電力変換回路の制御装置
【課題】高効率運転を実現して運転可変範囲を拡大し、しかも構成の簡単化を実現することができる電力変換回路の制御装置を提供する。
【解決手段】出力電圧ＶoutをＰＷＭ制御によってチョッピングして出力電流Ｉoutを正弦波状にする。しかもこの際に環流動作を採用することにより、出力電圧Ｖoutが出力電流Ｉoutの極性と異なる極性を有する期間が除去される。これにより、電源側への無効電力の発生を回避し、もって力率が改善される。電源への回生動作を行わないので、スイッチング素子は少なくて済む。
【解決手段】出力電圧ＶoutをＰＷＭ制御によってチョッピングして出力電流Ｉoutを正弦波状にする。しかもこの際に環流動作を採用することにより、出力電圧Ｖoutが出力電流Ｉoutの極性と異なる極性を有する期間が除去される。これにより、電源側への無効電力の発生を回避し、もって力率が改善される。電源への回生動作を行わないので、スイッチング素子は少なくて済む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は電力変換回路の制御装置に関し、例えばリニアコンプレッサを駆動するために電力変換回路を制御する技術に適用できる。
【背景技術】
【０００２】
冷媒を圧縮するコンプレッサに対する高効率化の要求が高まる中で、冷蔵庫、空調機等への適用を想定したリニアコンプレッサの検討がなされている。
【０００３】
リニアコンプレッサは、回転電機を用いたコンプレッサよりも直接的に往復運動が得られるので機械的効率に優れている。リニアコンプレッサは更に、運転周波数が一定であっても、ストローク制御を行うことにより、吐出量を可変させて能力を制御できるという特徴を有する。
【０００４】
さらに、リニアコンプレッサにおいて、その動力源として適用されるリニア振動アクチュエータに、ばね共振が利用できる。ばね共振を利用することにより、圧縮、膨張に必要な駆動力が不要となり、リニア振動アクチュエータを駆動する電力が低減できる。これは効率向上の観点において有利である。
【０００５】
リニア振動アクチュエータを駆動するための駆動装置として、従来からトライアックおよび共振コンデンサを用いる駆動装置が提案されている（例えば後掲の特許文献１）。特許文献１に鑑みて、リニア振動アクチュエータを含むリニアコンプレッサの動作は、下式（１）に示す運動方程式と、下式（２）に示す電圧方程式によって説明される。式（２）において駆動電圧Ｖを増加させると左辺の電流ｉが増加し、式（１）の左辺の変位ｘが増加するので、駆動電圧Ｖにより変位ｘが制御可能である。図２には変位と駆動電圧の関係をグラフで示した。
【０００６】
【数１】
【０００７】
【数２】
【０００８】
ここで、Ｍ：リニアコンプレッサのピストンの質量、Ｋr：リニアコンプレッサの摩擦定数、Ｋs：等価的ばね定数、Ｋf：推力定数、Ｋe：速度起電力定数、Ｆg：ピストンが与える圧縮力、ｘ：ピストンの変位、Ｌ：リニア振動アクチュエータのインダクタンス、r：リニア振動アクチュエータの抵抗、C：共振コンデンサ、Ｖ：リニア振動アクチュエータに入力する駆動電圧、i：リニア振動アクチュエータに流れる電流、を採用した。
【０００９】
バネが採用されたリニア振動アクチュエータは、例えば後掲の特許文献２にも紹介されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０００−１４５６３２号公報
【特許文献２】特開２０００−１１０７３２号公報
【特許文献３】特公平７−７９５４８号公報
【特許文献４】特開平８−９６６０号公報
【特許文献５】特開２００３−３０９９９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記の駆動装置においては、位相制御により基本波電圧振幅を制御しており、点弧角を位相制御角だけ遅らせることにより制御を行っている。これにより、駆動装置に入力する電源電圧に対して駆動電圧は位相が遅れる。
【００１２】
図１は基本波電圧Ｖ１，基本波力率ＰＦ１，基本波電圧位相θ１の位相制御角への依存性を示すグラフである。左側縦軸の記号「／」は除算を示すのではなく、基本波電圧Ｖ１，力率ＰＦ１の二つについて左側縦軸が適用されることを示す。
【００１３】
図１に示されるように、基本波電圧位相θ１（これは電源電圧に対する駆動電圧の基本波位相の遅れを示す）が発生する。
【００１４】
リニア振動アクチュエータのように、電力を機械的仕事に変換する装置（以下「電気機械変換部」とも称す）は通常は誘導性負荷であるので、駆動電圧Ｖと電流ｉの位相を一致させて力率を改善するために、共振コンデンサＣが採用される。
【００１５】
しかし制御される対象となる変位ｘが大きい場合、上記共振コンデンサＣを採用しても、基本波電圧位相θ１に依存して力率ＰＦ１が大きく低下するという問題がある。
【００１６】
例えば電源に接続されるべき負荷の力率は８５％以上であることが要求される場合、図１を参照して、位相制御角は９０°程度が上限となる。よってかかる位相制御によって制御可能な駆動電圧の範囲は０〜６０％程度となる。
【００１７】
また、式（１）の運動方程式から、機械系の共振周波数ｆmは式（３）で表される。
【００１８】
【数３】
【００１９】
ここで、Ｋm：共振ばね定数、Ｋg：ガスばね定数、を採用した。共振ばねはリニア振動アクチュエータに設けられるばねであり、ガスばねはリニアコンプレッサの圧縮対象となるガスの弾性を示す。
【００２０】
図２にはガスばね定数の変位に対する依存性も示している。駆動電圧Ｖの振幅を下げることによりリニアコンプレッサの変位ｘを小さくした場合には、図２に示すように、ガスばね定数Ｋgが増加し、式（３）において共振周波数ｆmが上昇することになる。
【００２１】
図３は、式（１）（２）から得られる、駆動電圧Ｖに対する電流ｉの伝達特性を示すボード線図である。ここでは機械系の共振周波数ｆmと、式（２）から得られる電気系の共振周波数ｆeとのいずれもが６０Ｈｚである場合を示している（二つの共振周波数ｆm，ｆeを一致させる利点については後述する）。機械系の共振周波数ｆmが上昇すれば伝達特性の振幅の谷や、周波数上昇に対して伝達特性の位相が上昇する区間も周波数の高い側にずれる。
【００２２】
駆動電圧Ｖの周波数を６０Ｈｚとして駆動装置が動作していれば、駆動電圧Ｖと電流ｉとは同相となり、力率は最大となる。かかる状況からガスばね定数Ｋgが増加すると、６０Ｈｚ近傍での伝達特性の位相は低下し、駆動電圧Ｖに対する電流ｉの位相が遅れる。
【００２３】
したがって、従来の駆動装置においては、位相制御による駆動電圧の位相遅れのみならず、ガスばねによる電流位相の遅れが加わり、力率が大きく低下するものと考えられる。
【００２４】
図４は電源側から見た力率の、入力電力に対する依存性を示すグラフである。当該駆動装置の負荷としてリニアコンプレッサを採用した場合と、抵抗を採用した場合とを併記した。負荷として抵抗が採用される場合には、機械系の運動方程式は成立せず、ガスばね定数の影響もない。よって負荷としてリニアコンプレッサが採用される場合には、負荷として抵抗が採用される場合と比較して、入力電力の低下に伴う力率の低下が顕著となることが分かる。
【００２５】
最大定格において、位相制御角０°で共振動作が可能となるよう、各定数を設定することが望ましい。しかし電源電圧が変動した場合、特に電源電圧が低下した場合、変位ｘが小さくなり、リニアコンプレッサの能力が低下する。
【００２６】
かかる事態に対応するためには、制御位相に余裕を持つ必要がある。このため、実際に製品に搭載される駆動装置では、さらに力率を低下させて動作させる必要がある。通常、製品に要求される８５％程度の力率を確保するためには、リニアコンプレッサの能力を可変にできる範囲が著しく狭くなってしまうという問題がある。
【００２７】
以上から分かるように、力率の悪化は、位相制御による、駆動電圧Ｖの位相遅れ、及びガスばね定数Ｋgの変動による機械系共振周波数ｆmの変動に起因している。
【００２８】
上述のようなガスばね定数Ｋgの変動による機械系の共振周波数ｆmの変化に対応するためには、単なる位相制御のみならず、周波数制御及び振幅制御をも採用することができる。
【００２９】
図５は特許文献３で紹介された単相コンバータと公知のインバータとで構成される駆動装置１を用いて、リニアモータ２を制御する場合を示す回路図である。ここで共振用コンデンサＣは省略されている。リニアモータ２は、その抵抗ｒ、インダクタンスＬ、及び逆起電力ｅaを発生する交流電圧源の直列接続として、電気的な等価回路で示されている。
【００３０】
このような単相インバータとインバータとを用いることにより、微小な周波数制御及び振幅制御を行うことによって対応することが可能である。しかし図５においてトランジスタとして示されたスイッチ素子が６個必要であり、回路構成が複雑になるという新たな問題がある。
【００３１】
他方、パルス幅制御にて駆動電圧を制御し、負荷力率が１００％よりも小さい負荷に駆動電圧を供給する技術が特許文献４に開示されている。しかし当該技術においては電源への回生動作を行うので、トランジスタとして示されたスイッチ素子が６個必要となっている。
【００３２】
また、駆動電圧の振幅制御のみを行う装置として、交流チョッパ回路が公知である。図６は交流チョッパ回路が採用された駆動装置１と、駆動装置１と、リニアモータ２及び共振コンデンサＣとを接続する態様を示す回路図である。ここでもリニアモータ２は、電気的な等価回路で示されている。
【００３３】
当該交流チョッパ回路では双方向スイッチが用いられて、強制転流により降圧動作が行われる。双方向スイッチとしては、位相制御を前提とするトライアック等の自然転流素子が一般的である。しかし自然転流素子は消弧動作が不能であるので、上記交流チョッパ回路で採用することはできない。
【００３４】
よって、双方向スイッチとしては、インバータの強制転流に利用される単方向素子であるＩＧＢＴ等にて構成することが望まれる。図６ではスイッチ部を単方向素子で置き換えた場合を例示している。但し、これらの単方向素子の駆動電位が互いに相違する他、ディスクリートな構成を採らざるを得ないので、回路構成が複雑化するという問題が生じる。
【００３５】
しかもリニアモータ２及び共振コンデンサＣに供給される電圧（上述の駆動電圧Ｖに相当する）は降圧動作の結果として得られるのであるから、上述のように電圧低下に伴うガスばね定数Ｋgの上昇、引いては機械系共振周波数ｆmの上昇が問題となる。
【００３６】
スイッチ素子の数を４個にしてパルス幅制御にて駆動電圧を制御する技術が、特許文献５に紹介されている。しかし当該技術では駆動電圧と負荷に流れる電流との符号が異なる期間が長く、力率の改善が不足であった。
【００３７】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、高効率運転を実現して運転可変範囲を拡大し、しかも構成の簡単化を実現することができる電力変換回路の制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置（９ａ，９ｂ）は電力変換回路（１ｂ）を制御する装置である。当該電力変換回路は、入力点（Ｊ１）、前記入力点との間から交流電力を入力する入出力共通点（Ｊ２）、前記入出力共通点との間から電力変換後の交流電力を出力する出力点（Ｊ３）、第１接続点（Ｋ１）、第２接続点（Ｋ２）、前記入力点に接続されたアノードと前記第１接続点に接続されたカソードとを有する第１入力ダイオード（Ｄ１０）、前記第２接続点に接続されたアノードと前記入力点に接続されたカソードとを有する第２入力ダイオード（Ｄ２０）、前記第１接続点から前記入出力共通点への電流の阻止／流入を制御する第１スイッチング素子（Ｑ１１）、前記入出力共通点から前記第２接続点への電流の阻止／流入を制御する第２スイッチング素子（Ｑ２１）、前記第１接続点から前記出力点への電流の阻止／流入を制御する第３スイッチング素子（Ｑ１２）、前記出力点から前記第２接続点への電流の阻止／流入を制御する第４スイッチング素子（Ｑ２２）、前記入出力共通点に接続されたアノードと前記第１接続点に接続されたカソードとを有する第１ダイオード（Ｄ１１）、前記入出力共通点に接続されたカソードと前記第２接続点に接続されたアノードとを有する第２ダイオード（Ｄ２１）、前記出力点に接続されたアノードと前記第１接続点に接続されたカソードとを有する第３ダイオード（Ｄ１２）、及び前記出力点に接続されたカソードと前記第２接続点に接続されたアノードとを有する第４ダイオード（Ｄ２２）を備える。
【００３９】
当該制御装置の第１の態様は、電圧極性判定部（７１）と、電流極性判定部（７２）と、スイッチング信号生成部（５）とを備える。
【００４０】
前記電圧極性判定部（７１）は、前記入力点の前記入出力共通点に対する入力電圧（Ｖin）の電圧極性（Ｆ１）を判定する。
【００４１】
前記電流極性判定部（７２）は、前記出力点から前記入出力共通点へと流れる出力電流（Ｉout）の電流極性（Ｆ２）を判定する。
【００４２】
スイッチング信号生成部（５）は、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の導通／非導通パターンを決定するパルス幅変調信号（Ｍ）並びに前記電圧極性及び前記電流極性を入力し、第１乃至第４のスイッチング素子の導通デューティに基づいて、と前記第１乃至第４のスイッチング素子の動作を制御するスイッチング信号（Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２）を生成する。
【００４３】
前記電圧極性が正であって前記電流極性が負である第１区間（I)には前記第１、第２，第３、第４スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ０，０，０，１とする。
【００４４】
前記電圧極性が正であって前記電流極性が正である第２区間（II)には前記第３スイッチング素子の前記導通デューティに前記パルス幅変調信号の前記導通デューティを採用しつつ前記第１，第２、第４スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ０，１，０とする。
【００４５】
前記電圧極性が負であって前記電流極性が正である第３区間（III)には前記第１、第２，第３、第４スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ０，０，１，０とする。
【００４６】
前記電圧極性が負であって前記電流極性が負である第４区間（IV)には前記第４スイッチング素子の前記導通ディユーティに前記パルス幅変調信号の前記導通デューティを採用しつつ前記第１，第２、第３スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ１，０，０とする。
【００４７】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第２の態様（９ａ，９ｂ）は、その第１の態様であって、前記電力変換回路（１ｂ）は負荷（２）に対して前記出力電流（Ｉout）を供給する。前記負荷は、電力を機械的仕事に変換する電気機械変換部（２ｃ）と、共振コンデンサ（Ｃ）とを有し、前記電気機械変換部と前記共振コンデンサとは、前記負荷において前記電力変換回路の出力側に直列に接続される。
【００４８】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第３の態様（９ａ，９ｂ）は、その第２の態様であって、前記負荷の機械系の共振周波数と電気系の共振周波数とが等しい。
【００４９】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第４の態様（９ａ，９ｂ）は、その第２の態様又は第３の態様であって、前記電気機械変換部（２ｃ）の状態を示す状態情報（Ｗ）と前記状態情報の指令値（Ｗ＊）とから、前記ＰＷＭ信号（Ｍ）を生成するＰＷＭパターン決定部（４）を更に備える。
【００５０】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第５の態様（９ｂ）は、その第４の態様であって、状態情報生成部（８３）と、乗算器（８１）と、位相マスク（８２）とを更に備える。
【００５１】
前記状態情報生成部（８３）は、前記電気機械変換部（２ｃ）に固有の機器定数（Ｌ，ｒ，Ｋｅ）及び前記共振コンデンサの静電容量値（Ｃ）、並びに前記出力点（Ｊ３）と前記入出力共通点（Ｊ２）との間に印加される出力電圧（Ｖout）及び前記出力電流(Ｉout）から前記状態情報（Ｗ）を生成する。
【００５２】
前記乗算器（８１）は、前記ＰＷＭ信号（Ｍ）と前記入力電圧（Ｖin）との積を求める。
【００５３】
前記位相マスク（８２）は、前記電圧極性（Ｆ１）及び前記電流極性（Ｆ２）及び前記積を入力し、前記第１区間（I）及び前記第３区間（III）において前記積を零値でマスキングして前記出力電圧を求める。
【発明の効果】
【００５４】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第１の態様によれば、出力点と入出力共通点との間から得られる出力電圧を小さくするに際して、パルス幅変調を採用するので、位相制御を採用した場合と比較して力率が改善される。また電源から入力する電圧における変動にも対応できる。しかも環流動作を行って、電源への回生を行わないので、電源側への無効電力の発生を回避し、力率が改善される。
【００５５】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第２の態様によれば、電気機械変換部は通常は誘導性負荷であるので、共振コンデンサを採用することにより、負荷に供給される電圧と電流の位相差が小さくなり、負荷の力率が改善される。
【００５６】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第３の態様によれば、第１区間及び第３区間の長さを短くし、以て出力電圧の振幅を実質的にＰＷＭ変調で制御することに近つけることができる。
【００５７】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第５の態様によれば、電気機械変換部についての状態信号を推定した制御を採用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】基本波電圧Ｖ１，基本波力率ＰＦ１，基本波電圧位相θ１の位相制御角への依存性を示すグラフである。
【図２】制御変位とガスばね定数、駆動電圧との関係を示すグラフである。
【図３】駆動電圧に対する電流の伝達特性を示すボード線図である。
【図４】力率の入力電力に対する依存性を示すグラフである。
【図５】従来のリニアコンプレッサ駆動装置の一例を示す電気回路図である。
【図６】従来の交流チョッパ回路を示す電気回路図である。
【図７】第１の実施の形態における技術を説明する回路図である。
【図８】電力変換回路の入力電流、入力電圧、出力電流及び出力電圧の波形を示すグラフである。
【図９】４つの区間と、電圧極性、電流極性及びスイッチング素子の動作との関係を示す図である。
【図１０】スイッチング信号生成部の構成を例示する回路図である。
【図１１】区間Iにおける駆動装置、負荷及び交流電源の等価回路を示す回路図である。
【図１２】区間IIにおける駆動装置、負荷及び交流電源の等価回路を示す回路図である。
【図１３】区間IIIにおける駆動装置、負荷及び交流電源の等価回路を示す回路図である。
【図１４】区間IVにおける駆動装置、負荷及び交流電源の等価回路を示す回路図である。
【図１５】力率特性の入力電力依存性を示す図である。
【図１６】第２の実施の形態における技術を説明する回路図である。
【図１７】従来装置によって得られた位相制御時の入力電圧の波形を示すグラフである。
【図１８】従来装置によって得られた位相制御時の入力電流の波形を示すグラフである。
【図１９】従来装置によって得られた位相制御時の入力電流のスペクトラムを示すグラフである。
【図２０】実施の形態の装置によって得られた位相制御時の入力電圧の波形を示すグラフである。
【図２１】実施の形態の装置によって得られた位相制御時の入力電流の波形を示すグラフである。
【図２２】実施の形態の装置によって得られた位相制御時の入力電流のスペクトラムを示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００５９】
第１の実施の形態．
図７は本実施の形態における技術を説明する回路図である。ここでは、スナバ等の付加回路は省略している。
【００６０】
リニアコンプレッサ２ｃはリニア振動アクチュエータ（不図示）を含んでいる。リニア振動アクチュエータ及びこれと電気的に直列に接続された共振コンデンサＣとは、駆動装置１の負荷２となっている。
【００６１】
駆動装置１は、ＬＣフィルタ回路１ａと電力変換回路１ｂとを備えている。ＬＣフィルタ回路１ａを介して交流電源１０から電力が供給されることにより、電力変換回路１ｂには入力電圧Ｖinと、入力電流Ｉinが入力される。電力変換回路１ｂは負荷２に対して出力電流Ｉout及び駆動電圧（以下、出力電圧とも称す）Ｖoutを出力する。
【００６２】
電力変換回路１ｂは、入力点Ｊ１、入出力共通点Ｊ２、出力点Ｊ３を備える。入力点Ｊ１と入出力共通点Ｊ２との間にはＬＣフィルタ回路１ａを介して交流電力が入力される。具体的には入力点Ｊ１の入出力共通点Ｊ２に対する電位差が入力電圧Ｖinであり、ＬＣフィルタ回路１ａから入力点Ｊ１へ流れ込む電流が入力電流Ｉinである。
【００６３】
入出力共通点Ｊ２と出力点Ｊ３２との間から、電力変換回路１ｂによって電力変換された後の交流電力が負荷２へ出力される。具体的には出力点Ｊ３の入出力共通点Ｊ２に対する電位差が出力電圧Ｖoutであり、出力点Ｊ３から負荷２へ流れ込む電流が出力電流Ｉoutである。
【００６４】
電力変換回路１ｂはまた接続点Ｋ１，Ｋ２を備えている。接続点Ｋ１，Ｋ２は下記諸要素の接続点として把握される。電力変換回路１ｂは入力ダイオードＤ１０，Ｄ２０と、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２と、ダイオードＤ１１，Ｄ２１，Ｄ１２，Ｄ２２とを備える。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２は例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが採用され、それぞれダイオードＤ１１，Ｄ２１，Ｄ１２，Ｄ２２と共にモジュール化された素子を採用することができる。
【００６５】
入力ダイオードＤ１０は、入力点Ｊ１に接続されたアノードと接続点Ｋ１に接続されたカソードとを有する。入力ダイオードＤ２０は、接続点Ｋ２に接続されたアノードと入力点Ｊ１に接続されたカソードとを有する。
【００６６】
スイッチング素子Ｑ１１は、接続点Ｋ１から入出力共通点Ｋ２への電流の阻止／流入を制御する。スイッチング素子Ｑ２１は、入出力共通点Ｋ２から接続点Ｋ２への電流の阻止／流入を制御する。スイッチング素子Ｑ１２は、接続点Ｋ１から出力点Ｊ３への電流の阻止／流入を制御する。スイッチング素子Ｑ２２は、出力点Ｊ３から接続点Ｋ２への電流の阻止／流入を制御する。
【００６７】
ダイオードＤ１１は、入出力共通点Ｊ２に接続されたアノードと接続点Ｋ１に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ２１は、入出力共通点Ｊ２に接続されたカソードと接続点Ｋ２に接続されたアノードとを有する。ダイオードＤ１２は、出力点Ｊ３に接続されたアノードと接続点Ｋ１に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ２２は、出力点Ｊ３に接続されたカソードと接続点Ｋ２に接続されたアノードとを有する。
【００６８】
駆動装置１は、通常のインバータを構成する汎用部品にて構成できる。
【００６９】
なお、図７で例示された回路図では、出力電流Ｉoutを測定するためのシャント抵抗６が、共振コンデンサＣと入出力共通点Ｊ２との間に接続されている。シャント抵抗６の両端には出力電流Ｉoutに比例した電圧Ｖｒが発生する。但し、シャント抵抗６を設けることなく、カレントトランスを用いて出力電流Ｉoutを測定してもよい。
【００７０】
制御装置９ａは、電力変換回路１ｂの動作を制御すべく、電圧極性判定部７１、電流極性判定部７２、及びスイッチング信号生成部５を備える。
【００７１】
電圧極性判定部７１は、入力電圧Ｖinを入力してその電圧極性Ｆ１を判定する。電流極性判定部７２は、出力電流Ｉoutの電流極性Ｆ２を判定する。スイッチング信号生成部５はパルス幅変調信号Ｍ並びに、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２を入力し、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の動作を制御するスイッチング信号Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２を生成する。
【００７２】
ここでパルス幅変調信号Ｍはスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２の導通／非導通パターンを決定する信号であって、変位Ｗ（式（１）（２）の変位ｘに相当する）とその指令値Ｗ＊との偏差に基づいて生成される。パルス幅変調信号ＭはＰＷＭ信号生成部４によって生成され、例えばＰＷＭ信号生成部４を制御装置９ａに含めてもよい。パルス幅変調信号Ｍの生成自体は周知の技術を採用できるので、ここではその説明を省略する。
【００７３】
なお、変位Ｗはリニアコンプレッサ２ｃに付加された位置センサ３によって検出することができる（但し後述するように位置センサ３を用いずに変位Ｗを推定することもできる）。位置センサ３は例えばリニアスケールで構成される。また指令値Ｗ＊は例えば、制御装置９ａへとその外部から供給される。
【００７４】
図８は、電力変換回路１ｂの入力電流Ｉin、入力電圧Ｖin、出力電流Ｉout及び出力電圧Ｖoutの波形を示すグラフである。入力電流Ｉin、入力電圧Ｖin、出力電流Ｉout及び出力電圧Ｖoutの極性に依存して、４つの区間I，II，III，IVが規定される。
【００７５】
図９は４つの区間I，II，III，IVと電圧極性Ｆ１、電流極性Ｆ２及びスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の動作との関係を示す図である。
【００７６】
区間Ｉは、電圧極性Ｆ１が正であって、電流極性Ｆ２が負である。このとき、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の動作はそれぞれＯＦＦ，ＯＦＦ，ＯＦＦ，ＯＮである。換言すればスイッチング信号生成部５はパルス幅変調信号Ｍに依存せずに、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の導通デューティをそれぞれ０，０，０，１とする。
【００７７】
区間IIは、電圧極性Ｆ１が正であって、電流極性Ｆ２が正である。このとき、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の動作はそれぞれＯＦＦ，ＯＮ，ＰＷＭ，ＯＦＦである。換言すればスイッチング信号生成部５は、スイッチング素子Ｑ１２の導通デューティにパルス幅変調信号Ｍの導通デューティを採用しつつ、パルス幅変調信号Ｍに依存せずにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ２２の導通デューティをそれぞれ０，１，０とする。
【００７８】
区間IIIは、電圧極性Ｆ１が負であって、電流極性Ｆ２が正である。このとき、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の動作はそれぞれＯＦＦ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＦＦである。換言すればスイッチング信号生成部５はパルス幅変調信号Ｍに依存せずに、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の導通デューティをそれぞれ０，０，１，０とする。
【００７９】
区間IVは、電圧極性Ｆ１が負であって、電流極性Ｆ２が負である。このとき、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の動作はそれぞれＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ，ＰＷＭである。換言すればスイッチング信号生成部５は、スイッチング素子Ｑ２２の導通デューティにパルス幅変調信号Ｍの導通デューティを採用しつつ、パルス幅変調信号Ｍに依存せずにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２の導通デューティをそれぞれ１，０，０とする。
【００８０】
図１０はスイッチング信号生成部５の構成を例示する回路図である。上述のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の導通デューティを得るため、スイッチング信号生成部５は通電パターン決定部５１、５２及び通電モード決定部５３を備えている。ここでは電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の極性が正の場合に論理値“Ｈ”が、負の場合に論理値“Ｌ”が、それぞれ割り当てられている場合を示している。またパルス幅変調信号Ｍの活性／非活性に応じてそれぞれ論理値“Ｈ”／“Ｌ”が割り当てられる場合が示されている。
【００８１】
通電モード決定部５３は二入力のEX-ORゲートＢ１と反転ゲートＢ２とを有している。EX-ORゲートＢ１には電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理値が入力する。
【００８２】
ゲートＢ１の出力は、電圧極性Ｆ１と電流極性Ｆ２とが相違する場合（これは区間I，IIIに対応する）に“Ｈ”となり、電圧極性Ｆ１と電流極性Ｆ２とが一致する場合（これは区間II，IVに対応する）に“Ｌ”となる。ゲートＢ２の出力は、ゲートＢ１の出力と相補的な論理値を採る。
【００８３】
通電パターン決定部５２はスイッチング信号Ｇ１１，Ｇ２１に対応する論理を出力するブロックであり、反転ゲートＢ３及び二入力のＡＮＤゲートＢ４，Ｂ５を有している。ＡＮＤゲートＢ４，Ｂ５の出力の“Ｈ”／“Ｌ”に応じて、それぞれスイッチング信号Ｇ１１、Ｇ２１は活性／非活性となる。
【００８４】
反転ゲートＢ３は電圧極性Ｆ１の論理値を入力する。ＡＮＤゲートＢ４の一方側入力としてゲートＢ３の出力が、ＡＮＤゲートＢ５の一方側入力として電圧極性Ｆ１の論理値が、それぞれ与えられる。ＡＮＤゲートＢ４，Ｂ５にはいずれもゲートＢ２の出力が入力されている。
【００８５】
ＡＮＤゲートＢ４の出力は、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理値がいずれも“Ｌ”であるときに“Ｈ”となり、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理値の少なくともいずれか一方が“Ｈ”であるときに“Ｌ”となる。これにより、図９に示されるように、スイッチング素子Ｑ１１は区間IVにおいてのみ導通し、それ以外で非導通となる。
【００８６】
ＡＮＤゲートＢ５の出力は、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理がいずれも“Ｈ”であるときに“Ｈ”となり、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理の少なくともいずれか一方が“Ｌ”であるときに“Ｌ”となる。これにより、図９に示されるように、スイッチング素子Ｑ２１は区間IIにおいてのみ導通し、それ以外で非導通となる。
【００８７】
通電パターン決定部５１はスイッチング信号Ｇ１２，Ｇ２２に対応する論理を出力するブロックであり、三入力ＡＮＤゲートＢ６，Ｂ７，Ｂ９，Ｂ１０と、反転ゲートＢ８と、二入力ＯＲゲートＢ１１，Ｂ１２とを有する。ＯＲゲートＢ１１，Ｂ１２の出力の“Ｈ”／“Ｌ”に応じて、それぞれスイッチング信号Ｇ１２、Ｇ２２は活性／非活性となる。
【００８８】
ＡＮＤゲートＢ６にはＡＮＤゲートＢ５と同様にゲートＢ２の出力及び電圧極性Ｆ１の論理値が与えられ、かつパルス幅変調信号Ｍの論理値も与えられる。よってＡＮＤゲートＢ６は区間IIにおいてのみパルス幅変調信号Ｍの論理値を出力する。同様にして、ＡＮＤゲートＢ７は区間IVにおいてのみパルス幅変調信号Ｍの論理値を出力する。
【００８９】
反転ゲートＢ８は電流極性Ｆ２の論理値を入力する。ＡＮＤゲートＢ１０の一方側入力としてゲートＢ８の出力が、ＡＮＤゲートＢ９の一方側入力として電流極性Ｆ２の論理値が、それぞれ与えられる。ＡＮＤゲートＢ９，Ｂ１０にはいずれもゲートＢ１の出力が入力されている。
【００９０】
ＡＮＤゲートＢ９の出力は、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理値がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”であるとき（これは区間IIIに対応する）に“Ｈ”となり、それ以外では“Ｌ”となる。ORゲートＢ１１にはＡＮＤゲートＢ９の出力及びＡＮＤゲートＢ６の出力が入力するので、区間I,IVにおいて“Ｌ”、区間IIにおいてパルス幅変調信号Ｍの論理、区間IIIにおいて“Ｈ”を出力する。よって図９に示されるようにスイッチング素子Ｑ１２が制御される。
【００９１】
ＡＮＤゲートＢ１０の出力は、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理値がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”であるとき（これは区間Iに対応する）に“Ｈ”となり、それ以外では“Ｌ”となる。ORゲートＢ１２にはＡＮＤゲートＢ１０の出力及びＡＮＤゲートＢ７の出力が入力するので、区間II,IIIにおいて“Ｌ”、区間IVにおいてパルス幅変調信号Ｍの論理、区間IIにおいて“Ｈ”を出力する。よって図９に示されるようにスイッチング素子Ｑ２２が制御される。
【００９２】
図７を参照して電力変換回路１ｂは降圧形チョッパである。よってＰＷＭ制御が行われることによって、図８の波形に示すように入力電流Ｉin、入力電圧Ｖin、出力電流Ｉout及び出力電圧Ｖoutはそれぞれ不連続、連続、連続、不連続となる。以下、図８の波形について、区間I，II，III，IV毎に説明する。
【００９３】
図１１は区間Iにおける駆動装置１、負荷２及び交流電源１０の等価回路を示す。スイッチング素子Ｑ１２，２２がそれぞれオフ、オンしているので、入出力共通点Ｊ２と出力点Ｊ３とはほぼ短絡し、出力電圧Ｖoutは０となる。このとき逆起電力ｅa（＞０）に基づいて電流が出力点Ｊ３、スイッチング素子Ｑ２２、接続点Ｋ２、ダイオードＤ２１、入出力共通点Ｊ２を通って流れる（Ｉout＜０）。かかる現象は回生ではなく、環流である（スイッチング素子Ｑ１１がオフしており、入力点Ｊ１はフローティングとなっているため）。
【００９４】
図１２は区間IIにおける駆動装置１、負荷２及び交流電源１０の等価回路を示す。スイッチング素子Ｑ２１がオンしているので、スイッチング素子Ｑ１２のＰＷＭ動作に依存して出力電流Ｉoutの経路は異なる。実線で示された経路はスイッチング素子Ｑ１２がそのＰＷＭ動作においてオンしている場合に出力電流Ｉoutが流れる経路である。当該経路において出力電流Ｉoutは、入力電圧Ｖinが正であることから入力点Ｊ１、ダイオードＤ１０、接続点Ｋ１、スイッチング素子Ｑ１２、出力点Ｊ３をこの順に流れる（Ｉout＞０、Ｖout＞０）。このときの出力電流Ｉoutは入力電圧Ｖinに基づいて流れているので、当該現象は力行である。
【００９５】
破線で示された経路はスイッチング素子Ｑ１２がそのＰＷＭ動作においてオフしている場合に出力電流Ｉoutが流れる経路である。当該経路において出力電流Ｉoutは、入出力共通点Ｊ２、スイッチング素子Ｑ２１、接続点Ｋ２、ダイオードＤ２２、出力点Ｊ３をこの順に流れる（Ｉout＞０、Ｖout＝０）。このときの出力電流Ｉoutは逆起電力ｅa（＜０）に基づいて流れているので、当該現象は環流である（通常、Ｖin＞ｅaであるので、入力ダイオードＤ２０は導通しないため）。
【００９６】
図１３は区間IIIにおける駆動装置１、負荷２及び交流電源１０の等価回路を示す。スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２がそれぞれオン、オフしているので、入出力共通点Ｊ２と出力点Ｊ３とはほぼ短絡し、出力電圧Ｖoutは０となる。このとき逆起電力ｅa（＜０）に基づいて電流が入出力共通点Ｊ２、ダイオードＤ１１、接続点Ｋ１、スイッチング素子Ｑ１２、出力点Ｊ３を通って流れる（Ｉout＞０）。かかる現象は回生ではなく、環流である（スイッチング素子Ｑ２１がオフしており、入力点Ｊ１はフローティングとなっているため）。
【００９７】
図１４は区間IVにおける駆動装置１、負荷２及び交流電源１０の等価回路を示す。スイッチング素子Ｑ１１がオンしているので、スイッチング素子Ｑ２２のＰＷＭ動作に依存して出力電流Ｉoutの経路は異なる。実線で示された経路はスイッチング素子Ｑ２２がそのＰＷＭ動作においてオンしている場合に出力電流Ｉoutが流れる経路である。当該経路において出力電流Ｉoutは、入力電圧Ｖinが負であることから出力点Ｊ３、スイッチング素子Ｑ２２、接続点Ｋ２、ダイオードＤ１１、入力点Ｊ１をこの順に流れる（Ｉout＜０、Ｖout＜０）。このときの出力電流Ｉoutは入力電圧Ｖinに基づいて流れているので、当該現象は力行である。
【００９８】
破線で示された経路はスイッチング素子Ｑ２２がそのＰＷＭ動作においてオフしている場合に出力電流Ｉoutが流れる経路である。当該経路において出力電流Ｉoutは、出力点Ｊ３、ダイオードＤ１２、接続点Ｋ１、スイッチング素子Ｑ１１、入出力共通点Ｊ２をこの順に流れる（Ｉout＜０、Ｖout＝０）。このときの出力電流Ｉoutは逆起電力ｅa（＞０）に基づいて流れているので、当該現象は環流である（Ｖin＜０＜ｅaであるので、入力ダイオードＤ１０は導通しないため）。
【００９９】
以上のように、出力電圧ＶoutをＰＷＭ制御によってチョッピングして出力電流Ｉoutを正弦波状にする。しかもこの際に環流動作を採用することにより、出力電圧Ｖoutが出力電流Ｉoutの極性と異なる極性を有する期間が除去される。これにより、電源側への無効電力の発生を回避し、もって力率が改善される。特許文献４に開示された技術とは異なり、電源への回生動作を行わないので、スイッチング素子は特許文献４よりも二個少なくすることができる。
【０１００】
図１５は力率特性の入力電力依存性を示す図である。図１５では特許文献１で開示された装置（以下「従来装置」と称す）技術によりリニアコンプレッサを駆動した場合と、図７で示された装置によりリニアコンプレッサを駆動した場合との両方を併記した。但し二つの場合においてばね定数は（変位が小さくなってガスばね定数が上昇することも含めて）互いに等しく設定されている。
【０１０１】
上述のように機械系の共振周波数ｆmはガスばね定数Ｋgに依存し、従って変位ｘ，Ｗに依存して変動する。図１５では、最大定格（ここでは入力電力７００Ｗ程度）において採用される変位に対応するガスばね定数を用いて、機械系の共振周波数ｆmを電源周波数（ここでは６０Ｈｚ）と一致させ、かつ電気系の共振周波数ｆeもこれと一致するように設定した場合が示されている（二つの共振周波数ｆm，ｆeを一致させる利点については後述する）。
【０１０２】
前述のように電源に接続されるべき負荷の力率は８５％以上であることが要求される場合、図１５を参照して従来装置では運転可変範囲は８０〜１００％程度となる。他方、図７の装置においては、出力電圧Ｖoutの振幅調整はＰＷＭ変調によって行われ、出力電圧Voutの位相と電源電圧Ｖinの位相とが一致し、点弧位相の遅れに伴った入力力率の低下が回避されている。これにより負荷の力率は８５％以上であることが要求される場合であっても、運転可変範囲が５０〜１００％となり、運転可変範囲が約３０％で拡大される。
【０１０３】
しかも、パルス幅変調信号Ｍのデューティを制御することによって電源電圧の変動に対応することが可能であるので、電源電圧が変動した場合においても、ガスばね定数Ｋgに依存した力率特性を維持することが可能である。
【０１０４】
なお区間I，IIIが短いほど環流動作の時間が短く、出力電圧Ｖoutの振幅を実質的にＰＷＭ変調で制御することに近づき、力率が改善される。よって区間I，IIIを短縮することが望ましい。なお、図８では制御の説明を分かり易くするため区間I，IIIを長く採った場合について記載しており、図２０、図２１、図２２では区間I，IIIを短く採った場合について記載している。
【０１０５】
区間I，IIIを短縮することは、出力電圧Ｖoutと出力電流Ｉoutの位相差を小さくすることに相当する。当該位相差は典型的には、式（１），（２）から求められる機械系共振の共振周波数ｆmと電気系の共振周波数ｆeとが等しい場合において、零となる。具体的には式（２）において電気的共振時には位相が９０°進相することを示す記号ｊを用いて、式（４）が成立する。但し式（２）から電気系の共振周波数を式（５）で求めた。
【０１０６】
【数４】
【０１０７】
【数５】
【０１０８】
他方、式（１）においては電流ｉは変位ｘについて定数倍項、一階微分項、二回微分項を用いて表される。よって式（４）において電流ｉと電圧Ｖとが同位相であると言えるためには、式（１）が成立しつつも、電流ｉが変位ｘについての一階微分項と、定数とで表されなければならない。これは即ち式（３）が成立することに他ならず、機械的共振という条件下においてのみ、式（４）において電流ｉと電圧Ｖとが同位相であると言えることになる。つまり、電流ｉと電圧Ｖとが同位相となるのは機械系の共振周波数ｆmと電気系の共振周波数ｆeとが等しい場合である。
【０１０９】
よって既知の各定数に対して、共振コンデンサＣの容量を下記のように設定することにより、区間I，IIIの長さを顕著に短く（理想的には零に）することができる。
【０１１０】
【数６】
【０１１１】
つまり、本実施の形態で示された電力変換回路１ｂを制御する場合、当該電力変換回路１ｂがその出力電流Ｉoutを供給する負荷２は、電気機械変換部（ここではリニアコンプレッサ２ｃ）と、共振コンデンサＣとを有することが望ましい。そして負荷２において電気機械変換部と共振コンデンサとは電力変換回路１ｂの出力側に直列に接続され、機械系の共振周波数と電気系の共振周波数とは等しいことが望ましい。これにより区間I，IIIの長さを短くし、以て出力電圧Ｖoutの振幅を実質的にＰＷＭ変調で制御することに近つけることができる。
【０１１２】
なお、変位ｘ，Ｗは電気機械変換部の状態を示す状態情報と把握することができる。
【０１１３】
もちろん、共振コンデンサＣの値が式（６）の値よりも少し増減しても、区間I，IIIの長さを短くすることができる効果はある。
【０１１４】
区間II，IVではＰＷＭ制御による力行／環流が実行されるので、位相制御のような位相制御角は採用されない。よって位相制御を採用したときに問題となる、制御変位が小さい場合に位相制御角が増大することに起因した力率低下の影響を小さくすることができる。
【０１１５】
第２の実施の形態．
本実施の形態では変位Ｗを位置センサ３等で実測するのではなく、共振コンデンサＣの電圧に基づいて推定する技術を採用する。
【０１１６】
図１６は本実施の形態における技術を説明する回路図である。ここで示される構成は、第１の実施の形態において図７を用いて説明された構成に対して、制御装置９ａを制御装置９ｂに置換し、位置センサ３を削除した構成を有している。
【０１１７】
制御装置９ｂは制御装置９ａに対して、乗算器８１、環流位相マスク８２、変位推定部８３が追加された構成を有する。
【０１１８】
式（２）を変形すると式（７）が得られる。
【０１１９】
【数７】
【０１２０】
式（７）において、右辺の第１項である駆動電圧Ｖは電源電圧およびデューティより得られる値であり、右辺の第２項はリニアアクチュエータの機器定数、リニア振動アクチュエータに流れる電流、および共振コンデンサの電圧から求められる値である。また、左辺の速度起電力Ｋｅについても既知である。よって変位ｘは右辺を速度起電力Ｋｅで除して得られる値を積分することによって推定される。
【０１２１】
本実施の形態に即していえば、リニアアクチュエータのインダクタンスＬ及び抵抗ｒ及び共振コンデンサＣの値並びに速度起電力Ｋｅが予め既知値として得られている。変位推定部８３は、出力電流Ｉoutを反映した電圧Ｖｒと、駆動電圧Ｖたる出力電圧Ｖoutと、共振コンデンサＣの電圧Ｖｃと、上記既知値とに基づいて、変位Ｗを推定する。上述のように変位Ｗは電気機械変換部の状態を示す状態情報として把握できるので、変位推定部８３は、状態情報生成部と把握することができる。
【０１２２】
還流位相マスク８２は出力電圧Ｖoutを変位推定部８３に供給する。区間II，IVでは入力電圧ＶinにＰＷＭ変調を掛けて出力電圧Ｖoutが得られるが、区間I,IIIでは入力電圧Ｖinによらずに出力電圧Ｖoutは０となる。よってまず、乗算器８１によって入力電圧Ｖinとパルス幅変調信号Ｍとの乗算結果（積）が得られ、当該積が還流位相マスク８２に与えられる。
【０１２３】
他方、還流位相マスク８２には電圧極性Ｆ１、電流極性Ｆ２も与えられ、これにより変位推定部８３は区間I，II，III，IVを区別して認識することができる。よって変位推定部８３は区間I．IIIにおいて当該積を零値でマスキングして出力電圧Ｖoutを求める。
【０１２４】
次いで、従来装置による電源高調波発生量と図７または図１６に示された装置（以下「実施形態の装置」と称す）による電源高調波発生量とを対比する。
【０１２５】
図１７、図１８、図１９は、いずれも従来装置によって得られた結果を示すグラフであり、図２０、図２１、図２２は、いずれも実施形態の装置によって得られた結果を示すグラフである（但し、図２０、図２１、図２２では区間I，IIIの長さをほぼ零とした場合、即ち共振コンデンサＣの容量を適切に設定した場合について示している）。
【０１２６】
図１７及び図２０は位相制御時の入力電圧Ｖinの波形を、図１８及び図２１は入力電流Ｉinの波形を、図１９及び図２２は入力電流Ｉinのスペクトラムを、それぞれ示す。なお電源電圧は６０Ｈｚかつ１７３Ｖ、入力電力を６００Ｗとした。また従来装置の点弧角を４０°、実施の形態の装置のデューティを０．９４とした。
【０１２７】
従来装置による位相制御時においては、入力電流が点弧角により遮断されるため、図１９に示すように高調波電流発生量が大きくなり、３、５、７次（それぞれ１８０Ｈｚ、３００Ｈｚ、４２０Ｈｚ）において顕著に表れている。
【０１２８】
他方、実施形態の装置の制御においては、図８に示されるように入力電流Ｉinは不連続であるものの、電力変換回路１ｂによるチョッピングで電流振幅が制御されるので、高調波電流発生量は著しく低減される。しかも、入力電流Ｉinの波形はＬＣフィルタ回路１ａにより十分平滑化されているので、電流リプルは少なく正弦波状である。
【０１２９】
なお、ここで採用したリニアコンプレッサのシリンダ数は１であるので、推力が非対称となる。よって図１９及び図２２共に、偶数次（２次：１２０Ｈｚ）の高調波が現れているが、その発生量は僅かである。
【０１３０】
なお、電力変換回路１ｂは交流降圧形チョッパであるので、平滑用の大容量電解コンデンサを不要にでき、長寿命、低コストを実現できる。
【符号の説明】
【０１３１】
１ｂ 電力変換回路
２ 負荷
２ｃ リニア振動アクチュエータ
４ ＰＷＭパターン決定部
５ スイッチング信号生成部
７１ 電圧極性判定部
７２ 電流極性判定部
８１ 乗算器
８２ 位相マスク
８３ 状態情報生成部
９ａ，９ｂ 制御装置
Ｄ１０，Ｄ２０ 入力ダイオード
Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２ ダイオード
Ｆ１ 入力電圧の電圧極性
Ｆ２ 出力電流の電流極性
Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２ スイッチング信号
Ｉout 出力電流
Ｊ１ 入力点
Ｊ２ 入出力共通点
Ｊ３ 出力点
Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３ 接続点
Ｍ パルス幅変調信号
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２ スイッチング素子
Ｖin 入力電圧
Ｖout 出力電圧
Ｗ 変位（状態情報）
Ｗ＊ 変位（状態情報）の指令値
【技術分野】
【０００１】
この発明は電力変換回路の制御装置に関し、例えばリニアコンプレッサを駆動するために電力変換回路を制御する技術に適用できる。
【背景技術】
【０００２】
冷媒を圧縮するコンプレッサに対する高効率化の要求が高まる中で、冷蔵庫、空調機等への適用を想定したリニアコンプレッサの検討がなされている。
【０００３】
リニアコンプレッサは、回転電機を用いたコンプレッサよりも直接的に往復運動が得られるので機械的効率に優れている。リニアコンプレッサは更に、運転周波数が一定であっても、ストローク制御を行うことにより、吐出量を可変させて能力を制御できるという特徴を有する。
【０００４】
さらに、リニアコンプレッサにおいて、その動力源として適用されるリニア振動アクチュエータに、ばね共振が利用できる。ばね共振を利用することにより、圧縮、膨張に必要な駆動力が不要となり、リニア振動アクチュエータを駆動する電力が低減できる。これは効率向上の観点において有利である。
【０００５】
リニア振動アクチュエータを駆動するための駆動装置として、従来からトライアックおよび共振コンデンサを用いる駆動装置が提案されている（例えば後掲の特許文献１）。特許文献１に鑑みて、リニア振動アクチュエータを含むリニアコンプレッサの動作は、下式（１）に示す運動方程式と、下式（２）に示す電圧方程式によって説明される。式（２）において駆動電圧Ｖを増加させると左辺の電流ｉが増加し、式（１）の左辺の変位ｘが増加するので、駆動電圧Ｖにより変位ｘが制御可能である。図２には変位と駆動電圧の関係をグラフで示した。
【０００６】
【数１】
【０００７】
【数２】
【０００８】
ここで、Ｍ：リニアコンプレッサのピストンの質量、Ｋr：リニアコンプレッサの摩擦定数、Ｋs：等価的ばね定数、Ｋf：推力定数、Ｋe：速度起電力定数、Ｆg：ピストンが与える圧縮力、ｘ：ピストンの変位、Ｌ：リニア振動アクチュエータのインダクタンス、r：リニア振動アクチュエータの抵抗、C：共振コンデンサ、Ｖ：リニア振動アクチュエータに入力する駆動電圧、i：リニア振動アクチュエータに流れる電流、を採用した。
【０００９】
バネが採用されたリニア振動アクチュエータは、例えば後掲の特許文献２にも紹介されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０００−１４５６３２号公報
【特許文献２】特開２０００−１１０７３２号公報
【特許文献３】特公平７−７９５４８号公報
【特許文献４】特開平８−９６６０号公報
【特許文献５】特開２００３−３０９９９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記の駆動装置においては、位相制御により基本波電圧振幅を制御しており、点弧角を位相制御角だけ遅らせることにより制御を行っている。これにより、駆動装置に入力する電源電圧に対して駆動電圧は位相が遅れる。
【００１２】
図１は基本波電圧Ｖ１，基本波力率ＰＦ１，基本波電圧位相θ１の位相制御角への依存性を示すグラフである。左側縦軸の記号「／」は除算を示すのではなく、基本波電圧Ｖ１，力率ＰＦ１の二つについて左側縦軸が適用されることを示す。
【００１３】
図１に示されるように、基本波電圧位相θ１（これは電源電圧に対する駆動電圧の基本波位相の遅れを示す）が発生する。
【００１４】
リニア振動アクチュエータのように、電力を機械的仕事に変換する装置（以下「電気機械変換部」とも称す）は通常は誘導性負荷であるので、駆動電圧Ｖと電流ｉの位相を一致させて力率を改善するために、共振コンデンサＣが採用される。
【００１５】
しかし制御される対象となる変位ｘが大きい場合、上記共振コンデンサＣを採用しても、基本波電圧位相θ１に依存して力率ＰＦ１が大きく低下するという問題がある。
【００１６】
例えば電源に接続されるべき負荷の力率は８５％以上であることが要求される場合、図１を参照して、位相制御角は９０°程度が上限となる。よってかかる位相制御によって制御可能な駆動電圧の範囲は０〜６０％程度となる。
【００１７】
また、式（１）の運動方程式から、機械系の共振周波数ｆmは式（３）で表される。
【００１８】
【数３】
【００１９】
ここで、Ｋm：共振ばね定数、Ｋg：ガスばね定数、を採用した。共振ばねはリニア振動アクチュエータに設けられるばねであり、ガスばねはリニアコンプレッサの圧縮対象となるガスの弾性を示す。
【００２０】
図２にはガスばね定数の変位に対する依存性も示している。駆動電圧Ｖの振幅を下げることによりリニアコンプレッサの変位ｘを小さくした場合には、図２に示すように、ガスばね定数Ｋgが増加し、式（３）において共振周波数ｆmが上昇することになる。
【００２１】
図３は、式（１）（２）から得られる、駆動電圧Ｖに対する電流ｉの伝達特性を示すボード線図である。ここでは機械系の共振周波数ｆmと、式（２）から得られる電気系の共振周波数ｆeとのいずれもが６０Ｈｚである場合を示している（二つの共振周波数ｆm，ｆeを一致させる利点については後述する）。機械系の共振周波数ｆmが上昇すれば伝達特性の振幅の谷や、周波数上昇に対して伝達特性の位相が上昇する区間も周波数の高い側にずれる。
【００２２】
駆動電圧Ｖの周波数を６０Ｈｚとして駆動装置が動作していれば、駆動電圧Ｖと電流ｉとは同相となり、力率は最大となる。かかる状況からガスばね定数Ｋgが増加すると、６０Ｈｚ近傍での伝達特性の位相は低下し、駆動電圧Ｖに対する電流ｉの位相が遅れる。
【００２３】
したがって、従来の駆動装置においては、位相制御による駆動電圧の位相遅れのみならず、ガスばねによる電流位相の遅れが加わり、力率が大きく低下するものと考えられる。
【００２４】
図４は電源側から見た力率の、入力電力に対する依存性を示すグラフである。当該駆動装置の負荷としてリニアコンプレッサを採用した場合と、抵抗を採用した場合とを併記した。負荷として抵抗が採用される場合には、機械系の運動方程式は成立せず、ガスばね定数の影響もない。よって負荷としてリニアコンプレッサが採用される場合には、負荷として抵抗が採用される場合と比較して、入力電力の低下に伴う力率の低下が顕著となることが分かる。
【００２５】
最大定格において、位相制御角０°で共振動作が可能となるよう、各定数を設定することが望ましい。しかし電源電圧が変動した場合、特に電源電圧が低下した場合、変位ｘが小さくなり、リニアコンプレッサの能力が低下する。
【００２６】
かかる事態に対応するためには、制御位相に余裕を持つ必要がある。このため、実際に製品に搭載される駆動装置では、さらに力率を低下させて動作させる必要がある。通常、製品に要求される８５％程度の力率を確保するためには、リニアコンプレッサの能力を可変にできる範囲が著しく狭くなってしまうという問題がある。
【００２７】
以上から分かるように、力率の悪化は、位相制御による、駆動電圧Ｖの位相遅れ、及びガスばね定数Ｋgの変動による機械系共振周波数ｆmの変動に起因している。
【００２８】
上述のようなガスばね定数Ｋgの変動による機械系の共振周波数ｆmの変化に対応するためには、単なる位相制御のみならず、周波数制御及び振幅制御をも採用することができる。
【００２９】
図５は特許文献３で紹介された単相コンバータと公知のインバータとで構成される駆動装置１を用いて、リニアモータ２を制御する場合を示す回路図である。ここで共振用コンデンサＣは省略されている。リニアモータ２は、その抵抗ｒ、インダクタンスＬ、及び逆起電力ｅaを発生する交流電圧源の直列接続として、電気的な等価回路で示されている。
【００３０】
このような単相インバータとインバータとを用いることにより、微小な周波数制御及び振幅制御を行うことによって対応することが可能である。しかし図５においてトランジスタとして示されたスイッチ素子が６個必要であり、回路構成が複雑になるという新たな問題がある。
【００３１】
他方、パルス幅制御にて駆動電圧を制御し、負荷力率が１００％よりも小さい負荷に駆動電圧を供給する技術が特許文献４に開示されている。しかし当該技術においては電源への回生動作を行うので、トランジスタとして示されたスイッチ素子が６個必要となっている。
【００３２】
また、駆動電圧の振幅制御のみを行う装置として、交流チョッパ回路が公知である。図６は交流チョッパ回路が採用された駆動装置１と、駆動装置１と、リニアモータ２及び共振コンデンサＣとを接続する態様を示す回路図である。ここでもリニアモータ２は、電気的な等価回路で示されている。
【００３３】
当該交流チョッパ回路では双方向スイッチが用いられて、強制転流により降圧動作が行われる。双方向スイッチとしては、位相制御を前提とするトライアック等の自然転流素子が一般的である。しかし自然転流素子は消弧動作が不能であるので、上記交流チョッパ回路で採用することはできない。
【００３４】
よって、双方向スイッチとしては、インバータの強制転流に利用される単方向素子であるＩＧＢＴ等にて構成することが望まれる。図６ではスイッチ部を単方向素子で置き換えた場合を例示している。但し、これらの単方向素子の駆動電位が互いに相違する他、ディスクリートな構成を採らざるを得ないので、回路構成が複雑化するという問題が生じる。
【００３５】
しかもリニアモータ２及び共振コンデンサＣに供給される電圧（上述の駆動電圧Ｖに相当する）は降圧動作の結果として得られるのであるから、上述のように電圧低下に伴うガスばね定数Ｋgの上昇、引いては機械系共振周波数ｆmの上昇が問題となる。
【００３６】
スイッチ素子の数を４個にしてパルス幅制御にて駆動電圧を制御する技術が、特許文献５に紹介されている。しかし当該技術では駆動電圧と負荷に流れる電流との符号が異なる期間が長く、力率の改善が不足であった。
【００３７】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、高効率運転を実現して運転可変範囲を拡大し、しかも構成の簡単化を実現することができる電力変換回路の制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置（９ａ，９ｂ）は電力変換回路（１ｂ）を制御する装置である。当該電力変換回路は、入力点（Ｊ１）、前記入力点との間から交流電力を入力する入出力共通点（Ｊ２）、前記入出力共通点との間から電力変換後の交流電力を出力する出力点（Ｊ３）、第１接続点（Ｋ１）、第２接続点（Ｋ２）、前記入力点に接続されたアノードと前記第１接続点に接続されたカソードとを有する第１入力ダイオード（Ｄ１０）、前記第２接続点に接続されたアノードと前記入力点に接続されたカソードとを有する第２入力ダイオード（Ｄ２０）、前記第１接続点から前記入出力共通点への電流の阻止／流入を制御する第１スイッチング素子（Ｑ１１）、前記入出力共通点から前記第２接続点への電流の阻止／流入を制御する第２スイッチング素子（Ｑ２１）、前記第１接続点から前記出力点への電流の阻止／流入を制御する第３スイッチング素子（Ｑ１２）、前記出力点から前記第２接続点への電流の阻止／流入を制御する第４スイッチング素子（Ｑ２２）、前記入出力共通点に接続されたアノードと前記第１接続点に接続されたカソードとを有する第１ダイオード（Ｄ１１）、前記入出力共通点に接続されたカソードと前記第２接続点に接続されたアノードとを有する第２ダイオード（Ｄ２１）、前記出力点に接続されたアノードと前記第１接続点に接続されたカソードとを有する第３ダイオード（Ｄ１２）、及び前記出力点に接続されたカソードと前記第２接続点に接続されたアノードとを有する第４ダイオード（Ｄ２２）を備える。
【００３９】
当該制御装置の第１の態様は、電圧極性判定部（７１）と、電流極性判定部（７２）と、スイッチング信号生成部（５）とを備える。
【００４０】
前記電圧極性判定部（７１）は、前記入力点の前記入出力共通点に対する入力電圧（Ｖin）の電圧極性（Ｆ１）を判定する。
【００４１】
前記電流極性判定部（７２）は、前記出力点から前記入出力共通点へと流れる出力電流（Ｉout）の電流極性（Ｆ２）を判定する。
【００４２】
スイッチング信号生成部（５）は、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の導通／非導通パターンを決定するパルス幅変調信号（Ｍ）並びに前記電圧極性及び前記電流極性を入力し、第１乃至第４のスイッチング素子の導通デューティに基づいて、と前記第１乃至第４のスイッチング素子の動作を制御するスイッチング信号（Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２）を生成する。
【００４３】
前記電圧極性が正であって前記電流極性が負である第１区間（I)には前記第１、第２，第３、第４スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ０，０，０，１とする。
【００４４】
前記電圧極性が正であって前記電流極性が正である第２区間（II)には前記第３スイッチング素子の前記導通デューティに前記パルス幅変調信号の前記導通デューティを採用しつつ前記第１，第２、第４スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ０，１，０とする。
【００４５】
前記電圧極性が負であって前記電流極性が正である第３区間（III)には前記第１、第２，第３、第４スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ０，０，１，０とする。
【００４６】
前記電圧極性が負であって前記電流極性が負である第４区間（IV)には前記第４スイッチング素子の前記導通ディユーティに前記パルス幅変調信号の前記導通デューティを採用しつつ前記第１，第２、第３スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ１，０，０とする。
【００４７】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第２の態様（９ａ，９ｂ）は、その第１の態様であって、前記電力変換回路（１ｂ）は負荷（２）に対して前記出力電流（Ｉout）を供給する。前記負荷は、電力を機械的仕事に変換する電気機械変換部（２ｃ）と、共振コンデンサ（Ｃ）とを有し、前記電気機械変換部と前記共振コンデンサとは、前記負荷において前記電力変換回路の出力側に直列に接続される。
【００４８】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第３の態様（９ａ，９ｂ）は、その第２の態様であって、前記負荷の機械系の共振周波数と電気系の共振周波数とが等しい。
【００４９】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第４の態様（９ａ，９ｂ）は、その第２の態様又は第３の態様であって、前記電気機械変換部（２ｃ）の状態を示す状態情報（Ｗ）と前記状態情報の指令値（Ｗ＊）とから、前記ＰＷＭ信号（Ｍ）を生成するＰＷＭパターン決定部（４）を更に備える。
【００５０】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第５の態様（９ｂ）は、その第４の態様であって、状態情報生成部（８３）と、乗算器（８１）と、位相マスク（８２）とを更に備える。
【００５１】
前記状態情報生成部（８３）は、前記電気機械変換部（２ｃ）に固有の機器定数（Ｌ，ｒ，Ｋｅ）及び前記共振コンデンサの静電容量値（Ｃ）、並びに前記出力点（Ｊ３）と前記入出力共通点（Ｊ２）との間に印加される出力電圧（Ｖout）及び前記出力電流(Ｉout）から前記状態情報（Ｗ）を生成する。
【００５２】
前記乗算器（８１）は、前記ＰＷＭ信号（Ｍ）と前記入力電圧（Ｖin）との積を求める。
【００５３】
前記位相マスク（８２）は、前記電圧極性（Ｆ１）及び前記電流極性（Ｆ２）及び前記積を入力し、前記第１区間（I）及び前記第３区間（III）において前記積を零値でマスキングして前記出力電圧を求める。
【発明の効果】
【００５４】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第１の態様によれば、出力点と入出力共通点との間から得られる出力電圧を小さくするに際して、パルス幅変調を採用するので、位相制御を採用した場合と比較して力率が改善される。また電源から入力する電圧における変動にも対応できる。しかも環流動作を行って、電源への回生を行わないので、電源側への無効電力の発生を回避し、力率が改善される。
【００５５】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第２の態様によれば、電気機械変換部は通常は誘導性負荷であるので、共振コンデンサを採用することにより、負荷に供給される電圧と電流の位相差が小さくなり、負荷の力率が改善される。
【００５６】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第３の態様によれば、第１区間及び第３区間の長さを短くし、以て出力電圧の振幅を実質的にＰＷＭ変調で制御することに近つけることができる。
【００５７】
この発明にかかる電力変換回路の制御装置の第５の態様によれば、電気機械変換部についての状態信号を推定した制御を採用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】基本波電圧Ｖ１，基本波力率ＰＦ１，基本波電圧位相θ１の位相制御角への依存性を示すグラフである。
【図２】制御変位とガスばね定数、駆動電圧との関係を示すグラフである。
【図３】駆動電圧に対する電流の伝達特性を示すボード線図である。
【図４】力率の入力電力に対する依存性を示すグラフである。
【図５】従来のリニアコンプレッサ駆動装置の一例を示す電気回路図である。
【図６】従来の交流チョッパ回路を示す電気回路図である。
【図７】第１の実施の形態における技術を説明する回路図である。
【図８】電力変換回路の入力電流、入力電圧、出力電流及び出力電圧の波形を示すグラフである。
【図９】４つの区間と、電圧極性、電流極性及びスイッチング素子の動作との関係を示す図である。
【図１０】スイッチング信号生成部の構成を例示する回路図である。
【図１１】区間Iにおける駆動装置、負荷及び交流電源の等価回路を示す回路図である。
【図１２】区間IIにおける駆動装置、負荷及び交流電源の等価回路を示す回路図である。
【図１３】区間IIIにおける駆動装置、負荷及び交流電源の等価回路を示す回路図である。
【図１４】区間IVにおける駆動装置、負荷及び交流電源の等価回路を示す回路図である。
【図１５】力率特性の入力電力依存性を示す図である。
【図１６】第２の実施の形態における技術を説明する回路図である。
【図１７】従来装置によって得られた位相制御時の入力電圧の波形を示すグラフである。
【図１８】従来装置によって得られた位相制御時の入力電流の波形を示すグラフである。
【図１９】従来装置によって得られた位相制御時の入力電流のスペクトラムを示すグラフである。
【図２０】実施の形態の装置によって得られた位相制御時の入力電圧の波形を示すグラフである。
【図２１】実施の形態の装置によって得られた位相制御時の入力電流の波形を示すグラフである。
【図２２】実施の形態の装置によって得られた位相制御時の入力電流のスペクトラムを示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００５９】
第１の実施の形態．
図７は本実施の形態における技術を説明する回路図である。ここでは、スナバ等の付加回路は省略している。
【００６０】
リニアコンプレッサ２ｃはリニア振動アクチュエータ（不図示）を含んでいる。リニア振動アクチュエータ及びこれと電気的に直列に接続された共振コンデンサＣとは、駆動装置１の負荷２となっている。
【００６１】
駆動装置１は、ＬＣフィルタ回路１ａと電力変換回路１ｂとを備えている。ＬＣフィルタ回路１ａを介して交流電源１０から電力が供給されることにより、電力変換回路１ｂには入力電圧Ｖinと、入力電流Ｉinが入力される。電力変換回路１ｂは負荷２に対して出力電流Ｉout及び駆動電圧（以下、出力電圧とも称す）Ｖoutを出力する。
【００６２】
電力変換回路１ｂは、入力点Ｊ１、入出力共通点Ｊ２、出力点Ｊ３を備える。入力点Ｊ１と入出力共通点Ｊ２との間にはＬＣフィルタ回路１ａを介して交流電力が入力される。具体的には入力点Ｊ１の入出力共通点Ｊ２に対する電位差が入力電圧Ｖinであり、ＬＣフィルタ回路１ａから入力点Ｊ１へ流れ込む電流が入力電流Ｉinである。
【００６３】
入出力共通点Ｊ２と出力点Ｊ３２との間から、電力変換回路１ｂによって電力変換された後の交流電力が負荷２へ出力される。具体的には出力点Ｊ３の入出力共通点Ｊ２に対する電位差が出力電圧Ｖoutであり、出力点Ｊ３から負荷２へ流れ込む電流が出力電流Ｉoutである。
【００６４】
電力変換回路１ｂはまた接続点Ｋ１，Ｋ２を備えている。接続点Ｋ１，Ｋ２は下記諸要素の接続点として把握される。電力変換回路１ｂは入力ダイオードＤ１０，Ｄ２０と、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２と、ダイオードＤ１１，Ｄ２１，Ｄ１２，Ｄ２２とを備える。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２は例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが採用され、それぞれダイオードＤ１１，Ｄ２１，Ｄ１２，Ｄ２２と共にモジュール化された素子を採用することができる。
【００６５】
入力ダイオードＤ１０は、入力点Ｊ１に接続されたアノードと接続点Ｋ１に接続されたカソードとを有する。入力ダイオードＤ２０は、接続点Ｋ２に接続されたアノードと入力点Ｊ１に接続されたカソードとを有する。
【００６６】
スイッチング素子Ｑ１１は、接続点Ｋ１から入出力共通点Ｋ２への電流の阻止／流入を制御する。スイッチング素子Ｑ２１は、入出力共通点Ｋ２から接続点Ｋ２への電流の阻止／流入を制御する。スイッチング素子Ｑ１２は、接続点Ｋ１から出力点Ｊ３への電流の阻止／流入を制御する。スイッチング素子Ｑ２２は、出力点Ｊ３から接続点Ｋ２への電流の阻止／流入を制御する。
【００６７】
ダイオードＤ１１は、入出力共通点Ｊ２に接続されたアノードと接続点Ｋ１に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ２１は、入出力共通点Ｊ２に接続されたカソードと接続点Ｋ２に接続されたアノードとを有する。ダイオードＤ１２は、出力点Ｊ３に接続されたアノードと接続点Ｋ１に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ２２は、出力点Ｊ３に接続されたカソードと接続点Ｋ２に接続されたアノードとを有する。
【００６８】
駆動装置１は、通常のインバータを構成する汎用部品にて構成できる。
【００６９】
なお、図７で例示された回路図では、出力電流Ｉoutを測定するためのシャント抵抗６が、共振コンデンサＣと入出力共通点Ｊ２との間に接続されている。シャント抵抗６の両端には出力電流Ｉoutに比例した電圧Ｖｒが発生する。但し、シャント抵抗６を設けることなく、カレントトランスを用いて出力電流Ｉoutを測定してもよい。
【００７０】
制御装置９ａは、電力変換回路１ｂの動作を制御すべく、電圧極性判定部７１、電流極性判定部７２、及びスイッチング信号生成部５を備える。
【００７１】
電圧極性判定部７１は、入力電圧Ｖinを入力してその電圧極性Ｆ１を判定する。電流極性判定部７２は、出力電流Ｉoutの電流極性Ｆ２を判定する。スイッチング信号生成部５はパルス幅変調信号Ｍ並びに、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２を入力し、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の動作を制御するスイッチング信号Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２を生成する。
【００７２】
ここでパルス幅変調信号Ｍはスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２の導通／非導通パターンを決定する信号であって、変位Ｗ（式（１）（２）の変位ｘに相当する）とその指令値Ｗ＊との偏差に基づいて生成される。パルス幅変調信号ＭはＰＷＭ信号生成部４によって生成され、例えばＰＷＭ信号生成部４を制御装置９ａに含めてもよい。パルス幅変調信号Ｍの生成自体は周知の技術を採用できるので、ここではその説明を省略する。
【００７３】
なお、変位Ｗはリニアコンプレッサ２ｃに付加された位置センサ３によって検出することができる（但し後述するように位置センサ３を用いずに変位Ｗを推定することもできる）。位置センサ３は例えばリニアスケールで構成される。また指令値Ｗ＊は例えば、制御装置９ａへとその外部から供給される。
【００７４】
図８は、電力変換回路１ｂの入力電流Ｉin、入力電圧Ｖin、出力電流Ｉout及び出力電圧Ｖoutの波形を示すグラフである。入力電流Ｉin、入力電圧Ｖin、出力電流Ｉout及び出力電圧Ｖoutの極性に依存して、４つの区間I，II，III，IVが規定される。
【００７５】
図９は４つの区間I，II，III，IVと電圧極性Ｆ１、電流極性Ｆ２及びスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の動作との関係を示す図である。
【００７６】
区間Ｉは、電圧極性Ｆ１が正であって、電流極性Ｆ２が負である。このとき、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の動作はそれぞれＯＦＦ，ＯＦＦ，ＯＦＦ，ＯＮである。換言すればスイッチング信号生成部５はパルス幅変調信号Ｍに依存せずに、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の導通デューティをそれぞれ０，０，０，１とする。
【００７７】
区間IIは、電圧極性Ｆ１が正であって、電流極性Ｆ２が正である。このとき、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の動作はそれぞれＯＦＦ，ＯＮ，ＰＷＭ，ＯＦＦである。換言すればスイッチング信号生成部５は、スイッチング素子Ｑ１２の導通デューティにパルス幅変調信号Ｍの導通デューティを採用しつつ、パルス幅変調信号Ｍに依存せずにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ２２の導通デューティをそれぞれ０，１，０とする。
【００７８】
区間IIIは、電圧極性Ｆ１が負であって、電流極性Ｆ２が正である。このとき、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の動作はそれぞれＯＦＦ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＦＦである。換言すればスイッチング信号生成部５はパルス幅変調信号Ｍに依存せずに、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の導通デューティをそれぞれ０，０，１，０とする。
【００７９】
区間IVは、電圧極性Ｆ１が負であって、電流極性Ｆ２が負である。このとき、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の動作はそれぞれＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ，ＰＷＭである。換言すればスイッチング信号生成部５は、スイッチング素子Ｑ２２の導通デューティにパルス幅変調信号Ｍの導通デューティを採用しつつ、パルス幅変調信号Ｍに依存せずにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２の導通デューティをそれぞれ１，０，０とする。
【００８０】
図１０はスイッチング信号生成部５の構成を例示する回路図である。上述のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ１２，Ｑ２２の導通デューティを得るため、スイッチング信号生成部５は通電パターン決定部５１、５２及び通電モード決定部５３を備えている。ここでは電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の極性が正の場合に論理値“Ｈ”が、負の場合に論理値“Ｌ”が、それぞれ割り当てられている場合を示している。またパルス幅変調信号Ｍの活性／非活性に応じてそれぞれ論理値“Ｈ”／“Ｌ”が割り当てられる場合が示されている。
【００８１】
通電モード決定部５３は二入力のEX-ORゲートＢ１と反転ゲートＢ２とを有している。EX-ORゲートＢ１には電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理値が入力する。
【００８２】
ゲートＢ１の出力は、電圧極性Ｆ１と電流極性Ｆ２とが相違する場合（これは区間I，IIIに対応する）に“Ｈ”となり、電圧極性Ｆ１と電流極性Ｆ２とが一致する場合（これは区間II，IVに対応する）に“Ｌ”となる。ゲートＢ２の出力は、ゲートＢ１の出力と相補的な論理値を採る。
【００８３】
通電パターン決定部５２はスイッチング信号Ｇ１１，Ｇ２１に対応する論理を出力するブロックであり、反転ゲートＢ３及び二入力のＡＮＤゲートＢ４，Ｂ５を有している。ＡＮＤゲートＢ４，Ｂ５の出力の“Ｈ”／“Ｌ”に応じて、それぞれスイッチング信号Ｇ１１、Ｇ２１は活性／非活性となる。
【００８４】
反転ゲートＢ３は電圧極性Ｆ１の論理値を入力する。ＡＮＤゲートＢ４の一方側入力としてゲートＢ３の出力が、ＡＮＤゲートＢ５の一方側入力として電圧極性Ｆ１の論理値が、それぞれ与えられる。ＡＮＤゲートＢ４，Ｂ５にはいずれもゲートＢ２の出力が入力されている。
【００８５】
ＡＮＤゲートＢ４の出力は、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理値がいずれも“Ｌ”であるときに“Ｈ”となり、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理値の少なくともいずれか一方が“Ｈ”であるときに“Ｌ”となる。これにより、図９に示されるように、スイッチング素子Ｑ１１は区間IVにおいてのみ導通し、それ以外で非導通となる。
【００８６】
ＡＮＤゲートＢ５の出力は、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理がいずれも“Ｈ”であるときに“Ｈ”となり、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理の少なくともいずれか一方が“Ｌ”であるときに“Ｌ”となる。これにより、図９に示されるように、スイッチング素子Ｑ２１は区間IIにおいてのみ導通し、それ以外で非導通となる。
【００８７】
通電パターン決定部５１はスイッチング信号Ｇ１２，Ｇ２２に対応する論理を出力するブロックであり、三入力ＡＮＤゲートＢ６，Ｂ７，Ｂ９，Ｂ１０と、反転ゲートＢ８と、二入力ＯＲゲートＢ１１，Ｂ１２とを有する。ＯＲゲートＢ１１，Ｂ１２の出力の“Ｈ”／“Ｌ”に応じて、それぞれスイッチング信号Ｇ１２、Ｇ２２は活性／非活性となる。
【００８８】
ＡＮＤゲートＢ６にはＡＮＤゲートＢ５と同様にゲートＢ２の出力及び電圧極性Ｆ１の論理値が与えられ、かつパルス幅変調信号Ｍの論理値も与えられる。よってＡＮＤゲートＢ６は区間IIにおいてのみパルス幅変調信号Ｍの論理値を出力する。同様にして、ＡＮＤゲートＢ７は区間IVにおいてのみパルス幅変調信号Ｍの論理値を出力する。
【００８９】
反転ゲートＢ８は電流極性Ｆ２の論理値を入力する。ＡＮＤゲートＢ１０の一方側入力としてゲートＢ８の出力が、ＡＮＤゲートＢ９の一方側入力として電流極性Ｆ２の論理値が、それぞれ与えられる。ＡＮＤゲートＢ９，Ｂ１０にはいずれもゲートＢ１の出力が入力されている。
【００９０】
ＡＮＤゲートＢ９の出力は、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理値がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”であるとき（これは区間IIIに対応する）に“Ｈ”となり、それ以外では“Ｌ”となる。ORゲートＢ１１にはＡＮＤゲートＢ９の出力及びＡＮＤゲートＢ６の出力が入力するので、区間I,IVにおいて“Ｌ”、区間IIにおいてパルス幅変調信号Ｍの論理、区間IIIにおいて“Ｈ”を出力する。よって図９に示されるようにスイッチング素子Ｑ１２が制御される。
【００９１】
ＡＮＤゲートＢ１０の出力は、電圧極性Ｆ１及び電流極性Ｆ２の論理値がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”であるとき（これは区間Iに対応する）に“Ｈ”となり、それ以外では“Ｌ”となる。ORゲートＢ１２にはＡＮＤゲートＢ１０の出力及びＡＮＤゲートＢ７の出力が入力するので、区間II,IIIにおいて“Ｌ”、区間IVにおいてパルス幅変調信号Ｍの論理、区間IIにおいて“Ｈ”を出力する。よって図９に示されるようにスイッチング素子Ｑ２２が制御される。
【００９２】
図７を参照して電力変換回路１ｂは降圧形チョッパである。よってＰＷＭ制御が行われることによって、図８の波形に示すように入力電流Ｉin、入力電圧Ｖin、出力電流Ｉout及び出力電圧Ｖoutはそれぞれ不連続、連続、連続、不連続となる。以下、図８の波形について、区間I，II，III，IV毎に説明する。
【００９３】
図１１は区間Iにおける駆動装置１、負荷２及び交流電源１０の等価回路を示す。スイッチング素子Ｑ１２，２２がそれぞれオフ、オンしているので、入出力共通点Ｊ２と出力点Ｊ３とはほぼ短絡し、出力電圧Ｖoutは０となる。このとき逆起電力ｅa（＞０）に基づいて電流が出力点Ｊ３、スイッチング素子Ｑ２２、接続点Ｋ２、ダイオードＤ２１、入出力共通点Ｊ２を通って流れる（Ｉout＜０）。かかる現象は回生ではなく、環流である（スイッチング素子Ｑ１１がオフしており、入力点Ｊ１はフローティングとなっているため）。
【００９４】
図１２は区間IIにおける駆動装置１、負荷２及び交流電源１０の等価回路を示す。スイッチング素子Ｑ２１がオンしているので、スイッチング素子Ｑ１２のＰＷＭ動作に依存して出力電流Ｉoutの経路は異なる。実線で示された経路はスイッチング素子Ｑ１２がそのＰＷＭ動作においてオンしている場合に出力電流Ｉoutが流れる経路である。当該経路において出力電流Ｉoutは、入力電圧Ｖinが正であることから入力点Ｊ１、ダイオードＤ１０、接続点Ｋ１、スイッチング素子Ｑ１２、出力点Ｊ３をこの順に流れる（Ｉout＞０、Ｖout＞０）。このときの出力電流Ｉoutは入力電圧Ｖinに基づいて流れているので、当該現象は力行である。
【００９５】
破線で示された経路はスイッチング素子Ｑ１２がそのＰＷＭ動作においてオフしている場合に出力電流Ｉoutが流れる経路である。当該経路において出力電流Ｉoutは、入出力共通点Ｊ２、スイッチング素子Ｑ２１、接続点Ｋ２、ダイオードＤ２２、出力点Ｊ３をこの順に流れる（Ｉout＞０、Ｖout＝０）。このときの出力電流Ｉoutは逆起電力ｅa（＜０）に基づいて流れているので、当該現象は環流である（通常、Ｖin＞ｅaであるので、入力ダイオードＤ２０は導通しないため）。
【００９６】
図１３は区間IIIにおける駆動装置１、負荷２及び交流電源１０の等価回路を示す。スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２がそれぞれオン、オフしているので、入出力共通点Ｊ２と出力点Ｊ３とはほぼ短絡し、出力電圧Ｖoutは０となる。このとき逆起電力ｅa（＜０）に基づいて電流が入出力共通点Ｊ２、ダイオードＤ１１、接続点Ｋ１、スイッチング素子Ｑ１２、出力点Ｊ３を通って流れる（Ｉout＞０）。かかる現象は回生ではなく、環流である（スイッチング素子Ｑ２１がオフしており、入力点Ｊ１はフローティングとなっているため）。
【００９７】
図１４は区間IVにおける駆動装置１、負荷２及び交流電源１０の等価回路を示す。スイッチング素子Ｑ１１がオンしているので、スイッチング素子Ｑ２２のＰＷＭ動作に依存して出力電流Ｉoutの経路は異なる。実線で示された経路はスイッチング素子Ｑ２２がそのＰＷＭ動作においてオンしている場合に出力電流Ｉoutが流れる経路である。当該経路において出力電流Ｉoutは、入力電圧Ｖinが負であることから出力点Ｊ３、スイッチング素子Ｑ２２、接続点Ｋ２、ダイオードＤ１１、入力点Ｊ１をこの順に流れる（Ｉout＜０、Ｖout＜０）。このときの出力電流Ｉoutは入力電圧Ｖinに基づいて流れているので、当該現象は力行である。
【００９８】
破線で示された経路はスイッチング素子Ｑ２２がそのＰＷＭ動作においてオフしている場合に出力電流Ｉoutが流れる経路である。当該経路において出力電流Ｉoutは、出力点Ｊ３、ダイオードＤ１２、接続点Ｋ１、スイッチング素子Ｑ１１、入出力共通点Ｊ２をこの順に流れる（Ｉout＜０、Ｖout＝０）。このときの出力電流Ｉoutは逆起電力ｅa（＞０）に基づいて流れているので、当該現象は環流である（Ｖin＜０＜ｅaであるので、入力ダイオードＤ１０は導通しないため）。
【００９９】
以上のように、出力電圧ＶoutをＰＷＭ制御によってチョッピングして出力電流Ｉoutを正弦波状にする。しかもこの際に環流動作を採用することにより、出力電圧Ｖoutが出力電流Ｉoutの極性と異なる極性を有する期間が除去される。これにより、電源側への無効電力の発生を回避し、もって力率が改善される。特許文献４に開示された技術とは異なり、電源への回生動作を行わないので、スイッチング素子は特許文献４よりも二個少なくすることができる。
【０１００】
図１５は力率特性の入力電力依存性を示す図である。図１５では特許文献１で開示された装置（以下「従来装置」と称す）技術によりリニアコンプレッサを駆動した場合と、図７で示された装置によりリニアコンプレッサを駆動した場合との両方を併記した。但し二つの場合においてばね定数は（変位が小さくなってガスばね定数が上昇することも含めて）互いに等しく設定されている。
【０１０１】
上述のように機械系の共振周波数ｆmはガスばね定数Ｋgに依存し、従って変位ｘ，Ｗに依存して変動する。図１５では、最大定格（ここでは入力電力７００Ｗ程度）において採用される変位に対応するガスばね定数を用いて、機械系の共振周波数ｆmを電源周波数（ここでは６０Ｈｚ）と一致させ、かつ電気系の共振周波数ｆeもこれと一致するように設定した場合が示されている（二つの共振周波数ｆm，ｆeを一致させる利点については後述する）。
【０１０２】
前述のように電源に接続されるべき負荷の力率は８５％以上であることが要求される場合、図１５を参照して従来装置では運転可変範囲は８０〜１００％程度となる。他方、図７の装置においては、出力電圧Ｖoutの振幅調整はＰＷＭ変調によって行われ、出力電圧Voutの位相と電源電圧Ｖinの位相とが一致し、点弧位相の遅れに伴った入力力率の低下が回避されている。これにより負荷の力率は８５％以上であることが要求される場合であっても、運転可変範囲が５０〜１００％となり、運転可変範囲が約３０％で拡大される。
【０１０３】
しかも、パルス幅変調信号Ｍのデューティを制御することによって電源電圧の変動に対応することが可能であるので、電源電圧が変動した場合においても、ガスばね定数Ｋgに依存した力率特性を維持することが可能である。
【０１０４】
なお区間I，IIIが短いほど環流動作の時間が短く、出力電圧Ｖoutの振幅を実質的にＰＷＭ変調で制御することに近づき、力率が改善される。よって区間I，IIIを短縮することが望ましい。なお、図８では制御の説明を分かり易くするため区間I，IIIを長く採った場合について記載しており、図２０、図２１、図２２では区間I，IIIを短く採った場合について記載している。
【０１０５】
区間I，IIIを短縮することは、出力電圧Ｖoutと出力電流Ｉoutの位相差を小さくすることに相当する。当該位相差は典型的には、式（１），（２）から求められる機械系共振の共振周波数ｆmと電気系の共振周波数ｆeとが等しい場合において、零となる。具体的には式（２）において電気的共振時には位相が９０°進相することを示す記号ｊを用いて、式（４）が成立する。但し式（２）から電気系の共振周波数を式（５）で求めた。
【０１０６】
【数４】
【０１０７】
【数５】
【０１０８】
他方、式（１）においては電流ｉは変位ｘについて定数倍項、一階微分項、二回微分項を用いて表される。よって式（４）において電流ｉと電圧Ｖとが同位相であると言えるためには、式（１）が成立しつつも、電流ｉが変位ｘについての一階微分項と、定数とで表されなければならない。これは即ち式（３）が成立することに他ならず、機械的共振という条件下においてのみ、式（４）において電流ｉと電圧Ｖとが同位相であると言えることになる。つまり、電流ｉと電圧Ｖとが同位相となるのは機械系の共振周波数ｆmと電気系の共振周波数ｆeとが等しい場合である。
【０１０９】
よって既知の各定数に対して、共振コンデンサＣの容量を下記のように設定することにより、区間I，IIIの長さを顕著に短く（理想的には零に）することができる。
【０１１０】
【数６】
【０１１１】
つまり、本実施の形態で示された電力変換回路１ｂを制御する場合、当該電力変換回路１ｂがその出力電流Ｉoutを供給する負荷２は、電気機械変換部（ここではリニアコンプレッサ２ｃ）と、共振コンデンサＣとを有することが望ましい。そして負荷２において電気機械変換部と共振コンデンサとは電力変換回路１ｂの出力側に直列に接続され、機械系の共振周波数と電気系の共振周波数とは等しいことが望ましい。これにより区間I，IIIの長さを短くし、以て出力電圧Ｖoutの振幅を実質的にＰＷＭ変調で制御することに近つけることができる。
【０１１２】
なお、変位ｘ，Ｗは電気機械変換部の状態を示す状態情報と把握することができる。
【０１１３】
もちろん、共振コンデンサＣの値が式（６）の値よりも少し増減しても、区間I，IIIの長さを短くすることができる効果はある。
【０１１４】
区間II，IVではＰＷＭ制御による力行／環流が実行されるので、位相制御のような位相制御角は採用されない。よって位相制御を採用したときに問題となる、制御変位が小さい場合に位相制御角が増大することに起因した力率低下の影響を小さくすることができる。
【０１１５】
第２の実施の形態．
本実施の形態では変位Ｗを位置センサ３等で実測するのではなく、共振コンデンサＣの電圧に基づいて推定する技術を採用する。
【０１１６】
図１６は本実施の形態における技術を説明する回路図である。ここで示される構成は、第１の実施の形態において図７を用いて説明された構成に対して、制御装置９ａを制御装置９ｂに置換し、位置センサ３を削除した構成を有している。
【０１１７】
制御装置９ｂは制御装置９ａに対して、乗算器８１、環流位相マスク８２、変位推定部８３が追加された構成を有する。
【０１１８】
式（２）を変形すると式（７）が得られる。
【０１１９】
【数７】
【０１２０】
式（７）において、右辺の第１項である駆動電圧Ｖは電源電圧およびデューティより得られる値であり、右辺の第２項はリニアアクチュエータの機器定数、リニア振動アクチュエータに流れる電流、および共振コンデンサの電圧から求められる値である。また、左辺の速度起電力Ｋｅについても既知である。よって変位ｘは右辺を速度起電力Ｋｅで除して得られる値を積分することによって推定される。
【０１２１】
本実施の形態に即していえば、リニアアクチュエータのインダクタンスＬ及び抵抗ｒ及び共振コンデンサＣの値並びに速度起電力Ｋｅが予め既知値として得られている。変位推定部８３は、出力電流Ｉoutを反映した電圧Ｖｒと、駆動電圧Ｖたる出力電圧Ｖoutと、共振コンデンサＣの電圧Ｖｃと、上記既知値とに基づいて、変位Ｗを推定する。上述のように変位Ｗは電気機械変換部の状態を示す状態情報として把握できるので、変位推定部８３は、状態情報生成部と把握することができる。
【０１２２】
還流位相マスク８２は出力電圧Ｖoutを変位推定部８３に供給する。区間II，IVでは入力電圧ＶinにＰＷＭ変調を掛けて出力電圧Ｖoutが得られるが、区間I,IIIでは入力電圧Ｖinによらずに出力電圧Ｖoutは０となる。よってまず、乗算器８１によって入力電圧Ｖinとパルス幅変調信号Ｍとの乗算結果（積）が得られ、当該積が還流位相マスク８２に与えられる。
【０１２３】
他方、還流位相マスク８２には電圧極性Ｆ１、電流極性Ｆ２も与えられ、これにより変位推定部８３は区間I，II，III，IVを区別して認識することができる。よって変位推定部８３は区間I．IIIにおいて当該積を零値でマスキングして出力電圧Ｖoutを求める。
【０１２４】
次いで、従来装置による電源高調波発生量と図７または図１６に示された装置（以下「実施形態の装置」と称す）による電源高調波発生量とを対比する。
【０１２５】
図１７、図１８、図１９は、いずれも従来装置によって得られた結果を示すグラフであり、図２０、図２１、図２２は、いずれも実施形態の装置によって得られた結果を示すグラフである（但し、図２０、図２１、図２２では区間I，IIIの長さをほぼ零とした場合、即ち共振コンデンサＣの容量を適切に設定した場合について示している）。
【０１２６】
図１７及び図２０は位相制御時の入力電圧Ｖinの波形を、図１８及び図２１は入力電流Ｉinの波形を、図１９及び図２２は入力電流Ｉinのスペクトラムを、それぞれ示す。なお電源電圧は６０Ｈｚかつ１７３Ｖ、入力電力を６００Ｗとした。また従来装置の点弧角を４０°、実施の形態の装置のデューティを０．９４とした。
【０１２７】
従来装置による位相制御時においては、入力電流が点弧角により遮断されるため、図１９に示すように高調波電流発生量が大きくなり、３、５、７次（それぞれ１８０Ｈｚ、３００Ｈｚ、４２０Ｈｚ）において顕著に表れている。
【０１２８】
他方、実施形態の装置の制御においては、図８に示されるように入力電流Ｉinは不連続であるものの、電力変換回路１ｂによるチョッピングで電流振幅が制御されるので、高調波電流発生量は著しく低減される。しかも、入力電流Ｉinの波形はＬＣフィルタ回路１ａにより十分平滑化されているので、電流リプルは少なく正弦波状である。
【０１２９】
なお、ここで採用したリニアコンプレッサのシリンダ数は１であるので、推力が非対称となる。よって図１９及び図２２共に、偶数次（２次：１２０Ｈｚ）の高調波が現れているが、その発生量は僅かである。
【０１３０】
なお、電力変換回路１ｂは交流降圧形チョッパであるので、平滑用の大容量電解コンデンサを不要にでき、長寿命、低コストを実現できる。
【符号の説明】
【０１３１】
１ｂ 電力変換回路
２ 負荷
２ｃ リニア振動アクチュエータ
４ ＰＷＭパターン決定部
５ スイッチング信号生成部
７１ 電圧極性判定部
７２ 電流極性判定部
８１ 乗算器
８２ 位相マスク
８３ 状態情報生成部
９ａ，９ｂ 制御装置
Ｄ１０，Ｄ２０ 入力ダイオード
Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２ ダイオード
Ｆ１ 入力電圧の電圧極性
Ｆ２ 出力電流の電流極性
Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２ スイッチング信号
Ｉout 出力電流
Ｊ１ 入力点
Ｊ２ 入出力共通点
Ｊ３ 出力点
Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３ 接続点
Ｍ パルス幅変調信号
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２ スイッチング素子
Ｖin 入力電圧
Ｖout 出力電圧
Ｗ 変位（状態情報）
Ｗ＊ 変位（状態情報）の指令値
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力点（Ｊ１）、前記入力点との間から交流電力を入力する入出力共通点（Ｊ２）、前記入出力共通点との間から電力変換後の交流電力を出力する出力点（Ｊ３）、第１接続点（Ｋ１）、第２接続点（Ｋ２）、前記入力点に接続されたアノードと前記第１接続点に接続されたカソードとを有する第１入力ダイオード（Ｄ１０）、前記第２接続点に接続されたアノードと前記入力点に接続されたカソードとを有する第２入力ダイオード（Ｄ２０）、前記第１接続点から前記入出力共通点への電流の阻止／流入を制御する第１スイッチング素子（Ｑ１１）、前記入出力共通点から前記第２接続点への電流の阻止／流入を制御する第２スイッチング素子（Ｑ２１）、前記第１接続点から前記出力点への電流の阻止／流入を制御する第３スイッチング素子（Ｑ１２）、前記出力点から前記第２接続点への電流の阻止／流入を制御する第４スイッチング素子（Ｑ２２）、前記入出力共通点に接続されたアノードと前記第１接続点に接続されたカソードとを有する第１ダイオード（Ｄ１１）、前記入出力共通点に接続されたカソードと前記第２接続点に接続されたアノードとを有する第２ダイオード（Ｄ２１）、前記出力点に接続されたアノードと前記第１接続点に接続されたカソードとを有する第３ダイオード（Ｄ１２）、及び前記出力点に接続されたカソードと前記第２接続点に接続されたアノードとを有する第４ダイオード（Ｄ２２）を備える電力変換回路（１ｂ）を制御する装置であって、
前記入力点の前記入出力共通点に対する入力電圧（Ｖin）の電圧極性（Ｆ１）を判定する電圧極性判定部（７１）と、
前記出力点から前記入出力共通点へと流れる出力電流（Ｉout）の電流極性（Ｆ２）を判定する電流極性判定部（７２）と、
前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の導通／非導通パターンを決定するパルス幅変調信号（Ｍ）並びに、前記電圧極性及び前記電流極性を入力し、前記電圧極性が正であって前記電流極性が負である第１区間（I)には前記第１、第２，第３、第４スイッチング素子の導通デューティをそれぞれ０，０，０，１とし、前記電圧極性が正であって前記電流極性が正である第２区間（II)には前記第３スイッチング素子の前記導通デューティに前記パルス幅変調信号の前記導通デューティを採用しつつ前記第１，第２、第４スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ０，１，０とし、前記電圧極性が負であって前記電流極性が正である第３区間（III)には前記第１、第２，第３、第４スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ０，０，１，０とし、前記電圧極性が負であって前記電流極性が負である第４区間（IV)には前記第４スイッチング素子の前記導通ディユーティに前記パルス幅変調信号の前記導通デューティを採用しつつ前記第１，第２、第３スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ１，０，０とし、前記第１乃至第４のスイッチング素子の前記導通デューティに基づいて、前記第１乃至第４のスイッチング素子の動作を制御するスイッチング信号（Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２）を生成するスイッチング信号生成部（５）と
を備える電力変換回路の制御装置（９ａ，９ｂ）。
【請求項２】
前記電力変換回路（１ｂ）は負荷（２）に対して前記出力電流（Ｉout）を供給し、
前記負荷は、電力を機械的仕事に変換する電気機械変換部（２ｃ）と、共振コンデンサ（Ｃ）とを有し、
前記電気機械変換部と前記共振コンデンサとは、前記負荷において前記電力変換回路の出力側に直列に接続される、請求項１記載の電力変換回路の制御装置（９ａ，９ｂ）。
【請求項３】
前記負荷の機械系の共振周波数と電気系の共振周波数とが等しい、請求項２記載の電力変換回路の制御装置（９ａ，９ｂ）。
【請求項４】
前記電気機械変換部（２ｃ）の状態を示す状態情報（Ｗ）と前記状態情報の指令値（Ｗ＊）とから、前記ＰＷＭ信号（Ｍ）を生成するＰＷＭパターン決定部（４）
を更に備える、請求項２又は請求項３記載の電力変換回路の制御装置（９ａ，９ｂ）。
【請求項５】
前記電気機械変換部（２ｃ）に固有の機器定数（Ｌ，ｒ，Ｋｅ）及び前記共振コンデンサの静電容量値（Ｃ）、並びに前記出力点（Ｊ３）と前記入出力共通点（Ｊ２）との間に印加される出力電圧（Ｖout）及び前記出力電流(Ｉout）から前記状態情報（Ｗ）を生成する状態情報生成部（８３）と、
前記ＰＷＭ信号（Ｍ）と前記入力電圧（Ｖin）との積を求める乗算器（８１）と、
前記電圧極性（Ｆ１）及び前記電流極性（Ｆ２）及び前記積を入力し、前記第１区間（I）及び前記第３区間（III）において前記積を零値でマスキングして前記出力電圧を求める位相マスク（８２）と
を更に備える、請求項４記載の電力変換回路の制御装置（９ｂ）。
【請求項１】
入力点（Ｊ１）、前記入力点との間から交流電力を入力する入出力共通点（Ｊ２）、前記入出力共通点との間から電力変換後の交流電力を出力する出力点（Ｊ３）、第１接続点（Ｋ１）、第２接続点（Ｋ２）、前記入力点に接続されたアノードと前記第１接続点に接続されたカソードとを有する第１入力ダイオード（Ｄ１０）、前記第２接続点に接続されたアノードと前記入力点に接続されたカソードとを有する第２入力ダイオード（Ｄ２０）、前記第１接続点から前記入出力共通点への電流の阻止／流入を制御する第１スイッチング素子（Ｑ１１）、前記入出力共通点から前記第２接続点への電流の阻止／流入を制御する第２スイッチング素子（Ｑ２１）、前記第１接続点から前記出力点への電流の阻止／流入を制御する第３スイッチング素子（Ｑ１２）、前記出力点から前記第２接続点への電流の阻止／流入を制御する第４スイッチング素子（Ｑ２２）、前記入出力共通点に接続されたアノードと前記第１接続点に接続されたカソードとを有する第１ダイオード（Ｄ１１）、前記入出力共通点に接続されたカソードと前記第２接続点に接続されたアノードとを有する第２ダイオード（Ｄ２１）、前記出力点に接続されたアノードと前記第１接続点に接続されたカソードとを有する第３ダイオード（Ｄ１２）、及び前記出力点に接続されたカソードと前記第２接続点に接続されたアノードとを有する第４ダイオード（Ｄ２２）を備える電力変換回路（１ｂ）を制御する装置であって、
前記入力点の前記入出力共通点に対する入力電圧（Ｖin）の電圧極性（Ｆ１）を判定する電圧極性判定部（７１）と、
前記出力点から前記入出力共通点へと流れる出力電流（Ｉout）の電流極性（Ｆ２）を判定する電流極性判定部（７２）と、
前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の導通／非導通パターンを決定するパルス幅変調信号（Ｍ）並びに、前記電圧極性及び前記電流極性を入力し、前記電圧極性が正であって前記電流極性が負である第１区間（I)には前記第１、第２，第３、第４スイッチング素子の導通デューティをそれぞれ０，０，０，１とし、前記電圧極性が正であって前記電流極性が正である第２区間（II)には前記第３スイッチング素子の前記導通デューティに前記パルス幅変調信号の前記導通デューティを採用しつつ前記第１，第２、第４スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ０，１，０とし、前記電圧極性が負であって前記電流極性が正である第３区間（III)には前記第１、第２，第３、第４スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ０，０，１，０とし、前記電圧極性が負であって前記電流極性が負である第４区間（IV)には前記第４スイッチング素子の前記導通ディユーティに前記パルス幅変調信号の前記導通デューティを採用しつつ前記第１，第２、第３スイッチング素子の前記導通デューティをそれぞれ１，０，０とし、前記第１乃至第４のスイッチング素子の前記導通デューティに基づいて、前記第１乃至第４のスイッチング素子の動作を制御するスイッチング信号（Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２）を生成するスイッチング信号生成部（５）と
を備える電力変換回路の制御装置（９ａ，９ｂ）。
【請求項２】
前記電力変換回路（１ｂ）は負荷（２）に対して前記出力電流（Ｉout）を供給し、
前記負荷は、電力を機械的仕事に変換する電気機械変換部（２ｃ）と、共振コンデンサ（Ｃ）とを有し、
前記電気機械変換部と前記共振コンデンサとは、前記負荷において前記電力変換回路の出力側に直列に接続される、請求項１記載の電力変換回路の制御装置（９ａ，９ｂ）。
【請求項３】
前記負荷の機械系の共振周波数と電気系の共振周波数とが等しい、請求項２記載の電力変換回路の制御装置（９ａ，９ｂ）。
【請求項４】
前記電気機械変換部（２ｃ）の状態を示す状態情報（Ｗ）と前記状態情報の指令値（Ｗ＊）とから、前記ＰＷＭ信号（Ｍ）を生成するＰＷＭパターン決定部（４）
を更に備える、請求項２又は請求項３記載の電力変換回路の制御装置（９ａ，９ｂ）。
【請求項５】
前記電気機械変換部（２ｃ）に固有の機器定数（Ｌ，ｒ，Ｋｅ）及び前記共振コンデンサの静電容量値（Ｃ）、並びに前記出力点（Ｊ３）と前記入出力共通点（Ｊ２）との間に印加される出力電圧（Ｖout）及び前記出力電流(Ｉout）から前記状態情報（Ｗ）を生成する状態情報生成部（８３）と、
前記ＰＷＭ信号（Ｍ）と前記入力電圧（Ｖin）との積を求める乗算器（８１）と、
前記電圧極性（Ｆ１）及び前記電流極性（Ｆ２）及び前記積を入力し、前記第１区間（I）及び前記第３区間（III）において前記積を零値でマスキングして前記出力電圧を求める位相マスク（８２）と
を更に備える、請求項４記載の電力変換回路の制御装置（９ｂ）。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【公開番号】特開２０１３−７４６９３（Ｐ２０１３−７４６９３Ａ）
【公開日】平成２５年４月２２日（２０１３．４．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２１０９１７（Ｐ２０１１−２１０９１７）
【出願日】平成２３年９月２７日（２０１１．９．２７）
【出願人】（０００００２８５３）ダイキン工業株式会社 (7,604)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月２２日（２０１３．４．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月２７日（２０１１．９．２７）
【出願人】（０００００２８５３）ダイキン工業株式会社 (7,604)
【Ｆターム（参考）】
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