周部からの複数の分周クロック信号を基に前記受信波の強度の段階ごとに変化させた強度別信号パルスを生成し、前記各強度別信号パルスのうちの１つを前記強度検出部により検出された前記受信波の強度に応じて選択し、前記送信信号パルスとして出力することを特徴とする付記６記載の通信装置。
【０１１１】
（付記８） アンテナを通じて外部機器から電力の供給を受けて情報を送受信する半導体装置において、
前記アンテナを通じて受信された受信波の強度を検出する強度検出部と、
前記外部機器に送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する送信信号生成部と、
前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を、検出された前記受信波の強度に応じて変化させるパルス制御部と、
前記送信信号生成部から出力された前記送信信号パルスに応じて負荷変調を行う変調部と、
を有することを特徴とする半導体装置。
【図面の簡単な説明】
【０１１２】
【図１】通信装置の概要を示す図である。
【図２】第１の実施の形態の非接触通信システムの構成を示す図である。
【図３】第１の実施の形態におけるＲＦＩＤタグの内部構成を示す図である。
【図４】変調回路の回路構成例を示す図である。
【図５】駆動電力が小さい状態に最適化した場合の送受信信号の波形の例を示す図である。
【図６】電源回路の構成例を示す図である。
【図７】受信パワー検出回路の構成例を示す図である。
【図８】ロジック回路が備える機能を示す図である。
【図９】信号重畳回路の内部構成例を示す図である。
【図１０】信号重畳回路の内部に発生する信号波形を示す図である。
【図１１】ＲＦＩＤタグとリーダ／ライタとの間の送受信信号の波形の例を示す図である。
【図１２】第２の実施の形態のＲＦＩＤタグにおける電源回路の回路構成例を示す図である。
【図１３】第２の実施の形態のＲＦＩＤタグにおける受信パワー検出回路の構成例を示す図である。
【図１４】第３の実施の形態のＲＦＩＤタグにおける電源回路の回路構成例を示す図である。
【図１５】ビット信号に応じたデコード機能を備えた受信パワー検出回路の構成例を示す図である。
【図１６】非接触型のＩＣチップを用いたシステムにおける送受信信号の波形の例を示す図である。
【符号の説明】
【０１１３】
１ 通信装置
１０ 半導体装置
１１ 強度検出部
１２ 送信信号生成部
１３ 変調部
１４ パルス制御部
２０ アンテナ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アンテナと、このアンテナを通じて外部機器から電力の供給を受けて情報を送受信する半導体装置とを備えた通信装置、およびその半導体装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、非接触で外部との情報の受け渡しが可能なＩＣ（Integrated Circuit）チップが注目されている。例えば、このようなＩＣチップにＩＤを記憶させ、商品などの識別や管理に利用することが考えられている。このような用途の非接触ＩＣチップは、ＲＦＩＤ（Radio Frequency ID）タグなどと呼ばれる。
【０００３】
非接触型のＩＣチップは、一般的に、リーダ／ライタからの電波あるいは電磁波を基に駆動電力を発生し、読み取り器と無線通信して、ＩＣチップのメモリ内に記憶されたＩＤなどの情報をリーダ／ライタに送信する。このため、リーダ／ライタとの間の距離が離れるほど、ＩＣチップが発生する駆動電力が小さくなり、リーダ／ライタに対して正常に情報を送信できなくなる。
【０００４】
図１６は、非接触型のＩＣチップを用いたシステムにおける送受信信号の波形の例を示す図である。なお、ここでは、ＩＳＯ／ＩＥＣ（International Organization for Standardization/International Electrotechnical Commission）１５６９３の単一副搬送波方式に従って、ＩＣチップからリーダ／ライタに対して情報が送信される場合を想定する。
【０００５】
非接触型のＩＣチップ内では、リーダ／ライタからの受信信号に応答して、所定の送信データが生成される。この送信データは規定された方式で符号化され、さらに副搬送波と重畳される。図１６において、送信信号パルスは、送信データと副搬送波とが重畳された信号を示している。この図１６では例として、論理値“０”を示す１シンボル分の送信信号パルスを示しており、１シンボル中の前半には８パルスの副搬送波が現れ、後半はＬ（ロー）レベルに固定される。
【０００６】
ＩＣチップでは、このように生成された送信信号パルスに応じて搬送波が振幅変調され、リーダ／ライタに対して信号が送信される。図１６において、アンテナ端子間信号は、変調によりアンテナ端子間に生じる変調信号を示している。リーダ／ライタは、ＩＣチップから受信した信号を復調し、送信信号パルスに対応する受信信号パルスを得る。
【０００７】
ここで、図１６（Ａ）は、ＩＣチップとリーダ／ライタとの距離が十分近い場合の波形を示しており、この場合にはリーダ／ライタにおいて信号を正確に受信できる。しかし、ＩＣチップとリーダ／ライタとの距離が離れるほど、リーダ／ライタからの受信波を基にＩＣチップが発生する駆動電力が小さくなる。駆動電力が小さくなると、ＩＣチップのアンテナ端子間に生じる変調信号の波形の立ち上がりが鈍る。
【０００８】
図１６（Ｂ）は、図１６（Ａ）の場合と比較してＩＣチップとリーダ／ライタとの距離が離れている場合を示している。また、図１６（Ｃ）は、これらの距離が図１６（Ｂ）の場合よりさらに離れている場合を示している。これらの図のように、ＩＣチップが受け取る電力が小さくなると、アンテナ端子間信号の波形の立ち上がりが鈍り、その信号強度も小さくなる。そして、リーダ／ライタでは、ＩＣチップからの信号を受信できたとしても、得られる受信信号パルスの強度は小さくなり、その波形のデューティ比も崩れる。このような状態になると、リーダ／ライタでは、ＩＣチップからの信号を正確に受信できなくなってしまう。
【０００９】
なお、上記に関連する従来の技術として、受電電力レベルに対する集積回路の消費電力レベルを検出し、この消費電力レベルに応じて動作クロック周波数を変化させるようにした非接触型ＩＣカードがあった（例えば、特許文献１参照）。また、アンテナで受信した高周波信号を検波した検波信号を高速度でサンプリングし、その検波信号の信号レベルの分布に応じて、伝送されたデータを復号するようにしたリーダ／ライタがあった（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００５−１９１９６１号公報
【特許文献２】特開２００１−１７５８２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記のように、非接触型のＩＣチップとリーダ／ライタとの距離が離れるほど、ＩＣチップのアンテナ端子間に現れる、情報送信のための変調信号波形の立ち上がりが鈍る。このため、リーダ／ライタにおいてＩＣチップからの信号を正確に受信できなくなるという問題があった。これに対して、ＩＣチップで生成する送信信号パルスの形状を調整して、リーダ／ライタとの距離が離れている状態に最適化する方法が考えられる。しかし、この場合には逆に、ＩＣチップがリーダ／ライタと十分接近し、大きな駆動電力が得られる状態では、リーダ／ライタにおいて情報を正常に受信できなくなってしまう。
【００１１】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、送信先の装置との距離に応じて駆動電力が変動した場合でも、信号を正常に送信することが可能な通信装置および半導体装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、アンテナと、外部機器から前記アンテナを通じて電力の供給を受けて情報を送受信する半導体装置とを備えた通信装置が提供される。この通信装置は、前記アンテナを通じて受信された受信波の強度を検出する強度検出部と、前記外部機器に送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する送信信号生成部と、前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を、検出された前記受信波の強度に応じて変化させるパルス制御部と、前記送信信号生成部から出力された前記送信信号パルスに応じて負荷変調を行う変調部と、を有する。
【００１３】
この通信装置は、外部機器からアンテナを通じて電力の供給を受けて駆動する。強度検出部は、アンテナを通じて受信された受信波の強度を検出する。送信信号生成部は、外部機器に送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する。変調部は、送信信号生成部から出力された送信信号パルスに応じて負荷変調を行う。これにより、送信データに応じた無線信号が外部機器に送信される。パルス制御部は、送信信号パルスに現れる基準パルスのデューティ比を、検出された受信波の強度に応じて変化させる。これにより、負荷変調後の変調信号波形の形状が、受信波の強度に応じて制御される。
【００１４】
また、上記目的を達成するために、上記の通信装置が備えている半導体装置が提供される。
【発明の効果】
【００１５】
上記の通信装置および半導体装置によれば、外部機器との距離の変化に応じて駆動電力が変化した場合でも、外部機器に対して信号を正常に送信できるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
図１は、実施の形態に係る通信装置の概要を示す図である。
図１に示すように、通信装置１は、半導体装置１０とアンテナ２０とを備えている。半導体装置１０は、アンテナ２０を通じて外部機器との間で非接触で通信することが可能な半導体集積回路である。このような通信装置１としては、例えば、ＲＦＩＤタグ、あるいは、携帯電話機を始めとする携帯機器などが考えられる。
【００１７】
半導体装置１０は、アンテナ２０を通じて図示しない外部機器から非接触で受信した受信波を基に、駆動電力を発生する。そして、その駆動電力により、外部機器との間で非接触で通信する。この半導体装置１０は、強度検出部１１、送信信号生成部１２、変調部１３およびパルス制御部１４を備えている。
【００１８】
強度検出部１１は、アンテナ２０を通じて受信された受信波の強度を検出する。この強度検出部１１は、例えば、受信波から得られた直流電圧を安定化して装置内に電源として供給する電源回路から信号の供給を受け、この信号を基に受信波の強度を検出することができる。
【００１９】
送信信号生成部１２には、外部機器に送信する送信データと、基準パルスとが入力される。送信信号生成部１２は、これらの送信データと基準パルスとを重畳して、送信信号パルスを生成する。
【００２０】
基準パルスは、例えば、搬送波を振幅変調するために用意される副搬送波である。送信信号生成部１２は、例えば、送信データのレベルに応じて、送信信号パルスにおいて基準パルスが現れる期間と、Ｈ（ハイ）レベルまたはＬレベルに固定される期間とを決定する。このような信号の重畳方法は、例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ１４４４３のタイプＡ方式、ＩＳＯ／ＩＥＣ１５６９３の単一副搬送波方式などに利用されている。また、この他の方法の例として、送信データのレベルに応じて基準パルスの位相が逆転される、あるいは、送信データのレベルに応じて異なる周波数の基準パルスが選択的に出力されるなどの方法で、信号の重畳が行われてもよい。前者は、ＩＳＯ／ＩＥＣ１４４４３のタイプＢ方式、後者は、ＩＳＯ／ＩＥＣ１５６９３の双副搬送波方式などにそれぞれ利用されている。
【００２１】
変調部１３は、送信信号生成部１２から出力された送信信号パルスに応じて負荷変調を行う。すなわち、変調部１３は、送信信号パルスに応じて、アンテナ２０のインピーダンスを変化させる。これにより、アンテナ２０から送信される搬送波が振幅変調され、信号の送信が行われる。
【００２２】
パルス制御部１４は、送信信号パルスに現れる基準パルスのデューティ比を、強度検出部１１による受信波の強度の検出結果に応じて変化させる。これにより、通信装置１と外部機器との間の距離が変化した場合でも、この外部機器に対して信号を正常に送信できるようになる。
【００２３】
ここで、通信装置１と、電力供給元の外部機器との距離が離れるほど、通信装置１で得られる駆動電力は小さくなる。そして、駆動電力が小さくなるほど、変調部１３から出力される変調信号の立ち上がりが鈍り、外部機器において通信装置１からの送信信号を正常に受信できなくなる。一方、駆動電力が小さい場合でも、送信信号パルスに現れる基準パルスにおけるＬレベルの期間をＨレベルの期間より相対的に長くすることで、外部機器で信号を受信できなくなる事態を回避できる。
【００２４】
そこで、パルス制御部１４は、受信波の強度により、外部機器との距離を判定する。そして、受信波の強度が小さくなるほど、送信信号パルスに現れる基準パルスにおけるＬレベルの期間を長くする。これにより、従来と比較して外部機器との距離がより離れた場合でも信号を正常に送信できるようになり、通信可能な距離が長くなる。また、このように信号を正常に送信できる範囲であれば、外部機器との距離に関係なく信号を常に正常に送信でき、通信可能な範囲が広くなる。
【００２５】
なお、上記の通信装置１としては、副搬送波を用いずに信号を送信するものを適用することも可能である。例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ１８０４２ＮＦＣ（Near Field Communication）では、送信データを符号化したマンチェスタ符号によって直接負荷変調が行われる。マンチェスタ符号では、論理値“１”の場合、１シンボル中の前半がＨレベル、後半がＬレベルとなり、論理値“０”ではその逆となる。従って、１シンボルにおけるＨレベルとなる期間とＬレベルとなる期間との比を受信波の強度に応じて変化させることで、上記と同様に通信可能な距離を長くすることができる。
【００２６】
上記の送信信号生成部１２は、例えば、１シンボル分の周期を有する基準パルスの位相を、送信データに応じて反転するか否かを決定するなどの方法により、送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスとしてマンチェスタ符号を生成できる。この送信信号パルスにおいては、Ｈレベルの期間に基準パルスが現れることになる。そして、パルス制御部１４により、送信信号パルスに現れる基準パルスのデューティ比を制御することで、通信可能な距離を長くすることができる。
【００２７】
次に、上記の通信装置として、ＩＳＯ／ＩＥＣ１５６９３の単一副搬送波方式に準拠したＲＦＩＤタグを適用した場合を想定して、通信装置についてのより具体的な構成および動作を説明する。
［第１の実施の形態］
図２は、第１の実施の形態の非接触通信システムの構成を示す図である。
【００２８】
本実施の形態の非接触通信システムは、ＲＦＩＤタグ１００、リーダ／ライタ（Ｒ／Ｗ）２００およびコンピュータ３００を備えている。リーダ／ライタ２００は、上位装置であるコンピュータ３００の制御の下で、ＲＦＩＤタグ１００に対して信号を送信するとともに、ＲＦＩＤタグ１００から送信された信号を受信する。ＲＦＩＤタグ１００は、Ｒ／Ｗ２００からの電磁波に基づく駆動電力により動作する。
【００２９】
図２では、リーダ／ライタ２００の概略構成も示している。この図に示すように、リーダ／ライタ２００は、デジタル信号処理部２０１、送信部２０２、非接触通信インタフェース（Ｉ／Ｆ）２０３および受信部２０４を備えている。
【００３０】
デジタル信号処理部２０１は、コンピュータ３００からの制御信号を受け付け、この制御信号に応じて、送信部２０２に対して送信データを出力する。また、受信部２０４からの受信データを処理し、コンピュータ３００に対して応答する。
【００３１】
送信部２０２は、デジタル信号処理部２０１からの送信データを変調し、非接触通信インタフェース２０３に出力する。
非接触通信インタフェース２０３は、アンテナや整合回路などを備え、送信部２０２からの変調信号をアンテナを通じてＲＦＩＤタグ１００に送信する。また、ＲＦＩＤタグ１００から送信された信号を受信し、受信部２０４に出力する。
【００３２】
受信部２０４は、非接触通信インタフェース２０３により受信された信号から受信データを復調し、デジタル信号処理部２０１に出力する。
図３は、第１の実施の形態におけるＲＦＩＤタグの内部構成を示す図である。
【００３３】
ＲＦＩＤタグ１００は、非接触型のＩＣチップ１０１とアンテナ１０２とを備えている。ＲＦＩＤタグ１００においては、例えば、これらの構成部品が同一の基板上に搭載されている。また、ＩＣチップ１０１は、コンデンサＣ１、整流回路１１０、電源回路１２０、受信パワー検出回路１３０、クロック生成回路１４０、復調回路１５０、変調回路１６０、ロジック回路１７０およびメモリ１８０を備えている。
【００３４】
アンテナ１０２は、コンデンサＣ１との間でＬＣ共振回路を構成して、リーダ／ライタ２００からの電磁波を捕捉して電流あるいは電圧に変換する。整流回路１１０は、例えば全波整流回路として構成され、アンテナ１０２によって受信された交流電圧を直流電圧に変換して、電源回路１２０に出力する。
【００３５】
電源回路１２０は、整流回路１１０からの直流電圧を安定化し、ロジック回路１７０やメモリ１８０など、ＩＣチップ１０１内の各部に対して電源として供給する。また、本実施の形態では、受信波の強度（以下、受信パワーと呼ぶ）の検出のために必要な信号を、受信パワー検出回路１３０に対して出力する。
【００３６】
受信パワー検出回路１３０は、電源回路１２０からの所定の信号に基づき、リーダ／ライタ２００からの受信パワーを検出して、検出結果をロジック回路１７０に出力する。なお、この受信パワー検出回路１３０の機能は、例えば、ロジック回路１７０内に設けられてもよい。
【００３７】
クロック生成回路１４０は、リーダ／ライタ２００からの受信波から、ＩＣチップ１０１の内部で使用されるメインクロック信号を生成して、ロジック回路１７０へ供給する。なお、クロック信号を受信波から生成するのではなく、例えば、ＩＣチップ１０１の内部に設けられたＰＬＬ（Phase Lock Loop）回路を用いて自発的に生成してもよい。
【００３８】
復調回路１５０は、リーダ／ライタ２００からの受信信号を振幅復調して、重畳されている信号パルスを抽出し、ロジック回路１７０に供給する。
変調回路１６０は、ロジック回路１７０から出力された送信信号パルスを負荷変調する。なお、この変調回路１６０の回路構成については、次の図４において具体的に説明する。
【００３９】
ロジック回路１７０は、クロック生成回路１４０からのクロック信号に従って、種々の処理を実行する。例えば、復調回路１５０による復調信号から受信コマンドを復号する。そして、この受信コマンドを解釈して、メモリ１８０に対する読み書き、ステータスの遷移、応答データの生成、符号化処理などの、受信コマンドに応じた処理を実行する。また、本実施の形態では、ロジック回路１７０は、受信パワー検出回路１３０による受信パワーの検出結果に応じて、送信信号パルスのデューティ比を制御する機能も備えている。
【００４０】
メモリ１８０は、例えばフラッシュメモリなどの不揮発性記憶媒体であり、例えば、リーダ／ライタ２００に対して送信すべき応答メッセージや各種データなどを保持する。
図４は、変調回路の回路構成例を示す図である。
【００４１】
変調回路１６０は、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor）として構成されるトランジスタＭ１１と、ＩＣチップ１０１に対するアンテナ１０２の接続端子とトランジスタＭ１１との間に挿入された抵抗Ｒ１２とを備える。トランジスタＭ１１のゲートには、ロジック回路１７０からの送信信号パルスＭＯＤＯＮが入力される。この送信信号パルスＭＯＤＯＮに応じてアンテナ１０２のインピーダンスが変化することにより、アンテナ１０２に振幅変調信号が発生する。これにより、リーダ／ライタ２００に対して信号が送信される。
【００４２】
ところで、ＲＦＩＤタグ１００では、リーダ／ライタ２００との距離が離れるほど、受信波から得られる駆動電力は小さくなる。そして、駆動電力が小さくなるほど、変調回路１６０から出力される変調信号の立ち上がりが鈍る。変調信号波形が崩れると、リーダ／ライタ２００においてＲＦＩＤタグ１００からの送信信号を正常に受信できなくなる。
【００４３】
これに対して、次の図５に示すように、ロジック回路１７０から変調回路１６０に供給される送信信号パルスに現れる副搬送波の波形を、受信波に基づく駆動電力が小さい状態に合わせて調整することで、リーダ／ライタ２００において信号が正常に受信できない事態を回避できる。
【００４４】
図５は、駆動電力が小さい状態に最適化した場合の送受信信号の波形の例を示す図である。
図５において、アンテナ端子間信号は、ＩＣチップ１０１に対するアンテナ１０２の接続端子間に生じる変調信号を示している。また、受信信号パルスは、リーダ／ライタ２００の受信部２０４において、受信信号から振幅復調された復調信号の波形を示している。なお、図５において、ＲＦＩＤタグ１００の変調回路１６０に入力される送信信号パルスの波形は、例として、論理値“０”を示す１シンボル分の信号波形に対応している。従って、１シンボル中の前半には、８パルス分の副搬送波が現れている。
【００４５】
図５（Ａ）は、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が十分近く、ＲＦＩＤタグ１００において十分な駆動電力が得られる場合の波形を示している。また、図５（Ｂ）は、図５（Ａ）の場合と比較して、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が離れた場合を示している。図５（Ｃ）は、図（Ｂ）の場合と比較して、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離がさらに離れた場合を示している。
【００４６】
変調回路１６０に入力される送信信号パルスに現れる副搬送波のパルスは、本来、１：１のデューティ比を有している。しかし、図５の例では、送信信号パルスに現れる副搬送波のデューティ比を、Ｌレベルの期間が相対的に長くなるように変化させている。このようにすることで、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００とが離れ、ＲＦＩＤタグ１００で得られる駆動電力が小さい場合でも、リーダ／ライタ２００で信号を正常に受信できるようになる。図５（Ｃ）がこの場合を示しており、リーダ／ライタ２００では、正常に復調された受信信号パルスの波形が得られていることがわかる。
【００４７】
しかし、送信信号パルスの形状を、上記のように常にＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００とが大きく離れた状態に最適化しておいた場合には、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００とを近接させたときに、リーダ／ライタ２００において信号を正常に受信できなくなる。図５（Ａ）がこの場合を示しており、リーダ／ライタ２００で復調された受信信号パルスのデューティ比が崩れている。リーダ／ライタ２００では、このような状態の信号からデータを正常に復号することはできない。
【００４８】
これに対して、本実施の形態のＲＦＩＤタグ１００では、図３に示したように、受信パワー検出回路１３０を設け、この受信パワー検出回路１３０による受信パワーの検出結果に応じて、送信信号パルスに現れる副搬送波のデューティ比を変化させる。これにより、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が近接した状態でも、離れた状態でも、ＲＦＩＤタグ１００からの信号をリーダ／ライタ２００が常に確実に受信できるようにする。
【００４９】
図６は、電源回路の構成例を示す図である。
電源回路１２０には、オペアンプ１２１と、整流回路１１０からの電源線とグランドとの間に挿入されたトランジスタＭ２１と、同様に電源線とグランドとの間に直列に挿入された抵抗Ｒ２２，Ｒ２３とが設けられている。これらの回路要素は、いわゆるシャントレギュレータ方式の電源安定化回路を構成している。
【００５０】
トランジスタＭ２１は、例えばＦＥＴである。オペアンプ１２１の一方の入力端子には、一定の基準電圧Ｖｒｅｆ１が印加される。また、他方の入力端子には、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３によって電源電圧が分圧された電圧が、基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較するための比較電圧として入力される。オペアンプ１２１は、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３により生成された比較電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ１と一致させるように動作する。
【００５１】
すなわち、整流回路１１０からの入力電圧が高くなり、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３により生成された比較電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、オペアンプ１２１は、それらの電圧差に応じた電圧をトランジスタＭ２１のゲートに印加する。トランジスタＭ２１のドレイン・ソース間には、ゲートへの印加電圧に応じた大きさのシャント電流Ｉｓｈｕｎｔが、電源線から分流される。このシャント電流Ｉｓｈｕｎｔが流れることにより、電源電圧が降下する。そして、オペアンプ１２１への比較電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１に一致するまで低下すると、トランジスタＭ２１のゲートへの印加電圧が“０”になり、シャント電流Ｉｓｈｕｎｔが流れなくなる。このような動作により、電源回路１２０から出力される電源電圧が一定に保持される。
【００５２】
このような電源回路１２０においては、リーダ／ライタ２００からの受信波から生成された電源電圧が、所定の電圧より高くなるほど、オペアンプ１２１からトランジスタＭ２１のゲートに印加される電圧が高くなる。これはすなわち、オペアンプ１２１からの出力電圧が、ＩＣチップ１０１の受信パワーの増減を示していることを意味する。そこで、本実施の形態では、オペアンプ１２１からの出力電圧を、パワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔとして受信パワー検出回路１３０に供給する。
【００５３】
図７は、受信パワー検出回路の構成例を示す図である。
図７に示す受信パワー検出回路１３０は、例として、電源回路１２０からのパワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔを基に、受信パワーの検出値を４段階のパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４として出力するものである。この受信パワー検出回路１３０は、フラッシュ型ＡＤコンバータと呼ばれる構成を有しており、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３５、コンパレータＣＰ４１〜ＣＰ４４、ラッチ回路１３１〜１３４およびＡＮＤ（論理積）ゲートＧ５１〜Ｇ５４を備えている。
【００５４】
抵抗Ｒ３１〜Ｒ３５は直列に接続されており、一定の基準電流Ｉｒｅｆが流されて、コンパレータＣＰ４１〜ＣＰ４４に供給するための比較電圧を生成する。コンパレータＣＰ４１〜ＣＰ４４のそれぞれの一方の入力端子には、電源回路からのパワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔが入力される。また、コンパレータＣＰ４１〜ＣＰ４４の他方の入力端子には、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３５によって分圧された比較電圧が供給される。
【００５５】
各コンパレータＣＰ４１〜ＣＰ４４は、パワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔが比較電圧を超えた場合に、検出信号をＨレベルにする。図７の例では、パワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔが所定の電圧を超えると、まずコンパレータＣＰ４４からの検出信号がＨレベルに変化する。そして、さらにパワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔが上昇するのに従って、コンパレータＣＰ４３，ＣＰ４２，ＣＰ４１の順で、これらの各部からの検出信号がＨレベルに変化する。
【００５６】
ラッチ回路１３１〜１３４は、受信パワーの検出タイミングを与えるためのパワー検出用クロックＣＬＫＤＥＴが入力されるごとに、それぞれコンパレータＣＰ４１〜ＣＰ４４からの検出信号をラッチする。パワー検出用クロックＣＬＫＤＥＴは、例えば、クロック生成回路１４０によって生成される。あるいは、受信パワー検出回路１３０の内部に、クロック生成回路１４０からのクロック信号を基にパワー検出用クロックＣＬＫＤＥＴを生成する分周回路が設けられてもよい。
【００５７】
ラッチ回路１３１からの出力信号はゲートＧ５４に供給され、その反転信号はゲートＧ５１〜Ｇ５３に供給される。ラッチ回路１３２からの出力信号はゲートＧ５３，Ｇ５４に供給され、その反転信号はゲートＧ５１，Ｇ５２に供給される。ラッチ回路１３３からの出力信号はゲートＧ５２〜Ｇ５４に供給され、その反転信号はゲートＧ５１に供給される。ラッチ回路１３４からの出力信号は、ゲートＧ５１〜Ｇ５４に出力される。ゲートＧ５１〜Ｇ５４からの出力信号は、それぞれパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４としてロジック回路１７０に出力される。
【００５８】
このような構成により、パワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔが、抵抗Ｒ３４，Ｒ３５の間で分圧された比較電圧より高い状態において、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４のうちのいずれか１つのみがＨレベルになる。すなわち、このような状態において、パワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔが上昇するのに従って、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１，ＰＷＬＶ２，ＰＷＬＶ３，ＰＷＬＶ４の順に、出力信号がＨレベルとなるＡＮＤゲートＧ５１〜Ｇ５４が変化していく。
【００５９】
図８は、ロジック回路が備える機能を示す図である。
ロジック回路１７０は、符号化回路１７１、分周回路１７２および信号重畳回路１７３を備えている。
【００６０】
符号化回路１７１は、リーダ／ライタ２００からの受信コマンドに応じたデータをメモリ１８０から読み込み、所定の符号化方式に従って符号化データＭｏｄｅｎを生成する。本実施の形態では、マンチェスタ符号化方式によって符号化データＭｏｄｅｎが生成される。
【００６１】
分周回路１７２は、クロック生成回路１４０からのクロック信号ＣＬＫを分周して、クロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ３を生成し、信号重畳回路１７３に供給する。クロック信号ＣＬＫの周波数をＦｓとすると、クロック信号ＣＬＫ１の周波数はＦｓ／２、クロック信号ＣＬＫ２の周波数はＦｓ／４、クロック信号ＣＬＫ３の周波数はＦｓ／８とされる。
【００６２】
ここで、クロック信号ＣＬＫ３は、本来の副搬送波に対応するパルスである。また、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２は、送信信号パルスＭＯＤＯＮに現れる副搬送波のデューティ比を変化させるために利用されるパルスである。
【００６３】
信号重畳回路１７３は、符号化回路１７１からの符号化データＭｏｄｅｎと、分周回路１７２からの副搬送波とを重畳して、送信信号パルスＭＯＤＯＮを生成する。このとき、信号重畳回路１７３は、分周回路１７２からのクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ３を利用し、受信パワー検出回路１３０からのパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４に応じて、送信信号パルスＭＯＤＯＮに現れる副搬送波のデューティ比を変化させる。
【００６４】
図９は、信号重畳回路の内部構成例を示す図である。
信号重畳回路１７３は、ＡＮＤゲートＧ７１〜Ｇ７６とＯＲ（論理和）ゲートＧ７７，Ｇ７８とを備えている。
【００６５】
ＡＮＤゲートＧ７１には、符号化回路１７１からの符号化データＭｏｄｅｎと、分周回路１７２からのクロック信号ＣＬＫ３とが入力される。ＡＮＤゲートＧ７２には、ＡＮＤゲートＧ７１からの出力信号と、分周回路１７２からのクロック信号ＣＬＫ２とが入力される。ＯＲゲートＧ７７には、分周回路１７２からのクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２が入力される。
【００６６】
ＡＮＤゲートＧ７３には、ＡＮＤゲートＧ７２からの出力信号と、分周回路１７２からのクロック信号ＣＬＫ１と、受信パワー検出回路１３０からのパワーレベル信号ＰＷＬＶ４とが入力される。ＡＮＤゲートＧ７４には、ＡＮＤゲートＧ７２からの出力信号と、受信パワー検出回路１３０からのパワーレベル信号ＰＷＬＶ２とが入力される。ＡＮＤゲートＧ７５には、ＡＮＤゲートＧ７１、ＯＲゲートＧ７７からの各出力信号と、受信パワー検出回路１３０からのパワーレベル信号ＰＷＬＶ３とが入力される。ＡＮＤゲートＧ７６には、ＡＮＤゲートＧ７１からの出力信号と、受信パワー検出回路１３０からのパワーレベル信号ＰＷＬＶ４とが入力される。
【００６７】
ＡＮＤゲートＧ７３〜Ｇ７６からの各出力信号は、それぞれパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４がＨレベルである場合の送信信号パルスＭＯＤＯＮ１〜ＭＯＤＯＮ４に対応する。これらの信号は、ＯＲゲートＧ７８を通じて、送信信号パルスＭＯＤＯＮとして変調回路１６０に出力される。
【００６８】
このような回路構成において、ＡＮＤゲートＧ７１は、デューティ比が１：１である本来の副搬送波と、符号化データＭｏｄｅｎとを重畳する機能を果たす。ＡＮＤゲートＧ７１は、符号化回路１７１からの符号化データＭｏｄｅｎがＨレベルの期間において、クロック信号ＣＬＫ３を出力する。従って、このＡＮＤゲートＧ７１により、符号化データＭｏｄｅｎがＨレベルの期間にのみ副搬送波が現れるような送信信号パルスが生成される。そして、ＡＮＤゲートＧ７１以外の回路要素は、生成された送信信号パルスに現れる副搬送波のデューティ比を、受信パワーに応じて変化させるための機能を果たす。
【００６９】
図１０は、信号重畳回路の内部に発生する信号波形を示す図である。なお、図１０では、クロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ３の基になったクロック信号ＣＬＫも、参考のために示している。
【００７０】
ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が十分近く、受信パワーが最大となる場合には、パワーレベル信号ＰＷＬＶ４がＨレベルとなる。このとき、信号重畳回路１７３の出力段のＯＲゲートＧ７８からは、ＡＮＤゲートＧ７６からの送信信号パルスＭＯＤＯＮ４が出力される。図１０に示すように、送信信号パルスＭＯＤＯＮ４に現れる副搬送波のデューティ比は、１：１となる。
【００７１】
また、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が離れることにより、受信パワーが１段階低下し、パワーレベル信号ＰＷＬＶ３がＨレベルになると、ＯＲゲートＧ７８からは、ＡＮＤゲートＧ７５からの送信信号パルスＭＯＤＯＮ３が出力される。図１０に示すように、送信信号パルスＭＯＤＯＮ３に現れる副搬送波のデューティ比は、ＡＮＤゲートＧ７５およびＯＲゲートＧ７７の動作により３：５に変化する。
【００７２】
さらに受信パワーが１段階低下し、パワーレベル信号ＰＷＬＶ２がＨレベルになると、ＯＲゲートＧ７８からは、ＡＮＤゲートＧ７４からの送信信号パルスＭＯＤＯＮ２が出力される。図１０に示すように、送信信号パルスＭＯＤＯＮ２に現れる副搬送波のデューティ比は、ＡＮＤゲートＧ７２の動作により２：６に変化する。
【００７３】
さらに受信パワーが１段階低下し、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１がＨレベルになると、ＯＲゲートＧ７８からは、ＡＮＤゲートＧ７３からの送信信号パルスＭＯＤＯＮ１が出力される。図１０に示すように、送信信号パルスＭＯＤＯＮ１に現れる副搬送波のデューティ比は、ＡＮＤゲートＧ７２，Ｇ７３の動作により１：７に変化する。
【００７４】
図１１は、ＲＦＩＤタグとリーダ／ライタとの間の送受信信号の波形の例を示す図である。なお、図１１では、上記の図５と同様に、論理値“０”を示す１シンボル分の信号が送信される場合の信号波形を示している。
【００７５】
ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が十分近く、ＲＦＩＤタグ１００において十分な駆動電力が得られる場合には、図１１（Ａ）に示すように、送信信号パルスＭＯＤＯＮに現れる副搬送波のデューティ比は１：１とされる。また、図１１（Ｂ）は、図１１（Ａ）の場合と比較して、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が離れた場合を示している。図１１（Ｃ）は、図１１（Ｂ）の場合と比較して、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離がさらに離れた場合を示している。このように、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が離れるほど、送信信号パルスＭＯＤＯＮに現れる副搬送波の波形では、Ｈレベルの期間よりＬレベルの期間の方が長くされる。
【００７６】
以上のように送信信号パルスＭＯＤＯＮの波形が制御され、このような送信信号パルスＭＯＤＯＮが変調回路１６０に入力されることにより、ＩＣチップ１０１に対するアンテナ１０２の接続端子間に生じる変調信号の波形のデューティ比も変化する。これにより、ＲＦＩＤタグ１００とリーダ／ライタ２００との距離が図１１（Ａ）〜（Ｃ）に対応するどの距離になった場合でも、リーダ／ライタ２００においてＲＦＩＤタグ１００からの信号を正確に受信し、復調できるようになる。従って、信号を送受信することが可能な範囲を拡大することができる。
【００７７】
また、本実施の形態では、既存の電源回路１２０内のノードから、受信パワーを検出するための検出信号であるパワー検出電圧Ｖｒｅｇｏｕｔを得ている。このような構成により、回路構成を大きく変更することなく、上記のような波形制御を実現できる。従って、製造・開発コストや回路実装面積が増大することを抑止できる。
【００７８】
なお、図９に示した信号重畳回路１７３では、本来の副搬送波と符合化データとを重畳する回路であるＡＮＤゲートＧ７１の後段に、その出力信号に現れる副搬送波のデューティ比を可変する回路を設ける構成とした。しかし、この他に例えば、前段に、副搬送波自体のデューティ比を可変する回路を設け、その後段に、デューティ比が調整された副搬送波と符合化データとを重畳する回路を設ける構成としてもよい。
【００７９】
このような構成の場合、例えば、本実施の形態のように、符号化データがＨレベルの期間に副搬送波が現れるように信号を重畳する方式の他、符合化データがＨレベルの期間に副搬送波が現れ、符号化データがＬレベルの期間をＨレベルに固定するように信号を重畳する方式（例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ１４４４３のタイプＡ方式）、重畳する副搬送波の位相を符合化データのレベルごとに変える方式（例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ１４４４３のタイプＢ方式）、２つの異なる周波数の副搬送波を符合化データのレベルごとに切り替えて重畳する方式（例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ１５６９３の双副搬送波方式）などを適用した場合にも、同様の構成の前段回路を用いて、送信信号パルスに現れる副搬送波のデューティ比を容易に可変できるようになる。なお、これらの方式の場合でも、本実施の形態のように、本来の副搬送波と符号化データとを重畳する回路の後段において、デューティ比を可変する回路を設ける構成としてもよい。
［第２の実施の形態］
上記の第１の実施の形態では、電源回路１２０のシャントレギュレータ内のオペアンプ１２１からトランジスタＭ２１のゲートに印加される電圧を、受信パワー検出用の電圧として利用した。これに対して、以下の第２の実施の形態では、シャントレギュレータに流れるシャント電流を基に、受信パワーを検出する構成を採用する。
【００８０】
図１２は、第２の実施の形態のＲＦＩＤタグにおける電源回路の回路構成例を示す図である。なお、この図１２では、図６に対応する構成要素には同じ符号を付して示している。
【００８１】
図１２に示した電源回路１２０ａでは、例として、トランジスタＭ２１のドレイン・ソース間に流れるシャント電流Ｉｓｈｕｎｔをそのまま検出する代わりに、トランジスタＭ２２，Ｍ２３からなるカレントミラー回路を用いて、シャント電流Ｉｓｈｕｎｔに応じた電流を検出する。すなわち、トランジスタＭ２１のドレインと、整流回路１１０からの電源線との間に、トランジスタＭ２２を挿入し、トランジスタＭ２２のゲートとソースとを接続する。また、トランジスタＭ２２，Ｍ２３のゲート同士、ドレイン同士を接続することで、カレントミラー回路を構成する。そして、トランジスタＭ２３のドレイン・ソース間を流れる電流を、パワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔとして、次の図に示す受信パワー検出回路に供給する。
【００８２】
このような構成では、例えば、トランジスタＭ２２，Ｍ２３のサイズをＭ：１（ただし、Ｍ＞１）とすることで、パワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔを、シャント電流Ｉｓｈｕｎｔの１／Ｍ倍とすることができる。これにより、パワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔの電圧を、後述する比較回路において基準電圧と比較するために必要な電流に適合させることができる。なお、このようなカレントミラー回路を設けずに、図６の構成におけるシャント電流Ｉｓｈｕｎｔをそのままパワー検出電流として利用してもよい。
【００８３】
図１３は、第２の実施の形態のＲＦＩＤタグにおける受信パワー検出回路の構成例を示す図である。
図１３に示す受信パワー検出回路１３０ａは、図７に示した受信パワー検出回路１３０と同様に、受信パワーを４段階のパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４として検出する。この受信パワー検出回路１３０ａは、抵抗Ｒ３６〜Ｒ４０、コンパレータＣＰ４６〜ＣＰ４９、ラッチ回路１３６〜１３９およびＡＮＤゲートＧ５６〜Ｇ５９を備えている。
【００８４】
抵抗Ｒ３６〜Ｒ４０は直列に接続されており、電源回路１２０ａからのパワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔが流されて、コンパレータＣＰ４６〜ＣＰ４９に供給するための、受信パワーに応じた比較電圧を生成する。コンパレータＣＰ４６〜ＣＰ４９のそれぞれの一方の入力端子には、一定の基準電圧Ｖｒｅｆ２が入力される。また、コンパレータＣＰ４６〜ＣＰ４９の他方の入力端子には、抵抗Ｒ３６〜Ｒ４０によって分圧された比較電圧が供給される。
【００８５】
各コンパレータＣＰ４６〜ＣＰ４９は、比較電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２を超えた場合に、検出信号をＨレベルにする。図１３の例では、パワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔが一定の電流値を超えると、まずコンパレータＣＰ４６からの検出信号がＨレベルに変化する。そして、さらにパワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔが上昇するのに従って、コンパレータＣＰ４７，ＣＰ４８，ＣＰ４９の順で、これらの各部からの検出信号がＨレベルに変化する。
【００８６】
ラッチ回路１３６〜１３９は、受信パワーの検出タイミングを与えるためのパワー検出用クロックＣＬＫＤＥＴが入力されるごとに、それぞれコンパレータＣＰ４６〜ＣＰ４９からの検出信号をラッチする。
【００８７】
ラッチ回路１３６からの出力信号は、ゲートＧ５６〜Ｇ５９に供給される。ラッチ回路１３７からの出力信号はゲートＧ５７〜Ｇ５９に供給され、その反転信号はゲートＧ５６に供給される。ラッチ回路１３８からの出力信号はゲートＧ５８，Ｇ５９に供給され、その反転信号はゲートＧ５６，Ｇ５７に供給される。ラッチ回路１３９からの出力信号はゲートＧ５９に供給され、その反転信号はゲートＧ５６〜Ｇ５８に供給される。ゲートＧ５６〜Ｇ５９からの出力信号は、それぞれパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４としてロジック回路１７０に出力される。
【００８８】
このような構成により、パワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔが上昇し、抵抗Ｒ３６，Ｒ３７の間で分圧された電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２より高くなった状態において、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４のうちのいずれか１つのみがＨレベルになる。すなわち、このような状態において、パワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔが上昇するのに従って、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１，ＰＷＬＶ２，ＰＷＬＶ３，ＰＷＬＶ４の順に、出力信号がＨレベルとなるＡＮＤゲートＧ５６〜Ｇ５９が変化していく。従って、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４を、図９に示した信号重畳回路１７３に入力することにより、第１の実施の形態と同様な送信信号パルスＭＯＤＯＮの波形制御を実行可能になる。
【００８９】
以上の第２の実施の形態では、第１の実施の形態と同様に、受信パワーに応じて送信信号パルスＭＯＤＯＮに現れる副搬送波のデューティ比が可変されるので、信号を送受信することが可能なＲＦＩＤタグとリーダ／ライタとの距離を拡大することができる。また、本実施の形態では、既存の電源回路に流れる電流を利用して、受信パワーを検出するための検出信号であるパワー検出電流Ｉｒｅｇｏｕｔを得ている。このような構成により、回路構成の変更を最小限に留めながら、上記のような波形制御を実現できる。従って、製造・開発コストや回路実装面積が増大することを抑止できる。
［第３の実施の形態］
第３の実施の形態では、電源回路において、上記のシャントレギュレータの代わりに、デジタルボリューム方式と呼ばれる電源安定化手段を採用した場合のＲＦＩＤタグの変形例について説明する。
【００９０】
図１４は、第３の実施の形態のＲＦＩＤタグにおける電源回路の回路構成例を示す図である。
図１４に示す電源回路１２０ｂは、抵抗Ｒ６１，Ｒ６２、コンパレータＣＰ６３、ラッチ回路１４１、アップダウンカウンタ１４２、トランジスタＭ６４＿１〜Ｍ６４＿ｎ（ただし、ｎは１以上の整数）および抵抗Ｒ６５＿１〜Ｒ６５＿ｎを備えている。これらの回路要素は、デジタルボリューム方式の電源安定化回路を構成している。
【００９１】
抵抗Ｒ６１，Ｒ６２は、整流回路１１０からの電源線とグランドとの間に直列に挿入されており、電源線の電圧を分圧して比較電圧を生成し、コンパレータＣＰ６３に出力する。コンパレータＣＰ６３の他方の入力端子には、所定の基準電圧Ｖｒｅｆ３が入力される。コンパレータＣＰ６３は、比較電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ３より高くなると、出力信号をＨレベルに変化させる。
【００９２】
ラッチ回路１４１は、コンパレータＣＰ６３からの出力信号を、サンプリングクロックＣＬＫＳＭＰが入力されるごとにラッチして、ラッチ信号をアップダウンカウンタ１４２に出力する。
【００９３】
アップダウンカウンタ１４２は、ｎビットのカウンタとして構成される。このアップダウンカウンタ１４２は、ラッチ回路１４１の出力信号がＨレベルの場合、すなわち、入力電圧が所定の電圧より高い場合には、カウント値を増加させる。また、ラッチ回路１４１の出力信号がＬレベルのとき、すなわち、入力電圧が所定の電圧以下の場合には、カウント値を減少させる。
【００９４】
アップダウンカウンタ１４２のカウント値における下位からの各ビットに対応するビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎは、それぞれトランジスタＭ６４＿１，Ｍ６４＿２，……，Ｍ６４＿ｎのゲートに供給される。トランジスタＭ６４＿１，Ｍ６４＿２，……，Ｍ６４＿ｎは、例えばＦＥＴであり、これらと電源線との間には、抵抗Ｒ６５＿１，Ｒ６５＿２，……，Ｒ６５＿ｎがそれぞれ接続されている。
【００９５】
このような構成により、トランジスタＭ６４＿１，Ｍ６４＿２，……，Ｍ６４＿ｎがビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎに応じてそれぞれオンになると、電源線の負荷が、対応する抵抗Ｒ６５＿１，Ｒ６５＿２，……，Ｒ６５＿ｎの抵抗値の分だけ変化する。
【００９６】
入力電圧が増加し、アップダウンカウンタ１４２のカウント値が増加するのに従って、電源線の負荷が増加する。このとき、電源回路１２０ｂは、出力電圧を低下させるように動作する。逆に、入力電圧が低下し、アップダウンカウンタ１４２のカウント値が減少するのに従って、電源線の負荷が減少する。このとき、電源回路１２０ｂは、出力電圧を増加させるように動作する。このような動作により、出力電圧が一定に保持される。
【００９７】
なお、抵抗Ｒ６５＿１，Ｒ６５＿２，……，Ｒ６５＿ｎの抵抗値は、順に１／２倍ずつ小さくされている。
以上の電源回路１２０ｂにおいては、アップダウンカウンタ１４２のカウント値が、受信パワーの増減に応じて変化している。そこで、本実施の形態では、アップダウンカウンタ１４２のカウント値、すなわちビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎを受信パワー検出回路１３０ｂにも出力する。そして、受信パワー検出回路１３０ｂにおいて、ビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎを基に、例えばｍ段階（ただし、ｍは１以上の整数）のパワーレベル信号ＰＷＬＶ１，ＰＷＬＶ２，……，ＰＷＬＶｍを生成する。
【００９８】
受信パワー検出回路１３０ｂは、例えば、ビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎを基にパワーレベル信号ＰＷＬＶ１，ＰＷＬＶ２，……，ＰＷＬＶｍを生成するデコード機能を備えていればよい。
【００９９】
なお、受信パワー検出回路１３０ｂには、必ずしもすべてのビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎを供給する必要はない。例えば、アップダウンカウンタ１４２のカウント値の上位数ビットに対応するビット信号のみを受信パワー検出回路１３０ｂに供給してもよい。また、受信パワー検出回路１３０ｂに供給されるビット信号ｄｉｇｖ１，ｄｉｇｖ２，……，ｄｉｇｖｎの数が、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１，ＰＷＬＶ２，……，ＰＷＬＶｍの数、すなわち受信パワー検出の段階数と一致している必要もない。
【０１００】
図１５は、ビット信号に応じたデコード機能を備えた受信パワー検出回路の構成例を示す図である。
この図１５では、例として、ｎ＝ｍ＝４とし、受信パワー検出回路１３０ｂは、４桁のビット信号のうち上位２ビットのビット信号ｄｉｇｖ３，ｄｉｇｖ４から４段階のパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４をデコードするものとする。受信パワー検出回路１３０ｂは、ゲートＧ８１〜Ｇ８４を備えている。
【０１０１】
電源回路１２０ｂからのビット信号ｄｉｇｖ３はゲートＧ８２，Ｇ８４に供給され、その反転信号はゲートＧ８１，Ｇ８３に供給される。また、電源回路１２０ｂからのビット信号ｄｉｇｖ４はゲートＧ８３，Ｇ８４に供給され、その反転信号はゲートＧ８１，Ｇ８２に供給される。ゲートＧ８１〜Ｇ８４からは、それぞれパワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４が出力される。
【０１０２】
このような構成により、アップダウンカウンタ１４２のカウント値のうちの下位から３桁目および４桁目による２ビットの値が“００”“０１”“１０”“１１”とカウントアップされるのに従って、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１，ＰＷＬＶ２，ＰＷＬＶ３，ＰＷＬＶ４の順に、出力信号がＨレベルとなるＡＮＤゲートＧ８１〜Ｇ８４が変化していく。従って、パワーレベル信号ＰＷＬＶ１〜ＰＷＬＶ４を、図９に示した信号重畳回路１７３に入力することにより、第１の実施の形態と同様な送信信号パルスＭＯＤＯＮの波形制御を実行可能になる。
【０１０３】
以上の第３の実施の形態では、前述の第１，第２の実施の形態と同様に、受信パワーに応じて送信信号パルスＭＯＤＯＮに現れる副搬送波のデューティ比が可変される。このため、信号を送受信することが可能なＲＦＩＤタグとリーダ／ライタとの距離を拡大することができる。また、本実施の形態では、既存の電源回路からの出力信号を、受信パワーを検出するための検出信号としても利用している。このような構成により、回路構成の変更を大きく変更することなく、上記のような波形制御を実現できる。従って、製造・開発コストや回路実装面積が増大することを抑止できる。
【０１０４】
以上の実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１） アンテナと、外部機器から前記アンテナを通じて電力の供給を受けて情報を送受信する半導体装置とを備えた通信装置において、
前記アンテナを通じて受信された受信波の強度を検出する強度検出部と、
前記外部機器に送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する送信信号生成部と、
前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を、検出された前記受信波の強度に応じて変化させるパルス制御部と、
前記送信信号生成部から出力された前記送信信号パルスに応じて負荷変調を行う変調部と、
を有することを特徴とする通信装置。
【０１０５】
（付記２） 前記パルス制御部は、前記受信波の強度が小さいほど、前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスにおけるハイレベルの期間を短くすることを特徴とする付記１記載の通信装置。
【０１０６】
（付記３） 前記受信波から得られた電源電圧に応じた電圧を、所定の基準電圧に一致させるように動作する制御アンプと、前記制御アンプからの出力電圧に応じて、前記電源電圧が印加される電源線から電流を分流するトランジスタとを備え、前記電源電圧を安定化するように動作する電圧安定化部をさらに有し、
前記強度検出部は、前記制御アンプからの出力電圧を基に、前記受信波の強度を検出することを特徴とする付記１または２に記載の通信装置。
【０１０７】
（付記４） 前記受信波から得られた電源電圧に応じた電圧を、所定の基準電圧に一致させるように動作する制御アンプと、前記制御アンプからの出力電圧に応じて、前記電源電圧が印加される電源線から電流を分流するトランジスタとを備え、前記電源電圧を安定化するように動作する電圧安定化部をさらに有し、
前記強度検出部は、前記トランジスタにより前記電源線から分流される電流を基に、前記受信波の強度を検出することを特徴とする付記１または２に記載の通信装置。
【０１０８】
（付記５） 前記受信波から得られた電源電圧に応じた電圧を、所定の基準電圧と比較する比較部と、前記比較部による比較結果に応じてカウント値を増減するカウンタ部と、前記カウンタ部による前記カウント値の各ビットに対応するビット信号に応じてそれぞれスイッチング動作することで、前記電源電圧が入力される電源線の負荷を調整する負荷調整部とを備え、前記電源電圧を安定化するように動作するデジタル式電圧安定化部をさらに有し、
前記強度検出部は、前記カウンタ部による前記カウント値を基に、前記受信波の強度を検出することを特徴とする付記１または２に記載の通信装置。
【０１０９】
（付記６） 入力クロック信号を分周するクロック分周部をさらに有し、
前記送信信号生成部は、前記クロック分周部からの分周クロック信号のうちの１つを前記基準パルスとして利用し、
前記パルス制御部は、前記クロック分周部からの複数の分周クロック信号を基に、前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を変化させる、
ことを特徴とする付記１〜５のいずれか１つに記載の通信装置。
【０１１０】
（付記７） 前記パルス制御部は、前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を、前記クロック分周部からの複数の分周クロック信号を基に前記受信波の強度の段階ごとに変化させた強度別信号パルスを生成し、前記各強度別信号パルスのうちの１つを前記強度検出部により検出された前記受信波の強度に応じて選択し、前記送信信号パルスとして出力することを特徴とする付記６記載の通信装置。
【０１１１】
（付記８） アンテナを通じて外部機器から電力の供給を受けて情報を送受信する半導体装置において、
前記アンテナを通じて受信された受信波の強度を検出する強度検出部と、
前記外部機器に送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する送信信号生成部と、
前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を、検出された前記受信波の強度に応じて変化させるパルス制御部と、
前記送信信号生成部から出力された前記送信信号パルスに応じて負荷変調を行う変調部と、
を有することを特徴とする半導体装置。
【図面の簡単な説明】
【０１１２】
【図１】通信装置の概要を示す図である。
【図２】第１の実施の形態の非接触通信システムの構成を示す図である。
【図３】第１の実施の形態におけるＲＦＩＤタグの内部構成を示す図である。
【図４】変調回路の回路構成例を示す図である。
【図５】駆動電力が小さい状態に最適化した場合の送受信信号の波形の例を示す図である。
【図６】電源回路の構成例を示す図である。
【図７】受信パワー検出回路の構成例を示す図である。
【図８】ロジック回路が備える機能を示す図である。
【図９】信号重畳回路の内部構成例を示す図である。
【図１０】信号重畳回路の内部に発生する信号波形を示す図である。
【図１１】ＲＦＩＤタグとリーダ／ライタとの間の送受信信号の波形の例を示す図である。
【図１２】第２の実施の形態のＲＦＩＤタグにおける電源回路の回路構成例を示す図である。
【図１３】第２の実施の形態のＲＦＩＤタグにおける受信パワー検出回路の構成例を示す図である。
【図１４】第３の実施の形態のＲＦＩＤタグにおける電源回路の回路構成例を示す図である。
【図１５】ビット信号に応じたデコード機能を備えた受信パワー検出回路の構成例を示す図である。
【図１６】非接触型のＩＣチップを用いたシステムにおける送受信信号の波形の例を示す図である。
【符号の説明】
【０１１３】
１ 通信装置
１０ 半導体装置
１１ 強度検出部
１２ 送信信号生成部
１３ 変調部
１４ パルス制御部
２０ アンテナ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナと、外部機器から前記アンテナを通じて電力の供給を受けて情報を送受信する半導体装置とを備えた通信装置において、
前記アンテナを通じて受信された受信波の強度を検出する強度検出部と、
前記外部機器に送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する送信信号生成部と、
前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を、検出された前記受信波の強度に応じて変化させるパルス制御部と、
前記送信信号生成部から出力された前記送信信号パルスに応じて負荷変調を行う変調部と、
を有することを特徴とする通信装置。
【請求項２】
前記パルス制御部は、前記受信波の強度が小さいほど、前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスにおけるハイレベルの期間を短くすることを特徴とする請求項１記載の通信装置。
【請求項３】
前記受信波から得られた電源電圧に応じた電圧を、所定の基準電圧に一致させるように動作する制御アンプと、前記制御アンプからの出力電圧に応じて、前記電源電圧が印加される電源線から電流を分流するトランジスタとを備え、前記電源電圧を安定化するように動作する電圧安定化部をさらに有し、
前記強度検出部は、前記制御アンプからの出力電圧を基に、前記受信波の強度を検出することを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
【請求項４】
前記受信波から得られた電源電圧に応じた電圧を、所定の基準電圧に一致させるように動作する制御アンプと、前記制御アンプからの出力電圧に応じて、前記電源電圧が印加される電源線から電流を分流するトランジスタとを備え、前記電源電圧を安定化するように動作する電圧安定化部をさらに有し、
前記強度検出部は、前記トランジスタにより前記電源線から分流される電流を基に、前記受信波の強度を検出することを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
【請求項５】
前記受信波から得られた電源電圧に応じた電圧を、所定の基準電圧と比較する比較部と、前記比較部による比較結果に応じてカウント値を増減するカウンタ部と、前記カウンタ部による前記カウント値の各ビットに対応するビット信号に応じてそれぞれスイッチング動作することで、前記電源電圧が入力される電源線の負荷を調整する負荷調整部とを備え、前記電源電圧を安定化するように動作するデジタル式電圧安定化部をさらに有し、
前記強度検出部は、前記カウンタ部による前記カウント値を基に、前記受信波の強度を検出することを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
【請求項６】
アンテナを通じて外部機器から電力の供給を受けて情報を送受信する半導体装置において、
前記アンテナを通じて受信された受信波の強度を検出する強度検出部と、
前記外部機器に送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する送信信号生成部と、
前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を、検出された前記受信波の強度に応じて変化させるパルス制御部と、
前記送信信号生成部から出力された前記送信信号パルスに応じて負荷変調を行う変調部と、
を有することを特徴とする半導体装置。
【請求項１】
アンテナと、外部機器から前記アンテナを通じて電力の供給を受けて情報を送受信する半導体装置とを備えた通信装置において、
前記アンテナを通じて受信された受信波の強度を検出する強度検出部と、
前記外部機器に送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する送信信号生成部と、
前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を、検出された前記受信波の強度に応じて変化させるパルス制御部と、
前記送信信号生成部から出力された前記送信信号パルスに応じて負荷変調を行う変調部と、
を有することを特徴とする通信装置。
【請求項２】
前記パルス制御部は、前記受信波の強度が小さいほど、前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスにおけるハイレベルの期間を短くすることを特徴とする請求項１記載の通信装置。
【請求項３】
前記受信波から得られた電源電圧に応じた電圧を、所定の基準電圧に一致させるように動作する制御アンプと、前記制御アンプからの出力電圧に応じて、前記電源電圧が印加される電源線から電流を分流するトランジスタとを備え、前記電源電圧を安定化するように動作する電圧安定化部をさらに有し、
前記強度検出部は、前記制御アンプからの出力電圧を基に、前記受信波の強度を検出することを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
【請求項４】
前記受信波から得られた電源電圧に応じた電圧を、所定の基準電圧に一致させるように動作する制御アンプと、前記制御アンプからの出力電圧に応じて、前記電源電圧が印加される電源線から電流を分流するトランジスタとを備え、前記電源電圧を安定化するように動作する電圧安定化部をさらに有し、
前記強度検出部は、前記トランジスタにより前記電源線から分流される電流を基に、前記受信波の強度を検出することを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
【請求項５】
前記受信波から得られた電源電圧に応じた電圧を、所定の基準電圧と比較する比較部と、前記比較部による比較結果に応じてカウント値を増減するカウンタ部と、前記カウンタ部による前記カウント値の各ビットに対応するビット信号に応じてそれぞれスイッチング動作することで、前記電源電圧が入力される電源線の負荷を調整する負荷調整部とを備え、前記電源電圧を安定化するように動作するデジタル式電圧安定化部をさらに有し、
前記強度検出部は、前記カウンタ部による前記カウント値を基に、前記受信波の強度を検出することを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
【請求項６】
アンテナを通じて外部機器から電力の供給を受けて情報を送受信する半導体装置において、
前記アンテナを通じて受信された受信波の強度を検出する強度検出部と、
前記外部機器に送信する送信データと基準パルスとを重畳した送信信号パルスを生成する送信信号生成部と、
前記送信信号パルスに現れる前記基準パルスのデューティ比を、検出された前記受信波の強度に応じて変化させるパルス制御部と、
前記送信信号生成部から出力された前記送信信号パルスに応じて負荷変調を行う変調部と、
を有することを特徴とする半導体装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２０１０−１０９６９９（Ｐ２０１０−１０９６９９Ａ）
【公開日】平成２２年５月１３日（２０１０．５．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２７９７７３（Ｐ２００８−２７９７７３）
【出願日】平成２０年１０月３０日（２００８．１０．３０）
【出願人】（３０８０１４３４１）富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 (2,507)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年５月１３日（２０１０．５．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１０月３０日（２００８．１０．３０）
【出願人】（３０８０１４３４１）富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 (2,507)
【Ｆターム（参考）】
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